JP2012200082A - スナバ回路および該スナバ回路を備えた昇圧チョッパー回路 - Google Patents

Abstract

【課題】コストを増大させることなく、比較的容易に高効率化を実現できるスナバ回路および該スナバ回路を備えた昇圧チョッパー回路を提供する。
【解決手段】直流電源２から供給された直流電圧をスイッチング素子のスイッチング動作により昇圧して負荷３に供給する昇圧チョッパー回路１Ａに備えられ、スイッチング素子７のスイッチング損失を低減するスナバ回路９Ａであって、スイッチング素子７がターンオフした際に充電されるとともにスイッチング素子７がターンオンした際に放電するコンデンサ１０と、一次側巻線１４ａおよび二次側巻線１４ｂからなるトランス１４とを有し、コンデンサ１０の放電電流は、一次側巻線１４ａを経由してスイッチング素子７に流れ、放電電流に応じて二次側巻線１４ｂに発生する二次電流は、負荷３に供給される電流の一部として利用されることを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング動作に伴って発生する損失を低減するためのスナバ回路および該スナバ回路を備えた昇圧チョッパー回路に関する。

図３に示すように、従来の昇圧チョッパー回路１Ｂは、直流電源２の一端と負荷３との間に直列接続されたリアクトル４および逆流防止ダイオード５と、負荷３に並列接続された平滑コンデンサ６と、リアクトル４と逆流防止ダイオード５との接続部と直流電源２の他端との間に設けられたスイッチング素子としてのトランジスタ７と、トランジスタ７のスイッチング動作を制御する制御回路８と、スイッチング素子７に並列接続されたスナバコンデンサ９Ｂとを備えている。

この昇圧チョッパー回路１Ｂによれば、トランジスタ７がターンオフした際にスナバコンデンサ９Ｂが充電されるので、トランジスタ７のコレクタ・エミッタ間電圧の立ち上がり速度を遅らせることができ、トランジスタ７のターンオフ損失を低減することができる。その反面、昇圧チョッパー回路１Ｂは、トランジスタ７がターンオンした際にスナバコンデンサ９Ｂがトランジスタ７を介して放電するので、この放電エネルギーが損失となり、効率の低下を招いてしまう。

そこで、近年では、放電エネルギーによる損失を低減させるためのスナバ回路として、例えば、特許文献１に記載のものが提案されている。図４に示すように、このスナバ回路２９は、トランジスタ２７がスイッチング動作することにより直流電源２２から供給された直流電圧を昇圧または降圧して負荷２３に供給するフォワード方式のスイッチング電源装置２１に備えられたものであり、共振用のコンデンサ３０と、補助トランジスタ３１と、一次側巻線３２ａおよび二次側巻線３２ｂからなる補助トランス３２と、ダイオード３３、３４とを有している。なお、補助トランジスタ３１は、基本的には、トランジスタ２７と同時にオン（またはオフ）状態になるように、制御回路２８から出力される制御信号に基づいてスイッチング動作を行っている。

このスナバ回路２９を備えたスイッチング電源装置２１によれば、トランジスタ２７および補助トランジスタ３１がターンオンした際に、コンデンサ３０が放電して補助トランス３２の一次側巻線３２ａに放電電流が流れるとともに、放電電流に応じて補助トランス３２の二次側巻線３２ｂに生じた二次電流がダイオード３４を経由してトランス２４の一次側巻線２５に向かって流れるので、放電エネルギーの回生が可能になり、高効率化を実現することができる。

特開平１１−３１８０７５号公報

しかしながら、図４に示す従来のスナバ回路２９は、コンデンサ３０の放電電流を補助トランス３２の一次側巻線３２ａに流すのに補助トランジスタ３１を必要とするため、このスナバ回路２９を図３に示す従来の昇圧チョッパー回路１Ｂにそのまま適用すると、装置全体としてトランジスタを２個備えていることになり、これら２個のトランジスタを制御するための制御回路２８が必要となる。

さらに、この場合、補助トランジスタ３１のコレクタ電流がトランジスタ２７のコレクタ電流よりも小さくなるので、通常、トランジスタ２７よりも容量が小さくスイッチングスピードが速いトランジスタを補助トランジスタ３１として使用することになる。このため、従来のスナバ回路２９をそのまま適用した昇圧チョッパー回路１Ｂでは、補助トランジスタ３１とトランジスタ２７とを同時にオン（またはオフ）状態にさせるために、補助トランジスタ３１と制御回路２８との間にＣＲ回路等の遅延回路（不図示）を設け、制御回路２８から出力される補助トランジスタ３１の制御信号を遅延させる必要があった。

一方、従来のスナバ回路２９をそのまま適用した昇圧チョッパー回路１Ｂではなく、従来のスイッチング電源装置２１を単独で用いた場合、トランジスタを２個備えたことに起因する上記問題に加えて、入出力間の変換効率に起因する問題も生じていた。すなわち、従来のスイッチング電源装置２１では、放電電流に応じて発生した二次電流が直接負荷２３に供給されるのではなく、トランス２４を経由して負荷２３に供給されるため、入出力間の変換効率（トランス２４の変換効率）分だけ余分な損失が発生していた。

本発明は上記事情を鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、コストを増大させることなく、比較的容易に高効率化を実現できるスナバ回路および該スナバ回路を備えた昇圧チョッパー回路を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係るスナバ回路は、直流電源から供給された直流電圧をスイッチング素子のスイッチング動作により昇圧して負荷に供給する昇圧チョッパー回路に備えられ、スイッチング素子のスイッチング損失を低減するスナバ回路であって、スイッチング素子がターンオフした際に充電されるとともにスイッチング素子がターンオンした際に放電するコンデンサと、一次側巻線および二次側巻線からなるトランスとを有し、コンデンサの放電電流は一次側巻線を経由してスイッチング素子に流れ、放電電流に応じて二次側巻線に発生する二次電流は負荷に供給される電流の一部として利用されることを特徴とする。

この構成によれば、スイッチング素子（例えば、トランジスタ）がターンオンした際にコンデンサの放電電流をトランスの一次側巻線を介してスイッチング素子に流すことができる。その結果、放電電流に応じてトランスの二次側巻線に発生する二次電流を負荷に直接供給して負荷に供給される電流の一部として利用することができる。このため、新たなトランジスタを追加することなく、コンデンサの放電エネルギーを回生させて高効率化を実現することができる。

ここで、一次側巻線の一端にコンデンサが接続され、一次側巻線の他端に前記スイッチング素子が接続され、一次側巻線の他端とスイッチング素子との接続部にカソードが接続された第１ダイオードと、一次側巻線の一端とコンデンサとの接続部にカソードが接続され、アノードが第１ダイオードのアノードに接続された第２ダイオードとを有し、コンデンサからの放電時に一次側巻線を経由して放電電流をスイッチング素子に導く一方、コンデンサからの放電が終了したときに、一次側巻線に発生する電圧の反転による第２ダイオードの導通を遮断することが好ましい。

この構成によれば、スイッチング素子がターンオフすると、第２ダイオードを通じてコンデンサを充電し、スイッチング素子の立ち上がり速度を下げて、スイッチング素子のターンオフ損失を減少させることができる。
また、スイッチング素子がターンオンすると、コンデンサに充電された電荷は一次側巻線とスイッチング素子を通じて放電される。このように一次側巻線にコンデンサの放電電流が流れると、二次側巻線に二次電流が発生し、負荷に供給される電流の一部として利用することができる。
さらに、コンデンサからの放電が終了したときに、一次側巻線に発生する電圧が反転しても、第１ダイオードの存在によって、第２ダイオードの導通により一次側巻線の両端が短絡するのを遮断し、第２ダイオードで損失が発生するのを防止することができる。

また、本発明に係るスナバ回路は、直流電源の一端と負荷との間に直列接続されたリアクトルおよび逆流防止ダイオードと、負荷に並列接続された平滑コンデンサと、スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路とを有する昇圧チョッパー回路に備えられ、第１ダイオードのアノードはリアクトルと逆流防止ダイオードとの接続部に接続され、第２ダイオードのアノードはリアクトルと逆流防止ダイオードとの接続部に接続され、二次側巻線の一端にアノードが接続され、かつ逆流防止ダイオードと平滑コンデンサとの接続部にカソードが接続された第３ダイオードをさらに有する構成とすることができる。

この構成によれば、トランジスタ等の新たなスイッチング素子を追加することなく、コンデンサの放電エネルギーを回生させて高効率化を実現することができる。さらに、この構成によれば、スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路をより簡易な構成にすることができ、ＣＲ回路等の遅延回路も不要になるので、コスト削減に寄与することができる。

また、本発明に係る昇圧チョッパー回路は、上記した構成を有するスナバ回路を備えたことを特徴としている。

本発明によれば、コストを増大させることなく、比較的容易に高効率化を実現できるスナバ回路および該スナバ回路を備えた昇圧チョッパー回路を提供することができる。

本発明に係る昇圧チョッパー回路の回路図である。 本発明に係る昇圧チョッパー回路の各部の電圧および電流波形図である。 従来の昇圧チョッパー回路の回路図である。 従来のスナバ回路を備えたスイッチング電源装置の回路図である。

以下、添付図面を参照して、本発明に係るスナバ回路を備えた昇圧チョッパー回路の好ましい実施形態について説明する。なお、図１に示す構成要素のうち、図３で示されている構成要素と同一の構成要素については同一の参照符号を用いるものとする。

図１に、本実施形態に係る昇圧チョッパー回路１Ａを示す。同図に示すように、昇圧チョッパー回路１Ａは、直流電源２から供給された直流電圧を本発明の「スイッチング素子」に相当するＮＰＮ型トランジスタ(以下、単に「トランジスタ」という。）７のスイッチング動作により昇圧して負荷３に供給するものであり、直流電源２の一端と負荷３との間に直列接続されたリアクトル４および逆流防止ダイオード５と、負荷３に並列接続された平滑コンデンサ６と、出力電圧Ｖ₀を参照しつつトランジスタ７のスイッチング動作を制御する制御回路８と、スナバ回路９Ａとを備えている。

スナバ回路９Ａは、共振用のコンデンサ１０と、第１ダイオード１１と、第２ダイオード１２と、第３ダイオード１３と、一次側巻線１４ａおよび二次側巻線１４ｂからなるトランス１４（なおトランスについては、黒丸印が付された側を一端（巻き始め）、黒丸印が付された側と反対側を他端（巻き終わり）とする。）とを有している。

コンデンサ１０は、トランジスタ７がターンオフした際に充電されるとともにトランジスタ７がターンオンした際に放電するものであり、一端が第２ダイオード１２のカソードに接続され、かつ他端がトランジスタ７のエミッタに接続されている。

トランス１４の一次側巻線１４ａは、一端がコンデンサ１０と第２ダイオード１２のカソードとの接続部に接続され、かつ他端がトランジスタ７のコレクタに接続されている。また、トランス１４の二次側巻線１４ｂは、一端が第３ダイオード１３を介して逆流防止ダイオード５と平滑コンデンサ６の一端との接続部に接続され、かつ他端が平滑コンデンサ６の他端に接続されている。

第１ダイオード１１は、リアクトル４と逆流防止ダイオード５との接続部とにアノードが接続され、トランジスタ７のコレクタにカソードが接続されている。なお、第１ダイオード１１には、トランジスタ７のコレクタ電流とほぼ同じ大きさの電流が流れ、コンデンサ１０の充電電圧とほぼ同じ大きさの電圧が印加されるので、これらの電流や電圧に耐えられる高速ダイオードが用いられている。

第２ダイオード１２は、第１ダイオード１１のアノードにアノードが接続され、かつコンデンサ１０とトランス１４の一次側巻線１４ａとの接続部にカソードが接続されている。第１ダイオード１１のアノードと第２ダイオード１２のアノードはともに、リアクトル４と逆流防止ダイオード５との接続部に接続されている。また、第３ダイオード１３は、トランス１４の二次側巻線１４ｂの一端にアノードが接続され、かつ逆流防止ダイオード５と平滑コンデンサ６との接続部にカソードが接続されている。

続いて、図２（Ａ）〜（Ｆ）を参照して、制御回路８の制御下でトランジスタ７がスイッチング動作した場合の各部の動作について説明する。

時刻ｔ₀では、制御回路８から高レベルの制御信号が出力されており、トランジスタ７は、ベース・エミッタ間電圧Ｖ_BEが高レベル［Ｈ］に維持されてオン状態になっている（図２（Ａ）参照）。また、時刻ｔ₀では、直流電源２から供給された直流電流がリアクトル４および第１ダイオード１１を経由してトランジスタ７のコレクタ・エミッタ間を流れているため、トランジスタ７のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_CEは実質的にゼロになっている（図２（Ｂ）、（Ｃ）参照）。

時刻ｔ₁において、制御回路８から出力されている制御信号が高レベルから低レベルに切り替わり、トランジスタ７のベース・エミッタ間電圧Ｖ_BEが高レベル［Ｈ］から低レベル［Ｌ］に切り替わると、すなわち、トランジスタ７がターンオフすると、トランジスタ７のコレクタ電流Ｉ_CEが急速に遮断され（図２（Ｃ）参照）、直流電源２から供給された直流電流がリアクトル４および第２ダイオード１２を経由してコンデンサ１０に流れ込む（図２（Ｄ）、（Ｆ）参照）。このため、トランジスタ７のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_CEは、急速に立ち上がるのではなく、コンデンサ１０の充電が進むにつれて緩やかに立ち上がる（図２（Ｂ）参照）。

一方、時刻ｔ₂において、制御回路８から出力されている制御信号が低レベルから高レベルに切り替わりトランジスタ７がターンオンすると、コンデンサ１０の放電電流Ｉ_Cは、第２ダイオード１２があるためトランス１４の一次側巻線１４ａに向かって流れ、一次側巻線１４ａを経由して第１ダイオード１１とトランジスタ７との接続部に流れ込んだ後、トランジスタ７のコレクタ・エミッタ間を流れる（図２（Ｃ）、（Ｆ）参照）。なお、第１ダイオード１１があるため、コンデンサ１０の放電電流Ｉ_Cがリアクトル４と逆流防止ダイオード５との接続部や第２ダイオード１２に向かって流れることはない。

また、トランス１４の一次側巻線１４ａに放電電流Ｉ_Cが流れると、放電電流Ｉ_Cに応じた二次電流がトランス１４の二次側巻線１４ｂに生じる。この二次電流は、第３ダイオード１３の順方向電流Ｉ_D3となり（図２（Ｅ）参照）、負荷３に供給される電流Ｉ₀の一部として利用される。

以上をまとめると、本実施形態に係る昇圧チョッパー回路１Ａは、トランジスタ７のスイッチング動作によりコンデンサ１０の放電電流Ｉ_Cをトランス１４の一次側巻線１４ａに流すことができ、放電電流Ｉ_Cに応じた二次電流を負荷３に直接供給することができる。このため、本実施形態に係る昇圧チョッパー回路１Ａは、図４に示す従来のスナバ回路２９を図３に示す従来の昇圧チョッパー回路１Ｂにそのまま適用したものに比べて、補助トランジスタ３１を削除して、制御回路８をより簡易な構成にしたにもかかわらず、コンデンサ１０の放電エネルギーを回生させて高効率化を実現することができる。また、本実施形態に係る昇圧チョッパー回路１Ａは、放電エネルギーを入力側に回生させている従来のスイッチング電源装置２１と異なり、入出力間の変換効率に伴う余分な損失は発生しない。

さらに、本実施形態に係る昇圧チョッパー回路１Ａによれば、第２ダイオード１２のアノードにアノードが接続され、かつトランジスタ７のコレクタにカソードが接続された第１ダイオード１１が設けられているので、コンデンサ１０の放電が終了してトランス１４の一次側巻線１４ａに発生していた電圧が反転したとしても、トランス１４の一次側巻線１４ａの両端が短絡して一次側巻線１４ａの他端から第２ダイオード１２を経由して一次側巻線１４ａの一端に循環電流が流れてしまうのを防ぐことができ、この循環電流による損失を防ぐことができる。

なお、本実施形態におけるスナバ回路９Ａでは、第１ダイオード１１の順方向電流による損失と従来のスナバ回路２９の補助トランジスタ３１を削除したことによるトランジスタ７の微増損失が、従来のスナバ回路２９の補助トランジスタ３１に流れる電流による損失以下になるような第１ダイオード１１を選択することで、従来のスナバ回路２９と同程度以上の高効率化を実現することができる。すなわち、本実施形態におけるスナバ回路９Ａでは、第１ダイオード１１の順方向電流による損失（第１ダイオード１１の順方向電流と第１ダイオード１１の順方向電圧（ＶＦ）との積による電力損失）とトランジスタ７の微増損失（従来のスナバ回路２９の補助トランジスタ３１に流れていた電流が、本実施形態におけるトランジスタ７に流れ増加する分）との和が、補助トランジスタ３１に流れる電流損失（補助トランジスタ３１におけるコレクタ電流とコレクタ・エミッタ間のサチレーション電圧との積による電力損失と、補助トランジスタ３１を駆動するためのベース電流よるドライブ電力損失との和）に対して同等以下になるように、第１ダイオード１１を選択することが好ましい。

以上、本発明に係る昇圧チョッパー回路の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態の構成に限定されるものではない。

例えば、スイッチング素子は、ＮＰＮ型トランジスタ７に限定されず、オン状態（導通状態）とオフ状態（遮断状態）とに切り替え可能な他のスイッチを使用することができる。

さらに、直流電源２は、直流電圧を出力する電源や電池に限定されず、直流電圧を出力する任意の回路、例えば、単相あるいは三相の交流電源とコンバータ等の整流回路とからなり、交流電圧を変換して直流電圧を出力する回路であってもよい。

１Ａ 昇圧チョッパー回路
２ 直流電源
３ 負荷
４ リアクトル
５ 逆流防止ダイオード
６ 平滑コンデンサ
７ トランジスタ（スイッチング素子）
８ 制御回路
９Ａ スナバ回路
１０ コンデンサ
１１ 第１ダイオード
１２ 第２ダイオード
１３ 第３ダイオード
１４ トランス
１４ａ 一次側巻線
１４ｂ 二次側巻線

Claims (4)

1. 直流電源から供給された直流電圧をスイッチング素子のスイッチング動作により昇圧して負荷に供給する昇圧チョッパー回路に備えられ、前記スイッチング素子のスイッチング損失を低減するスナバ回路であって、
   前記スイッチング素子がターンオフした際に充電されるとともに前記スイッチング素子がターンオンした際に放電するコンデンサと、一次側巻線および二次側巻線からなるトランスとを有し、
   前記コンデンサの放電電流は、前記一次側巻線を経由して前記スイッチング素子に流れ、前記放電電流に応じて前記二次側巻線に発生する二次電流は、前記負荷に供給される電流の一部として利用されることを特徴とするスナバ回路。
2. 前記一次側巻線の一端に前記コンデンサが接続され、前記一次側巻線の他端に前記スイッチング素子が接続され、
   前記一次側巻線の他端と前記スイッチング素子との接続部にカソードが接続された第１ダイオードと、
   前記一次側巻線の一端と前記コンデンサとの接続部にカソードが接続され、アノードが前記第１ダイオードのアノードに接続された第２ダイオードと、
   を有し、
   前記コンデンサからの放電時に前記一次側巻線を経由して放電電流を前記スイッチング素子に導く一方、
   前記コンデンサからの放電が終了したときに、前記一次側巻線に発生する電圧の反転による前記第２ダイオードの導通を遮断することを特徴とする請求項１に記載のスナバ回路。
3. 前記直流電源の一端と前記負荷との間に直列接続されたリアクトルおよび逆流防止ダイオードと、前記負荷に並列接続された平滑コンデンサと、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路とを有する昇圧チョッパー回路に備えられ、
   前記第１ダイオードのアノードは前記リアクトルと前記逆流防止ダイオードとの接続部に接続され、
   前記第２ダイオードのアノードは前記リアクトルと前記逆流防止ダイオードとの接続部に接続され、
   前記二次側巻線の一端にアノードが接続され、かつ前記逆流防止ダイオードと前記平滑コンデンサとの接続部にカソードが接続された第３ダイオードをさらに有することを特徴とする請求項２に記載のスナバ回路。
4. 請求項１ないし３のいずれかに記載のスナバ回路を備えたことを特徴とする昇圧チョッパー回路。

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