CN102751741A - 光伏逆变器的低电压穿越lvrt控制系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统及方法，所述系统包括太阳能电池板、光伏逆变器、电网和控制器；所述太阳能电池板、所述光伏逆变器和所述电网顺次连接；所述控制器分别与所述光伏逆变器和所述电网连接。所述系统及方法，具有以下优点：1)当电网发生故障而导致电网电压平衡跌落时，具有良好的动态响应，并且，能够保证光伏逆变器三相均流稳定输出并网电流；2)不平衡电压跌落时，控制系统能够消除电网正负序电压影响，只输出正序电流分量，保证三相电流均流且具有较低的谐波分量；从而降低了电网发生该类故障时造成的损失，提高了电网供电的可靠性。另外，系统支持不平衡电网的特殊情况，保证正常三相均流稳定运行。

Description

光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统及方法

技术领域

本发明属于光伏发电技术领域，具体涉及一种光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统及方法。

背景技术

在太阳能并网发电系统中，其核心器件之一为光伏逆变器，光伏逆变器的主要作用为：将光伏电站中的太阳能电池板发出的直流电转化为交流电，然后将该交流电并入电网中。

在通过光伏逆变器将光伏发电并入现有的电网后，当电网发生故障导致电压跌落时，如果光伏电站也立即切除，则将引起整个供电系统剧烈变化，导致大面积停电；所以，此时光伏电站不应该立即从电网中脱离。低电压穿越(LVRT，Low Voltage Ride Through)即指：当电网发生此类故障而导致电压跌落时，光伏电站仍然能够保持并网，支撑电网故障恢复，从而穿越电网的低电压时间段，避免电网故障的扩大化，提高电网供电的可靠性。

但是，目前，对于低电压穿越的控制系统具有以下缺陷：(1)在电网发生故障导致电压跌落时，控制系统的动态响应较慢；(2)当电网电压跌落时，控制系统无法控制光伏逆变器均流稳定输出并网电流。由此导致在电网发生该类故障时造成的损失较大的问题。

发明内容

针对现有技术存在的缺陷，本发明提供一种光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统及方法，当电网发生故障而导致电网电压跌落时，具有良好的动态响应，并且，能够保证光伏逆变器均流稳定输出并网电流，从而降低了电网发生该类故障时造成的损失，提高了电网供电的可靠性。

本发明采用的技术方案如下：

本发明提供一种光伏逆变器的低电压LVRT穿越控制系统，包括太阳能电池板、光伏逆变器、电网和控制器；所述太阳能电池板、所述光伏逆变器和所述电网顺次连接；所述控制器分别与所述光伏逆变器和所述电网连接。

优选的，所述光伏逆变器包括串联的三相逆变电路、滤波电路及变压电路；和/或所述控制器为DSP控制器。

本发明提供一种应用上述系统的方法，包括以下步骤：

S1，所述控制器采集所述光伏逆变器的当前并网三相线电压u_ab、u_bc和u_ca，经正序锁相控制环的处理，得到正序相位角

S2，所述控制器采集所述光伏逆变器的当前并网三相电流i_a、i_b和i_c，并结合S1得到的正序相位角

基于PARK及CLARK变换原理，将三相静止坐标系abc转换为两相静止坐标系αβ，再将所述两相静止坐标系αβ转换为两相旋转坐标系dq，计算得到d轴电流i_d和q轴电流i_q；

S3，所述控制器采集所述光伏逆变器的直流侧电压u_dc，经电压控制环的处理，所述控制器输出作为电流控制环d轴给定i_{d_ref}；

S4，所述控制器将S2得到的i_d和S3得到的i_{d_ref}之差输出给所述电流控制环，输出d轴电压u_{m_d}；所述控制器设置为纯有功功率输出，无功电流给定i_{q_ref}＝0，与i_q之差值输出给所述电流控制环，输出q轴电压u_{m_q}；

S5，所述控制器进行坐标系逆变变换，即将两相旋转坐标系dq转换为两相静止坐标系αβ，再将两相静止坐标系αβ转换为三相静止坐标系abc，将u_{m_d}和u_{m_q}转换得到三相控制电压u_{m_a}、u_{m_b}和u_{m_c}；然后采用SVPWM空间矢量脉宽调制得到三相调制波PWM，输出至所述光伏逆变器的管子模块IGBT。

优选的，S1中，所述正序锁相控制环的处理过程具体为：

u_ab、u_bc和u_ca经过正序提取得到电压正序αβ⁺的角频率

再经积分器得到正序电压相位角

系统正序相位角

与

之差即为电压电流相位差Δθ，然后给定相位差Δθ_ref为0，将Δθ_ref与Δθ之差经比例积分控制器G_pi(s)，输出作为系统补偿频率f_m，f_m再与当前电网频率f₀作加法运算，得到系统需要输出的电流频率f_i，f_i经积分器得到系统运行的正序相位角

优选的，S3中，所述电压控制环的处理过程具体为：

所述控制器经MPPT最大功率跟踪模块，输出电压给定u_{dc_ref}，u_{dc_ref}与u_dc之差，经电压环控制器D_v(s)后输出作为有功功率d轴电流i_{m_d}，再经过2次陷波滤波器G_Notch(s)输出作为d轴电流给定i_{d_ref}，i_{d_ref}与d轴电流反馈i_d之差，经电流环控制器D_i(s)，输出为系统d轴电压u_{m_d}，经硬件电感模块

输出d轴电流i_d，再经低频等效为电容侧i_dc，经硬件电容模块

输出u_dc。

优选的，S4中，所述电流控制环的处理过程具体为：

电流给定i_{d_ref}和i_{q_ref}相乘后经采样反馈系数K_fb，输出值与电流反馈AD值i_{dq_fb_ad}之差，经过比例积分PI控制器

后，输出值再缩小

输出作为控制器输出的dq轴电压u_{m_dq}，然后作预测后的正负序电压

前馈补偿，及电流i_dq解耦ωLI_{dq_fb}补偿，输出值经数字化控制器延迟环节G_d(s)＝e^-sT后，其输出值再经过线性补偿

后，输出至硬件电路的硬件放大系数K_pwm后与dq轴电流耦合值ωLI_dq作差，得到的差值再与电网正负序电压

作差，得到的差值经过硬件电感模块

后输出电感d轴电流i_d和电感q轴电流i_q；i_d和i_q等效至实际三相电流i_abc，在采样回路，经硬件RC滤波电路

输出至模数转换AD采样，得到数字化的电流AD值i_{dq_fb_ad}，其中，模数转换AD采样的放大倍数为K_fb； $K_{\mathrm{pwm}}^{-1}=1/K_{\mathrm{pwm}};$

其中，所述预测后的正负序电压

经过以下方法获得：正序dq轴电压

负序dq轴电压

经过超前预测差分方程模块 $D_c\left(z\right)=\frac{z-K(z-1)}{z}$ 后输出预测后的正负序电压

和

本发明的有益效果如下：

本发明提供的光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统及方法，具有以下优点：1)当电网发生故障而导致电网电压平衡跌落时，具有良好的动态响应，并且，能够保证光伏逆变器三相均流稳定输出并网电流；2)不平衡电压跌落时，控制系统能够消除电网正负序电压影响，只输出正序电流分量，保证三相电流均流且具有较低的谐波分量；从而降低了电网发生该类故障时造成的损失，提高了电网供电的可靠性。另外，系统支持不平衡电网的特殊情况，保证正常三相均流稳定运行。

附图说明

图1为本发明提供的光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统的结构示意图；

图2为本发明提供的正序锁相控制环的结构示意图；

图3为本发明提供的电压电流控制环的简化结构示意图；

图4为本发明提供的电流控制环的结构示意图；

图5为仿真测试得到的，当三相电压不平衡跌落时，系统电网电压波形；

图6为仿真测试得到的，当三相电压不平衡跌落时，系统输出电流波形；

图7为仿真测试得到的，当三相电压平衡跌落时，系统电网电压波形；

图8为仿真测试得到的，当三相电压平衡跌落时，系统输出电流波形；

图9为实际测试得到的，当三相电压平衡跌落时，系统网侧电压和输出电流波形。

具体实施方式

以下结合附图对本发明提供的光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统和方法进行详细介绍：

本发明提供一种光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统，包括太阳能电池板、光伏逆变器、电网和控制器；所述太阳能电池板、所述光伏逆变器和所述电网顺次连接；所述控制器分别与所述光伏逆变器和所述电网连接。其中，光伏逆变器包括串联的三相逆变电路、滤波电路及变压电路；控制器为DSP控制器。

应用上述光伏逆变器的低电压穿越控制系统，本发明提供的光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制方法包括以下步骤：

S1，所述控制器采集所述光伏逆变器的当前并网三相线电压u_ab、u_bc和u_ca，经正序锁相控制环的处理，得到正序相位角

如图2所示，为本发明提供的正序锁相控制环的结构示意图，正序锁相控制环的处理过程具体为：

u_ab、u_bc和u_ca经过正序提取得到电压正序αβ⁺的角频率

再经积分器

得到正序电压相位角系统正序相位角

与之差即为电压电流相位差Δθ，然后给定相位差Δθ_ref为0，将Δθ_ref与Δθ之差经比例积分控制器G_pi(s)，输出作为系统补偿频率f_m，f_m再与当前电网频率f₀作加法运算，得到系统需要输出的电流频率f_i，f_i经积分器得到系统运行的正序相位角

电网电压不平衡跌落时，电网电压过零捕获将不准确，所以，为实现正序电流控制，故需提取正序电压相位

用于锁相，正序锁相控制环采用跟踪电网电压正序分量，使得给定电流相位与电网正序电压同相同频，从而保证系统在电网不平衡跌落时，只输出正序电流分量。

S2，所述控制器采集所述光伏逆变器的当前并网三相电流i_a、i_b和i_c，并结合S1得到的正序相位角

基于PARK及CLARK变换原理，将三相静止坐标系abc转换为两相静止坐标系αβ，再将所述两相静止坐标系αβ转换为两相旋转坐标系dq，计算得到d轴电流i_d和q轴电流i_q；

S3，所述控制器采集所述光伏逆变器的直流侧电压u_dc，经电压控制环的处理，所述控制器输出作为电流控制环d轴给定i_{d_ref}；

如图3所示，为本发明提供的电压控制环的结构示意图，电压控制环的处理过程具体为：

所述控制器经MPPT最大功率跟踪模块，输出电压给定u_{dc_ref}，u_dc与u_{dc_ref}之差，经电压环控制器D_v(s)后输出作为有功功率d轴电流i_{m_d}，再经过2次陷波滤波器G_Notch(s)输出作为d轴电流给定i_{d_ref}，i_{d_ref}与d轴电流反馈i_d之差，经电流环控制器D_i(s)，输出为系统d轴电压u_{m_d}，经硬件电感模块

输出d轴电流i_d，再经低频等效为电容侧i_dc，经硬件电容模块

输出u_dc。

通过电压控制环，由于当电网不平衡跌落时，直流电压将存在2次谐波分量，控制系统在电流环给定i_{d_ref}采用二次陷波滤波器滤波，从而保证电压控制环的输出不存在2次谐波分量，保证输出电流除基波外，其它次谐波分量均较低，保证输出电流良好正弦度，从而提高输出的电能质量。

采用陷波滤波器消除二次谐波的原理为：

当电网存在不平衡，电网电压

$E_{\mathrm{\α\β}}=E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{\mathrm{j\ωt}}+E_{d{q}^{-}}{e}^{-\mathrm{j\ωt}}$

电网电流

$I_{\mathrm{\α\β}}=I_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{\mathrm{j\ωt}}+I_{d{q}^{-}}{e}^{-\mathrm{j\ωt}}$

电网复功率矢量

S＝P+jQ

$=(E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{\mathrm{j\ωt}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-\mathrm{j\ωt}})(I_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{\mathrm{j\ωt}}+I_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-\mathrm{j\ωt}}{)}^{*}$

$=E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{I}_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{2\mathrm{j\ωt}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{I}_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-2\mathrm{j\ωt}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{I}_{{\mathrm{dq}}^{+}}+E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{I}_{{\mathrm{dq}}^{-}}$

$P=\mathrm{Re}[E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{I}_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{2\mathrm{j\ωt}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{I}_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-2\mathrm{j\ωt}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{I}_{{\mathrm{dq}}^{+}}+E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{I}_{{\mathrm{dq}}^{-}}]$

当明显P存在较大2次谐波分量，考虑直流侧(忽略整机损耗)，直流V_dc将存2次谐波，故电压环输出(电流环给定I_rf)可采用陷波滤波器，从而保证消去电流2次谐波。

本发明中，通过上述电压前馈补偿，采用正序dq电压

及负序dq电压

同时为提高动态响应，对正负序电压增加超前预测环，从而提高了系统的动态响应，保证不平衡电压跌落时，控制系统能够消除电网电压影响，只输出正序电流分量，保证三相电流均流且具有较低的谐波分量；而当电网电压平衡跌落时，超前预测环可以保证电网电压对控制系统扰动的影响最小，从而提高系统的动态响应。

S4，所述控制器将S2得到的i_d和S3得到的i_{d_ref}之差输出给所述电流控制环，输出d轴电压u_{m_d}；所述控制器设置为纯有功功率输出，无功电流给定i_{q_ref}＝0，与i_q之差值输出给所述电流控制环，输出q轴电压u_{m_q}；

当设置为纯有功功率输出时，即i_q＝0，功率因数PF＝1，系统的无功电流给定i_{q_ref}＝0，与电感无功电流i_q之差，经过电流控制器输出作为q轴电压u_{m_q}；与d轴电流控制器输出u_{m_d}结合作坐标系转换，再经SVPWM调制输出给IGBT模块。通过这种方式，可以实现系统纯有功功率输出控制，即保证了系统输出无功功率为零。

如图4所示，为本发明提供的电流控制环的结构示意图，电流控制环的处理过程具体为：

电流给定i_{d_ref}和i_{q_ref}相乘后经采样反馈系数K_fb，输出值与电流反馈AD值i_{dq_fb_ad}之差，经过比例积分PI控制器后，输出值再缩小

输出作为控制器输出的dq轴电压u_{m_dq}，然后作预测后的正负序电压

前馈补偿，及电流i_dq解耦ωLI_{dq_fb}补偿，输出值经数字化控制器延迟环节G_d(s)＝e^-sT后，其输出值再经过线性补偿

后，输出至硬件电路的硬件放大系数K_pwm后与dq轴电流耦合值ωLI_dq作差，得到的差值再与电网正负序电压

作差，得到的差值经过硬件电感模块

后输出电感d轴电流i_d和电感q轴电流i_q；i_d和i_q等效至实际三相电流i_abc，在采样回路，经硬件RC滤波电路输出至模数转换AD采样，得到数字化的电流AD值i_{dq_fb_ad}，其中，模数转换AD采样的放大倍数为K_fb； $K_{\mathrm{pwm}}^{-1}=1/K_{\mathrm{pwm}};$

其中，所述预测后的正负序电压

经过以下方法获得：正序dq轴电压

负序dq轴电压

经过超前预测差分方程模块 $D_c\left(z\right)=\frac{z-K(z-1)}{z}$ 后输出预测后的正负序电压

和

为保证系统只存在正序电流，需消掉系统中正负序电压扰动项，需正确提取正负序电压

1)正序电压

$E_{{\mathrm{dq}}^{+}}=E_{{\mathrm{\α\β}}^{+}}{e}^{-\mathrm{jwt}}$

$E_{{\mathrm{\α\β}}^{+}}=E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{\mathrm{jwt}}=(E_{d^{+}}+j{E}_{q^{+}})(\cos \mathrm{\ωt}+j\sin \mathrm{\ωt})$

即

$\left\{\begin{array}{c}{E}_{{\mathrm{\α}}^{+}}=E_{d^{+}}\cos \mathrm{\ωt}-E_{q^{+}}\sin \mathrm{\ωt}\\ E_{{\mathrm{\β}}^{+}}=E_{d^{+}}\sin \mathrm{\ωt}+E_{q^{+}}\cos \mathrm{\ωt}\end{array}\right.$

2)负序电压

$E_{{\mathrm{dq}}^{-}}=E_{{\mathrm{\α\β}}^{-}}{e}^{-\mathrm{jwt}}$

$E_{{\mathrm{\α\β}}^{-}}=E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-\mathrm{jwt}}=(E_{d^{-}}+j{E}_{q^{-}})(\cos \mathrm{\ωt}-j\sin \mathrm{\ωt})$

即

$\left\{\begin{array}{c}{E}_{{\mathrm{\α}}^{-}}=E_{d^{-}}\cos \mathrm{\ωt}-E_{q^{-}}\sin \mathrm{\ωt}\\ E_{{\mathrm{\β}}^{-}}=E_{d^{-}}\sin \mathrm{\ωt}+E_{q^{-}}\cos \mathrm{\ωt}\end{array}\right.$

3)总正负序电压

$E_{\mathrm{dq}\_\mathrm{all}}=(E_{{\mathrm{\α\β}}^{+}}+E_{{\mathrm{\α\β}}^{-}})e^{-\mathrm{jwt}}=E_{{\mathrm{dq}}^{+}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-j2\mathrm{wt}}$

静止坐标系逆旋转，

$E_{\mathrm{\α\β}\_\mathrm{all}}=\left(E_{\mathrm{dq}\_\mathrm{all}}\right)e^{\mathrm{jwt}}=(E_{{\mathrm{dq}}^{+}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-j2\mathrm{wt}})e^{\mathrm{jwt}}=E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{\mathrm{jwt}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-j\mathrm{wt}}$

$E_{\mathrm{\α\β}}=E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{\mathrm{j\ωt}}+E_{d{q}^{-}}{e}^{-\mathrm{j\ωt}}$

即

$E_{\mathrm{\α\β}\_\mathrm{all}}=E_{\mathrm{\α\β}}=E_{{\mathrm{\α\β}}^{+}}+E_{{\mathrm{\α\β}}^{-}}$

所以，系统前馈补偿E_{dq_all}，即可补偿正负序电压扰动项。

为改善系统动态响应，系统电压扰动项E_dq可增加超前补偿，具体原理为：

超前预测差分方程为 $D_c\left(z\right)=\frac{z-K(z-1)}{z}$

K数值选择，三相电网坐标变换，

$E_{\mathrm{dq}}=E_{d{q}^{+}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}$

$E_{\mathrm{\α\β}}=E_{{\mathrm{\α\β}}^{+}}+E_{{\mathrm{\α\β}}^{-}}=E_{{\mathrm{dq}}^{+}}{e}^{\mathrm{jwt}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-\mathrm{jwt}}$

$E_{\mathrm{\α\β}}=\frac{2}{3}(E_a+E_b{e}^{j\frac{2}{3}\mathrm{\π}}+E_c{e}^{-j\frac{2}{3}\mathrm{\π}})$

1)当电网平衡 $E_{{\mathrm{\α\β}}^{-}}=0E_{{\mathrm{dq}}^{-}}=0$

$E_{{\mathrm{dq}}^{+}}=e_{\mathrm{\α\β}}{e}^{-\mathrm{jwt}}$

$\left\{\begin{array}{c}{E}_d=E_{\mathrm{\α}}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)+E_{\mathrm{\β}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)=E\\ E_q=-E_{\mathrm{\α}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)+E_{\mathrm{\β}}\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)=0\end{array}\right.$

假定dq、αβ⁺当前拍及上拍值，

$\left\{\begin{array}{c}{E}_d(n+1)=E_d\left(n\right)=E_d(n-1)=E\\ E_q(n+1)=E_q\left(n\right)=E_q(n-1)=0\end{array}\right.$

即， $\left\{\begin{array}{c}{E}_d(n+1)=E_d\left(n\right)+K\×[E_d\left(n\right)-E_d(n-1)]\\ E_q(n+1)=E_q\left(n\right)+K\×[E_q\left(n\right)-E_q(n-1)]\end{array}\right.,$ 得到结论1：当电网平衡时，K可以为任意值

2)当电网不平衡，

$E_{\mathrm{dq}}=E_{\mathrm{\α\β}}{e}^{-\mathrm{jwt}}=E_{{\mathrm{dq}}^{+}}+E_{{\mathrm{dq}}^{-}}{e}^{-j2\mathrm{wt}}=A+B{e}^{-j2\mathrm{wt}}$

$\left\{\begin{array}{c}{E}_d=A+B\cos \left(2\mathrm{wt}\right)\\ E_q=-B\sin \left(2\mathrm{wt}\right)\end{array}\right.$

故，

$\left\{\begin{array}{c}{E}_d(n-1)=A+B\cos \left(2(n-1)\mathrm{T\ω}\right)\\ E_d\left(n\right)=A+B\cos \left(2\mathrm{nT\ω}\right)\\ E_d(n+1)=A+B\cos \left(2(n+1)\mathrm{T\ω}\right)\end{array}\right.---\left(1\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{E}_q(n-1)=B^{\′}\sin \left(2(n-1)\mathrm{T\ω}\right)\\ E_q\left(n\right)=B^{\′}\sin \left(2\mathrm{nT\ω}\right)\\ E_q(n+1)=B^{\′}\sin \left(2(n+1)\mathrm{T\ω}\right)\end{array}\right.---\left(2\right)$

令θ₁＝2nTω、θ₂＝2Tω＝6.28e^-2，，其中cos(θ₂)≈1式(1)有，

$\left\{\begin{array}{c}{E}_d(n-1)\≈A+B[\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)+\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)]\\ E_d\left(n\right)=A+B\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\\ E_d(n+1)\≈A+B[\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)-\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)]\end{array}\right.$

式(2)有，

$\left\{\begin{array}{c}{E}_q(n-1)\≈B^{\′}[\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)-\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)]\\ E_q\left(n\right)=B^{\′}\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\\ E_q(n+1)\≈B^{\′}[\sin \left({\mathrm{\θ}}_1\right)+\cos \left({\mathrm{\θ}}_1\right)\sin \left({\mathrm{\θ}}_2\right)]\end{array}\right.$

故，

$\left\{\begin{array}{c}{E}_d(n+1)=E_d\left(n\right)+[E_d\left(n\right)-E_d(n-1)]\\ E_q(n+1)=E_q\left(n\right)+[E_q\left(n\right)-E_q(n-1)]\end{array}\right.$

得出结论2：当电网不平衡，K可以选取1。

最终取值K＝1 $D_c\left(z\right)=\frac{2z-1}{z}.$

S5，所述控制器进行坐标系逆变变换，即将两相旋转坐标系dq转换为两相静止坐标系αβ，再将两相静止坐标系αβ转换为三相静止坐标系abc，将u_{m_d}和u_{m_q}转换得到三相控制电压u_{m_a}、u_{m_b}和u_{m_c}；然后采用SVPWM空间矢量脉宽调制得到三相调制波PWM，输出至所述光伏逆变器的管子模块IGBT。

采用空间矢量脉宽调制SVPWM策略，具有以下优点1)提高直流电压利用率，保证可适应较宽的直流电压范围；2)可大大降低3倍数的谐波电流(如3、6、9...次谐波)，可降低损耗及保证给电网提供较好电能。

本发明采用空间矢量dq控制策略，具有以下优点：1)采用PI控制器，保证了系统稳态误差基本为零，及很易调制选择较好的动态响应；2)非常容易实现PQ有功和无功的调节，保证功率因数PF在(-0.95～+0.95)区间。

通过本发明提供的方法，能够保证控制系统输出的i_d和i_q无静差的跟踪给定电流i_{d_ref}和i_{q_ref}，通过设计理想的电流控制环及准确的电压前馈补偿，可以保证电流控制的良好动态响应及稳态性能。

应用本发明提供的光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统及方法，对光伏逆变器进行仿真实验，如图5所示，为当三相不平衡跌落时，系统输出电网电压波形；如图6所示，为当三相不平衡跌落时，系统输出电流波形；如图7所示，为当三相平衡跌落时，系统输出电网电压波形；如图8所示，为当三相平衡跌落时，系统输出电流波形。图9为实际测试得到的，当三相电压平衡跌落时，系统网侧电压和输出电流波形。从图5-9可以看出，1)当电网发生故障而导致电网电压平衡跌落时，具有良好的动态响应，并且，能够保证光伏逆变器三相均流稳定输出并网电流；2)不平衡电压跌落时，控制系统能够消除电网正负序电压影响，只输出正序电流分量，保证三相电流均流且具有较低的谐波分量；从而降低了电网发生该类故障时造成的损失，提高了电网供电的可靠性。另外，系统支持不平衡电网的特殊情况，保证正常三相均流稳定运行。

综上所述，本发明提供的光伏逆变器的低电压穿越控制系统及方法，技术上主要具以下创新：(1)采用正序αβ⁺锁相，保证电流只跟踪正序电压，保证正序电流控制。(2)采用正负序电压

前馈补偿，电压增加超前预测环，改善动态响应。(3)电流给定i_dq采用二次陷波滤波器，消除电流二次谐波。具有以下优点：1)当电网发生故障而导致电网电压平衡跌落时，具有良好的动态响应，并且，能够保证光伏逆变器三相均流稳定输出并网电流；2)不平衡电压跌落时，控制系统能够消除电网正负序电压影响，只输出正序电流分量，保证三相电流均流且具有较低的谐波分量；从而降低了电网发生该类故障时造成的损失，提高了电网供电的可靠性。另外，系统支持不平衡电网的特殊情况，保证正常三相均流稳定运行。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统，其特征在于，包括太阳能电池板、光伏逆变器、电网和控制器；所述太阳能电池板、所述光伏逆变器和所述电网顺次连接；所述控制器分别与所述光伏逆变器和所述电网连接。

2.根据权利要求1所述的光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统，其特征在于，所述光伏逆变器包括串联的三相逆变电路、滤波电路及变压电路；和/或所述控制器为DSP控制器。

3.一种应用权利要求1-2任一项所述光伏逆变器的低电压穿越LVRT控制系统的方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

S1，所述控制器采集所述光伏逆变器的当前并网三相线电压u_ab、u_bc和u_ca，经正序锁相控制环的处理，得到正序相位角

S2，所述控制器采集所述光伏逆变器的当前并网三相电流i_a、i_b和i_c，并结合S1得到的正序相位角

基于PARK及CLARK变换原理，将三相静止坐标系abc转换为两相静止坐标系αβ，再将所述两相静止坐标系αβ转换为两相旋转坐标系dq，计算得到d轴电流i_d和q轴电流i_q；

S3，所述控制器采集所述光伏逆变器的直流侧电压u_dc，经电压控制环的处理，所述控制器输出作为电流控制环d轴给定i_{d_ref}；

S4，所述控制器将S2得到的i_d和S3得到的i_{d_ref}之差输出给所述电流控制环，输出d轴电压u_{m_d}；所述控制器设置为纯有功功率输出，无功电流给定i_{q_ref}＝0，与i_q之差值输出给所述电流控制环，输出q轴电压u_{m_q}；

S5，所述控制器进行坐标系逆变变换，即将两相旋转坐标系dq转换为两相静止坐标系αβ，再将两相静止坐标系αβ转换为三相静止坐标系abc，将u_{m_d}和u_{m_q}转换得到三相控制电压u_{m_a}、u_{m_b}和u_{m_c}；然后采用SVPWM空间矢量脉宽调制得到三相调制波PWM，输出至所述光伏逆变器的管子模块IGBT。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，S1中，所述正序锁相控制环的处理过程具体为：

u_ab、u_bc和u_ca经过正序提取得到正序电压αβ⁺的角频率再经积分器

得到正序电压相位角

系统正序相位角

与

之差即为电压电流相位差Δθ，然后给定相位差Δθ_ref为0，将Δθ_ref与Δθ之差经比例积分控制器G_pi(s)，输出作为系统补偿频率f_m，f_m再与当前电网频率f₀作加法运算，得到系统需要输出的电流频率f_i，f_i经积分器得到系统运行的系统正序相位角

5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，S3中，所述电压控制环的处理过程具体为：

所述控制器经MPPT最大功率跟踪模块，输出电压给定u_{dc_ref}，u_{dc_ref}与u_dc之差，经电压环控制器D_v(s)后输出作为有功功率d轴电流i_{m_d}，再经过2次陷波滤波器G_North(s)输出作为d轴电流给定i_{d_ref}，i_{d_ref}与d轴电流反馈i_d之差，经电流环控制器D_i(s)，输出为系统d轴电压u_{m_d}，经硬件电感模块

输出d轴电流i_d，再经低频等效为电容侧i_dc，经硬件电容模块

输出u_dc。

6.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，S4中，所述电流控制环的处理过程具体为：

电流给定i_{d_ref}和i_{q_ref}相乘后经采样反馈系数K_fb，输出值与电流反馈AD值i_{dq_fb_ad}之差，经过比例积分PI控制器后，输出值再缩小

输出作为控制器输出的dq轴电压u_{m_dq}，然后作预测后的正负序电压

前馈补偿，及电流i_dq解耦ωLI_{dq_fb}补偿，输出值经数字化控制器延迟环节G_d(s)＝e^-sT后，其输出值再经过线性补偿

后，输出至硬件电路的硬件放大系数K_pwm后与dq轴电流耦合值ωLI_dq作差，得到的差值再与电网正负序电压

作差，得到的差值经过硬件电感模块

后输出电感d轴电流i_d和电感q轴电流i_q；i_d和i_q等效至实际三相电流i_abc，在采样回路，经硬件RC滤波电路

输出至模数转换AD采样，得到数字化的电流AD值i_{dq_fb_ad}，其中，模数转换AD采样的放大倍数为K_fb； $K_{\mathrm{pwm}}^{-1}=1/K_{\mathrm{pwm}};$

其中，所述预测后的正负序电压

经过以下方法获得：正序dq轴电压负序dq轴电压经过超前预测差分方程模块 $D_c\left(z\right)=\frac{z-K(z-1)}{z}$ 后输出预测后的正负序电压

和

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