KR20090100299A - 응답성이 우수하고 출력 전압의 안정성을 향상시킬 수 있는전원 장치 - Google Patents

응답성이 우수하고 출력 전압의 안정성을 향상시킬 수 있는전원 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 응답성이 우수하고 출력 전압의 안정성을 향상시킨 전원 장치를 제공한다.
본 발명의 전원 장치(1)는 메인 스위치 소자(M1)와, 상기 메인 스위치 소자(M1)와 교대로 온 오프 하는 동기 정류용 스위치 소자(M2)와, 스위칭 제어 신호에 따라 상기 메인 스위치 소자(M1)와 상기 동기 정류용 스위치 소자(M2)를 온 오프 제어하는 스위칭 구동 회로(6)와, 상기 메인 스위치 소자(M1)와 상기 동기 정류용 스위치 소자(M2)의 접속부와 직렬로 연결된 인덕터(L1)를 포함하여 이루어지는 동기 정류 방식의 강압형 컨버터(10); 상기 강압형 컨버터(10)의 출력 전압이 미리 정해진 기준 전압에 가까워지도록 오차 전압을 출력하는 오차 증폭기(3); 상기 오차 전압에 따라 상기 메인 스위치 소자와 상기 동기 정류용 스위치 소자를 온 오프 하는 타이밍을 제어하는 상기 스위칭 제어 신호를 생성하여 상기 스위칭 구동 회로에 제공하는 PWM 신호 발생 회로(5); 상기 강압형 컨버터(10)의 출력 단자를 입력 단자에 단락시키는 바이패스 스위치(M3); 상기 바이패스 스위치(M3)를 제어하는 모드 제어 회로(7)를 구비하고, 상기 바이패스 스위치(M3)가 선택된 기간에는, 상기 오차 증폭기(3)의 기준 전압측 입력단의 전압값을 출력 전압의 미리 정해진 분압비로 설정하여 상기 오차 증폭기(3)의 출력을 반전 고정시킨다.
Figure P1020090023065
바이패스 스위치, 모드 제어 회로, 스위칭 구동 회로, 전류 제한 회로, 강압형 DC－DC 컨버터

Description

응답성이 우수하고 출력 전압의 안정성을 향상시킬 수 있는 전원 장치{POWER SUPPLY DEVICE CAPABLE OF STABLY SUPPLYING OUTPUT VOLTAGE WITH INCREASED RESPONSIVENESS}
본 발명은 동기 정류 방식의 강압형 컨버터를 이용한 전원 장치에 관한 것이다.
예를 들면, 휴대전화 장치에 이용되는 파워업에 필요한 전원 전압은 그 출력 전력에 따라 0.6 V 내지 3.5 V 정도이다. 여기서, 파워업에 필요한 전원 전압이 1 V로 충분한 경우에, 3.5 V 정도의 전지 전압을 그대로 사용하게 되면, 필요 이상으로 많은 전력을 소비하게 된다. 이에, 전지 전압보다 낮은 전압으로 구동하는 회로에 전지 전압보다 낮은 전원 전압을 공급하기 위한 전원 장치로서 스위칭 레귤레이터 등 강압형 DC－DC 컨버터가 사용된다.
이와 같은 DC－DC 컨버터에도 인덕터나 스위칭 소자로 인한 전력 소비가 존재한다. 이에, 입력 전압인 전지 전압을 강압할 필요가 없는 경우에는, 스위칭 레귤레이터의 스위칭 동작을 정지시키고, 바이패스 회로에 의하여 강압형 DC－DC 컨버터를 바이패스시킴으로써, 입력 전압을 그대로 출력하는 전원 장치가 있다.
바이패스 회로에 의하여 강압형 DC－DC 컨버터를 바이패스시킴으로써 입력 전압을 그대로 출력한 상태에서 강압형 DC－DC 컨버터의 강압 동작을 재개하게 되면, 강압 DC－DC 컨버터의 출력 단자가 높은 전압에 고정된 상태에서 스위칭 동작이 시작된다. 이 결과, 동기 정류용 스위치가 급격하게 온 하기 때문에, 오버슛(overshoot)이나 링잉(ringing)이 발생하여 출력 전압이 불안정하게 된다는 문제가 있다.
이 문제를 해결하기 위한 기술로서 일본 특허 공개 공보 2006－50888호 등이 제안되었다. 이 공보에는 메인 스위치와 동기 정류용 스위치가 교대로 온 오프 하는 동기 정류 방식의 강압형 컨버터와, 강압형 컨버터보다 높은 전압을 출력하는 전압 생성 회로와, 강압형 컨버터의 출력 전압이 미리 정해진 기준 전압에 가까워지도록 오차 전압을 출력하는 레귤레이터와, 오차 전압에 따라 메인 스위치 및 동기 정류용 스위치를 온 오프 하는 듀티를 변화시키는 펄스폭 변조기를 구비하고, 강압형 컨버터와 전압 생성 회로 중 어느 하나를 선택하여 원하는 전압을 출력하고, 레귤레이터는 전압 생성 회로가 선택되어 있는 기간 중, 동기 정류용 스위치가 오프 하는 방향으로 오차 전압을 오프셋 하도록 구성된 전원 장치가 개시되어 있다.
상기 구성에 의하여 출력 전압을 전압 생성 회로에서 강압형 컨버터의 전압으로 전환시킬 때, 레귤레이터의 오차 전압을 오프셋함으로써, 동기 정류용 스위치는 오프 상태로부터 스위칭 동작을 개시한다. 그 결과, 동기 정류용 스위치가 장시간 연속적으로 온 하는 것을 억제하여 오버슛(overshoot)을 억제한 안정된 출력 전 압을 얻을 수 있다.
상기한 공보에서 레귤레이터는 오차 전압에 오프셋 회로로부터의 오프셋 전압을 가산하여 그 출력을 펄스폭 변조기에 인가하도록 구성되어 있다. 이 때문에, 오차 전압에서 이 오차 전압에 오프셋 전압을 가산하여 미리 정해진 전압에 이르기까지 시간이 필요하여 응답성이 낮다는 난점이 있었다.
본 발명은 상술한 종래의 난점을 감안하여 이루어진 것으로서, 응답성이 우수하고 출력 전압의 안정성을 향상시킨 전원 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 전원 장치는 메인 스위치 소자와, 상기 메인 스위치 소자와 교대로 온 오프 하는 동기 정류용 스위치 소자와, 스위칭 제어 신호에 따라 상기 메인 스위치 소자와 상기 동기 정류용 스위치 소자를 온 오프 제어하는 스위칭 구동 회로와, 상기 메인 스위치 소자와 상기 동기 정류용 스위치 소자의 접속부와 직렬로 연결된 인덕터를 포함하여 이루어지는 동기 정류 방식의 강압형 컨버터; 상기 강압형 컨버터의 출력 전압이 미리 정해진 기준 전압에 가까워지도록 오차 전압을 출력하는 오차 증폭기; 상기 오차 전압에 따라 상기 메인 스위치 소자와 상기 동기 정류용 스위치 소자를 온 오프 하는 타이밍을 제어하는 상기 스위칭 제어 신호를 생성하여 상기 스위칭 구동 회로에 제공하는 PWM 신호 발생 회로; 상기 강압형 컨버터의 출력 단자를 입력 단자에 단락시키는 바이패스 스위치; 상기 바이패스 스위치를 제어하는 모드 제어 회로를 구비하고, 상기 바이패스 스위치가 선택된 기간에 는, 상기 오차 증폭기의 기준 전압측 입력단의 전압값을 출력 전압의 미리 정해진 분압비로 설정하여 상기 오차 증폭기의 출력을 반전 고정시키는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명은, 상기 미리 정해진 분압비는 상기 강압형 컨버터의 설정 전압의 귀환율 이상의 분압비로 설정되도록 구성하면 바람직하다.
또한, 상기 강압형 컨버터의 출력을 상기 미리 정해진 분압비로 분압한 출력과 기준 전압 발생 회로의 출력 중 어느 하나를 선택하여 상기 오차 증폭기의 기준 전압측 입력단에 부여하는 선택 수단을 구비하면 바람직하다.
또한, 본 발명은 상기 메인 스위치 소자와 상기 동기 정류용 스위치 소자의 접속부의 전류와는 역방향의 전류를 제한하는 전류 제한 회로를 마련하면 바람직하다.
또한, 상기 전류 제한 회로는 상기 모드 제어 회로가 상기 강압형 컨버터에 의한 강압 모드와 상기 바이패스 스위치에 의한 바이패스 모드의 선택 전환을 수행하는 일정 시간에 상기 역방향의 전류를 제한하는 전류 제한값을 전환시키도록 구성하면 바람직하다.
본 발명에 의하면, 응답성이 우수하고 안정된 출력 전압을 공급할 수 있는 전원 장치를 제공할 수 있다.
본 발명의 실시예에 대하여 도면을 참조하면서 상세하게 설명한다. 또한 도 면에서 동일한 부분 또는 상당한 부분에는 동일한 부호를 부여하고, 중복되는 설명은 반복하지 않는다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 전원 장치를 나타낸 블록 회로도이다.
본 발명의 전원 장치(1)는 강압형 DC－DC 컨버터(10)와, 바이패스 스위치(M3)를 포함한다. 또한, 기준 전압 발생 회로(2)와, 출력 전압 검출용의 저항(R1, R2)과, 오차 증폭 회로(3)와, PWM 신호 발생 회로(5)를 구비한다.
강압형 DC－DC 컨버터(10)는 입력 단자(101)에 입력된 입력 전압(VDD)을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 전압(VOUT)으로서 출력 단자(100)로부터 출력하는 강압형의 스위칭 레귤레이터이다.
강압형 DC－DC 컨버터(10)는 메인 스위치 트랜지스터(M1), 동기 정류용 스위치 트랜지스터(M2), 인덕터(L1), 출력 콘덴서(C1), 스위칭 구동 회로(6)를 포함한다.
메인 스위치 트랜지스터(M1)는 입력 전압(VDD)의 출력 제어를 수행하기 위한 스위칭 동작을 하는 P채널형 MOS 트랜지스터로 이루어지고, 동기 정류용 스위치 트랜지스터(M2)는 N채널형 MOS 트랜지스터로 이루어진다.
기준 전압 발생 회로(2)는 미리 정해진 기준 전압(Vref)을 생성하여 출력하고, 출력 전압 검출용의 저항(R1, R2)은 출력 전압(VOUT)을 분압하여 분압 전압(Vfb)을 생성하여 출력한다. 또한, 오차 증폭 회로(3)는 입력된 분압 전압(Vfb)과 기준 전압(Vref)의 전압차를 증폭하여 오차 신호(Verr)를 생성하여 출력한다. 강압형 DC-DC 컨버터(10)는 출력 전압(VOUT)과 기준 전압(Vref)의 사이에 VOUT = Vref×(R1＋R2)/R2가 성립되도록 피드백에 의하여 오차 전압(Verr)을 조절한다.
PWM 신호 발생 회로(5)는 도 2에 나타낸 바와 같이, PWM 비교기(51)와 발진 회로(52)를 구비하고, PWM 비교기(51)의 반전 입력단에는 오차 전압(Verr)이 부여되고, 비반전 입력단에는 발진 회로(52)의 출력이 부여된다.
발진 회로(52)는 미리 정해진 삼각파 신호(TW)를 생성하여 출력하고, PWM 비교기(51)는 오차 증폭 회로(3)의 출력 신호(Verr)와 상기 삼각파 신호(TW)로부터 PWM 제어를 수행하기 위한 펄스 신호(VPWM)를 생성하여 출력한다.
PWM 비교기(51)는 발진 회로(52)의 출력 전압(TW)과 오차 전압(Verr)을 비교하여 TW＞Verr일 때 고레벨을 출력하고, TW＜Verr일 때 저레벨을 출력한다. 그 결과, PWM 비교기(51)로부터 출력되는 신호(VPWM)는 고레벨과 저레벨을 반복하는 펄스폭이 변조된 신호(이하, PWM 신호라 함)가 된다. 즉, PWM 신호(VPWM)의 듀티(고 또는 저)는 오차 전압(Verr)에 따라 결정된다.
바이패스 스위치(M3)는 강압형 DC－DC 컨버터(10)와 병렬로 설치된 전압 생성 회로로서 기능하고, 전원 장치(1)는 강압형 DC－DC 컨버터(10)와 바이패스 스위치(M3) 중 어느 하나를 선택하여 원하는 전압을 출력한다. 이 전원 장치(1)는 강압 모드와 바이패스 모드의 2 모드로 동작한다. 즉, 강압 모드를 선택하는 경우에는, 바이패스 스위치(M3)를 오프 하도록 모드 제어 회로(7)에서 구동 회로(8)로 신호를 보내고, 강압형 DC－DC 컨버터(10)의 출력을 선택하며, 입력 전압(VDD)을 강압하여 출력하도록 한다. 또한 바이패스 모드를 선택하는 경우에는, 바이패스 스위치(M3)를 온 하도록 모드 제어 회로(7)에서 구동 회로(8)로 신호를 보내고, 바이패스 스 위치(M3)에 의하여 강압형 DC－DC 컨버터(10)를 바이패스시켜 입력 전압(VDD)을 그대로 출력하도록 한다.
일반적으로 강압형 DC－DC 컨버터(10)는 사용하는 인덕터나 스위칭 소자로 인한 전력 손실이 존재하기 때문에, 이 전원 장치(1)에서는 강압할 필요가 없는 경우에는 강압형 DC－DC 컨버터의 스위칭 동작을 정지하여 바이패스시킴으로써, 입력 전압을 그대로 출력한다. 이와 같이, 본 실시예에 따른 전원 장치(1)는 강압 모드와 바이패스 모드를 모드 제어 회로(7)로써 전환시켜 사용한다. 바이패스 스위치(M3)가 온 한 상태에서 출력되는 전압은 강압형 DC－DC 컨버터(10)에 의해 출력되는 전압보다 높다.
강압 모드 시, 전원 장치(1)는 입력 전압(VDD)을 강압하여 출력 단자(100)에 출력한다. 출력 전압(VOUT)은 기준 전압(Vref)에 의하여 제어된다.
바이패스 모드 시, 전원 장치(1)는 기준 전압(Vref)과는 관계없이 입력 전압(VDD)을 그대로 출력한다. 이들 모드의 전환은 모드 제어 회로(7)로부터 부여되는 모드 제어 신호에 의하여 수행된다.
강압형 DC－DC 컨버터(10)는 동기 정류 방식의 스위칭 레귤레이터이며, 입력 단자(101)에 입력된 입력 전압(VDD)을 강압하여 출력 단자(100)에 출력한다. 이 때의 강압형 DC－DC 컨버터(10)의 입출력은 그대로 전원 장치(1)의 입출력이 된다.
메인 스위치 트랜지스터(M1)인 P형 MOS 트랜지스터는 그 소스 단자가 입력 단자(101)에 접속되고, 그 드레인 단자가 접속부(Lx)를 통하여 인덕터(L1)의 일단에 접속된다. 또한, 동기 정류용 스위치 트랜지스터(M2)인 N형 MOS 트랜지스터는 그 소스 단자가 접지되고, 드레인 단자가 메인 스위치 트랜지스터(M1)인 P형 MOS 트랜지스터의 드레인 단자에 접속된다. 양 MOS 트랜지스터의 게이트 단자에는 스위칭 구동 회로(6)로부터의 출력이 각각 입력된다.
상기와 같이, 입력 단자(101)와 접지 전압(GND)의 사이에는 메인 스위칭 트랜지스터(M1)와 동기 정류용 스위치 트랜지스터(M2)가 직렬로 접속된다. 출력 단자(100)와 접지 전압(GND)의 사이에는 저항(R1) 및 저항(R2)이 직렬로 접속되고, 저항(R1)과 저항(R2)의 접속부로부터 분압 전압(Vfb)이 출력된다.
스위칭 구동 회로(6)는 강압 모드 시, PWM 신호(VPWM)가 고레벨인 기간에는 메인 스위치 트랜지스터(M1)를 오프 하고, 동기 정류용 스위치 트랜지스터(M2)를 온 한다. 또, PWM 신호(VPWM)가 저레벨인 기간에는 메인 스위치 트랜지스터(M1)를 온 하고, 동기 정류용 스위치 트랜지스터(M2)를 오프 한다. 이와 같이 스위치 트랜지스터(M1, M2)를 PWM 신호에 의하여 교대로 온 오프 시킴으로써 인덕터(L1)로 에너지 전환을 실행하는 스위칭 레귤레이터로서 동작한다. 인덕터(L1) 및 출력 콘덴서(C1)는 출력 필터를 구성하고, 출력 단자(100)로부터는 입력 전압(VDD)이 강압된 직류 전압이 출력된다.
스위칭 구동 회로(6)에는 강압 모드와 바이패스 모드의 2 모드를 전환시키는 신호가 모드 제어 회로(7)에서 전류 제한 회로(9)를 통하여 입력되고, 바이패스 모드 동작 시에는 메인 스위치 트랜지스터(M1) 및 동기 정류용 스위치 트랜지스터(M2)의 양쪽 모두를 오프 시킨다.
강압형 DC－DC 컨버터(10)의 2개의 스위치 트랜지스터(M1, M2)의 온 오프를 제어하는 PWM 신호(VPWM)는 출력 전압(VOUT)을 피드백하여 얻어지는 오차 전압(Verr)에 따라 결정되기 때문에, 출력 전압(VOUT)은 기준 전압(Vref)에 의하여 정해지는 일정값으로 유지된다. 즉, 출력 전압(VOUT)이 저하되면, 오차 증폭 회로(3)의 출력 신호(Verr)의 전압이 상승하고 PWM 신호 발생 회로(5)의 출력 펄스폭이 커져 스위칭 트랜지스터(M1)가 온 하는 시간의 비율을 증가시킴으로써 출력 전압(VOUT)을 상승시킨다. 반대로, 출력 전압(VOUT)이 상승한 경우에는, 상기와는 반대되는 동작을 실행하여 출력 전압(VOUT)을 저하시킴으로써, 출력 전압(VOUT)이 항상 일정한 전압으로 유지된다.
바이패스 스위치(M3)는 P형 MOS 트랜지스터이며, 그 게이트 단자에는 상술한 바와 같이 모드 제어 신호가 부여된다. 이 바이패스 스위치(M3)의 소스 단자는 입력 단자(101)에 접속되고, 드레인 단자는 출력 단자(100)에 접속된다. 따라서, 바이패스 스위치(M3)가 온 하면, 입력 단자(101)와 출력 단자(100)는 도통 상태가 되어 출력 단자에는 입력 전압(VDD)과 거의 동일한 전압이 출력되게 된다. 엄밀하게는, MOS 트랜지스터의 온 저항으로 인한 전압 강하가 존재하기 때문에, 출력 단자(100)에 출력되는 전압은 입력 전압(VDD)보다 약간 낮은 전압이 출력된다. 이와 같이 바이패스 스위치(M3)가 온 함으로써 바이패스 모드가 실현된다.
본 실시예에서는 강압 모드 시, 오차 증폭 회로(3)의 반전 입력단에는 분압 전압(Vfb)이 입력되고, 비반전 입력단에는 선택 회로(4)를 통하여 기준 전압(Vref)이 입력된다. 출력 단자(100)와 접지 전압(GND)의 사이에는 저항(R3) 및 저항(R4)이 직렬로 접속되고, 저항(R3)과 저항(R4)의 접속부로부터 분압 전압(Vb)이 출력된 다. 바이패스 모드 시, 이 분압 전압(Vb)은 선택 회로(4)를 통하여 비반전 입력단에 부여된다.
선택 회로(4)는 스위치(SW1, SW2)를 포함하고, 스위치(SW1)를 통하여 기준 전압 발생 회로(2)로부터 기준 전압(Vref)이 오차 증폭 회로(3)의 비반전 입력단에 부여된다. 또, 스위치(SW2)는 저항(R3)과 저항(R4)의 접속부와 접속되고, 분압 전압(Vb)이 스위치(SW2)를 통하여 오차 증폭 회로(3)의 비반전 입력단에 부여된다.
이 선택 회로(4)는 모드 제어 회로(7)로부터의 신호에 의하여 제어되고, 바이패스 스위치(M3)가 선택되어 있을 때에는 SW1이 오프 되고 SW2가 온 되며, 분압 전압(Vb)이 스위치(SW2)를 통하여 오차 증폭 회로(3)의 비반전 입력단에 부여된다.
한편, 모드 제어 회로(7)가 바이패스 스위치(M3)의 오프를 선택하였을 때에는, SW1이 온 되고, SW2가 오프 되며, 기준 전압 회로(2)의 기준 전압(Vref)이 스위치(SW1)를 통하여 오차 증폭 회로(3)의 비반전 입력단에 부여된다.
저항(R3)과 저항(R4)은 강압형 DC－DC 컨버터(10)의 설정 전압의 귀환율 이상의 분압비로 설정되어 있다. 예를 들면, R1과 R2가 3 대 1의 분압비인 경우, R3과 R4는 2.5 대 1의 분압비로 설정되어 있다.
이 때문에, 선택 회로(4)에 의하여 SW1이 오프 되고 SW2가 온 되도록 제어되어 오차 증폭 회로(3)의 반전 입력단에 분압 전압(Vfb)이 입력되고 비반전 입력단에 선택 회로(4)를 통하여 분압 전압(Vb)이 입력되면, 저항(R3)과 저항(R4)이 강압형 DC－DC 컨버터(10)의 설정 전압의 귀환율 이상의 분압비로 설정되어 있기 때문에, 이 오차 증폭 회로(3)의 출력은 반전 고정되게 된다. 즉, 바이패스 스위 치(M3)가 선택되어 있을 때에는, 오차 증폭 회로(3)의 출력은 고레벨로 고정된다.
또한, 스위칭 트랜지스터(M1)와 동기 정류용 스위치 트랜지스터(M2)의 접속부의 출력이 전류 제한 회로(9)에 부여되고, 전류 제한 회로(9)에 의하여 접속부(Lx)의 전류값을 측정하여 동기 정류용 스위치 트랜지스터(M2)의 접속부의 출력과는 역방향의 전류를 제한하는 회로로서 기능한다. 즉, 접속부(Lx)가 미리 정해진 값 이상이 되면, 전류 제한 회로(9)는 동기 정류용 트랜지스터(M2)를 오프 하도록 스위칭 구동 회로(6)에 신호를 보낸다. 이 전류 제한 회로(9)는 통상(강압 모드 시)은 트랜지스터의 파괴 방지 전압값으로 설정되고, 바이패스 스위치(M3)가 선택되는 바이패스 모드 시에는 오버슛 방지용 전압값으로 설정된다. 이 오버슛 방지용 전압은 파괴 방지 전압의 1/2~1/4의 범위로 설정되고, 콘덴서(C1)의 방전 시간에 따라 설정된다. 이 오버슛의 양은 요구되는 특성값에 따라 조정하면 된다.
또한, 강압형 DC－DC 컨버터(10)에 있어서, 인덕터(L1) 및 콘덴서(C1)를 제외한 각 회로를 1개의 IC에 집적하도록 하여도 된다.
이상과 같이 구성된 전원 장치(1)의 동작을 구체적으로 설명한다. 즉, 어느 시각에 강압 모드에서 바이패스 모드로 전환시키고, 재차 강압 모드로 전환시키는 경우에 대하여 도 3a~도 3e를 참조하여 설명한다.
도 3a~도 3e는 도 1의 전원 장치(1)의 각 단자 전압의 시간 파형을 나타내는 도면이다. 도 3a~도 3e에서 시간축은 편의상 실제 시간축과는 스케일을 상이하게 표시한다.
도 3a는 모드 제어 회로(7)로부터 부여되는 모드 제어 신호의 시간 파형을 나타낸다.
시각 T0~T1에 있어서, 모드 제어 신호는 고레벨이 되어 출력된다. 이 때 바이패스 스위치(M3)는 오프 되고, 전원 장치(1)는 강압 모드로 동작한다.
도 3b는 기준 전압(Vref) 및 출력 전압(VOUT)을 나타낸다. 시각 T0~T1에서 강압 모드로 동작하는 기간 중에는, 기준 전압 회로(2)로부터의 기준 전압(Vref)이 부여되고, 바이패스 모드로 동작할 때에는, 강압형 DC－DC 컨버터(10)의 설정 전압의 귀환율 이상의 분압비로 설정된 저항(R3)과 저항( R4)의 접속부 전압(Vb)이 부여된다.
출력 전압(VOUT)과 기준 전압(Vref)은 VOUT = Vref×(R1＋R2)/R2가 성립되도록 제어된다. 도 3b에서는 R1 대 R2가 3 대 1의 분압비로 설정되고, R3 대 R4가 2.5 대 1의 분압비로 설정된 예를 나타내고 있다.
도 3c는 오차 전압(Verr)의 시간 파형을 나타내는 도면이다. 시각 T0~T1에서는 VOUT = Vref×(R1＋R2)/R2가 성립되도록 그 값이 거의 일정하게 유지되어 있다.
도 3d는 오차 전압(Verr)과 삼각파 신호(TW)의 시간 파형을 나타내는 도면이다. 도 3e는 PWM 신호 발생 회로(5)의 출력 파형을 나타내는 도면이고, 출력 파형은 도 3d의 오차 전압(Verr)과 삼각파 전압(TW)에 의하여 결정된다.
도 3a에 나타낸 바와 같이, 시각 T1에서 모드 제어 신호 레벨이 하강하면, 바이패스 스위치(M3)가 온 하여 바이패스 모드로 이행한다. 동시에 모드 제어 신호에 의하여 스위칭 구동 회로(6)가 제어되어 메인 스위치 트랜지스터(M1) 및 동기 정류용 스위치 트랜지스터(M2)의 양쪽 모두가 오프 된다. 또한 모드 제어 신호가 선택 회로(4)에 부여되어 SW1이 오프 되고, SW2가 온 되며, 오차 증폭 회로(3)의 반전 입력단에는 분압 전압(Vb)이 입력된다.
바이패스 스위치(M3)가 온 되면, 도 3b에 나타낸 바와 같이, 전원 장치(1)의 출력 전압(VOUT)은 입력 전압(VDD)과 거의 동일한 전압까지 상승한다. 또, 오차 증폭 회로(3)의 반전 입력단에 부여되는 기준 전압으로서 설정 전압의 귀환율 이상의 분압 전압(Vb)이 입력된다.
시각 T1~T2에서 오차 증폭 회로(3)의 반전 입력단에 분압 전압(Vfb)이 입력되고 비반전 입력단에 선택 회로(4)를 통하여 분압 전압(Vb)이 입력된다. 저항(R3)과 저항(R4)은 강압형 DC－DC 컨버터(10)의 설정 전압의 귀환율 이상의 분압비로 설정되어 있으므로, 이 오차 증폭 회로(3)의 출력은 반전 고정되게 된다. 즉, 바이패스 스위치(M3)가 선택되어 있는 시각 T1~T2에서 오차 증폭 회로(3)의 출력(Verr)은 고레벨로 고정된다. 따라서, 시각 T1~T2에서는 도 3e에 나타낸 바와 같이, PWM 신호(VPWM)는 저레벨이 된다.
시각 T2에서 모드 제어 신호가 재차 고레벨이 됨으로써 바이패스 스위치(M3)가 오프 되어 강압 모드로 복귀된다. 스위칭 구동 회로(6)는 모드 제어 신호가 고레벨이 되면, PWM 신호(VPWM)에 근거하여 메인 스위치 트랜지스터(M1) 및 동기 정류용 스위치 트랜지스터(M2)의 스위칭 동작을 재개한다. 또한, 오차 증폭 회로(3)의 반전 입력단에는 분압 전압(Vfb)이 입력되고 비반전 입력단에는 선택 회로(4)를 통하여 기준 전압 발생 회로(2)로부터의 기준 전압(Vref)이 입력된다.
시각 T2에서 PWM 신호(VPWM)는 저레벨이기 때문에, 스위칭 구동 회로(6)에 의하여 메인 스위치 트랜지스터(M1) 및 동기 정류용 스위치 트랜지스터(M2)의 스위칭이 재개되고, 이 때, 동기 정류용 스위치 트랜지스터(M2)는 완전히 오프 된 상태로부터 동작이 개시된다. 그 후, 도 3d에 나타낸 바와 같이, 오차 증폭 회로(3)가 고레벨인 상태로부터 동작하므로, 응답성이 우수하게 PWM 신호(VPWM)의 듀티가 커져 동기 정류용 스위치 트랜지스터(M2)가 온 하고, 출력 전압(VOUT)을 안정하게 변화시킬 수 있다.
이와 같이, 본 실시예에 따른 전원 장치(1)에서는 바이패스 모드로 동작하고 있는 동안에는, 오차 증폭 회로(3)를 고레벨로 고정시킨다. 그 결과, 재차 강압 모드로 전환시킬 때, 동기 정류용 스위치 트랜지스터(M2)가 오프 상태로부터 동작을 개시하기 때문에, 전환 시에 출력 콘덴서(C1)에 저장된 전하가 과잉으로 유출되지 않아 출력 전압(VOUT)의 오버슛을 억제할 수 있다. 또한, 오차 증폭 회로(3)가 고레벨에 고정되어 있으므로, 응답성이 우수하게 PWM 신호(VPWM)의 듀티가 커져 동기 정류용 스위치 트랜지스터(M2)가 온 하고, 출력 전압(VOUT)을 안정하게 변화시킬 수 있다.
또한, 오버슛을 고려하는 경우에는, 전류 제한 회로(9)에 의하여 출력측의 전류값에 따라 동기 정류용 스위치(M2)를 오프 하는 타이밍을 제어하여 대응하도록 하면 바람직하다.
상기와 같이 개시된 실시예는 모든 점에서 예시적인 것으로 제한적인 것은 아니라고 생각되어야 하는 것이다. 본 발명의 범위는 상기한 실시예의 설명에 한정 되는 것이 아니라 특허청구범위에 의하여 정해지며, 특허청구범위와 균등한 의미 및 범위 내에서의 모든 변경이 포함되는 것으로 의도되어야 한다.
본 발명은 휴대전화, PDA(Personal Digital Assistance) 등의 배터리로 동작하는 정보 단말에 이용될 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 전원 장치의 구성을 나타내는 블록 회로도.
도 2는 본 발명에 이용되는 PWM 신호 발생 회로의 일례를 나타내는 블록 회로도.
도 3a~도 3e는 본 발명의 실시예의 각 단자 전압의 시간 파형을 나타내는 도면.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
M1　 메인 스위치 트랜지스터
M2 동기 정류용 스위치 트랜지스터
M3　 바이패스 스위치
2 기준 전압 발생 회로
3 오차 증폭기
4 선택 회로
5 PWM 신호 발생 회로
6 스위칭 구동 회로
7 모드 제어 회로
8 구동 회로
9 전류 제한 회로
10 강압형 DC－DC 컨버터
100 출력 단자
101 입력 단자

Claims (5)

  1. 메인 스위치 소자,
    상기 메인 스위치 소자와 교대로 온 오프 하는 동기 정류용 스위치 소자,
    스위칭 제어 신호에 따라 상기 메인 스위치 소자와 상기 동기 정류용 스위치 소자를 온 오프 제어하는 스위칭 구동 회로,
    상기 메인 스위치 소자와 상기 동기 정류용 스위치 소자의 접속부와 직렬로 접속된 인덕터
    를 포함하여 이루어지는 동기 정류 방식의 강압형 컨버터;
    상기 강압형 컨버터의 출력 전압이 미리 정해진 기준 전압에 가까워지도록 오차 전압을 출력하는 오차 증폭기;
    상기 오차 전압에 따라 상기 메인 스위치 소자와 상기 동기 정류용 스위치 소자를 온 오프 하는 타이밍을 제어하는 상기 스위칭 제어 신호를 생성하여 상기 스위칭 구동 회로에 제공하는 PWM 신호 발생 회로;
    상기 강압형 컨버터의 출력 단자를 입력 단자에 단락시키는 바이패스 스위치;
    상기 바이패스 스위치를 제어하는 모드 제어 회로;
    를 구비하고,
    상기 바이패스 스위치가 선택된 기간에는, 상기 오차 증폭기의 기준 전압측 입력단의 전압값을 출력 전압의 미리 정해진 분압비로 설정하여 상기 오차 증폭기 의 출력을 반전 고정시키는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 미리 정해진 분압비는 상기 강압형 컨버터의 설정 전압의 귀환율 이상의 분압비로 설정되는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 강압형 컨버터의 출력을 상기 미리 정해진 분압비로 분압한 출력과, 기준 전압 발생 회로의 출력 중 어느 하나를 선택하여 상기 오차 증폭기의 기준 전압측의 입력단에 부여하는 선택 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 메인 스위치 소자와 동기 정류용 스위치 소자의 접속부의 출력과는 역방향의 전류를 제한하는 전류 제한 회로를 마련한 것을 특징으로 하는 전원 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 전류 제한 회로는 상기 모드 제어 회로가 상기 강압형 컨버터에 의한 강압 모드와 상기 바이패스 스위치에 의한 바이패스 모드의 선택 전환을 수행하는 일정 시간에 상기 역방향의 전류를 제한하는 전류 제한값을 전환시키는 것을 특징으로 하는 전원 장치.
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