JP2677416B2 - 電源装置 - Google Patents
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- JP2677416B2 JP2677416B2 JP1134397A JP13439789A JP2677416B2 JP 2677416 B2 JP2677416 B2 JP 2677416B2 JP 1134397 A JP1134397 A JP 1134397A JP 13439789 A JP13439789 A JP 13439789A JP 2677416 B2 JP2677416 B2 JP 2677416B2
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- input power
- power
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、商用交流電圧をチョッパー回路によって直
流電圧に変換し、この直流電圧をインバータ回路によっ
て高周波電圧に変換して負荷に供給する電源装置に関す
るものである。
流電圧に変換し、この直流電圧をインバータ回路によっ
て高周波電圧に変換して負荷に供給する電源装置に関す
るものである。
［従来の技術］ 第７図は従来の電源装置（平成１年特許願第64465
号）の回路図である。以下、その回路構成について説明
する。スイッチング素子となるトランジスタQ1,Q2はバ
イポーラ型のトランジスタよりなる。トランジスタQ1の
エミッタは、トランジスタQ2のコレクタに接続されてい
る。トランジスタQ1,Q2のコレクタ及びエミッタには、
ダイオードD1,D2のカソード及びアノードが夫々接続さ
れている。トランジスタQ1のベース・エミッタ間には、
第１の矩形波信号S1が供給されており、トランジスタQ2
のベース・エミッタ間には、第１の矩形波信号S1がハイ
レベルのときにローレベルとなり、第１の矩形波信号S1
がローレベルのときにハイレベルとなる第２の矩形波信
号S2が供給されている（第８図参照）。これにより、ト
ランジスタQ1,Q2は交互にオンオフされる。トランジス
タQ1のコレクタにはダイオードD3のカソードが接続さ
れ、ダイオードD3のアノードはダイオードD4のカソード
に接続され、ダイオードD4のアノードはトランジスタQ2
のエミッタに接続されている。トランジスタQ1のコレク
タには、コンデンサC2の一端が接続され、コンデンサC2
の他端はコンデンサC3の一端に接続され、コンデンサC3
の他端はトランジスタQ2のエミッタに接続されている。
トランジスタQ1,Q2の接続点とコンデンサC2,C3の接続点
の間には、負荷回路が接続されている。負荷回路として
は、蛍光灯FLがインダクタL3を介して接続されており、
蛍光灯FLの両フィラメントの非電源側端子間には予熱電
流通電用のコンデンサC4が並列接続されている。このコ
ンデンサC4とインダクタL3は直列共振回路を構成してい
る。トランジスタQ1,Q2の接続点は交流電源Vsの一端に
接続されている。交流電源Vsの他端は、インダクタL1,L
2を介して、ダイオードD3,D4の接続点に接続されてい
る。インダクタL1,L2の接続点と交流電源Vsの一端との
間には、コンデンサC1が接続されている。インダクタL1
とコンデンサC1はACフィルタ３を構成している。また、
トランジスタQ1,Q2とダイオードD1,D2及びコンデンサ
C2,C3は、ダイオードD3,D4及びインダクタL2と共にチョ
ッパー回路１を構成し、且つ負荷回路と共にインバータ
回路２を構成している。
号）の回路図である。以下、その回路構成について説明
する。スイッチング素子となるトランジスタQ1,Q2はバ
イポーラ型のトランジスタよりなる。トランジスタQ1の
エミッタは、トランジスタQ2のコレクタに接続されてい
る。トランジスタQ1,Q2のコレクタ及びエミッタには、
ダイオードD1,D2のカソード及びアノードが夫々接続さ
れている。トランジスタQ1のベース・エミッタ間には、
第１の矩形波信号S1が供給されており、トランジスタQ2
のベース・エミッタ間には、第１の矩形波信号S1がハイ
レベルのときにローレベルとなり、第１の矩形波信号S1
がローレベルのときにハイレベルとなる第２の矩形波信
号S2が供給されている（第８図参照）。これにより、ト
ランジスタQ1,Q2は交互にオンオフされる。トランジス
タQ1のコレクタにはダイオードD3のカソードが接続さ
れ、ダイオードD3のアノードはダイオードD4のカソード
に接続され、ダイオードD4のアノードはトランジスタQ2
のエミッタに接続されている。トランジスタQ1のコレク
タには、コンデンサC2の一端が接続され、コンデンサC2
の他端はコンデンサC3の一端に接続され、コンデンサC3
の他端はトランジスタQ2のエミッタに接続されている。
トランジスタQ1,Q2の接続点とコンデンサC2,C3の接続点
の間には、負荷回路が接続されている。負荷回路として
は、蛍光灯FLがインダクタL3を介して接続されており、
蛍光灯FLの両フィラメントの非電源側端子間には予熱電
流通電用のコンデンサC4が並列接続されている。このコ
ンデンサC4とインダクタL3は直列共振回路を構成してい
る。トランジスタQ1,Q2の接続点は交流電源Vsの一端に
接続されている。交流電源Vsの他端は、インダクタL1,L
2を介して、ダイオードD3,D4の接続点に接続されてい
る。インダクタL1,L2の接続点と交流電源Vsの一端との
間には、コンデンサC1が接続されている。インダクタL1
とコンデンサC1はACフィルタ３を構成している。また、
トランジスタQ1,Q2とダイオードD1,D2及びコンデンサ
C2,C3は、ダイオードD3,D4及びインダクタL2と共にチョ
ッパー回路１を構成し、且つ負荷回路と共にインバータ
回路２を構成している。
以下、上記回路の動作について説明する。
まず、交流電源Vsが正の半サイクルのときに、トラン
ジスタQ1がオンすると、インダクタL2、ダイオードD3、
トランジスタQ1を通る経路で交流電源Vsからインダクタ
L2に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬時
値に比例した傾きで増加していく。このとき、トランジ
スタQ1はインバータ用のスイッチング素子としても機能
し、コンデンサC2からトランジスタQ1を介して負荷回路
に電流を流す。
ジスタQ1がオンすると、インダクタL2、ダイオードD3、
トランジスタQ1を通る経路で交流電源Vsからインダクタ
L2に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬時
値に比例した傾きで増加していく。このとき、トランジ
スタQ1はインバータ用のスイッチング素子としても機能
し、コンデンサC2からトランジスタQ1を介して負荷回路
に電流を流す。
次に、トランジスタQ1がオフすると、インダクタL2、
ダイオードD3、コンデンサC2、負荷回路、交流電源Vsを
通る経路、並びに、インダクタL2、ダイオードD3、コン
デンサC2、C3、ダイオードD2、交流電源Vsを通る経路
で、インダクタL2のエネルギーが放出され、コンデンサ
C2及びC3を充電する。このとき、トランジスタQ2がオン
しており、コンデンサC3から負荷回路、トランジスタQ2
を通る経路で、負荷回路に上記とは逆方向に電流を流
す。
ダイオードD3、コンデンサC2、負荷回路、交流電源Vsを
通る経路、並びに、インダクタL2、ダイオードD3、コン
デンサC2、C3、ダイオードD2、交流電源Vsを通る経路
で、インダクタL2のエネルギーが放出され、コンデンサ
C2及びC3を充電する。このとき、トランジスタQ2がオン
しており、コンデンサC3から負荷回路、トランジスタQ2
を通る経路で、負荷回路に上記とは逆方向に電流を流
す。
このように、交流電源Vsが正の半サイクルでは、トラ
ンジスタQ1がチョッパー用のスイッチング素子とインバ
ータ用のスイッチング素子を兼ね、トランジスタQ2はイ
ンバータ用のスイッチング素子としてだけ機能する。
ンジスタQ1がチョッパー用のスイッチング素子とインバ
ータ用のスイッチング素子を兼ね、トランジスタQ2はイ
ンバータ用のスイッチング素子としてだけ機能する。
次に、交流電源Vsが負の半サイクルのときに、トラン
ジスタQ2がオンすると、交流電源Vs、トランジスタQ2、
ダイオードD4、インダクタL2を通る経路で、インダクタ
L2に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬時
値に比例した傾きで増加して行く。このとき、トランジ
スタQ2はインバータ用のスイッチング素子としても機能
し、コンデンサC3から負荷回路、トランジスタQ2を通る
経路で負荷回路に電流を流す。
ジスタQ2がオンすると、交流電源Vs、トランジスタQ2、
ダイオードD4、インダクタL2を通る経路で、インダクタ
L2に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬時
値に比例した傾きで増加して行く。このとき、トランジ
スタQ2はインバータ用のスイッチング素子としても機能
し、コンデンサC3から負荷回路、トランジスタQ2を通る
経路で負荷回路に電流を流す。
次に、トランジスタQ2がオフすると、交流電源Vs、負
荷回路、オンデンサc3、ダイオードD4、インダクタL2を
通る経路、並びに、交流電源Vs、ダイオードD1、コンデ
ンサC2,C3、ダイオードD4、インダクタL2を通る経路
で、インダクタL2のエネルギーが放出され、コンデンサ
C2及びC3を充電する。このとき、トランジスタQ1がオン
しており、コンデンサC2からトランジスタQ1を介して、
負荷回路に上記とは逆方向に電流を流す。
荷回路、オンデンサc3、ダイオードD4、インダクタL2を
通る経路、並びに、交流電源Vs、ダイオードD1、コンデ
ンサC2,C3、ダイオードD4、インダクタL2を通る経路
で、インダクタL2のエネルギーが放出され、コンデンサ
C2及びC3を充電する。このとき、トランジスタQ1がオン
しており、コンデンサC2からトランジスタQ1を介して、
負荷回路に上記とは逆方向に電流を流す。
このように、交流電源Vsが負の半サイクルでは、トラ
ンジスタQ2がチョッパー用のスイッチング素子とインバ
ータ用のスイッチング素子の働きを兼ねて、トランジス
タQ1はインバータ用のスイッチング素子としてだけ機能
する。
ンジスタQ2がチョッパー用のスイッチング素子とインバ
ータ用のスイッチング素子の働きを兼ねて、トランジス
タQ1はインバータ用のスイッチング素子としてだけ機能
する。
したがって、上記回路にあっては、インバータ用スイ
ッチング素子がチョッパー用スイッチング素子を兼ね、
且つ少ない素子数で構成されており、電力損失が少な
く、回路構成も簡単になるという利点がある。また、交
流電源Vsの半サイクル毎に各トランジスタQ1,Q2が交互
にチョッパー用のスイッチング素子として働くので、ス
イッチング素子１個当たりのストレスが軽減されるとい
う利点があり、またスイッチング素子の電力損失のバラ
ンスが取れているので、例えば放熱構造は同じで良い。
さらに、スイッチング素子はインバータ用のスイッチン
グ素子としても動作しているから、別個にチョッパー駆
動回路に設ける必要がなく、また駆動回路の構成も簡単
化される。なお、交流電源VsとインダクタL2の間に、AC
フィルタ３を挿入して入力電流を連続的にすることによ
り、入力電流歪率を低減することができ、また、入力電
流を入力電圧と同相の正弦波にできるので、入力力率は
ほぼ１となる。
ッチング素子がチョッパー用スイッチング素子を兼ね、
且つ少ない素子数で構成されており、電力損失が少な
く、回路構成も簡単になるという利点がある。また、交
流電源Vsの半サイクル毎に各トランジスタQ1,Q2が交互
にチョッパー用のスイッチング素子として働くので、ス
イッチング素子１個当たりのストレスが軽減されるとい
う利点があり、またスイッチング素子の電力損失のバラ
ンスが取れているので、例えば放熱構造は同じで良い。
さらに、スイッチング素子はインバータ用のスイッチン
グ素子としても動作しているから、別個にチョッパー駆
動回路に設ける必要がなく、また駆動回路の構成も簡単
化される。なお、交流電源VsとインダクタL2の間に、AC
フィルタ３を挿入して入力電流を連続的にすることによ
り、入力電流歪率を低減することができ、また、入力電
流を入力電圧と同相の正弦波にできるので、入力力率は
ほぼ１となる。
［発明が解決しようとする課題］ 上記従来例にあっては、チョッパー回路とインバータ
回路がスイッチング素子を共用しているので、負荷変動
や電源変動、出力調整、点灯モードの変化等の入出力の
変化に対して、チョッパー回路１の入力電力Winとイン
バータ回路２の出力電力Woutを常に等しくすることは困
難である。以下、入力電力Winと出力電力Woutの変動要
因について検討する。
回路がスイッチング素子を共用しているので、負荷変動
や電源変動、出力調整、点灯モードの変化等の入出力の
変化に対して、チョッパー回路１の入力電力Winとイン
バータ回路２の出力電力Woutを常に等しくすることは困
難である。以下、入力電力Winと出力電力Woutの変動要
因について検討する。
（ｉ）負荷変動 例えば、多灯並列点灯回路において、１灯乃至複数灯
が消えた場合、あるいは放電灯がエミレス状態（フィラ
メントの電子放射不足状態）となった場合には、出力電
力Woutが減少し、Win＞Woutとなる。
が消えた場合、あるいは放電灯がエミレス状態（フィラ
メントの電子放射不足状態）となった場合には、出力電
力Woutが減少し、Win＞Woutとなる。
（ii）電源変動 商用電源Vsの電圧が変動して電圧が上がった場合には
Win＞Woutとなり、電圧が下がった場合にはWin＜Woutと
なる。
Win＞Woutとなり、電圧が下がった場合にはWin＜Woutと
なる。
（iii）出力調整 例えば、調光制御等により負荷出力を調整し、負荷出
力を減少させた場合には、Win＞Woutとなり、負荷出力
を増加させた場合には、Win＜Woutとなる。
力を減少させた場合には、Win＞Woutとなり、負荷出力
を増加させた場合には、Win＜Woutとなる。
（iv）点灯モードの変化 例えば、点灯モードでWin＝Woutとなるように設計し
た点灯装置においては、予熱モードでは、Win＞Woutと
なる。反対に、予熱モードでWin＝Woutとなるように設
計した点灯装置においては、点灯モードでWin＜Woutと
なる。
た点灯装置においては、予熱モードでは、Win＞Woutと
なる。反対に、予熱モードでWin＝Woutとなるように設
計した点灯装置においては、点灯モードでWin＜Woutと
なる。
このように、従来例では、種々の要因によりチョッパ
ー回路１の入力電力Winとインバータ回路２の出力電力W
outのバランスが崩れる。そして、Win＞Woutとなると、
第９図に示すように、チョッパー回路１の出力電圧VDC
が上昇する。図中、VDC1はWin＝Woutのときの適度な出
力電圧であるが、VDC2はWin＞Woutのときの過大な出力
電圧であり、スイッチング素子や平滑コンデンサの耐圧
を高くする必要が生じる。このため、電源装置のコスト
が上昇するという問題がある。また、Win＜Woutとなる
と、第10図に示すように、入力電流Iinの歪みが増大す
る。図中、Vinは商用交流電源Vsからの入力電圧であ
り、Iinは商用交流電源Vsからの入力電流である。Win＝
Woutのときは、入力電流Iinは入力電圧Vinと同じ正弦波
状であるがWin＜Woutのときは、入力電流Iinに歪みが発
生し、高調波成分が増加し、入力力率も低下する。
ー回路１の入力電力Winとインバータ回路２の出力電力W
outのバランスが崩れる。そして、Win＞Woutとなると、
第９図に示すように、チョッパー回路１の出力電圧VDC
が上昇する。図中、VDC1はWin＝Woutのときの適度な出
力電圧であるが、VDC2はWin＞Woutのときの過大な出力
電圧であり、スイッチング素子や平滑コンデンサの耐圧
を高くする必要が生じる。このため、電源装置のコスト
が上昇するという問題がある。また、Win＜Woutとなる
と、第10図に示すように、入力電流Iinの歪みが増大す
る。図中、Vinは商用交流電源Vsからの入力電圧であ
り、Iinは商用交流電源Vsからの入力電流である。Win＝
Woutのときは、入力電流Iinは入力電圧Vinと同じ正弦波
状であるがWin＜Woutのときは、入力電流Iinに歪みが発
生し、高調波成分が増加し、入力力率も低下する。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、チョッパー回路とインバータ
回路とでスイッチング素子を兼用した電源装置におい
て、チョッパー回路の入力電力とインバータ回路の出力
電力の不均衡による不都合を解消することにある。
その目的とするところは、チョッパー回路とインバータ
回路とでスイッチング素子を兼用した電源装置におい
て、チョッパー回路の入力電力とインバータ回路の出力
電力の不均衡による不都合を解消することにある。
［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するべく、チョ
ッパー回路の入力電力Winとインバータ回路の出力電力W
outを等しくするために、スイッチング素子のスイッチ
ング周期に占めるオン時間の割合又はスイッチング周波
数を制御するものである。この際、チョッパー回路とイ
ンバータ回路とでスイッチング素子が共用されているの
で、入力電力Winと出力電力Woutの同時変化を考慮しな
がら制御を行う必要がある。以下、各制御方式について
検討する。
ッパー回路の入力電力Winとインバータ回路の出力電力W
outを等しくするために、スイッチング素子のスイッチ
ング周期に占めるオン時間の割合又はスイッチング周波
数を制御するものである。この際、チョッパー回路とイ
ンバータ回路とでスイッチング素子が共用されているの
で、入力電力Winと出力電力Woutの同時変化を考慮しな
がら制御を行う必要がある。以下、各制御方式について
検討する。
（Ａ）周波数制御方式 まず、スイッチング素子のオン・オフの周期を変化さ
せる周期数制御方式について検討する。第７図に示す回
路において、スイッチング周波数ｆと入力電力Win及び
出力電力Woutの関係は、第11図のようになる。図中、fc
はインバータ負荷の固有共負周波数である。スイッチン
グ周波数ｆがインバータ負荷の固有共振周波数fcよりも
高い領域では、入力電力Win及び出力電力Woutは共にス
イッチング周波数ｆの変化に対して単調減少となる。そ
して、ｆ＝f1＞fcとなる動作点ａにおいて、Win＝Wout
＝W1となる。また、スイッチング周波数ｆの変化に対し
て、出力電力Woutの変化は入力電力Winの変化よりも大
きい。つまり、 dWout/df＞dWin/df である。このことから、周波数制御方式は主として出力
電力Woutの制御に適すると言える。
せる周期数制御方式について検討する。第７図に示す回
路において、スイッチング周波数ｆと入力電力Win及び
出力電力Woutの関係は、第11図のようになる。図中、fc
はインバータ負荷の固有共負周波数である。スイッチン
グ周波数ｆがインバータ負荷の固有共振周波数fcよりも
高い領域では、入力電力Win及び出力電力Woutは共にス
イッチング周波数ｆの変化に対して単調減少となる。そ
して、ｆ＝f1＞fcとなる動作点ａにおいて、Win＝Wout
＝W1となる。また、スイッチング周波数ｆの変化に対し
て、出力電力Woutの変化は入力電力Winの変化よりも大
きい。つまり、 dWout/df＞dWin/df である。このことから、周波数制御方式は主として出力
電力Woutの制御に適すると言える。
（Ｂ）デューティ制御方式 次に、スイッチング素子の１周期Ｔに占めるオン時間
Tonの割合、つまりオン・デューティＤ＝（Ton/T）×10
0〔％〕を変化させるデューティ制御方式について検討
する。このデューティ制御方式には、２つのスイッチン
グ素子のオン時間の関係から次の２通りの方式がある。
Tonの割合、つまりオン・デューティＤ＝（Ton/T）×10
0〔％〕を変化させるデューティ制御方式について検討
する。このデューティ制御方式には、２つのスイッチン
グ素子のオン時間の関係から次の２通りの方式がある。
（B1）オン時間が同一のデューティ制御方式 この場合のスイッチング制御信号S1,S2は、第13図に
示すようになる。同図（ａ）はオン・デューティＤが50
％の場合であり、同図（ｂ）はオン・デューティＤが50
％未満の場合である。いずれもスイッチング制御信号
S1,S2がハイレベルとなる時間は同一であり、２つのス
イッチング素子Q1,Q2のオン時間Tonは同一である。な
お、オン・デューティＤはインバータ回路の動作上の制
約から50％を越えることはできない。この制御方式にお
いて、オン・デューティＤと入力電力Win及び出力電力W
outの関係は、第12図に示すようになる。オン・デュー
ティＤの変化に対して、入力電力Win及び出力電力Wout
は単調増加となる。そして、Ｄ＝d1となる動作点におい
て、Win＝Wout＝W1となる。また、オン・デューティＤ
が50％付近では、オン・デューティＤの変化に対して、
入力電力Winの変化は出力電力Woutの変化よりも大き
い。つまり、 dWin/dD＞dWout/dD である。このことから、この制御方式は主として入力電
力Winの制御に適すると言える。
示すようになる。同図（ａ）はオン・デューティＤが50
％の場合であり、同図（ｂ）はオン・デューティＤが50
％未満の場合である。いずれもスイッチング制御信号
S1,S2がハイレベルとなる時間は同一であり、２つのス
イッチング素子Q1,Q2のオン時間Tonは同一である。な
お、オン・デューティＤはインバータ回路の動作上の制
約から50％を越えることはできない。この制御方式にお
いて、オン・デューティＤと入力電力Win及び出力電力W
outの関係は、第12図に示すようになる。オン・デュー
ティＤの変化に対して、入力電力Win及び出力電力Wout
は単調増加となる。そして、Ｄ＝d1となる動作点におい
て、Win＝Wout＝W1となる。また、オン・デューティＤ
が50％付近では、オン・デューティＤの変化に対して、
入力電力Winの変化は出力電力Woutの変化よりも大き
い。つまり、 dWin/dD＞dWout/dD である。このことから、この制御方式は主として入力電
力Winの制御に適すると言える。
（B2）オン時間が相補適なデューティ制御方式 この場合のスイッチング制御信号S1,S2は、第15図に
示すようになり、一方のスイッチング素子のオン時間を
短くすれば、それに伴って、他方のスイッチング素子の
オン時間を長くするものである。つまり、一方のスイッ
チング素子のオン・デューティがＤ％ならば、他方のス
イッチング素子のオン・デューティは（100−Ｄ）％と
なる。ここでは、チョッパー回路と兼用されているスイ
ッチング素子にオン・デューティをＤとする。第13図
（ａ）はオン・デューティＤが50％の場合であり、同図
（ｂ）はオン・デューティＤが50％未満の場合である。
この制御方式において、オン・デューティＤと入力電力
Win及び出力電力Woutの関係は、第14図に示すようにな
る。オン・デューティＤの変化に対して、出力電力Wout
はＤ＝50％で最大となり、左右対称である。また、入力
電力Winはオン・デューティＤの変化に対して単調増加
となる。そして、Ｄ＝d1となる動作点において、Win＝W
out＝W1となる。また、オン・デューティＤが50％付近
では、オン・デューティＤの変化に対して、入力電力Wi
nの変化は出力電力Woutの変化よりも大きい。つまり、 dWin/dD＞dWout/dD である。このことから、この制御方式も主として入力電
力Winの制御に適すると言える。
示すようになり、一方のスイッチング素子のオン時間を
短くすれば、それに伴って、他方のスイッチング素子の
オン時間を長くするものである。つまり、一方のスイッ
チング素子のオン・デューティがＤ％ならば、他方のス
イッチング素子のオン・デューティは（100−Ｄ）％と
なる。ここでは、チョッパー回路と兼用されているスイ
ッチング素子にオン・デューティをＤとする。第13図
（ａ）はオン・デューティＤが50％の場合であり、同図
（ｂ）はオン・デューティＤが50％未満の場合である。
この制御方式において、オン・デューティＤと入力電力
Win及び出力電力Woutの関係は、第14図に示すようにな
る。オン・デューティＤの変化に対して、出力電力Wout
はＤ＝50％で最大となり、左右対称である。また、入力
電力Winはオン・デューティＤの変化に対して単調増加
となる。そして、Ｄ＝d1となる動作点において、Win＝W
out＝W1となる。また、オン・デューティＤが50％付近
では、オン・デューティＤの変化に対して、入力電力Wi
nの変化は出力電力Woutの変化よりも大きい。つまり、 dWin/dD＞dWout/dD である。このことから、この制御方式も主として入力電
力Winの制御に適すると言える。
なお、第７図に示す回路では、チョッパー回路と兼用
されるスイッチング素子は、交流電源Vsの極性によって
切替わる。したがって、この制御方式では、第16図に示
すように、交流電源Vsからの入力電力Vinの極性に応じ
て、スイッチング制御信号S1,S2を切り替える必要があ
る。
されるスイッチング素子は、交流電源Vsの極性によって
切替わる。したがって、この制御方式では、第16図に示
すように、交流電源Vsからの入力電力Vinの極性に応じ
て、スイッチング制御信号S1,S2を切り替える必要があ
る。
以上の検討結果から明らかなように、周波数制御方式
では、スイッチング周波数ｆの変化に対する入力電力Wi
nの変化よりも出力電力Woutの変化の方が大きい。ま
た、デューティ制御方式では、オン・デューティＤの変
化に対する出力電力Woutの変化よりも入力電力Winの変
化の方が大きい。したがって、チョッパー回路の入力電
力Winの制御にはデューティ制御方式が適しており、イ
ンバータ回路の出力電力Woutの制御には周波数制御方式
が適している。故に、負荷変動や電源変動、出力調整、
点灯モードの変化等の各種の変動要因に対しても、これ
らの制御方式を併用して、スイッチング素子の共用によ
る入力電力Winと出力電力Woutの同時変化を抑えなが
ら、入力電力Winと出力電力Woutとを常に等しくするこ
とができる。これにより、チョッパー回路の出力電圧V
DCを適度な電圧とし、入力電流の歪みを低減し、入力高
調波成分が少なく、入力力率の高い電源装置を実現でき
る。
では、スイッチング周波数ｆの変化に対する入力電力Wi
nの変化よりも出力電力Woutの変化の方が大きい。ま
た、デューティ制御方式では、オン・デューティＤの変
化に対する出力電力Woutの変化よりも入力電力Winの変
化の方が大きい。したがって、チョッパー回路の入力電
力Winの制御にはデューティ制御方式が適しており、イ
ンバータ回路の出力電力Woutの制御には周波数制御方式
が適している。故に、負荷変動や電源変動、出力調整、
点灯モードの変化等の各種の変動要因に対しても、これ
らの制御方式を併用して、スイッチング素子の共用によ
る入力電力Winと出力電力Woutの同時変化を抑えなが
ら、入力電力Winと出力電力Woutとを常に等しくするこ
とができる。これにより、チョッパー回路の出力電圧V
DCを適度な電圧とし、入力電流の歪みを低減し、入力高
調波成分が少なく、入力力率の高い電源装置を実現でき
る。
［作用］ 第17図は入力電力Winと出力電力Woutの３通りのバラ
ンス関係を示している。同図（ａ）はｆ＝f1,D＝d1でWi
n＝Wout＝W1となり、チョッパー回路の出力電圧VDCが適
度な電圧で、入力電流の歪みも小さい理想的な状態を示
している。また、同図（ｂ）は入力電力Win又は出力電
力Woutが種々の変動要因で変動し、ｆ＝f1,D＝d1でWin
＜Woutとなり、入力電流の歪みが増大し、入力力率が低
下した状態を示している。さらに、同図（ｃ）は入力電
力Win又は出力電力Woutが種々の変動要因で変動しｆ＝f
1,D＝d1でWin＞Woutとなり、チョッパー回路の出力電圧
VDCが上昇した状態を示している。なお、デューティ制
御方式としては、上記（B2）のオン時間が相補適なデュ
ーティ制御方式を用いるものとする。
ンス関係を示している。同図（ａ）はｆ＝f1,D＝d1でWi
n＝Wout＝W1となり、チョッパー回路の出力電圧VDCが適
度な電圧で、入力電流の歪みも小さい理想的な状態を示
している。また、同図（ｂ）は入力電力Win又は出力電
力Woutが種々の変動要因で変動し、ｆ＝f1,D＝d1でWin
＜Woutとなり、入力電流の歪みが増大し、入力力率が低
下した状態を示している。さらに、同図（ｃ）は入力電
力Win又は出力電力Woutが種々の変動要因で変動しｆ＝f
1,D＝d1でWin＞Woutとなり、チョッパー回路の出力電圧
VDCが上昇した状態を示している。なお、デューティ制
御方式としては、上記（B2）のオン時間が相補適なデュ
ーティ制御方式を用いるものとする。
以下、入力電力Winと出力電力Woutを均衡させる方法
について説明する。
について説明する。
（Ｉ）Win＜Woutのとき 第17図（ｂ）に示す状態から、入力電力Winと出力電
力Woutとを等しくするには、 周波数制御方式によりスイッチング周波数ｆを増加さ
せて、ｆ＝f2とし、Win＝Wout＝W2fとする方法と、 デューティ制御方法によりオン・デューティＤを増加
させて、Ｄ＝d2とし、Win＝Wout＝W2Dとする方法の２通
りがある。
力Woutとを等しくするには、 周波数制御方式によりスイッチング周波数ｆを増加さ
せて、ｆ＝f2とし、Win＝Wout＝W2fとする方法と、 デューティ制御方法によりオン・デューティＤを増加
させて、Ｄ＝d2とし、Win＝Wout＝W2Dとする方法の２通
りがある。
どちらの方法を用いるかは状況によって異なるが、入
力電力Winあるいは出力電力Woutのどちらの変化を少な
くするかによって使い分ければ良い。すなわち、入力電
力Winの変化を少なくしたければ周波数制御方式を用い
れば良く、出力電力Woutの変化を少なくしたければデュ
ーティ制御方式を用いれば良い。
力電力Winあるいは出力電力Woutのどちらの変化を少な
くするかによって使い分ければ良い。すなわち、入力電
力Winの変化を少なくしたければ周波数制御方式を用い
れば良く、出力電力Woutの変化を少なくしたければデュ
ーティ制御方式を用いれば良い。
（II）Win＞Woutのとき 第17図（ｃ）に示す状態から、入力電力Winと出力電
力Woutとを等しくするには、 周波数制御方式によりスイッチング周波数ｆを減少さ
せてｆ＝f3とし、Win＝Wout＝W3fとする方法と、 デューティ制御方法によりオン・デューティＤを減少
させて、Ｄ＝d3とし、Win＝Wout＝W3Dとする方法の２通
りがある。
力Woutとを等しくするには、 周波数制御方式によりスイッチング周波数ｆを減少さ
せてｆ＝f3とし、Win＝Wout＝W3fとする方法と、 デューティ制御方法によりオン・デューティＤを減少
させて、Ｄ＝d3とし、Win＝Wout＝W3Dとする方法の２通
りがある。
どちらの方法を用いるかについては、上記の場合、入
力電力Winあるいは出力電力Woutのどちらの変化を少な
くするかによって使い分ければ良い。
力電力Winあるいは出力電力Woutのどちらの変化を少な
くするかによって使い分ければ良い。
以上の制御例では、周波数制御方式あるいはデューテ
ィ制御方式のどちらか一方のみを用いて、入力電力Win
と出力電力Woutとを一致させている。この方式では、入
力電力Winも出力電力Woutも共に初めの値とは異なる値
となってしまう。しかしながら、入力電力Win当は出力
電力Woutのどちらかの値は変えずに、入力電力Winと出
力電力Woutを一致させたい場合がある。その場合には、
周波数制御方式とデューティ制御方式とを併用すれば良
い。以下、そのような制御例について説明する。
ィ制御方式のどちらか一方のみを用いて、入力電力Win
と出力電力Woutとを一致させている。この方式では、入
力電力Winも出力電力Woutも共に初めの値とは異なる値
となってしまう。しかしながら、入力電力Win当は出力
電力Woutのどちらかの値は変えずに、入力電力Winと出
力電力Woutを一致させたい場合がある。その場合には、
周波数制御方式とデューティ制御方式とを併用すれば良
い。以下、そのような制御例について説明する。
（ｉ）Win＜WoutでWinを変えない場合 第18図はｆ＝f1,D＝d1において、Win＝W1′（動作点
ａ）,Wout＝W1″（動作点ｂ）であり、Win＜Woutとなっ
ている状態を示している。この状態から入力電力Winと
出力電力Woutを平衡させるには、周波数制御方式のみで
は、ｆ＝f2,Win＝Wout＝W2f（動作点ｉ）となり、デュ
ーティ制御方式のみでは、Ｄ＝d2,Win＝Wout＝W2D（動
作点ｊ）となり、どちらの場合でも入力電力Win及び出
力電力Woutの値が共に変化する。
ａ）,Wout＝W1″（動作点ｂ）であり、Win＜Woutとなっ
ている状態を示している。この状態から入力電力Winと
出力電力Woutを平衡させるには、周波数制御方式のみで
は、ｆ＝f2,Win＝Wout＝W2f（動作点ｉ）となり、デュ
ーティ制御方式のみでは、Ｄ＝d2,Win＝Wout＝W2D（動
作点ｊ）となり、どちらの場合でも入力電力Win及び出
力電力Woutの値が共に変化する。
そこで、入力電力Winを変化させずに出力電力Woutを
入力電力Winと等しくするには、まず、 周波数制御方式により、スイッチング周波数ｆをf1か
らf3に増加させて、入力電力Winに関する動作点をａか
らｇに変化させ、出力電力Woutに関する動作点をｂから
ｈに変化させて、出力電力Woutを入力電力Winに近付け
る。このとき、入力電力Winは少し減少している。そこ
で、次に、 デューティ制御方式により、オン・デューティＤをd1
からd3に増加させて、入力電力Winに関する動作点をｇ
からｃに変化させ、出力電力Woutに関する動作点をｈか
らｃに変化させる。これにより、入力電力Winを変化さ
せることなく、出力電力Woutを入力電力Winと一致させ
ることができる。
入力電力Winと等しくするには、まず、 周波数制御方式により、スイッチング周波数ｆをf1か
らf3に増加させて、入力電力Winに関する動作点をａか
らｇに変化させ、出力電力Woutに関する動作点をｂから
ｈに変化させて、出力電力Woutを入力電力Winに近付け
る。このとき、入力電力Winは少し減少している。そこ
で、次に、 デューティ制御方式により、オン・デューティＤをd1
からd3に増加させて、入力電力Winに関する動作点をｇ
からｃに変化させ、出力電力Woutに関する動作点をｈか
らｃに変化させる。これにより、入力電力Winを変化さ
せることなく、出力電力Woutを入力電力Winと一致させ
ることができる。
（ii）Win＜WoutでWoutを変えない場合 第19図はｆ＝f1,D＝d1において、Win＝W1′（動作点
ａ）,Wout＝W1″（動作点ｂ）であり、Win＜Woutとなっ
ている状態を示している。この状態から入力電力Winと
出力電力Woutを平衡させるには、周波数制御方式のみで
は、ｆ＝f2,Win＝Wout＝W2f（動作点ｉ）となり、デュ
ーティ制御方式のみでは、Ｄ＝d2,Win＝Wout＝W2D（動
作点ｊ）となり、どちらの場合でも入力電力Win及び出
力電力Woutの値が共に変化する。
ａ）,Wout＝W1″（動作点ｂ）であり、Win＜Woutとなっ
ている状態を示している。この状態から入力電力Winと
出力電力Woutを平衡させるには、周波数制御方式のみで
は、ｆ＝f2,Win＝Wout＝W2f（動作点ｉ）となり、デュ
ーティ制御方式のみでは、Ｄ＝d2,Win＝Wout＝W2D（動
作点ｊ）となり、どちらの場合でも入力電力Win及び出
力電力Woutの値が共に変化する。
そこで、出力電力Woutを変化させずに入力電力Winを
出力電力Woutと等しくするには、まず、 デューティ制御方式により、デューティＤをd1からd3
に増加させて、入力電力Winに関する動作点をａからｄ
に変化させ、出力電力Woutに関する動作点をｂからｅに
変化させて、入力電力Winを出力電力Woutに近付ける。
このとき、出力電力Woutは少し減少している。そこで、
次に、 周波数制御方式により、スイッチング周波数ｆをf1か
らf3に減少させて、入力電力Winに関する動作点をｄか
らｃに変化させ、出力電力Woutに関する動作点をｅから
ｃに変化させる。これにより、出力電力Woutを変化させ
ることなく、入力電力Winを出力電力Woutと一致させる
ことができる。
出力電力Woutと等しくするには、まず、 デューティ制御方式により、デューティＤをd1からd3
に増加させて、入力電力Winに関する動作点をａからｄ
に変化させ、出力電力Woutに関する動作点をｂからｅに
変化させて、入力電力Winを出力電力Woutに近付ける。
このとき、出力電力Woutは少し減少している。そこで、
次に、 周波数制御方式により、スイッチング周波数ｆをf1か
らf3に減少させて、入力電力Winに関する動作点をｄか
らｃに変化させ、出力電力Woutに関する動作点をｅから
ｃに変化させる。これにより、出力電力Woutを変化させ
ることなく、入力電力Winを出力電力Woutと一致させる
ことができる。
（iii）Win＞WoutでWinを変えない場合 第20図はｆ＝f1,D＝d1において、Win＝W1′（動作点
ａ）,Wout＝W1″（動作点ｂ）であり、Win＞Woutとなっ
ている状態を示している。この状態から入力電力Winと
出力電力Woutを平衡させるには、周波数制御方式のみで
は、ｆ＝f2,Win＝Wout＝W2f（動作点ｉ）となり、デュ
ーティ制御方式のみで、Ｄ＝d2,Win＝Wout＝W2D（動作
点ｊ）となり、どちらの場合でも入力電力Win及び出力
電力Woutの値が共に変化する。
ａ）,Wout＝W1″（動作点ｂ）であり、Win＞Woutとなっ
ている状態を示している。この状態から入力電力Winと
出力電力Woutを平衡させるには、周波数制御方式のみで
は、ｆ＝f2,Win＝Wout＝W2f（動作点ｉ）となり、デュ
ーティ制御方式のみで、Ｄ＝d2,Win＝Wout＝W2D（動作
点ｊ）となり、どちらの場合でも入力電力Win及び出力
電力Woutの値が共に変化する。
そこで、入力電力Winを変化させずに出力電力Woutを
入力電力Winと等しくするには、まず、 周波数制御方式により、スイッチング周波数ｆをf1か
らf3に減少させて、入力電力Winに関する動作点をａか
らｇに変化させ、出力電力Woutに関する動作点をｂから
ｈに変化させて、出力電力Woutを入力電力Winに近付け
る。このとき、入力電力Winは少し増加している。そこ
で、次に、 デューティ制御方式により、オン・デューティＤをd1
からd3に減少させて、入力電力Winに関する動作点をｇ
からｃに変化させ、出力電力Woutに関する動作点をｈか
らｃに変化させる。これにより、入力電力Winを変化さ
せることなく、出力電力Woutを入力電力Winと一致させ
ることができる。
入力電力Winと等しくするには、まず、 周波数制御方式により、スイッチング周波数ｆをf1か
らf3に減少させて、入力電力Winに関する動作点をａか
らｇに変化させ、出力電力Woutに関する動作点をｂから
ｈに変化させて、出力電力Woutを入力電力Winに近付け
る。このとき、入力電力Winは少し増加している。そこ
で、次に、 デューティ制御方式により、オン・デューティＤをd1
からd3に減少させて、入力電力Winに関する動作点をｇ
からｃに変化させ、出力電力Woutに関する動作点をｈか
らｃに変化させる。これにより、入力電力Winを変化さ
せることなく、出力電力Woutを入力電力Winと一致させ
ることができる。
（iv）Win＞WoutでWoutを変えない場合 第21図はｆ＝f1,D＝d1において、Win＝W1′（動作点
ａ）,Wout＝W1″（動作点ｂ）であり、Win＞Woutとなっ
ている状態を示している。この状態から入力電力Winと
出力電力Woutを平衡させるには、周波数制御方式のみで
は、ｆ＝f2,Win＝Wout＝W2f（動作点ｉ）となり、デュ
ーティ制御方式のみでは、Ｄ＝d2,Win＝Wout＝W2D（動
作点ｊ）となり、どちらの場合でも入力電力Win及び出
力電力Woutの値が共に変化する。
ａ）,Wout＝W1″（動作点ｂ）であり、Win＞Woutとなっ
ている状態を示している。この状態から入力電力Winと
出力電力Woutを平衡させるには、周波数制御方式のみで
は、ｆ＝f2,Win＝Wout＝W2f（動作点ｉ）となり、デュ
ーティ制御方式のみでは、Ｄ＝d2,Win＝Wout＝W2D（動
作点ｊ）となり、どちらの場合でも入力電力Win及び出
力電力Woutの値が共に変化する。
そこで、出力電力Woutを変化させずに入力電力Winを
出力電力Woutと等しくするには、まず、 デューティ制御方式により、デューティＤをd1からd3
に減少させて、入力電力Winに関する動作点をａからｄ
に変化させ、出力電力Woutに関する動作点をｂからｅに
変化させて、入力電力Winを出力電力Woutに近付ける。
このとき、出力電力Woutは少し減少している。そこで、
次に、 周波数制御方式により、スイッチング周波数ｆをf1か
らf3に減少させて、入力電力Winに関する動作点をｄか
らｃに変化させ、出力電力Woutに関する動作点をｅから
ｃに変化させる。これにより、出力電力Woutを変化させ
ることなく、入力電力Winを出力電力Woutと一致させる
ことができる。
出力電力Woutと等しくするには、まず、 デューティ制御方式により、デューティＤをd1からd3
に減少させて、入力電力Winに関する動作点をａからｄ
に変化させ、出力電力Woutに関する動作点をｂからｅに
変化させて、入力電力Winを出力電力Woutに近付ける。
このとき、出力電力Woutは少し減少している。そこで、
次に、 周波数制御方式により、スイッチング周波数ｆをf1か
らf3に減少させて、入力電力Winに関する動作点をｄか
らｃに変化させ、出力電力Woutに関する動作点をｅから
ｃに変化させる。これにより、出力電力Woutを変化させ
ることなく、入力電力Winを出力電力Woutと一致させる
ことができる。
以上の制御例（ｉ）〜（iv）をまとめると、次表の通
りとなる。
りとなる。
ここで、制御例（iii）と（iv）では、スイッチング
周波数ｆとオン・デューティＤを共に減少させている
が、その変化幅が異なる。すなわち、入力電力Winを不
変とする制御例（iii）では、スイッチング周波数ｆの
変化幅が大きく、オン・デューティＤの変化幅は小さ
い。また、出力電力Woutを不変とする制御例（iv）で
は、スイッチング周波数ｆの変化幅は小さく、オン・デ
ューティＤの変化幅は大きい。
周波数ｆとオン・デューティＤを共に減少させている
が、その変化幅が異なる。すなわち、入力電力Winを不
変とする制御例（iii）では、スイッチング周波数ｆの
変化幅が大きく、オン・デューティＤの変化幅は小さ
い。また、出力電力Woutを不変とする制御例（iv）で
は、スイッチング周波数ｆの変化幅は小さく、オン・デ
ューティＤの変化幅は大きい。
なお、オン・デューティＤを増加させる場合におい
て、Ｄ＞50％となるときには、上記（B2）のオン時間が
相補的なデューティ制御方式を使用しなければならな
い。Ｄ≦50％となるときには、上記（B1）のオン時間が
同一のデューティ制御方式を使用しても良い。
て、Ｄ＞50％となるときには、上記（B2）のオン時間が
相補的なデューティ制御方式を使用しなければならな
い。Ｄ≦50％となるときには、上記（B1）のオン時間が
同一のデューティ制御方式を使用しても良い。
［実施例１］ 第１図は本発明の一実施例の回路図である。本実施例
にあっては、負荷回路として蛍光灯FL1,FL2,FL3の３灯
並列点灯回路を用いている。各蛍光灯FL1,FL2,FL3に
は、インダクタL3,L4,L5がそれぞれ直列接続されると共
に、コンデンサC4,C5,C6がそれぞれ並列接続されてい
る。トランジスタQ1,Q2に制御信号S1,S2を与える制御回
路４は、制御信号S1,S2の周波数ｆを制御する周波数制
御手段と、オン・デューティＤを制御するデューティ制
御手段とを含んでいる。定格点灯時にはｆ＝f1,D＝d1で
Win＝Wout＝W1となり、チョッパー回路の出力電圧VDCは
適度の電圧で、入力電流の高調波成分は少なく、入力力
率も高い状態となるように設計されている。ここで、フ
ィラメントの断線やランプ外れ等の原因で、１つの蛍光
灯（例えばFL3）が消えると、インバータ負荷の消費電
力が減るので、Win＞Woutとなる。したがって、このま
までは、チョッパー回路の出力電圧VDCが上昇し、スイ
ッチング素子やコンデンサC2,C3等に負担が加わること
になる。第１図に示す回路では、各蛍光灯毎に１つの共
振系が設けられているので１つの蛍光灯FL3が消えても
他の蛍光灯FL1,FL2の出力は殆ど変わらない。故に、１
つの蛍光灯FL3が消えると、出力電力Woutはほぼ（2/3）
となる。多灯点灯装置では、１灯が消えた場合でも残り
の蛍光灯の出力は変わらないようにすることが望ましい
ので、出力電力Woutを変えずに入力電力Winを変化させ
て、Win＝Woutとすることが望まれる。これは、第21図
に示す制御例（iv）に相当し、オン・デューティＤを減
少させて入力電力Winを出力電力Woutに近付けた後、周
波数ｆを若干下げて、出力電力Woutを微調整することに
より、出力電力Woutを変えることなく、入力電力Winを
出力電力Woutと等しくすることができる。
にあっては、負荷回路として蛍光灯FL1,FL2,FL3の３灯
並列点灯回路を用いている。各蛍光灯FL1,FL2,FL3に
は、インダクタL3,L4,L5がそれぞれ直列接続されると共
に、コンデンサC4,C5,C6がそれぞれ並列接続されてい
る。トランジスタQ1,Q2に制御信号S1,S2を与える制御回
路４は、制御信号S1,S2の周波数ｆを制御する周波数制
御手段と、オン・デューティＤを制御するデューティ制
御手段とを含んでいる。定格点灯時にはｆ＝f1,D＝d1で
Win＝Wout＝W1となり、チョッパー回路の出力電圧VDCは
適度の電圧で、入力電流の高調波成分は少なく、入力力
率も高い状態となるように設計されている。ここで、フ
ィラメントの断線やランプ外れ等の原因で、１つの蛍光
灯（例えばFL3）が消えると、インバータ負荷の消費電
力が減るので、Win＞Woutとなる。したがって、このま
までは、チョッパー回路の出力電圧VDCが上昇し、スイ
ッチング素子やコンデンサC2,C3等に負担が加わること
になる。第１図に示す回路では、各蛍光灯毎に１つの共
振系が設けられているので１つの蛍光灯FL3が消えても
他の蛍光灯FL1,FL2の出力は殆ど変わらない。故に、１
つの蛍光灯FL3が消えると、出力電力Woutはほぼ（2/3）
となる。多灯点灯装置では、１灯が消えた場合でも残り
の蛍光灯の出力は変わらないようにすることが望ましい
ので、出力電力Woutを変えずに入力電力Winを変化させ
て、Win＝Woutとすることが望まれる。これは、第21図
に示す制御例（iv）に相当し、オン・デューティＤを減
少させて入力電力Winを出力電力Woutに近付けた後、周
波数ｆを若干下げて、出力電力Woutを微調整することに
より、出力電力Woutを変えることなく、入力電力Winを
出力電力Woutと等しくすることができる。
［実施例２］ 第２図は本発明の他の実施例の動作説明図である。第
１図又は第７図に示す放電灯点灯装置において、ｆ＝
f1,D＝d1で全点灯状態（Win＝Wout＝W1）である場合
に、スイッチング周波数をf2に増加させると、Wout＝W2
となり、出力電力Woutが低下する。スイッチング周波数
ｆの増加に伴い、入力電力Winも減少するが、出力電力W
outの減少に比べて減少量が少ないので、ｆ＝f2ではWin
＞Woutとなる。出力電力Woutの低下により、光出力を低
減することができ、放電灯の調光制御が可能となる。こ
の場合には、調光による光出力を変えずにWin＝Woutと
することが望まれる。そこで第21図に示す制御例（iv）
に従って、オン・デューティＤを減少させて入力電力Wi
nを出力電力Woutに近付けた後、周波数ｆを若干下げ
て、出力電力Woutを微調整することにより、出力電力Wo
utを変えることなく、入力電力Winを出力電力Woutと等
しくすれば良い。
１図又は第７図に示す放電灯点灯装置において、ｆ＝
f1,D＝d1で全点灯状態（Win＝Wout＝W1）である場合
に、スイッチング周波数をf2に増加させると、Wout＝W2
となり、出力電力Woutが低下する。スイッチング周波数
ｆの増加に伴い、入力電力Winも減少するが、出力電力W
outの減少に比べて減少量が少ないので、ｆ＝f2ではWin
＞Woutとなる。出力電力Woutの低下により、光出力を低
減することができ、放電灯の調光制御が可能となる。こ
の場合には、調光による光出力を変えずにWin＝Woutと
することが望まれる。そこで第21図に示す制御例（iv）
に従って、オン・デューティＤを減少させて入力電力Wi
nを出力電力Woutに近付けた後、周波数ｆを若干下げ
て、出力電力Woutを微調整することにより、出力電力Wo
utを変えることなく、入力電力Winを出力電力Woutと等
しくすれば良い。
［実施例］ 第３図は本発明のさらに他の実施例の動作説明図であ
る。第１図又は第７図に示す放電灯点灯装置において、
ｆ＝f1,D＝d1で全点灯状態（Win＝Wout＝W1）である場
合に、スイッチング周波数をf2に低下させると、Wout＝
W2となり、出力電力Woutが増加する。スイッチング周波
数ｆの低下に伴い、入力電力Winも増加するが、出力電
力Woutの増加に比べて増加量が少ないので、ｆ＝f2では
Win＜Woutとなる。出力電力Woutの増加により、光出力
を増加させることができ、放電灯の出力アップが可能と
なる。この場合には、光出力を変えずにWin＝Woutとす
ることが望まれる。そこで、第19図に示す制御例（ii）
に従って、オン・デューティＤを増加させて入力電力Wi
nを出力電力Woutに近付けた後、周波数ｆを若干下げ
て、出力電力Woutを微調整することにより、出力電力Wo
utを変えることなく、入力電力Winを出力電力Woutと等
しくすれば良い。
る。第１図又は第７図に示す放電灯点灯装置において、
ｆ＝f1,D＝d1で全点灯状態（Win＝Wout＝W1）である場
合に、スイッチング周波数をf2に低下させると、Wout＝
W2となり、出力電力Woutが増加する。スイッチング周波
数ｆの低下に伴い、入力電力Winも増加するが、出力電
力Woutの増加に比べて増加量が少ないので、ｆ＝f2では
Win＜Woutとなる。出力電力Woutの増加により、光出力
を増加させることができ、放電灯の出力アップが可能と
なる。この場合には、光出力を変えずにWin＝Woutとす
ることが望まれる。そこで、第19図に示す制御例（ii）
に従って、オン・デューティＤを増加させて入力電力Wi
nを出力電力Woutに近付けた後、周波数ｆを若干下げ
て、出力電力Woutを微調整することにより、出力電力Wo
utを変えることなく、入力電力Winを出力電力Woutと等
しくすれば良い。
［実施例４］ 第１図又は第７図に示す放電灯点灯装置において、チ
ョッパー回路やインバータ回路及び負荷回路には何の変
化もなくても、電源電圧が変動すれば、入力電力Winと
出力電力Woutのバランスは崩れる。つまり、電源電圧が
定格電圧である場合に、ｆ＝f1,D＝d1でWin＝Wout＝W1
とすると、電源電圧が定格電圧よりも上昇した場合に
は、Win＞Woutとなり、電源電圧が定格電圧よりも低下
した場合には、Win＜Woutとなる。
ョッパー回路やインバータ回路及び負荷回路には何の変
化もなくても、電源電圧が変動すれば、入力電力Winと
出力電力Woutのバランスは崩れる。つまり、電源電圧が
定格電圧である場合に、ｆ＝f1,D＝d1でWin＝Wout＝W1
とすると、電源電圧が定格電圧よりも上昇した場合に
は、Win＞Woutとなり、電源電圧が定格電圧よりも低下
した場合には、Win＜Woutとなる。
電源電圧が上昇したときには、チョッパー回路の入力
電力Winの曲線はスイッチング周波数ｆの領域では上側
へシフトし、オン・デューティＤの領域では傾きが大き
くなる。したがって、これはWin＞Woutの場合に相当す
る。この場合、出力電力Woutを不変とするには、第21図
に示す制御例（iv）に従って、オン・デューティＤを減
少させて入力電力Winを出力電力Woutに近付けた後、周
波数ｆを若干下げて、出力電力Woutを微調整することに
より、入力電力Winを出力電力Woutと等しくすれば良
い。
電力Winの曲線はスイッチング周波数ｆの領域では上側
へシフトし、オン・デューティＤの領域では傾きが大き
くなる。したがって、これはWin＞Woutの場合に相当す
る。この場合、出力電力Woutを不変とするには、第21図
に示す制御例（iv）に従って、オン・デューティＤを減
少させて入力電力Winを出力電力Woutに近付けた後、周
波数ｆを若干下げて、出力電力Woutを微調整することに
より、入力電力Winを出力電力Woutと等しくすれば良
い。
電源電圧が低下したときには、チョッパー回路の入力
電力Winの曲線はスイッチング周波数ｆの領域では下側
へシフトし、オン・デューティＤの領域では傾きが小さ
くなる。したがって、これはWin＜Woutの場合に相当す
る。この場合、出力電力Woutを不変とするには、第19図
に示す制御例（ii）に従って、オン・デューティＤを増
加させて入力電力Winを出力電力Woutに近付けた後、周
波数ｆを若干下げて、出力電力Woutを微調整することに
より、入力電力Winを出力電力Woutと等しくすれば良
い。
電力Winの曲線はスイッチング周波数ｆの領域では下側
へシフトし、オン・デューティＤの領域では傾きが小さ
くなる。したがって、これはWin＜Woutの場合に相当す
る。この場合、出力電力Woutを不変とするには、第19図
に示す制御例（ii）に従って、オン・デューティＤを増
加させて入力電力Winを出力電力Woutに近付けた後、周
波数ｆを若干下げて、出力電力Woutを微調整することに
より、入力電力Winを出力電力Woutと等しくすれば良
い。
［実施例５］ 第４図は本発明の別の実施例の回路図である。この回
路はインダクタL3とコンデンサC4の直列共振回路を負荷
回路に含み、コンデンサC4の両端に生じる共振電圧が蛍
光灯FLに印加されて、蛍光灯FLが点灯される。定常点灯
状態では、ｆ＝f1,D＝d1で入力電力Winと出力電力Wout
のバランスが取れた状態となるように設計されている。
ところが、始動時には点灯時の周波数f1よりも高い周波
数f2でスイッチングされ、コンデンサC4の両端電圧は蛍
光灯FLの放電開始電圧以下に低下せしめられる。このた
め、蛍光灯FLは不点灯状態となり、第５図に示すよう
に、コンデンサC4を介して蛍光灯FLのフィラメントに予
熱電流が流れ、フィラメントが予熱される。フィラメン
トを一定時間予熱した後、周波数をf1に下げて、コンデ
ンサC4の両端電圧を蛍光灯FLの放電開始電圧以上に上昇
させて、蛍光灯FLを点灯させる。
路はインダクタL3とコンデンサC4の直列共振回路を負荷
回路に含み、コンデンサC4の両端に生じる共振電圧が蛍
光灯FLに印加されて、蛍光灯FLが点灯される。定常点灯
状態では、ｆ＝f1,D＝d1で入力電力Winと出力電力Wout
のバランスが取れた状態となるように設計されている。
ところが、始動時には点灯時の周波数f1よりも高い周波
数f2でスイッチングされ、コンデンサC4の両端電圧は蛍
光灯FLの放電開始電圧以下に低下せしめられる。このた
め、蛍光灯FLは不点灯状態となり、第５図に示すよう
に、コンデンサC4を介して蛍光灯FLのフィラメントに予
熱電流が流れ、フィラメントが予熱される。フィラメン
トを一定時間予熱した後、周波数をf1に下げて、コンデ
ンサC4の両端電圧を蛍光灯FLの放電開始電圧以上に上昇
させて、蛍光灯FLを点灯させる。
第６図は点灯状態での出力電力Woutと予熱状態での出
力電力Ｗ′out及び各状態での入力電力Winとスイッチン
グ周波数ｆとの関係を示している。予熱状態での周波数
f2は点灯状態での周波数f1よりも高いので、予熱状態で
の出力電力Ｗ′outは、点灯状態での出力電力Woutより
も小さい。このため、予熱周波数f2での入力電力Winと
出力電力Ｗ′outの差は非常に大きくなり、コンデンサC
2,C3の電圧は非常に高くなる。そこで、この場合には、
第21図に示す制御例（iv）に従って、出力電力Ｗ′out
を変えずに入力電力Winを出力電力Ｗ′outと等しくすれ
ば良い。
力電力Ｗ′out及び各状態での入力電力Winとスイッチン
グ周波数ｆとの関係を示している。予熱状態での周波数
f2は点灯状態での周波数f1よりも高いので、予熱状態で
の出力電力Ｗ′outは、点灯状態での出力電力Woutより
も小さい。このため、予熱周波数f2での入力電力Winと
出力電力Ｗ′outの差は非常に大きくなり、コンデンサC
2,C3の電圧は非常に高くなる。そこで、この場合には、
第21図に示す制御例（iv）に従って、出力電力Ｗ′out
を変えずに入力電力Winを出力電力Ｗ′outと等しくすれ
ば良い。
［実施例６］ また、実施例５とは反対に、ｆ＝f2の予熱状態におい
て、Win＝Ｗ′outとなるように設計した回路では、スイ
ッチング周波数ｆを下げてｆ＝f1の点灯状態とした場合
に、Win＜Woutとなる。そこで、この場合には、第19図
に示す制御例（ii）に従って、出力電力Woutを変えずに
入力電力Winを出力電力Woutと等しくすれば良い。
て、Win＝Ｗ′outとなるように設計した回路では、スイ
ッチング周波数ｆを下げてｆ＝f1の点灯状態とした場合
に、Win＜Woutとなる。そこで、この場合には、第19図
に示す制御例（ii）に従って、出力電力Woutを変えずに
入力電力Winを出力電力Woutと等しくすれば良い。
上記実施例では、全て、出力電力Woutを変えずに入力
電力Winを出力電力Woutと等しくする制御例を用いてい
る。現実の回路においても、出力電力Woutを変えずに制
御したい場合が多く、出力電力Woutを変えてまで入力電
力Winを一定にしたい場合は殆ど無い。しかしながら、
入力電力Winを一定にしたい場合には、第18図及び第20
図に示す制御例（ｉ），（iii）に従って、入力電力Win
を変えずに出力電力Woutを入力電力Winと等しくするこ
とも可能である。
電力Winを出力電力Woutと等しくする制御例を用いてい
る。現実の回路においても、出力電力Woutを変えずに制
御したい場合が多く、出力電力Woutを変えてまで入力電
力Winを一定にしたい場合は殆ど無い。しかしながら、
入力電力Winを一定にしたい場合には、第18図及び第20
図に示す制御例（ｉ），（iii）に従って、入力電力Win
を変えずに出力電力Woutを入力電力Winと等しくするこ
とも可能である。
また、上記実施例では、入出力の不均衡に起因する問
題点を解決するために、入力電力Winと出力電力Woutと
を等しくしているが、完全に一致させなくても、スイッ
チング周波数ｆとオン・デューティＤの制御により、入
力電力Winと出力電力Woutとの差を小さくするだけで
も、入出力の不均衡に起因する問題点は緩和される。
題点を解決するために、入力電力Winと出力電力Woutと
を等しくしているが、完全に一致させなくても、スイッ
チング周波数ｆとオン・デューティＤの制御により、入
力電力Winと出力電力Woutとの差を小さくするだけで
も、入出力の不均衡に起因する問題点は緩和される。
なお、制御回路４はチョッパー回路１の入力電力Win
とインバータ回路２の出力電力Woutを検出して、これら
が等しくなるように、スイッチング周波数ｆやオン・デ
ューティＤを自動制御する回路として構成すれば良い。
チョッパー回路１の入力電力Winを検出する手段として
は、種々の方法が考えられるが、例えば、入力電圧と
入力電流を検出して、その積を演算する方法や、チョ
ッパー回路１のインダクタL2の電流波形から入力電力Wi
nを演算する方法、あるいはスイッチング素子に流れ
る電流から入力電力Winを演算する方法等がある。いず
れの方法を用いる場合においても、入力電力Winは電源
周期にわたって平均化する必要がある。次に、インバー
タ回路２の出力電力Woutを検出する手段としては、例え
ば、負荷に流れる電流と負荷両端の電圧を検出して、
その積を演算する方法や、負荷電流のみから出力電力
Woutを演算する方法、あるいは負荷電圧のみから出力
電力Woutを演算する方法、さらにはスイッチング素子
に流れる電流から出力電力Woutを演算する方法等があ
る。いずれの方法を用いる場合においても、出力電力Wo
utは電源周期にわたって平均化する必要がある。
とインバータ回路２の出力電力Woutを検出して、これら
が等しくなるように、スイッチング周波数ｆやオン・デ
ューティＤを自動制御する回路として構成すれば良い。
チョッパー回路１の入力電力Winを検出する手段として
は、種々の方法が考えられるが、例えば、入力電圧と
入力電流を検出して、その積を演算する方法や、チョ
ッパー回路１のインダクタL2の電流波形から入力電力Wi
nを演算する方法、あるいはスイッチング素子に流れ
る電流から入力電力Winを演算する方法等がある。いず
れの方法を用いる場合においても、入力電力Winは電源
周期にわたって平均化する必要がある。次に、インバー
タ回路２の出力電力Woutを検出する手段としては、例え
ば、負荷に流れる電流と負荷両端の電圧を検出して、
その積を演算する方法や、負荷電流のみから出力電力
Woutを演算する方法、あるいは負荷電圧のみから出力
電力Woutを演算する方法、さらにはスイッチング素子
に流れる電流から出力電力Woutを演算する方法等があ
る。いずれの方法を用いる場合においても、出力電力Wo
utは電源周期にわたって平均化する必要がある。
また、チョッパー回路の出力電圧VDCや入力電流Iinの
高調波成分を検出する手段を設けて、これらの検出値が
所定値未満となるように制御することにより、結果的に
入力電力Winと出力電力Woutとが略等しくなるようにし
ても構わない。
高調波成分を検出する手段を設けて、これらの検出値が
所定値未満となるように制御することにより、結果的に
入力電力Winと出力電力Woutとが略等しくなるようにし
ても構わない。
要するに、本発明では、チョッパー回路の入力電力Wi
nとインバータ回路の出力電力Woutの不均衡によって生
じる問題点を解決するために、周波数制御では出力電力
Woutの変化が大きく、デューティ制御では入力電力Win
の変化が大きいことを利用して、入力電力Winの変化を
小さくしたければ周波数制御を用い、出力電力Woutの変
化を小さくしたければデューティ制御を用いて、入力電
力Winと出力電力Woutとを均衡させるものである。ま
た、入力電力Winを不変とする場合には、周波数制御を
用いて出力電力Woutを入力電力Winに近付けて、デュー
ティ制御により微調整を行い、出力電力Woutを不変とす
る場合には、デューティ制御を用いて入力電力Winを出
力電力Woutに近付けて、周波数制御により微調整を行う
ものである。
nとインバータ回路の出力電力Woutの不均衡によって生
じる問題点を解決するために、周波数制御では出力電力
Woutの変化が大きく、デューティ制御では入力電力Win
の変化が大きいことを利用して、入力電力Winの変化を
小さくしたければ周波数制御を用い、出力電力Woutの変
化を小さくしたければデューティ制御を用いて、入力電
力Winと出力電力Woutとを均衡させるものである。ま
た、入力電力Winを不変とする場合には、周波数制御を
用いて出力電力Woutを入力電力Winに近付けて、デュー
ティ制御により微調整を行い、出力電力Woutを不変とす
る場合には、デューティ制御を用いて入力電力Winを出
力電力Woutに近付けて、周波数制御により微調整を行う
ものである。
［発明の効果］ 以上のように、本発明にあっては、チョッパー回路と
インバータ回路とで少なくとも１つのスイッチング素子
を共用した電源装置において、チョッパー回路の入力電
力とインバータ回路の出力電力とが略等しくなるよう
に、スイッチング周期に占めるオン時間の割合とスイッ
チング周波数のうち少なくとも一方を制御するようにし
たので、チョッパー回路の入力電力とインバータ回路の
出力電力との不均衡に起因する不都合を解消することが
できるという効果がある。
インバータ回路とで少なくとも１つのスイッチング素子
を共用した電源装置において、チョッパー回路の入力電
力とインバータ回路の出力電力とが略等しくなるよう
に、スイッチング周期に占めるオン時間の割合とスイッ
チング周波数のうち少なくとも一方を制御するようにし
たので、チョッパー回路の入力電力とインバータ回路の
出力電力との不均衡に起因する不都合を解消することが
できるという効果がある。
第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は本発明の
他の実施例の動作説明図、第３図は本発明のさらに他の
実施例の動作説明図、第４図及び第５図は本発明の別の
実施例の動作説明のための回路図、第６図は同上の動作
説明図、第７図は従来例の回路図、第８図は同上に用い
る制御信号の波形図、第９図は同上のチョッパー出力電
圧を示す図、第10図は同上の入力電圧及び入力電流の波
形図、第11図は本発明に用いる周波数制御方式の動作説
明図、第12図は本発明に用いる第１のデューティ制御方
式の動作説明図、第13図は同上の動作波形図、第14図は
本発明に用いる第２のデューティ制御方式の動作説明
図、第15図及び第16図は同上の動作波形図、第17図
（ａ）乃至（ｃ）と第18図乃至第21図は本発明の作用説
明図である。 １はチョッパー回路、２はインバータ回路、３はACフィ
ルタ、４は制御回路である。
他の実施例の動作説明図、第３図は本発明のさらに他の
実施例の動作説明図、第４図及び第５図は本発明の別の
実施例の動作説明のための回路図、第６図は同上の動作
説明図、第７図は従来例の回路図、第８図は同上に用い
る制御信号の波形図、第９図は同上のチョッパー出力電
圧を示す図、第10図は同上の入力電圧及び入力電流の波
形図、第11図は本発明に用いる周波数制御方式の動作説
明図、第12図は本発明に用いる第１のデューティ制御方
式の動作説明図、第13図は同上の動作波形図、第14図は
本発明に用いる第２のデューティ制御方式の動作説明
図、第15図及び第16図は同上の動作波形図、第17図
（ａ）乃至（ｃ）と第18図乃至第21図は本発明の作用説
明図である。 １はチョッパー回路、２はインバータ回路、３はACフィ
ルタ、４は制御回路である。
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源を入力とし直流電圧を出力するチ
ョッパー回路と、チョッパー回路から出力される直流電
圧を入力とし負荷に高周波電力を供給するインバータ回
路とを備え、チョッパー回路の入力電力を制御するスイ
ッチング素子とインバータ回路の出力電力を制御するス
イッチング素子の少なくとも１つを共用し、共用素子を
含むスイッチング素子のスイッチング周期に占めるオン
時間の割合とスイッチング周波数のうち少なくとも一方
を、チョッパー回路の入力電力とインバータ回路の出力
電力とが略等しくなるように制御する手段を備える電源
装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1134397A JP2677416B2 (ja) | 1989-05-26 | 1989-05-26 | 電源装置 |
| CA002015281A CA2015281C (en) | 1989-04-25 | 1990-04-24 | Polarized electromagnetic relay |
| EP90107778A EP0394966B1 (en) | 1989-04-25 | 1990-04-24 | Power supply |
| US07/514,052 US5063490A (en) | 1989-04-25 | 1990-04-24 | Regulated chopper and inverter with shared switches |
| DE69015418T DE69015418T2 (de) | 1989-04-25 | 1990-04-24 | Energieversorgung. |
| KR1019900005973A KR930004817B1 (ko) | 1989-04-25 | 1990-04-25 | 스위칭 소자를 공유한 전원장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1134397A JP2677416B2 (ja) | 1989-05-26 | 1989-05-26 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH033675A JPH033675A (ja) | 1991-01-09 |
| JP2677416B2 true JP2677416B2 (ja) | 1997-11-17 |
Family
ID=15127443
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1134397A Expired - Lifetime JP2677416B2 (ja) | 1989-04-25 | 1989-05-26 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2677416B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4723343B2 (ja) * | 2005-10-12 | 2011-07-13 | 三菱電機株式会社 | 放電灯点灯装置 |
-
1989
- 1989-05-26 JP JP1134397A patent/JP2677416B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH033675A (ja) | 1991-01-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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|
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