JPH033675A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、商用交流電圧をチョッパー回路によって直流
電圧に変換し、この直流電圧をインバータ回路によって
高周波電圧に変換して負荷に供給する電源装置に関する
ものである。

［従来の技術］ 第７図は従来の電源装置（平成１年特許願第６４４６５
号）の回路図である。以下、その回路構成について説明
する。スイッチング素子となるトランジスタＱ、、Ｑ２
はバイポーラ型のトランジスタよりなる。トランジスタ
Ｑ、のエミッタは、トランジスタＱ２のコレクタに接続
されている。トランジスタＱ　８．　Ｑ　２のコレクタ
及びエミッタには、ダイオードＤ、、Ｄ２のカソード及
びアノードが夫々接続されている。トランジスタＱ、の
ベース・エミッタ間には、第１の矩形波信号Ｓ、が供給
されており、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間に
は、第１の矩形波信号Ｓ、がハイレベルのときにローレ
ベルとなり、第１の矩形波信号Ｓｌがローレベルのとき
にハイレベルとなる第２の矩形波信号Ｓ２が供給されて
いる（第８図参照）、これにより、トランジスタＱ、、
Ｑ２は交互にオンオフされる。トランジスタＱ、のコレ
クタにはグイオ−ドＤ、のカソードが接続され、ダイオ
ードＤ、のアノードはダイオードＤ４のカソードに接続
され、ダイオードＤ４のアノードはトランジスタＱ２の
エミッタに接続されている。トランジスタＱ、のコレク
タには、コンデンサＣ２の一端が接続され、コンデンサ
Ｃ２の他端はコンデンサＣ１の一端に接続され、コンデ
ンサＣ３の他端はトランジスタＱ２のエミッタに接続さ
れている。トランジスタＱＱ２の接続点とコンデンサＣ
２，Ｃ、の接続点の間には、負荷回路が接続されている
。負荷回路としては、蛍光灯ＦＬがインダクタし、を介
して接続されており、蛍光灯ＦＬの両フィラメントの非
電源側端子間には予熱電流通電用のコンデンサＣ４が並
列接続されている。このコンデンサＣ４とインダクタＬ
３は直列共振回路を構成している。トランジスタＱ、、
Ｑ２の接続点は交流電源Ｖｓの一端に接続されている。

交流電源Ｖｓの他端は、インダクタＬ　、Ｌ　２を介し
て、ダイオードＤ　＊　、　Ｄ　＜の接続点に接続され
ている。インダクタＬ、、Ｌ２の接続点と交流電源ＶＳ
の一端との間には、コンデンサＣ１が接続されている。

インダクタし、とコンデンサＣ１はＡＣフィルタ３を構
成している。また、トランジスタＱ、、Ｑ２とダイオー
ドＤ、、Ｄ２及びコンデンサＣ２，Ｃ３は、ダイオード
Ｄ、、Ｄ、及びインダクタＬ２と共にチョッパー回路１
を構成し、且つ負荷回路と共にインバータ回路２を構成
している。

以下、上記回路の動作について説明する。

まず、交流電源Ｖｓが正の半サイクルのときに、トラン
ジスタＱ、がオンすると、インダクタＬ２、ダイオード
Ｄ３、トランジスタＱ、を通る経路で交流電源Ｖｓから
インダクタＬ２に電流が流れ、その電流値は入力交流電
圧Ｖｉｎの瞬時値に比例した傾きで増加していく、この
とき、トランジスタＱはインバータ用のスイッチング素
子としても機能し、コンデンサＣ２からトランジスタＱ
１を介して負荷回路に電流を流す。

次に、トランジスタＱ１がオフすると、インダクタＬ２
、ダイオードＤ３、コンデンサＣ２、負荷回路、交流電
源Ｖｓを通る経路、並びに、インダクタＬ２、ダイオー
ドＤ３、コンデンサＣ２、Ｃｓ、ダイオードＤ２、交流
電源Ｖｓを通る経路で、インダクタＬ２のニオ・ルギー
が放出され、コンデンサＣ２及びＣ３を充電する。この
とき、トランジスタＱ２がオンしており、コンデンサＣ
３から負荷回路、トランジスタＱ２を通る経路で、負荷
回路に上記とは逆方向に電流を流す。

このように、交流電源Ｖｓが正の半サイクルでは、トラ
ンジスタＱ、がチョッパー用のスイッチング素子とイン
バータ用のスイッチング素子を兼ね、トランジスタＱ２
はインバータ用のスイッチング素子としてだけ機能する
。

次に、交流電源Ｖｓが負の半サイクルのときに、トラン
ジスタＱ２がオンすると、交流電源Ｖｓ、トランジスタ
Ｑ２、ダイオードＤ４、インダクタＬ２を通る経路で、
インダクタＬ２に電流が流れ、その電流値は入力交流電
圧Ｖｉｎの瞬時値に比例した傾きで増加して行く、この
とき、トランジスタＱ２はインバータ用のスイッチング
素子としても機能し、コンデンサＣ３から負荷回路、ト
ランジスタＱ２を通る経路で負荷回路に電流を流す。

次に、トランジスタＱ２がオフすると、交流電源Ｖｓ、
負荷回路、コンデンサＣ１、ダイオードＤ１、インダク
タＬ２を通る経路、並びに、交流電源Ｖｓ、ダイオード
Ｄ１．コンデンサＣ２、Ｃｚ、ダイオードＤ１．インダ
クタＬ２を通る経路で、インダクタＬ２のエネルギーが
放出され、コンデンサＣ２及びＣ３を充電する。このと
き、トランジスタＱ１がオンしており、コンデンサＣ２
からトランジスタＱ１を介して、負荷回路に上記とは逆
方向に電流を流す。

このように、交流電源Ｖｓが負の半サイクルでは、トラ
ンジスタＱ、がチョッパー用のスイッチング素子とイン
バータ用のスイッチング素子の動きを兼ねて、トランジ
スタＱ、はインバータ用のスイッチング素子としてだけ
機能する。

したがって、上記回路にあっては、インバータ用スイッ
チング素子がチョッパー用スイッチング素子を兼ね、且
つ少ない素子数で構成されており、電力損失が少なく、
回路構成も簡単になるという利点がある。また、交流電
源Ｖｓの半サイクル毎に各トランジスタＱ、、Ｑ２が交
互にチョッパー用のスイッチング素子として働くので、
スイッチング素子１伺当たりのストレスが軽減されると
いう利点があり、またスイッチング素子の電力損失のバ
ランスが取れているので、例えば放熱構造は同じで良い
。さらに、スイッチング素子はインバータ用のスイッチ
ング素子としても動作しているから、別個にチョッパー
駆動回路を設ける必要がなく、また駆動回路の構成も簡
単化される。なお、交流電源ＶｓとインダクタＬ２の間
に、ＡＣフィルタ３を挿入して入力電流を連続的にする
ことにより、入力電流歪率を低減することができ、また
、入力電流を入力電圧と同相の正弦波にできるので、入
力力率はほぼ１となる。

［発明が解決しようとする課題］ 上記従来例にあっては、チョッパー回路とインバータ回
路がスイッチング素子を共用しているので、負荷変動や
電源変動、出力調整、点灯モードの変化等の入出力の変
化に対して、チョッパー回路１の入力電力Ｗｉｎとイン
バータ回路２の出力電力Ｗｏｕｔを常に等しくすること
は困難である。以下、入力電力Ｗｉｎと出力電力Ｗ　ｏ
　ｕ　ｔの変動要因について検討する。

（ｉ）負荷変動 例えば、多灯並列点灯回路において、１灯乃至複数灯が
消えた場合、あるいは放電灯がエミレス状態（フィラメ
ントの電子放射不足状Ｒ）となった場合には、出力電力
Ｗｏｕｔが減少し、Ｗｉｎ＞ＷｏｕＬとなる。

（ｉｉ）電源変動 商用電源Ｖｓの電圧が変動して電圧が上がった場合には
Ｗｉｎ＞Ｗｏｕｔとなり、電圧が下がった場合にはＷｉ
ｎ＜Ｗｏｕｔとなる。

（ｉｉｉ）出力調整 例えば、調光制御等により負荷出力を調整し、負荷出力
を減少させた場合には、Ｗｉｎ＞ＷｏｕＬとなり、負荷
出力を増加させた場合には、Ｗ　ｉ　ｎ　＜　Ｗｏｕｔ
となる。

（ｉｖ）点灯モードの変化 例えば、点灯モードでＷｉｎ＝Ｗｏｕｔとなるように設
計した点灯装置においては、予熱モードでは、Ｗｉｎ＞
Ｗｏｕｔとなる。反対に、予熱モードでＷｉｎＷ　ｏ　
ｕ　ｔとなるように設計した点灯装置においては、点灯
モードでＷｉｎ＜ＷｏｕＬとなる。

このように、従来例では、種々の要因によりチョッパー
回路１の入力電力Ｗｉｎとインバータ回路２の出力電力
Ｗ　ｏ　ｕ　Ｌのバランスが崩れる。そして、Ｗｉｎ＞
Ｗｏｕｔとなると、第９図に示すように、チョッパー回
路１の出力電圧ＶＯＣが上昇する。図中、ＶＤＣＩはＷ
ｉｎ＝Ｗｏｕｔのときの適度な出力電圧であるが、ＶＤ
Ｃ２はＷｉｎ＞Ｗｏｕｔのときの過大な出力電圧であり
、スイッチング素子や平滑コンデンサの耐圧を高くする
必要が生じる。このため、電源装置のコストが上昇する
という問題がある。また、Ｗｉｎ＜Ｗｏｕｔとなると、
第１０図に示すように、入力電流Ｉｉｎの歪みが増大す
る。図中、Ｖｉｎは商用交流電源Ｖｓからの入力電圧で
あり、Ｉｉｎは商用交流電源Ｖｓからの入力電流である
。Ｗｉｎ＝Ｗｏｕｔのときは、入力電流Ｉｉｎは入力電
圧Ｖｉｎと同じ正弦波状であるが、Ｗｉｎ）Ｗｏｕｔの
ときは、入力電流Ｉｉｒ＋に歪みが発生し、高調波成分
が増加し、入力力率も低下する。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、チョッパー回路とインバータ回
路とでスイッチング素子を兼用した電源装置において、
チョッパー回路の入力電力とインバータ回路の出力電力
の不均衡による不都合を解消することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するべく、チョッ
パー回路の入力電力Ｗｉｎとインバータ回路の出力電力
Ｗｏｕｔを等しくするために、スイッチング素子のスイ
ッチング周期に占めるオン時間の割合又はスイッチング
周波数を制御するものである。この際、チョッパー回路
とインバータ回路とでスイッチング素子が共用されてい
るので、入力電力Ｗｉｎと出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　Ｌの同
時変化を考慮しながら制御を行う必要がある。以下、各
制御方式について検討する。

（Ａ）周波数制御方式 まず、スイッチング素子のオン・オフの周期を変化させ
る周波数制御方式について検討する。第７図に示す回路
において、スイッチング周波数ｒと入力電力Ｗｉｎ及び
出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔの関係は、第１１図のようにな
る。図中、「Ｃはインバータ負荷の固有共振周波数であ
る。スイッチング周波数ｆがインバータ負荷の固有共振
周波数ｒｅよりも高い領域では、入力電力Ｗｉｎ及び出
力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔは共にスイッチング周波数ｒの変
化に対して単調減少となる。そして、ｆ　”　ｆ　＋　
＞　ｒ　ｃとなる動作点ａにおいて、Ｗｉｎ＝Ｗｏｕｔ
＝Ｗ＋となる。また、スイッチング周波数ｆの変化に対
して、出力電力Ｗｏｕｔの変化は入力電力Ｗｉｎの変化
よりも大きい、つまり、ｄＷｏｕｔ／ｄｆ＞ｄＷｉｎ／
ｄｆ である。このことから、周波数制御方式は主として出力
電力Ｗ　ｏ　ｕ　Ｌの制御に適すると言える。

（Ｂ）デユーティ制御方式 次に、スイッチング素子の１周期Ｔに占めるオン時間Ｔ
ｏｎの割合、つまりオン・デユーティＤ＝（Ｔｏｎ／Ｔ
）Ｘ　１００（％〕を変化させるデユーティ制御方式に
ついて検討する。このデユーティ制御方式には、２つの
スイッチング素子のオン時間の関係から次の２通りの方
式がある。

（Ｂ１）オン時間が同一のデユーティ制御方式この場合
のスイッチング制御信号Ｓ、、Ｓ２は、第１３図に示す
ようになる。同図（ａ）はオン・デユーティＤが５０％
の場合であり、同図（ｂ）はオン・デユーティＤが５０
％未満の場合である。いずれもスイッチング制御信号Ｓ
、、Ｂ２がハイレベルとなる時間は同一であり、２つの
スイッチング素子Ｑ、、Ｑ２のオン時間Ｔｏｎは同一で
ある。なお、オン・デユーティＤはインバータ回路の動
作上の制約から５０％を越えることはできない。この制
御方式において、オン・デユーティＤと入力電力Ｗｉｎ
及び出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　Ｌの関係は、第１２図に示す
ようになる。オン・デユーティＤの変化に対して、入力
電力Ｗｉｎ及び出力電力Ｗｏｕｔは単調増加となる。そ
して、Ｄ＝ｄ、となる動作点において、Ｗ　ｉｎ＝　Ｗ
ｏｕｔ＝　Ｗ　、となる、また、オン・デユーティＤが
５０％付近では、オン・デユーティＤの変化に対して、
入力電力Ｗｉｎの変化は出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔの変化
よりも大きい。つまり、 ｄＷｉｎ／ｄＤ＞ｄＷｏｕｔ／ｄＤ である。このことから、この制御方式は主として入力電
力Ｗｉｎの制御に適すると言える。

（Ｂ２）オン時間が相補的なデユーティ制御方式この場
合のスイッチング制御信号Ｓ、、Ｂ２は、第１５図に示
すようになり、一方のスイッチング素子のオン時間を短
くすれば、それ・に伴って、他方のスイッチング素子の
オン時間を長くするものである。つまり、一方のスイッ
チング素子のオン・デユーティがＤ％ならば、他方のス
イッチング素子のオン・デユーティは（１００−Ｄ）％
となる。

ここでは、チョッパー回路と兼用されているスイッチン
グ素子のオン・デユーティをＤとする。第１３図（ａ）
はオン・デユーティＤが５０％の場合であり、同図（ｂ
）はオン・デユーティＤが５０％未満の場合である。こ
の制御方式において、オン・デユーティＤと入力電力Ｗ
ｉｎ及び出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔの関係は、第１４図に
示すようになる。オン・デユーティＤの変化に対して、
入力電力ＷｉｎはＤ＝５０％で最大となり、左右対称で
ある。また、出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔはオン・デユーテ
ィＤの変化に対して単調増加となる。そして、Ｄ＝ｄ、
となる動作点において、Ｗ　ｉ　ｎ　＝　Ｗ　ｏ　ｕ　
ｔ　＝　Ｗ　＋となる。また、オアーデユーティＤが５
０％付近では、オン・デユーティＤの変化に対して、入
力電力Ｗｉｎの変化は出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔの変化よ
りも大きい。つまり、ｄＷｉｎ／ｄＤ＞ｄＷｏｕｔ／ｄ
Ｄ である。このことから、この制御方式も主として入力電
力Ｗｉｎの制御に適すると言える。

なお、第７図に示す回路では、チョッパー回路と兼用さ
れるスイッチング素子は、交流電源Ｖｓの極性によって
切替わる６したがって、この制御方式では、第１６図に
示すように、交流電源Ｖｓからの入力電圧Ｖｉｎの極性
に応じて、スイッチング制御信号Ｓ　＋　、　Ｓ　２を
切り替える必要がある。

以上の検討結果から明らかなように、周波数制御方式で
は、スイッチング周波数ｒの変化に対する入力電力Ｗｉ
ｎの変化よりも出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔの変化の方が大
きい。また、デユーティ制御方式では、オン・デユーテ
ィＤの変化に対する出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔの変化より
も入力電力Ｗｉｎの変化の方が大きい。

したがって、チョッパー回路の入力電力Ｗｉｎの制御に
はデユーティ制御方式が適しており、インバータ回路の
出力電力ＷｏｕＬの制御には周波数制御方式が適してい
る。故に、負荷変動や電源変動、出力調整、点灯モード
の変化等の各種の変動要因に対しても、これらの制御方
式を併用して、スイッチング素子の共用による入力電力
Ｗｉｎと出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔの同時変化を抑えなが
ら、入力電力Ｗｉｎと出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔとを常に
等しくすることができる。

これにより、チョッパー回路の出力電圧ＶＤＣを適度な
電圧とし、入力電流の歪みを低減し、入力高調波成分が
少なく、入力力率の高い電源装置を実現できる。

［作用］ 第１７図は入力電力Ｗｉｎと出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔの
３通りのバランス関係を示している。同図（ａ）は「＝
ｆ、、Ｄ＝ｄ、でＷｉｎ＝Ｗｏｕｔ＝Ｗ＋となり、チョ
ッパー回路の出力電圧ＶＤＣが適度な電圧で、入力電流
の歪みも小さい理想的な状態を示している。また、同図
（ｂ）は入力電力Ｗｉｎ又は出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔが
種々の変動要因で変動し、ｆ　＝　ｒ　＋　、　Ｄ　＝
　ｄ＋　テＷ　ｉｎ＜　Ｗｏｕｔとなり、入力電流の歪
みが増大し、入力力率が低下した状態を示している。さ
らに、同図（ｅ）は入力電力Ｗｉｎ又は出力電力Ｗｏｕ
ｔが種々の変動要因で変動し、ｒ＝ｒ、、Ｄ　＝ｄ、で
Ｗ　ｉ　ｎ　＞　Ｗ　ｏ　ｕ　ｔとなり、チョッパー回
路の出力電圧ＶＤＣが上昇した状態を示している。なお
、デユーティ制御方式としては、上記（Ｂ２）のオン時
間が相補的なデユーティ制御方式を用いるものとする。

以下、入力電力Ｗｉｎと出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔを均衡
させる方法について説明する。

（１）Ｗｉｎ＜ＷｏｕＬのとき 第１７図（ｂ）に示す状態がら、入力電力Ｗｉｎと出力
電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔとを等しくするには、■周波数制御
方式によりスイッチング周波数ｆを増加させて、ｆ＝ｆ
２とし、Ｗｉｎ＝Ｗｏｕｔ＝Ｗ２ｆとする方法と、 ■デユーティ制御方法によりオン・デユーティＤを増加
させて、Ｄ＝ｄ２とし、Ｗｉｎ＝Ｗｏｕｔ＝Ｗ２０とす
る方法の２通りがある。

どちらの方法を用いるかは状況によって異なるが、入力
電力Ｗｉｎあるいは出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔのどちらの
変化を少なくするかによって使い分ければ良い。すなわ
ち、入力電力Ｗｉｎの変ｆヒを少なくしたければ周波数
制御方式を用いれば良く、出力電力Ｗｏｕｔの変化を少
なくしたければデユーティ制御方式を用いれば良い。

（Ｕ　）　Ｗ　ｉ　ｎ　＞　Ｗ　ｏ　ｕ　Ｌのとき第１
７図（ｅ）に示す状態から、入力電力Ｗｉｎと出力電力
Ｗ　ｏ　ｕ　ｔとを等しくするには、■周波数制御方式
によりスイッチング周波数ｆを減少させて、「＝ｆ３と
し、Ｗｉｎ＝Ｗｏｕｔ＝Ｗｓｆとする方法と、 ■デユーティ制御方法によりオン・デユーティＤを減少
させて、Ｄ＝ｄ、とし、Ｗｉｎ＝Ｗｏｕｔ＝Ｗ３゜とす
る方法の２通りがある。

どちらの方法を用いるかについては、上記の場合と同様
、入力電力Ｗｉｎあるいは出方電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔのど
ちらの変化を少なくするかによって使い分ければ良い。

以上の制御例では、周波数制御方式あるいはデユーティ
制御方式のどちらが一方のみを用いて、入力電力Ｗｉｎ
と出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔとを一致させている。

この方式では、入力電力Ｗｉｎも出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　
ｔも共に初めの値とは異なる値となってしまう、しかし
ながら、入力電力Ｗｉｎ又は出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔの
どちらかの値は変えずに、入力電力Ｗｉｎと出力電力Ｗ
　ｏ　ｕ　ｔを一致させたい場合がある。その場合には
、周波数制御方式とデユーティ制御方式とを併用すれば
良い、以下、そのような制御例について説明する。

（ｉ　）Ｗ　ｉｎ＜　ＷｏｕｔでＷｉｎを変えない場合
第１８図はｆ−４１，Ｄ　＝ｃＬ４；＝オイテ、Ｗ　ｉ
　ｎ　＝　Ｗ　’（動作点ａ）　、ＷｏｕＬ＝　Ｗ　＋
”　（動作点し）であり、Ｗ　ｉ　ｎ＜Ｗｏｕｔとなっ
ている状態を示している。この状態から入力電力Ｗｉｎ
と出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔを平衡させるには、周波数制
御方式のみでは、ｆ＝ｆａＷｉｎ＝Ｗｏｕｔ＝Ｗｚｆ（
動作点ｉ）となり、デユーティ制御方式のみでは、Ｄ　
＝ｄ２．Ｗｉｎ＝ＷｏｕＬ＝Ｗ２０（動作点ｊ）となり
、どちらの場合でも入力電力Ｗｉｎ及び出力電力Ｗ　ｏ
　ｕ　ｔの値が共に変化する。

そこで、入力電力Ｗｉｎを変化させずに出力電力Ｗｏｕ
Ｌを入力電力Ｗｉｎと等しくするには、まず、■周波数
制御方式により、スイッチング周波数ｒをｒ、からｆ、
に増加させて、入力電力Ｗｉｎに関する動作点をａから
ｇに変化させ、出力電力Ｗｏｕｔに関する動作点をｂか
らｈに変化させて、出力電力Ｗｏｕｔを入力電力Ｗｉｎ
に近付ける。このとき、入力電力Ｗｉｎは少し減少して
いる。そこで、次に、■デユーティ制御方式により、オ
ン・デユーティＤをｄｌからｄ３に増加させて、入力電
力Ｗｉｎに関する動作点をｇからＣに変化させ、出力電
力ＷｏｕＬに関する動作点をｈからＣに変化させる。こ
れにより、入力電力Ｗｉｎを変化させることなく、出力
電力Ｗｏｕｔを入力電力Ｗｉｎと一致させることができ
る。

（ｉｉ　）Ｗ　ｉｎ＜　ＷｏｕｔでＷｏｕＬを変えない
場合第１９図はｆ＝ｆ、、Ｄ　＝ｄ、において、Ｗｉｎ
＝Ｗ（動作点ａ）　、Ｗｏｕｔ＝　Ｗ　＋”　（動作点
ｂ）であり、Ｗｉｎ＜ＷｏｕＬとなっている状態を示し
ている。この状態から入力電力Ｗｉｎと出力電力Ｗ　ｏ
　ｕ　Ｌを平衡させるには、周波数制御方式のみでは、
ｒ＝＝ｆ２．Ｗｉｎ＝Ｗ　ｏ　ｕ　ｔ−Ｗ　２　ｆ　（
動作点ｉ）となり、デユーティ制御方式のみでは、Ｄ　
＝ｄ２．Ｗｉｎ＝Ｗｏｕｔ＝ＷＨ）（動作点ｊ）となり
、どちらの場合でも入力電力Ｗｉｎ及び出力電力Ｗ　ｏ
　ｕ　Ｌの値が共に変化する。

そこで、出力電力Ｗｏｕｔを変化させずに入力電力Ｗｉ
ｎを出力電力Ｗｏｕｔと等しくするには、まず、■デユ
ーティ制御方式により、デユーティＤをｄ、からｄ、に
増加させて、入力電力Ｗｉｎに関する動作点をａからｄ
に変化させ、出力電力Ｗｏｕｔに関する動作点をｂから
ｅに変化させて、入力電力Ｗｉｎを出力電力Ｗ　ｏ　ｕ
　ｔに近付ける。このとき、出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔは
少し減少している。そこで、次に、■周波数制御方式に
より、スイッチング周波数ｆをｆｌからｆ３に減少させ
て、入力電力Ｗｉｎに関する動作点をｄからＣに変化さ
せ、出力電力Ｗｏｕｔに関する動作点をｅからＣに変化
させる。これにより、出力電力Ｗｏｕｔを変１ヒさせる
ことなく、入力電力Ｗｉｎを出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔと
一致させることができる。

（ｉｉｉ　）Ｗ　ｉｎ＞　ＷｏｕＬでＷｉｎを変えない
場合第２０図はｆ−４，、Ｄ＝ｄ、において、Ｗ　ｉ　
ｎ　＝　Ｗ　、　’（動作点ａ）　、Ｗｏｕｔ＝　Ｗ　
１”　（動作点ｂ）であり、Ｗｉｐ＞　Ｗ　ｏ　ｕ　ｔ
となっている状態を示している。この状態から入力電力
Ｗｉｎと出力電力ＷｏｕＬを平衡させるには、周波数制
御方式のみでは、ｆ＝ｆ２．ＷｉｎＷｏｕｔ＝Ｗ２ｆ（
動作点ｉ）となり、デユーティ制御方式のみでは、Ｄ　
＝ｄ２．Ｗｉｎ＝Ｗｏｕｔ＝Ｗｚｏ（動作点ｊ）となり
、どちらの場合でも入力電力Ｗｉ１１及び出力電力Ｗ　
ｏ　ｕ　ｔの値が共に変化する。

そこで、入力電力Ｗｉｎを変化させずに出力電力Ｗ　ｏ
　ｕ　ｔを入力電力Ｗｉｎと等しくするには、まず、■
周波数制御方式により、スイッチング周波数ｆをｆｌか
らｒ、に減少させて、入力電力Ｗｉｎに関する動作点を
ａから８に変化させ、出力電力Ｗｏｕｔに関する動作点
をｂからｈに変化させて、出力電力Ｗｏｕｔを入力電力
Ｗｉｎに近付ける。このとき、入力電力Ｗｉｎは少し増
加している。そこで、次に、■デユーティ制御方式によ
り、オン・デユーティＤをｄ、からｄ、に減少させて、
入力電力Ｗｉｎに関する動作点を８からＣに変化させ、
出力電力ＷｏｕＬに関する動作点を１１からＣに変化さ
せる。これにより、入力電力Ｗｉｎを変ｆヒさせること
なく、出力電力Ｗｏｕｔを入力電力Ｗｉｎと一致させる
ことができる。

（ｉｖ）Ｗｉｎ＞ＷｏｕｔでＷｏｕＬを変えない場合第
２１図はｆ＝ｆ、、Ｄ　＝ｄ、において、ＷｉローＷ１
゜（動作点ａ）　、Ｗｏｕｔ＝　Ｗ　＋”　（動作点ｂ
）であり、Ｗｉ＋＋＞ＷｏｕＬとなっている状態を示し
ている。この状態から入力電力Ｗｉｎと出力電力Ｗ　ｏ
　ｕ　ｔを平衡させるには、周波数制御方式のみでは、
ｆ＝ｆ２．ＷｉｎＷ　ｏ　ｕ　ｔ　−＝　Ｗ　２　ｒ　
（動作点ｉ）となり、デユーティ制御方式のみでは、Ｄ
　＝ｄ２．Ｗｉｎ＝Ｗｏｕｔ＝Ｗ２ｏ（動（ヤ点ｊ）と
なり、どちらの場合でも入力電力Ｗｉｎ及び出力電力Ｗ
　ｏ　ｕ　ｔの値が共に変化する。

そこで、出力電力Ｗｏｕｔを変化させずに入力電力Ｗｉ
ｎを出力電力Ｗｏｕｔと等しくするには、まず、■デユ
ーティ制御方式により、デユーティＤをｄ、からｄ３に
減少させて、入力電力Ｗｉｎに関する動作点をａからｄ
に変化させ、出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔに関する動作点を
ｂからｅに変化させて、入力電力Ｗｉｎを出力電力Ｗｏ
ｕｔに近付ける。このとき、出力電力Ｗ’ｏｕｔは少し
減少している。そこで、次に、■周波数制御方式により
、スイッチング周波数ｒをＣ１からｆ、に減少させて、
入力電力Ｗｉｎに関する動作点をｄからＣに変化させ、
出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔに関する動作点をｅからＣに変
化させる。これにより、出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔを変化
させることなく、入力電力Ｗｉｎを出力電力Ｗ　ｏ　ｕ
　ｔと一致させることができる。

以上の制御例（ｉ）〜（ｉｖ）をまとめると、次表の通
りとなる。

ここで、制御例（ｉｉｉ）と（ｉｖ）では、スイッチン
グ周波数ｆとオン・デユーティＤを共に減少させている
が、その変化幅が異なる。すなわち、入力電力Ｗｉｎを
不変とする制御例（ｉｉｉ）では、スイッチング周波数
ｒの変化幅が大きく、オン・デユーティＤの変化幅は小
さい。また、出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔを不変とする制御
例（ｉｖ）では、スイッチング周波数ｒの変化幅は小さ
く、オン・デユーティＤの変化幅は大きい。

なお、オン・デユーティＤを増加させる場合において、
Ｄ〉５０％となるときには、上記（Ｂ２）のオン時間が
相補的なデユーティ制御方式を使用しなければならない
。０５５０％となるときには、上記（Ｂ１）のオン時間
が同一のデユーティ制御方式を使用しても良い。

［実施例１］ 第１図は本発明の一実施例の回路図である。本実施例に
あっては、負荷回路として蛍光灯ＦＬＩ。

ＦＬ２．ＦＬ３の３灯並列点灯回路を用いている。

各蛍光灯Ｆ　Ｌ　１　、Ｐ　Ｌ　２　、Ｆ　Ｌ　３には
、インダクタＬ　）　、　Ｌ　＜　、　Ｌ　ｓがそれぞ
れ直列接続されると共に、コンデンサＣ４，Ｃｓ　、　
Ｃｓがそれぞれ並列接続されている。トランジスタＱ、
、Ｑ、に制御信号Ｓ、、Ｂ２を与える制御回路４は、制
御信号Ｓ　＋　、　Ｓ　２の周波数ｆを制御する周波数
制御手段と、オン・デユーティＤを制御するデユーティ
制御手段とを含んでいる。定格点灯時には、ｆ＝ｆ、、
Ｄ　＝ｄ、でＷｉｎ＝Ｗｏｕｔ＝Ｗ、となり、チョッパ
ー回路の出力電圧ＶＯＣは適度の電圧で、入力電流の高
調波成分は少なく、入力力率も高い状態となるように設
計されている。

ここで、フィラメントの断線やランプ外れ等の原因で、
１つの蛍光灯〈例えばＦＬ３）が消えると、インバータ
負荷の消費電力が減るので、Ｗｉｎ＞Ｗｏｕｔとなる。

したがって、このままでは、チョッパー回路の出力電圧
ＶＯＣが上昇し、スイッチング素子やコンデンサＣ２，
Ｃ、等に負担が加わることになる。第１図に示す回路で
は、各蛍光灯毎に１つの共振系が設けられているので、
１つの蛍光灯ＦＬ３が消えても他の蛍光灯ＦＬＩ、ＦＬ
２の出力は殆ど変わらない、故に、１つの蛍光灯ＦＬ３
が消えると、出力電力Ｗｏｕｔはほぼ（２／３）となる
、多灯点灯装置では、１灯が消えた場合でも残りの蛍光
灯の出力は変わらないようにすることが望ましいので、
出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔを変えずに入力電力Ｗｉｎを変
化させて、Ｗｉｎ＝Ｗｏｕｔとすることが望まれる。こ
れは、第２１図に示す制御例（ｉｖ）に相当し、オン・
デユーティＤを減少させて入力電力Ｗｉｎを出力電力Ｗ
　ｏ　ｕ　ｔに近付けた後、周波数ｆを若干下げて、出
力電力ＷｏｕＬを微調整することにより、出力電力Ｗｏ
ｕｔを変えることなく、入力電力Ｗｉｎを出力電力Ｗｏ
ｕｔと等しくすることができる。

［実施例２］ 第２図は本発明の他の実施例の動作説明図である。第１
図又は第７図に示す放電灯点灯装置において、ｆ＝ｆ、
、Ｄ＝ｄ、で全点灯状ｆｉ（Ｗｉｎ＝Ｗｏｕｔ＝Ｗ　＋
　）である場合に、スイッチング周波数をＣ２に増加さ
せると、　Ｗ　ｏｕ　ｔ　＝　Ｗ　２となり、出力電力
Ｗ　ｏ　ｕ　ｔが低下する。スイッチング周波数ｆの増
加に伴い、入力電力Ｗｉｎも減少するが、出力電力Ｗｏ
ｕｔの減少に比べて減少量が少ないので、ｒ＝ｒ２では
Ｗ１ｎ）　Ｗ　ｏ　ｕ　ｔとなる。出力電力Ｗ　ｏ　ｕ
　ｔの低下により、光出力を低減することができ、放電
灯の調光制御が可能となる。この場合には、調光による
光出力を変えずにＷ　ｉ　ｎ　＝　Ｗ　ｏ　ｕ　ｔとす
ることが望まれる。そこで、第２１図に示す制御例（ｉ
ｖ）に従って、オンデユーテイＤを減少させて入力電力
Ｗｉｎを出力電力Ｗｏｕｔに近付けた後、周波数ｒを若
干下げて、出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　Ｌを＠調整することに
より、出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔを変えることなく、入力
電力Ｗｉｎを出力電力Ｗｏｕｔと等しくすれば良い。

［実施例３］ 第３図は本発明のさらに他の実施例の動作説明図である
。第１図又は第７図に示す放電灯点灯装置において、ｆ
＝ｆ、、Ｄ＝ｄ、で全点灯状ｆｉ（Ｗｉｎ＝Ｗｏｕｔ＝
Ｗ、）である場合に、スイッチング周波数をｆ２に低下
させると、Ｗｏｕｔ＝Ｗ２となり、出力電力Ｗｏｕｔが
増加する。スイッチング周波数ｆの低下に伴い、入力電
力Ｗｉｎも増加するが、出力電力Ｗｏｕｔの増加に比べ
て増加量が少ないので、「＝ｆ２ではＷｉｎ＜ＷｏｕＬ
となる。出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔの増加により、光出力
を増加させることができ、放電灯の出力アップが可能と
なる。この場合にも、光出力を変えずにＷｉｎ＝Ｗｏｕ
ｔとすることが望まれる。そこで、第１９図に示す制御
例（ｉｉ）に従って、オン・デユーティＤを増加させて
入力電力Ｗｉｎを出力電力ＷｏｕＬに近付けた後、周波
数ｆを若干下げて、出力電力ＷｏｕＬを微調整すること
により、出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔを変えることなく、入
力電力Ｗｉｎを出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔと等しくすれば
良い。

［実施例４コ 第１図又は第７図に示す放電灯点灯装置において、チョ
ッパー回路やインバータ回路及び負荷回路には何の変化
もなくても、電源電圧が変動すれば、入力電力Ｗｉｎと
出力電力Ｗｏｕｔのバランスは崩れる。つまり、電源電
圧が定格電圧である場合に、ｆ＝ｆ、、Ｄ＝ｄ、でＷｉ
ｎ＝Ｗｏｕｔ＝ＶＬとすると、電源電圧が定格電圧より
も上昇した場合には、Ｗｉｎ＞Ｗｏｕｔとなり、電源電
圧が定格電圧よりも低下した場合には、Ｗｉｎ＜Ｗｏｕ
Ｌとなる。

■電源電圧が上昇したときには、チョッパー回路の入力
電力Ｗｉｎの曲線はスイッチング周波数ｆの領域では上
側ヘシフトし、オン・デユーティＤの領域では傾きが大
きくなる。したがって、これはＷｉｎ＞ＷｏｕＬの場合
に相当する。この場合、出力電力Ｗｏｕｔを不変とする
には、第２１図に示す制御例（ｉｖ）に従って、オン・
デユーティＤを減少させて入力電力Ｗｉｎを出力電力Ｗ
ｏｕｔに近付けた後、周波数ｆを若干下げて、出力電力
Ｗ　ｏ　ｕ　ｔを微調整することにより、入力電力Ｗｉ
ｎを出力電力ＷｏｕＬと等しくすれば良い。

■電源電圧が低下したときには、チョッパー回路の入力
電力Ｗｉｎの曲線はスイッチング周波数ｒの領域では下
側ヘシフトし、オン・デユーティＤの領域では傾きが小
さくなる。したがって、これはＷ　ｉ　ｎ　＜　Ｗ　ｏ
　ｕ　ｔの場合に相当する。この場合、出力電力Ｗ　ｏ
　ｕ　ｔを不変とするには、第１９図に示す制御例（ｉ
ｖ）に従って、オン・デユーティＤを増加させて入力電
力Ｗｉｎを出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔに近付けた後、周波
数ｆを若干下げて、出力電力Ｗｏｕｔを微調整すること
により、入力電力Ｗｉｎを出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔと等
しくすれば良い。

［実施例５］ 第４図は本発明の別の実施例の回路図である。

この回路はインダクタし３とコンデンサＣ１の直列共振
回路を負荷回路に含み、コンデンサＣ１の両端に生じる
共振電圧が蛍光灯ＦＬに印加されて、蛍光灯ＦＬが点灯
される。定常点灯状態では、ｆ＝ｆ、、Ｄ＝ｄ、で入力
電力Ｗｉｎと出力電力ＷｏｕＬのバランスが取れた状態
となるように設計されている。

ところが、始動時には点灯時の周波数ｆ１よりも高い周
波数ｆ２でスイッチングされ、コンデンサＣ１の両端電
圧は蛍光灯ＦＬの放電開始電圧以下に低下せしめられる
。このため、蛍光灯ＦＬは不点灯状態となり、第５図に
示すように、コンデンサＣ１を介して蛍光灯ＦＬのフィ
ラメントに予熱電流が流れ、フィラメントが予熱される
。フィラメントを一定時間予熱した後、周波数をｆｌに
下げて、コンデンサＣ１の両端電圧を蛍光灯ＦＬの放電
開始電圧以上に上昇させて、蛍光灯ＦＬを点灯させる。

第６図は点灯状態での出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔと予熱状
悪での出力電力Ｗ’ｏｕｔ及び各状態での入力電力Ｗｉ
ｎとスイッチング周波数ｆとの関係を示している。

予熱状態での周波数ｆ２は点灯状態での周波数１１より
も高いので、予熱状態での出力電力Ｗ’ｏｕＬは、点灯
状態での出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　Ｌよりも小さい、このた
め、予熱周波数ｆ２での入力電力Ｗｉｎと出力電力Ｗ″
ｏｕｔの差は非常に大きくなり、コンデンサＣ２゜Ｃ１
の電圧は非常に高くなる。そこで、この場合には、第２
１図に示す制御例（ｉｖ）に従って、出力電力Ｗ’ｏｕ
ｔを変えずに入力電力Ｗｉｎを出力電力Ｗ。

ｏｕｔと等しくすれば良い。

［実施例６］ また、実施例５とは反対に、ｆ＝ｆ２の予熱状態におい
て、Ｗ　ｉｎ＝　Ｗ’　ｏｕｔとなるように設計した回
路では、スイッチング周波数ｆを下げてｒ＝「１の点灯
状態とした場合に、Ｗｉｎ＜Ｗｏｕｔとなる。そこで、
この場合には、第１９図に示す制御例（ｉｉ）に従って
、出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔを変えずに入力電力Ｗ　ｉ　
ｎを出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔと等しくすれば良い。

上記実施例では、全て、出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔを変え
ずに入力電力Ｗｉｎを出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔと等しく
する制御例を用いている。現実の回路においても、出力
電力Ｗｏｕｔを変えずに制御したい場合が多く、出力電
力Ｗｏｕｔを変えてまで入力電力Ｗｉｎを一定にしたい
場合は殆ど無い、しかしながら、入力電力Ｗｉｎを一定
にしたい場合には、第１８図及び第２０図に示す制御例
（ｉ）、（ｉｉｉ）に従って、入力電力Ｗｉｎを変えず
に出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔを入力電力Ｗｉｎと等しくす
ることも可能である。

また、上記実施例では、入出力の不均衡に起因する問題
点を解決するために、入力電力Ｗｉｎと出力電力Ｗ　ｏ
　ｕ　Ｌとを等しくしているが、完全に一致させなくて
も、スイッチング周波数ｒとオン・デユーティＤの制御
により、入力電力Ｗｉｎと出力電力Ｗｏｕｔとの差を小
さくするだけでも、入出力の不均衡に起因する問題点は
緩和される。

なお、制御回路４はチョッパー回路１の入力電力Ｗｉｎ
とインバータ回路２の出力電力ＷｏｕＬを検出して、こ
れらが等しくなるように、スイッチング周波数ｆやオン
・デユーティＤを自動制御する回路として構成すれば良
い、チョッパー回路１の入力電力Ｗｉｎを検出する手段
としては、種々の方法が考えられるが、例えば、Φ入力
電圧と入力電流を検出して、その積を演算する方法や、
■チョッパー回路１のインダクタＬ２の電流波形から入
力電力Ｗｉｎを演算する方法、あるいは■スイッチング
素子に流れる電流から入力電力Ｗｉｎを演算する方法等
がある。いずれの方法を用いる場合においても、入力電
力Ｗｉｎは電源周期にわたって平均化する必要がある０
次に、インバータ回路２の出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔを検
出する手段としては、例えば、■負荷に流れる電流と負
荷両端の電圧を検出して、その積を演算する方法や、■
負荷電流のみから出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔを演算する方
法、あるいは■負荷電圧のみから出力電力Ｗｏｕｔを演
算する方法、さらには■スイッチング素子に流れる電流
がら出力電力Ｗｏｕｔを演算する方法等がある。いずれ
の方法を用いる場合においても、出力電力Ｗｏｕｔは電
源周期にわたって平均化する必要がある。

・また、チョッパー回路の出力電圧ＶＤＣや入力電流Ｉ
ｉｎの高調波成分を検出する手段を設けて、これらの検
出値が所定値未満となるように制御することにより、結
果的に入力電力Ｗｉｎと出力電力Ｗｏｕｔとが略等しく
なるようにしても構わない。

要するに、本発明では、チョッパー回路の入力電力Ｗｉ
ｎとインバータ回路の出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔの不均衡
によって生じる問題点を解決するために、周波数制御で
は出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔの、変化が大きく、デユーテ
ィ制御では入力電力Ｗｉｎの変化が大きいことを利用し
て、入力電力Ｗｉｎの変化を小さくしたければ周波数制
御を用い、出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔの変化を小さくした
ければデユーティ制御を用いて、入力電力Ｗｉｎと出力
電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔとを均衡させるものである。また、
入力電力Ｗｉｎを不変とする場合には、周波数制御を用
いて出力電力ＷＯｕｔを入力電力Ｗｉｎに近付けて、デ
ユーティ制御により微調整を行い、出力電力Ｗｏｕｔを
不変とする場合には、デユーティ制御を用いて入力電力
Ｗｉｎを出力電力Ｗ　ｏ　ｕ　ｔに近付けて、周波数制
御により微調整を行うものである。

［発明の効果］ 以上のように、本発明にあっては、チョッパー回路とイ
ンバータ回路とで少なくとも１つのスイッチング素子を
共用した電源装置において、チョッパー回路の入力電力
とインバータ回路の出力電力とが略等しくなるように、
スイッチング周期に占めるオン時間の割合とスイッチン
グ周波数のうち少なくとも一方を制御するようにしたの
で、チョッパー回路の入力電力とインバータ回路の出力
電力との不均衡に起因する不都合を解消することができ
るという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は本発明の
他の実施例の動作説明図、第３図は本発明のさらに池の
実施例の動作説明図、第４図及び第５図は本発明の別の
実施例の動作説明のための回路図、第６図は同上の動作
説明図、第７図は従来例の回路図、第８図は同上に用い
る制御信号の波形図、第９図は同上のチョッパー出力電
圧を示す図、第１０図は同上の入力電圧及び入力電流の
波形図、第１１図は本発明に用いる周波数制御方式の動
作説明図、第１２図は本発明に用いる第１のデユーティ
制御方式の動作説明図、第１３図は同上の動作波形図、
第１４図は本発明に用いる第２のデユーティ制御方式の
動作説明図、第１５図及び第１６図は同上の動作波形図
、第１７図（ａ）乃至（Ｃ）と第１８図乃至第２１図は
本発明の作用説明図である。 １はチョッパー回路、２はインバータ回路、３はＡＣフ
ィルタ、４は制御回路である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流電源を入力とし直流電圧を出力するチョッパ
   ー回路と、チョッパー回路から出力される直流電圧を入
   力とし負荷に高周波電力を供給するインバータ回路とを
   備え、チョッパー回路の入力電力を制御するスイッチン
   グ素子とインバータ回路の出力電力を制御するスイッチ
   ング素子の少なくとも１つを共用し、共用素子を含むス
   イッチング素子のスイッチング周期に占めるオン時間の
   割合とスイッチング周波数のうち少なくとも一方を、チ
   ョッパー回路の入力電力とインバータ回路の出力電力と
   が略等しくなるように制御する手段を備える電源装置。