JP6217685B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源装置に関する。

図１０は、既存の電源装置の一例を示す図である。
図１０に示す電源装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１と、コンデンサ２と、リレー３、４と、高圧プリチャージ回路５とを備える。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、高圧バッテリ６から供給される電力を用いて低圧バッテリ７を充電する。
コンデンサ２は、電源装置の入力段に設けられ、高圧バッテリ６からＤＣ−ＤＣコンバータ１へ出力される電圧を平滑する。

リレー３、４は、高圧バッテリ６とコンデンサ２との間に設けられている。
高圧プリチャージ回路５は、抵抗８と、リレー９とを備える。抵抗８とリレー９は、互いに直列接続され、リレー３に並列接続されている。

高圧バッテリ６から供給される電力により低圧バッテリ７を充電する場合、まず、リレー４、９をオンするとともにリレー３をオフする。すると、高圧バッテリ６とコンデンサ２とが抵抗８を介して電気的に接続され、高圧バッテリ６から抵抗８を介してコンデンサ２やＤＣ−ＤＣコンバータ１へ電流が流れる。このとき、コンデンサ２やＤＣ−ＤＣコンバータ１へ流れる電流は抵抗８によって制限される。その後、コンデンサ２の電圧が閾値以上になると、リレー３、４をオンするとともにリレー９をオフする。すると、高圧バッテリ６から抵抗８を介さずにコンデンサ２やＤＣ−ＤＣコンバータ１へ電流が流れる。このとき、コンデンサ２は十分に充電されているため、コンデンサ２に流れる電流は少ない。

このように、図１０に示す電源装置は、高圧プリチャージ回路５によりコンデンサ２を充電してからリレー３、４をオンする構成であるため、リレー３、４のオン時にコンデンサ２に流れ込む突入電流を抑えることができる。そのため、リレー３、４のオン時にコンデンサ２に流れ込む突入電流によりリレー３、４の接点を傷めてしまうということがない。

特開２００３−０６１２０９号公報 特開２００７−２０９１１４号公報 特開２００２−２４７７１１号公報

しかしながら、図１０に示す電源装置では、高圧プリチャージ回路５を備えているため、その分装置全体の体格やコストが増大するという問題がある。
また、特許文献１から特許文献３には具体的な回路構成および、制御方法が記載されていない。このため、入力段に設けられるコンデンサへの突入電流を確実に抑えることができるとは言い難いことをはじめ、方式によっては体格やコストが増大する虞がある。

そこで、本発明は、体格やコストの増大を抑えつつ、入力段に設けられるコンデンサへの突入電流を抑えることが可能な電源装置を提供することを目的とする。

実施形態の電源装置は、フォワード方式の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、第１のバッテリと双方向ＤＣ−ＤＣコンバータとの間に設けられる第１のコンデンサと、第１のバッテリと第１のコンデンサとの間に設けられるリレーと、制御部とを備える。

制御部は、第２のバッテリから供給される電力を用いて第１のコンデンサが充電されるように、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を制御した後、第１のバッテリと第１のコンデンサとが電気的に接続されるように、リレーの動作を制御し、第１のバッテリから供給される電力を用いて第２のバッテリが充電されるように、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を制御する。

これにより、第１のコンデンサが充電されてから第１のバッテリと第１のコンデンサとが電気的に接続されるため、第１のコンデンサに流れる突入電流を抑えることができる。また、高圧プリチャージ回路を備える必要がないため、装置全体の体格やコストの増大を抑えることができる。さらに、フォワード方式の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータで構成されるので、他の方式のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて素子数が少なくて済むため、体格やコストの増大を抑えることができる。

本発明によれば、電源装置において、装置全体の体格やコストの増大を抑えつつ、入力段に設けられるコンデンサへの突入電流を抑えることができる。

第１実施形態の電源装置の一例を示す図である。 制御部の動作を示すフローチャートである。 第１実施形態の電源装置の変形例を示す図である。 第２実施形態の電源装置の一例を示す図である。 第２実施形態の電源装置の変形例を示す図である。 第２実施形態の電源装置の他の変形例を示す図である。 第３実施形態の電源装置の動作波形を示す図である。 第３実施形態の電源装置の状態を示す図である。 第３実施形態の電源装置の状態を示す図である。 既存の電源装置の一例を示す図である。

＜第１実施形態＞
図１は、第１実施形態の電源装置の一例を示す図である。なお、図１０に示す構成と同じ構成には同じ符号を付している。

図１に示す電源装置は、例えば、車両（例えば、電動フォークリフト、ハイブリッド車、又は電気自動車など）に搭載されるものであって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１と、コンデンサ２（第１のコンデンサ）と、リレー３、４と、制御部１０とを備える。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、フォワード方式のＤＣ−ＤＣコンバータであって、高圧バッテリ６（第１のバッテリ）から供給される電力を用いて低圧バッテリ７（第２のバッテリ）を充電する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、同期整流用の二次側のスイッチ及びフォワード方式のＤＣ−ＤＣコンバータに備えられる二次側のインダクタを使用して低圧バッテリ７の電圧を昇圧させてコンデンサ２を充電する。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、トランス１１と、一次側スイッチ１２（第１の一次側スイッチ）と、二次側スイッチ１３（第１の二次側スイッチ）と、二次側スイッチ１４（第２の二次側スイッチ）と、インダクタ１５と、コンデンサ１６（第２のコンデンサ）とを備える。トランス１１の一次コイルの一方端はリレー３を介して高圧バッテリ６の正の電極と接続されている。一次側スイッチ１２の一方端（ドレイン端子）はトランス１１の一次コイルの他方端に接続され、一次側スイッチ１２の他方端（ソース端子）はリレー４を介して高圧バッテリ６の負の電極に接続されている。二次側スイッチ１３の一方端（ドレイン端子）はトランス１１の二次コイルの一方端に接続されている。二次側スイッチ１４の一方端（ドレイン端子）は二次コイルの他方端に接続され、二次側スイッチ１４の他方端（ソース端子）は二次側スイッチ１３の他方端（ソース端子）に接続されている。インダクタ１５の一方端は二次側スイッチ１３の一方端（ドレイン端子）に接続され、インダクタ１５の他方端は低圧バッテリ７の正の電極に接続されている。コンデンサ１６の一方端は低圧バッテリ７の正の電極に接続され、コンデンサ１６の他方端は低圧バッテリ７の負の電極に接続されている。なお、一次側スイッチ１２、二次側スイッチ１３、及び二次側スイッチ１４は、図１に示す例では、ＮチャンネルのＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）により構成されているが、ダイオードが並列接続される他のトランジスタにより構成されてもよい。

コンデンサ２は、電源装置の入力段に設けられ、高圧バッテリ６からＤＣ−ＤＣコンバータ１へ出力される電圧を平滑する。
リレー３、４は、高圧バッテリ６とコンデンサ２との間に設けられている。リレー３、４がオンすると、高圧バッテリ６とコンデンサ２とが電気的に接続され、リレー３、４がオフすると、高圧バッテリ６とコンデンサ２とが電気的に切断される。

制御部１０は、リレー３、４の動作やＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作（一次側スイッチ１２、二次側スイッチ１３、及び二次側スイッチ１４の動作など）を制御する。なお、制御部１０は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、マルチコアＣＰＵ、プログラマブルなデバイス（ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）やＰＬＤ（Programmable Logic Device）など）などを用いて構成される。

図２は、制御部１０の動作を示すフローチャートである。なお、リレー３、４は、オフしているものとする。
まず、制御部１０は、例えば、ユーザや他の制御部などから送られてくる低圧バッテリ７の充電開始指示を受け取ると、低圧バッテリ７から供給される電力を用いてコンデンサ２が充電されるようにＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を制御する（Ｓ１）。

このとき、制御部１０は、例えば、（１）から（３）の動作を繰り返し行う。なお、制御部１０は、一次側スイッチ１２を常時オン又は常時オフする。
（１）二次側スイッチ１３、１４をオンする。すると、低圧バッテリ７からインダクタ１５へ電流が流れ、インダクタ１５にエネルギーが蓄積される。なお、二次側スイッチ１３、１４は同時にオンしなくてもよい。
（２）二次側スイッチ１４をオンしたまま二次側スイッチ１３をオフする。すると、インダクタ１５に蓄積されているエネルギーの一部がトランス１１を介してコンデンサ２へ移動する。
（３）二次側スイッチ１３、１４をオフする。すると、トランス１１の二次コイルやインダクタ１５に電流が流れなくなり、トランス１１の二次コイルやインダクタ１５に残存するエネルギーが二次側スイッチ１４により消費される。

これにより、コンデンサ２が充電され、コンデンサ２の電圧が上昇していく。
次に、制御部１０は、コンデンサ２の電圧が閾値以上になると（Ｓ２：Ｙｅｓ）、高圧バッテリ６とコンデンサ２（ＤＣ−ＤＣコンバータ１）とが電気的に接続されるように、リレー３、４の動作を制御する（Ｓ３）。例えば、制御部１０は、コンデンサ２の電圧が閾値以上になると、リレー３、４をオンする。

次に、制御部１０は、高圧バッテリ６から供給される電力を用いて低圧バッテリ７が充電されるようにＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を制御する（Ｓ４）。
このとき、制御部１０は、例えば、（４）、（５）の動作を繰り返し行う。
（４）一次側スイッチ１２をオン、二次側スイッチ１３をオフ、二次側スイッチ１４をオンする。すると、高圧バッテリ６からトランス１１の一次コイルへ電流が流れてトランス１１に起電力が発生し、その起電力により二次側スイッチ１４、トランス１１の二次コイル、インダクタ１５、及びコンデンサ１６を介して低圧バッテリ７へ電流が流れるとともに、インダクタ１５にエネルギーが蓄積される。
（５）一次側スイッチ１２をオフ、二次側スイッチ１３をオン、二次側スイッチ１４をオフする。すると、インダクタ１５に蓄積されているエネルギーが放出されて、二次側スイッチ１３、インダクタ１５、及びコンデンサ１６を介して低圧バッテリ７へ電流が流れる。

これにより、低圧バッテリ７が充電される。
なお、制御部１０は、高圧バッテリ６から供給される電力を用いて低圧バッテリ７が充電されるようにＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を制御する場合、一次側スイッチ１２をオン、オフすることを繰り返し行うとともに、二次側スイッチ１３、１４を常時オフしてもよい。この場合、二次側スイッチ１３、１４のダイオード（ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード）を整流用のダイオードとして使用する。

このように、図１に示す第１実施形態の電源装置は、コンデンサ２を充電してからリレー３、４をオンするため、リレー３、４のオン時にコンデンサ２に流れる突入電流を抑えることができる。

また、図１に示す第１実施形態の電源装置は、図１０に示すような高圧プリチャージ回路５を備える必要がないため、装置全体の体格やコストの増大を抑えることができる。
また、図１に示す第１実施形態の電源装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、フォワード方式のＤＣ−ＤＣコンバータであるため、他の方式のＤＣ−ＤＣコンバータに比べて素子数が少なくて済むため、体格やコストの増大を抑えることができる。

また、図１に示す第１実施形態の電源装置は、同期整流用の二次側スイッチ１３、１４とフォワード方式のＤＣ−ＤＣコンバータに備えられるインダクタ１５を用いて、低圧バッテリ７の電圧を昇圧することができるため、低圧バッテリ７から供給される電力を用いて高圧バッテリ６に接続されるコンデンサ２を充電することができる。

また、図１に示す第１実施形態の電源装置は、低圧バッテリ７から供給される電力を用いてコンデンサ２の充電を行うことができるため、耐電圧が高い素子を使用しなくてもよく、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の体格やコストの増大を抑えることができ装置全体の体格やコストの増大を抑えることができる。

図３は、第１実施形態の電源装置の変形例を示す図である。なお、図１に示す構成と同じ構成には同じ符号を付し、その説明を省略する。
図３に示す電源装置において、図１に示す電源装置と異なる点は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１がアクティブクランプフォワード方式のＤＣ−ＤＣコンバータである点である。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、一次側スイッチ１２、二次側スイッチ１３、二次側スイッチ１４、インダクタ１５、コンデンサ１６の他に、コンデンサ１７（第３のコンデンサ）及び一次側スイッチ１８（第２の一次側スイッチ）を備える。コンデンサ１７の一方端はトランス１１の一次コイルの一方端に接続されている。一次側スイッチ１８の一方端（ドレイン端子）はコンデンサ１７の他方端に接続され、一次側スイッチ１８の他方端（ソース端子）はトランス１１の一次コイルの他方端に接続されている。

図３に示す制御部１０は、高圧バッテリ６から供給される電力を用いて低圧バッテリ７が充電されるようにＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を制御する場合において、一次側スイッチ１２をオンするとき、一次側スイッチ１８をオフし、一次側スイッチ１２をオフするとき、一次側スイッチ１８をオンする。一次側スイッチ１８がオンすると、トランス１１の一次コイルに蓄積されているエネルギーがコンデンサ１７に移動する。これにより、一次側スイッチ１２が再度オンする前に、トランス１１の励磁を強制的にリセットさせることができるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の入出力のエネルギー効率を向上させることができる。
＜第２実施形態＞
図４は、第２実施形態の電源装置の一例を示す図である。なお、図３に示す構成と同じ構成には同じ符号を付し、その説明を省略する。

図４に示す第２実施形態の電源装置において、図３に示す第１実施形態の電源装置と異なる点は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１において、二次側スイッチ１４に並列接続されているコンデンサ１９（第４のコンデンサ）を備えている点である。なお、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１の二次側スイッチ１４にコンデンサ１９を並列接続してもよい。

図４に示す制御部１０は、低圧バッテリ７から供給される電力を用いてコンデンサ２が充電されるようにＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を制御する場合、二次側スイッチ１３をオン、オフすることを繰り返し行うとともに、二次側スイッチ１４を常時オフする。

二次側スイッチ１３がオンすると、低圧バッテリ７からインダクタ１５へ電流が流れるとともにコンデンサ１９からトランス１１の二次コイルへ電流が流れ、インダクタ１５及びトランス１１の二次コイルにエネルギーが蓄積される。

次に、二次側スイッチ１３がオフすると、インダクタ１５に蓄積されているエネルギーの一部がトランス１１を介してコンデンサ２へ移動するとともに残りのエネルギーがコンデンサ１９へ移動し（フォワード動作）、トランス１１の二次コイルに蓄積されているエネルギーがコンデンサ２へ移動する（フライバック動作）。

そして、再度、二次側スイッチ１３がオンすると、低圧バッテリ７からインダクタ１５へエネルギーが移動するとともにコンデンサ１９からトランス１１の二次コイルへエネルギーが移動し、二次側スイッチ１３がオフすると、インダクタ１５からコンデンサ２やコンデンサ１９へエネルギーが移動するとともにトランス１１の二次コイルからコンデンサ２へエネルギーが移動する。

このように、図４に示す第２実施形態の電源装置では、低圧バッテリ７から供給される電力を用いてコンデンサ２が充電されるようにＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を制御する場合、二次側スイッチ１３のオフ後にインダクタ１５に残るエネルギーを、二次側スイッチ１４で消費させるのではなく、コンデンサ１９及びトランス１１の二次コイルを用いてコンデンサ２へ移動させているため、低圧バッテリ７から供給される電力を用いてコンデンサ２を充電する際のエネルギーの損失を低減することができる。

また、図４に示す第２実施形態の電源装置は、低圧バッテリ７からコンデンサ２へ移動するエネルギーの損失を低減することができるため、図１や図３に示す第１実施形態の電源装置に比べて、低圧バッテリ７からＤＣ−ＤＣコンバータ１へ印加される電圧を小さくすることができる。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を構成する素子の小型化を図ることができる。また、低圧バッテリ７が消耗していてもコンデンサ２を閾値以上にすることができ、電源装置を起動することができる。

また、図４に示す第２実施形態の電源装置は、低圧バッテリ７からコンデンサ２へ移動するエネルギーの損失を低減することができるため、図１や図３に示す第１実施形態の電源装置に比べて、低圧バッテリ７からＤＣ−ＤＣコンバータ１へ流れる電流を大きくすることができる。そのため、コンデンサ２を閾値以上にするまでにかかる時間を短縮することができる。

また、図４に示す第２実施形態の電源装置は、比較的大きなインダクタンスのインダクタ１５及びトランス１１の二次コイルを常に通電経路に存在させる動作が可能であるため、電流変化率が低く抑えられ、二次側スイッチ１３、１４がダイオードとして機能する場面で、二次側スイッチ１３、１４をファーストリカバリする必要がない。

また、図４に示す第２実施形態の電源装置は、二次側スイッチ１３のみオン、オフ制御すればよいため、すなわち、一石動作であるため、一次側スイッチ１２、１８及び二次側スイッチ１３の動作制御を容易にすることができる。例えば、一次側スイッチ１２、１８及び二次側スイッチ１３の動作制御を単純な電圧フィードバック制御にすることができる。

図５は、第２実施形態の電源装置の変形例を示す図である。なお、図４に示す構成と同じ構成には同じ符号を付し、その説明を省略する。
図５に示す第２実施形態の電源装置において、図４に示す第２実施形態の電源装置と異なる点は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１において、二次側スイッチ２０（第３の二次側スイッチ）がコンデンサ１９に直列接続され、さらにそのコンデンサ１９及び二次側スイッチ２０が二次側スイッチ１４に並列接続されている点である。

図５に示す制御部１０は、低圧バッテリ７から供給される電力を用いてコンデンサ２が充電されるようにＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を制御する場合、二次側スイッチ２０を常時オンし、高圧バッテリ６から供給される電力を用いて低圧バッテリ７が充電されるようにＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を制御する場合、二次側スイッチ２０を常時オフする。

これにより、低圧バッテリ７から供給される電力を用いてコンデンサ２が充電されるようにＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を制御する場合、上述したように、コンデンサ１９を用いて、エネルギー損失を低減しながらコンデンサ２を充電することができる。また、高圧バッテリ６から供給される電力を用いて低圧バッテリ７が充電されるようにＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を制御する場合、コンデンサ１９の影響をなくして、低圧バッテリ７を充電することができる。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１にコンデンサ１９を備える場合、二次側スイッチ１４は常時オフするため、図６に示すように、二次側スイッチ１４の代わりに、ダイオード２１を採用してもよい。すなわち、ダイオード２１のカソード端子はトランス１１の二次コイルの他方端に接続され、ダイオード２１のアノード端子は二次側スイッチ１３の他方端（ソース端子）に接続される。このように構成する場合、二次側スイッチ１４の動作制御を省略することができるため、制御部１０の動作を簡単にすることができる。

また、図１、図３、図４、図５、及び図６に示す電源装置において、二次側スイッチ１３にダイオードを並列接続してもよい。このように構成する場合、耐圧が低い二次側スイッチ１３を採用することができる。
＜第３実施形態＞
第３実施形態では、プリチャージをした後（コンデンサ２を充電した後）の状態から、低圧側から高圧側へ電力を出力する動作（逆方向動作）をさせた際、大きな出力電力を確保できるフォワード方式のＤＣ−ＤＣコンバータの制御について説明する。

例えば、車両に搭載されている電源装置の高圧バッテリ６が十分な出力電力を確保できない場合、すなわち、高圧バッテリ６が劣化している場合、又は、高圧バッテリ６が低温である場合などでは、大きな出力電力を確保できない。そうすると、大きな出力電力を必要とする車両に搭載されている装置を起動することができないことがある。例えば、車両を起動させる際に、高圧バッテリ６を用いてセルモータを起動させる場合、セルモータを起動させることができないことがある。そのため、高圧バッテリ６を用いずに、低圧バッテリ７を用いて高圧側の出力電力を大きくすることが望まれている。

しかし、逆方向動作における出力電力の大きさは、インダクタ１５、コンデンサ１９、動作周波数に依存するため、出力電力を大きくするには、インダクタ１５のインダクタンス及びコンデンサ１９のキャパシタンスを大きくすること、さらには動作周波数を下げなければならず、電圧、電流のリップルが増大し、体格アップ及びコストアップにも繋がる。

そこで、第３実施形態では、図４に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１において、プリチャージをした後の状態から、逆方向動作において、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に到達する過程又は到達した時点で、二次側スイッチ１４をオン、オフする制御に切り替え、出力電力を増加させる。すなわち、インダクタ１５に流れる電流を増加させて、出力電力を増加させる。

第１実施形態の利点について説明する。
第１実施形態で説明した図３のＤＣ−ＤＣコンバータ１には、伝達するエネルギーを一旦蓄えるコンデサ１９がないので、伝達エネルギー量に制約がない。従って、高圧側から低圧側へ電力を出力する動作（順方向動作）において印加可能な電圧と電流を逆方向動作においても印加することができるので、逆方向動作においても出力電力を増加させることが可能になり、順方向動作で用いた素子の定格のまま使用できる。

また、図３に示した第１実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１では、二次側スイッチ１４のオフ時は、コンデンサ２の電圧Ｖｏｕｔ（出力電圧）が低いときに損失が大きくなるが、電圧Ｖｏｕｔが上昇して、コンデンサ１６のトランス１１の巻線比倍の電圧Ｖｉｎを超えて、電圧Ｖｏｕｔと電圧Ｖｉｎとの電圧差が大きくなるほど、二次側スイッチ１４がターンオフしたときにインダクタ１５の電流は減少し、インダクタ１５の残存エネルギーによる損失が減少する。

第２実施形態の利点について説明する。
第１実施形態で説明した図３のＤＣ−ＤＣコンバータ１では、トランス１１の二次コイル（励磁インダクタンスＬｍ）に流れる電流は減らないため、励磁インダクタンスＬｍのエネルギーは損失になる。しかし、第２実施形態で説明した図４のＤＣ−ＤＣコンバータ１のように、二次側スイッチ１４に並列にコンデンサ１９が接続されていると、二次側スイッチ１４がターンオフしたとき、トランス１１の二次コイルに流れる電流がコンデンサ１９に転流し、損失が小さくなる。なお、コンデンサ１９のキャパシタンスは、インダクタ１５に流れる電流が十分減衰し、励磁インダクタンスＬｍとインダクタ１５のインダクタンスが近ければ、第２実施形態のインダクタ１５のエネルギーを一旦蓄えるために用いたコンデンサ１９のキャパシタンスで十分である。

第３実施形態の制御部３の動作について説明する。
図４に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１において、（１）第２実施形態で説明した図４のＤＣ−ＤＣコンバータ１（一石動作：二次側スイッチ１４を常にオフ）による逆方向動作を一旦させる。（２）出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧に到達する過程又は到達した時点で、二次側スイッチ１４をオン、オフする制御に切り替える。トランス１１の二次コイルに流れる電流（＝インダクタ１５の電流）が、励磁電流まで減衰した状態（高圧側に出力される電流が０［Ａ］）で、二次側スイッチ１４をターンオフできる。その時、トランス１１の二次コイルに流れる電流はコンデンサ１９に転流し、コンデンサ１９が充電される。なお、二次側スイッチ１４のターンオフはゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）ができるので、スイッチング損失が小さい。（３）コンデンサ１９に蓄えられたエネルギーを、コンデンサ１９から放電する。（４）コンデンサ１９が放電を終えて、二次側スイッチ１４が導通状態になり、この状態で二次側スイッチ１４をオンにさせる。二次側スイッチ１４のターンオンではＺＶＳができるので、スイッチング損失が小さい。また、発生する損失は、電流経路上に存在する導体の抵抗分による導通損失及び磁気部品のコア損失である。

第３実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作について説明する。
図７は、電源装置の動作波形を示す図である。縦軸には出力電圧Ｖｏｕｔ、二次側スイッチ１３、１４のオン、オフ制御信号、インダクタンス１５に流れる電流、コンデンサ１９の電圧、出力電流Ｉｏｕｔが示され、横軸には時間が示されている。
（１）プリチャージを終了し、図７の時間ｔ０以前では、一石動作による逆方向動作をしている。
（２）図７の時間ｔ０は、一石動作による逆方向動作をした後、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧に到達する過程又は到達した時点を示している。図７の時間ｔ０からｔ１では、二次側スイッチ１３はオン、二次側スイッチ１４はオフであるので、インダクタ１５に電流が流れる。また、トランス１１の二次コイル（インダクタンスＬｍ）に流れる電流はコンデンサ１９に転流し、二次側スイッチ１４に印加される電圧（＝コンデンサ１９の電圧）は０［Ｖ］付近から立ち上がる。すなわち、コンデンサ１９を充電する。図８のＡを参照。図８は、二次側スイッチ１３がオン、二次側スイッチ１４がオフである場合の電流の流れを示す図である。
（３）図７の時間ｔ１からｔ２では、二次側スイッチ１３はオン、二次側スイッチ１４はオフのままであるので、インダクタ１５にも引き続き電流が流れる。また、コンデンサ１９に蓄えられたエネルギーは、時間ｔ１からｔ２において、トランス１１の二次コイルを介して、図８のＢに示すように放電する。
（４）図７の時間ｔ２からｔ３では、二次側スイッチ１３はオン、二次側スイッチ１４はダイオード導通状態からオンにする。二次側スイッチ１３、１４がともにオンのとき、インダクタ１５への電流は、時間ｔ３まで流れる。時間ｔ２では、コンデンサ１９が放電を終了し、二次側スイッチ１４がダイオード導通状態になると、この状態で二次側スイッチ１４をオンにする。図９を参照。図９は、二次側スイッチ１３がオン、二次側スイッチ１４が導通状態からオンした場合の電流の流れを示す図である。

続いて、図７の時間ｔ３では二次側スイッチ１３がターンオフして、時間ｔ３からｔ４では高圧側に出力電流Ｉｏｕｔが出力される。その後、時間ｔ５から再度（１）から（４）の処理を繰り返す。

第３実施形態によれば、低損失双方向動作ＤＣＤＣコンバータにおいて、逆方向動作起動時は二次側スイッチ１４を常時オフにして低損失の動作をさせ、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧に到達する過程又は到達した時点で、二次側スイッチ１４をオン、オフする制御に切り替え、動作電力を、順方向動作並みにすることにより、図４と同じ回路のままで、低損失動作特性を損なわずに、逆方向動作における出力電力を大きくできる。

また、本発明は、第１実施形態から第３実施形態に限定されるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更が可能である。

１ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２、１６、１７、１９ コンデンサ
３、４ リレー
５ 高圧プリチャージ回路
６ 高圧バッテリ
７ 低圧バッテリ
８ 抵抗
９ リレー
１０ 制御部
１１ トランス
１２、１８ 一次側スイッチ
１３、１４、２０ 二次側スイッチ
１４ 二次側スイッチ
１５ インダクタ
２１ ダイオード

Claims (4)

1. フォワード方式の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、
   第１のバッテリと前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータとの間に設けられる第１のコンデンサと、
   前記第１のバッテリと前記第１のコンデンサとの間に設けられるリレーと、
   第２のバッテリから供給される電力を用いて前記第１のコンデンサが充電されるように、前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を制御した後、前記第１のバッテリと前記第１のコンデンサとが電気的に接続されるように、前記リレーの動作を制御し、前記第１のバッテリから供給される電力を用いて前記第２のバッテリが充電されるように、前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を制御する制御部と、を備え、
   前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、
   一次コイルの一方端が前記リレーを介して前記第１のバッテリの一方の電極と接続されるトランスと、
   一方端が前記一次コイルの他方端に接続され、他方端が前記リレーを介して前記第１のバッテリの他方の電極に接続される第１の一次側スイッチと、
   一方端が前記トランスの二次コイルの一方端に接続される第１の二次側スイッチと、
   一方端が前記二次コイルの他方端に接続され、他方端が前記第１の二次側スイッチの他方端に接続される第２の二次側スイッチと、
   一方端が前記第１の二次側スイッチの一方端に接続され、他方端が前記第２のバッテリの一方の電極に接続されるインダクタと、
   一方端が前記第２のバッテリの一方の電極に接続され、他方端が前記第２のバッテリの他方の電極に接続される第２のコンデンサと、
   一方端が前記一次コイルの一方端に接続される第３のコンデンサと、
   一方端が前記第３のコンデンサの他方端に接続され、他方端が前記一次コイルの他方端に接続される第２の一次側スイッチと、
   前記第２の二次側スイッチに並列接続される第４のコンデンサと、を備え、
   前記制御部は、
   前記第１のバッテリから供給される電力を用いて前記第２のバッテリを充電する場合、前記第１及び第２の一次側スイッチのオン、オフを制御し、
   前記第２のバッテリから供給される電力を用いて前記第１のコンデンサを充電する場合、前記第１及び第２の二次側スイッチのオン、オフを制御する際、前記第２の二次側スイッチを常時オフする
   ことを特徴とする電源装置。
2. 請求項１に記載の電源装置であって、
   前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、
   前記第４のコンデンサに直列接続されるとともに前記第２の二次側スイッチに並列接続される第３の二次側スイッチを備え、
   前記制御部は、
   前記第２のバッテリから供給される電力を用いて前記第１のコンデンサを充電する場合、前記第３の二次側スイッチを常時オンし、
   前記第１のバッテリから供給される電力を用いて前記第２のバッテリを充電する場合、前記第３の二次側スイッチを常時オフする
   ことを特徴とする電源装置。
3. 請求項２に記載の電源装置であって、
   前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、
   前記第２の二次側スイッチの代わりに、カソード端子が前記二次コイルの他方端に接続され、アノード端子が前記第１の二次側スイッチの他方端に接続されるダイオードを備える
   ことを特徴とする電源装置。
4. 請求項１に記載の電源装置であって、
   前記制御部は、
   逆方向動作における出力電圧が目標電圧に到達する過程又は到達した時点で、前記第２の二次側スイッチがオフである場合、前記第２の二次側スイッチをオン、オフ制御させる
   ことを特徴とする電源装置。

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