CN1166241A - 具有变压器和借助于初级绕组反馈的开关型电源 - Google Patents

具有变压器和借助于初级绕组反馈的开关型电源 Download PDF

Info

Publication number
CN1166241A
CN1166241A CN96191253.7A CN96191253A CN1166241A CN 1166241 A CN1166241 A CN 1166241A CN 96191253 A CN96191253 A CN 96191253A CN 1166241 A CN1166241 A CN 1166241A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
power supply
type power
switching type
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN96191253.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1047039C (zh
Inventor
F·A·C·M·斯库夫斯
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Philips Electronics NV filed Critical Philips Electronics NV
Publication of CN1166241A publication Critical patent/CN1166241A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1047039C publication Critical patent/CN1047039C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一种开关型电源，包括：用于与原始供电电压连接的第一(2)和第二(4)供电端；一个变压器(10)，该变压器具有一个初级绕组(8)，该初级绕组具有一个与第一供电端(2)连接的第一绕组端(12)和一个第二绕组端(14)，该变压器还具有一个用于产生测量信号的反馈绕组；一个可控开关元件(6)，该可控开关元件连接在第二绕组端(14)和第二供电端(4)之间，以便在一个驱动信号的控制下通过断开和闭合可控开关元件(6)来产生一个通过初级绕组(8)的周期间断的初级电流；用于根据测量信号来产生驱动信号的驱动装置(24)。初级绕组(8)也是反馈绕组，因此能够节省部分绕组并且变压器(10)的结构能够更简单。借助于直接地与初级绕组(8)连接的时间窗产生器(36)时间选择地利用该测量信号。

Description

具有变压器和借助于初级绕组反馈的开关型电源
本发明涉及一种开关型电源，该电源包括：用于与原始供电电压连接的第一和第二供电端；一个变压器，该变压器具有一个初级绕组，该初级绕组具有一个与第一供电端连接的第一绕组端和一个第二绕组端，该变压器还具有一个用于产生测量信号的反馈绕组；一个可控开关元件，该可控开关元件连接在第二绕组端和第二供电端之间，以便在一个驱动信号的控制下通过断开和闭合可控开关元件来产生一个通过初级绕组的周期间断的初级绕组电流；用于根据测量信号来产生驱动信号的驱动装置。
这样的电源能够具有高效率和小的尺寸并且特别适合用在用于监视器和TV装置的备用电源、电池供电的设备，例如电动剃刀、便携式音频和视频设备和例如用于计算机的低费用组件的电源中。
如果为了安全的原因，在待供电的负载和电源之间需要设置电绝缘，那么具有一个变压器的开关型电源(SMPS)特别地被使用。此外，利用一个适合的匝数比能够由较高的电源来驱动一个较低的输出电压，而不设置开关元件，该开关元件对于一段不允许的短时间必须被闭合或必须载有不允许的大电流。在这样的电源中，需要把在变压器的次级边上的关于输出电压的信息传送给用于控制在变压器的初级边上的开关元件的控制装置。借助于该变压器来实现所需能量的传送，即，从初级绕组边到次级绕组边。为了传送关于输出电压或输出电流的信息，从次级绕组边到初级绕组边的一个反馈通路被需要，该反馈通路应该满足与在初级绕组和次级绕组之间电绝缘相同的安全需要。这些需要已经被归入规程和标准中。
第一种反馈通路的公知方法是光耦合器。光耦合器的缺点是：在次级绕组边上需要一个特殊的电路，该电路用于把输出信号变换成一个用于光耦合器的光电二极管的适合电流，在初级绕组边上需要一个特殊的电路，该电路用于使光耦合器的输出电压适合于开关元件的驱动装置。
另一种反馈方法是利用一个特殊的反馈绕组，该绕组在次级绕组边上提供关于输出电压的信息并且也能够被用于给在初级绕组边上的控制电路供电。在开关元件断开的时间期间，功率从初级绕组被传送到次级绕组上并且在附加反馈绕组上的电压表现为在次级绕组边上的输出电流值。该技术特别地用在OFF-Line Switching Regulator LT 1103/1105中，它由LinearTechnology公司能够得到。
然而，反馈绕组使变压器的设计更昂贵和更复杂。这是因为反馈绕组应该遵循两个矛盾的要求，即：与次级绕组良好的磁偶合和与次级绕组良好的绝缘。在较小尺寸的变压器的情况下满足这些要求更困难。
本发明的一个目的是提供一种利用更简单的反馈方法的开关型电源。为此目的，根据本发明，在开始段落中限定形式的开关型电源的特征是：反馈绕组是初级绕组。因此，初级绕组本身被用作为反馈绕组。如果在初级绕组侧上的所有电子元件被集成在一个电路中，那么测量在变压器的初级绕组上的电压所得到的优点是：更简单和更便宜的变压器、较低的成本和较少的元件。
如果次级绕组提供电流，那么在初级绕组上的测量信号只代表输出电压。考虑到这个原因，根据本发明的开关型电源的一种实施例的特征是开关型电源包括时间窗装置，用于在可控开关元件的断开状态下产生用于时间选择地传送测量信号的一个时间窗口信号。因此在初级绕组上的测量信号只在一个给定的时间周期期间内被利用。为了进一步地处理测量信号，一种开关型电源的实施例的特征是开关型电源还包括：一个积分器，该积分器用于产生一个积分的测量信号，和一个可控开关，该可控开关用于在时间窗口信号的控制下把测量信号传送给积分器。利用这种方法，仅借助于一个积分器和一个开关能够产生用于驱动装置的控制信号。这就简化了设计和减少了在开关型电源的控制电路的传送操作中的极数。开关型电源的一种特殊的实施例是以电流控制方式操作，即：测量和控制通过开关元件的峰值电流，该峰值电流对原始供电电压产生了非常高的抗变性。根据本发明这种特殊实施例的特征是：开关型电源还包括：用于产生第一信号的装置，该信号是流过可控开关元件的电流的量值；用于把一个第二信号与第一信号比较的装置，该第二信号是积分测量信号的量值；用于根据第一信号与第二信号的比较来产生驱动信号的装置。
由于这个控制的结果，第一测量信号的幅值实际上等于第二测量信号的峰值，因此，在积分测量信号和通过开关元件的峰值电流之间具有一个固定的关系。这就使积分测量信号对脉动负载进行补偿。一个增加的负载在开关型电源的次级绕组电路上产生了一个增加的电压降。这个电压降与次级绕组峰值电流成比例，该次级绕组峰值电流也与初级绕组峰值电流成比例。根据本发明，一个负载补偿被获得，也就是：开关型电源还包括：用于把积分测量信号变换成一个补偿信号的装置；和用于把补偿信号加到测量信号上的装置。该积分测量信号是峰值电流的量值。通过从积分测量信号中获得一个补偿信号和通过把该补偿信号与还没有被积分的测量信号相比较，并且接着借助于可控开关使结合的信号仅在时间窗中通过来实现补偿。该补偿信号经过与测量信号相同的时间窗并且由相同的因素被减弱。应该指出的是：在具有一个附加的测量绕组的开关型电源中也能够利用这种补偿。
当开关型电源以不连续导通方式操作时，即：在开关元件再次被闭合之前次级绕组电流减小到零时，如果在开关元件断开的时候时间窗在初级绕组上电压的符号变更时结束，那么在积分测量信号中可以产生另一个误差。该误差表现为与开关频率成正比。根据本发明，能够实现对该误差的校正，也就是开关型电源还包括：一个元件，该元件与积分器连接上以便借助于一个校正信号来产生积分信号。如果开关型电源的开关频率被固定或在窄的限制范围内变化，一个固定的校正信号值是适合的。特别是对于具有可变开关频率的开关型电源，借助于一种实施例能够获得更完善的校正，该实施例的特征是：校正信号与可控开关元件的断开和闭合的频率成正比。对于适合于这种目的的一种元件，参见欧洲专利申请号EP-A-0,574,982，在该专利申请中公开了一种记时的电荷泵，该电荷泵以一个时钟信号的周期提供脉动电流和在该时钟信号的每个周期中提供严格限定的电荷量。
一种开关型电源的实施例，在该实施例中时间窗自动地适应变量的状态，其特征是：时间窗装置包括：用于在开关元件的断开之后检测在初级绕组电流中过零的第一装置；用于在开关元件的断开之后检测主要在初级绕组上的电压中过零的第二装置；和一个逻辑单元，该逻辑单元具有一个用于接收由第一装置产生的一个置位信号的置位输入端、一个用于接收由第二装置产生的一个复位信号的复位输入端和一个用于提供时间窗口信号的输出端。第一装置检测变换的末端，第二装置检测在不连续导通方式中次级绕组电流减小到零的时刻，或检测在连续导通方式中次级绕组电流改变符号同时次级绕组电流没有减小到零的时刻。存储元件能够防止不正确的时间窗。应该指出的是：如果需要，在连续导通方式中时间窗的末端可以与开关元件被闭合的时刻一致。
由于变压器的漏电感的原因，激磁电流不立即地从初级绕组侧被变换到次级绕组侧。在变换时间期间电流在初级绕组和次级绕组中流动。然后初级绕组上的电压非常迅速地上升到一个大的值。这个高电压由借助于参考作为一个缓冲器的电路来限制。这个缓冲器被用在根据本发明的开关型电源的一种实施例中，其特征是第一装置包括：一个缓冲电路，该缓冲电路跨接在初级绕组上并且在可控开关元件的闭合状态中是不导通的；和一个接口电路，该接口电路用于把通过缓冲电路的一个信号电流变换成置位信号。实际上通过缓冲器的电流变为零在此表示变换的结束和时间窗的开始。然而，如果需要，时间窗的开始也可以移动到变换开始的时刻上，即：移动到开关元件被断开的时刻上。
在没有缓冲器的开关型电源中，当开关元件断开和损坏时，初级绕组电流以寄生电容作为一个通路。在这种情况下，初级绕组电流能够被直接地测量并且该实施例的特征是第一装置包括一个接口电路，该接口电路用于把通过初级绕组的一个信号电流变换成置位信号。实际上通过初级绕组的电流变为零在此表示时间窗的开始。
所述具有缓冲电流测量的实施例的特征是接口电路包括：一个第一电阻器，该电阻器与缓冲电路串联连接以便把该缓冲电路连接到第一供电端上；一个第一晶体管，该晶体管具有一个与第一电阻器和缓冲电路连接的第一主电极，一个根据第一电阻器上的信号电压提供一个电流的第二主电极，和一个连接到一个第一偏压源上的控制极。
这个实施例不仅非常简单而且也适合使用在具有高压双极或单极(MOS)晶体管的集成电路中。第一供电端能够直接地与一个高压整流电压连接。
在没有缓冲电路的开关型电源中不能够测量到缓冲电流。因此该实施例的另一特征是接口电路包括：一个第一电阻器，该电阻器被连接在第一供电端和第一绕组端之间；一个第一晶体管，该晶体管具有一个与第一电阻器和第一绕组端连接的第一主电极，一个根据第一电阻器上的信号电压提供一个电流的第二主电极，和一个连接到一个第一偏压源上的控制极。在此第一电阻器被设置与初级绕组串联连接。
为了确定时间窗的末端，本发明的一种实施例的特征是第二装置包括：一个单向元件，该元件跨接在初级绕组上并且在可控开关元件的闭合状态下是导通的；一个第二电阻器，该电阻器与单向元件串联连接以便把单向元件与第二绕组端连接；一个第三晶体管，该晶体管具有一个与第二电阻器和单向元件连接的第一主电极，一个根据通过第二电阻器的信号电流来提供一个电流的第二主电极，和一个与第二偏压源连接的控制极。这个实施例也是非常简单的并且适合于与高压晶体管结合。第二晶体管把在第二绕组端上的电压变换成一个流入到第三晶体管的电流。单向元件起着箝位的作用以便防止第二晶体管的第一主电极上的电压超过供电电压。通过第二电阻器的电流是初级绕组上电压的量值并且另一方面它起着表示时间窗开始的作用，另一方面作为测量信号。
第一晶体管的控制极接收从一个偏压源来的偏压，其特征是第一偏压源包括：一个第二晶体管，该晶体管具有一个与一个第一供电端连接的第一主电极，一个与第一偏流源连接的第二主电极，和一个与第三晶体管的第二主电极和第一晶体管的控制极连接的控制极。该第三晶体管能够是一个高压晶体管。
第一晶体管提供一个在接口电路中进一步被处理的信号电流，为了这个目的，其特征是接口电路还包括：第一电流镜，该第一电流镜具有一个借助于偏流源与第二晶体管的第二主电极连接的输入支路，和一个与第一晶体管的第二主电极连接的输出支路以便产生置位信号。该偏流源也起着一个基准电流的作用，以第一晶体管的信号电流与该基准电流相比较。
第三晶体管也提供一个在一种实施例中进一步被处理的信号电流，为了这个目的，该实施例的特征是第二装置还包括：一个第二电流镜，该电流镜具有一个与第二晶体管的第二主电极连接的输入支路，和至少一个与一个基准电流源连接的输出支路以便产生复位信号。在此，第二晶体管的信号电流与基准电流相比较以便产生复位信号。
第三晶体管的控制极接收从一个偏压源来的偏压，其特征是第二偏压源包括：一个第四晶体管，该晶体管具有一个与第一供电端连接的第一主电极，一个与第二偏流源和第二电流镜的另一个输出支路连接的第二主电极，和一个连接到第四晶体管的第二主电极和第二晶体管的控制极上的控制极。第二偏流源起着一个起动电流源的作用并且可以提供一个与通过第三晶体管的电流相对应的相对小的电流。第二电流镜的另一个输出支路迫使一个电流通过第四晶体管，该电流实际上等于通过第三晶体管的电流，它保证了在第三和第四晶体管的设置之间一个正确的匹配。
在时间窗期间，第三晶体管的信号电流是次级绕组上的电压的一个量值。为了从这个信号电流中获得一个用于驱动装置的控制信号，该开关型电源的另一个特征是第二电流镜包括与另一个基准电流源连接的另一个输出支路以便提供一个差值电流；并且开关型电源还包括：一个保持电容器和一个可控开关，该可控开关用于在时间窗口信号的控制下把差值电流传送给保持电容器。因此对于一个保持电容器来说仅需要一个连接点并且只有一个用于产生控制信号的开关。如果开关型电源以电流控制方式操作，那么根据本发明的开关型电源的特征是开关型电源还包括：用于产生第一信号的装置，该信号是流过可控开关元件的电流的量值；用于把一个第二信号与第一信号比较的装置，该第二信号是在保持电容器上的电压的量值；用于根据第一信号与第二信号的比较来产生驱动信号的装置。由于控制的结果，第一测量信号的幅值实际上等于第二测量信号的峰值，因此在保持电容器上的电压和通过开关元件的峰值电流之间具有一个固定的关系。这个关系使保持电容器上的电压对于脉动负载进行补偿。根据本发明，在此实现一个负载补偿，也就是开关型电源还包括：用于把在保持电容器上的电压变换成一个补偿信号的装置；和用于把补偿信号加到差值电流上的装置。保持电容器上的电压是峰值电流的一个量值。在此，通过从这个电压中获得一个补偿信号和通过把该补偿信号与还没有被积分的测量信号相比较，并且接着借助于可控开关使结合的信号仅在时间窗中通过来实现补偿。该补偿信号经过与测量信号相同的时间窗并且由相同的因素被减弱。在具有一个附加的测量绕组的开关型电源中也能够利用这种补偿。当开关型电源以不连续导通方式操作时，如果在开关元件断开之后时间窗在初级绕组上电压的符号变更时结束，那么积分测量信号可以产生另一个误差。该误差表现了与开关频率成正比。根据本发明，能够实现对该误差的校正，也就是开关型电源还包括：一个载流元件，该元件与保持电容器连接以便使具有校正电流的保持电容器放电。如果需要，校正信号再次与可控开关元件的断开和闭合的频率成正比。如果在时间窗中包括变换时间，那么由于通过变换在测量信号中产生的信号影响的结果，这个元件也允许对静态误差进行校正。
另一种实施例的特征是开关型电源还包括：一个电压控制振荡器，该振荡器具有一个依赖于保持电容器上电压的输出信号；用于把一个代表流过可控开关元件的电流值的信号与一个基准值比较的装置；用于根据振荡器的输出信号和用于比较的装置的输出信号来产生驱动信号的双稳态元件。在这个实施例中，通过开关元件的峰值电流被固定并且开关型电源的频率是变化的。在这种情况下，它足以对测量信号的幅值变化施加一个固定的校正，在基准电流源的值内能够允许对于幅值变化的校正。
下面结合附图来描述本发明的这些和其他的方面，其中：
图1表示一个根据本发明的开关型电源的方框图；
图2是在根据本发明的一个开关型电源中出现的信号图；
图3表示一个根据本发明的开关型电源的实施例；
图4是在根据本发明的一个开关型电源中出现的信号图；
图5表示根据本发明的开关型电源的一种实施例；
图6表示根据本发明的开关型电源的一种变型；
图7表示根据本发明的开关型电源的另一种变型；
图8表示根据本发明的开关型电源的又一种变型。
在这些图中具有相同功能或目的的元件和部件用相同的符号表示。
图1表示根据本发明的开关型电源的一种实施例的方框图。该电源在第一供电端2和第二供电端4上接收一个原始供电电压UI。这个原始供电电压能够是一个直流电压或一个对交流整流的电压，例如对主电压进行整流。作为例子，假设在第一供电端2上的电压相对于第二供电端4上的电压是正电压，第二供电端4被认为是接地。一个可控开关元件6和一个变压器10的初级绕组8被串联连接在第一供电端2和第二供电端4之间，第一绕组端12与第一供电端2连接和第二绕组端14与可控开关元件6连接。可控开关元件6例如可以包括：一个双极晶体管或一个MOS晶体管。变压器10进一步包括一个次级绕组16，该次级绕组16借助于一个二极管18与平滑电容器20和负载22连接，在本发明的情况下负载22由一个电阻器来表示，但是任何其他的负载，例如电动机、可充电电池或一个电装置是可能的。靠近变压器10的绕组的圆点指示绕组的方向。可控开关元件6由驱动信号Ud被周期地断开和闭合，该驱动信号Ud由驱动装置24来提供，该驱动装置24根据一个控制信号Uc改变驱动信号Ud的脉冲宽度。一个由二极管26、齐纳二极管28和电阻器30组成的缓冲电路与初级绕组8并联连接。利用第一接口电路32来测量电阻器30上的电压，该第一接口电路32把电阻器30上的电压变换成一个缓冲信号Isn。利用一个第二接口电路34来测量在第二绕组端14上的电压Usw，并且该电压Usw被变换成一个测量信号Im。缓冲信号Isn和测量信号Im被提供给一个逻辑单元36，该逻辑单元36由这些信号产生一个窗口信号WS。测量信号Im也提供给可控开关38，该可控开关38在窗口信号WS的控制下传送测量信号Im。这样按时间选择的测量信号Im在积分器40中积分，该积分器40产生用于驱动装置24的控制信号Uc。
开关型电源的操作本身是公知的。当可控开关元件6被闭合时，初级绕组电流Ip线性地增加，二极管18截止。在可控开关元件6已经被断开之后，聚集的磁能被传送给次级绕组16。由于漏电感的原因，激磁电流并不立即地被转换到次级侧并且在变换时间tc期间电流在初级绕组8和次级绕组16中流动。然后初级绕组电流Ip非常迅速地减小和在初级绕组8上产生非常大的正电压峰值，该电压峰值由缓冲电路的齐纳二极管28来限制。图2示出了在第二绕组端14上的电压Usw，该电压Usw是原始供电电压Ui与初级绕组电压的和。由于变换的结果，绕组电压改变符号，以致于在次级绕组边电路中的二极管18被导通和存储的能量被传送给负载22。然后次级绕组电流Is减小直到可控开关元件6再次被导通为止。如果次级绕组电流Is减小到零，那么该电源以不连续导通方式(DCM)工作。图2涉及了这种方式。然而，该电源也能够以连续导通方式(CCM)工作，在该方式中，在次级绕组电流Is减小到零之前可控开关元件6已经被导通。在这种情况下，时间窗的末端能够与可控开关元件6的导通时刻一致。在图2中ts是回扫时间，在该回扫时间中，在变换时间tc之后次级绕组电流Is从一个确定的最大值减小到零。在回扫时间ts期间，在初级绕组8上的电压Us与次级绕组16上的电压成正比。这个次级绕组电压Us是负载22上的电压、二极管18上的电压和次级绕组16的有效内阻上的电压的总和。由于次级绕组电流Is的减小，次级电压也包括一个减小的分量IS *RP，RP是二极管18和次级绕组16的整个电阻。
在初级绕组8上的电压代表次级电压并且能够用作为在可控开关元件6被断开时的测量电压，例如在变换时间tc之后，也就是当初级绕组电流Ip是零时。因此，在可控开关元件6已经被断开之后需要一个时间窗来选择适合部分的初级绕组电压。变换时间tc末端可以被选择作为时间窗的开始。这个时刻由流过电阻器30的缓冲电流来确定。缓冲电流变为零的时刻限定了时间窗tw的开始。在缓冲电流变为零的时刻上，初级绕组电压将不立刻地变为等于反变压的次级电压。这是由于漏电感和寄生电容在初级侧上形成一个LC电路，而该LC电路产生一个阻尼振荡引起的。这个振荡被叠加在线性地减小的测量信号上，如在图2中所示的。平均来说，该振荡几乎没有或不影响积分测量信号Uc的幅值。时间窗至少以DCM方式近似地在次级绕组电流Is变为零的时刻结束。在这种情况下，初级电压将再次衰减，但是目前具有一个较低的频率，这个电压的衰减由初级绕组的电感来确定而不是由非常小的漏电感来确定。这个衰减的初级绕组电压的第一个过零点被用于确定时间窗tw的结束点。在CCM方式中，这个结束点是由可控开关元件6的导通时刻来确定的。
因此，当可控开关元件6是断开时，通过测量缓冲电流变为零的时间和通过测量在初级绕组8上电压中的过零能够确定一个时间窗，在该时间窗内初级电压能够被用于作为一个测量信号，该测量信号代表次级电压并且能够被用于作为回扫信号。为此，借助于可控开关38在时间窗期间，测量信号被选择时间地传送并且在积分器40中被求平均值。在负载22上下降的电压导致了一个更小的测量信号Im和一个更小的控制电压Uc。由于可控开关元件6保持了一个较长时间的导通和在变压器10中建立了更多能量的结果，驱动装置24增加了驱动信号Ud的占空因数。因此，次级电压增加和在负载上电压的原始下降被消除了。
一个缓冲器不是总需要或希望的。在这种情况下，二极管26和齐纳二极管28被省略了并且电阻器30被连接在第一供电端2和第一绕组端12之间，如在图1中的虚线所示。因此，通过初级绕组8的电流能够借助于第一接口电路32再次被测量。类似的这种变型在图3和5所示的实施例中被描述了。
在时间窗中也可以包括变换时间tc，该变换时间tc在可控开关元件6被关断的时刻开始。在图1中这个定时关系表示为在驱动装置24和逻辑单元36之间的一个连接线，并且也表示在CCM方式中的定时关系，在这个定时关系中时间窗的结束与可控开关元件6的导通一致。由于在测量信号中由变换引起的信号影响，包括变换时间tc在内在测量信号中导致了一个静态测量误差。这个误差能够利用在后面描述的方法被校正。
图3示出了在图1中所示的电压-电流变换器30和34和逻辑单元的详细图。第一电压-电流变换器32包括一个差分放大器42，该差分放大器42具有一个与第一供电端2连接的非反相输入端和一个与电阻器30连接的反相输入端。差分放大器42的输出控制PMOS晶体管44的栅极，它的源极与第一供电端2连接。PMOS晶体管44的漏极提供一个电流Isn，该电流是缓冲电流通过电阻器30的测量电流。第二电压-电流变换器34包括一个差分放大器46、一个PMOS晶体管48、一个二极管50和一个电阻器52。差分放大器46具有与第一供电端2连接的非反相输入端、与PMOS晶体管48的源极连接的反相输入端和与PMOS晶体管48的栅极连接的输出端。此外，PMOS晶体管48具有借助于电阻器52与第二绕组端14连接和借助于二极管50与第一供电端2连接的源极。由于测量电流Im流过PMOS晶体管48的结果，当在第二绕组端14上的电压Usw大于输入电压Ui时，二极管50被截止。电流Isn流入到一个第一电流镜56的输入支路54中。电流Im流入到第二电流镜60的输入支路58中。第一电流镜56的输出支路62与第三电流镜66的输出支路64连接，第三电流镜66的输入支路68与一个基准电流源70连接。因此，在由基准电流源70来的基准电流和电流Isn之间差值被测量。该差值被放大以便于在缓冲器72中形成一个置位信号ST。同样地，一个输出支路74与第三电流镜66的一个输出支路76连接以便把电流Im与基准电流比较，其电流差在缓冲器78中被变换成一个复位信号RT。图4所示了置位信号ST、复位信号RT和在第二绕组端14上的电压Usw。在变换期间，一个电流流过缓冲电阻器30和置位信号ST是高电平。当电压Usw大于电压Ui时，复位信号RT是高电平。电压Usw的衰减引起了不希望的复位信号，利用一个存储元件能够防止这种情况。
逻辑单元36能够用各种方式来实现。在置位信号ST中的下降沿和在复位信号RT中的下降沿能够被用于使一个存储单元置位和复位，该存储单元提供时间窗口信号WS。借助于存储单元80也能够产生时间窗，该存储单元80不利用这些下降沿而它利用置位信号ST来置位和利用反相复位信号RT来复位。如果开关型电源以连续导通方式来操作，那么利用可控开关元件6的导通时刻来确定时间窗的结束。在这种情况下，驱动装置24提供一个适合的信号Id给逻辑单元36，由这个信号Id来驱动复位信号。
图5示出了图1的开关型电源的另一个实施例的详细图。第一电压-电流变换器32包括一个PMOS晶体管82，该PMOS晶体管82具有借助于电阻器84与齐纳二极管28和电阻器30之间的节点连接的源极。第二电压-电流变换器34包括一个PMOS晶体管86，该PMOS晶体管86的源极以与在图3中类似的方式与二极管50和电阻器52连接，在目前的情况下二极管50是一个齐纳二极管。PMOS晶体管82具有与连接成二极管的PMOS晶体管88的栅极相互连接的栅极，PMOS晶体管88的栅极和漏极相互连接并且它的源极与第一供电端2连接。利用一个偏流源90来提供一个流过PMOS晶体管88的偏流IB，该偏流源90被连接在PMOS晶体管88的漏极和第一电流镜56的输入支路54之间。PMOS晶体管86具有与连接成二极管的PMOS晶体管87的栅极相互连接的栅极，PMOS晶体管87的栅极和漏极相互连接并且它的源极与第一供电端2连接。利用一个电流源89提供一个小的起动电流并且该起动电流流过PMOS晶体管87，其中电流源89被连接在PMOS晶体管87的漏极和地之间。此外，由于第二电流镜60的一个输出支路75与PMOS晶体管87的漏极连接，所以一个与流过PMOS晶体管86的电流相等的电流流过PMOS晶体管87。其结果是：相等的电流流过PMOS晶体管86和87，并且这些晶体管的栅极-源极电压几乎是相等的。这种简单的电路使该实施例非常适合于集成化。因此，当PMOS高压晶体管被使用时，在高供电电压Ui和电子信号电路之间能够提供一个绝缘。
如果需要，为了进一步产生定时信号能够把测量信号Im与多个基准值比较，以便在回扫时间中产生一个适合的时间窗。为了这个目的，第二电流镜60还包括分别与第三电流镜66的输出支路和相应的缓冲器连接的输出支路。例如，除了输入支路68之外，通过给定第三电流镜66的相应输出支路的其它的电流增益，能够获得各种基准值。
第二电流镜60还包括一个与基准电流源94连接的输出支路92。在反射的电流Im和由基准电流源94来的基准电流Iref之间的差值电流借助于可控开关38流到一个保持电容器96中，在逻辑单元36的时间窗口信号WS的控制下，该保持电容器96在时间窗期间对该差值电流进行积分。在保持电容器96上的控制电压Uc确定驱动信号Ud的占空因数，驱动装置24利用该驱动信号Ud来驱动可控开关元件6，在目前的情况下可控开关元件6是一个NMOS晶体管。借助于基准电流源94的基准电流Iref能够调整在负载22上的输出电压。
经常使用的各种开关型电源以电流方式控制来操作，其中，通过可控开关元件6的峰值电流被监视。图6示出了以电流方式控制来操作的一个实施例的详细图。一个电阻器98与可控开关元件6串联连接，当可控开关元件6被闭合时初级绕组电流Ip流过该电阻器98。借助于一个比较器100把在电阻器98上的电压与在保持电容器96上的控制电压Uc比较，比较器100驱动触发器104的复位输入102，该触发器104的置位输入106从一个时钟脉冲振荡器108接收一个重复脉冲。触发器104把控制电压Uc提供给可控开关元件6。在这种方式中，初级绕组电流Ip的峰值将与控制电压Uc是一个固定的关系并且将不受到在输入电压Ui中变化的影响。此外，通过可控开关元件6的电流被限制到一个安全值。
图7示出了一个与图6中的电路类似的电路，其中电阻器98上的电压和保持电容器96上的控制电压Uc借助于电压-电流变换器118和116已经分别地变换成电流Isw和Ic，电压-电流变换器118和116是与图3中的第二电压-电流变换器34的类型相对应。控制电流Ic由一个电流镜110来反射并且与电流Isw比较，它们的电流差借助于一个缓冲器112来驱动触发器104的复位输入102。由于初级绕组电流Ip的峰值与该电流的峰值成正比，所以该电流方式控制机构还提供一种对在图2中所示的测量电流Im中的减小分量Is*Rp进行校正的可能性。为了该目的，借助于具有一个单独输出支路的电流镜110，控制电流Ic作为一个补偿电流Icmp被反馈给用于接收从基准电流源94来的基准电流Iref和测量电流Im的点。该补偿电流Icmp的量值与测量信号的三角波分量的区域成正比并且因此随着可能的负载变化而变化。负载越大，产生的次级绕组的峰值电流就越大，因此产生的初级绕组的峰值电流就越大。由于在控制电压Uc和初级绕组电流的峰值之间的固定关系，所以控制电压Uc或控制电流Ic是次级绕组峰值电流的量值并从而是在测量信号中的三角波分量的区域的量值。补偿电流Icmp通过与测量信号的时间窗相同的时间窗。
在图2中，在次级绕组电流变为零的时刻和初级绕组第一次过零的时刻之间具有一个时间差tf。其结果是：时间窗有点太长了。通过从保持电容器96中分离出一个电流Icrr能够对其进行校正，例如借助于一个电流源114。在时间差tf期间，由于初级绕组电感与寄生电容相结合所引起的衰减，所以测量电流Im还不是零并且一个误差电流流入到保持电容器96中。对于一个给定的输出电压来说时间差tf是恒定的，以致于保持电容器96在每个开关周期T接收一电荷剩余。借助于电流源114能够对其进行校正。如果在时间窗中包括变换时间tc，那么产生一个类似的静态误差。借助于电流源114也能够对该静态误差进行校正。如果电源的开关频率变化，那么最好使电流源114的电流Icrr也与频率有关。对于适合于这种目的的电流源，参照前面所提及的欧洲专利申请EP-A-0574982，在该专利申请中公开了一种记时的电荷泵，该电荷泵以一个时钟信号的周期提供脉动电流和在该时钟信号的每个周期中提供严格限定的电荷量。这种已知电荷泵能够例如通过一个由驱动信号Ud驱动的信号来记时。
图8示出了另一种实施例，该实施例具有一个与电压有关的锯齿波振荡器120，该锯齿波振荡器120触发用于驱动可控开关元件6的触发器104的置位输入106。利用电阻器98再次测量通过可控开关元件6的电流。一个比较器122把电阻器98上的电压与一个基准电压Vref相比较。该比较器122驱动触发器104的复位输入102。这就保证了通过初级绕组的峰值电流被固定。然后测量信号的三角波分量的区域也被固定，并且它足以提供一个基准电流Iref的固定校正量，该固定校正量由一个电流源124和Icorr2来表示。锯齿波振荡器120还具有一个禁止输入126，时间窗口信号WS被施加到该禁止输入126上。锯齿波振荡器120在时间窗口信号WS的末端上产生一个置位信号或在如由保持电容器96上的电压限定的如此迟的时间上产生一个置位信号(关断时间调制)。
明显地，已描述了对于在测量信号中三角波的分量的补偿和对于时间差tf和/或tc也能够被用在开关型电源中，在该电源中变压器的初级绕组不被用作为一个反馈绕组，而变压器具有一个用于这个目的的单独的次级绕组绕组或在其中使用一个光耦合器。
上述的实施例主要地利用了信号电流、电流比较器和电流镜。很明显，它也能够利用信号电压、基准电压和电压比较器等。所示的晶体管能够是任何一种所希望型式，例如双极晶体管或MOS晶体管。对于一个双极晶体管，第一主电极、第二主电极和控制极分别与发射极、集电极和基极相对应，对于一个MOS晶体管，第一主电极、第二主电极和控制极分别与源极、漏极和栅极相对应。
在图1中所示的驱动装置是以可控开关元件6的驱动信号Ud的脉冲宽度调制(PMW)为基础的。然而，对于本发明来说这不是必不可少的。例如，为了稳定负载上的输出电压，控制信号Uc也能够改变驱动信号Ud的频率。

Claims (23)

1.一种开关型电源，包括：用于与原始供电电压连接的第一(2)和第二(4)供电端；一个变压器(10)，该变压器具有一个初级绕组(8)，该初级绕组具有一个与第一供电端(2)连接的第一绕组端(12)和一个第二绕组端(14)，该变压器还具有一个用于产生测量信号的反馈绕组；一个可控开关元件(6)，该可控开关元件连接在第二绕组端(14)和第二供电端(4)之间，以便在一个驱动信号的控制下通过断开和闭合可控开关元件(6)来产生一个通过初级绕组(8)的周期间断的初级电流；用于根据测量信号来产生驱动信号的驱动装置(24)，其特征是反馈绕组是初级绕组(8)。
2.根据权利要求1的开关型电源，其特征是：开关型电源包括时间窗装置(32，34，36)，用于在可控开关元件(6)的断开状态下产生用于时间选择地传送测量信号(Im)的一个时间窗口信号(WS)。
3.根据权利要求2的开关型电源，其特征是：开关型电源还包括：一个积分器(40)，该积分器用于产生一个积分的测量信号(Uc)，和一个可控开关(38)，该可控开关用于在时间窗口信号(WS)的控制下把测量信号(Im)传送给积分器(40)。
4.根据权利要求3的开关型电源，其特征是：开关型电源还包括：用于产生第一信号(Isw)的装置(98)，该信号(Isw)是流过可控开关元件(6)的电流的量值；用于把一个第二信号(Ic)与第一信号(Isw)比较的装置(112)，该第二信号(Ic)是积分测量信号(Uc)的量值；用于根据第一信号(Isw)与第二信号(Ic)的比较来产生驱动信号(Ud)的装置(104，108)。
5.根据权利要求4的开关型电源，其特征是：开关型电源还包括：用于把积分测量信号变换成一个补偿信号(Icmp)的装置(110)；和用于把补偿信号(Icmp)加到测量信号(Im)上的装置。
6.根据权利要求3、4或5的开关型电源，其特征是：开关型电源还包括：一个元件(114)，该元件连接到积分器(96)上以便借助于一个校正信号(Icrr)来处理积分信号(Uc)。
7.根据权利要求6的开关型电源，其特征是：校正信号(Icrr)与可控开关元件(6)的断开和闭合的频率成正比。
8.根据权利要求2的开关型电源，其特征是，时间窗装置包括：用于在可控开关元件(6)的断开之后检测在初级绕组电流中过零的第一装置(26、28、30、32、56、72)；用于在可控开关元件(6)的断开之后检测主要在初级绕组(8)上的初级绕组电压中过零的第二装置(34、14、60、78)；和一个逻辑单元(36，80)，该逻辑单元具有一个用于接收由第一装置产生的一个置位信号(ST)的置位输入端、一个用于接收由第二装置产生的一个复位信号(RT)的复位输入端和一个用于提供时间窗口信号(WS)的输出端。
9.根据权利要求8的开关型电源，其特征是，第一装置包括：一个缓冲电路(26、28)，该缓冲电路跨接在初级绕组(8)上，并且在可控开关元件(6)的闭合状态中是不导通的；和一个接口电路(30、32)，该接口电路用于把通过缓冲电路(26、28)的一个信号电流变换成置位信号。
10.根据权利要求9的开关型电源，其特征是，接口电路包括：一个第一电阻器(30)，该电阻器与缓冲电路(26、28)串联连接以便把该缓冲电路连接到第一供电端(2)上；一个第一晶体管(82)，该晶体管具有一个与第一电阻器(30)和缓冲电路(26、28)连接的第一主电极，一个根据第一电阻器(30)上的信号电压提供一个电流(Isn)的第二主电极，和一个连接到一个第一偏压源(88)上的控制极。
11.根据权利要求8的开关型电源，其特征是，第一装置包括一个接口电路(30、32)，该接口电路用于把通过初级绕组(8)的一个信号电流变换成置位信号。
12.根据权利要求11的开关型电源，其特征是，接口电路包括：一个第一电阻器(30)，该电阻器被连接在第一供电端(2)和第一绕组端(12)之间；一个第一晶体管(82)，该晶体管具有一个与第一电阻器(30)和第一绕组端(12)连接的第一主电极，一个根据第一电阻器(30)上的信号电压提供一个电流(Isn)的第二主电极，和一个连接到一个第一偏压源(88)上的控制极。
13.根据权利要求10或12的开关型电源，其特征是，第一偏压源包括：一个第二晶体管(88)，该晶体管具有一个与一个第一供电端(2)连接的第一主电极，一个与第一偏流源(90)连接的第二主电极，和一个连接到第三晶体管(88)的第二主电极和第一晶体管(82)的控制极的控制极。
14.根据权利要求13的开关型电源，其特征是，接口电路包括：第一电流镜(56)，该第一电流镜具有一个借助于偏流源(90)与第一晶体管(82)的第二主电极连接的输入支路(54)，和一个与第一晶体管(82)的第二主电极连接的输出支路(62)以便产生置位信号(ST)。
15.根据权利要求8、9、10、11、12、13或14的开关型电源，其特征是，第二装置包括：一个单向元件(50)，该元件跨接在初级绕组(8)上并且在可控开关元件(6)的闭合状态下是导通的；一个第二电阻器(52)，该电阻器与单向元件(50)串联连接以便把单向元件(50)与第二绕组端(14)连接；一个第三晶体管(86)，该晶体管具有一个与第二电阻器(52)和单向元件(50)连接的第一主电极，一个根据通过第二电阻器(52)的信号电流来提供一个电流(Im)的第二主电极，和一个与第二偏压源(87)连接的控制极。
16.根据权利要求15的开关型电源，其特征是，第二装置还包括：一个第二电流镜(60)，该电流镜具有一个与第二晶体管(86)的第二主电极连接的输入支路(58)，和至少一个与一个基准电流源(70)连接的输出支路(74)以便产生复位信号(RT)。
17.根据权利要求16的开关型电源，其特征是，第二偏压源包括：一个第四晶体管(87)，该晶体管具有一个与一个第一供电端(2)连接的第一主电极，一个与第二偏流源(89)和第二电流镜(60)的另一个输出支路(75)连接的第二主电极，和一个连接到第四晶体管(87)的第二主电极和第二晶体管(86)的控制极上的控制极。
18.根据权利要求16或17的开关型电源，其特征是，第二电流镜(60)还包括一个与一个基准电流源(94)连接的输出支路(92)以便提供一个差值电流；并且开关型电源还包括：一个保持电容器(96)和一个可控开关(38)，该可控开关用于在时间窗口信号(WS)的控制下把差值电流传送给保持电容器(96)。
19.根据权利要求18的开关型电源，其特征是，开关型电源还包括：用于产生第一信号(Isw)的装置(98，118)，该信号(Isw)是流过可控开关元件(6)的电流的量值；用于把一个第二信号(Ic)与第一信号(Isw)比较的装置(110，112)，该第二信号(Ic)是在保持电容器(96)上的电压(Uc)的量值；用于根据第一信号(Isw)与第二信号(Ic)的比较来产生驱动信号(Ud)的装置(104，108)。
20.根据权利要求19的开关型电源，其特征是：开关型电源还包括：用于把在保持电容器(96)上的电压变换成一个补偿电流(Icmp)的装置(116，110)；和用于把补偿电流(Icmp)加到差值电流上的装置。
21.根据权利要求18、19或20的开关型电源，其特征是，开关型电源还包括：一个载流元件(114)，该元件与保持电容器(96)连接以便使具有校正电流(Icrr)的保持电容器(96)放电。
22.根据权利要求21的开关型电源，其特征是，校正信号(Icrr)与可控开关元件(6)的断开和闭合的频率成正比。
23.根据权利要求18开关型电源，其特征是，开关型电源还包括：一个电压控制振荡器(120)，该振荡器具有一个依赖于保持电容器(96)上电压的输出信号；用于把一个代表流过可控开关元件(6)的电流值的信号与一个基准值(Vref)比较的装置(98，112)；用于根据振荡器(120)的输出信号和用于比较的装置(98，122)的输出信号来产生驱动信号(Ud)的双稳态元件(104)。
CN96191253A 1995-10-02 1996-09-20 具有变压器和借助于初级绕组反馈的开关型电源 Expired - Fee Related CN1047039C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP95870111 1995-10-02
EP95870111.2 1995-10-02

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1166241A true CN1166241A (zh) 1997-11-26
CN1047039C CN1047039C (zh) 1999-12-01

Family

ID=8222158

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN96191253A Expired - Fee Related CN1047039C (zh) 1995-10-02 1996-09-20 具有变压器和借助于初级绕组反馈的开关型电源

Country Status (7)

Country Link
US (1) US5757625A (zh)
EP (1) EP0795230B1 (zh)
JP (1) JP3690814B2 (zh)
KR (1) KR100405118B1 (zh)
CN (1) CN1047039C (zh)
DE (1) DE69603697T2 (zh)
WO (1) WO1997013314A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112385114A (zh) * 2018-07-09 2021-02-19 西门子股份公司 供电装置

Families Citing this family (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI113918B (fi) * 1997-01-07 2004-06-30 Salcomp Oy Ensiosäätöinen hakkuriteholähde
US7269034B2 (en) 1997-01-24 2007-09-11 Synqor, Inc. High efficiency power converter
WO1998039837A1 (en) * 1997-03-05 1998-09-11 Koninklijke Philips Electronics N.V. Switched-mode power supply having a delay-insensitive timing in the control loop
US5831839A (en) * 1997-03-21 1998-11-03 U.S. Philips Corporation Switched-mode power supply
US5995386A (en) * 1998-04-03 1999-11-30 Lucent Technologies Inc. Control circuit arrangement for limiting output current in power switching transistor
EP1081840A1 (en) * 1999-09-06 2001-03-07 THOMSON multimedia S.A. DC-DC Converter
EP1087511A3 (en) * 1999-09-06 2009-07-01 THOMSON multimedia S.A. DC-DC converter
DE19948903C2 (de) 1999-10-11 2002-07-18 Infineon Technologies Ag Getaktete Stromversorgung
AT410619B (de) * 2000-07-14 2003-06-25 Siemens Ag Oesterreich Verfahren zum erkennen und/oder begrenzen von kurzschlusszuständen eines schaltwandlers
DE10040413B4 (de) * 2000-08-18 2006-11-09 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Schaltsignals für ein stromgesteuertes Schaltnetzteil
JP2004510399A (ja) 2000-09-28 2004-04-02 エステーミクロエレクトロニクス　ソシエテ　アノニム パワーコンバータの連続モードの制限
US6469491B1 (en) 2000-11-15 2002-10-22 Peco Ii, Inc. Apparatus and method for measuring DC load current of a switching power supply
US6778365B2 (en) * 2002-01-30 2004-08-17 Koninklijke Philips Electronics N.V. Charging circuit
US20050036245A1 (en) * 2003-08-15 2005-02-17 Intersil Americas Inc. Bridge power converter overload protection
US7280376B2 (en) * 2004-10-15 2007-10-09 Dell Products L.P. Primary side voltage sense for AC/DC power supplies capable of compensation for a voltage drop in the secondary
US20060133115A1 (en) * 2004-12-22 2006-06-22 Phadke Vijay G Adaptive blanking of transformer primary-side feedback winding signals
JP4880679B2 (ja) * 2005-06-16 2012-02-22 アギア システムズ インコーポレーテッド トランスレスのパワー・オーバー・イーサネット・システム
WO2007003967A2 (en) * 2005-07-06 2007-01-11 Cambridge Semiconductor Limited Switch mode power supply control systems
US7685440B2 (en) * 2005-07-21 2010-03-23 Agere Systems Inc. Switch with fully isolated power sourcing equipment control
US7149097B1 (en) 2005-08-17 2006-12-12 Synditec, Inc. AC/DC converter with power factor correction
DE102005040876A1 (de) 2005-08-29 2007-03-01 Austriamicrosystems Ag Steuerungsanordnung für einen Spannungskonverter, Spannungskonverter sowie Verfahren zum Konvertieren einer ersten Gleichspannung in eine zweite Gleichspannung
US7710098B2 (en) * 2005-12-16 2010-05-04 Cambridge Semiconductor Limited Power supply driver circuit
US7733098B2 (en) * 2005-12-22 2010-06-08 Cambridge Semiconductor Limited Saturation detection circuits
GB0615029D0 (en) * 2005-12-22 2006-09-06 Cambridge Semiconductor Ltd Switch mode power supply controllers
GB2438465B (en) 2006-05-23 2008-05-21 Cambridge Semiconductor Ltd Switch mode power supply controllers
GB2438463A (en) 2006-05-23 2007-11-28 Cambridge Semiconductor Ltd Regulating the output of a switch mode power supply
WO2007135454A1 (en) * 2006-05-23 2007-11-29 Cambridge Semiconductor Limited Switch mode power supply controllers
US8446746B2 (en) 2006-05-23 2013-05-21 Cambridge Semiconductor Limited Switch mode power supply controller with feedback signal decay sensing
US7471531B2 (en) 2006-08-22 2008-12-30 Agere Systems Inc. Programmable feedback voltage pulse sampling for switched power supplies
US7843670B2 (en) * 2006-09-29 2010-11-30 Agere Systems Inc. Isolated switched maintain power signature (MPS) and fault monitoring for power over Ethernet
US7996166B2 (en) * 2007-03-26 2011-08-09 Agere Systems Inc. Isolated capacitive signature detection for powered devices
US7643320B2 (en) 2007-03-28 2010-01-05 Agere Systems Inc. Isolated resistive signature detection for powered devices
DE102007058613A1 (de) * 2007-12-04 2009-06-18 R. Stahl Schaltgeräte GmbH Sperrwandler
TWI374602B (en) * 2008-12-29 2012-10-11 Richtek Technology Corp Power supply control circuit and method for sensing voltage in the power supply control circuit
TW201128961A (en) * 2010-02-04 2011-08-16 Nat Univ Chung Cheng Current-mode digital-to-analog converter with prospective correction mechanism
TWI413882B (zh) * 2010-10-13 2013-11-01 Alpha Imaging Technology Corp 參考電流產生裝置及方法
US10199950B1 (en) 2013-07-02 2019-02-05 Vlt, Inc. Power distribution architecture with series-connected bus converter
CN111707962B (zh) * 2020-08-20 2020-11-10 上海南麟电子股份有限公司 交流检测电路
CN111929504B (zh) * 2020-09-28 2020-12-18 上海南麟电子股份有限公司 交流电阻检测电路及系统

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4425611A (en) * 1981-10-16 1984-01-10 Rca Corporation Switching voltage regulators with output voltages indirectly regulated respective to directly regulated boosted input voltages
US4739462A (en) * 1984-12-26 1988-04-19 Hughes Aircraft Company Power supply with noise immune current sensing
US4800323A (en) * 1985-11-04 1989-01-24 Tomar Electronics, Inc. Single-ended self-oscillating dc-dc converter for intermittently energized load having VBE responsive current limit circuit
US4682081A (en) * 1985-11-04 1987-07-21 Tomar Electronics, Inc. Single-ended, self-oscillating DC-DC converter for intermittently energized load having VBE responsive current limit circuit
US5448469A (en) * 1990-02-15 1995-09-05 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Switch mode power supply with output feedback isolation
US5060131A (en) * 1990-05-29 1991-10-22 Tomar Electronics, Inc. DC to DC converter power supply with feedback controlled constant current output
US5138543A (en) 1991-05-31 1992-08-11 At&T Bell Laboratories Output voltage estimating circuit for a power converter having galvanic isolation between input and output circuits
NL9201053A (nl) 1992-06-15 1994-01-03 Koninkl Philips Electronics Nv Switched capacitor ladingspomp, alsmede zaagtandoscillator voorzien van een dergelijke switched capacitor ladingspomp.

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112385114A (zh) * 2018-07-09 2021-02-19 西门子股份公司 供电装置

Also Published As

Publication number Publication date
KR100405118B1 (ko) 2004-02-19
JP3690814B2 (ja) 2005-08-31
JPH10510699A (ja) 1998-10-13
KR987000724A (ko) 1998-03-30
EP0795230A1 (en) 1997-09-17
DE69603697D1 (de) 1999-09-16
DE69603697T2 (de) 2000-02-17
US5757625A (en) 1998-05-26
WO1997013314A1 (en) 1997-04-10
EP0795230B1 (en) 1999-08-11
CN1047039C (zh) 1999-12-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1047039C (zh) 具有变压器和借助于初级绕组反馈的开关型电源
US10312815B2 (en) Control circuit having adaptive blanking time and method for providing the same
US20210083518A1 (en) Wireless Power Receiver Circuit and Method
US6671189B2 (en) Power converter having primary and secondary side switches
US6980444B2 (en) Switching power supply
US6862194B2 (en) Flyback power converter having a constant voltage and a constant current output under primary-side PWM control
US4937728A (en) Switch-mode power supply with burst mode standby operation
CN101841242B (zh) 开关电源及其输出电流的调节方法
US6594161B2 (en) Power converter having independent primary and secondary switches
US20120314454A1 (en) Switching power supply apparatus
KR101727290B1 (ko) 컨버터 및 그 구동 방법
US8305785B2 (en) Power source apparatus
US7414864B2 (en) Switching power supply apparatus
CN113162426B (zh) 隔离变换器的控制方法及控制器
US20040170031A1 (en) AC/DC converter and power supply system using the same
US7423888B2 (en) Voltage conversion circuit and switching power supply device
US7075806B2 (en) DC voltage conversion circuit
US20220399818A1 (en) Control circuit for controlling a power switch in a switching power supply circuit for improved emi performance
US20060181230A1 (en) Switching power supply
CN100492839C (zh) Dc-dc变换器及其控制器和控制方法及包括其的装置
CN1868108A (zh) 开关模式电源
US4930060A (en) Switch-mode power supply
US20040190311A1 (en) Switching power supply unit
US7113413B1 (en) Control circuit with tracking turn on/off delay for a single-ended forward converter with synchronous rectification
JP2840850B2 (ja) スイッチング型電源

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C53 Correction of patent of invention or patent application
CB02 Change of applicant information

Applicant after: Koninklike Philips Electronics N. V.

Applicant before: Philips Electronics N. V.

COR Change of bibliographic data

Free format text: CORRECT: APPLICANT; FROM: N.V. PHILIPS OPTICAL LAMP LTD., CO. TO: ROYAL PHILIPS ELECTRONICS CO., LTD.

C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
ASS Succession or assignment of patent right

Owner name: NXP CO., LTD.

Free format text: FORMER OWNER: ROYAL PHILIPS ELECTRONICS CO., LTD.

Effective date: 20070824

C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20070824

Address after: Holland Ian Deho Finn

Patentee after: Koninkl Philips Electronics NV

Address before: Holland Ian Deho Finn

Patentee before: Koninklike Philips Electronics N. V.

C17 Cessation of patent right
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 19991201

Termination date: 20100920