CN108183616B - 一种基于变压器漏感的低应力高频dc/dc功率变换器 - Google Patents

一种基于变压器漏感的低应力高频dc/dc功率变换器 Download PDF

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Abstract

一种基于变压器漏感的低应力高频DC/DC功率变换器，涉及电力电子技术领域。本发明是为了避免现有高频功率变换器存在的缺陷。本发明中Class E逆变电路的电压输入端口与电源电气连接，Class E逆变电路的电压输出端口与隔离型匹配网络的电压输入端口相连，隔离型匹配网络的电压输出端口与整流环节电气连接；隔直电容的一端连接变压器组件的正输入端，变压器组件的正输出端连接谐振电容的一端，隔直电容的另一端和变压器组件的负输入端作为隔离型匹配网络的电压输入端口，变压器组件的负输出端和谐振电容的另一端作为隔离型匹配网络的电压输出端口。

Description

一种基于变压器漏感的低应力高频DC/DC功率变换器
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，尤其涉及低应力高频DC/DC功率变换器。
背景技术
随着电力电子技术的发展，高频、高效、高功率密度成为DC/DC功率变换器领域的必然前进方向。当开关频率提高到几十兆赫兹级别时，谐振元件的参数值与体积大大下降，系统暂态响应速度加快，且整个系统的体积与重量减小，功率密度大幅提高。图1所示为高频DC/DC功率变换系统的基本结构，一般由逆变、匹配和整流三个环节构成。其中逆变电路一般采用Class E或者ClassΦ2拓扑，如图2所示；匹配环节通常采用图3所示的非隔离型LC网络；至于整流环节，在高频条件下通常采用谐振整流器以减小损耗，在此不做过多说明。
采用Class E或ClassΦ2逆变环节与非隔离型LC匹配网络组合的高频功率变换器结构简单，可实现对各个环节分步设计，但存在如下的缺点：
(1)若采用Class E逆变拓扑会导致开关管电压应力过高，一般可达输入电压的4倍左右，不利于系统输入电压的提升和开关管功耗的降低；若采用ClassΦ2逆变拓扑虽然可以降低开关管电压应力，但是较Class E逆变多引入两个谐振元件，由此产生的损耗将降低系统的效率，且会增大系统的体积，减小系统的功率密度。
(2)非隔离型LC匹配网络只能在开关频率下进行阻抗变换，带宽极窄，且无法提供电气隔离，系统安全性由之大大降低。
发明内容
本发明是为了避免现有高频功率变换器存在的缺陷，现提供一种基于变压器漏感的低应力高频DC/DC功率变换器。
一种基于变压器漏感的低应力高频DC/DC功率变换器，包括Class E逆变电路和隔离型匹配网络，隔离型匹配网络包括：隔直电容CB、谐振电容Crec和变压器组件，
Class E逆变电路的电压输入端口与电源电气连接，Class E逆变电路的电压输出端口与隔离型匹配网络的电压输入端口相连，隔离型匹配网络的电压输出端口与整流环节电气连接；
隔直电容CB的一端连接变压器组件的正输入端，变压器组件的正输出端连接谐振电容Crec的一端，隔直电容CB的另一端和变压器组件的负输入端作为隔离型匹配网络的电压输入端口，变压器组件的负输出端和谐振电容Crec的另一端作为隔离型匹配网络的电压输出端口。
本发明提出一种新型的隔离型匹配网络，在这种匹配网络的作用下，逆变环节采用Class E拓扑就能使开关管实现较低的开关应力与零电压开关(Zero voltageswitching,ZVS)，而不需要采用ClassΦ2拓扑，从而避免了额外谐振元件的引入，系统的体积减小了30％，且利于系统效率及功率密度的提升。
隔离型匹配网络的隔离性为变换器的输入输出提供了电气隔离，提高了系统的安全性。
隔离型匹配网络中变压器的漏感值和励磁电感值被精确设计，提高了系统的集成度，进一步减小了系统的体积。
附图说明
图1为背景技术中所述的高频DC/DC功率变换系统的基本结构框图；
图2为背景技术中所述的高频DC/DC功率变换系统常用的几种逆变拓扑电路图，其中(a)表示Class E逆变，(b)表示并联ClassΦ2逆变，(c)表示串联ClassΦ2逆变；
图3为背景技术中所述的几种非隔离型LC匹配网络的电路图，其中(a)表示低通匹配网络，(b)表示高通匹配网络，(c)表示低通π型匹配网络，(d)表示高通π型匹配网络，(e)表示低通T型匹配网络，(f)表示高通T型匹配网络；
图4为一种基于变压器漏感的低应力高频DC/DC功率变换器的电路图；
图5为引入不同谐波时UDS的波形图，其中(a)表示引入二次谐波，(b)表示引入三次谐波；
图6为ZDS的等效阻抗网络示意图；
图7为匹配与整流环节的等效电路图；
图8为Class E谐振整流器的电路图；
图9为系统功率曲线图；
图10为临界耦合系数k0与谐振参数曲线图；
图11为ZDS的幅频特性曲线图；
图12为经调整后的UDS波形图；
图13为开关管UDS与UGS波形图；
图14为系统输出电压波形图。
具体实施方式
本实施方式所述的一种基于变压器漏感的低应力高频DC/DC功率变换器，包括Class E逆变电路和隔离型匹配网络，具体包括的电气元件有谐振电感LF、谐振电容CF、开关管S、隔直电容CB、谐振电容Crec、理想变压器T、原边漏感Lr、励磁电感Lm和副边漏感Lrec，具体连接关系如下：
如图4所示，电源VIN的正极连接谐振电感LF的一端，谐振电感LF的另一端同时连接开关管S的漏极、谐振电容CF的一端和隔直电容CB的另一端，电源VIN的负极同时连接开关管S的源极、谐振电容CF的另一端、励磁电感Lm的一端和理想变压器T初级线圈的异名端，隔直电容CB的一端连接原边漏感Lr的一端，原边漏感Lr的另一端同时连接励磁电感Lm的另一端和理想变压器T初级线圈的同名端，理想变压器T次级线圈的异名端连接副边漏感Lrec的一端，副边漏感Lrec的一端连接谐振电容Crec的一端，谐振电容Crec的另一端和理想变压器T次级线圈的同名端连接后续的整流环节。
本实施方式采用Zrec代表整流环节的等效阻抗。n代表理想变压器T的理想匝比。
开关管S低电压应力的实现思路可通过图5进行说明。从图5能够获知开关管漏源电压UDS引入二次谐波后会导致波形不对称且峰值增大，不利于开关管应力的降低；而引入三次谐波后波形对称且应力有所下降。因此，本发明降低应力的思路就是抑制二次谐波分量以保证UDS波形对称，同时引入三次谐波以降低UDS的幅值。
实际上，开关管S低电压应力的实现与开关管关断时的漏源阻抗ZDS密切相关，为了实现上述的设计思路，ZDS在开关角频率ω和3ω处应当呈现出高阻抗以引入基波和三次谐波，而在2ω处应当呈现出低阻抗以抑制二次谐波。那么从零极点的角度来分析，ZDS在ω和3ω附近应当存在极点，且2ω应当为ZDS的一个零点。再从实现软开关的角度分析，ZDS在ω处应当为感性，相应的在3ω处应当为容性，为了满足这一条件，则ZDS的两个极点中一个必须略大于ω，另一个必须略小于3ω。
图6所示即为ZDS的等效阻抗网络，忽略隔直电容CB，其表达式如式(1)和(2)所示
其中，s表示拉普拉斯算子。
由于2ω为ZDS的零点，则s＝j2ω时ZDS＝0，借助变压器的对称性Lrec＝Lr/n2并忽略Zrec对ZDS的影响，可得：
前述已说明ZDS的两个极点一个略大于ω，另一个略小于3ω，这里将这两个极点分别设为m1ω和m2ω，其中m1和m2分别满足1<m1<2、2<m2<3。因此当s＝jm1ω或s＝jm2ω时，式(1)的分母得零，由此可得：
联立(3)和(4)，谐振元件CF和LF的值为：
把变压器的耦合系数k＝Lm/(Lm+Lr)带入上述方程，式(3)和(5)可以被简化为：
根据式(6)中LF的表达式知，为了保证LF>0恒成立，则耦合系数k必须满足下式：
根据以上分析可以知道，当理想变压器T的参数(包括耦合系数k、原边漏感Lr和理想匝比n)以及m1和m2合理取值时，其他谐振参数就可以通过(6)求得，在此条件下开关管S就能实现低电压应力和ZVS。一般而言，m1和m2取值一般在1～1.3和2.7～3之间，这样既能保证ZDS在ω和3ω处具有较高的阻抗值又能在ω和3ω处分别呈现感性和容性。而变压器参数可通过系统的输出功率确定，图7所示为变换器匹配环节与整流部分的等效电路图，其中Vinv1为变压器原边电压的基波分量，则系统的输出功率可由式(8)计算：
也就是说，当系统输出功率Pout、输入电压VIN、整流环节等效阻抗Zrec、开关角频率ω已知时，通过式(7)选定变压器耦合系数k，再选定合适的理想匝比n，就可以通过式(8)确定变压器原边漏感Lr，进而确定其他谐振元件的参数值。
实际操作时，将调整好的Class E谐振整流器(如图8所示)接到隔离型匹配网络后级就构成了完整的高频DC/DC功率变换器系统。在该系统中，以f＝20MHz、VIN＝12V、输出电压Vout＝5V、输出功率Pout＝10W的实验指标为例完成对上述具体实施方式的论述。
调整Ls与Cs使整流环节在基频条件下呈阻性，在本发明中确定Zrec＝10.8Ω。在此基础上，选取变压器理想匝比n＝0.5，绘制图9所示的功率图，可以看出有多组原边漏感Lr和耦合系数k应于Pout＝10W，为了从中选择一组合适的值，图10(a)给出了不同m1和m2下临界耦合系数k0的变化范围，图10(b)给出了大于k0时的k和不同Lr下Crec的变化趋势，图10(c)和(d)又分别给出了不同m1和m2下耦合系数大于k0时CF/Crec和LF/Lr的曲线。图10清晰的显示了系统各谐振参数的变化规律，在高频条件下，合理的选取谐振元件的数值至关重要，比如过高的感值会带来很大的交流电阻，降低系统的效率，而过小的感值则有可能使系统对线路的寄生电感极其敏感，使系统产生恶劣的高频谐波，因此图10对本系统的参数选取有极大的参考价值。
选择m1＝1.3、m2＝2.7，则变压器的相关参数和其他谐振元件的参数可通过公式(6)、(7)和(8)计算，在通过仿真与实验对理论参数进行微调后，系统最终采用的参数如表1所示。
表1系统参数表
上述参数中D表示整流环节所用二极管、Ls表示谐振电感、RL表示负载电阻、Cs表示谐振电容、Cout表示输出滤波电容。
在本系统中，着重关注的指标有开关管关断期间ZDS的幅频特性以及开关管漏源电压UDS的波形(包括应力特性以及ZVS)。变压器参数为n＝0.5，Lr＝10nH，k＝0.8，在此组参数下，ZDS的幅频特性如图11所示，可以看出ZDS在ω和3ω处呈高阻抗特性，而2ω为ZDS的一个零点，ZDS呈低阻抗特性，反映到时域的UDS的波形如图12所示，二次谐波被明显的抑制，波形对称度极高，基波和三次谐波的叠加使UDS幅值大幅下降，开关管电压应力得以降低。
在以上参数条件下，测试开关管漏源电压UDS与驱动电压UGS的波形如图13所示，输出电压波形如图14所示。从图13可以看出，开关管漏源电压UDS在驱动电压UGS达到开启电压时已经降为零，实现了ZVS。并且UDS的幅值约为31V，为输入电压的2.6倍，这与采用Class E逆变拓扑加一般匹配网络时开关电压应力约为输入电压的4倍相比，有明显的下降。
本发明采用新型隔离型匹配网络，结合Class E逆变拓扑就能实现开关管的低电压应力与ZVS，该新型隔离型匹配网络减小了系统的体积，增大了系统的集成度，且具有电气隔离的功能，对系统性能的改善有重大意义，具有广阔的应用前景。

Claims (3)

1.一种基于变压器漏感的低应力高频DC/DC功率变换器，其特征在于，包括Class E逆变电路和隔离型匹配网络，隔离型匹配网络包括：隔直电容CB、谐振电容Crec和变压器组件，
Class E逆变电路的电压输入端口与电源电气连接，Class E逆变电路的电压输出端口与隔离型匹配网络的电压输入端口相连，隔离型匹配网络的电压输出端口与整流环节电气连接；
隔直电容CB的一端连接变压器组件的正输入端，变压器组件的正输出端连接谐振电容Crec的一端，隔直电容CB的另一端和变压器组件的负输入端作为隔离型匹配网络的电压输入端口，变压器组件的负输出端和谐振电容Crec的另一端作为隔离型匹配网络的电压输出端口；
该变换器的参数符合以下条件：
其中，Crec为隔离型匹配网络的谐振电容值，CF为Class E逆变电路的谐振电容值，LF为Class E逆变电路的谐振电感值，n为变压器的理想匝比，ω为开关角频率，k为变压器的耦合系数，k0为临界耦合系数，Lr为变压器T的原边漏感值，m1和m2为低应力高频DC/DC功率变换器的参变量，并满足1<m1<2，2<m2<3。
2.根据权利要求1所述的一种基于变压器漏感的低应力高频DC/DC功率变换器，其特征在于，Class E逆变电路包括：谐振电感LF、谐振电容CF和开关管S；
谐振电感LF的一端连接电源正极，谐振电感LF的另一端同时连接开关管S的漏极和谐振电容CF的一端，电源负极同时连接开关管S的源极和谐振电容CF的另一端，谐振电容CF的两端作为Class E逆变电路的电压输出端口。
3.根据权利要求1所述的一种基于变压器漏感的低应力高频DC/DC功率变换器，其特征在于，变压器组件中包括理想变压器T、原边漏感Lr、励磁电感Lm和副边漏感Lrec；
原边漏感Lr的一端同时连接理想变压器T的初级线圈同名端和励磁电感Lm的一端，励磁电感Lm的另一端连接理想变压器T的初级线圈异名端，理想变压器T的次级线圈异名端连接副边漏感Lrec的一端，
原边漏感Lr的另一端作为变压器组件的正输入端，励磁电感Lm的另一端作为变压器组件的负输入端，副边漏感Lrec的另一端作为变压器组件的正输出端，理想变压器T的次级线圈同名端作为变压器组件的负输出端。
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