JP2000232775A - Ｐｗｍ（パルス幅変調）コンバータにおいてスイッチング損失を低減するためのソフトスイッチングセル - Google Patents
Ｐｗｍ（パルス幅変調）コンバータにおいてスイッチング損失を低減するためのソフトスイッチングセルInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ブースト整流器の逆回復に起因する損失を
低減するとともに、メインスイッチ及び補助スイッチの
スイッチング損失をなくすことができるゼロ電流ゼロ電
圧スイッチング型セルを提供する。 【解決手段】 本発明はスナバコイル、クランプダイ
オード、クランプコンデンサ、メインスイッチ及び補助
スイッチを備えるスイッチングセルを用いて、スイッチ
のターンオン及びターンオフ特性及び整流器の逆回復特
性により生じるＰＷＭコンバータのスイッチング損失を
概ね低減する。逆回復に起因する損失はメインスイッチ
及び整流器に直列に接続され、ターンオフ中の整流器電
流の変化率を制御するスナバコイルにより低減される。
メインスイッチはゼロ電流ゼロ電圧スイッチングにより
動作し、補助スイッチはゼロ電圧スイッチングにより動
作する。本回路を適切に動作させるには、メイン及び補
助スイッチのゲートドライブが重複する必要がある。
低減するとともに、メインスイッチ及び補助スイッチの
スイッチング損失をなくすことができるゼロ電流ゼロ電
圧スイッチング型セルを提供する。 【解決手段】 本発明はスナバコイル、クランプダイ
オード、クランプコンデンサ、メインスイッチ及び補助
スイッチを備えるスイッチングセルを用いて、スイッチ
のターンオン及びターンオフ特性及び整流器の逆回復特
性により生じるＰＷＭコンバータのスイッチング損失を
概ね低減する。逆回復に起因する損失はメインスイッチ
及び整流器に直列に接続され、ターンオフ中の整流器電
流の変化率を制御するスナバコイルにより低減される。
メインスイッチはゼロ電流ゼロ電圧スイッチングにより
動作し、補助スイッチはゼロ電圧スイッチングにより動
作する。本回路を適切に動作させるには、メイン及び補
助スイッチのゲートドライブが重複する必要がある。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はパワーコンバータに
関連する。詳細には本発明はパルス幅変調（ＰＷＭ）コ
ンバータに関連する。
関連する。詳細には本発明はパルス幅変調（ＰＷＭ）コ
ンバータに関連する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、より高い電力レベルにおいて
は、連続導通モードブーストコンバータが、能動的な入
力電流整形手段を有するフロントエンドコンバータの１
つの望ましい実施形態である。ブーストコンバータのＤ
Ｃ出力電圧はピーク入力電圧より高くなければならない
ため、そのようなブースト入力電流整形器の出力電圧は
比較的高い。この高出力電圧に起因して、高速回復ブー
スト整流器が必要となる。高スイッチング周波数では、
「ハードスイッチング」条件下でスイッチングされる場
合、高速回復整流器が逆回復に起因して著しい損失をも
たらす（例えば、Y.Kersonsky、M. Robinson及びD. Gut
ierrezによる「New fast recovery diode technology c
uts circuit losses, improves reliability」 Power C
onversion &Intelligent Motion (PCIM) Magazine, pp.
16-25, May 1992.を参照されたい）。そのため「ハー
ドスイッチングされた」ブースト入力電流整形器は、比
較的低いスイッチング周波数で動作し、変換効率が著し
く低下するのを避ける。ソフトスイッチング技術を用い
ることにより、ブーストフロントエンドコンバータのス
イッチング周波数及びそれゆえ電力密度を増加させるこ
とができる。
は、連続導通モードブーストコンバータが、能動的な入
力電流整形手段を有するフロントエンドコンバータの１
つの望ましい実施形態である。ブーストコンバータのＤ
Ｃ出力電圧はピーク入力電圧より高くなければならない
ため、そのようなブースト入力電流整形器の出力電圧は
比較的高い。この高出力電圧に起因して、高速回復ブー
スト整流器が必要となる。高スイッチング周波数では、
「ハードスイッチング」条件下でスイッチングされる場
合、高速回復整流器が逆回復に起因して著しい損失をも
たらす（例えば、Y.Kersonsky、M. Robinson及びD. Gut
ierrezによる「New fast recovery diode technology c
uts circuit losses, improves reliability」 Power C
onversion &Intelligent Motion (PCIM) Magazine, pp.
16-25, May 1992.を参照されたい）。そのため「ハー
ドスイッチングされた」ブースト入力電流整形器は、比
較的低いスイッチング周波数で動作し、変換効率が著し
く低下するのを避ける。ソフトスイッチング技術を用い
ることにより、ブーストフロントエンドコンバータのス
イッチング周波数及びそれゆえ電力密度を増加させるこ
とができる。
【０００３】これまで、いくつかのソフトスイッチング
型ブーストコンバータ及びその変形コンバータが提案さ
れてきた。ソフトスイッチング型ブーストコンバータの
いくつかの例が以下の参考文献に開示されている。それ
らは（ａ）R. Streit、D. Tollikによる「High efficie
ncy telecom rectifier using a novel soft-switched
boost-based input current shaper」(以下「Streit」)
International Telecommunication Energy Conf. (INT
ELEC) Proc., pp. 720- 726, Oct. 1991、（ｂ）１９９
５年５月２３日に付与されたG. Hua及びF.C. Lee,によ
る米国特許第５，４１８，７０４号(以下「Hua等」)「Z
ero-Voltage- Transition Pulse-Width-Modulated Conv
erters」、（ｃ）１９９５年８月２９日に付与されたJ.
Bassett及びA. B. Odellによる米国特許第５，４４
６，３３６号「Boost Converter Power Supply with Re
duced Losses, Control Circuit and Method Therefo
r」(以下「Bassett 等.」) 、(d)１９９８年４月７日に
付与されたM. Jovanovicによる米国特許第５，７３６，
８４２号(以下「Jovanovic」)「Technique for reducin
g rectifier reverse-recovery-related losses in hig
h-voltage, high-powerconverters」などである。
型ブーストコンバータ及びその変形コンバータが提案さ
れてきた。ソフトスイッチング型ブーストコンバータの
いくつかの例が以下の参考文献に開示されている。それ
らは（ａ）R. Streit、D. Tollikによる「High efficie
ncy telecom rectifier using a novel soft-switched
boost-based input current shaper」(以下「Streit」)
International Telecommunication Energy Conf. (INT
ELEC) Proc., pp. 720- 726, Oct. 1991、（ｂ）１９９
５年５月２３日に付与されたG. Hua及びF.C. Lee,によ
る米国特許第５，４１８，７０４号(以下「Hua等」)「Z
ero-Voltage- Transition Pulse-Width-Modulated Conv
erters」、（ｃ）１９９５年８月２９日に付与されたJ.
Bassett及びA. B. Odellによる米国特許第５，４４
６，３３６号「Boost Converter Power Supply with Re
duced Losses, Control Circuit and Method Therefo
r」(以下「Bassett 等.」) 、(d)１９９８年４月７日に
付与されたM. Jovanovicによる米国特許第５，７３６，
８４２号(以下「Jovanovic」)「Technique for reducin
g rectifier reverse-recovery-related losses in hig
h-voltage, high-powerconverters」などである。
【０００４】上記参考文献（ａ）−（ｄ）はそれぞれ、
いくつかの受動素子（例えばコイル及びコンデンサ）と
共に動作する補助アクティブスイッチを開示しており、
それらが整流器電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）を制御し、
かつメインスイッチ及び整流器がゼロ電圧スイッチング
（ＺＶＳ）するための条件を生成するために用いられる
アクティブスナバを形成している。アクティブスナバ
は、例えば、K. Harada、H. Sakamotoによる「Switched
snubber for high frequency switching」(以下「Hara
da等」)（IEEE Power Electronics Specialists' Conf
(PESC) Rec., pp. 181 - 188, Jun. 1990）に開示され
る。図１−図３はそれぞれHua等、Bassett等及びJovano
vicにおいて導入されたソフトスイッチング型ブースト
回路を示す。
いくつかの受動素子（例えばコイル及びコンデンサ）と
共に動作する補助アクティブスイッチを開示しており、
それらが整流器電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）を制御し、
かつメインスイッチ及び整流器がゼロ電圧スイッチング
（ＺＶＳ）するための条件を生成するために用いられる
アクティブスナバを形成している。アクティブスナバ
は、例えば、K. Harada、H. Sakamotoによる「Switched
snubber for high frequency switching」(以下「Hara
da等」)（IEEE Power Electronics Specialists' Conf
(PESC) Rec., pp. 181 - 188, Jun. 1990）に開示され
る。図１−図３はそれぞれHua等、Bassett等及びJovano
vicにおいて導入されたソフトスイッチング型ブースト
回路を示す。
【０００５】Streit 及びHua等において提案されたブー
ストコンバータ回路は、ブーストスイッチ及び整流器の
共通ノードに接続されるスナバコイルを用いて、整流器
電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）を制御する。スナバコイル
を配置ことにより、Streit及びHua等において提案され
た回路のメインスイッチ及び整流器の電圧及び電流スト
レスは最小になる。さらにゼロ電圧（ソフトスイッチン
グ）条件下で、ブーストスイッチが閉じ、整流器がター
ンオフする。しかしながら補助スイッチは「ハード」ス
イッチング条件下で動作しており、その電圧が出力電圧
に等しくなる場合にスイッチが閉じ、その後入力電流よ
り大きな電流が流れる場合にスイッチは開くようにな
る。
ストコンバータ回路は、ブーストスイッチ及び整流器の
共通ノードに接続されるスナバコイルを用いて、整流器
電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）を制御する。スナバコイル
を配置ことにより、Streit及びHua等において提案され
た回路のメインスイッチ及び整流器の電圧及び電流スト
レスは最小になる。さらにゼロ電圧（ソフトスイッチン
グ）条件下で、ブーストスイッチが閉じ、整流器がター
ンオフする。しかしながら補助スイッチは「ハード」ス
イッチング条件下で動作しており、その電圧が出力電圧
に等しくなる場合にスイッチが閉じ、その後入力電流よ
り大きな電流が流れる場合にスイッチは開くようにな
る。
【０００６】Bassett等及びJovanovicの回路では、整流
器電流の変化率は、ブーストスイッチ及び整流器に直列
に接続されるスナバコイルにより制御される。コイルを
配置することにより、メインスイッチの電圧ストレスは
Streit及びHua等に記載された回路の電圧ストレスより
高くなる。この増加した電圧ストレスは、Jovanovicに
教示されるように、スナバインダクタンス値及びスイッ
チング周波数を適切に選択することにより最小にするこ
とができる。Bassett等及びJovanovicにおける回路のブ
ーストスイッチ及び補助スイッチ並びにブースト整流器
はＺＶＳ条件下で動作する。
器電流の変化率は、ブーストスイッチ及び整流器に直列
に接続されるスナバコイルにより制御される。コイルを
配置することにより、メインスイッチの電圧ストレスは
Streit及びHua等に記載された回路の電圧ストレスより
高くなる。この増加した電圧ストレスは、Jovanovicに
教示されるように、スナバインダクタンス値及びスイッ
チング周波数を適切に選択することにより最小にするこ
とができる。Bassett等及びJovanovicにおける回路のブ
ーストスイッチ及び補助スイッチ並びにブースト整流器
はＺＶＳ条件下で動作する。
【０００７】Streit及びHua等により開示されるブース
トコンバータの主な問題点は、補助スイッチの出力キャ
パシタンスＣOSSと共振コイルとの間で生じる望まれな
い激しい共振である。その望まれない共振は、補助スイ
ッチが開き、スナバコイル電流がゼロまで降下した後に
生じ、回路の動作に悪影響を及ぼすため、排除されなけ
ればならない。例えばHua等において導入された回路で
は、図１に示されるように、スナバコイルと直列に整流
器及び可飽和コイルを接続することにより共振は排除さ
れるが、そのため変換効率が低下し、また回路の部品点
数が増加し、コストが上昇する。
トコンバータの主な問題点は、補助スイッチの出力キャ
パシタンスＣOSSと共振コイルとの間で生じる望まれな
い激しい共振である。その望まれない共振は、補助スイ
ッチが開き、スナバコイル電流がゼロまで降下した後に
生じ、回路の動作に悪影響を及ぼすため、排除されなけ
ればならない。例えばHua等において導入された回路で
は、図１に示されるように、スナバコイルと直列に整流
器及び可飽和コイルを接続することにより共振は排除さ
れるが、そのため変換効率が低下し、また回路の部品点
数が増加し、コストが上昇する。
【０００８】Bassett等に記載された回路は、絶縁され
た（高位側）ゲートドライブを必要とし、そのため回路
の複雑性が増し、コストが上昇する。またJovanovicに
おいて導入された回路は、メインスイッチ及び補助スイ
ッチゲートドライブの偶発的な瞬時の重複により、同時
に導通しているメインスイッチ及び補助スイッチの直列
接続部を通って流れる比較的大きな瞬時電流から致命的
な回路不良が発生することがあるため、雑音に耐えうる
ゲートドライブタイミングを必要とする（Bassett等に
おいて導入された回路は、適切に動作するためにゲート
ドライブを重複させる必要があるため、ゲートドライブ
が重複することによる問題は生じない）。
た（高位側）ゲートドライブを必要とし、そのため回路
の複雑性が増し、コストが上昇する。またJovanovicに
おいて導入された回路は、メインスイッチ及び補助スイ
ッチゲートドライブの偶発的な瞬時の重複により、同時
に導通しているメインスイッチ及び補助スイッチの直列
接続部を通って流れる比較的大きな瞬時電流から致命的
な回路不良が発生することがあるため、雑音に耐えうる
ゲートドライブタイミングを必要とする（Bassett等に
おいて導入された回路は、適切に動作するためにゲート
ドライブを重複させる必要があるため、ゲートドライブ
が重複することによる問題は生じない）。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、ブースト整
流器の逆回復に起因する損失を低減するとともに、メイ
ンスイッチ及び補助スイッチのスイッチング損失をなく
すことができるゼロ電流ゼロ電圧スイッチング型セルを
提供する。
流器の逆回復に起因する損失を低減するとともに、メイ
ンスイッチ及び補助スイッチのスイッチング損失をなく
すことができるゼロ電流ゼロ電圧スイッチング型セルを
提供する。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明では、スイッチン
グ損失をなくすことにより、ＰＷＭコンバータの性能を
改善する。スイッチング損失をなくすために、本発明は
スナバコイル、クランプダイオード、クランプコンデン
サ、メインスイッチ及び補助スイッチを備えるゼロ電
流、ゼロ電圧スイッチング型（ＺＣ−ＺＶＳ）セルを実
現する。ＺＣ−ＺＶＳセルはブースト整流器の逆回復に
起因する損失を低減し、またメインスイッチ及び補助ス
イッチに損失のないスイッチングを与える。
グ損失をなくすことにより、ＰＷＭコンバータの性能を
改善する。スイッチング損失をなくすために、本発明は
スナバコイル、クランプダイオード、クランプコンデン
サ、メインスイッチ及び補助スイッチを備えるゼロ電
流、ゼロ電圧スイッチング型（ＺＣ−ＺＶＳ）セルを実
現する。ＺＣ−ＺＶＳセルはブースト整流器の逆回復に
起因する損失を低減し、またメインスイッチ及び補助ス
イッチに損失のないスイッチングを与える。
【００１１】本発明のＺＣ−ＺＶＳは、例えばソフトス
イッチング型ＰＷＭブーストコンバータに適用可能であ
る。ブーストの実施形態における逆回復に起因する損失
は、スナバコイルにより低減されており、そのスナバコ
イルはメインスイッチ（ブーストスイッチ）及びブース
ト整流器に直列に接続され、またそのターンオフ中にブ
ースト整流器の電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）を制御する。
さらにメインスイッチはゼロ電流及びゼロ電圧スイッチ
ングにより動作し、補助スイッチはゼロ電圧スイッチン
グにより動作する。本発明の回路が適切に動作するため
にはメインスイッチ及び補助スイッチのゲートドライブ
を重複させ、補助スイッチがそれぞれ導通或いは非導通
状態になる前に、メインスイッチを導通或いは非導通状
態にする必要がある。
イッチング型ＰＷＭブーストコンバータに適用可能であ
る。ブーストの実施形態における逆回復に起因する損失
は、スナバコイルにより低減されており、そのスナバコ
イルはメインスイッチ（ブーストスイッチ）及びブース
ト整流器に直列に接続され、またそのターンオフ中にブ
ースト整流器の電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）を制御する。
さらにメインスイッチはゼロ電流及びゼロ電圧スイッチ
ングにより動作し、補助スイッチはゼロ電圧スイッチン
グにより動作する。本発明の回路が適切に動作するため
にはメインスイッチ及び補助スイッチのゲートドライブ
を重複させ、補助スイッチがそれぞれ導通或いは非導通
状態になる前に、メインスイッチを導通或いは非導通状
態にする必要がある。
【００１２】詳細には、提案されたＺＣ−ＺＶＳセルを
備えるブーストコンバータのメインスイッチが導通する
場合、スナバコイルがブースト整流器の電流の変化率を
制御し、ブースト整流器の逆回復に起因する損失を低減
する。さらにスナバコイルにより、メインスイッチ電流
が瞬時に増加することがなくなるため、メインスイッチ
はゼロ電流スイッチングで導通するようになる。さらに
メインスイッチの導通時間中に、補助スイッチのスナバ
コイル及び出力キャパシタンスが共振回路を形成し、そ
れにより補助スイッチに加わる電圧が共振によりゼロま
で降下する。結果として補助スイッチは、補助スイッチ
に加わる電圧がゼロになる時点で導通するようになる。
備えるブーストコンバータのメインスイッチが導通する
場合、スナバコイルがブースト整流器の電流の変化率を
制御し、ブースト整流器の逆回復に起因する損失を低減
する。さらにスナバコイルにより、メインスイッチ電流
が瞬時に増加することがなくなるため、メインスイッチ
はゼロ電流スイッチングで導通するようになる。さらに
メインスイッチの導通時間中に、補助スイッチのスナバ
コイル及び出力キャパシタンスが共振回路を形成し、そ
れにより補助スイッチに加わる電圧が共振によりゼロま
で降下する。結果として補助スイッチは、補助スイッチ
に加わる電圧がゼロになる時点で導通するようになる。
【００１３】メインスイッチ及び補助スイッチの両方が
導通している間に、スナバコイル及びクランプコンデン
サが、閉じたスイッチを通るさらに別の共振回路を形成
する。この共振により、メインスイッチを流れる電流
は、メインスイッチが非導通状態になる前にゼロまで減
少し、一方メインスイッチに加わる電圧はクランプダイ
オード及び補助スイッチが導通することによりゼロにク
ランプされる。こうしてメインスイッチはゼロ電流ゼロ
電圧スイッチングでターンオフする。
導通している間に、スナバコイル及びクランプコンデン
サが、閉じたスイッチを通るさらに別の共振回路を形成
する。この共振により、メインスイッチを流れる電流
は、メインスイッチが非導通状態になる前にゼロまで減
少し、一方メインスイッチに加わる電圧はクランプダイ
オード及び補助スイッチが導通することによりゼロにク
ランプされる。こうしてメインスイッチはゼロ電流ゼロ
電圧スイッチングでターンオフする。
【００１４】本発明の回路におけるメインスイッチ及び
補助スイッチは、回路グランドに接続されるソース端子
を有するため、非絶縁（直結）ゲートドライブを用いる
ことができる。さらにその回路が適切に動作するために
は、メインスイッチ及び保持スイッチの導通時間が重複
する必要があるため、本発明の回路は、メインスイッチ
及び補助スイッチゲートドライブの偶発的な瞬間的重複
に起因する不良に影響されることがない。さらに本発明
のアクティブスナバブーストコンバータの構成要素の電
圧及び電流ストレスは、従来の「ハードスイッチング
型」コンバータのストレスと同様である。ＰＷＭコンバ
ータファミリの任意のコンバータにこの同じ技術を拡張
することが可能である。
補助スイッチは、回路グランドに接続されるソース端子
を有するため、非絶縁（直結）ゲートドライブを用いる
ことができる。さらにその回路が適切に動作するために
は、メインスイッチ及び保持スイッチの導通時間が重複
する必要があるため、本発明の回路は、メインスイッチ
及び補助スイッチゲートドライブの偶発的な瞬間的重複
に起因する不良に影響されることがない。さらに本発明
のアクティブスナバブーストコンバータの構成要素の電
圧及び電流ストレスは、従来の「ハードスイッチング
型」コンバータのストレスと同様である。ＰＷＭコンバ
ータファミリの任意のコンバータにこの同じ技術を拡張
することが可能である。
【００１５】本発明は、以下の詳細な説明及び添付の図
面を熟慮することより理解しやすくなるであろう。
面を熟慮することより理解しやすくなるであろう。
【００１６】
【発明の実施の形態】本発明は、図４のブーストパワー
ステージ４００のようなＰＷＭコンバータにおいてスイ
ッチング損失の低減を実現する。ブーストパワーステー
ジ４００はメインスイッチ４０２（Ｓ）とブースト整流
器４０６とに直列に接続されるスナバコイル４０１（Ｌ
Ｓ）を備える。スナバコイル４０１はブースト整流器４
０６の電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）を制御する。図４に示
されるように、メイン或いはブーストスイッチ４０２、
スナバコイル４０１、補助スイッチ４０４（Ｓ1）、ク
ランプコンデンサ４０５（ＣC）及びクランプダイオー
ド４０３（ＤC）はゼロ電流ゼロ電圧スイッチング型
（ＺＣ−ＺＶＳ）セル４５０を形成する。以下の詳細な
説明を簡単にし、種々の図面における相互参照を容易に
するために、種々の図面における同様の素子には同様の
参照番号が付与される。
ステージ４００のようなＰＷＭコンバータにおいてスイ
ッチング損失の低減を実現する。ブーストパワーステー
ジ４００はメインスイッチ４０２（Ｓ）とブースト整流
器４０６とに直列に接続されるスナバコイル４０１（Ｌ
Ｓ）を備える。スナバコイル４０１はブースト整流器４
０６の電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）を制御する。図４に示
されるように、メイン或いはブーストスイッチ４０２、
スナバコイル４０１、補助スイッチ４０４（Ｓ1）、ク
ランプコンデンサ４０５（ＣC）及びクランプダイオー
ド４０３（ＤC）はゼロ電流ゼロ電圧スイッチング型
（ＺＣ−ＺＶＳ）セル４５０を形成する。以下の詳細な
説明を簡単にし、種々の図面における相互参照を容易に
するために、種々の図面における同様の素子には同様の
参照番号が付与される。
【００１７】ブーストパワーステージ４００のモデルが
図５に与えられる。ブーストインダクタンス（Ｌ）はブ
ーストパワーステージ４００の他の構成要素のインダク
タンスより大きいため、ブーストコイル４０８は定電流
源５０１（ＩIN）により表される。さらに出力リップル
電圧が無視できるため、出力フィルタコンデンサ４０７
にかかる電圧ＶOは定電圧源５０２により表される。導
通する際に、半導体デバイス（例えば、スイッチ４０２
及び４０４）は抵抗成分を持たない（すなわち短絡され
る）ものと見なすことができる。スイッチ４０２及び４
０４の出力キャパシタンス並びにブースト整流器４０６
の逆回復電荷は無視される。
図５に与えられる。ブーストインダクタンス（Ｌ）はブ
ーストパワーステージ４００の他の構成要素のインダク
タンスより大きいため、ブーストコイル４０８は定電流
源５０１（ＩIN）により表される。さらに出力リップル
電圧が無視できるため、出力フィルタコンデンサ４０７
にかかる電圧ＶOは定電圧源５０２により表される。導
通する際に、半導体デバイス（例えば、スイッチ４０２
及び４０４）は抵抗成分を持たない（すなわち短絡され
る）ものと見なすことができる。スイッチ４０２及び４
０４の出力キャパシタンス並びにブースト整流器４０６
の逆回復電荷は無視される。
【００１８】図６ａ−図６ｊは、入力電流ＩINがスナバ
コイル４０１のピーク電流（ＩLS(P K)）より大きくなる
場合のスイッチングサイクル中の図４のブーストパワー
ステージ４００の実施形態を示す。図７は同じスイッチ
ングサイクル中のブーストパワーステージ４００の基本
的な波形を示す。図７に示されるように、ブーストスイ
ッチ４０２及び補助スイッチ４０４に対するゲートドラ
イブ波形（すなわちゲートドライブ信号ＧS及びＧS1そ
れぞれの波形７０１及び７０２）は重複している（すな
わちブーストスイッチ４０２及び補助スイッチ４０４は
ある時間において共に導通している）。重複時間の例
は、時間ｔ＝Ｔ4と時間ｔ＝Ｔ6との間に位置する時間で
ある。
コイル４０１のピーク電流（ＩLS(P K)）より大きくなる
場合のスイッチングサイクル中の図４のブーストパワー
ステージ４００の実施形態を示す。図７は同じスイッチ
ングサイクル中のブーストパワーステージ４００の基本
的な波形を示す。図７に示されるように、ブーストスイ
ッチ４０２及び補助スイッチ４０４に対するゲートドラ
イブ波形（すなわちゲートドライブ信号ＧS及びＧS1そ
れぞれの波形７０１及び７０２）は重複している（すな
わちブーストスイッチ４０２及び補助スイッチ４０４は
ある時間において共に導通している）。重複時間の例
は、時間ｔ＝Ｔ4と時間ｔ＝Ｔ6との間に位置する時間で
ある。
【００１９】最初に（すなわち時間ｔ＝Ｔ0でブースト
スイッチ４０２が閉じる前に）、入力電流ＩINはスナバ
コイル４０１及びブースト整流器４０６を通って流れ
る。同時に、出力電圧ＶOがブーストスイッチ４０２間
に印加され、出力電圧ＶOとコンデンサ４０５にかかる
クランプコンデンサ電圧ＶCとの和（すなわちＶO＋
ＶC）に等しい電圧が補助スイッチ４０４間に印加され
る。
スイッチ４０２が閉じる前に）、入力電流ＩINはスナバ
コイル４０１及びブースト整流器４０６を通って流れ
る。同時に、出力電圧ＶOがブーストスイッチ４０２間
に印加され、出力電圧ＶOとコンデンサ４０５にかかる
クランプコンデンサ電圧ＶCとの和（すなわちＶO＋
ＶC）に等しい電圧が補助スイッチ４０４間に印加され
る。
【００２０】図６ａに示されるように、時間ｔ＝Ｔ0で
は、ブーストスイッチ４０２が閉じる時点で、電圧ＶO
がスナバコイル４０１間に印加される。その結果、スナ
バコイル４０１のコイル電流ｉLS（波形７０６）及びブ
ースト整流器４０６の電流ｉ D（波形７１０）は線形に
減少し、一方ブーストスイッチ４０２の電流ｉS（波形
７０５）は同じ割合で増加する。ブースト整流器４０６
の整流器電流ｉDの変化率は以下の式により与えられ
る。
は、ブーストスイッチ４０２が閉じる時点で、電圧ＶO
がスナバコイル４０１間に印加される。その結果、スナ
バコイル４０１のコイル電流ｉLS（波形７０６）及びブ
ースト整流器４０６の電流ｉ D（波形７１０）は線形に
減少し、一方ブーストスイッチ４０２の電流ｉS（波形
７０５）は同じ割合で増加する。ブースト整流器４０６
の整流器電流ｉDの変化率は以下の式により与えられ
る。
【００２１】
【数１】
【００２２】整流器電流ｉDの減少率はスナバコイル４
０１のインダクタンスＬSにより制御されるため、整流
器により回復される電荷及びそれに起因する損失は、イ
ンダクタンスＬSを適切に選択することにより減少させ
ることができる。一般に、Kersonsky等により指摘され
るように、より大きなＬSを用いることにより整流器電
流ｉDの減少率が低くなるため、逆回復に起因する損失
が効率的に減少するようになる。
０１のインダクタンスＬSにより制御されるため、整流
器により回復される電荷及びそれに起因する損失は、イ
ンダクタンスＬSを適切に選択することにより減少させ
ることができる。一般に、Kersonsky等により指摘され
るように、より大きなＬSを用いることにより整流器電
流ｉDの減少率が低くなるため、逆回復に起因する損失
が効率的に減少するようになる。
【００２３】時間ｔ＝Ｔ1では、スナバコイル４０１の
電流ｉLS及びブースト整流器４０６の電流ｉDが０まで
減少する時点で、図６ｂに示され、波形７０６
（ｉLS）、７１０（ｉD）及び７０５（ｉS）により例示
されるように、入力電流ＩINはブーストスイッチ４０２
を通って流れる。理想的には、整流器４０６の電流ｉD
が時間ｔ＝Ｔ1で０まで降下する場合、ブースト整流器
４０６は非導通状態になるはずである。しかしながら残
留する蓄積電荷により、図６ｂに示されるように、逆回
復電流ｉRRがブースト整流器４０６内を流れるであろ
う。時間ｔ＝Ｔ2では、その蓄積された電荷がブースト
整流器４０６の接合部から回復され、ブースト整流器４
０６は非導通状態になり、ブースト整流器４０６間の電
圧ＶD（波形７１１）がＶO＋ＶCに向かって上昇し始め
る。従って図６ｃに示されるように、スナバコイル４０
１、スナバコンデンサ４０５（ＣC）、補助スイッチ４
０４の出力キャパシタンス６０１（ＣOSS1）及びブース
ト整流器４０６の接合コンデンサ６０２（ＣD）により
共振回路が形成される。こうして時間ｔ＝Ｔ2と時間ｔ
＝Ｔ3との間の時間では、図４の端子４１１における補
助スイッチ４０４の電圧ＶS1（波形７０４）が共振状態
でＶO＋ＶCから０まで減少する。時間ｔ＝Ｔ3におい
て、端子４１１におけるＶS1が０まで降下する時点で、
スナバコイル４０１を通って負方向に流れるピーク共振
電流（ＩLS(PK)）が以下の式により与えられる。
電流ｉLS及びブースト整流器４０６の電流ｉDが０まで
減少する時点で、図６ｂに示され、波形７０６
（ｉLS）、７１０（ｉD）及び７０５（ｉS）により例示
されるように、入力電流ＩINはブーストスイッチ４０２
を通って流れる。理想的には、整流器４０６の電流ｉD
が時間ｔ＝Ｔ1で０まで降下する場合、ブースト整流器
４０６は非導通状態になるはずである。しかしながら残
留する蓄積電荷により、図６ｂに示されるように、逆回
復電流ｉRRがブースト整流器４０６内を流れるであろ
う。時間ｔ＝Ｔ2では、その蓄積された電荷がブースト
整流器４０６の接合部から回復され、ブースト整流器４
０６は非導通状態になり、ブースト整流器４０６間の電
圧ＶD（波形７１１）がＶO＋ＶCに向かって上昇し始め
る。従って図６ｃに示されるように、スナバコイル４０
１、スナバコンデンサ４０５（ＣC）、補助スイッチ４
０４の出力キャパシタンス６０１（ＣOSS1）及びブース
ト整流器４０６の接合コンデンサ６０２（ＣD）により
共振回路が形成される。こうして時間ｔ＝Ｔ2と時間ｔ
＝Ｔ3との間の時間では、図４の端子４１１における補
助スイッチ４０４の電圧ＶS1（波形７０４）が共振状態
でＶO＋ＶCから０まで減少する。時間ｔ＝Ｔ3におい
て、端子４１１におけるＶS1が０まで降下する時点で、
スナバコイル４０１を通って負方向に流れるピーク共振
電流（ＩLS(PK)）が以下の式により与えられる。
【００２４】
【数２】
【００２５】ここで、ＣEQ、すなわち共振回路の等価キ
ャパシタンスは、クランプコンデンサ４０５の値が適切
に選択される場合（すなわちＣC＞＞ＣOSS1）に以下の
式により与えられる。
ャパシタンスは、クランプコンデンサ４０５の値が適切
に選択される場合（すなわちＣC＞＞ＣOSS1）に以下の
式により与えられる。
【００２６】
【数３】
【００２７】図６ｃから、クランプコンデンサ４０５の
電流ｉC（波形７０８）のピーク値は時間ｔ＝Ｔ3におい
て生じ、以下の式により与えられる。
電流ｉC（波形７０８）のピーク値は時間ｔ＝Ｔ3におい
て生じ、以下の式により与えられる。
【００２８】
【数４】
【００２９】時間ｔ＝Ｔ3において補助スイッチ４０４
間の電圧ＶS1（波形７０４）が０まで降下した後に、図
６ｄに示されるようにクランプダイオード４０３は導通
し始める。クランプダイオード４０３が導通した時点
で、クランプコンデンサ４０５のクランプコンデンサ電
圧ＶCがスナバコイル４０１間に加えられ、その結果図
７に示されるようにスナバコイル電流ｉLS（波形７０
６）が線形に増加する。クランプコンデンサ４０５のキ
ャパシタンスＣCが補助スイッチ４０４の出力キャパシ
タンスＣOSS1に比べて大きくなる場合には、コンデンサ
電圧ＶCは概ね一定になり、コイル電流ＩLSが増加し、
コンデンサ電流ｉCは線形に同じ割合で減少する。すな
わち、
間の電圧ＶS1（波形７０４）が０まで降下した後に、図
６ｄに示されるようにクランプダイオード４０３は導通
し始める。クランプダイオード４０３が導通した時点
で、クランプコンデンサ４０５のクランプコンデンサ電
圧ＶCがスナバコイル４０１間に加えられ、その結果図
７に示されるようにスナバコイル電流ｉLS（波形７０
６）が線形に増加する。クランプコンデンサ４０５のキ
ャパシタンスＣCが補助スイッチ４０４の出力キャパシ
タンスＣOSS1に比べて大きくなる場合には、コンデンサ
電圧ＶCは概ね一定になり、コイル電流ＩLSが増加し、
コンデンサ電流ｉCは線形に同じ割合で減少する。すな
わち、
【００３０】
【数５】
【００３１】そうでない場合、すなわちクランプコンデ
ンサ４０５のキャパシタンスＣCが補助スイッチ４０４
の出力キャパシタンスＣOSS1に比べて大きくない場合に
は、スナバコイル４０１の電流ｉLS及びクランプコンデ
ンサ４０５の電流ｉCは共振状態で変化する。時間ｔ＝
Ｔ5では、電流ｉCが０に到達した時点で、クランプダイ
オード４０３が非導通状態になる。図７に示されるよう
に、補助スイッチ４０４のゼロ電圧スイッチング（ＺＶ
Ｓ）を達成するために、補助スイッチは時間ｔ＝Ｔ5前
に、すなわちクランプダイオード４０３が導通している
（例えば時間ｔ＝Ｔ4）間に閉じられる。補助スイッチ
４０４が時間ｔ＝Ｔ4で閉じた後に、スナバコイル４０
１の電流ｉLS（波形７０６）の少なくとも一部が補助ス
イッチ４０４内を流れる。図６ｅに示されるように、電
流ｉS1（波形７０７）の大きさは、ブーストスイッチ４
０２と補助スイッチ４０４とを流れる電流経路の相対的
なオンインピーダンス及びクランプダイオード４０３の
オンインピーダンスに依存する。クランプダイオード４
０３が時間ｔ＝Ｔ5で非導通状態になった後に補助スイ
ッチ４０４が導通し始めるため、図６ｆに示されるよう
に、補助スイッチ４０４の電流ｉS1は線形に増加し続け
る。同時に、電流ｉS1とｉS（それぞれ波形７０７及び
７０５）との和が入力電流ＩINに等しくなるため、ブー
ストスイッチ４０２の電流ｉSは同じ割合で減少する。
ンサ４０５のキャパシタンスＣCが補助スイッチ４０４
の出力キャパシタンスＣOSS1に比べて大きくない場合に
は、スナバコイル４０１の電流ｉLS及びクランプコンデ
ンサ４０５の電流ｉCは共振状態で変化する。時間ｔ＝
Ｔ5では、電流ｉCが０に到達した時点で、クランプダイ
オード４０３が非導通状態になる。図７に示されるよう
に、補助スイッチ４０４のゼロ電圧スイッチング（ＺＶ
Ｓ）を達成するために、補助スイッチは時間ｔ＝Ｔ5前
に、すなわちクランプダイオード４０３が導通している
（例えば時間ｔ＝Ｔ4）間に閉じられる。補助スイッチ
４０４が時間ｔ＝Ｔ4で閉じた後に、スナバコイル４０
１の電流ｉLS（波形７０６）の少なくとも一部が補助ス
イッチ４０４内を流れる。図６ｅに示されるように、電
流ｉS1（波形７０７）の大きさは、ブーストスイッチ４
０２と補助スイッチ４０４とを流れる電流経路の相対的
なオンインピーダンス及びクランプダイオード４０３の
オンインピーダンスに依存する。クランプダイオード４
０３が時間ｔ＝Ｔ5で非導通状態になった後に補助スイ
ッチ４０４が導通し始めるため、図６ｆに示されるよう
に、補助スイッチ４０４の電流ｉS1は線形に増加し続け
る。同時に、電流ｉS1とｉS（それぞれ波形７０７及び
７０５）との和が入力電流ＩINに等しくなるため、ブー
ストスイッチ４０２の電流ｉSは同じ割合で減少する。
【００３２】ブーストスイッチ４０２が時間ｔ＝Ｔ6で
開いた時点で、図６ｇに示されるように、電流ｉSは急
速にゼロになり、クランプダイオード４０３が導通状態
になるので、電流ｉS1は時間ｔ＝Ｔ6の直前の電流ｉSに
等しい量だけ急速に増加する。ブーストスイッチ４０２
間の電圧ＶSは、クランプダイオード４０３と補助スイ
ッチ４０４とを導通することにより０にクランプされ
る。その結果ブーストスイッチ４０２は、少ない電流ス
トレスでゼロ電圧において開く。ブーストスイッチ４０
２が時間ｔ＝Ｔ6で開いた時点で、図７に示されるよう
に、ブーストスイッチ４０２の電流ｉSは入力電流ＩIN
より小さい。実際にはブーストパワーステージ４００は
以下に議論されるように、ブーストスイッチ４０２の完
全なゼロ電流スイッチングを達成するように設定するこ
とができる。時間ｔ＝Ｔ6と時間ｔ＝Ｔ7との間の時間に
おいては、図７において電流ｉC及びＩLS（それぞれ波
形７０８及び７０６）に示されるように、クランプコン
デンサ４０５がスナバコイル４０５を通して放電し続け
るのに応じて、入力電流ＩINは補助スイッチ４０４内を
流れる。図６ｈに示されるように、補助スイッチ４０４
は時間ｔ＝Ｔ7で開き、その結果電流ＩINが補助スイッ
チ４０４の出力キャパシタンス６０１（ＣOSS1）とブー
ストスイッチ４０２の出力キャパシタンス６０３（Ｃ
OSS）とを充電し始める。従ってブーストスイッチ４０
２と補助スイッチ４０４とにかかる電圧Ｖ S及びＶ
S1（それぞれ波形７０３及び７０４）はそれぞれ、０か
らＶO＋ＶCまで線形に増加し始める。ブーストスイッチ
４０２と補助スイッチ４０４とにかかる電圧ＶS及びＶ
S1がそれぞれ時間ｔ＝Ｔ8においてＶO＋ＶCに到達した
時点で、図６ｉに示されるようにブースト整流器４０６
は導通状態になる。時間ｔ＝Ｔ8と時間ｔ＝Ｔ9との間の
時間においては、スナバコイル４０１の電流ＩLS（波形
７０６）はＩINに向かって増加し続け、一方クランプコ
ンデンサ４０５は電流ｉC（波形７０８）により充電さ
れる。電流ｉCは入力電流ＩINとスナバコイル４０１の
電流ｉLSとの差に等しい（すなわちｉC＝ＩIN−
ｉLS）。
開いた時点で、図６ｇに示されるように、電流ｉSは急
速にゼロになり、クランプダイオード４０３が導通状態
になるので、電流ｉS1は時間ｔ＝Ｔ6の直前の電流ｉSに
等しい量だけ急速に増加する。ブーストスイッチ４０２
間の電圧ＶSは、クランプダイオード４０３と補助スイ
ッチ４０４とを導通することにより０にクランプされ
る。その結果ブーストスイッチ４０２は、少ない電流ス
トレスでゼロ電圧において開く。ブーストスイッチ４０
２が時間ｔ＝Ｔ6で開いた時点で、図７に示されるよう
に、ブーストスイッチ４０２の電流ｉSは入力電流ＩIN
より小さい。実際にはブーストパワーステージ４００は
以下に議論されるように、ブーストスイッチ４０２の完
全なゼロ電流スイッチングを達成するように設定するこ
とができる。時間ｔ＝Ｔ6と時間ｔ＝Ｔ7との間の時間に
おいては、図７において電流ｉC及びＩLS（それぞれ波
形７０８及び７０６）に示されるように、クランプコン
デンサ４０５がスナバコイル４０５を通して放電し続け
るのに応じて、入力電流ＩINは補助スイッチ４０４内を
流れる。図６ｈに示されるように、補助スイッチ４０４
は時間ｔ＝Ｔ7で開き、その結果電流ＩINが補助スイッ
チ４０４の出力キャパシタンス６０１（ＣOSS1）とブー
ストスイッチ４０２の出力キャパシタンス６０３（Ｃ
OSS）とを充電し始める。従ってブーストスイッチ４０
２と補助スイッチ４０４とにかかる電圧Ｖ S及びＶ
S1（それぞれ波形７０３及び７０４）はそれぞれ、０か
らＶO＋ＶCまで線形に増加し始める。ブーストスイッチ
４０２と補助スイッチ４０４とにかかる電圧ＶS及びＶ
S1がそれぞれ時間ｔ＝Ｔ8においてＶO＋ＶCに到達した
時点で、図６ｉに示されるようにブースト整流器４０６
は導通状態になる。時間ｔ＝Ｔ8と時間ｔ＝Ｔ9との間の
時間においては、スナバコイル４０１の電流ＩLS（波形
７０６）はＩINに向かって増加し続け、一方クランプコ
ンデンサ４０５は電流ｉC（波形７０８）により充電さ
れる。電流ｉCは入力電流ＩINとスナバコイル４０１の
電流ｉLSとの差に等しい（すなわちｉC＝ＩIN−
ｉLS）。
【００３３】時間ｔ＝Ｔ9では、スナバコイル４０１の
電流ｉLSが入力電流ＩINに到達し、図６ｊに示されるよ
うに、図７において時間ｔ＝Ｔ10で開始される次のスイ
ッチングサイクルまで、クランプダイオード４０３が非
導通状態になり、入力電流Ｉ INはブースト整流器４０６
内を流れる。
電流ｉLSが入力電流ＩINに到達し、図６ｊに示されるよ
うに、図７において時間ｔ＝Ｔ10で開始される次のスイ
ッチングサイクルまで、クランプダイオード４０３が非
導通状態になり、入力電流Ｉ INはブースト整流器４０６
内を流れる。
【００３４】こうして図７の波形７０１−７１１により
示されるように、ブーストスイッチ４０２が開いた瞬間
に、クランプコンデンサ４０５の電流ｉCが入力電流Ｉ
INに等しくなる場合には、ブーストスイッチ４０２は完
全なＺＣＳ条件下、
示されるように、ブーストスイッチ４０２が開いた瞬間
に、クランプコンデンサ４０５の電流ｉCが入力電流Ｉ
INに等しくなる場合には、ブーストスイッチ４０２は完
全なＺＣＳ条件下、
【００３５】
【数６】 で開くことができる。
【００３６】さらに時間ｔ＝Ｔ6と時間ｔ＝Ｔ7との間の
時間間隔が時間ｔ＝Ｔ5と時間ｔ＝Ｔ6との間の時間間隔
より著しく短い時間に保持される場合には、クランプコ
ンデンサ４０６の電流ｉCは概ね等しくなる。
時間間隔が時間ｔ＝Ｔ5と時間ｔ＝Ｔ6との間の時間間隔
より著しく短い時間に保持される場合には、クランプコ
ンデンサ４０６の電流ｉCは概ね等しくなる。
【００３７】
【数７】
【００３８】ただし図７の波形７０８により示されるよ
うに、
うに、
【外１】
【００３９】はクランプコンデンサ４０５の最大放電電
流である。こうしてブーストスイッチ４０２に対するＺ
ＣＳ条件は以下の式により定義することができる。
流である。こうしてブーストスイッチ４０２に対するＺ
ＣＳ条件は以下の式により定義することができる。
【００４０】
【数８】
【００４１】式（６）が適用できるシステムでは、クラ
ンプコンデンサ４０５は、時間ｔ＝Ｔ2と時間ｔ＝Ｔ5と
の間の時間間隔においてのみ充電する、すなわち電流ｉ
Cは時間ｔ＝Ｔ8と時間ｔ＝Ｔ9との間の時間間隔におい
て０になる。時間ｔ＝Ｔ2と時間ｔ＝Ｔ3との間の時間間
隔が、時間ｔ＝Ｔ2と時間ｔ＝Ｔ5との間の時間間隔より
非常に短い場合には、電荷を保存するために、
ンプコンデンサ４０５は、時間ｔ＝Ｔ2と時間ｔ＝Ｔ5と
の間の時間間隔においてのみ充電する、すなわち電流ｉ
Cは時間ｔ＝Ｔ8と時間ｔ＝Ｔ9との間の時間間隔におい
て０になる。時間ｔ＝Ｔ2と時間ｔ＝Ｔ3との間の時間間
隔が、時間ｔ＝Ｔ2と時間ｔ＝Ｔ5との間の時間間隔より
非常に短い場合には、電荷を保存するために、
【００４２】
【数９】 が必要となる。
【００４３】こうして式（３）、（４）及び（７）か
ら、ＺＣＳ条件は以下のように書くことができる。
ら、ＺＣＳ条件は以下のように書くことができる。
【００４４】
【数１０】
【００４５】式（８）が最大電力、すなわちＩIN＝Ｉ
IN(max)で満足される場合には、ブーストスイッチ４０
２の完全なＺＣＳが全負荷範囲において達成される。補
助スイッチ４０４及びブースト整流器４０６が何れもＺ
ＶＳ条件下でスイッチングするため、スイッチング損失
を増やすことなく、外部キャパシタンスを補助スイッチ
４０４間或いはブースト整流器４０６間に加えることが
できる。こうして電圧Ｖ O、電流ＩIN、インダクタンス
ＬS、クランプ電圧ＶCの所与の値の場合に、また選択さ
れた構成要素の値ＣOSS1及びＣDに対して、ＣOSS1或い
はＣDと並列に外部コンデンサを加え、ＣOSS1及びＣDの
有効な値を調整してブーストスイッチ４０２に対する完
全なＺＣＳを実現することができる。図７に示されるよ
うに、ブーストスイッチ４０２、補助スイッチ４０４及
びブースト整流器４０６の電圧ストレスはＶO＋ＶCであ
るため、ブーストパワーステージ４００のブーストスイ
ッチ４０２の電圧ストレスは従来の「ハードスイッチン
グ型」ブーストコンバータのストレスより電圧ＶCだけ
高くなる。こうしてクランプ電圧ＶCを注意深く選択し
て、ブーストスイッチ４０２及び補助スイッチ４０４の
電圧ストレスを望ましい限度内に保持する。
IN(max)で満足される場合には、ブーストスイッチ４０
２の完全なＺＣＳが全負荷範囲において達成される。補
助スイッチ４０４及びブースト整流器４０６が何れもＺ
ＶＳ条件下でスイッチングするため、スイッチング損失
を増やすことなく、外部キャパシタンスを補助スイッチ
４０４間或いはブースト整流器４０６間に加えることが
できる。こうして電圧Ｖ O、電流ＩIN、インダクタンス
ＬS、クランプ電圧ＶCの所与の値の場合に、また選択さ
れた構成要素の値ＣOSS1及びＣDに対して、ＣOSS1或い
はＣDと並列に外部コンデンサを加え、ＣOSS1及びＣDの
有効な値を調整してブーストスイッチ４０２に対する完
全なＺＣＳを実現することができる。図７に示されるよ
うに、ブーストスイッチ４０２、補助スイッチ４０４及
びブースト整流器４０６の電圧ストレスはＶO＋ＶCであ
るため、ブーストパワーステージ４００のブーストスイ
ッチ４０２の電圧ストレスは従来の「ハードスイッチン
グ型」ブーストコンバータのストレスより電圧ＶCだけ
高くなる。こうしてクランプ電圧ＶCを注意深く選択し
て、ブーストスイッチ４０２及び補助スイッチ４０４の
電圧ストレスを望ましい限度内に保持する。
【００４６】電圧 ＶCの決定は、以下の条件が適用でき
る場合に簡単にすることができる。それは、（ａ）ブー
ストパワーステージ４００が、逆回復に起因する損失が
最小限で、かつブーストスイッチ４０２の完全なＺＣＳ
条件が達成されるように設計される、（ｂ）整流器電流
の整流時間Ｔ0−Ｔ2が、ブーストスイッチ４０２が導通
する「オン時間」ＴONより非常に小さい、（ｃ）時間ｔ
＝Ｔ8と時間ｔ＝Ｔ9との間の時間間隔におけるコンデン
サ放電電流が０である、（ｄ）整流時間Ｔ2−Ｔ3及びＴ
7−Ｔ8の間隔がＴONに比べて無視できる、という条件で
ある。図７に示されるように、時間ｔ＝Ｔ3から時間ｔ
＝Ｔ5までの時間間隔では、クランプコンデンサ４０５
を充電する電流ｉCは以下の式より与えられる一定の傾
斜を有する。
る場合に簡単にすることができる。それは、（ａ）ブー
ストパワーステージ４００が、逆回復に起因する損失が
最小限で、かつブーストスイッチ４０２の完全なＺＣＳ
条件が達成されるように設計される、（ｂ）整流器電流
の整流時間Ｔ0−Ｔ2が、ブーストスイッチ４０２が導通
する「オン時間」ＴONより非常に小さい、（ｃ）時間ｔ
＝Ｔ8と時間ｔ＝Ｔ9との間の時間間隔におけるコンデン
サ放電電流が０である、（ｄ）整流時間Ｔ2−Ｔ3及びＴ
7−Ｔ8の間隔がＴONに比べて無視できる、という条件で
ある。図７に示されるように、時間ｔ＝Ｔ3から時間ｔ
＝Ｔ5までの時間間隔では、クランプコンデンサ４０５
を充電する電流ｉCは以下の式より与えられる一定の傾
斜を有する。
【００４７】
【数１１】 上記式（７）に与えられるように、ブーストスイッチ４
０２においてＺＣＳ条件を達成するためには以下の式が
成り立つ。
０２においてＺＣＳ条件を達成するためには以下の式が
成り立つ。
【００４８】
【数１２】 さらに時間ｔ＝Ｔ3と時間ｔ＝Ｔ5との間の時間間隔がＴ
ONの約半分であるため、クランプコンデンサ電圧ＶCは
以下の式により与えられる。
ONの約半分であるため、クランプコンデンサ電圧ＶCは
以下の式により与えられる。
【００４９】
【数１３】
【００５０】ここでＤは信号Ｓ（波長７０１）のデュー
ティサイクルであり、ＴSはスイッチングサイクル（す
なわちＴON＋ＴOFF）であり、またｆSはスイッチング周
波数である。時間ｔ＝Ｔ0と時間ｔ＝Ｔ2との間の整流時
間がＴONより非常に短い場合の損失のないブーストパワ
ーステージでは、電圧変換比ＶO／ＶINは以下の式によ
り与えられる。
ティサイクルであり、ＴSはスイッチングサイクル（す
なわちＴON＋ＴOFF）であり、またｆSはスイッチング周
波数である。時間ｔ＝Ｔ0と時間ｔ＝Ｔ2との間の整流時
間がＴONより非常に短い場合の損失のないブーストパワ
ーステージでは、電圧変換比ＶO／ＶINは以下の式によ
り与えられる。
【００５１】
【数１４】
【００５２】式９のＤ及びＩINに代入すると、
【数１５】
【００５３】こうして式（１１）により、電圧 ＶCは全
負荷（すなわちＩO＝ＩO(max)）及び高ライン電圧（例
えばＶIN＝ＶIN(max)）において最大ある。所与の入力
及び出力仕様（すなわち所与のＩO(max)及び
ＶIN(max)）及び電圧ＶOでは、ＬSｆS積を最小にするこ
とにより、クランプコンデンサ電圧ＶCを最小にするこ
とができる。
負荷（すなわちＩO＝ＩO(max)）及び高ライン電圧（例
えばＶIN＝ＶIN(max)）において最大ある。所与の入力
及び出力仕様（すなわち所与のＩO(max)及び
ＶIN(max)）及び電圧ＶOでは、ＬSｆS積を最小にするこ
とにより、クランプコンデンサ電圧ＶCを最小にするこ
とができる。
【００５４】負荷が軽い場合の動作中では、入力電流Ｉ
INは、式（２）において与えられるピーク共振電流Ｉ
LS(PK)より小さく、クランプコンデンサ４０５は、時間
ｔ＝Ｔ 1と時間ｔ＝Ｔ6との間の時間間隔ＴON内で完全に
充放電される。ブーストパワーステージ４００の軽負荷
動作が図８及び図９により示される。図８ａ−図８ｊは
ブーストパワーステージ４００の実施形態を示してお
り、入力電流ＩINがスナバコイル４０１のピーク電流
（ＩLS(PK)）より小さい場合を示す。図９は、入力電流
ＩINがスナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）よ
り小さい場合のブーストパワーステージ４００の基本的
な波形を示す。
INは、式（２）において与えられるピーク共振電流Ｉ
LS(PK)より小さく、クランプコンデンサ４０５は、時間
ｔ＝Ｔ 1と時間ｔ＝Ｔ6との間の時間間隔ＴON内で完全に
充放電される。ブーストパワーステージ４００の軽負荷
動作が図８及び図９により示される。図８ａ−図８ｊは
ブーストパワーステージ４００の実施形態を示してお
り、入力電流ＩINがスナバコイル４０１のピーク電流
（ＩLS(PK)）より小さい場合を示す。図９は、入力電流
ＩINがスナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）よ
り小さい場合のブーストパワーステージ４００の基本的
な波形を示す。
【００５５】図８ａ−図８ｅは、時間ｔ＝Ｔ0と時間ｔ
＝Ｔ5との間の時間における軽負荷動作に対応してお
り、同じ時間に渡る全負荷動作に対応する図６ａ−図６
ｅと概ね同一である。同様に図９では、時間ｔ＝Ｔ0と
時間ｔ＝Ｔ5との間の波形９０１−９１１の部分が、軽
負荷動作における基本的な波形に対応しており、全負荷
動作中の波形７０１−７１１の対応する部分と概ね同一
である。しかしながら、軽負荷動作中に、時間ｔ＝Ｔ7
（波形９０１）においてブーストスイッチ４０２が開く
前に、スナバコイル４０１の電流ｉLS（波形９０６）が
入力電流ＩINに到達するため、時間ｔ＝Ｔ6と時間ｔ＝
Ｔ9との間の時間間隔では、補助スイッチ４０４が入力
電流ＩINを流す。全負荷動作に関連して上で与えられた
解析は、図８ａ−図８ｊ及び図９の軽負荷動作にも同様
に適用可能であり、ここでは繰り返さない。
＝Ｔ5との間の時間における軽負荷動作に対応してお
り、同じ時間に渡る全負荷動作に対応する図６ａ−図６
ｅと概ね同一である。同様に図９では、時間ｔ＝Ｔ0と
時間ｔ＝Ｔ5との間の波形９０１−９１１の部分が、軽
負荷動作における基本的な波形に対応しており、全負荷
動作中の波形７０１−７１１の対応する部分と概ね同一
である。しかしながら、軽負荷動作中に、時間ｔ＝Ｔ7
（波形９０１）においてブーストスイッチ４０２が開く
前に、スナバコイル４０１の電流ｉLS（波形９０６）が
入力電流ＩINに到達するため、時間ｔ＝Ｔ6と時間ｔ＝
Ｔ9との間の時間間隔では、補助スイッチ４０４が入力
電流ＩINを流す。全負荷動作に関連して上で与えられた
解析は、図８ａ−図８ｊ及び図９の軽負荷動作にも同様
に適用可能であり、ここでは繰り返さない。
【００５６】上記のように、ブーストコンバータは入力
電流を整形する応用例において用いられる場合が多い。
電源の入力電流整形は、高調波成分を低減するだけでな
く、ライン電流の力率も改善する。
電流を整形する応用例において用いられる場合が多い。
電源の入力電流整形は、高調波成分を低減するだけでな
く、ライン電流の力率も改善する。
【００５７】
【外２】
【００５８】図１１は、クランプコンデンサ４０５間に
設けられたダイオード１１０１及び抵抗１１０２を備え
るブーストパワーステージ１１００を示す。抵抗１１０
２がクランプコンデンサ４０５間に接続され、ブースト
パワーステージ１１００のデューティサイクルがライン
電圧のピーク付近で最小になる場合に、クランプコンデ
ンサ４０５の過剰な充電を防ぐ。ブーストパワーステー
ジ１１００では、補助スイッチ４０４と並列に配設され
たコンデンサ１１０４が、
設けられたダイオード１１０１及び抵抗１１０２を備え
るブーストパワーステージ１１００を示す。抵抗１１０
２がクランプコンデンサ４０５間に接続され、ブースト
パワーステージ１１００のデューティサイクルがライン
電圧のピーク付近で最小になる場合に、クランプコンデ
ンサ４０５の過剰な充電を防ぐ。ブーストパワーステー
ジ１１００では、補助スイッチ４０４と並列に配設され
たコンデンサ１１０４が、
【外３】 の大きさを最適化し、ブーストスイッチ４０２がＺＣＳ
条件下で開くようにする。
条件下で開くようにする。
【００５９】ブーストパワーステージ４００或いはブー
ストパワーステージ１１００の制御は、付加的なゲート
ドライバ回路が配設されている限りにおいては、従来の
「ハードスイッチング型」パワーコンバータと概ね同じ
ように実施することが可能である。詳細には、入力電流
整形の応用例において、ブーストパワーステージ４００
或いはブーストパワーステージ１１００は平均電流制
御、ピーク電流制御或いはヒステリシス制御のような任
意の既知の制御技術を用いて実装することができる。
ストパワーステージ１１００の制御は、付加的なゲート
ドライバ回路が配設されている限りにおいては、従来の
「ハードスイッチング型」パワーコンバータと概ね同じ
ように実施することが可能である。詳細には、入力電流
整形の応用例において、ブーストパワーステージ４００
或いはブーストパワーステージ１１００は平均電流制
御、ピーク電流制御或いはヒステリシス制御のような任
意の既知の制御技術を用いて実装することができる。
【００６０】アクティブスナバを備えるブーストパワー
ステージ４００の性能が、１ｋＷ（３７５Ｖ／２．６７
Ａ）で、８０ｋＨｚで動作する広範なライン電圧範囲
（９０−２６５ＶAC）の力率補正回路において実験され
た。その実験回路は以下の構成要素を備えている。ブー
ストスイッチ４０２はＩＸＧＫ５０Ｎ６０ ＩＧＢＴに
より設けられ、補助スイッチ４０４は２ＳＫ２８３７
ＭＯＳＦＥＴにより設けられ、ブースト整流器４０６は
並列に接続された２つのＲＨＲＰ３０６０整流器により
設けられ、ブーストコイル４０８は０．８ｍＨコイルに
より設けられ、スナバコイル４０１は４．７μＨコイル
により設けられ、スナバ整流器４０３はＲＨＲＰ３０６
０整流器により設けられ、さらにフィルタコンデンサ４
０７は並列に接続された２つの４７０μＦ／４５０Ｖコ
ンデンサにより設けられる。ブーストコイル４０８は磁
気トロイダルコア（Ｋｏｏｌ Ｍｕ ７７４３９−Ａ
７、並列に２つのコアを有する）と５５巻きのＡＷＧ＃
１４ワイヤとを用いて作製され、スナバコイル４０３は
磁気トロイダルコア（ＭＰＰ ５５５５０−Ａ２、並列
に２つのコアを有する）と９巻きのＡＷＧ＃１４ワイヤ
とで作製された。スナバコイル４０１に４．7μＦコイ
ルを配設することにより、ターンオフ時のスナバ整流器
電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）はｄｉ／ｄｔ＝ＶO／ＬS＝
８０Ａ／μｓに制限される。実験回路に対する制御回路
は平均電流ＰＦＣコントローラＵＣ３８５４で実装され
た。ＴＣ４４２０及びＴＳＣ４２９ドライバを用いて、
それぞれブーストスイッチ４０２及び補助スイッチ４０
４に必要とされるゲートドライブ信号を生成する。
ステージ４００の性能が、１ｋＷ（３７５Ｖ／２．６７
Ａ）で、８０ｋＨｚで動作する広範なライン電圧範囲
（９０−２６５ＶAC）の力率補正回路において実験され
た。その実験回路は以下の構成要素を備えている。ブー
ストスイッチ４０２はＩＸＧＫ５０Ｎ６０ ＩＧＢＴに
より設けられ、補助スイッチ４０４は２ＳＫ２８３７
ＭＯＳＦＥＴにより設けられ、ブースト整流器４０６は
並列に接続された２つのＲＨＲＰ３０６０整流器により
設けられ、ブーストコイル４０８は０．８ｍＨコイルに
より設けられ、スナバコイル４０１は４．７μＨコイル
により設けられ、スナバ整流器４０３はＲＨＲＰ３０６
０整流器により設けられ、さらにフィルタコンデンサ４
０７は並列に接続された２つの４７０μＦ／４５０Ｖコ
ンデンサにより設けられる。ブーストコイル４０８は磁
気トロイダルコア（Ｋｏｏｌ Ｍｕ ７７４３９−Ａ
７、並列に２つのコアを有する）と５５巻きのＡＷＧ＃
１４ワイヤとを用いて作製され、スナバコイル４０３は
磁気トロイダルコア（ＭＰＰ ５５５５０−Ａ２、並列
に２つのコアを有する）と９巻きのＡＷＧ＃１４ワイヤ
とで作製された。スナバコイル４０１に４．7μＦコイ
ルを配設することにより、ターンオフ時のスナバ整流器
電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）はｄｉ／ｄｔ＝ＶO／ＬS＝
８０Ａ／μｓに制限される。実験回路に対する制御回路
は平均電流ＰＦＣコントローラＵＣ３８５４で実装され
た。ＴＣ４４２０及びＴＳＣ４２９ドライバを用いて、
それぞれブーストスイッチ４０２及び補助スイッチ４０
４に必要とされるゲートドライブ信号を生成する。
【００６１】表１は、最小及び最大ライン電圧におい
て、それぞれアクティブスナバを用いる場合及び用いな
い場合における実験コンバータの効率測定値を出力電力
の関数として示す。表１に示されるように、両ライン電
圧において、アクティブスナバは高出力電力レベル（例
えば、＞６００Ｗ）における変換効率を改善する。それ
でも、その変換効率の改善は、逆回復による損失がより
大きくなる最小ライン電圧及びより高い電力レベルにお
いてより顕著である。詳細には、最大ライン電圧（２６
５ＶAC）において、１ｋＷ時の効率の改善は０．３％で
ある。しかしながら最小ライン電圧時には、アクティブ
スナバを用いない場合、過剰な逆回復による損失の結果
として、ブーストパワーステージは、ブースト整流器の
熱暴走に起因して約９００Ｗより大きい電力を給送する
ことができない。９００Ｗでは、アクティブスナバは約
３％だけ効率を改善するが、それは損失の約３０％低減
に換算される。
て、それぞれアクティブスナバを用いる場合及び用いな
い場合における実験コンバータの効率測定値を出力電力
の関数として示す。表１に示されるように、両ライン電
圧において、アクティブスナバは高出力電力レベル（例
えば、＞６００Ｗ）における変換効率を改善する。それ
でも、その変換効率の改善は、逆回復による損失がより
大きくなる最小ライン電圧及びより高い電力レベルにお
いてより顕著である。詳細には、最大ライン電圧（２６
５ＶAC）において、１ｋＷ時の効率の改善は０．３％で
ある。しかしながら最小ライン電圧時には、アクティブ
スナバを用いない場合、過剰な逆回復による損失の結果
として、ブーストパワーステージは、ブースト整流器の
熱暴走に起因して約９００Ｗより大きい電力を給送する
ことができない。９００Ｗでは、アクティブスナバは約
３％だけ効率を改善するが、それは損失の約３０％低減
に換算される。
【００６２】
【表１】
【００６３】一般にＺＣ−ＺＶＳセル４５０は、図１２
に示される構成１２００（「タイプＡ」）或いは図１３
に示される構成１３００（「タイプＢ」）の何れかとし
て実装することができる。構成１２００及び１３００の
何れの場合においても、端子Ａはパワーステージの電流
源の点（例えばブーストコイル４０８の出力端子）に接
続し、端子Ｃはパワーステージ整流器（例えばブースト
整流器４０６）に接続し、さらに端子Ｂは入力電圧源、
或いはパワーステージの共通のグランドに接続する。こ
うして構成１２００を用いる場合、ブーストコイル４０
８がブーストスイッチ４０２とスナバコイル４０１との
間の共通点に接続する。同様に構成１３００では、ブー
ストコイル４０８は端子Ｃとスナバコイル４０１との間
の共通点に接続する。
に示される構成１２００（「タイプＡ」）或いは図１３
に示される構成１３００（「タイプＢ」）の何れかとし
て実装することができる。構成１２００及び１３００の
何れの場合においても、端子Ａはパワーステージの電流
源の点（例えばブーストコイル４０８の出力端子）に接
続し、端子Ｃはパワーステージ整流器（例えばブースト
整流器４０６）に接続し、さらに端子Ｂは入力電圧源、
或いはパワーステージの共通のグランドに接続する。こ
うして構成１２００を用いる場合、ブーストコイル４０
８がブーストスイッチ４０２とスナバコイル４０１との
間の共通点に接続する。同様に構成１３００では、ブー
ストコイル４０８は端子Ｃとスナバコイル４０１との間
の共通点に接続する。
【００６４】ＺＣ−ＺＶＳセル４５０を他のパワーコン
バータと共に用いることもできる。例えば図１４、図１
５及び図１６はそれぞれ、バックコンバータ１４００、
ブーストコンバータ１５００及びバック−ブーストコン
バータ１６００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の適
用例を示す。同様に図１７、図１８、図１９、図２０、
図２１及び図２２はそれぞれ、フライバックコンバータ
１７００、フォワードコンバータ１８００、インターリ
ーブ型フォワードコンバータ（interleaved forward co
nverter）１９００、２スイッチフォワードコンバータ
２０００、双方向コンバータ２１００及び電圧供給型フ
ルブリッジコンバータ（voltage-fed full-bridge conv
erter）２２００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の
適用例を示す。図２３は三相整流器２３００におけるＺ
Ｃ−ＺＶＳセル１３００の適用例を示す。
バータと共に用いることもできる。例えば図１４、図１
５及び図１６はそれぞれ、バックコンバータ１４００、
ブーストコンバータ１５００及びバック−ブーストコン
バータ１６００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の適
用例を示す。同様に図１７、図１８、図１９、図２０、
図２１及び図２２はそれぞれ、フライバックコンバータ
１７００、フォワードコンバータ１８００、インターリ
ーブ型フォワードコンバータ（interleaved forward co
nverter）１９００、２スイッチフォワードコンバータ
２０００、双方向コンバータ２１００及び電圧供給型フ
ルブリッジコンバータ（voltage-fed full-bridge conv
erter）２２００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の
適用例を示す。図２３は三相整流器２３００におけるＺ
Ｃ−ＺＶＳセル１３００の適用例を示す。
【００６５】上記詳細な説明は、本発明の特定の実施例
を例示するために与えられており、制限することを意図
するものではない。本発明の範囲内で種々の変形例及び
変更例を実施することが可能である。本発明は請求の範
囲により画定される。
を例示するために与えられており、制限することを意図
するものではない。本発明の範囲内で種々の変形例及び
変更例を実施することが可能である。本発明は請求の範
囲により画定される。
【００６６】
【発明の効果】上記のように、本発明に従えば、ブース
ト整流器の損失を低減し、メインスイッチ並びに補助ス
イッチのスイッチング損失をなくすことができるゼロ電
流ゼロ電圧スイッチング型（ＺＣ−ＺＶＳ）セルを、種
々のパワーコンバータにおいて実現することができ、コ
ンバータの性能を改善することができる。
ト整流器の損失を低減し、メインスイッチ並びに補助ス
イッチのスイッチング損失をなくすことができるゼロ電
流ゼロ電圧スイッチング型（ＺＣ−ＺＶＳ）セルを、種
々のパワーコンバータにおいて実現することができ、コ
ンバータの性能を改善することができる。
【図１】Hua等（従来技術）に開示されるようなアクテ
ィブスナバを備えるブーストパワーステージ１００を示
す図である。
ィブスナバを備えるブーストパワーステージ１００を示
す図である。
【図２】Bassett等（従来技術）に導入されたアクティ
ブスナバを備えるブーストパワーステージ２００を示す
図である。
ブスナバを備えるブーストパワーステージ２００を示す
図である。
【図３】Jovanovic（従来技術）に導入されたアクティ
ブスナバを備えるブーストパワーステージ３００を示す
図である。
ブスナバを備えるブーストパワーステージ３００を示す
図である。
【図４】本発明の一実施例によるゼロ電流ゼロ電圧スイ
ッチング型（ＺＣ−ＺＶＳ）セル４５０を備えるブース
トパワーステージ４００を示す図である。
ッチング型（ＺＣ−ＺＶＳ）セル４５０を備えるブース
トパワーステージ４００を示す図である。
【図５】電流及び電圧の基準方向を示すブーストパワー
ステージ４００のモデルを示す図である。
ステージ４００のモデルを示す図である。
【図６】ａ乃至ｊよりなり、それぞれ入力電流、ＩINが
スナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）より大き
い場合のブーストパワーステージ４００の実施形態を示
す図である。
スナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）より大き
い場合のブーストパワーステージ４００の実施形態を示
す図である。
【図７】入力電流ＩINがスナバコイル４０１のピーク電
流（ＩLS(PK)）より大きい場合のブーストパワーステー
ジ４００の基本的な波形を示す図である。
流（ＩLS(PK)）より大きい場合のブーストパワーステー
ジ４００の基本的な波形を示す図である。
【図８】ａ乃至ｊよりなり、それぞれ入力電流ＩINがス
ナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）より小さい
場合のブーストパワーステージ４００の実施形態を示し
す図である。
ナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）より小さい
場合のブーストパワーステージ４００の実施形態を示し
す図である。
【図９】入力電流ＩINがスナバコイル４０１のピーク電
流（ＩLS(PK)）より小さい場合のブーストパワーステー
ジ４００の基本的な波形を示す図である。
流（ＩLS(PK)）より小さい場合のブーストパワーステー
ジ４００の基本的な波形を示す図である。
【図１０】
【外４】
【図１１】クランプコンデンサ４０５間に設けられたダ
イオード１１０１及び抵抗１１０２を備えるブーストパ
ワーステージ１１００を示す図である。
イオード１１０１及び抵抗１１０２を備えるブーストパ
ワーステージ１１００を示す図である。
【図１２】ブーストコイル４０８がブーストスイッチ４
０２とスナバコイル４０１との間の共通点に接続する、
３端子ＺＣ−ＺＶＳセル４５０の一実施形態である構成
１２００（「タイプＡ」）を示す図である。
０２とスナバコイル４０１との間の共通点に接続する、
３端子ＺＣ−ＺＶＳセル４５０の一実施形態である構成
１２００（「タイプＡ」）を示す図である。
【図１３】ブーストコイル４０８がブースト整流器４０
６のアノードとスナバコイル４０１との間の共通点に接
続する、３端子ＺＣ−ＺＶＳセル４５０の一実施例形態
である構成１３００（「タイプＢ」）を示す図である。
６のアノードとスナバコイル４０１との間の共通点に接
続する、３端子ＺＣ−ＺＶＳセル４５０の一実施例形態
である構成１３００（「タイプＢ」）を示す図である。
【図１４】バックコンバータ１４００におけるＺＣ−Ｚ
ＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
ＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図１５】ブーストコンバータ１５００におけるＺＣ−
ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図１６】バック−ブーストコンバータ１６００におけ
るＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
るＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図１７】フライバックコンバータ１７００におけるＺ
Ｃ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
Ｃ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図１８】フォワードコンバータ１８００におけるＺＣ
−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図１９】インターリーブ型フォワードコンバータ１９
００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す
図である。
００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す
図である。
【図２０】２スイッチフォワードコンバータ２０００に
おけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図であ
る。
おけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図であ
る。
【図２１】双方向コンバータ２１００におけるＺＣ−Ｚ
ＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
ＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図２２】電圧供給型フルブリッジコンバータ２２００
におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図で
ある。
におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図で
ある。
【図２３】図３相整流器２３００におけるＺＣ−ＺＶＳ
セル１３００の応用例を示す図である。
セル１３００の応用例を示す図である。
１００、２００、３００ 従来技術のブーストパワース
テージ ４００ ブーストパワーステージ ４０１ スナバコイル ４０２ メインスイッチ ４０３ クランプダイオード ４０４ 補助スイッチ ４０５ クランプコンデンサ ４０６ ブースト整流器 ４０７ 出力フィルタコンデンサ ４０８ ブーストコイル ４０９ 電源 ４１０ 負荷抵抗 ４１１ 端子 ４５０ ゼロ電流ゼロ電圧スイッチング型（ＺＣ−ＺＶ
Ｓ）セル ５０１ 定電流源 ５０２ 定電圧源 ６０１ 出力キャパシタンス ６０２ 接合コンデンサ ６０３ 出力キャパシタンス ７０１−７１１ 波形 ９０１−９１１ 波形 １００１ 入力電流波形 １００２ 入力電圧波形 １００３ 出力電圧波形 １１００ ブーストパワーステージ １１０１ ダイオード １１０２ 抵抗 １１０４ コンデンサ １２００ 構成（タイプＡ） １３００ 構成（タイプＢ） １４００ バックコンバータ １５００ ブーストコンバータ １６００ バック−ブーストコンバータ １７００ フライバックコンバータ １８００ フォワードコンバータ １９００ インターリーブ型フォワードコンバータ ２０００ ２スイッチフォワードコンバータ ２１００ 双方向コンバータ ２２００ 電圧供給型フルブリッジコンバータ ２３００ 三相整流器
テージ ４００ ブーストパワーステージ ４０１ スナバコイル ４０２ メインスイッチ ４０３ クランプダイオード ４０４ 補助スイッチ ４０５ クランプコンデンサ ４０６ ブースト整流器 ４０７ 出力フィルタコンデンサ ４０８ ブーストコイル ４０９ 電源 ４１０ 負荷抵抗 ４１１ 端子 ４５０ ゼロ電流ゼロ電圧スイッチング型（ＺＣ−ＺＶ
Ｓ）セル ５０１ 定電流源 ５０２ 定電圧源 ６０１ 出力キャパシタンス ６０２ 接合コンデンサ ６０３ 出力キャパシタンス ７０１−７１１ 波形 ９０１−９１１ 波形 １００１ 入力電流波形 １００２ 入力電圧波形 １００３ 出力電圧波形 １１００ ブーストパワーステージ １１０１ ダイオード １１０２ 抵抗 １１０４ コンデンサ １２００ 構成（タイプＡ） １３００ 構成（タイプＢ） １４００ バックコンバータ １５００ ブーストコンバータ １６００ バック−ブーストコンバータ １７００ フライバックコンバータ １８００ フォワードコンバータ １９００ インターリーブ型フォワードコンバータ ２０００ ２スイッチフォワードコンバータ ２１００ 双方向コンバータ ２２００ 電圧供給型フルブリッジコンバータ ２３００ 三相整流器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ヤングテク・ジャング アメリカ合衆国ノースキャロライナ州 27502・アペックス・ダウニングフォレス トプレイス 209 (72)発明者 ミラン・エム・ジョバノビク アメリカ合衆国ノースキャロライナ州 27513・ケアリー・ホーガンズバレーウェ イ 293
Claims (24)
- 【請求項１】 ゼロ電流ゼロ電圧スイッチング（ＺＣ
−ＺＶＳ）セルを備えるパワーコンバータであって、前
記ＺＣ−ＺＶＳセルが第１の端子、第２の端子及び第３
の端子を備え、前記ＺＣ−ＺＶＳセルが、 ダイオードと、 前記第２の端子と前記ダイオードのアノードとの間に接
続される第１のスイッチと、 前記第２の端子と前記ダイオードのカソードとの間に接
続される第２のスイッチと、 前記第３の端子と前記ダイオードの前記カソードとの間
に接続されるコンデンサと、 前記ダイオードの前記アノードと前記第３の端子との間
に接続されるコイルとを備えることを特徴とするパワー
コンバータ。 - 【請求項２】 前記ダイオードの前記アノードが前記
第１の端子に接続されることを特徴とする請求項１に記
載のパワーコンバータ。 - 【請求項３】 前記第１の端子及び前記第３の端子が
短絡されることを特徴とする請求項１に記載のパワーコ
ンバータ。 - 【請求項４】 前記第１のスイッチ間に接続されるダ
イオードをさらに備えることを特徴とする請求項１に記
載のパワーコンバータ。 - 【請求項５】 前記第２のスイッチ間に接続されるダ
イオードをさらに備えることを特徴とする請求項１に記
載のパワーコンバータ。 - 【請求項６】 前記コンデンサの端子間に接続される
ダイオードをさらに備えることを特徴とする請求項１に
記載のパワーコンバータ。 - 【請求項７】 前記コンデンサの端子間に接続される
抵抗をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の
パワーコンバータ。 - 【請求項８】 前記第２のスイッチ間に接続されるコ
ンデンサをさらに備えることを特徴とする請求項１に記
載のパワーコンバータ。 - 【請求項９】 前記第１のスイッチ及び第２のスイッ
チが重複する時間間隔中に閉じることを特徴とする請求
項１に記載のパワーコンバータ。 - 【請求項１０】 前記重複する時間間隔において、前
記第２のスイッチが閉じる前に前記第１のスイッチが閉
じ、前記第２のスイッチが開く前に前記第１のスイッチ
が開くことを特徴とする請求項９に記載のパワーコンバ
ータ。 - 【請求項１１】 前記第１のスイッチが絶縁ゲート型
バイポーラトランジスタを備えることを特徴とする請求
項１に記載のパワーコンバータ。 - 【請求項１２】 前記第２のスイッチが電界効果トラ
ンジスタを備えることを特徴とする請求項１に記載のパ
ワーコンバータ。 - 【請求項１３】 前記第１のスイッチが電界効果トラ
ンジスタを備える特徴とする請求項１に記載のパワーコ
ンバータ。 - 【請求項１４】 前記第２のスイッチが絶縁ゲート型
バイポーラトランジスタを備えることを特徴とする請求
項１に記載のパワーコンバータ。 - 【請求項１５】 前記パワーコンバータがブーストコ
ンバータを含むことを特徴とする請求項１に記載のパワ
ーコンバータ。 - 【請求項１６】 前記パワーコンバータがバックコン
バータを含むことを特徴とする請求項１に記載のパワー
コンバータ。 - 【請求項１７】 前記パワーコンバータがバック−ブ
ーストコンバータを含むことを特徴とする請求項１に記
載のパワーコンバータ。 - 【請求項１８】 前記パワーコンバータがフライバッ
クコンバータを含むことを特徴とする請求項１に記載の
パワーコンバータ。 - 【請求項１９】 前記パワーコンバータがフォワード
コンバータを含むことを特徴とする請求項１に記載のパ
ワーコンバータ。 - 【請求項２０】 前記パワーコンバータがインターリ
ーブ型フォワードコンバータを含むことを特徴とする請
求項１に記載のパワーコンバータ。 - 【請求項２１】 前記パワーコンバータが２スイッチ
フォワードコンバータを含むことを特徴とする請求項１
に記載のパワーコンバータ。 - 【請求項２２】 前記パワーコンバータが双方向コン
バータを含むことを特徴とする請求項１に記載のパワー
コンバータ。 - 【請求項２３】 前記パワーコンバータが電圧供給型
フルブリッジコンバータを含むことを特徴とする請求項
１に記載のパワーコンバータ。 - 【請求項２４】 前記パワーコンバータが三相整流器
を含むことを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバ
ータ。
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