CN114583934B - 控制单元、电源变换装置及抑制输出电压纹波的方法 - Google Patents

控制单元、电源变换装置及抑制输出电压纹波的方法 Download PDF

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Abstract

本发明提出一种控制单元、电源变换装置及抑制输出电压纹波的方法，涉及电源领域，通过提供控制单元，控制单元用于形成PWM信号以控制一电源变换器，电源变换器包括输入端、输出端以及依次串联连接在电源变换器的输入端与电源变换器的输出端之间的开关网络和LC滤波单元，控制单元包括补偿单元，补偿单元用于对其输入端接收的第一信号进行调节，在其输出端输出第二信号，其中在电源变换器的输出端与补偿单元的输入端或输出端之间形成有第一反馈回路，第一反馈回路的传递函数与一电阻值相关，相当于在LC滤波单元的电容C的两端并联了虚拟电阻，而可抑制LC滤波单元的谐振尖峰，进而抑制高频纹波，且不产生损耗，不影响电源变换器的输出效率。

Description

控制单元、电源变换装置及抑制输出电压纹波的方法
技术领域
本发明涉及电源领域，尤其是控制单元、电源变换装置及抑制输出电压纹波的方法。
背景技术
随着社会进步及电源技术的发展，市场对电源变换器的高功率密度、轻重量、小体积提出了更高要求。如对于车载充电机，随着新能源汽车爆发式的增长，为了满足车辆续航要求，对车载DC/DC变换器就提出了同样的要求。为满足上述要求，电源变换器的高频化成为必然结果。
为了保证负载用电器的安全，如新能源汽车中的低压用电器安全，对电源变换器的输出电压纹波要求也日益严苛。电源变换器的输出侧通常包括一个LC滤波单元来实现输出电压纹波抑制。然而LC滤波单元会在电源变换器的控制回路上产生双极点，形成谐振尖峰，而放大LC谐振频率附近的噪声。电源变换器的高频化，以及为了追求轻量化，LC滤波单元的电感和电容越来越小，也意味着其截止频率越来越高，因此双极点的位置向高频段转化，导致高频段中LC谐振频率附近的噪声被放大。
因此，目前的电源变换器无法兼容轻量化与高频段的纹波抑制。
发明内容
本申请提出一种控制单元，用于形成PWM信号以控制一电源变换器，所述电源变换器包括输入端、输出端以及依次串联连接在所述电源变换器的输入端与所述电源变换器的输出端之间的开关网络和LC滤波单元，包括：补偿单元，用于对其输入端接收的第一信号进行调节，在其输出端输出第二信号，其中在所述电源变换器的输出端与所述补偿单元的输入端或输出端之间形成有第一反馈回路，所述第一反馈回路的传递函数与一电阻值相关。
更进一步的，所述第一反馈回路输出第一反馈信号，所述控制单元还包括第一计算单元，所述第一计算单元接收所述第二信号和所述第一反馈信号，用于将所述第二信号与所述第一反馈信号做差值运算，输出第三信号。
更进一步的，所述传递函数还与LC滤波单元中电感的感值以及所述补偿单元与所述电源变换器之间的传递函数相关。
更进一步的，所述传递函数为sL/(GPWM(s)*r)，其中L为LC滤波单元中电感的感值，GPWM(s)为所述补偿单元与所述电源变换器之间的传递函数，r为所述电阻值，s表示s域。
更进一步的，所述第一信号为一参考电压信号与一反馈电压信号的差值，所述反馈电压信号表征所述电源变换器输出电压。
更进一步的，所述第一反馈回路输出第一反馈信号，所述补偿单元还包括第一计算单元，所述第一计算单元接收一差值电压信号和所述第一反馈信号，用于将所述差值电压信号与所述第一反馈信号做差值运算，输出所述第一信号，其中所述差值电压信号为一参考电压信号与一反馈电压信号的差值，所述反馈电压信号表征所述电源变换器输出电压。
更进一步的，所述传递函数还与LC滤波单元中电感的感值、所述补偿单元与所述电源变换器之间的传递函数以及所述补偿单元的传递函数相关。
更进一步的，所述传递函数为sL/(GPWM(s)* GPI(s)*r)，其中L为LC滤波单元中电感的感值，GPWM(s)为所述补偿单元与所述电源变换器之间的传递函数，GPI(s) 为所述补偿单元的传递函数，r为所述电阻值，s表示s域。
更进一步的，所述补偿单元为PI补偿单元、PID补偿单元或PD补偿单元。
更进一步的，所述控制单元为DSP控制器、MCU控制器或数字芯片。
本申请还提出一种电源变换装置，包括：电源变换器，包括输入端和输出端，所述电源变换器的输入端接收一输入电压，所述电源变换器的输出端输出一输出电压，一开关网络和一LC滤波单元依次串联连接在所述电源变换器的输入端与所述电源变换器的输出端之间，所述电源变换器的输出端用于连接一负载；上述的控制单元，其中形成的所述电阻值并联在LC滤波单元的电容的两端。
更进一步的，所述电源变换器为buck型变换器。
本申请还提出一种抑制电源变换器中LC滤波单元的LC谐振点处的输出电压纹波的方法，包括：在所述电源变换器的输出端与一控制单元的补偿单元的输入端或输出端之间形成第一反馈回路，所述第一反馈回路的传递函数与一电阻值相关，其中所述补偿单元用于对其输入端接收的第一信号进行调节，在其输出端输出第二信号。
更进一步的，所述传递函数还与LC滤波单元中电感的感值以及所述补偿单元与所述电源变换器之间的传递函数相关。
更进一步的，所述传递函数还与LC滤波单元中电感的感值、所述补偿单元与所述电源变换器之间的传递函数以及所述补偿单元的传递函数相关。
附图说明
图1为一电源变换装置的示意图。
图2为图1中的电源变换器的传递函数的幅值波特图。
图3为图1中的电源变换器的传递函数的相位波特图。
图4为图1所示的电源变换装置的输出电压在双极点处的纹波波形示意图。
图5为另一电源变换装置的示意图。
图6为图5所示的电源变装置的s域等效模型示意图。
图7为图6所示的s域等效模型的等效模型示意图。
图8为图6所示的s域等效模型的等效模型示意图。
图9为本发明一实施例的控制单元示意图。
图10为本发明另一实施例的控制单元示意图。
图11为本发明一实施例的电源变换装置示意图。
图12所示的采用本发明一实施例提供的控制单元后输出电压在双极点处的纹波波形示意图。
具体实施方式
下面将结合附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在不做出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
请参阅图1所示的电源变换装置的示意图。电源变换装置包括电源变换器，电源变换器包括输入端din和输出端dout，输入端din接收输入电压Vin，开关网络110和LC滤波单元120依次串联连接在输入端din与输出端dout之间，输出端dout用于连接负载R。LC滤波单元120包括电容C和电感L，电容C与负载R并联，电感L连接在电容C与开关网络110之间。开关网络110内的开关管接收PWM信号而工作，以进行电压变换，LC滤波单元120对电压纹波进行抑制，以在输出端dout输出可供负载安全使用的输出电压Vout。
请参阅图2所示的图1中的电源变换器的传递函数的幅值波特图，以及图3所示的图1中的电源变换器的传递函数的相位波特图。如图2所示，LC滤波单元120在电源变换器的控制回路上产生双极点a，这是由于LC滤波单元120中的电容C和电感L谐振产生的，导致LC谐振频率附近的噪声被放大。并且，电源变换器的高频化，以及为了追求轻量化，LC滤波单元120的电感的感量和电容的容量越来越小，导致双极点的位置向高频段转化，通常到1kHz至10kHz之间，如图2中所示，双极点a位置位于5.3kHz附近，而将高频段该双极点附近的噪声放大，且该点幅值裕度仅为-14.4dB。并请参阅3所示的，经过发明人的研究发现，该双极点处的相位滞后，相位滞后无法改善或改善非常困难，因此很难通过控制相位来改善双极点处的噪声。请参阅图4所示的输出电压在双极点处的纹波波形示意图，如图4所示，在5.3kHz附近，纹波电压约331mV。
发明人认为可以在LC滤波单元120的LC谐振回路上添加阻尼电阻，以降低双极点处的谐振尖峰，而降低噪声放大倍数。然而，请参阅图5所示的电源变换装置的示意图，如在电容C的两端实际并联电阻r，虽可以降低LC谐振网络的Q值，增大阻尼，以抑制谐振尖峰，抑制高频纹波。但实际应用中，无论负载R是否接入，电阻r均会产生损耗，因此降低电源变换器的输出效率，这与电源变换器的高效率追求相悖。
请再参阅图1和图5，通常电源变换装置还包括控制单元130，控制单元130接收表征电源变换器输出电压Vout的反馈电压信号VFB（通常反馈电压信号VFB通过电压采样单元140采样输出电压Vout得到），控制单元130包括第二计算单元131、PI补偿单元132和PWM信号产生单元133，第二计算单元131接收参考电压信号Vref和反馈电压信号VFB，输出参考电压信号Vref与反馈电压信号VFB的差值电压信号Sd，PI补偿单元132接收差值电压信号Sd，并对其进行调节，以输出信号S11，PWM信号产生单元133接收信号S11，并根据信号S11输出一PWM信号至电源变换器内的开关管，以控制开关网络110工作，而将输入电压Vin变换为输出电压Vout。
PI补偿单元132还可由PID补偿单元或PD补偿单元替代。
请参阅图6所示的图5所示的电源变装置的s域等效模型示意图，其中Vout(s)为输出电压的从s域的定义量，Vref(s)为参考电压的从s域的定义量，GPI(s)为PI补偿单元132的传递函数，GPWM(s)为PI补偿单元132的输出端至电源变换器之间的传递函数，具体的为PWM信号产生单元133及其它线路的总传递函数，1/sL为电感L的感抗，1/sC为电容C的容抗，1/R为负载的阻抗的倒数，Hv(s)为输出电压Vout到反馈电压信号VFB的反馈传递函数，Vout(s)经Hv (s)形成反馈电压的从s域的定义量VFB(s)。根据图5所示的电源变装置，得到如图6所示的Vref(s)与VFB(s)的差值经GPI(s)进行调节，然后经GPWM(s)至电源变换器的开关网络的第二端d12，而表示第二端d12的电压，该点电压减去Vout(s)得到电感L上的电压，进而经1/sL到电感L的电流il(s)，电感L的电流为电容C和负载R上的电流和。如希望在电容C的两端形成并联电阻r，则可形成与1/sL和1/sC并联的反馈阻抗传递函数1/r。如此可形成在电容C的两端虚拟并联电阻r，以在LC谐振回路上添加阻尼电阻r，而抑制谐振尖峰，进而抑制高频纹波。
在实际应用中图6的标号为610的框内的部分为电源变换器固有电路的等效模型，不能由控制干预。也即在实际应用中，无法像如图6所示添加并联电阻r来抑制高频纹波。
为达到如5所示的在LC谐振回路上添加阻尼电阻，且不产生损耗，影响电源变换器的输出效率。请分别参阅图7和图8所示的图6所示的s域等效模型的等效模型示意图。去除图6所示的与1/sL和1/sC并联的反馈阻抗传递函数1/r，将并联电阻r添加在控制可干预的部分，如图6的标号为620的框内的部分。如图7所示，在Vout(s)至GPI(s)与GPWM(s)之间添加反馈回路，反馈回路的传递函数为sL/（GPWM(s)*r），该反馈回路等效为与1/sL和1/sC并联的反馈阻抗回路。或如图8所示，在Vout(s)至GPI(s)与其之前的计算
单元之间添加反馈回路，反馈回路的传递函数为sL/（GPI(s)*GPWM(s)*r），该反馈回路等效为与1/sL和1/sC并联的反馈阻抗回路。
将图7所示的s域等效模型中的控制可干预的部分转化为如图9所示的控制单元。将图8所示的s域等效模型中的控制可干预的部分转化为如图10所示的控制单元。如图9和图10所示，本发明一实施例中，在于提供一种控制单元200，用于形成PWM信号以控制电源变换器，电源变换器包括输入端din、输出端dout以及串联连接在电源变换器的输入端din与电源变换器的输出端dout之间的开关网络和LC滤波单元（如图1所示），控制单元230包括：补偿单元231，用于对其输入端接收的第一信号S1进行调节，在其输出端输出第二信号S2，其中在所述电源变换器的输出端dout与补偿单元231的输入端或输出端之间形成有第一反馈回路232，第一反馈回路232的传递函数与电阻值r相关。
如此，通过在电源变换器的输出端与控制单元的控制可干预的部分之间形成第一反馈回路，第一反馈回路的传递函数与电阻值r相关，相当于在LC滤波单元的电容C的两端并联了阻值为r的虚拟电阻，而可抑制谐振尖峰，进而抑制高频纹波，且不产生损耗，不影响电源变换器的输出效率。
在一实施例中，请参阅图9，其在电源变换器的输出端与补偿单元231的输出端之间形成第一反馈回路232。第一反馈回路232输出第一反馈信号Sf，控制单元230还包括第一计算单元233，第一计算单元233接收第二信号S2和第一反馈信号Sf，用于将第二信号S2与第一反馈信号Sf做差值运算，输出第三信号S3。更进一步的，控制单元230还可包括PWM信号产生单元234，用于接收第三信号S3，并根据第三信号S3输出一PWM信号，PWM信号用于控制电源变换器内的开关网络工作，而实现电压变换。更进一步的，补偿单元231接收的第一信号S1为一参考电压信号Vref与一反馈电压信号VFB的差值，反馈电压信号VFB表征电源变换器输出电压Vout。如图9所示，控制单元230还包括第二计算单元235，其接收参考电压信号Vref和反馈电压信号VFB，用于将参考电压信号Vref与反馈电压信号VFB做差值运算，得到第一信号S1。其中反馈电压信号VFB可经由电压采样单元（如图1所示）采样输出电压Vout而得。
结合图7所示，传递函数还与LC滤波单元中电感L的感值以及补偿单元231与电源变换器之间的传递函数相关。更具体的，传递函数为sL/(GPWM(s)*r)，其中L为LC滤波单元中电感的感值，GPWM(s)为补偿单元与电源变换器之间的传递函数，r为所述电阻值，s表示s域。
在一实施例中，请参阅图10，其在电源变换器的输出端与补偿单元231的输入端之间形成第一反馈回路232。第一反馈回路232输出第一反馈信号Sf，控制单元230还包括第一计算单元233，第一计算单元233接收差值电压信号Sd和第一反馈信号Sf，用于将差值电压信号Sd与第一反馈信号Sf做差值运算，输出第一信号S1，其中差值电压信号Sd为一参考电压信号Vref与一反馈电压信号VFB的差值，反馈电压信号VFB表征电源变换器输出电压Vout，其中反馈电压信号VFB可经由电压采样单元（如图1所示）采样输出电压Vout而得。更进一步的，控制单元230还可包括PWM信号产生单元234，用于接收第二信号S2，并根据第二信号S2输出一PWM信号，PWM信号用于控制电源变换器内的开关网络工作，而实现电压变换。如图10所示，控制单元230还包括第二计算单元235，其接收参考电压信号Vref和反馈电压信号VFB，用于将参考电压信号Vref与反馈电压信号VFB做差值运算，得到差值电压信号Sd。
结合图8所示，传递函数还与LC滤波单元中电感L的感值、补偿单元231与电源变换器之间的传递函数以及补偿单元的传递函数相关。更具体的，传递函数为sL/(GPWM(s)*GPI(s)*r)，其中L为LC滤波单元中电感的感值，GPWM(s)为补偿单元与所述电源变换器之间的传递函数，GPI(s) 为所述补偿单元的传递函数，r为所述电阻值，s表示s域。
在本发明一实施例中，补偿单元231可为PI补偿单元、PID补偿单元或PD补偿单元。
在本发明一实施例中，控制单元230为数字控制单元，如为DSP控制器、MCU控制器或数字芯片。因此上述控制单元230内的任何单元仅为功能模块，并非实际的电路单元。输入端或输出端也并非实际的端子，仅分别指接收信号或输出信号。
在实际应用中，在电源变换器的输出端与第二计算单元235之间还有第二反馈回路，以形成反馈电压VFB，反馈电压VFB表征电源变换器的输出电压Vout，第二反馈回路对应如7和图8中的传递函数Hv(s)。
本发明还提供一种电源变换装置，请参阅图11所示的本发明一实施例的电源变换装置示意图，电源变换装置包括电源变换器，电源变换器包括din输入端和输出端dout，输入端din接收输入电压Vin，输出端dout输出输出电压Vout，开关网络110和LC滤波单元120依次串联连接在输入端din与输出端dout之间，输出端dout用于连接一负载R；上述的控制单元（控制单元230以图9所示的控制单元为例），其中形成的电阻值r并联在LC滤波单元120的电容C的两端。
其优点与上述相同，在此不再赘述。
在实际应用中，控制单元230还包括PWM信号产生单元234，接收如图9所示的第三信号S3或如图10所示的第二信号S2，输出一PWM信号至电源变换器内的开关管，以控制开关网络110工作，将输入电压Vin变换为输出电压Vout。
在本发明一实施例中，电源变换器为buck型变换器，也即均包括一LC滤波单元。如buck变换器、正激变换器、全桥变换器、全波整流电路或桥式整流电路。
在一实施例中，本申请提供的电源变换装置应用于车载充电机。
在保证电源变换装置其它部分电路结构相同，且器件相同的情况下，仅采用本发明提供的控制单元，可测得图12所示的采用本发明一实施例提供的控制单元后输出电压在双极点处的纹波波形示意图，如图12所示，在5.3kHz附近，纹波电压仅约136 mV,相对于现有技术的331mV的纹波电压，本申请提供的电源变换装置的纹波电压大大减低，且不需要对硬件做任何修改。
本发明还提供一种抑制电源变换器中LC滤波单元的LC谐振点处的输出电压纹波的方法，包括：在电源变换器的输出端与一控制单元的补偿单元的输入端或输出端之间形成第一反馈回路，第一反馈回路的传递函数与一电阻值相关，其中所述补偿单元用于对其输入端接收的第一信号进行调节，在其输出端输出第二信号。
在本发明一实施中，第一反馈回路的传递函数还与LC滤波单元中电感的感值以及所述补偿单元与所述电源变换器之间的传递函数相关。具体的，可参阅图9，第一反馈回路输出第一反馈信号Sf，第二信号S2与第一反馈信号Vf的差值为第三信号S3，PWM信号产生单元根据第三信号S3形成PWM信号。具体的，第一信号S1为参考电压信号Vref与反馈电压信号VFB的差值，其中，反馈电压信号VFB表征电源变换器输出电压Vout。
在本发明一实施中，第一反馈回路的传递函数还与LC滤波单元中电感L的感值、补偿单元与电源变换器之间的传递函数以及补偿单元的传递函数相关。具体的，可参阅图10，第一反馈回路输出第一反馈信号Sf，第一信号S1为差值电压信号Sd与第一反馈信号Vf的差值，差值电压信号Sd为参考电压信号Vref与反馈电压信号VFB的差值，其中，反馈电压信号VFB表征电源变换器输出电压Vout。PWM信号产生单元根据第二信号S2形成PWM信号。
该抑制电源变换器中LC滤波单元的LC谐振点处的输出电压纹波的方法与上述的控制单元的原理及其达到的效果相同，在此不再赘述。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (11)

1.一种控制单元，用于形成PWM信号以控制一电源变换器，所述电源变换器包括输入端、输出端以及依次串联连接在所述电源变换器的输入端与所述电源变换器的输出端之间的开关网络和LC滤波单元，其特征在于，包括：
补偿单元，用于对其输入端接收的第一信号进行调节，在其输出端输出第二信号，其中在所述电源变换器的输出端与所述补偿单元的输入端或输出端之间形成有第一反馈回路，所述第一反馈回路的传递函数与一电阻值相关，并且所述传递函数还与LC滤波单元中电感的感值以及所述补偿单元与所述电源变换器之间的传递函数相关或所述传递函数还与LC滤波单元中电感的感值、所述补偿单元与所述电源变换器之间的传递函数以及所述补偿单元的传递函数相关。
2.根据权利要求1所述的控制单元，其特征在于，所述第一反馈回路输出第一反馈信号，所述控制单元还包括第一计算单元，所述第一计算单元接收所述第二信号和所述第一反馈信号，用于将所述第二信号与所述第一反馈信号做差值运算，输出第三信号。
3.根据权利要求2所述的控制单元，其特征在于，所述传递函数为sL/(GPWM(s)*r)，其中L为LC滤波单元中电感的感值，GPWM(s)为所述补偿单元与所述电源变换器之间的传递函数，r为所述电阻值，s表示s域。
4.根据权利要求2所述的控制单元，其特征在于，所述第一信号为一参考电压信号与一反馈电压信号的差值，所述反馈电压信号表征所述电源变换器输出电压。
5.根据权利要求1所述的控制单元，其特征在于，所述第一反馈回路输出第一反馈信号，所述补偿单元还包括第一计算单元，所述第一计算单元接收一差值电压信号和所述第一反馈信号，用于将所述差值电压信号与所述第一反馈信号做差值运算，输出所述第一信号，其中所述差值电压信号为一参考电压信号与一反馈电压信号的差值，所述反馈电压信号表征所述电源变换器输出电压。
6.根据权利要求5所述的控制单元，其特征在于，所述传递函数为sL/(GPWM(s)* GPI(s)*r)，其中L为LC滤波单元中电感的感值，GPWM(s)为所述补偿单元与所述电源变换器之间的传递函数，GPI(s) 为所述补偿单元的传递函数，r为所述电阻值，s表示s域。
7.根据权利要求1所述的控制单元，其特征在于，所述补偿单元为PI补偿单元、PID补偿单元或PD补偿单元。
8.根据权利要求1所述的控制单元，其特征在于，所述控制单元为DSP控制器、MCU控制器或数字芯片。
9.一种电源变换装置，其特征在于，包括：
电源变换器，包括输入端和输出端，所述电源变换器的输入端接收一输入电压，所述电源变换器的输出端输出一输出电压，一开关网络和一LC滤波单元依次串联连接在所述电源变换器的输入端与所述电源变换器的输出端之间，所述电源变换器的输出端用于连接一负载；
权利要求1所述的控制单元，其中形成的所述电阻值并联在LC滤波单元的电容的两端。
10.根据权利要求9所述的电源变换装置，其特征在于，所述电源变换器为buck型变换器。
11.一种抑制电源变换器中LC滤波单元的LC谐振点处的输出电压纹波的方法，其特征在于，包括：
在所述电源变换器的输出端与一控制单元的补偿单元的输入端或输出端之间形成第一反馈回路，所述第一反馈回路的传递函数与一电阻值相关，并且所述传递函数还与LC滤波单元中电感的感值以及所述补偿单元与所述电源变换器之间的传递函数相关或所述传递函数还与LC滤波单元中电感的感值、所述补偿单元与所述电源变换器之间的传递函数以及所述补偿单元的传递函数相关，其中所述补偿单元用于对其输入端接收的第一信号进行调节，在其输出端输出第二信号。
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