JPH08182311A - 電圧変換器及び電圧変換器に於ける電流制御方法 - Google Patents
電圧変換器及び電圧変換器に於ける電流制御方法Info
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- JPH08182311A JPH08182311A JP7233499A JP23349995A JPH08182311A JP H08182311 A JPH08182311 A JP H08182311A JP 7233499 A JP7233499 A JP 7233499A JP 23349995 A JP23349995 A JP 23349995A JP H08182311 A JPH08182311 A JP H08182311A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明の主な課題は、高いＰＷＭ周波数で
動作しつつ、過負荷電流による損傷を防ぐように改善さ
れた電圧遮断手段を有する電圧変換器を提供することで
ある。 【解決手段】 本発明の電圧変換器は、主コイルと、
制御信号に依存したパルス幅変調された電圧を主コイル
の両端に加える制御回路と、主コイルからの磁束の変化
によって電圧が誘導されるように配置されている２次コ
イルと、２次コイルに接続されると共に制御回路に制御
信号を与えるように機能的に接続された第１電圧整流器
とを含み、パルス幅変調された電圧のデューティサイク
ルが第１のレベルまで下がったとき、制御回路に加えら
れる制御信号によって、パルス幅変調された電圧の周波
数が低下するようになっていることを特徴とする。
動作しつつ、過負荷電流による損傷を防ぐように改善さ
れた電圧遮断手段を有する電圧変換器を提供することで
ある。 【解決手段】 本発明の電圧変換器は、主コイルと、
制御信号に依存したパルス幅変調された電圧を主コイル
の両端に加える制御回路と、主コイルからの磁束の変化
によって電圧が誘導されるように配置されている２次コ
イルと、２次コイルに接続されると共に制御回路に制御
信号を与えるように機能的に接続された第１電圧整流器
とを含み、パルス幅変調された電圧のデューティサイク
ルが第１のレベルまで下がったとき、制御回路に加えら
れる制御信号によって、パルス幅変調された電圧の周波
数が低下するようになっていることを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、過負荷電流に対す
る保護装置を備えた電圧変換器及びＰＷＭ（パルス幅変
調）スイッチモード電源に関する。
る保護装置を備えた電圧変換器及びＰＷＭ（パルス幅変
調）スイッチモード電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】電圧変換器の中には、パルス幅変調及び
変圧器を用いて、直流電圧を別の直流電圧に変換するも
のがある。図１は、電圧レベルＶ１の直流入力電圧Ｖｉ
ｎを電圧レベルＶ２の直流出力電圧Ｖｏｕｔに変換する
電圧変換器１００のブロック図である。電圧変換器１０
０内の制御回路１１０は、入力電圧Ｖｉｎを主コイル１
２０に接続したり切り離したりして、主コイル１２０の
両端にパルス幅変調された電圧を発生させる。（図２に
示されている電圧２１０は、通常動作に於いて主コイル
１２０に加えられる典型的なＰＷＭ電圧を示してい
る。）ＰＷＭ電圧によって、主コイル１２０は時間と共
に変化する磁束を生成し、それによって２次コイル１３
０に交流電圧が誘導される。電圧整流器及びフィルタ１
４０は２次コイル１３０に生成された交流電圧を整流
し、負荷１５０に直流出力電圧Ｖｏｕｔとして出力す
る。
変圧器を用いて、直流電圧を別の直流電圧に変換するも
のがある。図１は、電圧レベルＶ１の直流入力電圧Ｖｉ
ｎを電圧レベルＶ２の直流出力電圧Ｖｏｕｔに変換する
電圧変換器１００のブロック図である。電圧変換器１０
０内の制御回路１１０は、入力電圧Ｖｉｎを主コイル１
２０に接続したり切り離したりして、主コイル１２０の
両端にパルス幅変調された電圧を発生させる。（図２に
示されている電圧２１０は、通常動作に於いて主コイル
１２０に加えられる典型的なＰＷＭ電圧を示してい
る。）ＰＷＭ電圧によって、主コイル１２０は時間と共
に変化する磁束を生成し、それによって２次コイル１３
０に交流電圧が誘導される。電圧整流器及びフィルタ１
４０は２次コイル１３０に生成された交流電圧を整流
し、負荷１５０に直流出力電圧Ｖｏｕｔとして出力す
る。
【０００３】負荷１５０が短絡するか、または負荷１５
０に過大な電流が流れると、過負荷が発生し、負荷１５
０乃至電圧変換器１００に損傷を与えることがある。制
御回路１１０は、典型的には、過負荷センサと、デュー
ティサイクル制御回路とを含んでいる。過負荷センサ
は、電圧変換器１００の入力側に於けるピーク電流を検
知する。デューティサイクル制御回路は、過負荷電流が
検知されたとき、ＰＷＭ電圧のデューティサイクルを減
少させる。図２に於ける電圧２２０は、デューティサイ
クルが減少されたＰＷＭ電圧の一例である。
０に過大な電流が流れると、過負荷が発生し、負荷１５
０乃至電圧変換器１００に損傷を与えることがある。制
御回路１１０は、典型的には、過負荷センサと、デュー
ティサイクル制御回路とを含んでいる。過負荷センサ
は、電圧変換器１００の入力側に於けるピーク電流を検
知する。デューティサイクル制御回路は、過負荷電流が
検知されたとき、ＰＷＭ電圧のデューティサイクルを減
少させる。図２に於ける電圧２２０は、デューティサイ
クルが減少されたＰＷＭ電圧の一例である。
【０００４】図３は、例えば図１に示されている電圧変
換器１００のような電圧変換器に対して、出力電流に対
する出力電圧Ｖｏｕｔをプロットした図である。電圧プ
ロット３１０は、電圧変換器の望まれている挙動を例示
している。電圧変換器１００の定格電流容量の０〜１０
０％の電流範囲では、整流器及びフィルタ１４０は、レ
ベルＶ２の出力電圧Ｖｏｕｔを供給する。出力電流が過
負荷レベル（図３に於いて、過負荷電流は、定格電流の
１０５％と１１５％の間にある）に達すると、制御回路
１１０は、主コイル１２０を駆動しているＰＷＭ電圧の
デューティサイクルを減少する。これによって、電圧変
換器１００を流れる電力が減少され、出力電圧Ｖｏｕｔ
が下がる。理想的には、出力電圧Ｖｏｕｔは、負荷１５
０を流れる電流を遮断し回路の損傷を防ぐように０に下
降することが望ましい。実際の電圧変換器では、主コイ
ル１２０に加えられるＰＷＭ電圧が変化することによっ
て、デューティサイクルは小さくなるが、整流器及びフ
ィルタ１４０からの出力電圧Ｖｏｕｔは０とならず、例
えば電流のテール（ｔａｉｌ）３２０、３２１、または
３２２のように高い電流値に伸びていく０でない電流テ
ールが生成される。ある応用例では、このような電流テ
ールが、負荷１５０若しくは電圧変換器１００に損傷を
与えるのに充分なパワーを有することがある。
換器１００のような電圧変換器に対して、出力電流に対
する出力電圧Ｖｏｕｔをプロットした図である。電圧プ
ロット３１０は、電圧変換器の望まれている挙動を例示
している。電圧変換器１００の定格電流容量の０〜１０
０％の電流範囲では、整流器及びフィルタ１４０は、レ
ベルＶ２の出力電圧Ｖｏｕｔを供給する。出力電流が過
負荷レベル（図３に於いて、過負荷電流は、定格電流の
１０５％と１１５％の間にある）に達すると、制御回路
１１０は、主コイル１２０を駆動しているＰＷＭ電圧の
デューティサイクルを減少する。これによって、電圧変
換器１００を流れる電力が減少され、出力電圧Ｖｏｕｔ
が下がる。理想的には、出力電圧Ｖｏｕｔは、負荷１５
０を流れる電流を遮断し回路の損傷を防ぐように０に下
降することが望ましい。実際の電圧変換器では、主コイ
ル１２０に加えられるＰＷＭ電圧が変化することによっ
て、デューティサイクルは小さくなるが、整流器及びフ
ィルタ１４０からの出力電圧Ｖｏｕｔは０とならず、例
えば電流のテール（ｔａｉｌ）３２０、３２１、または
３２２のように高い電流値に伸びていく０でない電流テ
ールが生成される。ある応用例では、このような電流テ
ールが、負荷１５０若しくは電圧変換器１００に損傷を
与えるのに充分なパワーを有することがある。
【０００５】電圧変換器１００では、ＰＷＭ電圧の周波
数が高くなると、例えば主コイル１２０及び２次コイル
１３０が小さくなり、電圧整流器及びフィルタ１４０に
於ける静電容量が小さくなるというように、より小さな
構成要素を用いることが可能となる。従って、より高い
周波数のＰＷＭ電圧を使用することによって電圧変換器
１００のコストを下げ、サイズを小さくすることができ
る。不都合なことに、ＰＷＭ電圧の周波数が高くなる
と、デューティサイクルの減少がより困難になり、周波
数が高すぎる場合には、十分にデューティサイクルを減
少させて、過負荷電流のテールによって負荷１５０また
は電圧変換器１００が破壊されるのを防ぐことができな
くなる。従って、高いＰＷＭ周波数で動作しつつ、過負
荷電流よる損傷を防ぐように、より優れた電圧遮断能力
を有する電圧変換器が必要とされている。
数が高くなると、例えば主コイル１２０及び２次コイル
１３０が小さくなり、電圧整流器及びフィルタ１４０に
於ける静電容量が小さくなるというように、より小さな
構成要素を用いることが可能となる。従って、より高い
周波数のＰＷＭ電圧を使用することによって電圧変換器
１００のコストを下げ、サイズを小さくすることができ
る。不都合なことに、ＰＷＭ電圧の周波数が高くなる
と、デューティサイクルの減少がより困難になり、周波
数が高すぎる場合には、十分にデューティサイクルを減
少させて、過負荷電流のテールによって負荷１５０また
は電圧変換器１００が破壊されるのを防ぐことができな
くなる。従って、高いＰＷＭ周波数で動作しつつ、過負
荷電流よる損傷を防ぐように、より優れた電圧遮断能力
を有する電圧変換器が必要とされている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の主な目的は、
高いＰＷＭ周波数で動作しつつ、過負荷電流による損傷
を防ぐように、より優れた電圧遮断能力を有する電圧変
換器を提供すること、及びこの電圧変換器に於いて電流
を制御するための方法を提供することである。
高いＰＷＭ周波数で動作しつつ、過負荷電流による損傷
を防ぐように、より優れた電圧遮断能力を有する電圧変
換器を提供すること、及びこの電圧変換器に於いて電流
を制御するための方法を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明に従う電圧変換器
は、過負荷電流に応答して、制御回路によって生成され
るＰＷＭ電圧の周波数をシフトする。ハウスキーピング
コイル（ｈｏｕｓｅｋｅｅｐｉｎｇ ｃｏｉｌ）及び第
１電圧整流器によって、制御回路に供給電圧が与えられ
る。ハウスキーピングコイルに接続された第２電圧整流
器によって、ハウスキーピングコイル内のフライバック
（リセット）電圧が整流され、制御回路によって生成さ
れるＰＷＭ電圧の周波数を制御するための制御信号が生
成される。過負荷のとき、制御回路はＰＷＭ電圧のデュ
ーティサイクルを減少させる。これによって制御信号電
圧が低下し、更に、それによってＰＷＭ周波数が低下す
る。デューティサイクルと周波数の両方を減少させるこ
とにより、デューティサイクルだけが減少される場合と
比べて、電圧変換器を流れる電力はより減少される。更
に、制御信号は、電圧変換器の入力側のハウスキーピン
グコイルから供給されるようになっており、それによっ
て、電圧変換器の入力側と出力側の短絡を防ぐのに必要
とされる光カプラ、変流器、その他の特別な回路が不要
となっている。デューティサイクルと周波数の両方を制
御するのに同じ過負荷センサを用いることに伴う困難さ
も排除されている。
は、過負荷電流に応答して、制御回路によって生成され
るＰＷＭ電圧の周波数をシフトする。ハウスキーピング
コイル（ｈｏｕｓｅｋｅｅｐｉｎｇ ｃｏｉｌ）及び第
１電圧整流器によって、制御回路に供給電圧が与えられ
る。ハウスキーピングコイルに接続された第２電圧整流
器によって、ハウスキーピングコイル内のフライバック
（リセット）電圧が整流され、制御回路によって生成さ
れるＰＷＭ電圧の周波数を制御するための制御信号が生
成される。過負荷のとき、制御回路はＰＷＭ電圧のデュ
ーティサイクルを減少させる。これによって制御信号電
圧が低下し、更に、それによってＰＷＭ周波数が低下す
る。デューティサイクルと周波数の両方を減少させるこ
とにより、デューティサイクルだけが減少される場合と
比べて、電圧変換器を流れる電力はより減少される。更
に、制御信号は、電圧変換器の入力側のハウスキーピン
グコイルから供給されるようになっており、それによっ
て、電圧変換器の入力側と出力側の短絡を防ぐのに必要
とされる光カプラ、変流器、その他の特別な回路が不要
となっている。デューティサイクルと周波数の両方を制
御するのに同じ過負荷センサを用いることに伴う困難さ
も排除されている。
【０００８】本発明の一実施例は、主コイルと、主コイ
ルの両端にＰＷＭ電圧を加える制御回路と、２次コイル
と、２次コイルに接続された電圧整流器とを有する電圧
変換器を含んでいる。電圧整流器は制御回路に制御信号
を加え、ＰＷＭ電圧のデューティサイクルが予め定めら
れたレベルまで下がると、加えられた制御信号によっ
て、電圧源である制御回路がＰＷＭ電圧の周波数を下げ
るようになっている。典型的には、第２の電圧整流器が
２次コイルに接続されている。第２電圧整流器は、２次
コイル上の一方の極性の電圧パルスを整流し、第１電圧
整流器は２次コイル上の逆極性の電圧パルスを整流す
る。例えば、２次コイルがハウスキーピングコイルの場
合、第２電圧整流器が制御回路に電力を供給し、第１電
圧整流器がフライバック（またはリセット）パルスを整
流してもよい。別の方法として、２次コイルが電圧変換
器の出力側にある外部負荷に電力を供給し、光カプラが
第１電圧整流器と制御回路との間を結び、電圧変換器の
入力側と出力側を絶縁するようにしてもよい。
ルの両端にＰＷＭ電圧を加える制御回路と、２次コイル
と、２次コイルに接続された電圧整流器とを有する電圧
変換器を含んでいる。電圧整流器は制御回路に制御信号
を加え、ＰＷＭ電圧のデューティサイクルが予め定めら
れたレベルまで下がると、加えられた制御信号によっ
て、電圧源である制御回路がＰＷＭ電圧の周波数を下げ
るようになっている。典型的には、第２の電圧整流器が
２次コイルに接続されている。第２電圧整流器は、２次
コイル上の一方の極性の電圧パルスを整流し、第１電圧
整流器は２次コイル上の逆極性の電圧パルスを整流す
る。例えば、２次コイルがハウスキーピングコイルの場
合、第２電圧整流器が制御回路に電力を供給し、第１電
圧整流器がフライバック（またはリセット）パルスを整
流してもよい。別の方法として、２次コイルが電圧変換
器の出力側にある外部負荷に電力を供給し、光カプラが
第１電圧整流器と制御回路との間を結び、電圧変換器の
入力側と出力側を絶縁するようにしてもよい。
【０００９】別の実施例として、第１及び第２電圧整流
器を２次コイルの異なるタップに接続し、それによっ
て、２つの電圧整流器が２次コイル上の反対の極性の誘
導電圧パルスを整流するにもかかわらず、両方の電圧整
流器がグランドタップに対して正の電圧を出力するよう
にすることもできる。
器を２次コイルの異なるタップに接続し、それによっ
て、２つの電圧整流器が２次コイル上の反対の極性の誘
導電圧パルスを整流するにもかかわらず、両方の電圧整
流器がグランドタップに対して正の電圧を出力するよう
にすることもできる。
【００１０】
【発明の実施の形態】図４は、本発明の一実施例に従っ
た電圧変換器４００を示している。電圧変換器４００
は、２次コイル４６０（本明細書中では、ハウスキーピ
ングコイル４６０とも呼ばれる）に接続された電圧整流
器及びフィルタ４７０（本明細書中では、フライバック
電圧整流器４７０とも呼ばれる）を含んでいる。フライ
バック電圧整流器４７０は、ハウスキーピングコイル４
６０上の負電圧またはフライバック電圧を整流し、制御
回路４１０に制御信号を出力し、それに応じて制御回路
４１０は、主コイル４２０に加えられるパルス幅変調さ
れた（ＰＷＭ）電圧の周波数を制御する。過負荷電流に
於いては、制御回路４１０は、主コイル４２０に加えら
れるＰＷＭ電圧のデューティサイクルを減少する。デュ
ーティサイクルの減少によって、２次コイル４６０のフ
ライバック電圧の大きさが減少し、フライバック電圧整
流器４７０によって供給される制御信号の大きさも減少
する。制御信号の変化によって、制御回路４１０はＰＷ
Ｍ電圧の周波数を低下させる。デューティサイクルの減
少に応じて周波数を下げることによって、電圧変換器４
００を流れる電力は、デューティサイクルのみを減少さ
せた場合に較べてより小さくなる。電圧変換器４００
は、従って、ＰＷＭ電圧のデューティサイクルみを減少
させる電圧変換器と較べて、過負荷時に、より安全な遮
断をなし得る。
た電圧変換器４００を示している。電圧変換器４００
は、２次コイル４６０（本明細書中では、ハウスキーピ
ングコイル４６０とも呼ばれる）に接続された電圧整流
器及びフィルタ４７０（本明細書中では、フライバック
電圧整流器４７０とも呼ばれる）を含んでいる。フライ
バック電圧整流器４７０は、ハウスキーピングコイル４
６０上の負電圧またはフライバック電圧を整流し、制御
回路４１０に制御信号を出力し、それに応じて制御回路
４１０は、主コイル４２０に加えられるパルス幅変調さ
れた（ＰＷＭ）電圧の周波数を制御する。過負荷電流に
於いては、制御回路４１０は、主コイル４２０に加えら
れるＰＷＭ電圧のデューティサイクルを減少する。デュ
ーティサイクルの減少によって、２次コイル４６０のフ
ライバック電圧の大きさが減少し、フライバック電圧整
流器４７０によって供給される制御信号の大きさも減少
する。制御信号の変化によって、制御回路４１０はＰＷ
Ｍ電圧の周波数を低下させる。デューティサイクルの減
少に応じて周波数を下げることによって、電圧変換器４
００を流れる電力は、デューティサイクルのみを減少さ
せた場合に較べてより小さくなる。電圧変換器４００
は、従って、ＰＷＭ電圧のデューティサイクルみを減少
させる電圧変換器と較べて、過負荷時に、より安全な遮
断をなし得る。
【００１１】電圧変換器４００は、主コイル４２０内に
ＰＷＭ電圧を生成することによって、電圧レベルＶ１の
直流入力電圧Ｖｉｎを電圧レベルＶ２の直流出力電圧Ｖ
ｏｕｔに変換する。主コイル４２０は、電圧Ｖｉｎに接
続された第１端子と、トランジスタ４１２と抵抗４１３
とを介してグランドに接続された第２端子とを有してい
る。入力電圧Ｖｉｎとグランドとの間に接続されたコン
デンサＣ１は、入力電圧Ｖｉｎを平滑化し、電源サージ
及び電源ドロップの影響を小さくし、ＰＷＭ電圧のピー
ク電圧が電圧Ｖ１に等しくなるようにしている。典型的
な入力電圧Ｖ１は、例えば４８Ｖであるが、任意の入力
電圧に対して本実施例を適用し得る。
ＰＷＭ電圧を生成することによって、電圧レベルＶ１の
直流入力電圧Ｖｉｎを電圧レベルＶ２の直流出力電圧Ｖ
ｏｕｔに変換する。主コイル４２０は、電圧Ｖｉｎに接
続された第１端子と、トランジスタ４１２と抵抗４１３
とを介してグランドに接続された第２端子とを有してい
る。入力電圧Ｖｉｎとグランドとの間に接続されたコン
デンサＣ１は、入力電圧Ｖｉｎを平滑化し、電源サージ
及び電源ドロップの影響を小さくし、ＰＷＭ電圧のピー
ク電圧が電圧Ｖ１に等しくなるようにしている。典型的
な入力電圧Ｖ１は、例えば４８Ｖであるが、任意の入力
電圧に対して本実施例を適用し得る。
【００１２】制御回路４１０は、トランジスタ４１２を
オン状態とオフ状態の間で切り替えることによって、主
コイル４２０の両端にＰＷＭ電圧を生成する。トランジ
スタ４１２は、入力電圧に於いて電圧変換器４００の定
格電流を処理することのできる独立したパワートランジ
スタである。しかしながら、別の実施例では、トランジ
スタ４１２は制御回路４１０内に一体に形成されていて
も良い。
オン状態とオフ状態の間で切り替えることによって、主
コイル４２０の両端にＰＷＭ電圧を生成する。トランジ
スタ４１２は、入力電圧に於いて電圧変換器４００の定
格電流を処理することのできる独立したパワートランジ
スタである。しかしながら、別の実施例では、トランジ
スタ４１２は制御回路４１０内に一体に形成されていて
も良い。
【００１３】主コイル４２０の両端にかかるＰＷＭ電圧
は、磁束の変化を引き起こし、それによって２次コイル
４３０及びハウスキーピングコイル４６０内に交流電圧
が誘導される。典型的には、例えばフェライトのような
磁性材料で形成されたコアが、主コイル４２０、２次コ
イル４３０及び４６０内を貫通している。このコアは、
典型的には、主コイル４２０、２次コイル４３０、及び
ハウスキーピングコイル４６０間の短絡を防ぐように絶
縁されている。２次コイル４３０及び４６０の交流電圧
のピーク値は、公知のように、ＰＷＭ電圧のピーク電
圧、ＰＷＭ電圧のデューティサイクル、主コイル４２０
の巻き数、及び２次コイル４３０及び４６０の巻き数に
よって決まる。例えば、典型的な実施例では、４８Ｖの
入力電圧Ｖｉｎを５Ｖの出力電圧Ｖｏｕｔに変換するこ
とができる。
は、磁束の変化を引き起こし、それによって２次コイル
４３０及びハウスキーピングコイル４６０内に交流電圧
が誘導される。典型的には、例えばフェライトのような
磁性材料で形成されたコアが、主コイル４２０、２次コ
イル４３０及び４６０内を貫通している。このコアは、
典型的には、主コイル４２０、２次コイル４３０、及び
ハウスキーピングコイル４６０間の短絡を防ぐように絶
縁されている。２次コイル４３０及び４６０の交流電圧
のピーク値は、公知のように、ＰＷＭ電圧のピーク電
圧、ＰＷＭ電圧のデューティサイクル、主コイル４２０
の巻き数、及び２次コイル４３０及び４６０の巻き数に
よって決まる。例えば、典型的な実施例では、４８Ｖの
入力電圧Ｖｉｎを５Ｖの出力電圧Ｖｏｕｔに変換するこ
とができる。
【００１４】電圧整流器及びフィルタ４４０は、直流出
力電圧Ｖｏｕｔを出力する。出力電圧Ｖｏｕｔは、通
常、負荷（図示せず）に供給される。整流器及びフィル
タ４４０は、ショットキーダイオードＤ１を含んでお
り、これは２次コイル４３０内の交流電圧を整流してイ
ンダクタＬ１に第１の極性を有する一連の電圧パルスを
供給する。第１の極性の電圧パルスは、電圧Ｖｉｎが主
コイル４２０に加えられている間発生し、ここでは符号
の簡便化を図るために、正であることにする。インダク
タＬ１とコンデンサＣ２は、ＬＣフィルタを形成し、正
のパルスをフィルタリングし、出力電圧Ｖｏｕｔが概ね
一定になるようにする。交流電圧の整流及びフィルタリ
ングは、この分野では公知であり、整流器及びフィルタ
４４０は、採用することのできる多くの整流器−フィル
タ回路の一例にすぎない。
力電圧Ｖｏｕｔを出力する。出力電圧Ｖｏｕｔは、通
常、負荷（図示せず）に供給される。整流器及びフィル
タ４４０は、ショットキーダイオードＤ１を含んでお
り、これは２次コイル４３０内の交流電圧を整流してイ
ンダクタＬ１に第１の極性を有する一連の電圧パルスを
供給する。第１の極性の電圧パルスは、電圧Ｖｉｎが主
コイル４２０に加えられている間発生し、ここでは符号
の簡便化を図るために、正であることにする。インダク
タＬ１とコンデンサＣ２は、ＬＣフィルタを形成し、正
のパルスをフィルタリングし、出力電圧Ｖｏｕｔが概ね
一定になるようにする。交流電圧の整流及びフィルタリ
ングは、この分野では公知であり、整流器及びフィルタ
４４０は、採用することのできる多くの整流器−フィル
タ回路の一例にすぎない。
【００１５】誘導された逆極性の電圧（負の電圧パル
ス）は、トランジスタ４１２がオフ状態の間生成され
る。電圧パルスが負極性の場合、ダイオードＤ１は逆バ
イアスされ、コイル４３０を流れる電流は速やかに遮断
される。コイル４２０、４３０、及び４６０の磁束は、
次の正パルスの前に０にリセットされる。ダイオードＤ
１が逆バイアスされている間は、インダクタＬ１、コン
デンサＣ２、及びダイオードＤ２を流れ続ける電流によ
って電圧Ｖｏｕｔが維持される。
ス）は、トランジスタ４１２がオフ状態の間生成され
る。電圧パルスが負極性の場合、ダイオードＤ１は逆バ
イアスされ、コイル４３０を流れる電流は速やかに遮断
される。コイル４２０、４３０、及び４６０の磁束は、
次の正パルスの前に０にリセットされる。ダイオードＤ
１が逆バイアスされている間は、インダクタＬ１、コン
デンサＣ２、及びダイオードＤ２を流れ続ける電流によ
って電圧Ｖｏｕｔが維持される。
【００１６】図５は、通常動作、またはデューティサイ
クルが減少された動作の下での電圧変換器内の電圧波形
を例示している。波形５３０、５３５、５５０、及び５
５５は、負またはフライバック電圧を制御するため共鳴
リセット（ｒｅｓｏｎａｎｔｒｅｓｅｔ）モードを用い
る電圧変換器に於ける結果である。共鳴リセットのた
め、電圧変換器内の実際の寄生回路要素は、適当な周波
数で共鳴してフライバック電圧を滑らかにするように調
整される。波形５２０、５２５、５４０、及び５４５
は、フライバック電圧をクランプするクランプ回路（図
示せず）を含む電圧変換器に於けるクランプモード動作
に対するものである。電圧変換器の共鳴リセットモード
及びクランプモードの動作は、この分野では公知であ
る。
クルが減少された動作の下での電圧変換器内の電圧波形
を例示している。波形５３０、５３５、５５０、及び５
５５は、負またはフライバック電圧を制御するため共鳴
リセット（ｒｅｓｏｎａｎｔｒｅｓｅｔ）モードを用い
る電圧変換器に於ける結果である。共鳴リセットのた
め、電圧変換器内の実際の寄生回路要素は、適当な周波
数で共鳴してフライバック電圧を滑らかにするように調
整される。波形５２０、５２５、５４０、及び５４５
は、フライバック電圧をクランプするクランプ回路（図
示せず）を含む電圧変換器に於けるクランプモード動作
に対するものである。電圧変換器の共鳴リセットモード
及びクランプモードの動作は、この分野では公知であ
る。
【００１７】図４に示されている電圧変換器４００のよ
うな電圧変換器に於いて、波形５１０はトランジスタ４
１２をオン／オフするＰＷＭゲート電圧である。波形５
１０は周期Ｔを有しており、各周期に於いて時間Ｔ１の
間ハイ状態となってトランジスタ４１２をオン状態にす
る。波形５１０のデューティサイクルはＴ１／Ｔ、即
ち、トランジスタ４１２がオン状態にある時間の割合で
ある。トランジスタ４１２は、主コイル４２０に波形５
１０と同じデューティサイクル及び周期を有するＰＷＭ
電圧を加える。主コイル４２０に加えられたＰＷＭ電圧
は、主コイル４２０内にその反動であるＥＭＦを誘導
し、トランジスタ４１２のドレイン−ソース間電圧ＶＤ
Ｓを変化させる。
うな電圧変換器に於いて、波形５１０はトランジスタ４
１２をオン／オフするＰＷＭゲート電圧である。波形５
１０は周期Ｔを有しており、各周期に於いて時間Ｔ１の
間ハイ状態となってトランジスタ４１２をオン状態にす
る。波形５１０のデューティサイクルはＴ１／Ｔ、即
ち、トランジスタ４１２がオン状態にある時間の割合で
ある。トランジスタ４１２は、主コイル４２０に波形５
１０と同じデューティサイクル及び周期を有するＰＷＭ
電圧を加える。主コイル４２０に加えられたＰＷＭ電圧
は、主コイル４２０内にその反動であるＥＭＦを誘導
し、トランジスタ４１２のドレイン−ソース間電圧ＶＤ
Ｓを変化させる。
【００１８】波形５２０、５３０は、それぞれクランプ
モード及び共鳴リセットモードに対するトランジスタ４
１２のドレイン−ソース間電圧ＶＤＳである。電圧ＶＤ
Ｓは、電圧Ｖｉｎと主コイル４２０に誘導された電圧と
の間の差である。時刻０において、トランジスタ４１２
はオン状態となり、電流が主コイル４２０を流れ始め
る。主コイル４２０に誘導された電圧は、時刻０から時
刻Ｔ１の間に生じる電流の増加を妨げる向きである。時
刻Ｔ１から時刻Ｔの間、主コイル４２０に加えられたＰ
ＷＭ電圧はオフとなり、主コイル４２０内の電流は減少
する。電流の減少によって、主コイル４２０内に電圧パ
ルス５２２または５３２が誘導される。電圧パルス５２
２及び５３２は、電圧変換器のリセットモード動作によ
って決定される形状を有する。波形５３０に対して、主
コイル４２０及びトランジスタ４１２内の寄生回路要素
は、電圧パルス５３２を平滑化するように調整されてい
る。波形５２０に対して、電圧パルス５２２はクランプ
され、ある固定電圧を越えることはない。電圧ＶＤＳ
は、主コイル４２０内の電流が変化をやめ主コイル４２
０内の誘導電圧が０になったとき、電圧Ｖｉｎに等しく
なる。
モード及び共鳴リセットモードに対するトランジスタ４
１２のドレイン−ソース間電圧ＶＤＳである。電圧ＶＤ
Ｓは、電圧Ｖｉｎと主コイル４２０に誘導された電圧と
の間の差である。時刻０において、トランジスタ４１２
はオン状態となり、電流が主コイル４２０を流れ始め
る。主コイル４２０に誘導された電圧は、時刻０から時
刻Ｔ１の間に生じる電流の増加を妨げる向きである。時
刻Ｔ１から時刻Ｔの間、主コイル４２０に加えられたＰ
ＷＭ電圧はオフとなり、主コイル４２０内の電流は減少
する。電流の減少によって、主コイル４２０内に電圧パ
ルス５２２または５３２が誘導される。電圧パルス５２
２及び５３２は、電圧変換器のリセットモード動作によ
って決定される形状を有する。波形５３０に対して、主
コイル４２０及びトランジスタ４１２内の寄生回路要素
は、電圧パルス５３２を平滑化するように調整されてい
る。波形５２０に対して、電圧パルス５２２はクランプ
され、ある固定電圧を越えることはない。電圧ＶＤＳ
は、主コイル４２０内の電流が変化をやめ主コイル４２
０内の誘導電圧が０になったとき、電圧Ｖｉｎに等しく
なる。
【００１９】主コイル４２０内の電流の変化によって、
磁束が変化し、２次コイル４３０及び４６０に電圧が誘
導される。波形５４０及び５５０は、それぞれクランプ
リセット動作、共鳴リセット動作に於いて、ＰＷＭ電圧
５１０によって２次コイル４３０に誘導された電圧の例
である。時刻０と時刻Ｔ１の間、ＰＷＭ電圧５１０はハ
イ状態であり、主コイル４２０を流れる電流は、ある増
加率で増加し、２次コイル４３０内に正の電圧パルス５
４１または５５１を誘導する。正の電圧パルス５４１及
び５５１は、ダイオードＤ１を順方向バイアスする。ダ
イオードＤ１を流れる電流はインダクタＬ１によって制
限され、インダクタＬ１のインダクタンスによって、出
力電圧Ｖｏｕｔのピークトゥピーク（ｐｅａｋ−ｔｏ−
ｐｅａｋ）のリップルが制御される。
磁束が変化し、２次コイル４３０及び４６０に電圧が誘
導される。波形５４０及び５５０は、それぞれクランプ
リセット動作、共鳴リセット動作に於いて、ＰＷＭ電圧
５１０によって２次コイル４３０に誘導された電圧の例
である。時刻０と時刻Ｔ１の間、ＰＷＭ電圧５１０はハ
イ状態であり、主コイル４２０を流れる電流は、ある増
加率で増加し、２次コイル４３０内に正の電圧パルス５
４１または５５１を誘導する。正の電圧パルス５４１及
び５５１は、ダイオードＤ１を順方向バイアスする。ダ
イオードＤ１を流れる電流はインダクタＬ１によって制
限され、インダクタＬ１のインダクタンスによって、出
力電圧Ｖｏｕｔのピークトゥピーク（ｐｅａｋ−ｔｏ−
ｐｅａｋ）のリップルが制御される。
【００２０】Ｔ１とＴの間、ＰＷＭ電圧５１０は０に落
ち、主コイル４２０に於ける電流の減少によって、負の
電圧パルス、５４２または５５２が２次コイル４３０に
誘導される。負の電圧パルス５４２の最小電圧値（最も
負の電圧値）は、クランプ回路によって制限される。負
の電圧パルス５５２の最小電圧値は、電圧変換器４００
の共鳴周波数によって制限される。パルス５４２及び５
５２のような負の電圧は、本明細書中では、フライバッ
ク電圧またはリセット電圧と呼ばれる。フライバック電
圧によって、ダイオードＤ１のバイアスが反転する。波
形５６０は、正の電圧パルスのみを含むインダクタＬ１
への電圧を示している。電圧整流器及びフィルタ４４０
内のインダクタＬ１及びコンデンサＣ２は、波形５６０
内の揺動を平滑化し、出力電圧Ｖｏｕｔを概ね電圧レベ
ルＶ２に維持する。
ち、主コイル４２０に於ける電流の減少によって、負の
電圧パルス、５４２または５５２が２次コイル４３０に
誘導される。負の電圧パルス５４２の最小電圧値（最も
負の電圧値）は、クランプ回路によって制限される。負
の電圧パルス５５２の最小電圧値は、電圧変換器４００
の共鳴周波数によって制限される。パルス５４２及び５
５２のような負の電圧は、本明細書中では、フライバッ
ク電圧またはリセット電圧と呼ばれる。フライバック電
圧によって、ダイオードＤ１のバイアスが反転する。波
形５６０は、正の電圧パルスのみを含むインダクタＬ１
への電圧を示している。電圧整流器及びフィルタ４４０
内のインダクタＬ１及びコンデンサＣ２は、波形５６０
内の揺動を平滑化し、出力電圧Ｖｏｕｔを概ね電圧レベ
ルＶ２に維持する。
【００２１】デューティサイクルが減少されたＰＷＭ電
圧５１５は、例えば過負荷電流または軽負荷電流に応答
して生成される。波形５４５及び５５５は、それぞれク
ランプ動作、共鳴リセット動作に於いて、２次コイル４
３０内に誘導される電圧を表している。誘導電圧５４５
及び５５５は、誘導電圧５４０及び５５０の正のパルス
５４１及び５５１に較べて、持続時間がより短い正の電
圧パルス５４６、５４８、５５６、及び５５８を有す
る。従って、インダクタＬ１に加えられる波形５６５の
時間積分値もより小さくなり、電圧整流器及びフィルタ
４４０は、電流が大きい場合、高い出力電圧Ｖ２を維持
することはできない。更に、電圧の時間積分値がより小
さいことにより、波形５４５及び５５５は、波形５４０
及び５５０のフライバック電圧パルス５４２及び５５２
に較べて、より短い持続時間とより小さな振幅を有する
フライバック電圧パルス５４７、５４９、５５７、及び
５５９を有する。
圧５１５は、例えば過負荷電流または軽負荷電流に応答
して生成される。波形５４５及び５５５は、それぞれク
ランプ動作、共鳴リセット動作に於いて、２次コイル４
３０内に誘導される電圧を表している。誘導電圧５４５
及び５５５は、誘導電圧５４０及び５５０の正のパルス
５４１及び５５１に較べて、持続時間がより短い正の電
圧パルス５４６、５４８、５５６、及び５５８を有す
る。従って、インダクタＬ１に加えられる波形５６５の
時間積分値もより小さくなり、電圧整流器及びフィルタ
４４０は、電流が大きい場合、高い出力電圧Ｖ２を維持
することはできない。更に、電圧の時間積分値がより小
さいことにより、波形５４５及び５５５は、波形５４０
及び５５０のフライバック電圧パルス５４２及び５５２
に較べて、より短い持続時間とより小さな振幅を有する
フライバック電圧パルス５４７、５４９、５５７、及び
５５９を有する。
【００２２】電圧５４０、５４５、５５０、及び５５５
と同様の電圧が、主コイル４２０の両端にかかるＰＷＭ
電圧に応答して、ハウスキーピングコイル４６０内に誘
導される。電圧整流器及びフィルタ４８０は、ハウスキ
ーピングコイル４６０内に誘導される電圧パルスを整流
及びフィルタリングし、制御回路４１０を動作させるた
めの供給電圧Ｖｃｃを出力する。供給電圧Ｖｃｃを、２
次コイル４３０と電圧整流器及びフィルタ４４０からで
はなく、ハウスキーピングコイル４６０と電圧整流器及
びフィルタ４８０から得ることによって、電圧変換器４
００の入力側４００Ａと出力側４００Ｂとの間に通常必
要とされる絶縁が維持されている。
と同様の電圧が、主コイル４２０の両端にかかるＰＷＭ
電圧に応答して、ハウスキーピングコイル４６０内に誘
導される。電圧整流器及びフィルタ４８０は、ハウスキ
ーピングコイル４６０内に誘導される電圧パルスを整流
及びフィルタリングし、制御回路４１０を動作させるた
めの供給電圧Ｖｃｃを出力する。供給電圧Ｖｃｃを、２
次コイル４３０と電圧整流器及びフィルタ４４０からで
はなく、ハウスキーピングコイル４６０と電圧整流器及
びフィルタ４８０から得ることによって、電圧変換器４
００の入力側４００Ａと出力側４００Ｂとの間に通常必
要とされる絶縁が維持されている。
【００２３】制御回路４１０は、過負荷センサ４１４
と、デューティサイクル制御ユニット４１６と、周波数
制御ユニット４１８とを含んでいる。過負荷センサ４１
４は、電圧変換器４００及び／または接続されている負
荷内に過負荷電流が存在するかどうかを、抵抗４１３の
両端の電圧降下を基準電圧と比較することによって判定
する。本分野では、他にも多くの過負荷センサが知られ
ており、それらを制御回路４１０内に於いて使用するこ
ともできる。例えば、大電流を使用するような実施例で
は、変流器を使用することによってピーク電流を検知
し、抵抗４１３に於いて不可避な電力消費を少なくする
ことができる。
と、デューティサイクル制御ユニット４１６と、周波数
制御ユニット４１８とを含んでいる。過負荷センサ４１
４は、電圧変換器４００及び／または接続されている負
荷内に過負荷電流が存在するかどうかを、抵抗４１３の
両端の電圧降下を基準電圧と比較することによって判定
する。本分野では、他にも多くの過負荷センサが知られ
ており、それらを制御回路４１０内に於いて使用するこ
ともできる。例えば、大電流を使用するような実施例で
は、変流器を使用することによってピーク電流を検知
し、抵抗４１３に於いて不可避な電力消費を少なくする
ことができる。
【００２４】検知された過負荷電流に応答してデューテ
ィサイクル制御ユニット４１６は、ＰＷＭ電圧のデュー
ティサイクルを減少させる。ＰＷＭ電圧のデューティサ
イクルを制御するための回路は本分野では公知である。
デューティサイクル制御ユニット４１６は、０でない最
小デューティサイクルを有しており、これは制御回路４
１０内の伝搬時間遅れ及びトランジスタ４１２のゲート
の充電及び放電時間に固有である。（０でないデューテ
ィサイクルは、ハウスキーピングコイル４６０内への電
圧の誘導、及び制御回路４１０への供給電圧Ｖｃｃの印
可のために必要とされる。）図５に示されている電圧５
１５は、デューティサイクルが減少されたＰＷＭ電圧の
一例である。ＰＷＭ周波数が高くなると、固有の遅れが
ＰＷＭ電圧の周期の大部分を占めるようになり、０でな
い最小のデューティサイクルに於いても、接続されてい
る負荷を十分損傷し得る電力が変換器４００を流れるこ
とがある。
ィサイクル制御ユニット４１６は、ＰＷＭ電圧のデュー
ティサイクルを減少させる。ＰＷＭ電圧のデューティサ
イクルを制御するための回路は本分野では公知である。
デューティサイクル制御ユニット４１６は、０でない最
小デューティサイクルを有しており、これは制御回路４
１０内の伝搬時間遅れ及びトランジスタ４１２のゲート
の充電及び放電時間に固有である。（０でないデューテ
ィサイクルは、ハウスキーピングコイル４６０内への電
圧の誘導、及び制御回路４１０への供給電圧Ｖｃｃの印
可のために必要とされる。）図５に示されている電圧５
１５は、デューティサイクルが減少されたＰＷＭ電圧の
一例である。ＰＷＭ周波数が高くなると、固有の遅れが
ＰＷＭ電圧の周期の大部分を占めるようになり、０でな
い最小のデューティサイクルに於いても、接続されてい
る負荷を十分損傷し得る電力が変換器４００を流れるこ
とがある。
【００２５】フライバック電圧整流器４７０は、ハウス
キーピングコイル４６０内のフライバック電圧（負の電
圧パルス）を整流及びフィルタリングして、周波数制御
ユニット４１８に対して制御信号を出力する。制御信号
の大きさは、ハウスキーピングコイル４６０内のフライ
バック電圧のピーク値に比例する。従って、ＰＷＭ電圧
のデューティサイクルが減少する場合、制御信号の大き
さも小さくなる。制御信号が小さくなるのに応じて、周
波数制御ユニット４１８はＰＷＭ電圧の周波数を低下さ
せる。図２に示されている電圧２３０は、周波数とデュ
ーティサイクルが減少されたＰＷＭ電圧の一例を示して
いる。デューティサイクルと周波数を両方とも減少させ
ることにより、電圧変換器４００内を流れる電力は、安
全なレベルまで減少される。
キーピングコイル４６０内のフライバック電圧（負の電
圧パルス）を整流及びフィルタリングして、周波数制御
ユニット４１８に対して制御信号を出力する。制御信号
の大きさは、ハウスキーピングコイル４６０内のフライ
バック電圧のピーク値に比例する。従って、ＰＷＭ電圧
のデューティサイクルが減少する場合、制御信号の大き
さも小さくなる。制御信号が小さくなるのに応じて、周
波数制御ユニット４１８はＰＷＭ電圧の周波数を低下さ
せる。図２に示されている電圧２３０は、周波数とデュ
ーティサイクルが減少されたＰＷＭ電圧の一例を示して
いる。デューティサイクルと周波数を両方とも減少させ
ることにより、電圧変換器４００内を流れる電力は、安
全なレベルまで減少される。
【００２６】過負荷状態が取り除かれた場合、電圧変換
器４００は安全に電源を立ち上げることができる。例え
ば、過負荷センサ４１４がトランジスタ４１２を流れる
ピーク電流が安全なレベルにあることを検知すると、Ｐ
ＷＭ電圧は通常動作のデューティサイクル及び周波数に
復帰することができる。そのような電源立ち上げの間、
電流は通常定常状態よりも大きいが、それは、例えばコ
ンデンサＣ２及びＣ３のような電圧変換器４００内のコ
ンデンサがその間に充電されるためである。デューティ
サイクル制御ユニット４１６は、本分野では公知の電流
モードまたは電流プログラミング制御法に従って、デュ
ーティサイクルを徐々に増加させる。更に、本分野では
公知の“ソフトスタート”を用いて、短絡状態から通常
動作に復帰することができる。
器４００は安全に電源を立ち上げることができる。例え
ば、過負荷センサ４１４がトランジスタ４１２を流れる
ピーク電流が安全なレベルにあることを検知すると、Ｐ
ＷＭ電圧は通常動作のデューティサイクル及び周波数に
復帰することができる。そのような電源立ち上げの間、
電流は通常定常状態よりも大きいが、それは、例えばコ
ンデンサＣ２及びＣ３のような電圧変換器４００内のコ
ンデンサがその間に充電されるためである。デューティ
サイクル制御ユニット４１６は、本分野では公知の電流
モードまたは電流プログラミング制御法に従って、デュ
ーティサイクルを徐々に増加させる。更に、本分野では
公知の“ソフトスタート”を用いて、短絡状態から通常
動作に復帰することができる。
【００２７】軽負荷電流の間、周波数を低下させること
によって効率を向上させることができる。典型的な動作
では、整流器及びフィルタ４４０は、その大きさが接続
されている負荷に依存するような時間平均された出力電
流を供給する。この出力電流は、リップル即ち時間的な
揺動を含んでおり、これは整流器及びフィルタ４４０に
固有であると共に、ＰＷＭ電圧の周波数及びデューティ
サイクルに依存する。平均出力電流が、十分に小さい場
合、出力電流中のリップルが平均出力電流よりも大きく
なることがあり、出力電流は不連続となる。制御回路４
１０は、トランジスタ４１２を流れる最も小さい電流値
を検知し、トランジスタ４１２を流れる電流が、出力電
流が最小のしきい値より小さいことを示している場合、
ＰＷＭ電圧のデューティサイクルを減少させる。デュー
ティサイクルが減少すると、電流の過負荷に関して上述
したのと同様に、ＰＷＭ周波数が低下する。電圧変換器
４００の電力損失には、例えばトランジスタ４１２をオ
ン状態にしたりオフ状態にしたりするのに用いられる電
力のように、周波数に依存するものがあるため、電圧変
換器４００の効率が向上する。小さな電流に対して周波
数を低下することによって、周波数に依存する電力消費
を減少することができる。
によって効率を向上させることができる。典型的な動作
では、整流器及びフィルタ４４０は、その大きさが接続
されている負荷に依存するような時間平均された出力電
流を供給する。この出力電流は、リップル即ち時間的な
揺動を含んでおり、これは整流器及びフィルタ４４０に
固有であると共に、ＰＷＭ電圧の周波数及びデューティ
サイクルに依存する。平均出力電流が、十分に小さい場
合、出力電流中のリップルが平均出力電流よりも大きく
なることがあり、出力電流は不連続となる。制御回路４
１０は、トランジスタ４１２を流れる最も小さい電流値
を検知し、トランジスタ４１２を流れる電流が、出力電
流が最小のしきい値より小さいことを示している場合、
ＰＷＭ電圧のデューティサイクルを減少させる。デュー
ティサイクルが減少すると、電流の過負荷に関して上述
したのと同様に、ＰＷＭ周波数が低下する。電圧変換器
４００の電力損失には、例えばトランジスタ４１２をオ
ン状態にしたりオフ状態にしたりするのに用いられる電
力のように、周波数に依存するものがあるため、電圧変
換器４００の効率が向上する。小さな電流に対して周波
数を低下することによって、周波数に依存する電力消費
を減少することができる。
【００２８】図６は、本発明に従った電圧変換器６００
を示している。図６の実施例は、図４の実施例と同じ構
成要素を数多く含んでおり、それらの構成要素について
上述したことはこの実施例でも成り立つ。図６の実施例
は、図４の実施例と、主にハウスキーピングコイルが備
わっていないという点が異なっている。図６に示されて
いる制御回路６１０は、図４に於ける制御回路４１０と
同じ働きをするが、制御回路６１０は入力電圧Ｖｉｎか
ら電力を供給されている。フライバック電圧整流器６７
０は、図６では２次コイル４３０に接続されており、図
４に於いてハウスキーピングコイル４６０に接続されて
いるのと異なる。フライバック電圧整流器６７０は、上
述したようなフライバック電圧整流器４７０と同様に動
作する。
を示している。図６の実施例は、図４の実施例と同じ構
成要素を数多く含んでおり、それらの構成要素について
上述したことはこの実施例でも成り立つ。図６の実施例
は、図４の実施例と、主にハウスキーピングコイルが備
わっていないという点が異なっている。図６に示されて
いる制御回路６１０は、図４に於ける制御回路４１０と
同じ働きをするが、制御回路６１０は入力電圧Ｖｉｎか
ら電力を供給されている。フライバック電圧整流器６７
０は、図６では２次コイル４３０に接続されており、図
４に於いてハウスキーピングコイル４６０に接続されて
いるのと異なる。フライバック電圧整流器６７０は、上
述したようなフライバック電圧整流器４７０と同様に動
作する。
【００２９】光カプラ６８０がフライバック電圧整流器
６７０と制御回路６１０との間に接続されており、制御
回路６１０に制御回路６１０に制御信号が供給されるよ
うになっている。光カプラは本分野では公知であり、入
力電圧を光信号に変換し、この光信号は更に出力電圧に
変換される。光カプラ６８０によって、制御信号を電圧
変換器６００の入力側と出力側の間の絶縁障壁を越えて
伝達することができると共に、入力側と出力側の短絡を
避けることができる。
６７０と制御回路６１０との間に接続されており、制御
回路６１０に制御回路６１０に制御信号が供給されるよ
うになっている。光カプラは本分野では公知であり、入
力電圧を光信号に変換し、この光信号は更に出力電圧に
変換される。光カプラ６８０によって、制御信号を電圧
変換器６００の入力側と出力側の間の絶縁障壁を越えて
伝達することができると共に、入力側と出力側の短絡を
避けることができる。
【００３０】図６の実施例は、図４の実施例よりも構成
要素が少ないが、いくつかの不都合な点を有している。
図６の実施例の不都合な点とは、即ち、電圧Ｖｉｎで動
作する集積回路のコストの上昇、制御回路６１０によっ
て用いられる電源電圧の制御性の低下、及び電圧変換器
６００の入力側と出力側の短絡を防ぐための光カプラ６
８０にかかる高い費用などである。
要素が少ないが、いくつかの不都合な点を有している。
図６の実施例の不都合な点とは、即ち、電圧Ｖｉｎで動
作する集積回路のコストの上昇、制御回路６１０によっ
て用いられる電源電圧の制御性の低下、及び電圧変換器
６００の入力側と出力側の短絡を防ぐための光カプラ６
８０にかかる高い費用などである。
【００３１】図７は、本発明の別の実施例に従ったＰＷ
Ｍ電圧の周波数の制御をする回路７００を示している。
回路７００は、カリフォルニア州サンタクララのシリコ
ニクス社（Ｓｉｌｉｃｏｎｉｘ，Ｉｎｃ．）から入手可
能なＳｉ９１１４という商業的に入手可能な制御用集積
回路（ＩＣ）７１０を含んでいる。制御用ＩＣ７１０
は、供給電圧端子７１６と、グランド端子７１８と、パ
ワートランジスタをオン／オフして入力電圧Ｖｉｎをパ
ルス幅変調するための端子７１４と、過負荷を検知する
ための１以上の端子７１２とを含んでいる。端子７１５
及び７１７は、それぞれ抵抗ＲＴ、コンデンサＣＴに接
続されている。ＰＷＭ電圧の周波数は、コンデンサＣＴ
を予め定められた電圧レベルに充電（及び放電）するの
に必要とされる時間に依存する。制御用ＩＣ７１０内部
の電流ミラー回路（ｃｕｒｒｅｎｔｍｉｒｒｏｒ）によ
って、コンデンサＣＴの充電電流は端子７１５を流れる
電流を反映するため、抵抗ＲＴの実行抵抗値を変化させ
ることにより、コンデンサＣＴの充電時間とＰＷＭ電圧
の周波数の両方を変化させることができる。
Ｍ電圧の周波数の制御をする回路７００を示している。
回路７００は、カリフォルニア州サンタクララのシリコ
ニクス社（Ｓｉｌｉｃｏｎｉｘ，Ｉｎｃ．）から入手可
能なＳｉ９１１４という商業的に入手可能な制御用集積
回路（ＩＣ）７１０を含んでいる。制御用ＩＣ７１０
は、供給電圧端子７１６と、グランド端子７１８と、パ
ワートランジスタをオン／オフして入力電圧Ｖｉｎをパ
ルス幅変調するための端子７１４と、過負荷を検知する
ための１以上の端子７１２とを含んでいる。端子７１５
及び７１７は、それぞれ抵抗ＲＴ、コンデンサＣＴに接
続されている。ＰＷＭ電圧の周波数は、コンデンサＣＴ
を予め定められた電圧レベルに充電（及び放電）するの
に必要とされる時間に依存する。制御用ＩＣ７１０内部
の電流ミラー回路（ｃｕｒｒｅｎｔｍｉｒｒｏｒ）によ
って、コンデンサＣＴの充電電流は端子７１５を流れる
電流を反映するため、抵抗ＲＴの実行抵抗値を変化させ
ることにより、コンデンサＣＴの充電時間とＰＷＭ電圧
の周波数の両方を変化させることができる。
【００３２】ハウスキーピングコイル４６０に誘導され
た電圧は、例えば図５の正のパルス５５１及び５５６、
及び負のパルス５５２及び５５７として示されているよ
うな正のパルスと負のパルスを有している。正のパルス
はダイオードＤ３を順バイアスし、コンデンサＣ３を充
電して制御用ＩＣ７１０に供給電圧Ｖｃｃを供給する。
供給電圧Ｖｃｃは、抵抗Ｒ１とダイオードＤ４を介して
抵抗ＲＴに接続されている。
た電圧は、例えば図５の正のパルス５５１及び５５６、
及び負のパルス５５２及び５５７として示されているよ
うな正のパルスと負のパルスを有している。正のパルス
はダイオードＤ３を順バイアスし、コンデンサＣ３を充
電して制御用ＩＣ７１０に供給電圧Ｖｃｃを供給する。
供給電圧Ｖｃｃは、抵抗Ｒ１とダイオードＤ４を介して
抵抗ＲＴに接続されている。
【００３３】ハウスキーピングコイル４６０に誘導され
た負の（またはフライバック）パルスは、ダイオードＤ
５を順バイアスし、コンデンサＣ４を充電して負の制御
信号を生成する。通常動作に於いては、ハウスキーピン
グコイル４６０に誘導された負のパルスは、ツェナーダ
イオードＤ６のブレークダウンを起こすのに十分な大き
さ（通常２０乃至３０Ｖ）を有する。これによって抵抗
Ｒ２を流れる電流が生成され、トランジスタＱ１がオン
状態になる。トランジスタＱ１は、ダイオードＤ４のア
ノードを負の制御信号につなぎ、ダイオードＤ４を逆バ
イアスする。従って、通常動作の間は電流はダイオード
Ｄ４を流れず、端子７１５を流れる電流は抵抗ＲＴによ
って制御される。
た負の（またはフライバック）パルスは、ダイオードＤ
５を順バイアスし、コンデンサＣ４を充電して負の制御
信号を生成する。通常動作に於いては、ハウスキーピン
グコイル４６０に誘導された負のパルスは、ツェナーダ
イオードＤ６のブレークダウンを起こすのに十分な大き
さ（通常２０乃至３０Ｖ）を有する。これによって抵抗
Ｒ２を流れる電流が生成され、トランジスタＱ１がオン
状態になる。トランジスタＱ１は、ダイオードＤ４のア
ノードを負の制御信号につなぎ、ダイオードＤ４を逆バ
イアスする。従って、通常動作の間は電流はダイオード
Ｄ４を流れず、端子７１５を流れる電流は抵抗ＲＴによ
って制御される。
【００３４】過負荷に於いては、主コイルに加えられる
ＰＷＭ電圧のデューティサイクルが減少し、ハウスキー
ピングコイル４６０内に誘導される負の電圧パルスは、
ツェナーダイオードＤ６のブレークダウンを引き起こす
には不十分である。トランジスタＱ１はオフ状態であ
り、ダイオードＤ４は電圧Ｖｃｃによって順バイアスさ
れる。電圧Ｖｃｃによって、電流が抵抗Ｒ１、ダイオー
ドＤ４、及び抵抗ＲＴを通って流れる。これによって端
子７１５の電圧が変化し、端子７１５及び７１７を流れ
る電流が減少し、コンデンサＣＴの充電速度とＰＷＭ電
圧の周波数とが低下する。
ＰＷＭ電圧のデューティサイクルが減少し、ハウスキー
ピングコイル４６０内に誘導される負の電圧パルスは、
ツェナーダイオードＤ６のブレークダウンを引き起こす
には不十分である。トランジスタＱ１はオフ状態であ
り、ダイオードＤ４は電圧Ｖｃｃによって順バイアスさ
れる。電圧Ｖｃｃによって、電流が抵抗Ｒ１、ダイオー
ドＤ４、及び抵抗ＲＴを通って流れる。これによって端
子７１５の電圧が変化し、端子７１５及び７１７を流れ
る電流が減少し、コンデンサＣＴの充電速度とＰＷＭ電
圧の周波数とが低下する。
【００３５】ある実施例に於いては、図７に示されてい
るような回路を含む電圧変換器は、４８Ｖの入力電圧Ｖ
ｉｎを有する。主コイルのハウスキーピングコイル４６
０に対する巻数比は３対１である。上述したように、制
御用ＩＣ７１０はＳｉ９１１４である。抵抗Ｒ１、Ｒ
２、及びＲＴは、それぞれ１２０ｋΩ、４７ｋΩ、６８
ｋΩの抵抗値を有する。コンデンサＣ３、Ｃ４、及びＣ
Ｔは、それぞれ１μｆ、１ｎｆ、６８ｐｆの静電容量を
有し、ツェナーダイオードＤ４は２０Ｖのブレークダウ
ン電圧を有する。通常動作に於いては、回路は、デュー
ティサイクル約５０％、周波数７５０ｋＨｚのＰＷＭ電
圧で動作する。過負荷に於いては、回路は、デューティ
サイクルが約５％より小さく、周波数が１２０ｋＨｚの
ＰＷＭ電圧で動作する。
るような回路を含む電圧変換器は、４８Ｖの入力電圧Ｖ
ｉｎを有する。主コイルのハウスキーピングコイル４６
０に対する巻数比は３対１である。上述したように、制
御用ＩＣ７１０はＳｉ９１１４である。抵抗Ｒ１、Ｒ
２、及びＲＴは、それぞれ１２０ｋΩ、４７ｋΩ、６８
ｋΩの抵抗値を有する。コンデンサＣ３、Ｃ４、及びＣ
Ｔは、それぞれ１μｆ、１ｎｆ、６８ｐｆの静電容量を
有し、ツェナーダイオードＤ４は２０Ｖのブレークダウ
ン電圧を有する。通常動作に於いては、回路は、デュー
ティサイクル約５０％、周波数７５０ｋＨｚのＰＷＭ電
圧で動作する。過負荷に於いては、回路は、デューティ
サイクルが約５％より小さく、周波数が１２０ｋＨｚの
ＰＷＭ電圧で動作する。
【００３６】開示された回路７００は、制御用ＩＣ７１
０に接続された独立した要素を含んでいるが、任意のレ
ベルの集積化を取り入れても良い。例えば、ダイオード
Ｄ４及びＤ６、抵抗Ｒ１及びＲ２、及びトランジスタＱ
１を、制御用ＩＣ７１０内に組み込むこともできる。そ
のような実施例では、制御用ＩＣは、フライバック整流
器４７０からの負の制御信号用に、制御用ＩＣ７１０に
は示されていないような更に別の端子を有することとな
る。しかしながら、ＩＣに於いて負の電圧を用いること
は、通常、特殊な絶縁を必要とすると共に、ＩＣの大型
化、コストの上昇につながる。
０に接続された独立した要素を含んでいるが、任意のレ
ベルの集積化を取り入れても良い。例えば、ダイオード
Ｄ４及びＤ６、抵抗Ｒ１及びＲ２、及びトランジスタＱ
１を、制御用ＩＣ７１０内に組み込むこともできる。そ
のような実施例では、制御用ＩＣは、フライバック整流
器４７０からの負の制御信号用に、制御用ＩＣ７１０に
は示されていないような更に別の端子を有することとな
る。しかしながら、ＩＣに於いて負の電圧を用いること
は、通常、特殊な絶縁を必要とすると共に、ＩＣの大型
化、コストの上昇につながる。
【００３７】図８は、本発明の別の実施例に従ったＰＷ
Ｍ電圧の周波数を制御する回路８００を示している。図
８では、グランド端子（またはタップ）８６２が、ハウ
スキーピングコイル８６０の両端部の端子８６１と８６
３との間に備えられていて、整流されたフライバック電
圧が、制御用ＩＣ７１０に於いて使用されているグラン
ドに対して正となるようになっている。ハウスキーピン
グコイル８６０に誘導された電圧の極性が、端子８６１
が端子８６３に較べて高い電位となるような極性となっ
ている場合、ダイオードＤ３は導通状態となり、端子８
６１の電圧と端子８６２（グランド）の電圧との間の電
位差によってコンデンサＣ３が充電される。ダイオード
Ｄ７は端子８６３に接続されており、端子８６２（グラ
ンド）よりも低い電位となっており、従って端子８６１
が端子８６３に較べて高い電位となった場合、導通状態
とならない。
Ｍ電圧の周波数を制御する回路８００を示している。図
８では、グランド端子（またはタップ）８６２が、ハウ
スキーピングコイル８６０の両端部の端子８６１と８６
３との間に備えられていて、整流されたフライバック電
圧が、制御用ＩＣ７１０に於いて使用されているグラン
ドに対して正となるようになっている。ハウスキーピン
グコイル８６０に誘導された電圧の極性が、端子８６１
が端子８６３に較べて高い電位となるような極性となっ
ている場合、ダイオードＤ３は導通状態となり、端子８
６１の電圧と端子８６２（グランド）の電圧との間の電
位差によってコンデンサＣ３が充電される。ダイオード
Ｄ７は端子８６３に接続されており、端子８６２（グラ
ンド）よりも低い電位となっており、従って端子８６１
が端子８６３に較べて高い電位となった場合、導通状態
とならない。
【００３８】フライバック電圧パルスの間、端子８６３
の電位が端子８６１の電位より高くなる。ダイオードＤ
３は導通状態とはならず、コンデンサＣ３に蓄積された
電荷によって供給電圧Ｖｃｃが制御回路７１０に供給さ
れる。しかしながら、端子８６３が端子８６２よりも高
い電位にあるため、ダイオードＤ７が導通状態となり、
コンデンサＣ４は端子８６３と端子８６２（グランド）
との間の正の電位差によって充電される。整流されたフ
ライバック電圧によって、図７を参照して上述したのと
概ね同様にして、ＰＷＭ電圧の周波数が制御される。
の電位が端子８６１の電位より高くなる。ダイオードＤ
３は導通状態とはならず、コンデンサＣ３に蓄積された
電荷によって供給電圧Ｖｃｃが制御回路７１０に供給さ
れる。しかしながら、端子８６３が端子８６２よりも高
い電位にあるため、ダイオードＤ７が導通状態となり、
コンデンサＣ４は端子８６３と端子８６２（グランド）
との間の正の電位差によって充電される。整流されたフ
ライバック電圧によって、図７を参照して上述したのと
概ね同様にして、ＰＷＭ電圧の周波数が制御される。
【００３９】図８の実施例は、ダイオードＤ４及びＤ
６、抵抗Ｒ１及びＲ２、及びトランジスタＱ１のような
回路要素が制御用ＩＣ７１０内に組み込まれている場
合、図７の実施例よりも利点を有する。図８の実施例で
は、制御信号はグランドに対して正であり、特殊な絶縁
方法は必要とされない。これによって集積回路をより小
さく、より安価にすることができる。
６、抵抗Ｒ１及びＲ２、及びトランジスタＱ１のような
回路要素が制御用ＩＣ７１０内に組み込まれている場
合、図７の実施例よりも利点を有する。図８の実施例で
は、制御信号はグランドに対して正であり、特殊な絶縁
方法は必要とされない。これによって集積回路をより小
さく、より安価にすることができる。
【００４０】図９は、ＰＷＭ周波数を制御するための別
の方法を例示している。図９の実施例では、ＰＷＭ制御
回路９１０は、フライバック電圧整流器４７０からの制
御信号によって制御されるイネーブルピンを有するディ
ジタル周波数分割器９９１を含んでいる。フライバック
電圧整流器４７０からの制御信号がカットオフ電圧以下
に下がると、ディジタル周波数分割器９９１はイネーブ
ルされ、トランジスタ４１２のゲートにかかるＰＷＭ電
圧の周波数を低下させる。過負荷に於いては、周波数分
割器９９１は、例えば４、８、または１６のような固定
された整数ファクタＮだけ、発振器９９２からのＰＷＭ
周波数出力を低下させる。これによって、ＰＷＭ電圧は
システムクロック信号ＣＬＯＣＫと同期を保つことがで
き、通常動作中のＰＷＭ周波数と若干異なる過負荷時の
ＰＷＭ周波数によって電圧変換器内に生成される干渉が
減少される。
の方法を例示している。図９の実施例では、ＰＷＭ制御
回路９１０は、フライバック電圧整流器４７０からの制
御信号によって制御されるイネーブルピンを有するディ
ジタル周波数分割器９９１を含んでいる。フライバック
電圧整流器４７０からの制御信号がカットオフ電圧以下
に下がると、ディジタル周波数分割器９９１はイネーブ
ルされ、トランジスタ４１２のゲートにかかるＰＷＭ電
圧の周波数を低下させる。過負荷に於いては、周波数分
割器９９１は、例えば４、８、または１６のような固定
された整数ファクタＮだけ、発振器９９２からのＰＷＭ
周波数出力を低下させる。これによって、ＰＷＭ電圧は
システムクロック信号ＣＬＯＣＫと同期を保つことがで
き、通常動作中のＰＷＭ周波数と若干異なる過負荷時の
ＰＷＭ周波数によって電圧変換器内に生成される干渉が
減少される。
【００４１】カットオフ電圧は、抵抗Ｒ３及びＲ４、及
び基準ダイオードＤ８を適切に選択することによって所
望の値に設定できる。抵抗Ｒ３及びＲ４は電圧分圧器を
形成し、比較器Ｕ１の正側の入力端子電圧を制御し、比
較器Ｕ１は、周波数分割器９９１をイネーブルまたはデ
ィスエーブルする電圧を制御する。周波数分割器９９１
をイネーブルするための制御信号をフライバック電圧整
流器４７０から供給するための多くの別の方法を採用す
ることもできる。
び基準ダイオードＤ８を適切に選択することによって所
望の値に設定できる。抵抗Ｒ３及びＲ４は電圧分圧器を
形成し、比較器Ｕ１の正側の入力端子電圧を制御し、比
較器Ｕ１は、周波数分割器９９１をイネーブルまたはデ
ィスエーブルする電圧を制御する。周波数分割器９９１
をイネーブルするための制御信号をフライバック電圧整
流器４７０から供給するための多くの別の方法を採用す
ることもできる。
【００４２】本発明を特定の実施例に基づいて説明して
きたが、これらの説明は実施例の例示に過ぎず、限定的
に解釈されるものではない。開示されたものの様々な他
の組み合わせや変更が開示された範囲内で可能であるこ
とは明らかであろう。
きたが、これらの説明は実施例の例示に過ぎず、限定的
に解釈されるものではない。開示されたものの様々な他
の組み合わせや変更が開示された範囲内で可能であるこ
とは明らかであろう。
【００４３】尚、本明細書中では、同様な、または同一
の構成要素に対しては、異なる図面に於いても同じ参照
符号を付した。
の構成要素に対しては、異なる図面に於いても同じ参照
符号を付した。
【図１】従来の電圧変換器と、それに接続された負荷と
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施例に従った電圧変換器に於いて
生成されるパルス幅変調された電圧波形を示す図であ
る。
生成されるパルス幅変調された電圧波形を示す図であ
る。
【図３】電圧変換器に対する出力電流に対して出力電圧
をプロットした図である。
をプロットした図である。
【図４】本発明の一実施例に従った電圧変換器のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図５】通常動作及び過負荷動作に於けるクランプ動作
及び共鳴リセット動作の電圧変換器の電圧波形を示す図
である。
及び共鳴リセット動作の電圧変換器の電圧波形を示す図
である。
【図６】本発明の別の実施例に従った電圧変換器のブロ
ック図である。
ック図である。
【図７】電流過負荷に於いて、電圧変換器に於けるＰＷ
Ｍ電圧の周波数を低下させるための回路及びフライバッ
ク電圧整流器の一実施例を示す回路図である。
Ｍ電圧の周波数を低下させるための回路及びフライバッ
ク電圧整流器の一実施例を示す回路図である。
【図８】制御信号に応じて周波数を低下させるための回
路及び正の制御信号を出力するフライバック電圧整流器
の一実施例を示す回路図である。
路及び正の制御信号を出力するフライバック電圧整流器
の一実施例を示す回路図である。
【図９】本発明の別の実施例に従った、デジタル周波数
分割器を用いた電圧変換器の一部を示すブロック図であ
る。
分割器を用いた電圧変換器の一部を示すブロック図であ
る。
１００ 電圧変換器 １１０ ＰＷＭ制御回路 １２０ 主コイル １３０ ２次コイル １４０ 電圧整流器及びフィルタ １５０ 負荷 ２１０ 通常動作時のＰＷＭ電圧波形 ２２０ デューティサイクルが減少されたＰＷＭ電圧波
形 ２３０ 周波数とデューティサイクルが減少されたＰＷ
Ｍ電圧波形 ３１０ 電圧変換器の電流対電圧特性 ３２０、３２１、３２２ 電流テール ４００ 電圧変換器 ４００Ａ 電圧変換器４００の入力側 ４００Ｂ 電圧変換器４００の出力側 ４１０ 制御回路 ４１２ トランジスタ ４１３ 抵抗 ４１４ 過負荷センサ ４１６ デューティサイクル制御ユニット ４１８ 周波数制御ユニット ４２０ 主コイル ４３０ ２次コイル ４４０ 電圧整流器及びフィルタ ４６０ ２次コイル（ハウスキーピングコイル） ４７０ 電圧整流器及びフィルタ（フライバック電圧整
流器） ４８０ 電圧整流器及びフィルタ ５１０ 通常動作時のＰＷＭゲート電圧 ５１５ デューティサイクルが減少されたＰＷＭゲート
電圧 ５２０ 通常動作時のドレイン−ソース間電圧（クラン
プモード） ５２２ 電圧波形５２０の正の電圧パルス ５２５ ドレイン−ソース間電圧（クランプモード） ５３０ 通常動作時のドレイン−ソース間電圧（共鳴リ
セット） ５３２ 電圧波形５３０の正の電圧パルス ５３５ デューティサイクル減少時のドレイン−ソース
間電圧（共鳴リセット） ５４０ 通常動作時の２次コイル誘導電圧（クランプモ
ード） ５４１ 電圧波形５４０の正の電圧パルス ５４２ 電圧波形５４０の負の（フライバック）電圧パ
ルス ５４５ デューティサイクル減少時の２次コイル誘導電
圧（クランプモード） ５４６、５４８ 電圧波形５４５の正の電圧パルス ５４７、５４９ 電圧波形５４５の負の（フライバッ
ク）電圧パルス ５５０ 通常動作時の２次コイル誘導電圧（共鳴リセッ
ト） ５５１ 電圧波形５５０の正の電圧パルス ５５２ 電圧波形５５０の負の（フライバック）電圧パ
ルス ５５５ デューティサイクル減少時の２次コイル誘導電
圧（共鳴リセット） ５５６、５５８ 電圧波形５５５の正の電圧パルス ５５７、５５９ 電圧波形５５５の負の（フライバッ
ク）電圧パルス ５６０ 通常動作時のインダクタＬ１への電圧 ５６５ デューティサイクル減少時のインダクタＬ１へ
の電圧 ６００ 電圧変換器 ６１０ 制御回路 ６７０ フライバック電圧整流器 ６８０ 光カプラ ７００ ＰＷＭ電圧周波数制御回路 ７１０ ＰＷＭ制御用ＩＣ ７１２、７１４〜７１８ ＰＷＭ制御用ＩＣ７１０の端
子 ８００ ＰＷＭ電圧周波数制御回路 ８６０ ハウスキーピングコイル ８６１〜８６３ コイル８６０の端子 ９１０ ＰＷＭ制御回路 ９９１ ディジタル周波数分割器 ９９２ 発振器 Ｃ１〜Ｃ４、ＣＴ コンデンサ Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード Ｌ１ インダクタ Ｒ１〜Ｒ４、ＲＴ 抵抗 Ｑ１ トランジスタ Ｔ ＰＷＭ電圧の周期 Ｔ１ 通常動作時のＰＷＭ電圧の各周期毎のハイ状態の
時間 Ｔ２ デューティサイクル減少時のＰＷＭ電圧の各周期
毎のハイ状態の時間 Ｕ１ 比較器 Ｖｃｃ 制御回路への供給電圧 ＶＤＳ ドレイン−ソース間電圧 Ｖｉｎ 入力電圧 Ｖｏｕｔ 出力電圧
形 ２３０ 周波数とデューティサイクルが減少されたＰＷ
Ｍ電圧波形 ３１０ 電圧変換器の電流対電圧特性 ３２０、３２１、３２２ 電流テール ４００ 電圧変換器 ４００Ａ 電圧変換器４００の入力側 ４００Ｂ 電圧変換器４００の出力側 ４１０ 制御回路 ４１２ トランジスタ ４１３ 抵抗 ４１４ 過負荷センサ ４１６ デューティサイクル制御ユニット ４１８ 周波数制御ユニット ４２０ 主コイル ４３０ ２次コイル ４４０ 電圧整流器及びフィルタ ４６０ ２次コイル（ハウスキーピングコイル） ４７０ 電圧整流器及びフィルタ（フライバック電圧整
流器） ４８０ 電圧整流器及びフィルタ ５１０ 通常動作時のＰＷＭゲート電圧 ５１５ デューティサイクルが減少されたＰＷＭゲート
電圧 ５２０ 通常動作時のドレイン−ソース間電圧（クラン
プモード） ５２２ 電圧波形５２０の正の電圧パルス ５２５ ドレイン−ソース間電圧（クランプモード） ５３０ 通常動作時のドレイン−ソース間電圧（共鳴リ
セット） ５３２ 電圧波形５３０の正の電圧パルス ５３５ デューティサイクル減少時のドレイン−ソース
間電圧（共鳴リセット） ５４０ 通常動作時の２次コイル誘導電圧（クランプモ
ード） ５４１ 電圧波形５４０の正の電圧パルス ５４２ 電圧波形５４０の負の（フライバック）電圧パ
ルス ５４５ デューティサイクル減少時の２次コイル誘導電
圧（クランプモード） ５４６、５４８ 電圧波形５４５の正の電圧パルス ５４７、５４９ 電圧波形５４５の負の（フライバッ
ク）電圧パルス ５５０ 通常動作時の２次コイル誘導電圧（共鳴リセッ
ト） ５５１ 電圧波形５５０の正の電圧パルス ５５２ 電圧波形５５０の負の（フライバック）電圧パ
ルス ５５５ デューティサイクル減少時の２次コイル誘導電
圧（共鳴リセット） ５５６、５５８ 電圧波形５５５の正の電圧パルス ５５７、５５９ 電圧波形５５５の負の（フライバッ
ク）電圧パルス ５６０ 通常動作時のインダクタＬ１への電圧 ５６５ デューティサイクル減少時のインダクタＬ１へ
の電圧 ６００ 電圧変換器 ６１０ 制御回路 ６７０ フライバック電圧整流器 ６８０ 光カプラ ７００ ＰＷＭ電圧周波数制御回路 ７１０ ＰＷＭ制御用ＩＣ ７１２、７１４〜７１８ ＰＷＭ制御用ＩＣ７１０の端
子 ８００ ＰＷＭ電圧周波数制御回路 ８６０ ハウスキーピングコイル ８６１〜８６３ コイル８６０の端子 ９１０ ＰＷＭ制御回路 ９９１ ディジタル周波数分割器 ９９２ 発振器 Ｃ１〜Ｃ４、ＣＴ コンデンサ Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード Ｌ１ インダクタ Ｒ１〜Ｒ４、ＲＴ 抵抗 Ｑ１ トランジスタ Ｔ ＰＷＭ電圧の周期 Ｔ１ 通常動作時のＰＷＭ電圧の各周期毎のハイ状態の
時間 Ｔ２ デューティサイクル減少時のＰＷＭ電圧の各周期
毎のハイ状態の時間 Ｕ１ 比較器 Ｖｃｃ 制御回路への供給電圧 ＶＤＳ ドレイン−ソース間電圧 Ｖｉｎ 入力電圧 Ｖｏｕｔ 出力電圧
【手続補正書】
【提出日】平成８年１月１１日
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
【図２】
【図３】
【図４】
【図５】
【図６】
【図７】
【図８】
【図９】
Claims (8)
- 【請求項１】 電圧変換器であって、 主コイルと、 パルス幅変調された電圧を前記主コイルの両端に加える
制御回路であって、前記パルス幅変調された電圧が当該
制御回路に伝達される制御信号に依存している該制御回
路と、 前記主コイルからの磁束の変化によって電圧が誘導され
るように配置されている２次コイルと、 前記２次コイルに接続され、前記制御回路に前記制御信
号を与えるように機能的に接続された第１電圧整流器と
を含み、 前記パルス幅変調された電圧のデューティサイクルが第
１のレベルまで下がったとき、前記制御回路に加えられ
る前記制御信号によって、前記パルス幅変調された電圧
の周波数が低下するようになっていることを特徴とする
電圧変換器。 - 【請求項２】 前記２次コイルに接続された第２電圧
整流器を更に含み、前記第１電圧整流器が前記２次コイ
ル上で第１の極性の電圧を整流し、前記第２電圧整流器
が前記２次コイル上で前記第１の極性とは逆の第２の極
性の電圧を整流することを特徴とする請求項１に記載の
電圧変換器。 - 【請求項３】 前記２次コイルがハウスキーピングコ
イルであり、前記第２電圧整流器が前記制御回路に電力
を供給することを特徴とする請求項２に記載の電圧変換
器。 - 【請求項４】 前記第２電圧整流器が外部負荷に電力
を供給することを特徴とする請求項２に記載の電圧変換
器。 - 【請求項５】 前記第１電圧整流器と前記制御回路と
の間に接続された光カプラを更に含むことを特徴とする
請求項４に記載の電圧変換器。 - 【請求項６】 前記２次コイルが、 該２次コイルの第１端部に位置する第１端子と、 該２次コイルの第２端部に位置する第２端子と、 前記第１端子と前記第２端子の間で、該コイルに接続さ
れた第３端子とを含み、 前記第１電圧整流器が前記第２端子と前記第３端子とに
接続され、前記第２電圧整流器が前記第１端子と前記第
３端子とに接続されていることを特徴とする請求項２に
記載の電圧変換器。 - 【請求項７】 電圧変換器に於いて電流を制御するた
めの方法であって、 主コイルにパルス幅変調された電圧を加える過程と、 ２次コイル内に誘導されたフライバック電圧を検知する
過程と、 前記フライバック電圧が予め定められたレベルに到達す
るのに応答して、前記パルス幅変調された電圧の周波数
を低下させる過程とを含むことを特徴とする方法。 - 【請求項８】 前記パルス幅変調された電圧を加える
過程が、制御回路に直流入力電圧を加える過程を含み、
当該過程に於いて、前記制御回路は前記直流入力電圧を
前記主コイルに交互に接続したり切り離したりし、 前記フライバック電圧の検知過程が、前記制御回路に電
力を供給するハウスキーピングコイル内で該フライバッ
ク電圧を検知する過程を含んでいることを特徴とする請
求項７に記載の方法。
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