KR100598313B1 - Ｄｃ-ｄｃ 컨버터 - Google Patents

Ｄｃ-ｄｃ 컨버터 Download PDF

Info

Publication number
KR100598313B1
KR100598313B1 KR1020047008419A KR20047008419A KR100598313B1 KR 100598313 B1 KR100598313 B1 KR 100598313B1 KR 1020047008419 A KR1020047008419 A KR 1020047008419A KR 20047008419 A KR20047008419 A KR 20047008419A KR 100598313 B1 KR100598313 B1 KR 100598313B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
circuit
voltage
period
switching element
signal
Prior art date
Application number
KR1020047008419A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20050044639A (ko
Inventor
토모야스 야마다
마사아키 시마다
Original Assignee
산켄덴키 가부시키가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 산켄덴키 가부시키가이샤 filed Critical 산켄덴키 가부시키가이샤
Publication of KR20050044639A publication Critical patent/KR20050044639A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100598313B1 publication Critical patent/KR100598313B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0006—Arrangements for supplying an adequate voltage to the control circuit of converters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

DC-DC 컨버터는, 정류평활회로(1)의 커플 출력단자(12,13) 사이에 트랜스포머(2)를 통해 접속된 스위칭 소자(3)를 갖는다. 스위칭 소자(3)에 공진용 콘덴서(5)가 병렬로 접속되어 있다. 트랜스포머(2)에 접속된 정류평활회로(6)의 출력전압(Vo)을 일정하게 제어할 수 있도록 스위칭 소자(3)를 온·오프 제어하기 위한 제어회로(7)가 설치되어 있다. 제어회로(7) 내에는 온기간 종료시점 결정회로와, 플라이백 전압 발생기간 검출회로와, 제어신호형성 및 모드전환 회로가 설치되어 있다. 상기 제어신호형성 및 모드전환 회로 속에 펄스발생기와 제어펄스 형성회로가 설치된다. 제어펄스 형성회로는 스위칭 소자(3)의 제어펄스를 형성하는 기능과 스위칭 소자(3)의 제어모드를 전환하는 기능을 갖는다. 제어모드는 경부하 시의 제 1 제어모드와 중부하 시의 제 2 제어모드로 이루어진다.

Description

ＤＣ-ＤＣ 컨버터{DC-DC CONVERTER}
본 발명은 출력전압을 귀환(歸還)제어에 의해 일정하게 제어하는 형식의 DC-DC 컨버터에 관한 것이다.
전형적인 DC-DC 컨버터는 직류전원과, 그 일단(一端)과 타단(他端)의 사이에 접속된 트랜스포머의 1차 코일과 스위칭소자의 직렬회로와, 트랜스포머의 2차 코일에 접속된 정류평활회로와, 출력전압 검출회로와, 스위칭 소자의 전류검출회로와, 출력전압 검출회로 및 전류검출회로의 출력에 기초하여 스위칭 소자를 온·오프 제어하기 위한 제어회로로 이루어진다.
스위칭 소자를 온·오프하는 방식에는 크게 다음의 3가지가 있다.
(1) 링깅·쵸크·컨버터(Ringing Choke Converter) 방식, 즉 RCC방식이라 불리는 제 1 방식.
상기 RCC 방식에서는 부하가 가벼워짐에 따라 스위칭 소자의 온·오프 반복 주파수, 즉 스위칭 주파수가 높아진다.
(2) 펄스폭 변조방식, 즉 PWM방식이라 불리는 제 2 방식.
상기 PWM방식에서는 스위칭 주파수가 일정하게 유지되며, 부하가 가벼워짐에 따라 스위치의 온 시간폭이 좁아진다.
(3) 오프시간폭 일정방식이라 불리는 제 3 방식.
상기 오프시간 일정방식에서는, 부하에 따라 변화하는 온시간과 일정한 오프시간의 합이 스위칭 주기가 되므로, RCC방식보다는 주파수의 변화가 적다.
그런데, 제 1 및 제 3 방식에서는, 대기 모드(스탠바이 모드)와 같은 경부하(輕負荷)의 경우 스위칭 주파수가 높아지므로, 단위시간당 스위칭 회수가 많아지고 부하에 공급되는 전력에 대한 스위칭 소자에서 발생시키는 스위칭 손실의 비율이 커져, DC-DC 컨버터의 효율이 저하된다.
또, 제 2 방식, 즉 PWM 방식의 경우에는, 통상적인 부하(노멀 모드)의 경우 트랜스포머의 손실을 저감시키고 소형화하기 위하여 스위칭 주파수를 예컨대 100kHz와 같이 높게 설정하는 것이 일반적이다. 이에 따라, 스탠바이 모드와 같은 경부하의 경우 비교적 높은 스위칭 주파수로 스위칭 소자가 구동된다. 그 결과, PWM 방식의 경우에도 경부하일 때 스위칭 소자의 단위시간당 스위칭 회수가 많기 때문에 DC-DC 컨버터의 효율이 악화된다.
상술한 문제를 해결하기 위하여, 가령 일본국 특허 공개 공보 평9-140128호에 개시된 바와 같이, 통상적인 부하일 때와 경부하일 때에 스위칭 주파수를 전환하여, 경부하일 때 스위칭 주파수를 낮춤으로써 단위시간당 스위칭 회수를 낮추어 효율의 향상을 도모하는 방법이 알려져 있다.
그런데, 스탠바이 모드와 같은 경부하의 경우 효율의 향상을 도모하기 위하여, 스위칭 소자의 제어모드는 자동적으로 전환하는 것이 바람직하다. 제어모드를 자동적으로 전환하기 위해서는 부하상태를 검출하고, 그 검출에 기초하여 스위칭 소자의 제어모드를 전환 제어할 필요가 있게 된다. 그러나, 비교적 간단한 회로로 부하상태를 정확히 검출할 수 있는 회로가 아직까지 제안되어 있지 않다.
이에, 본 발명의 목적은, 비교적 간단한 회로로 부하상태를 정확히 검출하여, 부하상태에 적합하게 스위칭 소자를 제어할 수 있는 DC-DC 컨버터를 제공하는 데 있다. 본 발명의 다른 목적은, 효율을 향상시킬 수 있는 DC-DC 컨버터를 제공하는 데 있다.
상기 과제를 해결하여 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명을, 실시형태를 나타내는 도면의 부호를 참조하면서 설명하도록 한다. 한편, 여기서의 참조부호는 본원발명의 이해를 돕기 위해 붙인 것으로서, 본원발명을 한정하는 것은 아니다.
본 발명의 부하에 직류전력을 공급하기 위한 DC-DC 컨버터는, 직류전압을 공급하기 위한 제 1 및 제 2 직류단자(12,13), 상기 직류전압을 반복적으로 온·오프하도록 상기 제 1 직류단자(12)와 상기 제 2 직류단자(13)의 사이에 접속되며 제어단자를 갖는 스위칭 소자(3), 상기 스위칭 소자(3)에 대하여 직렬로 접속된 인덕턴스 수단(2 또는 2a), 상기 인덕턴스 수단(2 또는 2a)에 접속된 정류평활회로(6), 상기 인덕턴스 수단(2 또는 2a)으로부터 플라이백 전압이 발생하고 있는 기간을 검출하기 위한 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35), 상기 정류평활회로(6)의 출력전압(Vo)을 일정하게 제어하기 위해 사용되는 귀환신호(Vf)를 형성하기 위한 귀환신호 형성회로(33 또는 33a), 상기 스위칭 소자(3)의 온기간의 종료시점을 결정하기 위해 상기 귀환신호 형성회로(33 또는 33a)에 접속된 온기간 종료시점 결정회로(34 또는 34a) 및 임의의 주기로 클럭펄스(V5)를 발생시키는 펄스발생기(80)를 포함하며, 그리고 상기 온기간 종료시점 결정회로(34 또는 34a), 상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35) 및 스위칭 소자(3)의 상기 제어단자에 접속되며, 상기 플라이백 전압이 발생하고 있는 기간의 종료시점이 상기 클럭펄스(V5)의 발생시점보다 앞에 위치하고 있을 때에는, 상기 스위칭 소자(3)를 제 1 모드로 온·오프 제어하기 위한 제 1 제어신호를 형성하고, 상기 플라이백 전압이 발생하고 있는 기간의 종료시점이 상기 클럭펄스(V5)의 발생시점보다 뒤에 위치하고 있을 때에는, 상기 제 1 모드에서의 상기 스위칭 소자(3)의 온·오프 주기보다 긴 주기로 상기 스위칭 소자(3)를 온·오프하는 제 2 모드를 위한 제 2 제어신호를 형성하는 기능을 지닌 제어신호형성 및 모드전환 회로(36 또는 36a)를 갖는다.
상기 귀환신호 형성회로(33 또는 33a)는, 상기 출력전압(Vo)의 크기를 나타내는 전압귀환신호(Iv)를 형성하기 위한 전압귀환신호 형성회로(46) 및 상기 전압귀환신호(Iv)에 의해 진폭이 제어된 톱니파 전압으로 이루어지는 귀환신호(Vf)를 얻기 위해 상기 전압귀환신호 형성회로(46)에 접속되는 톱니파 귀환신호 형성회로(47 또는 47a)로 이루어지는 것이 바람직하다.
DC-DC 컨버터는, 추가적으로 상기 스위칭 소자(3)에 흐르는 전류의 크기를 나타내는 신호를 검출하기 위한 전류검출수단을 가지며, 또한 상기 톱니파 귀환신호 형성회로는, 상기 전류검출수단의 출력과 상기 전압귀환신호 형성회로(46)의 출력을 합성하여 톱니파 전압으로 이루어지는 귀환신호(Vf)를 얻도록, 상기 전류검출수단과 상기 전압귀환신호 형성회로(46)에 접속된 합성회로(47 또는 47a)로 이루어지는 것이 바람직하다.
상기 온기간 종료시점 결정회로(34 또는 34a)는, 참조신호(Vr 또는 Vr')를 발생시키는 참조신호 발생회로(62 또는 62a), 상기 온기간 종료시점을 나타내는 펄스를 형성하기 위해 상기 귀환신호 형성회로(33 또는 33a)에 접속된 제 1 입력단자 및 상기 참조신호 발생회로(62 또는 62a)에 접속된 제 2 입력단자를 갖는 비교기(61)로 이루어지는 것이 바람직하다.
상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)는, 상기 플라이백 전압이 발생하고 있는 기간(Tf)에 상당하는 시간폭을 갖는 펄스를 형성하기 위한 수단(69,70)을 갖는 것이 바람직하다.
상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)는, 상기 스위칭 소자(3)의 양 단자간 전압의 크기를 나타내는 신호를 얻기 위한 스위치전압 검출수단(17, 71, 72, 73, 74), 상기 스위칭 소자(3)의 단자간 전압의 최대치보다 낮은 값을 나타내는 플라이백 전압 검출용 기준전압(Vb)을 발생시키는 기준전압 공급원(76), 상기 스위치전압 검출수단에 접속된 제 1 입력단자 및 상기 기준전압 공급원(76)에 접속된 제 2 입력단자를 가지며, 상기 스위치전압 검출수단으로부터 얻은 스위치전압 검출신호(V1)가 상기 플라이백 전압 검출용 기준전압(Vb)을 가로지르는 기간에 상당하는 폭을 갖는 펄스를 출력하는 비교기(75)와, 상기 비교기(75)와 상기 온기간 종료시점 결정회로(34 또는 34a)에 접속되며 상기 스위칭 소자(3)의 오프기간에 상기 비교기(75)로부터 최초로 발생된 펄스를 플라이백 전압 발생기간 검출신호(V3)로서 추출하는 펄스추출회로(70)로 이루어지는 것이 바람직하다.
상기 펄스발생기(80)는, 상기 제 1 모드일 때 일정한 주기로 클럭펄스를 발생시키며, 상기 제 2 모드일 때 상기 스위칭 소자(3)의 온기간에 비례하여 변화하는 주기로 클럭펄스를 발생시키는 것이 바람직하다.
상기 제어신호형성 및 모드전환 회로는, 톱니파 전압을 발생시키기 위한 콘덴서(82), 상기 콘덴서(82)에 일정한 충전전류를 공급하기 위해 상기 콘덴서(82)에 접속된 정전류 회로(83), 기준전압을 발생시키는 기준전압 공급원(87), 상기 콘덴서(82)에 접속된 제 1 입력단자 및 상기 기준전압 공급원(87)에 접속된 제 2 입력단자를 가지며, 상기 콘덴서(82)의 전압(V4)이 상기 기준전압(V87)에 도달했을 때 클럭펄스를 발생시키는 비교기(86), 상기 콘덴서(82)를 방전상태로 하기 위해 상기 콘덴서(82)에 병렬로 접속되며 상기 비교기(86)에 접속된 제어단자를 갖는 제 1 방전용 스위치(84), 상기 비교기(86)에 접속된 세트입력단자와 상기 온기간 종료시점 결정회로(34 또는 34a)에 접속된 리셋단자를 갖는 RS 플립플롭(92), 상기 비교기(86)에 접속된 한쪽 입력단자 및 상기 RS 플립플롭(92)에 접속된 다른 쪽 입력단자를 가지며, 상기 클럭펄스(V5)의 발생 기간과 상기 RS 플립플롭(92)이 리셋상태인 기간에 고(高)레벨 상태의 출력을 발생시키는 제 1 논리회로(91)와, 상기 제 1 논리회로(91)에 접속된 한쪽 입력단자 및 상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)에 접속된 다른 쪽 입력단자를 가지며, 상기 제 1 논리회로(91)의 출력신호(V8)가 저(低)레벨 상태인 동시에 상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)의 출력신호(V3)가 고레벨 상태일 때 고레벨의 출력신호(V10)를 발생시키는 제 2 논리회로(94,95), 상기 콘덴서(82)의 충전개시를 지연시킬 목적으로 상기 콘덴서(82)를 방전상태로 유지하도록 상기 콘덴서(82)에 병렬로 접속되며 상기 제 2 논리회로에 접속된 제어단자를 갖는 제 2 방전용 스위치(85), 상기 제 1 논리회로(91)에 접속된 한쪽 입력단자 및 상기 제 2 논리회로에 접속된 다른 쪽 입력단자를 가지며, 상기 제 1 논리회로(91)의 출력신호(V8)가 저레벨 상태인 동시에 상기 제 2 논리회로의 출력신호(V10)가 저레벨 상태일 때 상기 스위칭 소자(3)를 온상태로 제어하는 펄스를 발생시키는 제 3 논리회로(93)로 이루어지는 것이 바람직하다.
상기 제어신호형성 및 모드전환 회로(36)는, 추가적으로 상기 비교기(86)의 출력에 응답하여 소정의 시간폭을 갖는 펄스를 형성하기 위하여, 상기 비교기(86)와 상기 제 1 방전용 스위치(84)의 제어단자의 사이에 접속된 펄스형성회로(88,89,90)를 갖는 것이 바람직하다.
상기 펄스발생기(80)는 상기 제 1 모드일 때 상기 부하의 크기에 따라 변화하는 상기 스위칭 소자(3)의 온기간(Ton)과 상기 스위칭 소자(3)의 일정한 오프기간(Toff)의 합에 상당하는 주기로 클럭펄스를 발생시키며, 상기 제 2 모드일 때 상기 스위칭 소자(3)의 온기간에 비례하여 변화하는 주기로 클럭펄스를 발생시키는 것이 바람직하다.
상기 제어신호형성 및 모드전환 회로(36a)는, 톱니파 전압을 발생시키기 위한 콘덴서(82)와, 상기 콘덴서(82)에 일정한 충전전류를 공급하기 위해 상기 콘덴서(82)에 접속된 정전류 회로(83)와, 기준전압(V87)을 발생시키는 기준전압 공급원(87)과, 상기 콘덴서(82)에 접속된 제 1 입력단자와 상기 기준전압 공급원에 접속된 제 2 입력단자를 가지며, 상기 콘덴서(82)의 전압(V4)이 상기 기준전압(V87)에 도달했을 때 클럭펄스를 발생시키는 비교기(86)와, 상기 비교기(86)에 접속된 세트입력단자와 상기 온기간 종료시점 결정회로(34 또는 34a)에 접속된 리셋단자를 갖는 RS 플립플롭(92)과, 상기 콘덴서(82)를 방전상태로 하기 위해 상기 콘덴서(82)에 병렬로 접속되며 상기 RS 플립플롭(92)의 출력단자에 접속된 제어단자를 가지며, 상기 RS 플립플롭(92)의 세트상태의 출력에 응답하여 온상태가 되는 방전용 스위치(84)와, 상기 RS 플립플롭(92)에 접속된 한쪽 입력단자와 상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)에 접속된 다른 쪽 입력단자를 가지며, 상기 RS 플립플롭(92)의 출력신호(V7)가 저레벨 상태인 동시에 상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)의 출력신호(V3)가 저레벨일 때, 상기 스위칭 소자(3)를 온상태로 제어하는 펄스를 발생시키기 위한 논리회로(93)로 이루어지는 것이 바람직하다.
상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)는, 상기 스위칭 소자(3)의 양 단자간 전압의 크기를 나타내는 신호를 얻기 위한 스위치전압 검출수단(17, 71, 72, 73, 74)과, 상기 스위칭 소자(3)의 단자간 전압의 최대치보다 낮은 값을 나타내는 플라이백 전압 검출용 기준전압(Vb)을 발생시키는 기준전압 공급원(76)과, 상기 스위치전압 검출수단에 접속된 제 1 입력단자와 상기 기준전압 공급원(76)에 접속된 제 2 입력단자를 가지며, 상기 스위치전압 검출수단으로부터 얻은 스위치전압 검출신호(V1)가 상기 플라이백 전압 검출용 기준전압(Vb)을 가로지르는 기간에 상당하 는 폭을 갖는 펄스를 출력하는 비교기(75)로 이루어지며, 상기 제어신호형성 및 모드전환 회로(36a)는, 톱니파 전압을 발생시키기 위한 콘덴서(82)와, 상기 콘덴서(82)에 일정한 충전전류를 공급하기 위해 상기 콘덴서(82)에 접속된 정전류 회로(83)와, 기준전압(V87)을 발생시키는 기준전압 공급원(87)과, 상기 콘덴서(82)에 접속된 제 1 입력단자와 상기 기준전압 공급원(87)에 접속된 제 2 입력단자를 가지며, 상기 콘덴서(82)의 전압(V4)이 상기 기준전압(V87)에 도달했을 때 클럭펄스를 발생시키는 비교기(86)와, 상기 비교기(86)에 접속된 세트입력단자와 상기 온기간 종료시점 결정회로(34 또는 34a)에 접속된 리셋단자를 갖는 RS 플립플롭(92)과, 상기 콘덴서(82)를 방전상태로 하기 위해 상기 콘덴서(82)에 병렬로 접속되며 상기 RS 플립플롭(92)에 접속된 제어단자를 가지며, 상기 RS 플립플롭(92)의 세트상태의 출력에 응답하여 온상태가 되는 방전용 스위치(84)와, 상기 RS 플립플롭(92)에 접속된 한쪽 입력단자와 상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)의 상기 비교기(75)에 접속된 다른 쪽 입력단자를 가지며, 상기 RS 플립플롭(92)의 출력신호(V7)가 저레벨 상태인 동시에 상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)의 상기 비교기(75)의 출력신호(V2)가 저레벨일 때, 상기 스위칭 소자(3)를 온상태로 제어하는 펄스를 발생시키는 논리회로(93)로 이루어지는 것이 바람직하다.
상기 제어신호형성 및 모드전환 회로(36a)는, 추가적으로 그 제어신호형성 및 모드전환 회로(36a)의 상기 비교기(86)의 출력에 응답하여 소정의 시간폭을 갖는 클럭펄스를 형성하기 위해, 상기 비교기(86)와 상기 RS 플립플롭(92)의 세트입 력단자의 사이에 접속된 펄스형성회로(88,89,90)를 갖는 것이 바람직하다.
DC-DC 컨버터, 추가적으로 상기 스위칭 소자(3)의 턴오프시의 스위칭 손실을 저감하기 위하여, 상기 스위칭 소자(3)에 병렬로 접속된 공진용 커패시턴스(5)를 갖는 것이 바람직하다.
상기 전압귀환신호 형성회로(46)는, 상기 정류평활회로(6)의 출력전압의 크기를 나타내는 신호를 검출하기 위해 상기 정류평활회로(6)에 접속된 전압검출수단(48,49,50,51)과, 상기 전압검출수단(48,49,50,51)의 출력에 대응하는 전류(Ir)를 전압귀환신호로서 공급하는 전압-전류 변환수단(52,53,54)으로 이루어지며, 상기 전류검출수단은 상기 스위칭 소자(3)에 직렬로 접속된 전류검출저항 (4)과, 상기 전류검출저항(4)의 단자간 전압을 검출하기 위해 상기 전류검출저항 (4)에 접속된 전류검출단자(28)로 이루어지는 것이 바람직하다.
상기 합성회로(47)는, 톱니파 귀환신호(Vf)를 얻기 위해 상기 전압-전류 변환수단(52,53,54)에 접속된 콘덴서(56)와, 상기 전류검출단자(28)와 상기 콘덴서(56)의 사이에 접속된 저항(55)과, 상기 콘덴서(56)에 병렬로 접속되며, 상기 스위칭 소자(3)의 온기간에 상기 콘덴서(56)를 방전상태로 하기 위해 상기 제어신호형성 및 모드전환 회로(36 또는 36a)에 접속된 방전회로(57,58,59)로 이루어지는 것이 바람직하다.
상기 합성회로(47a)는, 그 양 단자 사이에서 상기 톱니파 귀환신호(Vf)를 얻기 위한 저항(104)과, 상기 전압-전류 변환수단(52,53,54)의 출력전류에 대응하는 전류를 상기 저항(104)에 공급하기 위해 상기 전압-전류 변환수단(52,53,54)과 상 기 저항(104)의 사이에 접속된 전류공급수단(110,111)과, 상기 전류검출단자 (28)의 전압에 대응하는 전류를 상기 저항(104)에 공급하기 위해 상기 전류검출단자(28)와 상기 저항(104)의 사이에 접속된 전압-전류 변환수단 (102,103,105, 106,107,108,109, 112)으로 이루어지는 것이 바람직하다.
본 발명은 다음과 같은 이점을 갖는다.
(1) 제어신호형성 및 모드전환 회로(36 또는 36a)는, 플라이백 전압 발생기간(Tf)의 종료시점과 클럭펄스(V5)를 비교하여 스위칭 소자의 제어모드를 결정한다. 즉, 클럭펄스가 플라이백 전압 발생기간(Tf)의 길고 짧음을 판단하기 위한 기준시간으로서 사용되는 동시에, 스위칭 소자(3)의 제어펄스의 형성에도 이용된다. 그 결과, 플라이백 전압 발생기간(Tf)의 길고 짧음을 판단하기 위한 기준시간 발생수단을 독립적으로 설치할 필요가 없어져, 스위칭 소자(3)를 제어하기 위한 회로의 소형화 및 저 비용화를 도모할 수가 있다.
(2) 제 1 모드시 스위칭 소자(3)의 온·오프 주기가 펄스발생기(80)에 의해 제어된다. 따라서, 제 1 모드에서 스위칭 주기가 극단적으로 짧아지지 않고, 단위시간당 스위칭 소자(3)의 스위칭 회수를 억제할 수 있어, 제 1 모드시 DC-DC 컨버터의 효율을 높일 수 있다.
(3) 제 2 제어모드에서는, 스위칭 주파수가 부하에 따라 변화하므로, 노이즈의 주파수 성분을 분산시킬 수 있어 노이즈 방해를 저감할 수 있다.
도 1은 본 발명의 제 1 실시형태에 따른 DC-DC 컨버터를 나타낸 회로도.
도 2는 도 1의 제어회로를 상세히 나타낸 블록도.
도 3은 도 2의 귀환신호 형성회로 및 온기간 종료시점 결정회로를 상세히 나타낸 회로도.
도 4는 도 2의 플라이백 전압 발생기간 검출회로, 제어신호형성 및 모드전환 회로를 상세히 나타낸 회로도.
도 5는 도 3에 도시된 회로의 동작을 설명하기 위한 파형도.
도 6은 경부하 모드시의 도 4에 도시된 회로의 동작을 설명하기 위한 파형도.
도 7은 중부하(重負荷) 모드시의 도 4에 도시된 회로의 동작을 설명하기 위한 파형도.
도 8은 제 2 실시형태에 따른 DC-DC 컨버터의 제어회로를 나타낸 블록도.
도 9는 도 8의 귀환신호 형성회로 및 온기간 종료시점 결정회로를 상세히 나타낸 회로도.
도 10은 도 8의 플라이백 전압 발생기간 검출회로, 제어신호형성 및 모드전환 회로를 상세히 나타낸 회로도.
도 11은 경부하 모드시 도 10에 도시된 회로의 동작을 설명하기 위한 파형도.
도 12는 중부하 모드시 도 10에 도시된 회로의 동작을 설명하기 위한 파형도.
도 13은 제 3 실시형태에 따른 DC-DC 컨버터를 나타낸 회로도.
도 14는 제 4 실시형태에 따른 귀환신호 형성회로를 나타낸 회로도.
우선, 도 1 내지 도 7을 참조하여 본 발명에 따른 제 1 실시형태의 DC-DC 컨버터를 설명한다. 도 1에 도시된 제 1 실시형태의 DC-DC 컨버터는, 일반적으로 플라이백 타입의 스위칭 레귤레이터라 불리는 것으로서, 직류전원으로서의 정류평활회로(1), 인덕턴스 수단으로서의 트랜스포머(2), N채널의 절연 게이트형 전계효과 트랜지스터로 이루어지는 스위칭 소자(3), 전류검출수단으로서의 저항(4), 공진용 콘덴서(5), 출력 정류평활회로(6), 스위치 제어회로(7), 제어전원용 정류평활회로(8) 및 기동저항(9)을 갖는다.
직류전원으로서의 정류평활회로(1)는, 상용 교류 전원에 접속되는 한 쌍의 교류 입력단자(10,11)와 제 1 및 제 2 직류단자(12,13)를 가지며, 비(非)안정 전압, 즉 정전압화되지 않은 직류전압을 출력한다. 또한, 정류평활회로(1)는 전지로 대체할 수 있다. 인덕턴스수단으로서의 트랜스포머(2)는 자기 코어(14)와, 상기 코어(14)에 감긴 1차 코일(15), 2차 코일(16) 및 3차 코일(17)로 이루어진다. 서로 전자결합된 1차, 2차 및 3차 코일(15,16,17)은 검은 동그라미로 나타낸 바와 같은 극성을 갖는다. 1차 코일(15)은 누설 인덕턴스를 갖는다. 트랜스포머(2)는 주지된 바와 같이 스위칭 소자(3)의 온기간에 에너지를 축적하여 스위칭 소자(3)의 오프기간에 에너지를 방출한다.
FET로 이루어지는 스위칭 소자(3)는, 제 1 메인단자로서의 드레인과 제 2 메인단자로서의 소스와 제어단자로서의 게이트를 갖는다. 상기 드레인은 1차 코일(15)을 통해 제 1 직류단자(12)에 접속되고, 소스는 전류검출저항(4)을 통해 접지로서의 제 2 직류단자(13)에 접속되며, 게이트는 제어회로(7)에 접속되어 있다. 스위칭 손실 및 노이즈를 저감하기 위한 공진용 콘덴서(5)는 스위칭 소자(3)에 전류검출저항(4)을 통해 병렬로 접속되어 있다. 상기 공진용 콘덴서(5)는 스위칭 소자(3)의 턴 오프시에 스위칭 소자(3)의 드레인·소스간 전압(VDS)을 서서히 높이는 기능과, 턴온 직전에 공진에 의해 스위칭 소자(3)의 드레인·소스간 전압(VDS)을 제로화하거나 또는 저가화(低價化)하는 기능을 갖는다. 따라서, 공진용 콘덴서(5)의 정전용량은 정류평활회로(1)에 포함되어 있는 주지의 평활 콘덴서(도시생략) 및 출력 정류평활회로(6)에 포함되어 있는 평활용 콘덴서(19)의 정전용량에 비해 훨씬 작다. 한편, 공진용 콘덴서(5)를 독립적으로 설치하는 대신에 스위칭 소자(3)의 드레인·소스간 스트레이 커패시턴스(Stray Capacitance)를 사용할 수도 있다.
트랜스포머(2)의 2차 코일(16)에 접속된 출력 정류평활회로(6)는, 정류 다이오드(18)와 평활 콘덴서(19)로 이루어진다. 정류 다이오드(18)는 트랜스포머 (2)의 2차 코일(16)과 평활용 콘덴서(19)간의 라인에 직렬로 접속되어 있다. 상기 정류 다이오드(18)는 스위칭 소자(3)가 온일 때 2차 코일(16)로 유도된 전압으로 역방향 바이어스되고, 스위칭 소자(3)가 오프일 때 2차 코일(16)로 유도된 전압으로 순방향 바이어스되는 극성을 갖는다. 평활용 콘덴서(19)는 정류 다이오드(18)를 통해 2차 코일(16)에 병렬로 접속되어 있다. 평활용 콘덴서(19)는 한 쌍의 출력단자(20,21)에 접속되며, 그 한 쌍의 출력단자(20,21)간에는 크기가 변화될 가능성을 지닌 부하(22)가 접속되어 있다.
트랜스포머(2)의 3차 코일(17)은, 1차 코일(15) 및 2차 코일(16)에 전자결합되며, 제어전원회로(8)에 대한 전력공급기능과, 트랜스포머(2)에서의 플라이백 전압 검출기능을 갖는다.
제어전원회로(8)는 정류 다이오드(23)와 평활 콘덴서(24)로 이루어진다. 평활 콘덴서(24)의 일단은 다이오드(23)를 통해 3차 코일(17)의 일단에 접속된다. 정류 다이오드(23)는 스위칭 소자(3)의 오프기간에 3차 코일(17)로 유도되는 전압으로 순방향 바이어스되어 평활 콘덴서(24)를 충전한다. 평활 콘덴서(24)의 타단 및 3차 코일(17)의 타단은 제 2 직류단자(13), 즉 접지에 접속되어 있다.
기동저항(9)은, 제 1 및 제 2 교류입력단자(10,11)에 대한 전력의 공급이 개시되었을 때, 또는 정류평활회로의 입력측 또는 출력측에 설치되는 주지의 전원 스위치(도시생략)가 온 조작되었을 때, 평활 콘덴서(24)를 충전한다.
스위칭 소자(3)를 온·오프하는 제어신호를 형성하기 위한 스위치 제어회로(7)는 제 1, 제 2, 제 3, 제 4, 제 5, 제 6 및 제 7 단자(25, 26, 27, 28, 29, 30, 31)를 갖는다. 제 1 단자(25)는 전원단자로서, 제어전원회로(8)의 콘덴서(24)의 일단에 접속되어 있다. 제 2 단자(26)는 접지단자로서, 정류평활회로(1)의 접지측 단자(13)에 접속되어 있다. 제 3 단자(27)는 스위칭 소자(3)의 제어단자에 접속되어 있다. 전류검출단자로서의 제 4 단자(28)는 전류검출을 위해 전류검출저항(4)의 일단에 접속되어 있다. 제 5 단자(29)는 플라이백 전압을 검출 하기 위해 3차 코일(17)의 일단에 접속되어 있다. 제 6 및 제 7 단자(30, 31)는 출력전압(Vo)을 검출하기 위해 제 1 및 제 2 출력단자(20, 21)에 접속되어 있다.
제어회로(7)는 크게 다음의 (1) ∼ (8)의 기능을 갖는다.
(1) 제 4 단자(28)의 전류검출신호와 제 6 및 제 7 단자(30,31)의 출력전압 검출신호에 기초하여, 출력전압(Vo)이 일정해지도록 스위칭 소자(3)의 온기간을 제어하는 기능.
(2) 제 1 부하상태, 즉 경부하 상태일 때, 스위칭 소자(3)를 일정한 반복 주파수로 온·오프 제어하는 기능.
(3) 제 1 부하보다 무거운 제 2 부하, 즉 중부하 상태일 때 스위칭 소자(3)를 RCC, 즉 링깅·초크·컨버터 동작시키는 기능.
(4) 트랜스포머(2)에서 플라이백 전압이 발생시키는 기간을 검출하는 기능.
(5) 플러스 경사기간과 마이너스 경사기간의 합계 시간이, 제 1 부하상태시의 스위칭 소자(3)의 일정한 온·오프 주기와 동일한 톱니파 전압을 발생시키는 기능.
(6) 톱니파 전압의 플러스 경사기간과 마이너스 경사기간의 경계와 일치하도록 클럭펄스, 즉 기준펄스를 작성하는 기능.
(7) 상기 플라이백 전압의 발생기간 종료시점이 상기 클럭펄스의 발생시점보다 앞인지 뒤인지를 판정하는 기능.
(8) 만일 플라이백 전압의 발생기간 종료시점이 상기 클럭펄스의 발생시점보다 앞일 때에는, 스위칭 소자(3)를 상기 일정한 반복 주파수로 온·오프 제어하기 위한 제 1 제어신호를 형성하고, 만일 플라이백 전압의 발생시점이 상기 클럭펄스의 발생시점보다 뒤일 때에는, 스위칭 소자(3)를 RCC 동작시키기 위한 제 2 제어신호를 형성하는 기능.
상기 제 1 ∼ 제 8의 기능을 얻기 위한 스위치 제어회로(7)는, 도 2에 나타낸 바와 같이 크게 귀환신호 형성회로(33)와, 온기간 종료시점 결정회로(34)와, 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)와, 제어신호형성 및 모드전환 회로(36)와, 구동회로(37)와, 전압조정회로(38)로 이루어진다.
귀환신호 형성회로(33)는, 전류검출단자(28)와 커플 전압검출단자(30,31)에 접속되며, 전류검출신호와 전압검출신호의 합성으로 이루어지는 귀환신호(Vf)를 형성하여 이것을 라인(39)으로 송출한다. 상기 귀환신호 형성회로(33)의 상세에 대해서는 이후에 설명하도록 한다.
온기간 종료시점 결정회로(34)는, 라인(39)을 통해 귀환신호 형성회로(33)에 접속되며, 2개의 라인(40,41)에 의해 제어신호형성 및 모드전환 회로(36)에 접속되어 있다. 상기 온기간 종료시점 결정회로(34)는 라인(39)의 귀환신호(Vf)와 라인(40)의 스위칭 소자(3)를 위한 제어신호(V11)에 기초하여 온기간의 종료, 즉 오프기간의 시작을 나타내는 온종료 타이밍 신호(V6)를 형성하며, 상기 온종료 타이밍 신호(V6)를 라인(41,42)으로 송출한다. 상기 온기간 종료시점 결정회로(34)의 상세에 대해서는 이후에 설명한다.
플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)는, 플라이백 검출단자(29)에 접속되고 라인(42)에 의해 온기간 종료시점 결정회로(34)에 접속되며, 도 1의 3차 코일(17) 의 전압에 기초하여 플라이백 전압의 발생기간 정보를 포함하는 플라이백 검출신호(V3)를 형성하여, 상기 플라이백 검출신호(V3)를 라인(43)으로 송출한다. 상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)의 상세에 대해서는 이후에 설명한다.
제어신호형성 및 모드전환 회로(36)는, 라인(41)에 의해 온기간 종료시점 결정회로(34)에 접속되고 라인(43)에 의해 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)에 접속되고 라인(44)에 의해 전압조정회로(38)에 접속되며, 스위칭 소자(3)를 제 1 모드로 온·오프 제어하기 위한 제 1 제어신호와 제 2 모드로 온·오프 제어하기 위한 제 2 제어신호를 선택적으로 형성하여, 제 1 및 제 2 제어신호 중 어느 하나를 라인(45)으로 송출한다. 상기 제어신호형성 및 모드전환 회로(36)의 상세에 대해서는 이후에 설명하도록 한다.
구동회로(37)는, 라인(45)을 통해 제어신호형성 및 모드전환 회로(36)에 접속되며, 제어신호형성 및 모드전환 회로(36)의 출력신호(V11)를 증폭하여 단자(27)로 송출한다. 단자(27)는 이미 설명한 바와 같이 스위칭 소자(3)의 제어단자에 접속되어 있다.
전압조정회로(38)는, 전원단자(25)에 접속되어 도 1에 도시된 제어전원회로(8)의 출력전압을 조정한 전압을 형성하며, 이것을 라인(44)에 의해 제어신호형성 및 모드전환 회로(36)의 전원단자로 송출하고, 또한 도시되지 않은 라인에 의해 귀환신호 형성회로(33), 온기간 종료시점 결정회로(34), 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35) 및 구동회로(37)로 보낸다. 한편, 전압조정이 불필요할 경우에는 제어회로(7)내의 각 회로(33∼37)에 대해 전원단자(25)를 직접 접속할 수 있다.
(귀환신호 형성회로)
귀환신호 형성회로(33)는, 도 3에 나타낸 바와 같이 전압귀환신호 형성회로(46)와 톱니파 귀환신호 형성회로로서의 합성회로(47)로 이루어진다. 전압귀환신호 형성회로(46)는 제 1 및 제 2 출력전압 검출용 저항(48,49)과, 예컨대 정전압 다이오드로 이루어지는 기준전압 공급원(50)과, 오차 증폭기(51)와, 발광 다이오드(52)와, 포토트랜지스터(53)와, 저항(54)으로 이루어진다. 제 1 및 제 2 출력전압 검출용 저항(48,49)은 서로 직렬로 접속되며, 한 쌍의 단자(30,31)간에 접속되어 있다. 오차 증폭기(51)의 플러스 입력단자는 제 1 및 제 2 출력전압 검출용 저항(48,49)의 상호 접속점에 접속되고, 그 마이너스 입력단자는 기준전압 공급원(50)에 접속되어 있다. 발광 다이오드(52)는 오차 증폭기(51)의 출력단자와 접지측 단자(31)의 사이에 접속되어 있다. 오차 증폭기(51)는 제 1 및 제 2 출력전압 검출용 저항(48,49)의 상호 접속점에서 얻은 검출전압과 기준전압 공급원(50)의 기준전압간의 차에 대응하는 전압을 출력하고, 발광 다이오드(52)는 오차 증폭기(51)의 출력전압에 대응하는 강도의 광출력을 발생시킨다. 발광 다이오드(52)에 광결합된 포토트랜지스터(53)는 저항(54)을 통해 직류전압을 공급하는 제어전원단자(25)에 접속되어 있다. 포토트랜지스터(53)의 저항치는 발광 다이오드(52)의 광출력에 대해 반비례하여 변화한다. 따라서, 포토트랜지스터(53)를 흐르는 전류(Iv)는 단자(30,31)간의 출력전압(Vo)에 비례한다. 이 전류(Iv)를 전압귀환신호라 부를 수 있다.
합성회로(47)는, 저항(55)과 콘덴서(56)와 정전류 회로(57)와 전계효과 트랜지스터(58)와 NOT 회로(59)로 이루어진다. 저항(55)은 합성회로(47)의 출력라인(39)과 전류검출단자(28)의 사이에 접속되어 있다. 콘덴서(56)는 출력라인(39)과 접지의 사이에 접속되어 있다. 즉, 콘덴서(56)는 저항(55)을 통해 도 1의 전류검출저항(4)에 병렬로 접속되어 있다. 전류검출단자(28)로부터 합성회로(47)에 유입되는 전류(Ii)는 전류검출저항(4)에 흐르는 전류에 비례한다. 따라서, 상기 전류(Ii)를 전류귀환신호라 부를 수 있다. 콘덴서(56)는 전압귀환신호(Iv)와 전류귀환신호(Ii)에 의해 충전된다. 따라서, 콘덴서(56)의 전압(Vf)은 전압귀환신호(Iv)와 전류귀환신호(Ii)의 합성치, 즉 가산치에 대응된 값을 갖는 귀환신호가 된다. 라인(39)의 귀환신호(Vf)는 전류검출저항(4)의 전압과 커플 출력단자(30,3 1)간의 전압(Vo)을 적당한 비율로 가산한 것에 상당한다.
정전류 회로(57)와 전계효과 트랜지스터(58)의 직렬회로는 콘덴서(56)에 병렬로 접속되어 있다. 전계효과 트랜지스터(58)는, 스위칭 소자(3)의 게이트가 NOT 회로(59)를 통해 스위치 제어신호 라인(40)에 접속되어 있다. 따라서, 라인(40)의 스위치 제어신호(V11)가 고레벨, 즉 논리 1에서 저레벨, 즉 논리 0으로 전환되면, 전계효과 트랜지스터(58)가 온되어 분류회로가 형성된다.
귀환신호 형성회로(33)내의 합성회로(47)의 출력라인(39)에 얻어지는 귀환신호(Vf)는, 도 5와 같이 스위칭 소자(3)의 온기간(Ton)에 경사를 가지며 증대되고, 오프기간(Toff)의 시작부분에서 급격히 저하하며, 그 후에 낮은 값으로 유지된다. 또한, 1차 코일(15)은 인덕턴스를 가지므로, 스위칭 소자(3)의 온기간 (Ton)에 1차 코일(15)을 통해 흐르는 전류는 시간과 함께 증대되고 콘덴서(56)가 서서히 충전되므로, 귀환신호(Vf)가 도 5와 같이 톱니파 형상으로 변화한다. 합성회로(47)의 출력신호(Vf)는 톱니파이므로, 합성회로(47)를 톱니파 귀환신호 형성회로라 부를 수 있다. 톱니파 귀환신호(Vf)의 진폭은 출력전압(Vo)에 따라 변화한다.
(온기간 종료시점 결정회로)
온기간 종료시점 결정회로(34)는, 도 3에 나타낸 바와 같이 비교기(61)와 참조신호 발생회로(62)로 이루어진다. 비교기(61)의 플러스 입력단자는 귀환신호 출력라인(60)에 접속되며, 마이너스 입력단자는 참조신호 발생회로(62)의 출력라인(63)에 접속되어 있다. 따라서, 비교기(61)는 귀환신호(Vf)와 참조신호(Vr)를 도 5와 같이 비교하여, 귀환신호(Vf)가 참조신호(Vr)보다 높은 기간(t1∼t2, t5∼t6 등)에서 고레벨이 되는 출력신호(V6)를 발생한다. 비교기(61)의 출력단자는 라인(41)에 의해 제어신호형성 및 모드전환 회로(36)에 접속되며, 라인(42)에 의해 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)에 접속되어 있다.
참조신호 발생회로(62)는 제 1 정전류 회로(64)와, 콘덴서(65)와, 제 2 정전류 회로(66)와, 스위칭 소자(67)로 이루어진다. 제 1 전류(I1)를 공급하기 위한 제 1 정전류 회로(64)는 직류전원단자(68)와 콘덴서(65)의 일단의 사이에 접속되어 있다. 전원단자(68)는 도 2의 전압조정회로(38)에 접속되어 있다. 콘덴서(65)의 타단은 접지에 접속되어 있다. 제 2 전류(I2)를 흘려 보낼 수 있는 제 2 정전류 회로(66)는 스위칭 소자(67)를 통해 콘덴서(65)에 병렬로 접속되어 있다. 반도체 스위치로 이루어지는 스위칭 소자(67)의 제어단자는 스위치 제어신호(V11)의 라인(40)에 접속되어 있다. 따라서, 도 1의 스위칭 소자(3)의 온기간(Ton)에 도 3의 스위칭 소자(67)가 온된다. 스위칭 소자(3)의 오프기간 (Toff)에는 참조신호 형성회로(62)의 스위칭 소자(67)는 오프이기 때문에, 콘덴서(65)가 제 1 정전류 회로(64)의 전류(I1)로 충전된다. 콘덴서(65)의 전압, 즉 참조신호(Vr)는 도 5와 같이 t2∼t3의 기간에서 서서히 증대되어 t3∼t4의 기간에서 거의 일정해진다. 보다 정확하게는, 참조신호(Vr)는 t1∼t2의 기간동안에 증대로 전환된다. 스위칭 소자(3)의 온기간(Ton)에는, 도 5와 같이 스위칭 제어신호(V11)는 고레벨이기 때문에, 참조신호 발생회로(62)의 스위칭 소자(67)가 온되어 콘덴서(65)의 방전회로가 형성되며, 콘덴서(65)의 전압, 즉 참조신호(Vr)는 도 5의 t0∼t1로 나타낸 바와 같이 서서히 저하된다.
비교기(61)는 사다리형파 형상으로 변화하는 참조신호(Vr)와 톱니파 형상으로 변화하는 귀환신호(Vf)를 도 5와 같이 비교하여, 귀환신호(Vf)가 참조신호(Vr)보다 높아졌을 때 고레벨이 되는 출력신호(V6)를 도 5와 같이 발생시킨다. 비교기(61)의 출력신호(V6)에 포함되어 있는 펄스의 상승시점(t1,t5)은 스위칭 소자(3)의 온기간(Ton)의 종료시점 및 오프기간(Toff)의 개시시점을 나타낸다. 스위칭 소자(3)의 온 개시시점(t0,t4)은 후술하는 내용을 통해 알 수 있듯이 규칙적으로 결정된다. 따라서, 비교기(61)의 출력신호(V6)에 포함되어 있는 펄스의 전연(前緣)시점이 결정되면 온기간(Ton)의 폭이 결정된다.
본 실시형태에서는 참조신호(Vr)가 사다리형파이지만, 그 대신에 도 5에서 쇄선으로 나타낸 평탄한 직류전압으로 이루어진 참조신호(Vr')가 될 수 있다.
(플라이백 전압 발생기간 검출회로)
플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)는, 도 4와 같이 3차 코일 전압검출회로(69)와 플라이백 전압 발생기간 펄스 추출회로(70)로 이루어진다.
3차 코일 전압검출회로(69)는, 다이오드(71)와 2개의 전압검출용 저항(72, 73)과 콘덴서(74)와 비교기(75)와 기준전압 공급원(76)으로 이루어진다. 서로 직렬로 접속된 2개의 전압검출용 저항(72, 73)은 다이오드(71)를 통해 도 1의 3차 코일(17)에 병렬로 접속되어 있다. 콘덴서(74)는 저항(73)에 병렬로 접속되어 있다. 파형 정형용 비교기(75)의 플러스 입력단자는 콘덴서(74)의 일단에 접속되어 있고, 마이너스 입력단자는 전압(Vb)의 기준전압 공급원(76)에 접속되어 있다. 콘덴서(74)는 검출전압(V1)에 대해 약간의 지연(遲延)을 부여하는 것으로서, 평활 콘덴서(19, 24)에 비해 충분히 작은 용량을 갖는다. 저항(73)의 양단으로부터 얻어지는 3차 코일 전압검출신호(V1)는 도 7과 같이 변화한다. 다이오드(71)는 스위칭 소자(3)의 오프기간(Toff)에 3차 코일(17)로 유도되는 전압에 의해 통전되는 방향성을 갖는다. 따라서, 다이오드(71) 출력측의 2개의 저항(72, 73)의 직렬회로 양단간에는 오프 기간(Toff)의 1차 코일(15)의 전압에 비례한 전압이 얻어진다. 교류적으로 볼 때 1차 코일(15)은 정류회로(1)를 통해 스위칭 소자(3)에 병렬로 접속되어 있다. 따라서, 1차 코일(15)의 전압은 교류적으로 볼 때 스위칭 소자(3)의 전압과 동일하다. 이에 따라, 3차 코일 전압검출회로(35)의 저항(73)의 양단간에 스위칭 소자(3)의 전압(VDS)에 비례한 전압(V1)이 도 6 또는 도 7과 같이 얻어진다. 스위칭 소자(3)의 전압(VDS)은 온기간(Ton)에는 거의 제로이며, 온에서 오프로 전환되었을 때에는 콘덴서(5)의 커패시턴스와 1차 코일(15)의 인덕턴스간의 주지된 공진동작에 의해 서서히 높아진다. 스위칭 소자(3)의 오프기간에 있어서 트랜스포머(2)의 축적 에너지의 방출이 종료되면, 링깅에 의해 1차 코일(15)의 전압 및 스위칭 소자(3)의 전압이 변화한다. 3차 코일 전압검출회로 (35)는, 결과적으로 스위칭 소자(3)의 전압(VDS)을 검출하고 있기 때문에, 스위칭 전압 검출회로라 부를 수 있다. 본원에서 3차 코일(17), 다이오드(71), 저항 (72,73) 및 콘덴서(75)로 이루어지는 회로가 스위치전압 검출수단이라 불린다.
3차 코일 전압검출회로(35)에 포함되어 있는 비교기(75)의 플러스 입력단자는 2개의 저항(72,73) 상호의 접속점에 접속되며, 마이너스 입력단자는 기준전압 공급원(76)에 접속되어 있다. 기준전압 공급원(76)의 기준 전압(Vb)은 검출전압(V)의 최대치보다 충분히 낮은 약 0.75V로 설정되어 있다. 상기 기준전압(Vb)은 제로 볼트보다 또는 검출전압(V1)의 링깅성분의 최저치(바닥)보다 조금 높은 값이다. 비교기(75)는 검출전압(V1)이 기준전압(Vb)보다 높을 때 고레벨이 되는 2가(値)의 출력신호(V2)를 도 6 및 도 7과 같이 발생한다. 즉, 도 6에서는 비교기(75)의 출력신호(V2)가 가령 t3∼t4, t5∼t6, t7∼t9에서 고레벨이 되고, 도 7에서는 비교기(75)의 출력신호(V2)가 가령 t3∼t6에서 고레벨이 된다. 따라서, 3차 코일 전압검출신호(V1)를 파형성형한 신호(V2)가 비교기(75)로부터 얻어진다.
플라이백 전압은 스위칭 소자(3)의 오프기간에 트랜스포머(2)가 축적에너지를 방출함으로써 발생시키는 전압이다. 따라서, 좁은 의미로는, 도 6에서 오프기간 개시시점(t2)부터 축적에너지 방출 종료시점(t4')까지를 플라이백 전압 발생기간으로 생각하고, 또 도 7에서는 오프기간 개시시점(t2)부터 축적에너지 방출 종료시점(t6')까지를 플라이백 전압 발생기간으로 생각할 수 있다. 즉, 정확하게는, 스위칭 소자(3)의 오프기간(Toff)에서 트랜스포머(2)가 축적에너지를 방출함에 따라 출력정류평활회로(6)의 다이오드(18)에 전류가 흐르고 있는 기간이 플라이백 전압 발생기간이다.
그러나, 본 발명에서는 플라이백 전압 발생기간을 넓은 의미로 생각하여, 도 6에서 오프개시시점(t2)부터 비교기(75)의 출력펄스가 저레벨로 내려가는 시점(t4)까지를 플라이백 전압 발생기간(Tf), 그리고 도 7에서 오프개시시점(t2)부터 비교기(75)의 출력펄스가 저레벨로 내려가는 시점(t6)까지를 플라이백 전압 발생기간(Tf)이라 정의한다.
플라이백 전압 발생기간 펄스추출회로(70)는 엣지검출회로(77)와 RS 플립플롭(78)과 AND 게이트(79)로 이루어진다. 엣지검출회로(77)는 비교기(75)의 출력단자에 접속되고, 도 6 및 도 7에 나타낸 비교출력신호(V2)에 포함되는 펄스의 후연(後緣)을 검출한다. 즉, 도 6에서는 엣지검출회로(77)로부터, 가령 t4, t6, t9시점에서 검출펄스가 발생한다.
플립플롭(78)의 세트입력단자(S)는 엣지검출회로(77)에 접속되고, 그 리셋입 력단자(R)는 온기간 종료 타이밍신호(V6)의 라인(42)에 접속되어 있다. AND 게이트(79)의 한쪽 입력단자는 비교기(75)에 접속되며, 다른 쪽 입력단자는 플립플롭(78)의 위상반전출력(Q-)에 접속되어 있다. 플립플롭(78)은, 도 6 및 도 7에 도시된 온기간 종료신호(V6)에 응답하여 리셋상태가 되고, 엣지검출회로(77)의 출력펄스에 응답하여 세트상태가 된다. 도 6에서는 t2시점에서 플립플롭(78)이 리셋상태가 되며, t4시점에서 세트상태가 된다. 따라서, 플립플롭(78)의 위상반전출력단자(Q-)는 도 6의 t2∼t4기간에 고레벨이 된다. 한편, 비교기(75)의 출력신호(V2)는 t3∼t4에서 고레벨이 된다. 따라서, AND 게이트(79)로부터 얻어지는 플라이백 전압 발생기간 검출신호(V3)는 t3∼t4기간에서 고레벨이 된다. 도 6에 있어서, t5∼t6, t7∼t9기간에도 비교기(75)의 출력신호(V2)가 고레벨이 되지만, 플립플롭(78)이 세트상태이기 때문에 AND 게이트(79)의 출력신호(V3)는 저레벨로 유지된다. 따라서, 도 6의 경부하 모드시에는, 오프기간(Toff)에 비교기(75)로부터 얻어지는 복수의 펄스 중 최초의 펄스만이 AND 게이트(79)에서 추출되고, 이것이 플라이백 전압 발생기간 검출신호(V3)가 된다.
도 7의 중부하 상태일 때에는 링깅전압의 반복이 발생하지 않기 때문에, 플립플롭(78)은 도 7의 t2시점에서 리셋되고 t6시점에서 세트된다. 그 결과, 비교기(75)의 출력신호(V2)의 펄스와 실질적으로 동일한 펄스열이 플라이백 전압 발생기간 검출신호(V3)가 된다.
(제어신호형성 및 모드전환 회로)
제어신호형성 및 모드전환 회로(36)는, 도 4와 같이 펄스발생기(80)와 제어펄스 형성회로(81)로 이루어지며, 경부하 모드일 때 도 6에 나타낸 바와 같이 제 1 제어신호(V11)를 형성하는 제 1 기능과, 중부하 모드일 때 도 7에 나타낸 바와 같이 제 2 제어신호(V11)를 형성하는 제 2 기능과, 경부하 모드의 제어신호와 중부하 모드의 제어신호를 자동적으로 전환하는 제 3 기능을 갖는다. 여기서는 설명의 편의상, 제 1 및 제 2 제어신호를 모두 V11로 나타낸다.
(펄스발생기)
펄스발생기(80)는 도 4와 같이, 톱니파 발생용 콘덴서(82)와, 충전용 정전류 회로(83)와, FET로 이루어지는 제 1 및 제 2 방전용 스위치(84,85)와, 비교기(86)와, 기준전압 공급원(87)과, RS 플립플롭(88)과, NOT 회로(89)와, 지연회로(90)로 이루어지며, 도 6 또는 도 7에 나타낸 클럭펄스 열로 이루어지는 클럭신호(V5)를 발생한다. 도 6의 경부하 모드시에는, 클럭신호(V5)의 펄스 반복주파수는 예컨대 20∼100kHz의 범위에서 일정한 값을 갖는다. 도 7의 중부하 모드시에는, 정류회로(1)의 출력전압 또는 부하(22)의 변화에 따라 클럭신호(V5)의 펄스 반복주파수가 변화한다.
콘덴서(82)의 일단은 정전류 회로(83)를 통해 직류전압을 공급하는 전원용 라인(44)에 접속되고, 그 타단은 접지에 접속되어 있다. FET로 이루어지는 제 1 및 제 2 방전용 스위치(84,85)는 콘덴서(82)에 대하여 병렬로 각각 접속되어 있다. 제 1 방전용 스위치(84)의 제어단자는 플립플롭(88)의 출력단자(Q)에 접속되어 있다. 제 2 방전용 스위치(85)의 제어단자는 후술하는 AND 게이트(95)에 접속되어 있다. 따라서, 제 1 및 제 2 방전용 스위치(84,85)의 온기간에 콘덴서(82)가 방전상태가 된다. 또한, 제 1 및 제 2 방전용 스위치(84,85)가 모두 오프인 기간에 콘덴서(82)가 정전류 회로(83)에 의해 충전되며, 그 전압(V4)이 경사를 가지며 상승하여 도 6 및 도 7에 나타낸 톱니파 전압이 얻어진다.
비교기(86)의 플러스 입력단자는 콘덴서(82)의 일단에 접속되고, 그 마이너스 입력단자는 기준전압 공급원(87)에 접속되어 있다. 기준전압 공급원(87)은 도 6 및 도 7에 나타낸 일정한 기준전압(V87)을 발생한다. 따라서, 톱니파 전압(V4)이 기준전압(V87)에 도달하면, 비교기(86)의 출력이 저레벨에서 고레벨로 전환된다. 플립플롭(88)의 세트입력단자(S)는 비교기(86)에 접속되며, 리셋 입력단자(R)는 NOT 회로(89) 및 지연회로(90)를 통해 비교기(86)에 접속되어 있다. 따라서, 플립플롭(88)과 NOT 회로(89)와 지연회로(90)는, 주지의 모노 멀티 바이브레이터와 동일한 펄스발생기능을 가지며, 비교기(86)의 출력이 고레벨로 전환된 시점과 동기하여, 지연회로(90)의 지연시간에 상당하는 소정의 폭을 갖는 펄스가 플립플롭(88)의 출력단자(Q)에 얻어진다. 플립플롭(88)의 출력신호는 도 6 및 도 7에서 V5로 나타내어져 있다. 펄스발생기(80)의 클럭신호(V5)에 포함되어 있는 펄스의 주기는 스위칭 소자(3)의 온·오프 주기와 동일하다. 한편, 제 2 방전용 스위치(85)를 제어펄스 형성회로(81)에 포함시킬 수 있다.
(제어펄스 형성회로)
제어펄스 형성회로(81)는, 펄스발생기(80)의 클럭신호(V5)와, 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)의 출력신호(V3)와, 온기간 종료시점 결정회로(34)의 출력신호(V6)에 기초하여 경부하 모드일 때 도 6의 제 1 제어신호(V11)를 형성하고, 중부하 모드일 때 도 7의 제 2 제어신호(V11)를 형성하는 것이다. 또한, 상기 제어펄스 형성회로(81)는, 도 6의 경부하 모드시의 제 1 제어신호(V11)와 도 7의 중부하 모드시의 제 2 제어신호를 자동적으로 전환하기 위한 기능을 구비한다.
제어펄스 형성회로(81)는, 도 4를 통해 알 수 있듯이 제 1 논리회로로서의 OR 게이트(91)와 RS 플립플롭(92)과 제 3 논리회로로서의 NOR 게이트(93)와 NOT 회로(94)와 AND 게이트(95)로 이루어진다. 한편, NOT 회로(94)와 AND 게이트(95)는 제 2 논리회로로서 기능한다. OR 게이트(91)의 한쪽 입력단자는 펄스발생기(80)의 플립플롭(88)의 출력단자(Q)에 접속되고, 다른 쪽 입력단자는 제어펄스 형성회로(81) 내의 플립플롭(92)의 위상반전 출력단자(Q-)에 접속되어 있다. 플립플롭(92)의 세트입력단자(S)는 펄스발생기(80)의 플립플롭(88)의 출력단자(Q)에 접속되고, 그 리셋단자(R)는 라인(41)을 통해 온기간 종료시점 결정회로(34)에 접속되어 있다. 플립플롭(92)은, 라인(41)의 온기간 종료 타이밍 신호(V6)의 펄스 전연부터 펄스발생기(80)의 클럭신호(V5)의 펄스 전연까지의 기간에 리셋상태가 된다. 즉, 경부하 모드일 때에는 도 6과 같이, 플립플롭(92)의 위상반전 출력단자(Q-)의 신호(V7)가 t2∼t8의 기간에 고레벨이 된다. 또, 부하(22)가 경부하 모드일 때보다 커지는 중부하 모드일 때에는, 도 7에 나타낸 바와 같이 플립플롭 (92)의 위상반전 출력단자(Q-)의 신호(V7)가 t2∼t4기간에 고레벨이 된다. 플립플롭(92)의 출력을 위상반전 출력단자(Q-)에서 추출하는 대신에, 플러스 출력단자 (Q)에서 추출하고 그 출력을 NOT 회로에서 반전시켜 다음 단의 OR 게이트(91)에 입력시킬 수도 있다.
OR 게이트(91)는 이들 2개의 입력신호 중 어느 하나 또는 양쪽 모두가 고레벨, 즉 논리 1일 때 고레벨의 출력신호(V8)를 발생한다. 즉, 경부하 모드일 때에는 출력신호(V8)가 도 6과 같이 t2∼t9기간에 고레벨이 된다. 또, 중부하 모드일 때에는 출력신호(V8)가 도 7과 같이 t2∼t5기간에 고레벨이 된다.
NOR 게이트(93)의 한쪽 입력단자는 OR 게이트(91)에 접속되고, 그 다른 쪽의 입력단자는 AND 게이트(95)에 접속되어 있다. AND 게이트(95)의 한쪽 입력단자는 NOT 회로(94)를 통해 OR 게이트(91)에 접속되며, 그 다른 쪽 입력단자는 플라이백 전압 검출신호(V3)의 라인(43)에 접속되어 있다. AND 게이트(95)의 출력단자는 NOR 게이트(93)와 제 2 방전용 스위치(85)의 제어단자 양쪽에 접속되어 있다. NOT 회로(94)의 출력신호(V9)는 도 6 및 도 7에 나타낸 바와 같이 OR 게이트(91)의 출력신호(V8)의 위상반전신호이다. 따라서, NOT 회로(94)의 출력신호(V9)는 도 6의 경부하 모드일 때에는 t1∼t2기간에 고레벨, t2∼t9기간에 저레벨이 되고, 도 7의 중부하 모드일 때에는 t2∼t5기간에 저레벨, t5∼t7기간에 고레벨이 된다. AND 게이트(95)의 출력신호(V10)는 2개의 입력이 동시에 고레벨일 때에만 고레벨이 된 다. 도 6의 경부하 모드일 때에는 플라이백 전압 검출신호(V3)가 고레벨이 되는 t3∼t4기간에 NOT 회로(94)의 출력신호(V9)가 저레벨이기 때문에, AND 게이트(95)의 출력신호(V10)는 연속적으로 저레벨, 즉 논리 0이다. 도 7의 중부하 모드일 때에는, 플라이백 전압 검출신호(V3)와 NOT 회로(94)의 출력신호(V9)가 t5∼t6기간에 고레벨이 되어, AND 게이트(95)의 출력신호(V10)도 고레벨이 된다.
AND 게이트(95)의 출력신호(V10)는 NOR 게이트(93)에 보내져 제어펄스의 형성에 사용되는 동시에, 제 2 방전용 스위치(85)로 보내져 모드 전환에 사용된다. 도 6의 경부하 모드시에는, AND 게이트(95)의 출력신호(V10)가 저레벨, 즉 논리 0이기 때문에, 제 2 방전용 스위치(85)가 오프상태로 유지된다. 이에 따라, 도 6의 경부하 모드일 때에는, 콘덴서(82)의 톱니파 전압(V4)의 주기 및 플립플롭(88)의 출력신호(V5)의 주기(Ta)가 일정하다. 이에 대하여 도 7의 중부하 모드시에는, t5∼t6기간에 AND 게이트(95)의 양 입력신호(V3,V9)가 고레벨이 되기 때문에, 그 출력신호(V10)는 고레벨이 된다. AND 게이트(95)의 출력신호(V10)가 고레벨이 되면, 제 2 방전용 스위치(85)가 온되고 콘덴서(82)의 충전이 금지되어 콘덴서(82)의 전압(V4)이 t5∼t6기간에 제로볼트로 유지된다. 그 결과, 콘덴서(82)의 충전은 t6시점에서 개시되며, 그 전압(V4)은 t8시점에서 기준전압(V87)에 도달하여 플립플롭(88)의 출력신호(V5)는 t8시점에서 고레벨이 된다. 도 7의 중부하 모드시 펄스발생기(80)의 출력신호(V5)의 펄스열에서 펄스의 발생주기는 도 6의 경부하 모드시 펄스의 발생주기보다 길어지며, 부하(22)의 변동에 따라 변동한다.
AND 게이트(95)의 출력신호(V10)는 NOR 게이트(93)의 입력이 된다. 도 7에 나타낸 AND 게이트(95)의 출력신호(V10)의 고레벨 기간, 가령 t5∼t6에 있어서, NOR 게이트(93)의 출력신호(V11)가 고레벨이 되는 것이 금지된다. 도 6의 경부하 모드시에는 AND 게이트(95)의 출력신호(V10)가 항상 저레벨, 즉 제로볼트이기 때문에, AND 게이트(95)의 출력신호(V10)는 NOR 게이트(93)에 특별히 제한을 가하지 않는다. 이에 따라, 도 6에서는 OR 게이트(91)의 출력신호(V8)의 반전신호가 NOR 게이트(93)의 출력신호(V11)와 동일해진다. 도 6의 경부하 모드시 NOR 게이트(93)의 출력신호(V11)의 펄스열에서 펄스의 주기는 톱니파 전압(V4)의 주기 및 펄스발생기(80)의 클럭신호(V5)의 주기와 동일하며 일정한 값으로 유지된다. NOR 게이트(93)의 출력신호(V11)의 펄스발생기간(가령 t1∼t2)은 스위칭 소자(3)의 온기간(Ton)과 일치한다. 따라서, 경부하 모드일 때에는 스위칭 소자(3)가 일정 주기(Ta)로 온·오프 동작한다.
도 7의 중부하 모드일 때에는, AND 게이트(95)의 출력신호(V10)에 포함되는 펄스가 NOR 게이트(93)를 제한하며, AND 게이트(95)의 출력신호(V10)가 고레벨인 기간(가령 t5∼t6)에서는 NOR 게이트(93)의 출력신호(V11)가 저레벨로 유지된다. 그 결과, 도 7을 통해 알 수 있는 바와 같이 t5시점에서 OR 게이트(91)의 출력신호(V8)가 저레벨이 되어도, NOR 게이트(93)의 출력신호(V11)는 t6시점까지 저레벨을 유지하고 t6시점에서 고레벨로 전환된다. NOR 게이트(93)의 출력신호 (V11)의 펄스열은 스위칭 소자(3)의 온·오프에 대응하기 때문에, 중부하 모드일 때에는 스위칭 소자(3)의 온기간(Ton)과 오프기간(Toff) 모두가 부하(22)의 변동에 따라 변화한다. 중부하 모드시 스위칭 소자(3)의 온·오프 동작은 펄스발생기(80) 의 출력 주파수에 구속받지 않는다.
상술한 바와 같이 NOR 게이트(93)는 스위칭 소자(3)의 제어신호(V11)의 펄스열을 형성하는 기능을 한다. AND 게이트(95)는 플라이백 전압 검출신호(V3)의 플라이백 전압 발생기간(Tf)의 종료시점이 펄스발생기(80)의 출력신호(V5)에 포함되는 펄스의 발생시점보다 앞인지 혹은 뒤인지의 여부를 판정하여, 도 6에 도시된 경부하 모드 동작과 도 7에 도시된 중부하 모드 동작을 전환하도록 기능한다.
도 7의 중부하 모드시 스위칭 소자(3)의 턴온 시점은, 스위칭 소자(3)의 드레인·소스간 전압(VDS)이 제로이거나 혹은 거의 제로에 가까울 때 결정된다. 즉, 플라이백 전압 검출신호(V3)는 도 7에 나타낸 바와 같이 3차 코일(17)의 검출전압(V1)이 제로이거나 또는 그 근방에 설정된 기준전압(Vb)보다 낮아졌을 때 저레벨로 전환된다. 도 7에 있어서, 제어신호(V11)의 펄스의 전연 시점(t6)은 플라이백 전압 검출신호(V3)의 펄스의 후연 시점과 일치하므로, 스위칭 소자(3)는 그 단자간 전압(VDS)이 제로이거나 또는 거의 제로에 가까울 때 턴온한다. 그 결과, 스위칭 소자(3)가 턴온할 때 스위칭 손실은 작아진다. 또한, 이미 설명했듯이 3차 코일(17)의 전압의 검출신호(V1)는 스위칭 소자(3)의 단자간 전압(VDS)에 비례한다.
경부하 모드 또는 중부하 모드에서 출력전압(Vo)이 목표치보다 높아지면, 온종료시점 결정회로(34)의 출력펄스 발생시점이 도 6 및 도 7에서 t2보다 빨라지며, 온기간(Ton)이 짧아져 출력전압(Vo)이 목표치로 되돌아온다. 출력전압(Vo)이 목표치보다 낮아졌을 때에는, 상기 높아졌을 때와 반대되는 동작이 일어난다.
부하(22)가 가령 도 6과 같은 경부하 상태보다 증대되면, 출력전압(Vo)이 저하한다. 그 결과, 온기간(Ton)이 길어진다. 온기간(Ton)이 길어지면, 이에 비례하여 플라이백 전압 발생기간(Tf)도 길어진다. 플라이백 전압 발생기간(Tf)의 종료시점이 펄스발생기(80)의 출력펄스의 후연보다 뒤가 되면, 스위칭 소자(3)는 도 7의 중부하 모드로 동작한다.
본 실시형태의 DC-DC 컨버터는 다음과 같은 효과를 거둔다.
(1) 제어신호형성 및 모드전환 회로(36)는, 플라이백 전압 발생기간(Tf)의 종료시점과, 펄스발생기(80)의 출력펄스의 후연을 비교하여 스위칭 소자(3)의 제어모드를 결정한다. 즉, 펄스발생기(80)의 출력이 기준시간을 나타내는 신호로서 사용되고, 그 기준시간에 대한 플라이백 전압 발생기간(Tf)의 길고 짧음이 판단된다. 따라서, 펄스발생기(80)의 출력은 스위칭 소자(3)를 일정 주파수로 온·오프 제어할 때의 클럭신호를 발생시키는 제 1 기능 외에, 플라이백 전압 발생기간(Tf)의 길고 짧음을 판단하기 위한 기준시간을 나타내는 신호를 발생시키는 제 2 기능을 갖는다. 그 결과, 플라이백 전압 발생기간(Tf)의 길고 짧음을 판단하기 위한 기준시간 발생수단을 독립적으로 설치할 필요가 없어져, 제어회로(7)의 소형화 및 저비용화가 가능해진다.
(2) AND 게이트(95)의 출력이 스위칭 소자(3)의 제어모드의 전환과 제어 펄스의 형성 모두에 사용되기 때문에, 제어회로(7)의 소형화 및 저비용화가 가능해진다.
(3) 플라이백 전압 발생기간(Tf)의 종료시점은 3차 코일(17)의 검출전압 (V1)이 제로이거나 또는 제로에 가까운 기준전압(Vb)을 가로지르는 시점으로 되어 있다. 또, 도 7의 중부하 모드에서는, 플라이백 전압 발생기간(Tf)의 종료시점과 동기하여 스위칭 소자(3)가 턴온 제어되어 있다. 따라서, 스위칭 소자(3)의 전압(VDS)이 낮은 상태에서 스위칭 소자(3)가 턴온 제어되어, 스위칭 소자(3)에서의 전력손실이 작아진다. 또, 이러한 스위칭 소자(3)에서의 전력손실의 저감이 비교적 간단한 회로에 의해 달성된다.
(4) 경부하 상태일 때에는 도 6에 도시된 스위칭 소자(3)의 온·오프의 반복 주파수가 일정하게 제한된 상태가 되어, 그 주파수의 상승이 억제된다. 그 결과, 스위칭 소자(3)의 단위시간당 스위칭 회수의 증대가 억제되어, 경부하 상태에서 DC-DC 컨버터의 효율이 저하되는 것을 억제할 수 있다.
(5) 중부하 상태일 때에는, 부하(22)의 변동에 따라 스위칭 주파수가 변화한다. 이에 따라, 스위칭 소자(3)의 온·오프에 기초하여 발생되는 노이즈의 주파수 성분이 분산되어 노이즈로 인한 방해가 경감된다.
제 2 실시형태
다음으로, 제 2 실시형태에 따른 DC-DC 컨버터를 설명하도록 한다. 단, 제 2 실시형태의 DC-DC 컨버터는, 도 1의 제 1 실시형태에 따른 DC-DC 컨버터의 제어회로(7)를 변형하고 그 밖에는 도 1과 동일하게 형성한 것이다. 따라서, 제 2 실시형태에서도 도 1을 참조한다.
도 8에 도시된 제 2 실시형태의 제어회로(7a)는, 도 2의 제어회로(7)의 온기간 종료시점 결정회로(34)와 제어신호형성 및 모드전환 회로(36)를 변형한 온기간 종료시점 결정회로(34a)와 제어신호형성 및 모드전환 회로(36a)를 설치하고, 그 밖에는 도 2와 동일하게 형성한 것이다. 도 8의 제어회로(7a)는 중부하 모드일 때에는 도 2의 제어회로(7)와 마찬가지로 동작하고, 경부하 모드일 때에는 스위칭 소자(3)의 오프 시간폭은 일정하고 온시간폭은 가변적으로 제어된다.
도 9는 도 8의 귀환신호 형성회로(33)와 온기간 종료시점 결정회로(34a)를 상세히 나타내는 것이다. 변형된 온기간 종료시점 결정회로(34a)는, 도 3의 참조신호 발생회로(62)를 일정한 레벨의 참조신호(Vr')를 발생시키는 기준전압 공급원(62a)으로 변경하고, 그 밖에는 도 3과 동일하게 형성한 것이다. 도 9의 참조신호(Vr')는 도 5에서 쇄선으로 나타낸 바와 같이 설정된다. 따라서, 비교기(61)의 한쪽 입력단자에 입력되는 귀환신호(Vf)가 참조신호(Vr')를 가로지르면, 비교출력신호(V6)의 펄스가 발생한다. 따라서, 도 9의 온기간 종료시점 결정회로(34a)는 본질적으로 도 3의 온기간 종료시점 결정회로(34)와 동일하다.
도 10은 도 8의 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)와 제어신호형성 및 모드전환 회로(36a)를 나타낸다. 도 10의 변형된 제어신호형성 및 모드전환 회로(36a)는, 변형된 펄스발생기(80a)와 변형된 제어펄스 형성회로(81a)로 이루어진다. 도 10의 펄스발생기(80a)는 도 4의 펄스발생기(80)에서 제 2 방전용 스위치(85)를 생략하고, 방전용 스위치(84)의 제어단자의 접속부분을 RS 플립플롭(92)의 출력단자(Q)로 변경한 것으로서, 그 밖에는 도 4의 펄스발생기(80) 와 동일하게 형성한 것이다.
도 10의 제어펄스 형성회로(81a)는 RS 플립플롭(92)과 NOR 게이트(93)로 이루어진다. RS 플립플롭(92)의 세트입력단자(S)는 펄스발생기(80a)의 플립플롭 (88)의 출력단자(Q)에 접속되고, 그 리셋단자(R)는 온기간 종료 타이밍 신호(V6)의 라인(41)에 접속되어 있다. NOR 게이트(93)의 한쪽 입력단자는 플립플롭(92)의 반전출력단자(Q-)에 접속되며, 다른 쪽 입력단자는 플라이백 전압 검출신호 (V3)의 라인(43)에 접속되어 있다. NOR 게이트(93)의 출력단자는 도 8의 구동회로(37)를 통해 도 1의 스위칭 소자(3)의 제어단자에 접속되어 있으며, 아울러 라인(40)을 통해 도 9의 귀환신호 형성회로(33)에 접속되어 있다.
제 2 실시형태를 나타내는 도 10에 있어서, 쇄선(100)으로 나타낸 바와 같이 비교기(86)를 플립플롭(92)에 직접 접속하여, 비교기(86)의 출력을 클럭신호 (V5)로서 플립플롭(92)에 공급하고 플립플롭(88), NOT 회로(89), 지연회로(90)를 생략할 수 있다. 또한, 도 10에서 쇄선(101)으로 나타낸 바와 같이, 비교기(75)를 NOR 게이트(93)에 직접 접속하여 비교기(75)의 출력(V2)을 펄스추출회로(70)를 거치지 않고 NOR 게이트(93)에 직접 보낼 수 있다. 즉, 도 10에서 펄스추출회로 (70)를 생략할 수가 있다.
도 11은 경부하 모드시 제어회로(7a)의 각 부 상태를 나타내며, 도 12는 중부하 모드시 제어회로(7a)의 각 부 상태를 나타내는 것이다.
도 11의 경부하 모드시에 있어서, t2 시점에서 라인(41)의 온기간 종료 타이 밍 신호(V6)가 고레벨이 되면, 플립플롭(92)이 리셋상태로 전환되고, 그 반전출력단자(Q-)의 출력신호(V7)가 고레벨로 전환된다. 또한, 플립플롭(92)의 출력단자(Q)가 t2시점에서 저레벨로 전환된다. 그 결과, 방전용 스위치(84)가 오프로 전환되고 콘덴서(82)의 전압(V4)이 경사를 이루며 상승한다. 콘덴서 전압(V4)이 기준전압(V87)에 도달하면, 비교기(87)의 출력이 고레벨로 전환되어 플립플롭(88)이 세트상태가 되고, 그 출력단자(Q)의 출력신호(V5)가 t8시점에서 고레벨이 된다. 그 결과, 제어펄스 형성회로(81a)의 플립플롭(92)이 t8시점에서 세트상태가 되고 그 반전출력단자(Q-)의 출력신호(V7)가 저레벨이 된다. NOR 게이트(93)는 2개의 입력신호(V3, V7)가 동시에 저레벨인 t0∼t2, t8∼t10 등에서 고레벨이 되는 신호(V11)를 출력한다. 도 11의 경부하 모드시에는 스위칭 소자(3)의 오프기간(Toff)이 가령 15㎲의 일정한 시간폭이 되며 온기간(Ton)은 귀환신호(Vf)에 의해 조정된다. 오프기간(Toff)을 비교적 길게 설정하면, 스위칭 소자(3)의 온·오프 주기(Ta)도 비교적 길어지고, 제 1 실시형태와 마찬가지로 단위시간당 스위칭 소자(3)의 온·오프동작의 회수가 적어져, DC-DC 컨버터의 효율 향상을 도모할 수가 있다.
도 12의 중부하 모드시에는, 콘덴서(82)의 전압(V4)이 0볼트로부터 경사를 이루며 기준전압(V87)에 도달하는 시점(t4)이 플라이백 전압 검출신호(V3)의 펄스의 후연시점(t6)보다 앞이 된다. 따라서, 펄스발생기(80a)의 출력신호(V5)에 응답하여 플립플롭(92)이 t4시점에서 세트되어, 그 반전출력단자(Q-)의 출력신호 (V7)가 t4시점에서 저레벨이 되어도, NOR 게이트(93)의 출력신호(V11)는 t4시점에서 고레 벨로 전환되지 않고, 라인(43)의 플라이백 전압 검출신호(V3)가 저레벨로 전환되는 t6시점에서 NOR 게이트(93)의 출력신호(V11)는 고레벨로 전환된다. 따라서, 제 2 실시형태의 중부하 모드시에는, 제 1 실시형태와 마찬가지로 오프기간(Toff)이 플라이백 전압 발생기간(Tf)에 의해 결정되고, 온기간(Ton)의 변화에 따라 변화한다.
도 11의 경부하 모드와 도 12의 중부하 모드의 전환은, 플립플롭(92)의 출력신호(V7)에 포함되어 있는 펄스의 후연이 플라이백 전압 검출신호(V3)에 포함되어 있는 펄스의 후연보다 앞인지 아닌지의 여부에 따라 실행된다. 다시 말해, 펄스발생기(80a)의 콘덴서(82)가 경사전압을 발생시키는 기간(가령, 15㎲)의 종료시점이 플라이백 전압 발생기간(Tf)의 종료시점보다 앞인지 아닌지의 여부에 따라 모드가 전환된다. NOR 게이트(93)는, 제어신호(V11)의 펄스를 형성하는 제 1 기능 외에, 도 11의 경부하 모드 동작과 도 12의 중부하 모드 동작을 자동으로 전환하는 제 2 기능을 구비한다.
제 2 실시형태는 제 1 실시형태와 동일한 효과를 거두는 동시에, 경부하 모드시에 스위칭 소자(3)의 오프기간(Toff)을 일정하게 유지할 수 있다는 효과가 있다. 온기간(Ton)이 부하(22)에 의해 변화하고 오프기간(Toff)이 고정적이라면, 경부하 모드시에도 스위칭 소자(3)의 온·오프 주파수가 변화하여 노이즈의 주파수 성분을 분산시킬 수가 있다.
제 3 실시형태
도 13에 도시된 제 3 실시형태에 따른 DC-DC 컨버터는, 도 1의 DC-DC 컨버터 의 트랜스포머(2)를 인덕터(2a)로 하고, 도 1의 2차 코일(16)에 상당하는 것을 생략하였으며, 정류평활회로(6)를 스위칭 소자(3)에 대하여 병렬로 접속하였고, 그 밖에는 도 1과 동일하게 구성한 것이다. 도 13의 DC-DC 컨버터에 있어서, 스위칭 소자(3)의 온기간에는 정류 다이오드(18)가 역 바이어스 상태가 되어 인덕터(2a)에 대한 에너지의 축적동작이 일어나고, 스위칭 소자(3)의 오프기간에는 정류 다이오드(18)가 순 바이어스 상태가 되어 인덕터(2a)의 축적 에너지의 방출동작이 일어난다. 이로써, 콘덴서(19)는 정류평활회로(1)의 전압과 코일(15)의 전압의 가산치로 충전된다. 요컨대, 도 13의 DC-DC 컨버터는 승압 타입의 스위칭 레귤레이터로서 동작한다. 도 13에 도시된 DC-DC 컨버터의 제어회로는 제 1 실시형태와 동일하므로, 제 1 실시형태와 동일한 효과를 얻을 수가 있다.
한편, 도 13의 제어회로(7)를 도 8의 제어회로(7a)로 바꿀 수 있다.
제 4 실시형태
도 14는 제 4 실시형태에 따른 스위칭 전원장치의 귀환제어신호 형성회로(33a)를 나타낸다. 본 제 4 실시형태의 스위칭 전원장치는 제 3 귀환제어신호 형성회로(33)를 도 14의 귀환제어신호 형성회로(33a)로 변형한 것으로서, 그 밖에는 제 1 실시형태의 스위칭 전원장치와 동일하게 구성한 것이다. 따라서, 제 4 실시형태에서 제 1 실시형태와 공통되는 부분의 도시 및 설명은 생략하도록 한다.
또한, 도 14의 귀환제어신호 형성회로(33a)에서, 도 3과 실질적으로 동일한 부분에는 동일한 참조부호를 사용하고 그에 대한 설명은 생략한다.
도 14의 귀환제어신호 형성회로(33a)는 전압귀환신호 형성회로(46)와 변형된 합성회로(47a)로 이루어진다. 도 14의 전압귀환신호 형성회로(46)는, 전원에 대한 포토트랜지스터(53)의 접속을 제외하고는 도 3과 동일하게 구성되어 있다.
합성회로(47a)는 제 1, 제 2 및 제 3 저항(102,103,104)과, 하나의 콘덴서(105)와, 제 1, 제 2, 제 3, 제 4, 제 5 및 제 6의 트랜지스터 (106,107,108,109,110,111)와, 정전류 회로(112)로 이루어진다. 콘덴서(105)는 제 1 저항(102)을 통해 전류검출단자(28)에 접속되어 있다. 따라서, 콘덴서(105)의 전압은 도 1의 스위칭 소자(3)의 전류에 비례한 값을 갖는다. pnp형의 제 1 트랜지스터(106)의 베이스는 콘덴서(105)에 접속되고, 그 이미터는 정전류 회로(112)를 통해 전압조정회로(38)에 접속되며, 그 콜렉터는 접지에 접속되어 있다. 상기 제 1 트랜지스터(106)의 전류는 스위칭 소자(3)의 전류에 반비례한다. npn형의 제 2 트랜지스터(107)의 베이스는 정전류 회로(112)에 접속되고, 그 콜렉터는 pnp형의 제 3 트랜지스터(108)를 통해 전압조정회로(38)에 접속되며, 그 이미터는 저항(103)을 통해 접지에 접속되어 있다. 따라서, 제 2 트랜지스터(107)의 전류는 스위칭 소자(3)의 전류에 비례하여 흐른다. pnp형의 제 3 트랜지스터(108)의 이미터는 전압조정회로(38)에 접속되고, 그 콜렉터는 제 2 트랜지스터(107)에 접속되며, 그 베이스는 상기 트랜지스터(108)의 콜렉터 및 제 4 트랜지스터(109)의 베이스에 접속되어 있다. pnp형의 제 4 트랜지스터(109)의 이미터는 전압조정회로(38)에 접속되고, 그 콜렉터는 제 3 저항(104)에 접속되며, 그 베이스는 제 3 트랜지스 터(108)의 베이스에 접속되어 있다. 따라서, 제 3 및 제 4 트랜지스터(108, 109)의 전류는 스위칭 소자(3)의 전류에 비례하여 흐른다. pnp형의 제 5 트랜지스터(110)의 이미터는 전압조정회로(38)에 접속되고, 그 콜렉터는 저항(54)을 통해 포토트랜지스터(53)에 접속되며, 그 베이스는 상기 제 5 트랜지스터(110)의 콜렉터 및 pnp형의 제 6 트랜지스터(111)의 베이스에 접속되어 있다. 제 6 트랜지스터(111)의 이미터는 전압조정회로(38)에 접속되고, 그 콜렉터는 제 3 저항(104)을 통해 접지에 접속되며, 그 베이스는 제 5 트랜지스터(110)의 베이스에 접속되어 있다. 제 5 및 제 6 트랜지스터(110,111)의 전류는 전압검출단자(30,31)의 출력전압(Vo)에 비례한 값을 갖는다. 제 3 저항(104)에는 스위칭 소자(3)의 전류에 비례한 전류와 출력전압(Vo)에 비례한 전류의 합이 되는 전류가 흐른다. 그 결과, 트랜지스터(111)와 저항(104)의 상호 접속점에 접속된 라인(39)에는, 제 1 실시형태의 경우와 마찬가지로 전류검출신호와 전압검출신호의 합성치를 나타내는 톱니파 형상의 귀환제어신호(Vf)가 얻어진다.
도 14의 실시형태에서는, 귀환제어신호 형성회로(33a)의 전원 라인이 전압조정회로(38)를 통해 전원단자(25)에 접속되어 있다.
제 4 실시형태에 의해서도 제 1 실시형태와 동일한 효과가 얻어진다.
(변형예)
본 발명은 상기한 실시형태에 한정되는 것은 아니며, 예컨대 다음과 같은 변형이 가능한 것이다.
(1) 스위칭 소자(3)가 온인 기간에 정류평활회로(5)의 다이오드(18)가 온이 되도록 2차 코일(16)의 극성을 설정한 주지의 포워드타입의 DC-DC 컨버터에도 본 발명을 적용할 수 있다.
(2) 전압귀환신호 형성회로(46)를 정류평활회로(6)에 접속하는 대신에, 상기 전압귀환신호 형성회로(46)를 3차 코일(17)에 접속된 정류평활회로(8)에 접속할 수 있다. 정류평활회로(8)의 출력전압은 출력전압(Vo)의 정보를 포함한다.
(3) 스위칭 소자(3)는 바이폴러 트랜지스터, IGBT(절연 게이트형 바이폴러 트랜지스터) 등의 다른 반도체 스위칭 소자일 수 있다.
(4) 발광 다이오드(25)와 포토트랜지스터(47)의 광결합 부분을 전기적 결합회로로 할 수 있다.
(5) 전류검출저항(4) 대신에 홀 소자 등의 자전(磁電)변환장치에 의한 전류검출수단을 설치할 수 있다.
(6) 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)를 스위칭 소자(3)의 양 단자간에 접속할 수 있다.
(7) 도 3 및 도 9에 있어서, 전류검출단자(28)와 톱니파 귀환신호 형성회로로서의 합성회로(47)간의 접속을 분리할 수 있다. 이러한 경우에는, 콘덴서(56)가 전압귀환신호 형성회로(46)의 출력전류만으로 서서히 충전되어 톱니파 귀환신호(Vf)가 얻어진다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 관계된 DC-DC 컨버터는 전기장치의 전원회로로 서 이용할 수 있다.

Claims (17)

  1. 부하에 직류전력을 공급하기 위한 DC-DC 컨버터로서,
    직류전압을 공급하기 위한 제 1 및 제 2 직류단자(12,13),
    상기 직류전압을 반복하여 온·오프하기 위해 상기 제 1 직류단자(12)와 상기 제 2 직류단자(13)의 사이에 접속되며 제어단자를 갖는 스위칭 소자(3),
    상기 스위칭 소자(3)에 대하여 직렬로 접속된 인덕턴스 수단(2 또는 2a),
    상기 인덕턴스 수단(2 또는 2a)에 접속된 정류평활회로(6),
    상기 인덕턴스 수단(2 또는 2a)으로부터 플라이백 전압이 발생하고 있는 기간을 검출하기 위한 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35),
    상기 정류평활회로(6)의 출력전압(Vo)을 일정하게 제어하기 위해 사용되는 귀환신호(Vf)를 형성하기 위한 귀환신호 형성회로(33 또는 33a),
    상기 스위칭 소자(3)의 온기간의 종료시점을 결정하기 위해 상기 귀환신호 형성회로(33 또는 33a)에 접속된 온기간 종료시점 결정회로(34 또는 34a), 및
    임의의 주기로 클럭펄스(V5)를 발생시키는 펄스발생기(80)를 포함하며, 상기 온기간 종료시점 결정회로(34 또는 34a)와 상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)와 스위칭 소자(3)의 상기 제어단자에 접속되고, 상기 플라이백 전압이 발생하고 있는 기간의 종료시점이 상기 클럭펄스(V5)의 발생시점보다 앞에 위치하고 있을 때에는, 상기 스위칭 소자(3)를 제 1 모드로 온·오프 제어하기 위한 제 1 제어신호를 형성하고, 상기 플라이백 전압이 발생하고 있는 기간의 종료시점이 상기 클럭펄스(V5)의 발생시점보다 뒤에 위치하고 있을 때에는, 상기 제 1 모드에서의 상기 스위칭 소자(3)의 온·오프 주기보다 긴 주기로 상기 스위칭 소자(3)를 온·오프하는 제 2 모드를 위한 제 2 제어신호를 형성하는 기능을 구비하고 있는 제어신호형성 및 모드전환 회로(36 또는 36a)로 이루어지는, DC-DC 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 귀환신호 형성회로(33 또는 33a)는
    상기 출력전압(Vo)의 크기를 나타내는 전압귀환신호(Iv)를 형성하기 위한 전압귀환신호 형성회로(46), 및
    상기 전압귀환신호(Iv)에 의해 진폭이 제어된 톱니파 전압으로 이루어지는 귀환신호(Vf)를 얻기 위해, 상기 전압귀환신호 형성회로(46)에 접속되는 톱니파 귀환신호 형성회로(47 또는 47a)로 이루어지는, DC-DC 컨버터.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 스위칭 소자(3)를 흐르는 전류의 크기를 나타내는 신호를 검출하기 위한 전류검출수단을 더 가지며,
    상기 톱니파 귀환신호 형성회로는, 상기 전류검출수단의 출력과 상기 전압귀환신호 형성회로(46)의 출력을 합성하여 톱니파 전압으로 이루어지는 귀환신호(Vf)를 얻기 위해, 상기 전류검출수단과 상기 전압귀환신호 형성회로(46)에 접속된 합성회로(47 또는 47a)로 이루어지는, DC-DC 컨버터.
  4. 제 2항에 있어서,
    상기 온기간 종료시점 결정회로(34 또는 34a)는,
    참조신호(Vr 또는 Vr')를 발생시키는 참조신호 발생회로(62 또는 62a), 및
    상기 온기간 종료시점을 나타내는 펄스를 형성하기 위해, 상기 귀환신호 형성회로(33 또는 33a)에 접속된 제 1 입력단자와 상기 참조신호 발생회로(62 또는 62a)에 접속된 제 2 입력단자를 갖는 비교기(61)로 이루어지는, DC-DC 컨버터.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)는, 상기 플라이백 전압이 발생하고 있는 기간(Tf)에 상당하는 시간폭을 갖는 펄스를 형성하기 위한 수단(69,70)을 갖는, DC-DC 컨버터.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)는,
    상기 스위칭 소자(3)의 양 단자간 전압의 크기를 나타내는 신호를 얻기 위한 스위치 전압 검출수단(17,71,72,73,74),
    상기 스위칭 소자(3)의 단자간 전압의 최대치보다 낮은 값을 나타내는 플라이백 전압 검출용 기준전압(Vb)을 발생시키는 기준전압 공급원(76),
    상기 스위치 전압 검출수단에 접속된 제 1 입력단자와 상기 기준전압 공급원(76)에 접속된 제 2 입력단자를 가지며, 상기 스위치전압 검출수단으로부터 얻은 스위치전압 검출신호(V1)가 상기 플라이백 전압 검출용 기준전압(Vb)을 가로지르는 기간에 상당하는 폭을 갖는 펄스를 출력하는 비교기(75), 및
    상기 비교기(75)와 상기 온기간 종료시점 결정회로(34 또는 34a)에 접속되며, 상기 스위칭 소자(3)의 오프기간에 상기 비교기(75)에서 최초로 발생된 펄스를 플라이백 전압 발생기간 검출신호(V3)로서 추출하는 펄스추출회로(70)로 이루어지는, DC-DC 컨버터.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 펄스발생기(80)는 상기 제 1 모드일 때 일정한 주기로 클럭펄스를 발생시키며, 상기 제 2 모드일 때 상기 스위칭 소자(3)의 온기간에 비례하여 변화하는 주기로 클럭펄스를 발생시키는, DC-DC 컨버터.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 제어신호형성 및 모드전환 회로는,
    톱니파 전압을 발생시키기 위한 콘덴서(82),
    상기 콘덴서(82)에 일정한 충전전류를 공급하기 위해 상기 콘덴서(82)에 접속된 정전류 회로(83),
    기준전압을 발생시키는 기준전압 공급원(87),
    상기 콘덴서(82)에 접속된 제 1 입력단자와 상기 기준전압 공급원(87)에 접속된 제 2 입력단자를 가지며, 상기 콘덴서(82)의 전압(V4)이 상기 기준전압(V87)에 도달했을 때 클럭펄스를 발생시키는 비교기(86),
    상기 콘덴서(82)를 방전상태로 하기 위해 상기 콘덴서(82)에 병렬로 접속되며 상기 비교기(86)에 접속된 제어단자를 갖는 제 1 방전용 스위치(84),
    상기 비교기(86)에 접속된 세트입력단자와 상기 온기간 종료시점 결정회로(34 또는 34a)에 접속된 리셋단자를 갖는 RS 플립플롭(92),
    상기 비교기(86)에 접속된 한쪽 입력단자와 상기 RS 플립플롭(92)에 접속된 다른 쪽 입력단자를 가지며, 상기 클럭펄스(V5)의 발생 기간과 상기 RS 플립플롭(92)이 리셋상태인 기간에 고레벨 상태의 출력을 발생시키는 제 1 논리회로(91),
    상기 제 1 논리회로(91)에 접속된 한쪽 입력단자와 상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)에 접속된 다른 쪽 입력단자를 가지며, 상기 제 1 논리회로(91)의 출력신호(V8)가 저레벨 상태인 동시에 상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)의 출력신호(V3)가 고레벨 상태일 때 고레벨의 출력신호(V10)를 발생시키는 제 2 논리회로(94,95),
    상기 콘덴서(82)의 충전 개시를 지연시킬 목적으로 상기 콘덴서(82)를 방전상태로 유지하기 위하여 상기 콘덴서(82)에 병렬로 접속되며 상기 제 2 논리회로에 접속된 제어단자를 갖는 제 2 방전용 스위치(85), 및
    상기 제 1 논리회로(91)에 접속된 한쪽 입력단자와 상기 제 2 논리회로에 접속된 다른 쪽 입력단자를 가지며, 상기 제 1 논리회로(91)의 출력신호(V8)가 저레벨상태인 동시에 상기 제 2 논리회로의 출력신호(V10)가 저레벨 상태일 때 상기 스위칭 소자(3)를 온상태로 제어하는 펄스를 발생시키는 제 3 논리회로(93)로 이루어지는, DC-DC 컨버터.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 제어신호형성 및 모드전환 회로(36)는, 상기 비교기(86)의 출력에 응답하여 소정의 시간폭을 갖는 펄스를 형성하기 위하여 상기 비교기(86)와 상기 제 1 방전용 스위치(84)의 제어단자의 사이에 접속된 펄스형성회로(88,89,90)를 더 갖는, DC-DC 컨버터.
  10. 제 1항에 있어서,
    상기 펄스발생기(80)는, 상기 제 1 모드일 때 상기 부하의 크기에 따라 변화하는 상기 스위칭 소자(3)의 온기간(Ton)과 상기 스위칭 소자(3)의 일정한 오프기간(Toff)의 합에 상당하는 주기로 클럭펄스를 발생시키며, 상기 제 2 모드일 때 상기 스위칭 소자(3)의 온기간에 비례하여 변화하는 주기로 클럭펄스를 발생시키는, DC-DC 컨버터.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 제어신호형성 및 모드전환 회로(36a)는,
    톱니파 전압을 발생시키기 위한 콘덴서(82)와,
    상기 콘덴서(82)에 일정한 충전전류를 공급하기 위해 상기 콘덴서(82)에 접속된 정전류 회로(83)와,
    기준전압(V87)을 발생시키는 기준전압 공급원(87)과,
    상기 콘덴서(82)에 접속된 제 1 입력단자와 상기 기준전압 공급원(87)에 접속된 제 2 입력단자를 가지며, 상기 콘덴서(82)의 전압(V4)이 상기 기준전압(V87)에 도달했을 때 클럭펄스를 발생시키는 비교기(86)와,
    상기 비교기(86)에 접속된 세트입력단자와 상기 온기간 종료시점 결정회로(34 또는 34a)에 접속된 리셋단자를 갖는 RS 플립플롭(92)과,
    상기 콘덴서(82)를 방전상태로 하기 위해 상기 콘덴서(82)에 병렬로 접속되며 상기 RS 플립플롭(92)의 출력단자에 접속된 제어단자를 가지고, 상기 RS 플립플롭(92)의 세트상태의 출력에 응답하여 온상태가 되는 방전용 스위치(84)와,
    상기 RS 플립플롭(92)에 접속된 한쪽 입력단자와 상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)에 접속된 다른 쪽 입력단자를 가지며, 상기 RS 플립플롭(92)의 출력신호(V7)가 저레벨 상태인 동시에 상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)의 출력신호(V3)가 저레벨일 때 상기 스위칭 소자(3)를 온상태로 제어하는 펄스를 발생시키는 논리회로(93)로 이루어지는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  12. 제 10항에 있어서,
    상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)는,
    상기 스위칭 소자(3)의 양 단자간 전압의 크기를 나타내는 신호를 얻기 위한 스위치전압 검출수단(17,71,72,73,74)과,
    상기 스위칭 소자(3)의 단자간 전압의 최대치보다 낮은 값을 나타내는 플라이백 전압 검출용 기준전압(Vb)을 발생시키는 기준전압 공급원(76)과,
    상기 스위치전압 검출수단에 접속된 제 1 입력단자와 상기 기준전압 공급원(76)에 접속된 제 2 입력단자를 가지며, 상기 스위치전압 검출수단으로부터 얻은 스위치전압 검출신호(V1)가 상기 플라이백 전압 검출용 기준전압(Vb)을 가로지르는 기간에 상당하는 폭을 갖는 펄스를 출력하는 비교기(75)로 이루어지며,
    상기 제어신호형성 및 모드전환 회로(36a)는,
    톱니파 전압을 발생시키기 위한 콘덴서(82)와,
    상기 콘덴서(82)에 일정한 충전전류를 공급하기 위해 상기 콘덴서(82)에 접속된 정전류 회로(83)와,
    기준전압(V87)을 발생시키는 기준전압 공급원(87)과,
    상기 콘덴서(82)에 접속된 제 1 입력단자와 상기 기준전압 공급원(87)에 접속된 제 2 단자를 가지며, 상기 콘덴서(82)의 전압(V4)이 상기 기준전압(V87)에 도달했을 때 클럭펄스를 발생시키는 비교기(86)와,
    상기 비교기(86)에 접속된 세트입력단자와 상기 온기간 종료시점 결정회로(34 또는 34a)에 접속된 리셋단자를 갖는 RS 플립플롭(92)과,
    상기 콘덴서(82)를 방전상태로 하기 위해 상기 콘덴서(82)에 병렬로 접속되며 상기 RS 플립플롭(92)에 접속된 제어단자를 가지고, 상기 RS 플립플롭(92)의 세트상태의 출력에 응답하여 온상태가 되는 방전용 스위치(84)와,
    상기 RS 플립플롭(92)에 접속된 한쪽 입력단자와 상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)의 상기 비교기(75)에 접속된 다른 쪽 입력단자를 가지며, 상기 RS 플립플롭(92)의 출력신호(V7)가 저레벨 상태인 동시에 상기 플라이백 전압 발생기간 검출회로(35)의 상기 비교기(75)의 출력신호(V2)가 저레벨일 때 상기 스위칭 소자(3)를 온상태로 제어하는 펄스를 발생시키는 논리회로(93)로 이루어지는, DC-DC 컨버터.
  13. 제 11항 또는 제 12항에 있어서,
    상기 제어신호형성 및 모드전환 회로(36a)는, 그 제어신호형성 및 모드전환 회로(36a)의 상기 비교기(86)의 출력에 응답하여 소정의 시간폭을 갖는 클럭펄스를 형성하기 위하여 상기 비교기(86)와 상기 RS 플립플롭(92)의 세트입력단자와의 사이에 접속된 펄스형성회로(88,89,90)를 더 갖는, DC-DC 컨버터.
  14. 제 1항에 있어서,
    상기 스위칭 소자(3)의 턴오프시 스위칭 손실을 저감시키기 위하여, 상기 스위칭 소자(3)에 대해 병렬로 접속된 공진용 커패시턴스(5)를 더 갖는, DC-DC 컨버터.
  15. 제 3항에 있어서,
    상기 전압귀환신호 형성회로(46)는, 상기 정류평활회로(6)의 출력전압의 크기를 나타내는 신호를 검출하기 위하여 상기 정류평활회로(6)에 접속된 전압검출수단(48,49,50,51)과, 상기 전압검출수단(48,49,50,51)의 출력에 대응하는 전류(Ir)를 전압귀환신호로서 공급하는 전압-전류 변환수단(52,53,54)으로 이루어지며,
    상기 전류검출수단은, 상기 스위칭 소자(3)에 직렬로 접속된 전류검출저항 (4)과, 상기 전류검출저항(4)의 단자간 전압을 검출하기 위해 상기 전류검출저항 (4)에 접속된 전류검출단자(28)로 이루어지는, DC-DC 컨버터.
  16. 제 15항에 있어서,
    상기 합성회로(47)는,
    톱니파 귀환신호(Vf)를 얻기 위해 상기 전압-전류 변환수단(52,53,54)에 접속된 콘덴서(56)와,
    상기 전류검출단자(28)와 상기 콘덴서(56)의 사이에 접속된 저항(55)과,
    상기 콘덴서(56)에 병렬로 접속되며, 상기 스위칭 소자(3)의 온기간에 상기 콘덴서(56)를 방전상태로 하기 위해 상기 제어신호형성 및 모드전환 회로(36 또는 36a)에 접속된 방전회로(57,58,59)로 이루어지는, DC-DC 컨버터.
  17. 제 15항에 있어서,
    상기 합성회로(47a)는,
    그 양 단자 사이에서 상기 톱니파 귀환신호(Vf)를 얻기 위한 저항(104)과,
    상기 전압-전류 변환수단(52,53,54)의 출력전류에 대응하는 전류를 상기 저항(104)에 공급하기 위해 상기 전압-전류 변환수단(52,53,54)과 상기 저항(104)의 사이에 접속된 전류공급수단(110,111)과,
    상기 전류검출단자(28)의 전압에 대응하는 전류를 상기 저항(104)에 공급하기 위해 상기 전류검출단자(28)와 상기 저항(104)의 사이에 접속된 전압-전류 변환수단(102,103,105,106,107,108,109,112)으로 이루어지는, DC-DC 컨버터.
KR1020047008419A 2001-12-03 2002-12-02 Ｄｃ-ｄｃ 컨버터 KR100598313B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2001369270A JP3494223B2 (ja) 2001-12-03 2001-12-03 Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
JPJP-P-2001-00369270 2001-12-03

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20050044639A KR20050044639A (ko) 2005-05-12
KR100598313B1 true KR100598313B1 (ko) 2006-07-10

Family

ID=19178691

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020047008419A KR100598313B1 (ko) 2001-12-03 2002-12-02 Ｄｃ-ｄｃ 컨버터

Country Status (5)

Country Link
US (1) US6842350B2 (ko)
JP (1) JP3494223B2 (ko)
KR (1) KR100598313B1 (ko)
CN (1) CN100423427C (ko)
WO (1) WO2003050936A1 (ko)

Families Citing this family (79)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100665782B1 (ko) * 2002-08-30 2007-01-09 산켄덴키 가부시키가이샤 스위칭전원장치
KR100732353B1 (ko) * 2002-12-18 2007-06-27 페어차일드코리아반도체 주식회사 자동 버스트모드 동작을 갖는 스위칭 파워서플라이의제어모듈회로
US7042207B1 (en) * 2003-11-07 2006-05-09 National Semiconductor Corporation Inductive measurement system and method
JP3874291B2 (ja) * 2004-02-12 2007-01-31 Ｔｄｋ株式会社 電源装置
JP4126558B2 (ja) * 2004-07-02 2008-07-30 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
US6977824B1 (en) * 2004-08-09 2005-12-20 System General Corp. Control circuit for controlling output current at the primary side of a power converter
US7362592B2 (en) * 2004-09-16 2008-04-22 System General Corp. Switching control circuit for primary-side controlled power converters
US7362593B2 (en) * 2004-09-16 2008-04-22 System General Corp. Switching control circuit having off-time modulation to improve efficiency of primary-side controlled power supply
US7259972B2 (en) * 2004-10-07 2007-08-21 System General Corporation Primary-side-control power converter having a switching controller using frequency hopping and voltage and current control loops
JP4400426B2 (ja) * 2004-11-19 2010-01-20 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
US7539028B2 (en) * 2005-07-01 2009-05-26 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for fault detection in a switching power supply
US7593245B2 (en) * 2005-07-08 2009-09-22 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to limit maximum switch current in a switching power supply
US7453709B2 (en) 2005-07-08 2008-11-18 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for increasing the power capability of a power supply
CN100559678C (zh) * 2005-08-18 2009-11-11 昂宝电子（上海）有限公司 具有恒定最大电流的电源变换器保护控制系统与方法
CN101295872B (zh) 2007-04-28 2010-04-14 昂宝电子（上海）有限公司 为功率转换器提供过电流和过功率保护的系统和方法
JP4830408B2 (ja) * 2005-09-01 2011-12-07 富士電機株式会社 電力変換装置
JP4682763B2 (ja) * 2005-09-14 2011-05-11 富士電機システムズ株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
WO2007041898A1 (en) * 2005-10-09 2007-04-19 System General Corp. Apparatus and method thereof for measuring output current from primary side of power converter
US7426120B2 (en) * 2005-11-28 2008-09-16 System General Corporation Switching control circuit having a valley voltage detector to achieve soft switching for a resonant power converter
CN100461599C (zh) * 2005-12-05 2009-02-11 崇贸科技股份有限公司 功率转换器的控制器
CN100454740C (zh) * 2006-02-24 2009-01-21 崇贸科技股份有限公司 具有适应性偏压的电源转换器的控制电路
JP2008005607A (ja) * 2006-06-21 2008-01-10 Matsushita Electric Works Ltd 自励式発振回路
GB2439998A (en) * 2006-07-07 2008-01-16 Cambridge Semiconductor Ltd Estimating the output current of a switch mode power supply
GB2439997A (en) * 2006-07-07 2008-01-16 Cambridge Semiconductor Ltd Estimating the output current of a switch mode power supply
KR100920470B1 (ko) * 2006-11-01 2009-10-08 박찬웅 자기에너지전달소자의 권선 전압으로부터 출력 전류의정보를 검출하는 회로 및 출력 전류를 피드백하는 회로 및프라이머리 피드백에 의해 출력 전류를 제한하는에스엠피에스
KR101265799B1 (ko) * 2006-12-05 2013-05-20 페어차일드코리아반도체 주식회사 가변모드 컨버터 제어회로 및 이를 구비한 하프-브리지컨버터
US7911808B2 (en) * 2007-02-10 2011-03-22 Active-Semi, Inc. Primary side constant output current controller with highly improved accuracy
US7936159B2 (en) 2007-03-23 2011-05-03 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for a high voltage power supply circuit
US8008903B2 (en) 2007-03-23 2011-08-30 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for regulating a diode conduction duty cycle
KR101309293B1 (ko) * 2007-03-28 2013-09-16 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위칭 모드 파워 서플라이 및 그 구동 방법
US7869229B2 (en) * 2007-04-23 2011-01-11 Active-Semi, Inc. Compensating for cord resistance to maintain constant voltage at the end of a power converter cord
CN101374380B (zh) * 2007-07-27 2012-06-27 财团法人工业技术研究院 光源装置及其驱动装置
GB2460266A (en) * 2008-05-23 2009-11-25 Cambridge Semiconductor Ltd Estimating conduction times of a switch mode power supply transformer
DE102008053702A1 (de) * 2008-10-29 2010-05-06 Phoenix Contact Gmbh & Co. Kg Schaltungsanordnung zum Schutz von elektronischen Einrichtungen gegen fehlerhafte Logikspannungen
US8391027B2 (en) * 2008-11-14 2013-03-05 Semiconductor Components Industries, Llc Quasi-resonant power supply controller and method therefor
KR101524314B1 (ko) * 2008-12-23 2015-05-29 엘지디스플레이 주식회사 소음 저감 장치
JP5303262B2 (ja) * 2008-12-25 2013-10-02 矢崎総業株式会社 電力供給装置
US8553431B2 (en) * 2009-02-03 2013-10-08 Iwatt Inc. Switching power converter with load impedance detection
KR101155698B1 (ko) * 2009-02-06 2012-06-12 신덴겐코교 가부시키가이샤 전류 검출 회로 및 변압기 전류 측정 시스템
JP5417898B2 (ja) * 2009-02-27 2014-02-19 Ｔｄｋ株式会社 スイッチング電源装置
EP2404359B1 (en) * 2009-03-02 2016-05-11 Volterra Semiconductor LLC Systems and methods for scalable configurations of intelligent energy storage packs
US9397502B2 (en) 2009-03-02 2016-07-19 Volterra Semiconductor LLC System and method for proportioned power distribution in power converter arrays
US10283974B2 (en) 2009-03-02 2019-05-07 Volterra Semiconductor LLC Systems and methods for intelligent, adaptive management of energy storage packs
US7876079B2 (en) * 2009-03-24 2011-01-25 Infineon Technologies Ag System and method for regulating a power supply
US8742677B2 (en) 2010-01-11 2014-06-03 System General Corp. LED drive circuit with a programmable input for LED lighting
US8164928B2 (en) * 2010-04-28 2012-04-24 System General Corporation Method and apparatus of operating a primary-side-regulation power converter at both continuous current mode and discontinuous current mode
IT1400266B1 (it) 2010-05-31 2013-05-24 St Microelectronics Srl Circuito integrato di controllo per un transistor di potenza di un regolatore di corrente a commutazione.
KR101153617B1 (ko) * 2010-07-19 2012-06-18 삼성전기주식회사 과전류 및 과전압 보호기능을 갖는 발광소자 구동장치
JP5696414B2 (ja) * 2010-09-22 2015-04-08 ヤマハ株式会社 電圧生成回路
US9553501B2 (en) 2010-12-08 2017-01-24 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. System and method providing over current protection based on duty cycle information for power converter
CN102545567B (zh) 2010-12-08 2014-07-30 昂宝电子（上海）有限公司 为电源变换器提供过电流保护的系统和方法
US9256239B2 (en) 2011-03-17 2016-02-09 Watlow Electric Manufacturing Company Voltage controlling circuit
KR101248106B1 (ko) * 2011-05-27 2013-03-27 이디에스 주식회사 엘이디 형광램프 유니트
US8923020B2 (en) * 2012-01-11 2014-12-30 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Switching power supply circuit having shunt regulator with switchable gain
WO2013108155A2 (en) * 2012-01-19 2013-07-25 Koninklijke Philips N.V. Power supply device
JP5556852B2 (ja) 2012-06-01 2014-07-23 Ｔｄｋ株式会社 双方向ｄｃｄｃコンバータ
CN102723855B (zh) * 2012-06-25 2014-06-25 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种功率开关管的驱动电路以及应用其的功率变换电路
JP6122257B2 (ja) * 2012-07-04 2017-04-26 ローム株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器
CN102882359B (zh) * 2012-10-25 2014-04-02 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种偏置电压产生电路以及应用其的开关电源
US9544970B2 (en) * 2012-12-21 2017-01-10 Tridonic Gmbh & Co Kg Detection of an LED module
CN105284086B (zh) * 2013-03-14 2018-08-03 美国莱迪思半导体公司 一种用于数据传输的方法及设备
CN103199499B (zh) * 2013-04-22 2015-05-13 上海晶丰明源半导体有限公司 一种led驱动电源中的过压保护电路及led驱动电源
CN103401424B (zh) 2013-07-19 2014-12-17 昂宝电子（上海）有限公司 用于调整电源变换系统的输出电流的系统和方法
CN103475199B (zh) * 2013-09-13 2015-11-25 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 用于反激式开关电源的谐波控制方法及控制电路
JP6278188B2 (ja) * 2013-09-24 2018-02-14 サンケン電気株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US9473130B2 (en) * 2013-10-08 2016-10-18 Nxp B.V. Sawtooth oscillator and apparatuses
US9584005B2 (en) 2014-04-18 2017-02-28 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating output currents of power conversion systems
CN108809100B (zh) 2014-04-18 2020-08-04 昂宝电子（上海）有限公司 用于调节电源变换系统的输出电流的系统和方法
CN104660022B (zh) 2015-02-02 2017-06-13 昂宝电子（上海）有限公司 为电源变换器提供过流保护的系统和方法
CN106981985B (zh) 2015-05-15 2019-08-06 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源转换系统中的输出电流调节的系统和方法
US10270334B2 (en) 2015-05-15 2019-04-23 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for output current regulation in power conversion systems
CN105071641B (zh) * 2015-08-14 2017-10-31 东南大学 一种提高开关电源动态响应的控制方法
RU2688659C1 (ru) * 2015-09-09 2019-05-22 Закрытое Акционерное Общество "Драйв" Устройство для получения постоянного напряжения (варианты)
US9735687B2 (en) * 2015-11-23 2017-08-15 Sync Power Corp. Regulating power converter by sensing transformer discharge timing
CN106374886B (zh) * 2016-10-19 2023-05-05 加驰（厦门）微电子股份有限公司 一种不可重复触发的cmos集成单稳态电路
KR101835051B1 (ko) * 2017-03-13 2018-03-08 주식회사 귀뚜라미 IoT 보일러의 제어 시스템 및 방법
US11271483B2 (en) 2018-10-17 2022-03-08 Texas Instruments Incorporated Bias power regulator circuit for isolated converters with a wide output voltage range
CN110261661B (zh) * 2019-04-18 2022-06-14 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 电流检测电路及功率变换器
RU2759119C1 (ru) * 2020-09-29 2021-11-09 Федеральное государственное унитарное предприятие "Научно-производственный центр автоматики и приборостроения имени академика Н.А. Пилюгина" (ФГУП "НПЦАП") Однотактный преобразователь постоянного напряжения

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5680034A (en) * 1995-09-22 1997-10-21 Toko, Inc. PWM controller for resonant converters
JPH09140128A (ja) 1995-11-10 1997-05-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd スイッチング電源装置
US6038146A (en) * 1997-06-13 2000-03-14 Computer Products, Incorporated High power factors, single stage harmonics correction converter
US6429709B1 (en) * 1998-12-14 2002-08-06 Semiconductor Components Industries Llc Power converter circuit and method for controlling
JP3397242B2 (ja) * 1999-12-09 2003-04-14 サンケン電気株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
AU2001233240A1 (en) * 2000-02-02 2001-08-14 The Regents Of The University Of California A single-stage power factor correction method to reduce energy storage capacitor voltage and circuit for same
JP3371962B2 (ja) * 2000-12-04 2003-01-27 サンケン電気株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ

Also Published As

Publication number Publication date
CN1599971A (zh) 2005-03-23
KR20050044639A (ko) 2005-05-12
JP3494223B2 (ja) 2004-02-09
US20040218405A1 (en) 2004-11-04
JP2003169469A (ja) 2003-06-13
CN100423427C (zh) 2008-10-01
WO2003050936A1 (fr) 2003-06-19
US6842350B2 (en) 2005-01-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100598313B1 (ko) Ｄｃ-ｄｃ 컨버터
KR100667468B1 (ko) Ｄｃ-ｄｃ 변환기
KR100419393B1 (ko) Ｄｃ-ｄｃ 컨버터
KR100592165B1 (ko) 스위칭 전원장치
CN100505497C (zh) 开关电源装置
KR101248080B1 (ko) 여러 개의 차단된 조절 출력을 갖는 직류 전압 컨버터
JP3371962B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
JP3116338B2 (ja) スイッチング電源
EP0605752A2 (en) Switching power supply
KR101727290B1 (ko) 컨버터 및 그 구동 방법
JP2005278263A (ja) スイッチング電源装置
WO2003047079A2 (en) Power converters with primary-only feedback
JPWO2005034324A1 (ja) スイッチング電源装置
KR101031765B1 (ko) 전력 시스템 제어기를 형성하는 방법, 전력 공급 제어기를 형성하는 방법 및 전력 제어기 반도체 디바이스
US7251146B2 (en) Direct-current converter having active clamp circuit
JP2001197740A (ja) スイッチング電源装置
KR100694429B1 (ko) Ｄｃ-ｄｃ 변환기
JP5042881B2 (ja) スイッチング電源装置
US7019986B2 (en) Power conversion apparatus and dead time generator
US10069425B2 (en) Switching power supply device for reducing energy loss
JP5042880B2 (ja) スイッチング電源装置
KR101486962B1 (ko) 컨버터 및 그 구동 방법
CN115706528A (zh) 谐振运行的开关式隔离功率转换器和其深度调光方法
KR20160147689A (ko) 컨버터 및 그 구동 방법

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130531

Year of fee payment: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140603

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150601

Year of fee payment: 10

LAPS Lapse due to unpaid annual fee