CN102195457A - 电压驱动型半导体元件的栅极驱动电路及电力变换装置 - Google Patents

电压驱动型半导体元件的栅极驱动电路及电力变换装置 Download PDF

Info

Publication number
CN102195457A
CN102195457A CN2011100392752A CN201110039275A CN102195457A CN 102195457 A CN102195457 A CN 102195457A CN 2011100392752 A CN2011100392752 A CN 2011100392752A CN 201110039275 A CN201110039275 A CN 201110039275A CN 102195457 A CN102195457 A CN 102195457A
Authority
CN
China
Prior art keywords
mentioned
circuit
switch element
diode
parallel
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN2011100392752A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102195457B (zh
Inventor
宇留野纯平
庄司浩幸
矶贝雅之
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Ltd
Original Assignee
Hitachi Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hitachi Ltd filed Critical Hitachi Ltd
Publication of CN102195457A publication Critical patent/CN102195457A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102195457B publication Critical patent/CN102195457B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/538—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/168—Modifications for eliminating interference voltages or currents in composite switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0036—Means reducing energy consumption
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • General Induction Heating (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明提供一种电压驱动型半导体元件的栅极驱动电路及电力变换装置，其能够进行高速的开关动作，减低开关损失，防止误触发。本发明的栅极驱动电路以及电力变换装置具有在输出级具有由两个晶体管构成的推挽电路的栅极驱动电路、和与推挽电路(10)串联的二极管(5)，并且栅极电源(1)与推挽电路和二极管的串联电路并联，与推挽电路并联地具有负电压发生电路(6)，在负电压发生电路的输出端子和栅极电源的负极端子间连接晶体管(4)，在推挽电路和晶体管的基极端子处输出推挽电路的正负输出电压，通过使用该栅极驱动电路能够实现上述目的。

Description

电压驱动型半导体元件的栅极驱动电路及电力变换装置
技术领域
本发明涉及在电力变换器中使用的电压驱动型半导体元件的栅极驱动电路及电力变换装置。
背景技术
在使用IGBT(绝缘栅双极晶体管)或功率场效应晶体管(MOSFET)等的电压驱动型的开关元件的逆变器或者变换器等的电力变换装置中，通过例如导通/关断在IGBT的栅极、发射极之间施加的电压，从输入向输出传递能量。此时，在IGBT的导通/关断期间发生开关损失。通过强化栅极驱动能力，高速地切换导通/关断，能够减低该开关损失。另外，当IGBT(关断状态)集电极电压急速上升时，通过栅极·集电极之间的电容Cgc，栅极·发射极之间的电容Cge被充电，栅极电压上升，当栅极电压超过阈值时会出现误触发。为降低以上那样的由高速化引起的开关损失和防止误触发，有时在IGBT的栅极上施加负电压，抑制栅极电荷的急速地放出或者由于集电极电压的dv/dt引起的栅极电压的上升。
在专利文献1中公开了能够用单电源在栅极施加负电压的栅极驱动电路。专利文献1的电路结构，如在该文献的图1中所示，由直流电源Vdd、5个开关SW1～SW5、电容器Cin构成。SW1连接Vdd的正侧，SW2连接SW1的另一个端子和Vdd的负侧，SW3连接Vdd的正侧，SW4连接SW3的另一个端子和SW5，SW5连接SW4的另一个端子和Vdd的负侧，Cin连接SW1的另一个端子和SW4的另一个端子，在功率场效应晶体管的栅极上连接SW3的另一个端子，功率场效应晶体管的源极连接Vdd的负侧。
说明动作。在SW1、SW3、SW5导通、SW2、SW4关断的状态下，经由SW3把功率场效应晶体管的栅极电压充电到Vdd。另一方面，通过SW1、Cin、SW5的路径把Cin充电到Vdd。接着在SW1、SW3、SW5关断、SW2、SW4导通的状态下，功率场效应晶体管的栅极电压经由SW4、Cin、SW2的路径被充电到负电压(-Vdd)。通过以上的动作，在栅极电压上施加正负电压，能够实现关断的高速化、防止误触发。
在专利文献2中公开了仅用正电压的电源在栅极上施加负电压的栅极驱动电路。专利文献2的电路结构，如在该文献的图1等中所示，在直流电源VD上连接晶体管Q1、Q2的串联电路，从Q1、Q2的连接点连接电阻R1和C1的并联电路和栅极电阻RG，与IGBT的栅极连接。在IGBT的栅极·发射极之间连接齐纳二极管ZD1和防逆流二极管D1的串联电路。说明动作。当Q1导通、Q2关断时，在导通后当时C1作为微分电路动作，脉冲电流在C1、RG、IGBT的栅极·发射极电容中流动。在栅极上施加由ZD1钳位的电压。在导通期间中，成为VD-VC1。接着当关断Q1、导通Q2时，在关断后当时，在C1上充电VD-Vz的电压，在栅极上施加负电压。由此能够高速地关断，能够减低关断损失。
专利文献1：日本特开2009-21823号公报
专利文献2：日本特开2007-336694号公报
但是，在专利文献1中，因为负的栅极电压成为-Vdd，所以有导通延迟，导通损失增大的问题。另外，例如在SiC-JFET等中，有不能在栅极耐压正负不同的情况下应用的问题。
另外，在专利文献2中，提出了在栅极上施加比VD低的负电压的方法。但是，因为在导通时施加的栅极电压变得比Vdd低，所以导通电阻增加，导通损失增加这样的问题。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种栅极驱动电路，其能够解决上述问题，用简单的电路结构在栅极·发射极之间施加负电压，能够减低开关损失和防止误触发。
为解决上述课题，本发明是驱动电力变换装置的电压驱动型半导体元件或者该电压驱动型半导体元件的栅极驱动电路，具有：栅极电源；由NPN晶体管和第一PNP晶体管的串联电路构成的推挽电路；被连接在上述栅极电源的正负极间之间的、上述推挽电路和二极管的串联电路；与上述推挽电路并联连接的负电压发生电路；被连接在该负电压发生电路的输出端子和上述栅极电源的负极端子之间的第二PNP晶体管；和被连接在上述负电压发生电路的E端子与上述栅极电源的负极端子之间的二极管，从上述NPN晶体管和第一PNP晶体管的连接点经由栅极电阻连接上述电压驱动型半导体元件的栅极端子，上述电压驱动型半导体元件的发射极端子与上述栅极电源的负极端子连接。
另外，权利要求4是电力变换装置，具有：交流AC电源；对该交流AC电源的输出进行整流的整流电路；把该整流电路的输出变换为直流电压的变换器；驱动该变换器的第一栅极驱动电路；把上述变换器的输出变换为交流电压的逆变器；驱动该逆变器的第二栅极驱动电路；和被供给上述逆变器的输出的负载，上述第一栅极驱动电路以及上述第二栅极驱动电路采用权利要求1所述的栅极驱动电路。
根据本发明，能够仅用正电压的电源把处于关断状态的电压驱动型半导体元件的栅极保持在比电源低的电压，不增加栅极驱动电路的成本、尺寸、损失，能够实现电压驱动型半导体元件的高速开关和防止误触发。
附图说明
图1是实施例1的栅极驱动电路的电路结构图。
图2是实施例2的栅极驱动电路的电路结构图。
图3是实施例3的栅极驱动电路的电路结构图。
图4是实施例4的电力变换装置的电路框图。
图5是实施例4的变换器的控制方法及动作波形。
图6是实施例5的变换器的电路结构图。
图7是使用现有的栅极驱动电路的场合的IGBT的关断动作波形。
图8是使用实施例5的栅极驱动电路的场合的IGBT的关断动作波形。
图9是实施例5的关断损失的栅极电压依存性图表。
图10是实施例5的关断损失的栅极电压依存性图表。
图11是实施例5的变换器的第一变形例。
图12是实施例5的变换器的第二变形例。
图13是实施例5的变换器的第三变形例。
图14是实施例6的逆变器的电路结构图。
图15是实施例6的动作波形。
图16是使用现有的栅极驱动电路的场合的IGBT的关断动作波形。
图17是使用实施例6的栅极驱动电路的场合的IGBT的关断动作波形。
图18是实施例6的逆变器的第一变形例。
图19是实施例6的逆变器的第二变形例。
图20是实施例6的逆变器的第三变形例。
图21是实施例7的逆变器的电路结构图。
图22是实施例7的逆变器的控制方法和动作波形。
图23是使用现有的栅极驱动电路的场合的IGBT的关断动作波形。
图24是使用实施例7的栅极驱动电路的场合的IGBT的关断动作波形。
符号说明
1栅极电源
2NPN晶体管
3、4PNP晶体管
5、27、30、42、44、62、64、66、68、70、72二极管
6负电压发生电路
7、26、29、41、43、61、63、65、67、69、71、73IGBT
8环流二极管
9栅极电阻
10推挽电路
11、12电阻
13电容器
14齐纳二极管
20商用AC电源
21整流电路
22变换器
23逆变器
24负载
25、31、33扼流圈
28滤波电容器
32输出电容器
45、46缓冲电容器
47加热线圈
48、49、51共振电容器
53继电器
83三相电动机
100电流传感器
101AC电流检测电路
102输入电压检测电路
103输入电流检测电路
104直流电压检测电路
105负载电流检测电路
106控制电路
107输入电力设定部
108栅极驱动电路
200、300上下臂
具体实施方式
下面使用附图说明本发明的实施例。
[实施例1]
使用图1说明实施例1的栅极驱动电路。
在图1中，1是栅极电源，10是在栅极驱动电路的输出级设置的推挽电路，通过NPN晶体管2、PNP晶体管3构成。另外，4是PNP晶体管，5是二极管，6是负电压发生电路，7是IGBT，8是环流二极管，9是栅极电阻。
下面说明各结构的连接关系。栅极电源1的正极侧与负电压发生电路6的Vin端子和推挽电路10的NPN晶体管2的集电极端子连接。NPN晶体管2的发射极端子与PNP晶体管3的发射极端子连接。PNP晶体管3的集电极端子连接二极管5的阳极端子和负电压发生电路6的E端子。NPN晶体管2和PNP晶体管3的连接点Vo经由栅极电阻9连接IGBT的栅极端子。PNP晶体管4的发射极端子与负电压发生电路6的Vout端子连接。晶体管2、3、4的基极端子与驱动信号输入端子S连接。PNP晶体管4的集电极端子、二极管5的阴极端子、IGBT的发射极端子连接栅极电源1的负极侧。
接着说明动作。当在S端子上输入导通信号时，NPN晶体管2导通，PNP晶体管3、4关断，通过栅极电源1、NPN晶体管2、栅极电阻9，在IGBT7的栅极电容上流过电流，IGBT7的栅极电压上升。
另一方面，当在S端子上输入关断信号时，NPN晶体管2关断，PNP晶体管3、4导通，在负电压发生电路6、PNP晶体管4、IGBT7的栅极电容、栅极电阻9、PNP晶体管3的路径上流过电流。此时，通过负电压发生电路6在栅极·发射极之间施加负电压。由此，能够使栅极电容迅速放电，高速关断。另外，通过使用三端子调节器能够简单地实现负电压发生电路6。三端子调节器中有各种输出电压的元件，只要根据所期望的负电压来选定三端子调节器即可。
此外，在实施例1中说明了在栅极驱动电路中使用晶体管，但是即使使用MOSFET结构也能够得到同样的效果。亦即，也可以代替PNP晶体管使用P型MOSFET，代替NPN晶体管使用N型MOSFET。MOSFET是电压驱动型，与晶体管相比能够减低驱动电力。另外，因为能够高速开关，所以趋向高频化。
[实施例2]
使用图2说明实施例2。对于与实施例1相同的构成元件标注相同的符号，避免重复说明。与实施例1不同的点是用电阻11、12和电容器13构成负电压发生电路6。
说明动作。关于IGBT的导通，因为与实施例1相同，所以省略说明。关于电容器13的充电，当在S端子上输入导通信号时，因为PNP晶体管3、4是关断状态，所以栅极电源1通过NPN晶体管2在IGBT7的栅极端子上施加栅极电源，同时在电阻11、12的路径和电阻11、电容器13、二极管5的路径上流过电流。由此给电容器13充电的电压Vc13成为电阻11、12的电阻分压值Vr12和二极管5的正向电压VF的差的电压，即Vc13＝Vr12-VF。
作为电阻11、12和电容器13的设定方法，为抑制栅极电压的降低，电容器13的容量需要设定为比IGBT的栅极·发射极间电容充分大的值。在这种情况下，大体是栅极·发射极间电容的10倍左右就没有问题。另一方面，电阻11的值由电容器13的容量和IGBT的导通时间来决定。亦即因为由电阻11和电容器13的CR时间常数决定，所以在本实施例中接近于IGBT的导通时间不怎么变动的动作。电阻12根据与电阻11的电阻分压和二极管5的VF的差使电容器13的充电电压成为希望的电压。
[实施例3]
使用图3说明实施例3。对于与实施例2相同的构成元件标注相同的符号，避免重复说明。与实施例2不同的点是代替电阻11使用齐纳二极管14。亦即构成为在栅极电源1的两端连接齐纳二极管14和电阻12的串联电路，在串联电路的连接点连接电容器13和PNP晶体管4的发射极端子。
接着，作为负电压的设定方法，成为从栅极电源1的电压中减去齐纳二极管14的屈服电压和二极管5的正向电压VF的值。因为二极管5的VF一般为0.6V，所以通过使用希望的屈服电压的齐纳二极管14能够任意设定负电压。另外，因为当齐纳二极管14屈服时电流瞬间流过，所以能够快速对电容器13充电。因此，即使在IGBT7的导通时间变动那样的动作中也能够供给关断时的负电压。关于电容器13的容量与实施例2同样。
[实施例4]
使用图4说明实施例4。图4表示电力变换装置的电路框图。在整流电路21整流来自商用AC电源20的供给电压后，用变换器22变换为直流电压。进而，用逆变器23把变换器22的输出电压变换为交流，供给负载24。
接着说明变换器22。有把输入电流整形为正弦波形的、称为PFC控制的变换器的控制方法。一般，对于从系统电力供给电力的电力变换装置，使用该PFC控制抑制高次谐波电流，防止对于其他的设备的动作影响和电力设备的烧毁、杂音等。
说明PFC控制必要的检测电路和控制电路。为检测从商用AC电源20输入的电力，需要检测从商用AC电源20流入的AC电流。在本实施例中，用电流传感器100把从商用AC电源20流入的AC电流变换为电压后，用AC电流检测电路101检测。或者，也可以用电流传感器126把变换器22的电流变换为电压，用输入电流检测电路103检测。为检测负载电力，需要检测流过负载的电流，用电流传感器127把负载电流变换为电压，用负载电流检测电路105检测。
另外，在通过整形成与商用AC电源20的电压同相位的正弦波电流来改善功率因数的控制中，用输入电压检测电路102检测成为AC电流波形的基准信号的、整流电路21的输出电压，即整流后的直流电压。进而，为把输出电压控制为恒定，用直流电压检测电路104检测作为升压电路的变换器22的两端电压Ve。此外，为削减部件，也可以省略输入电压检测电路102，在控制电路106内部求出代替输入电压的基准信号，进行在商用AC电源20中流动的AC电流的波形整形。
接着说明本实施例中的控制。根据商用AC电源20的电压进行功率因数改善控制，把输入电流的波形整形为与商用AC电源20的电压同相位的正弦波电流。使用图5详细说明功率因数改善控制。
图5表示商用AC电源20的第一周期期间的电压波形Vac、电流波形Iac、变换器22的输出电压Ve、输入电压检测值、输出电压检测值、输入电流检测值、电流指令值和三角波、控制信号。
首先，在图5中，把Ve设定为比Vac的尖峰电压高的电压。
接着说明电流指令值的生成方法。相乘输入电压检测值和输出电压检测值，放大其结果与输入电流检测值的误差并生成电流指令值。通过比较电流指令值和三角波而生成控制信号。具体说，在电流指令值比三角波大时关断控制信号，在小时使之导通。经由栅极驱动电路108输出该控制信号，使变换器22动作。
在这样的PFC控制电路中通过使用实施例1到实施例3记载的栅极驱动电路，能够实现开关的高速化，减低开关损失，同时能够防止误触发。
[实施例5]
使用图6说明实施例5。图6表示实施例4中表示的变换器22的具体的电路结构。图6是使用升压斩波电路的变换器，25是扼流圈，26是IGBT，27是二极管，28是滤波电容器。
说明图6的电路结构。整流电路21的正极端子b经由扼流圈25与IGBT26的集电极端子和二极管27的阳极端子连接。另外，IGBT26的发射极端子与整流电路21的输出的负极端子f点连接。进而，二极管27的阴极端子与滤波电容器28的正极端子连接。滤波电容器28的负极端子与整流电路21的负极端子f点连接。
接着说明动作。当使IGBT26导通时，在整流电路21、扼流圈25、IGBT26的路径上流过电流，在扼流圈25中积蓄能量。接着，当关断IGBT时在扼流圈25中积蓄的能量流过扼流圈25、二极管27、滤波电容器28、整流电路21的路径，在滤波电容器28中积蓄能量。通过重复以上的动作，从商用AC电源20供给的能量积蓄在滤波电容器28中，向在滤波电容器28的后级上连接的逆变器、负载(未图示)传递比输入电压高的电压的能量。
这里，使用图8详细IGBT26关断时的开关动作。图7是表示在没有负电压发生电路的现有的栅极驱动电路的开关动作中的关断损失的图。图8是表示具有负电压发生电路6的本发明的栅极驱动电路的开关动作中的关断损失的图。
在图7、图8中，实线从上面开始表示IGBT的栅极电压Vge、IGBT的集电极电流Ic和集电极电压Vce、关断损失。
首先使用图7说明现有的栅极驱动电路的开关动作。当在时刻t0在IGBT26上施加关断信号时，到时刻t1，IGBT的栅极·发射极间电容Cge(输入电容)放电，栅极电压减小，从时刻t1起集电极电压Vce开始上升。此时在栅极·集电极间电容Ccg(反馈电容)上施加正电压。接着，当集电极电压Vce成为栅极电压以上时，经由反馈电容从集电极向栅极流过电流，在反馈电容放电的时刻t2之前，栅极电压Vge成为恒定电压，IGBT26的集电极电流继续流动、接着，当反馈电容放电时，输入电容再次放电，IGBT成为关断状态，IGBT的集电极电流Ic进入切断状态。通过此时的集电极电流的di/dt和集电极·发射极间电容Cce(输出电容)集电极电压Vce上升，当集电极电压Vce达到滤波电容器28的电压时在时刻t3之前集电极电流减少。时刻t3以后的集电极电流被称为尾电流，通过在IGBT26内部积蓄的能量被释放而流动。当尾电流不流动时，IGBT26被关断。
接着，使用图7、图8比较有负电压发生电路的场合和没有的场合的开关动作波形。在表示不具有负电压发生电路的栅极驱动电路的图7中能够在0～15V的范围内施加栅极电压Vge，与此相对，在表示具有负电压发生电路的栅极驱动电路的图8中能够在-5～15V的范围内施加栅极电压Vge。图8中因为作为栅极电压Vge也可以施加负电压，所以可以使栅极电压Vge从15V到成为0V的时间比图7中的从15V到成为0V的时间短。因此，可以使图8中的到切断集电极电流Ic的时间比图7中的到切断集电极电流Ic的时间短，也能够大幅度减低关断损失。
图9表示负电压和关断损失的关系。如图9所示，通过使负电压增大能够减低关断损失。但是，伴随负电压的增大损失的减低效果变小。另一方面，如图10所示，即使使负电压增加，关断损失也没有大的变化。另外，负电压的栅极驱动能量，成为在电容器13中积蓄的能量。电容器的能量用式1表示。
E = 1 2 C · Vc 13 2 ...(式1)
根据式(1)，可知电容器的能量与电压的平方成比例。例如，当取电容器13的电容为1μF时，在负电压为-5V和-15V时比较电容器的能量，在-5V时成为12.5μJ，在-15V时成为112.5μJ，成为9倍的积蓄能量。当积蓄能量大时，供给该能量的栅极电源1的电源容量变大。另外，因为充电电流增大，由于配线电阻或电容器的寄生电阻(ESR)导致的栅极驱动损失增大。这样，栅极负电压的大小从关断/导通损失和栅极驱动损失考虑不需要超过需要的大的负电压。
从上述可知，因为通过使用本发明的栅极驱动电路能够在栅极·发射极之间施加比栅极电源电压低的负电压，所以能够提高关断速度、减低关断损失，能够改善变换器的效率。
(实施例5的变形例1)
图11是第五实施例的变形例1。图11表示变换器22的电路结构。图11是使用降压斩波电路的变换器，31是扼流圈，29是IGBT，30是二极管，28是滤波电容器。
说明图11的电路结构。整流电路21的正极端子b与IGBT29的集电极端子连接，在发射极端子上连接二极管30的阴极端子。另外，发射极端子经由扼流圈31与滤波电容器28的正极端子连接。在滤波电容器28的负极端子上连接二极管30的阳极端子和整流电路21的负极端子f。
接着说明动作。当导通IGBT29时，在整流电路21、IGBT29、扼流圈31、滤波电容器28的路径中流过电流，在扼流圈31中积蓄能量，并且向输出端子c传递电力。接着当关断IGBT29时，在扼流圈31中积蓄的能量流过扼流圈31、滤波电容器28、二极管30的路径，在滤波电容器28中积蓄能量。通过重复以上的动作，从商用AC电源20供给的能量在滤波电容器28中积蓄，向在滤波电容器28的后级连接的逆变器、负载(未图示)传递比输入电压低的电压的能量。
(实施例5的变形例2)
图12是第五实施例的变形例2。图12表示变换器22的电路结构。图12是在前级使用升压斩波电路、在后级使用降压斩波电路的变换器。给和图6、图11相同的构成元件标注相同的符号，省略说明。
说明图12的电路结构。整流电路21的正极端子b经由扼流圈25与IGBT26的集电极端子和二极管27的阳极端子连接。另外，IGBT26的发射极端子与整流电路21的输出的负极端子f点连接。另外，二极管27的阴极端子与滤波电容器28的正极端子连接。另外，滤波电容器28的负极端子与整流电路21的负极端子f点连接，构成升压斩波电路。
进而，在滤波电容器28的正极端子上连接IGBT29的集电极端子，在发射极端子上连接二极管30的阴极端子。另外，发射极端子经由扼流圈31与输出电容器32的正极端子连接。在输出电容器32的负极端子上连接二极管30的阳极端子和滤波电容器28的负极端子。
接着说明动作。首先，在升压斩波电路进行实施例4中记载的PFC控制，把输入电流整形为正弦波形，同时把滤波电容器28的电压控制为恒定电压。降压斩波电路根据所连接的逆变器23或者负载24的输出来控制输出电压，供给电力。关于升压斩波器、降压斩波器两者的详细的动作，因为和实施例5以及变形例1的动作相同，所以省略说明。
(实施例5的变形例3)
图13是第五实施例的变形例3。图13表示变换器22的电路结构。图13是在前级使用降压斩波电路、在后级使用升压斩波电路的变换器，33是扼流圈，26、29是IGBT，27、30是二极管，28是滤波电容器。
说明图13的电路结构。整流电路21的正极端子b与IGBT29的集电极端子连接，在发射极端子上连接二极管30的阴极端子。另外，发射极端子经由扼流圈33连接IGBT26的集电极端子和二极管27的阳极端子，IGBT26的发射极端子与整流电路21的输出的负极端子f点连接。另外，二极管27的阴极端子与滤波电容器28的正极端子连接。滤波电容器28的负极端子与整流电路21的负极端子f点连接。
接着说明动作。首先，在输入电压比输出电压低的状态下进行降压动作。当使成为IGBT29导通、IGBT26关断的状态时，在整流电路21、IGBT29、扼流圈33、二极管27、滤波电容器28的路径上流过电流，在扼流圈33内积蓄能量，同时向输出端子c传递电力。接着当关断IGBT29时，在扼流圈33内积蓄的能量流过扼流圈33、二极管27、滤波电容器28、二极管30的路径，在滤波电容器28中积蓄能量。通过重复以上的动作，从商用AC电源20供给的能量在滤波电容器28中积蓄，向在滤波电容器28的后级连接的逆变器、负载(未图示)传递比输入电压低的电压的能量。
另一方面，升压动作如下：当使IGBT29成为导通状态，使IGBT26导通时，在整流电流21、IGBT29、扼流圈33、IGBT26的路径中流过电流，在扼流圈33中积蓄能量。接着在使IGBT26关断时，在扼流圈中积蓄的能量流过扼流圈33、二极管27、滤波电容器28、整流电流21、IGBT29的路径，使在滤波电容器28中积蓄能量。通过重复以上的动作，能量从商用AC电源(未图示)积蓄到滤波电容器28中，对高于输入电压的电压进行输出，向与滤波电容器28的后级连接的逆变器、负载(未图示)传递能量。
在该变形例中根据输入电压控制降压动作和升压动作，由此能够进行PFC控制。
[实施例6]
使用图14说明实施例6。
图14是具体说明以上的实施例中的逆变器23以及负载24的图。
图14是实施例6的逆变器23以及负载24的电路结构图，本实施例的逆变器23以及负载24是感应加热装置的半桥逆变器电路。在c-g之间连接IGBT41和43的串联电路。当把IGBT41和IGBT43的连接点作为t点时，与IGBT41并联连接二极管42和缓冲电容器45，二极管42的阳极端子连接t点，阴极端子连接c点。在IGBT43上并联连接二极管44和缓冲电容器46，二极管44的阳极端子连接g点，阴极端子连接t点。通过这些构成上下臂200。进而在c-g间连接共振电容器48、49的串联电路。当把连接共振电容器48、49的连接点作为s点时，在t-s间连接加热线圈47。此外，也可以在c-g间如实施例4所述那样连接变换器的输出或者使用整流电路21整流商用AC电源20后的输出。
接着说明动作。图15表示本实施例的逆变器的模式1到4的动作波形。此外，在任何一种模式中，IGBT41以及IGBT43都设置死区时间期间，互补驱动。
如图15所示，在加热线圈47中，流过正弦波形的线圈电流ILc，其共振频率fr，如式2所示，由加热线圈47的电感值L、共振电容器48、49的并联合成静电电容C决定。
fr = 1 2 π L · C ...(式2)
以下，说明模式1～模式4的详细的动作。
(模式1)
设从IGBT41的电流Ic1的电流成为0A的定时开始模式1。在模式1开始时在IGBT41中不流过电流，但是因为IGBT41已经导通，所以从模式1开始后立即在IGBT41中开始流过电流Ic1。此时因为IGBT41的两端电压(集电极端子、发射极端子间电压Vc1)是0V，所以成为在IGBT41中不发生损失的ZVZCS导通。
(模式2)
当切断IGBT41而成为模式2时，ILc流过变换器22、缓冲电容器45、加热线圈47、共振电容器49的路径；加热线圈47、共振电容器48、缓冲电容器45的路径；和缓冲电容器46、加热线圈47、共振电容器49的路径。此时，缓冲电容器45被充电，缓冲电容器46放电。由此，IGBT41的两端电压缓慢上升，成为ZVS关断，能够减小开关损失。
当缓冲电容器45的电压Vc1成为电源电压(c-g间电压)以上时，缓冲电容器46的电压Vc2成为0V，二极管44导通，加热线圈电流ILc继续流动。在二极管44中电流流动的期间向IGBT43输入导通信号。
(模式3)
设从IGBT43的电流Ic2的电流成为0A的定时里开始模式3。在模式3开始时在IGBT43中不流过电流，但是因为IGBT43已经导通，所以从模式3开始后立即在IGBT43中开始流过电流Ic2。此时因为IGBT43的两端电压(集电极端子、发射极端子间电压Vc2)是0V，所以成为在IGBT43中不发生损失的ZVZCS导通。
(模式4)
当切断IGBT43而成为模式4时，ILc流过加热线圈47、缓冲电容器45、变换器22、共振电容器48的路径；加热线圈47、共振电容器46、共振电容器49的路径；和缓冲电容器45、共振电容器48、加热线圈47的路径。此时，缓冲电容器46被充电，缓冲电容器45放电。由此，IGBT43的两端电压缓慢上升，成为ZVS关断，能够减小开关损失。
通过重复以上的从模式1到4的动作，在加热线圈47中流过高频电流，使从加热线圈产生磁通。通过该磁通在加热线圈之上配置的锅中流过涡流，锅自身通过感应加热而发热。
图16、图17表示有无栅极负电压时的关断动作波形。如上述，因为在共振型逆变器中不发生导通损失，所以仅关断时的动作发生损失。图16是无负电压发生电路的波形，图17是有负电压发生电路的波形。由于关断时的动作机构与实施例5，所以省略说明。
已知当在栅极上施加负电压时，与图16相比图17一方的栅极电压迅速降低。因为由此集电极电流也被迅速切断，所以减低关断损失。通过在本实施例中也使用本发明的栅极驱动电路，因为能够不用施加必要以上的栅极负电压，而减低关断损失，所以能够改善IH烹调电炉的加热效率。
(实施例6的变形例1)
图18表示实施例6的变形例1。变形例1省略了实施例6的共振电容器48，并且代替共振电容器49设置共振电容器51。其他的部分因为与实施例6的结构相同，所以省略说明。变形例1是SEPP(Single Ended Push Pull)逆变器的电路结构。把共振电容器51的容量取为实施例6的共振电容器48、49的并联连接的合成电容值。由于动作与实施例6相同，所以省略说明。
(实施例6的变形例2)
图19表示实施例6的变形例2。本变形例是全桥逆变器的电路结构。给和图14的相同的构成元件标注同一符号，避免重复说明。全桥逆变器在作为变换器22的输出端子的c-g间连接上下臂200、和上下臂300，在上下臂的中点的t-r间连接加热线圈47和共振电容器51的串联电路的结构。在IGBT41、43、61、63上反并联连接二极管42、44、62、64，在IGBT的集电极端子上连接二极管的阴极端子、在发射极端子上连接阳极端子，通过对于IGBT41和IGBT63给予相同的驱动信号，对于IGBT43和IGBT61给予相同的驱动信号，互补驱动IGBT41和IGBT43，互补驱动IGBT61和IGBT63。
关于IGBT的软开关动作，因为是和半桥同样的动作，所以省略说明。在全桥中能够产生在加热线圈47和共振电容器51的串联电路上施加的电压，即逆变器输出电压(t-r)为半桥的2倍的电压。因此，能够增加加热线圈47的圈数，从而能够提高加热效率。
(实施例6的变形例3)
图20表示实施例6的变形例3。本变形例为设置继电器53来切换SEPP和全桥的结构。在感应加热装置的情况下，通过加热的负载切换逆变器模式，能够对以铁和磁性不锈钢为代表的磁性金属制的金属负载，和以铝和铜为代表的非磁性金属制的金属负载进行加热。铝和铜这样的低电阻非磁性材料用SEPP逆变器加热。另一方面，对于铁和磁性不锈钢等的磁性材料，因为金属的电气电阻大，所以用能够对由加热线圈和共振电容器构成的共振电路施加大的电压的全桥逆变器加热。关于逆变器模式的切换，关断继电器53切换到SEPP逆变器，导通继电器53切换到全桥逆变器。关于各电路模式的动作，因为与第六实施例的变形例1以及变形例2相同，所以省略说明。
[实施例7]
使用图21说明实施例7。
图21是具体说明以上的实施例中的逆变器23以及负载24的图。
图21是实施例的逆变器23以及负载24的电路结构图，本实施例的逆变器23是电动机逆变器的3相全桥逆变器电路。在c-g间连接IGBT61和63的串联电路和与IGBT61和63并联连接的二极管62和64，二极管62的阳极端子连接u点，阴极端子连接c点，二极管64的阳极端子连接g点，阴极端子连接u点，构成U相400；连接IGBT65和67的串联电路和与IGBT65和67并联连接的二极管66和68，二极管66的阳极端子连接u点，阴极端子连接c点，二极管68的阳极端子连接g点，阴极端子连接u点，构成V相500；连接IGBT69和71的串联电路和与IGBT69和71并联连接的二极管70和72，二极管70的阳极端子连接u点，阴极端子连接c点，二极管72的阳极端子连接g点，阴极端子连接u点，构成W相600。在各UVW相上作为负载连接3相电动机83。
接着说明3相全桥逆变器的动作。图22表示动作波形。在3相全桥逆变器中，使用通过比较电压指令信号与三角波的载波信号而得到的开关信号，控制IGBT的导通、关断，能够得到其平均值与电压指令信号的振幅成比例的高频的方波输出电压。因此，如果使电压指令信号变化为正弦波形，则能够得到交流输出电压。在图22中，以各相的正弦波电压指令信号的Vu、Vv、Vw和三角波信号Vt的振幅一致的定时对于对应的相的两个IGBT进行导通、关断。此外，为避免电源短路，各相的两个IGBT的导通、关断一定要相反动作。各相的输出电压成为Vu0、Vv0、Vw0。各相间的电压成为Vuv、Vvw、Vwu。通过在电动机上施加该各相间电压来驱动电动机。图23、图24表示有无负电压发生电路的情况下IGBT开关时的动作波形。图23表示没有负电压发生电路的情况，图24表示有负电压发生电路的情况。在图23、图24的波形从上开始有IGBT71、73的栅极波形；IGBT73的集电极电压Vce、电流Ic波形；二极管72的阴极电压Vka、电流Id波形；IGBT73的损失波形。说明动作。在图23中，当在时刻t0时IGBT73导通时，在时刻t1集电极电压减小。另外，IGBT73的集电极电流增大，并且二极管72的正向电流减小。当成为时刻t2时通过二极管72的恢复电流在U相中流过贯通电流。由此IGBT71的栅极电压上升，当超过阈值时IGBT72误触发。另一方面，因为在图24中通过使栅极成为负电压，抑制二极管72的恢复电流，栅极电压的上升减小，能够防止误触发，所以能够减低IGBT73的关断损失。如上所述，通过使用本发明的栅极驱动电路，能够用单电源、简易的电路结构给栅极施加负电压，能够防止电动机逆变器的误触发、减低损失。
在以上的实施例中，作为电压驱动型半导体元件，说明了由IGBT构成的电路，但是本发明也可以代替IGBT使用适合高频驱动的功率MOSFET，也可以使用能够超高频、高温动作的宽带间隙元件的MOSFET或JFET。

Claims (14)

1.一种栅极驱动电路，其驱动电力变换装置的电压驱动型半导体元件或该电压驱动型半导体元件，该栅极驱动电路的特征在于，
具有：
栅极电源；
由NPN晶体管和第一PNP晶体管的串联电路构成的推挽电路；
被连接在上述栅极电源的正负极之间的、上述推挽电路和二极管的串联电路；
与上述推挽电路并联连接的负电压发生电路；
被连接在该负电压发生电路的输出端子和上述栅极电源的负极端子之间的第二PNP晶体管；和
被连接在上述负电压发生电路的E端子和上述栅极电源的负极端子之间的二极管，
从上述NPN晶体管和第一PNP晶体管的连接点经由栅极电阻连接到上述电压驱动型半导体元件的栅极端子，上述电压驱动型半导体元件的发射极端子与上述栅极电源的负极端子连接。
2.根据权利要求1所述的栅极驱动电路，其特征在于，
上述负电压发生电路由两个电阻的串联电路和电容器构成。
3.根据权利要求1所述的栅极驱动电路，其特征在于，
上述负电压发生电路由齐纳二极管和电阻的串联电路以及电容器构成。
4.一种电力变换装置，具有：
交流AC电源；
对该交流AC电源的输出进行整流的整流电路；
把该整流电路的输出变换成直流电压的变换器；
驱动该变换器的第一栅极驱动电路；
把上述变换器的输出变换成交流电压的逆变器；
驱动该逆变器的第二栅极驱动电路；和
被供给上述逆变器的输出的负载，
该电力变换装置的特征在于，
上述第一栅极驱动电路以及上述第二栅极驱动电路是权利要求1中所述的栅极驱动电路。
5.根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于，
在上述变换器中，扼流圈和开关元件的串联电路与上述整流电路并联连接，二极管和电容器的串联电路与上述开关元件并联连接，上述开关元件具有权利要求1中所述的栅极驱动电路。
6.根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于，
在上述变换器中，开关元件和二极管的串联电路与上述整流电路并联连接，扼流圈和电容器的串联电路与上述二极管并联连接，上述开关元件具有权利要求1中所述的栅极驱动电路。
7.根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于，
在上述变换器中，第一扼流圈和第一开关元件的串联电路与上述整流电路并联连接，第一二极管和第一电容器的串联电路与上述第一开关元件并联连接，
第二开关元件和第二二极管的串联电路与上述第一电容器并联连接，第二扼流圈和第二电容器的串联电路与上述第二二极管并联连接，上述第一以及第二开关元件具有权利要求1中所述的栅极驱动电路。
8.根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于，
在上述变换器中，第二开关元件和第二二极管的串联电路与上述整流电路并联连接，扼流圈和第一开关元件的串联电路与上述第二二极管并联连接，
上述第一二极管和上述电容器的串联电路与上述第一开关元件并联连接，上述第一以及第二开关元件具有权利要求1中所述的栅极驱动电路。
9.根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于，
在上述逆变器中，第一和第二开关元件的串联电路和第一和第二共振电容器的串联电路与上述整流电路或上述变换器并联连接，上述开关元件与第一以及第二二极管和第一以及第二缓冲电容器并联连接，
该电力变换装置是在上述第一和第二开关元件的连接点与上述第一和第二共振电容器的连接点之间具有包含被加热物的加热线圈的感应加热装置，
上述第一以及第二开关元件具有权利要求1中所述的栅极驱动电路。
10.根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于，
在上述逆变器中，第一和第二开关元件的串联电路与上述整流电路或上述变换器并联连接，上述第一以及第二开关元件与第一以及第二二极管和第一以及第二缓冲电容器并联连接，
该电力变换装置是包含被加热物的加热线圈和共振电容器的串联电路与上述第二开关元件并联连接的感应加热装置，上述第一以及第二开关元件具有权利要求1中所述的栅极驱动电路。
11.根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于，
在上述逆变器中，第一和第二开关元件的串联电路以及第三和第四开关元件的串联电路与上述整流电路或上述变换器并联连接，上述第一至第四开关元件与第一至第四二极管以及第一至第四缓冲电容器并联连接，
该电力变换装置是在上述第一和第二开关元件的连接点与上述第三和第四开关元件的连接点之间连接了包含被加热物的加热线圈和共振电容器的串联电路的感应加热装置，
上述第一至第四开关元件具有权利要求1中所述的栅极驱动电路。
12.根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于，
在上述逆变器中，第一和第二开关元件的串联电路以及第三和第四开关元件的串联电路与上述整流电路或上述变换器并联连接，上述第一至第四开关元件与第一至第四二极管以及第一至第四缓冲电容器并联连接，
该电力变换装置是如下的感应加热装置：在上述第一和第二开关元件的连接点与上述第三和第四开关元件的连接点之间连接了包含被加热物的加热线圈和第一共振电容器的串联电路，在上述加热线圈和上述第一共振电容器的连接点与上述整流电路或上述变换器的负极端子之间连接了第二共振电容器，
上述第一至第四开关元件具有上述权利要求1中所述的栅极驱动电路。
13.根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于，
在上述逆变器中，第一和第二开关元件的串联电路、第三和第四开关元件的串联电路以及第五和第六开关元件的串联电路与上述整流电路或上述变换器并联连接，上述第一至第六开关元件与第一至第六二极管并联连接，
该电力变换装置是在上述第一和第二开关元件的连接点、上述第三和第四开关元件的连接点以及上述第五和第六开关元件的连接点上连接了电动机负载的电动机驱动装置，
上述第一至第六开关元件具有上述权利要求1中所述的栅极驱动电路。
14.根据权利要求1所述的栅极驱动电路，其特征在于，
使用MOSFET来代替晶体管。
CN201110039275.2A 2010-03-17 2011-02-15 电压驱动型半导体元件的栅极驱动电路及电力变换装置 Expired - Fee Related CN102195457B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010-060101 2010-03-17
JP2010060101A JP5130310B2 (ja) 2010-03-17 2010-03-17 電圧駆動型半導体素子のゲート駆動回路及び電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102195457A true CN102195457A (zh) 2011-09-21
CN102195457B CN102195457B (zh) 2014-06-25

Family

ID=44260213

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201110039275.2A Expired - Fee Related CN102195457B (zh) 2010-03-17 2011-02-15 电压驱动型半导体元件的栅极驱动电路及电力变换装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8614568B2 (zh)
EP (1) EP2367271A3 (zh)
JP (1) JP5130310B2 (zh)
CN (1) CN102195457B (zh)

Cited By (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102234712A (zh) * 2010-05-07 2011-11-09 郑州科创电子有限公司 细线材感应加热热处理系统
CN102497088A (zh) * 2011-12-15 2012-06-13 杭州矽力杰半导体技术有限公司 一种mos管的自适应串联电路
CN103036406A (zh) * 2011-10-05 2013-04-10 三菱电机株式会社 半导体装置
CN103036466A (zh) * 2011-09-30 2013-04-10 夏普株式会社 切换式电源装置和使用其的逆变器、转换器、空气调节器、太阳能控制器、以及机动车
CN103457587A (zh) * 2012-05-28 2013-12-18 三菱电机株式会社 半导体驱动电路及半导体装置
CN103532357A (zh) * 2012-07-04 2014-01-22 北京精密机电控制设备研究所 一种基于mosfet的功率驱动电路
CN103825461A (zh) * 2012-11-19 2014-05-28 英飞凌科技股份有限公司 具有对栅极电压的紧密控制的驱动电路
CN105048790A (zh) * 2015-07-22 2015-11-11 深圳市稳先微电子有限公司 功率管控制系统和用于驱动外置功率管的驱动电路
CN105119590A (zh) * 2015-09-18 2015-12-02 江苏中科君芯科技有限公司 Igbt高效驱动电路
CN108233682A (zh) * 2015-12-22 2018-06-29 台达电子工业股份有限公司 驱动电路及驱动方法
CN108476018A (zh) * 2016-01-07 2018-08-31 三菱电机株式会社 缓冲电路及半导体装置
CN109690951A (zh) * 2016-07-21 2019-04-26 黑拉有限责任两合公司 用于功率转换装置的栅极驱动电路
CN109743054A (zh) * 2018-12-05 2019-05-10 徐州中矿大传动与自动化有限公司 一种SiC MOSFET二类短路电流抑制电路及方法
CN110168928A (zh) * 2016-12-09 2019-08-23 先进能源工业公司 栅极驱动电路及其操控方法
CN110326201A (zh) * 2017-02-17 2019-10-11 通用电器技术有限公司 门极驱动器的改进或与之有关的改进
CN111656658A (zh) * 2018-01-29 2020-09-11 罗姆股份有限公司 负电压生成电路和使用该负电压生成电路的电力转换装置
CN111971884A (zh) * 2018-04-24 2020-11-20 株式会社日立制作所 栅极驱动电路和栅极驱动方法
CN113711480A (zh) * 2019-04-16 2021-11-26 株式会社电装 电力转换器
WO2021258660A1 (zh) * 2020-06-24 2021-12-30 华源智信半导体(深圳)有限公司 GaN功率管驱动电路、驱动方法及相应的电子装置

Families Citing this family (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5130310B2 (ja) * 2010-03-17 2013-01-30 日立アプライアンス株式会社 電圧駆動型半導体素子のゲート駆動回路及び電力変換装置
JP5940281B2 (ja) * 2011-11-01 2016-06-29 株式会社東芝 ゲート駆動回路
JP5545308B2 (ja) * 2012-02-28 2014-07-09 株式会社豊田中央研究所 駆動回路
JP5909402B2 (ja) * 2012-04-11 2016-04-26 日立アプライアンス株式会社 電力変換装置およびそれを用いた誘導加熱装置
CN102723855B (zh) 2012-06-25 2014-06-25 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种功率开关管的驱动电路以及应用其的功率变换电路
JP5720641B2 (ja) * 2012-08-21 2015-05-20 株式会社デンソー スイッチングモジュール
WO2014115553A1 (ja) 2013-01-24 2014-07-31 パナソニック株式会社 ハーフブリッジ回路及びハーフブリッジ回路から構成されるフルブリッジ回路及び３相インバータ回路
US8941417B2 (en) * 2013-02-28 2015-01-27 Texas Instruments Incorporated Output driver for energy recovery from inductor based sensor
JP2014171316A (ja) 2013-03-04 2014-09-18 Mitsubishi Electric Corp 半導体モジュール及び昇圧整流回路
JP5921491B2 (ja) * 2013-06-13 2016-05-24 三菱電機株式会社 電力用半導体装置
US9564806B2 (en) * 2013-09-25 2017-02-07 Cree, Inc. Boost converter with reduced switching loss and methods of operating the same
US9444448B2 (en) 2013-12-10 2016-09-13 General Electric Company High performance IGBT gate drive
JP6458235B2 (ja) * 2014-06-02 2019-01-30 京都電機器株式会社 スイッチング電源装置
US9496864B2 (en) 2014-12-18 2016-11-15 General Electric Company Gate drive circuit and method of operating same
KR101758808B1 (ko) * 2015-06-10 2017-07-19 (주)하이브론 지능형 파워 모듈 및 그의 전원구동모듈
JP6577847B2 (ja) * 2015-11-27 2019-09-18 株式会社沖データ 加熱装置及び画像形成装置
JP6602266B2 (ja) 2016-06-06 2019-11-06 株式会社東芝 半導体装置、電力変換装置、及び、車両
US10148206B2 (en) * 2016-06-27 2018-12-04 General Electric Company Controlling operation of a power converter based on grid conditions
JP6289691B2 (ja) * 2017-02-15 2018-03-07 三菱電機株式会社 半導体モジュール及び昇圧整流回路
JP6907662B2 (ja) * 2017-04-04 2021-07-21 富士電機株式会社 ゲート駆動回路およびこれを備えた負荷駆動装置
CN107027207B (zh) * 2017-05-25 2023-07-18 浙江绍兴苏泊尔生活电器有限公司 Igbt保护电路和电磁炉
WO2018229887A1 (ja) * 2017-06-14 2018-12-20 三菱電機株式会社 スイッチング素子の共振型駆動回路および半導体装置
KR102028388B1 (ko) * 2017-10-18 2019-10-07 한국전기연구원 게이트 구동회로 및 이를 포함하는 전력 스위치 제어장치
KR102040221B1 (ko) * 2017-12-20 2019-11-04 엘지전자 주식회사 간섭 소음 제거 및 출력 제어 기능이 개선된 유도 가열 장치
KR102040219B1 (ko) * 2018-01-03 2019-11-04 엘지전자 주식회사 간섭 소음 제거 및 출력 제어 기능이 개선된 유도 가열 장치
KR102026929B1 (ko) * 2018-05-17 2019-10-01 한국전기연구원 전력 스위치용 게이트 구동회로
JP7045615B2 (ja) * 2018-09-28 2022-04-01 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 誘導加熱調理器
DE102018126779B4 (de) 2018-10-26 2020-06-18 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Gate-Treiber-Schaltung mit Spannungsinvertierung für einen Leistungshalbleiterschalter
CN109450264B (zh) * 2018-10-29 2021-09-21 南京航空航天大学 一种推挽谐振型碳化硅功率管驱动电路及其控制方法
DE102019102311A1 (de) 2019-01-30 2020-07-30 Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft Gate-Treiber-Schaltung mit Spannungsinvertierung für einen Leistungshalbleiterschalter
KR20200129002A (ko) * 2019-05-07 2020-11-17 엘지전자 주식회사 간섭 소음 제거 기능 및 출력 제어 기능이 개선된 유도 가열 장치
CN110816273A (zh) * 2019-10-28 2020-02-21 武汉合康动力技术有限公司 一种车用油泵电机控制系统
US12126329B2 (en) 2021-03-22 2024-10-22 Nissan Motor Co., Ltd. Driving circuit
CN113346719B (zh) * 2021-06-11 2022-05-17 电子科技大学 一种Buck变换器中NMOS功率管浮动栅压驱动电路
CN117394723A (zh) * 2023-07-26 2024-01-12 成都利普芯微电子有限公司 一种电机预驱动电路及电机控制系统

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62147953A (ja) * 1985-12-20 1987-07-01 Yaskawa Electric Mfg Co Ltd パワ−ｍｏｓ・ｆｅｔの駆動装置
US5453923A (en) * 1991-08-30 1995-09-26 Alcatel Bell-Sdt S.A. AC current detector and power supply circuit
JP2010035377A (ja) * 2008-07-31 2010-02-12 Hitachi Appliances Inc 電力変換装置および電力変換装置の制御方法

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5877947A (en) * 1997-07-30 1999-03-02 Lucent Technologies Inc. Snubber circuit for a rectifier and method of operation thereof
JP4100134B2 (ja) * 2002-11-06 2008-06-11 三菱電機株式会社 インバータ
JP2007336694A (ja) 2006-06-15 2007-12-27 Mitsubishi Electric Corp 絶縁ゲート型半導体素子の駆動回路
TWI322557B (en) * 2006-12-01 2010-03-21 Half bridge driver
JP2008306618A (ja) * 2007-06-11 2008-12-18 Nissan Motor Co Ltd 電圧駆動型素子を駆動するための駆動回路
JP4916964B2 (ja) * 2007-07-12 2012-04-18 ルネサスエレクトロニクス株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ドライバｉｃ、およびシステムインパッケージ
JP4682173B2 (ja) * 2007-07-12 2011-05-11 株式会社日立製作所 電圧駆動型半導体素子のドライブ回路及びインバータ装置
JP2009200891A (ja) * 2008-02-22 2009-09-03 Fuji Electric Holdings Co Ltd ゲート駆動回路
JP5141389B2 (ja) * 2008-06-12 2013-02-13 三菱電機株式会社 電力増幅器
CN101888734B (zh) * 2009-05-13 2014-07-16 通用电气公司 带升/降压功率因数校正dc-dc转换器的电子镇流器
JP5130310B2 (ja) * 2010-03-17 2013-01-30 日立アプライアンス株式会社 電圧駆動型半導体素子のゲート駆動回路及び電力変換装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62147953A (ja) * 1985-12-20 1987-07-01 Yaskawa Electric Mfg Co Ltd パワ−ｍｏｓ・ｆｅｔの駆動装置
US5453923A (en) * 1991-08-30 1995-09-26 Alcatel Bell-Sdt S.A. AC current detector and power supply circuit
JP2010035377A (ja) * 2008-07-31 2010-02-12 Hitachi Appliances Inc 電力変換装置および電力変換装置の制御方法

Cited By (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102234712B (zh) * 2010-05-07 2013-05-01 郑州科创电子有限公司 细线材感应加热热处理系统
CN102234712A (zh) * 2010-05-07 2011-11-09 郑州科创电子有限公司 细线材感应加热热处理系统
CN103036466A (zh) * 2011-09-30 2013-04-10 夏普株式会社 切换式电源装置和使用其的逆变器、转换器、空气调节器、太阳能控制器、以及机动车
CN103036466B (zh) * 2011-09-30 2015-07-01 夏普株式会社 切换式电源装置和使用其的逆变器、转换器、空气调节器、太阳能控制器、以及机动车
CN103036406A (zh) * 2011-10-05 2013-04-10 三菱电机株式会社 半导体装置
CN103036406B (zh) * 2011-10-05 2015-10-07 三菱电机株式会社 半导体装置
CN102497088A (zh) * 2011-12-15 2012-06-13 杭州矽力杰半导体技术有限公司 一种mos管的自适应串联电路
CN102497088B (zh) * 2011-12-15 2014-06-25 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种mos管的自适应串联电路
CN103457587A (zh) * 2012-05-28 2013-12-18 三菱电机株式会社 半导体驱动电路及半导体装置
CN103532357A (zh) * 2012-07-04 2014-01-22 北京精密机电控制设备研究所 一种基于mosfet的功率驱动电路
CN103825461B (zh) * 2012-11-19 2017-10-24 英飞凌科技股份有限公司 具有对栅极电压的紧密控制的驱动电路
CN103825461A (zh) * 2012-11-19 2014-05-28 英飞凌科技股份有限公司 具有对栅极电压的紧密控制的驱动电路
CN105048790B (zh) * 2015-07-22 2017-12-05 深圳市稳先微电子有限公司 功率管控制系统和用于驱动外置功率管的驱动电路
CN105048790A (zh) * 2015-07-22 2015-11-11 深圳市稳先微电子有限公司 功率管控制系统和用于驱动外置功率管的驱动电路
CN105119590A (zh) * 2015-09-18 2015-12-02 江苏中科君芯科技有限公司 Igbt高效驱动电路
CN108233682A (zh) * 2015-12-22 2018-06-29 台达电子工业股份有限公司 驱动电路及驱动方法
CN108476018B (zh) * 2016-01-07 2022-04-15 三菱电机株式会社 缓冲电路及半导体装置
CN108476018A (zh) * 2016-01-07 2018-08-31 三菱电机株式会社 缓冲电路及半导体装置
CN109690951A (zh) * 2016-07-21 2019-04-26 黑拉有限责任两合公司 用于功率转换装置的栅极驱动电路
CN109690951B (zh) * 2016-07-21 2023-09-12 黑拉有限责任两合公司 用于功率转换装置的栅极驱动电路
CN110168928A (zh) * 2016-12-09 2019-08-23 先进能源工业公司 栅极驱动电路及其操控方法
CN110168928B (zh) * 2016-12-09 2023-04-25 先进能源工业公司 栅极驱动电路及其操控方法
CN110326201A (zh) * 2017-02-17 2019-10-11 通用电器技术有限公司 门极驱动器的改进或与之有关的改进
CN111656658A (zh) * 2018-01-29 2020-09-11 罗姆股份有限公司 负电压生成电路和使用该负电压生成电路的电力转换装置
CN111656658B (zh) * 2018-01-29 2023-09-08 罗姆股份有限公司 负电压生成电路和使用该负电压生成电路的电力转换装置
CN111971884A (zh) * 2018-04-24 2020-11-20 株式会社日立制作所 栅极驱动电路和栅极驱动方法
CN109743054A (zh) * 2018-12-05 2019-05-10 徐州中矿大传动与自动化有限公司 一种SiC MOSFET二类短路电流抑制电路及方法
CN109743054B (zh) * 2018-12-05 2024-03-19 江苏国传电气有限公司 一种SiC MOSFET二类短路电流抑制电路及方法
CN113711480A (zh) * 2019-04-16 2021-11-26 株式会社电装 电力转换器
CN113711480B (zh) * 2019-04-16 2024-02-23 株式会社电装 电力转换器
WO2021258660A1 (zh) * 2020-06-24 2021-12-30 华源智信半导体(深圳)有限公司 GaN功率管驱动电路、驱动方法及相应的电子装置

Also Published As

Publication number Publication date
EP2367271A3 (en) 2014-11-26
EP2367271A2 (en) 2011-09-21
US20110228564A1 (en) 2011-09-22
CN102195457B (zh) 2014-06-25
US8614568B2 (en) 2013-12-24
JP2011193705A (ja) 2011-09-29
JP5130310B2 (ja) 2013-01-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102195457B (zh) 电压驱动型半导体元件的栅极驱动电路及电力变换装置
Liu et al. High-efficiency high-density critical mode rectifier/inverter for WBG-device-based on-board charger
US9431917B2 (en) Switching power supply including a rectifier circuit having switching elements, and electric power converter
Mishima et al. A high frequency-link secondary-side phase-shifted full-range soft-switching PWM DC–DC converter with ZCS active rectifier for EV battery chargers
CN100499947C (zh) 感应加热装置
CN100576707C (zh) 单向dc-dc变换器
CN100536630C (zh) 感应加热装置
CN104201884B (zh) 一种软开关dc‑dc变换电路
JP5909402B2 (ja) 電力変換装置およびそれを用いた誘導加熱装置
Lakshminarasamma et al. A family of auxiliary switch ZVS-PWM DC–DC converters with coupled inductor
US10601303B2 (en) Control method and device for circuit with a bridge arm of a switch
CN103079299A (zh) 电磁感应加热装置
CN115864858A (zh) 一种辅助电源、电源系统和电子装置
CN116131624A (zh) 一种电源电路、电源系统和电子装置
JP5358387B2 (ja) 電源装置
Dung et al. A DSP based digital control strategy for ZVS bidirectional Buck+ Boost converter
KR100911541B1 (ko) 연료전지 차량용 양방향 3상 ｐｗｍ ｄｃ-ｄｃ 컨버터
KR100547290B1 (ko) 동기 정류를 하는 직렬 공진 컨버터의 승압형 제어 방법
Urbaneck et al. LLC Converter in Capacitive Operation Utilizing ZCS for IGBTs–Theory, Concept and Verification of a 2 kW DC-DC Converter for EVs
Song A novel two-quadrant soft-switching converter with one auxiliary switch for high-power applications
CN106059359B (zh) 双极型功率变换器电路及驱动方法
Sarnago et al. High-efficiency power converters for domestic induction heating applications
Amrhein Induction heating of aluminum cookware
CN116707275B (zh) 一种辅助电路、电源系统和电子设备
Nho et al. Switching loss minimization of 3-phase interleaved bidirectional DC-DC converter

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20140625

Termination date: 20160215

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee