JP7025813B1

JP7025813B1 - 電流供給装置及び磁気センサ

Info

Publication number: JP7025813B1
Application number: JP2021169091A
Authority: JP
Inventors: 一郎笹田
Original assignee: Sasada Magnetics and Sensors Laboratory Co Ltd
Current assignee: Sasada Magnetics and Sensors Laboratory Co Ltd
Priority date: 2021-10-14
Filing date: 2021-10-14
Publication date: 2022-02-25
Anticipated expiration: 2041-10-14
Also published as: JP2023059144A

Abstract

【課題】交流成分に直流成分を重畳させた直流重畳周期波形電流を供給すると共に、この直流重畳周期波形電流の歪みを格段に小さくすることができる電流供給装置等を提供する。【解決手段】矩形波発生回路６で生成された矩形波が入力されるトランジスタ３と、トランジスタ３の後段側に接続される第１のコイルＬ１と、第１のコイルＬ１の後段側で当該第１のコイルＬ１とグランドとの間に配設され、コンデンサＣ１と第２のコイルＬ２とが並列接続されるＬＣ共振回路５と、ＬＣ共振回路５における第２のコイルＬ２の後段側に接続するための第１端子９と、グランドに接続するための第２端子１０とを備え、第１端子９及び第２端子１０間に接続する負荷抵抗Ｒ２に、交流成分と直流成分とが重畳された電流である直流重畳周期波形電流を供給するものである。【選択図】図１

Description

本発明は、電流を供給する電流供給装置に関し、特に交流成分に直流成分が重畳された電流（以下、直流重畳周期波形電流という）を供給する電流供給装置に関する。

特許文献１に基本波型直交フラックスゲートに関する技術が開示されている。特許文献１に示す技術は、磁気コアに検出コイルを巻回して形成されるセンサヘッドと、磁気コアに励磁用の交流電流及びバイアス用の直流電流を重畳させて供給する電流供給部と、少なくともバイアス用の直流電流の極性を切り替える第１スイッチと、検出コイルに接続され、センサヘッドで測定された磁界をフィードバック電流で検出する検出回路とを備えるものである。

図１６は、特許文献１で用いられる電流供給部の回路構成を示す図である。図１６に示す電流供給部は、矩形波生成手段で生成された矩形波が入力されるトランジスタと、当該トランジスタの後段側で当該トランジスタとグランドとの間に配設され、コンデンサとコイルとが並列接続されるLC共振回路と、当該LC共振回路におけるコイルの後段側に接続するための第１端子と、グランドに接続するための第２端子とを備え、第１端子及び前記第２端子間に接続する磁気コア１５に、直流電流が重畳された交流電流を供給するものである。

特開２０１９－２１１４５０号公報

ここで、図１７は、特許文献１に記載の図１６の回路を有する電流供給部が供給するコレクタ電流と負荷抵抗（図１６における抵抗１４に相当）に通電される電流の波形を示す図である。図１７に示す通り、コレクタ電流の波形には垂直に近いような急峻な変化が含まれている。これはエミッタとグランドとの間にコンデンサが接続されているためであり、特許文献１に掛かる電流供給部は、このような急峻な変化により回路基板上の他の部品や回路に電磁干渉を引き起こす可能性があるという課題を有する。

また、図１８は、特許文献１に記載の電流供給部が供給する電流のひずみ率及び直流成分の大きさ（Idc）と交流振幅の大きさ（Iac_amp）との比率（Iac_amp/Idc）を示す図である。図１８（Ａ）は矩形波生成手段から出力される矩形波の繰り返し周波数（トランジスタの駆動周波数）（fd）とLC共振回路の共振周波数（fr）との比率（fr/fd）に対するひずみ率を示しており、図１８（Ｂ）は（fr/fd）に対する（Iac_amp/Idc）を示している。図１８（Ａ）のひずみ率は波形に含まれる基本波以外の全ての高調波成分の実効値の二乗和の平方根と基本波の実効値との比で求められ、（fr/fd）が１以下の範囲で4%～7.5%と比較的大きい値になっている。また、図１８（Ｂ）の（Iac_amp/Idc）の値は（fr/fd）が0.8程度以上だと1を超えており、すなわち特許文献１に示すような基本波型直交フラックスゲートに適した交流成分の振幅よりも直流成分を大きくして単極性の直流重畳周期波形電流とする条件を満たすためには、（fr/fd）を0.8未満、好ましくは0.5未満に設定する必要がある。つまり、矩形波駆動周波数（fd）を共振周波数（fr）の2倍程度に調整する必要がある。しかしながら、依然として交流成分の波形のひずみ率が4%程度と大きいため、このひずみ率を小さくするためにfdを大きくしすぎると基本波成分が小さくなってしまい、磁気センサの駆動を考えた場合に（Iac_amp/Idc）が小さくなってしまい、センサに不適になってしまうという課題を有する。

本発明は、交流成分に直流成分を重畳させた直流重畳周期波形電流を供給すると共に、この直流重畳周期波形電流の交流成分の歪みを格段に小さくすることができる電流供給装置、及び当該電流供給装置を用いた磁気センサを提供する。

本発明に係る電流供給装置は、矩形波生成手段で生成された矩形波が入力されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子の後段側に接続される第１のコイルと、前記第１のコイルの後段側で当該第１のコイルとグランドとの間に配設され、コンデンサと第２のコイルとが並列接続されるLC共振回路と、前記LC共振回路における前記第２のコイルの後段側に接続するための第１端子と、前記グランドに接続するための第２端子とを備え、前記第１端子及び前記第２端子間に接続する負荷に、交流成分と直流成分とが重畳された電流である直流重畳周期波形電流を供給するものである。

このように、本発明に係る交流信号生成装置においては、矩形波生成手段で生成された矩形波が入力されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子の後段側に接続される第１のコイルと、前記第１のコイルの後段側で当該第１のコイルとグランドとの間に配設され、コンデンサと第２のコイルとが並列接続されるLC共振回路と、前記LC共振回路における前記第２のコイルの後段側に接続するための第１端子と、前記グランドに接続するための第２端子とを備えるため、非常にシンプルな回路構成で第１端子及び第２端子間に接続する負荷に、交流成分と直流成分とが重畳された直流重畳周期波形電流を供給することが可能となり、且つスイッチングの雑音を最小限に抑えて歪みの少ない直流重畳周期波形電流を供給することができるという効果を奏する。

本発明に係る電流供給装置は、必要に応じて、前記矩形波生成手段で生成される矩形波の周波数を制御する矩形波周波数制御手段を備えるものである。

このように、本発明に係る電流供給装置においては、矩形波の周波数を制御する矩形波周波数制御手段を備えるため、矩形波の周波数に応じて交流成分の振幅と直流成分との大きさの比率を自在に制御することが可能となり、使用環境に応じた適正なパラメータを設定することができるという効果を奏する。

本発明に係る電流供給装置は、必要に応じて、前記矩形波周波数制御手段が、前記矩形波の周波数（fd）と前記LC共振回路の共振周波数（fr）との比率（fd/fr）を0.7≦（fd/fr）≦1.4に調整されるものである。

このように、本発明に係る電流供給装置においては、矩形波の周波数（fd）と前記LC共振回路の共振周波数（fr）との比率（fd/fr）が0.7≦（fd/fr）≦1.4に調整されるため、後述するシミュレーション結果から交流成分のひずみ率を1％以下程度に低減して歪みが少ない直流重畳周期波形電流を生成することができるという効果を奏する。

本発明に係る電流供給装置は、必要に応じて、前記第１のコイルのインダクタンスが前記第２のコイルのインダクタンスよりも大きいものである。

このように、本発明に係る電流供給装置においては、第１のコイルのインダクタンスを第２のコイルのインダクタンスよりも大きくすることで、コレクタに流れる電流波形の変化を小さくし、他の回路への電磁雑音等を抑えることができるという効果を奏する。

本発明に係る電流供給装置は、必要に応じて、前記スイッチング素子と前記第１のコイルとの間の結節点にカソード端子が接続し、アノード端子がグランドに接続するダイオードを備えるものである。

このように、本発明に係る電流供給装置においては、スイッチング素子と第１のコイルとの間の結節点にカソード端子が接続し、アノード端子がグランドに接続するダイオードを備えるため、スイッチング素子の損失を大幅に低減することができるという効果を奏する。

本発明に係る磁気センサは、必要に応じて、前記電流供給装置と、第１端子及び第２端子間にセンサヘッドを構成する磁気コアが接続される基本波型直交フラックスゲートとを備えるものである。

このように、本発明に係る磁気センサにおいては、前記電流供給装置と、第１端子及び第２端子間にセンサヘッドを構成する磁気コアが接続される基本波型直交フラックスゲートとを備えるため、基本波型直交フラックスゲートの駆動源として極めて優れた特長を有する励磁電流を用いたセンシングを実現することができるという効果を奏する。

第１の実施形態に係る電流供給装置の回路構成を示す図である。図１の回路についてfdがfrに近い場合におけるトランジスタのエミッタ端子からベース側回路を見た交流等価回路を示す図である。図２の回路における電流・電圧についてのフェーザ図である。 IL2の交流成分Iacとfd/frの関係について所定のL2に対しL1を種々変化させた時の計算した結果を示す図（β=120）である。 IL2の交流成分Iacとfd/frの関係について所定のL2に対しL1を種々変化させた時の計算した結果を示す図（β=240）である。第１の実施形態に係る電流供給装置において交流成分のひずみ率を計算した結果を示す図である。図１の回路においてコレクタに流れる電流の振幅がどれくらいになるかについて計算した結果の一例を示す図である。第１の実施形態に係る電流供給装置における負荷抵抗に通電される電流の波形を示した結果の図である。第１の実施形態に係る電流供給装置におけるコレクタ電流の波形を示した結果の図である。第２の実施形態に係る電流供給装置の回路構成を示す図である。第２の実施形態に係る電流供給装置における各部の電流波形をシミュレーションした結果を示す図である。図１１のシミュレーションにおいて、負荷抵抗に流れる電流波形を示す図である。図１の回路構成でシミュレーションを行った場合の結果を示す図である。図１の回路構成及び図１０の回路構成のそれぞれにおけるスイッチング損失波形を示す図である。図１の回路構成及び図１０の回路構成のそれぞれにおける直流電源からの供給電力の時間変化を示す図である。特許文献１で用いられる電流供給部の回路構成を示す図である。特許文献１に記載の図１０の回路を有する電流供給部が供給するコレクタ電流と負荷抵抗に通電される電流の波形を示す図である。特許文献１に記載の電流供給部が供給する電流のひずみ率及び直流成分の大きさと交流振幅の大きさとの比率を示す図である。

以下、本発明の実施の形態を説明する。また、本実施形態の全体を通して同じ要素には同じ符号を付けている。

（本発明の第１の実施形態）
本実施形態に係る電流供給装置について、図１ないし図９を用いて説明する。本実施形態に係る電流供給装置は、直流成分と交流成分とが重畳された電流である直流重畳周期波形電流を供給するものであり、この直流重畳周期波形電流は、例えば基本波型直交フラックスゲートの励磁電流として利用することを可能とし、この場合に特に優れた特性を示す。

まず、図１ないし図３を用いて本実施形態に係る電流供給装置の回路構成及び動作について説明する。図１は、本実施形態に係る電流供給装置の回路構成を示す図である。電流供給装置１は、直流電源２と、当該直流電源２の後段で当該直流電源２とコレクタ端子とが接続されるスイッチング素子としてのトランジスタ３と、当該トランジスタ３のエミッタ端子に接続されるインダクタとしての第１のコイルＬ１（寄生抵抗Ｒ１を含む）と、当該第１のコイルＬ１の後段でグランドとの間に直列に接続されるLC共振回路５と、トランジスタ３のベースに矩形波を供給して駆動する矩形波発生回路６とを備え、LC共振回路５はキャパシタとしてのコンデンサＣ１とインダクタとしての第２のコイルＬ２とが並列接続され、第２のコイルＬ２の後段側には当該第２のコイルＬ２に直列に接続するための第１の端子９と、グランドに接続するための第２の端子１０とを有している。この第１の端子９と第２の端子１０には負荷として例えば負荷抵抗Ｒ２（第２のコイルＬ２の損失抵抗を含む）が接続され、具体的には上述したような基本波型直交フラックスゲートの磁気コアなどが接続され、負荷抵抗Ｒ２に直流成分と交流成分とが重畳された直流重畳周期波形電流が供給される。なお、負荷としては、抵抗素子以外にも2端子回路であって全体として抵抗性であればインダクタンスやコンデンサが付属していても良い。

トランジスタ３のベースは振幅電圧Vpの矩形波で駆動され、ハイレベルがVp[V]でローレベルが0[V]である。ベース抵抗はRbである。寄生抵抗Ｒ１は第１のコイルＬ１の巻線抵抗損失及び磁心損失から来る寄生抵抗であり、矩形波発生回路６の駆動周波数fの一周期間において（インダクタの蓄積エネルギー）／（損失エネルギー）を表すQ値を用いて表せば、R1=ωL1/Q1で表せる。ここにω=2πfで、Q1は第１のコイル４のQ値である。

コンデンサＣ１と２つの第１のコイルＬ１、第２のコイルＬ２は共振回路を形成し、この場合第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２とは、コンデンサＣ１に対して並列回路となる。ＬＣ共振回路５の共振周波数frは、第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２との並列インダクタンスをLp(1/Lp=1/L1+1/L2)とすると、

で与えられる。矩形波発生回路６の駆動周波数fdを共振周波数frの近傍に設定すると、図１の回路は共振状態又はそれに近い状態で動作する。この共振動作を説明するために、図１の回路についてトランジスタ３のエミッタ端子からベース側回路を見た等価回路を図２に示す。βはトランジスタ３の電流増幅率である。矩形波発生回路６が発生する矩形波の波高値Vpのデューティ比0.5の矩形に含まれる基本波成分の振幅は、2Vp/πとなるが、V1の振幅はベースエミッタ間の電圧降下VBE（おおよそ0.7[V]）のために√2V1=2(Vp-VBE)/πとなる。R2をωL2/R2=Q2とおいて、L2とQ2を用いて表せば、IL2の交流振幅成分は次式で与えられる。jは虚数単位である。

図３は、図２の回路における電流、電圧についてのフェーザ図である。図３のフェーザ図から、共振時はIC1とIL2が逆位相に近くなり（IC1の上向き矢印とIL2の下向き矢印のなす角がπに近くなり）、IL1とIC1が平行に近くなる。これによって、VC1とVL1+VR1のなす角がπに近づき、与えられたV1に対して、VC1とVL1+VR1の長さが大きくなる。つまり共振条件では電圧や電流の振幅が増大する。また、fdを共振条件の近傍で動作させながら、L2は固定し、L1をL2の数倍大きくすれば（すなわち、C1を適宜小さくした場合は）コンデンサC1から流れ出る共振電流はL1とL2に分流するが、IL1とIL2の比は1/L1:1/L2となりIL1に含まれる共振電流成分は小さくなる。その結果、図１の電流iL1は大部分が直流成分からなり、相対的に小さい交流成分の電流が流れる。このことは図１の回路の利用上重要な作用をする。つまり、負荷抵抗Ｒ２に歪みの小さい交流成分と直流成分を供給しながら、トランジスタ３のコレクタ電流はその大部分が直流成分からなり、直流電源２からトランジスタ３に供給される電流が周囲に誘導性磁気雑音を出さなくなる実用上優れた作用を創出する。

直流電流成分については、図２の等価回路においてV1をVp-VBEとし、C1を開放、L1、L2を短絡し、ωL1/Q1をL1の直流抵抗（直流に対する巻線の抵抗）R1dcで置き換え、R2をL2の直流抵抗と負荷抵抗の和R2dcで表せば次式で与えられる。ここにDは矩形波のデューティ比で、トランジスタ３のon期間（Ton）を一周期間（T）で割ったものである。直流電流は矩形波の繰り返し周波数fには原理的に無関係である。

次に、矩形波発生回路の駆動周波数fdの制御、並びに第１のコイルＬ１のインダクタンスL1及び第２のコイルＬ２のインダクタンスL2の関係について図４ないし図６を用いて説明する。IL2の交流成分Iacとfd/frの関係について所定のL2に対しL1（E6系列を仮定）を種々変化させた時の計算した結果を図４及び図５に示す。図４においてトランジスタ３のエミッタ接地電流増幅率β=120、図５ではβ=240としている。ただし、この一連の計算ではQ1=30、Q2=9、デューティ比=0.5とし、k=L1/L2とする。また、図４及び図５において電流の大きさは各kに対する直流成分の大きさ（破線）との比で表している。

ここで、基本波型直交フラックスゲートセンサにおいて磁気コアに供給される励磁電流は、交流成分の振幅よりも直流成分が大きい方が好ましい。交流成分の振幅が直流成分よりも大きくなると電流の向きがマイナス（逆向き）になる時間が生じてしまい、その間の磁界の向きが逆極性となり磁壁が移動することでバルクハウゼン雑音が生じてしまうからである。図４及び図５のシミュレーション結果からfd/fr=1の極めて近傍ではL1とL2とのインダクタンスが接近したところで（kの値が1に近いところで）交流成分の振幅が直流成分に対して大きくなっている。

また、図６は、本実施形態に係る電流供給装置において直流重畳周期波形電流の交流成分のひずみ率を計算した結果を示す図である。Rb=1kΩ、β=120、k=2.13として計算したものである。図６のシミュレーション結果から、駆動周波数fdと共振周波数frが等しいときに最も歪みが小さくなっており、0.7<fd/fr<1.4の範囲ではひずみ率が1%程度以下と極めてきれいな正弦波が生成されていることがわかる。

この点について、図１２に示す従来の回路の場合と比較する。従来の回路においては、図１２に示す結果からfd/fr>2が好適であり、このときのひずみ率は5%程度と大きい。これに対して、本実施形態に係る電流供給装置は図６の結果から0.7<fd/fr<1.4の範囲ではひずみ率が1%程度以下となっており、従来の回路と比べて極めて優位な直流重畳周期波形電流を得ることが可能となる。また、fd/fr=1で最も歪みが小さくなるが、図４及び図５の結果が示すように交流成分の振幅が直流成分よりも大きくなってしまう場合がある。このような場合であっても、第１のコイルＬ１及び第２のコイルＬ２のそれぞれのインダクタンスを調整することで歪みを最小限に抑えつつ、直流成分を交流成分の振幅よりも大きくした直流重畳周期波形電流を生成することが可能である。

次に、第１のコイルＬ１及び第２のコイルＬ２のそれぞれのインダクタンスの調整について図７ないし図９を用いて説明する。交流成分を生成する場合に、トランジスタ３の駆動に伴ってコレクタ電流が急峻に変動すると回路の他の部分に電磁雑音を与える問題が発生する。図１１に示すように従来の回路を用いた場合はコレクタ電流が非常に急峻な立ち上がり及び立ち下がりの変化を示しており、電磁雑音の影響が大きくなってしまう。本実施形態においては、第１のコイルＬ１及び第２のコイルＬ２のインダクタンスを調整することで、コレクタに流れる電流による雑音の影響を最小限にすることが可能である。

図１の回路において、コレクタに流れる電流の振幅がどれくらいになるかについて計算した結果の一例を図７に示す。図７において電流の大きさは各kに対する直流成分の大きさ（破線）との比で表している。kが小さくなると、すなわち図１の回路でL1が小さくなると、コレクタに流れる直流が不連続になり、k=0.47の場合では共振条件下（fd=fr）でコレクタに流れる電流の波高値は直流成分の2倍程度になる。エミッタ接地電流増幅率β=240の場合も全体の関係は類似であるが、k=0.47でfd=frのときはコレクタに流れる電流の波高値が直流成分の2.5倍ほどに達する。これらの結果から言えるのは、fd=fr又はfdがfrに極めて近い場合ではL1をL2より大きくすることで、コレクタ電流に含まれる交流成分を抑制できることである。コレクタ電流に含まれる交流成分の振幅がIdcより小さくなると連続的に流れる電流成分が現れる。なお、図７からわかるように、k>1、k<1、k=1のいずれに対しても、fd/frを許容内で1から遠ざける（例えば、fd/fr=0.8～0.7又はfd/fr=1.2～1.4）ことによっても同様のことが可能である。

K=2.13、fd/fr=0.9としてIL2とコレクタ電流についてシミュレーションした結果を図８及び図９に示す。図８はIL2、すなわち負荷抵抗に通電される電流の波形を示した結果であり、図９はIL1、すなわちコレクタ電流の波形を示した結果である。図８については、図１１の負荷電流の波形と比較しても明らかなように、直流重畳周期波形電流が非常に歪みの少ない波形となっている。また、図７のk=2.13の曲線から、fd/frが0.9に近いところではコレクタ電流に含まれる交流成分の振幅が小さいことが読み取れるが、これを実際に示しているのが図９の波形となる。直流成分は交流成分の振幅の中心あたりの値であり、図８及び図９のいずれにおいても0.08[A]程度でほぼ同じであるが、図９のコレクタ電流では変動成分が非常に小さくなっている。これは、図１１の場合と比較して電磁雑音の原因となるコレクタに流れる電流の変動成分が抑えられることを示している。

以上のことから、本実施形態に係る電流供給装置においては、図６に示したように0.7<fd/fr<1.4の範囲で矩形波発生回路６の駆動周波数fdを制御することで交流成分に歪みの少ないきれいな直流重畳周期波形電流を得ることができる。また、図４及び図５から、駆動周波数fdを適宜調整することで、交流成分の振幅よりも直流成分を大きくしつつ、交流成分／直流成分の比を調整して基本波型直交フラックスゲートの励磁電流に最適な電流を生成することが可能となる。

また、上記駆動周波数fdの制御に加えて、又はfdの制御に依らなくても、図４及び図５に示したように第１のコイルＬ１と第２のコイルＬ２のインダクタンスを調整することでも交流成分の振幅よりも直流成分を大きくして基本波型直交フラックスゲートの励磁電流に最適な電流を生成することが可能となる。

さらに、図７～図９に示したように、L1をL2より大きくすれば、コレクタ電流に含まれる交流成分を抑制できることから、L1及びL2を調整する際にL1>L2とすることでコレクタに流れる電流による雑音の影響を抑えることが可能となる。

なお、上述したように、本実施形態に係る電流供給装置が生成した電流は磁気センサの励磁電流として利用することができる。磁気センサの構成については、例えば特許文献１などに示されているため詳細な説明は省略するが、磁気センサのセンサヘッドを構成する磁気コアに励磁電流（直流成分が重畳された交流成分からなる直流重畳周期波形電流）を通電する場合に、図１の回路の負荷抵抗Ｒ２を磁気コアとすることで、基本波型直交フラックスゲートセンサに極めて優位な励磁電流を供給することが可能となる。

また、図１に示す回路のコレクタ側（直流電源２とトランジスタ３との間）に10Ω程度の抵抗を挿入することでトランジスタ３の電流増幅率のバラツキの影響を抑制すると共に、過大電流を抑制するようにしてもよい。このような構成により副次的にトランジスタ３のコレクタ損失の一部を挿入した抵抗に分配することが可能である。K=L1/L2が1より小さい場合にコレクタ電流の周期的変動が大きいため、この副次的効果が顕著に現れる。例えば、k=0.7の時10Ωを挿入すると電流値は88%になるが、コレクタ損失の40%を抵抗に移すことができる。スイッチング素子における発熱が過大となる恐れがある時は、適切な抵抗値の抵抗を挿入することで発熱箇所を分散してこの問題を軽減することが可能である。

（本発明の第２の実施形態）
本実施形態に係る電流供給装置について、図１０ないし図１５を用いて説明する。本実施形態に係る電流供給装置は、前記第１の実施形態に係る電流供給装置において、トランジスタのベース駆動電圧がローレベルのときに当該トランジスタを遮断領域とすることで損失を大幅に低減するものである。なお、本実施形態において前記第１の実施形態と同様の説明は省略する。

図１０は、本実施形態に係る電流供給装置の回路構成を示す図である。前記第１の実施形態における図１の場合と異なるのは、トランジスタ３のエミッタ端子とグランドとの間にダイオード２０を有することである。ダイオード２０のカソード端子は、トランジスタ３のエミッタ端子と第１のコイルＬ１との結節点に接続され、アノード端子はグランドへ接続されている。ダイオード２０は、トランジスタ３のエミッタ端子と第１のコイルＬ１の結節点との電位が負になるとき、ダイオード２０を通して第１のコイルＬ１に電流を供給できるようにする。

トランジスタ３のベース電圧がハイレベル(≒Vp[V]）でトランジスタ３がオン状態にある時は第１のコイルＬ１に電流が供給されるが、ベース電圧がローレベル（≒0[V]）になってトランジスタ３がオフ状態に移行しようとするタイミングにおいて第１のコイルＬ１に電流が流れていると、その電流が不連続にならないように第１のコイルＬ１の上端の電位はその下端の電位に比べ急激に負へ遷移し電流を保とうとする。本実施形態においては、この急激な電位変化によってダイオード２０がオンとなり電流の連続性が保たれる。一方、第１の実施形態に係る電流供給装置の場合、この期間はトランジスタ３が能動領域で導通するため、必要とする励磁電力の大きさによっては電力損失や発熱などの問題が生じてしまう場合がある。そのため、本実施形態においては、上述したダイオード２０を有する構成とすることで、ドランジスタ３のエミッタ端子と第１のコイルＬ１との結節点の電位が負になる場合であっても、ダイオード２０を通して第１のコイルＬ１に電流を供給でき、損失を大幅に低減することが可能となる。

以下、ダイオード２０として順方向電位降下が小さいショットキーダイオードを用いて各部の電流波形をシミュレーションした。シミュレーションの条件は、図１０の回路において、fd/fr=0.92、k=L1/L2=2.13、R1=2.8kΩ、β=240、インダクタL1のQ値がQ1=30、インダクタL2のQ値がQ2＝9、ベースドライブの矩形波はデューティ比=0.5とした。ここに、Q1＝ωL1/rで、rは角周波数ωでのインダクタL1の損失を表す等価直列抵抗である。またQ2=ωL2/R2である。L2の損失はR2に含ませている。このシミュレーションの結果を図１１に示す。図１１（Ａ）はトランジスタ３のコレクタ電流波形、図１１（Ｂ）はダイオード２０を流れる電流波形、図１１（Ｃ）は第１のコイルＬ１を流れる電流波形である。なお、時間軸の0はデータの抽出を開始したタイミングであり、シミュレーションを開始した時点を表すものでは無い。

トランジスタ３のコレクタ電流の導通期間は、ベース電流がハイレベルの期間であり、ダイオード２０の導通期間は、ベース電流がローレベルの期間である。それぞれの導通期間における電流を足し合わせたものが第１のコイルＬ１に流れる電流であり、これは図１１（Ａ）の電流波形と図１１（Ｂ）の電流波形を足し合わせて図１１（Ｃ）の電流波形となることを目視で確認することができる。

図１１のシミュレーションにおいて、負荷抵抗Ｒ２に流れる電流波形を図１２に示す。平均値（直流レベル）が交流成分の振幅より大きく波形はユニポーラーになっている。すなわち、負荷抵抗Ｒ２の代わりにこれと同程度の抵抗値を持つ基本波型直交フラックスゲートのセンサヘッドを接続することで、当該基本波型直交フラックスゲートに最適な励磁電流とすることができる。

次に、前記第１の実施形態における図１の回路構成の場合と、本実施形態における図１０の回路構成の場合とで電力損失の比較を行った。ほぼ同様の直流重畳周期波形電流を得るために、図１の回路においてR1=1000Ω、fd/fr=0.95とし、その他のパラメータについては本実施形態における上記定数と同じにしてシミュレーションを行った。その結果を図１３に示す。図１３に示すように、図１の回路構成において、本実施形態に係る図１２の電流波形とほぼ同様の電流波形が生成されていることがわかる。

このような条件下において、図１の回路構成及び図１０の回路構成のそれぞれにおけるトランジスタ３のスイッチング損失波形を図１４に示す。図１４（Ａ）が図１の回路構成におけるトランジスタ３のスイッチング損失波形で、図１４（Ｂ）が図１０の回路構成におけるトランジスタ３のスイッチング損失波形である。図１４（Ａ）の場合はスイッチング損失の平均が0.347(W)であり、トランジスタ３のベース駆動電圧がローレベルのときに大きな損失が発生している。これは、上述したように、能動領域での電流の導通によるものである。トランジスタ３のベース駆動電圧がハイレベルの時はトランジスタ３が飽和時の導通損失であり、その主要部はトランジスタ３のオン抵抗にコレクタ電流を乗じたものからなる。

一方、図１４（Ｂ）においてはスイッチング損失の平均が0.132(W)であり、トランジスタ３のベース駆動電圧がローレベルの時は、トランジスタ３が遮断領域にあり損失が発生しない。トランジスタ３のベース駆動電圧がハイレベルの時は、トランジスタ３が飽和時の導通損失のみからなる。その結果、図１４から明らかなように、本実施形態における回路構成においては大幅な損失低減ができる。

次に、直流電源２から供給される電力について比較する。図１５は直流電源２からの供給電力の時間変化を示すグラフであり、図１５（Ａ）が図１の回路構成の場合、図１５（Ｂ）が図１０の回路構成の場合を示している。図１５（Ａ）では直流電源２からの供給電力の平均が0.478(W)で、図１５（Ｂ）では直流電源２からの供給電力の平均が0.276(W)となっている。これらの比較から明らかなように、本実施形態に係る図１０の回路構成においては、供給電力の大幅な低減が見込まれる。

このように、本実施形態に係る電流供給装置においては、トランジスタ３によるスイッチング損失を大幅に低減することができ、前記第１の実施形態における回路構成の58%程度の電力供給で同等の直流重畳周期波形電流を生成することが可能となる。

１電流供給装置
２直流電源
３トランジスタ
５ＬＣ共振回路
６矩形波発生回路
９第１の端子
１０第２の端子
２０ダイオード
Ｃ１コンデンサ
Ｌ１第１のコイル
Ｌ２第２のコイル
Ｒ１，Ｒ２抵抗

Claims

矩形波生成手段で生成された矩形波が入力されるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子の後段側に接続される第１のコイルと、
前記第１のコイルの後段側で当該第１のコイルとグランドとの間に配設され、コンデンサと第２のコイルとが並列接続されるＬＣ共振回路と、
前記ＬＣ共振回路における前記第２のコイルの後段側に接続するための第１端子と、
前記グランドに接続するための第２端子とを備え、
前記第１端子及び前記第２端子間に接続する負荷に、交流成分と直流成分とが重畳された電流である直流重畳周期波形電流を供給することを特徴とする電流供給装置。
請求項１に記載の電流供給装置において、
前記矩形波生成手段で生成される矩形波の周波数を制御する矩形波周波数制御手段を備
える電流供給装置。
請求項２に記載の電流供給装置において、
前記矩形波周波数制御手段が、前記矩形波の周波数(fd)と前記ＬＣ共振回路の共振周波数(fr)との比率(fd/fr)を0.7≦(fd/fr)≦1.4に調整される電流供給装置。
請求項１ないし３のいずれかに記載の電流供給装置において、
前記第１のコイルのインダクタンスが前記第２のコイルのインダクタンスよりも大きい
電流供給装置。
請求項１ないし４のいずれかに記載の電流供給装置において、
前記スイッチング素子と前記第１のコイルとの間の結節点にカソード端子が接続し、アノード端子がグランドに接続するダイオードを備える電流供給装置。
請求項１ないし５のいずれかに記載の電流供給装置と、
前記第１端子及び前記第２端子間にセンサヘッドを構成する磁気コアが接続される基本
波型直交フラックスゲートとを備える磁気センサ。