WO2008086985A1 - Vereinfachte primärseitige ansteuerschaltung für den schalter in einem schaltnetzteil - Google Patents

Vereinfachte primärseitige ansteuerschaltung für den schalter in einem schaltnetzteil Download PDF

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WO2008086985A1
WO2008086985A1 PCT/EP2008/000204 EP2008000204W WO2008086985A1 WO 2008086985 A1 WO2008086985 A1 WO 2008086985A1 EP 2008000204 W EP2008000204 W EP 2008000204W WO 2008086985 A1 WO2008086985 A1 WO 2008086985A1
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voltage
primary
drive circuit
terminal
switch
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PCT/EP2008/000204
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Ralf Schröder genannt Berghegger
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Power Systems Technologies Gmbh
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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0006—Arrangements for supplying an adequate voltage to the control circuit of converters

Definitions

  • the present invention relates to a drive circuit for a switch in a switched mode power supply, in particular in a primary side controlled switching power supply.
  • Switching power supplies are used in numerous electronic devices to generate from a mains voltage necessary for supplying the electronic components low-voltage DC voltage.
  • switching power supplies have prevailed over conventional power supplies with power transformers in many applications, since they have from a certain power class better efficiency and in particular have a smaller footprint.
  • the latter is mainly due to the fact that instead of the mains voltage, a high-frequency alternating voltage is transformed, which may be in the range of 20 kHz to 200 kHz instead of the mains frequency of 50 Hz or 60 Hz. Since the required number of turns of the transformer decrease inversely proportional to the frequency, thereby the copper losses can be greatly reduced and the actual transformer is much smaller.
  • Such switching power supply units have a primary side and a secondary side, the transformer (also referred to as a converter) having a primary-side winding and a secondary-side winding.
  • a primary-side switch is connected to the primary-side winding to interrupt a current flow through the primary-side winding and the switching power supply has a free-running circuit for generating switching pulses that drive the primary-side switch.
  • the object on which the present invention is based is to specify a drive circuit for the switch in a switched-mode power supply and a corresponding switched mode power supply which, with reduced complexity and comparatively large tolerances of the electronic components used, has an improved control characteristic and increased flexibility with respect to the Operating parameters enabled.
  • the present invention is based on the idea that the required recognition of the demagnetization of the converter is not carried out at a separate auxiliary voltage input, but at the supply / voltage regulation input or at the peak current detection input. A signal required to detect the demagnetization is then superimposed on the voltage at the supply voltage input or the peak current detection input. This can be done in a simple manner by means of one or more resistors and / or capacitors.
  • the drive circuit for the switch in a switched-mode power supply can be designed so that it can be accommodated in a housing with only three terminals.
  • the drive circuit according to the invention ensures both an output current limit and an output voltage limit and overvoltage protection.
  • Peak current detection input is detected, allows improved functionality of the drive circuit and the realization in a 4-pin package. Both variants have the particular advantage that, despite the comparatively high tolerance of the integrated wi Resistors and capacitors allows a satisfactory tolerance of the output characteristic of the device.
  • the voltage regulation takes place on the basis of the operating voltage of the drive circuit. This is obtained from the blocking voltage of the transformer. Thus, it is proportional to the output voltage and the primary-side switching transistor is turned off when the operating voltage exceeds a specified limit, until the limit falls below again.
  • the operating voltage of the drive circuit is superimposed by means of a capacitor and optionally one or more resistors, the voltage of an auxiliary winding of the transformer.
  • This makes it possible to detect the zero crossing of the voltage across the winding in the drive circuit. Since this corresponds approximately to the time when no current flows in the transformer, either the time at which the switching transistor is turned on again can be determined, or the duration of the current flow can be determined, so that a constant secondary duty cycle can be determined can be adjusted.
  • the inventive circuit is characterized mainly by lower costs and a reduced external circuitry.
  • the auxiliary winding voltage may be superimposed on the voltage at an additional pin used to detect the primary peak current (often referred to as peak current), so that the zero crossing at that terminal can now be determined. Otherwise, the mode of operation is the same as in the first embodiment
  • the advantage of the second embodiment lies in the much more precise current regulation, a somewhat more precise voltage regulation and a simplified detection of the zero crossing of the voltage across the winding, since an additional signal is superimposed on the control voltage.
  • the detection of the primary peak current as in the 3-pin variant at the driver output (pin B) is performed and the fourth pin (Ip) is the Demagnetleiterserkennung and at the same time the adjustment of the turn-off for the primary peak current in dependence the input voltage.
  • this variant has the disadvantage that the primary peak current cut-off has only the accuracy of the 3-pin variant, it has the advantage that the detection of the demagnetization is much simpler.
  • the output Ström be adjusted without additional components so that it is almost independent of input voltage at an output voltage.
  • Vp Ip threshold a dependent of the supply voltage Vp Ip threshold instead of the fixed reference voltage. If the primary peak current switch-off threshold is lower at Vp (corresponding to low output voltage) at low voltage than at high voltage at Vp, the output current is reduced at low output voltage relative to current at high output voltage. The output current is thus advantageously less output voltage-dependent.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a primary-controlled switched-mode power supply according to the present invention in a first embodiment
  • Figure 2 is a block diagram of a primary controlled switching power supply according to the present invention according to a second embodiment
  • Figure 3 is a block diagram of a primary controlled switched mode power supply according to the present invention according to a third embodiment
  • FIG. 4 shows the drive circuit from FIG. 1 according to a first embodiment
  • Figure 5 shows a second embodiment of the drive circuit of Figure 1;
  • Figure 6 shows a first embodiment of the drive circuit of Figure 2
  • Figure 7 shows another embodiment of the drive circuit of Figure 2
  • FIG. 8 shows a third embodiment of the drive circuit from FIG. 2;
  • FIG. 9 shows the drive circuit from FIG. 3 according to a first embodiment
  • FIG. 10 shows a second embodiment of the drive circuit of Figure 3
  • FIG. 11 shows a simulated output characteristic curve for a switched-mode power supply according to FIG. 1 with a drive circuit according to FIG. 4;
  • FIG. 12 shows a simulated output characteristic curve for a switched-mode power supply according to FIG. 3 with a drive circuit according to FIG. 10 at a low input voltage
  • FIG. 13 shows a simulated output characteristic curve for a switched-mode power supply according to FIG. 3 with a drive circuit according to FIG. 10 at a high input voltage
  • FIG. 14 is a block diagram of a primary controlled switching power supply according to the present invention according to another embodiment.
  • Figure 15 is a block diagram of a primary controlled switched mode power supply according to the present invention according to another embodiment
  • FIG. 16 is a block diagram of a primary controlled switching power supply according to the present invention according to another embodiment.
  • FIG. 17 shows the drive circuit from FIGS. 14 to 16
  • FIG. 18 shows a calculated output line in the current control range for a switched-mode power supply with a drive circuit according to FIG. 17;
  • FIG. 19 shows a calculated output characteristic curve for a switched-mode power supply without output voltage compensation
  • FIG. 20 shows a calculated output characteristic curve for an uncompensated switching power supply.
  • Figure 1 shows schematically as a block diagram a switching power supply according to the present invention in a first embodiment.
  • the alternating voltage AC IN is first rectified via the diode bridge circuit D1 to D4 and passed to the primary-side winding L2 of the converter after a corresponding filtering.
  • the primary-side switch Q3 can interrupt the current flow through the primary-side winding L2 in response to a drive signal at its control terminal.
  • the output voltage V out is generated at the secondary-side winding L3 of the converter.
  • the drive circuit 100 which can be produced, for example, as a user-specific integrated circuit (ASIC), next to the control terminal, which outputs the signal required for driving the primary-side switch Q3, only a ground terminal GND and the operating voltage terminal Vp.
  • ASIC user-specific integrated circuit
  • the operating voltage terminal Vp is connected on the one hand via the resistors R86 and R53 to the input voltage and on the other hand via the capacitor C21 and the resistor R90 with a primary-side auxiliary winding L4, which returns the information about the secondary side conditions to the drive circuit 100.
  • the demagnetization detection takes place directly via the operating voltage connection Vp of the drive circuit 100.
  • the AC signal from the auxiliary winding L4 of the transformer required for this purpose is applied via the resistor R90 and the capacitor C21 to the Operating voltage coupled.
  • resistor R86 has been inserted.
  • the resistors R86 and R90 may simply be formed only by the parasitic resistances of the capacitors C21 and C15.
  • the current through the primary-side winding L2 of the transformer is detected indirectly via the voltage dropped at the terminal B.
  • the voltage at terminal B represents the sum of the voltage dropped across the resistor R52 and the base-emitter voltage U BE of the switch Q3.
  • FIG. 1 An alternative embodiment of the present invention is shown in FIG.
  • the drive circuit 200 shown here is constructed in a 4-pin housing and has a separate input Ip for peak current detection.
  • the AC signal from the auxiliary winding L4 of the transformer via the capacitor C21 and the resistor R90 is coupled to the signal applied to the terminal Ip for Demagnetleiterserkennung.
  • this is possible with only a resistor or a capacitor instead of the RC circuit formed from the elements C21 and R90.
  • the voltage drop across the resistor R52 serves to detect the current through the winding L2 of the transformer at the terminal Ip.
  • FIG. 3 shows a further advantageous embodiment of the present invention.
  • the drive circuit 300 used here like the drive circuit 200 of FIG. 2, is constructed in a 4-pin housing and has an input Ip.
  • the external wiring elements are partly selected differently and on the other hand the input Ip serves for the simultaneous adaptation of the switch-off threshold for the primary peak current as a function of the input current. Voltage and demagnetization detection.
  • the embodiment of FIG. 3 has the disadvantage that the primary peak current cut-off can only take place with an accuracy corresponding to the 3-pin variant of FIG. 1 because the actual detection of the primary peak current is the same as in FIG Pin variant of Figure 1 at the driver output, the terminal B 1 is performed.
  • the embodiment of FIG. 3 has the advantage that the detection of the demagnetization is considerably simplified and, moreover, that the output current can be adjusted without additional components so that it is almost independent of the respective input voltage at a fixed output voltage.
  • FIG. 1 a first embodiment of the drive circuit 100 from FIG. 1 is shown in FIG.
  • Essential components of the drive circuit 100 are the three comparators Compi (U) 1 Comp2 (Demag) and Comp3 (Ip).
  • the comparator Compi responds to the voltage at the supply voltage terminal Vp and regulates the output voltage.
  • the comparator Comp2 is likewise connected to the supply voltage connection and carries out the demagnetization detection.
  • the comparator Comp3 is connected to the control output B and detects the current in the transformer by detecting the sum of the voltages Ü BE and the voltage across the resistor R52.
  • the output of the comparator Compi is at a low level (LOW)
  • the output is always turned on until the current in the transformer and thus the voltage at the terminal B is so large that the output of the third comparator to a high level (HIGH ) switches.
  • the signal at output B is turned off and remains off until the energy stored in the transformer is dissipated.
  • a voltage dip is generated by the connection of the drive circuit to the terminal Vp. This voltage dip is transmitted via the internal capacitor C1 to the second comparator Comp2 and causes the output of the comparator Comp2 goes high. As a result, the signal B is turned on again.
  • FIG. 1 A further embodiment of the drive circuit 100, which ensures a constant secondary-side duty cycle, is shown in FIG.
  • the drive circuit 100 in this embodiment has a delay generator 102 which causes the output of the second comparator Comp2 to be delayed to give a constant secondary duty cycle. In this way it can be achieved that the output current is independent of the output voltage.
  • FIGS. 6 to 8 relate to the second embodiment of the drive circuit 200 shown in FIG. Basically, the function of the 4-pin IC is analogous to that of the 3-pin version.
  • the circuit according to Figure 6 in its operation corresponds to that of Figure 4, wherein an additional input Ip is provided for detecting the current through the transducer.
  • the same input also serves demagnetization detection.
  • the advantage of the realization in a 4-pin housing is above all to be seen in an improved functionality.
  • the current control is much more accurate.
  • the voltage regulation is also somewhat more accurate, as the control voltage does not have to be superimposed with an additional signal and a simplified detection of the zero crossing of the voltage at the winding can be achieved.
  • FIG. 7 shows in the form of a simplified circuit diagram a further advantageous embodiment of the drive circuit 200 with a modified startup.
  • a signal was used to start the drive circuit, which is generated when the operating voltage has reached a certain level.
  • this signal can be completely dispensed with since it then automatically falls below the switching threshold by the first comparator Compi and the Monoflop 1 is generated.
  • the pros The suspension for this function is that the current consumption of the drive circuit 200 before startup is much lower than afterwards.
  • FIG. 8 shows a further advantageous embodiment, which is similar in function to the circuit of FIG. 7, but in which the output signal of the second comparator Comp2 is delayed analogously to the circuit of FIG. 5 by a delay generator 202, so that a constant secondary duty cycle results.
  • the output current of the switching power supply is independent of the output voltage.
  • FIG. 9 A first advantageous embodiment of the drive circuit 300 from FIG. 3 is shown in FIG. 9 in the form of a simplified circuit diagram.
  • the comparators Compi to Comp3 have a similar function as in the circuit of Figure 4, wherein the fourth pin is used for Demagnetleiterserkennung and at the same time for adjusting the turn-off for the primary peak current in response to the input voltage.
  • the reference voltages Vp-ref, Vdemag and Ip-ref are voltage references, which are given as fixed values in the circuit of FIG.
  • FIG. 3 Another embodiment of the drive circuit 300 that can be used in the switched-mode power supply of FIG. 3 is shown in FIG.
  • the reference voltages as not shown here, can be stabilized, for example, by means of a Zener diode or a band gap reference.
  • the switch-off threshold for the primary peak current at low voltage at the supply voltage terminal Vp 1 corresponds to a low output voltage is smaller than for a high voltage at Vp, the output current at high output voltage decreases in relation to the current at low output voltage output voltage. This makes the output current less dependent on the output voltage.
  • Figures 12 and 13 illustrate the characteristics of the drive circuit of Figure 10, which provides a variable Ip reference for different input voltages:
  • Figure 12 corresponds to an input voltage of 100 V 1 while
  • Figure 13 illustrates the conditions for an input voltage of 375 V.
  • the output characteristic of Figure 13 shows the substantially constant current waveform over a comparatively wide output voltage range.
  • a further embodiment of the drive circuit 400 according to the invention will be described in more detail below with reference to FIGS. 14 to 20. The essential functions correspond to those of the embodiment from FIG. 10.
  • FIG. 14 shows a circuit diagram of a switched-mode power supply with an on-control circuit 400 designed as an ASIC according to the principle presented here.
  • the block diagram of the associated ASIC 400 is shown in FIG.
  • the operating voltage of the ASIC 400 is the operating voltage of the ASIC 400, this is used in the manner described above for regulating the output voltage.
  • Pin B is at the same time output and input and via this pin the transistor Q1 is switched on and off, while the pin B serves to detect the current in the transformer winding L2.
  • the current in L2 flows through transistor Q1 and resistor R102. Since the voltage drop Ü BE at the base-emitter path of the transistor Q1 is relatively constant, the voltage drop at the resistor R 102 can be determined by measuring the voltage at the pin B, since the voltage at the pin B in the on state by the Value of the base-emitter voltage U BE is higher than the voltage across the resistor R102.
  • the base current of the transistor Q1 in the on state should be set as constant as possible by the drive circuit 400, so that it causes a constant offset, which can be taken into account in the dimensioning of the resistor R 102.
  • the resistor R5 is shown in simplified form in FIG. 17, but it is better to use a constant current source instead of the resistor R5.
  • the temperature dependence of the base-emitter voltage U BE of the transistor is approximately -2 mV K '1 .
  • This effect can be compensated by a reference voltage in the drive circuit 400, which also has a temperature dependence of -2 mV K '1 .
  • a reference voltage in the drive circuit 400 which also has a temperature dependence of -2 mV K '1 .
  • Demagnetization detection is performed via pin D by measuring the voltage across winding L4 of the transformer. For this purpose, the voltage is divided down by means of the two resistors R 101 and R 104 and compared with a low threshold value Demag-ref.
  • FIGS. 15 and 16 show further variants of the wiring of pin D. If the voltage at the pin D falls below the threshold value, the transformer is demagnetized and the comparator Comp2 releases the turn-on at the output B.
  • the voltage difference between pin D and pin B is divided by resistors R28 and R31 in Figure 17 (1/5 in this example) and the divided-down voltage is added to the voltage at pin B. Since the voltage at the pin D is negative and proportional to the voltage across the winding L2 when the transistor Q1 in FIG. 14 is turned on, the turn-off threshold is thereby reduced at a high input voltage.
  • the z. B. is stabilized by a Zener diode or bandgap.
  • the voltage at Vref is divided down to the required value by means of a voltage divider.
  • the divided-down voltages are superimposed via the resistors R1, R8 and R9 with a part of the voltage at the pin Vp.
  • FIG. 18 shows calculated output characteristics for various input parameters and various drive circuits in comparison.
  • FIG. 18 shows two output characteristics in the current control range using the drive circuit of FIG. 17.
  • Curve 500 which was calculated for an input voltage of 264 VAC, remains unchanged at 0.35 A in the entire output voltage range between 1 and 6 V. It is therefore at This input voltage no output voltage dependence of the characteristic recorded.
  • the curve 502 calculated for an input voltage of 90 VAC shows that at this input voltage a slight output voltage dependence of the characteristic occurs: the output current varies between 0.35 A at 6 V output voltage and 0.45 A at 1 V output voltage.
  • the output characteristics 504 and 506 are sketched for input voltage values of 264 VAC and 90 VAC, respectively, without the inventive output voltage compensation.
  • the curve 504 here varies between 0.35 A and 0.42 A and the curve 506 varies between 0.35 A and 0.52 A in a voltage range of 6 to 1 V.
  • FIG. 20 shows two output characteristics of a fully uncompensated switched mode power supply: the current values at 264 VAC input voltage vary between 0.62 A and 0.68 A (curve 508), while with an input voltage of 90 VAC the output current values are between 0.35 A and 0, 49 A vary (curve 510).

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Abstract

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Ansteuerschaltung für einen Schalter in einem Schaltnetzteil, insbesondere in einem primärseitig gesteuerten Schaltnetzteil. Die Ansteuerschaltung umfasst dabei einen Rückkopplungssignalanschluss zum Erfassen einer Hilfsspannung, die an einer primärseitigen Hilfswicklung eines Transformators des Schaltnetzteils induziert wird, einen Versorgungsspannungsanschluss zum Versorgen der Ansteuerschaltung mit einer Versorgungsspannung, und einen Masseanschluss zum Verbinden der Ansteuerschaltung mit einem Massepotential, wobei der Rückkopplungssignalanschluss durch den Versorgungsspannungsanschluss gebildet ist und die Hilfsspannung der Versorgungsspannung überlagert ist. Alternativ kann die Spannung der Hilfswicklung der Spannung an einem zusätzlichen Pin überlagert werden, der für die Erfassung des primären Spitzenstroms genutzt wird.

Description

VEREINFACHTE PRIMÄRSEITIGE ANSTEUERSCHALTUNG FÜR DEN SCHALTER IN
EINEM SCHALTNETZTEIL
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Ansteuerschaltung für einen Schalter in einem Schaltnetzteil, insbesondere in einem primärseitig gesteuerten Schaltnetzteil.
Schaltnetzteile werden in zahlreichen elektronischen Geräten verwendet, um aus einer Netzspannung die zum Versorgen der elektronischen Bauteile notwendige Niedervoltgleichspannung zu erzeugen. Dabei haben sich Schaltnetzteile gegenüber konventionellen Netzteilen mit Netztransformatoren in vielen Anwendungsfällen durchgesetzt, da sie ab ei- ner gewissen Leistungsklasse einen besseren Wirkungsgrad aufweisen und insbesondere einen geringeren Platzbedarf haben. Letzteres ist vor allem darauf zurückzuführen, dass statt der Netzspannung eine hochfrequente Wechselspannung transformiert wird, die anstelle der Netzfrequenz von 50 Hz oder 60 Hz beispielsweise im Bereich von 20 kHz bis 200 kHz liegen kann. Da die erforderlichen Windungszahlen des Transformators umgekehrt proportional zur Frequenz sinken, lassen sich dadurch die Kupferverluste stark reduzieren und der eigentliche Transformator wird wesentlich kleiner.
Derartige Schaltnetzteile weisen eine Primärseite und eine Sekundärseite auf, wobei der Transformator (auch als Wandler bezeichnet) eine primärseitige Wicklung und eine sekun- därseitige Wicklung aufweist. Ein primärseitiger Schalter ist mit der primärseitigen Wicklung verbunden, um einen Stromfluss durch die primärseitige Wicklung zu unterbrechen und das Schaltnetzteil weist eine freischwingende Schaltung zum Erzeugen von Schaltpulsen auf, die den primärseitigen Schalter ansteuern.
Um den Wirkungsgrad zu optimieren, sind insbesondere primärgetaktete Schaltnetzteile bekannt, bei denen die auf der Primärseite des Hochfrequenztransformators durch den Schalter, beispielsweise einen Bipolar-Transistor, erzeugte Frequenz in Abhängigkeit von der auf der Sekundärseite des Netzteils anliegenden Last geregelt wird, um die übertragene Leistung zu regeln. Die zu einer solchen Regelung erforderliche Rückkopplung wird auf besonders einfache Art und Weise dadurch realisiert, dass an dem Wandler eine zusätzliche primärseitige Hilfswicklung angeordnet ist, durch die eine Bildspannung erzeugt wird, welche die zu regelnde Spannung der Sekundärseite mit Hilfe der Hilfswicklung auf die Primärseite abbildet. Die an der Hilfswicklung abgegriffene Spannung kann dann als Regelgröße verwendet werden. Die bekannten Regelschaltungen sind jedoch in der Regel entweder relativ bauteileaufwendig oder verlangen enge Toleranzen der verwendeten elektronischen Komponenten, um die erforderlichen Regelgenauigkeiten zu erreichen.
Die Aufgabe, die der vorliegenden Erfindung zugrunde liegt, besteht daher darin, eine Ansteuerschaltung für den Schalter in einem Schaltnetzteil sowie ein entsprechendes Schalt- netzteil anzugeben, die bei reduzierter Komplexität und vergleichsweise großen Toleranzen der verwendeten elektronischen Bauteile eine verbesserte Regelungscharakteristik und erhöhte Flexibilität bezüglich der Betriebsparameter ermöglicht.
Diese Aufgabe wird durch eine Ansteuerschaltung mit den Merkmalen der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung sind Ge- genstand der Unteransprüche.
Dabei basiert die vorliegende Erfindung auf der Idee, die erforderliche Erkennung der De- magnetisierung des Wandlers nicht an einem separaten Hilfsspannungseingang, sondern entweder am Versorgungs-/Spannuπgsregeleingang oder am Peakstromerkennungsein- gang vorzunehmen. Ein zur Erkennung der Demagnetisierung erforderliches Signal wird dann der Spannung an dem Versorgungsspannungseingang oder dem Peakstromerken- nungseingang überlagert. Dies kann in einfacher Weise mittels eines oder mehrerer Widerstände und/oder Kondensatoren geschehen.
Durch die erfindungsgemäße Erkennung der Demagnetisierung an dem Versorgungs- /Spannungsregeleingang oder Peakstromerkennungseingang kann entweder ein konstan- tes sekundäres Tastverhältnis oder der sogenannte Critical Conducton Mode eingestellt werden. Damit wird der Ausgangsstrom des Schaltnetzteils unabhängig von internen Zeitgliedern in der integrierten Ansteuerschaltung. Bei der Erkennung der Demagnetisierung am Versorgungsspannungseingang kann die Ansteuerschaltung für den Schalter in einem Schaltnetzteil so ausgeführt werden, dass sie in einem Gehäuse mit nur drei Anschlüssen untergebracht werden kann. Die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung gewährleistet dabei sowohl eine Ausgangsstrombegrenzung als auch eine Ausgangsspannungsbegrenzung und einen Überspannungsschutz.
Die alternative Ausführungsform, bei der die Demagnetisierung des Wandlers an dem
Peakstromerkennungseingang erfasst wird, ermöglicht eine verbesserte Funktionalität der Ansteuerschaltung und die Realisierung in einem 4-Pin-Gehäuse. Beide Varianten haben insbesondere den Vorteil, dass trotz vergleichsweise großer Toleranz der integrierten Wi- derstände und Kondensatoren eine zufriedenstellende Toleranz der Ausgangskennlinie des Geräts ermöglicht wird.
Bei der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung erfolgt die Spannungsregelung anhand der Betriebsspannung der Ansteuerschaltung. Diese wird aus der Sperrspannung des Trans- formators gewonnen. Somit ist sie proportional zur Ausgangsspannung und der primärseiti- ge Schalttransistor wird ausgeschaltet, wenn die Betriebsspannung einen festgelegten Grenzwert überschreitet, solange bis der Grenzwert wieder unterschritten wird.
Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird der Betriebsspannung der Ansteuerschaltung mittels eines Kondensators und gegebenenfalls eines oder mehrerer Widerstände die Spannung einer Hilfswicklung des Transformators überlagert. Dadurch ist in der Ansteuerschaltung eine Erkennung des Nulldurchgangs der Spannung an der Wicklung möglich. Da dieser in etwa dem Zeitpunkt entspricht, zu dem in dem Transformator kein Strom mehr fließt, kann daraus entweder der Zeitpunkt bestimmt werden, zu dem der Schalttransistor wieder eingeschaltet wird, oder es kann die Dauer des Stromflusses ermittelt werden, so dass ein konstantes sekundäres Tastverhältnis eingestellt werden kann. Die erfindungsgemäße Schaltung zeichnet sich vor allem durch geringere Kosten und eine reduzierte äußere Beschaltung aus.
Alternativ kann die Spannung der Hilfswicklung der Spannung an einem zusätzlichen Pin überlagert werden, der für die Erfassung des primären Spitzenstroms (der häufig auch mit dem englischen Begriff „Peakstrom" bezeichnet wird) genutzt wird. Somit kann nun der Nulldurchgang an diesem Anschluss bestimmt werden. Ansonsten ist die Funktionsweise dieselbe wie bei der ersten Ausführungsform. Der Vorteil der zweiten Ausführungsform besteht vor allem in der wesentlich genaueren Stromregelung, einer etwas genaueren Spannungsregelung und einer vereinfachten Erkennung des Nulldurchgangs der Spannung an der Wicklung, da der Regelspannung ein zusätzliches Signal überlagert wird.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die Erkennung des Primärspitzenstromes wie bei der 3-Pin-Variante am Treiberausgang (Pin B) durchgeführt und der vierte Pin (Ip) dient der Demagnetisierungserkennung und zugleich der Anpassung der Abschaltschwelle für den Primärspitzenstrom in Abhängigkeit von der Eingangsspannung. Diese Variante hat zwar den Nachteil, dass die Primärspitzenstromab- schaltung nur die Genauigkeit der 3-Pin-Variante hat, bietet aber den Vorteil, dass die Erkennung der Demagnetisierung wesentlich einfacher ist. Außerdem kann der Ausgangs- ström ohne zusätzliche Bauteile so eingestellt werden, dass er bei einer Ausgangsspannung nahezu eingangsspannungsunabhängig ist.
Eine weitere Verbesserung ist durch Verwendung einer von der Versorgungsspannung Vp abhängigen Ip-Schwelle anstelle der fest eingestellten Referenzspannung möglich. Wenn die Abschaltschwelle für den Primärspitzenstrom bei geringer Spannung an Vp (entspricht geringer Ausgangsspannung) kleiner ist als bei großer Spannung an Vp, reduziert sich der Ausgangsstrom bei kleiner Ausgangsspannung im Verhältnis zum Strom bei großer Ausgangsspannung. Der Ausgangsstrom wird also in vorteilhafter Weise weniger ausgangs- spannungsabhängig.
Anhand der in den beiliegenden Zeichnungen dargestellten Ausgestaltungen wird die Erfindung im Folgenden näher erläutert. Ähnliche oder korrespondierende Einzelheiten sind in den Figuren mit denselben Bezugszeichen versehen.
Es zeigen:
Figur 1 ein Blockschaltbild eines primärgesteuerten Schaltnetzteils gemäß der vorlie- genden Erfindung in einer ersten Ausführungsform;
Figur 2 ein Blockschaltbild eines primärgesteuerten Schaltnetzteils gemäß der vorliegenden Erfindung gemäß einer zweiten Ausführungsform;
Figur 3 ein Blockschaltbild eines primärgesteuerten Schaltnetzteils gemäß der vorliegenden Erfindung gemäß einer dritten Ausführungsform;
Figur 4 die Ansteuerschaltung aus Figur 1 gemäß einer ersten Ausführungsform;
Figur 5 eine zweite Ausführungsform der Ansteuerschaltung aus Figur 1 ;
Figur 6 eine erste Ausführungsform der Ansteuerschaltung aus Figur 2;
Figur 7 eine weitere Ausführungsform der Ansteuerschaltung aus Figur 2;
Figur 8 eine dritte Ausführungsform der Ansteuerschaltung aus Figur 2;
Figur 9 die Ansteuerschaltung aus Figur 3 gemäß einer ersten Ausführungsform;
Figur 10 eine zweite Ausführungsform der Ansteuerschaltung aus Figur 3; Figur 11 eine simulierte Ausgangskennlinie für ein Schaltnetzteil gemäß der Figur 1 mit einer Ansteuerschaltung gemäß Figur 4;
Figur 12 eine simulierte Ausgangskennlinie für ein Schaltnetzteil gemäß der Figur 3 mit einer Ansteuerschaltung gemäß Figur 10 bei einer niedrigen Eingangsspan- nung;
Figur 13 eine simulierte Ausgangskennlinie für ein Schaltnetzteil gemäß der Figur 3 mit einer Ansteuerschaltung gemäß Figur 10 bei einer hohen Eingangsspannung;
Figur 14 ein Blockschaltbild eines primärgesteuerten Schaltnetzteils gemäß der vorliegenden Erfindung gemäß einer weiteren Ausführungsform;
Figur 15 ein Blockschaltbild eines primärgesteuerten Schaltnetzteils gemäß der vorliegenden Erfindung gemäß einer weiteren Ausführungsform;
Figur 16 ein Blockschaltbild eines primärgesteuerten Schaltnetzteils gemäß der vorliegenden Erfindung gemäß einer weiteren Ausführungsform;
Figur 17 die Ansteuerschaltung aus den Figuren 14 bis 16;
Figur 18 eine berechnete Ausgangskenπlinie im Stromregelbereich für ein Schaltnetzteil mit einer Ansteuerschaltung gemäß Figur 17;
Figur 19 eine berechnete Ausgangskennlinie für ein Schaltnetzteil ohne Ausgangsspannungskompensation;
Figur 20 eine berechnete Ausgangskennlinie für ein unkompensiertes Schaltnetzteil.
Figur 1 zeigt schematisch als Blockschaltbild ein Schaltnetzteil gemäß der vorliegenden Erfindung in einer ersten Ausführungsform. Die Wechselspannung ACIN wird dabei zunächst über die Diodenbrückenschaltung D1 bis D4 gleichgerichtet und nach einer entsprechenden Filterung auf die primärseitige Wicklung L2 des Wandlers geführt. Der primärseiti- ge Schalter Q3 kann in Antwort auf ein Ansteuersignal an seinem Steueranschluss den Stromfluss durch die primärseitige Wicklung L2 definiert unterbrechen. Die Ausgangsspannung Vout wird an der sekundärseitigen Wicklung L3 des Wandlers erzeugt.
Erfindungsgemäß weist die Ansteuerschaltung 100, die beispielsweise als anwenderspezifische integrierte Schaltung (ASIC) hergestellt werden kann, neben dem Steueranschluss, der das für die Ansteuerung des primärseitigen Schalters Q3 erforderliche Signal ausgibt, nurmehr einen Masseanschluss GND und den Betriebsspannungsanschluss Vp auf.
Der Betriebsspannungsanschluss Vp ist einerseits über die Widerstände R86 und R53 mit der Eingangsspannung verbunden und andererseits über den Kondensator C21 und den Widerstand R90 mit einer primärseitigen Hilfswicklung L4, welche die Information über die sekundärseitigen Verhältnisse an die Ansteuerschaltung 100 zurückkoppelt.
Erfindungsgemäß erfolgt bei der in Figur 1 gezeigten 3-Pin-Variante der Ansteuerschaltung 100 die Demagnetisierungserkennung unmittelbar über den Betriebsspannungsanschluss Vp der Ansteuerschaltung 100. Das dazu erforderlichte AC-Signal aus der Hilfswicklung L4 des Transformators wird über den Widerstand R90 und den Kondensator C21 auf die Betriebsspannung aufgekoppelt. Damit dies besser möglich ist, wurde der Widerstand R86 eingefügt. Alternativ können die Widerstände R86 und R90 aber auch einfach nur durch die parasitären Widerstände der Kondensatoren C21 und C15 gebildet sein.
Der Strom durch die primärseitige Wicklung L2 des Transformators wird bei der hier gezeig- ten Ausführungsform indirekt über die an dem Anschluss B abfallende Spannung erfasst. Die Spannung am Anschluss B stellt die Summe der Spannung, die an dem Widerstand R52 abfällt, und der Basis-Emitter-Spannung UBE des Schalters Q3 dar.
Eine alternative Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in Figur 2 dargestellt. Die hier gezeigte Ansteuerschaltung 200 ist in einem 4-Pin-Gehäuse aufgebaut und weist einen separaten Eingang Ip für die Peakstromerkennung auf. Dabei wird erfindungsgemäß zur Demagnetisierungserkennung das AC-Signal aus der Hilfswicklung L4 des Transformators über den Kondensator C21 und den Widerstand R90 auf das an dem Anschluss Ip anliegende Signal aufgekoppelt. Gegebenenfalls ist dies auch mit nur einem Widerstand oder einem Kondensator anstelle der aus den Elementen C21 und R90 gebildeten RC- Beschaltung möglich. Der Spannungsabfall an dem Widerstand R52 dient der Erfassung des Stroms durch die Wicklung L2 des Transformators an dem Anschluss Ip.
In Figur 3 ist eine weitere vorteilhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt. Die hier verwendete Ansteuerschaltung 300 ist ebenso wie die Ansteuerschaltung 200 der Figur 2 in einem 4-Pin-Gehäuse aufgebaut und weist einen Eingang Ip auf. Aber im Unter- schied zu der Schaltung aus Figur 2 sind zum einen die äußeren Beschaltungselemente zum Teil anders gewählt und zum anderen dient der Eingang Ip der gleichzeitigen Anpassung der Abschaltschwelle für den Primärspitzenstrom in Abhängigkeit von der Eingangs- Spannung und der Demagnetisierungserkennung. Die Ausfuhrungsform der Figur 3 hat im Unterscheid zu der Ausführungsform der Figur 2 zwar den Nachteil, dass die Primärspit- zenstromabschaltung nur mit einer Genauigkeit entsprechend der 3-Pin-Variante aus Figur 1 erfolgen kann, weil die eigentliche Erkennung des Primärspitzenstroms wie bei der 3-Pin- Variante der Figur 1 am Treiberausgang, dem Anschluss B1 durchgeführt wird. Die Ausführungsform der Figur 3 hat aber den Vorteil, dass die Erkennung der Demagnetisierung wesentlich vereinfacht wird und darüber hinaus der Ausgangsstrom ohne zusätzliche Bauteile so eingestellt werden kann, dass er bei einer festen Ausgangsspannung nahezu unabhängig von der jeweiligen Eingangsspannung ist.
In der Form eines Blockschaltbilds ist in Figur 4 eine erste Ausführungsform der Ansteuerschaltung 100 aus Figur 1 dargestellt. Wesentliche Bestandteile der Ansteuerschaltung 100 sind die drei Komparatoren Compi (U)1 Comp2 (Demag) und Comp3 (Ip). Dabei reagiert der Komparator Compi auf die Spannung an dem Versorgungsspannungsanschluss Vp und regelt die Ausgangsspannung. Der Komparator Comp2 ist erfindungsgemäß ebenfalls mit dem Versorgungsspannungsanschluss verbunden und führt die Demagnetisierungserkennung durch. Der Komparator Comp3 schließlich ist mit dem Steuerausgang B verbunden und erfasst den Strom im Transformator, indem er die Summe der Spannungen ÜBE und der Spannung an dem Widerstand R52 erfasst.
Solange die Spannungsregelung nicht aktiv ist, d.h. solange der Ausgang des Komparators Compi auf niedrigem Niveau ist (LOW), wird der Ausgang jeweils solange eingeschaltet, bis der Strom im Transformator und damit auch die Spannung an dem Anschluss B so groß ist, dass der Ausgang des dritten Vergleichers auf hohes Niveau (HIGH) schaltet. Dann wird das Signal am Ausgang B ausgeschaltet und bleibt ausgeschaltet, bis die im Transformator gespeicherte Energie abgebaut ist. In dem Augenblick des vollständigen Abbaus der Energie wird durch die Beschaltung der Ansteuerschaltung an dem Anschluss Vp ein Spannungseinbruch erzeugt. Dieser Spannungseinbruch wird über den internen Kondensator C1 an den zweiten Vergleicher Comp2 übertragen und bewirkt, dass der Ausgang des Komparators Comp2 auf HIGH geht. Dadurch wird das Signal B wieder eingeschaltet.
Somit ergibt sich der sogenannte Critical Conduction Mode, d.h., immer, wenn der Strom im Transformator zu Null wird, wird sofort wieder eingeschaltet. Diese auch als Boundary Conduction oder Transition Conduction Mode bezeichnete Betriebsweise des Schaltnetzteils hat den Vorteil, dass die Spannung am Schalter beim Einschalten minimal ist, wodurch die Einschaltverluste verringert werden. Die Energie im Transformator wird kontinuierlich und ohne Pause zwischen Null und einem Maximalwert auf- und abgebaut. Daraus resultiert eine sogenannte W-Kennlinie, d. h. der Ausgangsstrom ist bei geringer Ausgangsspannung größer als bei großer Ausgangsspannung. Figur 11 zeigt den simulierten Kennlinienverlauf für diese Schaltung in einem Aus- gangsspannungsbereich von Null bis ca. 5 V und einer Ausgangsstromstärke von Null bis 350 mA.
Eine weitere Ausführungsform der Ansteuerschaltung 100, die für ein konstantes sekundär- seitiges Tastverhältnis sorgt, ist in Figur 5 dargestellt. Zusätzlich zu den Komponenten der in Figur 4 gezeigten Anordnung weist die Ansteuerschaltung 100 in dieser Ausführungsform einen Verzögerungsgenerator 102 auf, der dafür sorgt, dass das Ausgangssignal des zweiten Komparators Comp2 so verzögert wird, dass sich ein konstantes sekundäres Tastverhältnis ergibt. Auf diese Weise kann erreicht werden, dass der Ausgangsstrom unabhängig von der Ausgangsspannung wird.
Die Figuren 6 bis 8 beziehen sich auf die zweite Ausführungsform der Ansteuerschaltung 200, die in Figur 2 dargestellt ist. Grundsätzlich ist dabei die Funktion des 4-Pin-ICs analog zu derjenigen der 3-Pin-Variante.
Insbesondere entspricht die Schaltung gemäß Figur 6 in ihrer Funktionsweise derjenigen aus Figur 4, wobei ein zusätzlicher Eingang Ip zum Erfassen des Stromes durch den Wandler vorgesehen ist. Erfindungsgemäß dient derselbe Eingang auch der Demagnetisier- ungserkennung. Der Vorteil der Realisierung in einem 4-Pin-Gehäuse ist vor allem in einer verbesserten Funktionalität zu sehen. Insbesondere ist die Stromregelung wesentlich genauer. Die Spannungsregelung ist ebenfalls etwas genauer, da der Regelspannung kein zusätzliches Signal überlagert werden muss und es kann eine vereinfachte Erkennung des Nulldurchgangs der Spannung an der Wicklung erreicht werden.
Die Figur 7 zeigt in Form eines vereinfachten Stromlaufplans eine weitere vorteilhafte Ausführungsform der Ansteuerschaltung 200 mit einem geänderten Startup. Bei den bisher erläuterten Ausführungsformen wurde zum Starten der Ansteuerschaltung ein Signal verwendet, dass dann erzeugt wird, wenn die Betriebsspannung eine bestimmte Höhe erreicht hat. Wenn aber die sogenannte Startup-Spannung höher ist als die Spannung an dem An- Schluss Vp, bei welcher der erste Komparator Compi umschaltet, kann auf dieses Signal vollständig verzichtet werden, da es dann automatisch beim Unterschreiten der Umschaltschwelle durch den ersten Komparator Compi und das Monoflop 1 erzeugt wird. Die Vor- aussetzung für diese Funktion ist, dass die Stromaufnahme der Ansteuerschaltung 200 vor dem Startup wesentlich geringer ist als danach.
Figur 8 schließlich zeigt eine weitere vorteilhafte Ausführungsform, die in ihrer Funktion ähnlich ist wie die Schaltung aus Figur 7, bei der aber das Ausgangssignal des zweiten Komparators Comp2 analog zu der Schaltung aus Figur 5 durch einen Verzögerungsgenerator 202 verzögert wird, so dass sich ein konstantes sekundäres Tastverhältnis ergibt. Somit kann auf vorteilhafte Weise erreicht werden, dass der Ausgangsstrom des Schaltnetzteils unabhängig von der Ausgangsspannung wird.
Eine erste vorteilhafte Ausführungsform der Ansteuerschaltung 300 aus Figur 3 ist in Figur 9 in Form eines vereinfachten Stromlaufplans dargestellt. Die Komparatoren Compi bis Comp3 haben dabei eine ähnliche Funktion wie in der Schaltung aus Figur 4, wobei der vierte Pin für die Demagnetisierungserkennung und zugleich für die Anpassung der Abschaltschwelle für den Primärspitzenstrom in Abhängigkeit von der Eingangsspannung verwendet wird. Die Referenzspannungen Vp-ref, Vdemag und Ip-ref sind Spannungsrefe- renzen, die in der Schaltung der Figur 9 als feste Werte vorgegeben sind.
Eine weitere Ausführungsform der Ansteuerschaltung 300, die in dem Schaltnetzteil der Figur 3 eingesetzt werden kann, ist in Figur 10 gezeigt. Durch die hier gezeigte Verwendung einer von der Versorgungsspannung Vp abhängigen Ip-Schwelle ist eine weitere Verbesserung der Eigenschaften der Ansteuerschaltung 300 möglich. Dabei können die Refe- renzspannungen, wie dies hier nicht dargestellt ist, beispielsweise mittels einer Zener-Diode oder einer Bandabstandsreferenz (band gap reference) stabilisiert werden. Wenn bei der hier gezeigten Schaltung die Abschaltschwelle für den Primärspitzenstrom bei geringer Spannung an dem Versorgungsspannungsanschluss Vp1 was einer geringen Ausgangsspannung entspricht, kleiner ist als bei großer Spannung an Vp, reduziert sich der Aus- gangsstrom bei kleiner Ausgangsspannung im Verhältnis zu dem Strom bei großer Ausgangsspannung. Damit wird der Ausgangsstrom weniger abhängig von der Ausgangsspannung.
Die beiden Ausgangskennlinien der Figuren 12 und 13 verdeutlichen die Eigenschaften der Ansteuerschaltung aus Figur 10, die eine variable Ip-Referenz vorsieht, für unterschiedliche Eingangsspannungen: Figur 12 entspricht einer Eingangsspannung von 100 V1 während Figur 13 die Verhältnisse für eine Eingangsspannung von 375 V darstellt. Insbesondere die Ausgangskennlinie der Figur 13 zeigt dabei den im Wesentlichen konstanten Stromverlauf über einen vergleichsweise weiten Ausgangsspannungsbereich. Eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung 400 wird mit Bezug auf die Figuren 14 bis 20 nachfolgend näher beschrieben. Dabei entsprechen die wesentlichen Funktionen denen der Ausführungsform aus Fig. 10.
Figur 14 zeigt einen Schaltplan eines Schaltnetzteils mit einer als ASIC ausgeführten An- Steuerschaltung 400 nach dem hier vorgestellten Prinzip. Das Prinzipschaltbild des zugehörigen ASICs 400 ist in Figur 17 dargestellt.
An dem Pin Vp liegt die Betriebsspannung des ASICs 400, diese wird in der oben beschriebenen Weise zur Regelung der Ausgangsspannung genutzt. Pin B ist zugleich Ausgang und Eingang und über diesen Pin wird zum einen der Transistor Q1 ein- und ausgeschaltet, während der Pin B zum anderen der Erfassung des Stromes in der Transformatorwicklung L2 dient. Der Strom in L2 fließt durch den Transistor Q1 und den Widerstand R102. Da der Spannungsfall ÜBE an der Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q1 relativ konstant ist, kann durch Messung der Spannung an dem Pin B der Spannungsfall an dem Widerstand R 102 ermittelt werden, da die Spannung an dem Pin B im eingeschalteten Zustand um den Wert der Basis-Emitter-Spannung ÜBE höher ist als die Spannung an dem Widerstand R102.
Der Basisstrom des Transistors Q1 im eingeschalteten Zustand sollte durch die Ansteuerschaltung 400 möglichst konstant eingestellt werden, so dass er einen konstanten Offset bewirkt, der bei der Dimensionierung des Widerstands R 102 berücksichtigt werden kann. In Figur 17 ist vereinfacht dargestellt der Widerstand R5 vorgesehen, es sollte jedoch besser statt des Widerstands R5 eine Konstantstromquelle verwendet werden.
Die Temperaturabhängigkeit der Basis-Emitter-Spannung UBE des Transistors beträgt ca. -2 mV K'1. Dieser Effekt kann durch eine Referenzspannung in der Ansteuerschaltung 400, die ebenfalls eine Temperaturabhängigkeit von -2 mV K'1 aufweist, kompensiert wer- den. Um die Schaltung möglichst einfach zu halten, wurde darauf allerdings in Figur 17 verzichtet.
Über den Pin D wird die Demagnetisierungserkennung durchgeführt, indem die Spannung an der Wicklung L4 des Transformators gemessen wird. Dazu wird die Spannung mittels der beiden Widerstände R 101 und R 104 herunter geteilt und mit einem niedrigen Schwell- wert Demag-ref verglichen. Die Figuren 15 und 16 zeigen hierzu weitere Varianten der Be- schaltung von Pin D. Unterschreitet die Spannung an dem Pin D den Schwellwert, ist der Transformator entmagnetisiert und der Komparator Comp2 gibt das Einschalten an dem Ausgang B frei.
Außerdem wird die Spannungsdifferenz zwischen Pin D und Pin B mittels der Widerstände R28 und R31 in Figur 17 aufgeteilt (in diesem Beispiel im Verhältnis 1/5) und die herunter geteilte Spannung zur Spannung an dem Pin B addiert. Da die Spannung an dem Pin D bei eingeschaltetem Transistor Q1 in Figur 14 negativ und proportional zur Spannung an der Wicklung L2 ist, wird dadurch die Abschaltschwelle bei hoher Eingangsspannung verringert.
Dadurch ist es möglich, durch passende Dimensionierung der Beschaltung von Pin D die durch die Abschaltverzögerung des Transistors und die Signallaufzeiten der Ansteuerschal- tung verursachte eingangsspannungsabhängige Stromänderung zu kompensieren. In Figur 14 geschieht dies durch die geeignete Wahl der Werte der Widerstände R101 und R104.
Im „quasi-resonant mode" ist bei konstanter Abschaltschwelle des Primärstromes der Ausgangsstrom bei niedriger Ausgangsspannung wesentlich größer als bei hoher Ausgangsspannung. Dieser Effekt kann vermindert werden, wenn die Abschaltschwelle Ip-ref von der Spannung an Vp abhängig gemacht wird. Wenn also die Spannung an dem Pin Vp hoch ist, was bedeutet, dass die Ausgangsspannung hoch ist, ist die Abschaltschwelle Ip-ref höher als in dem Fall, dass die Spannung an Vp niedrig ist. Ein mögliche Ausführungsform einer Ansteuerschaltung 400, die dieses Merkmal realisiert, ist in Figur 17 gezeigt.
In dieser Schaltung liegt an dem Anschluss Vref eine konstante Spannung an, die z. B. durch eine Z-Diode oder Bandgap stabilisiert ist. Die Spannung an Vref wird mittels eines Spannungsteilers auf den erforderlichen Wert heruntergeteilt. Die herunter geteilten Spannungen werden über die Widerstände R1 , R8 und R9 mit einem Teil der Spannung an dem Pin Vp überlagert.
Auf die Spannungsregelung hat dies keinen Einfluss, da der Widerstand R1 zwischen den Abgriffen für die Referenz und dem Messwert angeschlossen ist und somit während der Spannungsregelung kein Strom in dem Widerstand R1 fließt, da die Regelung den Messwert auf den gleichen Wert einstellt, den auch die Referenz hat. Während der Stromregelung ist dagegen die Abschaltschwelle Ip-Ref abhängig von der Spannung an Vp, was den erwünschten Effekt ermöglicht. In diesem Beispiel ist auch die Schwelle Demag-ref abhän- gig von der Spannung an dem Pin Vp. Das ist zwar nicht erwünscht, stellt aber auch keinen wesentlichen Nachteil dar, da die Demagnetisierungserkennungsfunktion auch mit weniger genauer Referenz zufriedenstellend arbeitet. Die Figuren 18 bis 20 zeigen berechnete Ausgangskennlinien für verschiedene Eingangsparameter und verschiedene Ansteuerschaltungen im Vergleich. Figur 18 zeigt zwei Ausgangskennlinien im Stromregelbereich unter Verwendung der Ansteuerschaltung aus Figur 17. Die Kurve 500, die für eine Eingangsspannung von 264 VAC berechnet wurde, liegt dabei im gesamten Ausgangsspannungsbereich zwischen 1 und 6 V unverändert bei 0,35 A. Es ist also bei dieser Eingangsspannung keine Ausgangsspannungsabhängigkeit der Kennlinie zu verzeichnen. Die Kurve 502, die für eine Eingangsspannung von 90 VAC berechnet wurde, zeigt, dass bei dieser Eingangsspannung eine leichte Ausgangsspannungsabhängigkeit der Kennlinie auftritt: der Ausgangsstrom variiert zwischen 0,35 A bei 6 V Ausgangsspannung und 0,45 A bei 1 V Ausgangsspannung.
Im Vergleich hierzu sind in Figur 19 die Ausgangskennlinien 504 und 506 für Eingangsspannungswerte von 264 VAC bzw. 90 VAC ohne die erfindungsgemäße Ausgangsspannungskompensation skizziert. Die Kurve 504 variiert hier zwischen 0,35 A und 0,42 A und die Kurve 506 zwischen 0,35 A und 0,52 A in einem Spannungsbereich von 6 bis 1 V.
Figur 20 schließlich zeigt zwei Ausgangskennlinien eines vollständig unkompensierten Schaltnetzteils: die Stromwerte bei 264 VAC Eingangsspannung variieren zwischen 0,62 A und 0,68 A (Kurve 508), während bei einer Eingangsspannung von 90 VAC die Ausgangsstromwerte zwischen 0,35 A und 0,49 A variieren (Kurve 510).
Mit Hilfe der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltungen können somit Netzteile aufgebaut werden, deren Verluste minimiert werden können und die gleichzeitig eine verlässliche Regelung der Ausgangsleistung bei geringer Baugröße und reduzierten Kosten ertauben.

Claims

Patentansprüche:
1. Ansteuerschaltung für einen Schalter (Q3) in einem primärseitig gesteuerten Schaltnetzteil, umfassend:
einen Rückkopplungssignalanschluss zum Erfassen einer Hilfsspannung, die an einer primärseitigen Hilfswicklung (L4) eines Transformators des Schaltnetzteils induziert wird;
einen Versorgungsspannungsanschluss (Vp) zum Versorgen der Ansteuerschaltung mit einer Versorgungsspannung;
einen Steueranschluss (B) zum Ausgeben eines Ansteuersignals an einen Steu- ereingang des Schalters (Q3);
einen Masseanschluss (GND) zum Verbinden der Ansteuerschaltung mit einem Massepotential;
wobei der Rückkopplungssignalanschluss durch den Versorgungsspannungsanschluss (Vp) gebildet ist und die Hilfsspannung der Versorgungsspannung über- lagert ist.
2. Ansteuerschaltung nach Anspruch 1 , wobei die primärseitige Hilfswicklung über mindestens einen Kondensator (C21) und/oder mindestens einen Widerstand (R90) mit dem Versorgungsspannungsanschluss verbindbar ist.
3. Ansteuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, weiterhin umfassend eine Span- nungsregelungseinheit, die so ausgebildet ist, dass eine Betriebsspannung der
Ansteuerschaltung mit einem Grenzwert verglichen wird, und der Schalter ausgeschaltet wird, wenn die Betriebsspannung den Grenzwert unterschreitet.
4. Ansteuerschaltung nach mindestens einem der vorangegangenen Ansprüche, wobei die Spannungsregelungseinheit weiterhin so ausgebildet ist, dass sie den Nulldurchgang der Hilfsspannung zum Bestimmen eines Einschaltzeitpunktes des primärseitigen Schalters und/oder Berechnen einer Stromflussdauer ermittelt.
5. Ansteuerschaltung nach mindestens einem der vorangegangenen Ansprüche, weiterhin umfassend einen ersten Komparator zum Vergleichen der Spannung, die an dem Versorgungsspannungsanschluss (Vp) anliegt, mit einer ersten Referenzspannung.
6. Ansteuerschaltung nach mindestens einem der vorangegangenen Ansprüche, weiterhin umfassend einen zweiten Komparator zum Vergleichen der Spannung, die an dem Versorgungsspannungsanschluss (Vp) anliegt, mit einer zweiten Referenzspannung.
7. Ansteuerschaltung nach mindestens einem der vorangegangenen Ansprüche, weiterhin umfassend einen dritten Komparator zum Vergleichen der Spannung, die an dem Steueranschluss (B) anliegt, mit einer dritten Referenzspannung, wobei ein Ausgangssignal des dritten Komparators so an eine Treibereinheit rückgekoppelt ist, dass der Schalter abgeschaltet wird, wenn die Spannung an dem Steueranschluss (B) die dritte Referenzspannung erreicht.
8. Ansteuerschaltung nach mindestens einem der vorangegangenen Ansprüche, weiterhin umfassend eine Startup-Einheit zum Bereitstellen eines Startpulses beim Einschalten des Schaltnetzteils.
9. Ansteuerschaltung für einen Schalter in einem primärseitig gesteuerten Schaltnetzteil, umfassend:
einen Rückkopplungssignalanschluss zum Erfassen einer Hilfsspannung, die an einer primärseitigen Hilfswicklung (L4) eines Transformators des Schaltnetzteils induziert wird;
einen Versorgungsspannungsanschluss (VP) zum Versorgen der Ansteuerschaltung (200, 400) mit einer Versorgungsspannung;
einen Steueranschluss (B) zum Ausgeben eines Ansteuersignals an einen Steuereingang des Schalters;
einen Masseanschluss (GND) zum Verbinden der Ansteuerschaltung mit einem Massepotential;
einen Spitzenstromerkennungsanschluss (Ip, D) zum Erfassen eines primärseiti- gen Spitzenstroms; wobei der Rückkopplungssignalanschluss durch den Spitzenstromerkennungs- anschluss (Ip, D) gebildet ist und die Hilfsspannung der Spannung an dem Spit- zenstromerkennungsanschluss überlagert ist.
10. Ansteuerschaltung nach Anspruch 9, weiterhin umfassend einen Spannungsteiler (R28, R31) zum Aufteilen der Spannungsdifferenz zwischen dem Spitzenstro- merkennungsanschluss (D) und dem Steueranschluss (B), wobei die herunter geteilte Spannung zu der Spannung an dem Steueranschluss (B) addiert und zur Spitzenstromerkennung herangezogen wird.
11. Ansteuerschaltung nach Anspruch 10, wobei der Spannungsteiler die Span- nungsdifferenz zwischen dem Spitzenstromerkennungsanschluss (D) und dem
Steueranschluss (B) im Verhältnis 1/5 teilt.
12. Ansteuerschaltung nach mindestens einem der Ansprüche 9 bis 11 , wobei die primärseitige Hilfswicklung über mindestens einen Kondensator und/oder einen Widerstand mit dem Spitzenstromerkennungsanschluss verbindbar ist.
13. Ansteuerschaltung nach mindestens einem der Ansprüche 9 bis 12, weiterhin umfassend eine Spannungsregelungseinheit, die so ausgebildet ist, dass eine Betriebsspannung der Ansteuerschaltung mit einem Grenzwert verglichen wird, und der Schalter ausgeschaltet wird, wenn die Betriebsspannung den Grenzwert unterschreitet.
14. Ansteuerschaltung nach mindestens einem der Ansprüche 9 bis 13, wobei die
Ansteuerschaltung weiterhin so ausgebildet ist, dass sie den Nulldurchgang der Hilfsspannung zum Bestimmen eines Einschaltzeitpunktes des primärseitigen Schalters und/oder Berechnen einer Stromflussdauer ermittelt.
15. Ansteuerschaltung nach mindestens einem der Ansprüche 9 bis 14, weiterhin umfassend einen ersten Komparator (Compi) zum Vergleichen der Spannung, die an dem Versorgungsspannungsanschluss (Vp) anliegt, mit einer ersten Referenzspannung (U).
16. Ansteuerschaltung nach mindestens einem der Ansprüche 9 bis 15, weiterhin umfassend einen zweiten Komparator (Comp2) zum Vergleichen der Spannung, die an dem Spitzenstromerkennungsanschluss (Ip) anliegt, mit einer zweiten Referenzspannung (Demag).
17. Ansteuerschaltung nach mindestens einem der Ansprüche 9 bis 16, weiterhin umfassend einen dritten Komparator (Comp3) zum Vergleichen der Spannung, die an dem Spitzenstromerkennungsanschluss (Ip) anliegt, mit einer dritten Referenzspannung (Ip-Ref), wobei ein Ausgangssignal des dritten Komparators so an eine Treibereinheit rückgekoppelt ist, dass der Schalter abgeschaltet wird, wenn die Spannung an dem Spitzenstromerkennungsanschluss (Ip) die dritte Referenzspannung (Ip-Ref) erreicht.
18. Ansteuerschaltung nach mindestens einem der Ansprüche 9 bis 16, weiterhin umfassend einen dritten Komparator (Comp3) zum Vergleichen der Spannung, die an dem Steueranschluss (B) anliegt, mit einer dritten Referenzspannung (Ip-
Ref), wobei ein Ausgangssignal des dritten Komparators so an eine Treibereinheit rückgekoppelt ist, dass der Schalter abgeschaltet wird, wenn die Spannung an dem Steueranschluss (B) die dritte Referenzspannung (Ip-Ref) erreicht.
19. Ansteuerschaltung nach mindestens einem der Ansprüche 15 bis 18, weiterhin umfassend eine Referenzspannungserzeugungsschaltung, die mit dem Versor- gungsspannungseingang (Vp) zum Erzeugen mindestens einer der ersten, zweiten und dritten Referenzspannung in Abhängigkeit von der Versorgungsspannung verbunden ist.
20. Ansteuerschaltung nach mindestens einem der Ansprüche 9 bis 19, weiterhin umfassend eine Startup-Einheit zum Bereitstellen eines Startpulses beim Einschalten des Schaltnetzteils.
21. Primärseitig gesteuertes Schaltnetzteil umfassend: einen Transformator mit einer primärseitigen (L2) und einer sekundärseitigen (L3) Hauptwicklung, wobei elektrische Energiepulse von der primärseitigen zur sekundärseitigen Hauptwicklung übertragen werden,
einen primärseitigen Schalter (Q3) zum Ein- und Ausschalten des Primärstroms durch die primärseitige Hauptwicklung in Antwort auf ein Ansteuersignal (B), eine primärseitige Hilfswicklung (L4), in der nach dem Ausschalten des primärseitigen Schalters ein Spannungspuls induziert wird, und eine primärseitige Ansteuerschaltung (100) nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 8, welche das Ansteuersignal an den primärseitigen Schalter ausgibt.
22. Primärseitig gesteuertes Schaltnetzteil umfassend: einen Transformator mit einer primärseitigen (L2) und einer sekundärseitigen (L3) Hauptwicklung, wobei elektrische Energiepulse von der primärseitigen zur sekundärseitigen Hauptwicklung übertragen werden,
einen primärseitigen Schalter (Q3) zum Ein- und Ausschalten des Primärstroms durch die primärseitige Hauptwicklung in Antwort auf ein Ansteuersignal (B), eine primärseitige Hilfswicklung (L4), in der nach dem Ausschalten des primärseitigen Schalters ein Spannungspuls induziert wird, und eine primärseitige Ansteuerschaltung (200) nach mindestens einem der Ansprüche 9 bis 18, welche das Ansteuersignal an den primärseitigen Schalter ausgibt.
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