JP3493940B2

JP3493940B2 - 電源装置

Info

Publication number: JP3493940B2
Application number: JP07427297A
Authority: JP
Inventors: 正徳三嶋; 稔前原
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1997-03-26
Filing date: 1997-03-26
Publication date: 2004-02-03
Anticipated expiration: 2017-03-26
Also published as: JPH10271845A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を整流平
滑した直流電圧を高周波に変換して負荷に供給する電源
装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】この種の電源装置として、特開平２−２
１１０６５号公報に記載された図５１に示す構成のもの
がある。この電源装置は、交流電源Ｖｓを整流平滑して
直流電源を得るとともに入力電流歪を低減するためのチ
ョッパ回路としての機能と、直流電源を高周波に変換し
て負荷回路１に供給するインバータ回路としての機能と
を兼ね備えるものであり、整流素子としての４個のダイ
オードＤ_１〜Ｄ_４をブリッジ接続した全波整流器を
備え、全波整流器の交流入力端間に交流電源Ｖｓがイン
ダクタＬ_２を介して接続され、全波整流器の直流出力
端間に平滑用のコンデンサＣ_１が接続されている。さ
らに、全波整流器の一方のアームを構成する一対のダイ
オードＤ_１，Ｄ_２にそれぞれスイッチング素子Ｑ
_１，Ｑ_２が並列接続され、スイッチング素子Ｑ_２
の両端間には直流カット用のコンデンサＣ_３０と負荷回
路１との直列回路が接続される。

【０００３】この電源装置の動作を簡単に説明する。ス
イッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂は図示しない制御回路によっ
て同時にオンせず交互にオンオフするように制御され
る。スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のオンオフの繰り返し
周波数（スイッチング周波数）交流電源Ｖｓの周波数
（電源周波数）に対して十分に高い周波数に設定され
る。いま、交流電源Ｖｓの電圧Ｖ_inの極性が図に矢印で
示す向きの期間であるときに、スイッチング素子Ｑ₁が
オンであると、交流電源Ｖｓ→ダイオードＤ₃→スイッ
チング素子Ｑ₁→インダクタＬ₂→交流電源Ｖｓの経路
で電流が流れる。このときインダクタＬ₂にエネルギが
蓄積される。次に、スイッチング素子Ｑ₁がオフになる
と、インダクタＬ₂→交流電源Ｖｓ→ダイオードＤ₃→
コンデンサＣ ₁→ダイオードＤ₂→インダクタＬ₂の経
路で、インダクタＬ₂に蓄積されたエネルギが放出され
る。つまり、交流電源Ｖｓの電圧Ｖ_inにインダクタＬ₂
の両端電圧が加算され、コンデンサＣ₁は電源電圧Ｖｓ
よりも高い電圧で充電される。このような動作によっ
て、交流電源Ｖｓを昇圧した直流電源を得る昇圧型のチ
ョッパ回路として機能する。

【０００４】一方、スイッチング素子Ｑ₁、Ｑ₂が交互
にオンオフすることにより負荷回路１には高周波電圧が
印加される。すなわち、スイッチング素子Ｑ₁のオン時
には、コンデンサＣ₁→スイッチング素子Ｑ₁→負荷回
路１→コンデンサＣ₃₀→コンデンサＣ₁の経路で電流が
流れ、スイッチング素子Ｑ₂がオンになるとコンデンサ
Ｃ₃₀→負荷回路₁→スイッチング素子Ｑ₂→コンデンサ
Ｃ₃₀の経路で電流が流れるのであって、スイッチング素
子Ｑ₁，Ｑ₂のオンオフによって負荷回路１に流れる電
流の向きが交番する。このような動作によりインバータ
回路として機能することになる。ここに、スイッチング
素子Ｑ₁のオン時に、スイッチング素子Ｑ₁にはチョッ
パ回路としての電流とインバータ回路としての電流が同
じ向きに流れる。

【０００５】交流電源Ｖｓの電圧Ｖ_inの極性が図に矢印
で示す向きと逆になる期間では、スイッチング素子Ｑ₂
がチョッパ回路として用いられることになる。すなわ
ち、スイッチング素子Ｑ₂のオン時に、交流電源Ｖｓ→
インダクタＬ₂→スイッチング素子Ｑ₂→ダイオードＤ
₄→交流電源Ｖｓの経路で電流が流れてインダクタＬ₂
にエネルギが蓄積され、スイッチング素子Ｑ₂のオフ時
に、インダクタＬ₂→ダイオードＤ₁→コンデンサＣ₁
→ダイオードＤ₄→交流電源Ｖｓ→インダクタＬ ₂の経
路で、インダクタＬ₂に蓄積されたエネルギが放出され
るのである。

【０００６】上述のように、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ
₂は昇圧型のチョッバ回路とインバータ回路とに兼用さ
れる。このようにチョッバ回路とインバータ回路とでス
イッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を共用するから、回路を構成
する部品点数が比較的少なく、回路構成が簡単であっ
て、比較的安価に提供することが可能になるという長所
を有している。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
回路構成では、交流電源Ｖｓから負荷回路１に電力を供
給する過程において、交流電源Ｖｓからチョッパ回路と
しての機能を通してコンデンサＣ₁を充電する過程と、
コンデンサＣ₁を電源するインバータ回路としての機能
を通して負荷回路１に高周波電圧を印加する過程との２
つの電力変換過程を有しているものであるから、交流電
源Ｖｓから負荷回路１への電力供給の効率は、各電力変
換過程の効率の積になり、電力供給効率の限界を十分に
高くすることができないものである。

【０００８】また、チョッパ回路としての機能を持たせ
るためにインダクタＬ₂を設けているが、入力電流歪の
低減のために不可欠な要素ではないにもかかわらず、イ
ンダクタＬ₂が存在することによって、部品点数の増加
につながるとともに、電力損失を生じて電力供給効率の
低下にもつながっている。本発明は上記事由に鑑みて為
されたもので、その目的は、回路構成をより一層簡単に
し、しかも入力電流歪を低減する機能はそのままにしな
がらも交流電源から負荷回路への電力供給効率を高めた
電源装置を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、整流
素子をブリッジ接続して構成された全波整流器と、全波
整流器の交流端間に接続される交流電源と負荷回路との
直列回路と、全波整流器の直流出力端間に接続され平滑
用の第１のコンデンサと、全波整流器の一方のアームの
整流素子にそれぞれ並列接続され交流電源の電源周波数
よりも高い周波数で交互にオンオフされる第１のスイッ
チング素子および第２のスイッチング素子と、交流電源
と負荷回路との接続点と少なくとも全波整流器の直流出
力端の一方との間に接続される第２のコンデンサとを備
えるものであり、電源周期のほぼ全域に亙って入力電流
を流すことができるから、入力電流歪が少なく、また交
流電源から負荷回路に電力を直接供給することができる
から、電力供給効率が高くなる。しかも部品点数が従来
構成よりも少なく、さらには電源投入時には負荷回路を
介してのみ平滑コンデンサへの充電電流が流れるから、
特別な回路の付加なしに突入電流を抑制できるものであ
る。

【００１０】請求項２の発明は、負荷回路が、トランス
と、トランスの２次側に接続された負荷とを備え、トラ
ンスの１次巻線の両端が負荷回路の両端となるものであ
る。この構成では、負荷回路がトランス構成であるか
ら、トランスの２次側に設けた負荷への低周波成分を除
去して一定の負荷電流を流すことができる。また、トラ
ンスの１次側のインピーダンスを大きくとれば、突入電
流をさらに少なくすることができる。

【００１１】請求項３の発明は、負荷回路が、第１のイ
ンダクタと、第１のインダクタに直列接続された放電灯
と、放電灯の非電源側端子間に接続され第１のインダク
タとともに共振回路を構成する第３のコンデンサとを備
え、第１のインダクタと放電灯との直列回路の両端が負
荷回路の両端となるものである。この構成によれば、ト
ランスを用いていないから、トランスによる損失がな
く、負荷への電力供給効率が一層高くなる。しかも無負
荷時には、第１のコンデンサを充電する経路が形成され
ないから、無負荷時には突入電流がほぼ０になる。

【００１２】請求項４の発明は、負荷回路が、両端間に
接続した第２のインダクタを備えるものである。この構
成によれば、トランスを用いていないから、トランスに
よる損失がなく、負荷への電力供給効率が一層高くな
る。しかも、第２のインダクタがローバスフィルタとし
て機能し、負荷への供給電流が電源電圧の変動の影響を
受けにくくなる。

【００１３】請求項５の発明は、第１のスイッチング素
子および第２のスイッチング素子のオンオフのスイッチ
ング周波数を調節可能な制御回路を備えるものである。
この構成によれば、スイッチング素子のオン期間をほぼ
一定に保ちながら入力電流を調節したり負荷への供給電
力を調節することができる。したがって、負荷が放電灯
であれぱ、調光を行なったり、予熱、始動、点灯などの
制御が可能になる。また、負荷への供給電力が急に変化
して回路構成素子にストレスがかかるようなときに、ス
イッチング周波数を変化させることによってこれを回避
することができる。

【００１４】請求項６の発明は、第１のスイッチング素
子および第２のスイッチング素子のオン期間を調節可能
な制御回路を備えるものである。この構成によれば、ス
イッチング周波数をほぼ一定に保った状態で入力電流を
調節したり負荷への供給電力を調節することができる。
したがって、負荷が放電灯であれば調光を行なったり、
予熱、始動、点灯などの制御が可能になる。また、負荷
への供給電力が急に変化して回路構成素子にストレスが
かかるようなときに、スイッチング周波数を変化させる
ことによってこれを回避することができる。

【００１５】請求項７の発明は、第１のコンデンサの両
端電圧を検出する手段を備え、検出された電圧に基づい
て第１のコンデンサの両端電圧の上昇を抑制するように
前記制御回路が第１のスイッチング素子および第２のス
イッチング素子を制御するものである。この構成によれ
ば、第１のコンデンサの両端電圧が異常に上昇したとき
に、スイッチング素子の動作を停止させたり、負荷への
出力を低下させることによって、回路構成素子にストレ
スがかかるのを防止することができる。また、第１のコ
ンデンサの両端電圧の上昇を抑制してほぼ一定に保つよ
うにすれば、負荷への供給電力が安定する。したがっ
て、負荷が放電灯であれぱ、ちらつきの少ない光出力を
得ることができる。

【００１６】請求項８の発明は、前記トランスの印加電
圧に相当する電圧を検出する手段を備え、検出された電
圧に基づいてトランスの印加電圧の上昇を抑制するよう
に前記制御回路が第１のスイッチング素子および第２の
スイッチング素子を制御するものである。この構成によ
れば、負荷への印加電圧が異常に上昇したときや負荷が
短絡したようなときに、スイッチング素子の動作を停止
させたり、負荷への出力を低下させることによって、回
路構成素子にストレスがかかるのを防止することができ
る。

【００１７】請求項９の発明は、交流電源の電圧極性を
検出する手段を備え、交流電源の電圧極性にかかわらず
入力電流がほぼ等しくなるように前記制御回路が第１の
スイッチング素子および第２のスイッチング素子を制御
するものである。この構成によれば、電源の半周期毎の
入力電流を制御することが可能になるから、入力電流波
形を正弦波に近づけ、入力電流歪をより少なくすること
ができる。また、スイッチング素子を一定条件で制御す
る場合よりも、負荷の出力を小さくすることが可能であ
り、負荷が放電灯であれば、より深い調光（光出力を小
さくすること）が可能になるとともに、第１のコンデン
サの両端電圧を変えることなく調光することができるか
ら、回路構成素子に異常なストレスがかかるのを防止す
ることができる。

【００１８】請求項１０の発明は、全波整流器の一方の
アームの各整流素子の両端電圧をそれぞれ検出する手段
を備え、検出された電圧に基づいて交流電源の電圧極性
にかかわらず入力電流がほぼ等しくなるように前記制御
回路が第１のスイッチング素子および第２のスイッチン
グ素子を制御するものである。この構成によれば、入力
電流の電源半周期毎の非対称性を改善することが可能に
なり、入力電流波形を正弦彼に近づけることができる。
その結果、入力電流のピーク値を抑えることができ、高
周波阻止用のフィルタ回路を設けるにあたってフィルタ
回路に異常なストレスがかかるのを防止することができ
る。

【００１９】請求項１１の発明は、第２のコンデンサの
両端電圧を検出する手段を備え、前記制御回路は、第２
のコンデンサの両端電圧に基づいて負荷回路への出力を
ほぼ一定に保つように第１のスイッチング素子および第
２のスイッチング素子を制御するものである。この構成
によれば、負荷への出力をほぼ一定に保つことができる
から、負荷の安定した動作が期待できる。とくに、負荷
が放電灯であるときには、ちらつきの少ない光出力を得
ることができる。

【００２０】請求項１２の発明は、負荷回路に流れる電
流を検出する手段を備え、検出した電流に基づいて負荷
回路に流れる電流をほぼ一定に保つように第１のスイッ
チング素子および第２のスイッチング素子を制御するも
のである。この構成によれば、交流電源の電圧が変動し
たときでも、負荷への供給電流をほぼ一定にすることが
できるから、負荷の安定した動作が期待できる。とく
に、負荷が放電灯であるときに、ランブ電流の変動を小
さくして、ちらつきの少ない光出力を得ることができ
る。

【００２１】請求項１３の発明は、第２のコンデンサの
容量を可変する手段を備えるものである。この構成によ
れば、負荷に応じて入力電流を調整することができ、入
力電流歪を少なくすることができる。たとえば、負荷が
放電灯であって、調光する場合や負荷出力を切り換えた
場合でも入力電流歪を少なくすることができる。請求項
１４の発明は、負荷回路は複数の負荷を備えるものであ
る。この構成によれば、複数の負荷を同時に駆動するこ
とができる。

【００２２】請求項１５の発明は、第１のスイッチング
素子と第２のスイッチング素子とのいずれかと並列に、
または第１のコンデンサと並列に第２の負荷回路を接続
したものである。この構成によれば、第２の負荷回路へ
の出力を特別な制御なしにほぼ一定にできるから、複数
の負荷を同時に駆動しながらも安定した駆動が可能にな
る。とくに、負荷が放電灯であるときには、ちらつきの
少ない光出力を得ることができる。また一方の放電灯が
外れても他方の放電灯を点灯させておくことができる。
さらに、各負荷への供給電力を適宜比率に設定すること
ができる。また、交流電源の電圧が変動した場合でも、
全体としての負荷の電流をほぼ一定にすることができ、
ランプ電流の脈流を小さくして、ちらつきの少ない光出
力を得ることができる。

【００２３】請求項１６の発明は、第１のスイッチング
素子と第２のスイッチング素子とのうち少なくとも一方
は負荷回路に流れる電流の帰還により自励制御されるも
のである。この構成によれば、スイッチング素子の駆動
回路を簡略化ないし削除することができるから、部品点
数をより少なくすることが可能である。たとえば、負荷
回路にトランスを設け、その２次側に設けたインダクタ
を用いて帰還すれば、たとえば、無負荷のような異常時
に、自動的に回路が停止することになる。また、一方の
スイッチング素子の駆動を自励制御し、他方のスイッチ
ング素子の駆動を外部信号で他励制御すれば、負荷への
供給電力を制御することができ、負荷を放電灯としたと
きに調光や停止といった制御が容易に行える。

【００２４】請求項１７の発明は、第１のコンデンサに
前記整流素子とは別に一対の整流素子の直列回路を接続
し、前記直列回路における整流素子の接続点を交流電源
の負荷回路側の一端に接続し、交流電源と第２のコンデ
ンサの接続点と負荷回路との間に、第４のコンデンサを
接続したものである。この構成によれば、第１のコンデ
ンサの両端電圧は交流電源の電圧程度になり、交流電源
の電圧が高い場合に回路素子に高耐圧のものを用いるこ
となく対応可能である。その結果、請求項１の構成と請
求項１７の構成とでは少数の部品の追加・削除のみで共
通の回路基板や部品を用いながらも交流電源の電圧が２
倍程度に異なる場合に対応可能になる。両者は交流電源
の電圧が２倍程度に異なる場合でも、負荷回路に印加さ
れる電圧をほぼ等しくすることができるから、異なる電
圧の交流電源に対してほぼ同じ出力を得ることができ
る。また、部品をモジュール化することにより、各モジ
ュールの組合せのみで、異種電圧の交流電源に対応可能
な回路を構成することができる。

【００２５】請求項１８の発明は、全波整流器の各アー
ムのうち第１のスイッチング素子および第２のスイッチ
ング素子が接続されていないアームの各整流素子にそれ
ぞれ電源周波数よりも高い周波数で交互にオンオフする
第３のスイッチング素子および第４のスイッチング素子
を並列接続したものである。この構成によれば、負荷が
急に軽くなった場合などに、余剰電力を電源に回生する
ことができる。

【００２６】

【発明の実施の形態】

（実施形態１）図１に示すように、本実施形態では、整
流素子としての４個のダイオードＤ₁〜Ｄ₄をブリッジ
接続して構成した全波整流器を備え、全波整流器の交流
入力端間に交流電源Ｖｓと負荷回路１との直列回路が接
続され、全波整流器の直流出力端間に平滑用のコンデン
サＣ₁が接続される。また、全波整流器を構成するダイ
オードＤ₁〜Ｄ₄のうち負荷回路１側の一方のアームを
構成する一対のダイオードＤ₁，Ｄ₂にはそれぞれスイ
ッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂が並列接続され、スイッチング
素子Ｑ₂の両端間にはコンデンサＣ₃と負荷回路１との
直列回路が接続される。ここに、コンデンサＣ₃の一端
は交流電源Ｖｓと負荷回路１との接続点に接続され、他
端はスイッチング素子Ｑ₂とダイオードＤ₃との接続点
に接続される。したがって、図５１に示した従来構成と
比較すれば、インダクタＬ₂を負荷回路１に置き換え、
コンデンサＣ₃₀に代えてコンデンサＣ₃を設けた構成に
なる。ただし、負荷回路１は誘導性であって、電流エネ
ルギを蓄積する機能を有するように構成されている。ま
た、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂は図１ではｎｐｎ形の
トランジスタとして示してあるが、電流の向きを理解し
やすくする目的であって、後述のようにＭＯＳＦＴなど
他のスイッチング素子を用いてもよいのはもちろんのこ
とである。また、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂は図示し
ない制御回路により同時にオンせず交互にオンオフする
ように制御される。スイッチング素子Ｑ ₁，Ｑ₂のオン
オフの繰り返し周波数（スイッチング周波数）が交流電
源Ｖｓの周波数（電源周波数）に対して十分に高い周波
数に設定される点も従来構成と同様である。

【００２７】次に動作を説明する。まず、交流電源Ｖｓ
の電圧Ｖ_inの極性が図１に矢印で示す向き（以下では、
この向きを正極性と呼ぶ）である場合について説明す
る。定常動作時におけるスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の
スイッチング動作の１周期の動作を図２〜図６に示す。
なお、図２〜図６では電流経路を破線で示してある。な
お、コンデンサＣ₁は電源投入直後に充電されているも
のとする。

【００２８】上述のようにコンデンサＣ₁は充電されて
いるから、図２に示すように、スイッチング素子Ｑ₁が
オンでスイッチング素子Ｑ₂がオフになると、コンデン
サＣ ₁→スイッチング素子Ｑ₁→負荷回路１→コンデン
サＣ₃→コンデンサＣ₁の経路で電流が流れ、負荷回路
１に電流が流れる。また、この過程でコンデンサＣ₃が
充電される。

【００２９】コンデンサＣ₃の両端電圧が交流電源Ｖｓ
の両端電圧に等しくなると、コンデンサＣ₃には電流は
流れなくなり、図３に示すように、交流電源Ｖｓからダ
イオードＤ₃およびスイッチング素子Ｑ₁を通して負荷
回路１に電流が流れる状態になる。つまり、図３の状態
ではスイッチング素子Ｑ₁がオンでスイッチング素子Ｑ
₂がオフであって、交流電源Ｖｓ→ダイオードＤ₃→ス
イッチング素子Ｑ₁→負荷回路１→交流電源Ｖｓの経路
で電流が流れる。この期間には負荷回路１にエネルギが
蓄積される。

【００３０】次に、スイッチング素子Ｑ₁がオフになる
と、図４に示すように、交流電源Ｖｓ→ダイオードＤ₃
→コンデンサＣ₁→負荷回路１→交流電源Ｖｓの経路で
電流が流れ、負荷回路１に蓄積されたエネルギが放出さ
れるとともにコンデンサＣ₁が充電される。つまり、コ
ンデンサＣ₁の両端には交流電源Ｖｓの電圧と負荷回路
１の両端電圧との加算電圧が印加されるから、コンデン
サＣ₁の両端電圧は交流電源Ｖｓの電圧よりも昇圧され
ることになる。ところで、定常状態ではコンデンサＣ₃
が充電されているから、この期間においてもコンデンサ
Ｃ₃は電荷を放出しようとするが、スイッチング素子Ｑ
₁がオフになった時点では負荷回路１の両端電圧がコン
デンサＣ₃の両端電圧よりも高く、コンデンサＣ₃はほ
とんど放電しない。なお、この期間においてスイッチン
グ素子Ｑ₂はオンでもオフでもよい。

【００３１】負荷回路１に蓄積されたエネルギが放出さ
れて負荷回路１の両端電圧よりもコンデンサＣ₃の両端
電圧のほうが高くなると（この時点までにスイッチング
素子Ｑ₂はオンになるように制御される）、図５に示す
ように、コンデンサＣ₃は主として、コンデンサＣ₃→
負荷回路１→スイッチング素子Ｑ₂→コンデンサＣ₃の
経路で電荷を放出する。つまり、負荷回路１にはそれま
でとは逆向きに電流が流れ、負荷回路１にエネルギが蓄
積される。

【００３２】次に、スイッチング素子Ｑ₂がオフになる
と、図６に示すように、負荷回路１→ダイオードＤ₁→
コンデンサＣ₁→コンデンサＣ₃→負荷回路１の経路で
電流が流れ、負荷回路１に蓄積されたエネルギが放出さ
れる。このような経路で電流が流れる期間は、コンデン
サＣ₃の両端電圧と負荷回路１の両端電圧との加算電圧
がコンデンサＣ₁の両端電圧よりも高い期間である。こ
のとき、スイッチング素子Ｑ₁はオンでもオフでもよ
い。

【００３３】図６に示す電流経路が形成される条件は上
述したように、コンデンサＣ₃と負荷回路１との直列回
路の両端電圧がコンデンサＣ₁の両端電圧よりも高い期
間であって、コンデンサＣ₃の電荷が放出されるととも
に負荷回路１に蓄積されたエネルギが放出されると、今
度はコンデンサＣ₁の両端電圧のほうが高くなる（この
時点までにスイッチング素子Ｑ₁はオンになるように制
御される）。したがって、図２に示した状態に戻ること
になる。

【００３４】以上のように、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ
₂のオンオフの繰り返しによって、負荷回路１に交番し
た電流が流れる。また、コンデンサＣ₁の充電に際し
て、図３の動作のように交流電源Ｖｓの両端電圧と負荷
回路１の両端電圧との加算電圧をコンデンサＣ₁に印加
する状態があるから、コンデンサＣ₁の両端電圧を交流
電源Ｖｓの電圧よりも昇圧することができる。さらに、
スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のスイッチングの１周期の
間に交流電源Ｖｓを通る経路が形成されるから、交流電
源Ｖｓからの入力電流を高周波的に流すことができ、入
力電流歪の増加を防止することができる。

【００３５】上記動作は交流電源Ｖｓが正極性の場合を
示したが、負極性である場合もほぼ同様に動作する。つ
まり、正極性ではスイッチング素子Ｑ₁がオンのとき
に、図４のようにダイオードＤ₃を通る経路で交流電源
Ｖｓから負荷回路１に給電するのに対して、負極性では
スイッチング素子Ｑ₂がオンのときに、交流電源Ｖｓ→
負荷回路１→スイッチング素子Ｑ₂→ダイオードＤ₄と
いうダイオードＤ₄を通る経路で交流電源Ｖｓから負荷
回路１に給電することになる。また、スイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂のオンオフにかかわりなくコンデンサＣ₃の
両端電圧よりも交流電源Ｖｓの電圧が高い期間には、交
流電源Ｖｓ→コンデンサＣ₃→ダイオードＤ₄→交流電
源Ｖｓの経路でコンデンサＣ₃が充電される。

【００３６】スイッチング素子Ｑ₂がオフになれば、交
流電源Ｖｓ→負荷回路１→ダイオードＤ₁→コンデンサ
Ｃ₁→ダイオードＤ₄→交流電源Ｖｓの経路で電流が流
れ、コンデンサＣ₁の両端電圧は電源電圧Ｖｓよりも昇
圧される。その後、負荷回路１に蓄積されたエネルギが
放出されると（スイッチング素子Ｑ₁はこの時点までに
オンになるように制御される）、コンデンサＣ₁→スイ
ッチング素子Ｑ₁→負荷回路１→コンデンサＣ₃→コン
デンサＣ₁の経路で電流が流れる。この状態は図２に示
した状態と同様である。スイッチング素子Ｑ₁がオフに
なると、負荷回路１に蓄積されたエネルギが、負荷回路
１→コンデンサＣ₃→ダイオードＤ₂→負荷回路１の経
路で放出され（この時点までにスイッチング素子Ｑ₂は
オンになるように制御される）、負荷回路１の蓄積エネ
ルギが減少する。コンデンサＣ₃の両端電圧が交流電源
Ｖｓの電圧よりも高い間は、コンデンサＣ₃→負荷回路
１→スイッチング素子Ｑ₂→コンデンサＣ₃の経路でコ
ンデンサＣ₃のエネルギが放出され、コンデンサＣ₃の
両端電圧が低下して交流電源Ｖｓの電圧のほうが高くな
ると、交流電源Ｖｓ→負荷回路１→スイッチング素子Ｑ
₂→ダイオードＤ₄→交流電源Ｖｓの経路で電流が流れ
るようになる。

【００３７】要するに交流電源Ｖｓが負極性の場合に正
極性の場合とは動作がやや異なるもののほぼ同様に動作
し、負荷回路１に交番した電流を流すことができる。ま
た、コンデンサＣ₁の充電に際して交流電源Ｖｓの両端
電圧よりもコンデンサＣ₁の両端電圧を昇圧することが
でき、さらに、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のスイッチ
ングの１周期の間に交流電源Ｖｓを通る経路が形成され
て、交流電源Ｖｓからの入力電流を高周波的に流すこと
により、入力電流歪の増加を防止することができるので
ある。

【００３８】なお、コンデンサＣ₃はスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂のスイッチング動作の１周期内において、充
放電が行なえる程度に小容量に設定される。つまり、コ
ンデンサＣ₃とリーケージトランスＴ₁の１次巻線とに
より構成される共振回路により流れる共振電流がほぼ零
になったときに、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のオンオ
フのタイミングを合わせることによって、スイッチング
損失を低減することができる。

【００３９】ところで、負荷回路１には図７に示す回路
を用いることができる。図７に示す回路では図１に示し
た交流電源Ｖｓに代えて、交流電源Ｖｓにフィルタ回路
２を組み合わせたものを用いている。つまり、図１にお
ける交流電源Ｖｓの両端は図７に示す構成ではフィルタ
回路２の出力端に相当する。また、各スイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂と各ダイオードＤ₁，Ｄ₂との並列回路に代
えて、ＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'とし
て用いている。この場合、ダイオードＤ₁，Ｄ ₂の機能
はＭＯＳＦＥＴの内部の寄生ダイオードにより実現され
る。この構成により、トランジスタとダイオードとを用
いると４個必要であった部品が２個になり部品点数の削
減につながる。

【００４０】しかして、フィルタ回路２は、巻比が１：
１である２個の巻線を備えたラインチョークＬＦ₁と、
交流電源Ｖｓの両端となる両巻線の一端間に接続したコ
ンデンサＣ₂₃と、一方の巻線に直列に接続したインダク
タＬＦ₂とを備える。このフィルタ回路２は、電源周波
数を通過させスイッチング周波数を阻止するローパスフ
ィルタを構成する。このようなフィルタ回路２を設けた
ことにより、入力電流の高周波成分が抑制されて交流電
源Ｖｓへの高周波雑音の回り込みを防止することができ
るとともに、入力電流波形が正弦波に近くなり入力力率
を高めることができる。

【００４１】一方、負荷回路１は、リーケージトランス
Ｔ₁と、リーケージトランスＴ₁の２次巻線の両端に各
フィラメントの一端が接続された負荷としての蛍光ラン
プのような放電灯Ｌａ₁と、放電灯Ｌａ₁のフィラメン
トの他端間に接続された予熱用のコンデンサＣ₂とから
なる。この負荷回路１では、リーケージトランスＴ₁の
１次巻線の両端が入力端になる。すなわち、リーケージ
トランスＴ₁の１次巻線の一端はダイオードＤ₃，Ｄ₄
の接続点に接続され、他端はスイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ
₂'の接続点に接続される。予熱用のコンデンサＣ₂はリ
ーケージトランスＴ₁の漏れインダタンスとともに共振
回路を構成する。このような構成の負荷回路１を用いる
ことによって、放電灯Ｌａ₁には周波数の比較的高い電
圧成分が印加されることになる。これは、リーケージト
ランスＴ₁よりなるインダクタンス要素に対して放電灯
Ｌａ₁が並列的に接続されているからであって、電源周
波数のような低周波成分よりもスイッチング周波数のよ
うな高周波成分のほうが、インクタンス要素の両端電圧
が高くなるからである。その他、リーケージトランスＴ
₁の漏れインダクタンスとコンデンサＣ₂とにより共振
回路が形成されていること、リーケージトランスＴ₁と
コンデンサＣ₃とによりローパスフィルタが構成されて
いることによっても、放電灯Ｌａ₁への印加電圧から高
周波成分が除去される。つまり、リーケージトランスＴ
₁の１次側に印加される電圧成分に電源周波数のような
周波数の比較的低い成分が含まれている場合でも２次側
には高周波成分のみが現れるから、放電灯Ｌａ₁に印加
される電圧は低周波成分による変動を受けにくく、放電
灯Ｌａ₁に流れる電流ほぼ一定になる。

【００４２】図７に示した回路の各部の動作波形を図８
に示す。図では交流電源Ｖｓの１周期における動作を示
してあり、同図（ａ）は交流電源Ｖｓの入力電圧Ｖ_inと
入力電流Ｉ_in、同図（ｂ）はコンデンサＣ₃の両端電
圧、同図（ｃ）は放電灯Ｌａ₁に流れるランブ電流、同
図（ｄ）はリーケージトランスＴ₁の１次巻線に流れる
電流をそれぞれ示している。図より明らかなように、コ
ンデンサＣ₃の両端電圧には交流電源Ｖｓの電圧成分が
含まれているが、放電灯Ｌａ₁のランプ電流は交流電源
Ｖｓの電圧成分の影響をあまり受けないのである。

【００４３】リーケージトランスＴ₁の１次巻線に流れ
る電流のうち図８（ｄ）にＡ，Ｂ，Ｃで示した各部付近
においてスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂に流れる電流を図
９に示す。交流電源Ｖｓが正極性のときには、交流電源
Ｖｓの電圧のピーク付近において、スイッチング素子Ｑ
₁'における電流波形は図９（ａ）、スイッチング素子Ｑ
₂'における電流波形は図９（ｃ）にようになる。また、
交流電源Ｖｓが負極性のときには、交流電源Ｖｓの電圧
のピーク付近において、スイッチング素子Ｑ₁'における
電流波形は図９（ｃ）、スイッチング素子Ｑ₂'における
電流波形は図９（ａ）のようになる。交流電源Ｖｓの電
圧波形のゼロクロス点付近におけるスイッチング素子Ｑ
₁'，Ｑ₂'の電流波形はいずれも図９（ｂ）のようにな
る。図８（ｄ）のようにリーケージトランスＴ₁の１次
巻線に流れる電流が交流電源Ｖｓの電圧に応じて変動す
るのは、負荷回路１に交流電源Ｖｓが接続されているこ
とにより、リーケージトランスＴ₁の１次巻線に印加さ
れる電圧に交流電源Ｖｓの電圧が重畳されるからであ
る。ただし、上述したように放電灯Ｌａ₁のランプ電流
は交流電源Ｖｓの電圧の影響をあまり受けない。図１と
図５１とを比較すればわかるように、本実施形態の回路
では従来構成に比較するとインダクタＬ₂が省略され、
部品点数が低減されるものであって、小型化、低コスト
化につながるものである。しかも、従来構成と同様に入
力電流の高調波成分を抑制する効果ある。また、従来構
成では負荷回路１への電力供給源はコンデンサＣ₁であ
って、交流電源Ｖｓからの電力でコンデンサＣ₁を充電
する必要があったのに対して、本実施形態では、交流電
源Ｖｓから負荷回路１に対して電力を直接供給する過程
があるから、それだけ電力供給効率が高くなるものであ
る。さらに、図７のようにフィルタ回路２を用いるだけ
で、入力電流歪をより抑制することができるとともに、
高い入力力率も得ることが可能である。

【００４４】（実施形態２）実施形態１では、負荷回路
１としてリーケージトランスＴ₁を含む構成を示した
が、図１０に示すように、リーケージトランスＴ₁に代
えて通常のトランスＴ ₂を用いるとともに、トランスＴ
₁の１次巻線にインダクタＬ₁を直列接続した構成を採
用しても同様に動作する。つまり、リーケージトランス
Ｔ₁の漏れインダクタンスに代えてインダクタＬ₁とコ
ンデンサＣ₂との共振を利用するものである。他の構成
および動作は実施形態１と同様である。

【００４５】（実施形態３）本実施形態では、図１１に
示すように、リーケージトランスＴ₁に代えて通常のト
ランスＴ₂を用い、放電灯Ｌａ₁のフィラメントとコン
デンサＣ₂との間にインダクタＬ₁を挿入した構成を採
用してもよい。つまり、トランスＴ₂の２次側にインダ
クタＬ₁を直列的に接続しているのである。この構成も
実施形態２と同様にインダクタＬ₁とコンデンサＣ₂と
の共振を利用している。他の構成および動作は実施形態
１と同様である。

【００４６】（実施形態４）本実施形態は、図１２に示
すように、リーケージトランスＴ₁やトランスＴ₂を用
いることなく、インダクタＬ₁と放電灯Ｌａ₁とを直列
接続し、放電灯Ｌａ ₁のフィラメントの非電源側にコン
デンサＣ₂を接続した負荷回路１を用いてある。この構
成もインダクタＬ₁とコンデンサＣ₂とにより共振回路
を構成するものである。この構成の場合に、リーケージ
トランスＴ₁やトランスＴ₂が存在しないから、放電灯
Ｌａ₁には実施形態１においてリーケージトランスＴ₁
の１次巻線に流れていた電流（図８（ｄ）参照）と同様
の電流が流れることになる。つまり、放電灯Ｌａ₁のラ
ンプ電流に、交流電源Ｖｓの電圧波形の周期に相当する
成分が重畳されることになる。

【００４７】そこで、図１３に示すように、インダクタ
Ｌ₁と放電灯Ｌａ₁との直列回路に対してインダクタＬ
₃を並列に接続する構成を採用するのが望ましい。この
構成を採用すれば、インダクタＬ₃のインピーダンスは
通過周波数が高いほど大きくなるから、インダクタＬ₃
の両端電圧はほぼスイッチング周波数に対応する成分の
みが現れることになる。つまり、放電灯Ｌａ₁には電源
周波数に対応する低周波成分はほとんど印加されず、ス
イッチング周波数に対応した高周波成分が主として印加
されることになる。また、インダクタＬ₃とコンデンサ
Ｃ₃とによりローパスフィルタが構成されるから、この
ことによっても交流電源Ｖｓの電圧成分による放電灯Ｌ
ａ₁のランプ電流への影響を低減することができる。つ
まり、図８（ｃ）に示したようなほぼ一定のランプ電流
を得ることが可能になる。他の構成および動作は実施形
態１と同様である。

【００４８】（実施形態５）実施形態１ではコンデンサ
Ｃ₃と負荷回路１との直列回路をスイッチング素子Ｑ₂
（Ｑ₂'）に並列に接続していたが、本実施形態は、図１
４に示すように、コンデンサＣ₃に代えてコンデンサＣ
₃'を用い、コンデンサＣ₃'と負荷回路１との直列回路を
スイッチング素子Ｑ₁（Ｑ₁'）に並列接続した構成を採
用したものである。この構成では、交流電源Ｖｓの正極
性時と負極性時との動作が逆になるが基本的には同様に
動作する。他の構成および動作は実施形態１と同様であ
る。

【００４９】（実施形態６）本実施形態は、図１５に示
すように、実施形態１に示した回路と実施形態５に示し
た回路とを並設したものであって、交流電源Ｖｓおよび
フィルタ回路２を共用したものである。このような構成
で、スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオンオフを同期させ
ると（つまり、同時にオンオフさせると）、交流電源Ｖ
ｓからの入力電流が両回路の合成電流になるから、交流
電源Ｖｓが正極性の場合と負極性の場合とでほぼ対称の
電流波形を得ることができる。しかも、スイッチング素
子Ｑ₁'，Ｑ₂'のどちらがオンであるときにも、一方の回
路には交流電源Ｖｓからの電流が流れるから、入力電流
の休止期間がほとんど生じない。このことにより、フィ
ルタ回路２に流れる電流のピーク値を低減することがで
きる（つまり、フィルタ回路２を設けない状態での高周
波電流成分が少なくなる）から、フィルタ回路２として
容量の小さいものを用いることが可能になる。

【００５０】本実施形態において図示例では実施形態１
の回路と実施形態５の回路とを１台ずつ用いているが、
さらに多くの回路を用いてもよい。その場合、両回路を
同数設けるのが望ましい。ただし、回路数が多くなれば
回路数が完全に一致しなくてもほぼ同数であれば上記効
果を得ることができる。他の構成および動作は実施形態
１と同様である。

【００５１】（実施形態７）本実施形態は、図１６に示
すように、実施形態１と実施形態５との構成を組み合わ
せたものである。すなわち、２個のコンデンサＣ₃，Ｃ
₃'を用い、各コンデンサＣ₃，Ｃ₃'と負荷回路１との直
列回路を各スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の両端間にそれ
ぞれ接続しているのである。この構成では、上述した各
実施形態の構成のようにコンデンサＣ₃，Ｃ₃'を１個だ
け用いたものに比較すると、直列接続された２個のコン
デンサＣ₃，Ｃ₃'を用いていることにより、コンデンサ
Ｃ₃，Ｃ₃'への充電経路が分岐され、充電電流がスイッ
チング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のみを通る場合に比較するとスイ
ッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'の電流ストレスを低減すること
ができる。

【００５２】（実施形態８）上述の各実施形態では、交
流電源Ｖｓとして単相２線の場合を例示したが、交流電
源Ｖｓは他の方式でもよく、たとえば三相４線であって
もよい。交流電源Ｖｓが三相４線であるときには、図１
７に示すように、図１に示した単相２線の回路における
ダイオードＤ₃，Ｄ₄に代えて、それぞれ直列接続され
た３対のダイオードＤ₃₁〜Ｄ₃₃，Ｄ₄₁〜Ｄ₄₃を用い、各
一対のダイオードＤ₃₁〜Ｄ₃₃，Ｄ₄₁〜Ｄ₄₃の接続点にそ
れぞれ交流電源Ｖｓの電圧線の一端を接続すればよい。
交流電源Ｖｓの中性線は負荷回路１に接続される。した
がって、ダイオードＤ₃₁〜Ｄ₃₃，Ｄ₄₁〜Ｄ₄₃はスイッチ
ング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'の寄生ダイオードとともに三相交流
用の全波整流器を構成することになる。他の構成および
動作は実施形態１と同様である。

【００５３】（実施形態９）本実施形態は、図１８に示
すように、図１に示した実施形態１の構成と同様のもの
であって、負荷回路１として図７に示したリーケージト
ランスＴ₁と放電灯Ｌａ₁とコンデンサＣ₂とを備える
ものを用いている。また、図１８ではフィルタ回路２の
図示を省略している。

【００５４】ところで、図１８においてはスイッチング
素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオンオフを制御するための制御回路３
を図示してある。本実施形態において実施形態１と異な
る点は、制御回路３として、スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ
₂'をオンオフさせるスイッチング周波数、オン時間、デ
ューティ比などを任意に制御できるものを用いることに
よって、負荷回路１への供給電力を調節することができ
るようにしてある点である。すなわち、放電灯Ｌａ₁の
光出力が調節可能であって調光制御が可能になってい
る。ここに、上述のオン時間の制御とはオン時間を変化
させる（一般にはオフ時間を一定に保つ）ことを意味
し、デューティ比の制御とは周波数を一定としてオン時
間とオフ時間との比率を変化させることを意味する。

【００５５】すなわち、スイッチング周波数の制御と
は、スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'を図１９（ａ）のよう
にオンオフさせている状態から、たとえば図１９（ｂ）
のようにオンオフさせる状態に移行させることを意味す
る。図示例ではスイッチング周波数を高周波側に移行さ
せている。このようにスイッチング周波数を変化させる
と、リーケージトランスＴ₁の漏れインダクタンスとコ
ンデンサＣ₂とにより構成されている共振回路の共振周
波数とスイッチング周波数との関係によって、放電灯Ｌ
ａ₁への供給電力が変化し、放電灯Ｌａ₁の光出力を制
御することが可能になる。

【００５６】また、デューティ比の制御とは、スイッチ
ング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'を図２０（ａ）のようにオンオフさ
せている状態から、たとえば図２０（ｂ）のようにオン
オフさせる状態に移行させることを意味する。つまり、
周波数を一定のままオン時間とオフ時間との比率を制御
するのであって、図示例ではスイッチング素子Ｑ₁'のデ
ューティ比を小さくし、スイッチング素子Ｑ₂'のデュー
ティ比を大きくしている。このように制御すると、交流
電源Ｖｓからの入力電力量を変化させることができ、結
果的に負荷回路１への供給電力を調節することが可能で
ある。

【００５７】ところで、スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'の
スイッチング周波数のみを制御すると、交流電源Ｖｓか
ら供給される入力電力量は変化せず負荷回路１への供給
電力のみが変化するから、負荷回路１への供給電力が少
なくなるように制御したときに余剰の電力によってコン
デンサＣ₁の両端電圧が上昇することになる。つまり、
コンデンサＣ₁に高耐圧のものが要求され、かつスイッ
チング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のストレスが大きくなる。一方、
デューティ比を制御した場合には、交流電源Ｖｓからの
入力電力量が調節されるから、放電灯Ｌａ₁の光出力を
低減してもコンデンサＣ₁の両端電圧はほとんど上昇し
ない。しかし、交流電源Ｖｓからの入力電流Ｉ_inは、正
極性（図１８に矢印で示す極性）である期間には交流電
源Ｖｓ→ダイオードＤ₃→スイッチング素子Ｑ' →負荷
回路１→交流電源Ｖｓの経路を通り、負極性である期間
には交流電源Ｖｓ→負荷回路１→スイッチング素子Ｑ₂'
→ダイオードＤ₄→交流電源Ｖｓの経路を通るから、両
スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ ₂'のオン時間が異なると、正
極性の期間と負極性の期間とで入力電流Ｉ_inが非対称に
なる。その結果、入力電流歪が大きくなるという問題が
生じる。

【００５８】そこで、スイッチング周波数とデューティ
比とをともに制御し、スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'を図
２１（ａ）のようにオンオフさせている状態から、たと
えば図２１（ｂ）のようにオンオフさせる状態に移行さ
せるのが望ましい。このように、スイッチング周波数の
制御とデューティ比の制御とを併用することによって、
コンデンサＣ₁の両端電圧の極端な上昇を防止し、かつ
入力電流が極端に非対称性になることも防止することが
できる。他の構成および動作は実施形態１と同様であ
る。

【００５９】（実施形態１０）実施形態９において、ス
イッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオンオフのデューティ比を
変化させた場合に、交流電源Ｖｓの正極性と負極性との
場合で入力電流波形が非対称になり、入力電流歪が増加
するという問題があったが、本実施形態では以下の構成
により、この問題を解決している。

【００６０】入力電流波形が正極性と負極性とで非対称
になるのは、交流電源Ｖｓの正極性と負極性との期間で
異なるスイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'に入力電流が流れる
からであって、正極性の期間と負極性の期間とでそれぞ
れ入力電流が流れるスイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のデュ
ーティ比が等しければ入力電流も対称になる。そこで、
本実施形態では交流電源Ｖｓの電圧の極性を判定し、そ
の極性に応じて各スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオンオ
フの期間を入れ換えている。たとえば、交流電源Ｖｓが
正極性のときにスイッチング素子Ｑ₁'をオンにする期間
は、交流電源Ｖｓが負極性のときにはスイッチング素子
Ｑ₁'をオフにする期間になる。

【００６１】具体的には、図２２に示す構成になる。交
流電源Ｖｓの電圧の極性を判定する電源極性判別回路４
は、接地電位であるコンデンサＣ₁の負極電位と交流電
源Ｖｓの各端の電位との間の電圧を分圧する各一対の抵
抗Ｒ₃₄〜Ｒ₃₇と、各一対の抵抗Ｒ₃₄〜Ｒ₃₇の接続点の電
位を比較することによって交流電源Ｖｓの電圧の極性に
応じた２値出力を発生するコンパレータＣＰ₁とにより
構成される。ここに、抵抗Ｒ₃₄〜Ｒ₃₇の抵抗値は、Ｒ₃₄
＝Ｒ₃₆、Ｒ₃₅＝Ｒ₃₇の関係に設定してあり、交流電源Ｖ
ｓの正極性では抵抗Ｒ₃₄，Ｒ₃₅の接続点電位が抵抗
Ｒ₃₆，Ｒ₃₇の接続点電位よりも高くなり、負極性ではそ
の逆になる。図示する構成では、抵抗Ｒ₃₄，Ｒ₃₅の接続
点がコンパレータＣＰ₁の正入力端に接続され、抵抗Ｒ
₃₆，Ｒ₃₇の接続点がコンパレータＣＰ₁の負入力端に接
続されているから、交流電源Ｖｓが正極性のときにコン
パレータＣＰ₁の出力がＨレベルになる。つまり、交流
電源Ｖｓの電圧が図２３（ａ）のように変化するとき
に、コンパレータＣＰ₁の出力つまり電源極性判別回路
４の出力は図２３（ｂ）のようになる。

【００６２】制御回路３から出力される２系統の制御信
号は、それぞれ排他的オア回路ＸＯＲ₁，ＸＯＲ₂に入
力され、電源極性判別回路４の出力との排他的論理和が
各スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオンオフに用いられ
る。したがって、スイッチング素子Ｑ₁'のオンオフの制
御に用いられる信号について見れば、交流電源Ｖｓが正
極性の期間には電源極性判別回路４の出力はＨレベルで
あるから、排他的オア回路ＸＯＲ₁の出力は制御回路３
から出力される論理値を反転させたものになり、交流電
源Ｖｓが負極性の期間には電源極性判別回路４の出力は
Ｌレベルであるから、排他的オア回路ＸＯＲ₁の出力は
制御回路３から出力される論理値になる。スイッチング
素子Ｑ₂'のオンオフの制御に用いられる信号についても
同様であって、排他的オア回路ＸＯＲ₂は交流電源Ｖｓ
の極性に応じて制御回路３からの論理値をそのまま通過
させるか反転させるかを選択する。

【００６３】上述の構成によって、交流電源Ｖｓの電圧
極性に応じて両波形のスイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオ
ンオフの期間をそれぞれ反転させるから、両スイッチン
グ素子Ｑ₁'，Ｑ₂'をデューティ制御することで両スイッ
チング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオン期間が異なる場合でも、交
流電源Ｖｓが正極性の期間と負極性の期間とで入力電流
を等しくすることができる。その結果、入力電流歪を低
減することができるものである。他の構成および動作は
実施形態１と同様である。

【００６４】（実施形態１１）本実施形態は、負荷回路
１に設けた放電灯Ｌａ₁を点灯させる際の制御例を示す
ものである。フィラメント（熱陰極）を有する放電灯Ｌ
ａ₁を点灯させる過程は、予熱→始動→点灯であって、
予熱過程では主としてフィラメントに通電し、始動過程
では両フィラメント間に高電圧を印加して放電を開始さ
せ、放電開始後には定格点灯させるのである。

【００６５】しかして、上記各過程は、図７に示した実
施形態１の回路構成（実際には図１８に示した実施形態
９のような制御回路３を備える回路構成）において、ス
イッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'を図２４に示すように制御す
ることで実現される。図２４はスイッチング周波数を制
御するものであって、リーケージトランスＴ₁の漏れイ
ンダクタンスとコンデンサＣ₂とにより構成される共振
回路の共振周波数に対して、スイッチング周波数を高く
設定してある。

【００６６】予熱時には同図（ａ）のようにスイッチン
グ周波数を高く設定して共振周波数とスイッチング周波
数との差を大きくしておき、放電灯Ｌａ₁の両端への印
加電圧を低くしてある。始動時には同図（ｂ）のように
予熱時よりもスイッチング周波数を下げることで共振周
波数との差を小さくし、放電灯Ｌａ₁の両端への印加電
圧を高くする。このようにして放電灯Ｌａ₁が点灯する
と、負荷回路１の共振周波数が低周波側に偏移するか
ら、放電灯Ｌａ₁の定格点灯に必要なランプ電流が得ら
れるようにスイッチング周波数を同図（ｃ）のようにさ
らに引き下げるのである（ここでは、点灯時にスイッチ
ング周波数を始動時よりも引き下げているが、始動時と
点灯時との関係は必ずしもこの関係になるとは限らな
い）。

【００６７】また、実施形態９、１０で説明したよう
に、スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオンオフのデューテ
ィ比を制御することによっても放電灯Ｌａ₁への供給電
力を調節することができるから、図２５に示すように、
スイッチング周波数を変化させずにデューティ比のみを
変化させることによって、同図（ａ）の制御により予熱
し、同図（ｂ）の制御により始動し、同図（ｃ）の制御
により定格点灯させるようにしてもよい。

【００６８】さらに、図２６のように、スイッチング素
子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオンオフのスイッチング周波数とデュー
ティ比とを同時に制御してもよい。この場合、同図
（ａ）の制御により予熱し、同図（ｂ）の制御により始
動し、同図（ｃ）の制御により定格点灯させることにな
る。ここに、デューティ比を制御する場合には、図２２
に示した回路構成のように交流電源Ｖｓの極性を判別し
て入力電流が正極性と負極性とにおいて対称になるよう
に制御するのが望ましい。図２２に示した回路構成を用
いて予熱、始動、点灯を行なえば、コンデンサＣ₁の両
端電圧の上昇を抑制しながらも、入力電流歪を抑制する
ことができる。

【００６９】（実施形態１２）本実施形態は、実施形態
１の構成において、電源投入時にコンデンサＣ₁への充
電電流が流れることによる突入電流を考慮したものであ
る。すなわち、図２７に示すように、コンデンサＣ₁の
両端間に抵抗Ｒ₁とコンデンサＣ₃₁との直列回路を並列
接続し、コンデンサＣ₃₁の両端電圧を制御回路３の電源
に用いている点で実施形態１の構成と異なっている。ま
た、コンデンサＣ₃および負荷回路１との接続点と交流
電源Ｖｓの一端との間には電源投入用のスイッチＳＷ₁
が挿入されている。

【００７０】スイッチＳＷ₁が投入されると、交流電源
Ｖｓが正極性の期間には、交流電源Ｖｓ→ダイオードＤ
₃→コンデンサＣ₁→スイッチング素子Ｑ₂'の寄生ダイ
オード→リーケージトランスＴ₁の１次巻線→スイッチ
ＳＷ₁→交流電源Ｖｓの経路で突入電流が流れ、負極性
の期間には、交流電源Ｖｓ→スイッチＳＷ₁→リーケー
ジトランスＴ₁の１次巻線→スイッチング素子Ｑ₁'の寄
生ダイオード→コンデンサＣ₁→ダイオードＤ₄→交流
電源Ｖｓの経路で突入電流が流れる。

【００７１】上述の説明から明らかなように、交流電源
Ｖｓの極性にかかわらず突入電流は、リーケージトラン
スＴ₁の１次巻線を通るものであるから、リーケージト
ランスＴ₁の１次巻線のインピーダンスを十分に大きく
設定しておけば、特別な回路を付加せずに突入電流を抑
制することができる。すなわち、リーケージトランスＴ
₁の１次巻線の巻数を多くし、コアのギャップを小さく
することにより１次巻線のインダクタンスを大きく設定
すればよい。

【００７２】ところで、スイッチＳＷ₁がオンになり交
流電源Ｖｓが投入された直後は、コンデンサＣ₁には電
荷が蓄えられていないからコンデンサＣ₁の両端電圧は
０Ｖから急速に充電される。このときに流れる電流が突
入電流であるが、上述のようにリーケージトランスＴ₁
を適宜に設計することによって、突入電流は低減される
ことになる。しかし、電源投入とほぼ同時にスイッチン
グ素子Ｑ₁'、Ｑ₂'が動作したとすると、コンデンサＣ₁
への充電電流が分岐されてコンデンサＣ₁を十分に充電
できないままに動作が開始されることになる。たとえ
ば、スイッチング素子Ｑ₂'の寄生ダイオードに突入電流
が流れている期間に、スイッチング素子Ｑ ₁'がオンにな
ると、コンデンサＣ₁に流れるべき電流がスイッチング
素子Ｑ₁'に流れてコンデンサＣ₁の両端電圧の上昇が遅
れることになる。

【００７３】そこで、抵抗Ｒ₁およびコンデンサＣ₃₁を
設け、コンデンサＣ₃₁の両端電圧を制御回路３の電源と
して用いることにより、コンデンサＣ₁の両端電圧が上
昇するまではスイッチング素子Ｑ₁'、Ｑ₂'が動作するの
を防止しているのである。つまり、図２８に示すよう
に、時刻ｔ₀において電源を投入した直後には、図２８
（ａ）のように突入電流が流れるが、制御回路３の電源
となるコンデンサＣ₃₁の両端電圧Ｖ_C31が０Ｖであるか
ら（図２８（ｂ）参照）、電源投入直後は制御回路３は
動作しない。コンデンサＣ₁の充電が進み、時刻ｔ₁に
おいてコンデンサＣ₃₁の両端電圧Ｖ_C31が制御回路３に
設定されている閾値Ｖ_thを越えると制御回路３は動作を
開始し、図２８（ｃ）（ｄ）のようにスイッチング素子
Ｑ₁'、Ｑ₂'がオンオフされる。

【００７４】上述のように、時刻ｔ₀において電源が投
入され突入電流が流れ終わった時刻ｔ₁からスイッチン
グ素子Ｑ₁'，Ｑ₂'の制御を開始するように、制御回路３
の動作開始を電源投入時点から遅延させているから、コ
ンデンサＣ₁を十分に充電してから動作を開始させるこ
とができる。（実施形態１３）本実施形態は、図２９に示すように、
実施形態１の回路構成において、ダイオードＤ₃，Ｄ₄
の両端電圧に比例した電圧を出力する電圧検出回路５
ａ，５ｂを設け、コンデンサＣ₃の両端電圧に比例した
電圧を出力する電圧検出回路５ｃを付加してある。ま
た、電圧検出回路５ａ，５ｂの出力電圧は切換スイッチ
要素ＳＷ₂により択一的に選択され、選択された出力電
圧はダイオードＤ₃₁により整流された後にコンデンサＣ
₃₂により平滑される。このコンデンサＣ₃₂の両端電圧は
制御回路３に入力される。また、切換スイッチ要素ＳＷ
₂は電源極性判別回路４により検出される交流電源Ｖｓ
の極性に応じて切り換えられる。

【００７５】電源極性判別回路４は、電圧検出回路５
ｂ，５ｃの出力電圧に基づいて交流電源Ｖｓの極性を判
別する。すなわち、電圧検出回路５ｂ，５ｃは交流電源
Ｖｓの各端の電位と接地電位（コンデンサＣ₁の負極電
位）との電位差を検出するから、両電圧検出回路５ｂ，
５ｃの出力に基づいて交流電源Ｖｓの極性を知ることが
できるのである。

【００７６】上述の構成により、コンデンサＣ₃₂の両端
電圧はダイオードＤ₃，Ｄ₄の両端電圧を反映したもの
になるから、この電圧により回路の動作状態を知ること
ができる。そこで、制御回路３ではコンデンサＣ₃₂の両
端電圧に応じてスイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'をオンオフ
させるスイッチング周波数やデューティ比を変化させる
ことにより、回路の動作状態に応じた制御を行なうので
ある。

【００７７】図２９に示した回路の各部の波形を図３０
に示す。同図（ａ）は交流電源Ｖｓの電圧彼形、同図
（ｂ）は電源極性判別回路４によって制御される切換ス
イッチ要素ＳＷ₂により選択された電圧検出回路５ａ，
５ｂの出力電圧、同図（ｃ）はコンデンサＣ₃₂の両端電
圧Ｖ_C32である。同図（ｂ）において、期間Ｔａは電圧
検出回路５ａの出力電圧が選択されている期間、期間Ｔ
ｂは電圧検出回路５ｂの出力電圧が選択されている期間
を示す。図３０より明らかなように、コンデンサＣ₃₂の
両端電圧により交流電源Ｖｓのピーク値付近かゼロクロ
ス点付近かを知ることができる。

【００７８】しかして、放電灯Ｌａ₁のランプ電流の波
高率（クレストファクタ）を改善するように制御する場
合には、コンデンサＣ₃₂の両端電圧の変化に基づいて交
流電源Ｖｓのピーク値付近ではスイッチング周波数を低
くし、交流電源Ｖｓのゼロクロス点付近ではスイッチン
グ周波数を高く設定すればよい。また、スイッチング周
波数ではなくデューティ比を制御してもよい。この場
合、交流電源Ｖｓのピーク値付近ではデューティ比を５
０％に近づけ、交流電源Ｖｓのゼロクロス点付近ではオ
ン期間とオフ期間との比を大きくすればよい。さらに、
スイッチング周波数とデューティ比とは同時に変化させ
てもよい。このように波高率を小さくすれば、放電灯Ｌ
ａ₁の光出力のちらつきを低減することができる。

【００７９】また、スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'やコン
デンサＣ₁のような回路構成素子が過電圧により破壊さ
れるのを防止するために、コンデンサＣ₃₂の両端電圧に
より過電圧を検出することも可能である。つまり、コン
デンサＣ₃₂の両端電圧が異常に高くなった揚合には、ス
イッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'の発振を停止すれば、過電圧
による破壊を回避することができる。他の構成および動
作は実施形態１と同様である。

【００８０】（実施形態１４）ところで、実施形態１の
回路構成において、放電灯Ｌａ₁の調光を行なう場合の
ように軽負荷になると、入力電流に休止期間が生じるこ
とがある。つまり、調光度が大きくなると（つまり光出
力が小さくなると）入力電流の休止区間が増加して、入
力電流歪が増加することになる。同様に負荷が大きくな
ると、入力電流のゼロクロス点付近において大きな変化
が生じて（入力電流が流れている間に入力電流の極性が
反転して）不連続な波形が現れるから、入力電流歪が増
加することになる。このように、負荷が増減するような
使用形態であると、負荷の増減により入力電流波形が変
化する。

【００８１】そこで、本実施形態では、図３１に示すよ
うに、実施形態１の回路構成において、ダイオードブリ
ッジＤＢ₂とトランジスタＴｒ₂とからなる交流スイッ
チ（トランジスタＴｒ₂のコレクタエミッタ間をダイオ
ードブリッジＤＢ₂の直流出力端に接続して無極性化し
たスイッチング素子）とコンデンサＣ₃"との直列回路を
コンデンサＣ₃に並列接続している。この回路では、ト
ランジスタＴｒ₂のオンオフにより、コンデンサＣ₃を
単独使用する状態と、コンデンサＣ₃にコンデンサＣ₃"
を並列接続する状態とを選択する。

【００８２】この構成では、負荷が大きくなって入力電
流波形に歪が生じるときには、コンデンサＣ₃にコンデ
ンサＣ₃"を並列接続して合成容量を大きくすることによ
り、コンデンサＣ₃の両端に発生する電圧を大きくし
て、入力電流波形を正弦波に近づけることができる。ま
た、図３２に示すように、コンデンサＣ₃にコンデンサ
Ｃ₃"を直列接続し、コンデンサＣ₃"に図３１に示したも
のと同構成の交流スイッチを接続する構成を採用しても
よい。この構成では、常時はトランジスタＴｒ₂をオン
にしておき、軽負荷時にはトランジスタＴｒ₂をオフに
してコンデンサＣ₃，Ｃ₃"を直列接続し合成容量を小さ
くすることにより、コンデンサＣ₃，Ｃ₃"の直列回路の
両端に発生する電圧を小さくして、入力電流波形を正弦
波に近づけることができる。

【００８３】図３１、図３２で示した回路構成では、負
荷の増減に応じて負荷回路１に直列接続されたコンデン
サＣ₃（Ｃ₃"）のインピーダンスを変化させるから、入
力電流波形歪の低減だけではなくランプ電流の変動を抑
制してちらつきを防止する効果もある。また、これらの
回路構成は、１本の放電灯Ｌａ₁に２種類の出力特性を
持たせたい場合などの切替手段として有効である。な
お、本実施形態では、制御回路３によるスイッチング素
子Ｑ₁'，Ｑ₂'の制御に応じて負荷の大きさが増減する場
合について例示しており、トランジスタＴｒ₂のオンオ
フは、制御回路３によるスイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'の
制御状態に応じて決定される。他の構成および動作は実
施形態１と同様である。

【００８４】（実施形態１５）本実施形態は、図３３に
示すように、図１８に示した実施形態９の構成に加え
て、負荷の大きさを負荷回路１に設けた電流検出部６で
検出し、電流検出部６の出力に基づいて制御回路３がス
イッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオンオフのスイッチング周
波数やデューティ比を制御することによって、放電灯Ｌ
ａ₁に流れるランプ電流の変動を抑制するものである。
電流検出部６は、低抵抗を回路中に挿入し両端電圧を用
いるものや変流器の２次出力を用いるものなどで実現さ
れる。

【００８５】しかして、ランプ電流が比較的大きい期間
ではスイッチング周波数を高くするなどしてランプ電流
を低減させる方向に制御してランプ電流の変動を抑制
し、光出力の変動を抑制することができる。他の構成お
よび動作は実施形態１と同様である。（実施形態１６）本実施形態は，図３４に示すように、
図１６に示した実施形態７の構成においてコンデンサＣ
₃，Ｃ₃'の各両端電圧を検出する電圧検出回路７ａ，７
ｂを設けるとともに両電圧検出回路７ａ，７ｂでの検出
電圧の大小をコンパレータＣＰ₃により比較判定し、判
定結果を制御回路３に与えることによって、スイッチン
グ素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオンオフのスイッチング周波数やデ
ューティ比を変化させるものである。ここに、電圧検出
回路７ａ，７ｂはコンデンサＣ₃，Ｃ₃'の両端電圧の平
均値に比例した電圧を出力するものであり、コンパレー
タＣＰ₃では入力電流の正極性と負極性との平均値同士
を比較することができる。

【００８６】この構成では、交流電源Ｖｓからの入力電
流Ｉ_inが図３５（ａ）のように正極性と負極性とで非対
称であるようなときには、コンデンサＣ₃の両端電圧が
コンデンサＣ₃'の両端電圧よりも大きくなるから、この
場合には、スイッチング素子Ｑ₂'のオン期間を短くする
とともにスイッチング素子Ｑ₁'のオン期間を長くするよ
うに制御する。このような制御により、図３５（ｂ）の
ように正弦波状の入力電流Ｉ_inを得ることができる。こ
こに、図３５においてＶ_inは交流電源Ｖｓの電圧であ
る。

【００８７】入力電流の非対称性は、コンデンサＣ₃，
Ｃ₃'の両端電圧ではなく、ダイオードＤ₃、Ｄ₄の両端
電圧によっても検出可能である（図２９の電圧検出回路
５ａ，５ｂ参照）。ダイオードＤ₃の両端電圧がダイオ
ードＤ₄の両端電圧よりも大きい場合には、スイッチン
グ素子Ｑ₂'のオン期間を短くするとともに、スイッチン
グ素子Ｑ₁'のオン期間を長くすればよい。この場合も、
図３４に示した構成と同様に正弦波状の入力電流Ｉ_inを
得ることができる。他の構成および動作は実施形態１と
同様である。

【００８８】（実施形態１７）本実施形態では、入力電
流の非対称性を検出するために、図３６に示すように、
ダイオードＤ₃，Ｄ₄の接続点と交流電源Ｖｓとの間に
流れる電流を検出する電流検出部８を設けてある。電流
検出部８には電路に挿入して両端電圧を検出する低抵抗
や変流器が用いられる。この構成では、制御回路３にお
いて電流の向きと大きさとを検出し、各向きの電流の大
きさに基づいて、実施形態１６と同様に、スイッチング
素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオン期間を調節するのである。なお、
本実施形態ではリーケージトランスＴ₁の漏れインダク
タンスと共振するコンデンサＣ₂をリーケージトランス
Ｔ₁の１次巻線に並列接続してある。他の構成および動
作は実施形態１と同様である。

【００８９】（実施形態１８）本実施形態は、図３７に
示すように、図１８に示した実施形態９の構成におい
て、コンデンサＣ₁の両端に２個の抵抗Ｒ₁₀，Ｒ₁₁の直
列回路を並列接続することによりコンデンサＣ₁の両端
電圧を分圧し、分圧して得た電圧とあらかじめ設定した
基準電圧Ｖ_refとの大小をコンバレータＣＰ₄により比
較判定し、コンパレータＣＰ₄の出力に応じて、スイッ
チング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオンオフを制御するものであ
る。本実施形態の目的は放電灯Ｌａ₁の寿命末期時の半
波点灯状態（いわゆるエミレス状態）や寿命末期や放電
灯Ｌａ₁が外れることによる無負荷状態を検出し、負荷
回路１への出力を停止ないし低減させることにある。

【００９０】しかして、図３７に示す構成では、エミレ
ス状態や無負荷状態においてコンデンサＣ₁両端電圧が
上昇し抵抗Ｒ₁₀，Ｒ₁₁の接続点の電圧が基準電圧Ｖ_ref
を越えるとコンパレータＣＰ₄の出力がＨレベルにな
り、これによって制御回路３はスイッチング素子Ｑ₁'，
Ｑ₂'のオンオフを停止するか、または出力を低減して放
電灯Ｌａ₁を調光点灯状態にするのである。

【００９１】エミレス状態や無負荷状態の検出には、コ
ンデンサＣ₁の両端電圧ではなく、図３８に示すよう
に、リーケージトランスＴ₁に検出用巻線ｎ₃を設け、
検出用巻線ｎ₃の誘起電圧をダイオードＤ₃₂を介して得
られた信号レベルと基準電圧Ｖ _refとをコンパレータＣ
Ｐ₄によって比較するものを採用してもよい。この場
合、コンパレータＣＰ₄にはリーケージトランスＴ₁の
１次巻線に流れる電流の瞬時値を反映した電圧が入力さ
れるから、制御回路３ではコンパレータＣＰ₄の出力を
所定のタイミングで取り込むようにしてある。

【００９２】また、図３９に示すように、スイッチング
素子Ｑ₂'のソースに直列に接続した抵抗Ｒ₁₂の両端電圧
と基準電圧Ｖ_refとをコンパレータＣＰ₄で比較しても
よい。この場合もコンパレータＣＰ₄ではスイッチング
素子Ｑ₂'のソース電流の瞬時値を検出するから、制御回
路３ではコンパレータＣＰ₄の出力を所定のタイミング
で取り込むようにしてある。

【００９３】本実施形態の構成では、放電灯Ｌａ₁が外
れて無負荷状態になったときや、放電灯Ｌａ₁のフィラ
メントのエミッタの消耗により放電灯Ｌａ₁が交流電源
Ｖｓの半波でしか点灯しなくなったエミレス状態におい
て、スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'などの素子にストレス
がかかって破壊するのを防止することができる。（実施形態１９）上述した各実施形態では、スイッチン
グ素子Ｑ₁，Ｑ₂（Ｑ₁'，Ｑ₂'）を制御回路３により制
御する他励制御式の構成を示したが、本実施形態では、
図４０に示すように、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を自
励制御している。

【００９４】すなわち、リーケージトランスＴ₁に一対
の帰還巻線ｎ₃₁，ｎ₃₂を設け、リーケージトランスＴ₁
の１次巻線に流れる電流の向きに応じてスイッチング素
子Ｑ ₁，Ｑ₂が交互にオンオフを行なうように帰還巻線
ｎ₃₁，ｎ₃₂の巻方向を設定してある。ただし、起動時に
は別途に設けた起動手段１２によりスイッチング素子Ｑ
₂を強制的にオンにする図４１に示す構成によっても自
励制御が可能である。この構成では、負荷回路１にリー
ケージトランスＴ₁を用いずに通常のトランスＴ₂を用
いるとともにトランスＴ₂の２次巻線にインダクタＬ₁
を挿入した実施形態３（図１１参照）の構成において、
インダクタＬ₁に一対の帰還巻線ｎ₃₃，ｎ₃₄を設け、こ
の帰還巻線ｎ₃₃，ｎ₃₄をスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の
ベース−エミッタ間に接続してある。この構成では、イ
ンダクタＬ₁に流れる電流の向きに応じてスイッチング
素子Ｑ₁，Ｑ₂がオンオフを交互に行なうように帰還巻
線ｎ₃₃，ｎ₃₄の巻方向を決めてある。この回路構成で
は、放電灯Ｌａ₁が外れると、インダクタＬ₁には電流
が流れなくなるから発振が自動的に停止するという利点
を有している。この回路構成においても、図４０に示し
た回路構成と同様に、起動手段１２が別途に必要であ
る。本実施形態の構成によれば、外部から制御信号を与
える必要がなく制御回路３が不要であるから、部品点数
が少ないという利点がある。他の構成および動作は実施
形態１と同様である。

【００９５】（実施形態２０）本実施形態は、図４２に
示すように、トランジスタよりなるスイッチング素子Ｑ
₁ を自励制御し、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素
子Ｑ₂'を制御回路３’からの制御信号により他励制御す
るものである。スイッチング素子Ｑ₁はリーケージトラ
ンスＴ₁に設けた帰還巻線ｎ₃₅の誘起電圧を受けてオン
オフされる。

【００９６】この回路構成では、制御回路３’を設けて
いるから、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂'のオンオフ動作
を制御して負荷回路１への出力を低減したり出力を停止
させたりすることができ、しかも１個のスイッチング素
子Ｑ₂'のみを制御すれば、その種の機能を実現すること
ができるから、２個のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂（Ｑ
₁'，Ｑ₂'）をともに他励制御するものに比較すると部品
点数が少なくなる。他の構成および動作は実施形態１と
同様である。

【００９７】（実施形態２１）本実施形態は、図４３に
示すように、複数（図示例はいずれも２個）の放電灯Ｌ
ａ₁Ｌａ₂を有する負荷回路１を用いる例であって、こ
れらの負荷回路１は上述した各実施形態のいずれにおい
ても採用し得るものである。図４３（ａ）に示す負荷回
路１は、２灯の放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂の一方のフィラメ
ントの一端同士を接続し、他端間にリーケージトランス
Ｔ₁に設けた予熱巻線ｎ₃₆を接続することにより、２灯
の放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂を直列接続したものであって、
放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂の直列回路をリーケージトランス
Ｔ₁の２次巻線に接続するとともに、放電灯Ｌａ₁，Ｌ
ａ₂の直列回路に１個のコンデンサＣ ₂を並列接続して
ある。

【００９８】また、図４３（ｂ）に示す負荷回路１は、
図７に示した実施形態１の負荷回路１を２個並列に接続
したものに相当する。つまり、２個のリーケージトラン
スＴ ₁₁，Ｔ₁₂の１次巻線同士を並列接続し、各リーケー
ジトランスＴ₁₁，Ｔ₁₂の２次巻線にそれぞれ放篭灯Ｌａ
₁，Ｌａ₂を並列接続するとともに、各放電灯Ｌａ₁，
Ｌａ₂のフィラメント間に共振用のコンデンサＣ₂₁，Ｃ
₂₂を接続したものである。

【００９９】図４３（ｃ）に示す負荷回路１は、リーケ
ージトランスＴ₁ではなく通常のトランスＴ₂を用い、
インダクタＬ₁₁と放電灯Ｌａ₁とからなる直列回路と、
インダクタＬ₁₂と放電灯Ｌａ₂とからなる直列回路とを
トランスＴ₂の２次巻線に並列接続した構成を有するも
のであり、各放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂のフィラメント間に
は共振用のコンデンサＣ₂₁，Ｃ₂₂が接続される。

【０１００】図４３（ｄ）に示す負荷回路１は、リーケ
ージトランスＴ₁の２次側にバランサＬ₃を介して２灯
の放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂を接続したものである。すなわ
ち、リーケージトランスＴ₁の２次巻線の一端をバラン
サＬ₃のタップに接続し、バランサＬ₃の各端とリーケ
ージトランスＴ₁の２次巻線の他端との間にそれぞれ放
電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂を接続してある。また、各放電灯Ｌ
ａ₁，Ｌａ₂のフィラメント間にはそれぞれ共振用のコ
ンデンサＣ₂₁，Ｃ₂₂が接続される。この構成では、コン
デンサＣ₂₁，Ｃ₂₂とリーケージトランスＴ₁の漏れイン
ダクタンスとバランサＬ₃のインダクタンスとにより共
振回路が形成される。

【０１０１】図４３（ｅ）に示す負荷回路１は、通常の
トランスＴ₂の１次巻線に共振用のインダクタＬ₁を直
列接続し、インダクタＬ₁に設けた２次巻線を放電灯Ｌ
ａ₁，Ｌａ₂のフィラメントに予熱電流を与えるための
予熱巻線として用いるものである。ここに、インダクタ
Ｌ₁は予熱巻線として用いる２次巻線を３個備えてい
る。２灯の放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂は一方のフィラメント
の一端同士が接続され、他端間にはコンデンサＣ₄₁を介
してインダクタＬ₁の２次巻線が接続される。また、放
電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂の他のフィラメントにもそれぞれコ
ンデンサＣ₄₂，Ｃ ₄₃を介してインダクタＬ₁の２次巻線
が接続される。トランスＴ₂の２次巻線の間には放電灯
Ｌａ₁，Ｌａ₂の直列回路と共振用のコンデンサＣ₂と
の並列回路が接続される。この構成では、インダクタＬ
₁とコンデンサＣ₂とにより共振回路が形成される。

【０１０２】上述のような構成の負荷回路１を用いるこ
とによって、複数の放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂を点灯させる
ことが可能になる。なお図４３（ａ）〜（ｂ）には２灯
の放電灯Ｌａ₁，Ｌａ₂を含む負荷回路１を示したが、
３灯以上の場合でも同様な接続形態を採用することが可
能である。また、負荷回路１以外の構成は上述した各実
施形態の回路構成を採用することができる。

【０１０３】（実施形態２２）本実施形態は、図４４に
示すように、図７に示した実施形態１の構成において、
負荷回路１ａと直流カット用のコンデンサＣ_3aとの直列
回路を一方のスイッチング素子Ｑ₂'に追加して並列接続
したものである。負荷回路１ａは、負荷回路１と同様
に、リーケージトランスＴ_1aの２次側の放電灯Ｌａ_1aを
接続し、放電灯Ｌａ_1aのフィラメント間に共振用のコン
デンサＣ_2aを接続した構成を有する。

【０１０４】負荷回路１に関する動作は実施形態１で説
明した動作であり負荷回路１ａは図５１に示した従来構
成と同様の動作になる。定常状態における負荷回路１ａ
に関する動作を簡単に説明する。いま、スイッチング素
子Ｑ₁'がオンになると、コンデンサＣ₁→スイッチング
素子Ｑ₁'→負荷回路１ａ→コンデンサＣ_3a→コンデンサ
Ｃ₁の経路で電流が流れる。この期間にコンデンサＣ_3a
が充電される。

【０１０５】一方、スイッチング素子Ｑ₁'がオフにな
り、スイッチング素子Ｑ₂'がオンになった直後では、負
荷回路１ａ（リーケージトランスＴ_1a）に蓄積されたエ
ネルギが放出されて負荷回路１ａ→コンデンサＣ_3a→ス
イッチング素子Ｑ₂'の寄生ダイオード→負荷回路１ａの
経路で電流が流れる。その後、負荷回路１ａのエネルギ
が放出されると、コンデンサＣ_3aの放電が開始され、コ
ンデンサＣ_3a→負荷回路１ａ→スイッチング素子Ｑ₂'→
コンデンサＣ_3aの経路で電流が流れ、負荷回路１ａには
それまでとは逆向きの電流が流れる。

【０１０６】次に、スイッチング素子Ｑ₂'がオフにな
り、スイッチング素子Ｑ₁'がオンになると、負荷回路１
ａ→スイッチング素子Ｑ₁'の寄生ダイオード→コンデン
サＣ₁→コンデンサＣ_3a→負荷回路１ａの経路で負荷回
路１ａ（リーケージトランスＴ _1a）に蓄積されたエネル
ギが放出される。負荷回路１ａに蓄積されたエネルギが
放出されると、コンデンサＣ₁からスイッチング素子Ｑ
₁'を通して負荷回路１ａに電流が流れる状態に戻るので
あって、負荷回路１ａを流れる電流の向きが反転する。
つまり、スイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'のオンオフによ
り、負荷回路１ａに交番した高周波電流が流れることに
なる。

【０１０７】しかして、上述した動作は、コンデンサＣ
₁を電源とするハーフブリッジ型のインバータ回路の動
作であって、負荷回路１ａとコンデンサＣ_3aとを含む回
路には入力電流歪を低減する機能はない。つまり、放電
灯Ｌａ_1aのランプ電流はインバータ回路の電源電圧に依
存するから、電源となるコンデンサＣ₁の容量が十分に
大きければ放電灯Ｌａ_1aのランプ電流はほぼ一定にな
る。その結果、２灯の放電灯Ｌａ₁，Ｌａ_1aの合成の光
出力は、図４３（ａ）に示した回路構成の２灯の放電灯
Ｌａ₁，Ｌａ₂の合成の光出力よりも変動が少なくな
る。これは、図４３（ａ）に示した構成では、両放電灯
Ｌａ₁，Ｌａ₂の光出力がともに変動しかつ変化の方向
が同じであるのに対して、本実施形態では一方の放電灯
Ｌａ₁の光出力は変動するが他方の放電灯Ｌａ_1aの光出
力は変動しないからである。

【０１０８】また、本実施形態の構成では、２灯の放電
灯Ｌａ₁，Ｌａ_1aの一方が外れたとしても、残された放
電灯は点灯を維持することになる。たとえば、放電灯Ｌ
ａ_1aが外れたときに、リーケージトランスＴ_1aの１次側
のインダクタンスとコンデンサＣ_2aとにより形成される
共振回路の共振周波数を、スイッチング周波数に対して
やや進相側に調整することにより、残された放電灯Ｌａ
₁が点灯するときにスイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'に流れ
る電流を進相と遅相の合成電流とすることができ、放電
灯Ｌａ₁のみを点灯させる場合に流れる遅相の電流より
もスイッチング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'に流れる電流のピーク値
を抑えることができる。

【０１０９】なお、両放電灯Ｌａ，Ｌａ_1aの周波数特性
をややずらしておけば、電源変動や負荷変動に対して、
出力をほぼ一定に保つことができる。他の構成および動
作は実施形態１と同様である。（実施形態２３）本実施形態は、図４５に示すように、
図７に示した実施形態１の構成において、コンデンサＣ
₁の両端間にスイッチング素子Ｔｒ₃を介して直流点灯
用のランプＬａ₃を接続したものである。ランプＬａ₃
としては白熱電球などを用いることができる。

【０１１０】この構成では、ランプＬａ₃に流れるラン
プ電流は、コンデンサＣ₁の容量が十分に大きければほ
ぼ一定であるから、放電灯Ｌａ₁とランプＬａ₃との合
成の光出力の変動は、図４３（ａ）などに示した回路構
成を採用する場合よりも少なくなる。なお、この回路構
成では、スイッチング素子Ｔｒ₃をオンオフすることに
より、放電灯Ｌａ₁とランプＬａ₃との光出力の比率を
任意に制御することができる。他の構成および動作は実
施形態１と同様である。

【０１１１】（実施形態２４）本実施形態は、図４６に
示すように、図１に示した実施形態１の回路構成に対し
て、ダイオードＤ₃，Ｄ₄とともにブリッジ回路の一方
のアームを構成する２個のダイオードＤ₅，Ｄ₆を追加
し、ダイオードＤ₃〜Ｄ₆により形成されているダイオ
ードブリッジの交流入力端に交流電源Ｖｓを接続し、さ
らに交流電源Ｖｓと負荷回路１との間に直流カット用の
コンデンサＣ₄を挿入した構成を有している。

【０１１２】動作について簡単に説明する。基本的な動
作は実施形態１と同様であるが、負荷回路１にコンデン
サＣ₄を直列接続したことにより、コンデンサＣ₃の両
端電圧が実施形態１に比較すると約半分になる。これ
は、コンデンサＣ₃を充電する経路が、コンデンサＣ₁
→スイッチング素子Ｑ₁ →負荷回路１→コンデンサＣ₄
→コンデンサＣ₃→コンデンサＣ₁の経路と、交流電源
Ｖｓ→ダイオードＤ₃→スイッチング素子Ｑ₁ →負荷回
路１→コンデンサＣ₄→コンデンサＣ₃→ダイオードＤ
６→交流電源Ｖｓ（交流電源Ｖｓが正極性の期間）の経
路とであって、両経路ともにコンデンサＣ₃，Ｃ₄が直
列接続されていて、コンデンサＣ₁の両端電圧をコンデ
ンサＣ４とＣ₃で分圧することになるからである。

【０１１３】また、ダイオードＤ₅，Ｄ₆を設けたこと
により、交流電源Ｖｓ→ダイオードＤ₃→コンデンサＣ
₁→ダイオードＤ₆→交流電源Ｖｓ（交流電源Ｖｓが正
極性のとき）の経路と、交流電源Ｖｓ→ダイオードＤ₅
→コンデンサＣ₁→ダイオードＤ₄→交流電源Ｖｓ（交
流電源Ｖｓが負極性のとき）の経路とが常時存在してい
るから、コンデンサＣ₁の両端電圧は交流電源Ｖｓのピ
ーク値にほぼ等しくなるのであって、異常に上昇するこ
とがない。つまり、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ ₂ が低減
されることになる。

【０１１４】いま、交流電源Ｖｓの電圧が１００Ｖであ
るときには実施形態１の回路構成を用い、電圧が２００
Ｖであるときには本実施形態の回路構成を用いるように
すれば、交流電源Ｖｓの電圧が異なっていても、コンデ
ンサＣ₄とダイオードＤ₅，Ｄ₆との有無のみを変更す
るだけで、他の構成を共通に用いてほぼ同様の動作特性
が得られる回路を実現することができる。

【０１１５】つまり、交流電源Ｖｓの電圧が異なる仕様
であっても、共通の回路基板を用いるようにし、２００
Ｖ用であれば図４６に示した本実施形態の構成とし、１
００Ｖ用であればダイオードＤ₅、Ｄ₆とコンデンサＣ
₄とを取外して、コンデンサＣ₄を取り外した部分をジ
ャンパ線などで短絡すると、図１に示した実施形態１の
回路構成を容易に実現することができる。

【０１１６】回路基板を共通に用いる代わりに、実施形
態１の回路構成と本実施形態の回路構成との共通な部分
と異なる部分とに分け、図４７に示すように、共通部分
のモジュールＭ₁，Ｍ₂と非共通部分のモジュール
Ｍ₃，Ｍ₄とを設け、共通部分のモジュールＭ₁，Ｍ₂
に対して非共通部分のモジュールＭ₃，Ｍ₄を差し換え
ることで１００Ｖ仕様と２００Ｖ仕様とを実現してもよ
い。つまり、モジュールＭ ₁，Ｍ₂，Ｍ₃を組み合わせ
ると１００Ｖ仕様になり、モジュールＭ₃に代えてモジ
ュールＭ₄を用い、モジュールＭ₁，Ｍ₂，Ｍ₄の組み
合わせによって２００Ｖ仕様とすることができる。この
ような構成で、１００Ｖ仕様と２００Ｖ仕様との回路構
成の大部分を共用することができる。

【０１１７】なお、交流電源Ｖｓの電圧は１００Ｖと２
００Ｖに限ったものではなく、たとえば１２０Ｖと２４
０Ｖや、１２０Ｖと２００Ｖなど、各種の組合せで回路
構成の共用化を図ることが可能である。ところで、本実
施形態では、図４８に示すように、ダイオードＤ₇およ
びコンデンサＣ₅を追加するのが望ましい。ダイオード
Ｄ₇は高周波用（高速）のものであって、ダイオードＤ
₄，Ｄ₆のアノードとコンデンサＣ₁，Ｃ₃およびスイ
ッチング素子Ｑ₂ の共通接続点との間に挿入される。ま
た、コンデンサＣ₅は小容量のものであって、ダイオー
ドＤ₅，Ｄ₆の直列回路に並列接続されている。つま
り、ダイオードＤ₇を流れる高周波の電流をコンデンサ
Ｃ₅により吸収し、ダイオードＤ₃〜Ｄ₆よりなるダイ
オードブリッジに加わるストレスを低滅している。

【０１１８】図４８に示す他の回路構成は図７に示した
実施形態１と同様であって、交流電源Ｖｓとダイオード
ブリッジとの間にフィルタ回路２を設け、また負荷回路
１としてリーケージトランスＴ₁および放電灯Ｌａ₁を
備えるものを用いている。さらに、図４６に示した回路
のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂とダイオードＤ₁，Ｄ ₂
とに変えてＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子
Ｑ₁'，Ｑ₂'を用い、ダイオードＤ₁，Ｄ₂としてスイッ
チング素子Ｑ₁'，Ｑ₂'の寄生ダイオードを用いている。
ここにおいて、ダイオードＤ₃〜Ｄ₆は１つのパッケー
ジに封入されたダイオードブリッジＤＢ₁₀で構成するこ
とができ、また上述のようにダイオードＤ₇およびコン
デンサＣ₅を設けたことにより、ダイオードブリッジＤ
Ｂ₁₀には比較的低速のものを用いることができる。他の
構成および動作は実施形態１と同様である。

【０１１９】（実施形態２５）本実施形態は、図４９に
示すように、図１に示した実施形態１の構成において、
ダイオードＤ₁，Ｄ₂だけではなくダイオードＤ₃，Ｄ
₄にもスイッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄を並列接続したもの
である。この構成では、以下のような動作により、交流
電源Ｖｓへ電力を回生することが可能である。

【０１２０】スイッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄は図示しない
制御回路により同時にオンするこなく交互にオンオフさ
れ、スイッチング素子Ｑ₁がオンの期間中にスイッチン
グ素子Ｑ₄がオン、スイッチング素子Ｑ₂がオンの期間
中にスイッチング素子Ｑ₃がオンになるように制御され
る。この構成では、実施形態１における図３の動作状態
のときに（交流電源Ｖｓは正極性である）、スイッチン
グ素子Ｑ₃はオフであって、スイッチング素子Ｑ₄はオ
ンにすることができるから、コンデンサＣ₁→スイッチ
ング素子Ｑ₁→負荷回路１→交流電源Ｖｓ→スイッチン
グ素子Ｑ₄→コンデンサＣ₁の経路を形成することがで
き、交流電源Ｖｓに電力を回生することができる。

【０１２１】交流電源Ｖｓが負極性であるときには、ス
イッチング素子Ｑ₂のオン期間にスイッチング素子Ｑ₄
はオフであって、スイッチング素子Ｑ₃はオンにするこ
とができるから、コンデンサＣ₁→スイッチング素子Ｑ
₃→交流電源Ｖｓ→負荷回路１→スイッチング素子Ｑ₂
→コンデンサＣ₁の経路を形成して交流電源Ｖｓに電力
を回生することができる。

【０１２２】なお、スイッチング素子Ｑ₃，Ｑ₄がとも
にオフであれば、実施形態１と同じ動作になる。上述の
各実施形態においては、負荷として高周波の交流で点灯
する放電灯Ｌａ ₁を例示したが、負荷は放電灯Ｌａ₁に
限定されるものではない。また、負荷に直流電力の供給
を必要とする場合には、図５０に示すようにリーケージ
トランスＴ₁の２次出力を全波整流器ＤＢ₁で整流して
得られた直流電圧を負荷５に印加するように負荷回路１
を構成してもよい。

【０１２３】なお、上述した各実施形態の技術思想は適
宜に組み合わせて用いることが可能である。

【０１２４】

【発明の効果】請求項１の発明は、整流素子をブリッジ
接続して構成された全波整流器と、全波整流器の交流端
間に接続される交流電源と負荷回路との直列回路と、全
波整流器の直流出力端間に接続され平滑用の第１のコン
デンサと、全波整流器の一方のアームの整流素子にそれ
ぞれ並列接続され交流電源の電源周波数よりも高い周波
数で交互にオンオフされる第１のスイッチング素子およ
び第２のスイッチング素子と、交流電源と負荷回路との
接続点と少なくとも全波整流器の直流出力端の一方との
間に接続される第２のコンデンサとを備えるものであ
り、電源周期のほぼ全域に亙って入力電流を流すことが
できるから、入力電流歪が少なく、また交流電源から負
荷回路に電力を直接供給することができるから、電力供
給効率が高くなるという効果がある。しかも部品点数が
従来構成よりも少なく、さらには電源投入時には負荷回
路を介してのみ平滑コンデンサへの充電電流が流れるか
ら、特別な回路の付加なしに突入電流を抑制できるとい
う効果がある。

【０１２５】請求項２の発明は、負荷回路が、トランス
と、トランスの２次側に接続された負荷とを備え、トラ
ンスの１次巻線の両端が負荷回路の両端となるものであ
り、負荷回路がトランス構成であるから、トランスの２
次側に設けた負荷への低周波成分を除去して一定の負荷
電流を流すことができるという利点がある。また、トラ
ンスの１次側のインピーダンスを大きくとれば、突入電
流をさらに少なくすることができるという利点がある。

【０１２６】請求項３の発明は、負荷回路が、第１のイ
ンダクタと、第１のインダクタに直列接続された放電灯
と、放電灯の非電源側端子間に接続され第１のインダク
タとともに共振回路を構成する第３のコンデンサとを備
え、第１のインダクタと放電灯との直列回路の両端が負
荷回路の両端となるものであり、トランスを用いていな
いから、トランスによる損失がなく、負荷への電力供給
効率が一層高くなるという利点がある。しかも無負荷時
には、第１のコンデンサを充電する経路が形成されない
から、無負荷時には突入電流がほぼ０になるという利点
がある。

【０１２７】請求項４の発明は、負荷回路が、両端間に
接続した第２のインダクタを備えるものであり、トラン
スを用いていないから、トランスによる損失がなく、負
荷への電力供給効率が一層高くなるという利点がある。
しかも、第２のインダクタがローバスフィルタとして機
能し、負荷への供給電流が電源電圧の変動の影響を受け
にくくなるという利点がある。

【０１２８】請求項５の発明は、第１のスイッチング素
子および第２のスイッチング素子のオンオフのスイッチ
ング周波数を調節可能な制御回路を備えるものであり、
スイッチング素子のオン期間をほぼ一定に保ちながら入
力電流を調節したり負荷への供給電力を調節することが
できるという利点がある。その結果、負荷が放電灯であ
れぱ、調光を行なったり、予熱、始動、点灯などの制御
が可能になる。また、負荷への供給電力が急に変化して
回路構成素子にストレスがかかるようなときに、スイッ
チング周波数を変化させることによってこれを回避する
ことができる。

【０１２９】請求項６の発明は、第１のスイッチング素
子および第２のスイッチング素子のオン期間を調節可能
な制御回路を備えるものであり、スイッチング周波数を
ほぼ一定に保った状態で入力電流を調節したり負荷への
供給電力を調節することができるという利点がある。そ
の結果、負荷が放電灯であれば調光を行なったり、予
熱、始動、点灯などの制御が可能になる。また、負荷へ
の供給電力が急に変化して回路構成素子にストレスがか
かるようなときに、スイッチング周波数を変化させるこ
とによってこれを回避することができる。

【０１３０】請求項７の発明は、第１のコンデンサの両
端電圧を検出する手段を備え、検出された電圧に基づい
て第１のコンデンサの両端電圧の上昇を抑制するように
前記制御回路が第１のスイッチング素子および第２のス
イッチング素子を制御するものであり、第１のコンデン
サの両端電圧が異常に上昇したときに、スイッチング素
子の動作を停止させたり、負荷への出力を低下させるこ
とによって、回路構成素子にストレスがかかるのを防止
することができるという利点がある。また、第１のコン
デンサの両端電圧の上昇を抑制してほぼ一定に保つよう
にすれば、負荷への供給電力が安定するという利点があ
る。その結果、負荷が放電灯であれぱ、ちらつきの少な
い光出力を得ることができる。

【０１３１】請求項８の発明は、前記トランスの印加電
圧に相当する電圧を検出する手段を備え、検出された電
圧に基づいてトランスの印加電圧の上昇を抑制するよう
に前記制御回路が第１のスイッチング素子および第２の
スイッチング素子を制御するものであり、負荷への印加
電圧が異常に上昇したときや負荷が短絡したようなとき
に、スイッチング素子の動作を停止させたり、負荷への
出力を低下させることによって、回路構成素子にストレ
スがかかるのを防止することができるという利点があ
る。

【０１３２】請求項９の発明は、交流電源の電圧極性を
検出する手段を備え、交流電源の電圧極性にかかわらず
入力電流がほぼ等しくなるように前記制御回路が第１の
スイッチング素子および第２のスイッチング素子を制御
するものであり、電源の半周期毎の入力電流を制御する
ことが可能になるから、入力電流波形を正弦波に近づ
け、入力電流歪をより少なくすることができるという利
点がある。また、スイッチング素子を一定条件で制御す
る場合よりも、負荷の出力を小さくすることが可能であ
り、負荷が放電灯であれば、より深い調光（光出力を小
さくすること）が可能になるとともに、第１のコンデン
サの両端電圧を変えることなく調光することができるか
ら、回路構成素子に異常なストレスがかかるのを防止す
ることができる。

【０１３３】請求項１０の発明は、全波整流器の一方の
アームの各整流素子の両端電圧をそれぞれ検出する手段
を備え、検出された電圧に基づいて交流電源の電圧極性
にかかわらず入力電流がほぼ等しくなるように前記制御
回路が第１のスイッチング素子および第２のスイッチン
グ素子を制御するものであり、入力電流の電源半周期毎
の非対称性を改善することが可能になり、入力電流波形
を正弦彼に近づけることができるという利点がある。そ
の結果、入力電流のピーク値を抑えることができ、高周
波阻止用のフィルタ回路を設けるにあたってフィルタ回
路に異常なストレスがかかるのを防止することができ
る。

【０１３４】請求項１１の発明は、第２のコンデンサの
両端電圧を検出する手段を備え、前記制御回路は、第２
のコンデンサの両端電圧に基づいて負荷回路への出力を
ほぼ一定に保つように第１のスイッチング素子および第
２のスイッチング素子を制御するものであり、負荷への
出力をほぼ一定に保つことができるから、負荷の安定し
た動作が期待できるという利点がある。とくに、負荷が
放電灯であるときには、ちらつきの少ない光出力を得る
ことができる。

【０１３５】請求項１２の発明は、負荷回路に流れる電
流を検出する手段を備え、検出した電流に基づいて負荷
回路に流れる電流をほぼ一定に保つように第１のスイッ
チング素子および第２のスイッチング素子を制御するも
のであり、交流電源の電圧が変動したときでも、負荷へ
の供給電流をほぼ一定にすることができるから、負荷の
安定した動作が期待できるという利点がある。とくに、
負荷が放電灯であるときに、ランブ電流の変動を小さく
して、ちらつきの少ない光出力を得ることができる。

【０１３６】請求項１３の発明は、第２のコンデンサの
容量を可変する手段を備えるものであり、負荷に応じて
入力電流を調整することができ、入力電流歪を少なくす
ることができるという利点がある。たとえば、負荷が放
電灯であって、調光する場合や負荷出力を切り換えた場
合でも入力電流歪を少なくすることができる。請求項１
４の発明は、負荷回路は複数の負荷を備えるものであ
り、複数の負荷を同時に駆動することができるという利
点がある。

【０１３７】請求項１５の発明は、第１のスイッチング
素子と第２のスイッチング素子とのいずれかと並列に、
または第１のコンデンサと並列に第２の負荷回路を接続
したものであり、第２の負荷回路への出力を特別な制御
なしにほぼ一定にできるから、複数の負荷を同時に駆動
しながらも安定した駆動が可能になるという利点があ
る。とくに、負荷が放電灯であるときには、ちらつきの
少ない光出力を得ることができる。また一方の放電灯が
外れても他方の放電灯を点灯させておくことができる。
さらに、各負荷への供給電力を適宜比率に設定すること
ができる。また、交流電源の電圧が変動した場合でも、
全体としての負荷の電流をほぼ一定にすることができ、
ランプ電流の脈流を小さくして、ちらつきの少ない光出
力を得ることができる。

【０１３８】請求項１６の発明は、第１のスイッチング
素子と第２のスイッチング素子とのうち少なくとも一方
は負荷回路に流れる電流の帰還により自励制御されるも
のであり、スイッチング素子の駆動回路を簡略化ないし
削除することができるから、部品点数をより少なくする
ことが可能であるという利点がある。たとえば、負荷回
路にトランスを設け、その２次側に設けたインダクタを
用いて帰還すれば、たとえば、無負荷のような異常時
に、自動的に回路が停止することになる。また、一方の
スイッチング素子の駆動を自励制御し、他方のスイッチ
ング素子の駆動を外部信号で他励制御すれば、負荷への
供給電力を制御することができ、負荷を放電灯としたと
きに調光や停止といった制御が容易に行える。

【０１３９】請求項１７の発明は、第１のコンデンサに
前記整流素子とは別に一対の整流素子の直列回路を接続
し、前記直列回路における整流素子の接続点を交流電源
の負荷回路側の一端に接続し、交流電源と第２のコンデ
ンサの接続点と負荷回路との間に、第４のコンデンサを
接続したものであり、第１のコンデンサの両端電圧は交
流電源の電圧程度になり、交流電源の電圧が高い場合に
回路素子に高耐圧のものを用いることなく対応可能であ
るという利点を有する。その結果、請求項１の構成と請
求項１７の構成とでは少数の部品の追加・削除のみで共
通の回路基板や部品を用いながらも交流電源の電圧が２
倍程度に異なる場合に対応可能になる。両者は交流電源
の電圧が２倍程度に異なる場合でも、負荷回路に印加さ
れる電圧をほぼ等しくすることができるから、異なる電
圧の交流電源に対してほぼ同じ出力を得ることができ
る。また、部品をモジュール化することにより、各モジ
ュールの組合せのみで、異種電圧の交流電源に対応可能
な回路を構成することができる。

【０１４０】請求項１８の発明は、全波整流器の各アー
ムのうち第１のスイッチング素子および第２のスイッチ
ング素子が接続されていないアームの各整流素子にそれ
ぞれ電源周波数よりも高い周波数で交互にオンオフする
第３のスイッチング素子および第４のスイッチング素子
を並列接続したものであり、負荷が急に軽くなった場合
などに、余剰電力を電源に回生することができるという
効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態１を示す回路図である。

【図２】同上の動作説明図である。

【図３】同上の動作説明図である。

【図４】同上の動作説明図である。

【図５】同上の動作説明図である。

【図６】同上の動作説明図である。

【図７】同上の具体構成を示す回路図である。

【図８】図７に示した回路の動作説明図である。

【図９】図７に示した回路の動作説明図である。

【図１０】本発明の実施形態２を示す回路図である。

【図１１】本発明の実施形態３を示す回路図である。

【図１２】本発明の実施形態４を示す回路図である。

【図１３】同上の他の回路例を示す回路図である。

【図１４】本発明の実施形態５を示す回路図である。

【図１５】本発明の実施形態６を示す回路図である。

【図１６】本発明の実施形態７を示す回路図である。

【図１７】本発明の実施形態８を示す回路図である。

【図１８】本発明の実施形態９を示す回路図である。

【図１９】同上の動作説明図である。

【図２０】同上の動作説明図である。

【図２１】同上の動作説明図である。

【図２２】本発明の実施形態１０を示す回路図である。

【図２３】同上の別の動作説明図である。

【図２４】本発明の実施形態１１を示す動作説明図であ
る。

【図２５】同上の動作説明図である。

【図２６】同上の動作説明図である。

【図２７】本発明の実施形態１２を示す回路図である。

【図２８】同上の動作説明図である。

【図２９】本発明の実施形態１３を示す回路図である。

【図３０】同上の動作説明図である。

【図３１】本発明の実施形態１４を示す回路図である。

【図３２】同上の他の回路例を示す回路図である。

【図３３】本発明の実施形態１５を示す回路図である。

【図３４】本発明の実施形態１６を示す回路図である。

【図３５】同上の動作説明図である。

【図３６】本発明の実施形態１７を示す回路図である。

【図３７】本発明の実施形態１８を示す回路図である。

【図３８】同上の他の回路例を示す回路図である。

【図３９】同上の別の回路例を示す回路図である。

【図４０】本発明の実施形態１９を示す回路図である。

【図４１】同上の他の回路例を示す回路図である。

【図４２】本発明の実施形態２０を示す回路図である。

【図４３】本発明の実施形態２１の各種回路例を示す回
路図である。

【図４４】本発明の実施形態２２を示す回路図である。

【図４５】本発明の実施形態２３を示す回路図である。

【図４６】本発明の実施形態２４を示す回路図である。

【図４７】同上の他の構成例を示す回路図である。

【図４８】同上の別の回路例を示す回路図である。

【図４９】本発明の実施形態２５を示す回路図である。

【図５０】本発明の別の負荷の例を示す回路図である。

【図５１】従来例を示す回路図である。

【符号の説明】

１負荷回路３制御回路Ｖｓ交流電源Ｄ₁〜Ｄ₆ ダイオードＱ₁〜Ｑ₄，Ｑ₁'，Ｑ₂' スイッチング素子Ｃ₁コンデンサＣ₃コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平４−193066（ＪＰ，Ａ) 特開平２−211065（ＪＰ，Ａ) 特開平４−8175（ＪＰ，Ａ) 特開平10−326688（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/538 H02M 7/48

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】整流素子をブリッジ接続して構成された
全波整流器と、全波整流器の交流端間に接続される交流
電源と負荷回路との直列回路と、全波整流器の直流出力
端間に接続され平滑用の第１のコンデンサと、全波整流
器の一方のアームの整流素子にそれぞれ並列接続され交
流電源の電源周波数よりも高い周波数で交互にオンオフ
される第１のスイッチング素子および第２のスイッチン
グ素子と、交流電源と負荷回路との接続点と少なくとも
全波整流器の直流出力端の一方との間に接続される第２
のコンデンサとを備えることを特徴とする電源装置。
【請求項２】負荷回路は、トランスと、トランスの２
次側に接続された負荷とを備え、トランスの１次巻線の
両端が負荷回路の両端となることを特徴とする請求項１
記載の電源装置。
【請求項３】負荷回路は、第１のインダクタと、第１
のインダクタに直列接続された放電灯と、放電灯の非電
源側端子間に接続され第１のインダクタとともに共振回
路を構成する第３のコンデンサとを備え、第１のインダ
クタと放電灯との直列回路の両端が負荷回路の両端とな
ることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項４】負荷回路は、両端間に接続した第２のイ
ンダクタを備えることを特徴とする請求項１記載の電源
装置。
【請求項５】第１のスイッチング素子および第２のス
イッチング素子のオンオフのスイッチング周波数を調節
可能な制御回路を備えることを特徴とする請求項２ない
し請求項４のいずれかに記載の電源装置。
【請求項６】第１のスイッチング素子および第２のス
イッチング素子のオン期間を調節可能な制御回路を備え
ることを特徴とする請求項２ないし請求項４のいずれか
に記載の電源装置。
【請求項７】第１のコンデンサの両端電圧を検出する
手段を備え、検出された電圧に基づいて第１のコンデン
サの両端電圧の上昇を抑制するように前記制御回路が第
１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を
制御することを特徴とする請求項５または請求項６記載
の電源装置。
【請求項８】前記トランスの印加電圧に相当する電圧
を検出する手段を備え、検出された電圧に基づいてトラ
ンスの印加電圧の上昇を抑制するように前記制御回路が
第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子
を制御することを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項９】交流電源の電圧極性を検出する手段を備
え、交流電源の電圧極性にかかわらず入力電流がほぼ等
しくなるように前記制御回路が第１のスイッチング素子
および第２のスイッチング素子を制御することを特徴と
する請求項５または請求項６記載の電源装置。
【請求項１０】全波整流器の一方のアームの各整流素
子の両端電圧をそれぞれ検出する手段を備え、検出され
た電圧に基づいて交流電源の電圧極性にかかわらず入力
電流がほぼ等しくなるように前記制御回路が第１のスイ
ッチング素子および第２のスイッチング素子を制御する
ことを特徴とする請求項５または請求項６記載の電源装
置。
【請求項１１】第２のコンデンサの両端電圧を検出す
る手段を備え、前記制御回路は、第２のコンデンサの両
端電圧に基づいて負荷回路への出力をほぼ一定に保つよ
うに第１のスイッチング素子および第２のスイッチング
素子を制御することを特徴とする請求項５または請求項
６記載の電源装置。
【請求項１２】負荷回路に流れる電流を検出する手段
を備え、検出した電流に基づいて負荷回路に流れる電流
をほぼ一定に保つように第１のスイッチング素子および
第２のスイッチング素子を制御することを特徴とする請
求項５または請求項６記載の電源装置。
【請求項１３】第２のコンデンサの容量を可変する手
段を備えることを特徴とする請求項２ないし請求項４記
載の電源装置。
【請求項１４】負荷回路は複数の負荷を備えることを
特徴とする請求項２ないし請求項４記載の電源装置。
【請求項１５】第１のスイッチング素子と第２のスイ
ッチング素子とのいずれかと並列に、または第１のコン
デンサと並列に第２の負荷回路を接続したことを特徴と
する請求項２ないし請求項４記載の電源装置。
【請求項１６】第１のスイッチング素子と第２のスイ
ッチング素子とのうち少なくとも一方は負荷回路に流れ
る電流の帰還により自励制御されることを特徴とする請
求項２ないし請求項４記載の電源装置。
【請求項１７】第１のコンデンサに前記整流素子とは
別に一対の整流素子の直列回路を接続し、前記直列回路
における整流素子の接続点を交流電源の負荷回路側の一
端に接続し、交流電源と第２のコンデンサの接続点と負
荷回路との間に、第４のコンデンサを接続したことを特
徴とする請求項２ないし請求項４記載の電源装置。
【請求項１８】全波整流器の各アームのうち第１のス
イッチング素子および第２のスイッチング素子が接続さ
れていないアームの各整流素子にそれぞれ電源周波数よ
りも高い周波数で交互にオンオフする第３のスイッチン
グ素子および第４のスイッチング素子を並列接続したこ
とを特徴とする請求項２ないし請求項４記載の電源装
置。