TW475317B - Soft-switching cell for reducing switching losses in pulse-width-modulated converters - Google Patents

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Description

且特別有關於脈寬調變 本發明係有關於電源轉換器 (PWM)轉換器。 一般而言,一高功率級、連續導通模式之昇壓型轉換 器係一具有主動式電流輸入整形之前端轉換器的較佳、 施。由於昇壓型轉換器之直流輸出電壓必須高於峰值輸入 電壓,因此整形器之輸出電壓相對較高。因為這種高電壓 而需要一快覆式昇壓整流器。在一高切換頻率下,當一快 覆式整流器以「硬切換」條件切換時將產生一嚴重的反相 回復相關(reverse-recovery-related)之損失。(參考鐾 如Y· Kersonsky, M. Robinson,及D· Gutierrez 在power
Conversion & Intelligent Motion (PCIM) Magazine, pp· 16-25,May 1 9 9 2 中發表之「New fast recovery, diode technology cuts circuit losse, improve rel iabi 1 i ty」)。結果使「硬切換」、昇壓型輸入電流整 流器操作於較低之切換頻率以避免嚴重降低其轉換效率。 使用一軟切換技藝可增加昇壓型、前端轉換器之切換效率 且因此增加其功率密度。 目前為止已提出許多種軟切換昇壓型轉換器及其變 型,一些軟切換昇壓型轉換器之範例揭露於以下之參考文 獻中·(a)R·Streit 及D.Tollik在International Telecommunication Energy Conf. (INTELEC) Proc., pp· 720-726,Oct· 1991 中發表之「High efficiency telecom rectifier using a novel soft-switched boost-based input current shaper j ( rStreit」);
475317 五、發明說明(2) (b) G. Hua及F.C. Lee於1995年5月23日發表之題名為 「Zero-VOltage-Transitioon Pulsed-Width-Modulated
Converter」之美國專利第5, 418, 704號案(「Hua等」); (c) J.Bassett及A.B.Odell於1995年8月29曰發表之題名為 「Boost Converter Power Supply with Reduced
Losses, Control Circuit and Method Therefor」 (「Bassett等」)之美國專利第5, 446, 336號案; (d) M.Jovanovic於1998年4月7日發表之題名為 「Technique for reducing rectifier revere-recovery-related losses in high-voltage, high-power converters」之美國專禾J 第 5, 736, 842 號案。 以上之參考文獻(a)至(d)中每一項均揭露一輔助主動 式開關配合許多被動元件(譬如電感器及電容器)而形成一 用於控制整流器電流變化率(di/dt)及產生主要開關與整 流器之零電壓切換(ZVS)條件的主動式箝制器。主動式箝 制器在譬如K. Harada 及Η· Sakamoto 於IEEE Power Electronics Specialists, Conf (PESC) Rec·, ρρ·18 卜 188,Jan· 1 990·中發表之「Switched snubber for high frequency switching」(「Harada 等」)即有所 描述。第一圖至第三圖係分別顯示Hua等、Bassett等及 Jovanovic等所介紹之軟切換昇壓型電路。
Stre it及Hua等提出之昇壓型轉換器電路係使用一箝 制電感器與昇壓開關及整流器連接至同一節點上以控制整
第7頁 五、發明說明(3) 流器電流之變化率(di/dt)。由於箝制電感器之位置使得 fStreit及Hu a等提出之電路中的主要開關及整流器具有 最小之電Μ與電流強度。此夕卜,昇塵開關在零電壓(軟切 換)之條件下閉合且整流器在此一條件關閉。然而,輔助 於「軟」切換條件下,即其係在電壓相等於輸出 一堅日守閉合且接著在承載一大於輸入電流之電流時斷開。 在Bassett等及jovanovic提出之電路中,整流器電流 之隻化率係由一串聯昇壓開關與整流器之箝制電感器控 制。此電感器之位置將使主要開關之電壓強度高於 ,Hua等所描述者。J〇van〇vic表示這種增加之電壓強度可 藉由適當之選擇箝制電感值與切換頻率而最小化。又
Brmj〇van〇vic提出之電路中的昇壓開關與輔助開 關以及幵壓整流器皆操作於零電壓切換之條件下。
Strei t及Hua等描述之昇壓型轉換器之主要缺點係在 輔助開關之輸出電容C〇ss與共振電感器之間之嚴重且非預 期的共振。該非預期的共振係發生於輔助開關斷開且箝制 電感器中之電流降至零時且必須消除此現象對電路 生之不利影響。譬如在Hua等介紹之電路中,可藉由第一 圖所示之將電感器串聯一整流器及一可飽和之電曰感 除該共振,但這將降低轉換效率並且增加元件數目及電路 成本。
Bassett等及J0van0Vic描述之電路需要使用一隔離 (高壓側)之閘極驅動以致增加了電路之複雜性及成本。 亦,由於】0”00乂10介紹之電路中之主要及輔助開關閘極 ^、發明說明(4) 驅動之偶發的暫態重疊將會因為產生同時通過導通之主要 f輔助開關之較大的暫態電流而造成一嚴重的電路損壞, =此茜要抗雜訊閘極驅動時序(β a s s e 11等介紹之電路中因 而要以重叠之閘極驅動來適當的操作因此不致遭遇重疊閘 極驅動之問題)。 _趨本發明中之一技藝係藉由消除切換損失來改善一脈寬 轉換器之特性。為消除切換損失,本發明提供一種零 器了二f電壓切換(ZC-ZVS)單元,其中包括一箝制電感 :開:柑位電容器、-箝位二極體、-主要開1、及-輔 反向Ξ禮Γ零?流-零電壓切換單元可減少昇壓整流器之 換。 目關損失並且提供主要及辅助開關無損失之切 換脈ίϊt零電流—零電壓切換單元可應用於譬如軟切 失係藉由串:3 =器曰。厂昇壓技藝中之反向回復相關損 感器而減Γ =(二壓開關)與昇塵整流器之箝制電 間控制其中之電:二=·器係可在昇愿整流器於關閉期 主要開關位π電"L 率(1/dt)的箝制電感器。此外, ::電壓切換。本發明之一電開關係操作 非導通之前先行變開關在輔助開關導通或 轉換以,當具有該零電r零通電塵切換單…厂 _〜電“之反相目覆相關 第9頁 丄 / 、發明說明(5) 知失。此外,由於箝制電感器防止主要開關之電流立即增 =而使主要開關藉零電流切換變為導通。又,在主要開關 通期間’箝制電感器與輔助開關之輸出電容器形成共振 =、路’使得跨接輔助開關之電壓共振振盪降至零,結果造 成輔助開關於跨接電壓為零時變為導通。 於主要開關及辅助開關皆導通期間,箝制電感器及箝 f ί谷器經由閉合之開關形成一共振電路。由於這種共振 ^得主要開關之電流在主要開關變為導通之前降為零,而 :越主要開關之電壓則藉由導通之箝位二極體與輔助開關 柑制在零。因此’主要開關係以零電流-零電壓切換關閉 ν 由於本發明之一電路中之主要及辅助開關之源極接點 係連接至電路接地點,因此可使用非隔離(直接)閘極驅 動士此外因為適當的電路動作需要主要及輔助開關之導 通%段重疊,使本發明之一電路不易因主要及輔助開關閘 ,驅,,發的暫態重疊而損壞。又,在本發明之一主動式 ,制益昇壓型轉換器中之電壓及電流強度係相似於傳統 硬切換」轉換器者。相同之技藝可擴展應用至任一種脈 寬調變轉換器中。 本發明藉由考慮以下之詳述及隨附圖式而得以較清楚 了解。 苐圖係顯示具有Hua等揭露之主動式箝制電路的昇 壓型電源級100(先前技藝)。 第二圖係顯示具有Bassett等介紹之主動式箝制電路
第10頁 475317 五、發明說明(7) 408係連接至昇壓開關4〇2與箝制電感器4〇ι間之共點。 士第十β二圖顯示結構1 30 0 (「β型」),其係三接點零電 二零電壓切換單元4 5 〇之一種實施;結構丨3 〇 〇之昇壓型電 感器408係連接至昇壓整流器406與箝制電感器401間之共 點。 第十四圖係顯示零電流-零電壓切換單元1 3 0 0於降壓 型轉換器1 40 0中之實施。 第十五圖係顯示零電流—零電壓切換單元1 3⑽於昇壓 型轉換器1 50 0中之實施。 、 第十六圖係顯示零電流-零電壓切換單元丨3〇 〇於反轉 型轉換器1600中之實施。 第十七圖係顯示零電流-零電壓切換單元13〇〇於反馳 式轉換器1 7 0 0中之實施。 、第十八圖係顯示零電流-零電壓切換單元1 3 〇 〇於順向 式轉換器1 8 0 0中之實施。 ' 第十九圖係顯示零電流-零電壓切換單元丨3 〇 〇於交錯 式轉換器1900中之實施。 3 第二十圖係顯示零電流-零電壓切換單元丨3 〇於雙開 關前向式轉換器2000中之實施。 第二十一圖係顯示零電流-零電壓切換單元13〇〇於雙 向式轉換器2100中之實施。 第二十二圖係顯示零電流-零電壓切換單元丨3 〇 0於電 壓饋入全橋式轉換器2200中之實施。 ' 第二十三圖係顯示零電流-零電壓切換單元13〇〇於三
第12頁 475317 五、發明說明(8) 相整流器2 3 0 0中之實施。 100、200、300、400、1100 :昇壓型電源級 401 :箝制電感器 4 0 2 :串聯主開關 4 0 3、11 0 1 :箝位二極體 404 :輔助開關 4 0 5、11 0 4 :箝位電容器 406 昇壓整流器 407 輸出濾波電容器 408 昇壓電感器 4 5 0、1 3 0 0 :零電流-零電壓切換 5 0 1 :電流源 5 0 2 :電壓源 7(H-711、901-911 :波形 1 0 0 1 :輸入電流波形 1 0 0 2 :輸入電壓波形 I 0 0 3 :輸出電壓 II 0 2 :電阻器 1 2 0 0 :結構 1 40 0 :降壓型轉換器 1 50 0 :昇壓型轉換器 1 60 0 :反轉型轉換器 1 7 0 0 :反馳式轉換器 1 8 0 0 :順向式轉換器
第13頁 475317
五、發明說明(9) 1 9 0 0 :交錯式轉換器 2 0 0 0 :雙開關前向式轉換器 2 1 0 0 :雙向式轉換器 2200 :電壓饋入全橋式轉換器 2 3 0 0 :三相整流器 本發明係提供一譬如第四圖之昇壓型電源級4〇〇之脈 寬調變轉換器中減少的切換損失。昇壓型電源級4〇〇包括 串聯主開關402 (S)與昇壓整流器40 6之箝制電感器 401 (Ls)。箝制電感器401係用於控制昇壓型整^器4〇6之 電流變化率(di/dt)。第四圖中之主要或昇壓開關4〇2、箝 制電感器4 0 1、輔助開關4 0 4 (S!)、箝位電容器4 。、及 箝位二極體403 (Dc)共同形成一零電流-零電壓切換C 、 (ZC-ZVS)單元45 0。為簡化以下之細部說明且便於交互的 參考圖式,在各圖式中係以相同參考代碼表示相同之元、 件0 , 第五圖中係顯示一昇壓型電源級4 0 0之模型。由於昇 壓電感值(L)大於昇壓型電源級4 〇〇之其他元件的電感值外, 因此以一定電流源501 (ΙΙΝ)代表昇壓電感器408。又:由於 輸出漣波係可忽略,因此以一定電壓源5〇2代表跨接輸出、 遽波電容器407之電壓VG。當半導體元件(即開關4〇2 / 4〇4)導通時可視為具有零電阻值(即短路)。開關402與4〇4 之輸出電容及昇壓變壓器406之反向回充係不可忽略了 第六圖A至第六圖j顯示第四圖之昇壓型電源級4〇〇之 拓樸結構在一切換週期中之輸入電流IIN大於箝制電感器
第14頁 475317 五、發明說明(10) — 401之峰值電流(ILS(pi〇)時。第七圖顯示昇壓型電源級4〇〇 於同一切換週期中之主要波形。如第七圖所示,用於昇壓 開關402與輔助開關404之閘極驅動的波形(即分別作為間 極驅動信號Gs及Gsl之波形701及702 )係互相重疊(即昇壓開 關40 2與辅助開關404在某些時段内係同時導通)。_重/ 時段之範例係介於時間t = T4與1 = 丁6之間的時段内。 且 輸入電流IIN在初始時(即在昇壓開關4 〇 2於時間^ = %閉 合之前)流經箝制電感器401與昇壓整流器40 6同時輸出Q電 壓V〇橫跨於昇壓開關402上,且一相等於輸出電壓vq與跨 接於電容器40 5之箝位電容電壓Vc之和(即VG + VC)係橫跨於 輔助開關404上。 當幵壓開關4 0 2在時間t = T〇閉合時,電壓將如第六圖 A所示4頁跨於籍制電感器4 0 1上’結果使籍制電感器4 〇 1之 電感器電流iLS (波形70 6 )及昇壓整流器406之電流iD(波形 71 0 )線性地減少而昇壓開關4 0 2中之電流is (波形7 〇 5 )以相 同比率增加,昇壓整流器4 0 6之整流器電流iD之變化率可 表示為: (1) = K) dt Ls 由於整流器電流iD之減少率係由箝制電感器4 〇 1之電 感值Ls控制’因此可藉由適當的選擇電感值Ls來減少整流 器回充及其相關損失。Kersonsky等指出,通常一較大之 L s可提供一較低之整流器電流iD減少率以更有效率的減少 與反相回充有關之損失。
第15頁 475317 五、發明說明(π) 在時間仁乃時,當箝制電感器401之電流iLs及昇壓整 流器4 0 6之電流iD降為零時,輸入電流IIN係如第六圖所示 流經昇壓開關402並且顯示於波形7〇6(iLS)、7i〇(iD)及7〇5 中(is)。理想上當整流器4 0 6之電流iD在時間t = t降至零 時,昇壓整流器4 0 6應變為不導電。然而,由於一殘餘之 儲存電荷而使反向回充電流iRR如第六圖B所示流入昇壓整 流器4 0 6中。在時間t = 時,儲存之電荷將由昇壓整流器 406之接合處回復且昇壓等流器406變為不導電,並且橫跨 昇壓整流器406之電壓VD(波形71 1)開始朝VQ + VC上升。結 果,由第六圖C所示之箝制電感器401、箝位電容器4〇5(C c)、輔助開關404之輸出電容6 01 ((:_)、及昇壓整流器4〇 6 之接合電谷裔602(CD)形成一共振電路。是以,第四圖中 所示之輔助開關4 0 4在接點4 11上之電壓VS1 (波形7 0 4 )將於 t = I至t = Ts之時段内以一共振模態而由v〇 + Vc降至零。在時 間t = TS時,當接點4 11上之電壓VS1降至零時,反向流經箝 制電感器401之峰值共振電流(iLs(pK))。可表示為·· ^LS(PK) ^ = ^3) = £ ⑵ 其中CEQ係共振電路之等效電容,可表示為 ^oss\ ^ 對於一適當選擇之箝位電容器408之Cc值(即Cc>>Cossl )。由 第六圖C,箝位電容器405之電流ic (波形708 )之峰值發生 於t = T3,且表示為:
第16頁 五、發明說明(12) (3) 如第六圖D所示,橫跨輔助開關404之電壓VS1(波形 704 )在時間t = Ts降至零後導通箝位二極體。當箝位二極 403導通。時,箝位電容器4〇5之箝位電容器電壓&係加諸疒 制,感器上,而使得箝制電感器iLS(波形706)如第七圖所 二?輔加助電倘4籍位電容器405之電容值Cc大於輔助開 哭電产i將择!谷咖丨,則電容器電壓〜大致為定值且電感 即d .爪/h 並且電容器電容&以相同比率線性增加 (即 d i[s / d t = — d ic / d t = V / ί、,不目ιί 日 之電谷值cc並非大於辅助開關4〇4之 ,a!f , t ^ H401 ^ t ,.iLs 模態改變。於時間t = Ts時, 之電机1c將以一共振 體403變為不導通。如第七圖中電,零時,箝位二極 零電壓切換(ZVS),輔助開關4〇4將、、、了使輔助開關4〇4完成 籍位二極體403導通時(譬如時間 $間t = Ts之前,即在 404於時間卜八閉合之後,至少吾、4j閉合,在輔助開關 iLS(波形706 )流入辅助開關4〇$ ^份籍制電感器4〇1之電流 係依據第六圖E中流經昇壓開關4〇°2】(波形7〇7)之量 路徑的相對導通阻抗及箝位-極/、輔助開關4 0 4之電流 由於輔助開關404在箝位二極j體403之導通阻抗而定。 通之後開始導通,使得輔助門=3於時間t = Ts時變為不導 于補助開關404之電流‘如第六圖請 475317 五、發明說明(13) 不繼續線性增加。同時,由於電流‘與込之和(分別為波 形7 0 7與7 0 5 )相等於輸入電流、,以致昇壓開關4 〇 2之電流 i s將以相同比率減少。 當歼壓開關4 0 2於時間t = 斷開時,如第六圖g中所 不’電流is迅速地變為零且電流‘在箝位二極體4〇3導通 之情形下迅速地增加一相等於電流“在時間t = Te之前瞬間 的電流is量。橫跨於昇壓開關4〇2之電壓%係藉由導通箝位 二極體40 3與輔助開關4〇4而箝制於零,結果使昇壓開關 4 0 2於一降低電流強度及零電壓時斷開。如第七圖所示, 當昇壓開關4 0 2於時間t = Te斷開時,昇壓開關4 〇 2之電流is 係小於輸入電流IIN。事實上,昇壓電源級4〇〇可如下所述 而設計成為使昇壓開關4 0 2達成完全零電流切換。如第七 圖所示之電流込及込5(分別為波形7〇8及7〇6),輸入電流IIN 於時間t = Te至t = T?之時段内流入輔助開關4〇4中且箝位電容 器4 0 5同時經由箝制電感器4 0 1持續放電。如第六圖η所 示,輔助開關404於時間t = T?時斷開以使電流ιΙΝ開始對輔 助開關404之輸出電容60 1(C0SS1)及昇壓開關4〇2之輸出電容 6 03 (Q)SS)充電,結果造成橫跨昇壓開關4〇2與輔助開關404 之電壓vs與vsl (分別為波形703與704 )皆開始由零線性增加| 至VG + VC。如第六圖I所示,當橫跨昇壓開關402與輔助^關 404之電壓vs與vsl皆於時間t = T8時到達v〇 + Vc,昇壓整流器 40 6即導通。於時間t = Ts至t = T9中之時段,箝制電感器4〇1 之電流(波形了06)繼續向IIN增加且相等於輸入電流^與 箝制電感器401電流iLS之差的電流込(即込=;^ —υ (波^
_ 475317
708)將在同時對箝位電容器4〇5充電。 —於時間t = Tg時,箝制電感器401之電流iLS達輪入電流J IN使箝位二極體4〇3如第六圖j所示變為不導通且^泣二 入昇壓整流器40 6中直到在第七圖中時間t = T 二:二 次切換循環為止。 。之卜一 是以’如第七圖所示之波形7〇卜711,倘若箝位電容 器40 5之電流ic在昇壓開關4〇2斷開瞬間相等於輸入電流工 IN ’則昇壓開關4 0 2可在完全電流切換之條件下斷開: ’r(’ = 0 -& (4) 此外,倘若時間t=Ts至時間t=T?中之間隔遠小於時間 t = Ts至t = Te中之間隔,則箝位電容器4〇6之電流 大致 等於: /c(/ = % zc(r = ^) = ^C(max) ( 5 ) 其中I CCmax;)係第七圖所不之波形708之籍位電容器405 的最大放電電流。是以,昇壓開關402之零電流條件可定 義為 ^ ’C(max) - ’/Λ, ( 6 ) 對於一可使方程式(6)成立之系統而言,籍位電容号 40 5僅在時間t = T2至t = Ts之間充電,即電流ic在時間t = T8至 t二Tg之間為零。倘若時間t = T2與時間t = Ts之間隔遠小於時 間t = T2與t = T5之間隔,則為達成電荷不滅需要:
475317 五、發明說明(15) ’C,(max) = ’C(’ - 石)〜’C(職> % ~ (7) 是以,由方程式(3)、(4)及(7),零電流切換之條件 可寫為: 似C0SS'+cD)s^lL· ⑻
C ⑽Ί IIN 倘若方程式(8)於最大功率,即IlN = IiNUax)時可滿足, 則昇壓開關40 2可在全負載範圍中達成完全之零電流切換 (ZCS)。由於輔助開關404及昇壓整流器4〇6皆於零電流切 ,條件下切換,因此可外接電容器跨接於輔助開^4〇4或 幵壓整流器4 0 6上而不致產生額外之切換損失。是以,對 於給疋之電壓VQ、電流iin、電感值、箝制電壓、、及選 疋^ ί件值C()SS1與^而言,可藉並聯於或CD的方式外接 電容器而調整c〇ssl與cD之有效值以使昇壓開關4〇2達成完全 之零電流切換(zcs)。如第七圖所示,由於昇壓開關4〇2、 ,,開關4 0 4、及昇壓整流器4 q 6之電壓強度為% + ν。,使 昇壓,源級40 0中昇壓開關4〇2之電壓強度高於傳統「硬切 換」什壓型轉換器之電壓Vc,因此必須慎選箱制電以 將昇壓開關402與辅助開關4〇4之電壓強度保持在合理範圍 當以下條件成立時即可簡化電壓Vc之決定:(a)昇壓 原f級!0-“系設計為反向回復相關損失最小化及昇壓開 參元胃全之零電流切換,(b)整流器電流之換向時段 τ0-Τ2遂短於幵壓開關4〇2之導通的「開通時間」‘,(㈧電
第20頁 4/^317 五、發明說明(16) 容充電電流在時間t = T8至t = T9之間的時段内係為零, 換向時&Τ2-Τ3與T7_T8相較於TGN為可忽略。如第七圖所 不,充電箝位電容器405之電流ic在時間卜心至^^之時段 内具有一dic/dt = Vc/Ls之固定斜率。為達成昇壓開關4〇2之 零電流切換條件,必須符合以上方程式(7)表示 又,由於時間仁T3與t = Ts間之時段大約為Tgn之半, 容電壓vc可表示為: 柑位¥
D (9) 2 壓轉換率vq/vin表示為 其中D係信號S (波形701)之工作週期、Ts為切換週期(即丁 on + TgFF)、且匕為切換頻率。由於一無損失昇壓電源級之時 ,t: TQ至時間t = Τ'2間的電流換向時段係遠短於T〇N,因此電 (10)· 將D及IIN代入方程式(9)中 Vc - 2LsfslJ —^ (11) 、(Ww
是以,依據方程式(11),電壓vc於全負載(即I〇 = I (Kmw)及高線電壓(譬如時出現最大值。可藉由最 小化Lsfs乘積在給定輸入與輸出規格(即給 與電壓vG時將箝制電壓最小化。 0(fflax) ;N(fflax); 在輕負載時’輸入電流IIN係小於方程式(2 )中之峰值 共振電流ILS(P10,且箝位電容器々(^於時間^^與時間卜丁 五、發明說明(17) 間之時'^又T〇N内充分地充電及放雷。曰 負載動作顯示於第八圖及第九H源級400之輕 示昇壓型電源㈣〇之拓樸結構,A /八/ \第八圖J顯 制電感器4〇1中之峰值電流(/: ζ 小” 源㈣Γ的主電要感皮=中之峰值電流(1賺))時之昇壓型電 -Ιε^1 = Ί〇Ϊ ^ faU = T5 Fa1^ 11 ^ ^ ^ ^ ® A- ^ 大致相V ’: V:段内之全負載動作的第六圖A-第六圖E 大^目同。相似地,顯示對應於輕負載動作下之主要波形
Ltn,波形9°卜911介於時間t=T。與μ之間的部 伤係與王負載動作下之波形70卜711中相對應的部份大致 相同。然』,在輕負載動作下,由於籍制電感器401之電 流1LS (波形906 )在昇壓開關40 2於時間ΐ = τ?斷開之前(波形 901)到達輸入電流ιΙΝ,使得輔助開關4〇4於時間t = T6與時 間t=T9之間承載輸入電流Iin。上述針對全負載動作y做之 刀析亦可應用於弟八圖A-苐八圖J及第九圖之輕負載動 作,因此不再重複。 、 如上所述,一昇壓型轉換器通常係用於輸入電流整形 之應用。在電源供應器中之整形輸入電流可減少諧波含量 並且改善電流之功率因數。第十圖係顯示一輸入電流整形 應用中所欲達成之輸入電流波形(I R E C〗N )丨〇 〇丨、輸入電 壓波形(VRECIN )1002、及輸出電壓(v0 )10 03。由於在一 輸入電流整形應用中,輸入電壓VIN係於一線電壓週期内變 化且輸出電壓V0係定值,因此昇壓整流器406之工作週期
第22頁 475317 五、發明說明(18) 可由0%變化至100%。此外,當瞬時輸入電壓接近零時,儲 存於昇壓電感器408之能量可能不足以充電箝位電容器 405,因此,為維持昇壓型電源級4〇()適當的動作,需將箝 制電壓vc保持在正值以提供重置箝制電感器4〇1所需之伏 特-秒。為確保一正值之電壓Vc而將第四圖之昇壓型電源 級400修改成第十一圖之昇壓型電源級11〇〇。第十一圖顯 不之昇壓型電源級1100包括跨接於箝位電容器4〇5之二極 體1101及電阻器1102。電阻器ι1〇2跨接於箝位電容器4〇5 以防止箝位電容器405在昇壓型電源級丨丨〇〇之工作週期於 峰值線電壓附近為最小時過度充電。昇壓型電源級丨1〇〇中 之電容器11 0 4係與輔助開關4 0 4並聯以將電流之值最 佳化而使幵壓開關4 0 2可在零電流切換條件下斷開。 只要提供一額外之閘極驅動電路即可使用大致相同於 傳統「硬切換」型電源交換器之方法來實施昇壓型電源級 400或昇壓型電源級11〇0之控制。特別是在一輸入電流整 形之應用中,可使用譬如平均電流、峰值電流、或磁滞控 制之任一已知的控制技藝來實施昇壓型電源級4 〇 〇或昇壓 型電源級11 0 0。 使用一主動式箝制器之昇壓型電源級4 〇 〇的特性係於1 计瓦特(275伏特/2,67安培)且通用之線電壓範圍 (90-265VAC)中之功率因數修正電路操作K8〇kHz時實驗 出。實驗之電路具有元件IXGK5 0N6 0 IGBT提供之昇,,壓開關 402,2SK2837 MOSFET提供之輔助開關404 ;相互並聯之兩 個RHRP3060整流器提供之昇壓整流器4〇6 ; 一 08mii電感器
第23頁 475317 五、發明說明(19) 提供之昇壓電感器408 ; — 4.7//H電感器提供之箝制電感 器401 ; — RHRP3 0 60整流器提供之再歷整流器403 ;及相互 並聯之兩個470 //F/450V電容器提供之過遽電容器407。昇 壓電感器408係使用Magnetics環形鐵心(兩鐵心並聯之 Kool Mu 77439-A7型)及55圈之AWG#14線圈構成,且箝制 電感器403係由Magnet ics 環形鐵心(兩鐵心並聯之MPP 55550A2型)及9圈之AWG#14線圈構成。提供一 4.7//F之電 感器作為箝制電感器40 1以將箝制電感器關閉之電流改變 率(di/dt) 限制於di/dt = V〇/Ls = 80A/ /zs實驗電路中使用之 控制電路係由平均電流式PFC控制器UC3854實施之。 TC4420及TSC429驅動器係用於分別產生昇壓開關402及輔 助開關4 0 4所需之閘極驅動信號。 壓為函數之效率測量 於兩種線電壓下皆可在 瓦特)時改善轉換效 位時將因反向回復相關 顯’特別地係於最大線 率改善為0 · 3 %。然 式箝制器之昇壓型電源 的熱漂移而無法傳遞大 ’主動式箝制器政善效 第一表顯示具有及不具有主動 器在最小與最大線電壓時以輸出電 值。如第一表所示,主動式箝制器 較高之輸出功率準位(譬如大於6〇〇 率’然而最小線電壓及較高功率準 損失較大而使此效率之改善更加明 電壓(2 6 5 VAC )及功率1仟瓦特時之效 而’在最小線電壓時若不使用主動 級則將因過量之反向回復損失造成 於約90 0瓦特之功率。在900瓦特時 率約3% ’即大約減少30%損失。 第一表
本發明之實驗用昇壓型轉換器輸入電流整形器在200 ^特至1仟瓦特範圍内、最小線電壓(90VAC)及最大線電壓 、6 4 VAc )、具有及不具有主動式箝制器時之效率測量值: 功率 ϋ有主動式箝制器 具有ΐ動式箝制器 (瓦特) Vin = 90Vac Vin = 264Vac Vin = 90Vac Vin = 264Vac 200 94.2% 97.5% 93.2% 96.6% 300 93.9% 97.8% 93.4% 97.1% 400 - 93.6% 98.1% 93.3% 97.5% 500 93.2% 97.8% 93.8% 97.5% 600 93.0% 98.0% 94.4% 97.8% 700 92.7% 97.9% 94.5% 98.5% 800 92.0% 97.8% 93.8% 98.6% 900 90,5% 98.1% 93.4% 98.5% 1000 n.a. 98.1% 92.5% 98.4% m通常可使用第十二圖所示之結構1 200 (「型式A」)或 ,十一圖所示之結構丨3〇〇(「型式B」)來實施零電流-零電 壓切換單元450。不論在結構12〇〇或13〇〇中,接點a皆連接 至一電源極之電流源點(譬如昇壓電感器4〇8之輸出節 點)、接點C係連接至電源級整流器(譬如昇壓整流器 406)、且接點B連接至輸入電源或電源級之共地點。是 j,結構1200中之昇壓電感器4〇8係連接至昇壓開關4〇2與 箝制電感器4 0 1之間的共點。相似地,結構丨3 〇 〇中之昇壓 電感器408係連接至接點c與箝制電感器4〇1之間的共點。
第25頁 475317 五、發明說明(21) 零電流-零電座切換單元4 5 0可配合其他電源轉換器使 用,譬如第十四圖、第十五圖及第十六圖係分別顯示零電 流-零電壓切換單元1300應用於降壓型轉換器14〇〇、昇壓 型轉換器1500、及反轉型轉換器1600中之實施。相似地, 第十七圖、第十八圖、第十九圖、第二十圖、第二十一圖 及第一十二圖係分別顯示零電流—零電壓切換單元1 3 〇 〇應 用於反馳式轉換器1 7 0 0、順向式轉換器丨8 〇 〇、交錯式轉換 器1 900、雙開關前向式轉換器2〇〇〇、雙向 示零電流-零電壓切換單元1 30 0於三相整流器2300中之應 之特殊具體實施例且並 中可能有各種改變與修 開說明本發a月。 以上之詳述係用於顯示本發明 非用以限制本發明。在本發明範圍 飾。茲將以後附之申請專利範圍公

Claims (1)

  1. 475317 修正 案號 89102202 六、申請專利範圍 匕— 1 · 一種電源轉換器,包括一爹ΐ流、零電壓切換 (ZC-ZVS)單元,該零電流-零電壓切換單元具有一第一接 點、一第二接點及一第三接點,該零電流-零電壓切換單 元包括: 一二極體; 一第一開關係耦合於該第二接點與該二極體之一陽極之 間; 一第二開關係耦合於該第二接點與該二極體之一陰極之 間; - 一電容器係耦合於該第三接點與該二極體之該陰極之間; 及 一電感器係耦合於該二極體之該陽極與該第三接點之間。 2 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器,其中該二極體之 該陽極係耦合至該第一接點。 其中第一與第三 又包括一跨接於 又包括一跨接於 又包括一跨接於 又包括一跨接於 3 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器 接點係短路。 4 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器 該第一開關之二極體。 5 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器 該第二開關之二極體。 6 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器 該電容器之接點的二極體。 7 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器 該電容器之接點的電阻器。
    第28頁 2001.11.15.006 475317 _案號89102202_年月曰 修正_ 六、申請專利範圍 8 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器,又包括一跨接於 該第二開關之電容器。 9 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器,其中該第一開關 與第二開關係於重疊時段内閉合。 1 0 ·如申請專利範圍第9項之電源轉換器,其中在該重疊 時段内,該第一開關係於該第二開關閉合之前先行閉合, 且其中該第一開關係於該第二開關斷開之前先行斷開。 1 1 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器,其中該第一開 關包括一絕緣閘雙極電晶體(I GBT )。 1 2 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器,其中該第二開 關包括一場效電晶體。 1 3 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器,其中該第一開 關包括一場效電晶體。 1 4 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器,其中該第二開 關包括一絕緣閘雙極電晶體(I GBT)。 1 5 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器,其中該電源轉 換器包括一昇壓型轉換器。 1 6 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器,其中該電源轉 換器包括一降壓型轉換器。 1 7 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器,其中該電源轉 換器包括一反轉型轉換器。 1 8 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器,其中該電,源轉 換器包括一反馳式轉換器。 1 9 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器,其中該電源轉
    第29頁 2001.11.15.007 475317 案號89102202 γ_年月曰 修正_ 六、申請專利範圍 換器包括一順向式轉換器。 2 0 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器,其中該電源轉 換器包括一交錯式轉換器。 2 1 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器,其中該電源轉 換器包括一雙開關前向式轉換器。 2 2 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器,其中該電源轉 換器包括一雙向式轉換器。 23 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器,其中該電源轉 換器包括一電壓饋入全橋式轉換器。 24 ·如申請專利範圍第1項之電源轉換器,其中該電源轉 換器包括一三相轉換器。
    第30頁 2001.11.15.008
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