CN103618437A - 一种使较宽电流范围内的开关稳压电路维持高效率的控制电路 - Google Patents

Abstract

一种使较宽电流范围内的开关稳压电路维持高效率的控制电路，用来控制开关稳压器的一种电路和方法具有（1）一个开关，包含一个或多个开关晶体管（2）一个输出端，用于给一个具有稳定电压的负载提供电流，该负载包含一个输出电容器。当输出端的电压能够基本上保持输出电容器具有稳定的电压时，这种电路和方法可以产生一个控制信号，来使上述一个或多个开关晶体管截止。这样的一种电路和方法可以提高稳压电路的效率，特别是在平均电流较低的水平下。

Description

一种使较宽电流范围内的开关稳压电路维持高效率的控制电路

技术领域：

本发明涉及一种开关稳压电路。更特别的是，本发明涉及一种控制电路和方法，使较宽电流范围内的开关稳压电路维持较高的效率。 

背景技术：

电压稳压器的目的是为负载提供一个预定的恒定的输出电压。一般来说，有两种不同类型的稳压器：串联稳压器和开关稳压器。 

串联稳压器采用了一个旁路元件（如，一个功率晶体管）与一个负载串联耦合，并通过旁路元件来控制压降，从而调节负载上的电压。相反，开关稳压器采用开关（如，一个功率晶体管）与负载串联耦合或并联耦合。稳压器控制开关的导通和截止，从而调节负载的功率。该开关稳压器采用电感储能元件来将开关电流转换成一个稳定的负载电流。因此，开关稳压器的功率可以通过离散电流脉冲下的开关来传输，而在串联稳压器中，功率作为一个稳定的电流通过导通元件来传输。 

为了产生一股电流脉冲，开关稳压器通常包含控制电路，用来使开关打开或闭合。开关的占空比，控制负载的功率，可以用多种不同的方法来改变。例如，占空比可以用下列方式改变（1）固定脉冲流的频率，再改变每个脉冲打开或闭合的时间，或（2）固定每个脉冲的打开或闭合的时间，再改变脉冲流的频率。 

用以往的方式来控制占空比，开关稳压器通常比串联稳压器更有效。在串联稳压器中，导通元件通常工作于线性区，导通元件可在线性区连续的导通电流。这会导致功率在晶体管中不断消耗。相反，在开关晶体管中，开关是闭合的，不消耗功率，或者是打开的，处于低阻抗状态，消耗很少的功率。这种工作中的差异通常会导致开关稳压器中平均功率消耗的降低。 

当有一个高的输入-输出电压差通过稳压器时，上述效率的差异更明显。例如，当开关稳压器等效函数的效率大于75%时，串联稳压器的效率通常低于25%。 

因为串联稳压器效率的提高，开关稳压器通常采用电池供电系统，如便携式和笔记本电脑以及手持仪器中的供电系统。在这样的系统中，当开关稳压器提供的电流接近额定输出电流（如，当便携式或笔记本电脑中的磁盘或硬盘驱动器是打开的）时，整体电路的效率就可以很高。然而，这个效率通常是输出电流的函数，该输出电流通常会减小为低值的输出电流。这种效率的降低通常是由于开关稳压器相关的损耗所引起的。这些损耗包含，稳压器中控制电路的静 态电流损耗，开关损耗，开关驱动电流损耗，电感器/变压器绕阻和磁芯损耗。 

低输出电流下的开关稳压器的效率的降低，在电池供电系统中是很重要的，可以使电池的寿命最大化。 

综上所述，需要提供一个高效率的开关稳压器。 

还需要提供一种控制电路和方法，来保持较宽电流范围内的高效率，该电流范围包含开关稳压电路中的低输出电流。 

发明内容：

因此，本发明的目的是提供一种高效率的开关稳压器。 

本发明的另一个目的是提供一种控制电路和方法，来保持较宽电流范围内的高效率，该电流范围包含开关稳压电路中的低输出电流。 

根据本发明的发明目的，提供了一种电路和方法，用来控制开关稳压器的电压，其中（1）一个开关包含一个或多个开关晶体管（2）一个用于为恒压下的负载提供电流的输出端包含一个输出电容器。该电路和方法产生了一个控制信号，来使一个或多个开关晶体管在工作的情况下截止，当输出端的电压足以保持输出电容器具有稳定的电压时（如，在低输出电流的情况下）。在这段时间里，该负载不消耗输入电源的功率。因此，提高了稳压器的效率。如果需要的话，除开关晶体管以外，开关稳压器的其他元件也可以关闭以节省更多的功率。本发明可以进一步提高整体稳压电路的效率。 

本发明的电路和方法可以用于控制开关稳压电路中的多种类型的开关，包括使用一个或多个功率晶体管的开关。此外，本发明中的电路和方法可以用于控制各种类型的开关稳压器的配置，包含降压、升压和极性反转的配置。 

本发明的技术解决方案： 

此外，本发明中的电路和方法可以改变开关晶体管截止的时间，以响应开关稳压器的输入和输出电压。本发明的此项功能降低了低输入电压下的开关稳压器的噪声排放。本发明也降低了电流失控的可能性，当一些稳压器配置中的输出电压的电路发生短路时。 

对比专利文献：CN202663305U一种开关稳压电路及其控制电路201220216734.X,CN203180774U一种开关稳压器201320150748.0 

附图说明：

附图将对本发明的优点作进一步的描述，部分器件的参考字符已在图中标明。 

图1显示了一个典型的开关稳压器的原理图，该开关稳压器采用了一个包含一对同步切换压降MOS晶体管的开关。 

图2显示了一个开关稳压电路，采用了本发明的第一个高效控制电路的实施方案，其作用是驱动一个包含一对同步切换压降配置的MOS晶体管开关。 

图3显示了一个开关稳压电路，采用了本发明的第二个高效控制电路的实施方案，其作用是驱动一个开关，该开关包含一个开关MOS晶体管和一个降压配置的开关二极管。 

图4显示了一个开关稳压电路的结构图，包含一个“用户激活”的高效控制电路，其作用是驱动一个包含一对同步切换压降配置的MOS晶体管开关。 

图5显示了一个开关稳压电路的结构图，其中控制电路的闭合时间可以改变。 

图6显示了图5中闭合时间可变的控制电路的详细原理图。 

图7显示了一个示例性开关稳压电路的原理框图，包含闭合时间可变的功能和高效率的控制电路，用来驱动一个包含一对同步切换压降配置的MOS晶体管开关。 

图8显示了一个开关稳压电路，，其中包含一个用来防止稳压器中的输出电感的电流极性发生逆转的电路，该稳压器从负载获得功率。 

图9显示了一个开关稳压电路的原理框图，该稳压电路采用了本发明中的具有升压配置的高效率的控制电路。 

图10显示了一个开关稳压电路的原理框图，该稳压电路采用了本发明中的具有极性反转配置的高效率的控制电路。 

具体实施方式：

图1是一个典型的传统工艺的开关稳压电路，采用了一个具有压降配置的推挽式的开关。 

参考图1，电路10用于在终端12提供一个可调节的直流输出电压V_OUT，用来驱动负载14，该负载可能是一个便携式或笔记本电脑或者是其他的电池供电系统。电路10从一个非稳定的电压源V_IN获得电能，该电压源V_IN耦合到终端14（如，12伏特的电池）上的。电路10包含推挽式的开关15，驱动电路20，输出电路30和控制电路35。 

驱动电路20用于驱动推挽式的开关15，其中包含两个同步开关式的功率MOS晶体管16（p沟道）和17(n沟道)，重叠串联在电源V_IN和地面之间。驱动电路20中的推挽式开关15是通常被称为“桥”的装置。MOS晶体管16和17 用于交替给输出电路30提供电流，输出电路30包含电感器32（L1）和输出电容器34（C_OUT）。输出电路30可以使交替供应的电流稳定，这样，负载12就会提供一个稳定的电压V_OUT。为了提供交流电流，MOS晶体管16和17分别由P沟道驱动器26和N沟道驱动器27来驱动，这两个晶体管都由控制电路35控制。 

控制电路35包含单触发电路25，它可以用来提供一个闭合的持续时间脉冲（如，2到10微秒），在MOS晶体管16保持截止且MOS晶体管17保持导通的时间段里。否则，单触发电路25会提供一个打开的持续时间脉冲，在MOS晶体管16保持导通且MOS晶体管17保持截止的时间段里。因此，单触发电路25交替地将MOS晶体管16导通和将17截止，从而为输出电路30提供一个交流电源。单触发电路35的占空比由电流放大器39控制。 

控制电路35通过电阻分压网络R1/R2（(36A/36B）来监测输出电压V_OUT，从而提供一个反馈电压V_FB，其值与输出电压V_OUT成正比。控制电路35通过电感器L1来检测电流I_L，从而提供一个反馈电流I_FB，其值与电感器电流I_L成正比。电路10的作用是控制电感器电流I_L，这样反馈电压V_FB就会是稳定的，基本上等于参考电压V_REF，该参考电压由参考电路37提供。随着反馈电压V_FB的稳定，输出电压V_OUT也会被调节为一个更高的电压比（R1+R2）比R2。 

跨导放大器38是用来比较反馈电压V_FB和参考电压V_REF的。电路10按照下列方式来调节输出电压V_OUT。在每个周期中，当开关15是“打开”的，P-MOS晶体管16就会被导通，电感器L1的电流I_L的上升速率取决于V_IN-V_OUT。当I_L上升到由跨导放大器38的输出端38A设定的阈值水平时，电流比较器39使闭合脉冲触发一次，并启动开关15的“闭合”周期。在“闭合”的循环周期里，单 触发电路25保持P-MOS晶体管16截止，并使N-MOS晶体管17导通。从而使电感器L1的电流I_L降低的速率取决于V_OUT。因此，开关15关闭的占空比受到控制，所以，电流I_L会在终端12产生一个稳定的输出电压V_OUT。 

随着输出负载电流的增加，通过R2电阻器36B的压降会降低。这会在跨导放大器的输出端38B转换成一个小的误差电压，从而使输出端38A的电位升高，从而为电流比较器39设定一个更高的阈值。因此，电感器L1的电流I_L上升到负载电流所需的水平。 

由于单触发电路25的关断时间（t_OFF）是恒定的，开关稳压电路10在电感器L1处具有恒定的纹波电流（用来恒定地输出电压V_OUT），但是会有一个随V_IN的频率。纹波振荡频率由下述方程给出： 

f_RIP=（1/t_OFF）[1-(V_OUT/V_IN)] 

图1中的电路10的一个缺点是，纹波振荡频率会减小到一个和低输入电压V_IN一样的水平。当为开关稳压电路供电的电池接近放电的时候，可能会发生这样的情况。然后，电感器L1会产生噪声，采用该稳压电路的用户可能会对此比较反感。 

现有技术中的电路10的另一个缺点是，当输出电压V_OUT对地短路时，电感器电流I_L就不好控制了。电感电流和电压之间的基本关系由下述方程给出didt=V/L。这意味着，关闭时间里的电流I_L的值取决于通过电感器L1的电压值，等于V_OUT和N-MOS晶体管的漏极电源电压V_DS之和。在短时间之内，V_OUT的值接近于0，同时V_DS的值也非常低，从而使t_OFF时间里的电流I_L会有一个很小的衰减。然而，下面的每个闭合的周期，P-MOS晶体管16重新被导通，直到控制电路25中的电流比较器39再一次跳转到单触发恒定闭合时间。即使 P-MOS晶体管在最短的时间里导通，电感器L1的电流I_L会比在t_OFF时间段增加得更多。这会导致一个失控的情况，在这种情况下，短路电流可能会达到破坏性的水平。 

现有技术的电路10的进一步的缺点是，会从电感器L1获得恒定的纹波电流。在t_OFF时间段里，电感器L1的电流I_L通常以相同的数量逐步降低，无论稳压器的输出电流是多少。在低输出电流的情况下，这会导致电感器L1的电流极性反转，从而，从负载获得功率。在之后的打开周期里，该电流再次变为正向的，这样，平均电感电流等于负载电流。恒定的纹波电流的损耗，以及开关的损耗，都是由开关15的MOS晶体管的栅极充电和放电所引起的，从而在低输出电流的情况下降低效率。如果电感器L1的电流的极性发生反转，且通过N-MOS晶体管17将功率从负载牵引到地面，这是特别的情况。 

电路10进一步的缺点是关于栅极驱动P-MOS晶体管16和N-MOS晶体管17。驱动器26和27一般通过延时来确保一个功率MOS晶体管截止，在其他的MOS管导通之前。如果在两个MOS晶体管的导通中没有足够的死区时间（如，器件，电路处理，或温度的变化），电流会直接从输入电源V_IN传输到地面。这种“直通”效应可以显著地降低效率，而且在某些情况下，可能因为过热而摧毁功率MOS晶体管。 

图2是一个开关稳压电路的原理框图，该稳压电路采用了本发明中的第一种高效控制电路，用来驱动一个包含一对同步切换压降配置的MOS晶体管的开关。 

开关稳压电路50包含推挽式开关15，驱动电路20和输出电路30，与图1相似。电路50也包含一个本发明中的高效控制电路70的实施案例。 

控制电路70包含单触发电路25，电流比较器39和放大器38，与图1类似。然而，除了这些器件，控制电路70还包含恒定电流源I₁72和滞回比较器74，用来在平均电流较低的水平下提供高效率。 

下面将进行更详细的讨论，恒定电流源I₁72和迟滞比较器74允许推挽式开关15进入工作的状态，在该状态下，MOS晶体管16和17同时被截止，这时，输出电压V_OUT可以通过输出电容器C_OUT来基本保持一个稳定的电压值V_REF。这 种工作状态称为“睡眠模式”。推挽式开关15进入这样一种睡眠模式与图1中的稳压电路形成对比，其中，MOS晶体管16和17中的一个一直保持导通状态。本发明的这一特点降低了稳压电路的功耗，因为在睡眠模式下，推挽式开关15不消耗功率，或是不允许负载R_L上的功率被牵引到地面。 

此外，如果需要，当推挽式开关15处于上述的睡眠状态时，稳压电路可以使其他的电路器件关闭，当稳压器处于睡眠状态时，这些器件不需要使用。例如，在图2所示的实施案例中，单触发电路25，电流比较器39，电流源I₁72和放大器38也可以在睡眠模式中被截止。本发明的这一特征允许稳压电路工作于更高的效率下，如果只有推挽式开关15保持在睡眠状态下。 

在较高的负载电流下（如，大于20%的最大输出电流），控制电路70的工作方式与图1中的控制电路35类似。在图2中，电流反馈信号I_FB再次被提供给同相输入电流比较器39。偏移电压V_OS76，最好内置在放大器38中，电平位移反馈电压V_FB略低于参考电压V_REF，从而在高电流的情况下，保持迟滞比较器74的输出。当反馈电流I_FB超过提供给电流比较器39的反相输入端的电流时，比较器39的输出端变为高电平，从而开启开关的“闭合”周期。 

在“闭合”周期里，单触发电路25的输出端25A变为高电平，从而使P-MOS晶体管16截止，并使N-MOS晶体管17导通。在一段由单触发电路25设定的恒定时间过后，输出端25A变为低电平，从而开启下一个“打开”周期，在该周期中，P-MOS晶体管16导通且N-MOS晶体管17截止。 

根据本发明，稳压电路50在低输出电流水平下进入睡眠模式，如下所述。迟滞比较器74的作用是检测反馈电压V_FB，当V_FB超过一个比参考电压V_REF大的预定电压值时，变为低电平。这种情况可以指出输出电压V_OUT超过了一个比参考电压V_REF大的预定电压值。在平均输出电流较低的条件下，或诱发这种过压的情况，通过提供一个恒定的电流源I₁72，与放大器38并联耦合。在过压的情 况下，MOS晶体管16和17都会保持截止的状态，通过与门66和与非门68来实现。 

恒定电流源I₁为电流比较器39设定了一个最小的反馈电流阈值。在比较器39每次跳变到打开周期的时候，电感器L1都需要设定一个最小的电流。根据本发明，电流比较器39在它的电流水平足以使它发生跳变的情况下，故意保持在打开的周期里。因此，更多的电流被提供给电感器L1，该电流比保持输出电压V_OUT等于稳定电压V_REG所需的电流更大。结果是，V_OUT再次上升到比稳定电压V_REG更高的值，反馈电压V_FB使迟滞比较器跳变到一个预定的电压值，该电压值大于V_REG。当比较器74发生跳变时，它的输出端变为低电平，从而使MOS晶体管16和17截止，使稳压电路进入睡眠模式。 

在上述的工作状态中（即，“睡眠模式”），MOS晶体管16和17同时被截止，输出负载14由输出电容器C_OUT供电。迟滞比较器74用来检测反馈电压V_FB，当V_OUT下降时，V_FB根据比较器74的滞后量下降，驱动电路20被带出睡眠模式（其中，MOS晶体管16和17同时被截止），这样就电流源和负载14开启了一个新的打开周期。如果负载电流保持低电平，C_OUT会重新充电，使它的电压值超过V_REG，反馈电压V_FB在几个周期后会再次使比较器74发生跳变。 

因此，在低负载的情况下，控制电路70用于使MOS晶体管16和MOS晶体管17截止，它们不需要使输出电压保持稳定的电压值，如果输出电容器C_OUT有能力做到这些。在这样一个模式中，当输出电压低于稳定的电压值时，控制电路70会使开关15打开，以使输出电容器充电，从而使它的电压值超过稳定的电压值。因此，V_OUT将在由比较器74提供的上下门限电压之间振荡，比较器74的迟滞电压按照（R1+R2）比R2的比例分配。稳压器“苏醒”后给输出电容器C_OUT充电的速度取决于负载电流，即使在较低的输出电流的情况下，也会保持高效率。 

根据本发明，控制电路70使MOS晶体管16和17保持截止，在输出电流低 至可以允许输出电容器C_OUT来保持稳定的输出电压值的时间段里。通常，在这样的闭合时间段里，MOS晶体管16和17都会被保持截止的状态，即使开关稳压器可以提供一个稳定的电压，在小到100微妙到大到几秒的时间段里（分别对应于几个开关周期到超过几十万个开关周期，开关频率为100千赫兹）。这样的闭合时间通常允许输出电流范围超过100:1时还保持较高的效率（如，超过90%）。因为开关稳压器中的其他的器件在这样的时段里也可以保持关闭，通常可以获得更高的效率。 

图2中所示的稳压器50中的控制电路70的作用是，驱动一个同步切换开关，其中包含MOS晶体管16和17。本文中应用的术语“同步切换开关”，指的是一个包含两个开关晶体管的开关，被用来给稳定电压下的负载提供电流。图3显示了本发明中的第二种高效的控制电路的原理框图，其作用是驱动一个开关，该开关中包含一个开关晶体管和一个压降配置的开关二极管。 

如图3所示，开关稳压电路100包含开关115，该开关包含P-MOS晶体管116和二极管118。开关115由驱动器120驱动，该驱动器包含P-驱动器126。开关115的打开和关闭都由控制电路125控制，因为控制电路125只被用于驱动一个MOS晶体管（与图2中的控制电路70形成对比），它只有一个输出端125A（从与非门68输出端获得）。 

控制电路125包含电流比较器39，放大器38，迟滞比较器74和单触发电路25，与图2中所示的控制电路70类似。正如上面所讨论的有关图2的内容，在平均输出电流较低的水平下，恒流源I₁72用来给电感器L1提供过量的电流，从而使输出电压V_OUT上升到超过稳定电压V_REG，其中，输出端基本上由输出电容器供电一段时间。在这个时间段里，P-MOS晶体管116在睡眠模式中保持截止，从而提高电路的效率。 

如上所述，图2和图3中的控制电路70和125，分别在平均输出电流较低的 水平下提供高效的工作方式。例如，在第一种工作方式中的较高输出电流的水平下，开关不断地在打开和关闭之间交替变化，以保持输出电压V_OUT等于稳定电压值V_REG。在第二种工作方式下的较低的输出电流水平下，电路的效率会变低，输出电压V_OUT足以保持稳定的电压值V_OUT，通过输出电容器C_OUT使开关非连续的打开和关闭。因此，控制电路自动识别这样的情况，从而允许控制电路进入睡眠模式，其中，打开开关需要最少的电路元件。 

按照本发明的另一个特征，稳压电路可以包含一个“用户激活”的实施案例，其中，由用户来控制是否使稳压电路进入睡眠模式。图4显示了一个采用这种“用户激活”实施方案的开关稳压电路的原理框图，该方案采用了本发明中的高效的控制电路，用来驱动一个包含一对同步切换压降配置的MOS晶体管的开关。 

图4中的开关稳压电路150包含推挽式开关15，驱动器20，输出电路30，与图2中的电路50类似。稳压电路150中的控制电路170包含单触发电路25，电流比较器39和放大器38，同样与图2中的电路50类似。与图2相比，开关175（包含开关176和178）被用来手动使稳压电路150进入睡眠模式，通过用户输入端175A实现，这可能是其他一些控制电路（未显示）的一个控制信号。随着开关175的闭合，开关176和178也会闭合。 

开关176的作用是在睡眠模式中使N-驱动器27截止，通过使与门66（通常由电阻器67耦合到正电源上，从而变为高电平）的输入端66A接地来实现。开关178用于将正向反馈和迟滞信号引入到放大器38中，从而允许控制电路170保持输出电压V_OUT基本上等于睡眠模式下的稳定电压V_REG。（电阻器R_HYS，耦合到参考电路37和跨导放大器38的同相输出端之间，用于使放大器38的输出信号反馈到放大器38的同相输入端上。） 

开关178允许放大器38给电感器L1提供过量的电流（通过P-MOS晶体管 16），用来使输出电压V_OUT达到一个预定的值，该预定值比稳定电压V_REG大。达到这样的电压水平之后，放大器38的迟滞信号使P-驱动器26截止，直到反馈电压V_FB低至迟滞电压值。在那一点上，电流放大器39的输出端39A变为高电平，引起单触发电路25的一次触发，这样P-MOS晶体管16就会被导通，从而使输出电容器C_OUT充电，以达到一个一定的电压值，该电压值大于稳定电压V_REG。 

如上所述，控制电路170在睡眠模式中会定期苏醒，以使P-MOS晶体管16导通，并使输出电容器C_OUT充电。尽管N-MOS晶体管15在这样的苏醒时段里保持截止，这并不是要紧的。例如，控制电路170使输出电容C_OUT充电，这样的充电可以通过使开关晶体管截止来实现，从而改变了占空比，并使输出电容器C_OUT完成充电。 

因此，稳压电路150可以在低电流的情况下提高电路的效率，和如图2中的稳压电路50一样，如果用户手动打开一个开关。然而，与图2中的稳压电路50相比，随着平均输出电流的增大，稳压电路150不会自动从睡眠模式中退出——它依赖于用户的去除激活作用。 

正如上面所讨论的，图2-4显示了本发明中的控制电路的实施，其中包含单触发电路25。根据本发明的另一个特征，单触发电路可以用其他类型的电路替代，作用是控制功率开关的占空比。例如，单触发电路25可以用脉冲宽度调制电路替换，它可以提供一个脉冲宽度已调信号，以响应控制信号。当然，其他类型的电路也可以使用。 

按照本发明的另一特征，单触发电路25，提供了一个恒定关闭时间信号，该电路可以用一个提供一个可变的关闭时间控制信号的单触发电路替换，该控制信号取决于输出电压（V_OUT）和输入电压（V_IN）。本发明的这一特征可以用来 减少电感器L1在低输入电流下产生的噪声。如上所述，这种噪声与电感电流的振荡有关。此外，这个特征也可以用来控制短路电流，如果输出端短路的话。 

图5显示了一个开关稳压电路的原理框图，该电路采用了本发明中的闭合时间可变的控制电路。 

开关稳压电路200包含推挽式开关15，驱动电路20，电流反馈电路210，电压反馈电路220，反馈控制电路230和闭合时间可变电路240。反馈控制电路230分别通过输入端232和234来检测输出电流和输出电压，并在终端236提供一个跳变信号，从而开启开关15的闭合周期。闭合时间可变电路240用来控制闭合时间，如下所述。 

电路240包含单触发发生器245，由反馈控制电路230通过终端236提供跳变。单触发发生器245包含一个额外的终端245A，耦合到控制电容器（C_CON）246上，该电容器的电压由发生器245检测。根据本发明，闭合时间控制电路250控制电容器C_CON的放电和电容器的电压，从而控制发生器245的闭合时间。闭合时间控制电路250检测输入和输出电压（V_IN和V_OUT），并根据它们的值相应地调整闭合时间。 

根据本发明，如果输入电压V_IN减小，上面讨论的电感器L1的振荡频率f_RIP或落入一个声频范围内，随着闭合时间的减小，f_RIP会响应的增大到超过声频的范围。同样，如果输出电压V_OUT由于短路而减小，通过电感器L1的电压太低，不足以在闭合周期里允许电感电流的延时，增大闭合时间从而避免了电流失控的情况。 

在本发明中，控制电容器C_CON的放电通过限制控制电流I_CON的值来调节。例如，在低输入电压的情况下，I_CON通过闭合时间控制电路250来增大，这样，控制电容器C_CON上的电压也会迅速地减小。当控制电容器电压低至一个预定值时，开关15的打开周期被启动。此外，在低输出电压的情况下，I_CON通过闭合时间控制电路250减小，这样，控制电容器C_CON上的电压缓慢衰减，以延长闭合时间。 

尽管图5显示的开关稳压电路200依赖于一个特定的电路，该电路用来使电 容器放电从而控制闭合时间，显而易见，用来实现该功能的其他电路也可以使用，来响应输入和输出电压。例如，如果需要的话，可以用一个运算放大器来控制闭合时间。 

因此，已讨论的一个单触发电路可以提供一个闭合时间可控信号，适用于输入和输出电压的水平。本发明的该功能被用来减少低输入电压下的稳压电路产生的噪声（即，在低输入电压下减小t_OFF），如果输出端短路的话，还可以用来限制短路电流（即，在低输出电压下增大t_OFF）。 

图6显示了图5中闭合时间可变控制电路的一个具体实施案例。 

闭合时间控制电路250分别在终端252和254接受输入信号V_IN和V_OUT，并在终端256提供一个输出信号I_CON。如上所述，I_CON用来控制一个耦合到终端256上的控制电容器的放电。控制电路250控制I_CON的值，从而控制控制电容器C_CON放电所需的时间。控制电路250包含电流源260（用来提供电流I_CN2），电流源270（用来提供电流I_CN1），电流补偿电路280和电流镜输出电路295。控制电路250的工作方式如下。 

电流镜输出电路295包含晶体管296和晶体管298（它的栅极298A耦合到它的漏极298B上）。电流295在输入端295A接受了一个控制参考电流I_CREF，并提供一个与晶体管296和298的横截面之比成正比的输出电流I_CON（和传统电流镜电路一样）。在本发明中，I_CREF等于I_CN1或（I_CN1+I_CN2），这取决于输入端252和254上的电压V_IN和V_OUT。 

当V_IN-V_OUT的值大于1.5伏特时，晶体管262会导通足够的电流（从晶体管264和电流源I₆获得），使晶体管266保持截止。随着晶体管266的截止，电流I_CN2等于零，电流I_CN2等于I_CN1，I_CN1由电流源270的输出端270A提供。 

电流I_CN1由一个电流镜电路提供，该电路由晶体管272和晶体管274（它的栅极274A和它的漏极274B连接在一起）组成。在本发明中，从晶体管274流出的参考电流I_CN1REF等于I_CN1A或（I_CN1A+I_CN1B），这取决于传输门282是否关闭。 

传输门282由比较器284控制，当V_OUT低于V_TH3时，就可以打开。在打开的情况下，I_CN1REF等于I_CN1A，该电流会流向晶体管276的集电极。该电流由通过输出分频器（由电阻器271和273组成）分隔出来的V_OUT导出，并会产生一个电压V_FB1(在晶体管279的基极)。然后，电压V_FB1通过晶体管279的基极-发射极电压使它的电位上移，并通过晶体管278的基极-发射极电压使它的电位下移。晶体管276的集电极电流与输出电压V_OUT成正比，从而使控制电容器C_CON以一定的速度放电，该速度与电感器L1放电的速度成正比。 

因此，当输出电压V_OUT是低电平时，如在故障或启动的情况下，t_OFF会被延长，从而给电感器L1的电流的上升提供额外的时间。 

当输出电压V_OUT大于V_TH3时，比较器284的输出端会关闭传输门282，并将一个额外的补偿电流I_CN1B提供给晶体管274的漏极，从而通过电流补偿电路280提供电流补偿。补偿电流I_CN1B等于电流I_TRIM减去晶体管286的漏极电流。晶体管286和288用于使晶体管290的集电极电流成镜像（与上述讨论的晶体管276的集电极电流以相似的方式导出，除了用V_FB1替代V_REF）。 

补偿电流I_CN1B有两个作用：（1）作为一个微调电流，当输出电压V_OUT基本上稳定的时候，用来设定一个控制电流I_CON，（2）使恒定控制电流I_CON能在较宽的温度范围内工作。在传统的电路制造过程中，电阻器278的电阻值的改变，可 能会使控制电流I_CON比预期的更大或更小。在生产过程中，通过减小I_TRIM来使补偿电流I_CN1B增加或减去晶体管276的集电极电流（I_CN1A），从而提供一个预定的控制电流I_CON。此外，如果电阻器278和292相匹配（即，设计和制造都是类似的），那么控制电流I_CON根据电阻器278温度的改变而改变的情况，可以通过改变电阻器292的电阻值来解决。 

如果输出电压V_OUT小于电压V_TH3时，比较器284的输出端会打开传输门282，从而抑制电流补偿。这确保了控制电流I_CON可以达到零，当输出电压V_OUT达到零的时候，从而在输出短路时，确保能够控制电感器的电流I_L。 

当V_IN减小到使V_IN-V_OUT的值低于1.5伏特时，晶体管262的电流再也不能使晶体管266保持截止。随着V_IN进一步的减小，晶体管266使额外的电流（I_CN2）增加到电流镜输出电路295中，从而使控制电流I_CON增大，并减小t_OFF。随着V_IN的减小，会使工作频率稳定，从而减小了在可听频率范围内的问题。电流源I₇可以确定增加了控制电流I_CON的晶体管266的最大电流。 

因此，当V_IN减小，使V_IN-V_OUT的值低于1.5伏特（即，当电池接近于放电的时候），t_OFF会被减小，以增大稳压电路的振荡频率，从而减小可听噪声的产生和排放。 

尽管闭合时间可变电路250与包含推挽式开关15和驱动器20的稳压电路有关，显而易见，本发明中闭合时间可变的特征也可以用于其他的稳压器中。例如，该特征也可用于图3和图4的稳压电路中，以及其他采用单触发发生器提供稳压的电路中。 

图7显示了一个示例性稳压电路的详细的原理框图，该电路包含闭合时间可 变的功能，还包含本发明中的高效控制电路，用来驱动一个包含一对同步切换压降配置的MOS晶体管的开关。 

开关稳压器300包含推挽式开关15，驱动器20，输出电路30和控制电路350。控制电路350包含单触发发生器245，闭合时间可变控制电路250，用来控制闭合周期和比较器，比较器的作用是在平均输出电流较低的情况下提供高效的工作方式。开关稳压器300的工作方式如下所述。 

当负载电流超过，如，约最大输出电流的20%时，回路工作于连续模式，其中，比较器74不会覆盖单触发发生器245的输出端245A。随着V_IN-V_OUT的值低于1.5伏特，工作方式基本上与图1中所描述的类似。由通过电阻器R_SEBSE的压降来检测电感器的电流，电流比较器39的阈值由通过电阻器R₃的压降来设定。内置偏移电压V_OS（如，约10毫伏）使低于参考电压V_REF的反馈电压V_FB发生位移，从而在这种模式下保持比较器74的输出为高电平。当通过电阻器R_SENSE的电压超过R_SENSE阈值电压时，比较器39的输出会变成高电平，RS触发器310的RBAR输入端会变成低电平，使RS触发器310复位，从而开启开关的闭合周期。 

在闭合周期中，开关信号V_SWB处于高电平，使P-MOS晶体管16截止，N-MOS晶体管17导通，并允许I_CON使控制电容器C_CON放电。闭合时间，t_OFF，由控制电容器C_CON放电所需的时间决定，在这过程中，电容器的电压从初始电压变为V_TH1，该电容器耦合到比较器312的同相输入端上。当控制电容器C_CON放电到电压V_TH1时，比较器312的输出端变为低电平，从而设定并启动RS触发器310的下一个打开周期。电压V_TH1大于V_TH2，从而使比较器315的输出端在连续工作模式中保持低电平。 

在本发明中，闭合时间由闭合时间可变控制电路250控制，如上面图5和图6所讨论的。因此，电路250的输入端252和254分别耦合到V_IN和V_OUT上，并 对这些进行检测。 

电流源I₁设定了电流比较器39中的电阻器R₃的最小阈值电压。在每个打开周期中，设定了电感器L₁的最小电流值，来使比较器39跳变。如果平均电感电流大于负载电流，输出电压V_OUT会再次增大，从而使反馈电压V_FB跳转到迟滞比较器74。当然，电感器L₁和闭合时间t_OFF最好选择合适的值，当这样的跳变发生时，电感器的纹波电流不会低于零。当比较器74跳变时，它的输出端变为低电平，并覆盖RS触发器310的Q端输出，使开关信号V_SWB迅速切换为高电平。如上所述，这样会自动地开启“睡眠”模式。 

在睡眠模式中，电容器C_CON和之前一样，当比较器312发生跳变时，不会开启一个新的打开周期。如上所述，因为直到反馈电压V_FB将至比较器74的迟滞量时，输出端74A的低电平会通过与非门316使开关信号V_SWB保持高电平。因此，控制电容器C_CON在电压V_TH2下继续放电，使比较器315的输出端315A变为高电平。并使N-MOS晶体管17和P-MOS晶体管16截止。此外，未被使用的电路元件，如放大器38和比较器39、312也会被关闭，当稳压电路处于睡眠模式时。如上所述，在睡眠模式中会使偏置电流增大，从而在低输出电流的情况下进一步提高效率。 

在睡眠模式延长闭合的时间里，大多数稳压器和MOS晶体管16、17都会被关闭，输出负载由输出电容器C_OUT供电。然而，当输出电压V_OUT减小时，反馈电压V_FB也会根据比较器74的迟滞量减小，所有的电路元件再次被打开，从而开启了一个新的打开周期，并为输出端提供电流。如果负载电流保持较低值时，输出电容器C_OUT就会放电，在几个开关周期过后，反馈电压V_FB再次使比较器74发生跳变。因此，在低负载的情况下，输出电压V_OUT会在上、下门限值之间振荡，如上所述。 

无论何时，当P-MOS晶体管16导通时，它的栅极-源极电压也会通过MOS晶体管334，并使MOS晶体管334导通。这将使MOS晶体管334的漏极变为高电平，并抑制N-驱动27。随着V_SWB从低电平转换到高电平，P-MOS晶体管16的栅极电压必须上升到一个水平，使MOS晶体管334导通的电流小于电流源335，在MOS晶体管334的漏极电压减小之前，并允许N-MOS晶体管17导通。电流I_M1的值很小，所以在被驱动之前，MOS晶体管334的栅极电压只能上升到2伏特之内，以确保当N-MOS晶体管17导通时，P-MOS晶体管是完全截止的。以类似的方式，MOS晶体管332和电流源I_M2333确保N-MOS晶体管17是完全截止的，当P-MOS晶体管16是导通的。这可以防止两个晶体管同时导通，与 驱动速度和MOS晶体管的尺寸无关。从而保证了最大的效率。如图7所示，肖特基二极管D2绕过了N-MOS晶体管17，只在MOS晶体管16和17之间的死区时间段里导电。二极管D2的作用是阻止N-MOS晶体管17中的二极管导通，并在死区储存电荷，这在一些情况下会降低效率（如，约1%）。二极管D2的正向电压最好小于0.5伏特，当传导最大输出电流时。 

在本发明中，图7所示的控制电路，当被纳入一个5伏特的同步压降开关稳压器中时，可以获得超过90%的效率（输入电压约为10伏特），同时，输出电流在两个数量级之间变化（如，20毫安到2安培）。在一些工作情况下（如，输入电压为6伏特），可以在这样的电流水平下使效率保持超过95%。这样的控制电路特别适用于笔记本电脑和掌上电脑，便携式仪器，电池供电的数码设备，移动电话，直流电源分配系统和GPS系统。 

如参照图1所讨论的，现有技术的控制电路10的一个缺点是，在低输出电流的情况下，电感器L1的电流的极性会反转，如果在t_ＯFF时间段里，电流减少得太多的话。这会使负载的功率被牵引到地面，通过N-MOS晶体管17，从而降低电路的效率。根据本发明进一步的特征，控制电路可以包含一个用来使N-MOS晶体管截止的电路，目的是防止这样的功率被牵引到地面，如果电感电流的极性发生反转的话。 

图8显示了一个典型的开关稳压电路的原理框图，该稳压电路采用了一个本发明中的电路，用来防止输出电感器电流的极性发生反转。 

开关稳压器400包含推挽式开关15，驱动电路20和输出电路30，与图1中的类似。电路400也包含一个本发明中的高效控制电路的具体实现470，用来防止电感器L1电流的极性发生反转。 

控制电路470包含单触发电路25，电流比较器39和跨导放大器38，与图1中的类似。除了这些元件，控制电路470还包含比较器471和门472，用来防止电感器电流极性的反转。控制电路470的工作方式如下所述。 

当单触发电路的输出端25A变为高电平，并使P-MOS晶体管16截止，使N-MOS晶体管17导通时，电感器的电流I_L开始下降。在平均输出电流较低的情况下，该电流可能会减小为零，甚至，变为负值。控制电路470的作用是通过电流反馈信号I_FB2来检测电感器电流I_L，在电流极性反转之前使N-MOS晶体管 截止。从而阻止N-MOS晶体管将负载的功率牵引到地面。 

比较器471的一个输出端471A被用来检测电感器电流I_L，通过电流反馈信号I_FB2来实现。当电流反馈信号I_FB2低于比较器471的输入端471B的电流I₄时，比较器的输出端471C会变为低电平，从而使N-MOS晶体管17截止，通过与非门472这条路径。使N-MOS晶体管17截止可以防止电感器的电流极性反转，并通过N-MOS晶体管17将负载14的功率牵引到地面。 

N-MOS晶体管17被截止之后，当反馈电流I_FB2超过电流I₄时，N-MOS晶体管17再次被允许导通，从而使比较器输出端471C变为高电平。通常，比较器输出端471C在单触发电路25使P-MOS晶体管16导通之后就会变为高电平，这会使电感器的电流I_L再次上升。这样的上升会使电流反馈信号I_FB2超过I₄，因此，使比较器输出端471C变为高电平。当比较器471C为高电平时，单触发电路25仅用来控制N-MOS晶体管17的导通。 

因此，控制电路470包含一个电路，用来使N-MOS晶体管17保持截止，在电流极性反转的时间段里。本发明的该特征会在平均输出电流较低的情况下提高电路的效率，在这种情况下，电流极性反转的可能性很大。 

尽管比较器471通过反馈电流I_FB2来检测电感器电流在工艺上很普遍，也可以用其他的方式来检测电感器电流I_L的反转。例如，比较器471也可以检测电流信号I_FB1，这样，控制电路470只采用一种电流反馈信号。此外，也可以用其他的方式来产生一个表明电感电流极性反转的反馈信号（如，见图7中的电阻器R_SENSE）。 

上述图1-8讨论了本发明中控制电路的高效，其中，开关稳压器采用了一个压降配置。本发明中的电路也可以在其他的配置中使用。例如，图9显示了一个开关稳压电路的原理框图，该电路采用了一个本发明中具有压降配置的高效控制电路。 

开关稳压器500包含同步切换开关15’，其中，P-MOS晶体管16和N-MOS晶体管17的漏极一起耦合到电感器L1的一边。电感器L1的另一边耦合到输入端V_IN。控制电路70用来驱动驱动电路20’，驱动电路20’包含反相P-驱动器26’和反相N-驱动器27’，分别用来驱动P-沟道MOS晶体管16和N-沟道MOS晶体管17。 

因此，如图9所示，本发明中的控制电路可以用于开关的配置，其中，输入电压V_IN上升为一个稳定的电压V_OUT。如图2-8所示的压降配置，图9中的控制电路也可以用于其它类型的升压配置中。例如，图9所示的单触发电路25包含一个额外的输入端，用来检测输入电压V_IN，从而减小电感器L1产生的噪声，在上面参照图5和图6所讨论的低输入电压的情况下。同样，开关稳压器500包含一个电路，用来使P-MOS晶体管16保持截止，在电感器电流I_L反转的时间段里，如上述参照图8所讨论的。 

图10显示了一个开关稳压电路的原理框图，该电路采用了本发明中的高效控制电路，具有电压极性反转的配置。 

开关稳压器600包含开关15”，其中，P-沟道MOS晶体管16的漏极耦合到电感器L1的一边，并通过二极管D601耦合到V_OUT。电感器L1的另一边接地。P-沟道MOS晶体管16的源极耦合到正向输入电压V_IN。控制电路70’用来驱动驱动器20”，驱动器20”包含用来驱动P-沟道MOS晶体管16的P-驱动器26。 

控制电路70’的工作方式与上面所讨论的控制电路70类似，除了下面的内容。控制电路70’的反馈电压由电阻器R1、R2和放大器602提供。放大器602使V_OUT的负极性反转，从而为控制电路70’提供一个正极性的反馈电压。 

如图10所示，本发明中的控制电路可用于开关的配置中，其中，输入电压V_IN转换为正极性的稳定的输出电压V_OUT。参照图2-8所描述的压降配置的案例，图10中的控制电路也可以用于其他类型的极性反转的配置中。例如，图10中的单触发电路可以包含一个额外的输入端，用来检测输入电压V_IN，从而在低输入电压的条件下，减小电感器L1发出的噪声。此外，单触发电路25包含一个输入端，用来检测输出电压V_OUT，从而控制电路电流，如果输出端短路的话，上面已将参照图5和图6讨论过。如果稳压器600可以同步切换，并用一个N-MOS晶体管来取代D601，稳压器包含一个电路，用来使N-MOS晶体管保持截止，在电感器电流I_L极性反转的时间段里，如上述参照图8所讨论的。 

尽管上文已经参照迟滞电压比较器对本发明进行了讨论，该迟滞比较器的作用是产生睡眠模式控制信号，从而使开关稳压器从睡眠模式中苏醒过来，也可以使用其他方法来实现该功能。例如，如果需要的话，睡眠模式控制信号可以用来响应一个检测过的输出电流。此外，开关稳压器可能会被带离睡眠模式一段时间，在进入这样一个模式之后，而非输出电压低于预定的阈值电压之后，如上所述。 

上述内容已经参照图1-10对本发明进行了讨论，其中，功率开关是一对互补MOS晶体管（即，一个P沟道和一个N沟道）或是单一的P沟道MOS晶体管（图3），本发明也适用于其他类型的开关。例如，功率开关可以包含一对N沟道MOS晶体管，一对P沟道MOS晶体管，或是双极结型晶体管。 

因此，本发明提供了一种电路和方法，可以在一个较宽额电流范围内，使开关稳压电路保持高效。 

本发明可根据其描述实行，为了说明起见，本发明的目的不受限制，本发明的权利受权利要求说明书的限制。 

Claims (9)

1.一种使较宽电流范围内的开关稳压电路维持高效率的控制电路，其特征是：一种用来控制开关稳压器电压的电路，该稳压器包含（1）一个开关，其作用是接收一个输入电压，包含一对同步切换开关晶体管（2）一个输出端，用来给一个具有稳定电压的负载提供电流，该负载包含一个输出电容器，该电路包含：第一个电路，用来检测输出端以产生第一个反馈信号；第二个电路，其作用是在电路的第一个工作状态中产生一个第一个控制信号，第一个控制信号用来响应第一个反馈信号，从而改变开关晶体管的占空比，并保持稳定电压的输出；第三个电路，其作用是在电路的第二个工作状态中产生第二个控制信号，在输出电容器能够基本上保持稳定电压的输出时，能够使所有的开关晶体管同时截止一段时间，这个时间段要比开关晶体管的一个周期更长。

2.根据权利要求1所述的一种使较宽电流范围内的开关稳压电路维持高效率的控制电路，其特征是：用来控制开关稳压器的电路中，具有一个耦合到第一个节点和开关稳压器输出端之间的电感元件，第一个开关耦合到开关稳压器的一个输入端和第一个节点上，第二个开关耦合到第一个节点和地面之间，控制电路包含：一条电压反馈路径，用来检测输出端的电压；一条电流反馈路径，用来检测通过电感器的一个电流；第一个比较器，耦合到电流和电压反馈路径上；第二个比较器，耦合到电压反馈路径上；一个控制电路，工作于第一种和第二种状态下，以响应第二个比较器的输出信号，其中，在第一种状态下，该控制电路可以控制第一个和第二个开关的占空比，以响应第一个比较器的输出信号，在第二种状态下，该控制电路使所有的开关保持截止，不管第一个比较器的输出信号。

3.根据权利要求2所述的一种使较宽电流范围内的开关稳压电路维持高效率的控制电路，其特征是：控制电路提供了第一个控制信号，用来控制第二个开关，这样当其他的开关导通时，会有一个开关截止；控制电路提供了第二个信号，使第二个开关截止，即使第一个晶体管是截止的；第二个开关的第二个控制信号覆盖了第一个控制信号。

4.根据权利要求3所述的一种使较宽电流范围内的开关稳压电路维持高效率的控制电路，其特征是：上述电路进一步包含一个逻辑电路，耦合到第一个和第二个控制信号以及第二个开关上；控制电路进一步包含：一个电容器；一个电流源，打开或关闭以响应第二个比较器的输出信号；一个电流吸收器，耦合到电容器上，其中，电容器由电流源和电流吸收器交替充电；上述电路进一步包含第三个比较器，耦合到电容器上，其中，第三个比较器提供了第二个控制信号，以响应电容器上的电压。

5.根据权利要求2所述的一种使较宽电流范围内的开关稳压电路维持高效率的控制电路，其特征是：上述电路进一步包含：一个跨导放大器，它的输入端耦合到电压反馈路径上，它的输出端耦合到第一个比较器的一个输入端上；一个电流吸收器，耦合到跨导放大器的输出端上；第二个比较器包含一个迟滞比较器。

6.根据权利要求1所述的一种使较宽电流范围内的开关稳压电路维持高效率的控制电路，其特征是：一种调节开关稳压器的输出电压的方法，将该稳压器中的第一个和第二个开关晶体管以推挽式的结构配置，其中的一个电感器耦合到第一个和第二个开关稳压器上，上述方法包含：检测电压；检测通过电感器的电流；控制第一个和第二个开关晶体管，在第一个开关稳压器以“关-开-关”的方式循环、第二个开关以“开-关-开”的方式循环的第一个时间段，以及第一个、第二个开关稳压器保持截止的第二个时间段里，其中，第二个时间段有一个持续时间，比第一个和第二个开关稳压器的“关-开-关”的一个周期的时间更长。

7.根据权利要求6所述的一种使较宽电流范围内的开关稳压电路维持高效率的控制电路，其特征是：在第一个时间段里控制第一个和第二个开关稳压器，其中包含，使第一个开关晶体管截止，并使第二个开关晶体管导通，当电感电流达到阈值水平时；在第一个时间段里控制第一个和第二个开关晶体管，进一步包含，使第一个开关晶体管导通，并使第二个开关晶体管截止，间隔一段时间后，使第一个开关晶体管截止，使第二个开关晶体管导通。

8.根据权利要求7所述的一种使较宽电流范围内的开关稳压电路维持高效率的控制电路，其特征是：上述方法进一步包含确定电压是否超过第一个阈值，其中，第一个时间段对应于电压什么时候低于第一个阈值，第二个时间段对应于电压什么时候高于第一个阈值；在第一个时间段里控制第一个和第二个开关晶体管，进一步包含，当第一个开关晶体管导通时，给控制电容器充电，当第一个开关晶体管截止时，给控制电容器放电。

9.根据权利要求8所述的一种使较宽电流范围内的开关稳压电路维持高效率的控制电路，其特征是：上述方法进一步包含：确定电压是否超过了第一个阈值电压；当电压超过第一个阈值时，使第一个开关晶体管保持截止；上述方法进一步包含：检测控制电容器上的电压；当控制电容器上的电压低于第二个阈值时，使第二个开关晶体管截止；上述方法进一步包含：检测开关稳压器的输入电压和输出电压之间的差值；由检测到的电压差确定控制电容器放电的速率。

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