JPH1023762A

JPH1023762A - 電源装置

Info

Publication number: JPH1023762A
Application number: JP8173913A
Authority: JP
Inventors: Kazufumi Nagasoe; 和史長添
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1996-07-03
Filing date: 1996-07-03
Publication date: 1998-01-23

Abstract

(57)【要約】【課題】負荷の状態に関わらず入力電流の高調波歪を少
なくするとともに入力力率を高く保つ電源装置を提供す
る。【解決手段】ダイオードＤ₁，Ｄ₂の直列回路にコンデ
ンサＣ₈，Ｃ₉の直列回路を並列接続し、ダイオードＤ
₁，Ｄ₂の直列回路の各端にそれぞれダイオードＤ₈，
Ｄ₉を直列接続した直列回路にコンデンサＣ₁，Ｃ₂の
直列回路を並列接続する。ダイオードＤ₁，Ｄ₂の接続
点とコンデンサＣ₁，Ｃ₂の接続点とに交流電源ＡＣを
接続する。コンデンサＣ₁，Ｃ₂の直列回路の両端間に
はアクティブフィルタと兼用されるスイッチング素子Ｑ
₁，Ｑ₂を備えたインバータ回路を接続する。インダク
タＬ₁および放電灯ＤＬの接続点とコンデンサＣ₈，Ｃ
₉の接続点とを接続する。アクティブフィルタとしての
動作時に交流電源ＡＣからインダクタＬ₁に流れる電流
は放電灯ＤＬを通らない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を入力電
源として負荷に高周波電力を供給するように交流−交流
変換を行なう電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に、商用電源のような交流電源を入
力電源とし負荷に高周波電力を供給する電源装置として
は、負荷である放電灯を高周波点灯させるものが多数提
案されている。交流電源を入力電源とするこの種の電源
装置では、入力電流の高調波歪を少なくし、入力力率を
高くすることが要求される。

【０００３】このような要求を満たす電源装置として
は、たとえば、特開平６−２１５８８５号公報に記載さ
れたものがある。図１２は上記公報に記載されたもので
あり、入力端子Ｔに接続される交流電源を一対のダイオ
ードＤ₁，Ｄ₂と一対のコンデンサＣ₁，Ｃ₂とからな
る倍電圧全波整流回路により整流し、その出力電圧を平
滑コンデンサＣ₀に印加している。平滑コンデンサＣ₀
の両端間には２つのスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列
回路が接続され、スイッチング素子Ｑ₂の両端間にはイ
ンダクタＬ₁と負荷である放電灯ＤＬとカプリング用
（直流カット用）のコンデンサＣ₅との直列回路が接続
され、さらに放電灯ＤＬの両フィラメントの非電源側端
間には予熱用のコンデンサＣ₄が接続されている。両ス
イッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂は制御回路ＣＮにより交互に
オンオフするように制御される。つまり、スイッチング
素子Ｑ₁，Ｑ₂とインダクタＬ₁とコンデンサＣ₃と制
御回路ＣＮとによりハーフブリッジ型のインバータ回路
が構成され、平滑コンデンサＣ ₀を直流電源として負荷
である放電灯ＤＬに高周波電力を供給するのである。

【０００４】この回路では、入力電流の高調波歪を少な
くしかつ力率を高めるために、放電灯ＤＬおよびコンデ
ンサＣ₅の接続点とダイオードＤ₁，Ｄ₂の接続点との
間に挿入されたコンデンサＣ_3aと、入力端子Ｔ間に高周
波阻止用のローパスフィルタＬＰＦを介して接続された
コンデンサＣ_3bとを設けている。つまり、コンデンサＣ
_3aと放電灯ＤＬとの接続点に生じる高周波電圧をコンデ
ンサＣ₂，Ｃ_3a，Ｃ_3b，Ｃ₅などに印加することで、倍
電圧全波整流回路の出力電圧の瞬時振幅が平滑コンデン
サＣ₀の両端電圧よりも低い期間であっても入力電源か
ら電流を高周波的に流し続け、簡単なローパスフィルタ
ＬＰＦで高周波電流の漏洩を阻止することにより、入力
電流の高調波歪を少なくし、かつ入力力率を高くしてい
るのである。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図１２に示
した回路構成では、比較的簡単な構成ながら、入力力率
を高くし、かつ入力電流の高調波歪を少なくすることが
できものであるが、次のような問題を有している。つま
り、図１２に示した回路では、スイッチング素子Ｑ₂が
オンになったときにコンデンサＣ_3aを介して放電灯ＤＬ
とインダクタＬ₁とに電流が流れ、スイッチング素子Ｑ
₂がオフになるとインダクタＬ₁の回生電流がＭＯＳＦ
ＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ₁の寄生ダイオードを
通して平滑コンデンサＣ₀に流れることになる。このよ
うに、インバータ回路は平滑コンデンサＣ₀に充電電流
を流すアクティブフィルタとしても兼用されている。そ
の結果、インバータ回路としての機能とアクティブフィ
ルタとしての機能との相互に制約が生じて設計の自由度
が低くなる。

【０００６】一方、負荷には動作状態に応じて等価イン
ピーダンスが変動するものがある。たとえば、予熱、定
格点灯、調光などの動作状態がある放電灯ＤＬなどはこ
の種の負荷になる。上述の電源装置では負荷が放電灯Ｄ
Ｌであるから、特定の動作状態で設計値が最適化されて
いても放電灯ＤＬの動作状態が変化すると所期の動作が
得られなくなることがある。とくに、図１２の回路構成
では上述のように設計の自由度が低いから、特定の動作
状態では入力電流の高調波歪を少なくし入力力率を高く
するように最適な設計を行なっても他の動作状態では入
力電流に休止期間が生じたり直流成分が重畳されたりし
て入力電流の高調波歪が増加する可能性が高い。

【０００７】また、放電灯ＤＬがコンデンサＣ_3aとロー
パスフィルタＬＰＦとを介して交流電源に接続されてい
るものであるから、負荷に流れる電流（つまり、ランプ
電流）の包絡線は交流電源の電圧波形に同期したリップ
ル成分を持つことになる。しかも、負荷である放電灯Ｄ
Ｌの等価インピーダンスは動作状態に応じて変動するか
ら、あらゆる動作状態に対してランプ電流のリップル成
分を低く保つような設計は非常に困難である。

【０００８】さらに、放電灯ＤＬの予熱状態や調光状態
のような軽負荷時には、インバータ回路の電源となる平
滑コンデンサＣ₀への充電電流がインバータ回路での消
費電流である放電電流に対して大幅に増加するから、平
滑コンデンサＣ₀の両端電圧が上昇し、インバータ回路
を構成する部品へのストレスが増加して電源装置の信頼
性が低下することになる。

【０００９】しかも、図１２に示した構成では、インバ
ータ回路がコンデンサＣ_3aおよびローパスフィルタＬＰ
Ｆを通して交流電源ＡＣに直結されており、交流電源Ａ
Ｃとインバータ回路との間に整流器を通らない経路が存
在するものであるから、電気用品取締法のプリント基板
絶縁距離における緩和規定の適用を受けることができな
い。その結果、絶縁距離を確保するために大型化すると
いう問題が生じる。

【００１０】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、第１の目的は、負荷の状態に関わらず入力電流の
高調波歪を少なくするとともに入力力率を高く保つこと
にあり、第２の目的は、負荷に供給される電流のリップ
ル成分を低減することにあり、第３の目的は、軽負荷時
における平滑用のコンデンサの両端電圧の異常上昇を抑
制して信頼性を向上させることにあり、第４の目的は、
電気用品取締法のプリント基板絶縁距離における緩和規
定の適用を受けることができる部分を増やすことによっ
て小型化を可能にすることにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、第１のダイオードのアノードに
第２のダイオードのカソードを接続した一対のダイオー
ドの直列回路と、第１のダイオードのカソードにアノー
ドを接続した第３のダイオードと、第２のダイオードの
アノードにカソードを接続した第４のダイオードと、第
１および第２のダイオードの接続点に一端が接続された
交流電源の両端間に第１のダイオードと第３のダイオー
ドとを介して接続された第１のコンデンサと、上記交流
電源の両端間に第２のダイオードと第４のダイオードと
を介して接続された第２のコンデンサと、第１および第
２のダイオードの直列回路に並列に接続された第３およ
び第４のコンデンサの直列回路と、第３および第４のコ
ンデンサと第３および第４のダイオードとの直列回路に
並列に接続され交互にオンオフされかつオフ時にはオン
時とは逆向きに通電可能な一対のスイッチング素子の直
列回路と、上記スイッチング素子の接続点と負荷の一端
との間に挿入されたインダクタと、上記インダクタおよ
び上記負荷とともに直列回路を形成し少なくとも一方の
スイッチング素子にその直列回路が並列接続された直流
カット用の第５のコンデンサとを具備し、第３および第
４のコンデンサの接続点を上記負荷と上記インダクタと
の間に接続したものである。

【００１２】この構成によれば、インダクタと第３ない
し第４のコンデンサとスイッチング素子と第１および第
２のコンデンサにより昇圧チョッパ回路が形成されてア
クティブフィルタとして機能し、入力力率が高くかつ入
力電流高調波歪の少ない電源装置を提供することができ
る。しかも、アクティブフィルタとして動作する際の電
流経路には負荷が含まれないから、負荷の動作状態に応
じて等価インピーダンスが変動しても入力電流に休止期
間が生じたり直流成分が重畳されたりすることがなく、
負荷の動作状態の変化に伴う入力電流高調波歪の増加が
ないのである。また、スイッチング素子とインバータと
第５のコンデンサとを主構成とするインバータ回路は交
流電源との間に少なくとも第１および第２のダイオード
を介して接続されており、インバータ回路が実質的に整
流回路を通して交流電源に接続されることになるから、
この回路構成の大部分は電気用品取締法のプリント基板
絶縁距離における緩和規定の適用を受けることができる
ことになり、所定の確認試験を実施すれば絶縁距離を小
さくすることが可能になって、結果的に装置全体を小型
化することが可能になる。

【００１３】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、第１のコンデンサを挟んで第１のダイオードと同極
性に接続され第１のコンデンサおよび第１のダイオード
との直列回路が交流電源の両端間に接続された第５のダ
イオードと、第２のコンデンサを挟んで第２のダイオー
ドと同極性に接続され第２のコンデンサおよび第２のダ
イオードとの直列回路が交流電源の両端間に接続された
第６のダイオードと、第５および第６のダイオードと第
２のコンデンサとの直列回路に並列であって第１のコン
デンサの電荷を放電する極性に接続された第７のダイオ
ードと、第５および第６のダイオードと第１のコンデン
サとの直列回路に並列であって第２のコンデンサの電荷
を放電する極性に接続された第８のダイオードと、第１
のコンデンサおよび第７のダイオードの直列回路と第２
のコンデンサおよび第８のダイオードの直列回路とに並
列接続されるサージ吸収用の第６のコンデンサとを付加
したものである。

【００１４】この構成によれば、請求項１の発明の作用
に加えて、第１および第２のコンデンサの充電時には第
５および第６のダイオードを介して第１および第２のコ
ンデンサを直列接続して第１および第２のコンデンサを
含む直列回路の両端電圧を高く保つことによって、交流
電源から第１および第２のダイオードを介して第１およ
び第２のコンデンサに直接電流が流れるのを防止するこ
とができる。このことによって、昇圧チョッパ回路とし
て確実に動作させることができ、高入力力率、かつ低入
力電流高調波歪とする設計が容易になるのである。しか
も、第１および第２のコンデンサの放電時には第７およ
び第８のダイオードによって第１および第２のコンデン
サを並列接続することでインバータ回路への電源電圧は
比較的低くすることができるから、インバータ回路を構
成する部品への電圧ストレスが小さくなる。

【００１５】請求項３の発明は、請求項１または請求項
２の発明において、第１および第２のダイオードの少な
くとも一方に入力電流波形の整形用のコンデンサを並列
接続したものである。この構成によれば、第１および第
２のダイオードのオフ時でも入力電流波形の整形用のコ
ンデンサを介して電流を流すことができるから、入力電
流に休止期間が生じるのを一層確実に防止することがで
き、結果的に入力電流高調波歪をさらに低減することが
できる。

【００１６】請求項４の発明は、請求項２の発明におい
て、第７および第８のダイオードの少なくとも一方に入
力電流波形の整形用のコンデンサを並列接続したもので
ある。この構成によれば、第７および第８のダイオード
のオフ時でも入力電流波形の整形用のコンデンサを介し
て電流を流すことができるから、入力電流に休止期間が
生じるのを一層確実に防止することができ、結果的に入
力電流高調波歪をさらに低減することができる。

【００１７】請求項５の発明は、請求項１ないし請求項
４の発明において、上記交流電源の電圧の絶対値を検出
する絶対値回路と、絶対値回路により検出された電圧の
絶対値が大きいほど上記スイッチング素子をスイッチン
グする周波数を低く設定する電圧−周波数変換回路とを
備えるものである。請求項１ないし請求項４の発明の構
成では、交流電源の電圧の絶対値が大きい期間には絶対
値が小さい期間よりも負荷への供給電流が小さくなる。
つまり、負荷への供給電流に交流電源の電圧変動に伴う
リップル成分が含まれることになる。これに対して、請
求項５の発明の構成によれば、交流電源の電圧を検出し
てスイッチング素子をスイッチングする周波数を変化さ
せるのであって、交流電源の電圧の絶対値が大きいほど
周波数を低く設定してインダクタを通過する電流を増加
させるから、交流電源の電圧の変化に対して負荷への供
給電流の変化を小さくすることができる。つまり、放電
灯のように供給電流の変動に伴う出力の変動が望ましく
ないような負荷を用いる場合に請求項５の発明の構成を
採用すれば、負荷出力の変動を抑制することができる。

【００１８】請求項６の発明は、請求項５の発明におい
て、上記電圧−周波数変換回路を外部信号により出力周
波数を変化させることによって負荷への供給電力を複数
段階に設定可能に構成し、上記絶対値回路により検出さ
れた電圧の絶対値の変化幅に対する出力周波数の変化幅
を負荷への供給電力が小さいほど狭く設定したものであ
る。

【００１９】この構成は、負荷への供給電力が複数段階
に設定可能である場合、たとえば負荷が放電灯であって
定格点灯と調光点灯とを切り換えることができるような
場合に有効な構成であって、交流電源の電圧に応じて周
波数を変化させる幅を負荷への供給電力に応じて変化さ
せているから、負荷への供給電力を変更した場合でも負
荷出力の変動を抑制することができるのである。

【００２０】請求項７の発明は、第１のダイオードのア
ノードに第２のダイオードのカソードを接続した一対の
ダイオードの直列回路と、第１のダイオードのカソード
にアノードを接続した第３のダイオードと、第２のダイ
オードのアノードにカソードを接続した第４のダイオー
ドと、第１および第２のダイオードの接続点に一端が接
続された交流電源の両端間に第１のダイオードと第３の
ダイオードとを介して接続された第１のコンデンサと、
上記交流電源の両端間に第２のダイオードと第４のダイ
オードとを介して接続された第２のコンデンサと、第１
および第２のダイオードの直列回路に並列に接続された
第３および第４のコンデンサの直列回路と、第３および
第４のコンデンサと第３および第４のダイオードとの直
列回路に並列に接続され交互にオンオフされかつオフ時
にはオン時とは逆向きに通電可能な一対のスイッチング
素子の直列回路と、第３および第４のコンデンサの接続
点に一端を接続した負荷の他端と上記スイッチング素子
の接続点との間に挿入されたインダクタと、上記交流電
源の電圧の絶対値を検出する絶対値回路と、絶対値回路
により検出された電圧の絶対値が大きいほど上記スイッ
チング素子をスイッチングする周波数を高く設定する電
圧−周波数変換回路とを具備するものである。

【００２１】この構成によれば、実施形態１と同様に、
インダクタと第３ないし第４のコンデンサとスイッチン
グ素子と第１および第２のコンデンサにより昇圧チョッ
パ回路が形成されてアクティブフィルタとして機能し、
入力力率が高くかつ入力電流高調波歪の少ない電源装置
を提供することができる。また、スイッチング素子とイ
ンバータとを主構成とするインバータ回路は交流電源と
の間に少なくとも第１および第２のダイオードを介して
接続されており、インバータ回路が実質的に整流回路を
通して交流電源に接続されることになるから、この回路
構成の大部分は電気用品取締法のプリント基板絶縁距離
における緩和規定の適用を受けることができることにな
り、所定の確認試験を実施すれば絶縁距離を小さくする
ことが可能になって、結果的に装置全体を小型化するこ
とが可能になる。ただし、この構成の場合には、負荷と
スイッチング素子との直列回路が第３ないし第４のコン
デンサを介して交流電源に接続されているから、交流電
源の電圧の変化によって負荷への供給電流が変化しよう
とするが、交流電源の電圧を検出する絶対値回路および
その電圧の絶対値が大きいほどスイッチング素子のスイ
ッチングの周波数を高くする電圧−周波数変換回路を設
けていることによって、交流電源の電圧の変化に対する
負荷への供給電流の変化を抑制してある。

【００２２】

【発明の実施の形態】

（実施形態１）図１に本発明の基本的な実施形態を示
す。入力電源は商用電源のような交流電源ＡＣであっ
て、４個のダイオードＤ₁，Ｄ₂，Ｄ₈，Ｄ₉と一対の
コンデンサＣ₁，Ｃ₂とにより構成した整流回路（倍電
圧全波整流回路と構成上は同様であるが動作は異なる）
ＲＥにより全波整流される。整流回路ＲＥはダイオード
Ｄ₁，Ｄ₂，Ｄ₈，Ｄ₉の直列回路とコンデンサＣ₁，
Ｃ₂の直列回路とを並列に接続したものであり、ダイオ
ードＤ₁，Ｄ₂の接続点とコンデンサＣ₁，Ｃ₂の接続
点とを交流入力端として交流電源ＡＣを接続し、ダイオ
ードＤ₁，Ｄ₂，Ｄ₈，Ｄ₉の直列回路の両端を直流出
力端としている。整流回路ＲＥの直流出力端間には、一
対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路が接続さ
れ、一方のスイッチング素子Ｑ₁にはインダクタＬ₁と
負荷としての放電灯ＤＬとカプリング用（直流カット
用）のコンデンサＣ₅との直列回路が接続される。スイ
ッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂はそれぞれＭＯＳＦＥＴよりな
り、制御回路ＣＮにより交互にオン・オフするように制
御される。また、放電灯ＤＬは一対のフィラメントを備
え、両フィラメントの非電源側端間には予熱用のコンデ
ンサＣ₄が接続される。

【００２３】本実施形態は、ダイオードＤ₁，Ｄ₂の直
列回路にコンデンサＣ₈，Ｃ₉の直列回路を並列接続
し、コンデンサＣ₈，Ｃ₉の接続点を放電灯ＤＬとイン
ダクタＬ₁との接続点に接続した点に特徴がある。次に
動作を説明する。以下の説明では動作がすでに安定した
定常状態であるものとする。また、交流電源ＡＣの図中
における上端が正極性であるものとする。図２の一点鎖
線は主としてチョッパ回路としての動作を示し、破線は
主としてインバータ回路としての動作を示す。スイッチ
ング素子Ｑ₂がオンになると、図２（ａ）に示すよう
に、交流電源ＡＣとコンデンサＣ₂とを起電力として、
ダイオードＤ₁−コンデンサＣ₈−インダクタＬ₁−ス
イッチング素子Ｑ₂の経路に電流が流れる。このとき、
コンデンサＣ₈には印加電圧に比例した電荷が蓄積され
る。つまり、交流電源ＡＣの電圧に比例した電荷が蓄積
される。また、定常状態では各コンデンサＣ₁，Ｃ₂の
両端電圧は交流電源ＡＣの電圧よりも昇圧されており、
ダイオードＤ₈はオフであって、スイッチング素子Ｑ₂
がオンになるとコンデンサＣ₁，Ｃ₂の直列回路を電源
としてコンデンサＣ₅−放電灯ＤＬ−インダクタＬ₁−
スイッチング素子Ｑ₂を通る経路で電流が流れる。言い
換えると、コンデンサＣ₈とインダクタＬ₁とにより構
成されるＬＣ共振回路に交流電源ＡＣおよびコンデンサ
Ｃ₂を入力電源として電流が流れ、コンデンサＣ₄とイ
ンダクタＬ₁とにより構成されるＬＣ共振回路（コンデ
ンサＣ₅は容量が充分に大きいから無視できる）にコン
デンサＣ₁，Ｃ₂を電源として電流が流れる。その結
果、２個のＬＣ共振回路の合成電流がインダクタＬ₁を
流れインダクタＬ₁に磁気エネルギが蓄積される。ここ
で、交流電源ＡＣにはダイオードＤ₁，Ｄ₈とコンデン
サＣ₁との直列回路が接続されているが、定常状態では
コンデンサＣ₁の両端電圧は交流電源ＡＣの電圧よりも
昇圧されているから、ダイオードＤ₈がオフに保たれて
交流電源ＡＣからコンデンサＣ₁に電流が直接流れ込む
ことはない。

【００２４】次に、スイッチング素子Ｑ₂がオフになる
と、両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂がともにオフにな
る。このときには、インダクタＬ₁に蓄積された磁気エ
ネルギがスイッチング素子Ｑ₁の寄生ダイオードを通し
て放出され、図２（ｂ）に示すように、交流電源ＡＣ−
コンデンサＣ₈−インダクタＬ₁−スイッチング素子Ｑ
₁の寄生ダイオード−コンデンサＣ₁−交流電源ＡＣと
いう経路を流れる電流によりコンデンサＣ₁が充電さ
れ、また、インダクタＬ₁−スイッチング素子Ｑ₁の寄
生ダイオード−コンデンサＣ₅−放電灯ＤＬ（コンデン
サＣ₄）の経路に電流が流れる。この動作状態において
もコンデンサＣ₈に交流電源ＡＣの電圧に比例した電荷
が蓄積される。このように、スイッチング素子Ｑ₂のオ
ンオフにより昇圧チョッパ回路として機能し、コンデン
サＣ₁の両端電圧を交流電源ＡＣの電圧よりも昇圧す
る。

【００２５】さらに、スイッチング素子Ｑ₁がオンにな
ると、図２（ｃ）のように、コンデンサＣ₅を電源とし
て、スイッチング素子Ｑ₁−インダクタＬ₁−放電灯Ｄ
Ｌ（コンデンサＣ₄）の経路に電流が流れる。したがっ
て、インダクタＬ₁に磁気エネルギが蓄積される。その
後、スイッチング素子Ｑ₁がオフになると、両スイッチ
ング素子Ｑ₁，Ｑ ₂がともにオフになり、インダクタＬ
₁に蓄積された磁気エネルギが、図２（ｄ）のように、
放電灯ＤＬ−コンデンサＣ₅−コンデンサＣ₁，Ｃ₂の
直列回路−スイッチング素子Ｑ₂の寄生ダイオードの経
路で放出され、コンデンサＣ₁，Ｃ ₂が充電される。ま
た、インダクタＬ₁の両端電圧がコンデンサＣ₈の両端
電圧に加算されるから、この加算電圧がコンデンサ
Ｃ₁，Ｃ₂の直列回路の両端電圧よりも高くなるように
設定しておくことによって、ダイオードＤ₈がオンにす
ることができ、コンデンサＣ₈の電荷をダイオードＤ₈
−コンデンサＣ₁−コンデンサＣ₂−スイッチング素子
Ｑ₂の寄生ダイオード−インダクタＬ₁の経路で放出さ
せることになる。

【００２６】以上説明したように、図２（ａ）（ｂ）の
期間に交流電源ＡＣからコンデンサＣ₈に充電し、図２
（ｂ）（ｄ）の期間にコンデンサＣ₁に充電するのであ
る。ただし、ダイオードＤ₁，Ｄ₂，Ｄ₈，Ｄ₉とコン
デンサＣ₁，Ｃ₂とにより構成される整流回路ＲＥは倍
電圧全波整流回路と同様の構成であるから、コンデンサ
Ｃ₁，Ｃ₂の直列回路の両端電圧が交流電源ＡＣの瞬時
電圧の２倍よりも低いときには、スイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂の動作にかかわりなくダイオードＤ₈が導通
してコンデンサＣ₁に交流電源ＡＣから電流が直接流れ
ることになる。このような電流が流れると、入力力率が
低下し、入力電流高調波歪が増加することになる。そこ
で、コンデンサＣ₈の容量はコンデンサＣ₁，Ｃ₂の直
列回路の両端電圧が交流電源ＡＣの瞬時電圧の２倍より
も高くなるように設定しておくことが必要である。

【００２７】上述の動作は交流電源ＡＣの図中における
上端側が正極性になる場合について説明したが、下端側
が正極性になる場合には、上述した説明のうちダイオー
ドＤ ₁，Ｄ₈をダイオードＤ₂，Ｄ₉と読み替え、コン
デンサＣ₁，Ｃ₈をコンデンサＣ₂，Ｃ₉と読み替えれ
ばればよい。すなわち、交流電源ＡＣからコンデンサＣ
₉を充電した後に、コンデンサＣ₉の電荷を用いてコン
デンサＣ₂を充電するのである。

【００２８】以上説明したように、インバータ回路とし
ての動作の半周期で交流電源ＡＣからコンデンサＣ₈を
充電し、コンデンサＣ₈の電荷を残りの半周期の間に放
出してコンデンサＣ₁，Ｃ₂を充電する。また、コンデ
ンサＣ₁，Ｃ₂はスイッチング素子Ｑ₂のオン後のオフ
時にも充電される。したがって、上述のように、定常動
作状態ではコンデンサＣ₁，Ｃ₂が交流電源ＡＣから直
接充電されることがないのである。しかも、交流電源Ａ
Ｃからの入力電流が流れる期間は図２（ａ）（ｂ）の期
間のみであり、この期間にはコンデンサＣ₈に電流が流
れるから、入力電流はコンデンサＣ₈に蓄積される電荷
により決まるのであって、交流電源ＡＣの電圧の絶対値
に比例することになる。さらに、交流電源ＡＣの電圧の
低い期間でも入力電流が高周波的に流れるから、結果的
に交流電源ＡＣの電圧波形の１周期の全期間に亙って入
力電流を流し続けることができ、交流電源ＡＣと整流回
路ＲＥとの間に高周波阻止用のローパスフィルタを設け
るだけで、高周波電流の外部への漏洩を防止することが
できる。つまり、入力力率を高くし、かつ入力電流の高
調波歪を少なくすることができる。なお、図２（ｂ）に
示しているように、コンデンサＣ₁，Ｃ₂はコンデンサ
Ｃ₈の充電期間にも充電される。このときには、スイッ
チング素子Ｑ₁，Ｑ₂およびインダクタＬ₁による昇圧
チョッパを通してコンデンサＣ₁，Ｃ₂が充電されるか
ら、ラッシュ電流が流れることはない。さらに、コンデ
ンサＣ₈を介してインダクタＬ₁を流れる入力電流の交
流成分は放電灯ＤＬを流れないから、放電灯ＤＬのイン
ピーダンスが変動しても入力電流波形に直接の影響を与
えることはない。また、ランプ電流に対する入力電流波
形の影響も従来構成に比較すると小さくなる。加えて、
本実施形態の構成では、ダイオードＤ₁，Ｄ₂の接続点
を交流電源ＡＣに接続しているから、整流器を通してイ
ンバータ回路を交流電源ＡＣに接続したことになり、電
気用品取締法のプリント基板絶縁距離における緩和規定
を適用することができ、所定の確認試験を実施すれば装
置を小型化することが可能になる。

【００２９】（実施形態２）本実施形態では、図３に示
すように、図１に示した実施形態１に比較すると、整流
回路ＲＥの構成を変更した点、およびインバータ回路を
自励式とした点が主な相違点である。また、図示例では
交流電源ＡＣと整流回路ＲＥとの間に雑音防止用のライ
ンフィルタＦＬとローパスフィルタＬＰＦとを挿入して
ある。これらの構成は他の実施形態においても採用する
ことができる。

【００３０】整流回路ＲＥは、一対のコンデンサＣ₁，
Ｃ₂と８個のダイオードＤ₁〜Ｄ₆，Ｄ₈，Ｄ₉とから
なる。ダイオードＤ₃のカソードはダイオードＤ₄のア
ノードに接続され、コンデンサＣ₁の一端にはダイオー
ドＤ₃のアノードが接続され、コンデンサＣ₂の一端に
はダイオードＤ₄のカソードが接続される。コンデンサ
Ｃ₁，Ｃ₂とダイオードＤ₃，Ｄ₄よりなる直列回路に
は、ダイオードＤ₁，Ｄ₂の直列回路が並列接続され
る。つまり、ダイオードＤ₁のアノードがダイオードＤ
₂のカソードに接続され、コンデンサＣ₁の他端にダイ
オードＤ₁のカソードが接続され、コンデンサＣ₂の他
端にダイオードＤ₂のアノードが接続される。さらに、
コンデンサＣ₁の一端にカソードを接続しコンデンサＣ
₂の他端にアノードを接続したダイオードＤ₅と、コン
デンサＣ₁の他端にカソードを接続しコンデンサＣ₂の
一端にアノードを接続したダイオードＤ₆とが設けられ
る。この整流回路ＲＥの入力端はダイオードＤ₁，Ｄ₂
の接続点とダイオードＤ₃，Ｄ₄の接続点とであって、
出力端はコンデンサＣ₁，Ｃ₂とダイオードＤ₃，Ｄ ₄
とからなる直列回路の両端になる。整流回路ＲＥの出力
端間にはサージ電圧吸収用のコンデンサＣ₇が接続され
る。

【００３１】本実施形態は、上述したように、自励式の
インバータ回路を用いており、各スイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂のゲート−ソース間にはカレントトランスＣ
Ｔに設けた一対の２次巻線が抵抗Ｒ₁，Ｒ₂を介してそ
れぞれ接続される。また、各スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ
₂のゲート−ソース間にはゲート電圧を制限してスイッ
チング素子Ｑ₁，Ｑ₂を保護するためのツェナーダイオ
ードＺＤ₁，ＺＤ₂がそれぞれ接続される。カレントト
ランスＣＴの１次巻線はインダクタＬ₁と直列接続さ
れ、カレントトランスＣＴの１次巻線とインダクタＬ₁
との直列回路は、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点
とコンデンサＣ₈，Ｃ₉の接続点との間に挿入される。

【００３２】さらに、自励式のインバータ回路を用いる
から、抵抗Ｒ_sとコンデンサＣ_sとの直列回路を整流回
路ＲＥの出力端間に接続するとともに、抵抗Ｒ_sとコン
デンサＣ_sとの接続点とスイッチング素子Ｑ₂のゲート
との間にダイアックよりなるトリガ素子Ｑ_sを接続する
ことにより起動用の回路を構成している。つまり、電源
投入時に抵抗Ｒ_sを通してコンデンサＣ_sが充電され、
コンデンサＣ_sの端子電圧がトリガ素子Ｑ_sのブレーク
オーバ電圧に達するとトリガ素子Ｑ_sが導通してスイッ
チング素子Ｑ₂のゲートに電圧が印加されるのである。
これにより、スイッチング素子Ｑ₂がオンになる。ま
た、抵抗Ｒ_sおよびコンデンサＣ_sの接続点とスイッチ
ング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点との間にはダイオードＤ₇
が接続されており、トリガ素子Ｑ_Sが導通してスイッチ
ング素子Ｑ₂がオンになると、ダイオードＤ₇を介して
コンデンサＣ_Sの電荷が抜かれ、トリガ素子Ｑ_Sが非導
通状態に戻るようにしてある。

【００３３】次に動作を説明する。本実施形態の整流回
路ＲＥはダイオードＤ₃〜Ｄ₆によりコンデンサＣ₁，
Ｃ₂を並列接続していることになるから、交流電源ＡＣ
からの給電が開始されたときのコンデンサＣ₇の両端電
圧の最大値は１４１Ｖになる（交流電源ＡＣの電圧波形
が正弦波であり、実効値が１００Ｖである場合）。この
電圧の印加によりトリガ素子Ｑ_sが導通し、スイッチン
グ素子Ｑ₂がオンになる。ここで、電源の投入によって
ダイオードＤ₇とカレントトランスＣＴとインダクタＬ
₁と放電灯ＤＬのフィラメントとを通してコンデンサＣ
₄およびコンデンサＣ₅にも電荷が蓄積されている。ス
イッチング素子Ｑ₂がオンになると、コンデンサＣ_sの
電荷はダイオードＤ₇およびスイッチング素子Ｑ₂を通
して放出される。また、コンデンサＣ₄，Ｃ₅の電荷が
インダクタＬ₁とカレントトランスＣＴの１次巻線とス
イッチング素子Ｑ₂とを通して放出される。したがっ
て、カレントトランスＣＴの２次巻線にはスイッチング
素子Ｑ₂をオン方向に駆動する電圧が発生し、スイッチ
ング素子Ｑ₂のオン状態が維持される。

【００３４】次に、コンデンサＣ₄，Ｃ₅の電荷が放出
されると、カレントトランスＣＴの２次巻線出力が停止
し、インダクタＬ₁に蓄積された磁気エネルギの放出に
よってスイッチング素子Ｑ₁の寄生ダイオードを通る回
生電流が流れる。また、カレントトランスＣＴに蓄積さ
れた磁気エネルギによりカレントトランスＣＴの２次巻
線にはスイッチング素子Ｑ₁をオン方向に駆動する電圧
が発生し、回生電流の停止によりスイッチング素子Ｑ₁
がオンになる。このとき、コンデンサＣ₁，Ｃ ₂の電荷
により、ダイオードＤ₅，Ｄ₆を通り、スイッチング素
子Ｑ₁−カレントトランスＣＴの１次巻線−インダクタ
Ｌ₁−放電灯ＤＬ（コンデンサＣ₄）−コンデンサＣ₅
を通る経路で電流が流れる。また、同じ経路でコンデン
サＣ₇の電荷も放出される。つまり、スイッチング素子
Ｑ₁のオン状態が維持される。ここで、コンデンサ
Ｃ₄，Ｃ₅の充電が進むとカレントトランスＣＴの１次
巻線に流れる電流が減少し、２次巻線の電圧も低下して
スイッチング素子Ｑ₁がオフになる。スイッチング素子
Ｑ₁がオフになればインダクタＬ₁に蓄積された磁気エ
ネルギにより放電灯ＤＬ（コンデンサＣ₄）−コンデン
サＣ₅−スイッチング素子Ｑ₂の寄生ダイオード−カレ
ントトランスＣＴの１次巻線を通る回生電流が流れる。
また、カレントトランスＣＴに蓄積された磁気エネルギ
の放出により２次巻線にはスイッチング素子Ｑ₂をオン
方向に駆動する電圧が発生し、さらにコンデンサＣ₅の
電荷が放出されるから（放電灯ＤＬが点灯する前はコン
デンサＣ₄の電荷も放出される）、以後は上述の動作を
繰り返し、スイッチング素子Ｑ ₁，Ｑ₂が高周波でオン
オフして放電灯ＤＬに高周波電圧が印加される。

【００３５】放電灯ＤＬの点灯前には、上述のようにし
て発生した高周波電圧によりインダクタＬ₁とコンデン
サＣ₄との共振回路に共振電流が流れ、放電灯ＤＬのフ
ィラメントに予熱電流を流すことができる。また、コン
デンサＣ₄の両端電圧が放電灯の始動電圧を越えると放
電灯ＤＬが放電を開始する。ところで、コンデンサ
Ｃ₈，Ｃ₉の接続点とスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接
続点の間にはインダクタＬ₁との直列回路が含まれてい
るから、一方のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂がオンにな
ると交流電源ＡＣから整流回路ＲＥのダイオードＤ₁，
Ｄ₂の一方とコンデンサＣ₈，Ｃ₉の一方とを通してイ
ンダクタＬ₁に電流が流れる。この電流は交流電源ＡＣ
の電圧の絶対値に比例する。

【００３６】いま、交流電源ＡＣの電圧がダイオードＤ
₁，Ｄ₂の接続点の電位を高電位側とする極性であると
すると、スイッチング素子Ｑ₂がオンになったときに
は、コンデンサＣ₈とインダクタＬ₁との直列回路に交
流電源ＡＣの電圧が印加される。このとき、コンデンサ
Ｃ₈とインダクタＬ₁とで構成される共振回路は交流電
源ＡＣを電源として共振電流が流れ、コンデンサＣ₈に
は印加電圧に比例した電荷が蓄積され、インダクタＬ₁
には共振電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ₂の
オン時にはコンデンサＣ₅を電源として放電灯ＤＬ（コ
ンデンサＣ₄）−インダクタＬ₁−カレントトランスＣ
Ｔの１次巻線−スイッチング素子Ｑ₂の経路でも電流が
流れるから、コンデンサＣ₄とインダクタＬ₁とからな
る共振回路の共振電流もインダクタＬ₁に流れる。つま
り、両共振電流の合成電流がインダクタＬ₁に流れ、イ
ンダクタＬ₁には磁気エネルギが蓄積される。

【００３７】次に、スイッチング素子Ｑ₂がオフになれ
ば、インダクタＬ₁に蓄積されたエネルギの放出によっ
てスイッチング素子Ｑ₁の寄生ダイオードを通してコン
デンサＣ₁に回生電流が流れ、コンデンサＣ₁，Ｃ₂に
電荷が戻される。この状態でもコンデンサＣ₈には交流
電源ＡＣの電圧に比例した電荷が蓄積される。スイッチ
ング素子Ｑ₁がオンになると、コンデンサＣ₁，Ｃ₂を
電源としてスイッチング素子Ｑ₁を介してインダクタＬ
₁−放電灯ＤＬ（コンデンサＣ₄）−コンデンサＣ₅の
経路で電流が流れる。つまり、インダクタＬ₁には磁気
エネルギが蓄積される。

【００３８】その後、スイッチング素子Ｑ₁がオフにな
ると、インダクタＬ₁に蓄積されたエネルギの放出によ
って、放電灯ＤＬ（コンデンサＣ₄）−コンデンサＣ₅
−スイッチング素子Ｑ₂の寄生ダイオード−カレントト
ランスＣＴの１次巻線の経路で回生電流が流れる。ま
た、コンデンサＣ₈にはダイオードＤ₁，Ｄ₂の接続点
側を正極とする極性で電荷が蓄積されているから、イン
ダクタＬ₁に蓄積されたエネルギが放出される際に、イ
ンダクタＬ₁の両端電圧とコンデンサＣ₈の両端電圧と
の加算電圧によりダイオードＤ₁が導通してコンデンサ
Ｃ₁−ダイオードＤ₃，Ｄ₄−コンデンサＣ₂の経路で
電流が流れることにより、両コンデンサＣ ₁，Ｃ₂に電
荷が戻される。

【００３９】上述の説明は、交流電源ＡＣの電圧がダイ
オードＤ₁，Ｄ₂の接続点を正極性とする場合の動作で
あるが、極性が逆であるときにはダイオードＤ₁および
スイッチング素子Ｑ₁をダイオードＤ₂およびスイッチ
ング素子Ｑ₂に読み替えればよい。以上の説明より明ら
かなように、インバータ回路のスイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ ₂のスイッチング周期のうちの半周期の間にコンデン
サＣ₈もしくはコンデンサＣ₉を充電し、残りの半周期
の間にコンデンサＣ₈もしくはコンデンサＣ₉から電荷
を放出してコンデンサＣ₁，Ｃ₂に電荷を戻すことにな
る。

【００４０】本実施形態では、電源投入時にダイオード
Ｄ₁−ダイオードＤ₈−コンデンサＣ₁−ダイオードＤ
₃の経路、またはダイオードＤ₄−コンデンサＣ₂−ダ
イオードＤ₉−ダイオードＤ₂の経路でラッシュ電流が
流れるが、各経路は交流電源ＡＣの電圧波形の半周期ご
とに形成されるから、コンデンサＣ₁，Ｃ₂を並列接続
した容量の１個のコンデンサを用いる場合に比較すると
ラッシュ電流が小さくなる。また、定常動作状態では、
コンデンサＣ₈，Ｃ₉の両端電圧は交流電源ＡＣの電圧
であり、これにインダクタＬ₁の磁気エネルギによる電
圧を加算してコンデンサＣ₁，Ｃ₂を充電する期間、交
流電源ＡＣの電圧にインダクタＬ₁の磁気エネルギによ
る電圧を加算してコンデンサＣ₁，Ｃ₂を充電する期間
があるから、コンデンサＣ₁，Ｃ₂の両端電圧は交流電
源ＡＣの電圧の最大値よりも高くなり、交流電源ＡＣか
らコンデンサＣ₁，Ｃ₂が直接充電されることによる電
流は流れない。定常動作状態での交流電源ＡＣからの入
力電流は、コンデンサＣ₈に蓄積する電荷、すなわち交
流電源ＡＣの電圧の絶対値に比例する。つまり、入力力
率が高くなるのである。また、交流電源ＡＣの電圧周期
の全期間に亙って交流電源ＡＣからの入力電流が流れる
のであて、交流電源ＡＣの電圧の絶対値の小さい期間に
おいても交流電源ＡＣからは入力電流が流れるから、入
力電流高調波歪が少ないのである。

【００４１】ここに、コンデンサＣ₈，Ｃ₉を介してイ
ンダクタＬ₁を流れる入力電流は放電灯ＤＬに流れない
から、放電灯ＤＬのインピーダンスが変動しても入力電
流の波形に直接の影響を与えない。また同様に、入力電
流の波形に変動があっても放電灯ＤＬに供給される電流
の波形に及ぼす影響は従来例よりも小さくなる。ところ
で、放電灯ＤＬを負荷とした場合に、放電開始前の予熱
モード、定格点灯状態の全点灯モード、調光点灯状態の
調光モード、各モード間の過渡期間などでは、それぞれ
スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のスイッチングの周波数を
変化させるのであって、放電灯ＤＬの等価インピーダン
スが変化しインバータ回路の消費電流も変化する。した
がって、インダクタＬ₁とコンデンサＣ₈，Ｃ₉との共
振回路やインダクタＬ₁とコンデンサＣ₄との共振回路
に流れる電流もスイッチングの周波数の変化に応じて変
化することになる。つまり、インバータ回路の電源とな
るコンデンサＣ₁，Ｃ₂の両端電圧は充電電流と放電電
流の差に応じて変動することになる。

【００４２】コンデンサＣ₁，Ｃ₂の両端電圧が変動す
れば、条件によっては交流電源ＡＣからラッシュ電流が
流れることがあるから、図１に示した回路構成では、ラ
ッシュ電流を流れないようにしようとすれば、放電灯Ｄ
Ｌでの消費電力が最大になる条件でもコンデンサＣ₁，
Ｃ₂の直列回路の両端電圧が、交流電源ＡＣの電圧の２
倍よりも高くなるように設計しなければならない。この
ような条件で回路設計を行なうと、放電灯ＤＬでの消費
電力が最小になる条件（たとえば予熱モード）ではコン
デンサＣ₁，Ｃ₂の直列回路の両端電圧が上昇すること
になるから、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂に高電圧が印
加され、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のストレスが大き
くなる。その結果、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の故障
率が高くなったり、高耐圧の部品を要してコスト高にな
ったりする。これに対して、本実施形態の回路構成で
は、充電時にはコンデンサＣ₁，Ｃ₂とダイオード
Ｄ₃，Ｄ ₄とを直列接続し、放電時には各コンデンサＣ
₁，Ｃ₂にそれぞれダイオードＤ ₅，Ｄ₆を直列接続す
ることによってコンデンサＣ₁，Ｃ₂を並列接続してい
るから、放電時におけるコンデンサＣ₁，Ｃ₂の両端電
圧が２００Ｖであるとしても、充電時にはコンデンサＣ
₁，Ｃ₂の両端電圧が４００Ｖになり、結果的に交流電
源ＡＣからコンデンサＣ₁，Ｃ₂に電流が直接流れるこ
とがないのである。また、放電時にはコンデンサＣ₁，
Ｃ₂が並列接続されていることにより、インバータ回路
の電源としては各コンデンサＣ₁，Ｃ₂の両端電圧程度
（上の例では２００Ｖ）になり、インバータ回路の構成
部品に与えるストレスは小さい。

【００４３】（実施形態３）本実施形態は、図１に示し
た実施形態１の構成とは以下の点が相違する。すなわ
ち、実施形態１の回路構成ではインダクタＬ₁と放電灯
ＤＬとコンデンサＣ₅との直列回路をスイッチング素子
Ｑ₂に並列接続しているが、本実施形態では図４に示す
ようにコンデンサＣ₅を省略し、コンデンサＣ₅に接続
していた放電灯ＤＬの一端をコンデンサＣ₁，Ｃ₂の接
続点に接続しているのである。さらに、ダイオード
Ｄ₈，Ｄ₉にそれぞれコンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂を並列接続
してある。

【００４４】実施形態１の回路構成では、スイッチング
素子Ｑ₁，Ｑ₂がインバータ回路としてだけではなく昇
圧チョッパ回路の構成要素としても兼用されているの
で、設計条件に制約があり、設計条件によっては交流電
源ＡＣの電圧の絶対値が小さい期間に休止期間が生じた
り、交流電源ＡＣからの入力電流が直流成分の重畳され
た波形になったりして入力高調波歪が多くなることがあ
る。本実施形態では、コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂を設けるこ
とによって、この種の問題を解決しているのであり、ダ
イオードＤ₁，Ｄ₂がオフになる期間にもコンデンサＣ
₁₁，Ｃ₁₂を通して電流を流すようにして入力電流波形に
休止期間ができるだけ生じないようにしているのであ
る。コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂は必ずしも２個必要なわけで
はなく、いずれか一方のみでも効果がある。また、コン
デンサＣ₆の機能をコンデンサＣ₁，Ｃ₂によって兼用
することによって、回路構成が簡単になっている。他の
構成および動作は実施形態１と同様である。

【００４５】（実施形態４）本実施形態は、図５に示す
ように、実施形態１の構成において、交流電源ＡＣの電
圧の絶対値を検出する絶対値回路ＡＢと、絶対値回路Ａ
Ｂにより検出した電圧を入力とし入力電圧の絶対値が大
きいほど出力周波数を低くする電圧−周波数変換回路Ｖ
Ｆとを設けたものである。電圧−周波数変換回路ＶＦの
出力は、駆動回路ＤＶを通してスイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ₂のスイッチングに用いられる。つまり、実施形態１
における制御回路ＣＮに代えて、絶対値回路ＡＢ、電圧
−周波数変換回路ＶＦ、駆動回路ＤＶを設けている。さ
らに、電圧−周波数変換回路ＶＦは外部から入力される
調光信号により出力周波数を複数段階に切り換えること
ができるように構成されている。調光信号は、器具に設
けたプルスイッチや赤外線を用いたリモコン装置により
発生させる。

【００４６】いま、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を一定
周波数でスイッチングしているものとすると、交流電源
ＡＣからの入力電流はコンデンサＣ₁，Ｃ₂の充電電流
にほぼ等しく、交流電源ＡＣの電圧にほぼ比例する。一
方、インダクタＬ₁に流れる共振電流は包絡線がほぼ一
定であるが、コンデンサＣ₈とインダクタＬ₁とにより
構成された共振回路に流れる共振電流は上述のように、
交流電源ＡＣの電圧にほぼ比例するから、放電灯ＤＬに
流れる電流の包絡線Ｉ_L1は、図６（ａ）（ｂ）に示すよ
うに、交流電源ＡＣの電圧Ｖ_ACの絶対値が大きい期間に
は小さく、絶対値が小さい期間には大きくなる。その結
果、放電灯ＤＬに供給される電流の波高率（クレストフ
ァクタ）が高くなり、結果的に放電灯ＤＬへの供給電流
の包絡線が低い期間では瞬間的に消灯するという現象が
生じることもある。このような現象が生じると放電灯Ｄ
Ｌの光出力が変動してチラツキ現象が発生することにな
り、また発光効率も低下する。

【００４７】これに対して、本実施形態の構成では、交
流電源ＡＣの電圧の絶対値を検出してスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂のスイッチングの周波数を制御しているので
あって、交流電源ＡＣの電圧の絶対値が大きいほどスイ
ッチングの周波数を低くすることにより、コンデンサＣ
₈とインダクタＬ₁とからなる共振回路に流れる共振電
流が増加するようにしてある。つまり、コンデンサＣ₈
とインダクタＬ₁とからなる共振回路の共振点はスイッ
チングの周波数よりも低く設定してある。この構成によ
って、放電灯ＤＬに供給される電流Ｉ_DLの包絡線が図６
（ｃ）のようになるのであって、波高率が小さくなり、
光出力の変動によるチラツキや発光効率の低下が抑制さ
れるのである。

【００４８】ところで、放電灯ＤＬの光出力を定格点灯
状態よりも減光する調光モードにおいては、調光信号に
より電圧−周波数変換回路ＶＦにおける変換の比率を定
格点灯時とは異なる比率に設定する。つまり、入力電圧
をＶ_in、出力周波数をＦ_outとするときに、Ｆ_out＝κ
・ｇ（Ｖ_in）という関係で換算するのであり（ｇ（ｘ）
は動作に応じた適宜の関数）、光出力に応じて比例定数
κを変更するのである。ただし、スイッチングの周波数
の最小値と最大値の差を、定格点灯モードより調光モー
ドのほうが大きくなるように設定する。たとえば、定格
点灯モードではスイッチングの周波数を５０ｋＨｚ（１
４１Ｖ）〜６０ｋＨｚ（０Ｖ）の範囲で変化させるもの
とすれば、調光モードではスイッチングの周波数を７０
ｋＨｚ（１４１Ｖ）〜１００ｋＨｚ（０Ｖ）の範囲で変
化させるように制御する。このように周波数の変化幅を
放電灯ＤＬの光出力に応じて変更するのは、インダクタ
Ｌ ₁を流れる合成電流のうちコンデンサＣ₈を流れる電
流、すなわち入力電流の交流成分の占める割合は調光モ
ードの方が相対的に大きいからである。

【００４９】なお、図３に示した実施形態２の回路のよ
うに、自励式のインバータ回路を用いるときには、コン
デンサＣ₈を通る電流がカレントトランスＣＴの１次巻
線にも流れるから、交流電源ＡＣの電圧が高い期間に
は、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ ₂のオン期間が長くなっ
てスイッチングの周波数が低くなる。つまり、本実施形
態のように交流電源ＡＣの電圧を検出してスイッチング
の周波数を変化させる必要はない。

【００５０】（実施形態５）本実施形態は、図７に示す
ように、図１に示した実施形態１の回路に対してカプリ
ング用のコンデンサＣ₅の位置を変更したものである。
すなわち、実施形態１ではコンデンサＣ₅を、ダイオー
ドＤ₈のカソードと放電灯ＤＬとの間に挿入していた
が、本実施形態ではコンデンサＣ₅をインダクタＬ₁と
放電灯ＤＬとの間に挿入してある。また、実施形態１に
おいてコンデンサＣ₅に接続していた放電灯ＤＬの一端
はダイオードＤ₉のアノードに接続してある。他の構成
および動作は実施形態１と同様であるから説明を省略す
る。

【００５１】（実施形態６）本実施形態は、図８に示す
ように、図１に示した実施形態１の回路に対して、整流
回路の構成を変更するとともにコンデンサＣ₅を省略
し、２個のコンデンサＣ_5a，Ｃ_5bの直列回路をスイッチ
ング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路に並列接続して、コンデ
ンサＣ₅に接続していた放電灯ＤＬの一端を両コンデン
サＣ_5a，Ｃ_5bの接続点に接続したものである。

【００５２】整流回路ＲＥは、２個のコンデンサＣ₁，
Ｃ₂と８個のダイオードＤ₁〜Ｄ₆，Ｄ₈，Ｄ₉とから
なる。ダイオードＤ₃のカソードはダイオードＤ₄のア
ノードに接続され、コンデンサＣ₁の一端にはダイオー
ドＤ₃のアノードが接続され、コンデンサＣ₂の一端に
はダイオードＤ₄のカソードが接続される。コンデンサ
Ｃ₁，Ｃ₂とダイオードＤ₃，Ｄ₄よりなる直列回路に
は、ダイオードＤ₁，Ｄ₂の直列回路が並列接続され
る。つまり、ダイオードＤ₁のアノードがダイオードＤ
₂のカソードに接続され、コンデンサＣ₁の他端にダイ
オードＤ₁のカソードが接続され、コンデンサＣ₂の他
端にダイオードＤ₂のアノードが接続される。さらに、
コンデンサＣ₁の一端にカソードを接続しコンデンサＣ
₂の他端にアノードを接続したダイオードＤ₅と、コン
デンサＣ₁の他端にカソードを接続しコンデンサＣ₂の
一端にアノードを接続したダイオードＤ₆とが設けられ
る。この整流回路ＲＥの入力端はダイオードＤ₁，Ｄ₂
の接続点とダイオードＤ₃，Ｄ₄の接続点とであって、
出力端はコンデンサＣ₁，Ｃ₂とダイオードＤ₃，Ｄ ₄
とからなる直列回路の両端になる。整流回路ＲＥの出力
端間にはサージ電圧吸収用のコンデンサＣ₇が接続され
る。

【００５３】このような整流回路ＲＥを用いることによ
って、図３に示した実施形態２と同様に、コンデンサＣ
₁，Ｃ₂の直列回路の両端電圧は充電時に高電圧となり
放電時に低電圧となるから、インバータ回路の構成部品
に与えるストレスが小さく、しかも入力力率が高く入力
電流高調波歪を少なくすることができる。他の構成およ
び動作は実施形態１と同様である。

【００５４】（実施形態７）本実施形態は、図９に示す
ように、図１に示した実施形態１の回路に対して、整流
回路として実施形態６に示したものと同様の構成を採用
したものである。ただし、ダイオードＤ₅，Ｄ₆にはそ
れぞれコンデンサＣ₁₃，Ｃ₁₄を並列接続してある。この
コンデンサＣ₁₃，Ｃ₁₄は、ダイオードＤ₅，Ｄ₆のオフ
時にも電流を流すことができるようにするものであり、
実施形態３の構成と同様に入力電流に休止期間が生じる
のを防止し、入力電流波形を整形して入力電流高調波歪
を低減することができるのである。他の構成および動作
は実施形態６と同様である。

【００５５】（実施形態８）本実施形態は、図１０に示
すように、図５に示した実施形態４の構成に対して、直
流カット用のコンデンサＣ₅を省略し、コンデンサ
Ｃ₈，Ｃ₉の接続点に放電灯ＤＬとインダクタＬ₁との
接続点を接続する代わりに、放電灯ＤＬにおけるインダ
クタＬ₁の接続されていない一端をコンデンサＣ₈，Ｃ
₉の接続点に接続したものである。要するに、直流カッ
ト用のコンデンサＣ₅をコンデンサＣ₈，Ｃ₉で兼用す
ることによって部品点数を削減したものである。

【００５６】この構成では、放電灯ＤＬにはコンデンサ
Ｃ₁，Ｃ₂を通して入力電流が流れるから、放電灯ＤＬ
への供給電流（ランプ電流）の包絡線は交流電源ＡＣの
電圧の絶対値の大きい部分では大きくなり、絶対値の小
さい部分では小さくなる。そこで、絶対値回路ＡＢ、電
圧−周波数変換回路ＶＦを設けることによって、スイッ
チング素子Ｑ₁，Ｑ₂のスイッチングの周波数を交流電
源ＡＣの電圧に応じて変化させ、ランプ電流の変化を少
なくしてある。つまり、交流電源ＡＣの電圧に対する周
波数の制御の方向は実施形態４とは逆になり、電圧の絶
対値が大きいほど周波数を高くするように制御する。他
の構成および動作は実施形態４と同様である。

【００５７】（実施形態９）本実施形態は、図１１に示
すように、図１に示した実施形態１の構成に対して、コ
ンデンサＣ₁，Ｃ₂をそれぞれいわゆる１／２谷埋型部
分平滑回路に置き換えたものである。１／２谷埋型部分
平滑回路は、コンデンサＣ_1a（Ｃ_2a）の一端にアノード
を接続したダイオードＤ_1a（Ｄ_2a）のカソードにコンデ
ンサＣ_1b（Ｃ_2b）の一端を接続し、ダイオードＤ_1a（Ｄ
_2a）のアノードにカソードを接続したダイオードＤ
_1b（Ｄ_2b）のアノードをコンデンサＣ_1b（Ｃ_2b）の他端
に接続し、さらに、ダイオードＤ_1a（Ｄ_2a）のカソード
にアノードを接続したダイオードＤ_1c（Ｄ_2c）のカソー
ドをコンデンサＣ_1a（Ｃ_2a）の他端に接続した構成を有
する。つまり、両コンデンサＣ_1a，Ｃ_1b（Ｃ_2a，Ｃ_2b）
はダイオードＤ_1a（Ｄ_2a）を介して直列接続された形で
充電され、ダイオードＤ_1b，Ｄ_1c（Ｄ_2b，Ｄ_2c）により
並列接続された形で放電するのである。

【００５８】ところで、図５に示した実施形態４の動作
について説明したように、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂
のスイッチングの周波数が一定であると、放電灯ＤＬに
供給される電流の包絡線は、交流電源ＡＣの電圧の絶対
値の大きい部分では他の部分よりも小さくなる。要する
に、交流電源ＡＣの電圧の変化に応じて放電灯ＤＬの光
出力が変動する。そこで、本実施形態では１／２谷埋型
部分平滑回路を用いることによって、交流電源ＡＣの電
圧の絶対値が小さい期間では図１に示した実施形態１の
倍電圧全波整流回路をインバータ回路の電源に用いる場
合よりもインバータ回路の電源電圧を下げ、結果的に、
交流電源ＡＣの電圧の絶対値が小さい期間における放電
灯ＤＬへの供給電流の増加を抑制しているのである。こ
れによって、放電灯ＤＬへの供給電流の波高率が減少し
て、光出力の変動が小さくなるのである。他の構成およ
び動作は図１に示した実施形態１と同様であるから説明
を省略する。

【００５９】なお、上述した各実施形態では、負荷を放
電灯ＤＬとしたが、負荷は高周波電力により作動するも
のであればどのようなものでも用いることができ、また
高周波電力を整流平滑して直流を出力する電源回路を負
荷としてもよい。さらに、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂
にはＭＯＳＦＥＴに代えてバイポーラトランジスタおよ
びバイポーラトランジスタのコレクタ−エミッタ間に逆
並列に接続したダイオードを用いてもよい。

【００６０】

【発明の効果】請求項１の発明は、第１のダイオードの
アノードに第２のダイオードのカソードを接続した一対
のダイオードの直列回路と、第１のダイオードのカソー
ドにアノードを接続した第３のダイオードと、第２のダ
イオードのアノードにカソードを接続した第４のダイオ
ードと、第１および第２のダイオードの接続点に一端が
接続された交流電源の両端間に第１のダイオードと第３
のダイオードとを介して接続された第１のコンデンサ
と、交流電源の両端間に第２のダイオードと第４のダイ
オードとを介して接続された第２のコンデンサと、第１
および第２のダイオードの直列回路に並列に接続された
第３および第４のコンデンサの直列回路と、第３および
第４のコンデンサと第３および第４のダイオードとの直
列回路に並列に接続され交互にオンオフされかつオフ時
にはオン時とは逆向きに通電可能な一対のスイッチング
素子の直列回路と、スイッチング素子の接続点と負荷の
一端との間に挿入されたインダクタと、インダクタおよ
び負荷とともに直列回路を形成し少なくとも一方のスイ
ッチング素子にその直列回路が並列接続された直流カッ
ト用の第５のコンデンサとを具備し、第３および第４の
コンデンサの接続点を負荷とインダクタとの間に接続し
たものであり、インダクタと第３ないし第４のコンデン
サとスイッチング素子と第１および第２のコンデンサに
より昇圧チョッパ回路が形成されてアクティブフィルタ
として機能し、入力力率が高くかつ入力電流高調波歪の
少ない電源装置を提供することができるとともに、アク
ティブフィルタとして動作する際の電流経路には負荷が
含まれないから、負荷の動作状態に応じて等価インピー
ダンスが変動しても入力電流に休止期間が生じたり直流
成分が重畳されたりすることがなく、負荷の動作状態の
変化に伴う入力電流高調波歪の増加がないという利点が
ある。また、スイッチング素子とインバータと第５のコ
ンデンサとを主構成とするインバータ回路は交流電源と
の間に少なくとも第１および第２のダイオードを介して
接続されており、インバータ回路が実質的に整流回路を
通して交流電源に接続されることになるから、この回路
構成の大部分は電気用品取締法のプリント基板絶縁距離
における緩和規定の適用を受けることができることにな
り、所定の確認試験を実施すれば絶縁距離を小さくする
ことが可能になって、結果的に装置全体を小型化するこ
とが可能になるという利点がある。

【００６１】請求項２の発明のように、第１のコンデン
サを挟んで第１のダイオードと同極性に接続され第１の
コンデンサおよび第１のダイオードとの直列回路が交流
電源の両端間に接続された第５のダイオードと、第２の
コンデンサを挟んで第２のダイオードと同極性に接続さ
れ第２のコンデンサおよび第２のダイオードとの直列回
路が交流電源の両端間に接続された第６のダイオード
と、第５および第６のダイオードと第２のコンデンサと
の直列回路に並列であって第１のコンデンサの電荷を放
電する極性に接続された第７のダイオードと、第５およ
び第６のダイオードと第１のコンデンサとの直列回路に
並列であって第２のコンデンサの電荷を放電する極性に
接続された第８のダイオードと、第１のコンデンサおよ
び第７のダイオードの直列回路と第２のコンデンサおよ
び第８のダイオードの直列回路とに並列接続されるサー
ジ吸収用の第６のコンデンサとを付加したものでは、第
１および第２のコンデンサの充電時には第５および第６
のダイオードを介して第１および第２のコンデンサを直
列接続して第１および第２のコンデンサを含む直列回路
の両端電圧を高く保つことによって、交流電源から第１
および第２のダイオードを介して第１および第２のコン
デンサに直接電流が流れるのを防止することができると
いう利点がある。このことによって、昇圧チョッパ回路
として確実に動作させることができ、高入力力率、かつ
低入力電流高調波歪とする設計が容易になるという利点
があり、しかも、第１および第２のコンデンサの放電時
には第７および第８のダイオードによって第１および第
２のコンデンサを並列接続することでインバータ回路へ
の電源電圧は比較的低くすることができるから、インバ
ータ回路を構成する部品への電圧ストレスが小さくなる
という利点がある。

【００６２】請求項３の発明のように、第１および第２
のダイオードの少なくとも一方に入力電流波形の整形用
のコンデンサを並列接続したものでは、第１および第２
のダイオードのオフ時でも入力電流波形の整形用のコン
デンサを介して電流を流すことができるから、入力電流
に休止期間が生じるのを一層確実に防止することがで
き、結果的に入力電流高調波歪をさらに低減することが
できるという利点を有する。

【００６３】請求項４の発明のように、第７および第８
のダイオードの少なくとも一方に入力電流波形の整形用
のコンデンサを並列接続したものでは、第７および第８
のダイオードのオフ時でも入力電流波形の整形用のコン
デンサを介して電流を流すことができるから、入力電流
に休止期間が生じるのを一層確実に防止することがで
き、結果的に入力電流高調波歪をさらに低減することが
できるという利点がある。

【００６４】請求項５の発明のように、交流電源の電圧
の絶対値を検出する絶対値回路と、絶対値回路により検
出された電圧の絶対値が大きいほどスイッチング素子を
スイッチングする周波数を低く設定する電圧−周波数変
換回路とを備えるものでは、交流電源の電圧の絶対値が
大きいほどスイッチング素子のスイッチングの周波数を
低く設定してインダクタを通過する電流を増加させるか
ら、交流電源の電圧の変化に対して負荷への供給電流の
変化を小さくすることができるのであって、放電灯のよ
うに供給電流の変動に伴う出力の変動が望ましくないよ
うな負荷を用いる場合にこの構成を採用すれば、負荷出
力の変動を抑制することができるのである。

【００６５】請求項６の発明のように、電圧−周波数変
換回路を外部信号により出力周波数を変化させることに
よって負荷への供給電力を複数段階に設定可能に構成
し、絶対値回路により検出された電圧の絶対値の変化幅
に対する出力周波数の変化幅を負荷への供給電力が小さ
いほど狭く設定したものは、たとえば負荷が放電灯であ
って定格点灯と調光点灯とを切り換えることができるよ
うな場合に有効な構成であって、交流電源の電圧に応じ
て周波数を変化させる幅を負荷への供給電力に応じて変
化させているから、負荷への供給電力を変更した場合で
も負荷出力の変動を抑制することができるという利点が
ある。

【００６６】請求項７の発明は、第１のダイオードのア
ノードに第２のダイオードのカソードを接続した一対の
ダイオードの直列回路と、第１のダイオードのカソード
にアノードを接続した第３のダイオードと、第２のダイ
オードのアノードにカソードを接続した第４のダイオー
ドと、第１および第２のダイオードの接続点に一端が接
続された交流電源の両端間に第１のダイオードと第３の
ダイオードとを介して接続された第１のコンデンサと、
交流電源の両端間に第２のダイオードと第４のダイオー
ドとを介して接続された第２のコンデンサと、第１およ
び第２のダイオードの直列回路に並列に接続された第３
および第４のコンデンサの直列回路と、第３および第４
のコンデンサと第３および第４のダイオードとの直列回
路に並列に接続され交互にオンオフされかつオフ時には
オン時とは逆向きに通電可能な一対のスイッチング素子
の直列回路と、第３および第４のコンデンサの接続点に
一端を接続した負荷の他端とスイッチング素子の接続点
との間に挿入されたインダクタと、交流電源の電圧の絶
対値を検出する絶対値回路と、絶対値回路により検出さ
れた電圧の絶対値が大きいほどスイッチング素子をスイ
ッチングする周波数を高く設定する電圧−周波数変換回
路とを具備するものであり、実施形態１と同様に、イン
ダクタと第３ないし第４のコンデンサとスイッチング素
子と第１および第２のコンデンサにより昇圧チョッパ回
路が形成されてアクティブフィルタとして機能し、入力
力率が高くかつ入力電流高調波歪の少ない電源装置を提
供することができるという利点がある。また、スイッチ
ング素子とインバータとを主構成とするインバータ回路
は交流電源との間に少なくとも第１および第２のダイオ
ードを介して接続されており、インバータ回路が実質的
に整流回路を通して交流電源に接続されることになるか
ら、この回路構成の大部分は電気用品取締法のプリント
基板絶縁距離における緩和規定の適用を受けることがで
きることになり、所定の確認試験を実施すれば絶縁距離
を小さくすることが可能になって、結果的に装置全体を
小型化することが可能になるという利点がある。さら
に、この構成では、負荷とスイッチング素子との直列回
路が第３ないし第４のコンデンサを介して交流電源に接
続されているから交流電源の電圧の変化によって負荷へ
の供給電流が変化しようとするが、交流電源の電圧を検
出する絶対値回路およびその電圧の絶対値が大きいほど
スイッチング素子のスイッチングの周波数を高くする電
圧−周波数変換回路を設けていることによって、交流電
源の電圧の変化に対する負荷への供給電流の変化を抑制
することができるのである。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１を示す回路図である。

【図２】実施形態１の動作説明図である。

【図３】実施形態２を示す回路図である。

【図４】実施形態３を示す回路図である。

【図５】実施形態４を示す回路図である。

【図６】実施形態４の動作説明図である。

【図７】実施形態５を示す回路図である。

【図８】実施形態６を示す回路図である。

【図９】実施形態７を示す回路図である。

【図１０】実施形態８を示す回路図である。

【図１１】実施形態９を示す回路図である。

【図１２】従来例を示す回路図である。

【符号の説明】

ＡＢ絶対値回路Ｃ₁ （第１の）コンデンサＣ₂ （第２の）コンデンサＣ₅ （第５の）コンデンサＣ₇ （第６の）コンデンサＣ₈ （第３の）コンデンサＣ₉ （第４の）コンデンサＣ₁₁ （入力電流波形の整形用の）コンデンサＣ₁₂ （入力電流波形の整形用の）コンデンサＣ₁₃ （入力電流波形の整形用の）コンデンサＣ₁₄ （入力電流波形の整形用の）コンデンサＤ₁ （第１の）ダイオードＤ₂ （第２の）ダイオードＤ₃ （第５の）ダイオードＤ₄ （第６の）ダイオードＤ₅ （第７の）ダイオードＤ₆ （第８の）ダイオードＤ₈ （第３の）ダイオードＤ₉ （第４の）ダイオードＬ₁ インダクタＱ₁ スイッチング素子Ｑ₂ スイッチング素子ＶＦ電圧−周波数変換回路

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０５Ｂ 41/29 Ｈ０５Ｂ 41/29 Ｃ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１のダイオードのアノードに第２のダ
イオードのカソードを接続した一対のダイオードの直列
回路と、第１のダイオードのカソードにアノードを接続
した第３のダイオードと、第２のダイオードのアノード
にカソードを接続した第４のダイオードと、第１および
第２のダイオードの接続点に一端が接続された交流電源
の両端間に第１のダイオードと第３のダイオードとを介
して接続された第１のコンデンサと、上記交流電源の両
端間に第２のダイオードと第４のダイオードとを介して
接続された第２のコンデンサと、第１および第２のダイ
オードの直列回路に並列に接続された第３および第４の
コンデンサの直列回路と、第３および第４のコンデンサ
と第３および第４のダイオードとの直列回路に並列に接
続され交互にオンオフされかつオフ時にはオン時とは逆
向きに通電可能な一対のスイッチング素子の直列回路
と、上記スイッチング素子の接続点と負荷の一端との間
に挿入されたインダクタと、上記インダクタおよび上記
負荷とともに直列回路を形成し少なくとも一方のスイッ
チング素子にその直列回路が並列接続された直流カット
用の第５のコンデンサとを具備し、第３および第４のコ
ンデンサの接続点を上記負荷と上記インダクタとの間に
接続したことを特徴とする電源装置。
【請求項２】第１のコンデンサを挟んで第１のダイオ
ードと同極性に接続され第１のコンデンサおよび第１の
ダイオードとの直列回路が交流電源の両端間に接続され
た第５のダイオードと、第２のコンデンサを挟んで第２
のダイオードと同極性に接続され第２のコンデンサおよ
び第２のダイオードとの直列回路が交流電源の両端間に
接続された第６のダイオードと、第５および第６のダイ
オードと第２のコンデンサとの直列回路に並列であって
第１のコンデンサの電荷を放電する極性に接続された第
７のダイオードと、第５および第６のダイオードと第１
のコンデンサとの直列回路に並列であって第２のコンデ
ンサの電荷を放電する極性に接続された第８のダイオー
ドと、第１のコンデンサおよび第７のダイオードの直列
回路と第２のコンデンサおよび第８のダイオードの直列
回路とに並列接続されるサージ吸収用の第６のコンデン
サとを付加したことを特徴とする請求項１記載の電源装
置。
【請求項３】第１および第２のダイオードの少なくと
も一方に入力電流波形の整形用のコンデンサを並列接続
したことを特徴とする請求項１または請求項２記載の電
源装置。
【請求項４】第７および第８のダイオードの少なくと
も一方に入力電流波形の整形用のコンデンサを並列接続
したことを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項５】上記交流電源の電圧の絶対値を検出する
絶対値回路と、絶対値回路により検出された電圧の絶対
値が大きいほど上記スイッチング素子をスイッチングす
る周波数を低く設定する電圧−周波数変換回路とを備え
ることを特徴とする請求項１ないし請求項４記載の電源
装置。
【請求項６】上記電圧−周波数変換回路は、外部信号
により出力周波数を変化させることによって負荷への供
給電力を複数段階に設定可能であって、上記絶対値回路
により検出された電圧の絶対値の変化幅に対する出力周
波数の変化幅は負荷への供給電力が小さいほど狭く設定
することを特徴とする請求項５記載の電源装置。
【請求項７】第１のダイオードのアノードに第２のダ
イオードのカソードを接続した一対のダイオードの直列
回路と、第１のダイオードのカソードにアノードを接続
した第３のダイオードと、第２のダイオードのアノード
にカソードを接続した第４のダイオードと、第１および
第２のダイオードの接続点に一端が接続された交流電源
の両端間に第１のダイオードと第３のダイオードとを介
して接続された第１のコンデンサと、上記交流電源の両
端間に第２のダイオードと第４のダイオードとを介して
接続された第２のコンデンサと、第１および第２のダイ
オードの直列回路に並列に接続された第３および第４の
コンデンサの直列回路と、第３および第４のコンデンサ
と第３および第４のダイオードとの直列回路に並列に接
続され交互にオンオフされかつオフ時にはオン時とは逆
向きに通電可能な一対のスイッチング素子の直列回路
と、第３および第４のコンデンサの接続点に一端を接続
した負荷の他端と上記スイッチング素子の接続点との間
に挿入されたインダクタと、上記交流電源の電圧の絶対
値を検出する絶対値回路と、絶対値回路により検出され
た電圧の絶対値が大きいほど上記スイッチング素子をス
イッチングする周波数を高く設定する電圧−周波数変換
回路とを具備することを特徴とする電源装置。