JP2002186257A

JP2002186257A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2002186257A
Application number: JP2000383134A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-12-12
Filing date: 2000-12-12
Publication date: 2002-06-28

Abstract

(57)【要約】【課題】高圧発生トランス等に対する銅板による磁気
シールドを不要とする。【解決手段】複合共振形コンバータ回路によるスイッ
チング電源回路おいて、コンバータ動作を陰極線管表示
装置で用いられている水平同期信号に同期するようにす
ることで、高圧発生トランスの漏洩磁束と水平同期信号
が干渉して電源ビートを発生させるということをなく
し、これによってトランスに漏洩磁束をシールドするた
めのシールド部材を設ける必要をなくす。高圧発生トラ
ンスＨＶＴの一次側巻線と二次側巻線を疎結合としリン
ギング成分を抑制して電力変換効率を向上させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えばテレビジョ
ン受像器や映像モニタ装置などの、陰極線管（ＣＲＴ）
を用いた表示装置に好適なスイッチング電源回路に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】例えばテレビジョン受像器用のスイッチ
ング電源として、一次側が一石構成の電圧共振形コンバ
ータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせ
た複合共振形コンバータを用いるものを本出願人は提案
していた。この場合、交流入力電圧や負荷電力の変動に
対して、直流出力電圧を定電圧制御するためには、一次
側スイッチング素子のスイッチング周波数と導通角を同
時に制御する複合制御方式を採用していた。

【０００３】図８の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のテレビジョン受像器用のスイッチング電源回路の一例
を示している。この図に示す電源回路においては、先
ず、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流
入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整
流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回
路が備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応
する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。

【０００４】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。そしてこの図８の場合は、１石
のスイッチング素子Ｑ1によりシングルエンド動作を行
う電圧共振形コンバータ回路として、自励式の構成が採
られる。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧
のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジス
タ）が採用されている。

【０００５】スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側ア
ース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース
電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動
用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素
子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側ア
ース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、
スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の
経路を形成するようにされている。なお、起動抵抗ＲS
は、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るため
に挿入されるものである。

【０００６】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。そして並列共振コンデンサＣｒ
自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とに
より電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成
する。

【０００７】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形
制御トランスＰＲＴには、図示するようにして、共振電
流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBが巻装され、また、これら
２つの巻線とは直交する方向に対して制御巻線ＮCが巻
装される。

【０００８】直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共
振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトラ
ンス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起される。これによ
り、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介してスイッチング
素子Ｑ1のベースにドライブ電流が出力される。これに
より、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周
波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチン
グ動作を行うことになる。そして、そのコレクタに得ら
れるとされるスイッチング出力を絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達するようにされている。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、ＥＥ型コア
に対して一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2を分割して巻装し、
中央磁脚に対してはギャップＧを形成することで、所要
の結合係数による疎結合の状態が得られるようにして、
飽和状態が得られにくいようにしている。

【００１０】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の巻始め端部は、スイッチング素子Ｑ1のコレク
タと接続され、巻終り端部は検出巻線ＮDを介して平滑
コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続され
ている。従って、一次巻線Ｎ1に対しては、スイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング出力が供給されることで、ス
イッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生す
る。

【００１１】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１２】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。このように一次側及び二次側に対
して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチング
コンバータが、本明細書でいう上述した「複合共振形ス
イッチングコンバータ」としての構成となる。

【００１３】上記のようにして形成される電源回路の二
次側においては、高圧発生トランスＨＶＴ及び直流高電
圧を得るための整流平滑回路から成る高圧発生回路４０
Ａが設けられる。まず二次巻線Ｎ2に対して並列に、高
圧発生トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ４が接続される。こ
の場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴが複合共振形ス
イッチングコンバータとして動作することによって、二
次側並列共振コンデンサＣ2の両端には共振パルス電圧
Ｖ２が発生する。そして高圧発生トランスＨＶＴは、一
次巻線Ｎ４に印加される共振電圧Ｖ２を二次側に伝達す
る。この高圧発生トランスＨＶＴ及びその二次側の整流
平滑回路では、一次巻線Ｎ４に発生する共振電圧を昇圧
して、例えばＣＲＴのアノード電圧レベルに対応した高
電圧を生成する。このため、高圧発生トランスＨＶＴの
二次側には、５組の昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮH
V4，ＮHV5が層間フィルム同軸捲きによって分割されて
巻装されている。そして各々の昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の
巻始め端部に対しては、高圧整流ダイオードＤHV1，ＤH
V2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のアノード側が接続されてい
る。さらに、高圧整流ダイオードＤHV1のカソードが平
滑コンデンサＣOHVの正極端子に接続され、残る高圧整
流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カソードが、それぞれ昇
圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻終り端部に対して接続される。

【００１４】即ち、高圧発生トランスＨＶＴの二次側に
は、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV1］、
［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、［昇圧
巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧巻線Ｎ
HV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線ＮHV5、
高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流回路
が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方式の
半波整流回路が形成されていることになる。

【００１５】従って、高圧発生トランスＨＶＴの二次側
においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜ＮH
V5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣOHVに
対して充電するという動作が行われ、平滑コンデンサＣ
OHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起される
誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧ＥHVが
得られることになる。そして、この平滑コンデンサＣOH
Vの両端に得られた直流高電圧ＥHVを、例えばＣＲＴの
アノード電圧として利用するようにしている。

【００１６】なお、この場合、高圧発生トランスＨＶＴ
の一次巻線Ｎ４は３０〜５０Ｔ（ターン）、昇圧巻線Ｎ
HV1〜ＮHV5はそれぞれ５３０Ｔ程度とされて、５層の層
間フィルム捲きで２６５０Ｔ程度とされる。結合係数は
０．９程度である。例えば直流高電圧ＥHVとして３１．
５ＫＶが得られるようにする場合は、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝９０Ｔ、二次巻線Ｎ2＝
７５Ｔ、共振コンデンサＣｒ＝２７００ｐＦ、二次側並
列共振コンデンサＣ2＝０．０１７μＦ、高圧発生トラ
ンスＨＶＴの一次巻線Ｎ４＝５０Ｔ、昇圧巻線ＮHV1〜
ＮHV5＝５２０Ｔが選定される。

【００１７】直流高電圧ＥHVは、高圧抵抗Ｒ１，分割抵
抗Ｒ２によって分圧されて制御回路１に対して供給され
る。制御回路１においては、分圧された直流高電圧ＥHV
を用いて定電圧化のための制御信号を生成する。即ち制
御回路１では、直流高電圧ＥHVの電圧レベルの変化に応
じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベル
を可変するようにされている。これによって、駆動巻線
ＮBのインダクタンスＬBが可変されて、自励発振駆動回
路内の直列共振回路の共振周波数、つまり、スイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変制御される。こ
れにより直流高電圧ＥHVを定電圧化する。交流入力電圧
ＶAC＝９０Ｖ〜１２０Ｖ、高圧負荷電力ＰHV＝１２６Ｗ
〜０Ｗの変動に対して、スイッチング周波数ｆｓは、８
０ＫＨｚ〜９５ＫＨｚの範囲で制御される。ここで、ス
イッチング周波数を可変するのにあたってはスイッチン
グ素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえ
で、オンとなる期間ＴONを可変制御するように動作して
いる。本明細書では、このような複合的な制御を「複合
制御方式」ということとしている。

【００１８】図９、図１０は、上記図８に示した電源回
路における要部の動作を示す波形図である。図９は交流
入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大高圧負荷電力ＰHV＝１２
６Ｗ（＝３１．５ＫＶ×４ｍＡ）時の動作波形であり、
図１０は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大高圧負荷電
力ＰHV＝０Ｗ（＝３１．５ＫＶ×０ｍＡ）時の動作波形
である。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図８の
ような電源回路では、次のような問題を有している。絶
縁コンバータトランスＰＩＴは、図１１（ａ）に示すよ
うに、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ
２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コ
アが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分
割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそ
れぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚
に対しては図のようにギャップＧを形成するようにして
いる。これによって、所要の結合係数による疎結合が得
られるようにしている。結合係数は、例えば０．８程度
とされる。これにより絶縁コンバータトランスＰＩＴの
近辺には約２０％の漏洩磁束が発生する。この漏洩磁束
の周波数は、上述のスイッチング周波数ｆｓの制御によ
り８０ＫＨｚ〜９５ＫＨｚとなる。

【００２０】また図１２に高圧発生トランスＨＶＴの断
面図を示すが、高圧発生トランスＨＶＴは、例えばフェ
ライト材による２つのコの字形コアＣＲ１１，ＣＲ１２
の各磁脚を対向するように組み合わせることで角形コア
ＣＲ３０が形成されている。そして、コの字形コアＣＲ
１１の端部と、コの字形コアＣＲ１２の端部とが対向す
る部分にはギャップＧが設けられている。例えば各ギャ
ップＧは０．３５ｍｍとされる。そして、図示するよう
に、角形コアＣＲ３０の一方の磁脚に対して、低圧巻線
ボビンＬＢと高圧巻線ボビンＨＢを取り付けることで、
これら低圧巻線ボビンＬＢ及び高圧巻線ボビンＨＢに対
して、それぞれ一次側巻線Ｎ4及び昇圧巻線ＮHVを分割
して巻装するようにしている。この場合、低圧巻線ボビ
ンＬＢには一次側巻線Ｎ4が巻装され、高圧巻線ボビン
ＨＢには複数の昇圧巻線ＮHVが層間フィルムＦを挿入し
て巻き上げる層間巻きによって巻装されることになる。
この高圧発生トランスＨＶＴの場合も、その近辺には８
０ＫＨｚ〜９５ＫＨｚ程度の周波数の漏洩磁束が発生す
る。

【００２１】一方、テレビジョン受像器の水平同期信号
の周波数ｆｈは、ＮＴＳＣ方式ではｆｈ＝１５．７５Ｋ
Ｈｚ、ハイビジョン方式ではｆｈ＝３３．７５ＫＨｚ、
ＮＴＳＣ方式の倍速方式ではｆｈ＝３１．５ＫＨｚ、３
倍速方式ではｆｈ＝４７．２５ＫＨｚ等、種々のテレビ
ジョン放送方式によって異なっている。この水平同期信
号に同期して動作している水平偏向回路に関しては、陰
極線管（ＣＲＴ）のネック部に偏向ヨークが配され、ま
たプリント基板上には水平直線性補正コイル、ダイナミ
ックフォーカストランス等のリアクタ、インダクタが数
多くマウントされている。そして上記した絶縁コンバー
タトランスＰＩＴや高圧発生トランスＨＶＴの漏洩磁束
がこれらの水平偏向回路の構成部品に結合すると、水平
同期周波数ｆｈとスイッチング周波数ｆｓの干渉による
斜縞の電源ビートがブラウン管面上に発生してしまう。

【００２２】この対策のためには図１１（ａ）に破線で
示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ
Ｇの周辺に銅板を１ターン巻き付けて半田付けしたショ
ートリングＳＲを配している。図１１（ｂ）はショート
リングＳＲを巻き付けた状態の模式図である。ショート
リングＳＲは所要箇所Ｈが半田付けされる。このショー
トリングＳＲにより漏洩磁束を磁気シールドすること
で、電源ビートの発生を抑制する。また高圧発生トラン
スＨＶＴには図１２に破線で模式的に示すように、所要
箇所を半田付けしたに銅板による磁気シールド板ＭＳを
配設し、漏洩磁束を抑制している。

【００２３】しかしながら、このような絶縁コンバータ
トランスＰＩＴや高圧発生トランスＨＶＴのシールド処
理のために、銅板の材料コストがかかることや、取付／
半田付け工程の必要性から、各トランス（ＰＩＴ、ＨＶ
Ｔ）の製造工程の煩雑化やコストアップを招くという問
題があった。

【００２４】また絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、
フェライト磁心と銅板が振動によって可聴周波数帯域の
鳴きが生じないようにするために、トランス組立後にワ
ニス含浸を行って銅板を固定することも必要であった。
高圧発生トランスＨＶＴでは、絶縁板の上に銅板を巻く
か、或いは銅板をトランスから離して実装しなければな
らない。これらのことも、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔや高圧発生トランスＨＶＴの製造工程の煩雑化やコス
トアップを招く。

【００２５】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た課題を考慮して、陰極線管表示装置用のスイッチング
電源回路において、絶縁コンバータトランスＰＩＴや高
圧発生トランスＨＶＴに対する漏洩磁束のシールド処理
を不要とすることを目的とする。

【００２６】このため本発明は、交流入力電圧を整流平
滑した整流平滑電圧としての直流入力電圧を得る整流平
滑手段と、上記直流入力電圧をスイッチングして出力す
るスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手
段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする
一次側共振回路が形成されるようにして備えられる一次
側並列共振コンデンサと、上記陰極線管表示装置で用い
る水平同期信号に同期した信号を用いて、上記スイッチ
ング素子に水平同期信号に同期したスイッチング動作を
させるスイッチング駆動手段と、少なくとも一次側に一
次巻線、二次側に二次巻線と昇圧巻線が施され、一次側
の巻線と二次側の巻線は疎結合、上記二次巻線と上記昇
圧巻線は密結合とされ、一次側の巻線に得られる上記ス
イッチング手段の出力を、上記二次巻線に伝送し、さら
に上記二次巻線に得られる電圧を上記昇圧巻線に伝送し
て、二次側から昇圧された高圧交番電圧を得るようにさ
れた高圧発生トランスと、上記二次巻線から上記昇圧巻
線に対して共振電圧が伝送されるようにする二次側共振
回路を形成するために、上記二次巻線に接続される二次
側並列共振コンデンサと、上記昇圧巻線に得られる高圧
交番電圧について半波整流動作を行うことで、直流高電
圧を得るように構成された直流高電圧生成手段と、上記
直流高電圧を定電圧化する定電圧制御手段と、を備えて
スイッチング電源回路を構成する。

【００２７】また、上記高圧発生トランスの上記一次巻
線を巻き上げたブースト巻線と、該ブースト巻線に得ら
れる交番電圧を整流するブースト用整流ダイオードと、
該ブースト用整流ダイオードによる整流出力を平滑化す
るブースト用平滑コンデンサを備えることでブースト電
圧を生成し、このブースト電圧を上記整流平滑電圧に重
畳してブースト整流平滑電圧を得るようにされているブ
ースト手段をさらに備えるとともに、上記定電圧制御手
段は、上記ブースト電圧を設定するインダクタンス成分
として機能するようにして設けられる被制御巻線と、該
被制御巻線とその巻回方向が直交するようにされた制御
巻線とが巻装される直交形制御トランスを備え、上記直
流高電圧のレベルに応じて可変される制御電流を上記制
御巻線に流して上記被制御巻線のインダクタンスを変化
させることで、上記ブースト電圧を制御し、上記直流高
電圧を定電圧化するようする。

【００２８】または上記定電圧制御手段は、上記高圧発
生トランスの上記一次巻線と直列接続され上記一次側共
振回路のインダクタンス成分として機能するようにして
設けられる被制御巻線と、該被制御巻線とその巻回方向
が直交するようにされた制御巻線とが巻装される直交形
制御トランスを備え、上記直流高電圧のレベルに応じて
可変される制御電流を上記制御巻線に流して上記被制御
巻線のインダクタンスを変化させることで、上記一次側
共振回路の電圧共振パルスを制御して、上記直流高電圧
に対する定電圧制御を行うようにする。

【００２９】又は上記定電圧制御手段は、上記高圧発生
トランスの上記二次巻線と接続され上記二次側共振回路
のインダクタンス成分として機能するようにして設けら
れる被制御巻線と、該被制御巻線とその巻回方向が直交
するようにされた制御巻線とが巻装される直交形制御ト
ランスを備え、上記直流高電圧のレベルに応じて可変さ
れる制御電流を上記制御巻線に流して上記被制御巻線の
インダクタンスを変化させることで、上記二次側共振回
路の電圧共振周波数を制御して、上記直流高電圧に対す
る定電圧制御を行うようにする。

【００３０】また上記定電圧制御手段における上記直交
形制御トランスの上記制御巻線は、複数のリッツ線を束
ねて巻装する。

【００３１】上記構成によれば、複合共振形スイッチン
グコンバータの動作を、水平同期周波数に同期させるこ
とができ、これによって絶縁コンバータトランスや高圧
発生トランスの漏洩磁束と水平同期周波数の干渉による
電源ビートが発生しないようになる。また直流高電圧の
安定化については、直交形制御トランスのインダクタン
ス制御によって、ブースト電圧の制御、もしくは一次側
電圧共振パルス電圧のパルス幅の制御、もしくは二次側
電圧共振周波数の制御が行われることで実現される。ま
た直交形制御トランスの上記制御巻線は、複数の線材を
束ねて巻装するものとすることで、起磁力を維持したま
ま制御巻線の時定数を小さくでき、高速過渡応答が改善
される。

【００３２】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。
この図１の回路は、いわゆるシングルエンド方式で自励
式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータ
を備えている。この電圧共振形コンバータに備えられる
１石のスイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラ
トランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用さ
れている。

【００３３】商用交流電源ＡＣには、ブリッジ整流回路
Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路が接
続されており、交流入力電圧ＶACのほぼ１倍のレベルに
対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成し、直流入力電圧とし
て後段の電圧共振形コンバータに供給する。

【００３４】スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵
抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流
平滑ラインから得るようにしている。

【００３５】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一
次側アース間には、高圧発生トランスＨＶＴの一次側に
巻数１Ｔ（ターン）で施されたドライブ巻線ＮBと、共
振コンデンサＣB−インダクタＬB−ベース電流制限抵抗
ＲBの直列回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路
が接続される。この自励発振回路によってスイッチング
素子Ｑ１をオン／オフするスイッチング周波数ｆｓが生
成される。例えば当該スイッチング電源回路が搭載され
るテレビジョン受像器等において水平同期周波数ｆｈ＝
３３．７５ＫＨｚであるとすると、上記直列共振回路に
よるスイッチング周波数ｆｓ＝３３．５ＫＨｚ程度に設
定する。

【００３６】さらに本例の場合は、水平同期周波数ｆｈ
と同期をとるために、陰極線管表示装置の水平同期回路
系で用いられている水平発振パルス電圧、又は水平ドラ
イブパルス電圧、又は水平出力パルス電圧としての電圧
Ｖｆｈが、抵抗Ｒｈ、コンデンサＣｈを介してスイッチ
ング素子Ｑ１のベースに印加される。これによってスイ
ッチング素子Ｑ１のスイッチング動作が、外部同期がと
られることになる。

【００３７】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平
滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入され
るクランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1
のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するように
されており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ
は、高圧発生トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ４の一端と接
続され、エミッタは接地される。

【００３８】また、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列
に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自
身のキャパシタンスと、高圧発生トランスＨＶＴの一次
巻線Ｎ４、及び直交形制御トランスＰＲＴ（Power Regu
lating Transformer) の被制御巻線ＮR の直列接続によ
り得られる合成インダクタンス（Ｌ４＋ＬR）とにより
電圧共振形コンバータの並列共振回路を形成する。そし
て、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振
回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖ１
は、図５（ａ）に示すように正弦波状のパルス波形とな
って電圧共振形の動作が得られるようになっている。

【００３９】直交形制御トランスＰＲＴは、被制御巻線
ＮR及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルであ
る。この直交形制御トランスＰＲＴは、制御回路１によ
って制御巻線ＮCに流される制御電流によって被制御巻
線ＮRのインダクタンスＬRが可変される。これによって
後述するブースト電圧ＶBを制御し、直流高電圧ＥHVの
安定化を行う。

【００４０】この直交形制御トランスＰＲＴの制御巻線
ＮCは、例えば各６０μｍφの３〜６束のリッツ線を用
いて、４００〜２００Ｔ（ターン）巻回されて成る。図
２に直交形制御トランスＰＲＴの構造を示す。図２
（ａ）はその全体構造を説明するための外観斜視図、図
２（ｂ）は巻装される巻線の巻線方向を説明するための
断面斜視図である。直交形制御トランスＰＲＴは、２つ
のダブルコの字形コア２１，２２（フェライトコア）を
組み合わせた立体形コア２０によって形成されている。
そして一方のダブルコの字形コア２１は、４本の磁脚２
１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄを有し、また、他方のダ
ブルコの字形コア２２も４本の磁脚２２ａ，２２ｂ，２
２ｃ，２２ｄを有する。そして、これら２つのダブルコ
の字形コア２１，２２の互いの磁脚２１ａ〜２１ｄ，２
２ａ〜２２ｄの端部を接合することで立体形コア２０が
形成されている。各ダブルコの字形コア２１，２２の各
接合部分はギャップＧが設けられる。

【００４１】この場合、例えばダブルコの字形コア２１
の２本の磁脚２１ｂ，２１ｃには制御巻線ＮC が巻回さ
れ、ダブルコの字形コア２２の磁脚２２ｃ，２２ｄには
被制御巻線ＮRが巻回されている。つまり被制御巻線ＮR
に対して制御巻線ＮC が直交する方向に巻回された可飽
和リアクトルとして構成される。

【００４２】そして制御巻線ＮCは、図示するように例
えば各６０μｍφの３束のリッツ線NC1、NC2、NC3を束
ねた状態で、４００Ｔ程度巻回される。なお、４束、５
束、６束のリッツ線を束ねて巻回してもよい。例えば６
束の場合は２００Ｔ程度巻回する。このように複数束の
リッツ線を束ねて、ターン数を減らすことで、１束のリ
ッツ線を用いる場合に比べて、制御巻線ＮCの直流抵抗
値及びインダクタンスを下げることができ、即ち起磁力
を同等に維持したまま時定数を小さくできる。これは、
制御巻線ＮCに流される制御電流による被制御巻線ＮRの
インダクタンスＬRの可変制御について、高速過渡応答
性を向上させるものとなる。

【００４３】図１の回路において、スイッチング素子Ｑ
1に得られるスイッチング出力は、高圧発生回路４０を
形成する高圧発生トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ４に対し
て伝達される。高圧発生トランスＨＶＴは、図示するよ
うに、一次側には上記ドライブ巻線ＮBのほかに、一次
巻線Ｎ４と、詳しくは後述するが一次巻線Ｎ４を巻き上
げたブースト巻線Ｎ５が巻装される。また二次側には、
二次巻線Ｎ６と、昇圧のための巻線として、５組の昇圧
巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5が巻装されて
いる。そして一次側の巻線である一次巻線Ｎ４、ブース
ト巻線Ｎ５、ドライブ巻線ＮBと、二次側の巻線である
二次巻線Ｎ６、昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4,N
HV5との間は疎結合とされている。一方、二次巻線Ｎ６
と、昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5との
間は密結合とされている。

【００４４】高圧発生トランスＨＶＴの二次側では、一
次巻線Ｎ４により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ６に
発生する。この場合、二次巻線Ｎ６に対しては、二次側
並列共振コンデンサＣ６が並列に接続されることで、二
次巻線Ｎ６のリーケージインダクタンスＬ６と二次側並
列共振コンデンサＣ６のキャパシタンスとによって並列
共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次
巻線Ｎ６に誘起される交番電圧は共振電圧となる。二次
巻線Ｎ６に発生する電圧Ｉ６及び共振電圧Ｖ６を図５
（ｅ）（ｆ）に示しているが、図示するようにこれらは
正弦波形である。つまり二次側において電圧共振動作が
得られる。即ち、この電源回路では、一次側にはスイッ
チング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備
えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振
回路が備えられた、複合共振形スイッチングコンバータ
としての構成を採る。

【００４５】二次巻線Ｎ６に発生する共振電圧Ｖ６は、
二次巻線Ｎ６と密結合とされている昇圧巻線ＮHV1〜ＮH
V5に伝達される。昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5は、実際には、
分割されて各々独立した状態でコアに巻装されている。
そして二次巻線Ｎ６に発生する共振電圧Ｖ６として、正
弦波形の負極性のパルス電圧が、昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5
で昇圧されることになる。

【００４６】昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，Ｎ
HV5は、それぞれ図１に示すようにして、高圧整流ダイ
オードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5の各々と直
列接続されることで、計５組の半波整流回路を形成し、
これら５組の半波整流回路がさらに直列に多段接続され
ているものである。そして、これら５組の半波整流回路
から成る多段型整流回路に対して平滑コンデンサＣOHV
が並列に接続されている。

【００４７】上記した二次側整流平滑回路の動作として
は次のようになる。複合共振形コンバータ動作として一
次側電圧共振コンバータのスイッチング素子Ｑ1がオフ
の時に一次巻線Ｎ4に発生する正極性の正弦波パルス電
圧Ｖ１が高圧発生トランスＨＶＴの一次巻線Ｎ4から二
次巻線Ｎ６に伝達され、さらに二次側共振回路に得られ
る正弦波形の負極性のパルス電圧が昇圧巻線ＮHV1〜ＮH
V5で昇圧されるが、高圧発生トランスＨＶＴの二次側に
おいては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5
に誘起された電圧を、高圧整流ダイオードＤHV1〜ＤHV5
により整流して平滑コンデンサＣOHVに対して充電する
という動作が行われる。これによって、平滑コンデンサ
ＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起され
る電圧の５倍に対応するレベルの直流電圧が得られる。
そして、この平滑コンデンサＣOHVの両端に得られた直
流電圧が直流高電圧ＥHVとして出力されることになる。
この直流高電圧ＥHVは、例えばＣＲＴのアノード電圧と
して利用される。

【００４８】また、直流高電圧ＥHVが得られる平滑コン
デンサＣOHVに対しては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続
回路が並列に設けられる。そして、この分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2の分圧点は、制御回路１に対して接続される。つま
り本実施の形態においては、制御回路１に対しては、検
出電圧として、直流高電圧ＥHVを分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2によ
り分圧して得られる電圧レベルが入力されることにな
る。さらに、平滑コンデンサＣOHVと二次側アース間に
は抵抗Ｒ３が挿入され、抵抗Ｒ３の一端側の電圧が、制
御回路１に対しての検出電圧として供給されている。

【００４９】制御回路１は誤差電圧増幅器として構成さ
れ、直流高電圧ＥHVの変化に応じて、制御巻線ＮCに流
す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、被制
御巻線ＮRのインダクタンスＬRを可変制御する。これに
よりブースト電圧ＶBの制御を行い、直流高電圧ＥHVの
安定化を行う。

【００５０】本実施の形態においては、高圧発生トラン
スＨＶＴは、以下の図３又は図４のような構造を有して
構成されることで、一次側の巻線と二次側の巻線の間が
所要の結合係数ｋによる疎結合の状態が得られるように
されており、これによって、結果的には、回路内の電流
経路に重畳するリンギング電流を抑制することが可能と
なる。また二次巻線Ｎ６と昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5が密結
合とされる。

【００５１】図３に示す高圧発生トランスＨＶＴでは、
例えば先ず、フェライト材による２つのＵ字型コアＣＲ
１，ＣＲ２の各磁脚を対向するように組み合わせること
でＵ−Ｕ字型コアＣＲを形成している。そして、Ｕ字型
コアＣＲ１の磁脚端部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部
との対向する部分にはギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設
けるようにされる。そして、一次巻線Ｎ４（及び図示し
ていないがブースト巻線Ｎ５、ドライブ巻線ＮB）を巻
装した低圧巻線ボビンＬＢ１をＵ−Ｕ字型コアＣＲの一
方の磁脚に対して貫通させるように取り付ける。さらに
Ｕ−Ｕ字型コアＣＲの他方の磁脚に対して貫通させるよ
うに、二次巻線Ｎ６を巻装した低圧巻線ボビンＬＢ２を
取り付ける。またさらに、低圧巻線ボビンＬＢ２が取り
付けられた磁脚に対して、昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装
した高圧巻線ボビンＨＢを貫通させるようにして取り付
ける。これによって、一次側の巻線（Ｎ４、Ｎ５、Ｎ
B）と、二次側の巻線（Ｎ６、ＮHV1〜ＮHV5）とについ
て互いに独立するようにして分割して巻装した構造が得
られる。

【００５２】高圧巻線ボビンＨＢに巻装する昇圧巻線Ｎ
HVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々
を絶縁した状態で巻装する必要がある。このため、昇圧
巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜5）を所定回
数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィルムＦを介在
させた、いわゆる層間巻きとされている。そして、上記
のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装したうえで、
回路的には図１に示した態様が得られるように、各昇圧
巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオードＤHV(1〜
5)を接続して取り付ける。

【００５３】また、昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々につい
て絶縁状態を得るために、分割巻き（スリット巻き）に
よる構造を採る高圧発生トランスＨＶＴの構造を図４に
示す。なお、図４において図３と同一部分には同一符号
を付して説明を省略する。昇圧巻線ＮHVを分割巻きによ
って巻装する場合は、図示するように、高圧巻線ボビン
ＨＢ１の内側に対して一体的に仕切板ＤＶを形成する。
これにより、隣り合う仕切板ＤＶの間には、巻線領域で
あるスリットＳが複数形成されることになる。そして、
この各スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装するこ
とで各昇圧巻線ＮHV間の絶縁状態を得ることができる。

【００５４】これら図３又は図４に示す高圧発生トラン
スＨＶＴの構造によっては、二次巻線Ｎ６と昇圧巻線Ｎ
HV(1〜5）とについては、同一の磁脚に対して巻装され
ているで、互いの結合状態として密結合の状態が得られ
るようにされている。例えば実際としては、結合係数ｋ
＝０．９８程度の密結合が得られているものである。一
方、Ｕ−Ｕ字型コアＣＲの互いに異なる磁脚に対して一
次側の巻線（Ｎ４、Ｎ５、ＮB）と、二次側の巻線（Ｎ
６、ＮHV1〜ＮHV5）とが巻装されている形態を有するこ
とで、一次側の巻線と二次側の巻線とについては、疎結
合の状態が得られることとなる。具体的には、結合係数
ｋ＝０．８０程度の疎結合の状態を得ているものであ
る。

【００５５】そしてまた本例の場合は、図１２で説明し
たような銅板による磁気シールド板ＭＳは設けられな
い。

【００５６】また、先に図１２に示した先行技術として
の高圧発生トランスＨＶＴでは、一次側の一次巻線Ｎ４
と二次側の昇圧巻線ＮHVが同一磁脚に巻回されている都
合上、一次巻線Ｎ４と昇圧巻線ＮHVとの間での絶縁を確
保するため、例えば樹脂等の充填剤を充填してモールド
を行う必要があった。これに対して本実施の形態として
の図２及び図３に示す回路では、一次側の巻線（Ｎ４、
Ｎ５、ＮB）と、二次側の巻線（Ｎ６、ＮHV1〜ＮHV5）
とが互いに異なる磁脚に対して巻装されており、つま
り、完全に互いの巻線が分離した位置に対して巻装され
ているために、上記のような絶縁確保のためのモールド
は不要となる。

【００５７】このように樹脂等によるモールドを巻線に
対して施す必要がないことから、巻線の発熱を空気中に
輻射することができる。つまり、高圧発生トランスＨＶ
Ｔの発熱を低下させることが可能になるものである。さ
らに、一次側の巻線（Ｎ４、Ｎ５、ＮB）と、二次側の
巻線（Ｎ６、ＮHV1〜ＮHV5）とが互いに異なる磁脚に対
して巻装されて、これらが完全に分離されていること
で、絶縁トランスとしての安全規格の空間、沿面距離に
ついて、既に充分確保されていることにもなるので、安
全規格の取得は非常に容易となるものである。

【００５８】さらに、高圧発生トランスＨＶＴとして、
一次側の巻線（Ｎ４、Ｎ５、ＮB）と、二次側の巻線
（Ｎ６、ＮHV1〜ＮHV5）とについて疎結合となる構造が
与えられることにより、結果的に、回路の電流経路に重
畳するリンギング電流を抑制することが可能となる。

【００５９】図１の回路ではさらに、高圧発生トランス
ＨＶＴにおいて、一次巻線Ｎ４を巻き上げるようにして
ブースト巻線Ｎ５が備えられる。このブースト巻線Ｎ５
の端部は、ブースト電圧生成用の平滑コンデンサＣｉB
の正極と接続される。平滑コンデンサＣｉBの負極は平
滑コンデンサＣｉの正極（Ｅｉライン）と接続される。
また、この図に示す電源回路においてはブースト用ダイ
オードＤBが設けられる。このブースト用ダイオードＤB
は、アノードが平滑コンデンサＣｉBの負極と平滑コン
デンサＣｉの正極との接続点（Ｅｉライン）と接続さ
れ、カソードは直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線
ＮRの直列接続を介して、一次巻線Ｎ４とブースト巻線
Ｎ５との接続点に対して接続される。このような接続形
態によると、ブースト巻線Ｎ５に得られたスイッチング
出力電圧をブースト用ダイオードＤBにより整流して平
滑コンデンサＣｉBにより平滑化することで、平滑コン
デンサＣｉBの両端にブースト電圧ＶBを生成するブース
ト回路が形成されることになる。但し、上述のようにこ
のブースト回路には被制御巻線ＮRが直列に挿入されて
いる。

【００６０】このブースト回路が設けられることで、ス
イッチング素子Ｑ1を備えて成る電圧共振形スイッチン
グコンバータは、整流平滑電圧Ｅｉに対して上記ブース
ト電圧ＶBを重畳して得られるブースト平滑電圧ＥBを動
作電源としてスイッチングを行うようにされる。つま
り、ブースト回路が動作することで、電圧共振形スイッ
チングコンバータに供給すべき見かけ上の直流入力電圧
レベルが上昇するものである。このようにして、ブース
ト回路によってブースト平滑電圧ＥBを得るようにされ
ていることで見かけ上の直流入力電圧の上昇が図られ、
例えば最大負荷電力としては、倍電圧整流回路により直
流入力電圧を得るようにした構成とほぼ同等となる程度
にまで増加させることが可能となる。

【００６１】またブースト電圧ＶBは、ＶB＝（１＋Ｎ５／Ｎ４）・（Ｌ４／（Ｌ４＋ＬR））・
Ｅｉで表され、つまり被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRを
可変すれば、ブースト電圧ＶBの制御が可能である。

【００６２】上記のように制御回路１としては、直流高
電圧ＥHVが一定となるように直交形トランスＰＲＴの制
御巻線ＮCに対して、直流高電圧ＥHVの変動に応じたレ
ベルの制御電流を流して、被制御巻線ＮRのインダクタ
ンスＬRを可変するように動作する。被制御巻線ＮRのイ
ンダクタンスＬRは、ブースト回路に対して直列に挿入
される回路形態となっており、インダクタンスＬRの変
化によりブースト回路内のインピーダンス特性を可変す
る。この結果、上記式により表されるブースト電圧ＶB
は可変制御される。つまり、この図に示す電源回路では
直流高電圧ＥHVに基づいてブースト電圧ＶBを制御し、
高圧発生トランスＨＶＴの一次側から二次側への伝達エ
ネルギーを制御することで、二次側の直流高電圧ＥHVを
定電圧化するものとなる。具体的には、交流入力電圧が
低く、高圧負荷が重いときは、被制御巻線ＮRのインダ
クタンスＬRが減少されてブースト電圧ＶBが高くなり、
一次側に発生する電圧共振パルス電圧Ｖ1のピーク値が
上昇する。一方、交流入力電圧が高く高圧負荷が軽いと
きは、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRが増加されて
ブースト電圧ＶBが低くなり、電圧共振パルス電圧Ｖ1の
ピーク値が下降する。これにより直流高電圧ＥHVの定電
圧化が行われる。

【００６３】例えば一次巻線Ｎ４＝６０Ｔ、ブースト巻
線Ｎ５＝２０Ｔ、インダクタンスＬ４＝１．５ｍＨ、共
振コンデンサＣｒ＝２２００ｐＦ、二次巻線Ｎ６＝６５
Ｔ、共振コンデンサＣ６＝６８００ｐＦ、各昇圧巻線Ｎ
HV（1〜5）＝５３０Ｔとした場合において、交流入力電
圧ＶAC＝１００Ｖ±１０％、直流高電圧ＥHV＝３１．５
ＫＶ、直流高電流ＩHV＝４ｍＡ〜０ｍＡの範囲の交流入
力電圧及び負荷の変動に対して、インダクタンスＬR＝
１００μＨ〜７５０μＨの可変範囲で直流高電圧ＥHVの
定電圧制御が可能となる。なおインダクタンスＬR＝１
００μＨ〜７５０μＨの可変に対して、ブースト電圧Ｖ
Bは、１．２７×Ｅｉ〜０．９×Ｅｉの可変範囲が得ら
れる。

【００６４】図１の本実施の形態の電源回路によれば、
複合共振形スイッチングコンバータの動作を、水平同期
周波数に同期させることができ、これによって高圧発生
トランスＨＶＴの漏洩磁束と水平同期周波数の干渉によ
る電源ビートが発生しないようにできるものとなる。上
記したように一次側のスイッチング素子Ｑ１は、ドライ
ブ巻線ＮB、共振コンデンサＣB、インダクタＬB、ベー
ス電流制限抵抗ＲBよりなる直列共振回路によってスイ
ッチング周波数ｆｓが設定される。ここでスイッチング
周波数ｆｓ＜水平同期周波数ｆｈに設定すれば、水平同
期周波数に同期した電圧Ｖｆｈの外部同期トリガ信号に
よってｆｓ＝ｆｈに引き込まれてスイッチング周波数ｆ
ｓが固定されることになる。例えばｆｓ＝３３．７５Ｋ
Ｈｚの固定周波数となる。このため電圧共振形スイッチ
ングコンバータの動作は水平同期信号の周波数と同期す
ることになり、従って高圧発生トランスＨＶＴの漏洩磁
束と水平同期周波数の干渉による電源ビートは発生しな
い。もちろん本例の場合は、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴは用いられないので、図８の先行技術において言及
した絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩磁束に関する
問題は生じない。

【００６５】図５は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、直流
高電圧ＥHV＝３１．５ＫＶ、直流高電流ＩHV＝４ｍＡ時
の各部の動作波形であるが、この場合、水平同期周波数
ｆｈ＝３３．７５ＫＨｚであり、スイッチング周波数ｆ
ｓがこれに同期するため、図５に示すようにスイッチン
グ周期は、９μｓｅｃ＋２０．６μｓｅｃ＝２９．６μ
ｓｅｃで固定である。

【００６６】また前述もしたように、本実施の形態にお
いては、高圧発生トランスＨＶＴの一次側の巻線と二次
側の巻線が疎結合とされていることで、昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5の分布容量や一次巻線Ｎ４と昇圧巻線ＮHV1〜Ｎ
HV5の漏洩インダクタンスによる高周波のリンギング
（振動）電流成分が発生しない。これにより大幅な電力
損失の低減が図られ、電力変換効率が向上する。本例の
場合、ＡＣ／ＤＣの電力変換効率は図８の回路例の８
５．７％から８８．０％に向上し、入力電力を低減させ
ることができる。例えば高圧負荷＝１２６Ｗ時には入力
電力は３．８Ｗ低減される。

【００６７】続いて図６により本発明の第２の実施の形
態のスイッチング電源回路を説明する。図６は、スイッ
チング素子Ｑ１をＭＯＳ−ＦＥＴとし、スイッチング素
子Ｑ１に対してＩＣによる他励発振回路を設けた例であ
る。なお、図１と同一部分は同一符号を付し、説明を省
略する。

【００６８】この場合も、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力
電圧）を入力して断続するスイッチングコンバータとし
ては、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆる
シングルエンド方式によるスイッチング動作を行う電圧
共振形コンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コ
ンバータは他励式の構成を採っており、ＭＯＳ−ＦＥＴ
によるスイッチング素子Ｑ1のドレインは、高圧発生ト
ランスＨＶＴの一次巻線Ｎ４及び被制御巻線ＮRを介し
て平滑コンデンサＣｉの正極と接続され、ソースは一次
側アースに接続される。

【００６９】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に
接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシタ
ンスと、一次巻線Ｎ４及び被制御巻線ＮRに得られるリ
ーケージインダクタンス（Ｌ４＋ＬR）とによって一次
側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路に
よる共振動作が得られるようにされることで、スイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング動作としては電圧共振形と
なる。

【００７０】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、ＭＯＳ−ＦＥＴに備えられる、い
わゆるボディダイオードによるクランプダイオードＤD
が並列に接続されていることで、スイッチング素子がオ
フとなる期間に流れるクランプ電流の経路を形成する。

【００７１】スイッチング素子Ｑ1は、発振回路２及び
ドライブ回路３を統合的に備える例えば１つの集積回路
（ＩＣ）によるスイッチング駆動部１０によって、スイ
ッチング駆動される。また、このスイッチング駆動部１
０は、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのライン
と接続されており、例えば電源起動時において、上記起
動抵抗Ｒｓを介して電源電圧が印加されることで起動す
るようにされている。

【００７２】スイッチング駆動部１０内の発振回路２で
は、発振動作を行って発振信号を生成して出力する。そ
して、ドライブ回路３においてはこの発振信号をドライ
ブ電圧に変換してスイッチング素子Ｑ1のゲートに対し
て出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、発
振回路２にて生成される発振信号に基づいたスイッチン
グ動作を行うようにされる。従って、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング周波数、及び１スイッチング周期内
のオン／オフ期間のデューティは、発振回路２にて生成
される発振信号に依存して決定される。そして特に本例
の場合は、陰極線管表示装置の水平同期回路系で用いら
れている水平発振パルス電圧、又は水平ドライブパルス
電圧、或いは水平出力パルス電圧としての電圧Ｖｆｈ
が、抵抗Ｒｈ、小容量のコンデンサＣｈを介して発振回
路２に供給されて外部同期がとられる。即ち発振回路２
は、水平同期周波数に同期した発振信号を発生するもの
となり、これによってスイッチング素子Ｑ１のスイッチ
ング動作は、水平同期周波数に同期したものとなる。

【００７３】なお、本実施の形態の場合には、一次側の
構成としては図１の例のようなブースト回路、即ちブー
スト巻線Ｎ５、ブースト用平滑コンデンサＣｉＢ、ブー
スト用整流ダイオードＤBは設けられていない。そして
後述するが、直流高電圧ＥHVの定電圧制御は、一次側電
圧共振パルス電圧のパルス幅を制御することで行われる
ものとなる。また直交形制御トランスＰＲＴの構造も、
図２で説明したものと同様となる。

【００７４】さらに高圧発生回路４０の構成及び高圧発
生トランスＨＶＴの構造については、一次側にブースト
巻線Ｎ５、ドライブ巻線ＮBが巻回されないことを除い
ては、図１、図３又は図４で説明したものと同様とな
る。従って、二次巻線Ｎ６に対して並列共振コンデンサ
Ｃ６が接続されて二次側にも電圧共振回路が形成され、
当該スイッチング電源回路が複合共振形コンバータの構
成を採ること、一次側の巻線（Ｎ４）と二次側の巻線
（Ｎ６、ＮHV1〜ＮＨＶ５）とが疎結合とされること、
二次巻線Ｎ６と昇圧巻線ＮＨＶ（１〜5）は密結合とさ
れることについては第１の実施の形態の場合と同様であ
る。

【００７５】この図６のスイッチング電源回路の場合
も、複合共振形スイッチングコンバータの動作は水平同
期信号の周波数と同期することになり、従って高圧発生
トランスＨＶＴの漏洩磁束と水平同期周波数の干渉によ
る電源ビートは発生しない。このため高圧発生トランス
ＨＶＴに磁気シールドを設ける必要はなくなる。さらに
一次側の巻線（Ｎ４）と二次側の巻線（Ｎ６、ＮHV1〜
ＮHV5）とが疎結合とされることで高周波のリンギング
成分が発生せず、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率を向上させる
ことができる。

【００７６】このスイッチング電源回路においては、直
流高電圧ＥHVの定電圧制御は次のように行われる。まず
制御回路１に対しては、上記第１の実施の形態と同様
に、検出電圧として、直流高電圧ＥHVを分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2により分圧して得られる電圧レベルが入力される。
さらに平滑コンデンサＣOHVと二次側アース間には抵抗
Ｒ３が挿入され、抵抗Ｒ３の一端側の電圧が、制御回路
１に対しての検出電圧として供給されている。そして制
御回路１は誤差電圧増幅器として構成され、直流高電圧
ＥHVの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直
流電流）レベルを可変することで、被制御巻線ＮRのイ
ンダクタンスＬRを可変制御する。

【００７７】制御回路１としては、直流高電圧ＥHVが一
定となるように直交形トランスＰＲＴの制御巻線ＮCに
対して、直流高電圧ＥHVの変動に応じたレベルの制御電
流を流して、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRを可変
するように動作する。一次側の並列共振回路は、一次巻
線Ｎ４と被制御巻線ＮRの合成インダクタンス（Ｌ４＋
ＬR）と並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスとに
よって形成されるものとみることが出来るが、制御回路
１の動作によって被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRが
変化すると、一次側並列共振回路の共振条件が変化して
スイッチング素子Ｑ1及び並列共振コンデンサＣｒの両
端に得られる共振電圧のパルス幅を制御する動作が得ら
れる。ここで、共振電圧のパルス幅とは、スイッチング
素子Ｑ1のオフ期間であり、換言すれば、共振電圧のパ
ルス幅を制御することはスイッチング素子Ｑ1のオン期
間を制御して、二次側の直流出力電圧を制御することに
他ならない。即ち、本実施の形態ではスイッチング素子
Ｑ1のオン期間を制御することによって、直流高電圧ＥH
Vの安定化を図るように動作する。

【００７８】例えば本例のスイッチング電源回路におい
て、一次巻線Ｎ４＝６０Ｔ、各昇圧巻線ＮHV＝５３０
Ｔ、インダクタンスＬ１＝１．５ｍＨ、並列共振コンデ
ンサＣｒ＝１０００ｐＦとするときに、交流入力電圧Ｖ
AC＝１００Ｖ±１０％、直流高電圧ＥHV＝３１．５Ｋ
Ｖ、直流高電流ＩHV＝４ｍＡ〜０ｍＡの変動に対して、
被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRの可変範囲５０μＨ
〜１５０μＨで、直流高電圧ＥHVの定電圧化が可能であ
る。

【００７９】次に図７により本発明の第３の実施の形態
のスイッチング電源回路を説明する。図７の例も、一次
側において整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を入力し
て断続するスイッチングコンバータとして、１石のスイ
ッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングルエンド方
式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータ
が備えられる。そしてこの場合、第１の実施の形態と同
様にスイッチング素子Ｑ１に対して自励発振形の構成を
採る。

【００８０】なお、図１と同一部分は同一符号を付し説
明を省略するが、本実施の形態の場合には、一次側の構
成としては、図１の例のようなブースト回路、即ちブー
スト巻線Ｎ５、ブースト用平滑コンデンサＣｉＢ、ブー
スト用整流ダイオードＤBは設けられていないこと、及
び直交形制御トランスＰＲＴが設けられない（二次側に
設けられる）ことを除いて、図１と同様となる。

【００８１】さらに高圧発生回路４０の構成及び高圧発
生トランスＨＶＴの構造については、一次側にブースト
巻線Ｎ５が巻回されないことを除いては、図１、図３又
は図４で説明したものと同様となる。従って、二次巻線
Ｎ６に対して並列共振コンデンサＣ６が接続されて二次
側にも電圧共振回路が形成され、当該スイッチング電源
回路が複合共振形コンバータの構成を採ること、一次側
の巻線（Ｎ４、ＮＢ）と二次側の巻線（Ｎ６、ＮHV1〜
ＮHV5）とが疎結合とされること、二次巻線Ｎ６と昇圧
巻線ＮHV(1〜5）は密結合とされることについては第１
の実施の形態の場合と同様である。

【００８２】この場合、二次巻線Ｎ６に対して共振コン
デンサＣ６が接続されることで二次側共振回路が形成さ
れているが、さらにこの二次側共振回路に直交形制御ト
ランスＰＲＴの被制御巻線ＮRが挿入された状態となっ
ており、つまり被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRは、
二次側共振回路の共振条件に関わるものとなる。なお、
直交形制御トランスＰＲＴの構造は、図２で説明したも
のと同様となる。

【００８３】この図７のスイッチング電源回路の場合
も、複合共振形スイッチングコンバータの動作は水平同
期信号の周波数と同期することになり、従って高圧発生
トランスＨＶＴの漏洩磁束と水平同期周波数の干渉によ
る電源ビートは発生しない。このため高圧発生トランス
ＨＶＴに磁気シールドを設ける必要はなくなる。さらに
一次側の巻線（Ｎ４、ＮB）と二次側の巻線（Ｎ６、ＮH
V1〜ＮHV5）とが疎結合とされることで高周波のリンギ
ング成分が発生せず、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率を向上さ
せることができる。

【００８４】このスイッチング電源回路においては、直
流高電圧ＥHVの定電圧制御は次のように行われる。まず
制御回路１に対しては、上記第１の実施の形態と同様
に、検出電圧として、直流高電圧ＥHVを分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2により分圧して得られる電圧レベルが入力される。
さらに平滑コンデンサＣOHVと二次側アース間には抵抗
Ｒ３が挿入され、抵抗Ｒ３の一端側の電圧が、制御回路
１に対しての検出電圧として供給されている。そして制
御回路１は誤差電圧増幅器として構成され、直流高電圧
ＥHVの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直
流電流）レベルを可変することで、被制御巻線ＮRのイ
ンダクタンスＬRを可変制御する。

【００８５】この場合、二次側共振回路は、二次巻線Ｎ
６と被制御巻線ＮRの合成インダクタンス（Ｌ６＋ＬR）
と並列共振コンデンサＣ６のキャパシタンスとによって
形成されるものとみることが出来るが、制御回路１の動
作によって被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRが変化す
ると、二次側共振回路の共振条件が変化して電圧共振周
波数が変化される。二次巻線Ｎ６に得られる共振電圧に
ついての共振周波数が変化されることで、二次巻線Ｎ６
から昇圧巻線ＮHVに伝達されるエネルギーが変化する。
即ち、本実施の形態では二次側電圧共振回路の共振周波
数を制御することによって、直流高電圧ＥHVの定電圧制
御を行うものである。

【００８６】以上、本発明の実施の形態を説明してきた
が、本発明のスイッチング電源回路は上記各回路構成に
限られるものではなく、各種の変形例が考えられること
はいうまでもない。例えば高圧発生トランスＨＶＴの二
次側の整流回路は、上記構成に限定されるものではな
く、直流高電圧ＥHVとして必要とされるレベルが得られ
るのであれば、他の回路構成が採用されて構わないもの
である。例えば１組の高圧巻線と４倍圧整流方式として
の回路構成が採られてもよい。

【００８７】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、電圧共振
形コンバータ回路によるスイッチング電源回路おいて、
スイッチング動作によるコンバータ動作が陰極線管表示
装置で用いられている水平同期信号に同期するようにし
ているため、コンバータトランスや高圧発生トランスの
漏洩磁束と水平同期信号が干渉して電源ビートを発生さ
せるということがなくなる。従って、例えば高圧発生ト
ランスに、漏洩磁束をシールドするための銅板によるシ
ールド板を設ける必要がなくなる。これによってトラン
スの製造コストの低下、製造の簡略化、効率化を実現で
きるという効果がある。さらにシールド板を設けないこ
とは、トランスの温度上昇を低下させるという利点も生
ずる。

【００８８】また本発明では、高圧発生トランスについ
て一次側の巻線と二次側の巻線とが疎結合の状態となる
ように構成している。これによってリンギング電流の発
生が抑制され、電力変換効率が向上し、入力電力を低減
できるという効果もある。

【００８９】また高圧発生トランスでは、樹脂等による
モールドを巻線に対して施す必要がないことから、巻線
の発熱を空気中に輻射することができ、高圧発生トラン
スの発熱を低下させることが可能になる。さらに高圧発
生トランスは、一次側の巻線と二次側の巻線とについ
て、それぞれ異なる磁脚に巻回されて疎結合状態を得る
ようにしていることで、絶縁トランスとしての安全規格
の空間、沿面距離について、既に充分確保されているこ
とにもなるので、安全規格の取得は非常に容易となる。

【００９０】また直流高電圧の安定化については、直交
形制御トランスのインダクタンス制御によって、ブース
ト電圧の制御、もしくは一次側電圧共振パルス電圧のパ
ルス幅の制御、もしくは二次側電圧共振周波数の制御が
行われることで適切に実現できる。

【００９１】また、直交形制御トランスの制御巻線は複
数束のリッツ線を束ねて巻装することで、起磁力を維持
したまま時定数を小さくしている。これにより高速過渡
応答特性が改善され、高圧負荷の急峻な変化等にも適切
に対応した安定化動作が可能となる。さらに、直交形制
御トランスの製造時の制御巻線工程において巻き数が従
来の１／３（リッツ線３束の場合）〜１／６（リッツ線
６束の場合）等となり、巻線工程の時間が大幅に短縮さ
れ、生産性を改善できるという利点もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。

【図２】実施の形態の直交形制御トランスの説明図であ
る。

【図３】実施の形態の高圧発生トランスの構造例の説明
図である。

【図４】実施の形態の高圧発生トランスの構造例の説明
図である。

【図５】実施の形態の電源回路における要部の動作を示
す波形図である。

【図６】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図７】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図８】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図９】先行技術に示す電源回路の要部の動作を示す波
形図である。

【図１０】先行技術に示す電源回路の要部の動作を示す
波形図である。

【図１１】絶縁コンバータトランスの磁気シールドの説
明図である。

【図１２】高圧発生トランスの磁気シールドの説明図で
ある。

【符号の説明】

１制御回路、２発振回路、３ドライブ回路、１０
スイッチング駆動部、４０高圧発生回路、Ｑ1 ス
イッチング素子、ＰＲＴ直交形制御トランス、ＨＶＴ
高圧発生トランス、Ｎ４一次巻線、Ｎ５ブースト
巻線、Ｎ６二次巻線、ＮHV 昇圧巻線、Ｃｒ一次側
並列共振コンデンサ、Ｃ６二次側並列共振コンデン
サ、ＤHV 高圧整流ダイオード、ＣOHV 平滑コンデン
サ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】陰極線管表示装置用のスイッチング電源
回路において、交流入力電圧を整流平滑した整流平滑電圧としての直流
入力電圧を得る整流平滑手段と、上記直流入力電圧をスイッチングして出力するスイッチ
ング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
共振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列
共振コンデンサと、上記陰極線管表示装置で用いる水平同期信号に同期した
信号を用いて、上記スイッチング素子に水平同期信号に
同期したスイッチング動作をさせるスイッチング駆動手
段と、少なくとも一次側に一次巻線、二次側に二次巻線と昇圧
巻線が施され、一次側の巻線と二次側の巻線は疎結合、
上記二次巻線と上記昇圧巻線は密結合とされ、一次側の
巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を、上記二
次巻線に伝送し、さらに上記二次巻線に得られる電圧を
上記昇圧巻線に伝送して、二次側から昇圧された高圧交
番電圧を得るようにされた高圧発生トランスと、上記二次巻線から上記昇圧巻線に対して共振電圧が伝送
されるようにする二次側共振回路を形成するために、上
記二次巻線に接続される二次側並列共振コンデンサと、上記昇圧巻線に得られる高圧交番電圧について半波整流
動作を行うことで、直流高電圧を得るように構成された
直流高電圧生成手段と、上記直流高電圧を定電圧化する定電圧制御手段と、を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】上記高圧発生トランスの上記一次巻線を
巻き上げたブースト巻線と、該ブースト巻線に得られる
交番電圧を整流するブースト用整流ダイオードと、該ブ
ースト用整流ダイオードによる整流出力を平滑化するブ
ースト用平滑コンデンサを備えることでブースト電圧を
生成し、このブースト電圧を上記整流平滑電圧に重畳し
てブースト整流平滑電圧を得るようにされているブース
ト手段をさらに備えるとともに、上記定電圧制御手段は、上記ブースト電圧を設定するイ
ンダクタンス成分として機能するようにして設けられる
被制御巻線と、該被制御巻線とその巻回方向が直交する
ようにされた制御巻線とが巻装される直交形制御トラン
スを備え、上記直流高電圧のレベルに応じて可変される
制御電流を上記制御巻線に流して上記被制御巻線のイン
ダクタンスを変化させることで、上記ブースト電圧を制
御し、上記直流高電圧を定電圧化するようにされている
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回
路。
【請求項３】上記定電圧制御手段は、上記高圧発生ト
ランスの上記一次巻線と直列接続され上記一次側共振回
路のインダクタンス成分として機能するようにして設け
られる被制御巻線と、該被制御巻線とその巻回方向が直
交するようにされた制御巻線とが巻装される直交形制御
トランスを備え、上記直流高電圧のレベルに応じて可変
される制御電流を上記制御巻線に流して上記被制御巻線
のインダクタンスを変化させることで、上記一次側共振
回路の電圧共振パルスを制御して、上記直流高電圧に対
する定電圧制御を行うようにされていることを特徴とす
る請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】上記定電圧制御手段は、上記高圧発生ト
ランスの上記二次巻線と接続され上記二次側共振回路の
インダクタンス成分として機能するようにして設けられ
る被制御巻線と、該被制御巻線とその巻回方向が直交す
るようにされた制御巻線とが巻装される直交形制御トラ
ンスを備え、上記直流高電圧のレベルに応じて可変され
る制御電流を上記制御巻線に流して上記被制御巻線のイ
ンダクタンスを変化させることで、上記二次側共振回路
の電圧共振周波数を制御して、上記直流高電圧に対する
定電圧制御を行うようにされていることを特徴とする請
求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】上記直交形制御トランスの上記制御巻線
は、複数のリッツ線を束ねて巻装したことを特徴とする
請求項２、請求項３、又は請求項４に記載のスイッチン
グ電源回路。