CN113300598A - 电力转换器及其补偿电路 - Google Patents

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CN113300598A
CN113300598A CN202110556595.9A CN202110556595A CN113300598A CN 113300598 A CN113300598 A CN 113300598A CN 202110556595 A CN202110556595 A CN 202110556595A CN 113300598 A CN113300598 A CN 113300598A
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resistor
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斯里尼瓦斯·文卡塔·维拉姆雷迪
素提希尔·波拉鲁图
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    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
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Abstract

本申请案实施例涉及电力转换器及其补偿电路。在一实施例中，一电路包含直流DC‑DC降压‑升压转换器及控制器。所述控制器包含经配置以接收响应于所述降压‑升压转换器的输出信号的反馈信号的误差放大器。所述误差放大器经配置以将所述反馈信号与参考信号进行比较以产生误差信号。所述控制器包含调制器电路，其经配置以接收所述误差信号并将所述误差信号与周期性斜波信号比较以产生经调制信号。所述控制器进一步包含用以响应于所述经调制信号而产生切换信号的数字逻辑块，所述切换信号被馈送到所述降压‑升压转换器以控制其输出信号。所述控制器包含耦合到所述误差放大器的输出以配置主导极点以便补偿所述降压‑升压转换器的电容乘法器电路。

Description

电力转换器及其补偿电路
本申请是发明名称为“电力转换器及其补偿电路”，申请号为201410602470.5，申请日为2014年10月31日的发明专利申请的分案申请。
技术领域
本发明一般来说涉及电气与电子电路，且更特定来说，涉及电力转换器及在所述电力转换器中使用的补偿电路。
背景技术
根据实例性情景，在各种电气与电子装置中实施切换调节器(举例来说，电力转换器)。随着便携式及手持式装置(例如移动电话、个人数字助理(PDA)、全球定位系统(GPS)装置等等)的使用的增加，可在此类装置中实施单个电力供应电池。此类装置可具有包含不同电力参数的各种组件；举例来说，这些装置当中的某一组件可经配置以利用3.6伏特(V)的电力供应，一些组件可经配置以利用3.3V的电力供应，且一些组件可经配置以利用1.8V的电力供应。所有这各种电力供应电平均是通过DC-DC电力转换器从单个电源(举例来说，3V电池)产生的。因此，适当地使用DC-DC转换器来对输入电源进行降压(在所产生输出小于输入的情况下)或升压(在所产生输出大于输入的情况下)或降压-升压(在所产生输出可小于或大于输入的情况下)以服务于此类装置的不同组件的电力供应要求。这些转换器的开环频率响应通常为二阶的且需要补偿。升压转换器及降压-升压转换器在其开环转移函数中具有右半平面零点(RHPZ)。与降压转换器的补偿相比，RHPZ的存在使得难以补偿升压转换器及降压-升压转换器。
发明内容
提供此发明内容来以简化形式介绍下文在具体实施方式中进一步描述的概念精选。此发明内容并不打算识别所请求标的物的关键特征或本质特征，也并不打算用作对确定所请求标的物的范围的辅助。
本发明揭示用于降压-升压转换器及升压转换器的补偿的各种电路。在一实施例中，一种电路包含：(1)具有用于产生输出信号的输出的直流(DC)-DC降压-升压转换器及(2)与所述DC-DC降压-升压转换器耦合的控制器。所述控制器包含具有第一输入端子、第二输入端子及输出端子的误差放大器，其中所述误差放大器经配置以在所述第一输入端子处接收响应于所述DC-DC降压-升压转换器的所述输出信号的反馈信号且在所述第二输入端子处接收参考信号。所述误差放大器经配置以将所述反馈信号与所述参考信号进行比较以便在所述误差放大器的所述输出端子处产生误差信号。
所述电路包含与所述误差放大器的所述输出端子耦合的调制器电路，其中所述调制器电路经配置以接收所述误差信号并将所述误差信号与周期性斜波信号进行比较以便在所述调制器电路的输出处产生经调制信号。所述电路进一步包含数字逻辑块，所述数字逻辑块与所述调制器电路的所述输出连接以便响应于所述经调制信号而产生一或多个切换信号，其中所述一或多个切换信号被馈送到所述DC-DC降压-升压转换器以便控制所述DC-DC降压-升压转换器的所述输出信号。所述电路包含第一补偿电路，所述第一补偿电路包括与所述误差放大器的所述输出耦合的电容乘法器电路以便在所述电路的转移函数中配置主导极点，以便使右半平面零点超出所述DC-DC降压-升压转换器的单位增益带宽(UGB)。
另外，在一个实施例中，一种电路包含：(1)具有用于产生输出信号的输出的DC-DC升压转换器及(2)与所述DC-DC升压转换器耦合的控制器。所述控制器包含具有第一输入端子、第二输入端子及输出端子的误差放大器，其中所述误差放大器经配置以在所述第一输入端子处接收响应于所述DC-DC升压转换器的所述输出信号的反馈信号且在所述第二输入端子处接收参考信号。所述误差放大器经配置以将所述反馈信号与所述参考信号进行比较以便在所述误差放大器的所述输出端子处产生误差信号。
所述电路包含与所述误差放大器的所述输出端子耦合的调制器电路，其中所述调制器电路经配置以接收所述误差信号并将所述误差信号与周期性信号进行比较以便在所述调制器电路的输出处产生经调制信号。所述电路进一步包含数字逻辑块，所述数字逻辑块与所述调制器电路的所述输出连接以便响应于所述经调制信号而产生一或多个切换信号，其中所述一或多个切换信号被馈送到所述DC-DC升压转换器以便控制所述DC-DC升压转换器的所述输出信号。所述电路包含第一补偿电路，所述第一补偿电路包括与所述误差放大器的所述输出耦合的电容乘法器电路以便在所述电路的转移函数中配置主导极点，以便使右半平面零点超出所述DC-DC升压转换器的UGB。
在另一实施例中，揭示一种用于电力转换器的补偿的控制器。所述控制器包含第一补偿电路及第二补偿电路。所述第一补偿电路包含电容乘法器电路及电阻器。所述电阻器将所述电力转换器的误差放大器的输出端子耦合到所述电容乘法器电路。所述电容乘法器电路及所述电阻器经配置以在所述控制器及所述电力转换器的级联转移函数中配置主导极点及第一零点。所述第二补偿电路与所述误差放大器的至少一个输入端子耦合。所述第二补偿电路经配置以在所述电力转换器的所述转移函数中产生极点及第二零点。所述主导极点、所述极点、所述第一零点及所述第二零点经配置以补偿所述电力转换器的闭环响应。举例来说，所述经补偿电力转换器具有如下频率响应：其甚至在存在电力转换器的LC双极点及RHPZ的情况下也具有良好相位及增益裕度。
附图说明
图1A图解说明根据实例性情景的降压-升压电力转换器的示意性表示；
图1B及1C图解说明根据实例性情景分别从图1A的降压-升压电力转换器导出的强制降压电力转换器及强制升压电力转换器的示意性表示；
图1D图解说明根据实例性情景的升压电力转换器的示意性电路图；
图2图解说明根据实例性情景的电力转换器及控制器电路的示意性电路；
图3图解说明根据实例性实施例的电力转换器及控制器的实例性示意性电路图；
图4图解说明根据实例性实施例的电容乘法器电路的实例性电路图；
图5图解说明根据实例性实施例的模拟波特图，其图解说明由控制器的补偿电路引入的极点及零点；且
图6图解说明根据另一实例性实施例的电力转换器及控制器的实例性示意性电路图。
具体实施方式
在以下详细描述中，陈述众多特定细节以便提供对本发明技术的透彻理解。然而，可在不具有这些特定细节的情况下实践本发明技术。在其它例子中，未详细描述众所周知的方法、程序、组件及电路以便不会不必要地使得本文中所呈现的实例性实施例的方面模糊。此外，应注意，以框图形式展示结构及装置以便避免使本发明模糊。
在本说明书通篇中对“一个实施例”或“一实施例”的提及意指结合所述实施例所描述的特定特征、结构或特性包含于本发明的至少一个实施例中。在本说明书中的各个地方短语“在一个实施例中”的出现未必全部指代同一实施例，单独或替代实施例与其它实施例并非相互排斥。此外，描述了一些实施例可展现而其它实施例未展现的各种特征。类似地，描述了可为一些实施例的参数但并非其它实施例的参数的各种参数。
本发明技术的各种实施例提供电力转换器及其补偿方案的电路设计。参考后续各图来描述这些实施例。
依照实例性情景，图1A中展示电力转换器100的实例性电路表示。电力转换器100可为DC-DC降压-升压转换器的实例。电力转换器100包含与电容器C(展示为120)耦合的电感器L(展示为110)及耦合于电力供应(展示为VBAT)与参考电压供应(举例来说，展示为VGND的接地电位)之间的多个开关(例如122、124、126及128)。在图1A中所展示的实例中，开关122耦合于VBAT与节点123之间，开关124耦合于节点123与VGND之间，电感器110的节点112与节点123耦合。开关126耦合电感器110的节点114与VGND。如图1A中所展示，RDCR(展示为116)为电感器110的等效寄生DC电阻，且应理解，RDCR并非明显的物理组件。开关128将节点114耦合到电容器120，且电容器120的串联等效电阻器RESR(由118展示)耦合于开关128与电容器120之间。
电力转换器100为降压转换器、后续接着升压转换器的级联组合，其中电感器110及电容器120可基于控制开关122、124、126及128的接通/关断而用于仅降压模式、仅升压模式或降压-升压模式。开关122-128可配置为基于晶体管的开关或基于二极管的开关。如图1A中所展示，在降压-升压模式中，开关122及126由第一切换信号(展示为Φ1)控制，且开关124及128由第二切换信号(展示为Φ2)控制。
在断言第一切换信号且将第二切换信号解除断言(开关122及126处于接通状态中，且开关124及128处于关断状态中)时的循环期间，跨越电感器110的电压为输入电压(VBAT)。在此循环期间，由电容器120提供负载电流。应注意，电容器120的电压在此循环期间随着电容器120将能量提供到负载(未展示)而减小。此外，在断言第二切换信号且将第一切换信号解除断言(开关122及126处于关断状态中，且开关124及128处于接通状态中)时的循环期间，电感器110耦合到电容器120及负载。在此循环中，存储于电感器110中的能量经转移以用于给电容器120充电，且提供负载电流。
应注意，基于VBAT连接及/或不连接到电感器110的时间(举例来说，在开关122及124接通时的循环期间)，可控制输出130(或负载)处的输出电压(Vo)。举例来说，如果转换器100的工作循环大于0.5，那么输出130处的输出电压(Vo)高于输入电压(VBAT)。应进一步注意，如果转换器100的工作循环小于0.5，那么输出130处的输出电压Vo低于输入。因此，转换器100可对输入电压进行升压或降压且因此称为降压-升压转换器。
可通过控制器140将切换信号(第一切换信号及第二切换信号)提供到转换器100。控制器140经配置以接收转换器100的输出且经配置以基于转换器100的所需操作模式(降压或升压)及所需输出电压(Vo)而产生第一切换信号及第二切换信号。因此，控制器140经配置以控制用于操作转换器100的开关122、124、126及128的接通及关断时间。
图1B及1C中分别展示可从转换器100导出的转换器的一些实例性强制降压及强制升压配置。现在参考图1B，开关126被强制处于关断状态中(举例来说，断开开关)且开关128被强制处于接通状态中(举例来说，闭合开关)以配置负载(未展示)处的输入电压的强制降压操作。举例来说，当断言第一切换信号(展示为Φ1)且将第二切换信号解除断言(开关122处于接通状态中且开关124处于关断状态中)时，跨越电感器110的电压朝向输入电压(VBAT)增加，且在此时间期间，电感器110以磁场的形式存储能量。此外，当开关122处于关断状态中且开关124处于接通状态中，始终存在跨越电感器110的电压降，且由负载经历的净电压始终小于输入电压(VBAT)。
现在参考图1C，开关122被强制处于接通状态中，且开关124被强制处于关断状态中以配置负载(未展示)处的输入电压的强制升压操作。在开关126处于接通状态中且开关128处于关断状态中时的循环期间，跨越电感器110的电压为输入电力供应电压(VBAT)。在此循环期间，由电容器120提供负载电流。应注意，电容器120的电压在此循环期间随着电容器120将能量提供到负载(未展示)而减小。此外，在开关126处于关断状态中且开关128处于接通状态中时的循环期间，电感器110耦合到电容器120及负载。在此循环中，存储于电感器110中的能量经转移以用于给电容器120充电，且提供负载电流。因此，负载处的输出电压始终大于输入电压，借此配置升压操作。
图1D中展示电力转换器150的另一实例性情景。电力转换器150可为DC-DC升压转换器的实例。在一种形式中，转换器150包含耦合到电容器120的电感器110，以及开关152(第一开关)及开关154(第二开关)。DC-DC升压转换器150的输出可由开关152及154的接通/关断条件控制。开关152及154可类似于参考图1A所描述的开关122-128，且特定来说，开关152可由第一切换信号(Φ1)控制，且开关154可由第二切换信号(Φ2)控制。在图1D中所展示的实例中，电感器110的第一节点112耦合到电力供应(VBAT)，且电感器110的第二节点114耦合到开关152。电感器110的节点114通过开关154耦合到电容器120。在此实例中，电阻器160展示为耦合于开关154与电容器120之间。电容器120耦合到参考供应(举例来说，接地，展示为VGND)。
在开关152处于接通状态中且开关154处于关断状态中时的循环期间，跨越电感器110的电压为输入电力供应电压(VBAT)。在此循环期间，由电容器120提供负载电流。此外，电容器120的电压在此循环期间随着电容器120将能量提供到负载(未展示)而减小。此外，在断言第二切换信号且将第一切换信号解除断言(开关152处于关断状态中，且开关154处于接通状态中)时的循环期间，电感器110耦合到电容器120及负载。在此循环中，存储于电感器110中的能量经转移以用于给电容器120充电，且提供负载电流。应注意，基于电感器110与负载连接的时间(举例来说，在开关154接通时的循环期间)，可控制输出180(或负载)处的输出电压(Vo)。因此，基于切换信号Φ1及Φ2，可控制输出180处的电压。
应理解，可按照以下表达式来界定转换器100或150中的小信号增益(或转换器100或150及控制器的级联转移函数)：
Figure BDA0003077477500000061
其中针对转换器100，
Figure BDA0003077477500000062
且针对转换器150，
Figure BDA0003077477500000063
且Dp＝1-D，VBAT为输入电池电压，Vo为输出电压，ILOAD为流动穿过负载的电流，RDCR为电感器110的寄生电阻，L为电感器110的电感，RESR为电容器120的寄生电阻，COUT为电容器120的电容。在小信号增益的以上表达式中，由于因子
Figure BDA0003077477500000064
而存在右半平面零点(RHPZ)，且也存在LC双极点。RHPZ具有与常规零点相同的20dB/十进制上升增益量值，但具有90°相位滞后而非超前。补偿RHPZ的效应的一种方式是将单位增益频率减小到显著低于RHPZ频率。
参考图2来描述补偿RHPZ的实例性情景。图2表示根据实例性情景用于解决电力转换器(例如转换器100及/或150)中的RHPZ问题的电路表示。
电路200采用用于使与RHPZ相关联的频率保持在单位增益带宽之外以便补偿RHPZ的效应的III型补偿电路。电路200包含电力转换器210及采用III型补偿电路来控制转换器210的操作且补偿RHPZ的效应的控制器电路。电力转换器210可为降压-升压转换器或升压转换器的实例。
控制器电路包含误差放大器255、PWM调制器电路260、数字逻辑块265及补偿电路270。补偿电路270为用于使RHPZ保持在单位增益带宽之外以便补偿RHPZ的III型补偿电路的实例。在图2的此实例性情景中，补偿电路270耦合到误差放大器255。此方案取DC-DC电力转换器210的输出电压的样本并从参考电压减去此样本以产生小误差信号(VERROR)。通过PWM调制器电路260将误差信号与周期性斜波信号进行比较。PWM调制器电路260的输出为操作转换器210中存在的开关的PWM信号。应注意，当转换器210的输出处的电压改变时，误差信号也改变。在误差信号改变时，周期性斜波信号与之进行比较的阈值也改变，借此引起PWM信号的脉宽的改变。在PWM信号的脉宽改变时，转换器210的工作循环改变，借此使输出电压的移动趋向于减小转换器210的输出处的误差。
补偿电路270由具有以并联配置连接于误差放大器255的反相输入端子与输出之间的电容器C1及C2的第一电路而配置。所述第一电路还包含与电容器C1串联连接的电阻器R1。补偿电路270还包含耦合到误差放大器255的反相输入端子及从转换器210的输出212接收输出信号的节点214的第二电路。第二电路由电阻器R2、R3及R4以及电容器C3而配置，如图2中所展示。
补偿电路270的第一电路产生一零点(由于R1及C1)及两个极点(由于电容器C1及C2)。补偿电路270的第二电路产生一零点(由于R2、R3及C3)及一极点(由于R2及C3)。在此实例性情景中，电容器C2设定主导极点，且电容器C1、C2及C3的值经选择使得UGB频率比与转换器210的RHPZ相关联的频率低得多。
应注意，补偿电路270使用极大电容器以便补偿转换器210的RHPZ。举例来说，电容器C1及C3的值为巨大的且在毫微法拉(nF)的范围中。举例来说，为从3.6V的输入电压(VBAT)实现3.3V的所要输出电压(VO)，电容器C1的值为约4.25nF且电容器C3的值为约3.272nF(参考：“用于便携式应用的低电压、动态、非反相、同步降压-升压转换器(A Low Voltage，Dynamic,Non inverting,Synchronous Buck-Boost Converter for PortableApplications)”，布赖恩查纳斯·萨胡(Biranchinath Sahu)，Student Member，IEEE，及加布里埃尔A.润克-莫拉(Gabriel A.Rincón-Mora)，Senior Member，IEEE)。图2的实例性情景中所提供的电路200具有若干限制，举例来说，配置电容器C1及C3的值范围的电容花费芯片上的巨大面积。否则，电容器C1及C3可用作从成本及面积观点来看并不合意的外部组件。
本发明技术提供用于在不利用大值的电容器且不需要此类外部组件的情况下使RHPZ保持在UGB之外的解决方案，且除提供当前不可获得的益处以外，这些解决方案还克服这些及其它限制。参考图3到5来描述本发明技术的一些实施例。本发明技术的各种实施例能够提供用于补偿转换器100、从转换器100导出的强制降压或强制升压转换器及转换器150的频率响应中存在的LC双极点及RHPZ的解决方案。参考图3到6来解释这些实例性实施例中的一些实施例，然而，应理解，可借助于转换器100及150的其它变化形式来实施LC双极点及RHPZ的补偿。
图3图解说明根据本发明技术的实施例的电力转换器的实例性电路图。如图3中所展示，电路300包含DC-DC降压-升压转换器(例如电力转换器100(也称为‘降压-升压转换器100’))以及用于控制及补偿降压-升压转换器100的控制器350。
参考图1A来描述降压-升压转换器100，且为简洁起见省略其描述。控制器350耦合于转换器100的输出端子130(第一输出端子)与转换器100的输入端子之间。在一个实例中，控制器350包含误差放大器355、调制器电路360、数字逻辑块370以及包含第一补偿电路380及第二补偿电路390的补偿电路。
误差放大器355经配置以接收响应于从转换器100的输出端子130接收的输出信号的反馈信号。误差放大器355经配置以将反馈信号与参考信号进行比较以产生误差信号。在误差放大器355的第一输入端子357(举例来说，反相端子)处接收所述反馈信号，且在第二输入端子358(举例来说，非反相端子)处接收参考信号。调制器电路360耦合到误差放大器355的输出端子356(第二输出端子)以接收误差信号。调制器电路360经配置以接收周期性斜波信号(举例来说，具有锯齿波形的信号)，且基于斜波信号与误差信号的比较，调制器电路360产生经调制信号。在一实例中，电路300包含用于产生周期性斜波信号的斜波产生器365。在一实例中，经调制信号为脉宽调制(PWM)信号。举例来说，如果斜波信号高于误差信号，那么在调制器电路360的输出(展示为362)处引入高(或低)逻辑电平，且如果斜波信号低于误差信号，那么在输出362处产生低(或高)逻辑电平。
应注意，PWM信号的脉宽取决于误差信号(其与转换器100的输出的改变成比例)而变化。数字逻辑块370耦合到调制器电路360的输出362，且经配置以响应于经调制信号而产生一或多个切换信号。将切换信号馈送到转换器100以用于控制转换器100的一或多个开关(举例来说，开关122-128)，以便在转换器100的输出130处产生输出信号。
第一补偿电路380包含耦合到误差放大器355的输出端子356的电容乘法器电路382以用于配置主导极点以便补偿转换器100的右半平面零点。在一实施例中，第一补偿电路380还可包含耦合到电容乘法器电路382的电阻器384。如图3中所展示，电阻器384连接电容乘法器电路382与误差放大器355的输出端子356。参考图4来进一步描述电容乘法器电路382。在一实施例中，电容乘法器电路382及电阻器384经配置以产生主导极点及零点。
第二补偿电路390经配置以产生极点及零点。应理解，可通过利用用于产生极点及零点的电子与电气组件而以许多方式实现第二补偿电路390。在如图3中所展示的一个实施方案中，第二补偿电路390包含以并联配置耦合于转换器100的输出130与节点393之间的电容器CF(展示为392)及电阻器RF1(展示为394)。第二补偿电路390还包含连接于节点393与接地之间的电阻器396。节点393连接到误差放大器355的端子(例如反相端子，展示为357)。
图4中展示电容乘法器电路382的实例性表示。如图4中所展示，电容乘法器电路382由运算放大器405、电阻器410及415以及电容器C2(展示为420)而配置。运算放大器405的输出端子406耦合到运算放大器405的反相端子407(第一输入端子)。输出端子406通过电阻器410及415耦合到运算放大器405的非反相端子408。在非反相端子408与接地(展示为VGND)之间应用电容器420。
电容乘法器电路382耦合到误差放大器355的输出端子356。如图4中所展示，电阻器410的电阻为k*R，且电阻器415的电阻为R。应注意，电容乘法器电路382使用小电容器(C2)来模拟有效大电容器。举例来说，等效电容(其与电阻器R2(由384展示)串联在输出端子356与接地电位之间)为C2*(K+1)。举例来说，电流从输入源(举例来说，从输出端子356)通过电阻器415流动到电容器(C2)。如果K的值为100(电阻器410配置为电阻器415的100倍大)，那么穿过C2的电流为穿过电阻器410的电流的100倍大。因此，对于给定输入电压，等效电容等于C2*(100+1)，此在与电阻器R2(由384展示)串联时有效。
再次参考图3，第一补偿电路380及第二补偿电路390将两个极点及两个零点引入到电路300的转移函数中以用于补偿转换器100的频率响应中存在的LC双极点及RHPZ。可通过以下表达式来界定包含转换器100的电路300的转移函数(举例来说，转换器100及控制器350的级联转移函数)的实例性表示：
Figure BDA0003077477500000091
应注意，电阻器R2 384及电容器C2 420的等效电容器(举例来说，C2(1+K))由于因子(1+sC2(1+k)R2)而引起零点，且电阻器RF1 394及电容器CF 392由于因子(1+sCFRF1)而引起第二零点，由电容器CF 392以及电阻器RF1 394及RF2 396由于因子(1+sCF(RF1||RF2)而引起的极点以及由电容器C2 420及电阻器R2 384引起的极点引起(1+sC2(ro+R2)。
图5中展示图解说明由第一补偿电路380及第二补偿电路390对两个极点及两个零点的引入的波特图500的实例性表示。波特图500图解说明波特增益图(量值对频率)及波特相位图(量值对频率)。特定来说，波特图500图解说明为使转换器(100或150，或从转换器100或150导出的其它转换器)的闭环操作稳定而由补偿电路380及390引入的极点及零点的位置。
如图500中所展示，由第一补偿电路380引入主导极点502及零点504，且由第二补偿电路390引入零点506及极点508。如图500中所展示，单位增益频率(UGF)510小于对应于RHPZ(参见512)的频率；举例来说，RHPZ 512位于UGF 510之外，从而提供接近40度的相位裕度。举例来说，参考波特相位图，主导极点502引起20dB/十进制增益降，其由零点504停止且后续接着LC双极点(参见514)，LC双极点引起快速增益降及相位改变，借此在UGF 510处提供充足相位裕度(举例来说，接近40度，由516展示)。因此，通过由补偿电路380及390引入的两个极点及两个零点来补偿LC双极点514及RHPZ 512的效应。
在一实例中，为从3.6V的输入电压(VBAT)实现3.3V的相同(参考图2所使用)所要输出电压(VO)，电容器CF(参考图3所使用)的值为约20pF，且电容器C2的值为约20pF，此两者与在如参考图2所描述的实例性情景中所使用的电容器C1及C2的值相比显著较小。应注意，可在芯片上配置具有大约20pF的电容的电容器，借此避免对外部组件的任何需要。
图6图解说明根据本发明技术的另一实例性实施例的电力转换器的实例性电路图。如图6中所展示，电路600包含例如DC-DC升压转换器150的电力转换器。已参考图1B描述升压转换器150，且结合图3来描述控制器350，且因此为简洁起见省略其描述。控制器350经配置以补偿DC-DC升压转换器150的转移函数中存在的LC双极点及RHPZ，如参考图3到5所描述。
在绝不限制所附的权利要求书的范围、解释或应用的情况下，本文中所揭示的实例性实施例中的一或多者的技术效果是提供电力转换器电路(例如降压-升压转换器电路及/或升压转换器电路)中的补偿。各种实施例提供需要可在芯片上配置的相对较小电容器的电路的使用。因此，各种实施例排除了对采用例如电容器等外部组件来补偿电力转换器电路的需要。
虽然已参考特定实例性实施例描述了本发明技术，但应注意，可对这些实施例做出各种修改及改变，此并不背离本发明技术的广泛精神及范围。举例来说，可使用硬件电路(例如，基于互补金属氧化物半导体(CMOS)的逻辑电路)、固件、软件及/或硬件、固件及/或软件的任何组合(例如，体现于机器可读媒体中)来实现及操作本文中所描述的各种系统、模块等。举例来说，可使用晶体管、逻辑门及电路(例如，专用集成电路(ASIC)电路及/或数字信号处理器(DSP)电路)来体现各种模块及方法。
而且，在不背离本发明技术的范围的情况下，各种实施例中描述及图解说明为离散或单独的技术、子系统及方法可与其它系统、模块、技术或方法组合或集成。展示或论述为彼此直接耦合或连接或彼此直接通信的其它物项可通过某一接口或装置以通信方式相关联，使得所述物项可不再视为彼此直接耦合或连接或彼此直接通信，而是仍可以通信方式间接彼此相关联且进行通信(不论是以电、机械还是其它方式)。可做出所属领域的技术人员在研究本文中所揭示的实例性实施例后可探知的改变、替代及变更的其它实例，此并不背离本发明技术的精神及范围。
应注意，在本说明书通篇中对特征、优点的提及或类似语言并不暗示所有特征及优点应在或在任何单个实施例中。而是，可将提及所述特征及优点的语言理解为意指结合实施例所描述的特定特征、优点或特性可包含于本发明技术的至少一个实施例中。因此，在本说明书通篇中对所述特征及优点的论述以及类似语言可(但未必)指代同一实施例。如上文所论述的本发明的各种实施例可借助呈不同次序的步骤及/或操作及/或借助呈不同于所揭示的配置的配置的硬件元件来实践。因此，虽然已基于这些实例性实施例描述了本发明技术，但应注意，某些修改、变化及替代构造可为显而易见的且完全在本发明技术的精神及范围内。
虽然本文中以结构特征及/或方法动作特有的语言描述了本发明技术的实例性实施例，但所附权利要求书中所界定的标的物未必限于上文所描述的特定特征或动作。而是，上文所描述的特定特征及动作是作为实施权利要求书的实例形式而揭示的。

Claims (10)

1.一种电路，其包括：
直流DC-DC降压-升压转换器，其包括第一输出端子且经配置以基于一或多个切换信号而在所述第一输出端子处产生输出信号，其中所述直流DC-DC降压-升压转换器包含双极点以及右半平面零点RHPZ；及
控制器，其耦合到所述DC-DC降压-升压转换器，所述控制器包括：
误差放大器，其包括第一输入端子、第二输入端子及第二输出端子，所述误差放大器经配置以在所述第一输入端子处接收响应于所述输出信号的反馈信号，在所述第二输入端子处接收参考信号，并将所述反馈信号与所述参考信号进行比较以在所述第二输出端子处产生误差信号；
调制器电路，其耦合到所述第二输出端子，所述调制器电路包括第三输入端子，第四输入端子和第三输出端子，且经配置以在所述第三输入端子处接收所述误差信号并将所述误差信号与在所述第四输入端子处接收的周期性斜波信号进行比较以在所述第三输出端子处产生经调制信号；
数字逻辑块，其耦合到所述第三输出端子，所述数字逻辑块经配置以响应于所述经调制信号而产生所述一或多个切换信号，所述一或多个切换信号被路由到所述DC-DC降压-升压转换器以控制所述输出信号；
第一补偿电路，其耦合到所述第二输出端子并且包括：
第一电阻器，其具有第一端子以及第二端子；其中所述第一电阻器的所述第一端子耦合到所述第二输出端子；以及
电容乘法器电路，其提供等效电容，其中所述电容乘法器电路耦合于所述第一电阻器的所述第二端子和参考电压之间，其中所述电容乘法器电路包括：
运算放大器，其具有第五输入端子、第六输入端子以及第四输出端子；
第一电容器，其具有连接到所述参考电压的第一端子和连接到所述第五输入端子的第二端子，所述第一电容器具有电容C2；
第二电阻器，其具有第一端子以及第二端子，其中所述第二电阻器的所述第一端子连接到所述第五输入端子；以及
第三电阻器，其具有第一端子和第二端子，其中所述第三电阻器的所述第一端子连接到所述第四输出端子且所述第三电阻器的所述第二端子连接到所述第二电阻器的所述第二端子；
其中所述第三电阻器的电阻与所述第二电阻器的电阻的比值等于K；
其中所述第四输出端子连接到所述第六输入端子；且
其中所述电容乘法器电路的所述等效电容等于C2*(K+1)；
其中所述第一电阻器和所述第一电容器经配置以产生第一零点；且
其中所述第一电阻器和所述第一电容器进一步经配置以产生第一极点；及
第二补偿电路，其耦合于所述第一输出端子与所述第一输入端子之间，所述第二补偿电路包括：
第二电容器，其具有第一端子与第二端子且具有实质上等于C2的电容；
第四电阻器，其具有第一端子与第二端子，其中所述第二电容器和所述第四电阻器布置为以下并联配置：在第二节点处所述第二电容器的所述第一端子耦合到所述第四电阻器的所述第一端子、并且在第三节点处所述第二电容器的所述第二端子耦合到所述第四电阻器的第二端子，其中所述第三节点提供所述反馈信号且被耦合到所述第一输入端子；以及
第五电阻器，其具有第一端子与第二端子，所述第五电阻器的所述第一端子耦合到所述第三节点，且所述第五电阻器的所述第二端子耦合到所述参考电压，使得所述第五电阻器布置在所述第三节点与所述参考电压之间延伸的信号路径上，其中所述信号路径不包括所述第二节点；
其中所述第二电容器和所述第四电阻器经配置以产生第二零点；
其中所述第二电容器、所述第四电阻器以及所述第五电阻器经配置以产生第二极点；且
其中所述第一极点、所述第二极点、所述第一零点以及所述第二零点补偿所述双极点以及所述RHPZ。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述DC-DC降压-升压转换器包括：
第一开关，其耦合于电力供应电压与第一节点之间；
第二开关，其耦合于所述第一节点与所述参考电压之间；
电感器，其具有第一端子及第二端子，所述电感器的所述第一端子耦合到所述第一节点；
第三开关，其用于耦合所述电感器的所述第二端子与所述参考电压；
第三电容器，其具有第一端子和第二端子；及
第四开关，其用于耦合所述电感器的所述第二端子与所述第三电容器的所述第一端子，其中所述第三电容器的所述第二端子耦合到所述参考电压，且其中在所述一个或多个切换信号为包括第一切换信号和第二切换信号的多个切换信号的情况下，所述第一开关及所述第三开关由所述第一切换信号控制，且所述第二开关及所述第四开关由所述第二切换信号控制。
3.根据权利要求2所述的电路，其中所述数字逻辑块经配置以响应于所述经调制信号而产生所述第一切换信号及所述第二切换信号。
4.根据权利要求1所述的电路，其中所述控制器进一步包括用于产生所述周期性斜波信号的斜波产生器。
5.根据权利要求1所述的电路，其中所述调制器电路为脉宽调制器电路。
6.一种电路，其包括：
直流DC-DC升压转换器，其包括第一输出端子且经配置以基于一或多个切换信号而在所述第一输出端子处产生输出信号，其中所述直流DC-DC降压-升压转换器包含双极点以及右半平面零点RHPZ；及
控制器，其耦合到所述DC-DC升压转换器，所述控制器包括：
误差放大器，其具有第一输入端子、第二输入端子及第二输出端子，所述误差放大器经配置以在所述第一输入端子处接收响应于所述输出信号的反馈信号，在所述第二输入端子处接收参考信号，并将所述反馈信号与所述参考信号进行比较以在所述第二输出端子处产生误差信号；
调制器电路，其耦合到所述第二输出端子，所述调制器电路包括第三输入端子，第四输入端子以及第三输出端子，且所述调制器电路经配置以在所述第三输入端子处接收所述误差信号并将所述误差信号与在所述第四输入端子处接收到的周期性斜波信号进行比较以在所述第三输出端子处产生经调制信号；
数字逻辑块，其耦合到所述第三输出端子，所述数字逻辑块经配置以响应于所述经调制信号而产生所述一或多个切换信号，所述一或多个切换信号被路由到所述DC-DC升压转换器以控制所述DC-DC升压转换器的所述输出信号；
第一补偿电路，其耦合到所述第二输出端子，且包括：
第一电阻器，其具有第一端子以及第二端子；其中所述第一电阻器的所述第一端子耦合到所述第二输出端子；以及
电容乘法器电路，其中所述电容乘法器电路耦合于所述第一电阻器的所述第二端子和参考电压之间，其中所述电容乘法器电路包括：
运算放大器，其具有第五输入端子、第六输入端子以及第四输出端子；
第一电容器，其具有连接到所述参考电压的所述第一端子和连接到所述第五输入端子的第二端子，所述第一电容器具有电容C2；
第二电阻器，其具有第一端子以及第二端子，其中所述第二电阻器的所述第一端子连接到所述第五输入端子；以及
第三电阻器，其具有第一端子和第二端子，其中所述第三电阻器的所述第一端子连接到所述第四输出端子且所述第三电阻器的所述第二端子连接到所述第二电阻器的所述第二端子；
其中所述第三电阻器的电阻与所述第二电阻器的电阻比值等于K；
其中所述第四输出端子连接到所述第六输入端子；
其中所述电容乘法器电路的所述等效电容等于C2*(K+1)；
其中所述第一电阻器和所述第一电容器经配置以产生第一零点；且
其中所述第一电阻器和所述第一电容器进一步经配置以产生第一极点；及第二补偿电路，其耦合于所述第一输出端子与所述第一输入端子之间，所述第二补偿电路包括：
第二电容器，其具有第一端子与第二端子且具有实质上等于C2的电容；
第四电阻器，其具有第一端子与第二端子，其中所述第二电容器和所述第四电阻器布置为以下并联配置：在第二节点处所述第二电容器的所述第一端子耦合到所述第四电阻器的所述第一端子、并且在第三节点处所述第二电容器的所述第二端子耦合到所述第四电阻器的第二端子，其中所述第三节点提供所述反馈信号且被耦合到所述第一输入端子；以及
第五电阻器，其具有第一端子与第二端子，所述第五电阻器的所述第一端子耦合到所述第三节点，且所述第五电阻器的所述第二端子耦合到所述参考电压，使得所述第五电阻器布置在所述第三节点与所述参考电压之间延伸的信号路径上，其中所述信号路径不包括所述第二节点；
其中所述第二电容器和所述第四电阻器经配置以产生第二零点；
其中所述第二电容器、所述第四电阻器以及所述第五电阻器经配置以产生第二极点；且
其中所述第一极点、所述第二极点、所述第一零点以及所述第二零点补偿所述双极点以及所述RHPZ。
7.根据权利要求6所述的电路，其中所述DC-DC升压转换器包括：
电感器，其具有第一端子及第二端子，所述电感器的所述第一端子耦合到电力供应电压且所述电感器的所述第二端子耦合到第一节点；
第一开关，其耦合于所述第一节点与所述参考电压之间；
第二开关，其耦合于所述第一节点与所述第一输出端子之间；及
第三电容器，其耦合于所述第一输出端子与所述参考电压之间，其中在所述一个或多个切换信号为包括第一切换信号和第二切换信号的多个切换信号的情况下，所述第一开关由所述第一切换信号控制，且所述第二开关由所述第二切换信号控制。
8.根据权利要求7所述的电路，其中所述数字逻辑块经配置以响应于所述经调制信号而产生所述第一切换信号及所述第二切换信号。
9.根据权利要求1所述的电路，其中C2大约等于20皮法PF。
10.根据权利要求6所述的电路，其中C2大约等于20皮法PF。
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