CN100423427C - Dc-dc变换器 - Google Patents

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Abstract

DC-DC变换器具有经由变压器(2)在整流平滑电路(1)的一对输出端子(12、13)间连接的切换元件(3)。与切换元件(3)并联有共振用电容(5)。为了可将与变压器(2)连接的整流平滑电路(6)的输出电压Vo控制为一定，设置有用于控制切换元件(3)导通·截止的控制电路(7)。控制电路(7)中，设置有导通期间结束时刻确定电路、回扫电压产生期间检测电路和控制信号形成及模式切换电路。上述控制信号形成及模式切换电路中，设置有脉冲产生器和控制脉冲形成电路。控制脉冲形成电路具有形成切换元件(3)的控制脉冲的功能和切换切换元件(3)的控制模式的功能。控制模式由轻负载时的第一控制模式和重负载时的第二控制模式组成。

Description

DC-DC变换器
技术领域
本发明涉及通过反馈控制将输出电压控制为一定方式的DC-DC变换器。
背景技术
典型的DC-DC变换器包括：直流电源；该一端和另一端之间连接的变压器的1次绕组和切换元件的串联电路；与变压器的2次绕组连接的整流平滑电路；输出电压检测电路；切换元件的电流检测电路；根据输出电压检测电路及电流检测电路的输出控制切换元件的导通·截止的控制电路。
导通·截止切换元件的方式大致分以下3种。
(1)称为振铃用扼流圈变换方式即RCC方式的第1方式。
该RCC方式中，随着负载变轻，导通·截止切换元件的重复频率即切换频率变高。
(2)称为脉冲宽度调制方式即PWM方式的第2方式。
该PWM方式中切换频率保持一定，随着负载变轻，开关的导通时间宽度变狭。
(3)称为截止时间宽度一定方式的第3方式。
该截止时间一定方式中，响应负载而变化的导通时间和一定的截止时间的和成为切换周期，因而与RCC方式相比，频率的变化少。
但是，第1及第3方式中，在待机模式(等待模式)等的轻负载时，由于切换频率变高，因而单位时间的切换次数变多，在供给负载的功率中，切换元件中产生的切换损失的比例变大，DC-DC变换器的效率下降。
另外，第2方式即PWM方式的场合中，通常负载(正常模式)时为了降低变压器的损失且实现小型化，切换频率一般设定高达例如100kHz。因而，在待机模式等的轻负载时，以比较高的切换频率驱动切换元件。结果，即使是采用PWM方式的场合，由于轻负载时切换元件的单位时间的切换次数多，因而DC-DC变换器的效率变差。
为解决上述的问题，例如日本的特开平9-140128号公报所公开的，在通常负载时和轻负载时执行切换频率的切换，通过降低轻负载时的切换频率可实现单位时间的切换次数下降，从而提高效率。
但是，为了实现待机模式等的轻负载时的效率提高，希望自动进行切换元件的控制模式的切换。为了自动执行控制模式的切换，有必要检测负载状态并根据该检测执行切换元件的控制模式的切换控制。但是，未提出以比较简单的电路来正确检测负载状态的电路。
因而，本发明的目的是提供能够以比较简单的电路正确检测负载状态，执行适合于负载状态的切换元件的控制的DC-DC变换器。本发明的另一目的是提供可提高效率的DC-DC变换器。
发明的公开
参照表示实施例的图面的符号说明解决上述问题、实现上述目的的本发明。另外，这里的参照符号是为了有助于本发明的理解，而不是限定本发明。
本发明的DC-DC变换器，是向负载供给直流功率的DC-DC变换器，由以下部分组成：供给直流电压的第一及第二直流端子12、13；为反复导通·截止上述直流电压而连接于上述第一直流端子12和上述第二直流端子13之间且具备控制端子的切换元件3；与上述切换元件3串联的电感部件2或2a；与上述电感部件2或2a连接的整流平滑电路6；从上述电感部件2或2a检测回扫电压产生期间的回扫电压产生期间检测电路35；形成用于将上述整流平滑电路6的输出电压Vo控制为一定的反馈信号Vf的反馈信号形成电路33或33a；与上述反馈信号形成电路33或33a连接以确定上述切换元件3的导通期间的结束时刻的导通期间结束时刻确定电路34或34a；控制信号形成及模式切换电路36或36a，其包含在任意的周期产生时钟脉冲V5的脉冲产生器80，且与上述导通期间结束时刻确定电路34或34a、上述回扫电压产生期间检测电路35和切换元件3的上述控制端子连接，且具有如下功能，当上述回扫电压产生期间的结束时刻早于上述时钟脉冲V5的产生时刻时，形成第一控制信号，以在第一模式下导通·截止上述切换元件3，当上述回扫电压产生期间的结束时刻迟于上述时钟脉冲V5的产生时刻时，形成第二控制信号，以在第二模式下以比上述第一模式中的上述切换元件3的导通·截止周期长的周期导通·截止上述切换元件3。
上述反馈信号形成电路33或33a最好由以下部分构成：形成表示上述输出电压Vo的大小的电压反馈信号Iv的电压反馈信号形成电路46；为了获得由上述电压反馈信号Iv控制振幅的锯齿波电压所组成的反馈信号Vf，与上述电压反馈信号形成电路46连接的锯齿波反馈信号形成电路47或47a。
DC-DC变换器最好还具备检测表示流过上述切换元件3的电流大小的信号的电流检测部件4，并且上述锯齿波反馈信号形成电路，为了合成上述电流检测部件4的输出和上述电压反馈信号形成电路46的输出并获得由锯齿波电压组成的反馈信号Vf，由与上述电流检测部件4和上述电压反馈信号形成电路46连接的合成电路47或47a构成。
最好上述导通期间结束时刻确定电路34或34a由以下部分构成：产生参照信号Vr或Vr’的参照信号产生电路62或62a；为了形成表示上述导通期间结束时刻的脉冲，具有与上述反馈信号形成电路33或33a连接的第一输入端子和与上述参照信号产生电路62或62a连接的第二输入端子的比较器61。
最好上述回扫电压产生期间检测电路35具备形成具有与上述回扫电压产生期间Tf相当的时间宽度的脉冲的部件69、70。
最好上述回扫电压产生期间检测电路35由以下部分构成：开关电压检测部件17、71、72、73、74，用于获得表示上述切换元件3的两端子间的电压大小的信号；基准电压源76，产生表示比上述切换元件3的端子间电压的最大值低的值的回扫电压检测用基准电压Vb；比较器75，具有与上述开关电压检测部件连接的第一输入端子和与上述基准电压源76连接的第二输入端子，输出脉冲的宽度等于下述期间：从上述开关电压检测部件获得的开关电压检测信号V1期间中电压的比上述回扫电压检测用基准电压Vb大的期间；脉冲抽出电路70，与上述比较器75和上述导通期间结束时刻确定电路34或34a连接，在上述切换元件3的截止期间，将最初产生的脉冲作为回扫电压产生期间检测信号V3从上述比较器75抽出。
最好上述脉冲产生器80在上述第一模式时，以一定的周期产生时钟脉冲，在上述第二模式时，以与上述切换元件3的导通期间成比例变化的周期产生时钟脉冲。
最好上述控制信号形成及模式切换电路由以下部分构成：使锯齿波电压产生的电容82；与上述电容82连接的恒流电路83，向上述电容82供给一定的充电电流；产生基准电压的基准电压源87；比较器86，具有与上述电容82连接的第一输入端子和与上述基准电压源87连接的第二输入端子，在上述电容82的电压V4达到上述基准电压V87时产生时钟脉冲；第一放电用开关84，为使上述电容82为放电状态而与上述电容82并联，且具有与上述比较器86连接的控制端子；RS触发器92，具有与上述比较器86连接的置位输入端子和与上述导通期间结束时刻确定电路34或34a连接的复位端子；第一逻辑电路91，具有与上述比较器86连接的一个输入端子和与上述RS触发器92连接的另一个输入端子，在上述时钟脉冲V5的产生期间和上述RS触发器92为复位状态的期间都产生高电平状态的输出；第二逻辑电路94、95，具有与上述第一逻辑电路91连接的一个输入端子和与上述回扫电压产生期间检测电路35连接的另一个输入端子，在上述第一逻辑电路91的输出信号V8为低电平状态，同时上述回扫电压产生期间检测电路35的输出信号V3为高电平状态时，产生高电平的输出信号V10；第二放电用开关85，为了延迟上述电容82的充电开始而使上述电容82维持放电状态，与上述电容82并联，且具有与上述第二逻辑电路连接的控制端子；第三逻辑电路93，具有与上述第一逻辑电路91连接的一个输入端子和与上述第二逻辑电路连接的另一个输入端子，在上述第一逻辑电路91的输出信号V8为低电平状态，同时上述第二逻辑电路的输出信号V10为低电平状态时，产生将上述切换元件3控制为导通状态的脉冲。
最好上述控制信号形成及模式切换电路36还包括在上述比较器86和上述第一放电用开关84的控制端子之间连接的脉冲形成电路88、89、90，用以响应上述比较器86的输出而形成具有规定时间宽度的脉冲。
最好上述脉冲产生器80在上述第一模式时，以与响应上述负载的大小而变化的上述切换元件3的导通期间Ton和上述切换元件3的一定的截止期间Toff的和相当的周期产生时钟脉冲，在上述第二模式时，以与上述切换元件3的导通期间成比例变化的周期产生时钟脉冲。
最好上述控制信号形成及模式切换电路36a由以下部分构成：使锯齿波电压产生的电容82；与上述电容82连接的恒流电路83，向上述电容82供给一定的充电电流；产生基准电压V87的基准电压源87；比较器86，具有与上述电容82连接的第一输入端子和与上述基准电压源87连接的第二输入端子，在上述电容82的电压V4达到上述基准电压V87时产生时钟脉冲；RS触发器92，具有与上述比较器86连接的置位输入端子和与上述导通期间结束时刻确定电路34或34a连接的复位端子；放电用开关84，为使上述电容82为放电状态而与上述电容82并联，且具有与上述RS触发器92的输出端子连接的控制端子，响应上述RS触发器92的置位状态的输出而成为导通状态；逻辑电路93，具有与上述RS触发器92连接的一个输入端子和与上述回扫电压产生期间检测电路35连接的另一个输入端子，在上述RS触发器92的输出信号V7为低电平状态，同时上述回扫电压产生期间检测电路35的输出信号V3为低电平时，产生将上述切换元件3控制为导通状态的脉冲。
最好上述回扫电压产生期间检测电路35由以下部分构成：开关电压检测部件17、71、72、73、74，用于获得表示上述切换元件3的两端子间的电压大小的信号；基准电压源76，产生表示比上述切换元件3的端子间电压的最大值低的值的回扫电压检测用基准电压Vb；比较器75，具有与上述开关电压检测部件连接的第一输入端子和与上述基准电压源76连接的第二输入端子，输出脉冲的宽度等于下述期间：从上述开关电压检测部件获得的开关电压检测信号V1期间中电压的比上述回扫电压检测用基准电压Vb大的期间，上述控制信号形成及模式切换电路36a由以下部分构成：使锯齿波电压产生的电容82；与上述电容82连接的恒流电路83，向上述电容82供给一定的充电电流；产生基准电压的基准电压源87；比较器86，具有与上述电容82连接的第一输入端子和与上述基准电压源87连接的第二输入端子，在上述电容82的电压V4达到上述基准电压V87时产生时钟脉冲；RS触发器92，具有与上述比较器86连接的置位输入端子和与上述导通期间结束时刻确定电路34或34a连接的复位端子；放电用开关84，为使上述电容82为放电状态而与上述电容82并联，且具有与上述RS触发器92连接的控制端子，响应上述RS触发器92的置位状态的输出而成为导通状态；逻辑电路93，具有与上述RS触发器92连接的一个输入端子和与上述回扫电压产生期间检测电路35的上述比较器75连接的另一个输入端子，在上述RS触发器92的输出信号V7为低电平状态，同时上述回扫电压产生期间检测电路35的上述比较器75的输出信号V3为低电平时，产生将上述切换元件3控制为导通状态的脉冲。
最好上述控制信号形成及模式切换电路36a还包括：为了响应该控制信号形成及模式切换电路36a的上述比较器86的输出而形成规定时间宽度的时钟脉冲，在上述比较器86和上述RS触发器92的置位输入端子之间连接的脉冲形成电路88、89、90。
最好DC-DC变换器还包括：为了降低上述切换元件3的断开时的切换损失，与上述切换元件3并联的共振用电容5。
最好上述电压反馈信号形成电路46，由为检测表示上述整流平滑电路6的输出电压大小的信号而与上述整流平滑电路6连接的电压检测部件48、49、50、51和将与上述电压检测部件48、49、50、51的输出对应的电流Ir作为电压反馈信号提供的电压-电流变换部件52、53、54构成，上述电流检测部件，由与上述切换元件3串联的电流检测电阻4和为检测上述电流检测电阻4的端子间电压而与上述电流检测电阻4连接的电流检测端子28构成。
最好上述合成电路47由以下部分构成：为获得锯齿波反馈信号Vf而与上述电压-电流变换部件52、53、54连接的电容56；上述电流检测端子28和上述电容56之间连接的电阻55；与上述电容56并联，且为了在上述切换元件3的导通期间使上述电容56为放电状态，与上述控制信号形成及模式切换电路36或36a连接的放电电路57、58、59。
最好47a由以下部分构成：用于从该两端子间获得上述锯齿波反馈信号Vf的电阻104；为了向上述电阻104供给与上述电压-电流变换部件52、53、54的输出电流对应的电流，在上述电压-电流变换部件52、53、54和上述电阻104之间连接的电流供给部件110、111；为了向上述电阻104供给与上述电流检测端子28的电压对应的电流，在上述电流检测端子28和上述电阻104之间连接的电压-电流变换部件102、103、105、106、107、108、109、112。
本发明具有以下优点。
(1)控制信号形成及模式切换电路36或36a比较回扫电压产生期间(Tf)的结束时刻和时钟脉冲(V5)，确定切换元件的控制模式。即，时钟脉冲用作判断回扫电压产生期间(Tf)的长短的基准时间的同时，也用于切换元件3的控制脉冲的形成。结果，不必独立设置判断回扫电压产生期间(Tf)的长短的基准时间产生部件，可实现控制切换元件3的电路的小型化和低成本化。
(2)第一模式时的切换元件3的导通·截止周期由脉冲产生器80限制。从而，第一模式中切换周期不会变得极短，可抑制单位时间的切换元件3的切换次数，提高第一模式时的DC-DC变换器的效率。
(3)第2控制模式中，切换频率响应负载而变化，因而可使噪声的频率分量分散，降低噪声的妨害。
图面的简单说明
图1是本发明的第1实施例的DC-DC变换器的电路图。
图2是图1的控制电路的详细方框图。
图3是图2的反馈信号形成电路及导通期间结束时刻确定电路的详细电路图。
图4是图2的回扫电压产生期间检测电路、控制信号形成及模式切换电路的详细电路图。
图5是用于图3的电路的动作说明的波形图。
图6是用于轻负载模式时的图4的电路的动作说明的波形图。
图7是用于重负载模式时的图4的电路的动作说明的波形图。
图8是第2实施例的DC-DC变换器的控制电路的方框图。
图9是图8的反馈信号形成电路及导通期间结束时刻确定电路的详细电路图。
图10是图8的回扫电压产生期间检测电路、控制信号形成及模式切换电路的详细电路图。
图11是用于轻负载模式时的图10的电路的动作说明的波形图。
图12是用于重负载模式时的图10的电路的动作说明的波形图。
图13是第3实施例的DC-DC变换器的电路图。
图14是第4实施例的反馈信号形成电路的电路图。
发明的最佳实施例
第1实施例
首先参照图1～图7说明本发明的第1实施例的DC-DC变换器。图1所示第1实施例的DC-DC变换器是一般称为回扫型的切换调节器的装置，具有：作为直流电源的整流平滑电路1；作为电感部件的变压器2；由N沟道的绝缘栅极型场效应晶体管组成的切换元件3；作为电流检测部件的电阻4；共振用电容5；输出整流平滑电路6；开关控制电路7；控制电源用整流平滑电路8及启动电阻9。
作为直流电源的整流平滑电路1，具有与商用交流电源连接的一对交流输入端子10、11和第一及第二直流端子12、13，输出非稳定电压即未稳压的直流电压。另外，整流平滑电路1可置换成电池。作为电感部件的变压器2由磁芯14和卷绕该芯14的1次绕组15、2次绕组16及3次绕组17组成。相互电磁耦合的1次、2次及3次绕组15、16、17具有用黑点表示的极性。1次绕组15具有泄漏电感。众所周知，变压器2在切换元件3的导通期间积蓄能量，在切换元件3的截止期间放出能量。
FET组成的切换元件3具有作为第1主端子的漏极、作为第2主端子的源极和作为控制端子的栅极。该漏极经由1次绕组15与第一直流端子12连接，源极经由电流检测电阻4与作为地的第二直流端子13连接，栅极与控制电路7连接。为降低切换损失及噪声的共振用电容5通过电流检测电阻4与切换元件3并联。该共振用电容5具有以下功能，即，当切换元件3断开时，缓慢提高切换元件3的漏极·源极间电压VDS，以及，当切换元件3接通之前，通过共振使切换元件3的漏极·源极间电压VDS为零或低的值。从而，共振用电容5的静电电容与整流平滑电路1中包含的周知的平滑电容(未图示)及输出整流平滑电路6包含的平滑用电容19的静电电容相比显著小。另外，也可不独立设置共振用电容5，而是使用切换元件3的漏极·源极间的寄生电容。
与变压器2的2次绕组16连接的输出整流平滑电路6由整流二极管18和平滑电容19构成。整流二极管18与变压器2的2次绕组16和平滑用电容19之间的线串联。该整流二极管18具有当切换元件3导通时被由2次绕组16感应的电压反向偏置，而切换元件3截止时被由2次绕组16感应的电压正向偏置的极性。平滑用电容19经由整流二极管18与2次绕组16并联。平滑用电容19与一对输出端子20、21连接，该一对输出端子20、21间连接有大小可能变化的负载22。
变压器2的3次绕组17与1次绕组15及2次绕组16电磁耦合，具有对控制电源电路8的功率供给功能和变压器2中的回扫电压的检测功能。
控制电源电路8由整流二极管23和平滑电容24组成。平滑电容24的一端经由二极管23与3次绕组17的一端连接。整流二极管23在切换元件3的截止期间被由3次绕组17感应的电压正向偏置，对平滑电容24充电。平滑电容24的另一端及3次绕组17的另一端与第二直流端子13即地连接。
当对第一及第二交流输入端子10、11的功率的供给开始时，或整流平滑电路的输入侧或输出侧设置的周知的电源开关(未图示)导通时，启动电阻9对平滑电容24充电。
用于形成导通·截止切换元件3的控制信号的开关控制电路7具有第1、第2、第3、第4、第5、第6及第7端子25、26、27、28、29、30、31。第1端子25是电源端子，与控制电源电路8的电容24的一端连接。第2端子26是接地端子，与整流平滑电路1的接地侧端子13连接。第3端子27与切换元件3的控制端子连接。作为电流检测端子的第4端子28为进行电流检测，与电流检测电阻4的一端连接。第5端子29为检测回扫电压，与3次绕组17的一端连接。第6及第7端子30、31为检测输出电压Vo，与第一及第二输出端子20、21连接。
控制电路7大致具有以下(1)～(8)的功能。
(1)根据第4端子28的电流检测信号和第6及第7端子30、31的输出电压检测信号，控制切换元件3的导通期间而使输出电压Vo一定的功能。
(2)第1负载状态即轻负载状态时，以一定的重复频率导通·截止切换元件3的功能。
(3)比第1负载重的第2负载即重负载状态时，使切换元件3进行RCC即振铃用扼流圈变换动作的功能。
(4)变压器2中，检测回扫电压产生的期间的功能。
(5)产生正倾斜期间和负倾斜期间的合计时间与第1负载状态时的切换元件3的一定的导通·截止周期相同的锯齿波电压的功能。
(6)作成时钟脉冲即基准脉冲，使锯齿波电压的正倾斜期间和负倾斜期间的边界一致的功能。
(7)判定上述回扫电压的产生期间的结束时刻是在上述时钟脉冲的产生时刻之前或之后的功能。
(8)若回扫电压的产生期间的结束时刻在上述时钟脉冲的产生时刻之前，形成用于以上述一定的重复频率导通·截止切换元件3的第一控制信号，若回扫电压的产生时刻在上述时钟脉冲的产生时刻之后，形成使切换元件3进行RCC动作的第二控制信号的功能。
用于获得上述第1～第8功能的开关控制电路7，如图2所示，大致由反馈信号形成电路33、导通期间结束时刻确定电路34、回扫电压产生期间检测电路35、控制信号形成及模式切换电路36、驱动电路37以及电压调节电路38构成。
反馈信号形成电路33与电流检测端子28和一对电压检测端子30、31连接，形成由电流检测信号和电压检测信号合成的反馈信号Vf并向线39送出。该反馈信号形成电路33在以后详细说明。
导通期间结束时刻确定电路34通过线39与反馈信号形成电路33连接，且通过2线40、41与控制信号形成及模式切换电路36连接。该导通期间结束时刻确定电路34根据线39的反馈信号Vf和线40的切换元件3用的控制信号V11，形成表示导通期间的结束即截止期间的开始的导通结束定时信号V6，该导通结束定时信号V6向线41、42送出。该导通期间结束时刻确定电路34在以后详细说明。
回扫电压产生期间检测电路35与回扫检测端子29连接，且通过线42与导通期间结束时刻确定电路34连接，根据图1的3次绕组17的电压，形成包含回扫电压的产生期间的信息的回扫检测信号V3，将该回扫检测信号V3向线43送出。该回扫电压产生期间检测电路35在以后详细说明。
控制信号形成及模式切换电路36通过线41与导通期间结束时刻确定电路34连接，且通过线43与回扫电压产生期间检测电路35连接，且通过线44与电压调节电路38连接，选择形成用于在第一模式控制切换元件3的导通·截止的第一控制信号和用于在第二模式控制导通·截止的第二控制信号，将第一及第二控制信号之一向线45送出。该控制信号形成及模式切换电路36在以后详细说明。
驱动电路37经由线45与控制信号形成及模式切换电路36连接，将控制信号形成及模式切换电路36的输出信号V11放大并向端子27送出。如上所述，端子27与切换元件3的控制端子连接。
电压调节电路38与电源端子25连接，形成调节图1的控制电源电路8的输出电压后的电压并通过线44向控制信号形成及模式切换电路36的电源端子送出，另外，通过图示省略的线向反馈信号形成电路33、导通期间结束时刻确定电路34、回扫电压产生期间检测电路35及驱动电路37送出。另外，电压调节不需要时，电源端子25可直接与控制电路7内的各电路33～37连接。
反馈信号形成电路
如图3所示，反馈信号形成电路33由电压反馈信号形成电路46和作为锯齿波反馈信号形成电路的合成电路47组成。电压反馈信号形成电路46由第一及第二输出电压检测用电阻48、49、例如恒压二极管组成的基准电压源50、误差放大器51、发光二极管52、光电晶体管53以及电阻54组成。第一及第二输出电压检测用电阻48、49相互串联，且连接于一对端子30、31间。误差放大器51的正输入端子与第一及第二输出电压检测用电阻48、49的相互连接点连接，其负输入端子与基准电压源50连接。发光二极管52在误差放大器51的输出端子和接地侧端子31之间连接。误差放大器52输出与从第一及第二输出电压检测用电阻48、49的相互连接点获得的检测电压和基准电压源50的基准电压之差对应的电压，发光二极管52发出与误差放大器51的输出电压对应强度的光输出。与发光二极管52光耦合的光电晶体管53经由电阻54与供给直流电压的控制电源端子25连接。光电晶体管53的电阻值与发光二极管52的光输出成反比例变化。从而，流过光电晶体管53的电流Iv与端子30、31间的输出电压Vo成比例。该电流Iv可称为电压反馈信号。
合成电路47由电阻55、电容56、恒流电路57、场效应晶体管58以及NOT电路59组成。电阻55在合成电路47的输出线39和电流检测端子28之间连接。电容56在输出线39和地之间连接。即电容56经由电阻55与图1的电流检测电阻4并联。从电流检测端子28流入合成电路47的电流Ii与流过电流检测电阻4的电流成比例。从而，该电流Ii可称为电流反馈信号。电容56通过电压反馈信号Iv和电流反馈信号Ii充电。从而，电容56的电压Vf成为具有与电压反馈信号Iv和电流反馈信号Ii的合成值即相加值对应的值的反馈信号。线39的反馈信号Vf相当于将电流检测电阻4的电压和一对输出端子30、31间的电压Vo以适当比例相加所得的值。
恒流电路57和场效应晶体管58的串联电路与电容56并联。场效应晶体管58中，切换元件3的栅极经由NOT电路59与开关控制信号线40连接。从而，线40的开关控制信号V11若从高电平即逻辑1转换成低电平即逻辑0，则场效应晶体管58导通，形成分流电路。
反馈信号形成电路33中的合成电路47的输出线39获得的反馈信号Vf，如图5所示，在切换元件3的导通期间Ton倾斜增大，在截止期间Toff的开始部分急剧下降，其后，保持低的值。另外，由于1次绕组15具有电感，因而在切换元件3的导通期间Ton，通过1次绕组15的电流随时间而增大，且由于电容56被缓慢充电，因而反馈信号Vf呈图5所示的锯齿波状变化。由于合成电路47的输出信号Vf是锯齿波，因而可将合成电路47称为锯齿波反馈信号形成电路。锯齿波反馈信号Vf的振幅根据输出电压Vo变化。
导通期间结束时刻确定电路
如图3所示，导通期间结束时刻确定电路34由比较器61和参照信号产生电路62组成。比较器61的正输入端子与反馈信号输出线60连接，负输入端子与参照信号产生电路62的输出线63连接。从而，比较器61如图5所示比较反馈信号Vf和参照信号Vr，当反馈信号Vf比参照信号Vr高的期间t1～t2、t5～t6等，产生成为高电平的输出信号V6。比较器61的输出端子通过线41与控制信号形成及模式切换电路36连接，通过线42与回扫电压产生期间检测电路35连接。
参照信号产生电路62由第1恒流电路64、电容65、第2恒流电路66、切换元件67组成。供给第1电流I1的第1恒流电路64在直流电源端子68和电容65的一端之间连接。电源端子68与图2的电压调节电路38连接。电容65的另一端与地连接。可流过第2电流I2的第2恒流电路66经由切换元件67与电容65并联。由半导体开关组成的切换元件67的控制端子与开关控制信号V11的线40连接。从而，在图10切换元件3的导通期间Ton，图3的切换元件67导通。在切换元件3的截止期间Toff，由于参照信号形成电路62的切换元件67截止，电容65通过第1恒流电路64的电流I1充电。如图5所示，电容65的电压即参照信号Vr在t2～t3期间缓慢增大，在t3～t4期间成为大致一定。更准确地说，参照信号Vr在t1～t2间转向增大。在切换元件3的导通期间Ton，由于图5所示切换控制信号V11为高电平，因而参照信号产生电路62的切换元件67导通，形成电容65的放电电路，电容65的电压即参照信号Vr如图5的t0～t1所示缓慢下降。
比较器61如图5所示比较梯形波状变化的参照信号Vr和锯齿波状变化的反馈信号Vf，当反馈信号Vf比参照信号Vr高时，如图5所示产生成为高电平的输出信号V6。比较器61的输出信号V6包含的脉冲的上升时刻t1、t5表示切换元件3的导通期间Ton的结束时刻及截止期间Toff的开始时刻。切换元件3的导通的开始时刻t0、t4按规定确定，从后述可以明白。从而，比较器61的输出信号V6包含的脉冲的前缘时刻若确定，则导通期间Ton的宽度确定。
该实施例中，参照信号Vr采用梯形波，但是也可以采用如图5的点划线所示的平坦的直流电压组成的参照信号Vr’。
回扫电压产生期间检测电路
如图4所示，回扫电压产生期间检测电路35由3次绕组电压检测电路69和回扫电压产生期间脉冲抽出电路70组成。
3次绕组电压检测电路69由二极管71、2个电压检测用电阻72、73、电容74、比较器75以及基准电压源76组成。相互串联的2个电压检测用电阻72、73经由二极管71与图1的3次绕组17并联。电容74与电阻73并联。波形整形用的比较器75的正输入端子与电容74的一端连接，负输入端子与电压Vb的基准电压源76连接。电容74使检测电压V1稍微延迟，与平滑电容19、24相比具有十分小的电容。从电阻73的两端获得的3次绕组电压检测信号V1如图7所示变化。二极管71具有在切换元件3的截止期间Toff通过3次绕组17感应的电压而导通的方向性。从而，二极管71的输出侧的2个电阻72、73的串联电路的两端间，获得与截止期间Toff的1次绕组15的电压成比例的电压。从交流的观点看，1次绕组15经由整流电路1与切换元件3并联。从而，从交流的观点看，1次绕组15的电压与切换元件3的电压相同。因而，3次绕组电压检测电路35的电阻73的两端间，获得与切换元件3的电压VDS成比例的电压V1，如图6或图7所示。切换元件3的电压VDS在导通期间Ton大致为零，从导通向截止转换时，由于电容5的电容和1次绕组15的电感的周知的共振动作而缓慢升高。在切换元件3的截止期间，变压器2的积蓄能量的放出若结束，则通过振铃，1次绕组15的电压及切换元件3的电压变化。3次绕组电压检测电路35由于检测切换元件3的电压VDS作为结果，因而可以称为切换电压检测电路。本发明中，3次绕组17、二极管71、电阻72、73及电容75组成的电路称为开关电压检测部件。
3次绕组电压检测电路35包含的比较器75的正输入端子与2个电阻72、73的相互连接点连接，负输入端子与基准电压源76连接。基准电压源76的基准电压Vb设定成比检测电压V的最大值足够低的约0.75V。该基准电压Vb是比零伏特或检测电压V1的振铃分量的最低值(底部)稍高的值。比较器75在检测电压V1比基准电压Vb高时，如图6及图7所示产生成为高电平的2值的输出信号V2。即，图6中，比较器75的输出信号V2在例如t3～t4、t5～t6、t7～t9成为高电平，图7中比较器75的输出信号V2在例如t3～t6成为高电平。从而，从比较器75获得3次绕组电压检测信号V1波形成形后的信号V2。
回扫电压是在切换元件3的截止期间由变压器2的积蓄能量的放出而产生的电压。从而，狭义地说，图6中可考虑从截止期间开始时刻t2到积蓄能量放出结束时刻t4’为止为回扫电压产生期间，另外图7中，从截止期间开始时刻t2到积蓄能量放出结束时刻t6’为止为回扫电压产生期间。即，正确地说，切换元件3的截止期间Toff中，通过变压器2的积蓄能量的放出而使电流流过输出整流平滑电路6的二极管18的期间为回扫电压产生期间。
但是，本发明中考虑广义的回扫电压产生期间，将图6中截止开始时刻t2到比较器75的输出脉冲下降到低电平的时刻t4为止定义成回扫电压产生期间Tf，图7中截止开始时刻t2到比较器75的输出脉冲下降到低电平的时刻t6为止定义为回扫电压产生期间Tf。
回扫电压产生期间脉冲抽出电路70由边缘检测电路77、RS触发器78和AND门79组成。边缘检测电路77与比较器75的输出端子连接，检测图6及图7所示比较输出信号V2所包含的脉冲的后缘。即，图6中，在例如t4、t6、t9时刻从边缘检测电路77产生检测脉冲。
触发器78的置位输入端子S与边缘检测电路77连接，该复位输入端子R与导通期间结束定时信号V6的线42连接。AND门79的一个输入端子与比较器75连接，另一个输入端子与触发器78的相位反相输出Q-连接。触发器78响应图6及图7所示导通期间结束信号V6而成为复位状态，响应边缘检测电路77的输出脉冲而成为置位状态。在图6中t2时刻，触发器78成为复位状态，在t4时刻成为置位状态。从而，触发器78的相位反相输出端子Q-在图6的t2～t4期间成为高电平。另一方面，比较器75的输出信号V2在t3～t4成为高电平。从而，从AND门79获得的回扫电压产生期间检测信号V3在t3～t4期间成为高电平。图6中，在t5～t6、t7～t9期间中，比较器75的输出信号V2也成为高电平，但是由于触发器78为置位状态，因而AND门79的输出信号V3保持低电平。从而，在图6的轻负载模式时，在截止期间Toff中，仅仅从比较器75获得的多个脉冲内的最初脉冲由AND门79抽出，其成为回扫电压产生期间检测信号V3。
在图7的重负载状态时，由于不产生振铃电压的重复，因而触发器78在图7的t2时刻复位，在t6时刻置位。结果，与比较器75的输出信号V2的脉冲实质上相同的脉冲列成为回扫电压产生期间检测信号V3。
控制信号形成及模式切换电路
控制信号形成及模式切换电路36由图4所示脉冲产生器80和控制脉冲形成电路81组成，具有在轻负载模式时形成图6所示第一控制信号V11的第1功能，在重负载模式时形成图7所示第二控制信号V11的第2功能，以及自动切换轻负载模式的控制信号和重负载模式的控制信号的第3功能。其中为了容易说明，第一及第二控制信号都用V表示。
脉冲产生器
如图4所示，脉冲产生器80由锯齿波产生用电容82、充电用恒流电路83、由FET组成的第一及第二放电用开关84、85、比较器86、基准电压源87、RS触发器88、NOT电路89以及延迟电路90组成，产生由图6或图7所示时钟脉冲列组成的时钟信号V5。在图6的轻负载模式时，时钟信号V5的脉冲的重复频率为例如20～100kHz的范围的一定值。在图7的重负载模式时，响应整流电路1的输出电压或负载22的变化，时钟信号V5的脉冲的重复频率变化。
电容82的一端经由恒流电路83与供给直流电压的电源用线44连接，该另一端与地连接。由FET组成的第一及第二放电用开关84、85分别与电容82并联。第一放电用开关84的控制端子与触发器88的输出端子Q连接。第二放电用开关85的控制端子与后述的AND门95连接。从而，在第一及第二放电用开关84，85的导通期间，电容82成为放电状态。另外，第一及第二放电用开关84、85都为截止的期间，电容82通过恒流电路83充电，该电压V4倾斜上升，获得图6及图7所示锯齿波电压。
比较器86的正输入端子与电容82的一端连接，其负输入端子与基准电压源87连接。基准电压源87产生图6及图7所示一定的基准电压V87。从而，锯齿波电压V4若达到基准电压V87，则比较器86的输出从低电平转换到高电平。触发器88的置位输入端子S与比较器86连接，复位输入端子R经由NOT电路89及延迟电路90与比较器86连接。从而，触发器88、NOT电路89、延迟电路90具有与周知的单稳多谐振荡器同样的脉冲产生功能，与比较器86的输出转换成高电平的时刻同步，在触发器88的输出端子Q获得具有与延迟电路90的延迟时间相当的规定宽度的脉冲。触发器88的输出信号在图6及图7中用V5表示。脉冲产生器80的时钟信号V5包含的脉冲的周期与切换元件3的导通·截止的周期相同。另外，可将第二放电用开关85包含于控制脉冲形成电路81。
控制脉冲形成电路
控制脉冲形成电路81，根据脉冲产生器80的时钟信号V5、回扫电压产生期间检测电路35的输出信号V3以及导通期间结束时刻确定电路34的输出信号V6，在轻负载模式时形成图6的第一控制信号V11，在重负载模式时形成图7的第二控制信号V11。另外，该控制脉冲形成电路81，具有自动切换图6的轻负载模式的第一控制信号V11和图7的重负载模式的第二控制信号的功能。
从图4可明白，控制脉冲形成电路81由作为第一逻辑电路的OR门91、RS触发器92、作为第三逻辑电路的NOR门93、NOT电路94以及AND门95组成。另外，NOT电路94、AND门95作为第二逻辑电路起作用。OR门91的一个输入端子与脉冲产生器80的触发器88的输出端子Q连接，另一个输入端子与控制脉冲形成电路81的中的触发器92的相位反相输出端子Q-连接。触发器92的置位输入端子S与脉冲产生器80的触发器88的输出端子Q连接，该复位端子R经由线41与导通期间结束时刻确定电路34连接。触发器92在从线41的导通期间结束定时信号V6的脉冲的前缘开始到脉冲产生器80的时钟信号V5的脉冲的前缘为止的期间成为复位状态。即，在轻负载模式时，如图6所示，触发器92的相位反相输出端子Q-的信号V7在t2～t8的期间成为高电平。另外，在负载22比轻负载模式时大的重负载模式时，如图7所示，触发器92的相位反相输出端子Q-的信号V7在t2～t4期间成为高电平。触发器92的输出不是从相位反相输出端子Q-取出，而是从正输出端子Q取出，该输出可通过NOT电路反相后输入次级的OR门91。
OR门91在该2个输入信号之一或两方都为高电平即逻辑1时产生高电平的输出信号V8。即，在轻负载模式时，输出信号V8在图6所示t2～t9期间成为高电平。另外，在重负载模式时，输出信号V8在图7所示t2～t5期间成为高电平。
NOR门93的一个输入端子与OR门91连接，另一个输入端子与AND门95连接。AND门95的一个输入端子经由NOT电路94与OR门91连接，另一个输入端子与回扫电压检测信号V3的线43连接。AND门95的输出端子与NOR门93和第二放电用开关85的控制端子都连接。NOT电路94的输出信号V9是图6及图7所示OR门91的输出信号V8的相位反相信号。从而，NOT电路94的输出信号V9在图6的轻负载模式时，在t1～t2期间成为高电平，在t2～t9期间成为低电平，在图7的重负载模式时，在t2～t5期间成为低电平，在t5～t7期间成为高电平。AND门95的输出信号V10仅仅在2个输入同时为高电平时成为高电平。在图6的轻负载模式时，在回扫电压检测信号V3成为高电平的期间t3～t4期间，NOT电路94的输出信号V9为低电平，因而AND门95的输出信号V10为连续的低电平即逻辑0。在图7的重负载模式时，回扫电压检测信号V3和NOT电路94的输出信号V9都在t5～t6期间成为高电平，AND门95的输出信号V10也成为高电平。
AND门95的输出信号V10向NOR门93送出并用于控制脉冲的形成的同时，向第二放电用开关85送出并用于模式切换。在图6的轻负载模式时，AND门95的输出信号V10为低电平即逻辑0，因而第二放电用开关85保持截止状态。因而，在图6的轻负载模式时，电容82的锯齿波电压V4的周期及触发器88的输出信号V5的周期Ta一定。相对地，在图7的重负载模式时，在t5～t6期间，AND门95的两输入信号V3、V9成为高电平，因而该输出信号V10成为高电平。AND门95的输出信号V10若成为高电平，则第二放电用开关85导通，电容82的充电被禁止，电容82的电压V4在t5～t6期间保持零伏特。结果，电容82的充电从t6时刻开始，该电压V4在t8时刻达到基准电压V87，触发器88的输出信号V5在t8时刻成为高电平。图7的重负载模式时的脉冲产生器80的输出信号V5的脉冲列中的脉冲的产生周期变成比图6的轻负载模式时的脉冲的产生周期长，且响应负载22的变动而变动。AND门95的输出信号V10成为NOR门93的输入。在图7所示AND门95的输出信号V10的高电平期间，例如t5～t6中，NOR门93的输出信号V11被禁止成为高电平。在图6的轻负载模式时，AND门95的输出信号V10总是为低电平即零伏特，因而AND门95的输出信号V10对NOR门93未施加特别的限制。因而，图6中OR门91的输出信号V8的反相信号成为与NOR门93的输出信号V11相同。图6的轻负载模式时的NOR门93的输出信号V11的脉冲列的脉冲的周期与锯齿波电压V4的周期及脉冲产生器80的时钟信号V5的周期相同，保持一定值。NOR门93的输出信号V11的脉冲产生期间(例如t1～t2)与切换元件3的导通期间Ton一致。从而，在轻负载模式时，切换元件3以一定周期Ta导通·截止。
在图7的重负载模式时，AND门95的输出信号V10所包含的脉冲限制NOR门93，AND门95的输出信号V10在高电平的期间(例如t5～t6)，NOR门93的输出信号V11保持低电平。结果，从图7可明白，在t5时刻即使OR门91的输出信号V8成为低电平，NOR门93的输出信号V11在到t6时刻为止也维持低电平，在t6时刻转换成高电平。NOR门93的输出信号V11的脉冲列与切换元件3的导通·截止对应，因而在重负载模式时，切换元件3的导通期间Ton和截止期间Toff都响应负载22的变动而变化。重负载模式时的切换元件3的导通·截止动作不受脉冲产生器80的输出频率的限制。
从上述可明白，NOR门93具有形成切换元件3的控制信号V11的脉冲列的功能。AND门95具有判定回扫电压检测信号V3的回扫电压产生期间Tf的结束时刻是在脉冲产生器80的输出信号V5所包含的脉冲的产生时刻之前还是之后，并进行图6所示轻负载模式动作和图7所示重负载模式动作的切换的功能。
图7的重负载模式中的切换元件3的接通时刻确定为切换元件3的漏极·源极间电压VDS为零或大致为零的时刻。即，从图7可以明白，回扫电压检测信号V3在3次绕组17的检测电压V1比零或其附近设定的基准电压Vb低时转换成低电平。图7中，由于控制信号V11的脉冲的前缘时刻t6与回扫电压检测信号V3的脉冲的后缘时刻一致，因而切换元件3在该端子间电压VDS为零或大致为零时接通。结果，切换元件3接通时的切换损失变小。另外，如上所述，3次绕组17的电压的检测信号V1与切换元件3的端子间电压VDS成比例。
轻负载模式或重负载模式中，输出电压Vo若变成比目标值高，则导通结束时刻确定电路34的输出脉冲的产生时刻变成比图6及图7中的t2早，导通期间Ton变短，输出电压Vo返回目标值。输出电压Vo比目标值低时，产生与上述变高时相反的动作。
若负载22比例如图6所示轻负载状态增大，则产生输出电压Vo的下降。结果，导通期间Ton变长。导通期间Ton若变长，则回扫电压产生期间Tf与其成比例变长。回扫电压产生期间Tf的结束时刻若成为在脉冲产生器80的输出脉冲的后缘之后，则切换元件3在图7的重负载模式下动作。
本实施例的DC-DC变换器具有如下效果。
(1)控制信号形成及模式切换电路36比较回扫电压产生期间Tf的结束时刻和脉冲产生器80的输出脉冲的后缘，确定切换元件3的控制模式。即，脉冲产生器80的输出用作表示基准时间的信号，根据该基准时间判断回扫电压产生期间Tf的长短。从而，脉冲产生器80的输出除了具有产生以一定频率控制切换元件3的导通·截止时的时钟信号的第1功能，还具有产生表示用于判断回扫电压产生期间Tf的长短的基准时间的信号的第2功能。结果，独立设置用于判断回扫电压产生期间Tf的长短的基准时间产生部件变得不必要，可实现控制电路7的小型化及低成本化。
(2)AND门95的输出用于切换元件3的控制模式的切换和控制脉冲的形成，因而可实现控制电路7的小型化及低成本化。
(3)回扫电压产生期间Tf的结束时刻为3次绕组17的检测电压V1横穿零或零附近的基准电压Vb的时刻。另外，图7的重负载模式中，与回扫电压产生期间Tf的结束时刻同步，切换元件3控制成接通。从而，切换元件3的电压VDS在低状态下，切换元件3被控制成接通，切换元件3中的功率损失变小。另外，该切换元件3中的功率损失的降低由比较简单的电路实现。
(4)轻负载状态时，图6所示切换元件3的导通·截止的重复频率成为被限制成一定的状态，该频率的上升被抑制。结果，切换元件3的单位时间的切换次数的增大被抑制，可抑制轻负载状态中的DC-DC变换器的效率的下降。
(5)重负载状态时，切换频率响应负载22的变动而变化。因而，根据切换元件3的导通·截止产生的噪声的频率分量产生分散，可减轻噪声引起的妨害。
第2实施例
接着，说明第2实施例的DC-DC变换器。但是，第2实施例的DC-DC变换器只是将图1的第1实施例的DC-DC变换器的控制电路7变形，其他则与图1相同。从而，第2实施例中也参照图1。
图8所示第2实施例的控制电路7a，设置将图2的控制电路7的导通期间结束时刻确定电路34和控制信号及模式切换电路36变形后的导通期间结束时刻确定电路34a及控制信号形成及模式切换电路36a，其他则与图2相同。图8的控制电路7a在重负载模式时与图2的控制电路7同样动作，在轻负载模式时，切换元件3的截止时间宽度一定，导通时间宽度被可变地控制。
图9详细表示图8的反馈信号形成电路33和导通期间结束时刻确定电路34a。变形的导通期间结束时刻确定电路34a将图3的参照信号产生电路62替换成产生一定电平的参照信号Vr’的基准电压源62a，其他则与图3相同。图9的参照信号Vr’设定成如图5的点划线所示。从而，输入比较器61的一个输入端子的反馈信号Vf若横穿参照信号Vr’，则产生比较输出信号V6的脉冲。从而，图9的导通期间结束时刻确定电路34a本质上与图3的导通期间结束时刻确定电路34相同。
图10表示图8的回扫电压产生期间检测电路35和控制信号形成及模式切换电路36a。图10的变形的控制信号形成及模式切换电路36a，由变形的脉冲产生器80a和变形的控制脉冲形成电路81a组成。图10的脉冲产生器80a从图4的脉冲产生器80省去了第二放电用开关85，且放电用开关84的控制端子的连接处变更到RS触发器92的输出端子Q，其他则与图4的脉冲产生器80相同。
图10的控制脉冲形成电路81a由RS触发器92和NOR门93组成。RS触发器92的置位输入端子S与脉冲产生器80a的触发器88的输出端子Q连接，该复位端子R与导通期间结束定时信号V6的线41连接。NOR门93的一个输入端子与触发器92的反相输出端子Q-连接，另一个输入端子与回扫电压检测信号V3的线43连接。NOR门93的输出端子经由图8的驱动电路37与图1的切换元件3的控制端子连接，同时经由线40与图9的反馈信号形成电路33连接。
表示第2实施例的图10中，如点划线100所示，将比较器86与触发器92直接连接，将比较器86的输出作为时钟信号V5供给触发器92，可省去触发器88、NOT电路89、延迟电路90。另外，图10中如点划线101所示，将比较器75与NOR门93直接连接，可将比较器75的输出V2不经由脉冲抽出电路70而直接送到NOR门93。即，图10中可省略脉冲抽出电路70。
图11表示轻负载模式时的控制电路7a的各部的状态，图12表示重负载模式时的控制电路7a的各部的状态。
在图11的轻负载模式时，在t2时刻若线41的导通期间结束定时信号V6成为高电平，则触发器92转换成复位状态，该反相输出端子Q-的输出信号V7转换成高电平。另外，触发器92的输出端子Q在t2时刻转换成低电平。结果，放电用开关84转换成截止，电容82的电压V4倾斜上升。电容电压V4若达到基准电压V87，则比较器87的输出转换成高电平，触发器88成为置位状态，该输出端子Q的输出信号V5在t8时刻成为高电平。结果，控制脉冲形成电路81a的触发器92在t8时刻成为置位状态，该反相输出端子Q-的输出信号V7成为低电平。NOR门93在2个输入信号V3、V7同时成为低电平的t0～t2、t8～t10等期间，输出成为高电平的信号V11。在图11的轻负载模式时，切换元件3的截止期间Toff例如成为15μs的一定时间宽度，导通期间Ton由反馈信号Vf调节。若截止期间Toff设定得比较长，则切换元件3的导通·截止周期Ta也变得比较长，与第1实施例同样，单位时间的切换元件3的导通·截止动作的次数变少，可实现DC-DC变换器的效率的提高。
在图12的重负载时，电容82的电压V4从0伏特倾斜上升达到基准电压V87的时刻t 4成为在回扫电压检测信号V3的脉冲的后缘时刻t6之前。从而，响应脉冲产生器80a的输出信号V5，触发器92在t4时刻置位，该反相输出端子Q-的输出信号V7在t4时刻即使成为低电平，当NOR门93的输出信号V11在t4时刻不转换成高电平，线43的回扫电压检测信号V3转换成低电平的t6时刻，NOR门93的输出信号V11转换成高电平。从而，在第2实施例的重负载模式时，与第1实施例同样，截止期间Toff由回扫电压产生期间Tf确定，响应导通期间Ton的变化而变化。
图11的轻负载模式和图12的重负载模式的切换是根据触发器92的输出信号V7包含的脉冲的后缘是在回扫电压检测信号V3包含的脉冲的后缘之前还是之后来执行的。换言之，根据脉冲产生器80a的电容82产生倾斜电压的期间(例如15μs)的结束时刻是在回扫电压产生期间Tf的结束时刻之前还是之后来进行模式的切换。NOR门93除了形成控制信号V11的脉冲的第1功能，还具有执行图11的轻负载模式动作和图12的重负载模式动作的自动切换的第2功能。
第2实施例具有与第1实施例同样的效果，同时，在轻负载模式时具有将切换元件3的截止期间Toff保持一定的效果。若导通期间Ton随负载22变化，截止期间Toff固定，则轻负载模式时切换元件3的导通·截止频率也变化，可使噪声的频率分量分散。
第3实施例
图13所示第3实施例的DC-DC变换器，将图1的DC-DC变换器的变压器2作为电感器2a，且省去与图1的2次绕组16相当的部分，将整流平滑电路6与切换元件3并联，其他则与图1相同。图13的DC-DC变换器中，在切换元件3的导通期间，整流二极管18成为反向偏置状态，对电感器2a产生能量的积蓄动作，在切换元件3的截止期间，整流二极管18成为正向偏置状态，产生电感器2a的积蓄能量的放出动作。从而，电容19以整流平滑电路1的电压和绕组75的电压的加法值进行充电。总之，图13的DC-DC变换器作为升压型的切换调节器而动作。图13的DC-DC变换器的控制电路与第1实施例相同，因而可以获得与第1实施例相同的效果。
另外，图13的控制电路7可置换成图8的控制电路7a。
第4实施例
图14表示第4实施例的切换电源装置的反馈控制信号形成电路33a。该第4实施例的切换电源装置将第3反馈控制信号形成电路33变形成图14的反馈控制信号形成电路33a，其他则与第1实施例的切换电源装置相同。从而，第4实施例中与第1实施例共通的部分的图示及其说明省略。
另外，图14的反馈控制信号形成电路33a中，与图3实质上相同的部分附上同一参照符号，其说明省略。
图14的反馈控制信号形成电路33a由电压反馈信号形成电路46和变形的合成电路47a组成。图14的电压反馈信号形成电路46除了与光电晶体管53的电源的连接，构成与图3相同的结构。
合成电路47a由第1、第2及第3电阻102、103、104、1个电容105、第1、第2、第3、第4、第5及第6晶体管106、107、108、109、110、111以及恒流电路112组成。电容105经由第1电阻102与电流检测端子28连接。从而，电容105的电压具有与图1的切换元件3的电流成比例的值。pnp形的第1晶体管106的基极与电容105连接，发射极经由恒流电路112与电压调节电路38连接，集电极与地连接。该第1晶体管106的电流与切换元件3的电流成反比例。npn形的第2晶体管107的基极与恒流电路112连接，集电极经由pnp形的第3晶体管108与电压调节电路38连接，发射极经由电阻103与地连接。从而，第2晶体管107的电流与切换元件3的电流成比例。pnp形的第3晶体管108的发射极与电压调节电路38连接，集电极与第2晶体管107连接，基极与该晶体管108的集电极及第4晶体管109的基极连接。pnp形的第4晶体管109的发射极与电压调节电路38连接，集电极与第3电阻104连接，基极与第3晶体管108的基极连接。从而，第3及第4晶体管108、109的电流与切换元件3的电流成比例。pnp形的第5晶体管110的发射极与电压调节电路38连接，集电极经由电阻54与光电晶体管53连接，基极与该第5晶体管110的集电极及pnp形的第6晶体管111的基极连接。第6晶体管111的发射极与电压调节电路38连接，集电极经由第3电阻104与地连接，基极与第5晶体管110的基极连接。第5及第6晶体管110、111的电流具有与电压检测端子30、31的输出电压Vo成比例的值。第3电阻104流过与切换元件3的电流成比例的电流和与输出电压Vo成比例的电流的和的电流。结果，与第1实施例同样，在与晶体管111和电阻104的相互连接点连接的线39上获得表示电流检测信号和电压检测信号的合成值的锯齿波状的反馈控制信号Vf。
图14的实施例中，反馈控制信号形成电路33a的电源线经由电压调节电路38与电源端子25连接。
第4实施例也可获得与第1实施例相同的效果。
变形例
本发明不限于上述的实施例，例如可以有如下变形。
(1)在切换元件3导通的期间设定2次绕组16的极性以使整流平滑电路5的二极管18导通的周知的正向型DC-DC变换器也可适用本发明。
(2)取代将电压反馈信号形成电路46与整流平滑电路6连接，可将该电压反馈信号形成电路46与连接到3次绕组17的整流平滑电路8连接。整流平滑电路8的输出电压包含输出电压Vo的信息。
(3)切换元件3可采用双极晶体管、IGBT(绝缘栅极型双极晶体管)等的其他半导体切换元件。
(4)发光二极管25和光电晶体管47的光耦合的部分可采用电气耦合电路。
(5)取代电流检测电阻4，可以设置由霍耳元件等的磁电变换装置形成的电流检测部件。
(6)可以将回扫电压产生期间检测电路35在切换元件3的两端子间连接。
(7)图3及图9中，电流检测端子28和作为锯齿波反馈信号形成电路的合成电路47之间的连接可切断。该场合，电容56仅仅由电压反馈信号形成电路46的输出电流缓慢充电，获得锯齿波反馈信号Vf。
工业上的利用可能性
如上所述，本发明的DC-DC变换器可作为电气装置的电源电路进行利用。

Claims (17)

1. 一种DC-DC变换器，是向负载供给直流功率的DC-DC变换器，由以下部分组成：
供给直流电压的第一及第二直流端子(12，13)；
为反复导通·截止上述直流电压而连接于上述第一直流端子(12)和上述第二直流端子(13)之间且具备控制端子的切换元件(3)；
与上述切换元件(3)串联的电感部件(2或2a)；
与上述电感部件(2或2a)连接的整流平滑电路(6)；
从上述电感部件(2或2a)检测回扫电压产生期间的回扫电压产生期间检测电路(35)；
形成用于将上述整流平滑电路(6)的输出电压(Vo)控制为一定的反馈信号(Vf)的反馈信号形成电路(33或33a)；
与上述反馈信号形成电路(33或33a)连接以确定上述切换元件(3)的导通期间的结束时刻的导通期间结束时刻确定电路(34或34a)；
控制信号形成及模式切换电路(36或36a)，其包含在任意的周期产生时钟脉冲(V5)的脉冲产生器(80)，且与上述导通期间结束时刻确定电路(34或34a)、上述回扫电压产生期间检测电路(35)和切换元件(3)的上述控制端子连接，且当上述回扫电压产生期间的结束时刻早于上述时钟脉冲(V5)的产生时刻时，形成第一控制信号，以在第一模式下导通·截止上述切换元件(3)；当上述回扫电压产生期间的结束时刻迟于上述时钟脉冲(V5)的产生时刻时，形成第二控制信号，以在第二模式下以比上述第一模式中的上述切换元件(3)的导通·截止周期长的周期导通·截止上述切换元件(3)。
2. 权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
上述反馈信号形成电路(33或33a)由以下部分构成：
形成表示上述输出电压(Vo)的大小的电压反馈信号(Iv)的电压反馈信号形成电路(46)；
为了获得由上述电压反馈信号(Iv)控制振幅的锯齿波电压所组成的反馈信号(Vf)，与上述电压反馈信号形成电路(46)连接的锯齿波反馈信号形成电路(47或47a)。
3. 权利要求2所述的DC-DC变换器，其特征在于，
还具备检测表示流过上述切换元件(3)的电流大小的信号的电流检测部件(4)，
上述锯齿波反馈信号形成电路，为了合成上述电流检测部件(4)的输出和上述电压反馈信号形成电路(46)的输出并获得由锯齿波电压组成的反馈信号(Vf)，由与上述电流检测部件(4)和上述电压反馈信号形成电路(46)连接的合成电路(47或47a)构成。
4. 权利要求2所述的DC-DC变换器，其特征在于，
上述导通期间结束时刻确定电路(34或34a)由以下部分构成：
产生作为所述反馈信号(Vf)的比较对象的参照信号(Vr或Vr’)的参照信号产生电路(62或62a)；
为了形成表示上述导通期间结束时刻的脉冲，具有与上述反馈信号形成电路(33或33a)连接的第一输入端子和与上述参照信号产生电路(62或62a)连接的第二输入端子的比较器(61)。
5. 权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
上述回扫电压产生期间检测电路(35)具备形成具有与上述回扫电压产生期间(Tf)相同的时间宽度的脉冲的部件(69，70)。
6. 权利要求5所述的DC-DC变换器，其特征在于，
上述回扫电压产生期间检测电路(35)由以下部分构成：
开关电压检测部件(17，71，72，73，74)，用于获得表示上述切换元件(3)的两端子间的电压大小的信号；
基准电压源(76)，产生表示比上述切换元件(3)的端子间电压的最大值低的值的回扫电压检测用基准电压(Vb)；
比较器(75)，具有与上述开关电压检测部件连接的第一输入端子和与上述基准电压源(76)连接的第二输入端子，输出脉冲的宽度等于下述期间：从上述开关电压检测部件获得的开关电压检测信号(V1)期间中电压的比上述回扫电压检测用基准电压(Vb)大的期间；
脉冲抽出电路(70)，与上述比较器(75)和上述导通期间结束时刻确定电路(34或34a)连接，在上述切换元件(3)的截止期间，将最初产生的脉冲作为回扫电压产生期间检测信号(V3)从上述比较器(75)抽出。
7. 权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
上述脉冲产生器(80)在上述第一模式时，以一定的周期产生时钟脉冲，在上述第二模式时，以与上述切换元件(3)的导通期间成比例变化的周期产生时钟脉冲。
8. 权利要求7所述的DC-DC变换器，其特征在于，
上述控制信号形成及模式切换电路由以下部分构成：
使锯齿波电压产生的电容(82)；
与上述电容(82)连接的恒流电路(83)，向上述电容(82)供给一定的充电电流；
产生基准电压的基准电压源(87)；
比较器(86)，具有与上述电容(82)连接的第一输入端子和与上述基准电压源(87)连接的第二输入端子，在上述电容(82)的电压(V4)达到上述基准电压(V87)时产生时钟脉冲；
第一放电用开关(84)，为使上述电容(82)为放电状态而与上述电容(82)并联，且具有与上述比较器(86)连接的控制端子；
RS触发器(92)，具有与上述比较器(86)连接的置位输入端子和与上述导通期间结束时刻确定电路(34或34a)连接的复位端子；
第一逻辑电路(91)，具有与上述比较器(86)连接的一个输入端子和与上述RS触发器(92)连接的另一个输入端子，在上述时钟脉冲(V5)的产生期间和上述RS触发器(92)为复位状态的期间都产生高电平状态的输出；
第二逻辑电路(94，95)，具有与上述第一逻辑电路(91)连接的一个输入端子和与上述回扫电压产生期间检测电路(35)连接的另一个输入端子，在上述第一逻辑电路(91)的输出信号(V8)为低电平状态，同时上述回扫电压产生期间检测电路(35)的输出信号(V3)为高电平状态时，产生高电平的输出信号(V10)；
第二放电用开关(85)，为了延迟上述电容(82)的充电开始而使上述电容(82)维持放电状态，与上述电容(82)并联，且具有与上述第二逻辑电路连接的控制端子；
第三逻辑电路(93)，具有与上述第一逻辑电路(91)连接的一个输入端子和与上述第二逻辑电路连接的另一个输入端子，在上述第一逻辑电路(91)的输出信号(V8)为低电平状态，同时上述第二逻辑电路的输出信号(V10)为低电平状态时，产生将上述切换元件(3)控制为导通状态的脉冲。
9. 权利要求8所述的DC-DC变换器，其特征在于，
上述控制信号形成及模式切换电路(36)还包括在上述比较器(86)和上述第一放电用开关(84)的控制端子之间连接的脉冲形成电路(88，89，90)，用以响应上述比较器(86)的输出而形成具有规定时间宽度的脉冲。
10. 权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
上述脉冲产生器(80)在上述第一模式时，以与响应上述负载的大小而变化的上述切换元件(3)的导通期间(Ton)和上述切换元件(3)的一定的截止期间(Toff)的和相同的周期产生时钟脉冲，在上述第二模式时，以与上述切换元件(3)的导通期间成比例变化的周期产生时钟脉冲。
11. 权利要求10所述的DC-DC变换器，其特征在于，
上述控制信号形成及模式切换电路(36a)由以下部分构成：
使锯齿波电压产生的电容(82)；
与上述电容(82)连接的恒流电路(83)，向上述电容(82)供给一定的充电电流；
产生基准电压的基准电压源(87)；
比较器(86)，具有与上述电容(82)连接的第一输入端子和与上述基准电压源(87)连接的第二输入端子，在上述电容(82)的电压(V4)达到上述基准电压(V87)时产生时钟脉冲；
RS触发器(92)，具有与上述比较器(86)连接的置位输入端子和与上述导通期间结束时刻确定电路(34或34a)连接的复位端子；
放电用开关(84)，为使上述电容(82)为放电状态而与上述电容(82)并联，且具有与上述RS触发器(92)的输出端子连接的控制端子，响应上述RS触发器(92)的置位状态的输出而成为导通状态；
逻辑电路(93)，具有与上述RS触发器(92)连接的一个输入端子和与上述回扫电压产生期间检测电路(35)连接的另一个输入端子，在上述RS触发器(92)的输出信号(V7)为低电平状态，同时上述回扫电压产生期间检测电路(35)的输出信号(V3)为低电平时，产生将上述切换元件(3)控制为导通状态的脉冲。
12. 权利要求10所述的DC-DC变换器，其特征在于，
上述回扫电压产生期间检测电路(35)由以下部分构成：
开关电压检测部件(17，71，72，73，74)，用于获得表示上述切换元件(3)的两端子间的电压大小的信号；
基准电压源(76)，产生表示比上述切换元件(3)的端子间电压的最大值低的值的回扫电压检测用基准电压(Vb)；
比较器(75)，具有与上述开关电压检测部件连接的第一输入端子和与上述基准电压源(76)连接的第二输入端子，输出脉冲的宽度等于下述期间：从上述开关电压检测部件获得的开关电压检测信号(V1)期间中的电压比上述回扫电压检测用基准电压(Vb)大的期间，上述控制信号形成及模式切换电路(36a)由以下部分构成：
使锯齿波电压产生的电容(82)；
与上述电容(82)连接的恒流电路(83)，向上述电容(82)供给一定的充电电流；
产生基准电压(V87)的基准电压源(87)；
比较器(86)，具有与上述电容(82)连接的第一输入端子和与上述基准电压源(87)连接的第二输入端子，在上述电容(82)的电压(V4)达到上述基准电压(V87)时产生时钟脉冲；
RS触发器(92)，具有与上述比较器(86)连接的置位输入端子和与上述导通期间结束时刻确定电路(34或34a)连接的复位端子；
放电用开关(84)，为使上述电容(82)为放电状态而与上述电容(82)并联，且具有与上述RS触发器(92)连接的控制端子，响应上述RS触发器(92)的置位状态的输出而成为导通状态；
逻辑电路(93)，具有与上述RS触发器(92)连接的一个输入端子和与上述回扫电压产生期间检测电路(35)的上述比较器(75)连接的另一个输入端子，在上述RS触发器(92)的输出信号(V7)为低电平状态，同时上述回扫电压产生期间检测电路(35)的上述比较器(75)的输出信号(V2)为低电平时，产生将上述切换元件(3)控制为导通状态的脉冲。
13. 权利要求11或12所述的DC-DC变换器，其特征在于，
上述控制信号形成及模式切换电路(36a)还包括：为了响应该控制信号形成及模式切换电路(36a)的上述比较器(86)的输出而形成规定时间宽度的时钟脉冲，在上述比较器(86)和上述RS触发器(92)的置位输入端子之间连接的脉冲形成电路(88，89，90)。
14. 权利要求1所述的DC-DC变换器，其特征在于，
还包括：为了降低上述切换元件(3)的断开时的切换损失，与上述切换元件(3)并联的共振用电容(5)。
15. 权利要求3所述的DC-DC变换器，其特征在于，
上述电压反馈信号形成电路(46)，由为检测表示上述整流平滑电路(6)的输出电压大小的信号而与上述整流平滑电路(6)连接的电压检测部件(48，49，50，51)和将与上述电压检测部件(48，49，50，51)的输出对应的电流(Ir)作为电压反馈信号提供的第一电压-电流变换部件(52，53，54)构成，
上述电流检测部件，由与上述切换元件(3)串联的电流检测电阻(4)和为检测上述电流检测电阻(4)的端子间电压而与上述电流检测电阻(4)连接的电流检测端子(28)构成。
16. 权利要求15所述的DC-DC变换器，其特征在于，
上述合成电路(47)由以下部分构成：
为获得锯齿波反馈信号(Vf)而与上述第一电压-电流变换部件(52，53，54)连接的电容(56)；
上述电流检测端子(28)和上述电容(56)之间连接的电阻(55)；
与上述电容(56)并联，且为了在上述切换元件(3)的导通期间使上述电容(56)为放电状态，与上述控制信号形成及模式切换电路(36或36a)连接的放电电路(57，58，59)。
17. 权利要求15所述的DC-DC变换器，其特征在于，
上述合成电路(47a)由以下部分构成：
用于从该两端子间获得上述锯齿波反馈信号(Vf)的电阻(104)；
为了向上述电阻(104)供给与上述第一电压-电流变换部件(52，53，54)的输出电流对应的电流，在上述第一电压-电流变换部件(52，53，54)和上述电阻(104)之间连接的电流供给部件(110，111)；为了向上述电阻(104)供给与上述电流检测端子(28)的电压对应的电流，在上述电流检测端子(28)和上述电阻(104)之间连接的第二电压-电流变换部件(102，103，105，106，107，108，109，112)。
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