JP4528404B2 - Ｐｗｍ（パルス幅変調）コンバータにおいてスイッチング損失を低減するためのソフトスイッチングセル - Google Patents
Ｐｗｍ（パルス幅変調）コンバータにおいてスイッチング損失を低減するためのソフトスイッチングセル Download PDFInfo
- Publication number
- JP4528404B2 JP4528404B2 JP2000028505A JP2000028505A JP4528404B2 JP 4528404 B2 JP4528404 B2 JP 4528404B2 JP 2000028505 A JP2000028505 A JP 2000028505A JP 2000028505 A JP2000028505 A JP 2000028505A JP 4528404 B2 JP4528404 B2 JP 4528404B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power converter
- switch
- boost
- converter according
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/13—Modifications for switching at zero crossing
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
- H02M1/34—Snubber circuits
- H02M1/342—Active non-dissipative snubbers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
- H03K2217/0036—Means reducing energy consumption
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はパワーコンバータに関連する。詳細には本発明はパルス幅変調（ＰＷＭ）コンバータに関連する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、より高い電力レベルにおいては、連続導通モードブーストコンバータが、能動的な入力電流整形手段を有するフロントエンドコンバータの１つの望ましい実施形態である。ブーストコンバータのＤＣ出力電圧はピーク入力電圧より高くなければならないため、そのようなブースト入力電流整形器の出力電圧は比較的高い。この高出力電圧に起因して、高速回復ブースト整流器が必要となる。高スイッチング周波数では、「ハードスイッチング」条件下でスイッチングされる場合、高速回復整流器が逆回復に起因して著しい損失をもたらす（例えば、Y. Kersonsky、M. Robinson及びD. Gutierrezによる「New fast recovery diode technology cuts circuit losses, improves reliability」 Power Conversion & Intelligent Motion (PCIM) Magazine, pp. 16-25, May 1992.を参照されたい）。そのため「ハードスイッチングされた」ブースト入力電流整形器は、比較的低いスイッチング周波数で動作し、変換効率が著しく低下するのを避ける。ソフトスイッチング技術を用いることにより、ブーストフロントエンドコンバータのスイッチング周波数及びそれゆえ電力密度を増加させることができる。
【０００３】
これまで、いくつかのソフトスイッチング型ブーストコンバータ及びその変形コンバータが提案されてきた。ソフトスイッチング型ブーストコンバータのいくつかの例が以下の参考文献に開示されている。それらは（ａ）R. Streit、D. Tollikによる「High efficiency telecom rectifier using a novel soft-switched boost-based input current shaper」(以下「Streit」) International Telecommunication Energy Conf. (INTELEC) Proc., pp. 720- 726, Oct. 1991、（ｂ）１９９５年５月２３日に付与されたG. Hua及びF.C. Lee,による米国特許第５，４１８，７０４号(以下「Hua等」)「Zero-Voltage- Transition Pulse-Width-Modulated Converters」、（ｃ）１９９５年８月２９日に付与されたJ. Bassett及びA. B. Odellによる米国特許第５，４４６，３３６号「Boost Converter Power Supply with Reduced Losses, Control Circuit and Method Therefor」(以下「Bassett 等.」) 、(d)１９９８年４月７日に付与されたM. Jovanovicによる米国特許第５，７３６，８４２号(以下「Jovanovic」)「Technique for reducing rectifier reverse-recovery-related losses in high-voltage, high-power converters」などである。
【０００４】
上記参考文献（ａ）−（ｄ）はそれぞれ、いくつかの受動素子（例えばコイル及びコンデンサ）と共に動作する補助アクティブスイッチを開示しており、それらが整流器電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）を制御し、かつメインスイッチ及び整流器がゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）するための条件を生成するために用いられるアクティブスナバを形成している。アクティブスナバは、例えば、K. Harada、H. Sakamotoによる「Switched snubber for high frequency switching」(以下「Harada等」)（IEEE Power Electronics Specialists' Conf (PESC) Rec., pp. 181 - 188, Jun. 1990）に開示される。図１−図３はそれぞれHua等、Bassett等及びJovanovicにおいて導入されたソフトスイッチング型ブースト回路を示す。
【０００５】
Streit 及びHua等において提案されたブーストコンバータ回路は、ブーストスイッチ及び整流器の共通ノードに接続されるスナバコイルを用いて、整流器電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）を制御する。スナバコイルを配置ことにより、Streit及びHua等において提案された回路のメインスイッチ及び整流器の電圧及び電流ストレスは最小になる。さらにゼロ電圧（ソフトスイッチング）条件下で、ブーストスイッチが閉じ、整流器がターンオフする。しかしながら補助スイッチは「ハード」スイッチング条件下で動作しており、その電圧が出力電圧に等しくなる場合にスイッチが閉じ、その後入力電流より大きな電流が流れる場合にスイッチは開くようになる。
【０００６】
Bassett等及びJovanovicの回路では、整流器電流の変化率は、ブーストスイッチ及び整流器に直列に接続されるスナバコイルにより制御される。コイルを配置することにより、メインスイッチの電圧ストレスはStreit及びHua等に記載された回路の電圧ストレスより高くなる。この増加した電圧ストレスは、Jovanovicに教示されるように、スナバインダクタンス値及びスイッチング周波数を適切に選択することにより最小にすることができる。Bassett等及びJovanovicにおける回路のブーストスイッチ及び補助スイッチ並びにブースト整流器はＺＶＳ条件下で動作する。
【０００７】
Streit及びHua等により開示されるブーストコンバータの主な問題点は、補助スイッチの出力キャパシタンスＣOSSと共振コイルとの間で生じる望まれない激しい共振である。その望まれない共振は、補助スイッチが開き、スナバコイル電流がゼロまで降下した後に生じ、回路の動作に悪影響を及ぼすため、排除されなければならない。例えばHua等において導入された回路では、図１に示されるように、スナバコイルと直列に整流器及び可飽和コイルを接続することにより共振は排除されるが、そのため変換効率が低下し、また回路の部品点数が増加し、コストが上昇する。
【０００８】
Bassett等に記載された回路は、絶縁された（高位側）ゲートドライブを必要とし、そのため回路の複雑性が増し、コストが上昇する。またJovanovicにおいて導入された回路は、メインスイッチ及び補助スイッチゲートドライブの偶発的な瞬時の重複により、同時に導通しているメインスイッチ及び補助スイッチの直列接続部を通って流れる比較的大きな瞬時電流から致命的な回路不良が発生することがあるため、雑音に耐えうるゲートドライブタイミングを必要とする（Bassett等において導入された回路は、適切に動作するためにゲートドライブを重複させる必要があるため、ゲートドライブが重複することによる問題は生じない）。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、ブースト整流器の逆回復に起因する損失を低減するとともに、メインスイッチ及び補助スイッチのスイッチング損失をなくすことができるゼロ電流ゼロ電圧スイッチング型セルを提供する。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明では、スイッチング損失をなくすことにより、ＰＷＭコンバータの性能を改善する。スイッチング損失をなくすために、本発明はスナバコイル、クランプダイオード、クランプコンデンサ、メインスイッチ及び補助スイッチを備えるゼロ電流、ゼロ電圧スイッチング型（ＺＣ−ＺＶＳ）セルを実現する。ＺＣ−ＺＶＳセルはブースト整流器の逆回復に起因する損失を低減し、またメインスイッチ及び補助スイッチに損失のないスイッチングを与える。
【００１１】
本発明のＺＣ−ＺＶＳは、例えばソフトスイッチング型ＰＷＭブーストコンバータに適用可能である。ブーストの実施形態における逆回復に起因する損失は、スナバコイルにより低減されており、そのスナバコイルはメインスイッチ（ブーストスイッチ）及びブースト整流器に直列に接続され、またそのターンオフ中にブースト整流器の電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）を制御する。さらにメインスイッチはゼロ電流及びゼロ電圧スイッチングにより動作し、補助スイッチはゼロ電圧スイッチングにより動作する。本発明の回路が適切に動作するためにはメインスイッチ及び補助スイッチのゲートドライブを重複させ、補助スイッチがそれぞれ導通或いは非導通状態になる前に、メインスイッチを導通或いは非導通状態にする必要がある。
【００１２】
詳細には、提案されたＺＣ−ＺＶＳセルを備えるブーストコンバータのメインスイッチが導通する場合、スナバコイルがブースト整流器の電流の変化率を制御し、ブースト整流器の逆回復に起因する損失を低減する。さらにスナバコイルにより、メインスイッチ電流が瞬時に増加することがなくなるため、メインスイッチはゼロ電流スイッチングで導通するようになる。さらにメインスイッチの導通時間中に、補助スイッチのスナバコイル及び出力キャパシタンスが共振回路を形成し、それにより補助スイッチに加わる電圧が共振によりゼロまで降下する。結果として補助スイッチは、補助スイッチに加わる電圧がゼロになる時点で導通するようになる。
【００１３】
メインスイッチ及び補助スイッチの両方が導通している間に、スナバコイル及びクランプコンデンサが、閉じたスイッチを通るさらに別の共振回路を形成する。この共振により、メインスイッチを流れる電流は、メインスイッチが非導通状態になる前にゼロまで減少し、一方メインスイッチに加わる電圧はクランプダイオード及び補助スイッチが導通することによりゼロにクランプされる。こうしてメインスイッチはゼロ電流ゼロ電圧スイッチングでターンオフする。
【００１４】
本発明の回路におけるメインスイッチ及び補助スイッチは、回路グランドに接続されるソース端子を有するため、非絶縁（直結）ゲートドライブを用いることができる。さらにその回路が適切に動作するためには、メインスイッチ及び保持スイッチの導通時間が重複する必要があるため、本発明の回路は、メインスイッチ及び補助スイッチゲートドライブの偶発的な瞬間的重複に起因する不良に影響されることがない。さらに本発明のアクティブスナバブーストコンバータの構成要素の電圧及び電流ストレスは、従来の「ハードスイッチング型」コンバータのストレスと同様である。ＰＷＭコンバータファミリの任意のコンバータにこの同じ技術を拡張することが可能である。
【００１５】
本発明は、以下の詳細な説明及び添付の図面を熟慮することより理解しやすくなるであろう。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明は、図４のブーストパワーステージ４００のようなＰＷＭコンバータにおいてスイッチング損失の低減を実現する。ブーストパワーステージ４００はメインスイッチ４０２（Ｓ）とブースト整流器４０６とに直列に接続されるスナバコイル４０１（ＬＳ）を備える。スナバコイル４０１はブースト整流器４０６の電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）を制御する。図４に示されるように、メイン或いはブーストスイッチ４０２、スナバコイル４０１、補助スイッチ４０４（Ｓ1）、クランプコンデンサ４０５（ＣC）及びクランプダイオード４０３（ＤC）はゼロ電流ゼロ電圧スイッチング型（ＺＣ−ＺＶＳ）セル４５０を形成する。以下の詳細な説明を簡単にし、種々の図面における相互参照を容易にするために、種々の図面における同様の素子には同様の参照番号が付与される。
【００１７】
ブーストパワーステージ４００のモデルが図５に与えられる。ブーストインダクタンス（Ｌ）はブーストパワーステージ４００の他の構成要素のインダクタンスより大きいため、ブーストコイル４０８は定電流源５０１（ＩIN）により表される。さらに出力リップル電圧が無視できるため、出力フィルタコンデンサ４０７にかかる電圧ＶOは定電圧源５０２により表される。導通する際に、半導体デバイス（例えば、スイッチ４０２及び４０４）は抵抗成分を持たない（すなわち短絡される）ものと見なすことができる。スイッチ４０２及び４０４の出力キャパシタンス並びにブースト整流器４０６の逆回復電荷は無視される。
【００１８】
図６ａ−図６ｊは、入力電流ＩINがスナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）より大きくなる場合のスイッチングサイクル中の図４のブーストパワーステージ４００の実施形態を示す。図７は同じスイッチングサイクル中のブーストパワーステージ４００の基本的な波形を示す。図７に示されるように、ブーストスイッチ４０２及び補助スイッチ４０４に対するゲートドライブ波形（すなわちゲートドライブ信号ＧS及びＧS1それぞれの波形７０１及び７０２）は重複している（すなわちブーストスイッチ４０２及び補助スイッチ４０４はある時間において共に導通している）。重複時間の例は、時間ｔ＝Ｔ4と時間ｔ＝Ｔ6との間に位置する時間である。
【００１９】
最初に（すなわち時間ｔ＝Ｔ0でブーストスイッチ４０２が閉じる前に）、入力電流ＩINはスナバコイル４０１及びブースト整流器４０６を通って流れる。同時に、出力電圧ＶOがブーストスイッチ４０２間に印加され、出力電圧ＶOとコンデンサ４０５にかかるクランプコンデンサ電圧ＶCとの和（すなわちＶO＋ＶC）に等しい電圧が補助スイッチ４０４間に印加される。
【００２０】
図６ａに示されるように、時間ｔ＝Ｔ0では、ブーストスイッチ４０２が閉じる時点で、電圧ＶOがスナバコイル４０１間に印加される。その結果、スナバコイル４０１のコイル電流ｉLS（波形７０６）及びブースト整流器４０６の電流ｉD（波形７１０）は線形に減少し、一方ブーストスイッチ４０２の電流ｉS（波形７０５）は同じ割合で増加する。ブースト整流器４０６の整流器電流ｉDの変化率は以下の式により与えられる。
【００２１】
【数１】
【００２２】
整流器電流ｉDの減少率はスナバコイル４０１のインダクタンスＬSにより制御されるため、整流器により回復される電荷及びそれに起因する損失は、インダクタンスＬSを適切に選択することにより減少させることができる。一般に、Kersonsky等により指摘されるように、より大きなＬSを用いることにより整流器電流ｉDの減少率が低くなるため、逆回復に起因する損失が効率的に減少するようになる。
【００２３】
時間ｔ＝Ｔ1では、スナバコイル４０１の電流ｉLS及びブースト整流器４０６の電流ｉDが０まで減少する時点で、図６ｂに示され、波形７０６（ｉLS）、７１０（ｉD）及び７０５（ｉS）により例示されるように、入力電流ＩINはブーストスイッチ４０２を通って流れる。理想的には、整流器４０６の電流ｉDが時間ｔ＝Ｔ1で０まで降下する場合、ブースト整流器４０６は非導通状態になるはずである。しかしながら残留する蓄積電荷により、図６ｂに示されるように、逆回復電流ｉRRがブースト整流器４０６内を流れるであろう。時間ｔ＝Ｔ2では、その蓄積された電荷がブースト整流器４０６の接合部から回復され、ブースト整流器４０６は非導通状態になり、ブースト整流器４０６間の電圧ＶD（波形７１１）がＶO＋ＶCに向かって上昇し始める。従って図６ｃに示されるように、スナバコイル４０１、スナバコンデンサ４０５（ＣC）、補助スイッチ４０４の出力キャパシタンス６０１（ＣOSS1）及びブースト整流器４０６の接合コンデンサ６０２（ＣD）により共振回路が形成される。こうして時間ｔ＝Ｔ2と時間ｔ＝Ｔ3との間の時間では、図４の端子４１１における補助スイッチ４０４の電圧ＶS1（波形７０４）が共振状態でＶO＋ＶCから０まで減少する。時間ｔ＝Ｔ3において、端子４１１におけるＶS1が０まで降下する時点で、スナバコイル４０１を通って負方向に流れるピーク共振電流（ＩLS(PK)）が以下の式により与えられる。
【００２４】
【数２】
【００２５】
ここで、ＣEQ、すなわち共振回路の等価キャパシタンスは、クランプコンデンサ４０５の値が適切に選択される場合（すなわちＣC＞＞ＣOSS1）に以下の式により与えられる。
【００２６】
【数３】
【００２７】
図６ｃから、クランプコンデンサ４０５の電流ｉC（波形７０８）のピーク値は時間ｔ＝Ｔ3において生じ、以下の式により与えられる。
【００２８】
【数４】
【００２９】
時間ｔ＝Ｔ3において補助スイッチ４０４間の電圧ＶS1（波形７０４）が０まで降下した後に、図６ｄに示されるようにクランプダイオード４０３は導通し始める。クランプダイオード４０３が導通した時点で、クランプコンデンサ４０５のクランプコンデンサ電圧ＶCがスナバコイル４０１間に加えられ、その結果図７に示されるようにスナバコイル電流ｉLS（波形７０６）が線形に増加する。クランプコンデンサ４０５のキャパシタンスＣCが補助スイッチ４０４の出力キャパシタンスＣOSS1に比べて大きくなる場合には、コンデンサ電圧ＶCは概ね一定になり、コイル電流ＩLSが増加し、コンデンサ電流ｉCは線形に同じ割合で減少する。すなわち、
【００３０】
【数５】
【００３１】
そうでない場合、すなわちクランプコンデンサ４０５のキャパシタンスＣCが補助スイッチ４０４の出力キャパシタンスＣOSS1に比べて大きくない場合には、スナバコイル４０１の電流ｉLS及びクランプコンデンサ４０５の電流ｉCは共振状態で変化する。時間ｔ＝Ｔ5では、電流ｉCが０に到達した時点で、クランプダイオード４０３が非導通状態になる。図７に示されるように、補助スイッチ４０４のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を達成するために、補助スイッチは時間ｔ＝Ｔ5前に、すなわちクランプダイオード４０３が導通している（例えば時間ｔ＝Ｔ4）間に閉じられる。補助スイッチ４０４が時間ｔ＝Ｔ4で閉じた後に、スナバコイル４０１の電流ｉLS（波形７０６）の少なくとも一部が補助スイッチ４０４内を流れる。図６ｅに示されるように、電流ｉS1（波形７０７）の大きさは、ブーストスイッチ４０２と補助スイッチ４０４とを流れる電流経路の相対的なオンインピーダンス及びクランプダイオード４０３のオンインピーダンスに依存する。クランプダイオード４０３が時間ｔ＝Ｔ5で非導通状態になった後に補助スイッチ４０４が導通し始めるため、図６ｆに示されるように、補助スイッチ４０４の電流ｉS1は線形に増加し続ける。同時に、電流ｉS1とｉS（それぞれ波形７０７及び７０５）との和が入力電流ＩINに等しくなるため、ブーストスイッチ４０２の電流ｉSは同じ割合で減少する。
【００３２】
ブーストスイッチ４０２が時間ｔ＝Ｔ6で開いた時点で、図６ｇに示されるように、電流ｉSは急速にゼロになり、クランプダイオード４０３が導通状態になるので、電流ｉS1は時間ｔ＝Ｔ6の直前の電流ｉSに等しい量だけ急速に増加する。ブーストスイッチ４０２間の電圧ＶSは、クランプダイオード４０３と補助スイッチ４０４とを導通することにより０にクランプされる。その結果ブーストスイッチ４０２は、少ない電流ストレスでゼロ電圧において開く。ブーストスイッチ４０２が時間ｔ＝Ｔ6で開いた時点で、図７に示されるように、ブーストスイッチ４０２の電流ｉSは入力電流ＩINより小さい。実際にはブーストパワーステージ４００は以下に議論されるように、ブーストスイッチ４０２の完全なゼロ電流スイッチングを達成するように設定することができる。時間ｔ＝Ｔ6と時間ｔ＝Ｔ7との間の時間においては、図７において電流ｉC及びＩLS（それぞれ波形７０８及び７０６）に示されるように、クランプコンデンサ４０５がスナバコイル４０５を通して放電し続けるのに応じて、入力電流ＩINは補助スイッチ４０４内を流れる。図６ｈに示されるように、補助スイッチ４０４は時間ｔ＝Ｔ7で開き、その結果電流ＩINが補助スイッチ４０４の出力キャパシタンス６０１（ＣOSS1）とブーストスイッチ４０２の出力キャパシタンス６０３（ＣOSS）とを充電し始める。従ってブーストスイッチ４０２と補助スイッチ４０４とにかかる電圧ＶS及びＶS1（それぞれ波形７０３及び７０４）はそれぞれ、０からＶO＋ＶCまで線形に増加し始める。ブーストスイッチ４０２と補助スイッチ４０４とにかかる電圧ＶS及びＶS1がそれぞれ時間ｔ＝Ｔ8においてＶO＋ＶCに到達した時点で、図６ｉに示されるようにブースト整流器４０６は導通状態になる。時間ｔ＝Ｔ8と時間ｔ＝Ｔ9との間の時間においては、スナバコイル４０１の電流ＩLS（波形７０６）はＩINに向かって増加し続け、一方クランプコンデンサ４０５は電流ｉC（波形７０８）により充電される。電流ｉCは入力電流ＩINとスナバコイル４０１の電流ｉLSとの差に等しい（すなわちｉC＝ＩIN−ｉLS）。
【００３３】
時間ｔ＝Ｔ9では、スナバコイル４０１の電流ｉLSが入力電流ＩINに到達し、図６ｊに示されるように、図７において時間ｔ＝Ｔ10で開始される次のスイッチングサイクルまで、クランプダイオード４０３が非導通状態になり、入力電流ＩINはブースト整流器４０６内を流れる。
【００３４】
こうして図７の波形７０１−７１１により示されるように、ブーストスイッチ４０２が開いた瞬間に、クランプコンデンサ４０５の電流ｉCが入力電流ＩINに等しくなる場合には、ブーストスイッチ４０２は完全なＺＣＳ条件下、
【００３５】
【数６】
で開くことができる。
【００３６】
さらに時間ｔ＝Ｔ6と時間ｔ＝Ｔ7との間の時間間隔が時間ｔ＝Ｔ5と時間ｔ＝Ｔ6との間の時間間隔より著しく短い時間に保持される場合には、クランプコンデンサ４０６の電流ｉCは概ね等しくなる。
【００３７】
【数７】
【００３８】
ただし図７の波形７０８により示されるように、
【外１】
【００３９】
はクランプコンデンサ４０５の最大放電電流である。こうしてブーストスイッチ４０２に対するＺＣＳ条件は以下の式により定義することができる。
【００４０】
【数８】
【００４１】
式（６）が適用できるシステムでは、クランプコンデンサ４０５は、時間ｔ＝Ｔ2と時間ｔ＝Ｔ5との間の時間間隔においてのみ充電する、すなわち電流ｉCは時間ｔ＝Ｔ8と時間ｔ＝Ｔ9との間の時間間隔において０になる。時間ｔ＝Ｔ2と時間ｔ＝Ｔ3との間の時間間隔が、時間ｔ＝Ｔ2と時間ｔ＝Ｔ5との間の時間間隔より非常に短い場合には、電荷を保存するために、
【００４２】
【数９】
が必要となる。
【００４３】
こうして式（３）、（４）及び（７）から、ＺＣＳ条件は以下のように書くことができる。
【００４４】
【数１０】
【００４５】
式（８）が最大電力、すなわちＩIN＝ＩIN(max)で満足される場合には、ブーストスイッチ４０２の完全なＺＣＳが全負荷範囲において達成される。補助スイッチ４０４及びブースト整流器４０６が何れもＺＶＳ条件下でスイッチングするため、スイッチング損失を増やすことなく、外部キャパシタンスを補助スイッチ４０４間或いはブースト整流器４０６間に加えることができる。こうして電圧ＶO、電流ＩIN、インダクタンスＬS、クランプ電圧ＶCの所与の値の場合に、また選択された構成要素の値ＣOSS1及びＣDに対して、ＣOSS1或いはＣDと並列に外部コンデンサを加え、ＣOSS1及びＣDの有効な値を調整してブーストスイッチ４０２に対する完全なＺＣＳを実現することができる。図７に示されるように、ブーストスイッチ４０２、補助スイッチ４０４及びブースト整流器４０６の電圧ストレスはＶO＋ＶCであるため、ブーストパワーステージ４００のブーストスイッチ４０２の電圧ストレスは従来の「ハードスイッチング型」ブーストコンバータのストレスより電圧ＶCだけ高くなる。こうしてクランプ電圧ＶCを注意深く選択して、ブーストスイッチ４０２及び補助スイッチ４０４の電圧ストレスを望ましい限度内に保持する。
【００４６】
電圧 ＶCの決定は、以下の条件が適用できる場合に簡単にすることができる。それは、（ａ）ブーストパワーステージ４００が、逆回復に起因する損失が最小限で、かつブーストスイッチ４０２の完全なＺＣＳ条件が達成されるように設計される、（ｂ）整流器電流の整流時間Ｔ0−Ｔ2が、ブーストスイッチ４０２が導通する「オン時間」ＴONより非常に小さい、（ｃ）時間ｔ＝Ｔ8と時間ｔ＝Ｔ9との間の時間間隔におけるコンデンサ放電電流が０である、（ｄ）整流時間Ｔ2−Ｔ3及びＴ7−Ｔ8の間隔がＴONに比べて無視できる、という条件である。図７に示されるように、時間ｔ＝Ｔ3から時間ｔ＝Ｔ5までの時間間隔では、クランプコンデンサ４０５を充電する電流ｉCは以下の式より与えられる一定の傾斜を有する。
【００４７】
【数１１】
上記式（７）に与えられるように、ブーストスイッチ４０２においてＺＣＳ条件を達成するためには以下の式が成り立つ。
【００４８】
【数１２】
さらに時間ｔ＝Ｔ3と時間ｔ＝Ｔ5との間の時間間隔がＴONの約半分であるため、クランプコンデンサ電圧ＶCは以下の式により与えられる。
【００４９】
【数１３】
【００５０】
ここでＤは信号Ｓ（波長７０１）のデューティサイクルであり、ＴSはスイッチングサイクル（すなわちＴON＋ＴOFF）であり、またｆSはスイッチング周波数である。時間ｔ＝Ｔ0と時間ｔ＝Ｔ2との間の整流時間がＴONより非常に短い場合の損失のないブーストパワーステージでは、電圧変換比ＶO／ＶINは以下の式により与えられる。
【００５１】
【数１４】
【００５２】
式９のＤ及びＩINに代入すると、
【数１５】
【００５３】
こうして式（１１）により、電圧 ＶCは全負荷（すなわちＩO＝ＩO(max)）及び高ライン電圧（例えばＶIN＝ＶIN(max)）において最大ある。所与の入力及び出力仕様（すなわち所与のＩO(max)及びＶIN(max)）及び電圧ＶOでは、ＬSｆS積を最小にすることにより、クランプコンデンサ電圧ＶCを最小にすることができる。
【００５４】
負荷が軽い場合の動作中では、入力電流ＩINは、式（２）において与えられるピーク共振電流ＩLS(PK)より小さく、クランプコンデンサ４０５は、時間ｔ＝Ｔ1と時間ｔ＝Ｔ6との間の時間間隔ＴON内で完全に充放電される。ブーストパワーステージ４００の軽負荷動作が図８及び図９により示される。図８ａ−図８ｊはブーストパワーステージ４００の実施形態を示しており、入力電流ＩINがスナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）より小さい場合を示す。図９は、入力電流ＩINがスナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）より小さい場合のブーストパワーステージ４００の基本的な波形を示す。
【００５５】
図８ａ−図８ｅは、時間ｔ＝Ｔ0と時間ｔ＝Ｔ5との間の時間における軽負荷動作に対応しており、同じ時間に渡る全負荷動作に対応する図６ａ−図６ｅと概ね同一である。同様に図９では、時間ｔ＝Ｔ0と時間ｔ＝Ｔ5との間の波形９０１−９１１の部分が、軽負荷動作における基本的な波形に対応しており、全負荷動作中の波形７０１−７１１の対応する部分と概ね同一である。しかしながら、軽負荷動作中に、時間ｔ＝Ｔ7（波形９０１）においてブーストスイッチ４０２が開く前に、スナバコイル４０１の電流ｉLS（波形９０６）が入力電流ＩINに到達するため、時間ｔ＝Ｔ6と時間ｔ＝Ｔ9との間の時間間隔では、補助スイッチ４０４が入力電流ＩINを流す。全負荷動作に関連して上で与えられた解析は、図８ａ−図８ｊ及び図９の軽負荷動作にも同様に適用可能であり、ここでは繰り返さない。
【００５６】
上記のように、ブーストコンバータは入力電流を整形する応用例において用いられる場合が多い。電源の入力電流整形は、高調波成分を低減するだけでなく、ライン電流の力率も改善する。
【００５７】
【外２】
【００５８】
図１１は、クランプコンデンサ４０５間に設けられたダイオード１１０１及び抵抗１１０２を備えるブーストパワーステージ１１００を示す。抵抗１１０２がクランプコンデンサ４０５間に接続され、ブーストパワーステージ１１００のデューティサイクルがライン電圧のピーク付近で最小になる場合に、クランプコンデンサ４０５の過剰な充電を防ぐ。ブーストパワーステージ１１００では、補助スイッチ４０４と並列に配設されたコンデンサ１１０４が、
【外３】
の大きさを最適化し、ブーストスイッチ４０２がＺＣＳ条件下で開くようにする。
【００５９】
ブーストパワーステージ４００或いはブーストパワーステージ１１００の制御は、付加的なゲートドライバ回路が配設されている限りにおいては、従来の「ハードスイッチング型」パワーコンバータと概ね同じように実施することが可能である。詳細には、入力電流整形の応用例において、ブーストパワーステージ４００或いはブーストパワーステージ１１００は平均電流制御、ピーク電流制御或いはヒステリシス制御のような任意の既知の制御技術を用いて実装することができる。
【００６０】
アクティブスナバを備えるブーストパワーステージ４００の性能が、１ｋＷ（３７５Ｖ／２．６７Ａ）で、８０ｋＨｚで動作する広範なライン電圧範囲（９０−２６５ＶAC）の力率補正回路において実験された。その実験回路は以下の構成要素を備えている。ブーストスイッチ４０２はＩＸＧＫ５０Ｎ６０ ＩＧＢＴにより設けられ、補助スイッチ４０４は２ＳＫ２８３７ ＭＯＳＦＥＴにより設けられ、ブースト整流器４０６は並列に接続された２つのＲＨＲＰ３０６０整流器により設けられ、ブーストコイル４０８は０．８ｍＨコイルにより設けられ、スナバコイル４０１は４．７μＨコイルにより設けられ、スナバ整流器４０３はＲＨＲＰ３０６０整流器により設けられ、さらにフィルタコンデンサ４０７は並列に接続された２つの４７０μＦ／４５０Ｖコンデンサにより設けられる。ブーストコイル４０８は磁気トロイダルコア（Ｋｏｏｌ Ｍｕ ７７４３９−Ａ７、並列に２つのコアを有する）と５５巻きのＡＷＧ＃１４ワイヤとを用いて作製され、スナバコイル４０３は磁気トロイダルコア（ＭＰＰ ５５５５０−Ａ２、並列に２つのコアを有する）と９巻きのＡＷＧ＃１４ワイヤとで作製された。スナバコイル４０１に４．7μＦコイルを配設することにより、ターンオフ時のスナバ整流器電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）はｄｉ／ｄｔ＝ＶO／ＬS＝８０Ａ／μｓに制限される。実験回路に対する制御回路は平均電流ＰＦＣコントローラＵＣ３８５４で実装された。ＴＣ４４２０及びＴＳＣ４２９ドライバを用いて、それぞれブーストスイッチ４０２及び補助スイッチ４０４に必要とされるゲートドライブ信号を生成する。
【００６１】
表１は、最小及び最大ライン電圧において、それぞれアクティブスナバを用いる場合及び用いない場合における実験コンバータの効率測定値を出力電力の関数として示す。表１に示されるように、両ライン電圧において、アクティブスナバは高出力電力レベル（例えば、＞６００Ｗ）における変換効率を改善する。それでも、その変換効率の改善は、逆回復による損失がより大きくなる最小ライン電圧及びより高い電力レベルにおいてより顕著である。詳細には、最大ライン電圧（２６５ＶAC）において、１ｋＷ時の効率の改善は０．３％である。しかしながら最小ライン電圧時には、アクティブスナバを用いない場合、過剰な逆回復による損失の結果として、ブーストパワーステージは、ブースト整流器の熱暴走に起因して約９００Ｗより大きい電力を給送することができない。９００Ｗでは、アクティブスナバは約３％だけ効率を改善するが、それは損失の約３０％低減に換算される。
【００６２】
【表１】
【００６３】
一般にＺＣ−ＺＶＳセル４５０は、図１２に示される構成１２００（「タイプＡ」）或いは図１３に示される構成１３００（「タイプＢ」）の何れかとして実装することができる。構成１２００及び１３００の何れの場合においても、端子Ａはパワーステージの電流源の点（例えばブーストコイル４０８の出力端子）に接続し、端子Ｃはパワーステージ整流器（例えばブースト整流器４０６）に接続し、さらに端子Ｂは入力電圧源、或いはパワーステージの共通のグランドに接続する。こうして構成１２００を用いる場合、ブーストコイル４０８がブーストスイッチ４０２とスナバコイル４０１との間の共通点に接続する。同様に構成１３００では、ブーストコイル４０８は端子Ｃとスナバコイル４０１との間の共通点に接続する。
【００６４】
ＺＣ−ＺＶＳセル４５０を他のパワーコンバータと共に用いることもできる。例えば図１４、図１５及び図１６はそれぞれ、バックコンバータ１４００、ブーストコンバータ１５００及びバック−ブーストコンバータ１６００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の適用例を示す。同様に図１７、図１８、図１９、図２０、図２１及び図２２はそれぞれ、フライバックコンバータ１７００、フォワードコンバータ１８００、インターリーブ型フォワードコンバータ（interleaved forward converter）１９００、２スイッチフォワードコンバータ２０００、双方向コンバータ２１００及び電圧供給型フルブリッジコンバータ（voltage-fed full-bridge converter）２２００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の適用例を示す。図２３は三相整流器２３００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の適用例を示す。
【００６５】
上記詳細な説明は、本発明の特定の実施例を例示するために与えられており、制限することを意図するものではない。本発明の範囲内で種々の変形例及び変更例を実施することが可能である。本発明は請求の範囲により画定される。
【００６６】
【発明の効果】
上記のように、本発明に従えば、ブースト整流器の損失を低減し、メインスイッチ並びに補助スイッチのスイッチング損失をなくすことができるゼロ電流ゼロ電圧スイッチング型（ＺＣ−ＺＶＳ）セルを、種々のパワーコンバータにおいて実現することができ、コンバータの性能を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 Hua等（従来技術）に開示されるようなアクティブスナバを備えるブーストパワーステージ１００を示す図である。
【図２】 Bassett等（従来技術）に導入されたアクティブスナバを備えるブーストパワーステージ２００を示す図である。
【図３】 Jovanovic（従来技術）に導入されたアクティブスナバを備えるブーストパワーステージ３００を示す図である。
【図４】本発明の一実施例によるゼロ電流ゼロ電圧スイッチング型（ＺＣ−ＺＶＳ）セル４５０を備えるブーストパワーステージ４００を示す図である。
【図５】電流及び電圧の基準方向を示すブーストパワーステージ４００のモデルを示す図である。
【図６】ａ乃至ｊよりなり、それぞれ入力電流、ＩINがスナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）より大きい場合のブーストパワーステージ４００の実施形態を示す図である。
【図７】入力電流ＩINがスナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）より大きい場合のブーストパワーステージ４００の基本的な波形を示す図である。
【図８】ａ乃至ｊよりなり、それぞれ入力電流ＩINがスナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）より小さい場合のブーストパワーステージ４００の実施形態を示しす図である。
【図９】入力電流ＩINがスナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）より小さい場合のブーストパワーステージ４００の基本的な波形を示す図である。
【図１０】
【外４】
【図１１】クランプコンデンサ４０５間に設けられたダイオード１１０１及び抵抗１１０２を備えるブーストパワーステージ１１００を示す図である。
【図１２】ブーストコイル４０８がブーストスイッチ４０２とスナバコイル４０１との間の共通点に接続する、３端子ＺＣ−ＺＶＳセル４５０の一実施形態である構成１２００（「タイプＡ」）を示す図である。
【図１３】ブーストコイル４０８がブースト整流器４０６のアノードとスナバコイル４０１との間の共通点に接続する、３端子ＺＣ−ＺＶＳセル４５０の一実施例形態である構成１３００（「タイプＢ」）を示す図である。
【図１４】バックコンバータ１４００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図１５】ブーストコンバータ１５００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図１６】バック−ブーストコンバータ１６００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図１７】フライバックコンバータ１７００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図１８】フォワードコンバータ１８００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図１９】インターリーブ型フォワードコンバータ１９００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図２０】２スイッチフォワードコンバータ２０００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図２１】双方向コンバータ２１００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図２２】電圧供給型フルブリッジコンバータ２２００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図２３】図３相整流器２３００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【符号の説明】
１００、２００、３００ 従来技術のブーストパワーステージ
４００ ブーストパワーステージ
４０１ スナバコイル
４０２ メインスイッチ
４０３ クランプダイオード
４０４ 補助スイッチ
４０５ クランプコンデンサ
４０６ ブースト整流器
４０７ 出力フィルタコンデンサ
４０８ ブーストコイル
４０９ 電源
４１０ 負荷抵抗
４１１ 端子
４５０ ゼロ電流ゼロ電圧スイッチング型（ＺＣ−ＺＶＳ）セル
５０１ 定電流源
５０２ 定電圧源
６０１ 出力キャパシタンス
６０２ 接合コンデンサ
６０３ 出力キャパシタンス
７０１−７１１ 波形
９０１−９１１ 波形
１００１ 入力電流波形
１００２ 入力電圧波形
１００３ 出力電圧波形
１１００ ブーストパワーステージ
１１０１ ダイオード
１１０２ 抵抗
１１０４ コンデンサ
１２００ 構成（タイプＡ）
１３００ 構成（タイプＢ）
１４００ バックコンバータ
１５００ ブーストコンバータ
１６００ バック−ブーストコンバータ
１７００ フライバックコンバータ
１８００ フォワードコンバータ
１９００ インターリーブ型フォワードコンバータ
２０００ ２スイッチフォワードコンバータ
２１００ 双方向コンバータ
２２００ 電圧供給型フルブリッジコンバータ
２３００ 三相整流器
【発明の属する技術分野】
本発明はパワーコンバータに関連する。詳細には本発明はパルス幅変調（ＰＷＭ）コンバータに関連する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、より高い電力レベルにおいては、連続導通モードブーストコンバータが、能動的な入力電流整形手段を有するフロントエンドコンバータの１つの望ましい実施形態である。ブーストコンバータのＤＣ出力電圧はピーク入力電圧より高くなければならないため、そのようなブースト入力電流整形器の出力電圧は比較的高い。この高出力電圧に起因して、高速回復ブースト整流器が必要となる。高スイッチング周波数では、「ハードスイッチング」条件下でスイッチングされる場合、高速回復整流器が逆回復に起因して著しい損失をもたらす（例えば、Y. Kersonsky、M. Robinson及びD. Gutierrezによる「New fast recovery diode technology cuts circuit losses, improves reliability」 Power Conversion & Intelligent Motion (PCIM) Magazine, pp. 16-25, May 1992.を参照されたい）。そのため「ハードスイッチングされた」ブースト入力電流整形器は、比較的低いスイッチング周波数で動作し、変換効率が著しく低下するのを避ける。ソフトスイッチング技術を用いることにより、ブーストフロントエンドコンバータのスイッチング周波数及びそれゆえ電力密度を増加させることができる。
【０００３】
これまで、いくつかのソフトスイッチング型ブーストコンバータ及びその変形コンバータが提案されてきた。ソフトスイッチング型ブーストコンバータのいくつかの例が以下の参考文献に開示されている。それらは（ａ）R. Streit、D. Tollikによる「High efficiency telecom rectifier using a novel soft-switched boost-based input current shaper」(以下「Streit」) International Telecommunication Energy Conf. (INTELEC) Proc., pp. 720- 726, Oct. 1991、（ｂ）１９９５年５月２３日に付与されたG. Hua及びF.C. Lee,による米国特許第５，４１８，７０４号(以下「Hua等」)「Zero-Voltage- Transition Pulse-Width-Modulated Converters」、（ｃ）１９９５年８月２９日に付与されたJ. Bassett及びA. B. Odellによる米国特許第５，４４６，３３６号「Boost Converter Power Supply with Reduced Losses, Control Circuit and Method Therefor」(以下「Bassett 等.」) 、(d)１９９８年４月７日に付与されたM. Jovanovicによる米国特許第５，７３６，８４２号(以下「Jovanovic」)「Technique for reducing rectifier reverse-recovery-related losses in high-voltage, high-power converters」などである。
【０００４】
上記参考文献（ａ）−（ｄ）はそれぞれ、いくつかの受動素子（例えばコイル及びコンデンサ）と共に動作する補助アクティブスイッチを開示しており、それらが整流器電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）を制御し、かつメインスイッチ及び整流器がゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）するための条件を生成するために用いられるアクティブスナバを形成している。アクティブスナバは、例えば、K. Harada、H. Sakamotoによる「Switched snubber for high frequency switching」(以下「Harada等」)（IEEE Power Electronics Specialists' Conf (PESC) Rec., pp. 181 - 188, Jun. 1990）に開示される。図１−図３はそれぞれHua等、Bassett等及びJovanovicにおいて導入されたソフトスイッチング型ブースト回路を示す。
【０００５】
Streit 及びHua等において提案されたブーストコンバータ回路は、ブーストスイッチ及び整流器の共通ノードに接続されるスナバコイルを用いて、整流器電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）を制御する。スナバコイルを配置ことにより、Streit及びHua等において提案された回路のメインスイッチ及び整流器の電圧及び電流ストレスは最小になる。さらにゼロ電圧（ソフトスイッチング）条件下で、ブーストスイッチが閉じ、整流器がターンオフする。しかしながら補助スイッチは「ハード」スイッチング条件下で動作しており、その電圧が出力電圧に等しくなる場合にスイッチが閉じ、その後入力電流より大きな電流が流れる場合にスイッチは開くようになる。
【０００６】
Bassett等及びJovanovicの回路では、整流器電流の変化率は、ブーストスイッチ及び整流器に直列に接続されるスナバコイルにより制御される。コイルを配置することにより、メインスイッチの電圧ストレスはStreit及びHua等に記載された回路の電圧ストレスより高くなる。この増加した電圧ストレスは、Jovanovicに教示されるように、スナバインダクタンス値及びスイッチング周波数を適切に選択することにより最小にすることができる。Bassett等及びJovanovicにおける回路のブーストスイッチ及び補助スイッチ並びにブースト整流器はＺＶＳ条件下で動作する。
【０００７】
Streit及びHua等により開示されるブーストコンバータの主な問題点は、補助スイッチの出力キャパシタンスＣOSSと共振コイルとの間で生じる望まれない激しい共振である。その望まれない共振は、補助スイッチが開き、スナバコイル電流がゼロまで降下した後に生じ、回路の動作に悪影響を及ぼすため、排除されなければならない。例えばHua等において導入された回路では、図１に示されるように、スナバコイルと直列に整流器及び可飽和コイルを接続することにより共振は排除されるが、そのため変換効率が低下し、また回路の部品点数が増加し、コストが上昇する。
【０００８】
Bassett等に記載された回路は、絶縁された（高位側）ゲートドライブを必要とし、そのため回路の複雑性が増し、コストが上昇する。またJovanovicにおいて導入された回路は、メインスイッチ及び補助スイッチゲートドライブの偶発的な瞬時の重複により、同時に導通しているメインスイッチ及び補助スイッチの直列接続部を通って流れる比較的大きな瞬時電流から致命的な回路不良が発生することがあるため、雑音に耐えうるゲートドライブタイミングを必要とする（Bassett等において導入された回路は、適切に動作するためにゲートドライブを重複させる必要があるため、ゲートドライブが重複することによる問題は生じない）。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、ブースト整流器の逆回復に起因する損失を低減するとともに、メインスイッチ及び補助スイッチのスイッチング損失をなくすことができるゼロ電流ゼロ電圧スイッチング型セルを提供する。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明では、スイッチング損失をなくすことにより、ＰＷＭコンバータの性能を改善する。スイッチング損失をなくすために、本発明はスナバコイル、クランプダイオード、クランプコンデンサ、メインスイッチ及び補助スイッチを備えるゼロ電流、ゼロ電圧スイッチング型（ＺＣ−ＺＶＳ）セルを実現する。ＺＣ−ＺＶＳセルはブースト整流器の逆回復に起因する損失を低減し、またメインスイッチ及び補助スイッチに損失のないスイッチングを与える。
【００１１】
本発明のＺＣ−ＺＶＳは、例えばソフトスイッチング型ＰＷＭブーストコンバータに適用可能である。ブーストの実施形態における逆回復に起因する損失は、スナバコイルにより低減されており、そのスナバコイルはメインスイッチ（ブーストスイッチ）及びブースト整流器に直列に接続され、またそのターンオフ中にブースト整流器の電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）を制御する。さらにメインスイッチはゼロ電流及びゼロ電圧スイッチングにより動作し、補助スイッチはゼロ電圧スイッチングにより動作する。本発明の回路が適切に動作するためにはメインスイッチ及び補助スイッチのゲートドライブを重複させ、補助スイッチがそれぞれ導通或いは非導通状態になる前に、メインスイッチを導通或いは非導通状態にする必要がある。
【００１２】
詳細には、提案されたＺＣ−ＺＶＳセルを備えるブーストコンバータのメインスイッチが導通する場合、スナバコイルがブースト整流器の電流の変化率を制御し、ブースト整流器の逆回復に起因する損失を低減する。さらにスナバコイルにより、メインスイッチ電流が瞬時に増加することがなくなるため、メインスイッチはゼロ電流スイッチングで導通するようになる。さらにメインスイッチの導通時間中に、補助スイッチのスナバコイル及び出力キャパシタンスが共振回路を形成し、それにより補助スイッチに加わる電圧が共振によりゼロまで降下する。結果として補助スイッチは、補助スイッチに加わる電圧がゼロになる時点で導通するようになる。
【００１３】
メインスイッチ及び補助スイッチの両方が導通している間に、スナバコイル及びクランプコンデンサが、閉じたスイッチを通るさらに別の共振回路を形成する。この共振により、メインスイッチを流れる電流は、メインスイッチが非導通状態になる前にゼロまで減少し、一方メインスイッチに加わる電圧はクランプダイオード及び補助スイッチが導通することによりゼロにクランプされる。こうしてメインスイッチはゼロ電流ゼロ電圧スイッチングでターンオフする。
【００１４】
本発明の回路におけるメインスイッチ及び補助スイッチは、回路グランドに接続されるソース端子を有するため、非絶縁（直結）ゲートドライブを用いることができる。さらにその回路が適切に動作するためには、メインスイッチ及び保持スイッチの導通時間が重複する必要があるため、本発明の回路は、メインスイッチ及び補助スイッチゲートドライブの偶発的な瞬間的重複に起因する不良に影響されることがない。さらに本発明のアクティブスナバブーストコンバータの構成要素の電圧及び電流ストレスは、従来の「ハードスイッチング型」コンバータのストレスと同様である。ＰＷＭコンバータファミリの任意のコンバータにこの同じ技術を拡張することが可能である。
【００１５】
本発明は、以下の詳細な説明及び添付の図面を熟慮することより理解しやすくなるであろう。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明は、図４のブーストパワーステージ４００のようなＰＷＭコンバータにおいてスイッチング損失の低減を実現する。ブーストパワーステージ４００はメインスイッチ４０２（Ｓ）とブースト整流器４０６とに直列に接続されるスナバコイル４０１（ＬＳ）を備える。スナバコイル４０１はブースト整流器４０６の電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）を制御する。図４に示されるように、メイン或いはブーストスイッチ４０２、スナバコイル４０１、補助スイッチ４０４（Ｓ1）、クランプコンデンサ４０５（ＣC）及びクランプダイオード４０３（ＤC）はゼロ電流ゼロ電圧スイッチング型（ＺＣ−ＺＶＳ）セル４５０を形成する。以下の詳細な説明を簡単にし、種々の図面における相互参照を容易にするために、種々の図面における同様の素子には同様の参照番号が付与される。
【００１７】
ブーストパワーステージ４００のモデルが図５に与えられる。ブーストインダクタンス（Ｌ）はブーストパワーステージ４００の他の構成要素のインダクタンスより大きいため、ブーストコイル４０８は定電流源５０１（ＩIN）により表される。さらに出力リップル電圧が無視できるため、出力フィルタコンデンサ４０７にかかる電圧ＶOは定電圧源５０２により表される。導通する際に、半導体デバイス（例えば、スイッチ４０２及び４０４）は抵抗成分を持たない（すなわち短絡される）ものと見なすことができる。スイッチ４０２及び４０４の出力キャパシタンス並びにブースト整流器４０６の逆回復電荷は無視される。
【００１８】
図６ａ−図６ｊは、入力電流ＩINがスナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）より大きくなる場合のスイッチングサイクル中の図４のブーストパワーステージ４００の実施形態を示す。図７は同じスイッチングサイクル中のブーストパワーステージ４００の基本的な波形を示す。図７に示されるように、ブーストスイッチ４０２及び補助スイッチ４０４に対するゲートドライブ波形（すなわちゲートドライブ信号ＧS及びＧS1それぞれの波形７０１及び７０２）は重複している（すなわちブーストスイッチ４０２及び補助スイッチ４０４はある時間において共に導通している）。重複時間の例は、時間ｔ＝Ｔ4と時間ｔ＝Ｔ6との間に位置する時間である。
【００１９】
最初に（すなわち時間ｔ＝Ｔ0でブーストスイッチ４０２が閉じる前に）、入力電流ＩINはスナバコイル４０１及びブースト整流器４０６を通って流れる。同時に、出力電圧ＶOがブーストスイッチ４０２間に印加され、出力電圧ＶOとコンデンサ４０５にかかるクランプコンデンサ電圧ＶCとの和（すなわちＶO＋ＶC）に等しい電圧が補助スイッチ４０４間に印加される。
【００２０】
図６ａに示されるように、時間ｔ＝Ｔ0では、ブーストスイッチ４０２が閉じる時点で、電圧ＶOがスナバコイル４０１間に印加される。その結果、スナバコイル４０１のコイル電流ｉLS（波形７０６）及びブースト整流器４０６の電流ｉD（波形７１０）は線形に減少し、一方ブーストスイッチ４０２の電流ｉS（波形７０５）は同じ割合で増加する。ブースト整流器４０６の整流器電流ｉDの変化率は以下の式により与えられる。
【００２１】
【数１】
整流器電流ｉDの減少率はスナバコイル４０１のインダクタンスＬSにより制御されるため、整流器により回復される電荷及びそれに起因する損失は、インダクタンスＬSを適切に選択することにより減少させることができる。一般に、Kersonsky等により指摘されるように、より大きなＬSを用いることにより整流器電流ｉDの減少率が低くなるため、逆回復に起因する損失が効率的に減少するようになる。
【００２３】
時間ｔ＝Ｔ1では、スナバコイル４０１の電流ｉLS及びブースト整流器４０６の電流ｉDが０まで減少する時点で、図６ｂに示され、波形７０６（ｉLS）、７１０（ｉD）及び７０５（ｉS）により例示されるように、入力電流ＩINはブーストスイッチ４０２を通って流れる。理想的には、整流器４０６の電流ｉDが時間ｔ＝Ｔ1で０まで降下する場合、ブースト整流器４０６は非導通状態になるはずである。しかしながら残留する蓄積電荷により、図６ｂに示されるように、逆回復電流ｉRRがブースト整流器４０６内を流れるであろう。時間ｔ＝Ｔ2では、その蓄積された電荷がブースト整流器４０６の接合部から回復され、ブースト整流器４０６は非導通状態になり、ブースト整流器４０６間の電圧ＶD（波形７１１）がＶO＋ＶCに向かって上昇し始める。従って図６ｃに示されるように、スナバコイル４０１、スナバコンデンサ４０５（ＣC）、補助スイッチ４０４の出力キャパシタンス６０１（ＣOSS1）及びブースト整流器４０６の接合コンデンサ６０２（ＣD）により共振回路が形成される。こうして時間ｔ＝Ｔ2と時間ｔ＝Ｔ3との間の時間では、図４の端子４１１における補助スイッチ４０４の電圧ＶS1（波形７０４）が共振状態でＶO＋ＶCから０まで減少する。時間ｔ＝Ｔ3において、端子４１１におけるＶS1が０まで降下する時点で、スナバコイル４０１を通って負方向に流れるピーク共振電流（ＩLS(PK)）が以下の式により与えられる。
【００２４】
【数２】
ここで、ＣEQ、すなわち共振回路の等価キャパシタンスは、クランプコンデンサ４０５の値が適切に選択される場合（すなわちＣC＞＞ＣOSS1）に以下の式により与えられる。
【００２６】
【数３】
図６ｃから、クランプコンデンサ４０５の電流ｉC（波形７０８）のピーク値は時間ｔ＝Ｔ3において生じ、以下の式により与えられる。
【００２８】
【数４】
時間ｔ＝Ｔ3において補助スイッチ４０４間の電圧ＶS1（波形７０４）が０まで降下した後に、図６ｄに示されるようにクランプダイオード４０３は導通し始める。クランプダイオード４０３が導通した時点で、クランプコンデンサ４０５のクランプコンデンサ電圧ＶCがスナバコイル４０１間に加えられ、その結果図７に示されるようにスナバコイル電流ｉLS（波形７０６）が線形に増加する。クランプコンデンサ４０５のキャパシタンスＣCが補助スイッチ４０４の出力キャパシタンスＣOSS1に比べて大きくなる場合には、コンデンサ電圧ＶCは概ね一定になり、コイル電流ＩLSが増加し、コンデンサ電流ｉCは線形に同じ割合で減少する。すなわち、
【００３０】
【数５】
そうでない場合、すなわちクランプコンデンサ４０５のキャパシタンスＣCが補助スイッチ４０４の出力キャパシタンスＣOSS1に比べて大きくない場合には、スナバコイル４０１の電流ｉLS及びクランプコンデンサ４０５の電流ｉCは共振状態で変化する。時間ｔ＝Ｔ5では、電流ｉCが０に到達した時点で、クランプダイオード４０３が非導通状態になる。図７に示されるように、補助スイッチ４０４のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を達成するために、補助スイッチは時間ｔ＝Ｔ5前に、すなわちクランプダイオード４０３が導通している（例えば時間ｔ＝Ｔ4）間に閉じられる。補助スイッチ４０４が時間ｔ＝Ｔ4で閉じた後に、スナバコイル４０１の電流ｉLS（波形７０６）の少なくとも一部が補助スイッチ４０４内を流れる。図６ｅに示されるように、電流ｉS1（波形７０７）の大きさは、ブーストスイッチ４０２と補助スイッチ４０４とを流れる電流経路の相対的なオンインピーダンス及びクランプダイオード４０３のオンインピーダンスに依存する。クランプダイオード４０３が時間ｔ＝Ｔ5で非導通状態になった後に補助スイッチ４０４が導通し始めるため、図６ｆに示されるように、補助スイッチ４０４の電流ｉS1は線形に増加し続ける。同時に、電流ｉS1とｉS（それぞれ波形７０７及び７０５）との和が入力電流ＩINに等しくなるため、ブーストスイッチ４０２の電流ｉSは同じ割合で減少する。
【００３２】
ブーストスイッチ４０２が時間ｔ＝Ｔ6で開いた時点で、図６ｇに示されるように、電流ｉSは急速にゼロになり、クランプダイオード４０３が導通状態になるので、電流ｉS1は時間ｔ＝Ｔ6の直前の電流ｉSに等しい量だけ急速に増加する。ブーストスイッチ４０２間の電圧ＶSは、クランプダイオード４０３と補助スイッチ４０４とを導通することにより０にクランプされる。その結果ブーストスイッチ４０２は、少ない電流ストレスでゼロ電圧において開く。ブーストスイッチ４０２が時間ｔ＝Ｔ6で開いた時点で、図７に示されるように、ブーストスイッチ４０２の電流ｉSは入力電流ＩINより小さい。実際にはブーストパワーステージ４００は以下に議論されるように、ブーストスイッチ４０２の完全なゼロ電流スイッチングを達成するように設定することができる。時間ｔ＝Ｔ6と時間ｔ＝Ｔ7との間の時間においては、図７において電流ｉC及びＩLS（それぞれ波形７０８及び７０６）に示されるように、クランプコンデンサ４０５がスナバコイル４０５を通して放電し続けるのに応じて、入力電流ＩINは補助スイッチ４０４内を流れる。図６ｈに示されるように、補助スイッチ４０４は時間ｔ＝Ｔ7で開き、その結果電流ＩINが補助スイッチ４０４の出力キャパシタンス６０１（ＣOSS1）とブーストスイッチ４０２の出力キャパシタンス６０３（ＣOSS）とを充電し始める。従ってブーストスイッチ４０２と補助スイッチ４０４とにかかる電圧ＶS及びＶS1（それぞれ波形７０３及び７０４）はそれぞれ、０からＶO＋ＶCまで線形に増加し始める。ブーストスイッチ４０２と補助スイッチ４０４とにかかる電圧ＶS及びＶS1がそれぞれ時間ｔ＝Ｔ8においてＶO＋ＶCに到達した時点で、図６ｉに示されるようにブースト整流器４０６は導通状態になる。時間ｔ＝Ｔ8と時間ｔ＝Ｔ9との間の時間においては、スナバコイル４０１の電流ＩLS（波形７０６）はＩINに向かって増加し続け、一方クランプコンデンサ４０５は電流ｉC（波形７０８）により充電される。電流ｉCは入力電流ＩINとスナバコイル４０１の電流ｉLSとの差に等しい（すなわちｉC＝ＩIN−ｉLS）。
【００３３】
時間ｔ＝Ｔ9では、スナバコイル４０１の電流ｉLSが入力電流ＩINに到達し、図６ｊに示されるように、図７において時間ｔ＝Ｔ10で開始される次のスイッチングサイクルまで、クランプダイオード４０３が非導通状態になり、入力電流ＩINはブースト整流器４０６内を流れる。
【００３４】
こうして図７の波形７０１−７１１により示されるように、ブーストスイッチ４０２が開いた瞬間に、クランプコンデンサ４０５の電流ｉCが入力電流ＩINに等しくなる場合には、ブーストスイッチ４０２は完全なＺＣＳ条件下、
【００３５】
【数６】
【００３６】
さらに時間ｔ＝Ｔ6と時間ｔ＝Ｔ7との間の時間間隔が時間ｔ＝Ｔ5と時間ｔ＝Ｔ6との間の時間間隔より著しく短い時間に保持される場合には、クランプコンデンサ４０６の電流ｉCは概ね等しくなる。
【００３７】
【数７】
ただし図７の波形７０８により示されるように、
【外１】
はクランプコンデンサ４０５の最大放電電流である。こうしてブーストスイッチ４０２に対するＺＣＳ条件は以下の式により定義することができる。
【００４０】
【数８】
式（６）が適用できるシステムでは、クランプコンデンサ４０５は、時間ｔ＝Ｔ2と時間ｔ＝Ｔ5との間の時間間隔においてのみ充電する、すなわち電流ｉCは時間ｔ＝Ｔ8と時間ｔ＝Ｔ9との間の時間間隔において０になる。時間ｔ＝Ｔ2と時間ｔ＝Ｔ3との間の時間間隔が、時間ｔ＝Ｔ2と時間ｔ＝Ｔ5との間の時間間隔より非常に短い場合には、電荷を保存するために、
【００４２】
【数９】
【００４３】
こうして式（３）、（４）及び（７）から、ＺＣＳ条件は以下のように書くことができる。
【００４４】
【数１０】
式（８）が最大電力、すなわちＩIN＝ＩIN(max)で満足される場合には、ブーストスイッチ４０２の完全なＺＣＳが全負荷範囲において達成される。補助スイッチ４０４及びブースト整流器４０６が何れもＺＶＳ条件下でスイッチングするため、スイッチング損失を増やすことなく、外部キャパシタンスを補助スイッチ４０４間或いはブースト整流器４０６間に加えることができる。こうして電圧ＶO、電流ＩIN、インダクタンスＬS、クランプ電圧ＶCの所与の値の場合に、また選択された構成要素の値ＣOSS1及びＣDに対して、ＣOSS1或いはＣDと並列に外部コンデンサを加え、ＣOSS1及びＣDの有効な値を調整してブーストスイッチ４０２に対する完全なＺＣＳを実現することができる。図７に示されるように、ブーストスイッチ４０２、補助スイッチ４０４及びブースト整流器４０６の電圧ストレスはＶO＋ＶCであるため、ブーストパワーステージ４００のブーストスイッチ４０２の電圧ストレスは従来の「ハードスイッチング型」ブーストコンバータのストレスより電圧ＶCだけ高くなる。こうしてクランプ電圧ＶCを注意深く選択して、ブーストスイッチ４０２及び補助スイッチ４０４の電圧ストレスを望ましい限度内に保持する。
【００４６】
電圧 ＶCの決定は、以下の条件が適用できる場合に簡単にすることができる。それは、（ａ）ブーストパワーステージ４００が、逆回復に起因する損失が最小限で、かつブーストスイッチ４０２の完全なＺＣＳ条件が達成されるように設計される、（ｂ）整流器電流の整流時間Ｔ0−Ｔ2が、ブーストスイッチ４０２が導通する「オン時間」ＴONより非常に小さい、（ｃ）時間ｔ＝Ｔ8と時間ｔ＝Ｔ9との間の時間間隔におけるコンデンサ放電電流が０である、（ｄ）整流時間Ｔ2−Ｔ3及びＴ7−Ｔ8の間隔がＴONに比べて無視できる、という条件である。図７に示されるように、時間ｔ＝Ｔ3から時間ｔ＝Ｔ5までの時間間隔では、クランプコンデンサ４０５を充電する電流ｉCは以下の式より与えられる一定の傾斜を有する。
【００４７】
【数１１】
【００４８】
【数１２】
【００４９】
【数１３】
ここでＤは信号Ｓ（波長７０１）のデューティサイクルであり、ＴSはスイッチングサイクル（すなわちＴON＋ＴOFF）であり、またｆSはスイッチング周波数である。時間ｔ＝Ｔ0と時間ｔ＝Ｔ2との間の整流時間がＴONより非常に短い場合の損失のないブーストパワーステージでは、電圧変換比ＶO／ＶINは以下の式により与えられる。
【００５１】
【数１４】
式９のＤ及びＩINに代入すると、
【数１５】
こうして式（１１）により、電圧 ＶCは全負荷（すなわちＩO＝ＩO(max)）及び高ライン電圧（例えばＶIN＝ＶIN(max)）において最大ある。所与の入力及び出力仕様（すなわち所与のＩO(max)及びＶIN(max)）及び電圧ＶOでは、ＬSｆS積を最小にすることにより、クランプコンデンサ電圧ＶCを最小にすることができる。
【００５４】
負荷が軽い場合の動作中では、入力電流ＩINは、式（２）において与えられるピーク共振電流ＩLS(PK)より小さく、クランプコンデンサ４０５は、時間ｔ＝Ｔ1と時間ｔ＝Ｔ6との間の時間間隔ＴON内で完全に充放電される。ブーストパワーステージ４００の軽負荷動作が図８及び図９により示される。図８ａ−図８ｊはブーストパワーステージ４００の実施形態を示しており、入力電流ＩINがスナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）より小さい場合を示す。図９は、入力電流ＩINがスナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）より小さい場合のブーストパワーステージ４００の基本的な波形を示す。
【００５５】
図８ａ−図８ｅは、時間ｔ＝Ｔ0と時間ｔ＝Ｔ5との間の時間における軽負荷動作に対応しており、同じ時間に渡る全負荷動作に対応する図６ａ−図６ｅと概ね同一である。同様に図９では、時間ｔ＝Ｔ0と時間ｔ＝Ｔ5との間の波形９０１−９１１の部分が、軽負荷動作における基本的な波形に対応しており、全負荷動作中の波形７０１−７１１の対応する部分と概ね同一である。しかしながら、軽負荷動作中に、時間ｔ＝Ｔ7（波形９０１）においてブーストスイッチ４０２が開く前に、スナバコイル４０１の電流ｉLS（波形９０６）が入力電流ＩINに到達するため、時間ｔ＝Ｔ6と時間ｔ＝Ｔ9との間の時間間隔では、補助スイッチ４０４が入力電流ＩINを流す。全負荷動作に関連して上で与えられた解析は、図８ａ−図８ｊ及び図９の軽負荷動作にも同様に適用可能であり、ここでは繰り返さない。
【００５６】
上記のように、ブーストコンバータは入力電流を整形する応用例において用いられる場合が多い。電源の入力電流整形は、高調波成分を低減するだけでなく、ライン電流の力率も改善する。
【００５７】
【外２】
図１１は、クランプコンデンサ４０５間に設けられたダイオード１１０１及び抵抗１１０２を備えるブーストパワーステージ１１００を示す。抵抗１１０２がクランプコンデンサ４０５間に接続され、ブーストパワーステージ１１００のデューティサイクルがライン電圧のピーク付近で最小になる場合に、クランプコンデンサ４０５の過剰な充電を防ぐ。ブーストパワーステージ１１００では、補助スイッチ４０４と並列に配設されたコンデンサ１１０４が、
【外３】
【００５９】
ブーストパワーステージ４００或いはブーストパワーステージ１１００の制御は、付加的なゲートドライバ回路が配設されている限りにおいては、従来の「ハードスイッチング型」パワーコンバータと概ね同じように実施することが可能である。詳細には、入力電流整形の応用例において、ブーストパワーステージ４００或いはブーストパワーステージ１１００は平均電流制御、ピーク電流制御或いはヒステリシス制御のような任意の既知の制御技術を用いて実装することができる。
【００６０】
アクティブスナバを備えるブーストパワーステージ４００の性能が、１ｋＷ（３７５Ｖ／２．６７Ａ）で、８０ｋＨｚで動作する広範なライン電圧範囲（９０−２６５ＶAC）の力率補正回路において実験された。その実験回路は以下の構成要素を備えている。ブーストスイッチ４０２はＩＸＧＫ５０Ｎ６０ ＩＧＢＴにより設けられ、補助スイッチ４０４は２ＳＫ２８３７ ＭＯＳＦＥＴにより設けられ、ブースト整流器４０６は並列に接続された２つのＲＨＲＰ３０６０整流器により設けられ、ブーストコイル４０８は０．８ｍＨコイルにより設けられ、スナバコイル４０１は４．７μＨコイルにより設けられ、スナバ整流器４０３はＲＨＲＰ３０６０整流器により設けられ、さらにフィルタコンデンサ４０７は並列に接続された２つの４７０μＦ／４５０Ｖコンデンサにより設けられる。ブーストコイル４０８は磁気トロイダルコア（Ｋｏｏｌ Ｍｕ ７７４３９−Ａ７、並列に２つのコアを有する）と５５巻きのＡＷＧ＃１４ワイヤとを用いて作製され、スナバコイル４０３は磁気トロイダルコア（ＭＰＰ ５５５５０−Ａ２、並列に２つのコアを有する）と９巻きのＡＷＧ＃１４ワイヤとで作製された。スナバコイル４０１に４．7μＦコイルを配設することにより、ターンオフ時のスナバ整流器電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）はｄｉ／ｄｔ＝ＶO／ＬS＝８０Ａ／μｓに制限される。実験回路に対する制御回路は平均電流ＰＦＣコントローラＵＣ３８５４で実装された。ＴＣ４４２０及びＴＳＣ４２９ドライバを用いて、それぞれブーストスイッチ４０２及び補助スイッチ４０４に必要とされるゲートドライブ信号を生成する。
【００６１】
表１は、最小及び最大ライン電圧において、それぞれアクティブスナバを用いる場合及び用いない場合における実験コンバータの効率測定値を出力電力の関数として示す。表１に示されるように、両ライン電圧において、アクティブスナバは高出力電力レベル（例えば、＞６００Ｗ）における変換効率を改善する。それでも、その変換効率の改善は、逆回復による損失がより大きくなる最小ライン電圧及びより高い電力レベルにおいてより顕著である。詳細には、最大ライン電圧（２６５ＶAC）において、１ｋＷ時の効率の改善は０．３％である。しかしながら最小ライン電圧時には、アクティブスナバを用いない場合、過剰な逆回復による損失の結果として、ブーストパワーステージは、ブースト整流器の熱暴走に起因して約９００Ｗより大きい電力を給送することができない。９００Ｗでは、アクティブスナバは約３％だけ効率を改善するが、それは損失の約３０％低減に換算される。
【００６２】
【表１】
一般にＺＣ−ＺＶＳセル４５０は、図１２に示される構成１２００（「タイプＡ」）或いは図１３に示される構成１３００（「タイプＢ」）の何れかとして実装することができる。構成１２００及び１３００の何れの場合においても、端子Ａはパワーステージの電流源の点（例えばブーストコイル４０８の出力端子）に接続し、端子Ｃはパワーステージ整流器（例えばブースト整流器４０６）に接続し、さらに端子Ｂは入力電圧源、或いはパワーステージの共通のグランドに接続する。こうして構成１２００を用いる場合、ブーストコイル４０８がブーストスイッチ４０２とスナバコイル４０１との間の共通点に接続する。同様に構成１３００では、ブーストコイル４０８は端子Ｃとスナバコイル４０１との間の共通点に接続する。
【００６４】
ＺＣ−ＺＶＳセル４５０を他のパワーコンバータと共に用いることもできる。例えば図１４、図１５及び図１６はそれぞれ、バックコンバータ１４００、ブーストコンバータ１５００及びバック−ブーストコンバータ１６００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の適用例を示す。同様に図１７、図１８、図１９、図２０、図２１及び図２２はそれぞれ、フライバックコンバータ１７００、フォワードコンバータ１８００、インターリーブ型フォワードコンバータ（interleaved forward converter）１９００、２スイッチフォワードコンバータ２０００、双方向コンバータ２１００及び電圧供給型フルブリッジコンバータ（voltage-fed full-bridge converter）２２００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の適用例を示す。図２３は三相整流器２３００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の適用例を示す。
【００６５】
上記詳細な説明は、本発明の特定の実施例を例示するために与えられており、制限することを意図するものではない。本発明の範囲内で種々の変形例及び変更例を実施することが可能である。本発明は請求の範囲により画定される。
【００６６】
【発明の効果】
上記のように、本発明に従えば、ブースト整流器の損失を低減し、メインスイッチ並びに補助スイッチのスイッチング損失をなくすことができるゼロ電流ゼロ電圧スイッチング型（ＺＣ−ＺＶＳ）セルを、種々のパワーコンバータにおいて実現することができ、コンバータの性能を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 Hua等（従来技術）に開示されるようなアクティブスナバを備えるブーストパワーステージ１００を示す図である。
【図２】 Bassett等（従来技術）に導入されたアクティブスナバを備えるブーストパワーステージ２００を示す図である。
【図３】 Jovanovic（従来技術）に導入されたアクティブスナバを備えるブーストパワーステージ３００を示す図である。
【図４】本発明の一実施例によるゼロ電流ゼロ電圧スイッチング型（ＺＣ−ＺＶＳ）セル４５０を備えるブーストパワーステージ４００を示す図である。
【図５】電流及び電圧の基準方向を示すブーストパワーステージ４００のモデルを示す図である。
【図６】ａ乃至ｊよりなり、それぞれ入力電流、ＩINがスナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）より大きい場合のブーストパワーステージ４００の実施形態を示す図である。
【図７】入力電流ＩINがスナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）より大きい場合のブーストパワーステージ４００の基本的な波形を示す図である。
【図８】ａ乃至ｊよりなり、それぞれ入力電流ＩINがスナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）より小さい場合のブーストパワーステージ４００の実施形態を示しす図である。
【図９】入力電流ＩINがスナバコイル４０１のピーク電流（ＩLS(PK)）より小さい場合のブーストパワーステージ４００の基本的な波形を示す図である。
【図１０】
【外４】
【図１２】ブーストコイル４０８がブーストスイッチ４０２とスナバコイル４０１との間の共通点に接続する、３端子ＺＣ−ＺＶＳセル４５０の一実施形態である構成１２００（「タイプＡ」）を示す図である。
【図１３】ブーストコイル４０８がブースト整流器４０６のアノードとスナバコイル４０１との間の共通点に接続する、３端子ＺＣ−ＺＶＳセル４５０の一実施例形態である構成１３００（「タイプＢ」）を示す図である。
【図１４】バックコンバータ１４００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図１５】ブーストコンバータ１５００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図１６】バック−ブーストコンバータ１６００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図１７】フライバックコンバータ１７００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図１８】フォワードコンバータ１８００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図１９】インターリーブ型フォワードコンバータ１９００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図２０】２スイッチフォワードコンバータ２０００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図２１】双方向コンバータ２１００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図２２】電圧供給型フルブリッジコンバータ２２００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【図２３】図３相整流器２３００におけるＺＣ−ＺＶＳセル１３００の応用例を示す図である。
【符号の説明】
１００、２００、３００ 従来技術のブーストパワーステージ
４００ ブーストパワーステージ
４０１ スナバコイル
４０２ メインスイッチ
４０３ クランプダイオード
４０４ 補助スイッチ
４０５ クランプコンデンサ
４０６ ブースト整流器
４０７ 出力フィルタコンデンサ
４０８ ブーストコイル
４０９ 電源
４１０ 負荷抵抗
４１１ 端子
４５０ ゼロ電流ゼロ電圧スイッチング型（ＺＣ−ＺＶＳ）セル
５０１ 定電流源
５０２ 定電圧源
６０１ 出力キャパシタンス
６０２ 接合コンデンサ
６０３ 出力キャパシタンス
７０１−７１１ 波形
９０１−９１１ 波形
１００１ 入力電流波形
１００２ 入力電圧波形
１００３ 出力電圧波形
１１００ ブーストパワーステージ
１１０１ ダイオード
１１０２ 抵抗
１１０４ コンデンサ
１２００ 構成（タイプＡ）
１３００ 構成（タイプＢ）
１４００ バックコンバータ
１５００ ブーストコンバータ
１６００ バック−ブーストコンバータ
１７００ フライバックコンバータ
１８００ フォワードコンバータ
１９００ インターリーブ型フォワードコンバータ
２０００ ２スイッチフォワードコンバータ
２１００ 双方向コンバータ
２２００ 電圧供給型フルブリッジコンバータ
２３００ 三相整流器
Claims (24)
- 入力電圧を受け取る入力部、出力電圧を供給する出力部及びゼロ電流ゼロ電圧スイッチング（ＺＣ−ＺＶＳ）セルを備えるパワーコンバータであって、
前記ＺＣ−ＺＶＳセルが、前記入力部と接続される第１の端子、第２の端子及び前記出力部と接続される第３の端子を備え、
前記ＺＣ−ＺＶＳセルが、
ダイオードと、
前記第２の端子と前記ダイオードのアノードとの間に接続される第１のスイッチと、
前記第２の端子と前記ダイオードのカソードとの間に接続される第２のスイッチと、
前記第３の端子と前記ダイオードの前記カソードとの間に接続されるコンデンサと、
前記ダイオードの前記アノードと前記第３の端子との間に接続されるコイルとを備え、
前記第１のスイッチが閉じるのに続いて、第１の所定の時間間隔の後、前記第２のスイッチが閉じ、その後、前記第１のスイッチが開くのに続いて、第２の時間間隔の後、前記第２のスイッチが開き、
前記第１の所定の時間間隔及び前記第２の時間間隔が、ゼロ電圧スイッチング条件を与える前記コンデンサのキャパシタンス値及び前記コイルのインダクタンス値に基づいて、少なくとも部分的に決定されることを特徴とするパワーコンバータ。 - 前記ダイオードの前記アノードが前記第１の端子に接続されることを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記第１のスイッチが開いているとき、前記第１の端子及び前記第３の端子が短絡されることを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記第１のスイッチ間に接続されるダイオードをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記第２のスイッチ間に接続されるダイオードをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記コンデンサの端子間に接続されるダイオードをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記コンデンサの端子間に接続される抵抗をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記第２のスイッチ間に接続されるコンデンサをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記第１のスイッチ及び第２のスイッチが重複する時間間隔中に閉じることを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記重複する時間間隔において、前記第２のスイッチが閉じる前に前記第１のスイッチが閉じ、前記第２のスイッチが開く前に前記第１のスイッチが開くことを特徴とする請求項９に記載のパワーコンバータ。
- 前記第１のスイッチが絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを備えることを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記第２のスイッチが電界効果トランジスタを備えることを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記第１のスイッチが電界効果トランジスタを備える特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記第２のスイッチが絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを備えることを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記パワーコンバータがブーストコンバータを含むことを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記パワーコンバータがバックコンバータを含むことを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記パワーコンバータがバック−ブーストコンバータを含むことを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記パワーコンバータがフライバックコンバータを含むことを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記パワーコンバータがフォワードコンバータを含むことを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記パワーコンバータがインターリーブ型フォワードコンバータを含むことを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記パワーコンバータが２スイッチフォワードコンバータを含むことを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記パワーコンバータが双方向コンバータを含むことを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記パワーコンバータが電圧供給型フルブリッジコンバータを含むことを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
- 前記パワーコンバータが三相整流器を含むことを特徴とする請求項１に記載のパワーコンバータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/250789 | 1999-02-11 | ||
| US09/250,789 US6051961A (en) | 1999-02-11 | 1999-02-11 | Soft-switching cell for reducing switching losses in pulse-width-modulated converters |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000232775A JP2000232775A (ja) | 2000-08-22 |
| JP4528404B2 true JP4528404B2 (ja) | 2010-08-18 |
Family
ID=22949154
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000028505A Expired - Lifetime JP4528404B2 (ja) | 1999-02-11 | 2000-02-07 | Ｐｗｍ（パルス幅変調）コンバータにおいてスイッチング損失を低減するためのソフトスイッチングセル |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6051961A (ja) |
| EP (1) | EP1028518B1 (ja) |
| JP (1) | JP4528404B2 (ja) |
| DE (1) | DE60021637T2 (ja) |
| TW (1) | TW475317B (ja) |
Families Citing this family (75)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1055804C (zh) * | 1998-04-27 | 2000-08-23 | 深圳市华为电气股份有限公司 | 一种软开关拓扑电路 |
| SE520419C2 (sv) | 2000-03-24 | 2003-07-08 | Emerson Energy Systems Ab | Kapningskrets för nollspänningsomkopplare |
| US6496388B2 (en) | 2000-04-20 | 2002-12-17 | Fairchild Semiconductor Corporation | Quasi-resonant converter |
| US6341076B1 (en) | 2000-05-23 | 2002-01-22 | Next Power Corporation | Loss reduction circuit for switching power converters |
| US6236191B1 (en) | 2000-06-02 | 2001-05-22 | Astec International Limited | Zero voltage switching boost topology |
| US6198260B1 (en) * | 2000-06-05 | 2001-03-06 | Technical Witts, Inc. | Zero voltage switching active reset power converters |
| WO2002003533A1 (fr) * | 2000-07-05 | 2002-01-10 | Tdk Corporation | Systeme de conversion de courant electrique |
| US6495993B2 (en) * | 2001-02-20 | 2002-12-17 | Linear Technology Corporation | Circuitry for improving the efficiency of a switching regulator by reducing reverse recovery current |
| FR2821996B1 (fr) * | 2001-03-09 | 2003-06-13 | St Microelectronics Sa | Circuit a la commutation d'un convertisseur a decoupage |
| JP3680747B2 (ja) * | 2001-03-09 | 2005-08-10 | ソニー株式会社 | スイッチング電源回路 |
| US6452814B1 (en) * | 2001-09-19 | 2002-09-17 | Technical Witts, Inc. | Zero voltage switching cells for power converters |
| US6434029B1 (en) | 2001-10-17 | 2002-08-13 | Astec International Limited | Boost topology having an auxiliary winding on the snubber inductor |
| CN100349371C (zh) * | 2001-11-22 | 2007-11-14 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种零电压转换升压功率因数校正电路的控制装置 |
| DE10234080A1 (de) * | 2002-07-26 | 2004-02-05 | Philips Intellectual Property & Standards Gmbh | Gleichspannungsabwärtswandler |
| KR100917169B1 (ko) * | 2002-09-12 | 2009-09-15 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | Ｉｇｂｔ 모듈을 이용한 스위칭 방법 및 이를 위한ｉｇｂｔ 구동 회로 |
| US6939347B2 (en) * | 2002-11-19 | 2005-09-06 | Conmed Corporation | Electrosurgical generator and method with voltage and frequency regulated high-voltage current mode power supply |
| US6809503B1 (en) | 2003-01-13 | 2004-10-26 | Linear Technology Corporation | Systems and methods for conserving energy in a switching circuit |
| EP1618639B1 (en) * | 2003-02-11 | 2011-05-04 | DET International Holding Limited | Active snubber |
| TWI221053B (en) * | 2003-05-07 | 2004-09-11 | Uis Abler Electronics Co Ltd | Bi-directional dc/dc power converter with a neutral point |
| US6987675B2 (en) * | 2003-05-23 | 2006-01-17 | Delta Electronics, Inc. | Soft-switched power converters |
| JP4535492B2 (ja) * | 2004-07-21 | 2010-09-01 | 株式会社京三製作所 | 昇降圧チョッパ回路 |
| CN100356670C (zh) * | 2004-08-20 | 2007-12-19 | 艾默生网络能源有限公司 | 一种软开关功率因数校正电路 |
| DE102004050060B4 (de) * | 2004-10-13 | 2018-02-08 | Osram Gmbh | Tiefsetzerschaltung |
| US20060267561A1 (en) * | 2005-05-27 | 2006-11-30 | Cherokee International Corporation | Power factor correction circuit for DC-DC converters with low resonance current |
| GB0526625D0 (en) * | 2005-12-30 | 2006-02-08 | Microgen Energy Ltd | Power supply |
| GB0526635D0 (en) * | 2005-12-30 | 2006-02-08 | Microgen Energy Ltd | Switching controller |
| US7609037B1 (en) * | 2006-06-23 | 2009-10-27 | Edward Herbert | “Natural modulation” for maximizing efficiency in power converters |
| TWI319652B (en) | 2006-07-26 | 2010-01-11 | Benq Corp | Low acoustic noise solution for snubber circuit |
| TW200828760A (en) * | 2006-12-27 | 2008-07-01 | Acbel Polytech Inc | Voltage-transforming circuit |
| US7579814B2 (en) * | 2007-01-12 | 2009-08-25 | Potentia Semiconductor Corporation | Power converter with snubber |
| FR2929054B1 (fr) * | 2008-03-21 | 2014-06-20 | Commissariat Energie Atomique | Alimentation a decoupage dc dc non isolee |
| US7915879B2 (en) * | 2008-06-30 | 2011-03-29 | Infineon Technologies Austria Ag | Switching converter including a rectifier element with nonlinear capacitance |
| US8659273B2 (en) * | 2008-10-27 | 2014-02-25 | Dell Products L.P. | Soft-switching voltage regulation in a step-down circuit |
| JP5523811B2 (ja) * | 2009-12-16 | 2014-06-18 | 川崎重工業株式会社 | ソフトスイッチング降圧チョッパおよび電力供給システム |
| US8148853B2 (en) * | 2009-12-30 | 2012-04-03 | American Power Conversion Corporation | Switching method and apparatus |
| EP2523338A4 (en) * | 2010-01-05 | 2015-08-05 | Hitachi Ltd | ALTERNATIVE-CONTINUOUS CONVERTER AND METHOD OF CONTROLLING THE SAME |
| US8436593B2 (en) | 2010-02-15 | 2013-05-07 | Stmicroelectronics, Inc. | Wide input voltage range power factor correction circuit |
| US8829865B2 (en) * | 2010-07-13 | 2014-09-09 | General Electric Company | Power factor correction efficiency improvement circuit, a converter employing the circuit and a method of manufacturing a converter |
| US8773085B2 (en) * | 2011-03-22 | 2014-07-08 | Ledillion Technologies Inc. | Apparatus and method for efficient DC-to-DC conversion through wide voltage swings |
| TWI455464B (zh) * | 2011-05-10 | 2014-10-01 | Jiann Fuh Chen | 直流/直流升壓電路及其控制升壓方法 |
| JP2013169057A (ja) * | 2012-02-15 | 2013-08-29 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源回路 |
| TWI452811B (zh) * | 2012-03-01 | 2014-09-11 | Nat Univ Tsing Hua | Single - stage single - switch power conversion device |
| DE102012204255A1 (de) | 2012-03-19 | 2013-09-19 | Siemens Aktiengesellschaft | Gleichspannungswandler |
| KR101376844B1 (ko) * | 2012-12-11 | 2014-04-01 | 삼성전기주식회사 | 역률 보정 회로 및 이를 포함하는 전원 장치 |
| CN103151916A (zh) * | 2013-03-22 | 2013-06-12 | 深圳市航天新源科技有限公司 | 低纹波双向软开关dc－dc电路及不间断电源 |
| WO2015079538A1 (ja) * | 2013-11-28 | 2015-06-04 | 株式会社安川電機 | Ｄｃ－ｄｃコンバータ |
| KR101630076B1 (ko) * | 2014-11-07 | 2016-06-13 | 삼성전기주식회사 | 역률 보정 장치, 이를 갖는 전원 공급 장치 및 모터 구동 장치 |
| US9582016B2 (en) * | 2015-02-05 | 2017-02-28 | Silicon Laboratories Inc. | Boost converter with capacitive boost stages |
| CN104734302B (zh) * | 2015-04-09 | 2017-03-15 | 北京京东方能源科技有限公司 | 电源供电电路及供电方法 |
| TWI560987B (en) * | 2015-07-13 | 2016-12-01 | Univ Kun Shan | Direct current power converter |
| WO2017094488A1 (ja) * | 2015-12-04 | 2017-06-08 | 株式会社村田製作所 | 電力変換装置 |
| US10193442B2 (en) | 2016-02-09 | 2019-01-29 | Faraday Semi, LLC | Chip embedded power converters |
| US20180323713A1 (en) | 2017-04-18 | 2018-11-08 | EMD Technologies Incorporated | Soft-switching for high-frequency power conversion |
| WO2018231810A1 (en) * | 2017-06-12 | 2018-12-20 | Tae Technologies, Inc. | Multi-level multi-quadrant hysteresis current controllers and methods for control thereof |
| CA3066387A1 (en) | 2017-06-16 | 2018-12-20 | Tae Technologies, Inc. | Multi-level hysteresis voltage controllers for voltage modulators and methods for control thereof |
| CN107659141A (zh) * | 2017-11-01 | 2018-02-02 | 广东工业大学 | 一种转换器电路 |
| EA202092249A1 (ru) | 2018-03-22 | 2020-12-14 | Таэ Текнолоджиз, Инк. | Системы и способы для регулировния и управления мощностью |
| CN109120142A (zh) * | 2018-11-05 | 2019-01-01 | 宁波市北仑临宇电子科技有限公司 | 尖峰电压无损同步吸收电路、升压和降压开关电源电路 |
| US10504848B1 (en) | 2019-02-19 | 2019-12-10 | Faraday Semi, Inc. | Chip embedded integrated voltage regulator |
| SG11202110832UA (en) | 2019-03-29 | 2021-10-28 | Tae Technologies Inc | Module-based energy systems capable of cascaded and interconnected configurations, and methods related thereto |
| US11069624B2 (en) | 2019-04-17 | 2021-07-20 | Faraday Semi, Inc. | Electrical devices and methods of manufacture |
| CN110120749A (zh) * | 2019-06-13 | 2019-08-13 | 重庆线易电子科技有限责任公司 | 电力转换器及芯片 |
| CN110277905A (zh) * | 2019-07-22 | 2019-09-24 | 哈尔滨理工大学 | 电源的数字控制方法、功率因数校正级、以及功率因数校正方法 |
| TWI716110B (zh) * | 2019-09-20 | 2021-01-11 | 崑山科技大學 | 柔性切換交錯式主動箝位高升壓直流轉換器 |
| EP4380815A2 (en) | 2020-04-14 | 2024-06-12 | TAE Technologies, Inc. | Systems, devices, and methods for charging and discharging module-based cascaded energy systems |
| JP2023526245A (ja) | 2020-05-14 | 2023-06-21 | ティーエーイー テクノロジーズ， インコーポレイテッド | モジュール型カスケード式エネルギーシステムを伴う、レールベースおよび他の電気自動車両のためのシステム、デバイス、ならびに方法 |
| CN111697957B (zh) * | 2020-06-17 | 2024-03-12 | 上海电气集团股份有限公司 | 一种应用于绝缘栅双极型晶体管igbt的驱动电路 |
| US11063516B1 (en) | 2020-07-29 | 2021-07-13 | Faraday Semi, Inc. | Power converters with bootstrap |
| CA3196955A1 (en) | 2020-09-28 | 2022-03-31 | Tae Technologies, Inc. | Multi-phase module-based energy system frameworks and methods related thereto |
| EP4207573A4 (en) * | 2020-09-30 | 2024-03-06 | Daikin Industries, Ltd. | POWER CONVERSION DEVICE |
| JP2023543834A (ja) | 2020-09-30 | 2023-10-18 | ティーエーイー テクノロジーズ， インコーポレイテッド | モジュールベースのカスケード式エネルギーシステム内の相内および相間平衡のためのシステム、デバイス、および方法 |
| US11601036B2 (en) | 2021-04-16 | 2023-03-07 | Delta Electronics, Inc. | AC-DC power conversion system with zero voltage switching |
| CN113285599B (zh) * | 2021-05-27 | 2022-04-26 | 潍柴动力股份有限公司 | 一种软开关双向直流变换器及控制方法 |
| EP4367770A1 (en) | 2021-07-07 | 2024-05-15 | TAE Technologies, Inc. | Systems, devices, and methods for module-based cascaded energy systems configured to interface with renewable energy sources |
| US11990839B2 (en) | 2022-06-21 | 2024-05-21 | Faraday Semi, Inc. | Power converters with large duty cycles |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5146399A (en) * | 1989-08-14 | 1992-09-08 | Jeff Gucyski | Switching power apparatus having high factor and comprising pair of converter for obtaining fixed or variable output voltage |
| JPH0951260A (ja) * | 1995-05-26 | 1997-02-18 | Murata Mfg Co Ltd | Ｆｅｔドライブ回路 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3467852A (en) * | 1967-01-26 | 1969-09-16 | Trw Inc | High speed controlled switching circuit |
| CH682611A5 (de) * | 1991-04-16 | 1993-10-15 | Hasler Ag Ascom | Schaltentlastungsnetzwerk für einen Schalter und Verwendung desselben. |
| US5418704A (en) * | 1992-06-12 | 1995-05-23 | Center For Innovative Technology | Zero-voltage-transition pulse-width-modulated converters |
| US5313382A (en) * | 1993-05-18 | 1994-05-17 | At&T Bell Laboratories | Reduced voltage/zero current transition boost power converter |
| US5446366A (en) * | 1994-02-08 | 1995-08-29 | Computer Products, Inc. | Boost converter power supply with reduced losses, control circuit and method therefor |
| US5736842A (en) * | 1996-07-11 | 1998-04-07 | Delta Electronics, Inc. | Technique for reducing rectifier reverse-recovery-related losses in high-voltage high power converters |
| US5815386A (en) * | 1997-06-19 | 1998-09-29 | Factor One, Inc. | Snubber for zero current switched networks |
| US5914587A (en) * | 1997-08-05 | 1999-06-22 | Lucent Technologies Inc. | Circuit for reducing switching losses of a power converter and method of operation thereof |
-
1999
- 1999-02-11 US US09/250,789 patent/US6051961A/en not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-02-07 JP JP2000028505A patent/JP4528404B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 2000-02-10 DE DE60021637T patent/DE60021637T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-02-10 EP EP00301054A patent/EP1028518B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-03-27 TW TW089102202A patent/TW475317B/zh not_active IP Right Cessation
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5146399A (en) * | 1989-08-14 | 1992-09-08 | Jeff Gucyski | Switching power apparatus having high factor and comprising pair of converter for obtaining fixed or variable output voltage |
| JPH0951260A (ja) * | 1995-05-26 | 1997-02-18 | Murata Mfg Co Ltd | Ｆｅｔドライブ回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE60021637D1 (de) | 2005-09-08 |
| EP1028518A2 (en) | 2000-08-16 |
| EP1028518A3 (en) | 2003-05-02 |
| US6051961A (en) | 2000-04-18 |
| DE60021637T2 (de) | 2006-05-24 |
| EP1028518B1 (en) | 2005-08-03 |
| JP2000232775A (ja) | 2000-08-22 |
| TW475317B (en) | 2002-02-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4528404B2 (ja) | Ｐｗｍ（パルス幅変調）コンバータにおいてスイッチング損失を低減するためのソフトスイッチングセル | |
| US5959438A (en) | Soft-switched boost converter with isolated active snubber | |
| US5736842A (en) | Technique for reducing rectifier reverse-recovery-related losses in high-voltage high power converters | |
| US5636114A (en) | Lossless snubber circuit for use in power converters | |
| US5287261A (en) | Power conversion using zero current soft switching | |
| US6028418A (en) | Boost converter with minimum-component-count active snubber | |
| KR0177873B1 (ko) | 순환전류 프리형 고주파 소프트 스위칭FB(Full Bridge)DC-DC컨버터 | |
| US4953068A (en) | Full bridge power converter with multiple zero voltage resonant transition switching | |
| US5303138A (en) | Low loss synchronous rectifier for application to clamped-mode power converters | |
| US5313382A (en) | Reduced voltage/zero current transition boost power converter | |
| US7023186B2 (en) | Two stage boost converter topology | |
| US6987675B2 (en) | Soft-switched power converters | |
| EP0851566B1 (en) | Half-bridge zero-voltage-switched PWM flyback DC/DC converter | |
| US6069803A (en) | Offset resonance zero volt switching flyback converter | |
| US7518895B2 (en) | High-efficiency power converter system | |
| US6525513B1 (en) | Soft switching topological circuit in boost or buck converter | |
| US6411153B2 (en) | Universal pulse width modulated zero voltage transition switching cell | |
| US5486752A (en) | Zero-current transition PWM converters | |
| US20060274558A1 (en) | Snubber circuit for a power converter | |
| Irving et al. | A comparative study of soft-switched CCM boost rectifiers and interleaved variable-frequency DCM boost rectifier | |
| US20040264224A1 (en) | Structure and method for an isolated boost converter | |
| Jovanovic | A technique for reducing rectifier reverse-recovery-related losses in high-voltage, high-power boost converters | |
| US5457379A (en) | High efficiency switch mode regulator | |
| JP3055121B2 (ja) | チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| KR19980086336A (ko) | 강압형 컨버터의 소프트 스위칭과 고역률을 위한 스위칭 회로 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060922 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090303 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090529 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20091222 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100317 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20100511 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20100607 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130611 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Ref document number: 4528404 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |