JP4785595B2 - 複数電圧の直流電圧コンバーター - Google Patents

Description

本発明は、ソフトスイッチングを備え、単一の変圧器を有し、出力において複数の独立した調整された電圧を生成できる直流電圧コンバーターに関する。本発明は複数の調整された電圧を必要とする如何なる種類の装置にも適する。

現在、入力電圧から複数の独立した調整された出力電圧を生成する多くの構成が存在する。それらの１つは、提供されるべき調整された出力電圧と同数の独立したコンバーターを用いる構成である。各コンバーターは、調整された出力電圧を単一の入力電圧から生成し、そしてこの電圧を生成するために、ガルバニ絶縁素子（変圧器）及びレギュレーションループを有する。この構成は調整される出力電圧と同数の変圧器を必要とするので、その数に比例して、コストが高くなる。更に種々のコンバーターの相互同期は達成し難く、また更なる外部部品の追加を必要とする。

別の可能な構成は、望ましくは絶縁されていないＤＣ／ＤＣコンバーターを、変圧器と絶縁された主コンバーターの２次側に接続する構成である。この主コンバーターの変圧器は、入力電圧と出力電圧の間でガルバニック絶縁を実現する。ＤＣ／ＤＣコンバーターは、主コンバーターの出力で並列に構成される。この構成は、一部の性能（低スイッチ損失、ＤＣ／ＤＣコンバーターの主コンバーターとの同期）が追求された場合に、比較的複雑になる。

最後に、別の構成は、単一のガルバニック絶縁変圧器を有する単一のＤＣ／ＤＣコンバーターを用いる構成、及び変圧器において、提供されるべき調整された出力電圧と同数の２次巻線を用いる構成である。例えば、変圧器は1次巻線と２次巻線を有し、各２次巻線は調整された出力電圧を生成するために用いられる。スイッチは、1次巻線と直列に配される。このスイッチは、コンバーターの１つの出力の電圧信号を入力した時に受信されるパルス幅変調回路（ＰＷＭ）の出力により制御される。この装置は、所望の調整された電圧と同数の巻線を変圧器の２次側に用い、それらのそれぞれを整流及びフィルターし、及びそれらの１つを用い、装置を従動させることができるので、実現が簡単であるという利点を有する。この構成の問題は、スレーブに用いられる出力のみが完全に調整される事である。他の出力は、それらの端子に存在する負荷に応じて変化し、それらは低負荷において増加する傾向がある。この構成の主な欠点は、従って、出力間に亘る調整の面であまり効果が無い事である。
仏国特許発明第２７３８４１７号明細書

本発明の目的は、上述の欠点の全て又は一部を軽減することである。

本発明は、ソフトスイッチングを備える直流電圧コンバーターに関する。前記直流電圧コンバーターは、1次巻線と２次巻線を有する変圧器を有する。コンバーターの１次側は半ブリッジ構成の型であり、２つのスイッチにより入力電源に結合できる。コンバーターの２次側は疑似共振半波型であり、少なくとも１つの第1の直流電圧を第1の負荷に供給し、１つの第２の直流電圧を第２の負荷に供給する。前記第２の直流電圧は、前記第1の直流電圧より低い。前記直流電圧コンバーターはまた、固定周波数において、パルス幅変調により、前記第1の直流出力電圧に応じて、２つのスイッチを交互に制御する第1の制御手段を有する。前記直流電圧コンバーターはまた、共振回路を有する。前記共振回路は、２次巻線に半波共振電流を生じ、前記第1の負荷の端子に接続された第1のコンデンサーを充電し、前記第1の直流電圧を生成する。前記直流電圧コンバーターはまた、誘導性回路を更に有する。前記誘導性回路は、前記２次巻線と前記第２の負荷の端子に接続された第２のコンデンサーとの間に接続され、電流を生成し、共振電流の半波の一部が２次巻線に流れる間に、前記第２のコンデンサーを充電し、前記第２の直流電圧を生成する。

誘導性回路は、より詳細には、第１のインダクタンスと直列の第1の整流ダイオード、及び第３のスイッチを有する。前記第３のスイッチは、共振電流の半波の一部が２次巻線に流れる間、閉じられる。第２の制御手段は、第３のスイッチを、パルス幅変調により、第２の直流出力に応じて制御するよう設計される。

第１の実施例では、前記共振回路は、第２のインダクタンスと直列に配された第２の整流ダイオード、及び共振コンデンサーを有する。これらの部品の集合は、変圧器の２次巻線の端子に接続される。そして第1のコンデンサーは、前記共振コンデンサーの端子に、平滑コイルにより接続される。

第２の実施例では、前記共振回路は、第２のインダクタンスと直列に前記２次巻線と第1のコンデンサーの間に配された第２の整流ダイオード、及び前記1次巻線と直列に配されたコンデンサーを有する。前記コンデンサーは、２次側に反映され、前記第２のインダクタンスと共振することを目的とする。

両方の実施例で、第２のインダクタンスは、２次側に反映される変圧器の漏れインダクタンス、又は２次側に反映される変圧器の漏れインダクタンス及び２次巻線と前記第1の負荷との間に配された追加のインダクタンスから成る直列インダクタンスである。

本発明は、限定されない例を用いて与えられる、図を参照する以下の説明を読むことでより理解されるだろう。

本発明では、複数の調整された電圧は、２次側の電流共振と共に動作するソフトスイッチングを備えたコンバーターにより生成される。２次側の共振電流は、第1の調整された電圧を供給する第1の出力の端子間に配されたコンデンサーを充電するために用いられる。他の調整された電圧は、コンバーターの２次巻線の端子に接続されたポストレギュレーション手段により生成される。

本発明は、図1乃至３に示される２つの実施例を通じて説明される。勿論、これらの２つの実施例は、単に例として与えられる。提案されるポストレギュレーション回路は、２次側の電流共振と共に動作するソフトスイッチングを備えた如何なる種類のコンバーターと接続されても良い。

これら２つの実施例では、コンバーターは主要な調整された電圧Ｖｓ１及びポストレギュレーションされた電圧Ｖｓ２を供給する。

図1を参照すると、コンバーターは、1次側に半ブリッジ構成を有する絶縁変圧器Ｔｒｆを、及び２次側に半波整流機能を備える疑似共振回路を有する。より詳細には、1次側回路は、入力電圧Ｖｅを供給する電源ＳＶの端子間に直列に配された２つのスイッチＴ１及びＴ２を備える半ブリッジ回路を有する。スイッチＴ１及びＴ２は、通常、ＭＯＳＦＥＴトランジスターである。半ブリッジ回路の中間点は、変圧器Ｔｒｆの１次巻線Ｌｐの点を記された端子に対応する第１の端子に接続される。１次巻線Ｌｐの点を記されていない端子に対応する他方の端子は、大容量を有するコンデンサーＣｄｐを経由して、スイッチＴ２に接続される電源ＳＶの端子に接続される。スイッチＴ１及びＴ２は、出力電圧Ｖｓ１に応じて、パルス幅変調回路に基づき生成される制御信号Ｄｒｖ１及びＤｒｖ２により駆動される。また変圧器Ｔｒｆは巻数比ｍを有する。

変圧器Ｔｒｆの２次巻線Ｌｓの点を記されていない端子は、インダクタンスＬｆ及び整流ダイオードＤ１により、共振コンデンサーＣｒ１の第１の端子に結合される。このコンデンサーの他方の端子は、２次巻線Ｌｓの点を記された端子に結合される。２次側に反映される、変圧器Ｔｒｆの漏れインダクタンスに対応するインダクタンスＬｆは、あるいは、追加のインダクタンスで補完される。平滑コイルＬ１は、インダクタンスＬｆ−コンデンサーＣｒ１接合及び電圧Ｖｓ１を供給するコンバーターの第１の出力の端子間に置かれたコンデンサーＣｓ１の端子の間に接続される。コンデンサーＣｓ１の他方の端子は、２次巻線Ｌｓの点を記された端子に接続される。インダクタンスＬ１の機能は、電圧Ｖｓ１を供給する出力により供給される電流を平滑化することである。この出力の端子間に直列に配された抵抗Ｒ１、Ｒ２のブリッジは、パルス幅変調制御ブロックＰＷＭ１に電圧Ｖｓ１で表される電圧を提供する。この制御ブロックは既知の構造であり、制御信号Ｄｒｖ１及びＤｒｖ２を供給する。このようなブロックの構造は、例えば特許文献1に開示されている。

このコンバーターの動作方式は、当業者によく知られており、詳細は特許文献１に説明されている。スイッチＴ１及びＴ２の制御信号Ｄｒｖ１及びＤｒｖ２は、交互に完了する。前記トランジスターが、これら２つの信号の動作周期の間、２つの場合にオフ状態となるよう、デッドタイムは、これらスイッチの切り替え動作の間であると考えられる。スイッチＴ１及びＴ２のオン時間の比は、出力電圧Ｖｓ１を規定する。コンバーターのこの部分の動作方式は、図２Ａ乃至２Ｈを参照して後に詳細に説明される。

電圧Ｖｓ１に基づき電圧Ｖｓ２を生成するために、ポストレギュレーション手段は、２次巻線Ｌｓと漏れインダクタンスＬｆから成る直列インダクタンスの端子に接続される。インダクタンスＬｆ−ダイオードＤ１接合は整流ダイオードＤ２により、インダクタンスＬｒの第１の端子に結合される。インダクタンスＬｒの他方の端子は、スイッチＴ３により、負荷コンデンサーＣｓ２の第１の端子に結合される。スイッチＴ３は、通常、ＭＯＳＦＥＴトランジスターであり、インダクタンスＬｒの電流の出現を遅らせるよう制御される。コンデンサーＣｓ２の他方の端子は、２次巻線Ｌｓの点を記された端子に接続される。スイッチＴ３が閉じられる時、インダクタンスＬｒの端子間の電圧は正である。インダクタンスＬｒを流れる電流は、１次側の電圧が反転するまで増加する。次の周期の間、電流ＩＬｒがゼロに達した時、スイッチＴ３は開く。この電流は、負荷により消費される平均電流により減少し、所望の出力値Ｖｓ２と比較されるコンデンサーＣｓ２の端子間の平均電圧Ｖｓ２の調整を保証する。この電圧の値は、スイッチＴ３の位相遅延の管理により直接引き出される。この出力の端子間に配された抵抗ブリッジＲ３、Ｒ４は、制御ブロックＰＷＭ２に電圧Ｖｓ２で表される電圧を提供する。このブロックは、トランジスターＴ３の制御信号を生成する。この信号は、コンバーターの２次側の電流共振の時間の一部の間、アクティブである。

制御ブロックＰＷＭ２は基本的に、測定値と所望の調整された値の間の平均差で表される電圧をＶｓ２に供給する積分回路ＩＮＴ、Ｌｓを流れる電流と同期した電圧ランプを生成する回路ＲＡＭＰ、電圧ランプと積分回路の出力電圧を比較する比較回路ＣＯＭＰ、トランジスターＴ３のゲートを充電するのに十分な電流を供給する電源駆動回路Ｄ、及びコンデンサーＣ３及びダイオードＤ３から成る電圧シフト回路を有する。積分回路ＩＮＴは、入力として抵抗ブリッジＲ３、Ｒ４の中間点に現れる電圧Ｖ１及び基準電圧ＶＲＥＦを受信する。電圧Ｖ１は、差動増幅器ＡＥの正の入力に印加される。そして電圧ＶＲＥＦは増幅器ＡＥの負の入力に、抵抗Ｒ５を経由して印加される。増幅器ＡＥの負の入力及び出力は、コンデンサーＣ１により、積分器の構成を得るよう、そして測定値と所望の調整された電圧の間の平均差を表す電圧ＶｉｎｔをＶｓ２に供給するよう、結合される。

更にランプ回路ＲＡＭＰは、アースとインダクタンスＬｆ−ダイオードＤ２接合の間に直列に配される、２つのダイオードＤ４、Ｄ５及び抵抗Ｒ６を有する。２つのダイオードＤ４及びＤ５は、それらがオン状態の時に、電流がインダクタンスＬｆ−ダイオードＤ２接合へ向かって流れるようにする。２つのダイオードＤ４及びＤ５の間の節点は、コンデンサーＣ２の第１の端子に、ダイオードＤ６を経由して、抵抗Ｒ７と直列に接続される。コンデンサーＣ２の他方の端子は、アースに接続される。ダイオードＤ６は、コンデンサーＣ２を放電する電流を流す。最後に抵抗Ｒ８は、電源端子Ｖｃｃと抵抗Ｒ７−コンデンサー接合の間に接続され、ダイオードＤ６がオフ状態の時、コンデンサーＣ２を充電する。このランプ発生器は、次の方法で動作する。インダクタンスＬｆ−ダイオードＤ１接合における電圧が正の場合、ダイオードＤ４、Ｄ５及びＤ６はオフ状態であり、コンデンサーは抵抗Ｒ８により提供される電流で充電される。Ｒ８は、正のランプ傾きを決定する。そしてインダクタンスＬｆ−ダイオードＤ１接合の電圧が負の時、コンデンサーはＤ６及びＲ７により放電される。抵抗Ｒ７は負のランプ傾きを決定する。

積分回路ＩＮＴにより供給される電圧Ｖｉｎｔは、回路ＲＡＭＰにより生成された電圧ランプと、比較回路ＣＯＭＰにより比較される。そして比較回路ＣＯＭＰは、ＶＣ２＞Ｖｉｎｔの場合に高レベルの電圧信号を、その他の場合に低レベルの電圧信号を供給する。この出力信号は、駆動回路Ｄにより増幅され、トランジスターＴ３のゲートを制御する。コンデンサーＣ３は、駆動回路Ｄの出力とトランジスターＴ３のゲートの間に挿入され、トランジスターＴ３のゲートに印加される電圧をシフトし、トランジスターＴ３のゲート電位がソース電位より大きくなるようにする。このコンデンサーは、駆動回路Ｄの出力がロー状態の時に、トランジスターＴ３のソースとゲートの間に接続されたダイオードＤ３により、電位Ｖｓ２まで充電される。

回路の全体の動作方式は、図２Ａ乃至２Ｈに示される。

図２Ａ及び２Ｂは、スイッチＴ１及びＴ２の制御信号Ｄｒｖ１及びＤｒｖ２の波形を示す。図２Ｃは、２次巻線Ｌｓの端子間の電圧Ｖ_ＬＳの変化を示す。図２Ｄは、ダイオードＤ１を流れる電流Ｉ_Ｄ１を示す。図２Ｅ及び２Ｆは、それぞれトランジスターＴ３の制御信号及びインダクタンスＬｒを流れる電流を表す。図２Ｇ及び２Ｈは、それぞれ巻線Ｌｓ及び巻線Ｌｐを流れる電流Ｉｓ及びＩｐを示す。Ｌｓを流れる電流はダイオードＤ１及びインダクタンスＬｒを流れる電流の和である。

これらの図で、ＴはスイッチＴ１及びＴ２の開／閉周期の間隔を示す。２つのスイッチＴ１及びＴ２が開いているデッドタイムｔｍは、スイッチの閉状態のそれぞれの間に現れる。第１のデッドタイムｔｍ１は、スイッチＴ１を閉じる前に現れ、第２のデッドタイムｔｍ２はスイッチＴ２を閉じる前に現れる。スイッチＴ１は時間［ｔｍ１，αＴ］の間に閉じられ、及びスイッチＴ２は時間［αＴ＋ｔｍ２，Ｔ］の間に閉じられる。残りの時間の間、スイッチは開状態である。

一般に、スイッチＴ１及びＴ２は開放され、その間、前記トランジスターの１つが端子間のゼロ電位で導通する前に、１次側の電流（励磁電流及び１次側に反映される２次電流ｉＬｓから生じる）が１次側の電圧の遷移を生じる。これは、スイッチをソフトスイッチングさせ、従ってスイッチ損失を減少させる。

時間［ｔｍ１，αＴ］の間、スイッチＴ１は閉じられる。入力電圧Ｖｅは、1次巻線及びコンデンサーＣｄｐの端子に印加される。ダイオードＤ１はそしてオフになる。1次巻線Ｌｐを流れる電流Ｉｐ（電圧Ｖｅを１次巻線Ｌｐ及びコンデンサーＣｄｐの端子間に印加することにより生成され、巻数比ｍで１次側へ反映される平均出力電流により増加する、変圧器Ｔｒｆの巻線Ｌｐを流れる励磁電流に等しい）は増加し、時刻αＴに最大値に達する。次にスイッチＴ１は開放され、スイッチＴ２は開放されたままである。電流Ｉｐは十分に大きく、この時、スイッチＴ２の端子間の電圧を自然に降下させ、そしてスイッチＴ２が閉じた時、ゼロ電位でのソフトスイッチングを保証する。スイッチＴ２は、デッドタイムｔｍ２の後に閉じる。漏れインダクタンスＬｆは、続いてコンデンサーＣｒ１と共振し始める。共振電流Ｉ_Ｄ１は、次にダイオードＤ１を流れる。１次巻線を流れる電流Ｉｐは、次に、電流Ｉ_Ｄ１の逆相に同期した正弦波に従い減衰を始める。この減衰は、1次側に反映される誘導性回路の電流により強められる。スイッチＴ２の開放時に、電流Ｉｐは、スイッチＴ１の端子の電圧を降下させるのに十分な程高い。そして従ってゼロ電位におけるソフトスイッチングが保証される。スイッチＴ１は再び閉じられ、再び新たな動作周期が始まる。

スイッチＴ２の導通段階の間、スイッチＴ３は、インダクタンスＬｆの電流の出現を遅らせるよう、そして従ってＶｓ１より低い電圧Ｖｓ２を生成するよう制御される。トランジスターＴ３は、αＴの後、時刻ｔ２で閉じられる。正の電圧がインダクタンスの端子に印加され、従ってインダクタンスに増加する電流ＩＬｒが流れ、この電流が負荷コンデンサーＣｓ２を充電する。この電流の増加は、Ｌｓの端子間の電圧が反転した時、つまり、１次側でスイッチＴ２が開放され、スイッチＴ１が閉じられた時に、妨げられる。インダクタンスＬｒは非常に大きな負電位が掛かっているので、電流ＩＬｒは急速に降下する。スイッチＴ３は次に、電流ＩＬｒがゼロになった時に開放される。調整された電圧Ｖｓ２は、従ってコンデンサーＣｓ２の端子間で得られる。

スイッチＴ３は非常に弱い電圧に制御され、ゼロ電流で開閉するので、ポストレギュレーションは非常に容易に達成される。出力Ｖｓ２の調整は、主コンバーターと同期する。

第２の実施例は、図3に示される。本実施例は、スイッチの切り替えの間、ゼロ電流モード又は２次電流遮断モードで動作できるコンバーターに関する。

図3のコンバーターの図は、図１とは共振部品の位置及び動作モードが異なる。図１の回路では、２次側に反映される変圧器Ｔｒｆの漏れインダクタンスＬｆは、小容量のコンデンサーＣｒ１と共振する。図３の回路では、漏れインダクタンスＬｆは、コンバーターの１次側のコンデンサーＣｄｐの位置に置かれたコンデンサーＣｒと共振する。漏れインダクタンスＬｆは、２次側に反映されるコンデンサーＣｒと共振する。コンデンサーＣｒ１及びＣｄｐは、除去され、そして、もはや２次側に共振コンデンサーがないので、平滑コイルＬ１はもはや役に立たない。図3の他の部分は、図1と同じである。

図１と同様の方法で、つまりスイッチＴ１及びＴ２を切り替えることにより、このコンバーターを動作させることが可能である。電流Ｉｐは1次側電圧の遷移を自然に生じる。しかしながら、有利な動作モードでは、電流Ｉ_Ｄ１がゼロでない間、スイッチＴ２は開放される。これは、出力電力に関わらず、ｔｍ２におけるソフトスイッチングの改善を助ける。このモードでは、従って、回路がＶＳ１を生成するのを妨げるようになっている。更に、追加の調整された電圧を生成するポストレギュレーション手段は、図１の構成と同じ方法で動作する。

以上に説明された好適な実施の形態による、図３のコンバーターの動作方法は、図４Ａ乃至４Ｈにより説明される。

図４Ａ及び４Ｂは、図２Ａ及び２Ｂと同じく、スイッチＴ１及びＴ２の制御信号Ｄｒｖ１及びＤｒｖ２の波形を示す。図４Ｃは、図２Ｃと同じく、２次巻線Ｌｓの端子間の電圧Ｖ_ＬＳの変化を示す。図４Ｄは、ダイオードＤ１を流れる電流Ｉ_Ｄ１を示す。図４Ｅは、スイッチＴ３の制御信号Ｄｒｖ３を示す。図４Ｆは、インダクタンスＬｒを流れる電流ＩＬｒを示す。図４Ｇは、２次巻線Ｌｓを流れる電流Ｉｓを示す。そして図４Ｈは、１次巻線Ｌｐを流れる電流Ｉｐを示す。

このコンバーターは、電流Ｉ_Ｄ１がゼロでない間、スイッチＴ２が開放される事を除いて、概して図１のコンバーターと同様に動作する。

ポストレギュレーションの観点から、このコンバーターは、図１のコンバーターと同じ利点を有する。

別の動作モードは、誘導性回路（Ｌｒ、Ｄ２、Ｔ３）を、特にＶｓ１に対してＶｓ２が非常に低い値である時、Ｌｆを用いる共振回路ではなく、２次巻線Ｌｓの一部に、又は特定の絶縁された２次巻線に接続することによる。

本発明の第1のコンバーターの電気回路図である。 図1のコンバーターの動作方法を説明する電流及び電圧のタイミング図を示す。 発明の第２のコンバーターの電気回路図である。 図3のコンバーターの動作方法を説明する電流及び電圧のタイミング図を示す。

符号の説明

ＡＥ 差動増幅器
Ｃ１ コンデンサー
Ｃ２ コンデンサー
Ｃ３ コンデンサー
Ｃｄｐ コンデンサー
ＣＯＭＰ 比較回路
Ｃｒ 共振コンデンサー
Ｃｒ１ 共振コンデンサー
Ｃｓ１ 第１の負荷コンデンサー
Ｃｓ２ 第２の負荷コンデンサー
Ｄ 電源駆動回路
Ｄ１ 第１の整流ダイオード
Ｄ２ 第２の整流ダイオード
Ｄ３ ダイオード
Ｄ４ ダイオード
Ｄ５ ダイオード
Ｄ６ ダイオード
Ｄｒｖ１ スイッチＴ１の制御信号
Ｄｒｖ２ スイッチＴ２の制御信号
Ｄｒｖ３ スイッチＴ３の制御信号
ＩＬｒ インダクタンスＬｒを流れる電流
ＩＬｓ ２次電流
ＩＮＴ 積分回路
Ｉｐ １次巻線を流れる電流
Ｉｓ ２次巻線を流れる電流
Ｌ１ 平滑コイル
Ｌｆ 漏れインダクタンス
Ｌｐ １次巻線
Ｌｒ インダクタンス
Ｌｓ ２次巻線
ＰＷＭ１ 第１の制御ブロック
ＰＷＭ２ 第２の制御ブロック
Ｒ１ 抵抗
Ｒ２ 抵抗
Ｒ３ 抵抗
Ｒ４ 抵抗
Ｒ５ 抵抗
Ｒ６ 抵抗
Ｒ７ 抵抗
Ｒ８ 抵抗
ＲＡＭＰ ランプ回路
ＳＶ 電源
Ｔ スイッチＴ１及びＴ２の開／閉周期
Ｔ１ スイッチ
Ｔ２ スイッチ
Ｔ３ スイッチ
Ｔｒｆ 変圧器
Ｖ１ 抵抗Ｒ３、Ｒ４の間に現れる電圧
Ｖｃｃ 電源端子
Ｖｉｎｔ 積分回路ＩＮＴにより供給される電圧
Ｖ_ＬＳ ２次巻線の端子間電圧
Ｖｄｐ コンデンサーＣｄｐの端子間電圧
Ｖｅ 入力電圧
Ｖｒ コンデンサーＣｒの端子間電圧
ＶＲＥＦ 基準電圧
Ｖｓ１ 第１の直流出力電圧
Ｖｓ２ 第２の直流出力電圧
ｍ 巻数比
ｔｍ デッドタイム
ｔｍ１ 第１のデッドタイム
ｔｍ２ 第２のデッドタイム

Claims (9)

1. ソフトスイッチングを備える直流電圧コンバーターであって、
   コンバーターの１次側は、半ブリッジ構成の型であり２つのスイッチ（Ｔ１、Ｔ２）により入力電源（ＳＶ）に結合でき、コンバーターの２次側は、疑似共振半波型であり少なくとも１つの第1の直流電圧（Ｖｓ１）を第1の負荷に供給し、１つの第２の直流電圧（Ｖｓ２）を第２の負荷に供給し、前記第２の直流電圧（Ｖｓ２）は、前記第1の直流電圧（Ｖｓ１）より低く、1次巻線（Ｌｐ）及び２次巻線（Ｌｓ）を有する変圧器（Ｔｒｆ）、
   固定周波数において、パルス幅変調により、前記第1の直流出力（Ｖｓ１）に応じて、２つのスイッチ（Ｔ１、Ｔ２）を交互に制御する第1の制御手段（ＰＷＭ１）
   を有し、
   ２次巻線（Ｌｓ）に半波共振電流を生じ、前記第1の負荷の端子に接続された第1のコンデンサー（Ｃｓ１）を充電し、前記第1の直流電圧（Ｖｓ１）を生成する共振回路（Ｌｆ、Ｃｒ１、Ｄ１；Ｌｆ、Ｃｒ、Ｄ１）を更に有し、
   前記２次巻線と前記第２の負荷の端子に接続された第２のコンデンサー（Ｃｓ２）との間に接続され、電流を生成し、共振電流の半波の一部が２次巻線（Ｌｓ）に流れる間に、前記第２のコンデンサーを充電し、前記第２の直流電圧（Ｖｓ２）を生成する誘導性回路（Ｄ２、Ｌｒ、Ｔ３）を更に有する
   ことを特徴とする、直流電圧コンバーター。
2. 誘導性回路は、第１のインダクタンス（Ｌｒ）と直列の第1の整流ダイオード（Ｄ２）、及び第３のスイッチ（Ｔ３）を有し、前記第３のスイッチ（Ｔ３）は、共振電流の半波の一部が２次巻線（Ｌｓ）に流れる間、閉じられることを特徴とする、請求項１記載のコンバーター。
3. 第２の制御手段（ＰＷＭ２）は、第３のスイッチ（Ｔ３）を、パルス幅変調により、第２の直流出力（Ｖｓ２）に応じて制御するよう設計されることを特徴とする、請求項２記載のコンバーター。
4. 前記共振回路は、第２のインダクタンス（Ｌｆ）と直列に配された第２の整流ダイオード（Ｄ１）、及び共振コンデンサー（Ｃｒ１）を有し、前記部品の集合は、変圧器の２次巻線の端子に接続され、そして第1のコンデンサー（Ｃｓ１）は、前記共振コンデンサー（Ｃｒ１）の端子に、平滑コイル（Ｌ１）により接続されることを特徴とする、請求項１乃至３記載のコンバーター。
5. 第２のインダクタンス（Ｌｆ）は、２次側に反映される変圧器の漏れインダクタンスであることを特徴とする、請求項４記載のコンバーター。
6. 第２のインダクタンス（Ｌｆ）は、２次側に反映される変圧器の漏れインダクタンス及び２次巻線と前記第２の負荷との間に配される追加のインダクタンスから成る直列インダクタンスであることを特徴とする、請求項５記載のコンバーター。
7. 前記共振回路は、第２のインダクタンス（Ｌｆ）と直列に前記２次巻線（Ｌｓ）と第1のコンデンサー（Ｃｓ１）の間に配された第２の整流ダイオード（Ｄ１）、及び前記1次巻線（Ｌｐ）と直列に配されたコンデンサー（Ｃｒ）を有し、前記コンデンサーは、２次側に反映され、前記第２のインダクタンス（Ｌｆ）と共振することを目的とすることを特徴とする、請求項１乃至３記載のコンバーター。
8. 第２のインダクタンス（Ｌｆ）は、２次側に反映される変圧器の漏れインダクタンスであることを特徴とする、請求項７記載のコンバーター。
9. 第２のインダクタンス（Ｌｆ）は、２次側に反映される変圧器の漏れインダクタンス及び２次巻線と前記第１の負荷との間に配される追加のインダクタンスから成る直列インダクタンスであることを特徴とする、請求項８記載のコンバーター。

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