CN1292598A - 开关电源电路 - Google Patents

Abstract

一种开关电源电路,包括:产生并输出整流及滤波的电压的整流及滤波装置;将初级侧输出传递到次级侧的隔离变换变压器;开关装置,间歇地将直流输入电压传递给隔离变换变压器的初级绕组;用于起动开关装置的初级侧谐振电路;功率因数提高装置,根据反馈的开关输出电压间歇性地产生整流电流来提高功率因数;在隔离变换变压器次级侧的次级侧谐振电路;直流输出电压发生装置;及对次级侧直流输出电压执行恒压控制的恒压控制装置。

Description

开关电源电路

本发明涉及具有功率因数提高电路的开关电源电路。

本发明专利的申请人早些时候提出了多种开关电源电路，每种开关电源电路在初级侧具有谐振型变换器。此外，还提出了各种开关电源电路，每种开关电源电路具有提高谐振型变换器的功率因数的功率因数提高电路。

图9示出了典型开关电源电路的电路图，该电路的结构是以本发明专利的申请人早些时候提出的一项发明为基础的。详细地说，该开关电源电路的结构包括提高基于自激技术的电流谐振型开关变换器的功率因数的功率因数提高电路。

图中所示的开关电源电路包括桥式整流电路Di，用于对商用交流电源AC进行全波整流。经桥式整流电路Di全波整流得到的整流输出通过功率因数提高电路20对滤波电容器Ci充电。结果，在滤波电容器Ci的端子之间出现与交流输入电压VAC的1倍对应的整流且滤波的电压Ei。

此外，在其整流路径上包含桥式整流电路Di和滤波电容器Ci的电路中插入涌流限制电阻器Ri。详细地说，当电源导通时，涌流限制电阻器Ri限制流入滤波电容器Ci的涌流。

图中示出的功率因数提高电路20包括滤波扼流圈LN和高速恢复二极管D1，它们彼此串联连接在桥式整流电路Di的正极输出端和滤波电容器Ci的正极输出端之间。扼流圈LS的一端连接到高速恢复二极管D1的阴极。

滤波电容器CN的一个端子连接到高速恢复(recovery)二极管D1的阳极和滤波电容器Ci的正极端子之间。滤波电容器CN的另一端连接扼流圈LS的另一端。滤波电容器CN与滤波扼流圈LN结合作为普通型低通滤波器。

功率因数提高电路20中高速恢复二极管D1和扼流圈LS之间的连接点通过电容器C1连接到以下将要描述的变压器PIT(功率隔离变压器)初级侧的一个端子，与初级侧上的绕组N1的电感L1结合形成串联谐振电路。通过这种连接，由下文将描述的开关器件产生的开关输出反馈给串联谐振电路。

下面将描述功率因数提高电路20的功率因数提高操作。

开关电源电路还包括采用自激技术的电流谐振型变换器。该自激电流谐振变换器用出现在滤波电容器Ci端子之间的整流且滤波的电压Ei作为工作电源。

如图所示，变换器采用2个开关器件Q1和Q2，开关器件Q1和Q2在滤波电容器Ci的正极端和地之间的半桥接线中彼此线连接，滤波电容器Ci的负极端接地。开关器件Q1和Q2都是双极型晶体管。

起动电阻器RS1连接在开关器件Q1的集电极和基极之间。通过同样方式，起动电阻器RS2连接在开关器件Q2的集电极和基极之间。通过谐振电容器CB1连接到开关器件Q1的基极的电阻器RB1设定开关器件Q1的基极电流(也称为驱动电流)。类似地，通过谐振电容器CB2连接到开关器件Q2的基极的电阻器RB2设定开关器件Q2的基极电流(也称为驱动电流)。嵌位二极管DD1连接在开关器件Q1的发射极和基极之间。同样地，嵌位二极管DD2连接在开关器件Q2的发射极和基极之间。当开关器件Q1处于截止状态时，嵌位二极管DD1形成流过开关器件Q1的基极和发射极的嵌位电流的电流路径。通过同样的方式，当开关器件Q2处于截止状态时，嵌位二极管DD2形成流过开关器件Q2的基极和发射极的嵌位电流的电流路径。

谐振电容器CB1与在下文将描述的驱动变压器PRT(功率调节变压器)中采用的驱动绕组NB1结合形成用于自激振荡的串联谐振电路，并设定开关器件Q1的开关频率。同样地，谐振电容器CB2与驱动变压器PRT中采用的驱动绕组NB2结合形成用于自激振荡的串联谐振电路，并设定开关器件Q2的开关频率。应当注意，串联谐振电路也称为自激振荡驱动电路。

驱动变压器PRT驱动开关器件Q1和Q2，还通过控制开关频率的变化执行恒压控制。在图中所示的开关电源电路中，驱动绕组NB1和NB2、谐振电流检测绕组ND以及方向垂直于驱动绕组NB1和NB2、谐振电流检测绕组ND取向的控制绕组NC形成正交可饱和电抗器。

在驱动变压器PRT中采用的驱动绕组NB1的一端通过串联连接的电阻器RB1和谐振电容器CB1连接到开关器件Q1的基极，而驱动绕组NB1的另一端连接到开关器件Q1的发射极。通过同样的方式，在驱动变压器PRT中采用的驱动绕组NB2的一端通过串联连接的电阻器RB2和谐振电容器CB2连接到开关器件Q2的基极，而驱动绕组NB2的另一端连接到开关器件Q2的发射极。驱动绕组NB1和NB2的缠绕方向使得前者产生的电压极性与者产生的电压极性相反。

隔离变换(insolating converter)变压器PIT(功率隔离变压器)在次级侧引出开关器件Q1和Q2的输出。通过将隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的一端通过谐振电流检测绕组ND连接到开关器件Q1的发射极和开关器件Q2的集电极之间的连接点(或开关输出点)上，获得开关输出。

如上所述，初级绕组N1的另一端通过串联谐振电容器C1连接到功率因数提高电路20中的高速恢复二极管D1的阴极和扼流圈LS之间的连接点。

也就是说，串联谐振电容器C1与初级绕组N1串联连接。串联谐振电容器C1的电容和包括初级绕组N1的电感L1的隔离变换变压器PIT的漏电感形成使开关变换器以电流谐振型工作的初级侧串联谐振电路。这就是为什么初级绕组N1也称为串联谐振绕组的原因。

在隔离变换变压器PIT的次级侧，在次级绕组N2的中间设有中间抽头。整流二极管D01和D03的阳极分别连接到次级绕组N2的上部端部抽头和上部中间抽头。通过同样的方式，整流二极管D02和D04的阳极分别连接到次级绕组N2的下部端部抽头和下部中间抽头。滤波电容器C01连接在地与整流二极管D01和D02的阴极之间，形成第一全波整流电路。同样地，滤波电容器C02连接在地与整流二极管D03和D04的阴极之间，形成第二全波整流电路。包括滤波电容器C01和整流二极管D01和D02的第一全波整流电路产生直流输出电压E01。类似地，包括滤波电容器C02和整流二极管D03和D04的第二全波整流电路产生直流输出电压E02。

应当注意，直流输出电压E01和直流输出电压E02单独向控制电路1供电。控制电路1用直流输出电压E01作为检测电压，用直流输出电压E02作为工作电源。

控制电路1执行下述恒压控制。具体地说，控制电路1将DC电流作为控制电流提供给驱动变压器PRT的控制绕组NC。通常，根据次级侧上直流输出电压E01的变化调节控制电流的幅值。

具有上述结构的开关电源电路如下完成开关操作。首先，当商用AC电源导通时，通过起动电阻器RS1和RS2为开关器件Q1和Q2的基极提供起动电流。假设开关器件Q1先导通，执行控制从而关关断关器件Q2。作为开关器件Q1的输出，谐振电流流入谐振电流检测绕组ND、初级绕组N1和串联谐振电容器C1。执行控制关关断关器件Q1但当谐振电流的幅值接近0时导通开关器件Q2。这时，作为开关器件Q2的输出，谐振电流以与作为开关器件Q1的输出而产生的谐振电流相反的方向流动。此，开始自激开关操作，其中开关器件Q1和开关器件Q2交替导通。

如上所述，开关器件Q1和开关器件Q2随着用作工作电源的滤波电容器Ci的端子之间的电压交替、重复地导通、关断。结果，波形接近于谐振电流波形的驱动电流提供给隔离变换变压器PIT的初级绕组N1，在其次级绕组N2处获得AC输出。

如下，通过驱动变压器PRT执行前面列举的恒压控制。

假设次级侧输出电压E01由于AC输出电压变化和／或负载变化而增大，则根据次级侧输出电压E01的增大也控制流过控制绕组NC的控制电流上升。

由于驱动变压器PRT中该控制电流产生的磁通的影响，驱动变压器PRT达到饱和饱和状态，显示出减小驱动绕组NB1和NB2的电感的作用。因此，自激谐振电路的状态改变，增大了开关频率。

在该开关电源电路中，执行上边控制。即，开关频率设为高于串联谐振电路谐振频率的频率区域内的一个值，该串联谐振电路包括串联谐振电容器C1和初级绕组N1的电感器L1。由于如上所述控制开关频率上升，所以开关频率脱离串联谐振电路的谐振频率。结果，用于开关输出的串联谐振电路的谐振阻抗增大。

当谐振阻抗如上所述增大时，提供给初级侧上串联谐振电路的初级绕组N1的驱动电流受到限制。结果，出现在次级侧上的输出电压也由恒压控制受到控制。

下文将基于上述技术的恒压控制称为开关频率控制方法。

功率因数提高电路20执行如下的功率因数提高操作。

在图中所示的功率因数提高电路20的结构中，提供给包含初级绕组N1的电感器L1和串联谐振电容器C1的串联谐振电路的开关输出通过扼流圈LS本身的电感感抗(或磁耦合)反馈给整流的电流路径。

如上所述反馈的开关输出使具有开关周期的交变电压叠加在整流的电流路径上。具有开关周期的交变电压的叠加又导致整流的电流按开关周期间歇地流过高速恢复二极管D1。整流的电流间歇性的流动使滤波扼流圈LN和扼流圈LS的电感呈现更高。因此，同样在一个周期中，整流的输出电压电平比呈现在滤波电容器Ci的端子之间的电压低，充电电流流入滤波电容器Ci中。

结果，AC输入电流的平均波形接近AC输入电压的波形，AC输入电流的导通角增大，从而提高了功率因数。

图10示出了开关电源电路的另一个典型结构的电路图，该结构是以本发明专利的申请人早些时候提出的本发明为基础的。该开关电源电路也包括电流谐振变换器，其中2个开关器件线连接形成半桥接线。采用他激技术作为驱动方法。该开关电源电路的结构也包括提高功率因数的功率因数提高电路。

应当注意，在图9和图10所示开关电源电路中，相同元件用相同的数字表示，其解释不再重复。

如图所示，初级侧上的电流谐振变换器采用2个开关器件Q11和Q12，每个开关器件通常用MOS-FET实现。

开关器件Q11的漏极与整流且滤波的电压E1的路径相连接。开关器件Q11的源极连接开关器件Q12的漏极。开关器件Q12的源极连接初级侧的地。根据这种连接，构成与他激技术相关的半桥接线。

开关器件Q11和Q12由振荡及驱动电路2驱动，在开关操作中交替、重复地导通和截止，从而间歇地输出整流且滤波的电压Ei。

嵌位二极管DD1以图中所示方向连接在开关器件Q11的漏极和源极之间。通过同样的方式，嵌位二极管DD2以图中所示方向连接在开关器件Q12的漏极和源极之间。

通过将隔离变换变压器PIT的初级绕组N1的一端连接到开关器件Q11的源极和开关器件Q12的漏极之间的连接点(也称为开关输出点)，能将开关输出提供给初级绕组N1。初级绕组N1的另一端连接到下文将描述的功率因数提高电路21中的滤波扼流圈LN和高速恢复二极管D1的阳极之间的连接点。

同样在图10所示的开关电源电路的情况下，串联谐振电容器C1与初级绕组N1串联连接。串联谐振电容器C1的电容和包括初级绕组N1电感的隔离变换变压器PIT的漏电感形成初级侧串联谐振电路，用于使开关电源电路以电流谐振型工作方式工作。

该结构的控制电路1输出控制信号，信号电平通常表示直流输出电压E01的变化。在振荡及驱动电路2中，为了改变开关频率，振荡及驱动电路2提供给开关器件Q11和Q12的栅极的开关驱动信号频率根据从控制电路1接收到的控制信号而变化。

同样在图10所示的开关电源电路中，开关频率设置成高于串联谐振频率的区域内的一个值，如图9所示的开关电源电路的情况。当直流输出电压E01升高，例如，控制电路1控制振荡及驱动电路2，使得开关频率也根据直流输出电压E01的电平增大，从而执行恒压控制。

起动电路3检测整流及滤波路径上的电压或电流，并在电源接通起动振荡及驱动电路2。通过附加地对设在隔离变换变压器PIT内的绕组输出整流而获得的低电平直流电压作为工作电源提供给起动电路3。

图中所示的功率因数提高电路21包括滤波扼流圈LN和高速恢复二极管D1，它们彼此串联连接在桥式整流电路Di的正极输出端和滤波电容器Ci的正极输出端之间。滤波电容器CN与包括滤波扼流圈LN和高速恢复二极管D1的串联连接电路并联连接。还在该连接中，滤波电容器CN与滤波扼流圈LN结合作为普通型低通滤波器。

谐振电容器C3与高速恢复二极管D1并联连接。通常，谐振电容器C3与例如滤波扼流圈LN这样的元件结合形成并联谐振电路。并联谐振电路的谐振频率设置成约等于下文所述的串联谐振电路的谐振频率。以这种方式，呈现出抑制由于负载减小所造成的整流及滤波电压Ei增大的效果。不再作详细描述。

如上所述，功率因数提高电路21中滤波扼流圈LN和高速恢复二极管D1的阳极之间的连接点连接上述包含初级绕组N1的电感L1和串联谐振电容器C1的串联谐振电路。

在上述连接中，在初级绕组N1处获得的开关输出通过串联谐振电容器C1的静电电容耦合反馈给整流的电流路径。详细地说，开关输出被反馈，使得在初级绕组N1处获得的谐振电流流入滤波扼流圈LN和高速恢复二极管D1的阳极之间的连接点，将开关输出提供给连接点。

如上所述反馈的开关输出使具有开关周期的交变电压叠加在整流的电流路径上。具有开关周期的交变电压的叠加又导致整流的电流按开关周期间歇地流过高速恢复二极管D1。整流电流的间歇流动使滤波扼流圈LN的电感显得更高。

此外，由于具有开关周期的电流流过谐振电容器C3，所以电压呈现在谐振电容器C3的端子之间。整流及滤波电压Ei的电平减小的量等于出现在谐振电容器C3的端子之间的电压。因此，甚至在整流输出电压电平低于出现在滤波电容器Ci端子之间的电压的周期内，充电电流流入滤波电容器Ci。

结果，AC输入电流的平均波形接近AC输入电压波形，AC输入电流的导通角增大以提高功率因数，正如图9所示的开关电源电路的情况。

通过为图9和10所示的开关电源电路分别提供上述功率因数提高电路20和21，提高了功率因数。由于这些图中所示的功率因数提高电路20和21都采用少量元件，功率因数提高电路20和21都提供了优点：通过利用小型、重量轻且低成本的电路，按少量噪声，高效提高功率因数。

图11示出了图9和10所示的开关电源电路的负载功率Po和功率因数PF的关系图。应当注意，设置100V的AC输入电压VAC作为一个条件。

图中所示的关系表示功率因数PF随负载功率Po减小而减小的特性，这在图中是明显的。

图12示出了AC输入电压VAC和功率因数PF之间的关系图。这些关系表示设为条件的最大负载功率Pomax为120W和最小负载功率Pomin为40W的特性。

从图中明显看出，功率因数PF随AC输入电压VAC的增大成比例地减小。

此外，用于最小负载功率Pomin为40W的功率因数PF低于用于最大负载功率Pomax为120W的功率因数PF。这种关系与图11的特性适合，示出了用于较小负载功率Po的较小功率因数PF。

图13A至13D示出了图12所示特性的工作波形图。

具体地说，图13A示出了用于100V的AC输入电压VAC的AC输入电压VAC波形图，最大负载功率Pomax为120W。图13B示出了用于100V的AC输入电压VAC的AC输入电流IAC波形图，最大负载功率Pomax为120W。图13C示出了用于100V的AC输入电压VAC的AC输入电压VAC波形图，最小负载功率Pomin为40W。图13D示出了100V的AC输入电压VAC的AC输入电流IAC波形图，最小负载功率Pomin为40W。

假设AC输入电压VAC的半个周期是10ms，最大负载功率Pomax为120W，AC输入电流IAC的导通周期τ实际上约5ms，因此功率因数PF为0．85。另一方面，在最小负载功率Pomin为40W处，AC输入电流IAC的导能周期τ减小到约2．5ms，功率因数PF也减小到约0．65。用于最小负载功率Pomin为40W的功率因数PF的值可以不是一些应用所需要的功率因数PF的理想值。

反之，由AC输入电压变化和／或负载功率变化引起的功率因数降低对于开关电源电路来说意味着对AC输入电压条件和／或负载功率条件的限制。即，提出了限制能采用开关电源电路的设备的种类问题。

具体地说，在特定的AC输入电压和／或负载功率条件下，在电视接收机中采用开关电源电路时，同样的开关电源电路不能用于办公室或信息设备。

此外，在图9和10的用于提高功率因数的结构中，初级侧的串联谐振电路与商业AC电源的整流电流路径相连接。结果，以50或60Hz的商业AC电源频率的脉动(ripple)叠加在串联谐振电路上，这是大家知道的。脉动成分的叠加电平变得随负载功率的增加而变高。

对于一个应用来说，众所周知，假设结构包括选择成在预定条件下测量时将功率因数PF保持在约0．8的元件，则在最大负载功率时出现在次级侧上直流输入电压中脉动的电压电平比不包括功率因数提高电路的情况增大3至4倍。

为了抑制上述脉动成分电平的增加，在图9和10所示的实际开关电源电路中，控制电路1的增益和／或初级侧上的滤波电容器Ci的电容被增大。但在这种情况下，也存在增加元件成本和开关操作易于振荡的问题。

为了解决上述问题，本发明提供一种开关电源电路，所述开关电源电路包括：整流及滤波装置，用于输入商用AC电源，产生整流及滤波的电压，输出整流及滤波的电压作为直流输入电压；隔离变换变压器，用于将初级侧输出传递到次级侧，其中建立气隙以给出提供疏松耦合所需的耦合系数；包括开关器件的开关装置，用于间歇地将直流输入电压传递给隔离变换变压器的初级绕组；初级侧谐振电路，用于以电压谐振模式起动开关装置，并包含漏电感元件和电容元件，漏电感元件(component)至少包括隔离变换变压器的初级绕组，电容元件包括初级侧并联谐振电容器；功率因数提高装置，用于通过以下途径提高功率因数；通过将开关输出电压提供给整流电流路径经初级侧并联谐振电容器将在初级侧谐振电路获得的开关输出电压反馈给功率因数提高装置；以及根据反馈的开关输出电压间歇性地产生整流的电流；包含漏电感元件和电容元件的次级侧谐振电路，所述漏电感元件包括隔离变换变压器的次级绕组，所述电容器元件包括隔离变换变压器次级侧的次级谐振电容器；直流输出电压发生装置，包括次级侧谐振电路，执行输入隔离变换变压器次级绕组上获得的交变电压并对其整流的操作以便产生次级侧直流输出电压；恒压控制装置，用于根据次级侧直流输出电压电平对次级侧直流输出电压执行恒压控制。

功率因数提高装置采用高速恢复二极管，接地的初级侧并联谐振电容器的那个端子连接高速恢复二极管的阳极。

在上述结构中，在初级侧谐振电路上获得的开关输出通过初级侧并联谐振电容器反馈到称为复合谐振变换器的开关电源电路中采用的功率因数提高电路，即利用静电耦合技术反馈。

图1是通过本发明第一实施例实现的开关电源电路结构的电路图；

图2是通过该实施例实现的开关电源电路中采用的隔离变换变压器结构的侧截面图；

图3A和3B是解释+M和-M的互感作用的解释图；

图4A，4B，4C，4D，4E，和4F是在通过第一实施例实现的开关电源电路所完成的操作中观察到的各种信号波形图；

图5A，5B，5C和5D是在通过第一实施例实现的开关电源电路所完成的操作中观察到的各种信号波形图；

图6是通过第一实施例实现的开关电源电路的负载功率和功率因数之间关系的特性图；

图7是通过第一实施例实现的开关电源电路的AC输入电压和功率因数之间关系的特性图；

图8是通过本发明第二实施例实现的开关电源电路结构的电路图；

图9是采纳先进技术的开关电源电路结构的电路图；

图10是现有技术开关电源电路结构的电路图；

图11是现有技术开关电源电路的负载功率和功率因数之间关系的特性图；

图12是现有技术开关电源电路的AC输入电压和功率因数之间关系的特性图；

图13A，13B，13C和13D是用于现有技术开关电源电路中根据负载功率变化的商用AC电源电压和电流波形图。

图1是通过本发明第一实施例实现的开关电源电路结构的电路图。应当注意，图9和10所示的电源电路中采用的相同的元件用相同的附图标记表示，其解释不再重复。

如图1所示，电压谐振模式开关变换器(也称为电压谐振开关变换器)设在开关电源电路的初级侧上。为电压谐振开关变换器提供一功率因数提高电路。

图中所示的开关电源电路还包括桥式整流电路Di，用于对商用AC交流电源AC进行全波整流。通过桥式整流电路Di整流获得的整流输出通过功率因数提高电路10对滤波电容器Ci充电，在滤波电容器Ci的端子之间产生整流及滤波电压Ei。

功率因数提高电路10的结构如下所述。首先，解释电压谐振变换器的结构。

电压谐振变换器具有自激结构，该结构仅采用一个开关器件Q1。采用具有高耐压的双极型晶体管BJT(双极型结型晶体管)作为开关器件Q1。

开关器件Q1的基极通过起动电阻器RS连接到滤波电容器Ci的正极(整流及滤波电压Ei的正极侧)，从而能在起动时在整流及滤波的线路上获得基极电流。包含驱动绕组NB、谐振电容器CB和基极电流限制电阻器RB的串联连接电路连接在开关器件Q1的基极和初级侧的地之间。串联谐振电路充当自激振荡驱动电路，即用于驱动自激振荡的谐振电路。

插在开关器件Q1的基极和滤波电容器Ci的负极端子(或初级侧上的地)之间的嵌位二极管DD形成在开关器件Q1处于关断状态时流动的嵌位电流路径。

开关器件Q1的集电极通过包含检测绕组ND和初级绕组N1的串联回路连接到滤波电容器Ci的正极端。发射极连接到初级侧上的地。

开关器件Q1的集电极还连接并联谐振电容器Cr。将在下文描述的在隔离变换变压器PIT中采用的并联谐振电容器Cr的电容和初级绕组N1的漏电感L1形成电压谐振变换器的初级侧并联谐振电路。当开关器件Q1关断时，出现在并联谐振电容器Cr端子之间的电压呈现正弦脉冲波形，从而由于并联谐振电路的作用导致电压谐振。不再详细描述。

图中所示的正交控制变压器PRT是包含检测绕组ND、驱动绕组NB和控制绕组NC的可饱和的电抗器。提供正交控制变压器PRT，用于驱动开关器件Q1和执行恒压控制。

图中未示出正交控制变压器PRT的结构。该结构包括2个铁心，每个铁心的形状类似字符E。每个E-形铁心有四化上磁路支臂，即在E-字符形的端部有2个支臂，在中部有2个支臂。其中一个铁心的4个磁路支臂的端部连接另一个铁心的4个支臂的端部，形成立方体铁心。对于立方体铁心的预定的2个磁路支臂，以相同的缠绕方向缠绕检测绕组ND和驱动绕组NB。另一方面，控制绕组NC的缠绕方向与检测绕组ND和驱动绕组NB的缠绕方向垂直。

在正交控制变压器PRT(可变频率装置)中采用的检测绕组ND与下文将描述的隔离变换变压器PIT的初级绕组N1串联连接，使得开关器件Q1的开关输出能通过初级绕组N1传输到检测绕组ND。

在正交控制变压器PRT中，在检测绕组ND获得的开关输出通过变压器耦合激励驱动绕组NB。结果，在驱动绕组NB处产生交变电压作为驱动电压。驱动电压从包含驱动绕组NB和谐振电容器CB的串联谐振电路通过基极电流限制电阻器RB输出到开关器件Q1的基极作为驱动电流。串联谐振电路形成自激振荡驱动电路。结果，开关器件Q1以开关频率执行开关操作，这是由包含驱动绕组NB和谐振电容器CB的串联谐振电路的谐振频率确定的。

如图2所示，在该实施例中采用的隔离变换变压器PIT包含通常由铁氧体材料制成的铁心CR1和CR2。铁心CR1和CR2的磁路支臂端部相互连接，形成EE-形铁心组件。围绕EE-形铁心的中间磁路支臂缠绕初级绕组N1和次级绕组N2。初级绕组N1和次级绕组N2通过线圈架B彼此分开。如图所示，在铁心CR1的中间磁路支臂和铁心CR2的中间磁路支臂之间有气隙G。通过这种方式，获得具有必要耦合系数k的疏松耦合。

通过E-形铁心CR1的中间磁路支臂其形成比铁心CR1边缘的2个磁路支臂短以及E-形铁心CR2的中间磁路支臂其形成比铁心CR2边缘的2个磁路支臂短形成气隙G。耦合系数k的值设为约0．85，以实现疏松耦合。结果，难以获得饱和状态。

在隔离变换变压器PIT中采用的初级绕组N1的一端连接开关器件Q1的集电极。初级绕组N1的另一端通过检测绕组ND连接滤波电容器Ci的正极端(整流及滤波电压Ei)以形成与绕组ND的串联连接。

在隔离变换变压器PIT的次级侧，在次级绕组N2上产生由初级绕组N1感应的交变电压。由于次级侧并联谐振电容器C2与次级绕组N2并联连接，所以次级绕组N2的漏电感L2和次级侧并联谐振电容器C2的电容形成并联谐振电路。并联谐振电路使交变电压成为谐振电压。即，在次级侧实现电压谐振。

换言之，在开关电源电路的初级侧，设有使开关操作形成电压谐振的并联谐振电路。在开关电源电路的次级侧，也设有执行电压谐振操作的并联谐振电路。应当指出，在本说明书中，如上操作的具有在初级和次级侧上设有谐振电路这种结构的开关变换器称为复合谐振开关变换器。

对于在上述次级侧上设置的并联谐振电路来说，在次级绕组N2上设有抽头。此外，在次级侧，如图所示，整流二极管D01，D02，D03和D04以及滤波电容器C01和C02连接起来，形成2个全波整波电路。具体地说，2个全波整流电路中，用于产生直流输出电压E01的一个设置为包括整流二极管D01、D02以及滤波电容器C01，而另一个用于产生直流输出电压E02的全波整流电路设为包含整流二极管D03、D04以及滤波电容器C02。

应当指出，直流输出电压E01和直流输出电压E02分别提供给控制电路1。控制电路1用直流输出电压E01作为检测电压，用直流输出电压E02作为工作电源。

如下所述，控制电路1执行恒压控制。具体地说，控制电路1为驱动变压器PRT的控制绕组NC提供直流电流作为控制电流。通常，根据次级侧直流输出电压E01的变化调整控制电流的幅值。

隔离变换变压器PIT中初级绕组N1的电感L1和次级绕组N2的电感L2之间的互感M在初级绕组N1和次级绕组N2的极性(或缠绕方向)与整流二极管D0的连接即二极管D01，D02，D03和D04的连接之间的关系方面可以是+M或-M。

在图3A所示连接的情况下，例如，互感是+M(即，加极性或正向系统)。另一方面，在图3B所示连接的情况下，互感是-M(即，减极性或回扫(fly-back)系统)。

假定互感M与图1所示的开关电源电路次级侧上的操作相关，例如当次级绕组N2上获得的交变电压具有正极性时，整流的电流流过整流二极管D01和D03。该作用可看成是+M作用模式或正向系统。另一方面，当次级绕组N2上获得的交变电压具有负极性时，整流的电流流过整流二极管D02和D04。该作用可看成是-M作用模式或回扫系统。即，当在该开关电源电路中次级绕组N2上获得的交变电压变正或变负时，互感分别以+M或-M作用模式形成。

控制电路1根据次级侧直流输出电压E01的变化改变流过控制绕组NC的DC控制电流电平，以便控制缠绕在正交控制变压器PRT中的驱动绕组NB的电感LB的变化。因此，由于串联谐振电路包括驱动绕组NB的电感LB，因此在开关器件Q1的自激振荡驱动电路中串联谐振电路的谐振条件也变化。因此，DC控制电流电平的变化导致开关器件Q1的开关频率的变化。这些变化提供了稳定次级侧直流输出电压的作用。

此外，在该图所示电路中执行的控制可以作如下解释。通过控制具有固定非导通周期的开关器件Q1的导通周期的变化改变开关频率。即，在该开关电源电路的恒压控制操作中，控制开关频率的变化。由此控制开关输出的谐振阻抗。同时，执行开关周期中开关器件Q1的导通角的控制即PWM控制。这些复合控制操作是通过一个控制电路完成的。

作为开关频率的控制，例如当次级侧输出电压由于负载减小而升高时，执行控制以增大开关频率，从而抑制次级侧输出。

下面，解释功率因数提高电路10的结构。

在功率因数提高电路10中，包含扼流圈LS和高速恢复二极管D1的串联回路连接在桥式整流电路Di的正极输出端和滤波电容器Ci的正极端之间。滤波电容器CN与包含扼流圈LS和高速恢复二极管D1的串联连接电路并联连接。滤波电容器CN和扼流圈LS构成普通型低通滤波器。

并联谐振电容器C10与高速恢复二极管D1并联连接。通常，并联谐振电容器C10和扼流圈LS这样的元件形成并联谐振电路。因此，呈现出抑制由于负载减小引起的整流及滤波电压Ei增大的作用。不再给出详细描述。

在功率因数提高电路10中，扼流圈LS、高速恢复二极管D1的阳极和并联谐振电容器C10之间的连接点连接并联谐振电容器Cr，从而将在初级侧并联谐振电路上获得的开关输出(或电压谐振脉冲电压)反馈给功率因数提高电路10。

基本上，功率因数提高电路10执行的功率因数提高操作如下。

在图中所示的功率因数提高电路10结构中，在初级侧并联谐振电路中获得的开关输出通过并联谐振电容器Cr的静电电容耦合反馈到整流的电路路径。

如上所述，反馈的开关输出使具有开关周期的交变电压叠加在整流的电流路径上。具有开关周期的交变电压的叠加又导致整流的电流以开关周期间歇地流过高速恢复二极管D1。整流电流的间歇流动使扼流圈LS呈现的电感更高。

此外，具有开关周期的电流流入并联谐振电容器C10，在并联谐振电容器C10的端子之间产生电压。整流及滤波电压Ei的电平减小的幅度等于出现在并联谐振电容器C10的端子之间的电压。因此，还是在一个周期内，整流的输出电压电平低于出现在滤波电容器Ci端子之间的电压，充电电流流入滤波电容器Ci。

结果，AC输入电流的平均波形接近AC输入电压的波形，AC输入电流的导通角增大，提高了功率因数。

上述初级侧上电压谐振变换器的初级侧并联谐振电路的并联谐振电容器Cr连接到功率因数提高电路10的高速恢复二极管D1的阴极。通过这种方式连接并联谐振电容器Cr，并联谐振电容器Cr与并联谐振电容器C10串联连接，按照根据并联谐振电容器Cr的静电电容和并联谐振电容器C10的静电电容的比值的分压结果，产生出现在并联谐振电容器Cr端子之间的电压谐振脉冲电压。此外，形成充当电压反馈系统的电路，用于通过与高速恢复二极管D1并联连接的并联谐振电容器C10将电压反馈给滤波电容器Ci。

并联谐振电容器Cr的静电电容的值设置为小于并联谐振电容器C10的静电电容(Cr＜C10)。尤其是，如果并联谐振电容器C10的电容增大，功率因数PF也同样增大。

即，在高交流输入电压VAC的周期内，将开关频率fs控制为大值。另一方面，在低交流输入电压VAC周期内，将开关频率fs控制为小值。因此，在十分接近交流输入电压VAC的峰值的值处，电压谐振脉冲电压不反馈给功率因数提高电路10，来自交流电源AC的交流输入电流IAC通过桥式整流电路Di、扼流圈LS和高速恢复二极管D1向滤波电容器Ci充电。当交流输入电压VAC变低时，反馈给功率因数提高电路10的电压谐振脉冲电压的幅值增大。

上述操作导致形成图4A至4F所示的交流输入电压VAC、交流输入电流IAC、由并联谐振电容器Cr和并联谐振电容器C10的分压获得的电压V2、流过扼流圈LS的电流ILS、流过并联谐振电容器C10的电流IC10以及流过高速恢复二极管D1的电流ID1的工作波形。

图5A至5D是在开关周期内在图4A所示的交流输入电压VAC变0的时刻的所分电压V2、流过扼流圈LS的电流ILS、流过并联谐振电容器C10的电流IC10以及流过高速恢复二极管D1的电流ID1的工作波形。

那时，并联谐振电容器C10、扼流圈LS和滤波电容器CN的串联谐振使流过扼流圈LS的电流ILS变成正弦，这从图中明显看出。

在以下条件下通过实验测试开关电源电路：使用滤波电容器CN的电容为1μF，扼流圈LS的电感为68μH，并联谐振电容器Cr的电容为4，700pF，并联谐振电容器C10的电容为0．033μF，在负载功率范围在最大负载功率Pomax为140W和最小负载功率Pomin为0W之间交流输入电压VAC在80V-140V变化时，开关频率fs的控制范围是100KHz-200KHz。

实验结果是，如图6所示，在交流输入电压VAC为100V、负载功率Po范围是140W-20W的条件下，维持功率因数PF约0．82的固定值。

同样地，如图7所示，在交流输入电压VAC在80V-140V范围变化、负载功率Po范围是140W-20W的条件下，获得功率因数PF为约0．82的值。

此外，次级侧直流输出电压电平E01的50Hz脉动电压成分与未采用功率因数提高电路10的开关电源电路相比没有增大到两倍以上。这种小脉动电压成分是在开关电源电路的实际应用例如彩色电视机中不引起问题的范围内。

如上所述，利用通过本实施例实现的开关电源电路，尽管交流输入电压和负载功率变化，但能保持大功率因数。为此，通过本实施例实现的开关电源电路能用作足以达到实际目的的电源，不仅可用在在具有特定输入电压条件和特定负载条件例如电视接收机的设备中，而且可用在通常可变负载条件例如办公室设备和个人计算机的设备中。

下面，参考图8解释本发明的第二实施例。

图8是通过本发明第二实施例实现的开关电源电路结构的电路图。应当指出，在图1、9和10中，相同元件用相同的参考标记表示，其解释不再重复。

此外，图8所示的隔离变换变压器PIT的结构与上述图10所示相同。

设在在图中所示初级侧的电压谐振变换器采用他激结构，这种结构采用通常由单个MOS-FET实现的开关器件Q21。开关器件Q21的漏极通过初级绕组N1连接到滤波电容器Ci的正极端，其源极接地。

并联谐振电容器Cr的一端也连接开关器件Q21的漏极。并联谐振电容器Cr的另一端连接功率因数提高电路10中高速恢复二极管D1、扼流圈LS和并联谐振电容器C10之间的连接点。

连接在开关器件Q21的漏极和源极之间的嵌位二极管DD与开关器件Q21并联。

开关器件Q21由振荡及驱动电路2驱动进入前面参考图1所解释的开关操作。

详细地说，幅值随次级侧直流输出电压E01变化而变化的电流或电压通过控制电路1提供给振荡及驱动电路2。振荡及驱动电路2向开关器件Q21的栅极输出开关驱动信号(电压)。开关驱动信号的周期根据从控制电路1接收的电流或电压幅值变化，以便稳定次级直流输出电压E01。通过这种方式，改变开关器件Q21的开关频率。如以上参考图1所描述的，通过开关驱动信号改变开关器件Q21的开关频率，这改变了开关器件Q21的导通时间但将其非导通时间保持在固定值。

在滤波电容器Ci处获得的整流及滤波电压Ei作为工作电源提供给起动电路3。起动电路3通过在开始时从隔离变换变压器PIT的辅助绕组N4接收电压执行起动振荡及驱动电路2的操作。

图8所示的功率因数提高电路10与图1所示的功率因数提高电路10类似。

也是在上述结构中，在初级侧的电压谐振换流器的初级侧并联谐振电路中采用的并联谐振电容器Cr连接功率因数提高电路10中的高速恢复二极管D1的阳极，这与图1所示的开关电源电路非常相似。

因此，并联谐振电容器Cr与并联谐振电容器C10串联连接，作为根据并联谐振电容器Cr的静电电容和并联谐振电容器C10的静电电容的比值分压的结果，产生出现在并联谐振电容器Cr端子之间的电压谐振脉冲电压。此外，形成一个充当电压反馈系统的电路，用于通过与高速恢复二极管D1并联连接的并联谐振电容器C10向滤波电容器Ci反馈电压。

并联谐振电容器Cr的静电电容值设置为小于并联谐振电容器C10的静电电容值(Cr＜C10)。

因此，象图1所示开关电源电路那样，即使AC输入电压和负载功率变化，但能保持大功率因数。为此，通过本发明实现的开关电源电路能用作足以达到实际目的的电源，不仅应用在具有特定AC输入电压条件和特定负载条件例如电视接收机的设备中，而且应用在通常可变负载条件例如办公室设备和个人计算机的设备中。

顺便提及，在图8所示的开关电源电路的次级侧上，次级绕组N2的一端连接次级侧的地，其另一端经串联谐振电容器CS1连接到整流二极管D01的阳极和整流二极管D02的阴极之间的连接点。整流二极管D01的阴极连接滤波电容器C01的正极端，整流二极管D02的阳极连接次级侧上的地。滤波电容器C01的负极端也连接到次级侧上的地。

最，根据这种连接，提供一种包括一组串联谐振电容器Cs1、整流二极管D01和D02以及滤波电容器C01的倍压全波整流电路。串联谐振电容器Cs1的电容和次级绕组N2的漏电感形成对应于整流二极管D01和D02的开／关操作的串联谐振电路。

即，通过该实施例实现的开关电源电路采纳复合谐振开关变换器的结构，它配有并联谐振电路和串联谐振电路，并联谐振电路形成初级侧上的开关操作电压谐振，串联谐振电路在次级侧提供倍压全波整流操作。

串联谐振电容器Cs1、整流二极管D01和D02以及滤波电容器C01的组合的倍压全波整流操作解释如下。

通过初级侧上的开关操作在初级绕组N1上产生的开关输出激励次级绕组N2。

在整流二极管D01截止、整流二极管D02导通期间，初级绕组N1和次级绕组N2的极性即互感M导致以-M减极性模式作用，在这种模式下，由次级绕组N2的漏电感和串联谐振电容器Cs1的电容提供的串联谐振效应用经整流二极管D02整流的电流IC2对串联谐振电容器Cs1充电。

另一方面，在整流二极管D02截止、整流二极管D01导通的整流操作期间，初级绕组N1和次级绕组N2的极性即互感M导致以+M加极性模式作用，在这种模式下，滤波电容器C01以串联谐振状态被充电。在串联谐振状态下，串联谐振电容器Cs1的电压被加到在次级绕组N2中感应出的电压上。

如上所述，利用2种模式即加模式(即+M作用模式或正向模式)和减模式(即-M作用模式或回扫模式)执行整流操作，在滤波电容器C01上产生直流输出电压E01。直流输出电压E01约为次级绕组N2中感应出的电压的两倍。

在上述结构中，在图8所示的开关电源电路的次级侧，完成倍压全波整流，在包含2个作用模式的状态下在次级侧产生直流输出电压，所述2个作用模式中，互感分别是+M和-M。即，由于初级侧电流谐振效应所产生的电磁能量和次级侧电流谐振效应所产生的电磁能量同时提供给负载，所以提供给负载的功率幅值增大。结果，最大负载功率显著增大。

如上所述，倍压全波整流电路产生次级侧直流输出电压。如果期望次级侧直流输出电压电平等于等电压全波整流电路产生的次级侧直流输出电压，则该实施例中采用的次级绕组N2的匝数只减为一半。匝数减少减小了隔离变换变压器PIT的尺寸、重量和成本。

应当指出，在这种情况下，提供另一个与次级绕组N2无关的次级绕组N2A。次级绕组N2A的中间抽头接地。整流二极管D03和D04与滤波电容器C02连接到次级绕组N2A，形成产生另一个直流输出电压E02的全波整流电路。

除了上述最佳实施例以外，本发明还可以考虑各种修改方案。

例如，本发明专利的申请人还提出了一种用次级侧串联谐振电路作为复合谐振开关变换器的四倍电压整流电路的结构。这种结构可认为是上述实施例的一个修改方案。即，本发明的实施例不限于在次级侧包含整流电路和谐振电路的特殊结构。

在上述实施例中，设在初级侧的电压谐振变换器采纳使用单个开关器件的所谓单端系统。应当指出，本发明还可应用到所谓推挽系统中，在所谓推挽系统中，交替切换2个开关器件。

如上所述，本发明为复合谐振变换器提供采用功率因数提高电路的开关电源电路，其中在初级侧谐振电路上获得的开关输出利用静电耦合技术通过初级侧并联谐振电容器反馈给功率因数提高电路。

因此，在交流输入电压大变化范围内和负载功率大变化范围内呈现出将功率因数保持在固定值的效果。为此，作为功率因数提高的开关电源电路，本发明能适应大范围的应用，这些应用包括100V交流电压AC的系统和200V交流电压AC的系统或者适于大负载变化的设备，例如办公室或信息设备。

此外，由于包括在直流输出电压中的50Hz脉动电压成分增加不大或几乎不增加，不需要为脉动电压成分采取特殊对策。因此，本发明提供的开关电源电路具有不需提高控制电路增益和不需增大电解电容器电容的这样的优点。

而且，由于对于大负载来说，直流输入电压升高，功率因数值比功率因数改善前提高，电压和电流的工作波形都是正弦波。结果，也有降低所产生的噪声电平的作用。

Claims (2)

1．一种开关电源电路，包括：

整流及滤波装置，用于输入商用AC电源，产生整流及滤波的电压，输出所述整流及滤波的电压作为直流输入电压；

隔离变换变压器，用于将初级侧输出传递到次级侧，其中建立气隙以给出提供疏松耦合所需的耦合系数；

包括开关器件的开关装置，用于间歇地将所述直流输入电压传递给所述隔离变换变压器的初级绕组；

初级侧谐振电路，用于以电压谐振模式起动所述开关装置，并包含漏电感元件和电容元件，所述漏电感元件至少包括所述隔离变换变压器的初级绕组，所述电容元件包括初级侧并联谐振电容器；

功率因数提高装置，用于通过以下途径提高功率因数；

通过把所述开关输出电压提供给整流的电流路径而经由所述初级侧并联谐振电容器将在所述初级侧谐振电路上获得的开关输出电压反馈给所述功率因数提高装置；以及

根据所述反馈开关输出电压间歇性地产生整流的电流；

包含漏电感元件和电容元件的次级侧谐振电路，所述漏电感元件包括所述隔离变换变压器的次级绕组，所述电容器元件包括所述隔离变换变压器次级侧的次级侧谐振电容器；

直流输出电压发生装置，包括所述次级侧谐振电路，执行输入所述隔离变换变压器次级绕组上获得的交变电压并对其整流的操作以便产生次级侧直流输出电压；以及

恒压控制装置，用于根据所述次级侧直流输出电压电平对所述次级侧直流输出电压执行恒压控制。

2．根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述功率因数提高装置采用高速恢复二极管形成整流电流间歇的流动；以及接地的所述初级侧并联谐振电容器的一端与所述高速恢复二极管的阳极线连接。

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