CN215300481U - 变换系统 - Google Patents

Abstract

本新型提供一种变换系统，包含变换电路及滤波电路，滤波电路包含第一电感、第二电感、第一陷波器及谐振滤波支路，第一电感的第一端耦接于滤波电路的第一端，第二电感耦接于第一电感的第二端及滤波电路的第二端之间，第一陷波器的第一端耦接于第一电感的第二端及第二电感的第一端，第一陷波器的第二端经由内部X电容而耦接于第二电感的第二端及滤波电路的第二端，第一陷波器包含串联连接的第三电感及电容，谐振滤波支路的第一端耦接于第一电感的第二端及滤波电路的第二端之间，谐振滤波支路包含串联连接的电容组件及第四电感。

Description

变换系统

技术领域

本新型涉及一种变换系统，尤指一种抑制谐振减少体积并节约成本的变换系统。

背景技术

传统电力领域中利用变换系统将直流电能与交流电能进行相互转换。图1为第一种传统变换系统的电路结构示意图，图2为图1所示的传统变换系统桥臂电压到内部X电容电流的频率-增益波特图。如图1及图2所示，于传统变换系统1’转换电能的过程中，传统变换系统1’的开关频率处(如图2所示的15kHz处)及两倍开关频率处(如图2所示的30kHz处)皆容易产生谐振而形成谐振点，使得电网与传统变换器系统1’之间发生谐振，且该谐振产生的电流过大时会导致传统变换系统1’内元器件过流损坏。图3为图1所示的传统变换系统1’的外部X电容-模块内部重点支路电流波形图，如图3所示，于传统变换系统1’的外部漏感Lt为固定(例如180μH)的情况下，随着外部X电容Cx_out的变化，传统变换系统1’内流过开关频率次陷波器T1(15K Notch Filter)的电流以及两倍开关频率陷波器T2(30K NotchFilter)的电流随着外部X电容Cx_out变化而变化，在外部X电容Cx_out在某一值附近时，会出现电流值过大的情况，使得构成陷波器T1及陷波器T2的元器件有过流损坏的可能性。传统变换系统1’通过大幅提升内部X电容Cx_in的容值来避开由外部X电容Cx_out及漏感Lt变化组成的谐振点，但该方法不利于控制变换系统1’的成本及体积。

因此，目前迫切需要发展一种可改善上述现有技术的变换系统。

实用新型内容

本新型的目的在于提供一种变换系统，其可抑制谐振，减少体积并节约成本。

为达上述目的，本新型提供一种变换系统，电性耦接于电网，变换系统具有开关频率。变换系统包含变换电路以及滤波电路。变换电路用以交直流变换。滤波电路具有第一端及第二端，滤波电路的第一端电性耦接于变换电路，滤波电路的第二端电性耦接于电网，滤波电路将交流电能滤波。滤波电路包含第一电感、第二电感、第一陷波器及第一谐振滤波支路。第一电感具有第一端及第二端，第一电感的第一端电性耦接于滤波电路的第一端。第二电感具有第一端及第二端，第二电感的第一端电性耦接于第一电感的第二端，第二电感的第二端电性耦接于滤波电路的第二端。第一陷波器具有第一端及第二端，第一陷波器的第一端电性耦接于第一电感的第二端及第二电感的第一端，第一陷波器的第二端经由内部X电容而电性耦接于第二电感的第二端及滤波电路的第二端，且第一陷波器包含串联连接的第三电感及第一电容。第一谐振滤波支路具有第一端及第二端，第一谐振滤波支路的第一端电性耦接于第一电感的第二端及第二电感的第一端，第一谐振滤波支路的第二端电性耦接于第二电感的第二端及滤波电路的第二端，且第一谐振滤波支路包含串联连接的第一电容组件及第四电感。

优选地，该第一电容组件包含一第二电容及一第三电容，该第二电容的一端电性耦接于该第一谐振滤波支路的该第一端，该第三电容电性耦接于该第二电容的另一端及该第四电感之间，该第二电感与该第二电容共同产生一第一阻抗，该第二电感与该第二电容于该开关频率时的该第一阻抗为无限大。

优选地，该第四电感与该第三电容共同产生一第二阻抗，该第四电感与该第三电容于该开关频率时的该第二阻抗为0。

优选地，该第一陷波器的该第三电感及该第一电容共同产生一第一陷波阻抗，该第一陷波器于该开关频率时的该第一陷波阻抗为0。

优选地，该滤波电路还包含一第二陷波器，该第二陷波器具有一第一端及一第二端，该第二陷波器的该第一端电性耦接于该第一陷波器的该第一端，该第二陷波器的该第二端电性耦接于该第一陷波器的该第二端，且该第二陷波器包含串联连接的一第五电感及一第四电容。

优选地，该第二陷波器的该第五电感及该第四电容共同产生一第二陷波阻抗，该第二陷波器于两倍的该开关频率时的该第二陷波阻抗为0。

优选地，该滤波电路还包含一第六电感及一第二谐振滤波支路，该第六电感具有一第一端及一第二端，该第六电感的该第一端电性耦接于该第二电感的该第二端，该第六电感的该第二端电性耦接于该滤波电路的该第二端，该第二谐振滤波支路具有一第一端及一第二端，该第二谐振滤波支路的该第一端电性耦接于该第六电感的该第一端，该第二谐振滤波支路的该第二端电性耦接于该第六电感的该第二端，且该第二谐振滤波支路包含串联连接的一第二电容组件及一第七电感。

优选地，该第二电容组件包含一第五电容及一第六电容，该第五电容的一端电性耦接于该第二谐振滤波支路的该第一端，该第六电容电性耦接于该第五电容的另一端及该第七电感之间，该第六电感与该第五电容共同产生一第三阻抗，该第六电感与该第五电容于两倍的该开关频率时的该第三阻抗为无限大。

优选地，该第七电感与该第六电容共同产生一第四阻抗，该第七电感与该第六电容于两倍的该开关频率时的该第四阻抗为0。

优选地，该滤波电路还包含一阻尼支路，该阻尼支路具有一第一端及一第二端，该阻尼支路的该第一端电性耦接于该第一陷波器的该第一端，该阻尼支路的该第二端电性耦接于该第一陷波器的该第二端，且该阻尼支路包含串联连接的一阻尼电阻及一阻尼电容。

附图说明

图1为第一种传统变换系统的电路结构示意图。

图2为图1所示的传统变换系统的桥臂电压到内部X电容电流频率-增益波特图。

图3为图1所示的传统变换系统的外部X电容-模块内部重点支路电流波形图。

图4为本新型第一优选实施例的变换系统的电路结构示意图。

图5为第二种传统变换系统的电路结构示意图。

图6为图4所示的变换系统与图5所示的传统变换系统的桥臂电压到并网电流频率-增益波特比较图。

图7为图4所示的变换系统的外部X电容-模块内部重点支路电流波形图。

图8为本新型第二优选实施例的变换系统的电路结构示意图。

图9A为图8所示的变换系统的第一谐振滤波支路的第四电感元器件误差影响与传统变换系统的频率增益波特比较图。

图9B为图8所示的变换系统的第一谐振滤波支路的第一电容组件元器件误差影响与传统变换系统的频率增益波特比较图。

图10为本新型第三优选实施例的变换系统的电路结构示意图。

图11为图10所示的变换系统与传统变换系统的桥臂电压到并网电流频率-增益波特比较图。

图12为图10所示的变换系统的外部X电容-模块内部重点支路电流波形图。

图13为本新型第四优选实施例的变换系统的电路结构示意图。

其中，附图标记说明如下：

1’：传统变换系统

T1、T2：陷波器

Lt：外部漏感

Cx_out：外部X电容

1、1a、1b、1c：变换系统

2：电网

Cx_in：内部X电容

3：变换电路

4：滤波电路

41：第一端

42：第二端

Linv：第一电感

51：第一端

52：第二端

Lg1：第二电感

53：第一端

54：第二端

43：第一陷波器

431：第一端

432：第二端

Ln1：第三电感

Cn1：第一电容

44：第一谐振滤波支路

441：第一端

442：第二端

443：第一电容组件

Cr1：第二电容

Cn1_r：第三电容

Ln1_r：第四电感

45：阻尼支路

451：第一端

452：第二端

Rd：阻尼电阻

Cd：阻尼电容

Cg1：电容

46：第二陷波器

461：第一端

462：第二端

Ln2：第五电感

Cn2：第四电容

Lg2：第六电感

55：第一端

56：第二端

47：第二谐振滤波支路

471：第一端

472：第二端

473：第二电容组件

Cr2：第五电容

Cn2_r：第六电容

Ln2_r：第七电感

N：共接点

具体实施方式

体现本公开特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的实施方式上具有各种的变化，其皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作说明之用，而非用以限制本公开。

请参阅图4，其为本新型第一优选实施例的变换系统的电路结构示意图。如图4所示，变换系统1可应用于电子负载、有源电力滤波器、静止型无功发生器、双向变换器、整流器、光伏变换器或不间断电源系统等，且经由外部漏感Lt及外部X电容Cx_out而电性耦接于电网2，其中变换系统1与外部漏感Lt串联，并与外部X电容Cx_out并联而电性耦接于电网2。变换系统1具有开关频率，例如但不限于15kHz，且变换系统1包含变换电路3及滤波电路4。变换电路3用以交直流变换。滤波电路4具有第一端41及第二端42，滤波电路4的第一端41电性耦接于变换电路3，滤波电路4的第二端42经由外部漏感Lt而电性耦接于电网2，滤波电路4用以将交流电流滤波，且包含第一电感Linv、第二电感Lg1、第一陷波器43、第一谐振滤波支路44及内部X电容Cx_in。

第一电感Linv具有第一端51及第二端52，第一电感Linv的第一端51电性耦接于滤波电路4的第一端41。第二电感Lg1具有第一端53及第二端54，第二电感Lg1的第一端53电性耦接于第一电感Linv的第二端52，第二电感Lg1的第二端54电性耦接于滤波电路4的第二端42，由于滤波电路4的第二端42与电网2电性耦接，使得第二电感Lg1构成变换系统1的网侧电感。第一陷波器43具有第一端431及第二端432，第一陷波器43的第一端431电性耦接于第一电感Linv的第二端52及第二电感Lg1的第一端53，第一陷波器43的第二端432电性耦接于一共接点N，其中共接点N可为但不限为接地端。且第一陷波器43包含串联连接的第三电感Ln1及第一电容Cn1，其中第三电感Ln1的一端电性耦接于第一陷波器43的第一端431，第三电感Ln1的另一端电性耦接于第一电容Cn1的一端，第一电容Cn1的另一端电性耦接于第一陷波器43的第二端432。内部X电容Cx_in的一端电性耦接于第二电感Lg1的第二端54及滤波电路4的第二端42，内部X电容Cx_in的另一端电性耦接于共接点N，而第一陷波器43的第二端432经由内部X电容Cx_in电性耦接于第二电感Lg1的第二端54及滤波电路4的第二端42。

第一谐振滤波支路44与第二电感Lg1并联连接，且具有第一端441及第二端442，第一谐振滤波支路44的第一端441电性耦接于第一电感Linv的第二端52、第二电感Lg1的第一端53及第一陷波器43的第一端431，第一谐振滤波支路44的第二端442电性耦接于第二电感Lg1的第二端54及滤波电路4的第二端42。且第一谐振滤波支路44包含串联连接的第一电容组件443及第四电感Ln1_r，第一电容组件443的一端电性耦接于第一谐振滤波支路44的第一端441，第一电容组件443的另一端电性耦接于第四电感Ln1_r的一端，第四电感Ln1_r的另一端电性耦接于第一谐振滤波支路44的第二端442。于本实施例中，第一电容组件443包含串联耦接的第二电容Cr1及第三电容Cn1_r，第二电容Cr1的一端电性耦接于第一谐振滤波支路44的第一端441，第二电容Cr1的另一端电性耦接于第三电容Cn1_r的一端，第三电容Cn1_r的另一端电性耦接于第四电感Ln1_r。

于本实施例中，变换系统1中的元器件以下列数值作为示例，当然并不以此为限，更可依据不同需求选择不同数值规范的元器件，其中第二电感Lg1为20μH，第二电容Cr1为5.6μF，第三电容Cn1_r为1μF，外部漏感Lt为180μH，内部X电容Cx_in为1.4μF，外部X电容Cx_out为2μF，第四电感Ln1_r为112.6μH。

请参阅图5及图6并配合图4，其中图5为第二种传统变换系统的电路结构示意图，图6为图4所示的变换系统与图5所示的传统变换系统的桥臂电压到并网电流的频率-增益波特比较图。图6中的实线代表如图5所示的传统变换系统的频率-增益波特图，图6中的虚线代表本新型图4所示的变换系统1的频率-增益波特图。根据图4及图6可知，第一陷波器43的第三电感Ln1及第一电容Cn1可共同产生第一陷波阻抗，而第一陷波器43的第三电感Ln1及第一电容Cn1于开关频率(15kHz)时所产生的第一陷波阻抗为0，且第三电感Ln1及第一电容Cn1满足下列开关频率公式，

其中f_sw代表开关频率，Ln1代表第三电感的感量，Cn1代表第一电容的容值。另外，本实施例的变换系统1的第一谐振滤波支路44的第一电容组件443中的第二电容Cr1与第二电感Lg1之间组成开关频率次并联阻抗，而共同产生第一阻抗(即为开关频率次并联阻抗)，其中第二电容Cr1与第二电感Lg1于开关频率(15kHz)时所产生的第一阻抗为无限大，且第二电容Cr1与第二电感Lg1满足下列开关频率公式，

其中f_sw代表开关频率，Lg1代表第二电感的感量，Cr1代表第二电容的容值。由此，本实施例的变换系统1于开关频率时的增益较低，进而可更加有效阻止变换系统1于开关频率时所产生的电流纹波激励传送至电网2，而从图6中位于右侧的细节放大波特图可清楚看出，本实施例的变换系统1于开关频率处的增益为-57.2dB，而采用相同滤波电路参数且无第一谐振滤波支路44的传统变换系统于开关频率处的增益为-35.9dB，故可知本实施例的变换系统1于开关频率处的增益相较于传统变换系统于开关频率处的增益小21.3dB，因此，本实施例的变换系统1于开关频率时的滤波能力较传统变换系统于开关频率时的滤波能力更强。进一步地，第一谐振滤波支路44的第一电容组件443中的第三电容Cn1_r与第四电感Ln1_r之间组成开关频率次串联阻抗，而共同产生第二阻抗(即为开关频率次串联阻抗)，其中第三电容Cn1_r与第四电感Ln1_r于开关频率时所产生的第二阻抗为0，且第三电容Cn1_r与第四电感Ln1_r满足下列开关频率公式，

其中f_sw代表开关频率，Ln1_r代表第四电感的感量，Cn1_r代表第三电容的容值。由此，可改善本实施例增加开关频率次并联谐振阻抗带来高频部分衰减变差的现象，故可使得本实施例的变换系统1于高频时具有与传统变换器系统1’相同的滤波效果，可参照图6频率从3X10⁶-1X10⁸Hz高频部分二者曲线重合，进而对EMI有着相同的抑制效果，减少EMI带来的问题。

于一些实施例中，变换系统1的滤波电路4更包含阻尼支路45，阻尼支路45与第一陷波器43并联连接，且具有第一端451及第二端452，阻尼支路45的第一端451电性耦接于第一电感Linv的第二端52、第二电感Lg1的第一端53、第一陷波器43的第一端431及第一谐振滤波支路44的第一端441，阻尼支路45的第二端452电性耦接于第一陷波器43的第二端432及共接点N。且阻尼支路45包含串联连接的阻尼电阻Rd及阻尼电容Cd，阻尼电阻Rd的一端电性耦接于阻尼支路45的第一端451，阻尼支路45的另一端电性耦接于阻尼电容Cd的一端，阻尼电容Cd的另一端电性耦接于阻尼支路45的第二端452。

请参阅图7并配合图4，其中图7为图4所示的变换系统的外部X电容-模块内部重点支路电流波形图。图7显示变换系统1于开关频率(15kHz)运行时，流入第一陷波器43的电流、第二电感Lg1的谐振电流及内部X电容Cx_in的电流与外部X电容Cx_out之间的波形关系。如图7所示，本实施例的变换系统1在外部漏感Lt为固定的情况下，流入第一陷波器43的电流、第二电感Lg1的谐振电流及内部X电容Cx_in的电流皆不因外部X电容Cx_out的容值增加而增加，故可知本新型的变换系统1流入第一陷波器43、第一谐振滤波支路44，第二电感Lg1及内部X电容Cx_in的电流皆十分稳定，不易受到外部参数变化的影响，因此本新型的变换系统1不受外部X电容Cx_out的容值变化的影响而产生谐振，拥有更好的抑制外部参数变化而引起的谐振的能力，变换系统的可靠性得到显着提升。此外，由图7可看出，流入第二电感Lg1的谐振电流值几乎固定为6Arms，由于电流值十分稳定，故第一谐振滤波支路44中的第二电容Cr1、第三电容Cn1_r的容值及第四电感Ln1_r的感量也更易于选择及设计。

而根据上述结论可知，本新型的变换系统1内的元器件相较于传统变换系统1’，可选择电流规格较低的元器件。例如，图1中传统变换系统1’的15KHz陷波器内的感量为54.4μH的电感至少需选择电流规格为45A，而本新型的变换系统1的第一陷波器43的第三电感Ln1可选择相同感量但是电流规格仅为19A的电感；图1中传统变换系统1’的陷波器内的容值为2.4μF的电容至少需选择电流规格为45A的电容，而本新型的变换系统1的第一陷波器43的第一电容Cn1可选择与传统变换系统1’相同容值但是电流规格仅为19A的电容；图1中传统变换系统1’的Cx_in容值为1.2μF的电容至少需选择电流规格为12A的电容，而本新型的变换系统1的内部X电容Cx_in可选择与之相同容值但是电流规格为仅为2A的电容；图1传统变换系统1’的感量为20μH的网侧电感选型时除满足正常运行额定电流的同时还需要额外考虑因谐振增加的35A谐振电流的裕量，而本新型的变换系统1用以构成网侧电感的第二电感Lg1可选择与传统变换系统1’相同感量的电感但是需要额外考虑的谐振电流裕量仅为7.5A。综上，本新型变换系统的网侧电感的线径可以减少，成本和体积可以进一步降低。另外，本新型的变换系统1中的第二电容Cr1可选择电流规格仅为7.5A且容值为5.6μF的电容，第三电容Cn1_r可选择电流规格仅为7.5A且感量为1μF的电容，及第四电感Ln1_r可选择电流规格仅为7.5A且感量为112.6μH的电感，故可知本新型的变换系统1内的元器件的电流规格不仅较传统变换系统1’内的元器件的电流规格低，且变换系统1中所增加的第二电容Cr1、第三电容Cn1_r及第四电感Ln1_r亦可选择电流规格低的电容及电感，因此本新型的变换系统1可达到减少体积及节约成本的功效。

于一些实施例中，第二电容Cr1与第三电容Cn1_r可合并为单一电容Cg1，即第一电容组件443可由单一电容Cg1构成。请参阅图8，其为本新型第二优选实施例的变换系统的电路结构示意图。如图8所示，本实施例的变换系统1a相似于图4所示的变换系统1，故不再赘述。于本实施例中，变换系统1a中的元器件以下列数值为示例，当然并不以此为限，更可依据不同需求选择不同数值规范的元器件，其中第二电感Lg1为20μH，第一电容组件443为0.85μF，外部漏感Lt为180μH，内部X电容Cx_in为1.4μF，外部X电容Cx_out为2μF，第四电感Ln1_r为112.6μH。

在实际应用中，第一谐振滤波支路44的第四电感Ln1_r的感量及第一电容组件443的容值可能具有误差，以下将说明元器件误差对变换系统1所造成的影响。请参阅图9A并配合图8，其中图9A为图8所示的变换系统的第一谐振滤波支路的第四电感元器件误差影响与传统变换系统的桥臂电压到并网电流频率增益波特比较图。图9A中分别显示本新型的变换系统1的第四电感Ln1_r的感量不具有误差、本新型的变换系统1的第四电感Ln1_r的感量具有+10％的误差、本新型的变换系统1的第四电感Ln1_r的感量具有－10％的误差及传统变换系统1’不具有误差的频率-增益比较图。当本新型的变换系统1的第四电感Ln1_r的感量不具有误差时，变换系统1于开关频率(15kHz)处的增益为-57.2dB；而当本新型的变换系统1的第四电感Ln1_r的感量具有﹢10％的误差时，变换系统1于开关频率(15kHz)处的增益为-46.9dB；而当本新型的变换系统1的第四电感Ln1_r的感量具有﹣10％的误差时，变换系统1于开关频率(15kHz)处的增益为-41.5dB。然而，传统变换系统于开关频率处的增益为-35.9dB，故可知，尽管本新型的变换系统1的第四电感Ln1_r的感量具有+10％或者－10％的误差，本新型的变换系统1于开关频率处的增益相较于传统变换系统1’于开关频率处的增益还是更小，因此本新型的变换系统1的第四电感Ln1_r的感量具有+10％或者－10％的误差时，本新型的变换系统1的滤波能力较传统变换系统1’的滤波能力仍旧更强，由上可知，本新型的变换系统1的第四电感Ln1_r的感量可至少允许±10％的误差。

请参阅图9B并配合图8，其中图9B为图8所示的变换系统的第一谐振滤波支路的第一电容组件元器件误差影响与传统变换系统的频率增益波特比较图。图9B中分别显示本新型的变换系统1的第一电容组件443的容值不具有误差、本新型的变换系统1的第一电容组件443的容值具有+5％的误差、本新型的变换系统1的第一电容组件443的容值具有－5％的误差及传统变换系统1’不具有误差的频率-增益比较图。当本新型的变换系统1的第一电容组件443的容值不具有误差时，变换系统1于开关频率(15kHz)处的增益为-57.2dB；而当本新型的变换系统1的第一电容组件443的容值具有+5％的误差时，变换系统1于开关频率(15kHz)处的增益为-56.9dB；而当本新型的变换系统1的第一电容组件443的容值具有－5％的误差时，变换系统1于开关频率(15kHz)处的增益为-56.3dB。然而，传统变换系统1’于开关频率处的增益为-35.9dB，故可知，尽管本新型的变换系统1的第一电容组件443的容值具有+5％或者－5％的误差，本新型的变换系统1于开关频率处的增益相较于传统变换系统1’于开关频率处的增益还是更小，因此本新型的变换系统1的第一电容组件443的容值具有+5％或者－5％的误差时，本新型的变换系统1的滤波能力较传统变换系统1’的滤波能力仍旧更强，由上可知，本新型的变换系统1的第一电容组件443的容值可至少允许±5％的误差。

请参阅图10，其为本新型第三优选实施例的变换系统的电路结构示意图。本实施例的变换系统1b相似于图4所示的变换系统1，惟于本实施例中，变换系统1b的滤波电路4还包含第二陷波器46，第二陷波器46与第一陷波器43及阻尼支路45并联连接，且第二陷波器46具有第一端461及第二端462，第二陷波器46的第一端461电性耦接于第一电感Linv的第二端52、第二电感Lg1的第一端53、第一陷波器43的第一端431及阻尼支路45的第一端451，第二陷波器46的第二端462电性耦接于第一陷波器43的第二端432、阻尼支路45的第二端452及共接端N。且第二陷波器46包含串联连接的第五电感Ln2及第四电容Cn2，第五电感Ln2的一端电性耦接于第二陷波器46的第一端461，第五电感Ln2的另一端电性耦接于第四电容Cn2的一端，第四电容Cn2的另一端电性耦接于第二陷波器46的第二端462。

此外，于本实施例中，本实施例的变换系统1b的滤波电路4除了包含第二电感Lg1及第一谐振滤波支路44外，更包含第六电感Lg2及第二谐振滤波支路47。第六电感Lg2具有第一端55及第二端56，第六电感Lg2的第一端55电性耦接于第二电感Lg1的第二端54，第六电感Lg2的第二端56电性耦接于滤波电路4的第二端42，而第六电感Lg2与第二电感Lg1串联连接于第一电感Linv的第二端52及滤波电路4的第二端42之间。第二谐振滤波支路47与第六电感Lg2并联连接，且具有第一端471及第二端472，第二谐振滤波支路47的第一端471电性耦接于第二电感Lg1的第二端54及第六电感Lg2的第一端55，第二谐振滤波支路47的第二端472电性耦接于第六电感Lg2的第二端56及滤波电路4的第二端42。且第二谐振滤波支路47包含串联连接的第二电容组件473及第七电感Ln2_r，第二电容组件473的一端电性耦接于第二谐振滤波支路47的第一端471，第二电容组件473的另一端电性耦接于第七电感Ln2_r的一端，第七电感Ln2_r的另一端电性耦接于第二谐振滤波支路47的第二端472。

于本实施例中，第二电容组件473包含串联耦接的第五电容Cr2及第六电容Cn2_r，第五电容Cr2的一端电性耦接于第二谐振滤波支路47的第一端471，第五电容Cr2的另一端电性耦接于第六电容Cn2_r的一端，第六电容Cn2_r的另一端电性耦接于第二谐振滤波支路47的第二端472。

请参阅图11并配合图10，其中图11为图10所示的变换系统与传统变换系统的频率-增益波特比较图。图11中的实线代表如图1所示的传统变换系统的频率-增益波特图，图11中的虚线代表本新型图10所示的变换系统1b的频率-增益波特图。根据图10及图11可知，第二陷波器46的第五电感Ln2及第四电容Cn2可共同产生第二陷波阻抗，而第二陷波器46的第五电感Ln2及第四电容Cn2于两倍的开关频率(30kHz)时所产生的第二陷波阻抗为0，且第五电感Ln2及第四电容Cn2满足下列开关频率公式，

其中2f_sw代表两倍的开关频率，Ln2代表第五电感的感量，Cn2代表第四电容的容值。

且由于本实施例的变换系统1b的第二谐振滤波支路47的第二电容组件473的第五电容Cr2与第六电感Lg2之间组成两倍开关频率次并联阻抗，而共同产生第三阻抗(即为两倍开关频率次并联阻抗)，其中第二电容组件473的第五电容Cr2与第六电感Lg2于两倍的开关频率(30kHz)时所产生的第三阻抗为无限大，使得本实施例的变换系统1b于两倍的开关频率时的增益较低，进而可阻止变换系统1b于两倍的开关频率时所产生的电流纹波激励传送出去，而从图11中位于左侧的细节放大桥臂电压到并网电流的波特图可清楚看出，本实施例的变换系统1b于两倍的开关频率处的增益为-85.9dB，而传统变换系统于两倍的开关频率处的增益为-73.5dB，故可知本实施例的变换系统1b于两倍的开关频率处的增益相较于传统变换系统于两倍的开关频率处的增益小12.4dB，故可知本实施例的变换系统1b于两倍的开关频率时的滤波能力较传统变换系统于两倍的开关频率时的滤波能力更强。此外，第二谐振滤波支路47的第二电容组件473的第六电容Cn2_r与第七电感Ln2_r之间组成开关频率次串联阻抗，而共同产生第四阻抗(即为开关频率次串联阻抗)，其中第二电容组件473的第六电容Cn2_r与第七电感Ln2_r于两倍的开关频率时所产生的第四阻抗为0，可改善增加两倍开关频率次并联谐振阻抗相比原始方案带来高频部分衰减变差的效果，使得高频部分具有与传统变换系统1’相同的滤波效果，可参照图11频率从3X10⁶-1X10⁸Hz高频部分二者曲线重合，进而对EMI有着相同的抑制效果，减少EMI带来的问题。

请参阅图12并配合图10，其中图12为图10所示的变换系统的外部X电容-模块内部重点支路电流波形图。图12显示变换系统1b于两倍的开关频率(30kHz)时，流入第一陷波器43、第二陷波器46及内部X电容Cx_in的电流与外部X电容Cx_out之间的波形关系。如图12所示，本实施例的变换系统1b于外部漏感Lt为固定的情况下，流入第一陷波器43、第二陷波器46及内部X电容Cx_in的电流皆不因外部X电容Cx_out容值的增加而增加，故可知本新型的变换系统1b的第一陷波器43、第二陷波器46及内部X电容Cx_in的电流皆十分稳定，不易受到外部参数变化的影响。此外，由图12可看出，流入第二陷波器46的电流值几乎固定为4Arms，由于电流值十分稳定，故第二陷波器46内的第五电感Ln2的感量及第四电容Cn2的电容值更易于选择及设计。

当然，本新型的变换系统除了包含如上述第一实施例及第二实施例所示的一个陷波器及一个谐振滤波支路，或者包含如上述第三实施例所示的两个陷波器及两个谐振滤波支路外，更可包含数量更多的陷波器及谐振滤波支路。请参阅图13，其为本新型第四优选实施例的变换系统的电路结构示意图。本实施例的变换系统1c相似于图4所示的变换系统1，而于本实施例中，变换系统1c包含N个陷波器、N个谐振滤波支路及N个与对应的谐振滤波支路并联的电感，其中每一陷波器电性耦接于第一电感Linv的第二端52及共接点N之间，且N个陷波器之间相互并联连接，而N个与对应的谐振滤波支路并联的电感依序串联连接于第一电感Linv的第二端52及滤波电路4的第二端42之间。本实施例的变换系统1c于N倍的开关频率时的滤波能力较传统变换系统于N倍的开关频率时的滤波能力更强，然其电路结构及运作方式相似于图4所示的变换系统1，故于此不再赘述。

综上所述，本新型的变换系统包含并联连接的第一谐振滤波支路及第二电感，其中第一谐振滤波支路的第一电容组件与第二电感于开关频率时所产生的阻抗为无限大，使得本新型的变换系统于开关频率时的增益较低，进而可阻止变换系统于开关频率时所产生的电流纹波传送出去，故可知本新型的变换系统于开关频率时的滤波能力较传统变换系统于开关频率时的滤波能力更强。此外，第一谐振滤波支路的第一电容组件与第四电感于开关频率时所产生的阻抗为0，可改善开关频率次并联阻抗带来高频部分衰减变差的现象，故可使得本新型的变换系统于高频时与传统变换系统具有相同的滤波效果，进而使得高频处不具有电磁干扰问题。进一步地，本新型的变换系统中流入第一陷波器、第一谐振滤波支路及内部X电容的电流皆十分稳定，不易受到外部参数变化的影响，进而抑制了谐振，因此本新型的变换系统可使用容值较低的内部X电容，以达到降低成本及体积，并增加可靠性的益处。且本新型的变换系统更可容许第一谐振滤波支路的第四电感的感量及第一电容组件的容值具有误差的产生，同时维持一定程度的滤波能力。

Claims (10)

1.一种变换系统，电性耦接于一电网，其特征在于，该变换系统具有一开关频率，且该变换系统包含：

一变换电路，用以交直流变换；以及

一滤波电路，具有一第一端及一第二端，该滤波电路的该第一端电性耦接于该变换电路，该滤波电路的该第二端电性耦接于该电网，该滤波电路将交流电能滤波，且该滤波电路包含：

一第一电感，具有一第一端及一第二端，该第一电感的该第一端电性耦接于该滤波电路的该第一端；

一第二电感，具有一第一端及一第二端，该第二电感的该第一端电性耦接于该第一电感的该第二端，该第二电感的该第二端电性耦接于该滤波电路的该第二端；

一第一陷波器，具有一第一端及一第二端，该第一陷波器的该第一端电性耦接于该第一电感的该第二端及该第二电感的该第一端，该第一陷波器的该第二端经由一内部X电容而电性耦接于该第二电感的该第二端及该滤波电路的该第二端，且该第一陷波器包含串联连接的一第三电感及一第一电容；以及

一第一谐振滤波支路，具有一第一端及一第二端，该第一谐振滤波支路的该第一端电性耦接于该第一电感的该第二端及该第二电感的该第一端，该第一谐振滤波支路的该第二端电性耦接于该第二电感的该第二端及该滤波电路的该第二端，且该第一谐振滤波支路包含串联连接的一第一电容组件及一第四电感。

2.如权利要求1所述的变换系统，其特征在于，该第一电容组件包含一第二电容及一第三电容，该第二电容的一端电性耦接于该第一谐振滤波支路的该第一端，该第三电容电性耦接于该第二电容的另一端及该第四电感之间，该第二电感与该第二电容共同产生一第一阻抗，该第二电感与该第二电容于该开关频率时的该第一阻抗为无限大。

3.如权利要求2所述的变换系统，其特征在于，该第四电感与该第三电容共同产生一第二阻抗，该第四电感与该第三电容于该开关频率时的该第二阻抗为0。

4.如权利要求1所述的变换系统，其特征在于，该第一陷波器的该第三电感及该第一电容共同产生一第一陷波阻抗，该第一陷波器于该开关频率时的该第一陷波阻抗为0。

5.如权利要求1所述的变换系统，其特征在于，该滤波电路还包含一第二陷波器，该第二陷波器具有一第一端及一第二端，该第二陷波器的该第一端电性耦接于该第一陷波器的该第一端，该第二陷波器的该第二端电性耦接于该第一陷波器的该第二端，且该第二陷波器包含串联连接的一第五电感及一第四电容。

6.如权利要求5所述的变换系统，其特征在于，该第二陷波器的该第五电感及该第四电容共同产生一第二陷波阻抗，该第二陷波器于两倍的该开关频率时的该第二陷波阻抗为0。

7.如权利要求5所述的变换系统，其特征在于，该滤波电路还包含一第六电感及一第二谐振滤波支路，该第六电感具有一第一端及一第二端，该第六电感的该第一端电性耦接于该第二电感的该第二端，该第六电感的该第二端电性耦接于该滤波电路的该第二端，该第二谐振滤波支路具有一第一端及一第二端，该第二谐振滤波支路的该第一端电性耦接于该第六电感的该第一端，该第二谐振滤波支路的该第二端电性耦接于该第六电感的该第二端，且该第二谐振滤波支路包含串联连接的一第二电容组件及一第七电感。

8.如权利要求7所述的变换系统，其特征在于，该第二电容组件包含一第五电容及一第六电容，该第五电容的一端电性耦接于该第二谐振滤波支路的该第一端，该第六电容电性耦接于该第五电容的另一端及该第七电感之间，该第六电感与该第五电容共同产生一第三阻抗，该第六电感与该第五电容于两倍的该开关频率时的该第三阻抗为无限大。

9.如权利要求8所述的变换系统，其特征在于，该第七电感与该第六电容共同产生一第四阻抗，该第七电感与该第六电容于两倍的该开关频率时的该第四阻抗为0。

10.如权利要求1所述的变换系统，其特征在于，该滤波电路还包含一阻尼支路，该阻尼支路具有一第一端及一第二端，该阻尼支路的该第一端电性耦接于该第一陷波器的该第一端，该阻尼支路的该第二端电性耦接于该第一陷波器的该第二端，且该阻尼支路包含串联连接的一阻尼电阻及一阻尼电容。

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