JP2002186255A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 フライバックトランス等に対する銅板による
磁気シールドを不要とする。 【解決手段】 電圧共振形コンバータ回路によるスイッ
チング電源回路おいて、コンバータ動作を陰極線管表示
装置で用いられている水平同期信号に同期するようにす
ることで、フライバックトランスの漏洩磁束と水平同期
信号が干渉して電源ビートを発生させるということをな
くし、これによってトランスに漏洩磁束をシールドする
ためのシールド部材を設ける必要をなくす。またリンギ
ング成分を抑制して電力変換効率を向上させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えばテレビジョ
ン受像器や映像モニタ装置などの、陰極線管（ＣＲＴ）
を用いた表示装置に好適なスイッチング電源回路に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】例えばテレビジョン受像器用のスイッチ
ング電源として、一次側が一石構成の電圧共振形コンバ
ータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせ
た複合共振形コンバータを用いるものを本出願人は提案
していた。この場合、交流入力電圧や負荷電力の変動に
対して、直流出力電圧を定電圧制御するためには、一次
側スイッチング素子のスイッチング周波数と導通角を同
時に制御する複合制御方式を採用していた。

【０００３】図８の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のテレビジョン受像器用のスイッチング電源回路の一例
を示している。この図に示す電源回路においては、先
ず、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力して直流
入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整
流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回
路が備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応
する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。

【０００４】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。そしてこの図８の場合は、１石
のスイッチング素子Ｑ1によりシングルエンド動作を行
う電圧共振形コンバータ回路として、自励式の構成が採
られる。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧
のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジス
タ）が採用されている。

【０００５】スイッチング素子Ｑ1のベースと一次側ア
ース間には、駆動巻線ＮB、共振コンデンサＣB、ベース
電流制限抵抗ＲBの直列接続回路よりなる自励発振駆動
用の直列共振回路が接続される。また、スイッチング素
子Ｑ1のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側ア
ース）間に挿入されるクランプダイオードＤDにより、
スイッチング素子Ｑ1のオフ時に流れるクランプ電流の
経路を形成するようにされている。なお、起動抵抗ＲS
は、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るため
に挿入されるものである。

【０００６】また、上記スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが
並列に接続されている。そして並列共振コンデンサＣｒ
自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩ
Ｔの一次巻線Ｎ1側のリーケージインダクタンスＬ1とに
より電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成
する。

【０００７】この図に示す直交形制御トランスＰＲＴ
は、共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮB、及び制御巻線
ＮCが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形
制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ1を駆動す
ると共に、定電圧制御のために設けられる。この直交形
制御トランスＰＲＴには、図示するようにして、共振電
流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBが巻装され、また、これら
２つの巻線とは直交する方向に対して制御巻線ＮCが巻
装される。

【０００８】直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共
振電流検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力がトラ
ンス結合を介して駆動巻線ＮBに誘起される。これによ
り、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮB，
ＣB）からベース電流制限抵抗ＲBを介してスイッチング
素子Ｑ1のベースにドライブ電流が出力される。これに
より、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周
波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチン
グ動作を行うことになる。そして、そのコレクタに得ら
れるとされるスイッチング出力を絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達するようにされている。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、ＥＥ型コア
に対して一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2を分割して巻装し、
中央磁脚に対してはギャップＧを形成することで、所要
の結合係数による疎結合の状態が得られるようにして、
飽和状態が得られにくいようにしている。

【００１０】上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1の巻始め端部は、スイッチング素子Ｑ1のコレク
タと接続され、巻終り端部は検出巻線ＮDを介して平滑
コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続され
ている。従って、一次巻線Ｎ1に対しては、スイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング出力が供給されることで、ス
イッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生す
る。

【００１１】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１２】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。このように一次側及び二次側に対
して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチング
コンバータが、本明細書でいう上述した「複合共振形ス
イッチングコンバータ」としての構成となる。

【００１３】上記のようにして形成される電源回路の二
次側においては、フライバックトランスＦＢＴ及び直流
高電圧を得るための整流平滑回路から成る高圧発生回路
４０Ａが設けられる。まず二次巻線Ｎ2に対して並列
に、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ４が接続
される。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴが複
合共振形スイッチングコンバータとして動作することに
よって、二次側並列共振コンデンサＣ2の両端には共振
パルス電圧Ｖ２が発生する。そしてフライバックトラン
スＦＢＴは、一次巻線Ｎ４に印加される共振電圧Ｖ２を
二次側に伝達する。このフライバックトランスＦＢＴ及
びその二次側の整流平滑回路では、一次巻線Ｎ４に発生
する共振電圧を昇圧して、例えばＣＲＴのアノード電圧
レベルに対応した高電圧を生成する。このため、フライ
バックトランスＦＢＴの二次側には、５組の昇圧巻線Ｎ
HV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5が層間フィルム同軸
捲きによって分割されて巻装されている。そして各々の
昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の巻始め端部に対しては、高圧整
流ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5のア
ノード側が接続されている。さらに、高圧整流ダイオー
ドＤHV1のカソードが平滑コンデンサＣOHVの正極端子に
接続され、残る高圧整流ダイオードＤHV2〜ＤHV5の各カ
ソードが、それぞれ昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV4の巻終り端部
に対して接続される。

【００１４】即ち、フライバックトランスＦＢＴの二次
側には、［昇圧巻線ＮHV1、高圧整流ダイオードＤHV
1］、［昇圧巻線ＮHV2、高圧整流ダイオードＤHV2］、
［昇圧巻線ＮHV3、高圧整流ダイオードＤHV3］、［昇圧
巻線ＮHV4、高圧整流ダイオードＤHV4］、［昇圧巻線Ｎ
HV5、高圧整流ダイオードＤHV5］という５組の半波整流
回路が直列に接続された、いわゆるマルチシングラー方
式の半波整流回路が形成されていることになる。

【００１５】従って、フライバックトランスＦＢＴの二
次側においては、５組の半波整流回路が昇圧巻線ＮHV1
〜ＮHV5に誘起された電流を整流して平滑コンデンサＣO
HVに対して充電するという動作が行われ、平滑コンデン
サＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起さ
れる誘起電圧の約５倍に対応するレベルの直流高電圧Ｅ
HVが得られることになる。そして、この平滑コンデンサ
ＣOHVの両端に得られた直流高電圧ＥHVを、例えばＣＲ
Ｔのアノード電圧として利用するようにしている。

【００１６】なお、この場合、フライバックトランスＦ
ＢＴの一次巻線Ｎ４は３０〜５０Ｔ（ターン）、昇圧巻
線ＮHV1〜ＮHV5はそれぞれ５３０Ｔ程度とされて、５層
の層間フィルム捲きで２６５０Ｔ程度とされる。結合係
数は０．９程度である。例えば直流高電圧ＥHVとして３
１．５ＫＶが得られるようにする場合は、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１＝９０Ｔ、二次巻線Ｎ
2＝７５Ｔ、共振コンデンサＣｒ＝２７００ｐＦ、二次
側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１７μＦ、フライバ
ックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ４＝５０Ｔ、昇圧巻線
ＮHV1〜ＮHV5＝５２０Ｔが選定される。

【００１７】直流高電圧ＥHVは、高圧抵抗Ｒ１，分割抵
抗Ｒ２によって分圧されて制御回路１に対して供給され
る。制御回路１においては、分圧された直流高電圧ＥHV
を用いて定電圧化のための制御信号を生成する。即ち制
御回路１では、直流高電圧ＥHVの電圧レベルの変化に応
じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベル
を可変するようにされている。これによって、駆動巻線
ＮBのインダクタンスＬBが可変されて、自励発振駆動回
路内の直列共振回路の共振周波数、つまり、スイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング周波数が可変制御される。こ
れにより直流高電圧ＥHVを定電圧化する。交流入力電圧
ＶAC＝９０Ｖ〜１２０Ｖ、高圧負荷電力ＰHV＝１２６Ｗ
〜０Ｗの変動に対して、スイッチング周波数ｆｓは、８
０ＫＨｚ〜９５ＫＨｚの範囲で制御される。ここで、ス
イッチング周波数を可変するのにあたってはスイッチン
グ素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定とされたうえ
で、オンとなる期間ＴONを可変制御するように動作して
いる。本明細書では、このような複合的な制御を「複合
制御方式」ということとしている。

【００１８】図９、図１０は、上記図８に示した電源回
路における要部の動作を示す波形図である。図９は交流
入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大高圧負荷電力ＰHV＝１２
６Ｗ（＝３１．５ＫＶ×４ｍＡ）時の動作波形であり、
図１０は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、最大高圧負荷電
力ＰHV＝０Ｗ（＝３１．５ＫＶ×０ｍＡ）時の動作波形
である。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記図８の
ような電源回路では、次のような問題を有している。絶
縁コンバータトランスＰＩＴは、図１１（ａ）に示すよ
うに、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ
２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コ
アが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、分
割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそ
れぞれ分割した状態で巻装している。そして、中央磁脚
に対しては図のようにギャップＧを形成するようにして
いる。これによって、所要の結合係数による疎結合が得
られるようにしている。結合係数は、例えば０．８程度
とされる。これにより絶縁コンバータトランスＰＩＴの
近辺には約２０％の漏洩磁束が発生する。この漏洩磁束
の周波数は、上述のスイッチング周波数ｆｓの制御によ
り８０ＫＨｚ〜９５ＫＨｚとなる。

【００２０】また図１２にフライバックトランスＦＢＴ
の断面図を示すが、フライバックトランスＦＢＴは、例
えばフェライト材による２つのコの字形コアＣＲ１１，
ＣＲ１２の各磁脚を対向するように組み合わせることで
角形コアＣＲ３０が形成されている。そして、コの字形
コアＣＲ１１の端部と、コの字形コアＣＲ１２の端部と
が対向する部分にはギャップＧが設けられている。例え
ば各ギャップＧは０．３５ｍｍとされる。そして、図示
するように、角形コアＣＲ３０の一方の磁脚に対して、
低圧巻線ボビンＬＢと高圧巻線ボビンＨＢを取り付ける
ことで、これら低圧巻線ボビンＬＢ及び高圧巻線ボビン
ＨＢに対して、それぞれ一次側巻線Ｎ4及び昇圧巻線ＮH
Vを分割して巻装するようにしている。この場合、低圧
巻線ボビンＬＢには一次側巻線Ｎ4が巻装され、高圧巻
線ボビンＨＢには複数の昇圧巻線ＮHVが層間フィルムＦ
を挿入して巻き上げる層間巻きによって巻装されること
になる。このフライバックトランスＦＢＴの場合も、そ
の近辺には８０ＫＨｚ〜９５ＫＨｚ程度の周波数の漏洩
磁束が発生する。

【００２１】一方、テレビジョン受像器の水平同期信号
の周波数ｆｈは、ＮＴＳＣ方式ではｆｈ＝１５．７５Ｋ
Ｈｚ、ハイビジョン方式ではｆｈ＝３３．７５ＫＨｚ、
ＮＴＳＣ方式の倍速方式ではｆｈ＝３１．５ＫＨｚ、３
倍速方式ではｆｈ＝４７．２５ＫＨｚ等、種々のテレビ
ジョン放送方式によって異なっている。この水平同期信
号に同期して動作している水平偏向回路に関しては、陰
極線管（ＣＲＴ）のネック部に偏向ヨークが配され、ま
たプリント基板上には水平直線性補正コイル、ダイナミ
ックフォーカストランス等のリアクタ、インダクタが数
多くマウントされている。そして上記した絶縁コンバー
タトランスＰＩＴやフライバックトランスＦＢＴの漏洩
磁束がこれらの水平偏向回路の構成部品に結合すると、
水平同期周波数ｆｈとスイッチング周波数ｆｓの干渉に
よる斜縞の電源ビートがブラウン管面上に発生してしま
う。

【００２２】この対策のためには図１１（ａ）に破線で
示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ
Ｇの周辺に銅板を１ターン巻き付けて半田付けしたショ
ートリングＳＲを配している。図１１（ｂ）はショート
リングＳＲを巻き付けた状態の模式図である。ショート
リングＳＲは所要箇所Ｈが半田付けされる。このショー
トリングＳＲにより漏洩磁束を磁気シールドすること
で、電源ビートの発生を抑制する。またフライバックト
ランスＦＢＴには図１２に破線で模式的に示すように、
所要箇所を半田付けしたに銅板による磁気シールド板Ｍ
Ｓを配設し、漏洩磁束を抑制している。

【００２３】しかしながら、このような絶縁コンバータ
トランスＰＩＴやフライバックトランスＦＢＴのシール
ド処理のために、銅板の材料コストがかかることや、取
付／半田付け工程の必要性から、各トランス（ＰＩＴ、
ＦＢＴ）の製造工程の煩雑化やコストアップを招くとい
う問題があった。

【００２４】また絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、
フェライト磁心と銅板が振動によって可聴周波数帯域の
鳴きが生じないようにするために、トランス組立後にワ
ニス含浸を行って銅板を固定することも必要であった。
フライバックトランスＦＢＴでは、絶縁板の上に銅板を
巻くか、或いは銅板をトランスから離して実装しなけれ
ばならない。これらのことも、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴやフライバックトランスＦＢＴの製造工程の煩雑
化やコストアップを招く。

【００２５】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記し
た課題を考慮して、陰極線管表示装置用のスイッチング
電源回路において、絶縁コンバータトランスＰＩＴやフ
ライバックトランスＦＢＴに対する漏洩磁束のシールド
処理を不要とすることを目的とする。

【００２６】このため本発明は、交流入力電圧を整流平
滑した整流平滑電圧としての直流入力電圧を得る整流平
滑手段と、上記直流入力電圧をスイッチングして出力す
るスイッチング素子を備えて形成されるスイッチング手
段と、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする
一次側共振回路が形成されるようにして備えられる一次
側並列共振コンデンサと、上記陰極線管表示装置で用い
る水平同期信号に同期した信号を用いて、上記スイッチ
ング素子に水平同期信号に同期したスイッチング動作を
させるスイッチング駆動手段と、一次側巻線と二次側高
圧巻線が密結合とされ、上記一次側巻線に得られる上記
スイッチング手段の出力を上記二次側高圧巻線に伝送
し、二次側から昇圧された高圧交番電圧を得るようにさ
れたフライバックトランスと、上記フライバックトラン
スの二次側に得られる高圧交番電圧について半波整流動
作を行うことで、直流高電圧を得るように構成された直
流高電圧生成手段と、上記フライバックトランスの一次
側巻線を巻き上げたブースト巻線と該ブースト巻線に得
られる交番電圧を整流するブースト用整流ダイオードと
該ブースト用整流ダイオードによる整流出力を平滑化す
るブースト用平滑コンデンサを備えることでブースト電
圧を生成し、このブースト電圧を上記整流平滑電圧に重
畳してブースト整流平滑電圧を得るようにされているブ
ースト手段と、上記ブースト電圧を設定するインダクタ
ンス成分として機能するようにして設けられる被制御巻
線と該被制御巻線とその巻回方向が直交するようにされ
た制御巻線とが巻装される直交形制御トランスを備え上
記直流高電圧のレベルに応じて可変される制御電流を上
記制御巻線に流して上記被制御巻線のインダクタンスを
変化させることで上記ブースト電圧を制御し、上記直流
高電圧を定電圧化するようにされた定電圧制御手段とを
備えてスイッチング電源回路を構成する。

【００２７】上記構成によれば、一次側においては電圧
共振形コンバータを形成するための一次側共振回路を備
えたスイッチングコンバータの動作を、水平同期周波数
に同期させることができ、これによって絶縁コンバータ
トランスや高圧発生トランスの漏洩磁束と水平同期周波
数の干渉による電源ビートが発生しないようになる。ま
た、一次側において整流平滑電圧に対してブースト電圧
を重畳することでブースト平滑電圧を得るブースト手段
が備えられ、これにより、スイッチングコンバータへの
見かけ上の直流入力電圧レベルを上昇させる。そしてこ
のブースト回路は直交形制御トランスのインダクタンス
制御によってブースト電圧が制御され、直流高電圧の安
定化が行われるように構成される。

【００２８】また本発明のスイッチング電源回路は、上
記構成において、上記直流高電圧生成手段は、分割され
た上記二次側高圧巻線ごとに整流ダイオードを直列に挿
入することで、上記高圧交番電圧を整流する多段型整流
回路と、この多段型整流回路の整流出力を平滑化する平
滑コンデンサを備えることで、所要のレベルの直流高電
圧を生成して出力すると共に、上記多段型整流回路の整
流電流経路に対してリンギング抑制回路が接続されてい
るようにする。又は、上記ブースト巻線に対して直列
に、リンギング抑制回路が接続されているようにする。
このような構成により、当該スイッチング電源回路の二
次側又は一次側に流れるリンギング電流を抑制する作用
を有する。

【００２９】また本発明のスイッチング電源回路は、上
記構成において、上記直交形制御トランスの上記制御巻
線は、複数の線材を束ねて巻装するものとする。これに
より、起磁力を維持したまま制御巻線の時定数を小さく
でき、高速過渡応答が改善される。

【００３０】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としてのスイッチング電源回路の構成を示している。
この図１の回路は、いわゆるシングルエンド方式で自励
式によりスイッチング動作を行う電圧共振形コンバータ
を備えている。この電圧共振形コンバータに備えられる
１石のスイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラ
トランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用さ
れている。

【００３１】商用交流電源ＡＣには、ブリッジ整流回路
Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路が接
続されており、交流入力電圧ＶACのほぼ１倍のレベルに
対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成し、直流入力電圧とし
て後段の電圧共振形コンバータに供給する。

【００３２】スイッチング素子Ｑ1のベースは、起動抵
抗ＲSを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅ
ｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流を整流
平滑ラインから得るようにしている。

【００３３】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと一
次側アース間には、フライバックトランスＦＢＴの一次
側に巻数１Ｔ（ターン）で施されたドライブ巻線ＮB
と、共振コンデンサＣB−インダクタＬB−ベース電流制
限抵抗ＲBの直列回路よりなる自励発振駆動用の直列共
振回路が接続される。この自励発振回路によってスイッ
チング素子Ｑ１をオン／オフするスイッチング周波数ｆ
ｓが生成される。例えば当該スイッチング電源回路が搭
載されるテレビジョン受像器等において水平同期周波数
ｆｈ＝３３．７５ＫＨｚであるとすると、上記直列共振
回路によるスイッチング周波数ｆｓ＝３３．５ＫＨｚ程
度に設定する。

【００３４】さらに本例の場合は、水平同期周波数ｆｈ
と同期をとるために、陰極線管表示装置の水平同期回路
系で用いられている水平発振パルス電圧、又は水平ドラ
イブパルス電圧、又は水平出力パルス電圧としての電圧
Ｖｆｈが、抵抗Ｒｈ、コンデンサＣｈを介してスイッチ
ング素子Ｑ１のベースに印加される。これによってスイ
ッチング素子Ｑ１のスイッチング動作が、外部同期がと
られることになる。

【００３５】また、スイッチング素子Ｑ1のベースと平
滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入され
るクランプダイオードＤDにより、スイッチング素子Ｑ1
のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するように
されており、また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ
は、フライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ４の一端
と接続され、エミッタは接地される。

【００３６】また、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列
に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自
身のキャパシタンスと、フライバックトランスＦＢＴの
一次巻線Ｎ４、及び直交形制御トランスＰＲＴ（Power
Regulating Transformer) の被制御巻線ＮR の直列接続
により得られる合成インダクタンス（Ｌ４＋ＬR）とに
より電圧共振形コンバータの並列共振回路を形成する。
そして、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列
共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧
Ｖ１は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共
振形の動作が得られるようになっている。

【００３７】直交形制御トランスＰＲＴは、被制御巻線
ＮR及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルであ
る。この直交形制御トランスＰＲＴは、制御回路１によ
って制御巻線ＮCに流される制御電流によって被制御巻
線ＮRのインダクタンスＬRが可変される。これによって
後述するブースト電圧ＶBを制御し、直流高電圧ＥHVの
安定化を行う。

【００３８】この直交形制御トランスＰＲＴの制御巻線
ＮCは、例えば各６０μｍφの３〜６束のリッツ線を用
いて、４００〜２００Ｔ（ターン）巻回されて成る。図
２に直交形制御トランスＰＲＴの構造を示す。図２
（ａ）はその全体構造を説明するための外観斜視図、図
２（ｂ）は巻装される巻線の巻線方向を説明するための
断面斜視図である。直交形制御トランスＰＲＴは、２つ
のダブルコの字形コア２１，２２（フェライトコア）を
組み合わせた立体形コア２０によって形成されている。
そして一方のダブルコの字形コア２１は、４本の磁脚２
１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄを有し、また、他方のダ
ブルコの字形コア２２も４本の磁脚２２ａ，２２ｂ，２
２ｃ，２２ｄを有する。そして、これら２つのダブルコ
の字形コア２１，２２の互いの磁脚２１ａ〜２１ｄ，２
２ａ〜２２ｄの端部を接合することで立体形コア２０が
形成されている。各ダブルコの字形コア２１，２２の各
接合部分はギャップＧが設けられる。

【００３９】この場合、例えばダブルコの字形コア２１
の２本の磁脚２１ｂ，２１ｃには制御巻線ＮC が巻回さ
れ、ダブルコの字形コア２２の磁脚２２ｃ，２２ｄには
被制御巻線ＮRが巻回されている。つまり被制御巻線ＮR
に対して制御巻線ＮC が直交する方向に巻回された可飽
和リアクトルとして構成される。

【００４０】そして制御巻線ＮCは、図示するように例
えば各６０μｍφの３束のリッツ線NC1、NC2、NC3を束
ねた状態で、４００Ｔ程度巻回される。なお、４束、５
束、６束のリッツ線を束ねて巻回してもよい。例えば６
束の場合は２００Ｔ程度巻回する。このように複数束の
リッツ線を束ねて、ターン数を減らすことで、１束のリ
ッツ線を用いる場合に比べて、制御巻線ＮCの直流抵抗
値及びインダクタンスを下げることができ、即ち起磁力
を同等に維持したまま時定数を小さくできる。これは、
制御巻線ＮCに流される制御電流による被制御巻線ＮRの
インダクタンスＬRの可変制御について、高速過渡応答
性を向上させるものとなる。

【００４１】図１の回路において、スイッチング素子Ｑ
1に得られるスイッチング出力は、高圧発生回路４０を
形成するフライバックトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ４に
対して伝達される。フライバックトランスＦＢＴは、図
示するように、一次側には一次巻線Ｎ４が巻装される。
また二次側高圧巻線として、５組の昇圧巻線ＮHV1，ＮH
V2，ＮHV3，ＮHV4，ＮHV5が巻装されている。これら昇
圧巻線ＮHV1〜ＮHV5は、実際には、分割されて各々独立
した状態でコアに巻装されている。これら昇圧巻線ＮHV
1〜ＮHV5は、一次巻線Ｎ４に対して逆極性となるように
巻装されていることで、フライバック動作が得られるよ
うになっている。

【００４２】これら昇圧巻線ＮHV1，ＮHV2，ＮHV3，ＮH
V4，ＮHV5は、それぞれ図示するようにして、高圧整流
ダイオードＤHV1，ＤHV2，ＤHV3，ＤHV4，ＤHV5の各々
と直列接続されることで、計５組の半波整流回路を形成
し、これら５組の半波整流回路がさらに直列に多段接続
されているものである。そして、これら５組の半波整流
回路から成る多段型整流回路に対して平滑コンデンサＣ
OHVが並列に接続されている。

【００４３】但し、本実施の形態においては、図示する
ように、昇圧巻線ＮHV5の巻始め端部と、二次側アース
間に対して、図示するように、高圧整流ダイオードＤHV
1〜ＤHV5と同一の導通方向によって、追加高圧整流ダイ
オードＤHV6を直列に接続している。つまり、二次側整
流平滑回路の整流電流経路内における、多段型整流回路
の最下段に対して追加高圧整流ダイオードＤHV6を設け
ているものである。この追加高圧整流ダイオードＤHV6
は、リンギング抑制回路４１Ａとしての作用をなす。

【００４４】上記した二次側整流平滑回路の動作として
は次のようになる。フライバックトランスＦＢＴの一次
巻線Ｎ4と昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5とは密結合であり、一
次側電圧共振コンバータのスイッチング素子Ｑ1がオフ
の時に一次巻線Ｎ4に発生する正極性の正弦波パルス電
圧を昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5で昇圧する。そして、フライ
バックトランスＦＢＴの二次側においては、５組の半波
整流回路が昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5に誘起された電圧を、
高圧整流ダイオードＤHV1〜ＤHV5（及び追加高圧整流ダ
イオードＤHV6）により整流して平滑コンデンサＣOHVに
対して充電するという動作が行われる。これによって、
平滑コンデンサＣOHVの両端には、各昇圧巻線ＮHV1〜Ｎ
HV5に誘起される電圧の５倍に対応するレベルの直流電
圧が得られる。そして、この平滑コンデンサＣOHVの両
端に得られた直流電圧が直流高電圧ＥHVとして出力され
ることになる。この直流高電圧ＥHVは、例えばＣＲＴの
アノード電圧として利用される。

【００４５】また、直流高電圧ＥHVが得られる平滑コン
デンサＣOHVに対しては、分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続
回路が並列に設けられる。そして、この分圧抵抗Ｒ1−
Ｒ2の分圧点は、制御回路１に対して接続される。つま
り本実施の形態においては、制御回路１に対しては、検
出電圧として、直流高電圧ＥHVを分圧抵抗Ｒ1−Ｒ2によ
り分圧して得られる電圧レベルが入力されることにな
る。さらに、平滑コンデンサＣOHVと二次側アース間に
は抵抗Ｒ３が挿入され、抵抗Ｒ３の一端側の電圧が、制
御回路１に対しての検出電圧として供給されている。

【００４６】制御回路１は誤差電圧増幅器として構成さ
れ、直流高電圧ＥHVの変化に応じて、制御巻線ＮCに流
す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、被制
御巻線ＮRのインダクタンスＬRを可変制御する。これに
よりブースト電圧ＶBの制御を行い、直流高電圧ＥHVの
安定化を行う。

【００４７】図３及び図４の断面図により、上記図１に
示す回路に備えられるフライバックトランスＦＢＴの構
造例を示しておく。なお図１に示す駆動巻線ＮB、ブー
スト巻線Ｎ５については図示を省略している。先ず、図
３に示すフライバックトランスＦＢＴでは、例えばフェ
ライト材による２つのＵ字型コアＣＲ１，ＣＲ２の各磁
脚を対向するように組み合わせることでＵ−Ｕ字型コア
ＣＲが形成される。そして、Ｕ字型コアＣＲ１の磁脚端
部と、Ｕ字型コアＣＲ２の磁脚端部との対向する部分に
はギャップＧ１，Ｇ２をそれぞれ設けるようにされる。
そして、図示するように、一次巻線Ｎ４を巻装した低圧
巻線ボビンＬＢをＵ−Ｕ字型コアＣＲの一方の磁脚に対
して貫通させるように取り付ける。そして、この低圧巻
線ボビンＬＢのさらに外側に対して、昇圧巻線ＮHV(1〜
5）を巻装した高圧巻線ボビンＨＢを貫通させるように
して取り付ける。これによって、一次巻線Ｎ４と昇圧巻
線ＮHV(1〜5）とについて分割して巻装する構造が得ら
れる。

【００４８】ここで、高圧巻線ボビンＨＢに巻装する昇
圧巻線ＮHVとしては、例えば複数の昇圧巻線ＮHV(1〜
5）の各々を絶縁した状態で巻装する必要がある。この
ため、昇圧巻線ＮHVの巻き方は、各昇圧巻線ＮHV（1〜
5）を所定回数巻装して得られる巻線層ごとに層間フィ
ルムＦを介在させた、いわゆる層間巻きとされている。
そのうえで、上記一次巻線Ｎ４及び昇圧巻線ＮHVとにつ
いて、例えば高分子のエポキシ樹脂等の充填剤により充
填することで、これらの絶縁を確保する。そして、上記
のようにして昇圧巻線ＮHV(1〜5）を巻装したうえで、
回路的には図１に示した態様が得られるように、各昇圧
巻線ＮHV(1〜5）に対して高圧整流ダイオードＤHV(1〜
6)を接続して取り付ける。

【００４９】また、昇圧巻線ＮHV(1〜5）の各々につい
て絶縁した状態が得られるようにするためには、上記図
３に示す構造のほか、図４に示すようにして、いわゆる
分割巻き（スリット巻き）による構造を採ることもでき
る。なお、図４において図３と同一部分には同一符号を
付して説明を省略する。昇圧巻線ＮHVを分割巻きによっ
て巻装する場合は、図示するように、高圧巻線ボビンＨ
Ｂ１の内側に対して一体的に仕切板ＤＶを形成する。こ
れにより、隣り合う仕切板ＤＶの間には、巻線領域であ
るスリットＳが複数形成されることになる。そして、こ
の各スリットＳ内に対して昇圧巻線ＮHVを巻装すること
で昇圧巻線ＮHV間の絶縁を得るようにしているものであ
る。

【００５０】これら図３又は図４に示すフライバックト
ランスＦＢＴの構造によっては、一次巻線Ｎ４と二次側
の昇圧巻線ＮHV(1〜5）とについては、同一の磁脚に対
して巻装されているで、互いの結合状態として密結合の
状態が得られるようにされている。例えば実際として
は、結合係数ｋ＝０．９８程度の密結合が得られている
ものである。そしてまた本例の場合は、図１２で説明し
たような銅板による磁気シールド板ＭＳは設けられな
い。

【００５１】図１の回路ではさらに、フライバックトラ
ンスＦＢＴにおいて、一次巻線Ｎ４を巻き上げるように
してブースト巻線Ｎ５が備えられる。このブースト巻線
Ｎ５の端部は、ブースト電圧生成用の平滑コンデンサＣ
ｉBの正極と接続される。平滑コンデンサＣｉBの負極は
平滑コンデンサＣｉの正極（Ｅｉライン）と接続され
る。また、この図に示す電源回路においてはブースト用
ダイオードＤBが設けられる。このブースト用ダイオー
ドＤBは、アノードが平滑コンデンサＣｉBの負極と平滑
コンデンサＣｉの正極との接続点（Ｅｉライン）と接続
され、カソードは直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻
線ＮRの直列接続を介して、一次巻線Ｎ４とブースト巻
線Ｎ５との接続点に対して接続される。このような接続
形態によると、ブースト巻線Ｎ５に得られたスイッチン
グ出力電圧をブースト用ダイオードＤBにより整流して
平滑コンデンサＣｉBにより平滑化することで、平滑コ
ンデンサＣｉBの両端にブースト電圧ＶBを生成するブー
スト回路が形成されることになる。但し、上述のように
このブースト回路には被制御巻線ＮRが直列に挿入され
ている。

【００５２】このブースト回路が設けられることで、ス
イッチング素子Ｑ1を備えて成る電圧共振形スイッチン
グコンバータは、整流平滑電圧Ｅｉに対して上記ブース
ト電圧ＶBを重畳して得られるブースト平滑電圧ＥBを動
作電源としてスイッチングを行うようにされる。つま
り、ブースト回路が動作することで、電圧共振形スイッ
チングコンバータに供給すべき見かけ上の直流入力電圧
レベルが上昇するものである。このようにして、ブース
ト回路によってブースト平滑電圧ＥBを得るようにされ
ていることで見かけ上の直流入力電圧の上昇が図られ、
例えば最大負荷電力としては、倍電圧整流回路により直
流入力電圧を得るようにした構成とほぼ同等となる程度
にまで増加させることが可能となる。

【００５３】またブースト電圧ＶBは、ＶB＝（１＋Ｎ５
／Ｎ４）・（Ｌ４／（Ｌ４＋ＬR））・Ｅｉで表され、
つまり被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRを可変すれ
ば、ブースト電圧ＶBの制御が可能である。例えば一次
巻線Ｎ４を６０Ｔ、ブースト巻線Ｎ５を２０Ｔ、インダ
クタンスＬ４＝１．５ｍＨのときは、インダクタンスＬ
R＝１００μＨ〜７５０μＨの可変範囲に対して、ブー
スト電圧ＶBは、１．２７×Ｅｉ〜０．９×Ｅｉの可変
範囲が得られる。

【００５４】上記のように制御回路１としては、直流高
電圧ＥHVが一定となるように直交形トランスＰＲＴの制
御巻線ＮCに対して、直流高電圧ＥHVの変動に応じたレ
ベルの制御電流を流して、被制御巻線ＮRのインダクタ
ンスＬRを可変するように動作する。被制御巻線ＮRのイ
ンダクタンスＬRは、ブースト回路に対して直列に挿入
される回路形態となっており、インダクタンスＬRの変
化によりブースト回路内のインピーダンス特性を可変す
る。この結果、上記式により表されるブースト電圧ＶB
は可変制御される。つまり、この図に示す電源回路では
直流高電圧ＥHVに基づいてブースト電圧ＶBを制御し、
フライバックトランスＦＢＴの一次側から二次側への伝
達エネルギーを制御することで、二次側の直流高電圧Ｅ
HVを定電圧化するものとなる。

【００５５】図１の本実施の形態の電源回路によれば、
電圧共振形スイッチングコンバータの動作を、水平同期
周波数に同期させることができ、これによってフライバ
ックトランスＦＢＴの漏洩磁束と水平同期周波数の干渉
による電源ビートが発生しないようにできるものとな
る。上記したように一次側のスイッチング素子Ｑ１は、
ドライブ巻線ＮB、共振コンデンサＣB、インダクタＬ
B、ベース電流制限抵抗ＲBよりなる直列共振回路によっ
てスイッチング周波数ｆｓが設定される。ここでスイッ
チング周波数ｆｓ＜水平同期周波数ｆｈに設定すれば、
水平同期周波数に同期した電圧Ｖｆｈの外部同期トリガ
信号によってｆｓ＝ｆｈに引き込まれてスイッチング周
波数ｆｓが固定されることになる。例えばｆｓ＝３３．
７５ＫＨｚの固定周波数となる。このため電圧共振形ス
イッチングコンバータの動作は水平同期信号の周波数と
同期することになり、従ってフライバックトランスＦＢ
Ｔの漏洩磁束と水平同期周波数の干渉による電源ビート
は発生しない。もちろん本例の場合は、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴは用いられないので、図８の先行技術に
おいて言及した絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩磁
束に関する問題は生じない。

【００５６】図５は交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、直流
高電圧ＥHV＝３１．５ＫＶ、直流高電流ＩHV＝４ｍＡ時
の各部の動作波形であり、図６は交流入力電圧ＶAC＝１
００Ｖ、直流高電流ＩHV＝０Ｗ時の動作波形を示してい
る。この場合、水平同期周波数ｆｈ＝３３．７５ＫＨｚ
であり、スイッチング周波数ｆｓがこれに同期するた
め、図５，図６に示すようにスイッチング周期は、９μ
ｓｅｃ＋２０．６μｓｅｃ＝２９．６μｓｅｃで固定で
ある。また図５、図６を比較してわかるように、交流入
力電圧が低く、高圧負荷が重いときは、被制御巻線ＮR
のインダクタンスＬRが減少されてブースト電圧ＶBが高
くなり、一次側に発生する電圧共振パルス電圧Ｖ1のピ
ーク値が上昇する。一方、交流入力電圧が高く高圧負荷
が軽いときは、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRが増
加されてブースト電圧ＶBが低くなり、電圧共振パルス
電圧Ｖ1のピーク値が下降する。これにより直流高電圧
ＥHVの定電圧化が行われる。

【００５７】また前述もしたように、本実施の形態にお
いては、フライバックトランスＦＢＴの二次側整流平滑
回路において、多段型整流回路の整流電流経路に対して
リンギング抑制回路４１Ａとして追加高圧整流ダイオー
ドＤHV6が設けられている。即ち、昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV
5の分布容量や一次巻線Ｎ４と昇圧巻線ＮHV1〜ＮHV5の
漏洩インダクタンスにより、高周波のリンギング（振
動）電流成分が発生するが、追加高圧整流ダイオードＤ
HV6によってリンギング成分が低減される。結果とし
て、大幅な電力損失の低減が図られ、これにより電力変
換効率が向上する。本例の場合、ＡＣ／ＤＣの電力変換
効率は図８の回路例の８５．７％から８８．５％に向上
し、入力電力を低減させることができる。最大高圧負荷
時には入力電力は４．６Ｗ低減され、また高圧無負荷時
には入力電力は３．５Ｗ低減できる。

【００５８】図７に本発明の第２の実施の形態のスイッ
チング電源回路を示す。図７は、スイッチング素子Ｑ１
をＭＯＳ−ＦＥＴとし、スイッチング素子Ｑ１に対して
ＩＣによる他励発振回路を設けた例である。なお、図１
と同一部分は同一符号を付し、説明を省略する。

【００５９】この場合も、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力
電圧）を入力して断続するスイッチングコンバータとし
ては、１石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆる
シングルエンド方式によるスイッチング動作を行う電圧
共振形コンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コ
ンバータは他励式の構成を採っており、ＭＯＳ−ＦＥＴ
によるスイッチング素子Ｑ1のドレインは、フライバッ
クトランスＦＢＴの一次巻線Ｎ４及び被制御巻線ＮRを
介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続され、ソースは
一次側アースに接続される。

【００６０】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に
接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシタ
ンスと、一次巻線Ｎ４及び被制御巻線ＮRに得られるリ
ーケージインダクタンス（Ｌ４＋ＬR）とによって一次
側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路に
よる共振動作が得られるようにされることで、スイッチ
ング素子Ｑ1のスイッチング動作としては電圧共振形と
なる。

【００６１】また、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−
ソース間に対しては、ＭＯＳ−ＦＥＴに備えられる、い
わゆるボディダイオードによるクランプダイオードＤD
が並列に接続されていることで、スイッチング素子がオ
フとなる期間に流れるクランプ電流の経路を形成する。

【００６２】スイッチング素子Ｑ1は、発振回路２及び
ドライブ回路３を統合的に備える例えば１つの集積回路
（ＩＣ）によるスイッチング駆動部１０によって、スイ
ッチング駆動される。また、このスイッチング駆動部１
０は、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのライン
と接続されており、例えば電源起動時において、上記起
動抵抗Ｒｓを介して電源電圧が印加されることで起動す
るようにされている。

【００６３】スイッチング駆動部１０内の発振回路２で
は、発振動作を行って発振信号を生成して出力する。そ
して、ドライブ回路３においてはこの発振信号をドライ
ブ電圧に変換してスイッチング素子Ｑ1のゲートに対し
て出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、発
振回路２にて生成される発振信号に基づいたスイッチン
グ動作を行うようにされる。従って、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング周波数、及び１スイッチング周期内
のオン／オフ期間のデューティは、発振回路２にて生成
される発振信号に依存して決定される。そして特に本例
の場合は、陰極線管表示装置の水平同期回路系で用いら
れている水平発振パルス電圧、又は水平ドライブパルス
電圧、或いは水平出力パルス電圧としての電圧Ｖｆｈ
が、抵抗Ｒｈ、小容量のコンデンサＣｈを介して発振回
路２に供給されて外部同期がとられる。即ち発振回路２
は、水平同期周波数に同期した発振信号を発生するもの
となり、これによってスイッチング素子Ｑ１のスイッチ
ング動作は、水平同期周波数に同期したものとなる。

【００６４】また、さらに本実施の形態の場合には、ブ
ースト巻線Ｎ５の端部と、ブースト用平滑コンデンサＣ
ｉＢの正極端子との間に対して、リンギング抑制回路４
１Ｂが直列に挿入される。このリンギング抑制回路４１
Ｂは、図示するようにして、インダクタＬ10、コンデン
サＣ10、及び抵抗Ｒ10を備える。インダクタＬ10は、ブ
ースト巻線Ｎ５の巻終わり端部と、ブースト用平滑コン
デンサＣｉＢの正極端子との間に対して直列に挿入され
る。そして、このインダクタＬ10に対して、コンデンサ
Ｃ10−抵抗Ｒ10の直列接続回路が並列に接続される。つ
まり、いわゆるＬＣＲ並列共振回路を形成しているもの
であり、このＬＣＲ並列共振回路が、ブースト巻線Ｎ５
に対して直列に接続されている態様を採っているもので
ある。なお、図１に示したリンギング抑制回路４１Ａは
設けられない。

【００６５】このようなスイッチング電源回路の場合
も、電圧共振形スイッチングコンバータの動作は水平同
期信号の周波数と同期することになり、従ってフライバ
ックトランスＦＢＴの漏洩磁束と水平同期周波数の干渉
による電源ビートは発生しない。このためフライバック
トランスＦＢＴに磁気シールドを設ける必要はなくな
る。さらに、リンギング抑制回路４１Ｂによってリンギ
ング成分が低減され、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率を向上さ
せることができる。

【００６６】以上、本発明の実施の形態を説明してきた
が、本発明のスイッチング電源回路は上記各回路構成に
限られるものではなく、各種の変形例が考えられること
はいうまでもない。例えばフライバックトランスＦＢＴ
の二次側の整流回路は、上記構成に限定されるものでは
なく、直流高電圧ＥHVとして必要とされるレベルが得ら
れるのであれば、他の回路構成が採用されて構わないも
のである。例えば１組の高圧巻線と４倍圧整流方式とし
ての回路構成が採られてもよい。

【００６７】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、電圧共振
形コンバータ回路によるスイッチング電源回路おいて、
スイッチング動作によるコンバータ動作が陰極線管表示
装置で用いられている水平同期信号に同期するようにし
ているため、コンバータトランスやフライバックトラン
スの漏洩磁束と水平同期信号が干渉して電源ビートを発
生させるということがなくなる。従って、例えばフライ
バックトランスに、漏洩磁束をシールドするための銅板
によるシールド板を設ける必要がなくなる。これによっ
てトランスの製造コストの低下、製造の簡略化、効率化
を実現できるという効果がある。さらにシールド板を設
けないことは、トランスの温度上昇を低下させるという
利点も生ずる。

【００６８】また、フライバックトランスの高周波リン
ギング成分を抑制するリンギング抑制手段を備えている
ことにより電力変換効率が向上し、入力電力を低減でき
るという効果もある。

【００６９】また、直交形制御トランスの制御巻線は複
数束のリッツ線を束ねて巻装することで、起磁力を維持
したまま時定数を小さくしている。これにより高速過渡
応答特性が改善され、高圧負荷の急峻な変化等にも適切
に対応した安定化動作が可能となる。さらに、直交形制
御トランスの製造時の制御巻線工程において巻き数が従
来の１／３（リッツ線３束の場合）〜１／６（リッツ線
６束の場合）等となり、巻線工程の時間が大幅に短縮さ
れ、生産性を改善できるという利点もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成を示す回路図である。

【図２】実施の形態の直交形制御トランスの説明図であ
る。

【図３】実施の形態のフライバックトランスの構造例の
説明図である。

【図４】実施の形態のフライバックトランスの構造例の
説明図である。

【図５】実施の形態の電源回路における要部の動作を示
す波形図である。

【図６】実施の形態の電源回路における要部の動作を示
す波形図である。

【図７】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の構成を示す回路図である。

【図８】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図９】先行技術に示す電源回路の要部の動作を示す波
形図である。

【図１０】先行技術に示す電源回路の要部の動作を示す
波形図である。

【図１１】絶縁コンバータトランスの磁気シールドの説
明図である。

【図１２】フライバックトランスの磁気シールドの説明
図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、２ 発振回路、３ ドライブ回路、１０
スイッチング駆動部、４０ 高圧発生回路、４１Ａ，
４１Ｂ リンギング抑制回路、Ｑ1 スイッチング素
子、ＰＲＴ 直交形制御トランス、ＦＢＴ フライバッ
クトランス、Ｎ４一次巻線、Ｎ５ ブースト巻線、ＮHV
昇圧巻線、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、ＤHV
高圧整流ダイオード、ＣOHV 平滑コンデンサ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 陰極線管表示装置用のスイッチング電源
   回路において、 交流入力電圧を整流平滑した整流平滑電圧としての直流
   入力電圧を得る整流平滑手段と、 上記直流入力電圧をスイッチングして出力するスイッチ
   ング素子を備えて形成されるスイッチング手段と、 上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側
   共振回路が形成されるようにして備えられる一次側並列
   共振コンデンサと、 上記陰極線管表示装置で用いる水平同期信号に同期した
   信号を用いて、上記スイッチング素子に水平同期信号に
   同期したスイッチング動作をさせるスイッチング駆動手
   段と、 一次側巻線と二次側高圧巻線が密結合とされ、上記一次
   側巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を上記二
   次側高圧巻線に伝送し、二次側から昇圧された高圧交番
   電圧を得るようにされたフライバックトランスと、 上記フライバックトランスの二次側に得られる高圧交番
   電圧について半波整流動作を行うことで、直流高電圧を
   得るように構成された直流高電圧生成手段と、 上記フライバックトランスの一次側巻線を巻き上げたブ
   ースト巻線と、該ブースト巻線に得られる交番電圧を整
   流するブースト用整流ダイオードと、該ブースト用整流
   ダイオードによる整流出力を平滑化するブースト用平滑
   コンデンサを備えることでブースト電圧を生成し、この
   ブースト電圧を上記整流平滑電圧に重畳してブースト整
   流平滑電圧を得るようにされているブースト手段と、 上記ブースト電圧を設定するインダクタンス成分として
   機能するようにして設けられる被制御巻線と、該被制御
   巻線とその巻回方向が直交するようにされた制御巻線と
   が巻装される直交形制御トランスを備え、上記直流高電
   圧のレベルに応じて可変される制御電流を上記制御巻線
   に流して上記被制御巻線のインダクタンスを変化させる
   ことで、上記ブースト電圧を制御し、上記直流高電圧を
   定電圧化するようにされた定電圧制御手段と、 を備えたことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 上記直流高電圧生成手段は、 分割された上記二次側高圧巻線ごとに整流ダイオードを
   直列に挿入することで、上記高圧交番電圧を整流する多
   段型整流回路と、この多段型整流回路の整流出力を平滑
   化する平滑コンデンサを備えることで、所要のレベルの
   直流高電圧を生成して出力すると共に、上記多段型整流
   回路の整流電流経路に対してリンギング抑制回路が接続
   されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチ
   ング電源回路。
3. 【請求項３】 上記ブースト巻線に対して直列に、リン
   ギング抑制回路が接続されていることを特徴とする請求
   項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 【請求項４】 上記直交形制御トランスの上記制御巻線
   は、複数のリッツ線を束ねて巻装したことを特徴とする
   請求項１に記載のスイッチング電源回路。