JP3467361B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ及び当該ｄｃ−ｄｃコンバータを制御する制御回路 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータ及び当該ｄｃ−ｄｃコンバータを制御する制御回路Info
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ（スイッチングレギュレータ）に関し、特に安定電
源を負荷であるコンピュータ等のデータ処理装置に対し
て供給するＤＣ−ＤＣコンバータ及び当該ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを制御する制御回路に関する。
ータ（スイッチングレギュレータ）に関し、特に安定電
源を負荷であるコンピュータ等のデータ処理装置に対し
て供給するＤＣ−ＤＣコンバータ及び当該ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを制御する制御回路に関する。
【０００２】コンピュータ等のデータ処理装置に対して
供給される電源は安定であることが要求される。そこ
で、一般に、商用電源を高調波電流除去後に整流回路に
より整流、平滑して高圧の直流電圧を形成し、この高圧
の直流電圧からＤＣ−ＤＣコンバータにより低圧の直流
電圧を形成し、これを負荷であるコンピュータ等に供給
することが行われる。
供給される電源は安定であることが要求される。そこ
で、一般に、商用電源を高調波電流除去後に整流回路に
より整流、平滑して高圧の直流電圧を形成し、この高圧
の直流電圧からＤＣ−ＤＣコンバータにより低圧の直流
電圧を形成し、これを負荷であるコンピュータ等に供給
することが行われる。
【０００３】
【従来の技術】図９は従来のＤＣ−ＤＣコンバータ（ス
イッチングレギュレータ）の構成の一例を示し、周知の
フォワードコンバータの構成の概略を示す。
イッチングレギュレータ）の構成の一例を示し、周知の
フォワードコンバータの構成の概略を示す。
【０００４】図９のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
（メイン）トランスＴ1 の１次側に（メイン）スイッチ
であるＭＯＳＦＥＴＱ103 が直列に接続される。整流ダ
イオードＤ101 がトランスＴ1 の２次側に直列に挿入さ
れ、フライホイールダイオードＤ102 がトランスＴ1 の
２次側に並列に接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータは、
ＭＯＳＦＥＴＱ103 の高周波スイッチングにより、トラ
ンスＴ1 の１次側に入力された高電圧Ｖinを比較的低電
圧Ｖo の安定化電源に変換して、これを負荷であるコン
ピュータ等のデータ処理装置に対して供給する。
（メイン）トランスＴ1 の１次側に（メイン）スイッチ
であるＭＯＳＦＥＴＱ103 が直列に接続される。整流ダ
イオードＤ101 がトランスＴ1 の２次側に直列に挿入さ
れ、フライホイールダイオードＤ102 がトランスＴ1 の
２次側に並列に接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータは、
ＭＯＳＦＥＴＱ103 の高周波スイッチングにより、トラ
ンスＴ1 の１次側に入力された高電圧Ｖinを比較的低電
圧Ｖo の安定化電源に変換して、これを負荷であるコン
ピュータ等のデータ処理装置に対して供給する。
【０００５】ＭＯＳＦＥＴＱ103 は図外のＰＷＭ制御回
路によって高周波スイッチングさせられる。即ち、ＰＷ
Ｍ制御回路からの発振信号によって、ＭＯＳＦＥＴＱ10
3 が制御される。ＰＷＭ制御回路からの発振信号のデュ
ーティ比を変更してＭＯＳＦＥＴＱ103 のオンとなる時
間を変化させることにより、出力電圧Ｖo が正確に一定
の値に制御される。
路によって高周波スイッチングさせられる。即ち、ＰＷ
Ｍ制御回路からの発振信号によって、ＭＯＳＦＥＴＱ10
3 が制御される。ＰＷＭ制御回路からの発振信号のデュ
ーティ比を変更してＭＯＳＦＥＴＱ103 のオンとなる時
間を変化させることにより、出力電圧Ｖo が正確に一定
の値に制御される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかし、図９のＤＣ−
ＤＣコンバータにおいては、ｐｎ接合ダイオードからな
る整流ダイオードＤ101 及びフライホイールダイオード
Ｄ102 が用いられているため、これらにおける電圧降下
に伴う電力消費（損失）が無視できない。これらにおけ
る電力消費は図９のＤＣ−ＤＣコンバータにおける電力
消費の約半分を占めている。これに加えて、近年の負荷
に供給すべき電圧（出力電圧Ｖo ）が低下の傾向にある
こと（例えば５Ｖから３Ｖへの変更）を考慮する時、こ
れらのダイオードにおける電圧降下（約０．７Ｖ）も無
視できない。即ち、負荷に供給する電圧が低下する程、
これらのダイオードにおける電圧降下の割合が相対的に
大きくなる。
ＤＣコンバータにおいては、ｐｎ接合ダイオードからな
る整流ダイオードＤ101 及びフライホイールダイオード
Ｄ102 が用いられているため、これらにおける電圧降下
に伴う電力消費（損失）が無視できない。これらにおけ
る電力消費は図９のＤＣ−ＤＣコンバータにおける電力
消費の約半分を占めている。これに加えて、近年の負荷
に供給すべき電圧（出力電圧Ｖo ）が低下の傾向にある
こと（例えば５Ｖから３Ｖへの変更）を考慮する時、こ
れらのダイオードにおける電圧降下（約０．７Ｖ）も無
視できない。即ち、負荷に供給する電圧が低下する程、
これらのダイオードにおける電圧降下の割合が相対的に
大きくなる。
【０００７】このため、これらのダイオードは、ＤＣ−
ＤＣコンバータにおける消費電力の低減の障害となり、
変換効率の向上の障害となっている。また、これらのダ
イオードに放熱器（フィン）を取り付けることが必要と
されるため、これがＤＣ−ＤＣコンバータの小型化の障
害となっている。なお、以上については、整流ダイオー
ドＤ101 及びフライホイールダイオードＤ102 としてシ
ョットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）を用いても、略
同様である。
ＤＣコンバータにおける消費電力の低減の障害となり、
変換効率の向上の障害となっている。また、これらのダ
イオードに放熱器（フィン）を取り付けることが必要と
されるため、これがＤＣ−ＤＣコンバータの小型化の障
害となっている。なお、以上については、整流ダイオー
ドＤ101 及びフライホイールダイオードＤ102 としてシ
ョットキーバリアダイオード（ＳＢＤ）を用いても、略
同様である。
【０００８】そこで、本発明者は整流ダイオードＤ101
及びフライホイールダイオードＤ102 を用いないＤＣ−
ＤＣコンバータを開発した。このＤＣ−ＤＣコンバータ
の構成を図１０に示す。
及びフライホイールダイオードＤ102 を用いないＤＣ−
ＤＣコンバータを開発した。このＤＣ−ＤＣコンバータ
の構成を図１０に示す。
【０００９】図１０において、整流ダイオードＤ101 及
びフライホイールダイオードＤ102に代えて、各々、整
流側スイッチ及びフライホイール側スイッチが用いられ
る。整流側スイッチとしてはＭＯＳＦＥＴＱ1 が用いら
れ、フライホイール側スイッチとしてはＭＯＳＦＥＴＱ
2 が用いられる。ＭＯＳＦＥＴＱ103 に相当するＭＯＳ
ＦＥＴＱ3 は、（メイン）スイッチとして、従来と同様
に設けられる。このＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、
ＭＯＳＦＥＴＱ2 はＭＯＳＦＥＴＱ3 と交互にスイッチ
ングさせられ、ＭＯＳＦＥＴＱ1 はＭＯＳＦＥＴＱ3 に
同期して（ＭＯＳＦＥＴＱ2 と交互に）スイッチングさ
せられる。
びフライホイールダイオードＤ102に代えて、各々、整
流側スイッチ及びフライホイール側スイッチが用いられ
る。整流側スイッチとしてはＭＯＳＦＥＴＱ1 が用いら
れ、フライホイール側スイッチとしてはＭＯＳＦＥＴＱ
2 が用いられる。ＭＯＳＦＥＴＱ103 に相当するＭＯＳ
ＦＥＴＱ3 は、（メイン）スイッチとして、従来と同様
に設けられる。このＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、
ＭＯＳＦＥＴＱ2 はＭＯＳＦＥＴＱ3 と交互にスイッチ
ングさせられ、ＭＯＳＦＥＴＱ1 はＭＯＳＦＥＴＱ3 に
同期して（ＭＯＳＦＥＴＱ2 と交互に）スイッチングさ
せられる。
【００１０】ＭＯＳＦＥＴＱ2 及びＱ3 のスイッチング
はＰＷＭ制御回路１によって制御され、ＰＷＭ制御回路
１からの発振信号によってＭＯＳＦＥＴＱ3 とＭＯＳＦ
ＥＴＱ2 とが交互にスイッチングさせられる。ＭＯＳＦ
ＥＴＱ3 を駆動するために、（ドライブ）トランスＴ2
が設けられる。ＭＯＳＦＥＴＱ1 をＭＯＳＦＥＴＱ2と
交互にスイッチングする（ＭＯＳＦＥＴＱ3 に同期して
スイッチングする）ために、ＭＯＳＦＥＴＱ1 は、その
接続位置を図９に示す整流ダイオードのそれから図１０
に示すように変更され、そのゲート電極に（メイン）ト
ランスＴ1 の出力電圧が印加される。
はＰＷＭ制御回路１によって制御され、ＰＷＭ制御回路
１からの発振信号によってＭＯＳＦＥＴＱ3 とＭＯＳＦ
ＥＴＱ2 とが交互にスイッチングさせられる。ＭＯＳＦ
ＥＴＱ3 を駆動するために、（ドライブ）トランスＴ2
が設けられる。ＭＯＳＦＥＴＱ1 をＭＯＳＦＥＴＱ2と
交互にスイッチングする（ＭＯＳＦＥＴＱ3 に同期して
スイッチングする）ために、ＭＯＳＦＥＴＱ1 は、その
接続位置を図９に示す整流ダイオードのそれから図１０
に示すように変更され、そのゲート電極に（メイン）ト
ランスＴ1 の出力電圧が印加される。
【００１１】図１０に示すＤＣ−ＤＣコンバータにおい
ては、ｐｎ接合ダイオード等からなる整流ダイオードＤ
101 及びフライホイールダイオードＤ102 が用いられて
いないので、これらにおける電圧降下及び電力消費が少
ない。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータの低消費電力化、
高変換効率化、小型化が可能である。
ては、ｐｎ接合ダイオード等からなる整流ダイオードＤ
101 及びフライホイールダイオードＤ102 が用いられて
いないので、これらにおける電圧降下及び電力消費が少
ない。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータの低消費電力化、
高変換効率化、小型化が可能である。
【００１２】ところが、更に、本発明者が図１０に示す
ＤＣ−ＤＣコンバータについて検討したところ、ＤＣ−
ＤＣコンバータの電源切断時及び過負荷時において、図
１１及び図１２に示すような問題点があることが判っ
た。
ＤＣ−ＤＣコンバータについて検討したところ、ＤＣ−
ＤＣコンバータの電源切断時及び過負荷時において、図
１１及び図１２に示すような問題点があることが判っ
た。
【００１３】図１１は図１０のＤＣ−ＤＣコンバータの
電源切断時の動作を示す。一般に、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ即ちＰＷＭ制御回路１の停止／動作（発振）は入力電
源Ｖinの投入／切断によって行われるが、これ以外にＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの外部からの入力によっても可能と
するために、図１０に示すようなリモート回路２を設け
て、リモート回路２からのリモート信号によってＰＷＭ
制御回路１の停止／動作を制御する。即ち、リモート信
号によりスイッチＳのオン／オフを制御することによ
り、ＰＷＭ制御回路１の発振信号の有効（発振）／無効
（停止）を制御し、これによって、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力を制御し、負荷への電源の投入／切断を外部入
力により制御する。
電源切断時の動作を示す。一般に、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ即ちＰＷＭ制御回路１の停止／動作（発振）は入力電
源Ｖinの投入／切断によって行われるが、これ以外にＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの外部からの入力によっても可能と
するために、図１０に示すようなリモート回路２を設け
て、リモート回路２からのリモート信号によってＰＷＭ
制御回路１の停止／動作を制御する。即ち、リモート信
号によりスイッチＳのオン／オフを制御することによ
り、ＰＷＭ制御回路１の発振信号の有効（発振）／無効
（停止）を制御し、これによって、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力を制御し、負荷への電源の投入／切断を外部入
力により制御する。
【００１４】例えば、リモート信号がハイレベルの場
合、スイッチＳがオフしてＰＷＭ制御回路１の発振信号
が有効とされる。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ1 等のス
イッチングが行われる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力電圧Ｖo はＰＷＭ制御回路１の発振信号のデュー
ティ比に応じた値となる。一方、リモート信号がロウレ
ベルの場合、スイッチＳがオンして、ＰＷＭ制御回路１
の発振信号が無効とされる。即ち、ロウレベル（０Ｖ）
とされる。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ3 はオフする。
従って、１次側から２次側へエネルギーが送られないの
で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖo は０Ｖとな
る。この状態を図１１の右側に示す。
合、スイッチＳがオフしてＰＷＭ制御回路１の発振信号
が有効とされる。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ1 等のス
イッチングが行われる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力電圧Ｖo はＰＷＭ制御回路１の発振信号のデュー
ティ比に応じた値となる。一方、リモート信号がロウレ
ベルの場合、スイッチＳがオンして、ＰＷＭ制御回路１
の発振信号が無効とされる。即ち、ロウレベル（０Ｖ）
とされる。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ3 はオフする。
従って、１次側から２次側へエネルギーが送られないの
で、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖo は０Ｖとな
る。この状態を図１１の右側に示す。
【００１５】図１１の右側において、電源切断時にリモ
ート回路２からのリモート信号がオフとされる。即ち、
ハイレベルＨ（回路の電源電圧Ｖcc、以下同じ）からロ
ウレベルＬ（回路の基準電圧、例えば０Ｖ、以下同じ）
とされる。これにより、スイッチＳがオンとされ、図１
０における電圧Ｖs がロウレベルとされる。即ち、ＰＷ
Ｍ制御回路１の発振信号が無効とされる。電圧Ｖs のロ
ウレベルによりトランジスタＴr5がオフして、図１０に
おける電圧Ｖs'が図１１の右側に示すようにハイレベル
を維持する。従って、トランジスタＴr3及びＴr4からな
るＭＯＳＦＥＴＱ2 の駆動回路の出力がハイレベルを維
持し、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンし続ける。また、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ1 及びＱ3 はオフし続ける。
ート回路２からのリモート信号がオフとされる。即ち、
ハイレベルＨ（回路の電源電圧Ｖcc、以下同じ）からロ
ウレベルＬ（回路の基準電圧、例えば０Ｖ、以下同じ）
とされる。これにより、スイッチＳがオンとされ、図１
０における電圧Ｖs がロウレベルとされる。即ち、ＰＷ
Ｍ制御回路１の発振信号が無効とされる。電圧Ｖs のロ
ウレベルによりトランジスタＴr5がオフして、図１０に
おける電圧Ｖs'が図１１の右側に示すようにハイレベル
を維持する。従って、トランジスタＴr3及びＴr4からな
るＭＯＳＦＥＴＱ2 の駆動回路の出力がハイレベルを維
持し、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンし続ける。また、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ1 及びＱ3 はオフし続ける。
【００１６】この状態となった場合、ＭＯＳＦＥＴＱ2
を流れる電流ＩQ2は、暫く順方向（図１０において実線
で示す）に流れた後、逆方向（図１０において点線で示
す）に流れる。これは以下の理由による。
を流れる電流ＩQ2は、暫く順方向（図１０において実線
で示す）に流れた後、逆方向（図１０において点線で示
す）に流れる。これは以下の理由による。
【００１７】即ち、図１１の左側に示すように、ＰＷＭ
制御回路１の発振信号（電圧Ｖs ）のオン／オフの繰り
返しにより、本来、ＭＯＳＦＥＴＱ2 は一定期間のオン
の後にオフし、同時にＭＯＳＦＥＴＱ1 及びＱ3 がオン
する。従って、電流ＩQ2の波形は図１１の左側に示すよ
うになり、逆方向電流は流れない。
制御回路１の発振信号（電圧Ｖs ）のオン／オフの繰り
返しにより、本来、ＭＯＳＦＥＴＱ2 は一定期間のオン
の後にオフし、同時にＭＯＳＦＥＴＱ1 及びＱ3 がオン
する。従って、電流ＩQ2の波形は図１１の左側に示すよ
うになり、逆方向電流は流れない。
【００１８】一方、図１１の右側に示すように電圧Ｖs'
がハイレベルを維持する場合、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオン
を、ＭＯＳＦＥＴＱ1 及びＱ3 はオフを維持する。この
時、ＭＯＳＦＥＴＱ2 のオンにより、ＭＯＳＦＥＴＱ2
、インダクタンスＬ0 、平滑コンデンサＣ0 からなる
電流パスが形成される。この電流パスは、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2 が双方向に電流を流すことができるスイッチ素子で
あることにより、双方向の電流パス、即ち、図１０にお
いて実線で示す順方向電流パス及び図１０において点線
で示す逆方向電流パスである。
がハイレベルを維持する場合、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオン
を、ＭＯＳＦＥＴＱ1 及びＱ3 はオフを維持する。この
時、ＭＯＳＦＥＴＱ2 のオンにより、ＭＯＳＦＥＴＱ2
、インダクタンスＬ0 、平滑コンデンサＣ0 からなる
電流パスが形成される。この電流パスは、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2 が双方向に電流を流すことができるスイッチ素子で
あることにより、双方向の電流パス、即ち、図１０にお
いて実線で示す順方向電流パス及び図１０において点線
で示す逆方向電流パスである。
【００１９】このため、ＭＯＳＦＥＴＱ2 がオンして順
方向電流パスに電流が流れ始めてから所定時間の経過後
は、出力端子間に接続されたコンデンサ（以下、出力コ
ンデンサと略称する）に充電された電荷が逆方向電流パ
スに流れる。出力コンデンサとしては、平滑コンデンサ
Ｃ0 、負荷であるコンピュータ等の持つコンデンサ（例
えば、メモリの持つ容量成分）等がある。この明細書で
の説明においては、簡単のために、平滑コンデンサＣ0
を例に取ることとする。
方向電流パスに電流が流れ始めてから所定時間の経過後
は、出力端子間に接続されたコンデンサ（以下、出力コ
ンデンサと略称する）に充電された電荷が逆方向電流パ
スに流れる。出力コンデンサとしては、平滑コンデンサ
Ｃ0 、負荷であるコンピュータ等の持つコンデンサ（例
えば、メモリの持つ容量成分）等がある。この明細書で
の説明においては、簡単のために、平滑コンデンサＣ0
を例に取ることとする。
【００２０】この逆方向電流が流れる場合において、平
滑コンデンサＣ0 の容量が大きいと、逆方向に流れる電
流ＩQ2が図１１に示すように時間の経過と共に過大にな
る。このため、フライホイール側スイッチであるＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 が破壊されてしまうという問題が新たに生じ
ることが判明した。
滑コンデンサＣ0 の容量が大きいと、逆方向に流れる電
流ＩQ2が図１１に示すように時間の経過と共に過大にな
る。このため、フライホイール側スイッチであるＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 が破壊されてしまうという問題が新たに生じ
ることが判明した。
【００２１】図１２は図１０のＤＣ−ＤＣコンバータの
過負荷時の動作を示す。一般に、ＤＣ−ＤＣコンバータ
即ちＰＷＭ制御回路１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ自体又
は負荷を過大電流から保護するために、過電流検出を行
う。即ち、負荷異常時において、定格電流よりも大きな
電流が流れたことを検出する。そこで、ＰＷＭ制御回路
１に過電流検出の機能を設け、これにより出力端子の回
路の基準電圧側に流れる電流を監視する。即ち、当該電
流の値によりＰＷＭ制御回路１の発振信号を制御し、こ
れによって、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を制御し、負
荷への電流の値を制御する。
過負荷時の動作を示す。一般に、ＤＣ−ＤＣコンバータ
即ちＰＷＭ制御回路１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ自体又
は負荷を過大電流から保護するために、過電流検出を行
う。即ち、負荷異常時において、定格電流よりも大きな
電流が流れたことを検出する。そこで、ＰＷＭ制御回路
１に過電流検出の機能を設け、これにより出力端子の回
路の基準電圧側に流れる電流を監視する。即ち、当該電
流の値によりＰＷＭ制御回路１の発振信号を制御し、こ
れによって、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を制御し、負
荷への電流の値を制御する。
【００２２】例えば、過電流が流れていない場合、ＰＷ
Ｍ制御回路１は過電流検出に基づく制御は行わない。従
って、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖo はＰＷＭ制
御回路１の発振信号のデューティ比に応じた値となる。
Ｍ制御回路１は過電流検出に基づく制御は行わない。従
って、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖo はＰＷＭ制
御回路１の発振信号のデューティ比に応じた値となる。
【００２３】一方、過電流が流れている場合、ＰＷＭ制
御回路１は過電流検出に基づく制御を行う。即ち、ＰＷ
Ｍ制御回路１は発振信号のデューティ比をオフの期間が
長くなるようにする。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータの
出力電圧Ｖo は、ＰＷＭ制御回路１の発振信号のオンデ
ューティの低下に応じて、それまでより小さい値とな
る。即ち、ＭＯＳＦＥＴＱ3 のオフの期間が長くされる
ことによって１次側から２次側へ送られるエネルギーが
少なくなるので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖo
は低下し定格での運転が可能とされる。この状態を図１
２の左側に示す。
御回路１は過電流検出に基づく制御を行う。即ち、ＰＷ
Ｍ制御回路１は発振信号のデューティ比をオフの期間が
長くなるようにする。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータの
出力電圧Ｖo は、ＰＷＭ制御回路１の発振信号のオンデ
ューティの低下に応じて、それまでより小さい値とな
る。即ち、ＭＯＳＦＥＴＱ3 のオフの期間が長くされる
ことによって１次側から２次側へ送られるエネルギーが
少なくなるので、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖo
は低下し定格での運転が可能とされる。この状態を図１
２の左側に示す。
【００２４】図１２の中央において、過負荷状態が検出
される。この過負荷時において、ＰＷＭ制御回路１の発
振信号のオンデューティを低下させるために、発振信号
のロウレベルの期間が極めて長くされる。即ち、図１０
における電圧Ｖs がロウレベルとされる。これにより、
図１１と同様に、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンし続ける。ま
た、ＭＯＳＦＥＴＱ1 及びＱ3 はオフし続ける。
される。この過負荷時において、ＰＷＭ制御回路１の発
振信号のオンデューティを低下させるために、発振信号
のロウレベルの期間が極めて長くされる。即ち、図１０
における電圧Ｖs がロウレベルとされる。これにより、
図１１と同様に、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンし続ける。ま
た、ＭＯＳＦＥＴＱ1 及びＱ3 はオフし続ける。
【００２５】従って、図１１の場合と同様に、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ2 を流れる電流ＩQ2は、暫く順方向に流れた後、
逆方向に流れる。この結果、図１１の場合と同様に、平
滑コンデンサＣ0 の容量が大きいと、逆方向に流れる電
流ＩQ2が図１２に示すように時間の経過と共に過大にな
る。このため、過負荷時においても、図１１の場合と同
様に、フライホイール側スイッチであるＭＯＳＦＥＴＱ
2 が破壊されてしまうという問題が新たに生じることが
判明した。
ＥＴＱ2 を流れる電流ＩQ2は、暫く順方向に流れた後、
逆方向に流れる。この結果、図１１の場合と同様に、平
滑コンデンサＣ0 の容量が大きいと、逆方向に流れる電
流ＩQ2が図１２に示すように時間の経過と共に過大にな
る。このため、過負荷時においても、図１１の場合と同
様に、フライホイール側スイッチであるＭＯＳＦＥＴＱ
2 が破壊されてしまうという問題が新たに生じることが
判明した。
【００２６】本発明は、フライホイール側スイッチが破
壊することを防止したＤＣ−ＤＣコンバータを提供する
ことを目的とする。また、本発明は、簡単な構成によ
り、フライホイール側スイッチであるＭＯＳＦＥＴが破
壊することを防止したＤＣ−ＤＣコンバータを提供する
ことを目的とする。そして、当該ＤＣ−ＤＣコンバータ
を制御する制御回路を提供することを目的とする。
壊することを防止したＤＣ−ＤＣコンバータを提供する
ことを目的とする。また、本発明は、簡単な構成によ
り、フライホイール側スイッチであるＭＯＳＦＥＴが破
壊することを防止したＤＣ−ＤＣコンバータを提供する
ことを目的とする。そして、当該ＤＣ−ＤＣコンバータ
を制御する制御回路を提供することを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理構成
図であり、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ（スイッチン
グレギュレータ）を示す。また併せて本発明の制御回路
を示す。当該制御回路は、図１に示される所の、ＰＷＭ
制御回路１と状態検出手段３と必要に応じてリモート回
路２を含み、スイッチＱ２とＱ３との夫々のゲートに信
号を供給する部分に対応している。
図であり、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ（スイッチン
グレギュレータ）を示す。また併せて本発明の制御回路
を示す。当該制御回路は、図１に示される所の、ＰＷＭ
制御回路１と状態検出手段３と必要に応じてリモート回
路２を含み、スイッチＱ２とＱ３との夫々のゲートに信
号を供給する部分に対応している。
【００２８】図１において、ＤＣ−ＤＣコンバータは、
メイントランスＴ1 と、メイントランスＴ1 の１次側に
直列に接続されたメインスイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ3 ）
と、メイントランスＴ1 の２次側に直列に接続された整
流側スイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ1 ）と、メイントランス
Ｔ1 の２次側に並列に接続されたフライホイール側スイ
ッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ2 ）と、ＰＷＭ制御回路１と、制
御手段４と、状態検出手段３とを備える。
メイントランスＴ1 と、メイントランスＴ1 の１次側に
直列に接続されたメインスイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ3 ）
と、メイントランスＴ1 の２次側に直列に接続された整
流側スイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ1 ）と、メイントランス
Ｔ1 の２次側に並列に接続されたフライホイール側スイ
ッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ2 ）と、ＰＷＭ制御回路１と、制
御手段４と、状態検出手段３とを備える。
【００２９】ＰＷＭ制御回路１は、所定の駆動回路を介
して、メインスイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ3 ）及び整流側
スイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ1 ）とフライホイール側スイ
ッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ2 ）とを交互にスイッチングさせ
るために、所定の発振信号を出力する。状態検出手段３
は、ＤＣ−ＤＣコンバータの状態を検出し、当該状態に
基づいて制御手段４へ制御指示信号を供給する。制御手
段４はフライホイール側スイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ2 ）
を制御する。
して、メインスイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ3 ）及び整流側
スイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ1 ）とフライホイール側スイ
ッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ2 ）とを交互にスイッチングさせ
るために、所定の発振信号を出力する。状態検出手段３
は、ＤＣ−ＤＣコンバータの状態を検出し、当該状態に
基づいて制御手段４へ制御指示信号を供給する。制御手
段４はフライホイール側スイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ2 ）
を制御する。
【００３０】ＤＣ−ＤＣコンバータが所定の状態にある
場合に、状態検出手段３が制御手段４への制御指示信号
を形成する。状態検出手段３からの制御指示信号が入力
された場合に、制御手段４がフライホイール側スイッチ
（ＭＯＳＦＥＴＱ2 ）をオフとする。なお、この制御は
必ずしも直接にフライホイール側スイッチ（ＭＯＳＦＥ
ＴＱ2 ）を制御手段４によってオフとする必要はなく、
フライホイール側スイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ2 ）の駆動
回路を制御することによって行われる。
場合に、状態検出手段３が制御手段４への制御指示信号
を形成する。状態検出手段３からの制御指示信号が入力
された場合に、制御手段４がフライホイール側スイッチ
（ＭＯＳＦＥＴＱ2 ）をオフとする。なお、この制御は
必ずしも直接にフライホイール側スイッチ（ＭＯＳＦＥ
ＴＱ2 ）を制御手段４によってオフとする必要はなく、
フライホイール側スイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ2 ）の駆動
回路を制御することによって行われる。
【００３１】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、
状態検出手段３がＤＣ−ＤＣコンバータが所定の状態に
ある場合にこれを検出する。例えば、図１１及び図１２
に示すようにフライホイール側スイッチ（ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2 ）を過大な逆方向電流ＩQ2が流れ得る状態を、状態
検出手段３が検出する。この検出は必ずしも直接に電流
ＩQ2の値を測定することによって行う必要はない。この
検出に基づいて状態検出手段３が制御手段４へ制御指示
信号を供給するので、制御手段４によってフライホイー
ル側スイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ2 ）をオフとすることが
できる。
状態検出手段３がＤＣ−ＤＣコンバータが所定の状態に
ある場合にこれを検出する。例えば、図１１及び図１２
に示すようにフライホイール側スイッチ（ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2 ）を過大な逆方向電流ＩQ2が流れ得る状態を、状態
検出手段３が検出する。この検出は必ずしも直接に電流
ＩQ2の値を測定することによって行う必要はない。この
検出に基づいて状態検出手段３が制御手段４へ制御指示
信号を供給するので、制御手段４によってフライホイー
ル側スイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ2 ）をオフとすることが
できる。
【００３２】具体的には、制御手段４は、状態検出手段
３からの制御指示信号に応じて、それまでハイレベルを
維持していた電圧Ｖs'を強制的にロウレベルとする。こ
れにより、フライホイール側スイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ
2 ）にロウレベルが印加され、オフとされる。
３からの制御指示信号に応じて、それまでハイレベルを
維持していた電圧Ｖs'を強制的にロウレベルとする。こ
れにより、フライホイール側スイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ
2 ）にロウレベルが印加され、オフとされる。
【００３３】従って、本発明によれば、図１１及び図１
２に示すような電源切断時や過負荷時において、フライ
ホイール側スイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ2 ）のオフによ
り、それまで形成されていたフライホイール側スイッチ
（ＭＯＳＦＥＴＱ2 ）、インダクタンスＬ0 、平滑コン
デンサＣ0 からなる逆方向電流パス（図１０参照）が遮
断される。これにより、平滑コンデンサＣ0 等の出力コ
ンデンサに充電された電荷が逆方向電流パスに流れるこ
とを防止できる。従って、出力コンデンサの容量が大き
い場合であっても、過大な逆方向電流が流れることによ
ってフライホイール側スイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ2 ）が
破壊されてしまうことを防止できる。
２に示すような電源切断時や過負荷時において、フライ
ホイール側スイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ2 ）のオフによ
り、それまで形成されていたフライホイール側スイッチ
（ＭＯＳＦＥＴＱ2 ）、インダクタンスＬ0 、平滑コン
デンサＣ0 からなる逆方向電流パス（図１０参照）が遮
断される。これにより、平滑コンデンサＣ0 等の出力コ
ンデンサに充電された電荷が逆方向電流パスに流れるこ
とを防止できる。従って、出力コンデンサの容量が大き
い場合であっても、過大な逆方向電流が流れることによ
ってフライホイール側スイッチ（ＭＯＳＦＥＴＱ2 ）が
破壊されてしまうことを防止できる。
【００３４】
【発明の実施の形態】図２はＤＣ−ＤＣコンバータの要
部構成図であり、ＤＣ−ＤＣコンバータの要部の構成を
示す。図２は図１と合わせて本発明によるＤＣ−ＤＣコ
ンバータの構成を示す。
部構成図であり、ＤＣ−ＤＣコンバータの要部の構成を
示す。図２は図１と合わせて本発明によるＤＣ−ＤＣコ
ンバータの構成を示す。
【００３５】そこで、図２について詳細に説明する前
に、図１に従って本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの概要
について説明する。図１において、ＤＣ−ＤＣコンバー
タはメイントランスＴ1 の１次側に入力された高電圧Ｖ
inを変換して2 次側に低電圧Ｖo を出力する。この低電
圧Ｖo が安定化電源としてコンピュータ等の負荷に供給
される。従って、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、基
本的には、メインスイッチＭＯＳＦＥＴＱ3 のオンの期
間中、エネルギーをメイントランスＴ1 の１次側から２
次側に送るフォワードコンバータである。
に、図１に従って本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの概要
について説明する。図１において、ＤＣ−ＤＣコンバー
タはメイントランスＴ1 の１次側に入力された高電圧Ｖ
inを変換して2 次側に低電圧Ｖo を出力する。この低電
圧Ｖo が安定化電源としてコンピュータ等の負荷に供給
される。従って、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、基
本的には、メインスイッチＭＯＳＦＥＴＱ3 のオンの期
間中、エネルギーをメイントランスＴ1 の１次側から２
次側に送るフォワードコンバータである。
【００３６】メイントランスＴ1 の１次側において、回
路の低電圧側にメインスイッチであるｎチャネルＭＯＳ
ＦＥＴＱ3 が直列に接続される。ＭＯＳＦＥＴＱ3 のゲ
ート電極には、ドライブトランスＴ2 等からなる駆動回
路により、その駆動信号が入力される。ダイオードＤQ3
はＭＯＳＦＥＴＱ3 の寄生ダイオードである。
路の低電圧側にメインスイッチであるｎチャネルＭＯＳ
ＦＥＴＱ3 が直列に接続される。ＭＯＳＦＥＴＱ3 のゲ
ート電極には、ドライブトランスＴ2 等からなる駆動回
路により、その駆動信号が入力される。ダイオードＤQ3
はＭＯＳＦＥＴＱ3 の寄生ダイオードである。
【００３７】メイントランスＴ1 の２次側において、回
路の低電圧側に整流側スイッチであるｎチャネルＭＯＳ
ＦＥＴＱ1 が直列に接続され、フライホイール側スイッ
チであるｎチャネルＭＯＳＦＥＴＱ2 がメイントランス
Ｔ1 に並列に接続される。ＭＯＳＦＥＴＱ1 のゲート電
極には、ＭＯＳＦＥＴＱ2 等からなる駆動回路により、
その駆動信号が入力される。ＭＯＳＦＥＴＱ2 のゲート
電極には、トランジスタＴr3及びＴr4等からなる駆動回
路により、その駆動信号が入力される。ダイオードＤQ1
及びＤQ2は、各々、ＭＯＳＦＥＴＱ1 及びＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2 の寄生ダイオードである。
路の低電圧側に整流側スイッチであるｎチャネルＭＯＳ
ＦＥＴＱ1 が直列に接続され、フライホイール側スイッ
チであるｎチャネルＭＯＳＦＥＴＱ2 がメイントランス
Ｔ1 に並列に接続される。ＭＯＳＦＥＴＱ1 のゲート電
極には、ＭＯＳＦＥＴＱ2 等からなる駆動回路により、
その駆動信号が入力される。ＭＯＳＦＥＴＱ2 のゲート
電極には、トランジスタＴr3及びＴr4等からなる駆動回
路により、その駆動信号が入力される。ダイオードＤQ1
及びＤQ2は、各々、ＭＯＳＦＥＴＱ1 及びＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2 の寄生ダイオードである。
【００３８】従って、メイントランスＴ1 の２次側にお
いて、フライホイール側スイッチに並列にダイオードが
接続される。このダイオードとして、フライホイール側
スイッチがＭＯＳＦＥＴＱ2 で構成されることを利用し
て、当該ＭＯＳＦＥＴＱ2 の寄生ダイオードＤQ2を用い
る。この寄生ダイオードＤQ2は低電圧（回路の基準電
圧）側から高電圧側への電流パスを形成する。
いて、フライホイール側スイッチに並列にダイオードが
接続される。このダイオードとして、フライホイール側
スイッチがＭＯＳＦＥＴＱ2 で構成されることを利用し
て、当該ＭＯＳＦＥＴＱ2 の寄生ダイオードＤQ2を用い
る。この寄生ダイオードＤQ2は低電圧（回路の基準電
圧）側から高電圧側への電流パスを形成する。
【００３９】フライホイール側スイッチに並列にダイオ
ードを設けることにより、フライホイール側スイッチで
あるＭＯＳＦＥＴＱ2 がオフした場合において、整流側
スイッチであるＭＯＳＦＥＴＱ1 が破壊されることを防
止できる。即ち、ＭＯＳＦＥＴＱ2 がオフした場合、こ
の並列ダイオードがないと、その時点でＭＯＳＦＥＴＱ
2 を流れている電流ＩQ2がその電流パスを遮断されるこ
とにより、極めて大きい電圧が発生し、この結果ＭＯＳ
ＦＥＴＱ1 が破壊される。しかし、この並列ダイオード
の存在により、ＭＯＳＦＥＴＱ2 のオフの時点でＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 を流れている電流ＩQ2を当該並列ダイオード
（寄生ダイオードＤQ2）の順方向に流す電流パスを確保
できる。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ2 のオフによる高
電圧の発生を回避して、ＭＯＳＦＥＴＱ1 の破壊を防止
できる。これは、ＰＷＭ制御回路１からの発振信号によ
ってＭＯＳＦＥＴＱ2 がオフとされるタイミング、及
び、状態検出手段３からの制御指示信号によってＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 がオフとされるタイミングにおいて、同様に
有効である。
ードを設けることにより、フライホイール側スイッチで
あるＭＯＳＦＥＴＱ2 がオフした場合において、整流側
スイッチであるＭＯＳＦＥＴＱ1 が破壊されることを防
止できる。即ち、ＭＯＳＦＥＴＱ2 がオフした場合、こ
の並列ダイオードがないと、その時点でＭＯＳＦＥＴＱ
2 を流れている電流ＩQ2がその電流パスを遮断されるこ
とにより、極めて大きい電圧が発生し、この結果ＭＯＳ
ＦＥＴＱ1 が破壊される。しかし、この並列ダイオード
の存在により、ＭＯＳＦＥＴＱ2 のオフの時点でＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 を流れている電流ＩQ2を当該並列ダイオード
（寄生ダイオードＤQ2）の順方向に流す電流パスを確保
できる。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ2 のオフによる高
電圧の発生を回避して、ＭＯＳＦＥＴＱ1 の破壊を防止
できる。これは、ＰＷＭ制御回路１からの発振信号によ
ってＭＯＳＦＥＴＱ2 がオフとされるタイミング、及
び、状態検出手段３からの制御指示信号によってＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 がオフとされるタイミングにおいて、同様に
有効である。
【００４０】そして、この並列ダイオードとして当該ス
イッチ素子の寄生ダイオードＤQ2を利用することによ
り、回路素子の数を減らし、実装の面積を低減すること
ができる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータを小型化する
ことができる。
イッチ素子の寄生ダイオードＤQ2を利用することによ
り、回路素子の数を減らし、実装の面積を低減すること
ができる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータを小型化する
ことができる。
【００４１】なお、フライホイール側スイッチをＭＯＳ
ＦＥＴ以外のスイッチ素子で構成する場合には、寄生ダ
イオードを利用することはできないので、当該スイッチ
素子に並列にダイオードを接続する必要がある。この場
合、フライホイール側スイッチを設けているので、ダイ
オードにおける電圧降下及び電力消費は無視できる。従
って、ダイオードはｐｎ接合ダイオード又はショットキ
ーバリアダイオードのいずれでも良い。
ＦＥＴ以外のスイッチ素子で構成する場合には、寄生ダ
イオードを利用することはできないので、当該スイッチ
素子に並列にダイオードを接続する必要がある。この場
合、フライホイール側スイッチを設けているので、ダイ
オードにおける電圧降下及び電力消費は無視できる。従
って、ダイオードはｐｎ接合ダイオード又はショットキ
ーバリアダイオードのいずれでも良い。
【００４２】ＰＷＭ制御回路１は所定の駆動回路を介し
てＭＯＳＦＥＴＱ1 乃至Ｑ3 を制御する。即ち、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ3 及びＱ1 とＭＯＳＦＥＴＱ2 とを交互に高周
波スイッチングさせる。このために、ＰＷＭ制御回路１
はその発振信号端子から所定の発振信号（ハイレベル／
ロウレベルの交番信号）を出力する。ＰＷＭ制御回路１
の発振信号の電圧、即ち、抵抗Ｒ7 の入力端の電圧をＶ
s と表す。
てＭＯＳＦＥＴＱ1 乃至Ｑ3 を制御する。即ち、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ3 及びＱ1 とＭＯＳＦＥＴＱ2 とを交互に高周
波スイッチングさせる。このために、ＰＷＭ制御回路１
はその発振信号端子から所定の発振信号（ハイレベル／
ロウレベルの交番信号）を出力する。ＰＷＭ制御回路１
の発振信号の電圧、即ち、抵抗Ｒ7 の入力端の電圧をＶ
s と表す。
【００４３】ＰＷＭ制御回路１は、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ自体又は負荷を過大電流から保護するために、所定の
値以上の出力電流（例えば、定格電流）よりも大きな電
流（過電流）が流れたことを検出する過電流検出の機能
を備え、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を監視する。
このために、ＰＷＭ制御回路１は、出力抵抗Ｒo よりメ
イントランスＴ1 側において、ＤＣ−ＤＣコンバータの
出力端子の基準電圧側の端子に接続され、ここに流れる
電流を検出する。ＰＷＭ制御回路１は、当該電流の値に
より発振信号を制御し、これによってＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力を制御し、負荷への電流の値を制御する。出
力電流が所定の値以上に上昇する状態は例えば過負荷時
において発生する。
タ自体又は負荷を過大電流から保護するために、所定の
値以上の出力電流（例えば、定格電流）よりも大きな電
流（過電流）が流れたことを検出する過電流検出の機能
を備え、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を監視する。
このために、ＰＷＭ制御回路１は、出力抵抗Ｒo よりメ
イントランスＴ1 側において、ＤＣ−ＤＣコンバータの
出力端子の基準電圧側の端子に接続され、ここに流れる
電流を検出する。ＰＷＭ制御回路１は、当該電流の値に
より発振信号を制御し、これによってＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力を制御し、負荷への電流の値を制御する。出
力電流が所定の値以上に上昇する状態は例えば過負荷時
において発生する。
【００４４】例えば、過電流が流れていない場合、ＰＷ
Ｍ制御回路１は過電流検出に基づく制御は行わない。従
って、ＰＷＭ制御回路１の出力する発振信号のデューテ
ィ比は通常の値とされ、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電
圧Ｖo は所定の電圧を維持するようにされる。一方、過
電流が流れている場合、ＰＷＭ制御回路１は過電流検出
に基づく制御を行う。即ち、ＰＷＭ制御回路１は発振信
号のデューティ比をオフの期間が長くなるようにする。
従って、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖoは、ＰＷ
Ｍ制御回路１の発振信号のオンデューティの低下に応じ
て、それまでより小さい値となる。即ち、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ3 のオフの期間が長くされ、１次側から２次側へ送ら
れるエネルギーが少なくなるので、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧Ｖo は低下し定格電流での運転が可能とさ
れる。
Ｍ制御回路１は過電流検出に基づく制御は行わない。従
って、ＰＷＭ制御回路１の出力する発振信号のデューテ
ィ比は通常の値とされ、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電
圧Ｖo は所定の電圧を維持するようにされる。一方、過
電流が流れている場合、ＰＷＭ制御回路１は過電流検出
に基づく制御を行う。即ち、ＰＷＭ制御回路１は発振信
号のデューティ比をオフの期間が長くなるようにする。
従って、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖoは、ＰＷ
Ｍ制御回路１の発振信号のオンデューティの低下に応じ
て、それまでより小さい値となる。即ち、ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ3 のオフの期間が長くされ、１次側から２次側へ送ら
れるエネルギーが少なくなるので、ＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧Ｖo は低下し定格電流での運転が可能とさ
れる。
【００４５】ＰＷＭ制御回路１は、出力電圧Ｖo を所定
の値に維持するために、当該出力電圧Ｖo の値を検出す
る電圧検出の機能を備え、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力
電圧を監視する。このために、ＰＷＭ制御回路１は、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの出力端子の出力電圧Ｖo の出力さ
れる端子に接続され、出力電圧Ｖo を検出する。ＰＷＭ
制御回路１は、当該出力電圧Ｖo の値により発振信号を
制御し、これによってＤＣ−ＤＣコンバータの出力を制
御し、負荷への電圧の値を制御する。
の値に維持するために、当該出力電圧Ｖo の値を検出す
る電圧検出の機能を備え、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力
電圧を監視する。このために、ＰＷＭ制御回路１は、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの出力端子の出力電圧Ｖo の出力さ
れる端子に接続され、出力電圧Ｖo を検出する。ＰＷＭ
制御回路１は、当該出力電圧Ｖo の値により発振信号を
制御し、これによってＤＣ−ＤＣコンバータの出力を制
御し、負荷への電圧の値を制御する。
【００４６】例えば、出力電圧Ｖo が所定の値より大き
い場合、ＰＷＭ制御回路１は発振信号のオンデューティ
比をそれまでより少し小さくし、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力電圧Ｖo をそれまでより少し小さくし、所定の電
圧を維持する。一方、出力電圧Ｖo が所定の値より小さ
い場合、ＰＷＭ制御回路１は発振信号のオンデューティ
比をそれまでより少し大きくし、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力電圧Ｖo をそれまでより少し大きくし、所定の電
圧を維持する。
い場合、ＰＷＭ制御回路１は発振信号のオンデューティ
比をそれまでより少し小さくし、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力電圧Ｖo をそれまでより少し小さくし、所定の電
圧を維持する。一方、出力電圧Ｖo が所定の値より小さ
い場合、ＰＷＭ制御回路１は発振信号のオンデューティ
比をそれまでより少し大きくし、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力電圧Ｖo をそれまでより少し大きくし、所定の電
圧を維持する。
【００４７】ＭＯＳＦＥＴＱ2 の駆動回路は、図示のよ
うに、抵抗Ｒ2 、Ｒ6 及びＲ7 、トランジスタＴr3、Ｔ
r4及びＴr5からなる。回路の電源電圧（例えばＶcc）と
基準電圧（例えば０Ｖ）との間に、抵抗Ｒ6 及びnpn ト
ランジスタＴr5の直列回路と、npn トランジスタＴr3及
びpnp トランジスタＴr4の直列回路とが各々接続され
る。ＰＷＭ制御回路１の発振信号は抵抗Ｒ7 を介してト
ランジスタＴr5のベースに入力される。トランジスタＴ
r5の出力（コレクタ）がトランジスタＴr3及びＴr4の直
列回路の入力としてそのベースに入力される。トランジ
スタＴr3及びＴr4の直列回路の出力（エミッタ）が、抵
抗Ｒ2 を介してＭＯＳＦＥＴＱ2 のゲート電極に入力さ
れる。トランジスタＴr3及びＴr4の直列回路がＭＯＳＦ
ＥＴＱ2 の実際の（直接の）駆動回路である。
うに、抵抗Ｒ2 、Ｒ6 及びＲ7 、トランジスタＴr3、Ｔ
r4及びＴr5からなる。回路の電源電圧（例えばＶcc）と
基準電圧（例えば０Ｖ）との間に、抵抗Ｒ6 及びnpn ト
ランジスタＴr5の直列回路と、npn トランジスタＴr3及
びpnp トランジスタＴr4の直列回路とが各々接続され
る。ＰＷＭ制御回路１の発振信号は抵抗Ｒ7 を介してト
ランジスタＴr5のベースに入力される。トランジスタＴ
r5の出力（コレクタ）がトランジスタＴr3及びＴr4の直
列回路の入力としてそのベースに入力される。トランジ
スタＴr3及びＴr4の直列回路の出力（エミッタ）が、抵
抗Ｒ2 を介してＭＯＳＦＥＴＱ2 のゲート電極に入力さ
れる。トランジスタＴr3及びＴr4の直列回路がＭＯＳＦ
ＥＴＱ2 の実際の（直接の）駆動回路である。
【００４８】制御手段４は、フライホイール側スイッチ
を制御する手段であるので、図示のように、フライホイ
ール側スイッチであるＭＯＳＦＥＴＱ2 の駆動回路に挿
入される。従って、制御手段４は、直接にフライホイー
ル側スイッチを駆動するのではなく、フライホイール側
スイッチのオン／オフを制御する駆動回路を制御するこ
とによって、フライホイール側スイッチを駆動する。
を制御する手段であるので、図示のように、フライホイ
ール側スイッチであるＭＯＳＦＥＴＱ2 の駆動回路に挿
入される。従って、制御手段４は、直接にフライホイー
ル側スイッチを駆動するのではなく、フライホイール側
スイッチのオン／オフを制御する駆動回路を制御するこ
とによって、フライホイール側スイッチを駆動する。
【００４９】ＭＯＳＦＥＴＱ3 の駆動回路は、図示のよ
うに、抵抗Ｒ3 、Ｒ4 及びＲ5 、トランジスタＴr1及び
Ｔr2、ダイオードＤ1 、コンデンサＣ1 、ドライブトラ
ンスＴ2 からなる。回路の電源電圧と基準電圧との間
に、npn トランジスタＴr1及びpnp トランジスタＴr2の
直列回路が接続される。ＰＷＭ制御回路１の発振信号は
抵抗Ｒ5 を介してトランジスタＴr1及びＴr2の直列回路
の入力としてそのベースに入力される。トランジスタＴ
r1及びＴr2の直列回路の出力（エミッタ）が、抵抗Ｒ4
及びコンデンサＣ1 の直列回路とダイオードＤ1 との並
列回路を介して、ドライブトランスＴ2 の１次側に入力
される。ドライブトランスＴ2 の２次側は、抵抗Ｒ3 を
介して、ＭＯＳＦＥＴＱ3 のゲート電極に接続される。
トランジスタＴr1及びＴr2の直列回路がＭＯＳＦＥＴＱ
3 の実際の（直接の）駆動回路である。
うに、抵抗Ｒ3 、Ｒ4 及びＲ5 、トランジスタＴr1及び
Ｔr2、ダイオードＤ1 、コンデンサＣ1 、ドライブトラ
ンスＴ2 からなる。回路の電源電圧と基準電圧との間
に、npn トランジスタＴr1及びpnp トランジスタＴr2の
直列回路が接続される。ＰＷＭ制御回路１の発振信号は
抵抗Ｒ5 を介してトランジスタＴr1及びＴr2の直列回路
の入力としてそのベースに入力される。トランジスタＴ
r1及びＴr2の直列回路の出力（エミッタ）が、抵抗Ｒ4
及びコンデンサＣ1 の直列回路とダイオードＤ1 との並
列回路を介して、ドライブトランスＴ2 の１次側に入力
される。ドライブトランスＴ2 の２次側は、抵抗Ｒ3 を
介して、ＭＯＳＦＥＴＱ3 のゲート電極に接続される。
トランジスタＴr1及びＴr2の直列回路がＭＯＳＦＥＴＱ
3 の実際の（直接の）駆動回路である。
【００５０】ＭＯＳＦＥＴＱ1 の駆動回路は、図示のよ
うに、直接にはＭＯＳＦＥＴＱ2 からなる。即ち、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ2 のドレインが抵抗Ｒ1 を介してＭＯＳＦＥ
ＴＱ1 のゲート電極に接続される。従って、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ1 は、ＭＯＳＦＥＴＱ2の駆動回路及びＭＯＳＦＥ
ＴＱ2 によって駆動されると考えることができ、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 の駆動信号を反転した信号によって駆動され
る。
うに、直接にはＭＯＳＦＥＴＱ2 からなる。即ち、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ2 のドレインが抵抗Ｒ1 を介してＭＯＳＦＥ
ＴＱ1 のゲート電極に接続される。従って、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ1 は、ＭＯＳＦＥＴＱ2の駆動回路及びＭＯＳＦＥ
ＴＱ2 によって駆動されると考えることができ、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 の駆動信号を反転した信号によって駆動され
る。
【００５１】ＰＷＭ制御回路１の発振信号端子と回路の
基準電圧との間にスイッチＳが挿入される。スイッチＳ
はリモート回路２の出力するリモート信号によって、そ
のオン／オフが制御される。リモート回路２はＰＷＭ制
御回路１を制御するリモート信号を出力する。
基準電圧との間にスイッチＳが挿入される。スイッチＳ
はリモート回路２の出力するリモート信号によって、そ
のオン／オフが制御される。リモート回路２はＰＷＭ制
御回路１を制御するリモート信号を出力する。
【００５２】ＰＷＭ制御回路１の停止／動作（発振）は
リモート回路２からのリモート信号によって制御され
る。即ち、リモート信号によりスイッチＳのオン／オフ
を制御することにより、ＰＷＭ制御回路１の発振信号の
有効（発振）／無効（停止）を制御し、これによってＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの出力を制御する。電源切断時に
は、負荷への電源供給を切断するために、保守員の手入
力によりリモート回路２からのリモート信号がオフ（ロ
ウレベル）とされる。
リモート回路２からのリモート信号によって制御され
る。即ち、リモート信号によりスイッチＳのオン／オフ
を制御することにより、ＰＷＭ制御回路１の発振信号の
有効（発振）／無効（停止）を制御し、これによってＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの出力を制御する。電源切断時に
は、負荷への電源供給を切断するために、保守員の手入
力によりリモート回路２からのリモート信号がオフ（ロ
ウレベル）とされる。
【００５３】例えば、リモート信号がハイレベルの場
合、スイッチＳがオフしてＰＷＭ制御回路１の発振信号
が有効とされる。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ1 等のス
イッチングが行われる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力電圧Ｖo はＰＷＭ制御回路１の発振信号のデュー
ティ比に応じた値となる。一方、リモート信号がロウレ
ベルの場合、スイッチＳがオンしてＰＷＭ制御回路１の
発振信号が無効とされる。即ち、ロウレベル（０Ｖ）と
される。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンし、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ1 及びＭＯＳＦＥＴＱ3 はオフする。従っ
て、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖo は０Ｖとな
る。
合、スイッチＳがオフしてＰＷＭ制御回路１の発振信号
が有効とされる。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ1 等のス
イッチングが行われる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の出力電圧Ｖo はＰＷＭ制御回路１の発振信号のデュー
ティ比に応じた値となる。一方、リモート信号がロウレ
ベルの場合、スイッチＳがオンしてＰＷＭ制御回路１の
発振信号が無効とされる。即ち、ロウレベル（０Ｖ）と
される。これにより、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンし、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ1 及びＭＯＳＦＥＴＱ3 はオフする。従っ
て、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖo は０Ｖとな
る。
【００５４】図２において、状態検出手段３はＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力電圧Ｖo を検出する出力電圧検出手
段からなる。出力電圧検出手段は、抵抗Ｒ10及びＲ11、
演算増幅器ＯＰ1 、及び参照電圧Ｖref1からなる。出力
電圧Ｖo と回路の基準電圧０Ｖとの間に、分割抵抗であ
る抵抗Ｒ10及びＲ11が直列に接続され、出力電圧Ｖoを
分割して形成した中間電圧が演算増幅器ＯＰ1 の一方の
端子（反転端子）に入力される。演算増幅器ＯＰ1 の他
方の端子（非反転端子）には参照電圧Ｖref1が入力され
る。参照電圧Ｖref1は所定の電圧値とされ、経験的に定
まり、十分に小さな値とされる。なお、段落〔００１
９〕において記述している如く、ＭＯＳＦＥＴＱ1 がオ
フされかつＭＯＳＦＥＴＱ2 がオンとなった際に、当該
ＭＯＳＦＥＴＱ2 に順方向電流が流れてから所定時間の
経過後に逆方向電流が流れ始める。この際に、前記ＭＯ
ＳＦＥＴＱ1 がオフされた結果において、メイントラン
スの２次側電圧が低下し始めるが、前記参照電圧Ｖref1
は、前記ＭＯＳＦＥＴＱ2 に順方向電流が流れた後に逆
方向電流が流れ始めるまでの間に、オン状態を続けてい
る前記ＭＯＳＦＥＴＱ2 をオフ状態に移行せしめること
を保証する閾値電圧である。即ち、前記メイントランス
の２次側電圧に対応する前記中間電圧が、正の値をとる
前記参照電圧Ｖref1以下にまで低下した時点では、前記
逆方向電流が流れ始めていない時点にあることを保証す
るように、前記参照電圧Ｖref1の値が選ばれている。換
言すれば、当該参照電圧Ｖref1の値は、ＭＯＳＦＥＴＱ
1 がオフ状態となりかつＭＯＳＦＥＴＱ2 がオン状態と
なった後に、ＭＯＳＦＥＴＱ2 のオン期間の幅がＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 に逆電流が流れ始める時間以下となることを
保証する閾値に選ばれている。勿論、当該参照電圧Ｖre
f1は、ＤＣ−ＤＣコンバータが正常な運転状態にある間
に演算増幅器ＯＰ１が後述する制御指示信号を発生する
ことのないように、前述の如く小さい正の値にされる。
Ｃコンバータの出力電圧Ｖo を検出する出力電圧検出手
段からなる。出力電圧検出手段は、抵抗Ｒ10及びＲ11、
演算増幅器ＯＰ1 、及び参照電圧Ｖref1からなる。出力
電圧Ｖo と回路の基準電圧０Ｖとの間に、分割抵抗であ
る抵抗Ｒ10及びＲ11が直列に接続され、出力電圧Ｖoを
分割して形成した中間電圧が演算増幅器ＯＰ1 の一方の
端子（反転端子）に入力される。演算増幅器ＯＰ1 の他
方の端子（非反転端子）には参照電圧Ｖref1が入力され
る。参照電圧Ｖref1は所定の電圧値とされ、経験的に定
まり、十分に小さな値とされる。なお、段落〔００１
９〕において記述している如く、ＭＯＳＦＥＴＱ1 がオ
フされかつＭＯＳＦＥＴＱ2 がオンとなった際に、当該
ＭＯＳＦＥＴＱ2 に順方向電流が流れてから所定時間の
経過後に逆方向電流が流れ始める。この際に、前記ＭＯ
ＳＦＥＴＱ1 がオフされた結果において、メイントラン
スの２次側電圧が低下し始めるが、前記参照電圧Ｖref1
は、前記ＭＯＳＦＥＴＱ2 に順方向電流が流れた後に逆
方向電流が流れ始めるまでの間に、オン状態を続けてい
る前記ＭＯＳＦＥＴＱ2 をオフ状態に移行せしめること
を保証する閾値電圧である。即ち、前記メイントランス
の２次側電圧に対応する前記中間電圧が、正の値をとる
前記参照電圧Ｖref1以下にまで低下した時点では、前記
逆方向電流が流れ始めていない時点にあることを保証す
るように、前記参照電圧Ｖref1の値が選ばれている。換
言すれば、当該参照電圧Ｖref1の値は、ＭＯＳＦＥＴＱ
1 がオフ状態となりかつＭＯＳＦＥＴＱ2 がオン状態と
なった後に、ＭＯＳＦＥＴＱ2 のオン期間の幅がＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 に逆電流が流れ始める時間以下となることを
保証する閾値に選ばれている。勿論、当該参照電圧Ｖre
f1は、ＤＣ−ＤＣコンバータが正常な運転状態にある間
に演算増幅器ＯＰ１が後述する制御指示信号を発生する
ことのないように、前述の如く小さい正の値にされる。
【００５５】抵抗Ｒ10及びＲ11の中間電圧が参照電圧Ｖ
ref1より小さい場合、演算増幅器ＯＰ1 の出力がハイレ
ベルとされる。即ち、制御指示信号が形成される。抵抗
Ｒ10及びＲ11の中間の電圧が参照電圧Ｖref1より大きい
場合、演算増幅器ＯＰ1 の出力がロウレベルとされる。
即ち、制御指示信号は形成されない。演算増幅器ＯＰ1
の出力をＡ点の電圧として表す。
ref1より小さい場合、演算増幅器ＯＰ1 の出力がハイレ
ベルとされる。即ち、制御指示信号が形成される。抵抗
Ｒ10及びＲ11の中間の電圧が参照電圧Ｖref1より大きい
場合、演算増幅器ＯＰ1 の出力がロウレベルとされる。
即ち、制御指示信号は形成されない。演算増幅器ＯＰ1
の出力をＡ点の電圧として表す。
【００５６】以上により、状態検出手段３は、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力電圧Ｖo が参照電圧Ｖref1より小さ
いという状態を検出し、当該状態に基づいて制御手段４
へ制御指示信号を形成して、これを制御手段４に供給す
る。出力電圧Ｖo が参照電圧Ｖref1より小さい状態は、
例えば過負荷時において生じる。従って、出力電圧Ｖo
が参照電圧Ｖref1より小さい状態を検出することによ
り、過負荷時の状態を検出することができる。
Ｃコンバータの出力電圧Ｖo が参照電圧Ｖref1より小さ
いという状態を検出し、当該状態に基づいて制御手段４
へ制御指示信号を形成して、これを制御手段４に供給す
る。出力電圧Ｖo が参照電圧Ｖref1より小さい状態は、
例えば過負荷時において生じる。従って、出力電圧Ｖo
が参照電圧Ｖref1より小さい状態を検出することによ
り、過負荷時の状態を検出することができる。
【００５７】制御手段４は状態検出手段３の出力によっ
てそのオン／オフが制御されるスイッチ素子からなる。
このスイッチ素子は、ＰＷＭ制御回路１の出力する発振
信号により駆動されるトランジスタＴr5に並列に接続さ
れたスイッチ素子であって、その制御電極に状態検出手
段３からの制御指示信号を受けるスイッチ素子である。
具体的には、制御手段４は前記スイッチ素子であるトラ
ンジスタＴr11 とその入力抵抗Ｒ12からなる。状態検出
手段３の出力は抵抗Ｒ12を介してトランジスタＴr11 の
ベースに入力される。
てそのオン／オフが制御されるスイッチ素子からなる。
このスイッチ素子は、ＰＷＭ制御回路１の出力する発振
信号により駆動されるトランジスタＴr5に並列に接続さ
れたスイッチ素子であって、その制御電極に状態検出手
段３からの制御指示信号を受けるスイッチ素子である。
具体的には、制御手段４は前記スイッチ素子であるトラ
ンジスタＴr11 とその入力抵抗Ｒ12からなる。状態検出
手段３の出力は抵抗Ｒ12を介してトランジスタＴr11 の
ベースに入力される。
【００５８】従って、制御指示信号（ハイレベル）が入
力された場合、トランジスタＴr11がオンする。これに
より、トランジスタＴr3及びＴr4の入力電圧（電圧Ｖ
s'）は、強制的に回路の基準電圧（０Ｖ）即ちロウレベ
ルとされる。この結果、トランジスタＴr4のオンによ
り、トランジスタＴr3及びＴr4からなる直列回路の出力
がロウレベルとなる。従って、ＭＯＳＦＥＴＱ2 がオフ
となる。一方、制御指示信号が入力されない場合、入力
はロウレベルであるから、トランジスタＴr11 がオフす
る。これにより、トランジスタＴr5の出力電圧がそのま
まトランジスタＴr3及びＴr4に入力される。この結果、
ＭＯＳＦＥＴＱ2 は、トランジスタＴr3及びＴr4等から
なる駆動回路を介して、ＰＷＭ制御回路１の発振信号に
よって駆動される。
力された場合、トランジスタＴr11がオンする。これに
より、トランジスタＴr3及びＴr4の入力電圧（電圧Ｖ
s'）は、強制的に回路の基準電圧（０Ｖ）即ちロウレベ
ルとされる。この結果、トランジスタＴr4のオンによ
り、トランジスタＴr3及びＴr4からなる直列回路の出力
がロウレベルとなる。従って、ＭＯＳＦＥＴＱ2 がオフ
となる。一方、制御指示信号が入力されない場合、入力
はロウレベルであるから、トランジスタＴr11 がオフす
る。これにより、トランジスタＴr5の出力電圧がそのま
まトランジスタＴr3及びＴr4に入力される。この結果、
ＭＯＳＦＥＴＱ2 は、トランジスタＴr3及びＴr4等から
なる駆動回路を介して、ＰＷＭ制御回路１の発振信号に
よって駆動される。
【００５９】以上により、制御手段４はＭＯＳＦＥＴＱ
2 のオン／オフを制御する駆動回路（のトランジスタＴ
r3及びＴr4からなる直列回路）の状態を制御する。即
ち、状態検出手段３からの制御指示信号が入力された場
合、制御手段４がＭＯＳＦＥＴＱ2 がオフとなるように
その駆動回路を制御する。トランジスタＴr11 の出力電
圧、即ち、制御手段4 の出力電圧をＶs'と表す。
2 のオン／オフを制御する駆動回路（のトランジスタＴ
r3及びＴr4からなる直列回路）の状態を制御する。即
ち、状態検出手段３からの制御指示信号が入力された場
合、制御手段４がＭＯＳＦＥＴＱ2 がオフとなるように
その駆動回路を制御する。トランジスタＴr11 の出力電
圧、即ち、制御手段4 の出力電圧をＶs'と表す。
【００６０】なお、制御手段４はトランジスタＴr11 等
からなる構成に限られない。制御手段４は、ＰＷＭ制御
回路１の出力する発振信号と状態検出手段３からの制御
指示信号とに基づいて、フライホイール側スイッチであ
るＭＯＳＦＥＴＱ2 のオン／オフを制御する駆動回路を
制御する手段であれば良い。即ち、制御手段４は、状態
検出手段３からの制御指示信号が入力された場合に、フ
ライホイール側スイッチがオフとなるように前記駆動回
路を制御することによって、フライホイール側スイッチ
をオフとする手段であれば良い。これは、後述の図４の
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいても同様である。
からなる構成に限られない。制御手段４は、ＰＷＭ制御
回路１の出力する発振信号と状態検出手段３からの制御
指示信号とに基づいて、フライホイール側スイッチであ
るＭＯＳＦＥＴＱ2 のオン／オフを制御する駆動回路を
制御する手段であれば良い。即ち、制御手段４は、状態
検出手段３からの制御指示信号が入力された場合に、フ
ライホイール側スイッチがオフとなるように前記駆動回
路を制御することによって、フライホイール側スイッチ
をオフとする手段であれば良い。これは、後述の図４の
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいても同様である。
【００６１】図３は動作波形図であり、図２のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの過負荷時の動作を示す。図３は図１２と
対比されるものである。図３の左側において、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは正常に運転されている。即ち、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ2 等はＰＷＭ制御回路１の高周波の発振信号によ
って駆動されており、図示のようにＭＯＳＦＥＴＱ3
（及びＱ1 ）とＭＯＳＦＥＴＱ2 とは交互にオン/ オフ
を繰り返している。従って、この状態においては、図示
のように、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖo は正常
な値で一定電圧を維持している。また、ＭＯＳＦＥＴＱ
2 を流れる電流ＩQ2はチョッパ波形となり、逆方向電流
は流れない。
Ｃコンバータの過負荷時の動作を示す。図３は図１２と
対比されるものである。図３の左側において、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは正常に運転されている。即ち、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ2 等はＰＷＭ制御回路１の高周波の発振信号によ
って駆動されており、図示のようにＭＯＳＦＥＴＱ3
（及びＱ1 ）とＭＯＳＦＥＴＱ2 とは交互にオン/ オフ
を繰り返している。従って、この状態においては、図示
のように、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖo は正常
な値で一定電圧を維持している。また、ＭＯＳＦＥＴＱ
2 を流れる電流ＩQ2はチョッパ波形となり、逆方向電流
は流れない。
【００６２】この時、出力電圧Ｖo は正常な値であるか
ら、状態検出手段３の出力（Ａ点の電位）は、図示のよ
うに、ロウレベルである。即ち、制御指示信号は出力さ
れない。これにより、トランジスタＴr11 がオフする。
この結果、ＭＯＳＦＥＴＱ2はＰＷＭ制御回路１の発振
信号により駆動されている。
ら、状態検出手段３の出力（Ａ点の電位）は、図示のよ
うに、ロウレベルである。即ち、制御指示信号は出力さ
れない。これにより、トランジスタＴr11 がオフする。
この結果、ＭＯＳＦＥＴＱ2はＰＷＭ制御回路１の発振
信号により駆動されている。
【００６３】この後、図３の中央に進んで、何らかの原
因により過負荷の状態、即ち過電流が流れる状態が発生
する。これを検出したＰＷＭ制御回路１は、オンデュー
ティ比を小さくするために、その発振信号（図２におけ
る電圧Ｖs ）を長期間ロウレベルとする。電圧Ｖs のロ
ウレベルによりトランジスタＴr5がオフして、図２にお
ける電圧Ｖs'が図３の中央に示すようにハイレベルとな
る。従って、トランジスタＴr3及びＴr4からなるＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 のドライブ回路の出力がハイレベルとなり、
ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンする。一方、電圧Ｖs のロウレ
ベルによりＭＯＳＦＥＴＱ1 及びＱ3 はオフする。
因により過負荷の状態、即ち過電流が流れる状態が発生
する。これを検出したＰＷＭ制御回路１は、オンデュー
ティ比を小さくするために、その発振信号（図２におけ
る電圧Ｖs ）を長期間ロウレベルとする。電圧Ｖs のロ
ウレベルによりトランジスタＴr5がオフして、図２にお
ける電圧Ｖs'が図３の中央に示すようにハイレベルとな
る。従って、トランジスタＴr3及びＴr4からなるＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 のドライブ回路の出力がハイレベルとなり、
ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンする。一方、電圧Ｖs のロウレ
ベルによりＭＯＳＦＥＴＱ1 及びＱ3 はオフする。
【００６４】この状態となった後、電圧Ｖs が長期間ロ
ウレベルを維持しているので、電圧Ｖs'のハイレベルの
維持によりＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンを維持し続け、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ1 及びＱ3 はオフを維持し続ける。従って、
ＭＯＳＦＥＴＱ2 を流れる電流ＩQ2は、暫く順方向（図
１０において実線で示す）に流れる。電流ＩQ2が順方向
に流れる期間は、図示のように、正常運転におけるそれ
よりも長い。
ウレベルを維持しているので、電圧Ｖs'のハイレベルの
維持によりＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンを維持し続け、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ1 及びＱ3 はオフを維持し続ける。従って、
ＭＯＳＦＥＴＱ2 を流れる電流ＩQ2は、暫く順方向（図
１０において実線で示す）に流れる。電流ＩQ2が順方向
に流れる期間は、図示のように、正常運転におけるそれ
よりも長い。
【００６５】この時、ＭＯＳＦＥＴＱ2 のオンにより、
ＭＯＳＦＥＴＱ2 、インダクタンスＬ0 、出力コンデン
サＣ0 からなる電流パスが形成されている。一方、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ1 のオフにより、メイントランスＴ1 等から
なる電流パスは形成されていない。ＭＯＳＦＥＴＱ2 等
からなる電流パスは双方向の電流パスであるが、この時
点では逆方向の電流は流れていない。
ＭＯＳＦＥＴＱ2 、インダクタンスＬ0 、出力コンデン
サＣ0 からなる電流パスが形成されている。一方、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ1 のオフにより、メイントランスＴ1 等から
なる電流パスは形成されていない。ＭＯＳＦＥＴＱ2 等
からなる電流パスは双方向の電流パスであるが、この時
点では逆方向の電流は流れていない。
【００６６】一方、過負荷の状態により、負荷が短絡し
たような状態となり、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
Ｖo は０Ｖとなる。出力電圧Ｖo の０Ｖは抵抗Ｒ12を介
して演算増幅器ＯＰ1 の反転端子に入力される。これに
より、演算増幅器ＯＰ1 の出力（Ａ点の電圧）が、図示
のように、過電流検出の時点から少しだけ遅れてハイレ
ベルとされる。即ち、制御指示信号が出力される。これ
により、トランジスタＴr11 がオンし、電圧Ｖs'が強制
的にロウレベルとされる。この結果、ＭＯＳＦＥＴＱ2
がオフとなる。
たような状態となり、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
Ｖo は０Ｖとなる。出力電圧Ｖo の０Ｖは抵抗Ｒ12を介
して演算増幅器ＯＰ1 の反転端子に入力される。これに
より、演算増幅器ＯＰ1 の出力（Ａ点の電圧）が、図示
のように、過電流検出の時点から少しだけ遅れてハイレ
ベルとされる。即ち、制御指示信号が出力される。これ
により、トランジスタＴr11 がオンし、電圧Ｖs'が強制
的にロウレベルとされる。この結果、ＭＯＳＦＥＴＱ2
がオフとなる。
【００６７】この時、前述のように、寄生ダイオードＤ
Q2により、ＭＯＳＦＥＴＱ2 のオフの時点でＭＯＳＦＥ
ＴＱ2 を流れている電流ＩQ2を当該寄生ダイオードＤQ2
の順方向に流すことができる。これにより、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ2 のオフによる高電圧の発生を回避して、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ1 の破壊を防止できる。なお、これは以下の例に
おいても同様である。
Q2により、ＭＯＳＦＥＴＱ2 のオフの時点でＭＯＳＦＥ
ＴＱ2 を流れている電流ＩQ2を当該寄生ダイオードＤQ2
の順方向に流すことができる。これにより、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ2 のオフによる高電圧の発生を回避して、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ1 の破壊を防止できる。なお、これは以下の例に
おいても同様である。
【００６８】この状態において、ＭＯＳＦＥＴＱ2 のオ
フにより、ＭＯＳＦＥＴＱ2 等からなる逆方向電流パス
( 図１０参照）が遮断される。Ｂ点の電圧をハイレベル
とするタイミングは、ＭＯＳＦＥＴＱ2 が逆方向電流
（図１０において実線で示す）によって破壊される以前
のタイミングであれば良い。実際は、図示のように、当
該タイミングは、ＭＯＳＦＥＴＱ2 等からなる電流パス
に逆方向電流が流れ始める以前のタイミングとされる。
出力電圧Ｖo の０Ｖが演算増幅器ＯＰ1 に入力されるタ
イミング及び逆方向の電流が流れ始めるタイミングは、
共に、回路定数によって定まる。従って、これらは正確
に予め定めることができる。なお、これは以下の例にお
いても同様である。
フにより、ＭＯＳＦＥＴＱ2 等からなる逆方向電流パス
( 図１０参照）が遮断される。Ｂ点の電圧をハイレベル
とするタイミングは、ＭＯＳＦＥＴＱ2 が逆方向電流
（図１０において実線で示す）によって破壊される以前
のタイミングであれば良い。実際は、図示のように、当
該タイミングは、ＭＯＳＦＥＴＱ2 等からなる電流パス
に逆方向電流が流れ始める以前のタイミングとされる。
出力電圧Ｖo の０Ｖが演算増幅器ＯＰ1 に入力されるタ
イミング及び逆方向の電流が流れ始めるタイミングは、
共に、回路定数によって定まる。従って、これらは正確
に予め定めることができる。なお、これは以下の例にお
いても同様である。
【００６９】以上により、過負荷時において、ＭＯＳＦ
ＥＴＱ2 に出力コンデンサＣ0 から逆方向電流が流れる
ことを防止できる。従って、出力コンデンサＣ0 の容量
が大きい場合であっても、過大な逆方向電流によってＭ
ＯＳＦＥＴＱ2 が破壊されてしまうことを防止できる。
ＥＴＱ2 に出力コンデンサＣ0 から逆方向電流が流れる
ことを防止できる。従って、出力コンデンサＣ0 の容量
が大きい場合であっても、過大な逆方向電流によってＭ
ＯＳＦＥＴＱ2 が破壊されてしまうことを防止できる。
【００７０】なお、出力電圧Ｖo の回復は以下のように
なる。負荷側において何らかの手段によって過負荷の状
態、即ち過電流が流れる状態が解消されると、これを検
出したＰＷＭ制御回路１は、オンデューティ比を大きく
するために、その発振信号（電圧Ｖs ）を長期間ハイレ
ベルとする。電圧Ｖs のハイレベルによりＭＯＳＦＥＴ
Ｑ1 及びＱ3 はオンする。一方、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオ
フのままである。この後、ＭＯＳＦＥＴＱ3 のオンによ
り出力電圧Ｖo が所定の値より大きくなると、状態検出
手段3 の出力（Ａ点の電位）が反転する。即ち、制御指
示信号が形成されなくなる。従って、ＭＯＳＦＥＴＱ2
はトランジスタＴr5の出力によって駆動される状態にな
る。更にこの後、ＰＷＭ制御回路１の発振信号により、
ＭＯＳＦＥＴＱ1 及びＱ3 とＭＯＳＦＥＴＱ2 とが交互
にスイッチングされ、出力電圧Ｖo が所定の値に維持さ
れる。
なる。負荷側において何らかの手段によって過負荷の状
態、即ち過電流が流れる状態が解消されると、これを検
出したＰＷＭ制御回路１は、オンデューティ比を大きく
するために、その発振信号（電圧Ｖs ）を長期間ハイレ
ベルとする。電圧Ｖs のハイレベルによりＭＯＳＦＥＴ
Ｑ1 及びＱ3 はオンする。一方、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオ
フのままである。この後、ＭＯＳＦＥＴＱ3 のオンによ
り出力電圧Ｖo が所定の値より大きくなると、状態検出
手段3 の出力（Ａ点の電位）が反転する。即ち、制御指
示信号が形成されなくなる。従って、ＭＯＳＦＥＴＱ2
はトランジスタＴr5の出力によって駆動される状態にな
る。更にこの後、ＰＷＭ制御回路１の発振信号により、
ＭＯＳＦＥＴＱ1 及びＱ3 とＭＯＳＦＥＴＱ2 とが交互
にスイッチングされ、出力電圧Ｖo が所定の値に維持さ
れる。
【００７１】図４はＤＣ−ＤＣコンバータの要部構成図
であり、ＤＣ−ＤＣコンバータの要部の構成を示す。従
って、図４も１と合わせて本発明によるＤＣ−ＤＣコン
バータの構成を示す。
であり、ＤＣ−ＤＣコンバータの要部の構成を示す。従
って、図４も１と合わせて本発明によるＤＣ−ＤＣコン
バータの構成を示す。
【００７２】図４において、状態検出手段３はリモート
回路２からのリモート信号を検出するリモート信号検出
手段からなる。リモート信号検出手段はインバータＩＮ
Ｖからなる。インバータＩＮＶは、リモート回路２から
のリモート信号を入力として、その反転信号を出力す
る。インバータＩＮＶの出力の電圧をＢ点の電圧として
表す。
回路２からのリモート信号を検出するリモート信号検出
手段からなる。リモート信号検出手段はインバータＩＮ
Ｖからなる。インバータＩＮＶは、リモート回路２から
のリモート信号を入力として、その反転信号を出力す
る。インバータＩＮＶの出力の電圧をＢ点の電圧として
表す。
【００７３】前述のように、リモート信号がハイレベル
の場合、スイッチＳがオフしてＰＷＭ制御回路１の発振
信号が有効とされる。一方、リモート信号がロウレベル
の場合、スイッチＳがオンしてＰＷＭ制御回路１の発振
信号がロウレベルとされる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力電圧Ｖo は０Ｖとなる。
の場合、スイッチＳがオフしてＰＷＭ制御回路１の発振
信号が有効とされる。一方、リモート信号がロウレベル
の場合、スイッチＳがオンしてＰＷＭ制御回路１の発振
信号がロウレベルとされる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力電圧Ｖo は０Ｖとなる。
【００７４】そこで、状態検出手段３において、リモー
ト信号がハイレベルの場合、インバータＩＮＶの出力が
ロウレベルとされる。即ち、制御指示信号が形成されな
い。リモート信号がロウレベルの場合、インバータＩＮ
Ｖの出力がハイレベルとされる。即ち、制御指示信号が
形成される。
ト信号がハイレベルの場合、インバータＩＮＶの出力が
ロウレベルとされる。即ち、制御指示信号が形成されな
い。リモート信号がロウレベルの場合、インバータＩＮ
Ｖの出力がハイレベルとされる。即ち、制御指示信号が
形成される。
【００７５】以上により、状態検出手段３は、リモート
信号のロウレベルが出力されているという状態を検出
し、当該状態に基づいて制御手段４へ制御指示信号を形
成して、これを制御手段４に供給する。リモート信号の
ロウレベルの状態は負荷への電源供給を切断した時にお
いて生じる。従って、リモート信号のロウレベルの状態
を検出することにより、負荷への電源供給を切断した状
態を検出することができる。
信号のロウレベルが出力されているという状態を検出
し、当該状態に基づいて制御手段４へ制御指示信号を形
成して、これを制御手段４に供給する。リモート信号の
ロウレベルの状態は負荷への電源供給を切断した時にお
いて生じる。従って、リモート信号のロウレベルの状態
を検出することにより、負荷への電源供給を切断した状
態を検出することができる。
【００７６】図４における制御手段４は、図２における
制御手段４と同様の構成とされる。従って、制御指示信
号（ハイレベル）が入力された場合、トランジスタＴr3
及びＴr4の入力電圧（電圧Ｖs'）は、強制的にロウレベ
ルとされる。この結果、トランジスタＴr3及びＴr4から
なる直列回路の出力がロウレベルとなる。従って、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ2 がオフとなる。
制御手段４と同様の構成とされる。従って、制御指示信
号（ハイレベル）が入力された場合、トランジスタＴr3
及びＴr4の入力電圧（電圧Ｖs'）は、強制的にロウレベ
ルとされる。この結果、トランジスタＴr3及びＴr4から
なる直列回路の出力がロウレベルとなる。従って、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ2 がオフとなる。
【００７７】一方、制御指示信号が入力されない（入力
がロウレベルである）場合、トランジスタＴr11 がオフ
する。これにより、トランジスタＴr5の出力がそのまま
トランジスタＴr3及びＴr4に入力される。この結果、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ2 は、トランジスタＴr3及びＴr4等からな
る駆動回路を介して、ＰＷＭ制御回路１の発振信号によ
って駆動される。
がロウレベルである）場合、トランジスタＴr11 がオフ
する。これにより、トランジスタＴr5の出力がそのまま
トランジスタＴr3及びＴr4に入力される。この結果、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ2 は、トランジスタＴr3及びＴr4等からな
る駆動回路を介して、ＰＷＭ制御回路１の発振信号によ
って駆動される。
【００７８】図５は動作波形図であり、図４のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの電源切断時の動作を示す。図５は図１１
と対比されるものである。図５の左側においては、ＤＣ
−ＤＣコンバータは正常に運転されている。従って、こ
の状態においては、図示のように、リモート信号はハイ
レベルとされ、スイッチＳはオフしている。従って、こ
の状態においては、図示はしないが、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力電圧Ｖo は正常な値で一定電圧を維持してい
る。また、ＭＯＳＦＥＴＱ2 を流れる電流ＩQ2はチョッ
パ波形となり、逆方向電流は流れない。
Ｃコンバータの電源切断時の動作を示す。図５は図１１
と対比されるものである。図５の左側においては、ＤＣ
−ＤＣコンバータは正常に運転されている。従って、こ
の状態においては、図示のように、リモート信号はハイ
レベルとされ、スイッチＳはオフしている。従って、こ
の状態においては、図示はしないが、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力電圧Ｖo は正常な値で一定電圧を維持してい
る。また、ＭＯＳＦＥＴＱ2 を流れる電流ＩQ2はチョッ
パ波形となり、逆方向電流は流れない。
【００７９】この時、リモート信号はハイレベルである
から、状態検出手段３の出力（Ｂ点の電位）は、図示の
ように、ロウレベルである。即ち、制御指示信号は出力
されない。これにより、トランジスタＴr11 がオフす
る。この結果、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はＰＷＭ制御回路１の
発振信号により駆動されている。
から、状態検出手段３の出力（Ｂ点の電位）は、図示の
ように、ロウレベルである。即ち、制御指示信号は出力
されない。これにより、トランジスタＴr11 がオフす
る。この結果、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はＰＷＭ制御回路１の
発振信号により駆動されている。
【００８０】この後、図５の中央に進んで、負荷への電
源の供給を切断（電源切断）するために、リモート信号
がロウレベルとされ、これによりスイッチＳはオンとさ
れる。従って、電源切断時においては、ＰＷＭ制御回路
１の状態にかかわりなく、スイッチＳのオンにより電圧
Ｖs がロウレベルとされる。
源の供給を切断（電源切断）するために、リモート信号
がロウレベルとされ、これによりスイッチＳはオンとさ
れる。従って、電源切断時においては、ＰＷＭ制御回路
１の状態にかかわりなく、スイッチＳのオンにより電圧
Ｖs がロウレベルとされる。
【００８１】ここで、制御手段４がないと、電圧Ｖs の
ロウレベルによりトランジスタＴr5がオフして電圧Ｖs'
がハイレベルとなり、トランジスタＴr3及びＴr4の出力
がハイレベルとなり、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンし、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ1 及びＱ3 はオフするはずである。
ロウレベルによりトランジスタＴr5がオフして電圧Ｖs'
がハイレベルとなり、トランジスタＴr3及びＴr4の出力
がハイレベルとなり、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンし、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ1 及びＱ3 はオフするはずである。
【００８２】しかし、リモート信号のロウレベルがイン
バータＩＮＶに入力されることにより、図示のように、
インバータＩＮＶの出力、即ち、Ｂ点の電圧がハイレベ
ルとされる。即ち、制御指示信号が出力される。これに
より、トランジスタＴr11 がオンし、電圧Ｖs'が強制的
にロウレベルとされる。従って、トランジスタＴr3及び
Ｔr4の出力がロウレベルとなり、この結果ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2 がオフとなる。
バータＩＮＶに入力されることにより、図示のように、
インバータＩＮＶの出力、即ち、Ｂ点の電圧がハイレベ
ルとされる。即ち、制御指示信号が出力される。これに
より、トランジスタＴr11 がオンし、電圧Ｖs'が強制的
にロウレベルとされる。従って、トランジスタＴr3及び
Ｔr4の出力がロウレベルとなり、この結果ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ2 がオフとなる。
【００８３】なお、Ｂ点の電圧はリモート信号を１段の
インバータＩＮＶで反転させることによって形成するの
で、Ｂ点の電圧の変化のタイミングはリモート信号のロ
ウレベル（電源の切断）のタイミングから殆ど遅れな
い。これに対して、図３におけるＡ点の電圧は所定の回
路を介して形成するために、Ａ点の電圧の変化のタイミ
ングは過電流検出（電圧Ｖs のロウレベル）のタイミン
グから少し遅れる。このタイミングの遅れは後述の図７
及び図８においても同様である。
インバータＩＮＶで反転させることによって形成するの
で、Ｂ点の電圧の変化のタイミングはリモート信号のロ
ウレベル（電源の切断）のタイミングから殆ど遅れな
い。これに対して、図３におけるＡ点の電圧は所定の回
路を介して形成するために、Ａ点の電圧の変化のタイミ
ングは過電流検出（電圧Ｖs のロウレベル）のタイミン
グから少し遅れる。このタイミングの遅れは後述の図７
及び図８においても同様である。
【００８４】この状態においては、ＭＯＳＦＥＴＱ2 の
オフにより、ＭＯＳＦＥＴＱ2 等からなる逆方向電流パ
ス（図１０参照）が遮断される。Ｂ点の電圧をハイレベ
ルとするタイミングがいずれのタイミングであっても、
ＭＯＳＦＥＴＱ2 をオフとすることができる。
オフにより、ＭＯＳＦＥＴＱ2 等からなる逆方向電流パ
ス（図１０参照）が遮断される。Ｂ点の電圧をハイレベ
ルとするタイミングがいずれのタイミングであっても、
ＭＯＳＦＥＴＱ2 をオフとすることができる。
【００８５】以上により、電源切断時において、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 に出力コンデンサＣ0 から逆方向電流が流れ
ることを防止できる。従って、出力コンデンサＣ0 の容
量が大きい場合であっても、過大な逆方向電流によって
ＭＯＳＦＥＴＱ2 が破壊されてしまうことを防止でき
る。
ＦＥＴＱ2 に出力コンデンサＣ0 から逆方向電流が流れ
ることを防止できる。従って、出力コンデンサＣ0 の容
量が大きい場合であっても、過大な逆方向電流によって
ＭＯＳＦＥＴＱ2 が破壊されてしまうことを防止でき
る。
【００８６】ここで、図２に示すＤＣ−ＤＣコンバータ
は過負荷時において、また、図４に示すＤＣ−ＤＣコン
バータは電源切断時において、各々、フライホイール側
スイッチであるＭＯＳＦＥＴＱ2 の破壊を防止する例で
あった。従って、図２及び図４に示す状態検出手段３を
併用することによって、過負荷時及び電源切断時の双方
においてＭＯＳＦＥＴＱ2 の破壊を防止することもでき
る。
は過負荷時において、また、図４に示すＤＣ−ＤＣコン
バータは電源切断時において、各々、フライホイール側
スイッチであるＭＯＳＦＥＴＱ2 の破壊を防止する例で
あった。従って、図２及び図４に示す状態検出手段３を
併用することによって、過負荷時及び電源切断時の双方
においてＭＯＳＦＥＴＱ2 の破壊を防止することもでき
る。
【００８７】この場合、図２及び図４に示す制御手段４
は同一の構成であるので、１個の制御手段４が共通に用
いられる。従って、図２及び図４に示す状態検出手段３
の双方を設けると共に、これらの出力を例えば２入力Ｏ
Ｒゲート回路で受けて、その出力を制御指示信号として
トランジスタＴr11 のベースに入力する。２入力ＯＲゲ
ート回路は状態検出手段３の一部を構成する。
は同一の構成であるので、１個の制御手段４が共通に用
いられる。従って、図２及び図４に示す状態検出手段３
の双方を設けると共に、これらの出力を例えば２入力Ｏ
Ｒゲート回路で受けて、その出力を制御指示信号として
トランジスタＴr11 のベースに入力する。２入力ＯＲゲ
ート回路は状態検出手段３の一部を構成する。
【００８８】この場合、図２及び図３に示す制御手段４
は同一の構成であるので、１個の制御手段４が共通に用
いられる。従って、図２及び図３に示す状態検出手段３
の双方を設けると共に、これらの出力を例えば２入力Ｏ
Ｒゲート回路で受けて、その出力を制御指示信号として
トランジスタＴr11 のベースに入力する。２入力ＯＲゲ
ート回路は状態検出手段３の一部を構成する。
は同一の構成であるので、１個の制御手段４が共通に用
いられる。従って、図２及び図３に示す状態検出手段３
の双方を設けると共に、これらの出力を例えば２入力Ｏ
Ｒゲート回路で受けて、その出力を制御指示信号として
トランジスタＴr11 のベースに入力する。２入力ＯＲゲ
ート回路は状態検出手段３の一部を構成する。
【００８９】図６はＤＣ−ＤＣコンバータの要部構成図
であり、ＤＣ−ＤＣコンバータの要部の構成を示す。従
って、図６も図１と合わさって本発明によるＤＣ−ＤＣ
コンバータの構成を示す。
であり、ＤＣ−ＤＣコンバータの要部の構成を示す。従
って、図６も図１と合わさって本発明によるＤＣ−ＤＣ
コンバータの構成を示す。
【００９０】なお、図６に示すＤＣ−ＤＣコンバータ
は、図２と類似の比較的簡単な構成により、過負荷時及
び電源切断時の双方において、フライホイール側スイッ
チであるＭＯＳＦＥＴＱ2 の破壊を防止することができ
る。
は、図２と類似の比較的簡単な構成により、過負荷時及
び電源切断時の双方において、フライホイール側スイッ
チであるＭＯＳＦＥＴＱ2 の破壊を防止することができ
る。
【００９１】図６において、状態検出手段３はメイント
ランスＴ1 の２次側の出力電圧を検出するメイントラン
ス電圧検出手段からなる。メイントランス電圧検出手段
は、整流ダイオードＤ11、抵抗Ｒ13及びＲ14、平滑コン
デンサＣ10、演算増幅器ＯＰ2 、及び参照電圧Ｖref2か
らなる。メイントランスＴ1 の２次側の出力電圧と回路
の基準電圧である０Ｖとの間に、ダイオードＤ11を介し
て分割抵抗である抵抗Ｒ13及びＲ14が直列に接続され
る。抵抗Ｒ14に並列にコンデンサＣ10が接続される。分
割抵抗Ｒ13及びＲ14によって出力電圧Ｖo を分割して形
成した中間電圧が演算増幅器ＯＰ2 の一方の端子（非反
転端子）に入力される。演算増幅器ＯＰ2の他方の端子
（反転端子）には参照電圧Ｖref2が入力される。参照電
圧Ｖref2は所定の電圧値とされ、経験的に定まり、十分
に小さな値とされる。
ランスＴ1 の２次側の出力電圧を検出するメイントラン
ス電圧検出手段からなる。メイントランス電圧検出手段
は、整流ダイオードＤ11、抵抗Ｒ13及びＲ14、平滑コン
デンサＣ10、演算増幅器ＯＰ2 、及び参照電圧Ｖref2か
らなる。メイントランスＴ1 の２次側の出力電圧と回路
の基準電圧である０Ｖとの間に、ダイオードＤ11を介し
て分割抵抗である抵抗Ｒ13及びＲ14が直列に接続され
る。抵抗Ｒ14に並列にコンデンサＣ10が接続される。分
割抵抗Ｒ13及びＲ14によって出力電圧Ｖo を分割して形
成した中間電圧が演算増幅器ＯＰ2 の一方の端子（非反
転端子）に入力される。演算増幅器ＯＰ2の他方の端子
（反転端子）には参照電圧Ｖref2が入力される。参照電
圧Ｖref2は所定の電圧値とされ、経験的に定まり、十分
に小さな値とされる。
【００９２】抵抗Ｒ13及びＲ14の中間の電圧が参照電圧
Ｖref2より大きい場合、演算増幅器ＯＰ2 の出力がハイ
レベルとされる。即ち、制御指示信号は形成されない。
抵抗Ｒ13及びＲ14の中間電圧が参照電圧Ｖref2より小さ
い場合、演算増幅器ＯＰ2 の出力がロウレベルとされ
る。即ち、制御指示信号が形成される。なお、演算増幅
器ＯＰ2 の出力をＣ点の電圧とする。
Ｖref2より大きい場合、演算増幅器ＯＰ2 の出力がハイ
レベルとされる。即ち、制御指示信号は形成されない。
抵抗Ｒ13及びＲ14の中間電圧が参照電圧Ｖref2より小さ
い場合、演算増幅器ＯＰ2 の出力がロウレベルとされ
る。即ち、制御指示信号が形成される。なお、演算増幅
器ＯＰ2 の出力をＣ点の電圧とする。
【００９３】以上により、状態検出手段３は、メイント
ランスＴ1 の２次側の出力電圧が参照電圧Ｖref2より小
さいという状態を検出し、当該状態に基づいて制御手段
４へ制御指示信号を形成して、これを制御手段４に供給
する。メイントランスＴ1 の２次側の出力電圧が参照電
圧Ｖref2より小さい状態は、電源切断時及び過負荷時の
双方において生じる。従って、当該状態を検出すること
により、電源切断時及び過負荷時の双方の状態を検出す
ることができる。
ランスＴ1 の２次側の出力電圧が参照電圧Ｖref2より小
さいという状態を検出し、当該状態に基づいて制御手段
４へ制御指示信号を形成して、これを制御手段４に供給
する。メイントランスＴ1 の２次側の出力電圧が参照電
圧Ｖref2より小さい状態は、電源切断時及び過負荷時の
双方において生じる。従って、当該状態を検出すること
により、電源切断時及び過負荷時の双方の状態を検出す
ることができる。
【００９４】図６における制御手段４は、ＰＷＭ制御回
路１の出力する発振信号により駆動されるトランジスタ
Ｔr5の出力と状態検出手段３からの制御指示信号とを入
力とし、その出力によりＭＯＳＦＥＴＱ2 の駆動回路
（のトランジスタＴr3及びＴr4）を制御するゲート回路
Ｇ1 からなる。具体的には、制御手段４は２入力ＡＮＤ
ゲート回路Ｇ1 とその出力抵抗Ｒ15とからなる。制御手
段４の出力は抵抗Ｒ15を介してトランジスタＴr3及びＴ
r4のベースに入力される。
路１の出力する発振信号により駆動されるトランジスタ
Ｔr5の出力と状態検出手段３からの制御指示信号とを入
力とし、その出力によりＭＯＳＦＥＴＱ2 の駆動回路
（のトランジスタＴr3及びＴr4）を制御するゲート回路
Ｇ1 からなる。具体的には、制御手段４は２入力ＡＮＤ
ゲート回路Ｇ1 とその出力抵抗Ｒ15とからなる。制御手
段４の出力は抵抗Ｒ15を介してトランジスタＴr3及びＴ
r4のベースに入力される。
【００９５】従って、制御指示信号（ロウレベル）が入
力された場合、２入力ＡＮＤゲート回路Ｇ1 の出力即ち
トランジスタＴr3及びＴr4の入力は強制的にロウレベル
とされる。この結果、トランジスタＴr3及びＴr4からな
る直列回路の出力がロウレベルとなる。従って、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 がオフとなる。一方、制御指示信号が入力さ
れない場合、入力の一方がハイレベルであるから、トラ
ンジスタＴr5の出力がそのまま２入力ＡＮＤゲート回路
Ｇ1 の出力としてトランジスタＴr3及びＴr4に入力され
る。この結果、ＭＯＳＦＥＴＱ2 は、トランジスタＴr3
及びＴr4等からなる駆動回路を介して、ＰＷＭ制御回路
１の発振信号によって駆動される。
力された場合、２入力ＡＮＤゲート回路Ｇ1 の出力即ち
トランジスタＴr3及びＴr4の入力は強制的にロウレベル
とされる。この結果、トランジスタＴr3及びＴr4からな
る直列回路の出力がロウレベルとなる。従って、ＭＯＳ
ＦＥＴＱ2 がオフとなる。一方、制御指示信号が入力さ
れない場合、入力の一方がハイレベルであるから、トラ
ンジスタＴr5の出力がそのまま２入力ＡＮＤゲート回路
Ｇ1 の出力としてトランジスタＴr3及びＴr4に入力され
る。この結果、ＭＯＳＦＥＴＱ2 は、トランジスタＴr3
及びＴr4等からなる駆動回路を介して、ＰＷＭ制御回路
１の発振信号によって駆動される。
【００９６】図７は動作波形図であり、図６のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの電源切断時の動作を示す。図７は図１１
と対比されるものである。図７の左側においては、ＤＣ
−ＤＣコンバータは正常に運転されている。従って、こ
の状態においては、図示のように、リモート信号はハイ
レベルとされ、スイッチＳはオフしている。従って、こ
の状態においては、図示はしないが、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力電圧Ｖo は正常な値で一定電圧を維持してい
る。また、ＭＯＳＦＥＴＱ2 を流れる電流ＩQ2はチョッ
パ波形となり、逆方向電流は流れない。
Ｃコンバータの電源切断時の動作を示す。図７は図１１
と対比されるものである。図７の左側においては、ＤＣ
−ＤＣコンバータは正常に運転されている。従って、こ
の状態においては、図示のように、リモート信号はハイ
レベルとされ、スイッチＳはオフしている。従って、こ
の状態においては、図示はしないが、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力電圧Ｖo は正常な値で一定電圧を維持してい
る。また、ＭＯＳＦＥＴＱ2 を流れる電流ＩQ2はチョッ
パ波形となり、逆方向電流は流れない。
【００９７】この時、出力電圧Ｖo は正常な値であるか
ら、状態検出手段３の出力（Ｃ点の電位）は、図示のよ
うに、ハイレベルである。即ち、制御指示信号は出力さ
れない。これにより、２入力ＡＮＤゲート回路Ｇ1 が開
かれる。この結果、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はＰＷＭ制御回路
１の発振信号により駆動されている。
ら、状態検出手段３の出力（Ｃ点の電位）は、図示のよ
うに、ハイレベルである。即ち、制御指示信号は出力さ
れない。これにより、２入力ＡＮＤゲート回路Ｇ1 が開
かれる。この結果、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はＰＷＭ制御回路
１の発振信号により駆動されている。
【００９８】この後、図７の右側に進んで、負荷への電
源の供給を切断（電源切断）するために、リモート信号
がオフとされ、これによりスイッチＳはオンとされる。
従って、電源切断時においては、ＰＷＭ制御回路１の状
態にかかわりなく、スイッチＳのオンにより電圧Ｖs が
ロウレベルとされる。電圧Ｖs のロウレベルによりトラ
ンジスタＴr5がオフして、電圧Ｖs'が図７の右側に示す
ようにハイレベルを維持する。従って、トランジスタＴ
r3及びＴr4からなるＭＯＳＦＥＴＱ2 の駆動回路の出力
がハイレベルを維持し、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンし、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ1及びＱ3 はオフする。これにより、ＤＣ
−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖo は０Ｖとなる。
源の供給を切断（電源切断）するために、リモート信号
がオフとされ、これによりスイッチＳはオンとされる。
従って、電源切断時においては、ＰＷＭ制御回路１の状
態にかかわりなく、スイッチＳのオンにより電圧Ｖs が
ロウレベルとされる。電圧Ｖs のロウレベルによりトラ
ンジスタＴr5がオフして、電圧Ｖs'が図７の右側に示す
ようにハイレベルを維持する。従って、トランジスタＴ
r3及びＴr4からなるＭＯＳＦＥＴＱ2 の駆動回路の出力
がハイレベルを維持し、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンし、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ1及びＱ3 はオフする。これにより、ＤＣ
−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖo は０Ｖとなる。
【００９９】この状態となった後、電圧Ｖs'がハイレベ
ルを維持しているので、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンを維持
し続け、ＭＯＳＦＥＴＱ1 及びＱ3 はオフを維持し続け
る。従って、ＭＯＳＦＥＴＱ2 を流れる電流ＩQ2は暫く
順方向（図１０において実線で示す）に流れる。電流Ｉ
Q2が順方向に流れる期間は、図示のように、正常運転に
おけるそれよりも長い。この時、ＭＯＳＦＥＴＱ2 のオ
ンにより、ＭＯＳＦＥＴＱ2 、インダクタンスＬ0 、出
力コンデンサＣ0 からなる電流パスが形成されている。
この時点では逆方向の電流は流れていない。
ルを維持しているので、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンを維持
し続け、ＭＯＳＦＥＴＱ1 及びＱ3 はオフを維持し続け
る。従って、ＭＯＳＦＥＴＱ2 を流れる電流ＩQ2は暫く
順方向（図１０において実線で示す）に流れる。電流Ｉ
Q2が順方向に流れる期間は、図示のように、正常運転に
おけるそれよりも長い。この時、ＭＯＳＦＥＴＱ2 のオ
ンにより、ＭＯＳＦＥＴＱ2 、インダクタンスＬ0 、出
力コンデンサＣ0 からなる電流パスが形成されている。
この時点では逆方向の電流は流れていない。
【０１００】メイントランスＴ1 の２次側の出力電圧の
低下が、回路の時定数の分だけ遅れて、抵抗Ｒ13等を介
して演算増幅器ＯＰ2 の非反転端子に入力される。これ
により、演算増幅器ＯＰ2 の出力（Ｃ点の電圧）が、図
示のように、ロウレベルとされる。即ち、制御指示信号
が出力される。これにより、２入力ＡＮＤゲート回路Ｇ
1 の出力が強制的にロウレベルとされる。この結果、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ2 がオフとなる。
低下が、回路の時定数の分だけ遅れて、抵抗Ｒ13等を介
して演算増幅器ＯＰ2 の非反転端子に入力される。これ
により、演算増幅器ＯＰ2 の出力（Ｃ点の電圧）が、図
示のように、ロウレベルとされる。即ち、制御指示信号
が出力される。これにより、２入力ＡＮＤゲート回路Ｇ
1 の出力が強制的にロウレベルとされる。この結果、Ｍ
ＯＳＦＥＴＱ2 がオフとなる。
【０１０１】図８は動作波形図であり、図６のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの過負荷時の動作を示す。図８は図１２と
対比されるものである。図８の左側においては、図７と
同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータは正常に運転されてい
る。即ち、図示しないが、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力
電圧Ｖo は正常な値で一定電圧を維持している。従っ
て、状態検出手段３の出力（Ｃ点の電位）はハイレベル
である。即ち、制御指示信号は出力されない。これによ
り、２入力ＡＮＤゲート回路Ｇ1 が開かれ、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ2 はＰＷＭ制御回路１の発振信号により駆動されて
いる。
Ｃコンバータの過負荷時の動作を示す。図８は図１２と
対比されるものである。図８の左側においては、図７と
同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータは正常に運転されてい
る。即ち、図示しないが、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力
電圧Ｖo は正常な値で一定電圧を維持している。従っ
て、状態検出手段３の出力（Ｃ点の電位）はハイレベル
である。即ち、制御指示信号は出力されない。これによ
り、２入力ＡＮＤゲート回路Ｇ1 が開かれ、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ2 はＰＷＭ制御回路１の発振信号により駆動されて
いる。
【０１０２】この後、図８の中央に進んで、何らかの原
因により過負荷の状態、即ち過電流が流れる状態が発生
する。これを検出したＰＷＭ制御回路１は、オンデュー
ティ比を小さくするために、その発振信号（電圧Ｖs ）
を長期間ロウレベルとする。これにより、電圧Ｖs'がハ
イレベルとなる。従って、トランジスタＴr3及びＴr4か
らなるＭＯＳＦＥＴＱ2 の駆動回路の出力がハイレベル
となり、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンする。一方、電圧Ｖs
のロウレベルによりＭＯＳＦＥＴＱ1 及びＱ3はオフす
る。
因により過負荷の状態、即ち過電流が流れる状態が発生
する。これを検出したＰＷＭ制御回路１は、オンデュー
ティ比を小さくするために、その発振信号（電圧Ｖs ）
を長期間ロウレベルとする。これにより、電圧Ｖs'がハ
イレベルとなる。従って、トランジスタＴr3及びＴr4か
らなるＭＯＳＦＥＴＱ2 の駆動回路の出力がハイレベル
となり、ＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンする。一方、電圧Ｖs
のロウレベルによりＭＯＳＦＥＴＱ1 及びＱ3はオフす
る。
【０１０３】この状態となった後、電圧Ｖs が長期間ロ
ウレベルを維持しているので、電圧Ｖs'のハイレベルの
維持によりＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンを維持し続け、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ1 及びＱ3 はオフを維持し続ける。従って、
ＭＯＳＦＥＴＱ2 を流れる電流ＩQ2は暫く順方向（図１
０において実線で示す）に流れる。電流ＩQ2が順方向に
流れる期間は、図示のように、正常運転におけるそれよ
りも長い。
ウレベルを維持しているので、電圧Ｖs'のハイレベルの
維持によりＭＯＳＦＥＴＱ2 はオンを維持し続け、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ1 及びＱ3 はオフを維持し続ける。従って、
ＭＯＳＦＥＴＱ2 を流れる電流ＩQ2は暫く順方向（図１
０において実線で示す）に流れる。電流ＩQ2が順方向に
流れる期間は、図示のように、正常運転におけるそれよ
りも長い。
【０１０４】この時、ＭＯＳＦＥＴＱ2 のオンにより、
ＭＯＳＦＥＴＱ2 、インダクタンスＬ0 、出力コンデン
サＣ0 からなる電流パスが形成されている。一方、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ1 のオフにより、メイントランスＴ1 等から
なる電流パスは形成されていない。ＭＯＳＦＥＴＱ2 等
からなる電流パスは双方向の電流パスであるが、この時
点では逆方向の電流は流れていない。
ＭＯＳＦＥＴＱ2 、インダクタンスＬ0 、出力コンデン
サＣ0 からなる電流パスが形成されている。一方、ＭＯ
ＳＦＥＴＱ1 のオフにより、メイントランスＴ1 等から
なる電流パスは形成されていない。ＭＯＳＦＥＴＱ2 等
からなる電流パスは双方向の電流パスであるが、この時
点では逆方向の電流は流れていない。
【０１０５】一方、過負荷の状態により、負荷が短絡し
たような状態となり、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
Ｖo は０Ｖとなる。出力電圧Ｖo の０Ｖが、過電流検出
の時点から少しだけ遅れて、抵抗Ｒ13等を介して演算増
幅器ＯＰ2 の非反転端子に入力される。これにより、演
算増幅器ＯＰ2 の出力（Ｃ点の電圧）が、図示のよう
に、ロウレベルとされる。即ち、制御指示信号が出力さ
れる。これにより、２入力ＡＮＤゲート回路Ｇ1 の出力
が強制的にロウレベルとされる。この結果、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ2 がオフとなる。ＭＯＳＦＥＴＱ2 のオフにより、
ＭＯＳＦＥＴＱ2等からなる電流パスが遮断される。
たような状態となり、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧
Ｖo は０Ｖとなる。出力電圧Ｖo の０Ｖが、過電流検出
の時点から少しだけ遅れて、抵抗Ｒ13等を介して演算増
幅器ＯＰ2 の非反転端子に入力される。これにより、演
算増幅器ＯＰ2 の出力（Ｃ点の電圧）が、図示のよう
に、ロウレベルとされる。即ち、制御指示信号が出力さ
れる。これにより、２入力ＡＮＤゲート回路Ｇ1 の出力
が強制的にロウレベルとされる。この結果、ＭＯＳＦＥ
ＴＱ2 がオフとなる。ＭＯＳＦＥＴＱ2 のオフにより、
ＭＯＳＦＥＴＱ2等からなる電流パスが遮断される。
【０１０６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の状態に基づいて制御指示信号を形成する状態検出手段
とこの制御指示信号に基づいてフライホイール側スイッ
チを制御する制御手段とを設けることにより、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータが所定の状態にある場合、例えばフライホ
イール側スイッチに過大な電流が流れ得る状態を検出し
て制御指示信号を形成してフライホイール側スイッチを
予めオフとすることができるので、電源切断時や過負荷
時においてそれまで形成されていた逆方向電流パスを遮
断して出力コンデンサに充電された電荷がフライホイー
ル側スイッチに流れることをなくすることができ、出力
コンデンサの容量が大きい場合でも逆方向に流れる電流
によってフライホイール側スイッチが破壊されることを
防止できる。また、本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいてフライホイール側スイッチが破壊されるこ
とのないように制御することができる。
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の状態に基づいて制御指示信号を形成する状態検出手段
とこの制御指示信号に基づいてフライホイール側スイッ
チを制御する制御手段とを設けることにより、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータが所定の状態にある場合、例えばフライホ
イール側スイッチに過大な電流が流れ得る状態を検出し
て制御指示信号を形成してフライホイール側スイッチを
予めオフとすることができるので、電源切断時や過負荷
時においてそれまで形成されていた逆方向電流パスを遮
断して出力コンデンサに充電された電荷がフライホイー
ル側スイッチに流れることをなくすることができ、出力
コンデンサの容量が大きい場合でも逆方向に流れる電流
によってフライホイール側スイッチが破壊されることを
防止できる。また、本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータにおいてフライホイール側スイッチが破壊されるこ
とのないように制御することができる。
【０１０７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の状態に基づいて制御指示信号を形成する状態検出手段
とこの制御指示信号に基づいてフライホイール側スイッ
チを制御する制御手段とを設けることにより、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータが所定の状態にある場合、例えばフライホ
イール側スイッチに過大な電流が流れ得る状態を検出し
て制御指示信号を形成してフライホイール側スイッチを
オフとすることができるので、電源切断時や過負荷時に
おいてそれまで形成されていた逆方向電流パスを遮断し
て出力コンデンサに充電された電荷がフライホイール側
スイッチに流れることを防止でき、出力コンデンサの容
量が大きい場合でも逆方向に流れる電流によってフライ
ホイール側スイッチが破壊されることを防止できる。
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ
の状態に基づいて制御指示信号を形成する状態検出手段
とこの制御指示信号に基づいてフライホイール側スイッ
チを制御する制御手段とを設けることにより、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータが所定の状態にある場合、例えばフライホ
イール側スイッチに過大な電流が流れ得る状態を検出し
て制御指示信号を形成してフライホイール側スイッチを
オフとすることができるので、電源切断時や過負荷時に
おいてそれまで形成されていた逆方向電流パスを遮断し
て出力コンデンサに充電された電荷がフライホイール側
スイッチに流れることを防止でき、出力コンデンサの容
量が大きい場合でも逆方向に流れる電流によってフライ
ホイール側スイッチが破壊されることを防止できる。
【図１】本発明の原理構成図である。
【図２】ＤＣ−ＤＣコンバータの要部構成図である。
【図３】動作波形図である。
【図４】ＤＣ−ＤＣコンバータの要部構成図である。
【図５】動作波形図である。
【図６】ＤＣ−ＤＣコンバータの要部構成図である。
【図７】動作波形図である。
【図８】動作波形図である。
【図９】従来技術説明図である。
【図１０】本発明の前提説明図である。
【図１１】本発明の前提説明図である。
【図１２】本発明の前提説明図である。
１ ＰＷＭ制御回路
２ リモート回路
３ 状態検出手段
４ 制御手段
Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 ＭＯＳＦＥＴ
Ｔr1乃至Ｔr7、Ｔr11 トランジスタ
Ｄ1 、Ｄ11 ダイオード
Ｃo 、Ｃ1 、Ｃ10 コンデンサ
Ｒ1 乃至Ｒ7 、Ｒ10乃至Ｒ15 抵抗
Ｔ1 メイントランス
Ｔ2 ドライブトランス
Ｇ1 ゲート回路
Ｓ スイッチ
Ｌo インダクタンス
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 二川 東流
埼玉県飯能市南町10番13号 新電元工業
株式会社工場内
(72)発明者 鈴木 裕之
埼玉県飯能市南町10番13号 新電元工業
株式会社工場内
(56)参考文献 特開 平２−46164（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−113540（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/28
H02M 3/335
Claims (6)
- 【請求項１】 メイントランスと、 前記メイントランスの１次側に直列に接続されたメイン
スイッチと、 前記メイントランスの２次側に直列に接続された整流側
スイッチと、 前記メイントランスの２次側に並列に接続されたフライ
ホイール側スイッチと、 当該フライホイール側スイッチよりも出力側に直列に挿
入されたインダクタンスと、 当該インダクタンスよりも出力側に設けられた出力コン
デンサと、 所定の駆動回路を介して前記メインスイッチと前記フラ
イホイール側スイッチとを交互にスイッチングさせるた
めの所定の発振信号を出力するＰＷＭ制御回路と、 前記フライホイール側スイッチを制御する制御手段と、 前記メイントランスの２次側電圧を検出する出力電圧検
出手段を有すると共に、当該検出した出力電圧の値が正
の値であって、かつ当該検出した出力電圧が前記メイン
スイッチがオフ状態となりかつ前記フライホイール側ス
イッチがオン状態となった後において当該フライホイー
ル側スイッチに逆方向電流が流れ始めるよりも前に当該
フライホイール側スイッチをオフ状態に移行することを
保証する正の参照電圧の値よりも小となったとき制御指
示信号を出力する比較手段を有し、負荷電流の過大な増
加に対応して前記メイントランスの２次側電圧が低下し
前記比較手段が前記制御指示信号を発した際に当該制御
指示信号を前記制御手段に供給する状態検出手段と を備
え、 前記制御手段は、前記状態検出手段からの制御指示信号
が入力された場合に、当該制御手段が、オン状態を継続
しているフライホイール側スイッチを当該フライホイー
ル側スイッチに逆方向電流が流れる以前にオフ状態に切
り替えるように構成されてなることを特徴とするＤＣ−
ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 低電圧側から高電圧側への電流パスを形
成するように前記フライホイール側スイッチに並列にダ
イオードを接続することを特徴とする請求項１に記載の
ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 前記フライホイール側スイッチをＭＯＳ
ＦＥＴで構成し、 前記フライホイール側スイッチに並列のダイオードとし
て当該ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを用いることを特
徴とする請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 当該ＤＣ−ＤＣコンバータは、更に、前
記ＰＷＭ制御回路からの発振信号を無効と有効とに切り
替えるリモート信号を出力するリモート回路を備え、 前記制御手段は、前記リモート回路からのリモート信号
に対応して生じる前記ＰＷＭ制御回路からの発振信号が
無効とされた場合に、当該制御手段が、オン状態を継続
しているフライホイール側スイッチを当該フライホイー
ル側スイッチに逆方向電流が流れる以前にオフ状態に切
り替えるよう構成されてなることを特徴とする請求項１
に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】 前記制御手段は、前記フライホイール側
スイッチのオン／オフを制御する駆動回路を制御する手
段であって、前記ＰＷＭ制御回路の出力する発振信号と
前記状態検出手段からの制御指示信号とに基づいて前記
駆動回路を制御する手段からなり、 前記制御手段が、前記状態検出手段からの制御指示信号
を入力された場合に、フライホイール側スイッチがオフ
となるように前記駆動回路を制御することによって、前
記フライホイール側スイッチをオフとすることを特徴と
する請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項６】 メイントランスと、 前記メイントランスの１次側に直列に接続されたメイン
スイッチと、 前記メイントランスの２次側に直列に接続された整流側
スイッチと、 前記メイントランスの２次側に並列に接続されたフライ
ホイール側スイッチと、 当該フライホイール側スイッチよりも出力側に直列に挿
入されたインダクタンスと、 当該インダクタンスよりも出力側に設けられた出力コン
デンサと、 所定の駆動回路を介して前記メインスイッチと前記フラ
イホイール側スイッチとを交互にスイッチングさせるた
めの所定の発振信号を出力するＰＷＭ制御回路と、 前記フライホイール側スイッチを制御する制御手段と、 を有するＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御回路にお
いて、 前記メイントランスの２次側電圧を検出する出力電圧検
出手段を有すると共に、当該検出した出力電圧の値が正
の値であって、かつ当該検出した出力電圧が前記メイン
スイッチがオフ状態となりかつ前記フライホイール側ス
イッチがオン状態となった後において当該フライホイー
ル側スイッチに逆方向電流が流れ始めるよりも前に当該
フライホイール側スイッチをオフ状態に移行することを
保証する正の参照電圧の値よりも小となったとき制御指
示信号を出力する比較手段を有し、負荷電流の過大な増
加に対応して前記メイントランスの２次側電圧が低下し
前記比較手段が前記制御指示信号を発した際に当該制御
指示信号を前記制御手段に供給する状態検出手段とを備
え、前 記制御手段は、前記状態検出手段からの制御指示信号
が入力された場合に、当該制御手段が、オン状態を継続
しているフライホイール側スイッチを当該フライホイー
ル側スイッチに逆方向電流が流れる以前にオフ状態に切
り替えるように構成されてなることを特徴とする制御回
路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34029495A JP3467361B2 (ja) | 1995-12-27 | 1995-12-27 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ及び当該ｄｃ−ｄｃコンバータを制御する制御回路 |
| US08/774,305 US5724235A (en) | 1995-12-27 | 1996-12-26 | Overcurrent protecting device for use in DC--DC converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34029495A JP3467361B2 (ja) | 1995-12-27 | 1995-12-27 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ及び当該ｄｃ−ｄｃコンバータを制御する制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09182422A JPH09182422A (ja) | 1997-07-11 |
| JP3467361B2 true JP3467361B2 (ja) | 2003-11-17 |
Family
ID=18335576
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34029495A Expired - Fee Related JP3467361B2 (ja) | 1995-12-27 | 1995-12-27 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ及び当該ｄｃ−ｄｃコンバータを制御する制御回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5724235A (ja) |
| JP (1) | JP3467361B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| JP3339452B2 (ja) * | 1999-03-05 | 2002-10-28 | 株式会社村田製作所 | 絶縁型ｄｃーｄｃコンバータ |
| FI109248B (fi) * | 1999-07-19 | 2002-06-14 | Nokia Corp | Teholähde ja tasasuuntaajan oikosulkuvirran rajoitusjärjestely |
| JP2001350529A (ja) * | 2000-06-08 | 2001-12-21 | Murata Mfg Co Ltd | 電源装置およびそれを用いた電子機器および電源装置の出力短絡保護方法 |
| US6760235B2 (en) * | 2001-09-13 | 2004-07-06 | Netpower Technologies, Inc. | Soft start for a synchronous rectifier in a power converter |
| US7054168B1 (en) * | 2004-11-10 | 2006-05-30 | Astec International Limited | Undershoot eliminator circuit and method for synchronous rectified DC-DC converters |
| JP4525456B2 (ja) * | 2005-04-28 | 2010-08-18 | 株式会社デンソー | 制御装置，ショート検出装置，負荷駆動システムおよびプログラム |
| US7321498B2 (en) * | 2005-10-31 | 2008-01-22 | Honeywell International, Inc. | DC-DC converter having synchronous rectification without cross conduction |
| US20080043495A1 (en) * | 2006-08-16 | 2008-02-21 | Aaron Jungreis | Clamp diode reset in a power converter |
| US9520747B2 (en) * | 2010-05-27 | 2016-12-13 | Jageson Electronic Technology (Shenzhen) Co., Ltd. | Two-input uninterruptible voltage converting device and method thereof |
| US8476875B2 (en) | 2010-10-12 | 2013-07-02 | Allegro Microsystems, LLC. | TV set top box with an improved ability to survive a transient signal |
| US10003297B2 (en) * | 2016-02-19 | 2018-06-19 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Drive circuit and semiconductor apparatus for a high output motor |
| US9966837B1 (en) | 2016-07-08 | 2018-05-08 | Vpt, Inc. | Power converter with circuits for providing gate driving |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3717919C2 (de) * | 1986-05-30 | 1997-09-04 | Murata Manufacturing Co | Hochspannungsversorgungseinrichtung |
| US5619403A (en) * | 1992-07-24 | 1997-04-08 | Canon Kabushiki Kaisha | Multi-output power supply apparatus |
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- 1995-12-27 JP JP34029495A patent/JP3467361B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-12-26 US US08/774,305 patent/US5724235A/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| US5724235A (en) | 1998-03-03 |
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