JP2006302595A

JP2006302595A - 誘導加熱装置

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Publication number: JP2006302595A
Application number: JP2005120658A
Authority: JP
Inventors: Junpei Uruno; 純平宇留野; Hiroyuki Shoji; 浩幸庄司; Yasuo Kaminaga; 保男神長; Tamahiko Kanouda; 玲彦叶田; Masayuki Isogai; 雅之磯貝
Original assignee: Hitachi Home and Life Solutions Inc
Current assignee: Hitachi Appliances Inc
Priority date: 2005-04-19
Filing date: 2005-04-19
Publication date: 2006-11-02
Anticipated expiration: 2025-04-19
Also published as: JP4313331B2

Abstract

【課題】本発明は、ターンオフ損失を抑制した誘導加熱装置を提供すること。
【解決手段】本発明は、被加熱物を含む共振回路と、直流電圧を交流に変換して前記共振回路に電力を供給するインバータを備え、該インバータは直列接続される少なくとも二つのスイッチング素子で構成される上下アームを有してなる誘導加熱装置において、前記インバータが交流電源から直流電圧に変換する昇降圧コンバータの機能を有し、前記スイッチング素子の駆動周波数を前記共振回路の共振周波数より低くすることを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電圧を、異なる電圧の交流電圧へ変換する誘導加熱用のインバータに関するものである。

近年、火を使わずに鍋などの被加熱物を加熱するインバータ方式の電磁誘導加熱装置が広く用いられるようになってきている。電磁誘導加熱装置は、加熱コイルに高周波電流を流し、コイルに近接して配置された鉄やステンレスなどの材質で作られた被加熱物に渦電流を発生させ、被加熱物自体の電気抵抗により発熱させる。

この電磁誘導加熱装置は、被加熱物の温度制御が可能で安全性が高いことから、新しい熱源として認知されている。従来、システムキッチン等に組み込まれる電気調理器には、シーズヒータやプレートヒータ、ハロゲンヒータ等の抵抗体を熱源としたものが使われていたが、近年では、一部を誘導加熱装置に置き換えたもの、あるいは２口以上を誘導加熱装置にしたものに代わりつつある。また、現在では今まで加熱できなかったアルミ鍋や銅鍋にも対応し、すべての金属鍋を加熱できる製品が発売されている。

このようなすべての金属鍋を加熱できる誘導加熱装置の従来例として、特開平１１−２６０５４２（特許文献１）に記載の誘導加熱装置がある。

公知例１は電圧制御回路とインバータ回路を組み合わせた構成となっている。電圧制御回路は、加熱出力の調整を、降圧チョッパ回路を構成するトランジスタのオン時間を制御することで、インバータ回路に駆動電源として供給される直流電圧のレベルを変化させて加熱出力の調整を行う。

特開平１１−２６０５４２号公報

前記特許文献では降圧チョッパ回路のスイッチ素子はスイッチング時（ターンオン、ターンオフ）にハードスイッチングとなり損失が増大する。そのため冷却フィンや冷却装置の大型化してしまいシステムの大型化およびコスト増を招いてしまうという問題がある。

本発明は、上記の問題に対処し、ターンオフ損失を抑制できる誘導加熱装置を提供することにある。

上記課題を解決するために本発明は、被加熱物を含む共振回路と、直流電圧を交流に変換して前記共振回路に電力を供給するインバータを備え、該インバータは直列接続される少なくとも二つのスイッチング素子で構成される上下アームを有してなる誘導加熱装置において、前記インバータが交流電源から直流電圧に変換する昇降圧コンバータの機能を有し、前記スイッチング素子の駆動周波数を前記共振回路の共振周波数より低くすることを特徴とする。

本発明によれば、スイッチング素子の駆動周波数を共振周波数より低くすることで、ターンオフ損失の発生させずに駆動できるためテール電流の影響がなくなり損失の発生を抑制できる。

〔実施例１〕
まず図１、図２を用いて本発明の第１の実施形態について説明する。

図１は本発明の第１の実施形態である誘導加熱装置の回路図である。本実施形態は入力電圧より高い電圧を出力する昇圧動作と入力電圧より低い電圧を出力する降圧動作の両方の動作、つまり昇降圧コンバータの動作と高周波インバータの動作を兼ね備えた誘導加熱装置である。

図１の構成を説明すると、商用電源１０１はインダクタ１０２（第１のインダクタ）およびコンデンサ１０３（第１のコンデンサ）で構成されるフィルタに接続されている。直列接続されたダイオード１０４（第１のダイオード）、１０５（第２のダイオード）と直列接続されたＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子），１１６（第２のスイッチング素子）からなるスイッチング回路とが並列に接続されている。ＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子），１１６（第２のスイッチング素子）には逆並列にダイオード１１５（第９のダイオード），１１７（第１０のダイオード）が接続されている。さらに直列接続されたダイオード１０６（第３のダイオード），１０７（第４のダイオード）と直列接続されたダイオード１０９（第５のダイオード）、１１０（第６のダイオード）、インダクタ１１１（第２のインダクタ）、１１２（第３のインダクタ）と直列接続した共振コンデンサ１２１（第３のコンデンサ），１２２（第４のコンデンサ）と直列接続されたスイッチング回路とダイオード１１８（第７のダイオード），１１９（第８のダイオード）と、平滑コンデンサ１１３（第２のコンデンサ）とが並列に接続されている。一方のフィルタの出力点はダイオード１０４（第１のダイオード），１０５（第２のダイオード）の接続点に接続され、他方のフィルタの出力点はダイオード１０６（第３のダイオード），１０７（第４のダイオード）に接続されている。さらにダイオード１０６（第３のダイオード），１０７（第４のダイオード）の接続点とダイオード１０９（第５のダイオード）とインダクタ１１２（第３のインダクタ）の接続点およびＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）、１１６（第２のスイッチング素子）の接続点にはインダクタ１０８（第４のインダクタ）が接続されている。さらにＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）、１１６（第２のスイッチング素子）の接続点と共振コンデンサ１２１（第３のコンデンサ），１２２（第４のコンデンサ）の接続点の間に、加熱コイル１２０が接続されている。入力電流検出素子１２３は商用電源１の入力電流を検出し入力電流検出回路１２５に接続される。共振電流検出素子１２４は加熱コイル１２０に流れる電流を検出し共振電流検出回路１２７に接続される。入力電流検出回路１２５および共振電流検出回路の出力が制御回路１２８へ入力され、制御回路１２８からドライブ回路１２６がＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）およびＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）の各ゲート端子に接続される。

上記共振回路は、直列接続される加熱コイル１２０と共振コンデンサ１２１（第３のコンデンサ）や、直列接続される加熱コイル１２０と共振コンデンサ１２２（第４のコンデンサ）を含む。この共振回路は、ＬＣの直列共振回路である。

インバータは、上記ＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子），１１６（第２のスイッチング素子）からなるスイッチング回路、ダイオード１０９（第５のダイオード）、ダイオード１１０（第６のダイオード）、インダクタ１１１（第２のインダクタ）、１１２（第３のインダクタ）、ダイオード１１８（第７のダイオード）、１１９（第８のダイオード）、インダクタ１０８（第４のインダクタ）、ダイオード１０６（第３のダイオード）、ダイオード１０７（第４のダイオード）、平滑コンデンサ１１３（第２のコンデンサ）を含む。

このインバータは、高周波のインバータの機能と昇降コンバータの機能が備わる。高周波のインバータとして機能するところは、主としてＩＧＢＴ１１４（第1のスイッチング素子），１１６（第２のスイッチング素子）からなるスイッチング回路、ダイオード１１８（第７のダイオード）、１１９（第８のダイオード）である。

昇降コンバータとして機能するところは、主としてダイオード１０９（第５のダイオード）、ダイオード１１０（第６のダイオード）、インダクタ１１１（第２のインダクタ）、１１２（第３のインダクタ）、インダクタ１０８（第４のインダクタ）、ダイオード１０６（第３のダイオード）、ダイオード１０７（第４のダイオード）、平滑コンデンサ１１３（第２のコンデンサ）である。

商用電源１０１の交流を直流に変換する整流回路は、インダクタ１０２（第１のインダクタ）、コンデンサ１０３（第２のコンデンサ）、ダイオード１０４（第１のダイオード），１０５（第１のダイオード）を含む。

整流回路は、単に交流を直流に変換するだけで、振幅は入力と同じになる。昇降コンバータは、インバータを構成する上記ＩＧＢの通電パルス幅の電圧を任意に変えることができる。入力電力より、低い電圧から高い電圧に設定できる。

図１、２を用いて本実施形態の動作について説明する。

次に動作について説明する。まず初めにＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）およびＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）がオフ状態の時を説明する。ドライブ回路１２６の出力が０ＶとなっているためＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）およびＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）がオフ状態となり電流は流れない。このとき商用電源１０１はダイオード１０４（第１のダイオード）またはダイオード１０５（第２のダイオード）により半波整流されＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）またはＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）のコレクタ、エミッタ間に印加されている。

次に商用電源は正の電圧時における時刻ｔ１からｔ６までの動作を説明する。

（モード１）
時刻ｔ１でＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）に駆動信号が印加されるとＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）がオンし電流が流れ始める。この電流はインダクタ１１２（第３のインダクタ）の電流の減少に伴い緩やかに上昇する。これによりターンオンはゼロ電流スイッチング（以下、ＺＣＳと呼ぶ）が可能となる。電流はＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）、加熱コイル１２０、共振コンデンサ１２２（第４のコンデンサ）、平滑コンデンサ１１３（第２のコンデンサ）、ダイオード１１８（第７のダイオード）の経路と共振コンデンサ１２１（第３のコンデンサ）、ＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）、加熱コイル１２０の経路、商用電源１０１、フィルタインダクタ１０２（第１のインダクタ）、ダイオード１０４（第１のダイオード）、ＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）、インダクタ１０８（第４のインダクタ）の経路に電流が流れる。

（モード２）
時刻ｔ２で共振により電流が反転し、ダイオード１０９（第５のダイオード）、インダクタ１１１（第２のインダクタ）、平滑コンデンサ１１３（第２のコンデンサ）、共振コンデンサ１２２（第４のコンデンサ）、加熱コイル１２０の経路とダイオード１０９（第５のダイオード）、インダクタ１１１（第２のインダクタ）、共振コンデンサ１２１（第３のコンデンサ）、加熱コイル１２０の経路で電流が流れる。商用電源に流れる電流はモード１と同様である。

（モード３）
時刻ｔ３でＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）をオフする。このとき電流のほとんどがダイオード１０９（第５のダイオード）に流れており、ＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）にはインダクタ１０８（第４のインダクタ）に流れる微小な残留電流しか流れていない。これによりＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）をハードスイッチングでターンオフしても損失を限りなく小さくできる。インダクタ１０８（第４のインダクタ）に蓄えられたエネルギーはダイオード１０６（第３のダイオード）、平滑コンデンサ１１３（第２のコンデンサ）、ダイオード１１０（第６のダイオード）、インダクタ１１２（第３のインダクタ）の経路に電流が流れ、平滑コンデンサを充電する。

（モード４）
次に時刻ｔ４にＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）に駆動信号を印加するとＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）に電流が流れ始め、ＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）に流れる電流はインダクタ１１１（第２のインダクタ）の電流の減少に伴い、緩やかに上昇する。これによるＺＣＳターンオンが可能となる。電流はＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）、ダイオード１１９（第８のダイオード）、共振コンデンサ１２２（第４のコンデンサ）、加熱コイル１２０の経路と平滑コンデンサ１１３（第２のコンデンサ）、共振コンデンサ１２１（第３のコンデンサ）、加熱コイル１２０、ＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）、ダイオード１１９（第８のダイオード）の経路に流れる。

（モード５）
次に時刻ｔ５になると共振により電流が反転し、ダイオード１１０（第６のダイオード）、インダクタ１１２（第３のインダクタ）、加熱コイル１２０、共振コンデンサ１２２（第４のコンデンサ）の経路と平滑コンデンサ１１３（第２のコンデンサ）、ダイオード１１０（第６のダイオード）、インダクタ１１２（第３のインダクタ）、加熱コイル１２０、共振コンデンサ１２１（第３のコンデンサ）の経路に電流が流れる。商用電源１０１が正の期間であるため、商用電源からの流入はない。

（モード６）
次に時刻６にＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）をオフすると、電流はダイオード１１０（第６のダイオード）にながれておりＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）には流れていないため、ＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）のスイッチングによる損失が発生しないＺＣＳ、ＺＶＳが可能となる。

以上のような動作を繰り返すことで加熱コイル１２０に高周波電流が流れる。商用電源１０１の電圧が負の期間にはＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）およびＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）の動作を逆にすることで、上記と全く同様な動作を行うことができる。

被加熱物に供給する電力は、ＩＧＢＴの導通比を制御することによって調整することができる。例えば、商用電源１０１の電圧が正の場合、電力を小さくするにはＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）の導通比を小さくし、インダクタ１０８（第４のインダクタ）に蓄えられるエネルギーを低下させることで平滑コンデンサ１１３（第２のコンデンサ）に充電電圧が低下させるとともに、加熱コイル１２０に流れる電流も小さくする。

ここでＩＧＢＴのスイッチング損失について説明する。ＩＧＢＴのスイッチング損失にはターンオン損失とターンオフ損失がある。ＩＧＢＴのターンオフ時にはテール電流と呼ばれる電流が流れる。これによりターンオフ時にこのテール電流による損失が発生してしまう。また、高周波化することでさらに損失が増大するという問題もある。このターンオフ損失の低減にはデバイス構造の最適化が必要となるが、オン電圧とターンオフ損失にはトレードオフの関係があるため、特性改善は非常に困難である。そこで、スイッチング素子の駆動周波数を共振周波数より低くすることで、ターンオフ損失の発生させずに駆動できるためテール電流の影響がなくなり損失の発生を抑制できる。

図１５に周波数と共振負荷回路のインピーダンスの関係、図１６に周波数と共振負荷回路の位相の関係を示す。本実施形態のような電流共振形インバータでは、図１５のように共振点より低い周波数で駆動することで共振負荷回路が容量性となる。これにより、インバータの出力電圧(ＩＧＢＴ１１４(第１のスイッチング素子)とＩＧＢＴ１１６(第２のスイッチング素子)の接続点)に対し、図１６に示すように加熱コイル１２０に流れる電流が進み位相になり、順方向電圧が印加される前にＩＧＢＴをオフするように制御する。したがって、ＩＧＢＴがターンオフする際は、オフする側のＩＧＢＴの電圧がゼロボルト以下、電流もゼロアンペア以下となるためＺＶＳ、ＺＣＳが可能となり、ターンオフ損失は発生しない。

以上説明したように本実施例によればソフトスイッチング動作が可能になり損失が大幅に低減できる。さらにスイッチング損失が大幅に低減できることから高周波化が可能となりトランスおよびコンデンサの小型化、コスト低減が可能となる。さらにＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）、１１６（第２のスイッチング素子）の導通比のコントロールにより電力制御が可能となる。

〔実施例２〕
図３、図４を用いて本発明の第２の実施形態について説明する。

図３は本発明の第２の実施形態である誘導加熱装置の回路図である。本実施形態は昇降圧コンバータの動作と高周波インバータの動作を兼ね備えた誘導加熱装置である。図３において図１乃至図２と同一の構成要素には同じ符号が付してある。

本実施形態が実施形態１と異なる点は、図３においてダイオー１０９（第５のダイオード）および１１０（第６のダイオード）に逆並列にＩＧＢＴ２０１（第３のスイッチング素子）および２０２（第４のスイッチング素子）を接続した構成となっている点である。
次に動作を説明する。図３においてＩＧＢＴの駆動方法はＩＧＢＴ２０１（第３のスイッチング素子）とＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）を同期させ、ＩＧＢＴ２０２（第４のスイッチング素子）とＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）を同期される。

オフ状態については実施例１と同様のため説明は割愛する。

（モード１）
図３、図４において時刻ｔ１でＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）に駆動信号が印加されるとＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）がオンし電流が流れ始める。この電流はインダクタ１１２（第３のインダクタ）の電流の減少に伴い緩やかに上昇する。これによりターンオンはＺＣＳが可能となる。電流はＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）、加熱コイル１２０、共振コンデンサ１２２（第４のコンデンサ）、平滑コンデンサ１１３（第２のコンデンサ）、ダイオード１１８（第７のダイオード）の経路とインダクタ１１１（第２のインダクタ）、ＩＧＢＴ２０１、加熱コイル１２０、共振コンデンサ１２２（第４のコンデンサ）、平滑コンデンサ１１３（第２のコンデンサ）の経路と共振コンデンサ１２１（第３のコンデンサ）、ＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）、加熱コイル１２０の経路、商用電源１０１、フィルタインダクタ１０２（第１のインダクタ）、ダイオード１０４（第１のダイオード）、ＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）、インダクタ１０８（第４のインダクタ）の経路に電流が流れる。つまり、平滑コンデンサ１１３（第２のコンデンサ）から流れる電流はＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）とＩＧＢＴ２０１（第３のスイッチング素子）に分流して流れることでＩＧＢＴでの損失を低減することが可能となる。

（モード２）
時刻ｔ２でＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）の共振電流が流れなくなるとＩＧＢＴ２０１の電流がインダクタ１１１（第２のインダクタ）により徐々に低下しＺＣＳとなる。次に時刻ｔ３で加熱コイル１２０の電流が負に転じるとダイオード１０９（第５のダイオード）に電流が流れ、インダクタ１１１（第２のインダクタ）、平滑コンデンサ１１３（第２のコンデンサ）、共振コンデンサ１２２（第４のコンデンサ）、加熱コイル１２０の経路とダイオード１０９（第５のダイオード）、インダクタ１１１（第２のインダクタ）、共振コンデンサ１２１（第３のコンデンサ）、加熱コイル１２０の経路に共振電流が流れる。一方、商用電源１０１から流れる主電流はインダクタ１０２（第１のインダクタ）、ダイオード１０４（第１のダイオード）、ＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）、インダクタ１０８（第４のインダクタ）の経路に電流が流れる。

（モード３）
時刻ｔ４でＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）をオフする。このとき電流のほとんどがダイオード１０９（第５のダイオード）に流れており、ＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）には共振電流に比べ非常に小さい主電流しか流れていない。これによりＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）をハードスイッチングでターンオフしても損失を限りなく小さくできる。インダクタ１０８（第４のインダクタ）に蓄えられたエネルギーはダイオード１０６（第３のダイオード）、平滑コンデンサ１１３（第２のコンデンサ）、インダクタ１１２（第３のインダクタ）、ダイオード１１０（第６のダイオード）の経路に電流が流れ、平滑コンデンサを充電する。

（モード４）
次に時刻ｔ４にＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）に駆動信号を印加するとＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）に電流が流れ始め、ＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）に流れる電流はインダクタ１１１（第２のインダクタ）の電流の減少に伴い、緩やかに上昇する。これによりＺＣＳターンオンが可能となる。電流はＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）、ダイオード１１９（第８のダイオード）、共振コンデンサ１２２（第４のコンデンサ）、加熱コイル１２０と平滑コンデンサ１１３（第２のコンデンサ）、共振コンデンサ１２１（第３のコンデンサ）、加熱コイル１２０、ＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）、ダイオード１１９（第８のダイオード）の経路に流れる。

（モード５）
次に時刻ｔ５になると共振により電流が反転し、ダイオード１１０（第６のダイオード）、加熱コイル１２０、共振コンデンサ１２２（第４のコンデンサ）、インダクタ１１２（第３のインダクタ）の経路と平滑コンデンサ１１３（第２のコンデンサ）、インダクタ１１２（第３のインダクタ）、ダイオード１１０（第６のダイオード）、加熱コイル１２０、共振コンデンサ１２１（第３のコンデンサ）の経路に電流が流れる。

（モード６）
次に時刻６にＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）をオフすると、電流はダイオード１１０（第６のダイオード）に流れておりＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）には流れていないため、ＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）のスイッチングによる損失が発生しないＺＣＳ、ＺＶＳが可能となる。

以上のような動作を繰り返すことで加熱コイル１２０に高周波電流が流れる。商用電源１０１の電圧が負の期間にはＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）およびＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）の動作を逆にすることで、上記と全く同様の動作を行うことができる。

以上のように本実施例によれば、ＩＧＢＴの損失を低減でき、高効率な昇降圧コンバータと高周波インバータの動作を兼ね備えた誘導加熱装置が可能になる。さらに低損失となることで、フィンおよび冷却ファンの小型化、削減が可能となりシステムの小型化、低コスト化が可能になる。

〔実施例３〕
図５、図６を用いて本発明の第３の実施形態について説明する。

図５は本発明の第３の実施形態である誘導加熱装置の回路図である。本実施形態は昇降圧コンバータの動作と高周波インバータの動作を兼ね備えた誘導加熱装置である。図５において図１乃至図４と同一の構成要素には同じ符号が付してある。

本実施例が実施形態１と異なる点は、図５において直列接続されたインダクタ１１１（第２のインダクタ）、ダイオード１０９（第５のダイオード）に、直列接続されたダイオード３０５（第１１のダイオード）、ＩＧＢＴ３０１（第５のスイッチング素子）およびＩＧＢＴ３０１（第５のスイッチング素子）に逆並列に接続されるダイオード３０２（第１３のダイオード）が並列に接続され、直列接続されたインダクタ１１２（第３のインダクタ）、ダイオード１１０（第６のダイオード）に直列接続されたダイオード３０６（第１２のダイオード）、ＩＧＢＴ３０３（第６のスイッチング素子）およびＩＧＢＴ３０３（第６のスイッチング素子）に逆並列に接続されるダイオード３０４（第１４のスイッチング素子）が並列に接続した構成となっている点である。

次に動作を説明する。図５においてＩＧＢＴの駆動方法はＩＧＢＴ３０１（第５のスイッチング素子）とＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）を同期させ、ＩＧＢＴ３０２（第６のスイッチング素子）とＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）を同期させる。回路動作は実施形態１乃至２と同様であるが、ＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）がオンしたときには商用電源１０１から流れる電流はＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）に流れる。一方、平滑コンデンサから流れる電流はＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）およびＩＧＢＴ３０１（第５のスイッチング素子）を介して流れる。これによりＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）に流れる電流がＩＧＢＴ３０１（第５のスイッチング素子）に分流されるためＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）での損失が低減されることになる。

以上説明したように本実施例によれば、ＩＧＢＴの損失を低減でき、高効率な昇降圧コンバータと高周波インバータの動作を兼ね備えた誘導加熱装置が可能になる。さらに低損失となることで、フィンおよび冷却ファンの小型化、削減が可能となりシステムの小型化、低コスト化が可能になる。

〔実施例４〕
図７、図８、図９を用いて本発明の第４の実施形態について説明する。

図７は本発明の第４の実施形態である誘導加熱装置の回路図である。本実施形態は昇降圧コンバータの動作と高周波インバータの動作を兼ね備えた誘導加熱装置である。図７において図１乃至図６と同一の構成要素には同じ符号が付してある。

本実施例が実施形態１と異なる点は、図７において、図１のダイオード１１８（第７のダイオード）および１１９（第８のダイオード）を削除した点である。

次に動作を説明する。図７においてＩＧＢＴの駆動方法はＩＧＢＴ２０１（第３のスイッチング素子）とＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）を同期させ、ＩＧＢＴ２０２（第４のスイッチング素子）とＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）を同期させる。回路動作は実施形態１乃至３と同様であるが、ＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）がオンしたときには商用電源１０１から流れる電流はＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）に流れる。一方、平滑コンデンサから流れる電流はＩＧＢＴ２０１（第３のスイッチング素子）を介して流れる。商用電源が正の時はＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）が昇降圧チョッパのスイッチとなり、負の時にはＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）が昇降圧チョッパのスイッチの役目を果たす。また、ＩＧＢＴ２０１（第３のスイッチング素子）、２０２（第４のスイッチング素子）はインバータのスイッチの役目を果たすことになる。したがって、ＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）、１１６（第２のスイッチング素子）がインバータ用のスイッチ、ＩＧＢＴ２０１、２０２が昇降圧チョッパ用スイッチと役割分担することにより各ＩＧＢＴで発生する損失が低減されることになる。

図８、図９に動作波形を示す。図８は全体波形であり、図９は拡大波形である。図８において、商用電源１０１が正の時（Ｔ１期間）はＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）が昇降圧チョッパ用の素子となり電流が流れる。一方、ＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）には商用電源１０１が正であるため電流は流れない。次に商用電源１０１が負（Ｔ２期間）になると、ＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）が昇降圧チョッパ用の素子となり電流が流れる。一方、ＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）には商用電源１０１が負であるため電流は流れない。すなわち、商用電源の周波数の半周期ごとに昇降圧チョッパ素子がＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）とＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）が入れ替わることになる。

〔実施例５〕
図１０を用いて本発明の第５の実施形態について説明する。

図８は本発明の第５の実施形態である誘導加熱装置の回路図である。本実施形態は昇降圧コンバータの動作と高周波インバータの動作を兼ね備えた誘導加熱装置である。図８において図１乃至図７と同一の構成要素には同じ符号が付してある。

本実施例が実施形態３と異なる点は、図８において、図１のダイオード１１８（第７のダイオード）および１１９（第８のダイオード）を削除した点である。

次に動作を説明する。図８においてＩＧＢＴの駆動方法はＩＧＢＴ３０１（第５のスイッチング素子）とＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）を同期させ、ＩＧＢＴ３０２（第６のスイッチング素子）とＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）を同期させる。回路動作は実施形態１乃至３と同様であるが、ＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）がオンしたときには商用電源１０１から流れる電流はＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）に流れる。一方、平滑コンデンサから流れる電流はＩＧＢＴ３０１（第５のスイッチング素子）を介して流れる。商用電源が正の時はＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）が昇降圧チョッパのスイッチとなり、負の時にはＩＧＢＴ１１６（第２のスイッチング素子）が昇降圧チョッパのスイッチの役目を果たす。また、ＩＧＢＴ３０１（第５のスイッチング素子）、３０２（第６のスイッチング素子）はインバータのスイッチの役目を果たすことになる。したがって、ＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）、１１６（第２のスイッチング素子）がインバータ用のスイッチ、ＩＧＢＴ２０１（第３のスイッチング素子）、２０２（第４のスイッチング素子）が昇降圧チョッパ用スイッチと役割分担することにより各ＩＧＢＴで発生する損失が低減されることになる。

動作波形は実施例４と同様に図８および図９のようになる。

〔実施例６〕
図１１を用いて本発明の第６の実施形態について説明する。

本実施例は図１乃至図１０のダイオード１０９（第５のダイオード）およびダイオード１１０（第６のダイオード）をシリコンカーバイドデバイス（以下、ＳｉＣデバイス）のダイオードとすることである。図１１はシリコンデバイス（以下、Ｓｉデバイス）とシリコンカーバイドデバイス（以下、ＳｉＣデバイス）の耐圧とオン抵抗の関係を示したものである。一般的にＳｉデバイスに比べＳｉＣデバイスでは大幅に耐圧とオン抵抗のトレードオフを改善できることは知られている。図１１よりＳｉデバイスとＳｉＣデバイスの６００Ｖ素子で比較すると、オン抵抗がＳｉデバイスに比べＳｉＣデバイスでは１１０（第６のダイオード）００のオン抵抗となり大幅に低減することができる。現在のＳｉデバイスを使った誘導加熱装置では冷却装置、放熱フィンが必須であったが、このようなＳｉＣデバイスを使うことで大幅に素子損失を低減できることから、冷却装置、放熱フィンの小型化または削除が可能のとなる。

以上のようにダイオードをＳｉデバイスからＳｉＣデバイスにすることで大幅な低損失化が可能となり冷却装置、放熱フィンが不要となり、大幅な小型化、低コスト化ができる。これにより、図１３および図１４に示すようなトップレート下部、全面にロースターを配置した構造が可能となる。上記実施例６ではＳｉＣデバイスを例に説明してきたが、本発明はＳｉＣに限定されるものでなく、ダイヤモンドやガリウムナイトライド（ＧａＮ）などのワイドバンドギャップデバイスにおいても同様の効果がでることは当業者にとって明らかである。

〔実施例７〕
図１４を用いて本発明の第７の実施形態について説明する。

本実施例が実施形態１と異なる点は、図１４において、図１のＩＧＢＴ１１４（第１のスイッチング素子）および１１６（第２のスイッチング素子）に逆耐圧を持つＩＧＢＴを用いることである。動作については第１の実施形態と同様の構成を採用できる。

以上のように本実施形態によれば、逆耐圧を持つＩＧＢＴ１４０１を用いることで、第１の実施形態のダイオード１１５（第９のダイオード）およびダイオード１１７（第１０のダイオード）が省略でき、回路の小型化，低コスト化，低損失化を実現できる。

以上の実施形態１乃至７によれば、ＩＧＢＴの例を中心に説明してきたが、本発明の誘導加熱装置はＩＧＢＴに限定されるものではなく、パワーＭＯＳＦＥＴやその他の絶縁ゲート半導体装置，バイポーラトランジスタにおいても同様の効果を得られることは当業者にとって明らかである。

本発明の第１の実施形態の誘導加熱装置の回路構成図である。図１の動作を示すタイムチャートである。本発明の第２の実施形態の誘導加熱装置の回路構成図である。図３の動作を示すタイムチャートである。本発明の第３の実施形態の誘導加熱装置の回路構成図である。図５の動作を示すタイムチャートである。本発明の第４の実施形態の誘導加熱装置の回路構成図である。図７の動作を示すタイムチャートである。図８の波形の拡大したタイムチャートである。本発明の第５の実施形態の誘導加熱装置の回路構成図である。本発明の第６の実施形態の効果を示すグラフである。本発明の第６の実施形態の効果を示す誘導加熱装置の構成図である。本発明の第６の実施形態の効果を示す誘導加熱装置の斜視図である。本発明の第７の実施形態の誘導加熱装置の回路構成図である。本発明の第１の実施形態の補足説明に係わるもので、周波数と共振負荷回路のインピーダンスの関係を示す図である。本発明の第１の実施形態の補足説明に係わるもので、周波数と共振負荷回路の位相の関係を示す図である。

符号の説明

１０１…商用電源、１０２，１０８，１１１，１１２…インダクタ、１０３，１１３，１２１，１２２…コンデンサ、１０４，１０５，１０６，１０７，１０９，１１０，１１５，１１７，１１８，１１９，３０２，３０４，３０５，３０６…ダイオード、１１４，１１６，２０１，２０２，３０１，３０３…ＩＧＢＴ、１２０…加熱コイル、１２３，１２４…電流センサ、１２５…入力電流検出回路、１２６，２０３…ドライブ回路、１２７…共振電流検出回路、１２８…制御回路、１２９…入力電力設定部、１２０１…トッププレート、１２０２…ロースター、１２０３…窓、１２０４…取っ手、１３０１…網、１４０１…逆耐圧を持つＩＧＢＴ。

Claims

被加熱物を含む共振回路と、直流電圧を交流に変換して前記共振回路に電力を供給するインバータを備え、該インバータは直列接続される少なくとも二つのスイッチング素子で構成される上下アームを有してなる誘導加熱装置において、
前記インバータは交流電源から直流電圧に変換する昇降圧コンバータの機能を有し、前記スイッチング素子の駆動周波数を前記共振回路の共振周波数より低くすることを特徴とする誘導加熱装置。
第１端子および第２端子を有する商用電源と、第１端子が前記商用電源の前記第１端子に接続される第１のインダクタと、第１端子が前記第１のインダクタの第２端子に接続され、第２端子が前記商用電源の前記第２端子に接続される第１のコンデンサと、
第１端子が前記第１のコンデンサの前記第１端子と前記第１のインダクタの前記第２端子との接続線上に接続される第１のダイオードと、
第１端子が前記第１のダイオードの第２端子に接続され、かつ主電流を制御する制御端子を有する第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子の前記第１端子と第２端子との間に並列接続される第９のダイオードと、
第１端子が前記第１のスイッチング素子の前記第２端子に接続され、かつ主電流を制御する制御端子を有する第２のスイッチング素子と、
前記第２のスイッチング素子の前記第１端子と第２端子との間に並列接続される第１０のダイオードと、
第１端子が前記第２のスイッチング素子の前記第２端子に接続され、第２端子が前記第１のダイオードの前記第１端子に接続される第２のダイオードと、
前記第１のスイッチング素子の前記第１端子と前記第１のダイオードの第２端子との接続線上に第１端子が接続される第７のダイオードと、
前記第２のスイッチング素子の前記第２端子と前記第２のダイオードの第１端子との接続線上に第１端子が接続される第８のダイオードと、
第１端子が前記第７のダイオードの第２端子に接続され、第２端子が前記第８のダイオードの第２端子に接続される第２のコンデンサと、
前記第２のコンデンサの前記第１端子と前記第７のダイオードの前記第２端子との接続線上に第１端子が接続される第３のコンデンサと、前記第３のコンデンサの第２端子に第１端子が接続され、第２端子が前記第２のコンデンサの前記第２端子と前記第８のダイオードの前記第２端子との接続線上に接続される第４のコンデンサと、
第１端子が前記第１のスイッチング素子の前記第２端子と前記第２のスイッチング素子の前記第１端子との接続線上に接続され、第２端子が前記第１のコンデンサの前記第２端子と前記第２のコンデンサの前記第１端子との接続線上に接続される加熱コイルと、
第１端子が前記商用電源の前記第２端子と前記第１のコンデンサの前記第２端子との接続線上に接続され、第２端子が前記第２のコンデンサの前記第１端子と前記第７のダイオードの前記第２端子との接続線上に接続される第３のダイオードと、
第１端子が前記商用電源の前記第２端子、前記第１のコンデンサの前記第２端子、および前記第３のダイオードの前記第１端子の接続線上に接続され、第２端子が前記第８のダイオードの第２端子と第２のコンデンサの第２端子の接続線上に接続される第４のダイオードと、
第１端子が前記第３のダイオードの前記第１端子と第４のダイオードの前記第１端子との接続線上に接続され、第２端子が前記第１のスイッチング素子の前記第２端子と前記第２のスイッチング素子の前記第１端子との接続線上に接続される第４のインダクタと、
前記第４のインダクタの第２端子と前記第７のダイオードの前記第２端子との間に直列接続される第２のインダクタおよび第５のダイオードと、
前記第４のインダクタの第２端子と前記第８のダイオードの前記第２端子との間に直列接続される第３のインダクタおよび第６のダイオードとを有することを特徴とする誘導加熱装置。
請求項２に記載の誘導加熱装置において、
前記第５のダイオードを第３のスイッチング素子に換え、前記第６のダイオードを第４のスイッチング素子に換えたことを特徴とする誘導加熱装置。
請求項２に記載の誘導加熱装置において、
直列接続されている前記第１のスイッチング素子および前記第７のダイオードに対して直列に接続した第５のスイッチング素子および第１１のダイオードを並列接続し、直列接続されている前記第２のスイッチング素子および前記第８のダイオードに対して直列に接続した第６のスイッチング素子および第１２のダイオードを並列接続したことを特徴とする誘導加熱装置。
第１端子および第２端子を有する商用電源と、前記第１端子に第１端子が接続される第１のインダクタと、前記第１のインダクタの第２端子に第１端子が接続され、前記商用電源の前記第２端子に第２端子が接続される第１のコンデンサと、
前記第１のコンデンサの前記第１端子と前記第１のインダクタの前記第２端子との接続線上に第１端子が接続される第１のダイオードと、
前記第１のダイオードの第２端子に第１端子が接続され、かつ主電流を制御する制御端子を有する第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子の前記第１端子と第２端子との間に並列接続される第９のダイオードと、
前記第１のスイッチング素子の前記第２端子に第１端子が接続され、かつ主電流を制御する制御端子を有する第２のスイッチング素子と、
前記第２のスイッチング素子の前記第１端子と第２端子との間に並列接続される第１０のダイオードと、
前記第２のスイッチング素子の前記第２端子に第１端子が接続され、前記第１のダイオードの前記第１端子に第２端子が接続される第２のダイオードと、
第１端子が前記商用電源の前記第２端子と前記第１のコンデンサの前記第２端子との接続線上に接続される第３のダイオードと、前記第３のダイオードの第２端子に第１端子が接続される第２のコンデンサと、
第１端子が前記第３のダイオードの前記第１端子に接続され、第２端子が前記第２のコンデンサの第２端子に接続される第４のダイオードと、
第１端子が前記第３のダイオードの前記第２端子と前記第２のコンデンサの前記第１端子との接続線上に接続される第３のコンデンサと、
第１端子が前記第３のコンデンサの第２端子に接続され、第２端子が前記第２のコンデンサの前記第２端子と前記第４のダイオードの前記第２端子との接続線上に接続される第４のコンデンサと、
第１端子が前記第１のスイッチング素子の前記第２端子と前記第２のスイッチング素子の前記第１端子との接続線上に接続され、第２端子が前記第３のコンデンサの前記第２端子と前記第４のコンデンサの前記第１端子との接続線上に接続され加熱コイルと、
一端が前記第３のダイオードの前記第１端子と前記第４のダイオードの前記第１端子との接続線上に接続され、かつ前記第１のスイッチング素子の前記第２端子と前記第２のスイッチング素子の前記第１端子との接続線上に接続される第４のインダクタと、
第1端子が前記第４のインダクタの前記第２端子に接続される第３のスイッチング素子と、
第１端子が前記第３のスイッチング素子の第２端子に接続され、第２端子が前記第２のコンデンサの前記第１端子と前記第３のコンデンサの前記第１端子との接続線上に接続される第２のインダクタと、
第１端子が前記第４のインダクタの前記第２端子に接続される第４のスイッチング素子と、
第１端子が前記第４のスイッチング素子の第２端子に接続され、第２端子が前記第２のコンデンサの前記第２端子と前記第４のコンデンサの前記第２端子との接続線上に接続される第３のインダクタとを有することを特徴とする誘導加熱装置。
第１端子および第２端子を有する商用電源と、前記第１端子に第１端子が接続される第１のインダクタと、前記第１のインダクタの第２端子に第１端子が接続され、前記商用電源の前記第２端子に第２端子が接続される第１のコンデンサと、
前記第１のコンデンサの前記第１端子と前記第１のインダクタの前記第２端子との接続線上に第１端子が接続される第１のダイオードと、
前記第１のダイオードの第２端子に第１端子が接続され、かつ主電流を制御する制御端子を有する第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子の前記第１端子と第２端子との間に並列接続される第９のダイオードと、
前記第１のスイッチング素子の前記第２端子に第１端子が接続され、かつ主電流を制御する制御端子を有する第２のスイッチング素子と、
前記第２のスイッチング素子の前記第１端子と第２端子との間に並列接続される第１０のダイオードと、
前記第２のスイッチング素子の前記第２端子に第１端子が接続され、前記第１のダイオードの前記第１端子に第２端子が接続される第２のダイオードと、
第１端子が前記商用電源の前記第２端子と前記第１のコンデンサの前記第２端子との接続線上に接続される第３のダイオードと、前記第３のダイオードの第２端子に第１端子が接続される第２のコンデンサと、
第１端子が前記第３のダイオードの前記第１端子に接続され、第２端子が前記第２のコンデンサの第２端子に接続される第４のダイオードと、
第１端子が前記第３のダイオードの前記第２端子と前記第２のコンデンサの前記第１端子との接続線上に接続される第３のコンデンサと、
第１端子が前記第３のコンデンサの第２端子に接続され、第２端子が前記第２のコンデンサの前記第２端子と前記第４のダイオードの前記第２端子との接続線上に接続される第４のコンデンサと、
第１端子が前記第１のスイッチング素子の前記第２端子と前記第２のスイッチング素子の前記第１端子との接続線上に接続され、第２端子が前記第３のコンデンサの前記第２端子と前記第４のコンデンサの前記第１端子との接続線上に接続され加熱コイルと、
一端が前記第３のダイオードの前記第１端子と前記第４のダイオードの前記第１端子との接続線上に接続され、かつ前記第１のスイッチング素子の前記第２端子と前記第２のスイッチング素子の前記第１端子との接続線上に接続される第４のインダクタと、
第1端子が前記第４のインダクタの前記第２端子に接続される第５のスイッチング素子と、
第１端子が前記第５のスイッチング素子の第２端子に接続され、第２端子が前記第２のコンデンサの前記第１端子と前記第３のコンデンサの前記第１端子との接続線上に接続される第１１のダイオードと、
第１端子が前記第５のスイッチング素子の第１端子に接続される第６のスイッチング素子と、
第１端子が前記第６のスイッチング素子の第２端子に接続され、第２端子が前記第２のコンデンサの前記第２端子と前記第４のコンデンサの前記第２端子との接続線上に接続される第１２のダイオードと、
第１端子が前記第４のインダクタの前記第２端子に接続される第５のダイオードと、
第１端子が前記第５のダイオードの第２端子に接続され、第２端子が前記第２のコンデンサの前記第１端子と前記第３のコンデンサの前記第１端子との接続線上に接続される第２のインダクタと、
第１端子が前記第４のインダクタの前記第２端子に接続される第３のインダクタと、
第１端子が前記第３のインダクタの第２端子に接続され、第２端子が前記第２のコンデンサの前記第２端子と前記第３のコンデンサの前記第２端子との接続線上に接続される第６のダイオードとを有することを特徴とする誘導加熱装置。
請求項２から請求項６の何れかに記載の誘導加熱装置において、
前記加熱コイルと前記第３のコンデンサおよび前記第４のコンデンサで決まる共振周波数より、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の駆動周波数の方が低いことを特徴とする誘導加熱装置。
請求項２から請求項６の何れかに記載の誘導加熱装置において、
前記ダイオードおよび前記スイッチング素子がワイドバンドギャップデバイスで作製されたことを特徴とする誘導加熱装置。
請求項２から請求項６の何れかに記載の誘導加熱装置において、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子と前記第５のスイッチング素子と前記第６のスイッチング素子は、逆耐圧を有するスイッチング素子を用いることを特徴とする誘導加熱装置。
請求項２から請求項６の何れかに記載の誘導加熱装置において、
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のターンオン時に流れる主電流がｄｉ／ｄｔの傾きで上昇することを特徴とする誘導加熱装置。
請求項２から請求項６の何れかに記載の誘導加熱装置において、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子が同時にオフする期間を設けたことを特徴とする誘導加熱装置。
請求項２から請求項６の何れかに記載の誘導加熱装置において、
前記第１のスイッチング素子または前記第２のスイッチング素子の導通期間を制御することで入力電力制御できることを特徴とする誘導加熱装置。
請求項２から請求項６の何れかに記載の誘導加熱装置において、
前記第１のスイッチング素子がオンし、前記第２のダイオードに通電している期間に、前記第２のスイッチング素子がオン、または前記第２のスイッチング素子がオンし、前記第１０のダイオードに通電している期間に、前記第１のスイッチング素子がオンすることを特徴とする誘導加熱装置。
請求項２から請求項６の何れかに記載の誘導加熱装置において、
前記第１のスイッチング素子の第１端子と第２端子との間にコンデンサを接続し、
前記第２のスイッチング素子の第１端子と第２端子との間にコンデンサを接続することを特徴とする誘導加熱装置。
請求項８に記載の誘導加熱装置において、
トッププレート下部にロースターを配置したことを特徴とする誘導加熱装置。