JPH0359996A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、インバータ回路を用いて放電ランプを点灯
させる放電灯点灯装置に関するものである。

〔従来の技術〕

放電ランプは負性抵抗の特性を有するため、例えばイン
バータ装置で放電ランプを点灯すると、入力の商用電源
が変動した場合、他の負荷と同様に放電ランプの出力が
変動することはもちろん、特に減少した時にはランプ電
流が異常に減少し、ランプ電圧が上昇し、放電ランプの
放電が停止するいわゆる立消え現象が生じる不都合があ
った。

そこで何らかの入力電圧を検出して、それに応じてイン
バータ装置を制御することにより放電ランプに安定した
電力を供給する必要がある。

第５図に上記のように構成した一つの従来例を示す。第
５図において、ＡＣは商用の交流電源、ＤＢはダイオー
ドブリッジ、ｃｏは平滑コンデンサである。ＩＮ、はイ
ンバータ装置、ＣＲ，は出力安定化制御回路、ＤＫ、は
入力電圧検出回路である。ｌは放電ランプ、Ｌはインダ
クタ、Ｃ２はコンデンサである。

入力電圧検出回路ＤＫ、の回路方式としては、例えば、
入力端子を分圧してその電圧レベルの高低で判断する方
式、あるいは入力部からの電流レヘルで判断する等の方
式がある。また、出力安定化制御回路ＣＲ，の制御方式
については、例えば入力電圧が減少すると発振周波数を
下げて出力を増大させる方式、あるいはパルス幅を広げ
て出力を増大させる方式などが考えられる。

電源電圧の変動は、交流型ａ、ＡＣの電圧がＡＣｌｏｏ
Ｖであれば、定常状態では１００■±６Ｖの範囲で変化
し、整流平滑後の電圧もリップルを含んで同様に変化し
、問題のない範囲でインバータ出力が制御される。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、交流電源ＡＣの電源電圧がわずかの時間
異常が生じ、瞬時停電もしくは瞬時降霜圧が起きると、
整流平滑後の電圧は本来電源電圧が正常な時に予想され
る範囲よりもさらに低下してしまい、入力電圧検出回路
ＤＫ、から出力安定化制御回路ＣＲ１へ制御がかかりす
ぎる。その結果、インバータ装置Ｉ　Ｎ、の出力が増え
すぎ、放電灯点灯装置にストレスがかかりすぎる等、異
常をきたすことがあった。

以上の不都合をなくすには、平滑コンデンサＣ８の容量
を上げて出力リソプルを小さくし、瞬時の電圧降下時に
おいて、許容範囲内の電圧低下に留める方法も考えられ
るが、交流電源ＡＣを人為的に遮断した時に、平滑コン
デンサＣ８の放電が遅いため平滑コンデンサＣ８の電圧
の降下が遅れ、安全上の問題が生じる。また、平滑コン
デンサＣ８自体が高価なものになる欠点を有する。

そこで、交流電源ＡＣの電圧が規定値以下に低下すると
、放電灯点灯装置にリセットをかけ、いわゆる電源投入
時の状態に戻し、瞬時の電圧降下による異常な動作状態
を防止する方法が良く用いられる。

この方法は、電源投入時、回路状態を常に初期状態から
スタートさせる構成でもって兼ねている。

例えばタイマ回路は、必ず零状態から、予熱−始動へと
移行する。

第６図に上記のような構成の提案例を示す。第６図にお
いて、Ｒ３，は、ダイオードＤＩＩ　、Ｄ　Ｉ２　。

抵抗Ｒ３１，Ｒ３□、Ｒ３３，コンデンサＣ２５，バッ
ファＢＦ、からなるリセット回路であり、交流電源ＡＣ
の電源電圧が所定値より降下したときに出力安定化制御
回路ＣＲ，に対してリセット信号を与えるようになって
いる。その他の構成は第５図のものと同様である。

このような第６図の構成においては、交流電源ＡＣの電
圧がなくなると、Ａ点の電位も低下し、Ａ点の電位がや
がてバッファＢＦ、のスレッショルド電圧を下回り、リ
セット信号はローレベルとなり、出力安定化制御回路Ｃ
Ｒ１はストレスの少ない初期状態にリセットされ、した
がってインバータ装置ＩＮ、も初期状態となる。

ところが、リセット回路Ｒ３，の構成は交流電源ＡＣの
電圧を整流平滑しているため、時間の短い電圧低下の場
合においては、Ａ点の電位が下がりきらず、バッファＢ
Ｆ１のスレッショルド電圧以上のままで、リセット信号
はハイレベルのままとなることがある。このような場合
は、第５図の放電灯点灯装置の場合と同し不都合を生じ
る。

この発明の目的は、電源電圧が異常をきたし、瞬時停電
、瞬時降霜圧が起きた時、その継続時間の長短に関係な
く安定に出力を制限することができる放電灯点灯回路を
提供することである。

〔課題を解決するための手段〕

この発明の放電灯点灯装置は、交流電源電圧を整流して
得た電圧をインバータ装置によって高周波に変換して放
電ランプに供給するものであり、交流電源電圧と基準電
圧とを比較する比較回路を設けるとともに、比較回路の
出力のパルスの有無を判別するパルス判別回路を設け、
パルス判別回路の出力に基づきパルスが無いときにイン
バータ装置の出力を制限するようにしている。

〔作　　　用〕

この発明の構成によれば、交流電源電圧が基準電圧より
高ければ、比較回路の出力にパルスが現れ、瞬時停電、
瞬時降霜圧等が発生して交流電源電圧が基準電圧より低
下すると、比較回路の出力中のパルスが消滅する。

パルス判別回路は、比較回路の出力中のパルスの有無を
判別し、パルスの有無に応して出力を発生し、このパル
ス判別回路の出力でもって、バルスが無いときにインバ
ータ装置の出力が制限される。

この際、交流電源電圧の基準電圧を下回る低下の発生に
対し、遅れなく電圧低下を検出することができる。

〔実　施　例〕

以下、この発明の実施例を図面を参照しながら説明する
。

大塵史上 第１図にこの発明の第１の実施例の放電灯点灯装置を示
す。この放電灯点灯装置は、第１図に示すように、商用
電源等の交流電源ＡＣの電圧を抵抗Ｒ７，Ｒ８およびグ
イオートブリッジＤＢにより分圧および全波整流して得
た電圧ＶＡと直流電源Ｅより得られる基準電圧■８とを
比較回路ＣＰ２により比較し、比較回路ＣＰ２から得ら
れる波形整形されたパルス波形の有無をパルス判別回路
ＰＨ，により判別し、パルス波形の無い区間において出
力安定化制御回路ＣＲ，により、インバータ装置ＩＮ１
の出力を低く制限する。

この際、電圧■いの基準電圧ＶＢを下回る低下の発生に
対し、遅れなく電圧低下を検出することができる。

このように構成すると、電圧ＶＡの基準電圧■８を下回
る低下の発生に対し、遅れなく電圧低下を検出すること
ができるので、交流電源ＡＣの電源電圧が異常をきたし
、瞬時停電、瞬時降電圧が起きた時、その継続時間の長
短に関係なく安定に出力を制限することができ、インバ
ータ装Ｗ　Ｉ　Ｎ　１を構成する部品に加わるストレス
を軽減することができる。

また、基準電圧■８を自由に設定でき、装置に合わせて
最適値が選べる。

第２図に第１図の放電灯点灯装置のを具体的な回路図を
示し、第３図に第２図の各部のタイムチャートを示し、
これらの図を参照して説明する。

この放電灯点灯装置においては、インバータ装置ＩＮ、
がスイッチング素子Ｑ、、Ｑ２とダイオードＤ、、Ｄ２
とスイッチング素子Ｑ、、Ｑ２を駆動する駆動回路ＤＲ
，，ＤＲ２等からなり、このインバータ装置ＩＮ、に接
続される負荷回路としては、非電源側電極端子間に予熱
用のコンデンサＣ２が並列接続された放電ランプｌと、
インダクタＬおよびコンデンサＣ１の直列回路が接続さ
れている。コンデンサの容量はＣ，＞＞Ｃ２であり、負
荷回路の固有駆動周波数は、インダクタンスＬとコンデ
ンサＣ２とでほぼ定まる。

また、交流電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢ。

平滑コンデンサＣ８により整流平滑してなる直流電源の
両端には、抵抗Ｒ１，コンデンサＣ３の直列回路よりな
る制御部電源回路が接続されていて、この制御部電源回
路から出力安定化制御回路ＣＲ。

に給電される。

コンデンサＣ３の電圧は、抵抗Ｒ４とツェナーダイオー
ドＺＤ１の直列回路に印加されている。

ツェナーダイオードＺＤ、の両端に発生した基準電圧は
、コンパレークＣＰ１の反転入力端子に印加されている
。コンパレータＣＰ、の非反転入力端子には、コンデン
サＣ５の電圧が印加されている。コンデンサＣ５はトラ
ンジスタＱ４を介して、コンデンサＣ３の充電電圧にて
充電される。

トランジスタＱ４には、カレントミラー回路を構成する
ように、トランジスタＱ３が接続されている。各トラン
ジスタＱ３．Ｑ、の電流利得ｈｆｅが十分に大きいとす
ると、トランジスタＱ４に流れる電流は、トランジスタ
Ｑ３に流れる電流と同じになる。トランジスタＱ３は、
抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路を介してコンデンサＣ３の両
端に接続されている。抵抗Ｒ３にはコンデンサＣ４とト
ランジスタＱ５が並列接続されている。トランジスタＱ
５のヘースには、抵抗Ｒ６を介してタイマ回路ＴＭ２の
出力が接続されている。

タイマ回路ＴＭ２は、予熱時間を設定するものであり、
交流電源ＡＣが投入されて、コンデンサＣ３の充電電圧
が上昇してから、所定の時間だけ高しヘルの信号を出力
する。したがって、トランジスタＱ３に流れる電流は、
電源投入後の一定時間は抵抗Ｒ２によって決まり、その
後はコンデンサＣ４の充電電圧の上昇につれて徐々に減
少し、最終的には抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列抵抗によって決
まる一定値となる。このＣＲ開回路よって、周波数制御
部が構成されている。

コンデンサＣ５の両端電圧は、タイマ集積回路ＴＭ、の
２番、６番および７番端子に接続されている。このタイ
マ集積回路ＴＭ、は、汎用のタイマＩＣ（ＮＥＣ製μＰ
Ｄ１５５５５）であり、周知のように、トリガ端子（２
番端子）が（１’／３）Ｖｃｃ以下になると、トリガさ
れて出力端子（３番端子９図示せず）が高レベルとなり
、放電端子（７番端子）は高インピーダンスとなる。ま
た、スレッショルド端子（６番端子）が（２／３）Ｖｃ
ｃになると出力端子（３番端子）が低レベルとなり、放
電端子（７番端子）も低レベルとなる。

このため、コンデンサＣ５の両端には鋸歯状波電圧が発
生する（周波数は前記の周波数制御部によって決まる）
。この電圧がコンパレータＣＰ１にて基準電圧と比較さ
れて、コンパレータＣＰ、からは矩形波の発振出力が得
られる。

コンパレータＣＰ１の出力は、ＤフリッププロップＦＦ
により分周される。Ｄフリップフロップ１ ＦＦの出力Ｑ、Ｑは、ＮＡＮＤゲートＧ、、Ｇ２の一方
の人力にそれぞれ接続されている。また、出力δはデー
タ人力りに接続されている。クロック人力Ｃには、前述
のコンパレータＣＰ１の出力が接続されている。クロッ
ク人力Ｃが低レベルから高レベルに立ち上がる度に、Ｄ
フリップフロップＦＦの出力は反転し、出力Ｑ、　Ｑか
らはコンパレータＣＰ１の出力を２分の１に分周したデ
ユーティファクタ５０％の矩形波が得られる。一方、コ
ンパレータＣＰ１の出力は、インバータゲートＧ３．Ｇ
４と抵抗Ｒ５とを介して、ＮＡＮＤゲー）Ｇ、、Ｇ２の
他方の入力に接続されている。各ＮＡＮＤゲートＧ２．
Ｇ、の出力は、それぞれ、スイッチング素子Ｑ、、Ｑ２
の駆動回路ＤＲ，。

ＤＲ２に入力されている。したがって、スイッチング素
子Ｑ、、Ｑ２の駆動信号は、一方が高レベルで他方が低
レベルである第１の期間と、一方が低レベルで他方が高
レベルである第２の期間とが交番する信号となり、第１
の期間と第２の期間との間に、両方の出力がともに低レ
ベルである第３２ の期間が存在する。この第３の期間は、スイッチング素
子Ｑ、、Ｑ２がともにオンにならないようにするための
デッドオフタイムであり、オン状態のスイッチング素子
Ｑ、、Ｑ２の電荷蓄積時間等を考慮した短い時間で良く
、第２図の回路では、コンパレータＣＰ１の出力が低レ
ベルである期間によって決定されている。

つぎに、動作について説明する。交流電Ｒ六〇を投入す
ると、タイマ回路ＴＭ２の出力により、一定時間トラン
ジスタＱ５がオンする。したがって、インバータ装置Ｉ
Ｎ１の発振周波数はトランジスタＱ３のコレクタ電流と
コンデンサＣ５の容量で決まる一定の値となり、周波数
ｆ１で予熱が行われる。

一方、交流電源ＡＣが入ると同時に、比較回路ＣＰ２の
入出力波形は第３図（ａｔ、　ｆｂｌ、　（ｃｌとなり
、波形整形されたパルス波形が出力される。具体的には
、抵抗Ｒ７，Ｒ８の中点の電圧が第３図（ａ）のように
なり、直流電源Ｅの電圧が第３図ｆｂ）のようになり、
比較回路ＣＰ２の出力電圧が第３図（ｃ）のようになる
。

また、パルス判別回路Ｐ　Ｈ１を構成する反転回路ＮＴ
１．単安定マルチバイブレークＭＭ、オア回路ＯＲ，、
反転回路ＮＴ２からは、それぞれ第３図ｆｄ）、　ｔｅ
ｌ、　（ｆｌ、　（ｇｌの波形が出力され、反転回路Ｎ
Ｔ２の出力は、第３図（ｇ）に示すように、電源電圧が
正常なときは、一定のローレベルとなってトランジスタ
Ｑ６はオフしている。

つぎに、タイマ回路ＴＭ２のタイマ時間ｔ１が経過する
と、その出力が低レベルとなり、トランジスタＱ５がオ
フとなる。このため、コンデンサＣ４が徐々に充電され
、その充電電圧は抵抗Ｒ２Ｒ３の分圧電圧に至る。この
とき、トランジスタＱ３に流れる電流は予熱時より徐々
に少なくなり、発振周波数は予熱周波数ｆ１から、回路
の共振周波数を通りすぎて周波数ｆ２へ徐々に変化する
。

したがって、放電ランプＬへは高い共振電圧が印加され
、この周波数の変化の途中で点灯する。

交流電源ＡＣの電源電圧が低下すると、電源電圧を抵抗
ＲＩ２を介して検出するトランジスタＱ７゜Ｑ８のカレ
ントミラー構成により、トランジスタＱ７へのコレクタ
電流が減少し、この電流の変化がトランジスタＱ８へう
つされる。この結果、トランジスタＱ３のコレクタ電流
も減少し、発振周波数が下がり、インバータ装置ＩＮ、
から放電ランプｌへの出力が増加するように補正される
。

今、電源電圧異常により、瞬時停電あるいは瞬時陽電圧
が生じた時には基準電圧以下となり、第３図の中間部に
示した波形となる。これにより、第３図（幻の反転回路
ＮＴ２の出力はハイレベルとなってトランジスタＱ６が
オンする。このとき、トランジスタＱ３のコレクタ電流
は一瞬で増加するため、発振周波数は上がり、インバー
タ装置ＩＮ、の出力が押さえられる。交流型［ＡＣの瞬
時停電が回復した時は、反転回路ＮＴ２の出力は、第３
図（ｇｌのように、ローレベルに戻り、インバータ装置
ＩＮ、の出力はもとに戻る。

なお、出力制御は上記の第１の実施例では発振周波数を
変化させたが、これに限るものではなく、スイッチング
素子のパルス幅を変えるか、あるい５ は出力にインピーダンスを押入するなどいずれであって
もよい。

大巖斑主 第４図にこの発明の第２の実施例の放電灯点灯装置を示
す。この放電灯点灯装置では、インバータ装置ＩＮ２と
して、周知のプッシュプル回路を用いている。インバー
タ装置ＩＮ２の発振トランスＯＴは１次巻線に中間タッ
プを有するリーケージトランスよりなり、スイッチング
素子Ｑ１．Ｑ２が交互に導通することにより、発振トラ
ンスＯＴの２次巻線に接続された負荷回路（放電ランプ
ｌ。

インダクタＬ、コンデンサＣ２）に交番電流が流れる。

インバータ装置ＩＮ２の制御部には、スイッチングレギ
ュレータ用集積回路（ＮＥＣ製μＰＣ４９４）ＲＧを用
いている。このスイッチングレギュレータ用集積回路Ｒ
Ｇの発振周波数は５番端子に接続されたコンデンサＣ７
の容量と、６番端子に接続された抵抗値より決まる。ま
た、４番端子は、１４番端子の基準電圧を抵抗ＲＩ５．
ＲＩ６に６ て分圧した電圧が入力され、これによりスイッチング素
子Ｑ、、Ｑ２のデッドオフタイムを定めている。また１
３番端子は２石用に使用するために抵抗Ｒ１ｌ＋を介し
て高レベルの信号を与えている。

抵抗Ｒ１９，Ｒ２゜はスイッチングレギュレ−タ用集積
回路ＲＧの内部のオープンコレクタのトランジスタのコ
レクタ抵抗として用いている。Ｒ１７は１４番端子と１
５番端子との間に接続した抵抗である。

電源電圧の変動を補償する回路部分の構成（トランジス
タＱ７．Ｑ８．抵抗Ｒ１２）および瞬時停電、瞬時電圧
降下を検出する回路部分の構成は第２図のもの（第１の
実施例）と同様であり、説明は省略する。

また、インバータ装置ＩＮ２の出力制御方法は、第１の
実施例とは異なり、瞬時電圧降下時にトランジスタＱ６
をオンさせて、タイマ回路ＴＭ２のコンデンサＣ６を短
絡し、初期の予熱状態に戻し、いわゆるリセットをする
ことによりストレスのない安定動作に制御している。

上記のタイマ回路ＴＭ２は、抵抗ＲＩ３．ＲＩ４゜コン
デンサＣ６，ツェナーダイオードＺＤ２およびコンパレ
ータＣＰ３で構成されている。

〔発明の効果〕

この発明の放電灯点灯装置によれば、比較回路で交流電
源電圧と基準電圧とを比較し、比較回路の出力中のパル
スの有無をパルス判別回路で判別し、パルス判別回路の
出力でインバータ装置の出力を制限するので、交流電源
電圧の低下時に対して遅れなく電圧低下を検出すること
ができる。この結果、電源電圧が異常をきたし、瞬時停
電、瞬時陽電圧が起きた時、その継続時間の長短に関係
なく安定に出力を制限することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１の実施例の放電灯点灯装置の構
成を示すブロック図、第２図は第１図の放電灯点灯装置
の具体回路構成を示す回路図、第３図は第２図の各部の
タイムチャート、第４図はこの発明の第２の実施例の構
成を示す回路図、第５図は放電灯点灯装置の従来例を示
すブロック図、第６図は放電灯点灯装置の提案例を示す
ブロック図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 交流電源電圧を整流して得た電圧をインバータ装置によ
   って高周波に変換して放電ランプに供給する放電灯点灯
   装置において、 前記交流電源電圧と基準電圧とを比較する比較回路を設
   けるとともに、前記比較回路の出力のパルスの有無を判
   別するパルス判別回路を設け、前記パルス判別回路の出
   力に基づき前記パルスが無いときに前記インバータ装置
   の出力を制限するようにしたことを特徴とする放電灯点
   灯装置。