CN103401461B - 一种高频升压隔离逆变器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种高频升压隔离逆变器，包括高频升压逆变电路和AC-AC变换电路。高频升压逆变电路主要实现单相交流电压的输出，其采用交错并联结构通过控制主开关管的相位，可以实现输入电流的低纹波；同时，该电路采用了有源箝位结构可以实现主开关管的软开关，从而降低了损耗，提高了效率；此外，该电路采用了负载侧两个耦合电感式串联结构，可以实现较高升压能力。AC-AC变换电路将单相的交流电压转换为三相交流电，其能量传输过程分为电容侧充电和电容侧给输出端放电两个部分；故本发明隔离逆变器，能够获得较高的电压增益和较小的输入电流纹波，转换效率和可靠性高。

Description

一种高频升压隔离逆变器
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种高频升压隔离逆变器。
背景技术
传统的直流-交流逆变需要经过桥式电路，如图1所示；这种桥式逆变器由于开关管的体二极管性能差，导致很大损耗并限制了开关频率的提高。同时该桥式电路还存在同一桥臂上下两只功率管直通的危险，为克服此危险，分别提出了双Buck逆变器和电流源型逆变器。
双Buck逆变器如图2所示，其由两个Buck电路组成，由于两个电感的存在，克服了传统桥式逆变桥的直通问题，不需要设置死区时间。另外，功率开关管的体二极管不工作，续流电流流过与开关管同一桥臂上的二极管，功率开关管和功率二极管的优化设计得到解耦，二极管可用快恢复或肖特基二极管减小二极管反向恢复和功率管开通损耗。但是双Buck逆变器存在如下缺点：功率管承受的电压应力是输出电压的两倍，其电压利用率低；桥臂输出电压波形是双极性的，谐波含量大。
电流源型逆变器如图3所示，直流侧的直流电源是由整流器提供的，直流电流基本无脉动，直流回路呈现高阻抗；各开关器件主要起改变直流电流流通路径的作用，故交流侧电流为矩形波，与负载性质无关，而交流侧电压波形和相位因负载阻抗角的不同而异，其波形常接近正弦波。电流源型逆变器的输出电压是由整流部分来调节，而输出频率及其波形的改善由逆变部分来实现。但由于电流源型逆变器的母线电感较大，降低了系统的功率密度。
此外，单开关的E类逆变器如图4所示，电源侧电感的阻抗足够大，使流过的电流为一个恒定值。负载侧的电容和电感为谐振元件，在负载两端产生高频的正弦输出。为了使开关管工作在理想状态，在其两端加了一个外加电容。在最佳状态下，E类逆变器可以很好地实现开关管的零电压开通和关断后开关管上的电压以有限斜率上升，从而大大降低了开关管的开通损耗和关断损耗。同时，由于E类逆变器电路结构简单，只使用一个开关管，并采用软开关方式工作，可以很容易获得较高频率的正弦波输出。但这种电路的缺点是开关管要承受3～5倍直流母线的电压应力，直流侧输入电压受到限制，其电路的能量传输有限。
发明内容
针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供了一种高频升压隔离逆变器，能够获得较高的电压增益和较小的输入电流纹波，转换效率和可靠性高。
一种高频升压隔离逆变器，包括：
高频升压逆变电路，用于将输入的直流电压转换为单相交流电压；
AC-AC变换电路，用于将所述的单相交流电压转换成三相交流电后输出。
所述的高频升压逆变电路包括两个耦合电感L1～L2、两个箝位开关管Sc1～Sc2、两个箝位电容Cc1～Cc2、两个主开关管S1～S2、一滤波电感和一谐振电容；其中：
耦合电感L1原边绕组的非同名端与耦合电感L2原边绕组的非同名端相连，耦合电感L1原边绕组的同名端与箝位开关管Sc1的源极和主开关管S1的漏极相连，耦合电感L2原边绕组的同名端与箝位开关管Sc2的源极和主开关管S2的漏极相连，箝位开关管Sc1的漏极与箝位电容Cc1的一端相连，箝位开关管Sc2的漏极与箝位电容Cc2的一端相连，主开关管S1的源极与箝位电容Cc1的另一端、箝位电容Cc2的另一端和主开关管S2的源极相连，耦合电感L2副边绕组的同名端与滤波电感的一端相连，耦合电感L2副边绕组的非同名端与耦合电感L1副边绕组的非同名端相连，滤波电感的另一端与谐振电容的一端相连，耦合电感L1副边绕组的同名端与谐振电容的另一端相连；两个箝位开关管Sc1～Sc2以及两个主开关管S1～S2的栅极均接收外部设备提供的开关控制信号，耦合电感L1原边绕组的非同名端和主开关管S1的源极构成高频升压逆变电路的直流输入侧，滤波电感的另一端和耦合电感L1副边绕组的同名端构成高频升压逆变电路的交流输出侧。
所述的箝位开关管内部具有与源漏两端反向并联的体二极管。
所述的主开关管内部具有与源漏两端并联的结电容以及反向并联的体二极管。
所述的AC-AC变换电路采用三相全桥逆变电路，其每个桥臂由一双向功率开关构建。
所述的双向功率开关由两个IGBT管T1～T2组成；其中，IGBT管T1的发射极为双向功率开关的一端，IGBT管T1的集电极与IGBT管T2的集电极相连，IGBT管T2的发射极为双向功率开关的另一端，两个IGBT管T1～T2的门极均接收外部设备提供的开关控制信号。
优选地，所述的三相全桥逆变电路的三相输出端均串接有平波电抗；能够平抑三相交流电的输出纹波。
本发明高频升压逆变电路中，当主开关管S1～S2同时开通时，耦合电感原边储能，原边励磁电流线性增加。当主开关管S2关断时，耦合电感L2原边励磁电流给主开关管S2结电容充电，此时耦合电感L1工作在正激状态，耦合电感L2工作在反激状态，直流输入电源和耦合电感L2的能量向谐振电容传递，当结电容电压上升到一定值时，箝位开关管Sc2反并二极管导通；结电容电压继续上升，在某一时刻箝位开关管Sc2开通，流过体内反并二极管的电流迅速向箝位开关管Sc2转移，耦合电感L2中的能量继续向电容侧充电。当箝位开关管Sc2关断后，耦合电感L2的漏感与结电容谐振，漏感上的一部分能量向电容侧传递，另一部分向直流输入电源回馈，此时AC-AC变换电路的A相和C相导通，谐振元件上的能量通过A、C两相向负载放电。当结电容两端电压下降为零时，结电容与漏感谐振结束，主开关管S2的体二极管导通续流，漏感电流线性下降，AC-AC变换电路A、C相的双向开关管关断，耦合电感副边和滤波电感、谐振电容产生谐振。当主开关管S2零电压开通后，漏感电流继续线性下降，AC-AC变换电路的B相和C相导通，谐振元件上的能量通过B、C两相向负载放电。当漏感电流下降为零，AC-AC变换电路B、C相的双向开关管关断，耦合电感原边继续储能。当主开关管S1动作时工作原理类似。
本发明逆变器可以分为两部分：高频升压逆变电路和AC-AC变换电路。高频升压逆变电路主要实现单相交流电压的输出，其采用交错并联结构通过控制主开关管的相位，可以实现输入电流的低纹波；同时，该电路采用了有源箝位结构可以实现主开关管的软开关，从而降低了损耗，提高了效率；此外，该电路采用了负载侧两个耦合电感式串联结构，可以实现较高升压能力。AC-AC变换电路将单相的交流电压转换为三相交流电，其能量传输过程分为电容侧充电和电容侧给输出端放电两个部分。该电路包括三个输出相和一个充电侧，电容侧放电被分为正半周期和负半周期两个间隔；时序和脉冲序列在满足要求的谐波含量下都被计算得尽量减小电容侧电感和电容的谐振时间。
故本发明隔离逆变器具有以下有益技术效果：
（1）本发明前级逆变电路为Boost电压源型变流器，输入电流纹波小，输入并联输出串联的倍压结构，更有利于获得较高的电压增益，采用交错并联控制，进一步减小了输入电流纹波。
（2）本发明后级逆变电路为AC-AC变换电路，电容电感的谐振时间短，谐波含量小，能量传输效率高，同时系统造价低。
（3）本发明前级逆变电路加入有源箝位结构后有效的抑制了开关管的电压尖峰，利用耦合电感的漏感实现了主开关和箝位开关管的零电压开关，同时耦合电感的存在实现了输入与输出间的电隔离。
（4）本发明一个开关周期中耦合电感存在正激和反激两种工作模态，大大提高了磁芯利用率，转换效率和可靠性高。
附图说明
图1为传统的桥式逆变电路的结构示意图。
图2为双Buck逆变器的结构示意图。
图3为电流源型逆变器的结构示意图。
图4为单开关E类逆变器的结构示意图。
图5为本发明隔离逆变器的结构示意图。
图6(a)～(g)分别对应为本发明隔离逆变器7种工作模态的电路原理示意图。
图7为本发明隔离逆变器中各信号的时序示意图。
具体实施方式
为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案及其相关工作原理进行详细说明。
如图5所示，一种高频升压隔离逆变器，包括高频升压逆变电路和AC-AC变换电路；其中：
高频升压逆变电路用于将输入的直流电压Vin转换为单相交流电压；本实施方式中，高频升压逆变电路包括两个耦合电感L1～L2、两个箝位开关管Sc1～Sc2、两个箝位电容Cc1～Cc2、两个主开关管S1～S2、一滤波电感Lk和一谐振电容Co；其中：
耦合电感L1原边绕组L1a的非同名端与耦合电感L2原边绕组L2a的非同名端相连，耦合电感L1原边绕组L1a的同名端与箝位开关管Sc1的源极和主开关管S1的漏极相连，耦合电感L2原边绕组L2a的同名端与箝位开关管Sc2的源极和主开关管S2的漏极相连，箝位开关管Sc1的漏极与箝位电容Cc1的一端相连，箝位开关管Sc2的漏极与箝位电容Cc2的一端相连，主开关管S1的源极与箝位电容Cc1的另一端、箝位电容Cc2的另一端和主开关管S2的源极相连，耦合电感L2副边绕组的同名端L2b与滤波电感Lk的一端相连，耦合电感L2副边绕组L2b的非同名端与耦合电感L1副边绕组L1b的非同名端相连，滤波电感Lk的另一端与谐振电容Co的一端相连，耦合电感L1副边绕组L1b的同名端与谐振电容Co的另一端相连；两个箝位开关管Sc1～Sc2以及两个主开关管S1～S2的栅极均接收外部设备提供的开关控制信号，耦合电感L1原边绕组L1a的非同名端和主开关管S1的源极构成高频升压逆变电路的直流输入侧，滤波电感Lk的另一端和耦合电感L1副边绕组L1b的同名端构成高频升压逆变电路的交流输出侧。
箝位开关管和主开关管均采用NMOS管，箝位开关管内部具有与源漏两端反向并联的体二极管，主开关管内部具有与源漏两端并联的结电容以及反向并联的体二极管。
AC-AC变换电路用于将高频升压逆变电路生成的单相交流电压转换成三相交流电后输出；本实施方式中，AC-AC变换电路采用三相全桥逆变电路，其每个桥臂由一双向功率开关构建；双向功率开关由两个IGBT管T1～T2组成；其中，IGBT管T1的发射极为双向功率开关的一端，IGBT管T1的集电极与IGBT管T2的集电极相连，IGBT管T2的发射极为双向功率开关的另一端，两个IGBT管T1～T2的门极均接收外部设备提供的开关控制信号；三相全桥逆变电路的三相输出端均串接有平波电抗Lo1～Lo3。
如图7所示，本实施方式逆变器在工作过程中电路工作模态如下；其中，Vgs1、Vgs2、Vgsc1、Vgsc1分别对应S1、S2、Sc1、Sc2的栅端开关控制信号。
工作模态1对应t0～t1时间段，如图6(a)所示，S1、S2均开通，Sc1、Sc2关断，在输入电压作用下耦合电感原边储能，原边励磁电流线性增加，副边耦合电感无输出；电感电流iL2和主开关管电流iS2线性上升。
工作模态2对应t1～t2时间段，如图6(b)所示，S2关断，耦合电感L2励磁电流给开关管结电容Cs2充电，开关管S2源极与漏极间电压线性增加；主开关管电流iS2下降为零，电感电流iL2和结电容电压Vds2线性上升，箝位开关管两端电压Vdsc2线性下降。
工作模态3对应t2～t3时间段，如图6(c)所示，S2寄生电容两端电压上升到箝位电容电压时，箝位开关管Sc2反并二极管导通，耦合电感L1工作在正激状态，L2工作在反激状态，L1继续储能电流线性增大，电源和耦合电感L2中能量向谐振电容Co充电；电感电流iL2以更大的斜率线性上升，Vdsc2下降为零，结电容电压Vds2保持恒定，电容侧电压Vlink开始线性上升。
工作模态4对应t3～t4时间段，如图6(d)所示，箝位开关管Sc2开通，此时Sc2为ZVS开通，流过其反并二极管电流迅速向Sc2转移；电感电流iL2和电容侧电压Vlink继续线性上升。
工作模态5对应t4～t5时间段，如图6(e)所示，Sc2关断，漏感L2与开关管S2寄生电容谐振，漏感上的一部分能量向谐振电容Co传递，另一部分向L2传递，此时双向开关管So4和So5开通，谐振电容Co上的能量通过双向开关管So4和So5向A、C两相负载传递；电感电流iL2和电容侧电压Vlink线性下降，箝位开关管两端电压Vdsc2线性上升至最大值，结电容两端电压Vds2线性下降为零，负载端输出电压VAo和VCo分别为+Vlink和-Vlink，VBo为零。
工作模态6对应t5～t6时间段，如图6(f)所示，开关管S2寄生电容两端电压降为0，寄生电容与漏感L1谐振过程结束，此时S2反并二极管导通续流，双向开关管So4和So5关断，电容侧电压不再给负载供电；电感电流iL2和电容侧电压Vlink继续线性下降，负载端输出电压VAo、VBo和VCo保持为零。
工作模态7对应t6～t7时间段，如图6(g)所示，S1、S2均开通，其中S2为零电压开关开通，原边励磁电流线性增加，耦合电感能量继续向谐振电容Co传递；此时双向开关管So4和So5开通，谐振电容Co上的能量通过双向开关管So1和So6向B、C两相负载传递；主开关管电流iS2线性上升，电感电流iL2和电容侧电压Vlink继续线性下降，负载端输出电压VBo和VCo分别为+Vlink和-Vlink，VAo为零。
开关管S1在一个周期内的工作状态与S2同理。
我们对本实施方式逆变器进行了详细的分析和仿真验证。从仿真结果可以看出，本实施方式逆变器的最高效率达到91.6%，效率比普通的逆变电路高；THD值较小，约为1.3%，谐波含量低。与传统的逆变电路相比，具有升压、全软开关和电隔离的优点，符合低压输入、高压交流输出、能量可控以及高可靠性要求，非常适用于新能源以及汽车用HID灯的应用背景。

Claims (6)

1.一种高频升压隔离逆变器，其特征在于，包括：
高频升压逆变电路，用于将输入的直流电压转换为单相交流电压；
AC-AC变换电路，用于将所述的单相交流电压转换成三相交流电后输出；
所述的高频升压逆变电路包括两个耦合电感L1～L2、两个箝位开关管Sc1～Sc2、两个箝位电容Cc1～Cc2、两个主开关管S1～S2、一滤波电感和一谐振电容；其中：
耦合电感L1原边绕组的非同名端与耦合电感L2原边绕组的非同名端相连，耦合电感L1原边绕组的同名端与箝位开关管Sc1的源极和主开关管S1的漏极相连，耦合电感L2原边绕组的同名端与箝位开关管Sc2的源极和主开关管S2的漏极相连，箝位开关管Sc1的漏极与箝位电容Cc1的一端相连，箝位开关管Sc2的漏极与箝位电容Cc2的一端相连，主开关管S1的源极与箝位电容Cc1的另一端、箝位电容Cc2的另一端和主开关管S2的源极相连，耦合电感L2副边绕组的同名端与滤波电感的一端相连，耦合电感L2副边绕组的非同名端与耦合电感L1副边绕组的非同名端相连，滤波电感的另一端与谐振电容的一端相连，耦合电感L1副边绕组的同名端与谐振电容的另一端相连；两个箝位开关管Sc1～Sc2以及两个主开关管S1～S2的栅极均接收外部设备提供的开关控制信号，耦合电感L1原边绕组的非同名端和主开关管S1的源极构成高频升压逆变电路的直流输入侧，滤波电感的另一端和耦合电感L1副边绕组的同名端构成高频升压逆变电路的交流输出侧。
2.根据权利要求1所述的高频升压隔离逆变器，其特征在于：所述的箝位开关管内部具有与源漏两端反向并联的体二极管。
3.根据权利要求1所述的高频升压隔离逆变器，其特征在于：所述的主开关管内部具有与源漏两端并联的结电容以及反向并联的体二极管。
4.根据权利要求1所述的高频升压隔离逆变器，其特征在于：所述的AC-AC变换电路采用三相全桥逆变电路，其每个桥臂由一双向功率开关构建。
5.根据权利要求4所述的高频升压隔离逆变器，其特征在于：所述的双向功率开关由两个IGBT管T1～T2组成；其中，IGBT管T1的发射极为双向功率开关的一端，IGBT管T1的集电极与IGBT管T2的集电极相连，IGBT管T2的发射极为双向功率开关的另一端，两个IGBT管T1～T2的门极均接收外部设备提供的开关控制信号。
6.根据权利要求4所述的高频升压隔离逆变器，其特征在于：所述的三相全桥逆变电路的三相输出端均串接有平波电抗。
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