CN102771039B - Dc/dc电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

具备：电抗器（L），与直流电源连接；直流电压变换部（A），与电抗器（L）连接，具有多个开关元件（S1）、（S2）、通过该开关元件（S1）、（S2）的ON/OFF而充放电的充放电电容器（Cf）、以及提供充放电电容器（Cf）的充电路径和放电路径的多个二极管（D1）、（D2）；输出侧的平滑电容器（Co），与直流电压变换部（A）连接，具有相互串联连接的多个分压电容器（Co1）、（Co2）；以及电压均等化用的开关元件（Df），设置于在充放电电容器（Cf）的负极侧端子与各分压电容器（Co1）、（Co2）的相互的连接点之间设置的连接线中。

Description

DC/DC电力变换装置
技术领域
本发明涉及将直流电压变换为升压或者降压了的直流电压的DC/DC电力变换装置。
背景技术
以往的DC/DC电力变换装置利用半导体开关的ON（导通）OFF（断开）动作，控制向电抗器的能量积蓄和释放的量来进行从直流向直流的电压变换。另外，由于该电抗器存在大型且重这样的课题，所以提出了如下技术：通过利用电容器的充放电来降低对电抗器施加的电压，降低该电抗器所需的电感值，而使电抗器小型、轻量化（例如，参照专利文献1）。
专利文献1：日本特开昭61－92162号公报
发明内容
在上述专利文献1记载的DC/DC电力变换装置中，在通常动作时，能够将充放电电容器的端子间电压控制为任意的值，所以能够使对构成直流电压变换部的开关元件、二极管施加的电压变得大致均等。
但是，例如，在由于控制电源未准备就绪而开关元件停止了动作的情况、在DC/DC电力变换装置中发生某种异常并为了防止其波及故障而开关元件停止了动作情况等开关元件处于未被ON/OFF控制的状态（以下，称为控制停止状态）的情况下，如果对直流电源的输入端子施加输入电压Vin，则发生以下的问题。即，在上述情况下，开关元件成为OFF，所以输出电压Vout成为与输入电压Vin大致相同的电位，但充放电电容器的端子间电压成为零，所以对构成直流电压变换部的开关元件、二极管施加全电压。其结果，直流电压变换部的开关元件和二极管有可能被过电压破坏。
为了防止发生这样的缺陷，需要使开关元件和二极管的元件耐压大于输入电压最大值，因此，成为多余的成本增加、效率降低的主要原因。
本发明是为了消除上述那样的问题而完成的，其目的在于，即使在构成直流电压变换部的开关元件处于控制停止状态时对直流电源的输入端子施加了电压的情况下，也能够将充放电电容器的端子间电压始终保持为期望的值。另外，即使在直流电压变换部的开关元件、二极管中使用低耐压的部件也能够可靠地避免元件破坏的危险性，由此能够提供低成本且高效的DC/DC电力变换装置。
本发明提供一种DC/DC电力变换装置，其特征在于，具备：
电抗器，与直流电源连接；
直流电压变换部，与所述电抗器连接，具有多个开关元件、通过该开关元件的ON/OFF而充放电的充放电电容器、以及提供所述充放电电容器的充电路径和放电路径的多个二极管；
输出侧的平滑电容器，与所述直流电压变换部连接，具有相互串联连接的多个分压电容器；以及
电压均等化用的开关元件，设置于在所述充放电电容器的负极侧端子与各所述分压电容器的相互的连接点之间设置的连接线。
另外，本发明提供一种DC/DC电力变换装置，其特征在于，具备：
输入侧的平滑电容器，与直流电源并联地连接，对直流电压进行平滑化，并且具有相互串联连接的多个分压电容器；
电抗器，与所述直流电源连接；
直流电压变换部，与所述电抗器连接，具有多个开关元件、通过该开关元件的ON/OFF而充放电的充放电电容器、以及提供所述充放电电容器的充电路径和放电路径的多个二极管；
输出侧的平滑电容器，与所述直流电压变换部连接；以及
电压均等化用的开关元件，设置于在所述充放电电容器的负极侧端子与所述输入侧的平滑电容器的各分压电容器的相互的连接点之间设置的连接线。
根据本发明的DC/DC电力变换装置，在构成直流电压变换部的开关元件处于控制停止状态时对直流电源的输入端子施加了电压的情况下，从充放电电容器经由电压均等化用的开关元件以及分压电容器的一部分流过充电电流，从而充放电电容器的端子间电压被保持为与构成平滑电容器的各分压电容器的分压电位对应的电压。因此，能够使对开关元件、二极管这样的半导体元件施加的电压均等化。由此，能够使用低耐压的半导体元件、电容器，其结果，能够提供低成本且高效率的DC/DC电力变换装置。
附图说明
图1是本发明的实施方式1的DC/DC电力变换装置的电路结构图。
图2是示出图1的DC/DC电力变换装置的动作模式的说明图。
图3是图1的DC/DC电力变换装置的升压比是2倍以下时的动作说明图。
图4是图1的DC/DC电力变换装置的升压比是2倍以上时的动作说明图。
图5是在图1的DC/DC电力变换装置中，在直流电压变换部的开关元件处于控制停止状态时对输入端子施加了直流电压的情况的动作说明图。
图6是示出本发明的实施方式1的DC/DC电力变换装置的变形例的电路结构图。
图7是本发明的实施方式2的DC/DC电力变换装置的电路结构图。
图8是图7的DC/DC电力变换装置的动作说明图。
图9是本发明的实施方式3的DC/DC电力变换装置的电路结构图。
图10是图9的DC/DC电力变换装置的动作说明图。
图11是本发明的实施方式4的DC/DC电力变换装置的电路结构图。
图12是本发明的实施方式5的DC/DC电力变换装置的电路结构图。
图13是图12的DC/DC电力变换装置的动作说明图。
图14是本发明的实施方式6的DC/DC电力变换装置的电路结构图。
具体实施方式
实施方式1.
图1是本发明的实施方式1的DC/DC电力变换装置的电路结构图。
该实施方式1的DC/DC电力变换装置将从图外的直流电源输入到VL端子－Vcom端子之间的直流的输入电压Vin升压到输入电压Vin以上的电压，并将升压后的输出电压Vout输出到VH端子－Vcom端子之间。另外，该DC/DC电力变换装置具备：输入侧的平滑电容器Ci，对输入电压Vin进行平滑化；能量积蓄用的电抗器L；直流电压变换部A，使输入电压Vin升压至输出电压Vout；以及输出侧的平滑电容器Co，对由该直流电压变换部A升压之后的输出电压Vout进行平滑化。直流电压变换部A具有2个开关元件S1以及S2、2个二极管D1以及D2、和充放电电容器Cf。各开关元件S1、S2例如由MOSFET构成，此处在栅极信号是High（高）时成为ON。
作为该实施方式1的特征，输出侧的平滑电容器Co是将2个分压电容器Co1以及Co2串联连接而构成的，进而具备作为电压均等化用的开关元件的二极管Df。
输入侧的平滑电容器Ci的高压侧端子与输入端子VL连接，其低压侧端子与基准电压端子Vcom连接。在构成输出侧的平滑电容器Co的2个分压电容器Co1以及Co2内，一方的分压电容器Co1的低压侧端子与基准电压端子Vcom连接，另一方的分压电容器Co2的高压侧端子与输出端子VH连接。构成直流电压变换部A的2个开关元件S1以及S2和2个二极管D1以及D2依次串联连接。另外，开关元件S1的源极端子与基准电压端子Vcom连接，二极管D2的阴极端子与输出端子VH连接，开关元件S2的漏极端子和二极管D1的阳极端子的连接点经由电抗器L而与输入端子VL连接。另外，充放电电容器Cf的低压侧端子与开关元件S1的漏极端子和开关元件S2的源极端子的连接点连接，其高压侧端子与二极管D1的阴极端子和二极管D2的阳极端子的连接点连接。进而，电压均等化用的二极管Df的阳极端子与充放电电容器Cf的低压侧端子连接，其阴极端子与分压电容器Co1以及Co2的连接点连接。
控制电路10是用于控制直流电压变换部A的各开关元件S1、S2的ON/OFF的电路，对各开关元件S1、S2分别输出栅极信号Gs1、Gs2。对控制电路10输入输入电压检测值Vins、输出电压检测值Vouts、充放电电容器Cf的端子间电压检测值Vcfs、分压电容器Co1的端子间电压检测值Vco1s、分压电容器Co2的端子间电压检测值Vco2s。另外，对控制电路10，从上一级控制器（未图示）输入输出电压指令值Vo*或者输入电压指令值Vi*，进而输入充放电电容器Cf的电压指令值Vcf＊。另外，这些指令值Vo*、Vi*、Vcf＊也可以在控制电路10内生成。然后，控制电路10例如根据输出电压指令值Vo*、输出电压检测值Vouts、充放电电容器Cf的电压指令值Vcf＊以及电压检测值Vcfs，生成并输出栅极信号Gs1、Gs2。另外，在控制输入电压Vin的情况下，需要输入电压检测值Vins，在设置过电压保护等的情况下，需要分压电容器Co1以及Co2的端子间电压检测值Vco1s、Vco2s。
接下来，说明该DC/DC电力变换装置的稳定状态下的动作。另外，稳定状态是指，对开关元件S1、S2进行ON/OFF控制而稳定地得到输出电压时的状态。
如图2所示，作为稳定状态下的DC/DC电力变换装置的动作模式，有模式1~模式4这4个。在模式1下，开关元件S1成为ON，开关元件S2成为OFF，在充放电电容器Cf中积蓄能量。在模式2下，开关元件S1成为OFF，开关元件S2成为ON，释放充放电电容器Cf的能量。在模式3下，开关元件S1和S2都成为OFF，释放电抗器L的能量。在模式4下，开关元件S1和S2都成为ON，在电抗器L中积蓄能量。通过适宜地调整这些动作模式的时间比例，能够使输入到VL端子－Vcom端子之间的输入电压Vin升压至任意的电压，在VH端子－Vcom端子之间作为输出电压Vout输出。
上述DC/DC电力变换装置在输出电压Vout对输入电压Vin的升压比N是2倍以下的情况、和是2倍以上的情况下，稳定状态下的动作不同。
（1）首先，说明升压比N是2倍以下的情况（N≦2的情况）的动作。
图3示出升压比N是2倍以下的情况的、开关元件S1以及S2的栅极信号电压波形、电抗器L的电流波形IL、充放电电容器Cf的电流波形Icf、以及充放电电容器Cf的端子间电压Vcf。另外，在稳定状态下，充放电电容器Cf的端子间电压Vcf被控制为成为输出电压Vout的约二分之一的电压，输入电压Vin、输出电压Vout、充放电电容器Cf的端子间电压Vcf的大小关系如下所述。
Vout>Vin>Vcf
在开关元件S1的栅极信号是High（高）、开关元件S2的栅极信号是Low（低）的状态（模式1）下，开关元件S1成为ON，开关元件S2成为OFF，所以通过以下的路径从平滑电容器Ci向电抗器L和充放电电容器Cf转移能量。
Ci→L→D1→Cf→S1
接下来，在开关元件S1的栅极信号是Low、开关元件S2的栅极信号是Low的状态（模式3）下，开关元件S1成为OFF，开关元件S2成为OFF，所以通过以下的路径，电抗器L中积蓄的能量重叠到平滑电容器Ci，转移到各分压电容器Co1、Co2。
Ci→L→D1→D2→Co2→Co1
接下来，在开关元件S1的栅极信号是Low、开关元件S2的栅极信号是High的状态（模式2）下，开关元件S1成为OFF，开关元件S2成为ON，所以通过以下的路径，充放电电容器Cf中积蓄的能量重叠到平滑电容器Ci，而转移到各分压电容器Co1、Co2，并且在电抗器L中积蓄能量。
Ci→L→S2→Cf→D2→Co2→Co1
接下来，在开关元件S1的栅极信号是Low、开关元件S2的栅极信号是Low的状态（模式3）下，开关元件S1成为OFF，开关元件S2成为OFF，所以通过以下的路径，电抗器L中积蓄的能量重叠到平滑电容器Ci，而转移到各分压电容器Co1、Co2。
Ci→L→D1→D2→Co2→Co1
通过反复该一系列的动作，将输入到VL端子－Vcom端子之间的输入电压Vin升压至从1倍至2倍的任意的电压，对VH端子－Vcom端子之间作为输出电压Vout输出。
（2）接下来，说明升压比N是2倍以上的情况（N≧2的情况）的动作。
图4示出升压比N是2倍以上的情况的、开关元件S1以及S2的栅极信号电压波形、电抗器L的电流波形IL、充放电电容器Cf的电流波形Icf、以及充放电电容器Cf的端子间电压Vcf。在稳定状态下，充放电电容器Cf的端子间电压Vcf被控制为成为输出电压Vout的约二分之一的电压，输入电压Vin、输出电压Vout、充放电电容器Cf的端子间电压Vcf的大小关系如下所述。
Vout>Vcf＞Vin
在开关元件S1的栅极信号是High、开关元件S2的栅极信号是High的状态（模式4）下，开关元件S1成为ON，开关元件S2成为ON，所以通过以下的路径从平滑电容器Ci向电抗器L转移能量。
Ci→L→S2→S1
接下来，在开关元件S1的栅极信号是High、开关元件S2的栅极信号是Low的状态（模式1）下，开关元件S1成为ON，开关元件S2成为OFF，所以通过以下的路径，电抗器L中积蓄的能量重叠到平滑电容器Ci而转移到充放电电容器Cf。
Ci→L→D1→Cf→S1
接下来，在开关元件S1的栅极信号是High、开关元件S2的栅极信号是High的状态（模式4）下，开关元件S1成为ON，开关元件S2成为ON，所以通过以下的路径从平滑电容器Ci向电抗器L转移能量。
Ci→L→S2→S1
接下来，在开关元件S1的栅极信号是Low、开关元件S2的栅极信号是High的状态（模式2）下，开关元件S1成为OFF，开关元件S2成为ON，所以通过以下的路径，电抗器L和充放电电容器Cf中积蓄的能量重叠到平滑电容器Ci而转移到各分压电容器Co1、Co2。
Ci→L→S2→Cf→D2→Co2→Co1
通过反复该一系列的动作，将输入到VL端子－Vcom端子之间的输入电压Vin升压至2倍以上的任意的电压，向VH端子－Vcom端子之间作为输出电压Vout输出。
接下来，参照图5，说明如上所述，在由于控制电源未准备就绪而开关元件S1、S2停止了动作的情况、在DC/DC电力变换装置中发生某种异常并为了防止其波及效果而开关元件S1、S2停止了动作的情况等在开关元件S1、S2处于未被ON/OFF控制的状态（控制停止状态）时，对VL端子－Vcom端子之间施加了输入电压Vin的情况的动作。
如图5所示，在两个开关元件S1、S2都是控制停止状态时，两个开关元件S1、S2成为OFF状态，所以在下述3个路径中流过电流，从而各个电容器Cf、Co1、Co2被充电。
VL→Ci→Vcom
VL→L→D1→D2→Co2→Co1→Vcom
VL→L→D1→C→Df→Co1→Vcom
由此，输入电压Vin在被施加到平滑电容器Ci的同时，也被施加到相互并联连接的充放电电容器Cf与分压电容器Co2的连接体、和与该连接体串联连接的分压电容器Co1。其结果，充放电电容器Cf的端子间电压Vcf成为下式。
Vcf＝{Co2/（Cf+Co1+Co2）}×Vin
另外，在上述式中，Cf、Co1、Co2分别表示充放电电容器Cf、分压电容器Co1、分压电容器Co2的静电电容。
另外，如果设为Cf＜<Co1=Co2，则充放电电容器Cf的端子间电压Vcf成为下式。
此处，对一方的开关元件S2的漏极－源极间施加的电压Vds2等于充放电电容器Cf的端子间电压Vcf，所以根据上述式成为Vin/2。另外，对另一方的开关元件S1的漏极－源极间施加的电压Vds1成为从作为VH端子－Vcom端子间电压的Vout减去充放电电容器Cf的端子间电压Vcf的差分，所以如下式。
Vds1=Vout－Vcf＝Vin－Vin/2=Vin/2
这样，即使在开关元件S1、S2是控制停止状态下，在两个开关元件S1、S2是OFF时，对VL端子－Vcom端子之间施加了输入电压Vin的情况下，通过设置电压均等化用的二极管Df，也能够消除各分压电容器Co2、Co1的端子间电压Vco2、Vco1的失衡。另外，对各开关元件S1、S2的漏极－源极间施加的电压都被均等化为Vin/2。因此，能够使用低耐压的半导体元件、电容器，能够提供低成本且高效率的DC/DC电力变换装置。
以上，说明为在DC/DC电力变换装置处于图2所示那样的稳定状态时，如上所述控制为充放电电容器Cf的端子间电压Vcf成为输出电压Vout的约二分之一的电压。此处，通过控制为充放电电容器Cf的端子间电压Vcf成为比输出电压Vout的二分之一稍微大的值，能够使DC/DC电力变换装置更稳定地动作。以下，说明其理由。
在开关元件S1成为OFF，开关元件S2成为ON的动作模式2下，充放电电容器Cf的端子间电压Vcf大于一方的分压电容器Co2的端子间电压Vco2的情况下，如上所述通过以下的路径流过电流。
Ci→L→S2→Cf→D2→Co2→Co1
但是，在充放电电容器Cf的端子间电压Vcf小于分压电容器Co2的端子间电压Vco2的情况下，对二极管D2施加逆偏置，所以电流路径成为以下的路径。
Ci→L→S2→Df→Co1
在通过该路径持续流过了电流的情况下，相比于一方的分压电容器Co2，另一方的分压电容器Co1中充电的电荷量增加，所以引起两个分压电容器Co1、Co2的电压失衡，在最坏的情况下，有可能导致单方的分压电容器Co1的过电压破坏。
另外，即使在开关元件S1成为OFF，开关元件S2成为OFF的动作模式3下，在充放电电容器Cf的端子间电压Vcf小于一方的分压电容器Co2的端子间电压Vco2的情况下，由于对二极管D2施加逆偏置，所以电流路径成为以下的路径。
Ci→L→D1→Cf→Df→Co1
在通过该路径持续流过了电流的情况下，相比于一方的分压电容器Co2，另一方的分压电容器Co1中充电的电荷量增加，所以引起两个分压电容器Co1、Co2的电压失衡，在最坏的情况下，有可能导致单方的分压电容器Co1的过电压破坏。
为了防止这样的不稳定动作，将充放电电容器Cf的端子间电压Vcf维持为一方的分压电容器Co2的端子间电压Vco2以上的值即可。具体而言，控制为考虑了脉动电压的充放电电容器Cf的端子间电压的最小值Vcf（min）成为一方的分压电容器Co2的端子间电压的最大值Vco2（max）以上的值即可。即，通过设定为下式，
Vcf（min）≧Vco2（max）
能够排除引起上述两个分压电容器Co1、Co2的电压失衡等不稳定动作。
另外，在上述实施方式1中，在充放电电容器Cf的负极侧端子与两个分压电容器Co1、Co2的连接点之间设置了电压均等化用的二极管Df，但也可以如图6所示，除了二极管Df以外还串联连接电流限制电阻Rf。根据该结构，在充放电电容器Cf的端子间电压Vcf成为一方的分压电容器Co2的端子间电压Vco2以下的情况下，通过电流限制电阻Rf，电压均等化用的二极管Df中流过的电流被降低，所以能够进一步抑制两个分压电容器Co1、Co2中产生的电压失衡。
另外，在该实施方式1中，说明了在充放电电容器Cf的负极侧端子与两个分压电容器Co1、Co2的连接点之间设置了二极管Df的结构，但即使代替该二极管Df，而设置在开关元件S1、S2是控制停止状态时成为ON、在稳定状态下进行开关动作时成为OFF的所谓常开（Normal ON）类型的继电器，也能够得到同样的效果。
这样，根据该实施方式1，即使在两个开关元件S1、S2处于控制停止状态时，对VL端子－Vcom端子之间施加了输入电压Vin的情况下，也能够使对两个开关元件S1、S2的漏极－源极间施加的电压均等化，所以能够使用低耐压的半导体元件、电容器，能够提供低成本且高效率的DC/DC电力变换装置。
在该情况下，通过以使充放电电容器Cf的端子间电压Vcf成为比一方的分压电容器Co2的端子间电压Vco2稍微大的值的方式进行控制，能够更可靠地防止相互串联连接的分压电容器Co1、Co2的电压失衡，能够提供能够稳定地动作的可靠性高的DC/DC电力变换装置。
实施方式2.
图7是本发明的实施方式2的DC/DC电力变换装置的电路结构图，对与图1所示的实施方式1对应或者相当的结构部分附加同一符号。
与上述实施方式1的DC/DC电力变换装置的相异点在于，在电压均等化用的二极管Df、与构成输出侧的平滑电容器Co的分压电容器Co1以及Co2的连接点之间，插入了齐纳二极管Dz。
其他结构、以及DC/DC电力变换装置的基本动作与实施方式1相同，所以此处进一步详细说明通过插入齐纳二极管Dz而得到的意义。
在上述实施方式1的结构的说明中，为了在稳定状态下使DC/DC电力变换装置更稳定地动作，以使充放电电容器Cf的端子间电压Vcf成为比输出电压Vout的二分之一稍微大的电压的方式进行了控制。但是，在充放电电容器Cf的端子间电压Vcf成为比输出电压Vout的二分之一极端大的情况下，存在电抗器L的脉动电流增加，电抗器损失增加、电抗器噪音增加这样的问题。
在图8中，作为一个例子，示出在稳定状态下升压比N是2倍以下的情况的、两个开关元件S1、S2的栅极信号电压波形、电抗器L的电流波形IL、充放电电容器Cf的电流波形Icf、以及充放电电容器Cf的端子间电压Vcf的关系。
在图8中，电抗器电流IL的单点划线的波形表示充放电电容器电压Vcf是输出电压Vout的二分之一时的波形，电抗器电流IL的实线的波形表示充放电电容器电压Vcf变得大于输出电压Vout的二分之一时的波形。
如果在稳定状态下，充放电电容器Cf的端子间电压Vcf变得大于输出电压Vout的二分之一，则在模式1时对电抗器施加的电压、和在模式2时对电抗器施加的电压不同，所以模式1时和模式2时的电抗器电流的电流变化率变化。其结果，电抗器L的脉动电流含有开关频率（1/Ts）的2倍的频率分量、和与开关频率相同的频率分量。
这样，如果向电抗器L流入低的频率分量的脉动电流，则电抗器损失、电抗器噪音增加。为了降低低频的脉动电流分量，优选使充放电电容器Cf的端子间电压Vcf接近输出电压Vout的二分之一。但是，另一方面，如果充放电电容器Cf的端子间电压Vcf极端接近输出电压Vout的二分之一，则如上所述，引起两个分压电容器Co1、Co2的电压失衡，在最坏的情况下，产生导致分压电容器Co1的过电压破坏等缺陷。
因此，在该实施方式2中，在二极管Df、与分压电容器Co1以及Co2的连接点之间，插入了齐纳二极管Dz。由此，抑制在开关元件的控制停止状态下发生分压电容器Co1、Co2的电压失衡而确保DC/DC电力变换装置的稳定动作，并且降低在稳定状态下电抗器L中流过的低频的脉动电流分量。以下，说明设置了齐纳二极管Dz的情况的作用、效果。
首先，说明在两个开关元件S1、S2是控制停止状态时，对VL端子－Vcom端子之间施加了输入电压Vin的情况。
在开关元件S1、S2是控制停止状态时，开关元件S1、S2都成为OFF，此时，如果对VL端子－Vcom端子之间施加了输入电压Vin，则齐纳二极管Dz导通而向下述3个路径流入电流，从而各电容器Cf、Co2、Co1被充电。
VL→Ci→Vcom
VL→L→D1→D2→Co2→Co1→Vcom
VL→L→D1→Cf→Df→Dz→Co1→Vcom
由此，输入电压Vin被施加到输入侧的平滑电容器Ci的同时，经由齐纳二极管Dz也被施加到而相互并联连接的充放电电容器Cf与分压电容器Co2的连接体、和与该连接体串联连接的分压电容器Co1。其结果，充放电电容器Cf的端子间电压Vcf成为下式。
Vcf＝{Co1/（Cf+Co1+Co2）}×（Vin－2×Vzd）
此处，如果设为Cf＜<Co1=Co2，则充放电电容器Cf的端子间电压Vcf成为下式。
另外，Vzd表示齐纳二极管Dz的端子间电压，Cf、Co1、Co2分别表示充放电电容器Cf、分压电容器Co1、分压电容器Co2的静电电容。
对一方的开关元件S2的漏极－源极间施加的电压Vds2等于充放电电容器Cf的端子间电压Vcf，所以成为（Vin/2－Vzd）。另外，对另一方的开关元件S1的漏极－源极间施加的电压Vds1成为从VH端子－Vcom端子间电压减去充放电电容器Cf的端子间电压的差分，所以成为下式。
Vds1=Vout－Vcf＝Vin/2+Vzd
这样，通过在二极管Df与分压电容器Co1以及Co2的连接点之间，插入齐纳二极管Dz，在两个开关元件S1、S2是控制停止状态下，两个开关元件S1、S2都是OFF时，对VL端子－Vcom端子之间施加了输入电压Vin的情况下，齐纳二极管Dz导通，从而能够使对两个开关元件S1、S2的漏极－源极间施加的电压大致均等化。因此，能够使用低耐压的半导体元件、电容器，能够提供低成本且高效率的DC/DC电力变换装置。
接下来，说明对开关元件S1、S2进行ON/OFF控制而得到稳定化的输出电压的稳定动作的情况。
首先，在稳定状态下，开关元件S1成为OFF，开关元件S2成为ON的模式2下，基于充放电电容器Cf的端子间电压Vcf与齐纳二极管Dz的降伏电压Vzd的合计值、和一方的分压电容器Co2的端子间电压Vco2的大小关系，电流路径变化。
为了避免发生两个分压电容器Co1、Co2的电压失衡，使齐纳二极管Dz成为非导通状态即可。即，使充放电电容器Cf的端子间电压Vcf和齐纳二极管Dz的降伏电压Vzd的合计值大于一方的分压电容器Co2的端子间电压Vco2、即设为Vcf+Vzd≧Vco2即可。此时的电流路径成为以下的路径。
Ci→L→S2→Cf→D2→Co2→Co1
另外，即使在稳定状态下，开关元件S1成为OFF，开关元件S2成为OFF的动作模式3下，基于充放电电容器Cf的端子间电压Vcf与齐纳二极管Dz的降伏电压Vzd的合计值、和平滑电容器Co2的端子间电压Vco2的大小关系，电流路径也变化。
为了避免发生两个分压电容器Co1、Co2的电压失衡，使齐纳二极管Dz成为非导通状态即可。即，使充放电电容器Cf的端子间电压Vcf和齐纳二极管Dz的降伏电压Vzd的合计值大于分压电容器Co2的端子间电压Vco2、即设为Vcf+Vzd≧Vco2即可。此时的电流路径成为以下的路径。
Ci→L→D1→D2→Co2→Co1
因此，为了防止稳定状态下的模式2、模式3下的不稳定动作，将齐纳二极管Dz的降伏电压Vzd设定为满足下式的值即可。
Vzd≧Vco2（max）－Vcf（min）
此处，Vcf（min）是考虑了脉动电压的充放电电容器Cf的端子间电压的最小值，Vco2（max）是平滑电容器Co2的端子间电压的最大值。
这样，根据该实施方式2，在二极管Df与分压电容器Co1、Co2的连接点之间插入齐纳二极管Dz，在两个开关元件S1、S2是控制停止状态时对VL端子－Vcom端子之间施加了输入电压Vin的情况下，使齐纳二极管Dz成为ON，从而防止发生两个分压电容器Co1、Co2的电压失衡而使对两个开关元件S1、S2的漏极－源极间施加的电压大致均等化。另外，在稳定状态下，以使齐纳二极管Dz成为OFF的方式，适当地设定齐纳二极管Dz的降伏电压Vzd，从而谋求降低电抗器L中流过的低频的脉动电流分量。因此，在该实施方式2中，能够抑制发生分压电容器Co1、Co2的电压失衡，并且降低电抗器L中流过的低频的脉动电流分量，所以能够提供低损失、低噪音、并且能够稳定地动作的可靠性高的DC/DC电力变换装置。
另外，在该实施方式2中，在二极管Df与分压电容器Co1、Co2的连接点之间插入了齐纳二极管Dz，但与在前面的对图7中说明的情况同样地，即使与齐纳二极管Dz串联地还插入了电流限制电阻，也得到同样的效果。
实施方式3.
图9是本发明的实施方式3的DC/DC电力变换装置的电路结构图，对与图1所示的实施方式1对应或者相当的结构部分附加同一符号。
对于与DC/DC电力变换装置连接的负载，不仅有连接单方地消耗电力的负载的情况，而且还有连接发生再生电力那样的负载的情况。这样，如果对DC/DC电力变换装置的输出侧连接了发生再生电力那样的负载，则在通过该再生电力而输出电压Vout上升了时，输出电压Vout的上升了的电压全部被施加到构成直流电压变换部A的开关元件和二极管。在该情况下，有可能在直流电压变换部A的开关元件和二极管中发生过电压破坏，而发生元件破坏。
因此，在该实施方式3中，除了图1所示的实施方式1的装置的结构以外，在充放电电容器Cf的正极侧端子与电压均等化用的二极管Df的阴极端子之间，还插入了电流回流用的二极管Dh。
DC/DC电力变换装置的稳定状态、控制停止状态下的基本动作与实施方式1相同。此处，参照图10，说明在通过再生电力而输出电压Vout上升了的情况下，通过插入电流回流用的二极管Dh而得到的作用、效果。
另外，此处，作为初始状态，使升压比N成为2倍以下，初始的充放电电容器Cf的端子间电压是Vcf0，各电容器电容是Co1=Co2>>Cf，两个开关元件S1、S2都是OFF状态。
在该初始状态下，输出电压Vout成为Vout≦Vin+Vcf0时的电流路径如以下。
VH→Co2→Co1→Vcom
如果输出电压Vout通过再生电力从时刻t0的时间点依次上升，而在时刻t1成为Vout≧Vin+Vcf0，则除了上述电流路径以外，在下述路径中也流过电流。
VH→Co2→Dh→Cf→S2→L→Ci→Vcom
此时，充放电电容器Cf的端子间电压Vcf成为Vcf＝Vout－Vin。
在通过再生电力而输出电压Vout进一步上升，而在时刻t2成为Vcf≧Vin（升压比N是2以上）的情况下，使开关元件S1的栅极信号成为High而使该开关元件S1成为ON。在该状态下，对二极管D1施加逆电压，所以在二极管D1、电抗器L中不流过电流，而电流路径成为以下的2个路径。
VH→Co2→Co1→Vcom
VH→Co2→Dh→Cf→S1→Vcom
由此，输出电压Vout被施加到相互并联连接的充放电电容器Cf与分压电容器Co2的连接体、和与该连接体串联连接的分压电容器Co1，所以充放电电容器Cf的端子间电压Vcf成为Vcf＝Vout/2。由此，能够使对两个开关元件S1、S2、各二极管D1、D2施加的电压大致均等化。
这样，该实施方式3还能够应对针对DC/DC电力变换装置的输出侧连接发生再生电力那样的负载、通过再生电力而输出电压Vout上升了的情况。即，在该实施方式3中，通过设置电流回流用的二极管Dh，充放电电容器Cf的端子间电压Vcf成为与分压电容器Co1、Co2的分压电位对应的电压，所以能够使对两个开关元件S1、S2、二极管D1、D2施加的电压大致均等化。因此，能够使用低耐压的半导体元件、电容器，能够提供低成本且高效率的DC/DC电力变换装置。
另外，在该实施方式3中，说明了如下结构：在充放电电容器Cf的正极侧端子与电压均等化用的二极管Df的阴极端子之间插入了电流回流用的二极管Dh，但即使与在前面的对图6中说明的情况同样地，在两个二极管Df、Dh的连接点与两个分压电容器Co1、Co2的连接点之间还插入电流限制电阻，也得到同样的效果。
另外，在该实施方式3中，针对直流电压变换部A的充放电电容器Cf，连接了2个二极管Df、Dh，所以具有如下优点：在开关元件S1、S2是开关动作停止状态时，不仅是对VL端子－Vcom端子之间施加了输入电压Vin的情况，而且在输出电压Vout通过来自负载的再生电力而上升了的情况下，也能够使对开关元件S1、S2、二极管D1、D2施加的电压大致均等化而防止元件破坏。
但是，只要能够达成在输出电压Vout通过再生电力而上升了的情况下使对两个开关元件S1、S2、二极管D1、D2施加的电压大致均等化这样的目的，则能够省略一方的电压均等化用的二极管Df，而在充放电电容器Cf的正极侧端子与分压电容器Co1、Co2的连接点之间仅插入电流回流用的二极管Dh。
实施方式4.
图11是本发明的实施方式4的DC/DC电力变换装置的电路结构图，对与图1所示的实施方式1对应或者相当的结构部分附加同一符号。
该实施方式4的DC/DC电力变换装置的特征在于，输出侧的平滑电容器Co是一个，另一方面，输入侧的平滑电容器Ci是将2个分压电容器Ci1以及Ci2串联连接而构成的，且还具备作为电压均等化用的开关元件的继电器S4。
另外，该电压均等化用的继电器S4是在开关元件S1、S2为控制停止状态时成为ON、在稳定状态下进行开关动作时成为OFF的所谓常开类型的继电器，其一方的端子与构成直流电压变换部A的充放电电容器Cf的低压侧端子连接，另一方的端子与分压电容器Ci1以及Ci2的连接点连接。另外，对控制电路10，输入输入电压检测值Vins、输出电压检测值Vouts、充放电电容器Cf的端子间电压检测值Vcfs、分压电容器Ci1以及Ci2的端子间电压检测值Vci1s、Vci2s、以及平滑电容器Co的端子间电压检测值Vcos。另外，对控制电路10，与实施方式1同样地，从上一级控制器（未图示）输入输出电压指令值Vo*或者输入电压指令值Vi*，进而输入充放电电容器Cf的电压指令值Vcf＊。另外，控制电路10对直流电压变换部A的各开关元件S1、S2分别输出栅极信号Gs1、Gs2，并且对继电器S4输出ON/OFF信号。
其他结构与图1所示的实施方式1的情况相同，所以此处省略详细的说明。
此处，在将使对VL端子－Vcom端子之间输入的输入电压Vin升压而得到的输出电压Vout输出到VH端子－Vcom端子之间的稳定状态的情况下，输入用于保持继电器S4的OFF状态的保持信号。对于通过继电器S4成为OFF而稳定状态下的基本的升压动作，与实施方式1至实施方式3的情况相同。
另一方面，在两个开关元件S1、S2是控制停止状态时，对VL端子－Vcom端子之间施加了输入电压Vin的情况下，使保持信号的输入停止而使继电器S4成为ON状态。此时，两个开关元件S1、S2成为OFF状态，所以向下述3路径流入电流，从而各电容器Cf、Ci1、Ci2、Co被充电。
VL→Ci2→Ci1→Vcom
VL→L→D1→D2→Co→Vcom
VL→L→D1→Cf→S4→Ci1→Vcom
由此，输入电压Vin被施加到输出侧的平滑电容器Co，同时输入电压Vin被施加到相互并联连接的充放电电容器Cf与分压电容器Ci2的连接体、和与该连接体串联连接的分压电容器Ci1。其结果，充放电电容器Cf的端子间电压Vcf成为下式。
Vcf＝{Ci2/（Cf+Ci1+Ci2）}×Vin
此处，如果设为Cf＜<Ci1=Ci2，则开关元件S1、S2都成为OFF，所以充放电电容器Cf的端子间电压Vcf成为下式。
根据以上，充放电电容器Cf的端子间电压Vcf成为Vcf＝Vout/2，所以能够使对两个开关元件S1、S2、二极管D1、D2施加的电压大致均等化。
这样，即使在该实施方式4中，也与实施方式1同样地，在两个开关元件S1、S2是控制停止状态时，对VL端子－Vcom端子之间施加了输入电压Vin的情况下，继电器S4成为ON，从而能够使对各开关元件S1、S2的漏极－源极间施加的电压均等化。因此，能够使用低耐压的半导体元件、电容器，能够提供低成本且高效率的DC/DC电力变换装置。
实施方式5.
图12是本发明的实施方式5的DC/DC电力变换装置的电路结构图，对与图1所示的实施方式1对应或者相当的结构部分附加同一符号。
该实施方式5的DC/DC电力变换装置使对VL端子－Vcom端子之间输入的输入电压Vin升压至Vin以上的电压，并将升压后的输出电压Vout输出到VH端子－Vcom端子之间。另外，本实施方式5的直流电压变换部A具有3个开关元件S1、S2、S3、3个二极管D1、D2、D3、以及2个充放电电容器Cf1、Cf2。另外，输出侧的平滑电容器Co是将3个分压电容器Co1、Co2、Co3依次串联连接而构成的，且作为电压均等化用的开关元件还具备2个二极管Df1、Df2。
在本实施方式中，3个开关元件S1、S2、S3和3个二极管D1、D2、D3依次串联连接。开关元件S1的源极端子与基准电压端子Vcom连接，二极管D3的阴极端子与输出端子VH连接，开关元件S3的漏极端子和二极管D1的阳极端子的连接点经由电抗器L而与输入端子VL连接。另外，一方的充放电电容器Cf1的低压侧端子与开关元件S1的漏极端子和开关元件S2的源极端子的连接点连接，高压侧端子与二极管D2的阴极端子和二极管D3的阳极端子的连接点连接。另一方的充放电电容器Cf2的低压侧端子与开关元件S2的漏极端子和开关元件S3的源极端子的连接点连接，高压侧端子与二极管D1的阴极端子和二极管D2的阳极端子的连接点连接。另外，分压电容器Co1的低压侧端子与基准电压端子Vcom连接，分压电容器Co3的高压侧端子与输出端子VH连接。进而，电压均等化用的一方的二极管Df1的阳极端子与一方的充放电电容器Cf1的低压侧端子连接，阴极端子与分压电容器Co1以及Co2的连接点连接。电压均等化用的另一方的二极管Df2的阳极端子与充放电电容器Cf2的低压侧端子连接，阴极端子与分压电容器Co2以及Co3的连接点连接。
对控制电路10，输入输入电压检测值Vins、输出电压检测值Vouts、充放电电容器Cf1以及Cf2的端子间电压检测值Vcfs1以及Vcfs2、分压电容器Co1、Co2以及Co3的端子间电压检测值Vco1s、Vco2s以及Vco3s。另外，对控制电路10，与实施方式1同样地，从上一级控制器（未图示），输入输出电压指令值Vo*或者输入电压指令值Vi*，且还输入充放电电容器Cf的电压指令值Vcf＊。另外，控制电路10对直流电压变换部A的各开关元件S1、S2、S3分别输出栅极信号Gs1、Gs2、Gs3。
其他结构与图1所示的实施方式1的情况相同。
接下来，说明该DC/DC电力变换装置的稳定状态下的动作，特别，此处作为一个例子，说明升压比N是3倍以上的情况的动作。
图13示出升压比是3倍以上的情况的、各开关元件S1、S2、S3的栅极信号电压波形、电抗器L的电流波形IL、以及各充放电电容器Cf1、Cf2的电流波形Icf1、Icf2。
以在稳定状态下，使一方的充放电电容器Cf1的端子间电压Vcf1成为输出电压Vout的约三分之二的电压、使另一方的充放电电容器Cf2的端子间电压Vcf2成为输出电压Vout的约三分之一的电压的方式进行控制，输入电压Vin、输出电压Vout、充放电电容器的端子间电压Vcf1、Vcf2的大小关系如下所述。
Vout>Vcf1>Vcf2>Vin
在图13中的t1、t3、t5的各期间，开关元件S1、S2、S3全部成为ON，所以通过以下的路径从输入侧的平滑电容器Ci向电抗器L转移能量。
Ci→L→S3→S2→S1
在t2的期间，2个开关元件S1、S3成为ON，剩余的开关元件S2成为OFF，所以通过以下的路径，电抗器L和充放电电容器Cf2中积蓄的能量重叠到平滑电容器Ci而转移到一方的充放电电容器Cf1。
Ci→L→S3→Cf2→D2→Cf1→S1
在t4的期间，2个开关元件S1、S2成为ON，剩余的开关元件S3成为OFF，所以通过以下的路径，从输入侧的平滑电容器Ci向电抗器L和另一方的充放电电容器Cf2转移能量。
Ci→L→D1→Cf2→S2→S1
在t6的期间，2个开关元件S2、S3成为ON，剩余的开关元件S1成为OFF，所以通过以下的路径，电抗器L和充放电电容器Cf1中积蓄的能量重叠到输入侧的平滑电容器Ci而转移到输出侧的各分压电容器Co1、Co2、Co3。
Ci→L→S3→S2→Cf1→D3→Co3→Co2→Co1
通过反复该一系列的动作，使对VL端子－Vcom端子之间输入的输入电压Vin升压至3倍以上的任意的电压，对VH端子－Vcom端子之间作为输出电压Vout输出。
另外，此处，作为一个例子，说明了升压比N是3倍以上的动作，但对于3倍以下的动作，在图13中的t1、t3、t5的各期间，各开关元件S1、S2、S3全部成为OFF，所以通过以下的路径，电抗器L中积蓄的能量重叠到平滑电容器Ci而转移到各分压电容器Co1、Co2、Co3，除此以外，各动作相同，能够输出任意的升压比N的电压。
Ci→L→D1→D2→D3→Co3→Co2→Co1
接下来，说明在各开关元件S1、S2、S3是控制停止状态时，对VL端子－Vcom端子之间施加了输入电压Vin的情况。产生这样的状态的原因如上所述。
在该状态下，各开关元件S1、S2、S3都成为OFF，所以在下述4个路径中流过电流，从而各电容器Ci、Cf1、Cf2、Co1、Co2、Co3被充电。
VL→Ci→Vcom
VL→L→D1→D2→D3→Co3→Co2→Co1→Vcom
VL→L→D1→D2→Cf1→Df1→Co1→Vcom
VL→L→D1→Cf2→Df2→Co2→Co1→Vcom
由此，输入电压Vin在被施加到输入侧的平滑电容器Ci的同时，也被施加到充放电电容器Cf1与分压电容器Co1的串联体、充放电电容器Cf2与分压电容器Co2、Co1的串联体。
此处，如果设为Cf1、Cf2<<Co1=Co2=Co3，则充放电电容器Cf1、Cf2的端子间电压Vcf1、Vcf2成为下式。
对开关元件S3的漏极－源极间施加的电压Vds3等于充放电电容器Cf2的端子间电压Vcf2，所以成为输入电压Vin的三分之一的值。对开关元件S2的漏极－源极间施加的电压Vds2成为两个充放电电容器Cf1、Cf2的端子间电压Vcf1、Vcf2的差分，所以成为输入电压Vin的三分之一的值。对开关元件S1的漏极－源极间施加的电压Vds1成为VH端子－Vcom端子间电压与充放电电容器Cf1的端子间电压Vcf1的差分，所以成为输入电压Vin的三分之一的值。
这样，即使在各开关元件S1、S2、S3是控制停止状态时，对VL端子－Vcom端子之间施加了输入电压Vin的情况下，也能够使对各开关元件S1、S2、S3的漏极－源极间施加的电压均等化。其结果，能够使用低耐压的半导体元件、电容器，能够提供低成本且高效率的DC/DC电力变换装置。
另外，在该实施方式5中，与实施方式2（图7）的情况同样地，能够在电压均等化用的一方的二极管Df1与两个分压电容器Co1、Co2的连接点之间、电压均等化用的另一方的二极管Df2与两个分压电容器Co2、Co3的连接点之间，分别插入齐纳二极管。进而，还能够插入图6所示那样的电流限制电阻。由此，能够降低电抗器L中流过的低频的脉动电流分量，并且能够使DC/DC电力变换装置稳定地动作。
另外，在该实施方式5中，与实施方式3（图9）的情况同样地，还能够在充放电电容器Cf1的正极侧端子与分压电容器Co2、Co3的连接点之间、充放电电容器Cf2的正极侧端子与分压电容器Co1、Co2的连接点之间，分别插入电流回流用的二极管。
由此，即使在例如输出电压Vout通过来自负载的再生电力而上升了的情况下，也能够使对构成直流电压变换部A的各开关元件S1、S2、S3、二极管D1、D2、D3施加的电压大致均等化，能够使用低耐压的半导体元件、电容器，能够提供低成本且高效率的DC/DC电力变换装置。
另外，在该实施方式5中，说明了对开关元件S1~S3、二极管D1~D3进行了3串联连接的结构，但也可以是4串联以上连接的结构，即使在该情况下，也能够得到同样的效果。
实施方式6.
图14是本发明的实施方式6的DC/DC电力变换装置的电路结构图，对与图1所示的实施方式1对应或者相当的结构部分附加同一符号。
该实施方式6中的DC/DC电力变换装置的特征在于，在上述实施方式1（图1）的DC/DC电力变换装置的结构中，针对充放电电容器Cf、以及构成输出侧的平滑电容器Co的各分压电容器Co1、Co2，分别并联地连接了放电用电阻Rd0、Rd1、Rd2。其他结构与图1所示的电路结构相同。
在该实施方式6的DC/DC电力变换装置中，稳定状态的情况、两个开关元件S1、S2处于控制停止状态时的基本动作与实施方式1相同，所以此处，说明通过追加各放电用电阻Rd0、Rd1、Rd2而得到的作用、效果。
此前，将开关元件S1、S2、二极管D1、D2等各半导体元件处理为理想元件，但实际的半导体元件即使在OFF状态下也流过微小的泄漏电流。例如，在开关元件S1、S2的情况下，即使在栅极信号是Low的情况下，如果对漏极－源极间施加电压，则在漏极－源极间也流过几微安培至几十微安培程度的泄漏电流。在无法忽略该微小的泄漏电流的情况下，如果在开关元件S1、S2是控制停止状态时对VL端子－Vcom端子之间施加输入电压Vin，则通过下述路径，流过与一方的开关元件S1的泄漏电流相当的微小的电流。
VL→L→D1→Cf→S1→Vcom
通过该微小的泄漏电流，充放电电容器Cf被充电而其端子间电压Vcf上升，所以有可能对另一方的开关元件S2和二极管D1施加过电压。
另外，此时，经由充放电电容器Cf在下述路径中也流过电流，所以有可能在分压电容器Co1、Co2中引起电压失衡。
VL→L→D1→C→Df→Co1→Vcom
因此，在该实施方式6中，在充放电电容器Cf的端子之间连接了放电用电阻Rd0。放电用电阻Rd0被设定为使向该电阻流入的电流大于向一方的开关元件S1流入的泄漏电流那样的电阻值。通过该放电电阻Rd0，放电电流比充放电电容器Cf的充电电流大，所以充放电电容器Cf的端子间电压Vcf的上升被抑制，能够防止对开关元件S2和二极管D1施加过电压。
另外，通过在各分压电容器Co1、Co2的端子之间连接放电用电阻Rd1、Rd2，能够实现稳定动作。即，被设定为使向各放电用电阻Rd1、Rd2流入的电流大于向放电用电阻Rd0流入的电流那样的电阻值。由此，能够降低经由充放电电容器Cf而流入单侧的分压电容器Co1的电流的影响，所以能够使各分压电容器Co1、Co2的端子间电压均等化。
这样，根据该实施方式6，通过在充放电电容器Cf的端子之间连接放电用电阻Rd0，即使在无法忽略开关元件的泄漏电流的情况下，也能够使对各开关元件S1、S2的漏极－源极间施加的电压大致均等化。因此，能够使用低耐压的半导体元件、电容器，能够提供低成本且高效率的DC/DC电力变换装置。
另外，根据该实施方式6，通过在分压电容器Co1、Co2的端子之间连接放电用电阻Rd1、Rd2，即使在开关元件S1、S2的控制停止状态下，无法忽略开关元件中流过的泄漏电流的情况下，也能够使对各开关元件S1、S2、分压电容器Co1、Co2施加的电压大致均等化。因此，能够使用低耐压的半导体元件、电容器，能够提供低成本且高效率的DC/DC电力变换装置。
另外，在上述实施方式1~6中，说明了将直流电压变换为升压后的直流电压的DC/DC电力变换装置，但本发明不限于这样的升压型，还能够应用于例如代替二极管D1、D2、D3而使用开关元件将直流电压变换为降压后的直流电压的降压型的DC/DC电力变换装置。
另外，在上述实施方式1~6中，也可以通过带隙比硅大的宽带隙半导体形成各二极管。作为宽带隙半导体，例如有碳化硅、氮化镓系材料或者金刚石。能够通过使用由宽带隙半导体形成的二极管来降低二极管的导通损失。另外，还能够抑制发生反向恢复电流，所以还能够降低反向恢复电流所致的损失。因此，能够实现电力变换装置的电力变换效率的提高，能够降低多余的发热，所以能够使散热器的散热风扇小型化，能够使半导体模块小型化。进而，仅使二极管由宽带隙半导体形成，所以能够减轻DC/DC电力变换装置的制造成本增加。
另外，在上述实施方式1~6中，也可以通过带隙比硅大的宽带隙半导体形成各开关元件。作为宽带隙半导体，例如，有碳化硅、氮化镓系材料或者金刚石。能够在通过硅半导体难以进行单极动作的高电压领域中使用由宽带隙半导体形成的开关元件，能够大幅降低在开关元件的开关时发生的开关损失，能够大幅降低电力损失。另外，电力损失小，且耐热性也高，所以能够实现散热器的散热风扇的小型化、水冷部的空冷化，所以能够使半导体模块进一步小型化。另外，能够实现高频开关动作，通过DC/DC转换器动作的高载波频率化，还能够使与DC/DC转换器连接的电抗器、电容器等小型化。

Claims (15)

1.一种DC/DC电力变换装置，其特征在于，具备：
电抗器，与直流电源连接；
直流电压变换部，与所述电抗器连接，具有串联连接多个开关元件的连接体、串联连接多个二极管的连接体、以及充放电电容器，该充放电电容器的负极侧端子与各所述开关元件的相互的连接点连接，该充放电电容器的正极侧端子与各所述二极管的相互的连接点连接，并且该充放电电容器通过所述开关元件的ON/OFF进行充放电；
输出侧的平滑电容器，与所述直流电压变换部连接，具有相互串联连接的多个分压电容器；以及
电压均等化用的开关元件，设置于在所述充放电电容器的负极侧端子与各所述分压电容器的相互的连接点之间设置的连接线中，在所述开关元件处于控制停止状态时对所述直流电源的输入端子施加了电压的情况下，用于将所述充放电电容器的端子间电压保持为与各所述分压电容器的分压电位对应的电压。
2.根据权利要求1所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于，
针对所述电压均等化用的开关元件串联地连接了电流限制电阻。
3.根据权利要求1所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于，
针对所述电压均等化用的开关元件逆串联地连接了齐纳二极管。
4.根据权利要求1所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于，
所述电压均等化用的开关元件是在二极管、或者所述直流电压变换部的开关元件全部是控制停止状态的情况下成为ON的常开类型的开关。
5.根据权利要求1所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于，
所述充放电电容器的端子间电压被控制为成为大于构成所述输出侧的平滑电容器的分压电容器的高压侧端子与该分压电容器和下一个的分压电容器的连接点之间的电压的电压。
6.根据权利要求1所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于，
在所述充放电电容器的正极侧端子、与所述分压电容器的相互的连接点之间连接有电流回流用的二极管。
7.根据权利要求6所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于，
针对所述电流回流用的二极管串联地连接了电流限制电阻。
8.根据权利要求1所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于，
在所述充放电电容器的正极侧端子与负极侧端子之间，设置有用于对所述充放电电容器的积蓄电荷进行放电的放电电阻。
9.根据权利要求8所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于，
设定所述放电电阻的电阻值，以使得所述放电电阻中流过的电流值大于所述开关元件的泄漏电流。
10.根据权利要求1所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于，
所述二极管或者所述开关元件的至少某一方由宽带隙半导体形成。
11.一种DC/DC电力变换装置，其特征在于，具备：
输入侧的平滑电容器，与直流电源并联地连接，对直流电压进行平滑化，并且具有相互串联连接的多个分压电容器；
电抗器，与所述直流电源连接；
直流电压变换部，与所述电抗器连接，具有串联连接多个开关元件的连接体、串联连接多个二极管的连接体、以及充放电电容器，该充放电电容器的负极侧端子与各所述开关元件的相互的连接点连接，该充放电电容器的正极侧端子与各所述二极管的相互的连接点连接，并且该充放电电容器通过所述开关元件的ON/OFF进行充放电；
输出侧的平滑电容器，与所述直流电压变换部连接；以及
电压均等化用的开关元件，设置于在所述充放电电容器的负极侧端子与所述输入侧的平滑电容器的各分压电容器的相互的连接点之间设置的连接线中，在所述开关元件处于控制停止状态时对所述直流电源的输入端子施加了电压的情况下，用于将所述充放电电容器的端子间电压保持为与各所述分压电容器的分压电位对应的电压。
12.根据权利要求11所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于，
所述电压均等化用的开关元件是在所述直流电压变换部的开关元件全部为控制停止状态的情况下成为ON的常开类型的开关。
13.根据权利要求11所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于，
在所述充放电电容器的正极侧端子与负极侧端子之间，设置有用于对所述充放电电容器的积蓄电荷进行放电的放电电阻。
14.根据权利要求13所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于，
设定所述放电电阻的电阻值，以使得所述放电电阻中流过的电流值大于所述开关元件的泄漏电流。
15.根据权利要求11所述的DC/DC电力变换装置，其特征在于，
所述二极管或者所述开关元件的至少某一方由宽带隙半导体形成。
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