JPH103994A

JPH103994A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPH103994A
Application number: JP8154395A
Authority: JP
Inventors: Toshiya Kanshiya; 敏也神舎
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1996-06-14
Filing date: 1996-06-14
Publication date: 1998-01-06

Abstract

(57)【要約】【課題】放電灯点灯装置に起きる放電灯負荷の寿命末期
や、放電灯負荷の接続外れや無負荷状態の検出が確実に
行なえる放電灯点灯装置を提供するにある。を提供する
にある。【解決手段】インバータ回路内の共振負荷回路に設けた
リーケージトランスに備えた検出巻線ｎ３から出力する
高周波電圧を整流回路ＲＥのダイオードＤ５で半波整流
した後、二つの検出回路１２Ａ，１２Ｂに入力する。検
出回路１２Ａは半波整流されて得られた脈流電圧を抵抗
Ｒ１１、Ｒ１２で分圧するとともに、抵抗Ｒ１２に並列
接続したコンデンサＣｋにより平滑し、その平滑した直
流電圧を検出電圧Ｖｋとして出力する。また検出回路１
２Ｂは上記脈流電圧を抵抗Ｒ１３、Ｒ１４で分圧してそ
の分圧電圧を検出電圧Ｖｌとして出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯点灯装置に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】直流電源を高周波に変換するインバータ
回路を用いて、放電灯負荷を点灯させる放電灯点灯装置
には、放電灯負荷の状態が、寿命末期や軽負荷といった
異常モードとなった場合、放電灯点灯装置に過電流が流
れ、放電灯点灯装置の発熱、電圧、電流等のストレスが
増大する。この放電灯点灯装置のストレスを低減するた
めに、放電灯負荷の状態を検出したり、放電灯点灯装置
内で発生する電圧を検出する手段を設けて、これら検出
信号に基づいて、放電灯点灯装置のインバータ回路の発
振を停止させたり、放電灯出力を低下させたり、或いは
インバータ回路を間欠的に発振させる方法が用いられて
いる。

【０００３】図２７は特開平２−６１９９１号公報に記
載された従来の放電灯点灯装置の回路を示しており、こ
の従来例は直流電源Ｅｌに並列接続された交互にオンオ
フするスイッチング素子Ｑｌ、Ｑ２の直列回路と、スイ
ッチング素子Ｑｌ、Ｑ２の接続点と直流電源Ｅｌの負極
側の出力端との間に接続された直流カット用コンデンサ
Ｃ３と放電灯負荷ＬＡ，ＬＡ’を点灯させるための共振
用インダクタンス素子Ｌ２、Ｌ２’、共振用コンデンサ
Ｃ５、Ｃ５’からなる二つの並列接続された共振負荷回
路１，１’とを直列接続した直列回路とにより構成され
たインバータ回路２と、放電灯負荷ＬＡ，ＬＡ’に並列
接続された電位差検出用抵抗ＲｌとＲ２の直列回路及び
抵抗Ｒ３とＲ４の直列回路と、抵抗ＲｌとＲ２の接続点
と抵抗Ｒ３とＲ４の接続点間に接続された抵抗Ｒ５と、
抵抗ＲｌとＲ２の接続点にエミッタを接続し、ベースを
抵抗Ｒ３とＲ４の接続点に接続したトランジスタＴｒ１
と、抵抗Ｒ３とＲ４の接続点にエミッタを接続し、ベー
スを抵抗Ｒ１とＲ２の接続点に接続し、コレクタをトラ
ンジスタＴｒ１のコレクタに接続したトランジスタＴｒ
２と、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のコレクタとグラン
ドの間にダイオードＤ７を介して接続したコンデンサＣ
７と抵抗Ｒ６の並列回路からなる検出回路とで構成され
ている。該検出回路は抵抗Ｒ６の両端電圧（ａ−ｂ間）
を検出電圧とする。

【０００４】この従来例の動作を次に説明する。今制御
回路（図示せず）によりスイッチング素子Ｑｌ、Ｑ２が
高周波でオンオフを開飴すると、共振負荷回路１，１’
の両端には、矩形波の交流電圧が発生し、この電圧によ
り共振負荷回路１内で共振動作が行なわれ、各放電灯負
荷ＬＡ，ＬＡ’の両端には正弦波状の交流電圧が発生す
る。ここで、例えば放電灯負荷ＬＡが寿命末期となる
と、抵抗Ｒ３とＲ４の接続点の電位より抵抗Ｒ１とＲ２
の接続点の電位の方が高くなるため、抵抗Ｒ５にはその
電位差が発生し、コンデンサＣ７の充電が行なわれ、ａ
−ｂ間の電位上昇により寿命末期を検出することができ
る。別の従来例としては図２８に示すような放電灯点
灯装置（特開昭６３−１７５３９５号公報）がある。

【０００５】この従来例装置は、直流電源Ｅｌに並列接
続され、制御回路（図示せず）により交互にオン、オフ
駆動されるスイッチンク素子Ｑｌ、Ｑ２の直列回路と、
スイッチング素子ＱｌとＱ２の接続点と直流電源Ｅｌの
負極側の出力端との間に接続された直流カット用コンデ
ンサＣ３と放電灯負荷ＬＡを点灯させるための共振用イ
ンタクタンス素子Ｌ２と共振用コンデンサＣ５からなる
共振負荷回路１とより構成されたインバータ回路２を備
えるとともに、スイッチング素子Ｑ２に流れる電流を検
出する抵抗Ｒ７と、該抵抗Ｒ７に並列接続されたダイオ
ードＤ８とコンデンサＣ８、抵抗Ｒ８の並列回路との直
列回路とで構成された検出回路を備え、検出回路は抵抗
Ｒ８（コンデンサＣ８）の両端電圧（ａ−ｂ間）を寿命
末期の検出信号として出力するようになっている。

【０００６】インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２が高周波でオンオフを開始すると、共振負荷回
路１の両端には、矩形波の交流電圧が発生し、この電圧
により共振負荷回路１内で共振動作が行なわれ、放電灯
負荷ＬＡの両端には正弦波状の交流電圧が発生する。本
従来例では、放電灯負荷ＬＡが寿命末期となった場合、
放電灯負荷ＬＡのインピーダンスの変化により、スイッ
チング素子Ｑ１、Ｑ２に流れる電流が大きく左右され、
その結果、抵抗Ｒ７での電圧降下が大きくなってａ−ｂ
問の電圧上昇が起き、この電圧上昇により寿命末期を検
出することができるのである。

【０００７】また他の従来例としては図２９に示すよう
な放電灯点灯装置がある。この従来例装置は、直流電源
Ｅｌに並列接続され、制御回路（図示せず）により交互
にオン、オフ駆動されるスイッチング素子Ｑｌ、Ｑ２の
直列回路と、スイッチング素子Ｑｌに並列に直流カット
用コンデンサＣ３を介して共振用コンデンサＣ５と共振
用インダクタンス素子Ｌ２との直列回路を接続し、共振
用コンデンサＣ５に並列に放電灯負荷ＬＡを接続した共
振負荷回路１とで構成されるインバータ回路２と、イン
ダクタンス素子Ｌ１に設けた中点タップ付検出巻線ｎ３
の両端にダイオードＤ５，Ｄ６を接続して検出巻線ｎ３
の両端と中点タップ間に発生する高周波電圧を全波整流
し、その全波整流出力電圧を抵抗Ｒ９，Ｒ１０で分圧し
抵抗Ｒ１０の両端電圧（ａ−ｂ間）を検出電圧Ｖｌとし
て出力する検出回路とで構成される。

【０００８】この従来例装置でもスイッチング素子Ｑ
ｌ、Ｑ２が制御回路（図示せず）により高周波でオンオ
フを駆動されると、共振負荷回路１の両端には、矩形波
の交流電圧が発生し、この電圧により共振負荷回路１内
で共振動作が行なわれ、放電灯負荷ＬＡの両端には正弦
波状の交流電圧が発生する。ここで、放電灯負荷ＬＡが
寿命末期となると、インダクタンス素子Ｌ２の両端には
通常点灯時より高い電圧が発生するため、その検出巻線
ｎ３の出力電圧も高くなり、その結果検出回路の抵抗Ｒ
１０の両端電圧が上昇し、この抵抗Ｒ１０の両端電圧の
上昇により寿命末期と判断することができるのである。
また放電灯負荷ＬＡの接続が点灯中に外れた場合でも、
インダクタンス素子Ｌ２には通常点灯時より高い竃圧が
発生するため、抵抗Ｒ４の両端電圧も高くなり、負荷外
れを瞬時に判断することができる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところで図２７の従来
例装置では、放電灯負荷ＬＡが外れるといった無負荷も
しくは無負荷に近い状葱になった場合、図６に示すよう
にインバータ回路２の出力電圧ＶＣ５（コンデンサＣ５
の両端電圧）は通常点灯レベルＶｌａから無負荷共振レ
ベルＶｎに急速に近づくものの、検出回路のコンデンサ
Ｃ７の充電に遅れ時間が生じるため、コンデンサＣ７が
所定の電圧に達するまでにインバータ回路２にストレス
がかかるという問題があった。また、放電灯負荷ＬＡ，
ＬＡ’を直列接続する場合には検出回路が構成できない
問題があった。

【００１０】更に図２８の従来例装置にあっても、放電
灯負荷ＬＡの接続が外れて、無負荷若しくは無負荷に近
い状態になった場合、図２７の従来例と同様に図６に示
すように出力電圧ＶＣ５は通常点灯レベルＶｌａから無
負荷共振レベルＶｎに急速に近づくが、検出回路のコン
デンサＣ８の充電に遅れが生じるため、コンデンサＣ８
の電圧が所定電圧に達するまでに、放電灯点灯装置のイ
ンバータ回路２にストレスがかかるという問題があっ
た。またスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電流経路に抵抗
Ｒ７を挿入することから、電力損失も大きくなるという
問題があった。

【００１１】また更に、図２９の従来例装置にあって
は、検出回路の抵抗Ｒ１０の両端に容量性素子の接続が
なく、その両端電圧が非平滑電圧であるため、外来ノイ
ズが重畳され易く、例えば、インダクタンス素子Ｌ２に
過渡的に大さな電流が流れた場合、検出巻線ｎ３には瞬
時的に、過電圧が発生し、ａ−ｂ間に通常点灯時より高
い電圧が現れ、通常点灯時にも関わらず、寿命末期や負
荷外れと誤判断してしまうというという問題があった。

【００１２】そのためａ−ｂ間の通常点灯時の電圧を、
過渡的な電圧の上昇があっても誤判断にならないように
低く設計する必要があった。しかしながら、このような
設計を行なうと、放電灯負荷ＬＡの接続が外れて無負荷
に近い状態になった場合、通常点灯時の検出巻線ｎ３の
出力電圧との差が大きくなるため、無負荷判断が可能と
なるものの、放電灯負荷ＬＡが寿命末期では無負荷に近
い状態に比べて通常点灯時の検出巻線ｎ３の出力電圧と
の差が大きくならないため、寿命末期と判断できないと
いう問題があった。

【００１３】本発明は、上記問題点に鑑みて為されたも
ので、放電灯負荷の寿命末期や、放電灯負荷の接続外れ
等の異常検出を確実に行なえる放電灯点灯装置を提供す
るにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明では、交流電源を直流に変換するＡ
Ｃ−ＤＣ変換回路と、ＡＣ−ＤＣ変換回路の出力端に接
続され、直流電流を高周波出力に変換して放電灯負荷に
供給するインバータ回路と、インバータ回路上で発生す
る高周波電圧を平滑して直流電圧として出力する第１の
検出回路と、高周波電圧を非平滑若しくは部分平滑して
出力する第２の検出回路とを少なくとも備えたことを特
徴とするもので、放電灯負荷の寿命末期のように負荷状
態が継続的に変化する異常状態を平滑電圧として出力す
る第１の検出回路の検出電圧で検出ができ、負荷が外れ
たり負荷の無い状態による急激な出力電圧の変動は非平
滑若しくは部分平滑された電圧として出力する第２の検
出回路の検出電圧で検出できる。

【００１５】請求項２の発明では、請求項１の発明にお
いて、上記各検出回路の電圧入力端をインバータ回路上
での同一の電圧発生源に並列に接続したことを特徴とし
たもので、同一電圧を第１、第２の検出回路に入力させ
ることができ、その結果両検出回路の入力電圧を同一条
件として調整を特に必要としない。請求項３の発明で
は、請求項１又は２の発明において、放電灯負荷が通常
点灯時に、上記第１の検出回路の検出電圧を、第２の検
出回路の検出電圧より高く設定し、放電灯負荷の寿命末
期時に、第１の検出回路の検出電圧が所定電圧に達する
時間を、第２の検出回路の検出電圧が所定電圧に達する
時間より早くし、放電灯負荷の接続外れ時に、第１の検
出回路の検出電圧が所定電圧に達する時間より、第２の
検出回路の検出電圧が所定電圧に達する時間を早くする
ので、放電灯負荷の寿命末期と、放電灯負荷の接続外れ
を確実に弁別することができる。

【００１６】請求項４の発明では、請求項１又は２又は
３の発明において、上記ＡＣ−ＤＣ変換回路は、交流電
源を整流する整流回路と、該整流回路の両出力端間に、
順方向接続された第１、第２のダイオードの直列回路を
介して接続され、交互にオンオフする一対のスイッチン
グ素子の直列回路と、一方の上記スイッチング素子の両
端間に接続された平滑用コンデンサとインダクタンス素
子と上記平滑用コンデンサの充電方向に接続される第３
のダイオードとからなる直列回路と、上記第３のダイオ
ードと他方の上記スイッチング素子の直列回路に逆方向
に並列接続した第４のダイオードと、上記平滑用コンデ
ンサと上記インダクタンス素子と上記第４のダイオード
との直列回路に並列に接続したコンデンサ、上記整流回
路に接続されていない上記第２のダイオードに並列接続
した別のコンデンサとからなり、上記インバータ回路
は、上記両スイッチング素子の直列回路と、上記第１、
第２のダイオードの直列回路と、上記両スイッチング素
子の接続点と上記第１、第２のダイオードの接続点との
間に接続された直流カット用コンデンサと、放電灯負荷
を含み上記放電灯負荷を点灯させる共振負荷回路との直
列回路とで構成され、上記共振負荷回路は、上記直流カ
ット用コンデンサと上記第１、第２のダイオードの接続
点との間に直列に挿入される共振用インダクタンス要素
と、上記共振用インダクタンス要素とで直列共振回路を
構成するによう接続された共振用コンデンサと、上記共
振用コンデンサに並列的に接続された上記放電灯負荷と
で少なくとも構成され、上記電圧発生源は、上記共振負
荷回路内において、上記直流カット用コンデンサと上記
第１、第２のダイオードの接続点との間の経路に設けら
れたトランス要素により構成され、上記第１の検出回路
は上記トランス要素に設けた検出巻線に接続された整流
要素で整流されて得られた脈流電圧を平滑して得られた
直流電圧を出力し、第２の検出回路は上記整流要素から
出力される脈流電圧を出力し、前記両検出回路の出力電
圧を前記放電灯負荷の状態を示す検出電圧とすることを
特徴とし、請求項１、２、３と同様な作用を為す。

【００１７】請求項５の発明では、請求項１又は２又は
３の発明において、上記ＡＣ−ＤＣ変換回路は交流電源
を整流する整流回路と、該整流回路の両出力端間に接続
した平滑用コンデンサとからなり、上記インバータ回路
は上記整流回路の両出力端間に接続され、交互にオンオ
フする一対のスイッチング素子の直列回路と、上記両ス
イッチング素子の接続点とら上記整流回路の出力端との
間に接続される直流カット用コンデンサと共振負荷回路
との直列回路とからなり、共振負荷回路は、上記直流カ
ット用コンデンサと、上記整流回路の出力端に接続点と
の間に直列に挿入される共振用インダクタンス要素と、
該共振用インダクタンス要素とで直列共振回路を構成す
るによう接続された共振用コンデンサと、該共振用コン
デンサに並列的に接続された放電灯負荷とで少なくとも
構成され、上記電圧発生源は、共振負荷回路内におい
て、上記直流カット用コンデンサと、上記整流回路の出
力端との間の経路に設けられたトランス要素により構成
され、上記第１の検出回路は上記トランス要素に設けた
検出巻線に接続された整流要素で整流されて得られた脈
流電圧を平滑した直流電圧を出力し、上記第２の検出回
路は上記整流要素で整流されて得られた脈流電圧を出力
し、前記両検出回路の出力電圧を前記放電灯負荷の状態
を示す検出電圧とすることを特徴とするもので、請求項
１又は２又は３の発明と同様な作用を為す。

【００１８】請求項６の発明では、請求項４の発明にお
いて、上記共振用インタクタンス要素は上記トランス要
素を兼ねたリーケージトランスで構成し、該リーケージ
トランスの２次巻線に別の直流用カット用コンデンサを
介して共振用コンデンサと放電灯負荷の並列回路を接続
したことを特徴とするので、電圧発生源たるトランス要
素を、共振負荷回路の共振用インダクタンス要素と兼ね
るとともに、共振用インダクタンス要素を負荷接続用の
トランスと兼ねて、部品点数の削減、装置の小型化を可
能とする。

【００１９】請求項７の発明では、請求項４の発明にお
いて、２次巻線に共振用コンデンサと放電灯負荷の並列
回路を並列接続したトランスの１次巻線を上記共振用イ
ンダクタンス要素に直列に接続するとともに、上記トラ
ンス若しくは上記共振用インダクタンス要素に検出巻線
を設けて上記トランス要素を構成したので、電圧発生源
たるトランス要素を共振負荷回路の共振用インダクタン
ス要素又は負荷接続用のトランスで兼ね、部品点数の削
減、装置の小型化を可能とする。

【００２０】請求項８の発明では、請求項４の発明にお
いて、２次巻線に放電灯負荷を並列接続し、１次巻線に
共振用コンデンサを並列接続したトランスの上記１次巻
線を上記共振用インダクタンス要素に直列に接続すると
ともに、上記トランス若しくは上記共振用インダクタン
ス要素に検出巻線を設けて上記トランス要素を構成した
ので、また請求項９の発明では、請求項４の発明におい
て、上記共振用インダクタンス要素に検出巻線を設けて
トランス要素を構成するとともに、上記共振用インダク
タンス要素に直列に共振用コンデンサと放電灯負荷の並
列回路を接続したので、電圧発生源たるトランス要素を
共振負荷回路の共振用インダクタンス要素又は負荷接続
用のトランスで兼ね、部品点数の削減、装置の小型化を
可能とする。

【００２１】請求項１０の発明では、請求項４又は５の
発明において、上記第１の検出回路は第１の抵抗と、高
周波平滑用コンデンサを並列接続した第２の抵抗との直
列回路で構成して第２の抵抗の両端電圧を検出電圧とし
て出力し、上記第２の検出回路は第３の抵抗と第４の抵
抗との直列回路で構成して第４の抵抗の両端電圧を検出
電圧として出力するので、簡単な回路要素で検出回路を
構成することができる。

【００２２】請求項１１の発明では、請求項１０の発明
において、上記第２の検出回路の第４の抵抗の両端には
高周波平滑用のコンデンサに比べて容量が小さい雑音防
止用のコンデンサを接続したので、雑音防止用コンデン
サにより、一過性の電圧上昇があっても第２の検出回路
の検出電圧の急速な上昇を防いで、誤検出を防止するこ
とができる。

【００２３】請求項１２の発明では、請求項４又は請求
項５の発明において、第２の検出回路を第３の抵抗とイ
ンダクタンス素子と第５の抵抗との直列回路で構成し、
インダクタンス素子と第５の抵抗との直列回路の両端電
圧を検出電圧として出力するので、放電灯負荷の接続外
れ時に検出電圧の変化の大ききさを重畳させることがで
きて、応答性の高い検出を可能とする。

【００２４】また請求項１３の発明では、請求項４又は
請求項５の発明において、第２の検出回路を第３の抵抗
とインダクタンス素子との直列回路で構成し、インダク
タンス素子の両端電圧を検出電圧として出力するので、
電圧の変化の傾きを検出電圧とすることができ、応答性
の高い検出を可能とする。

【００２５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図面を参
照して説明する。（実施形態１）図２は本実施形態の概念的なブロック図
を示しており、本実施形態の装置は、交流電源Ｖｓを直
流に変換するＡＣ−ＤＣ回路１０と、このＡＣ−ＤＣ変
換回路１０の直流出力電圧を高周波に変換するインバー
タ回路１１と、インバータ回路１１上で発生する高周波
電圧を検出する二つの検出回路１２Ａ，１２Ｂと、イン
バータ回路１１の高周波電力により点灯される放電灯負
荷ＬＡとで構成される。

【００２６】更に実施形態の構成を図３により詳述す
る。交流電源Ｖｓには図３に示すように例えば全波整流
する整流回路ＤＢを接続し、この整流回路ＤＢの出力端
子間に第１、第２ののダイオードＤ１、Ｄ２を介してＭ
ＯＳＦＥＴからなる一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
の直列回路を接続するとともにコンデンサＣ２を接続
し、スイッチング素子Ｑ１には平滑用のコンデンサＣ
１、インダクタンス素子Ｌ０、ダイオードＤ３の直列回
路を接続し、ダイオードＤ３とスイッチング素子Ｑ２と
直列回路にはダイオードＤ４を逆方向に並列接続し、上
記ダイオードＤ２は並列にコンデンサＣ６を接続してあ
り、これらの回路要素によりＡＣ−ＤＣ変換回路１０を
構成している。

【００２７】一方インバータ回路１１は上記スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２と、上記両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２の接続点とダイオードＤ１，Ｄ２の接続点との間に接
続した直流カット用のコンデンサＣ３と、共振負荷回路
１３と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互に高周波で
オン、オフ駆動する制御回路（図示せず）で構成され
る。

【００２８】共振負荷回路１３はコンデンサＣ３と直列
に１次巻線ｎ１を接続した共振用インダクタンス要素た
るリーケジトランスＬＴ１と、このリーケジトランスＬ
Ｔ１に設けた２次巻線ｎ２の両端間に第２の直流カット
用コンデンサＣ９を介して接続した共振用コンデンサＣ
１０及び２灯直列の放電灯負荷ＬＡ１，ＬＡ２とで構成
される。

【００２９】検出回路１２Ａ，１２Ｂはリーケジトラン
スＬＴ１に設けた検出巻線ｎ３に整流回路ＲＥを介して
接続されている。図１は本実施形態の検出回路１２Ａ，
１２Ｂと、整流回路ＲＥの具体回路を示しており、整流
回路ＲＥはダイオードＤ５からなり、検出巻線ｎ３に発
生する高周波電圧を半波整流し、第１の検出回路１２Ａ
はこの半波整流されて得られた脈流電圧を抵抗Ｒ１１、
Ｒ１２で分圧するとともに、抵抗Ｒ１２に並列接続した
高周波平滑用のコンデンサＣｋにより平滑し、その平滑
した直流電圧を検出電圧Ｖｋとして出力する。また第２
の検出回路１２Ｂは上記脈流電圧を抵抗Ｒ１３、Ｒ１４
で分圧してその分圧出力Ｖｌを検出電圧として出力す
る。図４は通常点灯時の検出電圧Ｖｋ，Ｖｌを示す。

【００３０】次に図３に基づいて本実施形態の動作を説
明する。まず、交流電源Ｖｓの電圧波形の谷部におい
て、制御回路（図示せず）によりスイッチング素子Ｑ１
がオンされると、インバータ回路１１では、コンデンサ
Ｃ２よりスイッチング素子Ｑ１、コンデンサＣ３−リー
ケージトランスＬＴ１→コンデンサＣ６の経路や共振電
流が流れる。コンデンサＣ６の両端電圧ＶＣ６と整流回
路ＤＢの出力電圧ＶＤＢとの加算値がコンデンサＣ２の
両端電圧ＶＣ２と等しくなると、交流電源Ｖｓより整流
回路ＤＢ−スイッチング素子Ｑ１−コンデンサＣ３−リ
ーケージトランスＬＴ１−ダイオードＤ１−整流回路Ｄ
Ｂの経路で電流が流れる。

【００３１】スイッチング素子Ｑｌがオフされると、イ
ンバータ回路１１では、リーケージトランスＬＴｌより
ダイオードＤｌ−整流回路ＤＢ−コンデンサＣ２−スイ
ッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード−コンデンサＣ３の
経路でリーケージトランスＬＴｌの回生電流が流れる。
スイッチング素子Ｑ２がオンされると、ＡＣ−ＤＣ変換
回路１０では、交流電源Ｖｓより整流回路ＤＢ−コンデ
ンサＣ１−インダクタス素子Ｌ０−ダイオードＤ３−ス
イッチング素子Ｑ２−ダイオードＤ２−ダイオードＤ１
−整流回路ＤＢの経路で電流が流れる。

【００３２】一方インバータ回路１１では、コンデンサ
Ｃ３よりスイッチング素子Ｑ２−コンデンサＣ６−リー
ケージトランスＬＴｌの経路で共振電流が流れ、コンデ
ンサＣ６の電荷が０になると、コンデンサＣ３よりスイ
ッチング素子Ｑ２−ダイオードＤ２−リーケージトラン
スＬＴｌの経路で共振電流が流れる。スイッチング素子
Ｑ２がオフされると、ＡＣ−ＤＣ変換回路１０では、イ
ンダクタンス素子Ｌ０よりダイオードＤ３−スイッチン
グ素子Ｑｌの寄生ダイオード−コンデンサＣ１の経路で
回生電流が流れる。

【００３３】インバータ回路１１ではリーケージトラン
スＬＴｌよりコンデンサＣ３−スイッチング素子Ｑｌの
寄生ダイオード−コンデンサＣ２−ダイオードＤ２の経
路で回生電流が流れる。次に交流電源Ｖｓの電圧波形の
谷部において、制御回路（図示せず）によりスイッチン
グ素子Ｑ１がオンされると、ＡＣ−ＤＣ変換回路１０で
はコンデンサＣ１１よりコンデンサＣ２−ダイオードＤ
４−インダクタンス素子Ｌ０の経路で電流が流れる。

【００３４】スイッチング素子Ｑ１がオフされると、Ａ
Ｃ−ＤＣ変換回路１０では電流は流れない。スイッチン
グ素子Ｑ２がオンされると、ＡＣ−ＤＣ変換回路１０で
は電流は流れない。スイッチング素子Ｑ２がオフされる
と、ＡＣ−ＤＣ変換回路１０では電流は流れない。

【００３５】尚インバータ回路１１の動作は同じである
ため、谷部における説明は省略する。以上の一連の動作
を繰り返すことにより、入力電流歪を改善しつつ、共振
負荷回路１２Ａ、１２Ｂに高周波電圧を発生させ、放電
灯負荷ＬＡを高周波で点灯させるのである。

【００３６】ここで放電灯負荷ＬＡが寿命末期となった
場合、放電灯負荷ＬＡの両端電圧、つまり負荷電圧は図
５（ａ）に示すように徐々に上昇する。それに伴い、図
５（ｂ）に示すように検出電圧Ｖｋ、Ｖｌは徐々に上昇
するが、同一のしきい値電圧Ｖｒｅｆを設定している場
合、検出電圧Ｖｋが先にしきい値電圧Ｖｒｅｆに到達す
る。つまり寿命末期は検出電圧Ｖｖｋにより判断するこ
とができる。

【００３７】また、通常点灯中に放電灯負荷ＬＡの接続
外れが起きた場合には、放電灯負荷ＬＡの両端の電圧は
図６に示すように通常点灯レベルＶｌａから瞬時に無負
荷共振電圧Ｖｎに近付く。すなわち、図７（ａ）に示す
ように放電灯負荷ＬＡの両端電圧は急速に高くなる。こ
の場合、図７（ｂ）に示すように検出電圧Ｖｋはコンデ
ンサＣｋを充電するため、しきい値Ｖｒｅｆに達するの
に放電灯負荷ＬＡが外れてから（ｔｌ）、ｔｋ時間かか
る。しかし、検出電圧Ｖｌは電圧を平滑してないため、
即時に、しきい値Ｖｒｅｆに達することができる。つま
り放電灯負荷ＬＡの接続外れ等の無負荷状態は検出電圧
Ｖｌで判断できる。

【００３８】ここで図８に示すように異常検出回路１６
を設けてこれら検出電圧Ｖｋ、Ｖｌとしきい値Ｖｒｅｆ
とを比較し、インバータ回路１１の制御回路１４に出力
するようにすれば、寿命末期時や、放電灯負荷ＬＡ外れ
に対応した制御が行なえる。つまり寿命末期時には検出
電圧Ｖｋが検出電圧Ｖｌに比べてしきい値Ｖｒｅｆに達
するのが早いため比較器ＣＰ１からの出力が早く発生
し、制御回路１４はこれを受けてインバータ回路１１の
動作を停止させり或いは出力を低減させるように制御を
行ない、回路素子にストレスがかかるのを防ぐ。

【００３９】一方放電灯負荷ＬＡの外れが起きると、検
出電圧Ｖｌが即時にしきい値Ｖｒｅｆに達するため、比
較器ＣＰ２の出力が先に発生し、この出力は出力固定回
路１５により固定保持され、制御回路１５に送られるこ
とになる。制御回路１５はこの出力を受けて放電灯負荷
ＬＡが外れたと判断し、インバータ回路１１の動作を停
止させたり、出力を低減させるように制御を行ない、回
路素子にストレスがかかるのを防ぐ。

【００４０】以上のように本実施形態の基本となる主回
路は、入力電流歪を改善する放電灯点灯装置を構成する
が、主回路としてその他の回路を用いることも可能であ
り、共振負荷回路１の構成についても、図９（ａ）に示
すように、共振用インダクタンス素子Ｌ３と、共振用コ
ンデンサＣ１０、放電灯負荷ＬＡの並列回路との直列回
路で構成し、共振用インダクタンス素子Ｌ３に検出巻線
ｎ３を設けたものや、図９（ｂ）に示すように共振用イ
ンダクタンス素子Ｌ３と、トランスＴ１の１次巻線ｎ１
との直列回路と、このトランスＴ１の２次巻線ｎ２の両
端に夫々接続した共振用コンデンサＣ５及び放電灯負荷
ＬＡで構成し、共振用インダクタンス素子Ｌ３及びトラ
ンスＴ１に夫々検出巻線ｎ３を設けたものや、或いは図
９（ｂ）における共振用コンデンサＣ５を、トランスＴ
の１次巻線ｎ１側に接続したものでも良い。

【００４１】（実施形態２）上記実施形態１ではリーケ
ージトランスＬＴ１に設けた検出巻線ｎ３の出力電圧を
半波整流して検出回路１２Ａ，１２Ｂに与えるようにな
っていたが、本実施形態では図１０に示すように検出巻
線ｎ３に中点タップ付を設け、整流回路ＲＥとしては図
１１に示すようにダイオードＤ５，Ｄ６からなる全波整
流回路を用いたものである。

【００４２】従って本実施形態では、検出回路１２Ａか
らはコンデンサＣｋにより平滑された直流電圧である検
出電圧Ｖｋが図１２に示すように出力され、検出回路１
２Ｂからは全波整流の脈流電圧が検出電圧Ｖｌとして出
力される。尚寿命末期検出や無負荷状態の検出は実施形
態１と同様に検出回路１２Ａ，１２Ｂの検出電圧Ｖｋ或
いはＶｌがしきい値Ｖｒｅｆを越えるか否かを持って行
なう。

【００４３】その他の構成及び動作は実施形態１と同じ
であるから、ここでは説明は省略し、図１乃至３で示さ
れる回路要素と同じ構成、機能を持つ図１０、図１１に
示す回路要素には同じ番号、記号を付す。また主回路に
その他の回路を用いることも可能であり、共振負荷回路
１３の構成についても、図９（ａ）乃至（ｃ）に示すも
のを用いても勿論良い。

【００４４】（実施形態３）本実施形態は、図１３に示
すように図３に示す実施形態１と同じ回路構成を基本と
するものであるが、図１４に示すように検出回路１２Ｂ
において、抵抗Ｒ１４にコンデンサＣｌを並列に接続し
た点で実施形態１と相違する。つまり検出回路１２Ａの
高周波平滑用のコンデンサＣｋの容量に比べて小さい、
微小容量の雑音防止用のコンデンサＣｌを抵抗Ｒ１４に
並列に接続し、このコンデンサＣｌの充電により検出電
圧Ｖｌがしきい値Ｖｒｅｆに達するのを遅らせるように
したものである。

【００４５】図１５は本実施形態における検出電圧Ｖｋ
と、Ｖｌを示しており、コンデンサＣｌの容量を微小容
量としているため、実施形態１と同様に寿命末期におい
ては検出電圧ＶｋがＶｌより早くしきい値Ｖｒｅｆに達
し、また放電灯負荷ＬＡの接続外れが起きた場合には検
出電圧Ｖｌが急速にしきい値Ｖｒｅｆに達することにな
り、実施形態１と同様に、寿命末期や放電灯負荷ＬＡの
接続外れを検出することができる。また一過性の電圧上
昇が起きてもコンデンサＣｌにより検出電圧Ｖｌが急速
に上昇しないため誤検出が防げることになる。

【００４６】その他の構成及び動作は実施形態１と同じ
であるから、ここでは説明は省略し、実施形態１の回路
要素と同じ構成、機能を持つ図１３、図１４に示す回路
要素には同じ番号、記号を付す。また主回路にその他の
回路を用いることも可能であり、共振負荷回路１３の構
成についても、図９（ａ）乃至（ｃ）に示すものを用い
ても勿論良い。

【００４７】（実施形態４）本実施形態は、図１６に示
すように図１０に示す実施形態２と同様にリーケージト
ランスＬＴ１の検出巻線ｎ３に中点タップ付を用いて全
波整流回路からなる整流回路ＲＥで全波整流するように
した回路構成を基本とするものであるが、図１７に示す
如く実施形態３と同様に検出回路１２Ｂにおいて抵抗Ｒ
１４に雑音防止用のコンデンサＣｌを並列に接続したも
のである。

【００４８】つまり実施形態３と同様に検出回路１２Ａ
の平滑用のコンデンサＣｋの容量に比べて小さい、微小
容量の雑音防止用コンデンサＣｌを抵抗Ｒ１４に並列に
接続し、このコンデンサＣｌの充電により一過性の電圧
上昇があった場合に検出電圧Ｖｌがしきい値Ｖｒｅｆに
達するのを遅らせるようにしたものである。図１８は本
実施形態における検出電圧Ｖｋと、Ｖｌを示しており、
コンデンサＣｌの容量を微小容量としているため、実施
形態３と同様に寿命末期においては検出電圧ＶｋがＶｌ
より早くしきい値Ｖｒｅｆに達し、また放電灯負荷ＬＡ
の接続外れが起きた場合には検出電圧Ｖｌが急速にしき
い値Ｖｒｅｆに達することになり、実施形態１と同様
に、寿命末期や放電灯負荷ＬＡの外れを検出することが
できる。また一過性の電圧上昇の場合、コンデンサＣｌ
により検出電圧Ｖｌが急速に上昇しないため誤検出を防
止することができる。

【００４９】その他の構成及び動作は実施形態２と同じ
であるから、ここでは説明は省略し、実施形態２の回路
要素と同じ構成、機能を持つ図１６、図１７に示す回路
要素には同じ番号、記号を付す。また主回路にその他の
回路を用いることも可能であり、共振負荷回路１３の構
成についても、図９（ａ）乃至（ｃ）に示すものを用い
ても勿論良い。

【００５０】（実施形態５）本実施形態は、図１９に示
すように図３に示す実施形態１と同じ回路構成を基本と
するものであるが、図２０に示すように検出回路１２Ｂ
において、抵抗Ｒ１３と抵抗Ｒ１４との間にインダクタ
ンス素子Ｌ４を挿入し、このインダクタンス素子Ｌ４と
抵抗Ｒ１３との接続点の電圧を検出電圧Ｖｌとして出力
するようにした点で実施形態１と相違する。

【００５１】つまり本実施形態では、放電灯負荷ＬＡの
接続外れ時に、検出電圧Ｖｌがしきい値Ｖｒｅｆに達す
るのに検出電圧Ｖｌの変化の大きさが重畳されるため、
実施形態１に比べて応答性の高い検出が可能となる。そ
の他の構成及び動作は実施形態１と同じであるから、こ
こでは説明は省略し、実施形態１の回路要素と同じ構
成、機能を持つ図１９、図２０に示す回路要素には同じ
番号、記号を付す。

【００５２】また主回路にその他の回路を用いることも
可能であり、共振負荷回路１３の構成についても、図９
（ａ）乃至（ｃ）に示すものを用いても勿論良い。（実施形態６）本実施形態は、図２１に示すように図１
０に示す実施形態２と同じようにリーケージトランスＬ
Ｔ１の検出巻線ｎ３に中点タップ付を用いて全波整流回
路からなる整流回路ＲＥで全波整流するようにした回路
構成を基本とするものであるが、図２２に示す如く実施
形態５と同様に検出回路１２Ｂにおいて、抵抗Ｒ１３と
抵抗Ｒ１４との間にインダクタンス素子Ｌ４を挿入し、
このインダクタンス素子Ｌ４と抵抗Ｒ１３との接続点の
電圧を検出電圧Ｖｌとして出力するようにしたものであ
る。つまり本実施形態では、実施形態５と同様に放電灯
負荷ＬＡの接続外れ時に、検出電圧Ｖｌがしきい値Ｖｒ
ｅｆに達するのに検出電圧Ｖｌの変化の大きさが重畳さ
れるため、実施形態２に比べて応答性の高い検出が可能
となる。

【００５３】その他の構成及び動作は実施形態２と同じ
であるから、ここでは説明は省略し、実施形態２の回路
要素と同じ構成、機能を持つ図２１、図２２に示す回路
要素には同じ番号、記号を付す。また主回路にその他の
回路を用いることも可能であり、共振負荷回路１３の構
成についても、図９（ａ）乃至（ｃ）に示すものを用い
ても勿論良い。

【００５４】（実施形態７）本実施形態は、図２３に示
すように基本的には図３に示す実施形態１と同様な構成
からなるが、図２４に示すように検出回路１２Ｂの抵抗
Ｒ１４の代わりにインダクタンス素子Ｌ５を用いたもの
である。而して本実施形態では、放電灯負荷ＬＡの接続
外れ時に、検出回路１２Ｂの検出電圧Ｖｌがしきい値Ｖ
ｒｅｆに達するのに電圧の変化の傾きが検出電圧となる
ため、実施形態１に比べて応答性の高い検出が可能にな
る。

【００５５】その他の構成及び動作は実施形態１と基本
的には同じであるから、ここでは説明は省略し、実施形
態１の回路要素と同じ構成、機能を持つ図２３、図２４
に示す回路要素には同じ番号、記号を付す。また主回路
にその他の回路を用いることも可能であり、共振負荷回
路１３の構成についても、図９（ａ）乃至（ｃ）に示す
ものを用いても勿論良い。

【００５６】（実施形態８）本実施形態は、図２５に示
すように図１０に示す実施形態２と同じようにリーケー
ジトランスＬＴ１の検出巻線ｎ３に中点タップ付を用い
て全波整流回路からなる整流回路ＲＥで全波整流するよ
うにした回路構成を基本とするものであって、検出回路
１２Ｂは図２６に示すように実施形態７と同様な構成と
している。

【００５７】つまり本実施形態では、実施形態７と同様
に放電灯負荷ＬＡの接続外れ時に、検出回路１２Ｂの検
出電圧Ｖｌがしきい値Ｖｒｅｆに達するのに電圧の変化
の傾きが検出電圧となるため、実施形態２に比べて応答
性の高い検出が可能になる。その他の構成及び動作は実
施形態２と基本的には同じであるから、ここでは説明は
省略し、実施形態２の回路要素と同じ構成、機能を持つ
図２５、図２６に示す回路要素には同じ番号、記号を付
す。

【００５８】また主回路にその他の回路を用いることも
可能であり、共振負荷回路１３の構成についても、図９
（ａ）乃至（ｃ）に示すものを用いても勿論良い。上記
各実施形態２乃至８における検出回路１２Ａ，１２Ｂの
検出電圧Ｖｋ，Ｖｌの処理は図８の回路を用いて処理を
行なうのは言うまでもない。勿論実施形態１を含めて図
８の回路以外の処理回路を用いて良い。

【００５９】

【発明の効果】請求項１の発明では、交流電源を直流に
変換するＡＣ−ＤＣ変換回路と、ＡＣ−ＤＣ変換回路の
出力端に接続され、直流電流を高周波出力に変換して放
電灯負荷に供給するインバータ回路と、インバータ回路
上で発生する高周波電圧を平滑して直流電圧として出力
する第１の検出回路と、高周波電圧を非平滑若しくは部
分平滑して出力する第２の検出回路とを少なくとも備え
たので、放電灯負荷の寿命末期のように負荷状態が継続
的に変化する異常状態を平滑電圧として出力する第１の
検出回路の検出電圧で検出ができ、負荷が外れたり負荷
の無い状態による急激な出力電圧の変動は非平滑若しく
は部分平滑された電圧として出力する第２の検出回路の
検出電圧で検出できるという効果がある。

【００６０】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、上記各検出回路の電圧入力端をインバータ回路上で
の同一の電圧発生源に並列に接続したことを特徴とした
もので、同一電圧を第１、第２の検出回路に入力させる
ことができ、その結果両検出回路の入力電圧を同一条件
として調整を特に必要としないという効果がある。請求
項３の発明は、放電灯負荷が通常点灯時において、上記
第１の検出回路の検出電圧を、第２の検出回路の検出電
圧より高く設定し、放電灯負荷の寿命末期時に、第１の
検出回路の検出電圧が所定電圧に達する時間を、第２の
検出回路の検出電圧が所定電圧に達する時間より早く
し、放電灯負荷の接続外れ時に、第１の検出回路の検出
電圧が所定電圧に達する時間より、第２の検出回路の検
出電圧が所定電圧に達する時間を早くするので、放電灯
負荷の寿命末期と、放電灯負荷の接続外れを確実に弁別
することができるという効果ある。

【００６１】請求項４の発明では、請求項１又は２又は
３の発明において、上記ＡＣ−ＤＣ変換回路は、交流電
源を整流する整流回路と、該整流回路の両出力端間に、
順方向接続された第１、第２のダイオードの直列回路を
介して接続され、交互にオンオフする一対のスイッチン
グ素子の直列回路と、一方の上記スイッチング素子の両
端間に接続された平滑用コンデンサとインダクタンス素
子と上記平滑用コンデンサの充電方向に接続される第３
のダイオードとからなる直列回路と、上記第３のダイオ
ードと他方の上記スイッチング素子の直列回路に逆方向
に並列接続した第４のダイオードと、上記平滑用コンデ
ンサと上記インダクタンス素子と上記第４のダイオード
との直列回路に並列に接続したコンデンサ、上記整流回
路に接続されていない上記第２のダイオードに並列接続
した別のコンデンサとからなり、上記インバータ回路
は、上記両スイッチング素子の直列回路と、上記第１、
第２のダイオードの直列回路と、上記両スイッチング素
子の接続点と上記第１、第２のダイオードの接続点との
間に接続された直流カット用コンデンサと、放電灯負荷
を含み上記放電灯負荷を点灯させる共振負荷回路との直
列回路とで構成され、上記共振負荷回路は、上記直流カ
ット用コンデンサと上記第１、第２のダイオードの接続
点との間に直列に挿入される共振用インダクタンス要素
と、上記共振用インダクタンス要素とで直列共振回路を
構成するによう接続された共振用コンデンサと、上記共
振用コンデンサに並列的に接続された上記放電灯負荷と
で少なくとも構成され、上記電圧発生源は、上記共振負
荷回路内において、上記直流カット用コンデンサと上記
第１、第２のダイオードの接続点との間の経路に設けら
れたトランス要素により構成され、上記第１の検出回路
は上記トランス要素に設けた検出巻線に接続された整流
要素で整流されて得られた脈流電圧を平滑して得られた
直流電圧を出力し、第２の検出回路は上記整流要素から
出力される脈流電圧を出力し、前記両検出回路の出力電
圧を前記放電灯負荷の状態を示す検出電圧とすることを
特徴とし、請求項１、２、３と同様な効果がある。

【００６２】請求項５の発明では、請求項１又は２又は
３の発明において、上記ＡＣ−ＤＣ変換回路は交流電源
を整流する整流回路と、該整流回路の両出力端間に接続
した平滑用コンデンサとからなり、上記インバータ回路
は上記整流回路の両出力端間に接続され、交互にオンオ
フする一対のスイッチング素子の直列回路と、上記両ス
イッチング素子の接続点とら上記整流回路の出力端との
間に接続される直流カット用コンデンサと共振負荷回路
との直列回路とからなり、共振負荷回路は、上記直流カ
ット用コンデンサと、上記整流回路の出力端に接続点と
の間に直列に挿入される共振用インダクタンス要素と、
該共振用インダクタンス要素とで直列共振回路を構成す
るによう接続された共振用コンデンサと、該共振用コン
デンサに並列的に接続された放電灯負荷とで少なくとも
構成され、上記電圧発生源は、共振負荷回路内におい
て、上記直流カット用コンデンサと、上記整流回路の出
力端との間の経路に設けられたトランス要素により構成
され、上記第１の検出回路は上記トランス要素に設けた
検出巻線に接続された整流要素で整流されて得られた脈
流電圧を平滑した直流電圧を出力し、上記第２の検出回
路は上記整流要素で整流されて得られた脈流電圧を出力
し、前記両検出回路の出力電圧を前記放電灯負荷の状態
を示す検出電圧とすることを特徴とするもので、請求項
１又は２又は３の発明と同様な効果がある。

【００６３】請求項６の発明は、請求項４の発明におい
て、上記共振用インタクタンス要素は上記トランス要素
を兼ねたリーケージトランスで構成し、該リーケージト
ランスの２次巻線に別の直流用カット用コンデンサを介
して共振用コンデンサと放電灯負荷の並列回路を接続し
たことを特徴とするので、電圧発生源たるトランス要素
を、共振負荷回路の共振用インダクタンス要素と兼ねる
とともに、共振用インダクタンス要素を負荷接続用のト
ランスと兼ねて、部品点数の削減、装置の小型化を可能
とするという効果がある。

【００６４】請求項７の発明は、請求項４の発明におい
て、２次巻線に共振用コンデンサと放電灯負荷の並列回
路を並列接続したトランスの１次巻線を上記共振用イン
ダクタンス要素に直列に接続するとともに、上記トラン
ス若しくは上記共振用インダクタンス要素に検出巻線を
設けて上記トランス要素を構成したので、電圧発生源た
るトランス要素を共振負荷回路の共振用インダクタンス
要素又は負荷接続用のトランスで兼ね、部品点数の削
減、装置の小型化を可能とするという効果がある。

【００６５】請求項８の発明は、請求項４の発明におい
て、２次巻線に放電灯負荷を並列接続し、１次巻線に共
振用コンデンサを並列接続したトランスの上記１次巻線
を上記共振用インダクタンス要素に直列に接続するとと
もに、上記トランス若しくは上記共振用インダクタンス
要素に検出巻線を設けて上記トランス要素を構成したの
で、また請求項９の発明は、請求項４の発明において、
上記共振用インダクタンス要素に検出巻線を設けてトラ
ンス要素を構成するとともに、上記共振用インダクタン
ス要素に直列に共振用コンデンサと放電灯負荷の並列回
路を接続したので、電圧発生源たるトランス要素を共振
負荷回路の共振用インダクタンス要素又は負荷接続用の
トランスで兼ね、部品点数の削減、装置の小型化を可能
とするという効果がある。

【００６６】請求項１０の発明は、請求項４又は５の発
明において、上記第１の検出回路は第１の抵抗と、高周
波平滑用コンデンサを並列接続した第２の抵抗との直列
回路で構成して第２の抵抗の両端電圧を検出電圧として
出力し、上記第２の検出回路は第３の抵抗と第４の抵抗
との直列回路で構成して第４の抵抗の両端電圧を検出電
圧として出力するので、簡単な回路要素で検出回路を構
成することができるという効果がある。

【００６７】請求項１１の発明は、請求項１０の発明に
おいて、上記第２の検出回路の第４の抵抗の両端には高
周波平滑用のコンデンサに比べて容量が小さい雑音防止
用のコンデンサを接続したので、雑音防止用コンデンサ
により、一過性の電圧上昇があっても第２の検出回路の
検出電圧の急速な上昇を防いで、誤検出を防止すること
ができるという効果がある。

【００６８】請求項１２の発明は、請求項４又は請求項
５の発明において、第２の検出回路を第３の抵抗とイン
ダクタンス素子と第５の抵抗との直列回路で構成し、イ
ンダクタンス素子と第５の抵抗との直列回路の両端電圧
を検出電圧として出力するので、放電灯負荷の接続外れ
時に検出電圧の変化の大ききさを重畳させることができ
て、応答性の高い検出を可能とするという効果がある。

【００６９】また請求項１３の発明は、請求項４又は請
求項５の発明において、第２の検出回路を第３の抵抗と
インダクタンス素子との直列回路で構成し、インダクタ
ンス素子の両端電圧を検出電圧として出力するので、電
圧の変化の傾きを検出電圧とすることができ、応答性の
高い検出を可能とするという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明は実施形態１の要部である電圧発生源と
検出回路の具体回路図である。

【図２】同上の概念的なブロック図である。

【図３】同上の具体的回路図である。

【図４】同上の通常点灯時の各検出回路の検出電圧の波
形図である。

【図５】同上の放電灯負荷の寿命末期時の動作説明用波
形図である。

【図６】同上の無負荷時と、点灯時における共振負荷回
路の共振用コンデンサの電圧と発振周波数との関係説明
図である。

【図７】同上の放電灯負荷の接続外れ時の動作説明用波
形図である。

【図８】同上に用いる異常状態検出回路及び制御回路の
回路図である。

【図９】（ａ）は同上の共振負荷回路の別の例の回路図
である。（ｂ）は同上の共振負荷回路の他の例の回路図
である。（ｃ）は同上の共振負荷回路のその他の例の回
路図である。

【図１０】本発明は実施形態２の具体的回路図である。

【図１１】同上の電圧発生源と検出回路の具体回路図で
ある。

【図１２】同上の通常点灯時の各検出回路の検出電圧の
波形図である。

【図１３】本発明は実施形態３の具体的回路図である。

【図１４】同上の電圧発生源と検出回路の具体回路図で
ある。

【図１５】同上の通常点灯時の各検出回路の検出電圧の
波形図である。

【図１６】本発明は実施形態４の具体的回路図である。

【図１７】同上の電圧発生源と検出回路の具体回路図で
ある。

【図１８】同上の通常点灯時の各検出回路の検出電圧の
波形図である。

【図１９】本発明は実施形態５の具体的回路図である。

【図２０】同上の電圧発生源と検出回路の具体回路図で
ある。

【図２１】本発明は実施形態６の具体的回路図である。

【図２２】同上の電圧発生源と検出回路の具体回路図で
ある。

【図２３】本発明は実施形態７の具体的回路図である。

【図２４】同上の電圧発生源と検出回路の具体回路図で
ある。

【図２５】本発明は実施形態８の具体的回路図である。

【図２６】同上の電圧発生源と検出回路の具体回路図で
ある。

【図２７】従来例の具体回路図である。

【図２８】別の従来例の具体回路図である。

【図２９】他の従来例の具体回路図である。

【符号の説明】

ｎ３検出巻線Ｃｋ高周波平滑用コンデンサＲ１１〜Ｒ１４抵抗ＲＥ整流回路Ｄ５ダイオードＶｋ，Ｖｌ検出電圧１２Ａ検出回路１２Ｂ検出回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を直流に変換するＡＣ−ＤＣ変換
回路と、ＡＣ−ＤＣ変換回路の出力端に接続され、直流
電流を高周波出力に変換して放電灯負荷に供給するイン
バータ回路と、インバータ回路上で発生する高周波電圧
を平滑して直流電圧として出力する第１の検出回路と、
高周波電圧を非平滑若しくは部分平滑して出力する第２
の検出回路とを少なくとも備えたことを特徴とする放電
灯点灯装置。
【請求項２】上記各検出回路の電圧入力端をインバータ
回路上での同一の電圧発生源に並列に接続して成ること
を特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】放電灯負荷が通常点灯時において、上記第
１の検出回路の検出電圧を、第２の検出回路の検出電圧
より高く設定し、放電灯負荷の寿命末期時に、第１の検
出回路の検出電圧が所定電圧に達する時間を、第２の検
出回路の検出電圧が所定電圧に達する時間より早くし、
放電灯負荷の接続外れ時に、第１の検出回路の検出電圧
が所定電圧に達する時間より、第２の検出回路の検出電
圧が所定電圧に達する時間を早くすることを特徴とする
請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】上記ＡＣ−ＤＣ変換回路は、交流電源を整
流する整流回路と、該整流回路の両出力端間に、順方向
接続された第１、第２のダイオードの直列回路を介して
接続され、交互にオンオフする一対のスイッチング素子
の直列回路と、一方の上記スイッチング素子の両端間に
接続された平滑用コンデンサとインダクタンス素子と上
記平滑用コンデンサの充電方向に接続される第３のダイ
オードとからなる直列回路と、上記第３のダイオードと
他方の上記スイッチング素子の直列回路に逆方向に並列
接続した第４のダイオードと、上記平滑用コンデンサと
上記インダクタンス素子と上記第４のダイオードとの直
列回路に並列に接続したコンデンサ、上記整流回路に接
続されていない上記第２のダイオードに並列接続した別
のコンデンサとからなり、上記インバータ回路は、上記
両スイッチング素子の直列回路と、上記第１、第２のダ
イオードの直列回路と、上記両スイッチング素子の接続
点と上記第１、第２のダイオードの接続点との間に接続
された直流カット用コンデンサと、放電灯負荷を含み上
記放電灯負荷を点灯させる共振負荷回路との直列回路と
で構成され、上記共振負荷回路は、上記直流カット用コ
ンデンサと上記第１、第２のダイオードの接続点との間
に直列に挿入される共振用インダクタンス要素と、上記
共振用インダクタンス要素とで直列共振回路を構成する
によう接続された共振用コンデンサと、上記共振用コン
デンサに並列的に接続された上記放電灯負荷とで少なく
とも構成され、上記電圧発生源は、上記共振負荷回路内
において、上記直流カット用コンデンサと上記第１、第
２のダイオードの接続点との間の経路に設けられたトラ
ンス要素により構成され、上記第１の検出回路は上記ト
ランス要素に設けた検出巻線に接続された整流要素で整
流されて得られた脈流電圧を平滑して得られた直流電圧
を出力し、第２の検出回路は上記整流要素から出力され
る脈流電圧を出力し、前記両検出回路の出力電圧を前記
放電灯負荷の状態を示す検出電圧とすることを特徴とす
る請求項１又は２又は３記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】上記ＡＣ−ＤＣ変換回路は交流電源を整流
する整流回路と、該整流回路の両出力端間に接続した平
滑用コンデンサとからなり、上記インバータ回路は上記
整流回路の両出力端間に接続され、交互にオンオフする
一対のスイッチング素子の直列回路と、上記両スイッチ
ング素子の接続点とら上記整流回路の出力端との間に接
続される直流カット用コンデンサと共振負荷回路との直
列回路とからなり、共振負荷回路は、上記直流カット用
コンデンサと、上記整流回路の出力端に接続点との間に
直列に挿入される共振用インダクタンス要素と、該共振
用インダクタンス要素とで直列共振回路を構成するによ
う接続された共振用コンデンサと、該共振用コンデンサ
に並列的に接続された放電灯負荷とで少なくとも構成さ
れ、上記電圧発生源は、共振負荷回路内において、上記
直流カット用コンデンサと、上記整流回路の出力端との
間の経路に設けられたトランス要素により構成され、上
記第１の検出回路は上記トランス要素に設けた検出巻線
に接続された整流要素で整流されて得られた脈流電圧を
平滑した直流電圧を出力し、上記第２の検出回路は上記
整流要素で整流されて得られた脈流電圧を出力し、前記
両検出回路の出力電圧を前記放電灯負荷の状態を示す検
出電圧とすることを特徴とする請求項１又２又は３記載
の放電灯点灯装置。
【請求項６】上記共振用インタクタンス要素は上記トラ
ンス要素を兼ねたリーケージトランスで構成し、該リー
ケージトランスの２次巻線に別の直流用カット用コンデ
ンサを介して共振用コンデンサと放電灯負荷の並列回路
を接続したことを特徴とする請求項４記載の放電灯点灯
装置。
【請求項７】２次巻線に共振用コンデンサと放電灯負荷
の並列回路を並列接続したトランスの１次巻線を上記共
振用インダクタンス要素に直列に接続するとともに、上
記トランス若しくは上記共振用インダクタンス要素に検
出巻線を設けて上記トランス要素を構成したことを特徴
とする請求項４記載の放電灯点灯装置。
【請求項８】２次巻線に放電灯負荷を並列接続し、１次
巻線に共振用コンデンサを並列接続したトランスの上記
１次巻線を上記共振用インダクタンス要素に直列に接続
するとともに、上記トランス若しくは上記共振用インダ
クタンス要素に検出巻線を設けて上記トランス要素を構
成したことを特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装
置。
【請求項９】上記共振用インダクタンス要素に検出巻線
を設けてトランス要素を構成するとともに、上記共振用
インダクタンス要素に直列に共振用コンデンサと放電灯
負荷の並列回路を接続したことを特徴とする請求項４記
載の放電灯点灯装置。
【請求項１０】上記第１の検出回路は第１の抵抗と、高
周波平滑用コンデンサを並列接続した第２の抵抗との直
列回路で構成して第２の抵抗の両端電圧を検出電圧とし
て出力し、上記第２の検出回路は第３の抵抗と第４の抵
抗との直列回路で構成して第４の抵抗の両端電圧を検出
電圧として出力することを特徴とする請求項４又は請求
項５記載の放電灯点灯装置。
【請求項１１】上記第２の検出回路の第４の抵抗の両端
には高周波平滑用のコンデンサに比べて容量が小さい雑
音防止用のコンデンサを接続したことを特徴とする請求
項１０記載の放電灯点灯装置。
【請求項１２】第２の検出回路を第３の抵抗とインダク
タンス素子と第５の抵抗との直列回路で構成し、インダ
クタンス素子と第５の抵抗との直列回路の両端電圧を検
出電圧として出力することを特徴とする請求項４又は請
求項５記載の放電灯点灯装置。
【請求項１３】第２の検出回路を第３の抵抗とインダク
タンス素子との直列回路で構成し、インダクタンス素子
の両端電圧を検出電圧として出力することを特徴とする
請求項４又は請求項５記載の放電灯点灯装置。