CN101461122B - 产生用于反激变换器的同步整流开关的驱动信号 - Google Patents

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Abstract

为了进一步开发电路布置(100)以及用于产生用于至少一个反激变换器的至少一个同步整流开关的至少一个驱动信号的方法，以使得改进的并且更简单的热管理可以与显著的成本降低以及更高的效率相结合，提出了将用于所述同步整流开关的驱动信号作为控制该同步整流开关的至少一个振荡信号的函数、作为至少一个恒定延迟时间的函数、作为至少一个可变延迟时间的函数、以及作为至少一个布尔OR功能的函数来产生。

Description

产生用于反激变换器的同步整流开关的驱动信号
技术领域
本发明涉及用于产生用于反激变换器的同步整流开关的驱动信号的电路布置，尤其涉及有源箝位双向反激变换器。 
背景技术
U.Boeke，D.Itzenga，K.Rigbers和R.W.De Doncker在Proceedings of Applied Power Electronic Conference(APEC)(2006年3月19日-23日，德克萨斯州达拉斯(Dallas)市)上给出的文章“Experimental Analysis of A Flyback Converter WithExcellent Efficiency”中公开了一种有源箝位双向反激变换器。 
该有源箝位双向反激变换器基于作者为Gang Chen，Yim-Shu Lee，S.Y.Ron Hui，Dehong Xu，Yousheng Wang的参考文献，“Actively-Clamped Bidirectional Flyback Converter”，IEEETransactions on Industrial Electronics，vol.47，no.4，2000年8月，第770-779页。该变换器没有包括任何电流传感器。同步整流器开关的导通时间(on-time)取自与“开启延迟”子电路相结合的脉宽调制器。 
EP 1148624A1公开了一种驱动用作同步整流器的功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的集成电路(也参见FabrizioLibrizzi和Pietro Scalia所著的，“STSRx family：Mixed-signalICs to drive synchronous rectifiers in isolated SMPSs”，STMicroelectronics，application note AN1288，2000年7月)。 
US 6462965B1公开了一种借助于每个输出一个变流器来驱动作为同步整流器开关的功率MOSFET的子电路。 
US 2003/0090914A1披露了一种包括特殊子电路的电路，其借助于第二电流并联传感器来驱动作为同步整流器的功率MOSFET。 
德州仪器公司的集成控制电路类型UCC2891和UCC2897仅包括两个时间延迟功能来控制初级变换器侧上的两个功率半导体的导通时间(参见德州公司，UCC2891电流模式有源箝位PWM控制器，数据表，2004年7月；德州公司，UCC2897，电流模式有源箝位PWM控制器，数据表，2005年四月)。同步整流器开关的使用仅仅被说明为用于正激变换器的应用，且并不包括用于同步整流器开关的定时的控制电路。 
I.D.Jitaru在Proceedings of Applied Power ElectronicsConference(APEC)(2002年3月10日-14日，德克萨斯州达拉斯市)第867-871页上的文章“High efficiency flyback converterusing synchronous rectification”中公开了使用延迟的导通时间信号以便导通具有同步整流的反激变换器的两个功率半导体。该变换器没有使用有源箝位原理。因此，这个变换器的两个开关显然从来不会同时被导通。 
US 6888728B2包括在变换器的次级侧上的定时电路。这些定时电路包括需要功率转换器的次级侧上的额外电源电压的比较器。驱动转换器次级侧上的同步整流器开关的子电路的总付出是非常高的，并且产生很高的成本。US 6888728B2的最大缺点是更高的部件付出也意味着更高的成本。 
JP 2005-198438A描述了一种具有同步整流的负载谐振半桥变换器。该已知电路的部件数量非常高；除此之外，所述负载谐振变换器包括第二功率转换器以及并联电阻器，两者产生额外的功率损失并且从而增加了热管理付出。JP 2005-198438A的最大缺点是使用第二功率转换器来监视转换器次级侧上的负载谐振电路的输入电流；这在第二功率转换器中产生显著的损失。 
有关本发明的技术背景，最后可以参照US 5057986以及US5402329。 
发明内容
首先，本发明的目的是提供用于反激变换器的同步整流开关的驱动信号的改进产生。本发明由独立权利要求限定。有利的实施例由从属权利要求限定。 
特定的实施例可以产生成本显著降低以及效率更高的改善并且 更简单的热管理。 
本发明的有利实施例在原理上基于控制同步整流器的思想，更特别地基于为具有同步整流器以及具有转换器隔离的至少一个有源箝位双向反激变换器提供控制电路的思想，其利用了控制同步整流开关的振荡信号。 
依照本发明的一个特定改进，所述反激变换器的至少一部分可以以可变的延迟时间来关闭。延迟时间间隔是具有最小延迟的相对变换器功率电平的函数，其中所述最小延迟与该功率电平无关。 
在本发明的一个优选实施例中，至少一个电压传感器可以测量初级侧上的低端开关两端的压降，其在所述低端开关所感测的漏极-源极电压由于所述低端开关中的电流从源极流向漏极这一事实而为负的情况下给出数字“高”输出。 
优选地，电压传感器的这个数字输出与至少一个第二信号进行OR(或)运算，以便驱动所述同步整流器开关。所述第二信号为至少一个反向脉宽调制(PWM)信号的延迟信号。 
本发明的有利实施例具有以最小的付出来感测电信号的优点。 
本发明一些实施例的另一个优点在于，可以显著降低驱动同步整流器MOSFET的电路的成本；除此之外，还可以降低具有同步整流的有源箝位双向反激变换器的功率损失。该后一个优点可以用来减少热管理的付出，即减少将热量从本发明的电路布置的优选封闭外壳中传输出去的付出。 
除此之外，本发明的有利实施例 
-允许获得用于平板显示器(例如用于液晶显示电视(LCDTV))的改进的设计自由度， 
-允许实现具有低致冷付出的紧凑发光二极管(LED)灯驱动器，以及 
-改善功率变换模块的功能。 
本发明的实施例可以用来改进消费产品中的电子电路，例如改进液晶显示电视(LCDTV)或液晶显示计算机监视器、发光二极管(LED)灯驱动器以及电池放电器中的电子电路。 
本发明的这些和其他方面根据以下描述的实施例将变得清楚明白，并且将参照这些实施例来进行阐述。
附图说明
图1示意性地示出了依照本发明的电路布置的优选实施例的原理图，所述电路布置依照本发明的方法进行工作；以及 
图2参照本发明的方法示意性地示出了稳定状态下的定性时间函数的原理图。 
具体实施方式
图1示出了依照本发明的电路布置100的优选实施例的框图。电路布置100包括具有四个功率半导体Q1、Q2、Q3、Q4的有源箝位双向反激变换器；这些功率半导体Q1、Q2、Q3、Q4中的每一个都实现为晶体管单元，特别地实现为金属氧化物半导体(M0S)或者实现为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。 
这些晶体管中的两个，即第一晶体管Q1和第三晶体管Q3位于功率转换器Tr1的初级侧；这些晶体管的另外两个，即第二晶体管Q2和第四晶体管Q4位于功率转换器Tr1的次级侧。第二晶体管Q2用作同步整流器；第四晶体管Q4为半导体开关或者有源箝位开关，其被设计成有效地限制或者有效地界定同步整流开关Q2的电压负荷。 
如下面将要更加详细地解释的那样，单个控制电路产生导通和关闭反激变换器的所有四个晶体管Q1、Q2、Q3、Q4的驱动器信号。关于这一点，本领域技术人员将会理解的是，只有反激功率变换器被寻址，这是因为这种寻址是作为应用主导范围的关键特征的最成本有效的电路拓扑结构。 
反激变换器中所谓的功率转换器Tr1在实践中为耦合的感应器；它以及一些其他的功能是反激变换器没有源自基于正激的变换器拓扑结构的开关模式电源的缺点的原因；基于正激的变换器拓扑结构的缺点是US6888728B2的关键目标，即有效地防止在两个串联的同步整流器开关中产生穿越(through)电流。 
与之相反，依照本发明的电路布置100在产生用于由第二晶体管Q2以及由第四晶体管Q4实现的同步整流器开关的驱动信号方面具有明显更低的付出。这些在实践中是转换器Tr1的次级侧上的栅极驱动转换器Tr2(具有至少一个预连接的驱动器IC4)以及光耦合器IC5。
本领域技术人员应当理解的是，在反激变换器的次级侧上既不需要任何定时电路，也不需要任何比较器或任何放大器；所有需要的定时和逻辑功能都在反激变换器的初级侧上，其中它们可以集成到单个控制集成电路(IC)中。 
电压传感器VS实现为用于测量第一晶体管Q1的压降的比较器。电压传感器VS产生逻辑输出信号VI1， 
-如果电压传感器VS测量到第一晶体管Q1的负的漏极-源极电压，那么该逻辑输出信号为“1”，以及 
-如果电压传感器VS测量到第一晶体管Q1的等于零或正的漏极-源极电压，那么该逻辑输出信号为“0”。 
通过这种方式，电压传感器VS可以检测第一晶体管Q1处的负的漏极-源极电流。由于有源箝位原理的原因，负电流I1(t)(参见图2)至少存在于从t3到t5时间间隔(参见图2)中。 
图1绘出了分配给所述电压传感器单元VS的第一集成电路IC1，即用于功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的高电压驱动器或者具有独立高端和低端基准输出通道的绝缘栅双极晶体管(IGBT)驱动器；专有高压绝缘体涂敷(HVIC)技术以及锁存器免除互补金属氧化物半导体(latch immune complementary metal oxidesemiconductor)(CMOS)技术允许得到所述第一集成电路IC1的耐用单片电路构造。 
来自电压传感器VS的逻辑输出信号VI1以及延迟时间信号VPWM.Q2是逻辑单元L5的两个输入信号，所述逻辑单元L5包括OR(或)功能。该OR功能的输出信号减去第三集成电路IC3的输出信号的差值(＝逻辑单元L5的输出信号的电压与提供正四倍2-输入AND(与)功能的第三集成电路IC3的输出信号的电压之间的差值)是信号VGS.Q2(参见图2)，所述信号VGS.Q2为导通和关闭第二晶体管Q2的驱动信号。 
换言之，电压传感器VS可以测量初级侧上的低端开关Q1两端的压降，如果由于低端开关Q1中的电流从低端开关Q1的源极流向低端开关Q1的漏极这一事实而导致所感测的低端开关Q1的漏极-源极电压为负，那么所述电压传感器VS会给出数字“高”输出(VI1＝“1”)。 
电压传感器VS的这个数字输出VI1与第二信号进行OR(或)运算， 以便驱动同步整流器开关Q2，其中该第二信号为反向脉宽调制(PWM)信号的延迟信号；反向脉宽调制信号由反向脉宽调制单元PWMi产生，该PWMi是第二集成电路IC2即单片定时电路的部件。 
相应地，依照本发明的变换器电路100的另一个优点是，不需要并联电阻器来产生同步整流器开关Q2、Q4的定时信号。代之以，利用所述电压传感器来附加地监视第一晶体管Q1的负漏极-源极电压，以便最终确定整流器开关Q2的导通时间。 
由图1可以进一步看出，第六集成电路IC6，即三终端可编程并联稳压二极管(shunt regulator diode)布置在电路布置100的输出级处。该单片IC6的电压基准用作低温系数齐纳(zener)二极管，其可以利用至少一个外部电阻器、优选地利用两个外部电阻器从基准电压编程到36伏特。 
包括光耦合器的第七集成电路IC7与所述第六集成电路IC6靠近，且布置在第八集成电路IC8之后。 
参照图2，第二晶体管Q2用作同步整流开关，其在时间点t3利用反向脉宽调制单元PWMi的输出信号的下降沿关闭。在这个时间点t3，第三晶体管Q3也被关闭，并且变化着的电压VDS.Q1(参见图2)改变第二晶体管Q2中的电流的斜率，所述变化着的电压VDS.Q1因为有源箝位的原理而在从t4到t5的时间间隔之间变得稍微为负(参见图2)。 
第二晶体管Q2以可变的延迟时间关闭。该延迟时间间隔是相对的变换器功率电平的函数。最小的延迟时间利用图1中的时间延迟电路TDC中的第二电阻器R2来调节。该时间延迟处于时间段t7＝1/fs(参见图2)的某个百分数的量级，其中fs为开关频率。该时间延迟与功率电平无关。 
图1绘出了分配给所述时间延迟电路TDC的单片定时电路IC2，其 
-提供与互补金属氧化物半导体(CMOS)、晶体管-晶体管逻辑(TTL)和金属氧化物半导体(MOS)逻辑的完全兼容性，并且 
-工作在高达2兆赫的频率下。 
提供正四倍2-输入AND功能的相应第三集成电路IC3布置在 
-第一集成电路IC1和时间延迟电路TDC之间，以及
-时间延迟电路TDC之后。 
该正四倍2-输入AND功能的输出为了免除最高噪声以及为了输出阻抗的模式不敏感性而被完全缓冲。 
上述控制技术没有阻止第二晶体管Q2的反向二极管例如从图2中的时间点t5到时间点t6导通。然而，经测量发现，如果相对功率电平在0％和90％之间，那么第二晶体管Q2的反向二极管的这种导通并不影响反激变换器的功率损失。 
只有对于90％和100％之间的功率电平而言，才能实现第二晶体管Q2中的损失的进一步降低。然而，这像文献EP 1148624A1、US6462965B1或者US 2003/0090914A1中给出的那样，要求高得多的部件付出。 
总之，特殊的控制技术产生在依照本发明的有源箝位双向反激变换器中使用的同步整流器功率半导体的驱动信号。该控制技术需要最小的付出来感测电信号。 
在权利要求中，第一功率半导体(Q1)特别地可以是至少一个第一晶体管单元，例如至少一个第一金属氧化物半导体(MOS)或者至少一个第一金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。第二功率半导体(Q2)特别地可以为至少一个第二晶体管单元，例如至少一个第二金属氧化物半导体(MOS)或者至少一个第二金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。第三功率半导体(Q3)特别地可以为至少一个第三晶体管单元，例如至少一个第三金属氧化物半导体(MOS)或者至少一个第三金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。第四功率半导体(Q4)特别地可以为至少一个第四晶体管单元，例如至少一个第四金属氧化物半导体(MOS)或者至少一个第四金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。转换器单元(Tr1)特别地可以为至少一个功率转换器。用于同步整流开关的驱动信号可以作为至少一个控制该同步整流开关的振荡信号的函数，作为至少一个恒定延迟时间的函数，作为至少一个可变延迟时间的函数，特别是作为对产生所述可变延迟时间的转换器单元(Tr1)的初级绕组中的电流I1(t)的检测的函数，以及作为至少一个特别是由至少一个逻辑单元(L5)提供的布尔(Boolean)OR(或)功能的函数来产生。第一集成电路(IC1)特别地可以为功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的至少 一个高压驱动器或者绝缘栅双极晶体管(IGBT)驱动器。第二集成电路(IC2)特别地可以为至少一个定时电路，例如至少一个单片定时电路。第四集成电路(IC4)特别地可以为至少一个二极管或驱动器，例如至少一个整流二极管。第五集成电路(IC5)特别地可以为至少一个光耦合器单元。第六集成电路(IC6)特别地可以为至少一个可编程并联稳压二极管，例如至少一个三端子可编程并联稳压二极管。第七集成电路(IC7)特别地可以为至少一个光耦合器。 
应当指出的是，上述实施例说明了而不是限制了本发明，并且本领域技术人员在不脱离所附权利要求的范围的情况下将能够设计出许多可替换的实施例。在权利要求中，任何置于括号之间的附图标记都不应当被视为限制了所述权利要求。措词“包括”并没有排除存在权利要求中未列出的元件或步骤。权利要求之前的措词“一”或“一个”并没有排除存在多个这样的元件。本发明可以借助于包括若干不同元件的硬件和/或借助于经过适当编程的处理器来实现。在列举了若干装置的设备权利要求中，这些装置中的一些可以由同一硬件项来实施。在相互不同的从属权利要求中列举某些技术措施这一事实并不意味着这些技术措施的组合不可以加以利用。 
附图标记列表
100  包括有源箝位双向反激变换器的电路布置 
IC1  第一集成电路，特别是功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的高压驱动器或者具有独立高端和低端基准输出通道的绝缘栅双极晶体管(IGBT)驱动器 
IC2  第二集成电路，特别是定时电路，例如单片定时电路 
IC3  第三集成电路，特别地提供正四倍2-输入AND功能 
IC4  第四集成电路，特别是二极管或驱动器，例如整流二极管 
IC5  第五集成电路，特别是光耦合器 
IC6  第六集成电路，特别是可编程并联稳压二极管，例如三端子可编程并联稳压二极管 
IC7  第七集成电路，特别是光耦合器或者光耦合单元 
IC8  第八集成电路 
I1(t)  第一电流
I2(t)  第二电流 
L1  第一逻辑单元，特别地包括AND(与)功能 
L2  第二逻辑单元，特别地包括AND(与)功能 
L3  第三逻辑单元，特别地包括AND(与)功能 
L4  第四逻辑单元，特别地包括AND(与)功能 
L5  第五逻辑单元，特别地包括OR(或)功能 
OS  振荡器单元 
PWM  脉宽调制单元 
PWMi  反向脉宽调制单元 
Q1  反激变换器的第一功率半导体，特别是第一晶体管单元，例如第一金属氧化物半导体(MOS)或者第一金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET) 
Q2  反激变换器的第二功率半导体，特别是第二晶体管单元，例如第二金属氧化物半导体(MOS)或者第二金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET) 
Q3  反激变换器的第三功率半导体，特别是第三晶体管单元，例如第三金属氧化物半导体(MOS)或者第三金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET) 
Q4  反激变换器的第四功率半导体，特别是第四晶体管单元，例如第四金属氧化物半导体(MOS)或者第四金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET) 
R1  第一电阻器单元 
R2  第二电阻器单元 
TDC  时间延迟电路 
Tr1  第一转换器单元，特别是功率转换器 
Tr2  第二转换器单元，特别是栅驱动转换器 
Vdd  电源电压 
VDS.Q1  改变第二功率半导体Q2中的电流的斜率的变化着的电压 
VGS.Q2  第五逻辑单元L5的输出信号 
VI1  电压传感器单元VS的输出信号，特别是逻辑输出信号 
VIB  电压隔离势垒 
Vin  输入电压
Vout  输出电压 
VPWM.Q2  延迟时间信号 
VS  电压传感器单元，特别是比较器单元

Claims (6)

1.一种电路布置(100)，包括至少一个反激变换器，其具有
第一功率半导体(Q1)，
第二功率半导体(Q2)，其用作同步整流开关，
第三功率半导体(Q3)，
第四功率半导体(Q4)，
其中第一功率半导体(Q1)和第三功率半导体(Q3)布置在转换器单元(Tr1)的初级侧上，并且第二功率半导体(Q2)和第四功率半导体(Q4)被设置在所述转换器单元(Tr1)的次级侧上，
其特征在于，
用于所述同步整流开关的驱动信号作为来自电压传感器单元(VS)的延迟反向脉宽调制(PWM)信号(VPWM.Q2)和逻辑输出信号(VI1)的函数而产生，所述电压传感器单元(VS)用于测量第一功率半导体(Q1)的电压。
2.依照权利要求1的电路布置，其特征在于
如果所述电压传感器单元(VS)测量到第一功率半导体(Q1)的负的漏极-源极电压，那么该逻辑输出信号为“1”或“高”，以及
如果所述电压传感器单元(VS)测量到第一功率半导体(Q1)的等于零或正的漏极-源极电压，那么该逻辑输出信号为“0”或“低”。
3.依照权利要求1或者2的电路布置，其特征在于，
来自电压传感器单元(VS)的逻辑输出信号(VI1)和所述延迟反向脉宽调制(PWM)信号(VPWM.Q2)为用于逻辑单元(L5)的输入信号，并且
所述逻辑单元(L5)的输出信号(VGS.Q2)用作导通和关闭第二功率半导体(Q2)的驱动信号。
4.依照权利要求3的电路布置，其特征在于，第二功率半导体(Q2)以可变延迟时间来导通和/或关闭，该延迟时间间隔为所述反激变换器的相对功率电平的函数。
5.依照权利要求4的电路布置，其特征在于，利用至少一个时间延迟电路(TDC)中的至少一个电阻器单元(R2)来调节最小延迟时间，所述延迟时间为时间段t7的一部分，其中t7＝1/fs，fs为开关频率。
6.如权利要求1或者2所述的电路布置，其特征在于，所述至少一个反激变换器为至少一个有源箝位双向反激变换器。
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