CN112511021A - 整流稳压电路和供电设备 - Google Patents

Abstract

本申请实施例提供一种整流稳压电路和供电设备，该电路包括：第一二极管、第二二极管、第一电容、第二电容以及第三电容；第一二极管的正极用于与第一外部电路的第一节点耦合，第一二极管的负极与第一电容的第一端耦合，第一电容的第二端用于与第一外部电路的第二节点耦合；第一电容的第二端还与第二电容的第一端耦合，第二电容的第二端与第二二极管的正极耦合，第二二极管的负极用于与第一外部电路的第一节点耦合；第一电容的第一端还与第三电容的第一端耦合，第二电容的第二端还与第三电容的第二端耦合；第三电容的第一端以及第三电容的第二端用于接入第二外部电路；该电路用于接收第一外部电路提供的交流电压，并向第二外部电路提供直流电压。

Description

整流稳压电路和供电设备

技术领域

本申请涉及电路技术领域，具体而言，涉及一种整流稳压电路和供电设备。

背景技术

整流稳压电路是用于将交流电能转换为具有稳定电压的直流电能的电路，其应用领域较为广泛。

当整流稳压电路应用于无线充电、隔离电源时，交流电能通过磁场耦合的方式从原边绕组传到副边绕组，再通过位于副边一侧的整流稳压电路将交流电能转换为具有稳定电压的直流电能。

在一些应用场景下，例如在绕组耦合能力较弱时，副边绕组接收到的交流电压会经常出现明显小于原边绕组的交流电压的情况，因此，位于副边一侧的整流稳压电路需要尽可能的提高输出电压。

此外，对于应用到无线充电、隔离电源等特殊应用场景下的整流稳压电路，通常还需要为了适应市场需求而尽可能集成化，即，在整流稳压电路中的分立元件要尽可能少。

但是，现有的整流稳压电路难以同时满足增压需求和集成化需求。

发明内容

本申请的目的在于提供一种整流稳压电路和供电设备，能够改善现有技术中的整流稳压电路难以同时满足增压需求和集成化需求的问题。

第一方面，本申请实施例提供一种整流稳压电路，包括第一二极管、第二二极管、第一电容、第二电容以及第三电容；

所述第一二极管的正极用于与第一外部电路的第一节点耦合，所述第一二极管的负极与所述第一电容的第一端耦合，所述第一电容的第二端用于与所述第一外部电路的第二节点耦合；

所述第一电容的第二端还与所述第二电容的第一端耦合，所述第二电容的第二端与所述第二二极管的正极耦合，所述第二二极管的负极用于与所述第一外部电路的第一节点耦合；

所述第一电容的第一端还与所述第三电容的第一端耦合，所述第二电容的第二端还与所述第三电容的第二端耦合；

所述第三电容的第一端以及所述第三电容的第二端用于接入第二外部电路；

所述整流稳压电路用于接收所述第一外部电路提供的交流电压，并根据所述交流电压向所述第二外部电路提供直流电压。

在上述的整流稳压电路中，第一二极管、第二二极管、第一电容、第二电容以及第三电容可配合实现电压倍增功能，在第一电容充电、第二电容放电时，第二电容放电释放的电荷可以提供给第三电容充电，而在第二电容充电、第一电容放电时，第一电容放电释放的电荷也可以提供给第三电容充电。当第一电容、第二电容在输入的交流电压的作用下达到充放电稳态时，第三电容两端的电压几乎等于两倍的输入交流电压，因此可以实现电压倍增。此外，在上述整流稳压电路中，由于第一电容、第二电容并不直接用于向第二外部电路供电，第一电容、第二电容的波动并不会直接引起整流稳压电路的输出电压发生较大变化，因此可以允许第一电容和第二电容的电容值很小，不需要为了保证电压倍增功能而将第一电容和第二电容限制在较大值，因此上述结构有利于电路集成化，可以减少分立元件的数量。

在可选的实施方式中，所述第一电容的电容值小于所述第三电容的电容值的十分之一；所述第二电容的电容值小于所述第三电容的电容值的十分之一。

通过上述实现方式，可以在不额外增加更多分立器件的情况下，提升整流稳压电路的输出电压。

在可选的实施方式中，所述第一电容的电容值小于10nF；所述第二电容的电容值小于10nF。

通过上述实现方式，有利于实现电路集成化。

在可选的实施方式中，所述第一电容的电容值在0.1nF与2nF之间；所述第二电容的电容值在0.1nF与2nF之间。

通过上述实现方式，有利于在现有集成电路工艺下实现电路集成化。

在可选的实施方式中，所述第一电容的电压波动幅度大于所述第一电容的稳态电压的二十分之一；所述第二电容的电压波动幅度大于所述第二电容的稳态电压的二十分之一。

在可选的实施方式中，所述第一电容和所述第二电容集成在同一衬底上。

在可选的实施方式中，所述第一二极管、所述第二二极管、所述第一电容和所述第二电容集成在同一衬底上。

第二方面，本申请实施例提供一种供电设备，包括供电单元以及前述第一方面所述的整流稳压电路；

所述供电单元包括交流电源模块，所述交流电源模块包括第一电极和第二电极；

所述交流电源模块在一个信号周期的第一时间内，所述第一电极的电压高于所述第二电极的电压；

所述交流电源模块在一个信号周期的第二时间内，所述第一电极的电压低于所述第二电极的电压；

其中，所述供电单元用于通过所述第一电极和所述第二电极向所述整流稳压电路提供交流电压，所述整流稳压电路中的第一电容用于通过所述交流电源模块在所述第一时间内提供的电压进行充电，所述整流稳压电路中的第二电容用于通过所述交流电源模块在所述第一时间内提供的电压进行放电；

所述第一电容还用于通过所述交流电源模块在所述第二时间内提供的电压进行放电，所述第二电容还用于通过所述交流电源模块在所述第二时间内提供的电压进行充电。

由于上述的供电设备中包括前述第一方面的整流稳压电路，因此可以达到前述的整流稳压电路所能实现的增压效果，且有利于集成，基于上述的供电设备，可以使得整流稳压电路中的第一电容或第二电容能够在特定的时间充放电。

在可选的实施方式中，所述交流电源模块包括：第一交流电源、第一绕组以及与所述第一绕组耦合的第二绕组；

所述第一交流电源包括：直流电源以及逆变电路；

所述直流电源的输出端与逆变电路的输入端耦合；

所述逆变电路的输出端与所述第一绕组耦合；

所述第二绕组的两端分别作为所述第一电极和所述第二电极。

通过上述实现方式，提供了一种能够向第一电容、第二电容提供交流电压的实现方式。

在可选的实施方式中，所述直流电源包括第一输出端和第二输出端，所述逆变电路包括第一开关、第二开关、第三开关以及第四开关；

所述第一开关的第一端点与所述第一输出端耦合，所述第一开关的第二端点与所述第一绕组的第一输入端耦合；

所述第二开关的第一端点与所述第二输出端耦合，所述第二开关的第二端点与所述第一绕组的第一输入端耦合；

所述第三开关的第一端点与所述第一输出端耦合，所述第三开关的第二端点与所述第一绕组的第二输入端耦合；

所述第四开关的第一端点与所述第二输出端耦合，所述第四开关的第二端点与所述第一绕组的第二输入端耦合。

以此丰富了供电设备的实现形式。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对本申请实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本申请的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1为现有技术中的一种整流稳压电路的示意图。

图2为现有技术中的另一种整流稳压电路的示意图。

图3为本申请实施例提供的一种整流稳压电路的示意图。

图4为本申请实施例提供的一种整流稳压电路的集成示意图。

图5为本申请实施例提供的一种供电设备的架构示意图。

图6为本申请实施例提供的一种供电设备的示意图。

图7为本申请实施例提供的另一种供电设备的示意图。

图8为本申请实施例提供的一个实例中的供电设备的示意图。

附图标记：D1-第一二极管；D2-第二二极管；C1-第一电容；C2-第二电容；C3-第三电容；W1-供电单元；U1-交流电源模块；U2-第一交流电源；L1-第一绕组；L2-第二绕组；U3-直流电源；K1-第一开关；K2-第二开关；K3-第三开关；K4-第四开关。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行描述。

图1为现有技术中的一种整流稳压电路的示意图。

如图1所示，该整流稳压电路通过一个二极管D以及一个稳压电容C实现整流稳压功能。

在图1所示结构投入使用时，输入电压(交流电)送入到该二极管D的正极和以及该稳压电容C的一端，该稳压电容C的另一端耦合到该二极管D的负极，负载的两端分别耦合到该稳压电容C的两端。

当该整流稳压电路的输入电压大于输出电压(即图1中稳压电容C上的电压)时，该二极管D导通，该稳压电容C在输入电压的作用下充电，同时，输入电压还给负载供电。

而当该整流稳压电路的输入电压小于输出电压(即稳压电容C上的电压)时，该二极管D反向偏置关断，稳压电容C向负载供电，负载电流流过稳压电容C使稳压电容C放电。

若整流稳压电路的输入交流电压在-V0和+V0之间交替变化(即峰-峰值为2V0)，忽略元件非理想参数，由于输入电压大于输出电压就会给稳压电容C充电，在不考虑负载电流给稳压电容C放电的情况下，输出电压最终会达到输入电压的最大值，即，该整流稳压电路的输出电压最高可以达到V0。当输入电压小于输出电压时，稳压电容C需要给负载供电，负载电流会使得稳压电容C的电压下降，下降的幅度dV由负载电流IOUT、该稳压电容的电容值C、稳压电容给负载持续供电的时间(即二极管D保持反向关断的时间)Toff决定。

由于Toff不会超过输入交流电压的周期T(T＝1/f，f表示输入电压的频率)，可以得知：该稳压电容C在给负载供电时，电压下降幅度dV＝IOUT*Toff/C<IOUT*T/C＝IOUT/(f*C)。记输出电压为VOUT，当负载是电阻且阻值为RLOAD时，负载电流IOUT＝VOUT/RLOAD，由此可得第一表达式。

第一表达式包括：dV＝IOUT*Toff/C<IOUT*T/C＝VOUT*T/(C*RLOAD)。

基于该第一表达式，发明人发现，为了使得输出电压VOUT稳定，需要使得dV足够小，需要稳压电容的电容值C足够大。

其中，当负载为电阻时，如果需要dV足够小，这需要稳压电容通过负载电阻放电的时间常数C*RLOAD远大于输入电压的周期T。

例如，当IOUT＝100mA，f＝10MHz，dV＝100mV时，稳压电容的电容值C需要达到100nF。而当IOUT更大、f更低或者需要dV变得更小时，需要取C为更大的值。

由于现有成熟电容集成工艺(例如集成电路工艺)提供的集成电容密度一般不超过5nF/mm²，典型的集成电容密度为1nF/mm²或者2nF/mm²，如果集成电容的面积超过5mm²，从尺寸、成本角度上是很难被用户接受的，常见的集成电容面积一般不超过2mm²。

因此，基于图1所示的原理以及现有电容集成工艺的限制，在以图1所示架构进行整流稳压时，电容值较大的稳压电容C很难被集成，需要采用分立元件。一般而言，二极管D是较易集成的，因此，图1所示的整流稳压电路可以仅需要稳压电容C一个分立元件，但是该整流稳压电路的输出电压最高只可以达到V0。

图2示出了现有技术中的另一种整流稳压电路的示意图。

图2所示的整流稳压电路可以具有电压倍增功能，但是难以集成。如图2所示，该整流稳压电路中包括两个二极管(D1、D2)以及两个稳压电容(C1、C2)。该两个二极管分别记为第一二极管D1、第二二极管D2，该两个稳压电容分别记为第一稳压电容C1、第二稳压电容C2。

输入电压(交流电)的一个电极与第一二极管D1的正极以及第二二极管D2的负极耦合。第一二极管D1的负极与第一稳压电容C1耦合，第一稳压电容C1远离第一二极管D1的一端与该输入电压(交流电)的另一个电极耦合。并且该第一稳压电容C1远离第一二极管D1的一端还与第二稳压电容C2耦合。该第二稳压电容C2远离第一稳压电容C1的一端与第二二极管D2的正极耦合。

在图2所示架构投入使用时，负载的两端分别与第一二极管D1的负极以及第二二极管D2的正极耦合。记该整流稳压电路的输入电压(交流)为VIN，第一稳压电容C1的电压为V1，第二稳压电容C2的电压为V2，该整流稳压电路的输出电压VOUT为该两个稳压电容串联后的输出电压：VOUT＝V1+V2。考虑到电路对称性，一般情况下，第一二极管D1和第二二极管D2的性能、参数近似，第一稳压电容C1和第二稳压电容C2的性能参数近似。

当VIN>V1时，第一二极管D1导通，第二二极管D2反向偏置关断，输入电压VIN给第一稳压电容C1充电，同时，输入电压VIN和第二稳压电容C2串联后给负载供电。负载电流流过第二稳压电容C2使得该第二稳压电容C2放电。

当VIN<-V2时，第二二极管D2导通，第一二极管D1反向偏置关断，输入电压VIN给第二稳压电容C2充电，同时，输入电压VIN和第一稳压电容C1串联后给负载供电。负载电流流过第一稳压电容C1使得该第一稳压电容C1放电。

当-V2<VIN<V1时，第一二极管D1和第二二极管D2均反向偏置关断，第一稳压电容C1和第二稳压电容C2串联后给负载供电，负载电流流过第一稳压电容C1和第二稳压电容C2使得第一稳压电容C1和第二稳压电容C2放电。若整流稳压电路的输入交流电压VIN在-V0和+V0之间交替变化(即峰-峰值为2V0)，忽略元件非理想参数，在不考虑负载电流的情况下，第一稳压电容C1和第二稳压电容C2的电压最高均可以达到V0，因此，图2所示的整流稳压电路的输出电压最高可以达到2V0，可实现电压倍增。此外，图2所示的整流稳压电路在一个信号周期内存在两次充电过程，可增大输出功率。

但是，发明人经过研究发现，在图2所示的整流稳压电路中，第一稳压电容C1和第二稳压电容C2都需要给负载供电提供负载电流，而且该第一稳压电容C1和第二稳压电容C2中任一个电容的电压变化都会引起输出电压发生变化，因此，需要该两个稳压电容的电容值都很大，该两个稳压电容需要采用分立元件。因此，相较于图1所示的结构，图2所示的结构虽然可以实现电压倍增，但是却增加了分立元件的数量。

有鉴于此，发明人提出以下实施例，可以改善现有技术中的整流稳压电路难以同时满足增压需求和集成化需求的问题，可以在不额外增加分立元件的情况下，实现电压倍增，提高输出电压。

实施例一

请参阅图3，本实施例提供一种整流稳压电路。

如图3所示，该整流稳压电路包括第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1、第二电容C2以及第三电容C3。

第一二极管D1的正极用于与第一外部电路的第一节点耦合，第一二极管D1的负极与第一电容C1的第一端耦合，第一电容C1的第二端用于与第一外部电路的第二节点耦合。

第一电容C1的第二端还与第二电容C2的第一端耦合，第二电容C2的第二端与第二二极管D2的正极耦合，第二二极管D2的负极用于与第一外部电路的第一节点耦合。

第一电容C1的第一端还与第三电容C3的第一端耦合，第二电容C2的第二端还与第三电容C3的第二端耦合。

第三电容C3的第一端以及第三电容C3的第二端用于接入第二外部电路。

该第一外部电路用于通过第一节点和第二节点向本实施例提供的整流稳压电路提供交流电压，该交流电压作为整流稳压电路的输入电压。整流稳压电路用于接收第一外部电路提供的交流电压，并根据交流电压向第二外部电路提供直流电压。该第二外部电路可作为整流稳压电路的负载，可以理解的是，该第二外部电路中也可以包括其他需要直流电压进行供电的负载。

在本实施例中，该第三电容C3可视为图3所示架构下的稳压电容。相较于该第三电容C3，第一电容C1和第二电容C2可视为低值电容，即，第一电容C1的电容值小于第三电容C3的电容值，并且第二电容C2的电容值小于该第三电容C3的电容值。

可选的，第一电容C1的电容值可小于第三电容C3的电容值的十分之一。第二电容C2的电容值可小于第三电容C3的电容值的十分之一。该第一电容C1和第二电容C2的充放电速度远快于该第三电容C3的充放电速度。

该整流稳压电路的输入电压是第一外部电路的第一节点与第二节点之间的压差，记为VIN。第一电容C1、第二电容C2这两个低值电容的电压分别记为V1、V2，第一电容C1和第二电容C2串联后的输出电压VOUT＝V1+V2，该输出电压VOUT同时也是第三电容C3的电压。考虑到电路对称性，一般情况下，该第一二极管D1和第二二极管D2的性能参数近似，该第一电容C1和第二电容C2这两个低值电容的性能参数近似。

本实施例提供的整流稳压电路的工作原理包括：

当VIN>V1时，该第一二极管D1导通，该第二二极管D2反向偏置关断，输入电压VIN给第一电容C1充电，输入电压VIN和第二电容C2串联的支路再与第三电容C3并联后给负载供电。由于第三电容C3作为稳压电容，相较于C1、C2这两个低值电容，C3这一稳压电容的电容值足够大，C3的电压VOUT在一个周期内可近似保持不变。由于VOUT＝V1+V2，在第一电容C1充电使得V1增加的同时，第二电容C2将放电，且V2减小的放电速度近似等同于V1增加的充电速度。当第二电容C2的放电电流大于负载电流时，放电电流超过负载电流的部分将提供给第三电容C3这一稳压电容充电；而当第二电容C2的放电电流小于负载电流时，放电电流相比负载电流所不足的部分将由第三电容C3这一稳压电容C3放电提供。其中，由于第三电容C3这一稳压电容具有大电容值，可以使得提供给负载(这里的负载可表示前述第二外部电路)的输出电压VOUT保持稳定，而第一电容C1的电压以及第二电容C2的电压都不再需要保持稳定，第一电容C1的电压以及第二电容C2的电压可以发生较大变化，第一电容C1的电容值C1和第二电容C2的电容值C2可以很小。

由于在第一电容C1和第二电容C2的充放电路径上的电阻也较小，(该充放电路径上的电阻包括：交流输入电压的寄生电阻、二极管的导通电阻、两个低值电容的串联寄生电阻及连线的寄生电阻等)，第一电容C1的充电速度和第二电容C2的放电速度较快，使得在部分时间内第二电容C2的放电电流大于负载电流，其中，第二电容C2的放电电流中超出负载电流的部分可用于给第三电容C3充电，此时，第二电容C2中储存的能量将向第三电容C3这一稳压电容转移。在第一电容C1充电完成时，近似地得到V1＝VIN，V2＝VOUT-VIN的充放电结果。

同理，当VIN<-V2时，该第二二极管D2导通，该第一二极管D1反向偏置关断，输入电压VIN给第二电容C2充电，输入电压VIN和第一电容C1串联的支路再与第三电容C3并联后给负载供电。由于第三电容C3作为稳压电容，相较于C1、C2这两个低值电容，C3这一稳压电容的电容值足够大，C3的电压VOUT在一个周期内可近似保持不变。由于VOUT＝V1+V2，在第二电容C2充电使得V2增加的同时，第一电容C1将放电，且V1减小的放电速度近似等同于V2增加的充电速度。当第一电容C1的放电电流大于负载电流时，放电电流中超过负载电流的部分将提供给第三电容C3这一稳压电容进行充电；而当第一电容C1的放电电流小于负载电流时，放电电流相比负载电流所不足的部分将由第三电容C3这一稳压电容放电提供。其中，由于第三电容C3具有大电容值，可以使得提供给负载的输出电压VOUT保持稳定，第一电容C1的电压以及第二电容C2的电压都不再需要保持稳定，第一电容C1的电压以及第二电容C2的电压可以发生较大变化，第一电容C1的电容值C1和第二电容C2的电容值C2可以很小。

由于在第一电容C1和第二电容C2的充放电路径上的电阻较小，该充放电路径上的电阻包括：交流输入电压的寄生电阻、二极管的导通电阻、两个低值电容的串联寄生电阻及连线的寄生电阻等，第二电容C2的充电速度和第一电容C1的放电速度较快，这使得在部分时间内第一电容C1的放电电流大于负载电流，第一电容C1的放电电流超出负载电流的部分用于给第三电容C3充电，第一电容C1中储存的能量将向第三电容C3这一稳压电容转移。若第二电容C2充电完成，近似地得到V1＝VOUT-VIN，V2＝VIN这一充放电结果。

当-V2<VIN<V1时，第一二极管D1和第二二极管D2均处于反向偏置关断状态，第一电容C1和第二电容C2串联后再与第三电容C3并联，以此给负载供电。由于第三电容C3的电容值很大，因此可以向作为负载的第二外部电路提供较为稳定的电压，第一电容C1的电容值C1和第二电容C2的电容值C2都可以很小，此时，负载电流主要由第三电容C3提供。

如果图3所示的整流稳压电路的输入交流电压在-V0和+V0之间交替变化(即峰-峰值为2V0)，在忽略输入交流电压的输出电阻、二极管的导通压降和导通电阻、二极管的寄生电容、两个低值电容的串联寄生电阻、第三电容C3的串联寄生电阻等元件非理想参数，并且不考虑负载电流，在C1和C2的充放电速度非常快使得该两个低值电容的充放电时间可以忽略的情况下，第一电容C1和第二电容C2在充电后的电压均可近似达到V0，第一电容C1和第二电容C2在放电后的电压均可从V0近似降低到VOUT-V0，其中，该两个低值电容的放电电流均用于给第三电容C3充电，以使VOUT上升，使得VOUT-V0＝V0，最后使得在第一电容C1和第二电容C2都不再放电时(稳态)，此时VOUT＝2V0。

因此，本实施例提供的整流稳压电路可以实现电压倍增。并且，在上述各种情况下，第一电容C1和第二电容C2这两个低值电容的电容值都可以很小，易于集成，上述整流稳压电路所需要的分立元件可以只有一个第三电容C3这一个稳压电容器件，不需要额外的分立元件。

其中，在存在负载电流IOUT的情况下，忽略元件非理想参数，假设第一电容C1和第二电容C2这两个低值电容的充放电速度非常快使得充放电时间可以忽略，并且第三电容C3这一稳压电容的电容值足够大使得在一个信号周期内VOUT近似不变，且整流稳压电路的输入交流电压VIN在-V0和+V0之间交替变化(即峰-峰值为2V0)。当VIN＝V0时，第一二极管D1导通，第二二极管D2反向偏置关断，第一电容C1充电使得V1＝V0，第二电容C2放电使得V2＝VOUT-V0；而当VIN＝-V0时，第二二极管D2导通，第一二极管D1反向偏置关断，第二电容C2充电使得V2＝V0，第一电容C1放电使得V1＝VOUT-V0。第一电容C1和第二电容C2的放电电流都提供给第三电容C3充电，同时，基于负载电流，第三电容C3持续放电。在稳态下，在一个信号周期T内，第三电容C3这一稳压电容的充电电荷和放电电荷应该相等，可得到第二表达式和第三表达式。

第二表达式包括：(C1+C2)*[V0-(VOUT-V0)]＝IOUT*T。

第三表达式包括：VOUT＝2*V0-IOUT*T/(C1+C2)。

通过上述第二、第三表达式可知，虽然第一电容C1和第二电容C2的电容值很小，不会引起输出电压VOUT出现明显波动，但是，会影响输出电压VOUT的具体稳态电压值。在本申请实施例中，整流稳压电路的输出电压VOUT>V0，可得到第四表达式。

第四表达式包括：C1+C2>IOUT*T/V0。

为了便于理解和对比，仍以前述的部分参数进行介绍，当IOUT＝100mA，f＝10MHz(即T＝100ns)，V0＝5V时，只需要C1+C2>2nF即可，若采用2nF/mm²的集成电容工艺进行集成，2nF的电容值所需的集成电容面积仅为1mm²，因此本实施例中的第一电容C1和第二电容C2易于集成。

可选地，为了便于集成，本实施例中需要集成的第一电容C1的电容值小于10nF，第二电容C2的电容值小于10nF。

可选地，第一电容C1的电容值可在0.1nF与2nF之间，第二电容C2的电容值可在0.1nF与2nF之间。

以此有利于在现有集成电路工艺下实现电路集成化。

作为一种集成方式，第一电容C1和第二电容C2可集成在同一衬底上。

可选地，如图4所示，第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1和第二电容C2可集成在同一衬底上。其中，第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1和第二电容C2可集成在同一集成电路芯片上。以此可实现电路的高度集成化。

可选地，第三电容C3的电容值可大于50nF。

可选地，第三电容C3的电容值可在100nF与10uF之间。

可选地，在一个信号周期T内，第一电容C1、第二电容C2的电压波动幅度均可表示为第五表达式。

第五表达式包括：V0-(VOUT-V0)＝IOUT*T/(C1+C2)。

其中，C1和C2的值较小，第一电容C1、第二电容C2的电压波动幅度一般较大，通常超过相应电容的平均电压(这里的平均电压是指稳态电压)的二十分之一。即，第一电容C1的电压波动幅度大于该第一电容C1的稳态电压的二十分之一。第二电容C2的电压波动幅度大于该第二电容C2的稳态电压的二十分之一。基于这样的电压波动幅度限制，可以尽量减小所需的第一电容C1和第二电容C2的电容值。

为了向作为负载的第二外部电路提供稳定的电压，第三电容C3这一稳压电容的电压波动幅度一般不超过该第三电容C3的平均电压(这里的平均电压是指该第三电容C3的稳态电压)的五十分之一。

在本实施例提供的整流稳压电路中，第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1、第二电容C2以及第三电容C3可配合实现电压倍增功能，在第一电容C1充电、第二电容C2放电时，充电完成后第一电容C1的电压等于输入的电压，而第二电容C2放电释放的电荷可提供给第三电容C3充电。同理，在第二电容C2充电、第一电容C1放电时，第一电容C1放电释放的电流可以提供给第三电容C3充电。由于第三电容C3的电容值远大于第二电容C2、第一电容C1，因此可认为第三电容C3电压近似不变，在负载电流为0的情况下，第三电容C3始终处于充电状态，直至第三电容C3的电压等于两倍输入电压，此时第一电容C1和第二电容C2不再放电(视为达到稳态)。在负载电流不为0的情况下，第三电容C3放电，第一电容C1和第二电容C2放电的电荷提供给第三电容C3充电，用于补充第三电容C3提供给负载所消耗的电荷。当第一电容C1、第二电容C2在输入的交流电压VIN(VIN在-V0和+V0之间交替变化)的作用下达到充放电稳态时，第三电容C3两端的电压几乎等于两倍的输入交流电压(即，VOUT＝2*V0)，因此可以实现电压倍增。

此外，在上述的整流稳压电路中，由于第一电容C1、第二电容C2并不直接用于向第二外部电路供电，第一电容C1、第二电容C2的波动并不会直接引起整流稳压电路的输出电压VOUT发生较大变化，因此可以允许第一电容C1和第二电容C2的电容值很小，不需要为了保证电压倍增功能而将第一电容C1和第二电容C2限制在较大值。因此，上述结构有利于电路集成化，可以减少分立元件的数量。

需要说明的是，上述分析中忽略的因素，例如：输入交流电压的输出电阻、二极管的导通压降和导通电阻、二极管的寄生电容、两个低值电容的串联寄生电阻、第三电容C3的串联寄生电阻等元件非理想参数，两个低值电容有限的充放电速度使得充放电不完全，第三电容C3有限的电容值使得VOUT存在小的波动(不完全稳定)等因素，都会对稳态下的输出电压VOUT以及两个低值电容的电容值要求所涉及的分析公式和详细数值造成影响，但是前述分析的基本工作原理仍然是适用的，即，即使不忽略前述的各项因素，通过上述的整流稳压电路也可以在不额外增加更多分立器件的情况下提升整流稳压电路的输出电压，可兼顾增压需求和集成化需求。

可选地，上述的第一二极管D1和第二二极管D2可以是肖特基二极管。

可选地，第一二极管D1和第二二极管D2可以是有源二极管，即，第一二极管D1和第二二极管D2可以是用有源集成电路实现的具有类似二极管电压电流特性的电路模块。

可选地，第一电容C1可以是集成电路工艺提供的MOS(Metal-Oxide-Semiconductor，金属-氧化物-半导体场效应晶体管)电容、MIM(Metal-Insulator-Metal，金属-绝缘体-金属)电容、MOM(Metal-Oxide-Metal，金属-氧化物-金属)电容中的一种或多种的组合。同理，第二电容C2可以是集成电路工艺提供的MOS电容、MIM电容、MOM电容中的一种或多种的组合。

实施例二

如图5所示，本实施例提供一种供电设备，在本实施例提供的供电设备中，包括供电单元W1以及前述实施例一提供的整流稳压电路。该供电单元W1与整流稳压电路连接。其中，该整流稳压电路仍然包括前述实施例一中的第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1、第二电容C2以及第三电容C3。该供电设备可实现增压效果，可满足集成化需求。

在本实施例的供电设备中，该供电单元W1可以是前述实施例一中的“第一外部电路”。

该供电单元W1中用于提供交流电压的两个节点分别记为第一节点、第二节点(即，等同于前述第一外部电路的第一节点、第二节点)。而对于整流稳压电路的负载(例如前述实施例一中的第二外部电路)，负载上用于接收直流输出电压的两个节点分别记为第三节点和第四节点。

在本实施例提供的整流稳压电路中，第一二极管D1的正极耦合到供电单元W1的第一节点，第一二极管D1的负极耦合到负载的第三节点。第二二极管D2的正极耦合到负载的第四节点，第二二极管D2的负极耦合到供电单元W1的第一节点。第一电容C1的第一端耦合到前述的第三节点，第一电容C1的第二端耦合到供电单元W1的第二节点。第二电容C2的第一端耦合到前述的第二节点，第二电容C2的第二端耦合到前述的第四节点。第三电容C3的第一端耦合到前述的第三节点，第三电容C3的第二端耦合到前述的第四节点。

其中，如图6所示，该供电单元W1包括交流电源模块U1，该交流电源模块U1包括第一电极和第二电极。第一电极可作为前述的第一节点，第二电极可作为前述的第二节点。

该交流电源模块U1在一个信号周期T的第一时间内，第一电极的电压高于第二电极的电压(即VIN>0)。该交流电源模块U1在一个信号周期T的第二时间内，第一电极的电压低于第二电极的电压(即VIN<0)。

其中，供电单元W1用于通过第一电极和第二电极向本实施例提供的整流稳压电路提供交流电压。该整流稳压电路中的第一电容C1用于通过交流电源模块U1在该第一时间内提供的电压进行充电，第二电容C2用于通过交流电源模块U1在该第一时间内提供的电压进行放电。第一电容C1还用于通过交流电源模块U1在该第二时间内提供的电压进行放电，第二电容C2还用于通过交流电源模块U1在该第二时间内提供的电压进行充电。

以此可以使得整流稳压电路中的第一电容C1或第二电容C2在特定的时间充放电。

作为交流电源模块U1的一种实现方式，如图7所示，该交流电源模块U1可包括：第一交流电源U2、第一绕组L1以及与第一绕组L1耦合的第二绕组L2。第一绕组L1和第二绕组L2之间通过磁场耦合。

该第一交流电源U2包括：直流电源U3以及逆变电路。其中，直流电源U3的输出端与逆变电路的输入端耦合。逆变电路的输出端与第一绕组L1耦合。该第二绕组L2的两端分别作为第一电极和第二电极。

以此提供了一种能够向第一电容C1、第二电容C2提供交流电压的实现方式。

可选地，该第一绕组L1的电感值在5nH和500nH之间，该第二绕组L2的电感值在5nH和500nH之间。

可选地，该第一绕组L1的电阻值可小于5欧姆，该第二绕组L2的电阻值可小于25欧姆。

可选地，如图8所示，该直流电源U3包括第一输出端和第二输出端，该逆变电路包括第一开关K1、第二开关K2、第三开关K3以及第四开关K4。第一开关K1、第二开关K2、第三开关K3以及第四开关K4均有各自的第一端点以及各自的第二端点。第一绕组L1有两个输入端，记为该第一绕组L1的第一输入端和第二输入端。

其中，第一开关K1的第一端点与该直流电源U3的第一输出端耦合，第一开关K1的第二端点与第一绕组L1的第一输入端耦合。

第二开关K2的第一端点与该直流电源U3的第二输出端耦合，第二开关K2的第二端点与第一绕组L1的第一输入端耦合。

第三开关K3的第一端点与该直流电源U3的第一输出端耦合，第三开关K3的第二端点与第一绕组L1的第二输入端耦合。

第四开关K4的第一端点与该直流电源U3的第二输出端耦合，第四开关K4的第二端点与第一绕组L1的第二输入端耦合。

以此丰富了供电设备的实现形式。

在一个应用场景下，同一时刻下的第一开关K1、第二开关K2、第三开关K3以及第四开关K4中，仅有两个开关导通。在第一开关K1导通时，第二开关K2断开。而在第二开关K2导通时，第一开关K1断开。在第三开关K3导通时，第四开关K4断开。而在第四开关K4导通时，第三开关K3断开。可以理解的是，也可以采用其他形式的开关配合实现电压调节功能，以此将直流电源U3提供的直流电转化为交流电。

可选地，第一开关K1、第二开关K2、第三开关K3和第四开关K4可以为MOS晶体管开关。

可选地，第一开关K1、第二开关K2、第三开关K3、第四开关K4可集成在同一衬底上。第一开关K1、第二开关K2、第三开关K3和第四开关K4可集成在同一集成电路芯片上。

关于实施例二中的整流稳压电路的其他细节，请参考实施例一中的对应描述，在本实施例中将不再赘述。

在本申请所提供的实施例中，应该理解到，所揭露实施例，可以通过其它的方式实现。以上所描述的实施例仅仅是示意性的，例如，模块的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，又例如，多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统。另一点，所讨论的相互之间的连接或耦合可以是通过导体的直接电学连接，也可以是通过一些通信接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。

在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。

以上仅为本申请的实施例而已，并不用于限制本申请的保护范围，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种整流稳压电路，其特征在于，包括第一二极管、第二二极管、第一电容、第二电容以及第三电容；

所述第一二极管的正极用于与第一外部电路的第一节点耦合，所述第一二极管的负极与所述第一电容的第一端耦合，所述第一电容的第二端用于与所述第一外部电路的第二节点耦合；

所述第一电容的第二端还与所述第二电容的第一端耦合，所述第二电容的第二端与所述第二二极管的正极耦合，所述第二二极管的负极用于与所述第一外部电路的第一节点耦合；

所述第一电容的第一端还与所述第三电容的第一端耦合，所述第二电容的第二端还与所述第三电容的第二端耦合；

所述第三电容的第一端以及所述第三电容的第二端用于接入第二外部电路；

所述整流稳压电路用于接收所述第一外部电路提供的交流电压，并根据所述交流电压向所述第二外部电路提供直流电压。

2.根据权利要求1所述的整流稳压电路，其特征在于，

所述第一电容的电容值小于所述第三电容的电容值的十分之一；

所述第二电容的电容值小于所述第三电容的电容值的十分之一。

3.根据权利要求2所述的整流稳压电路，其特征在于，

所述第一电容的电容值小于10nF；

所述第二电容的电容值小于10nF。

4.根据权利要求2所述的整流稳压电路，其特征在于，

所述第一电容的电容值在0.1nF与2nF之间；

所述第二电容的电容值在0.1nF与2nF之间。

5.根据权利要求1所述的整流稳压电路，其特征在于，

所述第一电容的电压波动幅度大于所述第一电容的稳态电压的二十分之一；

所述第二电容的电压波动幅度大于所述第二电容的稳态电压的二十分之一。

6.根据权利要求1所述的整流稳压电路，其特征在于，

所述第一电容和所述第二电容集成在同一衬底上。

7.根据权利要求6所述的整流稳压电路，其特征在于，

所述第一二极管、所述第二二极管、所述第一电容和所述第二电容集成在同一衬底上。

8.一种供电设备，其特征在于，包括供电单元以及权利要求1-7任一项所述的整流稳压电路；

所述供电单元包括交流电源模块，所述交流电源模块包括第一电极和第二电极；

所述交流电源模块在一个信号周期的第一时间内，所述第一电极的电压高于所述第二电极的电压；

所述交流电源模块在一个信号周期的第二时间内，所述第一电极的电压低于所述第二电极的电压；

其中，所述供电单元用于通过所述第一电极和所述第二电极向所述整流稳压电路提供交流电压，所述整流稳压电路中的第一电容用于通过所述交流电源模块在所述第一时间内提供的电压进行充电，所述整流稳压电路中的第二电容用于通过所述交流电源模块在所述第一时间内提供的电压进行放电；

所述第一电容还用于通过所述交流电源模块在所述第二时间内提供的电压进行放电，所述第二电容还用于通过所述交流电源模块在所述第二时间内提供的电压进行充电。

9.根据权利要求8所述的供电设备，其特征在于，所述交流电源模块包括：第一交流电源、第一绕组以及与所述第一绕组耦合的第二绕组；

所述第一交流电源包括：直流电源以及逆变电路；

所述直流电源的输出端与逆变电路的输入端耦合；

所述逆变电路的输出端与所述第一绕组耦合；

所述第二绕组的两端分别作为所述第一电极和所述第二电极。

10.根据权利要求9所述的供电设备，其特征在于，所述直流电源包括第一输出端和第二输出端，所述逆变电路包括第一开关、第二开关、第三开关以及第四开关；

所述第一开关的第一端点与所述第一输出端耦合，所述第一开关的第二端点与所述第一绕组的第一输入端耦合；

所述第二开关的第一端点与所述第二输出端耦合，所述第二开关的第二端点与所述第一绕组的第一输入端耦合；

所述第三开关的第一端点与所述第一输出端耦合，所述第三开关的第二端点与所述第一绕组的第二输入端耦合；

所述第四开关的第一端点与所述第二输出端耦合，所述第四开关的第二端点与所述第一绕组的第二输入端耦合。

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