JP5270713B2

JP5270713B2 - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP5270713B2
Application number: JP2011093404A
Authority: JP
Inventors: 正人佐々木
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2011-04-19
Filing date: 2011-04-19
Publication date: 2013-08-21
Anticipated expiration: 2031-04-19
Also published as: CN102751871B; JP2012228067A; CN102751871A; US20120268090A1

Description

本発明は、スイッチング動作により所定の電圧を生成して出力するスイッチング電源装置に関する。

近年、情報機器、家電機器等の様々な機器において、スイッチング電源装置が広く利用されている。特に、携帯端末装置等の情報機器においては、ＣＰＵ駆動用、ディスプレイ駆動用、通信インターフェース用等、機能毎に電圧が異なる様々な電源を必要としており、バッテリー電源（すなわち、入力電圧）からこれらの電源（すなわち、出力電圧）を生成する必要がある。このため、コイルに対する電圧の印加のオン／オフをスイッチングすることにより所望の出力電圧を得ることができるスイッチング電源が多く用いられている。

その一例として、例えば、特許文献１には、臨界モードＰＦＣ（Power Factor Correction）昇圧型コンバータにおいて、入力電圧および出力電圧を検出し、検出したこれらの電圧を用いた所定の演算を行なうことにより、スイッチング素子のオン時間幅およびオフ時間幅を決定し、決定したオン時間幅およびオフ時間幅に基づいて、スイッチング素子をターンオン／ターンオフする技術が開示されている。

このようなスイッチング電源装置においては、安定的な電源の供給を効率的に行なうため、適切なタイミングでスイッチングを行なうことが共通の課題となっている。

特開２０１０−１０４２１８号公報（公開日：２０１０年５月６日）

これにも関わらず、従来のスイッチング電源装置では、所定の演算によりスイッチング素子のターンオン・タイミングが決定されるため、この演算において誤差が生じると、スイッチング素子のターンオン・タイミングにもずれが生じてしまう。また、適切なターンオン・タイミングは、スイッチング素子の端子間容量、コイルのインダクタンス値、入力電圧等の変動要因によって変動するものであるが、従来のスイッチング電源装置では、所定の演算によりスイッチング素子のターンオン・タイミングを決定しているため、上記変動要因に対応させることができない。このように、従来のスイッチング電源装置では、適切なタイミングで、スイッチング素子をターンオンすることができない。

そこで、本発明は、前記の問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、コイルに対する電圧の印加をスイッチングするためのスイッチング素子のターンオン・タイミングをより最適化することができるスイッチング電源装置を提供することにある。

上述した課題を解決するため、本発明に係るスイッチング電源装置は、コイルに対する直流電圧の印加を前記コイルの一端に接続されたスイッチング素子によってスイッチングし、スイッチング素子のオン期間に前記コイルに蓄積した磁気エネルギーを、スイッチング素子のオフ期間に前記コイルに流れる電流によって移送される電気エネルギーとして出力側に取り出して出力電圧を得るスイッチング電源装置であって、前記スイッチング素子は、互いにカスコード接続されたノーマリーオン型の第１のスイッチング素子およびノーマリーオフ型の第２のスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のカスコード接続点における電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段によって検出された前記電圧に応じて、前記スイッチング素子のターンオンを制御する制御手段とを備えることを特徴とする。

この構成によれば、スイッチング素子の適切なターンオン・タイミングを決定付けるスイッチング素子のカスコード接続点における電圧に応じてスイッチング素子のターンオンを制御しているため、スイッチング素子の端子間容量、インダクタンス値、または入力電圧により、コイル電流が０になってから、スイッチング素子のドレイン電圧が所定の電圧まで降下するまでの時間差が変動するような場合であっても、ドレイン電圧が所定の電圧まで降下する前にスイッチング素子をターンオンしてしまうようなことがない。したがって、スイッチング素子のターンオン・タイミングをより最適化することができる。また、スイッチング素子同士のカスコード接続点の電位を検出していることにより、スイッチング素子の端子間電圧よりも低い電圧による、スイッチング素子のターンオン・タイミングの制御を可能としている。

一般的に、検出部における耐圧が大きくなるにつれ、検出部のコストが増加することとなる。また、検出部における耐圧範囲が広くなるにつれ、検出部による検出精度が低下することとなる。そこで、本発明は、カスコード接続点の電圧を検出する構成を採用したことにより、上記構成により、より低い電圧を検出することとしている。これにより、検出部のコストを抑えることができ、また、検出部による検出精度を高めることができる。

ここで、単に検出部における電圧を低下させるのであれば、抵抗により分圧させる構成も考え得るが、この場合、部品点数が増加するうえ、抵抗による導通損失が発生する。本発明は、このような構成を用いていないので、部品点数が増加することもなく、導通損失が発生することもない。

また、上記スイッチング電源装置において、前記制御手段は、検出された前記電圧が、予め定められている閾値電圧よりも低くなった場合に、前記スイッチング素子をターンオンすることが好ましい。

この構成によれば、検出された電圧と閾値とを比較し、この比較結果により、スイッチング素子のターンオンを制御する、といった簡単かつ確実な構成で、適切なタイミングによるスイッチング素子のターンオンを実現することができる。

本発明に係るスイッチング電源装置によれば、コイルに対する電圧の印加をスイッチングするためのスイッチング素子のターンオン・タイミングをより最適化することができるという効果を奏する。

本実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示す。本実施形態に係るスイッチング電源装置が備える制御手段の構成の詳細を示す。本実施形態に係るスイッチング電源装置の動作時における、各種パラメータの波形を示す。

本発明に係る実施形態について、図面を参照して以下に説明する。図１は、本実施形態に係るスイッチング電源装置１００の構成を示す。電源装置１００は、コイルＬ１に対する直流電圧の印加をコイルＬ１の一端に接続されたスイッチング素子Ｑ１によってスイッチングし、スイッチングのオン期間にコイルＬ１に蓄積した磁気エネルギーを、スイッチングのオフ期間にコイルＬ１に流れる電流によって移送される電気エネルギーとして出力側に取り出すことにより、入力電圧Ｖｉを昇圧して出力電圧Ｖｏを得る、いわゆる昇圧型のスイッチング電源装置である。

〔スイッチング電源装置の構成〕
スイッチング電源装置１００は、コンデンサＣ１、コンデンサＣ２、コイルＬ１、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ１１、抵抗Ｒ１２、および制御回路２００を備えている。

コンデンサＣ１は、入力電圧Ｖｉを平滑化する、いわゆる平滑コンデンサである。コイルＬ１は、入力電圧Ｖｉが印加されるとインダクタ電流が生じる、いわゆるインダクタである。コンデンサＣ２は、いわゆる出力コンデンサである。コンデンサＣ２は、コイルＬ１に生じたインダクタ電流により、充電される。これにより、コンデンサＣ２から、出力電圧Ｖｏを得ることができる。ダイオードＤ１は、インダクタ電流の逆流を防止するため、コイルＬ１とコンデンサＣ２との間に設けられている。抵抗Ｒ１１およびＲ１２は、出力電圧Ｖｏを分圧するためのものである。

（スイッチング素子Ｑ１）
スイッチング素子Ｑ１は、コイルＬ１に対する入力電圧Ｖｉの印加をスイッチングする。スイッチング素子Ｑ１は、スイッチング素子Ｑ１ＡおよびＱ１Ｂを有する。スイッチング素子Ｑ１Ａ（第１のスイッチング素子）は、ノーマリーオン型の電界効果トランジスタ（ディプリーション型トランジスタ）である。ここではノーマリーオン型の電界効果トランジスタとしてディプリーション型ｎチャネル型の接合型電界効果トランジスタが用いられているが、ディプリーション型ｎチャネル型のＭＯＳ型電界効果トランジスタも使用可能である。また、スイッチング素子Ｑ１Ｂ（第２のスイッチング素子）は、ノーマリーオフ型の電界効果トランジスタ（エンハンスメント型トランジスタ）である。ここではノーマリーオフ型の電界効果トランジスタとしてエンハンスメント型ｎチャネル型のＭＯＳ型電界効果トランジスタを用いている。スイッチング素子Ｑ１およびＱ１Ｂは、互いにカスコード接続されている。

具体的に説明すると、スイッチング素子Ｑ１Ｂのドレインは、スイッチング素子Ｑ１Ａのソースに接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１Ｂのソースは、スイッチング素子Ｑ１Ａのゲートに接続されている。すなわち、スイッチング素子Ｑ１においては、スイッチング素子Ｑ１Ｂのドレイン−ソース間と、スイッチング素子Ｑ１Ａのソース−ゲート間とが、互いに並列に接続されている構成となっている。

この構成により、スイッチング素子Ｑ１は、ノーマリーオフ型のスイッチング素子として機能する。すなわち、スイッチング素子Ｑ１は、制御電圧がゲートに印加されると、オン状態となる。これにより、コイルＬ１に対して、入力電圧Ｖｉが印加されるようになる。反対に、スイッチング素子Ｑ１は、ゲートへの制御電圧の印加が断たれると、オフ状態となる。これにより、コイルＬ１に対する入力電圧Ｖｉの印加が断たれるようになる。

スイッチング素子Ｑ１のターンオフ動作について具体的に説明すると、まず、スイッチング素子Ｑ１Ｂのゲート電圧が低下することにより、スイッチング素子Ｑ１Ｂがオフになる。これにより、スイッチング素子Ｑ１Ｂのソース−ドレイン間の電圧が上昇し、これに伴って、スイッチング素子Ｑ１Ａのソース−ゲート間の逆電圧が上昇する。そして、この逆電圧が、スイッチング素子Ｑ１Ａのゲート閾値電圧に達すると、スイッチング素子Ｑ１Ａがオフとなり、スイッチング素子Ｑ１全体としてオフになる。

なお、上記ターンオフ動作からも判るように、スイッチング素子Ｑ１Ｂに必要とされるドレイン−ソース間電圧耐量は、スイッチング素子Ｑ１Ａの閾値電圧の絶対値である。したがって、スイッチング素子Ｑ１Ｂには、導通損失の小さい低耐圧のスイッチング素子が適用可能となり、その結果、導通損失が小さいスイッチング素子Ｑ１を実現することができる。

また、スイッチング素子Ｑ１Ｂのドレインとスイッチング素子Ｑ１Ａのソースとの接続点（以下、「カスコード接続点」と示す。）においては、後述する制御回路２００からの電圧検出用の配線が接続されている。これにより、制御回路２００による、スイッチング素子Ｑ１Ｂのドレインとソースとの端子間電圧Ｖｑの計測が可能となっている。

なお、図１において、Ｃｒｓｓ＿Ｑ１Ａは、スイッチング素子Ｑ１Ａの帰還容量を示す。また、Ｃｉｓｓ＿Ｑ１Ａは、スイッチング素子Ｑ１Ａの入力容量を示す。また、Ｃｏｓｓ＿Ｑ１Ａは、スイッチング素子Ｑ１Ａの出力容量を示す。また、スイッチング素子Ｑ１Ａのソース−ドレイン間のダイオードは、スイッチング素子Ｑ１Ａのボディーダイオード（寄生ダイオード）を示す。

同様に、Ｃｒｓｓ＿Ｑ１Ｂは、スイッチング素子Ｑ１Ｂの帰還容量を示す。また、Ｃｉｓｓ＿Ｑ１Ｂは、スイッチング素子Ｑ１Ｂの入力容量を示す。また、Ｃｏｓｓ＿Ｑ１Ｂは、スイッチング素子Ｑ１Ｂの出力容量を示す。また、スイッチング素子Ｑ１Ｂのソース−ドレイン間に設けられたダイオードは、スイッチング素子Ｑ１Ｂのボディーダイオード（寄生ダイオード）を示す。

（制御回路２００）
制御回路２００は、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング（すなわち、ターンオンおよびターンオフ）を制御する。制御回路２００は、ボトム電圧検出回路２１０、ドライブ回路２２０、誤差増幅回路２３０、およびオンタイム生成回路２４０を備える。以下、制御回路２００の構成の詳細を示す。図２は、本実施形態に係るスイッチング電源装置１００が備える制御回路２００の構成の詳細を示す。

（ボトム電圧検出回路２１０）
ボトム電圧検出回路２１０は、スイッチング素子Ｑ１をターンオンするための制御信号（以下、「オン信号」と示す。）の出力を制御する。ボトム電圧検出回路２１０は、比較器２１２およびワンショットマルチバイブレータ２１４を備えている。

比較器２１２のプラス入力端子は、カスコード接続点に接続されている。すなわち、比較器２１２のプラス入力端子には、カスコード接続点において検出されたスイッチング素子Ｑ１Ｂの端子間電圧Ｖｑが入力される。したがって、この構成は、「スイッチング素子のカスコード接続点における電圧を検出する電圧検出手段」であると言える。

一方、比較器２１２のマイナス入力端子には、閾値電圧が入力される。この閾値には、スイッチング素子Ｑ１Ｂの端子間電圧の下限値が予め設定されている。例えば、スイッチング素子Ｑ１Ｂの端子間電圧が０Ｖまで低下する場合、この閾値電圧は、概ね０Ｖとなる。

この構成により、比較器２１２は、上記端子間電圧Ｖｑが上記閾値電圧よりも小さくなったタイミングで、出力する制御信号をＨｉレベルからＬｏレベルへ切り替える構成となっている。

ワンショットマルチバイブレータ２１４は、比較器２１２から入力された制御信号がＬｏレベルに切り替わると、ドライブ回路２２０に対してオン信号を出力する。

すなわち、ボトム電圧検出回路２１０は、スイッチング素子Ｑ１Ｂの端子間電圧Ｖｑの下限値が閾値電圧を下回ったタイミングで、ドライブ回路２２０に対してオン信号を出力するように構成されている。

（誤差増幅回路２３０）
誤差増幅回路２３０は、オペアンプ２３２を備えている。オペアンプ２３２は、出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅して出力する。具体的には、オペアンプ２３２のマイナス入力端子は、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２との接続点に接続されており、抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２とによって分圧された、出力電圧Ｖｏが入力される。一方、オペアンプ２３２のプラス入力端子は、基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。オペアンプ２３２は、入力された出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差を求め、この誤差を増幅して、誤差信号Ｃｏｍｐとして出力する。

（オンタイム生成回路２４０）
オンタイム生成回路２４０は、スイッチング素子Ｑ１をターンオフするための制御信号（以下、「オフ信号」と示す。）の出力を制御する。オンタイム生成回路２４０は、比較器２４２、コンデンサＣ３、および定電流電源２４６を備えている。

比較器２４２のマイナス入力端子には、誤差増幅回路２３０の出力電圧Ｖｃｏｍｐが入力される。比較器２４２のプラス入力端子には、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３が入力される。比較器２４２は、誤差増幅回路２３０の出力電圧とコンデンサＣ３の電圧ＶＣ３とを比較し、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３が誤差増幅回路２３０の出力電圧の電圧に到達すると、オフ信号を出力する。

スイッチング素子Ｑ１のオン期間においては、コンデンサＣ３は、定電流電源２４６によって定電流充電がなされるため、その電圧が上昇し続ける。そして、コンデンサＣ３の電圧が誤差増幅回路２３０の出力電圧Ｖｃｏｍｐに到達すると、オフ信号を出力する。スイッチング素子Ｑ１がターンオフされると、コンデンサＣ３は放電される。

上記において、誤差増幅回路２３０の出力電圧Ｖｃｏｍｐは一定であるから、スイッチング素子Ｑ１のオン期間は、コンデンサＣ３の充電時間によって決定付けられる。したがって、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を所望の出力電圧に応じたものとするため、コンデンサＣ３が所定時間充電されると、誤差増幅回路２３０の出力電圧Ｖｃｏｍｐに到達するように、コンデンサＣ３は、所定の定電流によって定電流充電がなされる。

（ドライブ回路２２０）
ドライブ回路２２０は、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングを制御する。ドライブ回路２２０は、ＦＦ（フリップフロップ）２２２および増幅器２２４を備えている。

ＦＦ２２２は、オン信号の出力と、オフ信号の出力との、切り替えを行なう。

具体的には、ＦＦ２２２のＳ入力端子には、ボトム電圧検出回路２１０からのオン信号が入力される。ＦＦ２２２は、オン信号が入力されると、このオン信号をＱ出力端子から出力するようになる。

一方、ＦＦ２２２のＲ入力端子には、オンタイム生成回路２４０からのオフ信号が入力される。ＦＦ２２２は、オフ信号が入力されると、このオフ信号をＱ出力端子から出力するようになる。

フロップフロップ２２２から出力されたオン信号またはオフ信号は、増幅器２２４によって増幅され、スイッチング素子Ｑ１のゲートへ供給される。

（スイッチング電源装置１００の動作）
続いて、本実施形態に係るスイッチング電源装置１００の動作について説明する。図３は、本実施形態に係るスイッチング電源装置１００の動作時における、各種パラメータの波形を示す。

まず、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態となると（タイミングｔ０）、コイルＬ１に流れるインダクタ電流は（（出力電圧Ｖｏ−入力電圧Ｖｉ）／コイルＬ１のインダクタンス）の傾きで低下し始める。同時に、コンデンサＣ３が放電される。この時、スイッチング素子Ｑ１Ｂの端子間電圧Ｖｑは、既に説明したとおり、スイッチング素子Ｑ１Ａの閾値電圧の絶対値となっている。

そして、コイルＬ１に流れるインダクタ電流が０になると（タイミングｔ１）、スイッチング素子Ｑ１Ａの帰還容量Ｃｒｓｓ＿Ｑ１ＡとコイルＬ１、入力電圧Ｖｉの直列共振動作を開始する。

この時、スイッチング素子Ｑ１Ｂの端子間電圧、すなわち、スイッチング素子Ｑ１のカスコード接続点における電圧Ｖｑは、スイッチング素子Ｑ１Ａの閾値電圧の絶対値のままである。したがって、スイッチング素子Ｑ１Ａの入力容量Ｃｉｓｓ＿Ｑ１Ａは、上記直列共振動作に含まれない。

また、上記直列共振動作により、スイッチング素子Ｑ１Ａの端子間電圧が低下するので、出力容量Ｃｏｓｓ＿Ｑ１Ａの電荷の変動分の電流がスイッチング素子Ｑ１Ａのドレインからソースへ流れる。したがって、スイッチング素子Ｑ１Ａの出力容量Ｃｏｓｓ＿Ｑ１Ａは、上記直列共振動作に含まれない。

なお、この時、スイッチング素子Ｑ１Ｂの寄生容量も、上記直列共振動作に含まれない。

スイッチング素子Ｑ１Ａの端子間電圧が０Ｖになると（タイミングｔ２）、スイッチング素子Ｑ１Ａのボディーダイオードが導通し、スイッチング素子Ｑ１Ａの帰還容量Ｃｒｓｓ＿Ｑ１Ａ、入力容量Ｃｉｓｓ＿Ｑ１Ａ、スイッチング素子Ｑ１Ｂの帰還容量Ｃｒｓｓ＿Ｑ１Ｂ、出力容量Ｃｏｓｓ＿Ｑ１Ｂ、とコイルＬ１、入力電圧Ｖｉの直列共振動作を開始する。この時、スイッチング素子Ｑ１Ｂの端子間電圧、即ち、スイッチング素子Ｑ１のカスコード接続点における電圧ＶｑはＶｄｓと等しくなる。

なお、この時、入力容量Ｃｉｓｓ＿Ｑ１Ｂの端子間電圧は０Ｖであるため、スイッチング素子Ｑ１Ｂの入力容量Ｃｉｓｓ＿Ｑ１Ｂは、上記直列共振動作に含まれない。

制御回路２００は、カスコード接続点で検出されたスイッチング素子Ｑ１Ｂの端子間電圧Ｖｑと閾値電圧とを比較しており、スイッチング素子Ｑ１Ｂの端子間電圧Ｖｑが閾値電圧よりも低くなると（タイミングｔ３）、オン信号を出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ１は、ターンオンされる。

スイッチング素子Ｑ１がオンになると、コイルＬ１に入力電圧Ｖｉが印加され、コイルＬ１に流れるインダクタ電流が上昇する。インダクタ電流は、ダイオードＤ１を通って、出力コンデンサＣ２を充電する。すなわち、これにより、出力電圧Ｖｏが得られることとなる。

同時に、定電流電源２４６によってコンデンサＣ３の定電流充電が開始され、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３が上昇する。そして、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３がオペアンプ２３２から出力された誤差信号Ｃｏｍｐに達すると（タイミングｔ４）、オンタイム生成回路２４０は、オフ信号を出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ１は、ターンオフされる。

スイッチング電源装置１００は、以上の動作を繰り返し行なうことにより、出力電圧Ｖｏを継続的かつ安定的に出力する。

（スイッチング電源装置１００による効果）
以上のように、本実施形態に係るスイッチング電源装置１００は、スイッチング素子Ｑ１のカスコード接続点における電圧Ｖｑを検出し、検出された電圧Ｖｑに応じて、スイッチング素子Ｑ１をターンオンする構成を採用している。

これにより、スイッチング素子Ｑ１の端子間容量、コイルＬ１のインダクタンス値、および入力電圧Ｖｉのいずれが変動した場合でもその影響を受けることなく、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧に応じた適切なタイミングで、スイッチング素子Ｑ１をターンオンすることができる。

また、スイッチング素子Ｑ１Ａ，Ｑ１Ｂ同士のカスコード接続点の電圧Ｖｑを検出していることにより、スイッチング素子Ｑ１の端子間電圧よりも低い電圧による、スイッチング素子Ｑ１のターンオン・タイミングの制御を実現している。

特に、本実施形態に係るスイッチング電源装置１００は、検出された電圧が予め定められている閾値電圧よりも低くなった場合に、スイッチング素子Ｑ１をターンオンする構成を採用している。

これにより、検出された電圧と閾値電圧とを比較器２１２によって比較し、この比較結果により、スイッチング素子Ｑ１のターンオンを制御する、といった簡単かつ確実な構成で、適切なタイミングによるスイッチング素子Ｑ１のターンオンを実現している。

さらに、本実施形態に係るスイッチング電源装置１００は、スイッチング素子Ｑ１Ａとして、ノーマリーオン型のスイッチング素子を用いており、スイッチング素子Ｑ１Ｂとして、ノーマリーオフ型のスイッチング素子を用いている。

これにより、導通損失の少ないノーマリーオン型のスイッチング素子をスイッチング素子Ｑ１Ａとして利用して、ノーマリーオフ型のスイッチング素子Ｑ１を実現している。

（補足説明）
以上、本発明に係る実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

例えば、実施形態で説明したスイッチング電源装置の回路構成はあくまで一例に過ぎず、スイッチング電源装置において実施形態とは異なる回路構成を採用して本発明を実施した場合であっても、当該スイッチング電源装置は本発明の技術的範囲に含まれる。

また、実施形態では、制御手段は、カスコード接続点において検出された電圧が、予め定められている閾値電圧よりも低くなった場合に、スイッチング素子をターンオンすることとしたが、これに限定するものではない。すなわち、制御手段としては、少なくともカスコード接続点において検出された電圧に基づいて、スイッチング素子をターンオンするものであれば、いかなる構成を採用しても良い。

本発明に係るスイッチング電源装置は、コイルに印加する電圧のオンオフをスイッチングすることにより所望の出力電圧を得る各種スイッチング電源装置に適用することができ、特に、臨界モードＰＦＣ（Power Factor Correction）昇圧型コンバータに適用することができる。

１００スイッチング電源装置
２００制御回路（制御手段）
２１０ボトム電圧検出回路
２２０ドライブ回路
２３０誤差増幅回路
２４０オンタイム生成回路
Ｃ１コンデンサ
Ｃ２コンデンサ
Ｃ３コンデンサ
Ｄ１ダイオード
Ｌ１コイル
Ｑ１スイッチング素子
Ｑ１Ａスイッチング素子（第１のスイッチング素子）
Ｑ１Ｂスイッチング素子（第２のスイッチング素子）
Ｒ１１抵抗
Ｒ１２抵抗

Claims

コイルに対する直流電圧の印加を前記コイルの一端に接続されたスイッチング素子によってスイッチングし、スイッチングのオン期間に前記コイルに蓄積した磁気エネルギーを、スイッチングのオフ期間に前記コイルに流れる電流によって移送される電気エネルギーとして出力側に取り出して出力電圧を得るスイッチング電源装置であって、
前記スイッチング素子は、互いにカスコード接続されたノーマリーオン型の第１のスイッチング素子およびノーマリーオフ型の第２のスイッチング素子を有し、
前記スイッチング素子のカスコード接続点における電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段によって検出された前記電圧に応じて、前記スイッチング素子のターンオンを制御する制御手段と
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
前記制御手段は、
前記電圧検出手段によって検出された前記電圧が、予め定められている閾値電圧よりも低くなった場合に、前記スイッチング素子をターンオンする
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。