CN103618447A - 一种开关稳压器 - Google Patents

Abstract

一种开关稳压器，提供了一种控制开关电压稳压器的电路和方法：（1）开关包括一个或多个开关晶体管（2）一个调节电压的电流输出适用于一个负载，该负载包括一个输出电容。当输出端的电压基本上能够保持输出电容放电至调节电压，在工作的情况下，这种电路和方法，产生控制信号关闭一个或者多个开关晶体管。这种电路和方法提高了稳压器电路的效率，特别是在低的平均电流水平下。

Description

一种开关稳压器

技术领域：

本发明涉及一个开关稳压器电路。更特别地是，本发明涉及一种开关稳压器中在很宽的电流范围下保持高效率的控制电路和方法。

背景技术：

电压稳压器的目的是利用一个不稳定的且波动的输入电压源为一个负载提供一个预设的且恒定的输出电压。一般来说，有两种类型的稳压器：串联稳压器和开关稳压器。

串联稳压器采用一个旁路元件（例如，一个功率晶体管）串联耦合在一个负载上，以控制旁路元件上的电压降，为了调节负载上的电压。相反，开关稳压器采用一个开关（例如，一个功率晶体管）串联耦合或者并联耦合在负载上。稳压器控制开关的打开和关闭，为了调节负载上的功率。开关稳压器采用电感储能元件，将开关电流脉冲变成稳定的负载电流。因此，开关稳压器的功率传送开关离散电流脉冲，而在串联稳压器中，功率通过元件传送稳定的电流。

为了产生电流脉冲，开关稳压器通常包括控制电路，控制开关的开和关。开关占空比，可以用很多不同的方法，控制流向负载的功率。例如，占空比，可以改变（1）固定脉冲流的频率和每个脉冲内开和关的时间（2）每个脉冲内固定开和关的时间和不同脉冲流的频率。

对于其他的控制占空比的方法而言，开关稳压器通常比串联稳压器更有效。在串联稳压器中，旁路元件通常工作在其线性区域内，且旁路元件持续产生电流。这导致旁路晶体管上不断的损耗功率。相反，在开关稳压器中，开关关闭的时候，开关上没有功率损耗，开关打开，在低阻抗的状态下，开关上只有少量的功率损耗。这种工作上的差异，使得开关稳压器的平均损耗功率降低。

当稳压器的输入-输出电压差异很大的时候，上述的效率问题更加明显。例如，串联稳压器的效率低于25％是很不正常的，而开关稳压器在达到同样功能时，效率大于75％。

由于串联稳压器效率的提高，开关稳压器通常采用电池供电系统，如便捷式笔记本电脑和手持式仪器。在这些系统中，当开关稳压器提供一个接近额定输出电流（即，在便捷式笔记本电脑中，一个磁盘或者硬盘驱动打开）时，整个电路的效率能够被提高。然而，效率通常是输出电流的一个功能，随着输出电流的减小而减小。这种效率的降低是由开关稳压器工作的时候，相关损失所造成的。除了上述损失，这些损失包括，稳压器控制电路中静态电流的损失，开关损失，开关驱动电流损失和电感、变压器绕阻和铁心损失。

在低输出电流时，开关稳压器效率的降低，在电池供电系统中，这个问题变得很重要，所以，使得电池寿命最大化是可取的。

综上所述，设计需要提供一个高效率开关稳压器。

它还需要提供一种开关稳压器电路在很宽的电流范围下保持高效率的控制电路和方法，也包括低的输出电流。

发明内容：

本发明的第一个目的是提供一个高效率开关稳压器。

本发明的第二个目的是提供一种开关稳压器电路在很宽的电流范围下保持高效率的控制电路和方法，也包括低的输出电流。

本发明的技术解决方案：

根据本发明的这些和其他的一些目的，提供的控制开关电压稳压器的电路和方法，包括（1）开关包括一个或多个开关晶体管（2）一个调节电压的电流输出适用于一个负载，该负载包括一个输出电容。当输出端的电压基本上能够保持输出电容放电至调节电压（即，在低输出电流时），在工作的情况下，这种电路和方法，产生控制信号关闭一个或者多个开关晶体管。在这段时间，负载并不损耗输入电源功率。因此，稳压器的效率上升。如果需要的话，开关稳压器的其他成分，开关晶体管除外，可以处于关闭的状态，以保存更多的电。本发明的这种额外的特征，能够增加整个稳压器电路的效率。

本发明的这种电路和方法可以控制开关稳压器电路的各种开关，包括使用一个或多个功率晶体管的开关。此外，这种电路和方法可以控制开关稳压配置的各种开关，包括升压，降压和极性反向配置。

此外，本发明的这种电路和方法可以改变开关晶体管的关闭时间，其依赖于开关稳压器的输入和输出电压。在低电压条件下，本发明的这个功能减小了开关稳压器中可听噪声的发散。一些稳压器配置在短路的时候，它还可以减少输出电压上的漏电流。

对比专利文献：CN201149666Y稳压器控制电路200820055379.6，CN203204478U一种稳压器的控制电路结构201320129254.4

附图说明：

本发明上述的和其他的目的和优点将在下面作详尽的描述，采取相应的附图说明，各元件的参考符号都在图中标明。

图1所示的是现有技术的开关稳压器电路的原理框图，其在降压条件下，采用了一对同步开关MOSFET的开关。

图2所示的是开关稳压器电路的原理框图，其用本发明的高效控制电路的第一实例去驱动一个开关，这个开关在降压条件下，采用了一对同步开关MOSFET的开关。

图3所示的是开关稳压器电路的原理框图，其用本发明的高效控制电路的第二实例去驱动一个开关，这个开关在降压条件下，采用了一对同步开关MOSFET的开关。

图4所示的是开关稳压器电路的原理框图，其用本发明的高效控制电路结合“用户激活”方式，去驱动一个开关，这个开关在降压条件下，采用了一对同步开关MOSFET的开关。

图5所示的是开关稳压器电路的原理框图，其结合了本发明的可变关闭时间控制电路。

图6所示的是图5中可变关闭时间控制电路的详细原理图。

图7所示的是一个示例性的开关稳压器电路的详细原理框图，其结合了关闭时间的特征和本发明的高效控制电路，以驱动一个开关，这个开关在降压条件下，采用了一对同步开关MOSFET的开关。

图8所示的是一个开关稳压器电路的详细原理框图，其结合了本发明的电路，以防止稳压器输出电感上的电流反向，该电流来自于负载。

图9所示的是一个开关稳压器电路的详细原理框图，在升压条件下，其结合了本发明的高效控制电路。

图10所示的是一个开关稳压器电路的详细原理框图，在极性反向的条件下，其结合了本发明的高效控制电路。

具体实施方式：

图1所示的是现有技术的开关稳压器电路的原理框图，其在降压条件下，采用了一个推拉式开关。

参考图1，电路10为稳压器在端子12（即，5伏特）上提供了一个直流输出电压V_OUT，以驱动负载14，例如，可能是便捷式笔记本电脑或者其它的电池供电系统。电路10工作时，非稳定电压源V_IN耦合在端子14（即，12伏电池）上。电路10包括推拉式开关15，驱动电路20，输出电路30和控制电路35。

驱动电路20用于驱动推拉式开关15，其包括两个同步开关功率MOSFETS16（P沟道）和17（N沟道），串联连接在V_IN和接地点之间。

推拉式开关15与驱动电路20相连接，通常被称为“半桥”装置。MOSFETS16和17被用于为输出电路30提供交替的电流，其包括电感32（L₁)和输出电容34（C_OUT)。输出电路30平滑地交换电流电流，使得负载12调节电压V_OUT。为了提供交替电流，MOSFETS16和17分别被P沟道驱动26和N沟道驱动27所驱动，这反过来都由控制电路35所控制。

控制电路35包括单触发电路，在驱动26使得MOSFET16关闭，驱动27使得MOSFET17打开期间，其提供一个等时间间隔（如，2到10微秒）的关闭脉冲。否则，在MOSFET16打开，MOSFET17关闭期间，单触发电路25提供一个打开脉冲。因此，单触发电路25使得MOSFET16和MOSFET17交替的打开和关闭，从而为输出电路30提供一个交替的电流。单触发电路35的占空比被电流放大器39所控制。

控制电路35监测电阻-驱动网络R₁/R₂（36A/36B）上的输出电压V_OUT，以提供一个与输出电压V_OUT成比例的反馈电压V_FB。控制电路35同时监测电感L₁上的电流I_L，以提供一个与电感电流I_L成比例的反馈电流I_FB。电路10的工作由电感电流I_L控制，所以反馈电压V_FB的值被规定，基本上等于参考电路37所提供的参考电压V_REF。由于反馈电压V_FB已经被规定，反过来，输出电压V_OUT被（R₁+R₂)与R₂比值的一个高电压所规定。

跨导放大器38用来比较反馈电压V_FB和参考电压V_REF的值。电路10规定输出电压V_OUT，如下所示。在每个周期内，当开关15打开，P-MOSFET16打开，电感L₁上的电流I_L呈坡道上升，其依赖于V_IN-V_OUT。跨导放大器38的输出端38A使得I_L呈坡道上升到阈值的时候，电流比较器39跳变，单触发关闭脉冲触发，开关15的关闭周期开始。在关闭周期期间，单触发电路25使得P-MOSFET16关闭，N-MOSFET17打开。这反过来，又使得电感L₁上的电流I_L呈坡道下降，其依赖于V_OUT。因此，这使得开关15关闭周期的占空比由电流I_L在端子12上产生的输出电压V_OUT所控制。

随着输出负载电流的增加，R₂电阻36B上的电压降将增加。这使得跨导放大器38的输入端38B上很小的误差电压的增加，因此，电流比较器39设定了一个很高的阈值。因此，电感L₁上的电流I_L增加到这个水平，需要负载电流的提供。

当单触发电路25的关闭时间（t_off)是恒定的，开关稳压器电路10的电感L₁（恒定输出电压V_OUT)上有一个恒定的纹波电流，但是，V_IN的频率是不同的。纹波震荡频率由公式给出：

图1所示电路10的一个缺点在于，纹波振荡频率f_RIP在低输入电压V_IN的条件下，可能下降到可听的水平。如果发生这种情况，即，电池供电的开关稳压器电路相当于在放电。电感L₁可能产生噪声，这是采用稳压器电路所不能接受的。

电路10的另一个缺点在于，当输出电压V_OUT短路接地时，电感电流I_L并不能被很好的控制。电感电流和电压的关系如给出的公式di/dt＝V/L。这意味着，电感L₁上的电流I_L在关闭时间内的衰变依赖于电感L₁上的电压，即V_OUT与N-MOSFET17的漏电源V_DS的总和。在短路期间，当V_DS很小的时候，V_OUT的电压接近于零，在t_off期间，使得电感L₁上的电流I_L有一个很小的衰变。然而，在每个关机周期内，P-MOSFET16再次打开，直到电流比较器39再次产生单触发恒定关闭时间以控制电路25。即使，P-MOSFET16打开的时间很短，电感L₁上的电流I_L增加的量比其在关闭时间内下降的量要大。在这种情况下，短路电流可能达到一个破坏的水平。

现有技术的电路10的另一个缺点来自于电感L₁的恒定纹波。在关闭期间，电感L₁上的电流I_L呈斜坡下降，其大小与稳压器的输出电流相同。很低的输出电流可能导致电感L₁上的电流反向，从而，从负载上吸取电力。在打开期间，电流再次呈斜坡上升，使得平均电感电流等于负载丢失的电流，其与恒定纹波电流相关，由于开关15的MOSFET门的充电和放电，随着开关的损耗，能在低的输出电流的情况下，产生很大的效率。更特别地是，电感L₁上的电流反向，负载通过N-MOSFET17，向接地点传输电力。

现有技术的电路10的另一个缺点在于，门驱动P-MOSFET16和N-MOSFET17。驱动26和27都有一个延迟，以确保在其中一个功率MOSFET打开之前，另一个关闭。如果两个MOSFET的间隔时间不足（因为设备原因，电路处理，或者温度的变化），电流将从输入端子V_IN直接流向接地点。这种“直通”可能显著地降低效率，在相同的情况下，可能导致过热而损坏功率MOSFET。

图2所示的是开关稳压器电路的原理框图，其用本发明的高效控制电路的第一实例去驱动一个开关，这个开关在降压条件下，采用了一对同步开关MOSFET的开关。

开关稳压器电路50包括推拉开关15，驱动电路20和输出电路30，这些元件与图1中相似。电路50还包括本发明的高效控制电路的一个体现70。

控制电路70包括单触发电路25，电流比较器39和放大器38，这些元件与图1中相似。然而，除了这些元件，控制电路70还包括恒流源I₁72和迟滞比较器74，以在低的平均电流水平下，提供很高的效率。

下面将更详细地进行讨论，恒流源I₁72和比较器74也能够推拉开关15，以进入工作的状态，当输出电容C_OUT的调节电压V_REG大体能保持输出电压V_OUT的时候，MOSFET16和17同时关闭。这种工作状态被称为“睡眠模式”。推拉式开关15进入这种睡眠模式与图1的稳压器电路中，在所有时间内，MOSFET16和17中的一个总是打开的模式对比。本发明的这一特点，降低了稳压器电路的功率损耗，因为推拉式开关15没有损耗功率，在睡眠模式下，允许功率从负载R_L转移到接地点。

此外，如果当推拉式开关15在上述的睡眠模式的时候，稳压器电路能够关闭其他电路元件，而不需要稳压器处于睡眠模式。例如，在图2所示的本发明实施例中，单触发电路25，电流比较器39，电流源I₁72和放大器38，在睡眠模式下，都能被关闭。本发明的这个特征，使得稳压器电路的效率比只有推拉式开关15处于睡眠模式时的效率还要高。

在高的负载电流水平下（即，大于最大额定输出电流的百分之二十），控制电流70的工作状态与图1中的控制电路35相似。在图2中，反馈电流I_FB再次为电流比较器39提供正向输入。偏移V_OS76，最好在放大器38的内部，水平转移反馈电压V_FB，使其略小于参考电压V_REF，从而使得迟滞比较器74在大电流条件下，其输出电流也很大。当反馈电流I_FB超过提供给电流比较器39的反向输入电流时，比较器39的输出变大，从而开始开关关闭周期。

在关闭周期内，单触发电路25的输出端25A很大，使得P-MOSFET16关闭，N-MOSFET17打开。在单触发电路25设置一个时间常数之后，输出端25A变小，从而下一个打开周期开始，P-MOSFET16打开且N-MOSFET17关闭。

根据本发明，稳压器电路50，在下述的低输出电流水平下，进入睡眠模式。当V_FB超过一个预设的电压值的时候，即超过参考电压V_REF，迟滞比较器70监测反馈电压V_FB，且其变小。这种情况指出输出电压V_OUT超过一个预设的电压值，即超过调节电压V_REG。这在平均输出电流很小的情况下，故意引出一个过电压，以提供一个恒流源I₁72，其并联耦合到放大器38上。在过电压的条件下，MOSFET16和17通过AND门66和NAND门68，都保持关闭。

恒流源I₁为电流比较器39设置了一个最小反馈电流阈值。设置的最小电流需要电感L₁在打开周期内触发比较器39。根据本发明，在电流水平能够触发的时候，使得电流比较器39被迫保持打开。因此，供给电感L₁的电流所产生的电压要大于保持输出电压V_OUT的调节电压V_REG。使得V_OUT增大，且超过调节电压V_REG，在预设电压值超过V_REF的时候，导致反馈电压V_FB触发迟滞比较器74。当比较器74触发的时候，它的输出变小，以关闭MOSFET16和17，使得稳压器电路进入睡眠模式。

在上述的工作状态（即，“睡眠模式”），MOSFET16和17同时关闭，输出负载14被输出电感C_OUT所支持。迟滞比较器74监测反馈电压V_FB，当V_OUT下降，V_FB也因为比较器74的迟滞而下降，驱动电路20跳出睡眠模式（MOSFET16和17都关闭），因此，一个新的打开周期开始，以为负载14提供电流。如果负载电流保持很低的话，V_OUT将被充电，使得其电压超过V_REF，在很短的周期之后，反馈电压V_FB将再次触发比较器74。

因此，负载很小的时候，控制电路70用于关闭MOSFET16和MOSFET17，当他们不需要使得输出电压大体保持在调节电压的水平时，因为输出电容C_OUT能够做到这一点。当输出电压降低，小于调节电压时，在这种模式下，控制电路70短暂的打开开关15，对输出电容C_OUT充电，使得其电压高于调节电压。因此，V_OUT将在上、下阈值之间振荡，其被比较器74迟滞电压乘以比例(R₁+R₂)：R₂所隔开。这个比例“唤醒”稳压器，为输出电容C_OUT充电，一直到适应负载电流，即使输出电流很小的时候，也保持很高的效率。

根据本发明，当输出电流足够小，以至于输出电容C_OUT保持输出电压大致等于调节电压的时候，在这段时间，控制电路70关闭MOSFET16和17。通常，在这个关闭的时间内，MOSFET16和17都处于关闭的状态，即使，开关稳压器提供一个调节电压，可以从小于100微秒到几秒（分别对应于开关频率为100KHZ，超过十万个开关周期的一些开关）。这种关闭时间通常允许获得很高的效率（即，超过90％），即输出电流范围超过100:1。除了开关晶体管之外的元件，在这个时间内，都可以保持关闭，所以，可以获得很高的效率。

图2所示的开关稳压器50中的控制电路70，用于驱动同步切换开关，其包括MOSFET16和17。本文中所用的，术语“同步切换开关”指的是一个开关，其包括两个开关晶体管，其被调节电压提供的电流相位所驱动，该电流流向负载。图3所示的是用本发明的高效控制电路的第二实例去驱动一个开关，在降压条件下，这个开关包括一个开关晶体管和一个开关二极管。

如图3所示，开关稳压器电路100包括开关115，其包括P-MOSFET116好二极管118。开关115被驱动120所驱动，驱动120包括P-驱动126。开关115的打开和关闭由控制电路125所控制。因为控制电路125只用于驱动一个MOSFET（相比于图2中的控制电路70），它只有一个输出端子125A（来自于NAND门68的输出端）。

控制电路125包括电流比较器39，放大器38，迟滞比较器74和单触发电路25，类似于图2中所示的控制电路70。如图2中所讨论的，平均输出电流很小的时候，恒流源I₁72被用于故意过载驱动电感L₁的电流，导致输出电压V_OUT增加，超过调节电压V_REG，在这段时间内，输出电容C_OUT将支持输出。在这段时间内，P-MOSFET116关闭，进入睡眠模式，以增加电路效率。

如上所示，图2和3所示的控制电路70和125，在平均输出电流很小的情况下，可以提供很高的效率。这种操作自动适应输出电流水平。例如，输出电流很大的时候，在第一个状态下，即开关交替的打开和关闭，以保持输出电压V_OUT大致等于调节电压V_REG。输出电流很小的时候，在第二种状态下，即电流效率很低，输出电容C_OUT使得输出电压V_OUT大致等于调节电压V_REG，而不需要不断的打开和关闭开关。因此，控制电路自动识别状态，允许稳压器电路进入“睡眠”模式，要求电路中最少的元件打开。

根据本发明的另一个特点，本发明的稳压器电路可以利用“用户激活”来控制电路，用户输入控制而不管稳压器电路是否处于“睡眠”状态。图4所示的是开关稳压器电路的原理框图，其用本发明的高效控制电路结合“用户激活”方式，去驱动一个开关，这个开关在降压条件下，采用了一对同步开关MOSFET的开关。

图4中所示的开关稳压器电路150包括推拉式开关15，驱动20，输出电路30，与图2所示的电路50相似。稳压器电路150的控制电路170，包括单触发电路25，电流比较器39和放大器38，这也与图2中的电路50相似。相比于图2，开关175（包括开关176和178）采用手动开关稳压器150，通过输入端175A进入睡眠状态，可能从控制电路（未显示出来）的一些其他的类型来获得控制信号。开关175一旦关闭，开关176和178也关闭。

开关176被用来关闭N-驱动27，进入睡眠模式，接地输入AND门66（通常很高，由电阻67耦合到电源正极）的输入端66A。开关178被用于正反馈，因此滞后进入放大器38，在睡眠模式下，允许控制电路170保持输出电压V_OUT大致等于调节电压V_REG。（电阻R_HYS，耦合在参考电路37和跨导放大器38的正向输入端之间，用于将放大器38的输出端反馈到放大器38的正向输入端）。

开关178允许放大器38过载驱动电感L₁的电流（通过P-MOSFET16），以故意驱动输出电压V_OUT进入一个预设的水平，即超过调节电压V_REG。在驱动达到这个电压水平之后，放大器38的迟滞保持P-驱动26关闭，直到反馈电压V_FB下降，至少到迟滞电压。此时，电流放大器39的输出端39A变为高电平，触发单触发电路25，以打开P-MOSFET16，以对输出电容C_OUT进行充电，使其超过调节电压V_REG。

如上所述，控制电路170在睡眠状态被唤醒，打开P-MOSFET16，以对输出电容C_OUT进行充电。在普通的技术中，这些都是显而易见的，在这种唤醒的状态下，即使N-mOSFET15保持关闭的时候，将不会出现这种情况。例如，当控制电路170对输出电容C_OUT充电的时候，这种充电，可以不断的关闭开关晶体管来实现，改变占空比，从而对输出电容C_OUT充电。

因此，在低电流情况下，稳压器电路150工作，以提高效率，当用户手动启动开关时，这与图2中的稳压器电路50相同。然而，与图2中的稳压器电路50相比，稳压器电路150不会自动的适应输出电流的水平。例如，当输出电流增加的时候，电路150不会使得自己摆脱睡眠模式—这依赖于用户的使用。

正如上面所讨论的，如图2-4所示，根据本发明的控制电路的实施例，包括单触发电路25。根据本发明的另一个特征，单触发电路可以被其他类型的电路所代替，以控制电源开关的占空比。例如，单触发电路25可以被一个脉冲宽度调制电路所代替，以提供一个脉冲宽度信号代替控制信号。当然，也可以使用其他类型的电路。

根据本发明的另一个特征，单触发电路25，提供了一个恒定的关闭时间信号，可以被一个提供可变关闭时间控制信号的单触发电路所代替，这个控制信号取决于输出电压（V_OUT）和输入电压（V_IN）。本发明的这个特征可以使得电感L₁在低输入电压的情况下，对于减小可听噪声的产生和扩散。如上面讨论的，这些噪声与电感电流的振荡相关。此外，本发明的这个特征，如果输出短路的话，可以控制短路电流。

图5所示的是开关稳压器电路的原理框图，其结合了本发明的可变关闭时间控制电路。

开关稳压器电路200包括推拉式开关15，驱动电路20，电流反馈电路210，电压反馈电路220，反馈控制电路230和可变关闭时间电路240。反馈控制电路230监测经过输入端子232和234的输出电流和输出电压，为端子236提供一个触发信号，以启动开关15的关闭周期。可变关闭时间电路240用于控制下面的关闭时间。

电路240包括单触发发生器245，通过端子236被反馈控制电路230所触发。单触发发生器245包括一个额外的端子245A，耦合控制电容（C_CON)246，其电压由发生器245所监测。根据本发明，关闭时间控制电路250控制电容C_CON的放电，然而，电容电压反过来控制发生器245的关闭时间。关闭时间控制电路250监测输入和输出电压（V_IN和V_OUT），这取决于他们的取值和关闭时间的调整。

根据本发明，如果输入电压V_IN下降，那么上面所讨论的电感L₁的振荡频率f_RIP也下降到一个可听的范围，关闭时间下降的时候，I_RIP将上升，超过可听的范围。同时，如果输出电压V_OUT由于短路减小，那么，电感L₁上的电压太低，在关闭周期内，允许电感电流的衰减，关闭时间的增加，从而避免了电流泄露问题。

在本例中，控制电容C_CON的放电由大量的控制电流I_CON所调节。例如，在输入电压很低的情况下，I_CON由于关闭时间控制电路250而增加，导致控制电容C_CON上的电压快速下降。控制电容的电压下降，低于预设的值时，开关15的打开周期开始。此外，在输出电压很低的情况下，I_CON由于关闭时间控制电路250而减小，导致控制电容C_CON上的电压缓慢衰减，以延长关闭时间。

如图5所示的开关稳压器200，依赖于一个特定的电路，该电路中，电容放电以控制关闭时间，很明显，其他电路的这些同样的功能，以响应输入输出电压。例如，如果需要，可以用一个运算放大器来控制关闭时间。

因此，上面所讨论的，用一个单触发电路来提供一个可变关闭时间控制信号，符合输入和输出电压的水平。本发明的这个特征，使得稳压器电路在输入电压很小的时候，减小可听噪声的产生和扩散（即，在低输入电压下，减小t_OFF），当输出短路的时候，限制短路电流（即，在低输出电压下，增加t_OFF）。

图6所示的是图5中可变关闭时间控制电路的详细原理图。

关闭时间控制电路250分别通过端子252和254接收输入V_IN和V_OUT，在端子256上提供一个输出I_CON。如上面所讨论的，I_CON控制控制电容C_CON的放电，这个控制电容耦合到端子256上。控制电路250控制大量的I_CON，同时控制电容C_CON的放电时间。控制电路250包括电流源260（提供电流I_CN2），电流源270（提供电流I_CN1)，电流补偿电路280和电流镜输出电路295。控制电路250工作原理如下。

电流镜输出电路295是一个电流镜电路，其包括晶体管296和晶体管298（它的门298A连接到它的漏极298B）。电路295在它的输入端295A接收一个控制参考电流I_CREF，并且提供一个与晶体管296和298相关的输出电流I_CON（如传统的电流镜电路）。根据本发明，I_CREF等于I_CN1或者是(I_CN1+I_CN2)，取块于输入端子252和254上的电压V_IN和V_OUT。

当Y_IN-V_OUT大于1.5伏特的时候，晶体管262产生足够的电流（从晶体管264和电流源I₆）以关闭晶体管266。当晶体管266关闭的时候，电流I_CN2将变成零，电流I_CREF等于电流源270的输出端子270A提供I_CN1。

电流镜电路提供一个电流I_CN1，该电流镜电路包括晶体管272和晶体管274（它的门274A连接到它的漏极274B）。根据本发明，来自晶体管274的参考电流I_CN1REF等于I_CN1A或者（I_CN1A+I_CN1B)，这取决于传输门282的打开或者关闭。

传输门282由比较器284控制，当V_OUT小于V_TH3时，传输门284打开。在打开的情况下，I_CN1REF将等于I_CN1A，以控制晶体管276。这个电流是由输出电压V_OUT的分流（由电阻271和273组成）所形成的，以产生电压V_FB1（晶体管279的基极）。晶体管279的基极-发射极电压使得电压V_FB1上升，之后，由于晶体管276的基极-发射极电压，使得电压V_FB1下降，这显示在射极电阻278上。这使得晶体管276的集电极电流正比于输出电压V_OUT，导致控制电容C_CON放电的比率正比于电感L₁放电的比率。

因此，当输出电压V_OUT很低的时候，例如出现故障或者启动的时候，t_OFF将会被延长，以允许电感L₁的电流缓慢下降所需要的额外时间。

当输出电压V_OUT远大于V_TH3的时候，比较器284的输出关闭传输门282，一个额外的补偿电流I_CN1B耦合到晶体管274的漏极，通过电流补偿电路280以提供电流补偿。补偿电流I_CN1B等于电流I_TRIM减去晶体管286的漏极电流。晶体管286和288为晶体管290的集电极电流提供电流镜（这与上面所讨论的晶体管276的集电极电流相似，除了电压V_REF代替电压V_FB1。

补偿电流I_CN1B有两个目的：1）当输出电压V_OUT大体上在规定的范围内的时候，提供一个微调电流，以设置控制电流I_CON；2）超过工作温度很宽的范围的时候，保持基本恒定的控制电流I_CON。在典型电路的制造过程中，电阻278的电阻值的变化，可能导致控制电流I_CON比要求的值要大或者小。在生产过程中，调整I_TRIM，可以从晶体管276的集电极电流（I_CN1A)适当的增加或者减去补偿电流I_CN1B，按照需求，提供一个预设的控制电流I_CON。此外，如果电阻278和292相匹配（即，设计和制造相似），控制电流I_CON随着温度的变化而变化，由于电阻292的阻值变化，使得电阻278的阻值被抵消。

如果输出电压V_OUT小于V_TH3的时候，比较器284的输出打开传输门282，抑制电流补偿。这保证了当输出电压V_OUT接近于零的时候，控制电流I_CON接近零，在输出短路的时候，保证控制电感电流I_L。

当V_IN下降，使得V_IN-V_OUT小于1.5伏特的时候，晶体管262上的电流不再关闭晶体管266。当V_IN继续下降的时候，晶体管266为电流镜输出电路295增加额外的电流I_CN2，从而增加控制电流I_CON，因此，减小t_OFF。当V_IN下降的时候，这反过来稳定了工作频率，减小了潜在的可听问题。电流源I₇使得晶体管266上的最大电流加上控制电流I_CON。

因此，当V_IN下降，使得V_IN-V_OUT小于1.5伏特的时候（即，当电池放电结束），t_OFF将会减小，以增加稳压器电路的振荡频率，从而减小可听噪声的产生和排放。

上面所描述的可变关闭时间控制电路250相当于一个稳压器电路，其包括推拉式开关15和驱动20，本发明的可变关闭时间很明显的特征，也可以使用在其他的稳压器中。例如，这个特征还可以用在图3和4的稳压器电路中，其他电路采用单触发发生器，以提供调节电压。

图7所示的是一个示例性的开关稳压器电路的详细原理框图，其结合了关闭时间的特征和本发明的高效控制电路，以驱动一个开关，这个开关在降压条件下，采用了一对同步开关MOSFET的开关。

开关稳压器300包括推拉式开关15，驱动20，输出电路30和控制电路350。控制电路350包括单触发发生器245，可变关闭时间控制电路250，以控制关闭周期时间，在很低的平均输出电流水平的条件下，比较器74高效的工作。开关稳压器300工作方式如下。

当负载电流过载的时候，例如，大约最大输出电流的百分之二十，回路工作在连续模式，比较器74不再重写单触发发生器245的输出端245A。当V_IN-V_OUT大于1.5伏特的时候，工作情况与图1所描述的相似。电感电流由电阻R_SENSE上的电压降所感知，电流比较器39的阈值由电阻R₃上的电压降设置。内置偏置V_OS（即，大约10mv），反馈电压V_FB略低于参考电压V_REF，在这种模式下，保持比较器74的输出处于高电位。当电阻R_SENSE上的电压超过电阻R₃上的阈值，比较器39的输出处于高电位，RS触发器310的输入RBAR为低电位，复位RS触发器310，启动开关关闭周期。

在关闭周期内，开关信号V_SWB为高电位，关闭P-MOSFET16，打开N-MOSFET17，允许I_CON放电给控制电容C_CON。关闭时间，t_OFF，反过来由控制电容C_CON从初始电压放电到V_TH1来决定，耦合到比较器312的正向输入端。控制电容C_CON放电到V_TH1的时候，比较器312的输出为低电位，因此，设置RS触发器310，启动下一个打开周期。电压V_TH1大于电压V_TH2的时候，在连续模式下，导致比较器315的输出保持低电位。

根据本发明，关闭时间由图5和6中描述的可变关闭时间控制电路250控制，电路250包括输入端252和254，V_IN耦合到V_OUT，以监测电压。

电流源I₁为电流比较器39的电阻R₃设置一个最小电压阈值。电感L₁上的这个最小电流，在每个打开周期内，切断比较器39。如果流向输出的平均电感电流远大于负载电流的时候，输出电压V_OUT将开始上升，导致反馈电压V_FB切断滞回比较器74。当然，电感L₁的电感值和关闭时间t_OFF的选择，最好是当这种切断发生的时候，电感纹波电流不小于零。当比较器74切断的时候，它的输出为低电位，重写RS触发器310的输出Q，开关信号V_SWB立即为高电位。如上面所讨论的，这会启动“睡眠”模式的开始。

在睡眠模式下，电容C_CON放电，当比较器312切断的时候，并没有启动新的开关打开周期。如上面所讨论的，这是因为反馈电压由于比较器74的滞回量而下降，输出端子74A上的低电平通过NAND门316使得开关信号V_SWB保持在高电平。因此，控制电容C_CON继续放电，以低于电压V_TH2，导致比较器315的输出端315A变为高电平。这反过来导致N-MOSFET17和P-MOSFET16关闭。此外，当稳压器电路在睡眠模式的时候，未使用的电路元件，如放大器38和比较器39和312也关闭。如上所述，在睡眠模式下，偏置电流的减少量，在低输出电流水平下，增加了效率。

在睡眠模式下，在演唱的关闭时间内，大部分的稳压器MOSFETS16和17都关闭，输出负载基本上由输出电容C_OUT供应。然而，当输出电压V_OUT下降时，反馈电压V_FB由于比较器74上的滞回量而减小，所有的电路元件再次打开，一个新的打开周期启动，为输出提供电流。如果负载电流很小，输出电容C_OUT将充电，在很短的开关周期之后，反馈电压V_FB将再次触发比较器74。因此，在轻负载条件下，如上面所讨论的，输出电压V_OUT将在上、下门限电压之间振荡。

当P-MOSFET16打开的时候，MOSFET334出现栅极-源极电压，以打开MOSFET334。这将拉高MOSFET334的漏极，以抑制N-驱动27。V_SWB从低到高过渡，P-MOSFET16的门电压必须上升到一个水平，使得MOSFET334导电，在MOSFET334的漏极电压下降之前，小于电流源335，允许N-MOSFET17打开。电流I_M1故意很小的时候，在驱动使用之前，使得MOSFET334的门，即输入电压V_IN上升到2伏特，当N-MOSFET17打开的时候，以确保P-MOSFET完全关闭。用同样的方法，MOSFET332和电流源I_M2333，在P-MOSFET16打开的时候，以确保N-MOSFET17完全关闭。这可以防止同时导通，不管驱动速度和MOSFET的尺寸，保证可能的最大效率。

如图7所示，肖特基二极管D2耦合在N-MOSFET17周围，只在MOSFET16和17导通之间的死区时间内作用。二极管D2的作用是防止N-MOSFET17的管身二极管打开，在死区时间内储存电荷，在相同的条件下，可能降低效率（即，约百分之一）。在导电的最大输出电流的时候，二极管D2最好选择正向电压小于0.5伏特的管子。

根据本发明，图7所示的控制电路，其结合5伏特的同步降压开关稳压器的时候，可能实现超过百分之九十的效率（输入电压约为10伏特），即输出电流有两个数量级的变化（即，20mA到2A）。在同样的工作条件下（即，输入电压为6伏特），在这样的电流水平下，效率可以保持在百分之九十五以上。这种控制电路特别适合于笔记本电脑和掌上电脑，便携式仪器，电池供电的数码设备，移动电话，直流电源分配系统和GPS系统。

如上面所讨论的，相对于图1，控制电路10的一个缺点是，在低的输出电流的条件下，电感L₁上的电流将反向，如果在t_OFF时间内，将导致电流呈斜坡下降的很快。这可能导致电力从负载上拉倒接地电，通过N-MOSFET17，与其相关的，可能降低电路效率。按照本发明的另一个特征，控制电路还包括一个电路，以关闭N-MOSFET，当电感电流反向的时候，以防止从负载上拉电力。

图8所示的是一个开关稳压器电路的详细原理框图，其结合了本发明的电路，以防止稳压器输出电感上的电流反向，该电流来自于负载。

开关稳压器400包括推拉式开关15，驱动电路20和输出电路30，这些都与图1相似。电路400还包括一个根据本发明的高效控制电路的实施例470，以防止来自负载的电力到输出电感L₁电流的极性反向。

控制电路470包括单触发电路25，电流比较器39和跨导放大器38，这些与图1相似。除了这些元件，控制电路470还包括比较器471和门472，在低平均电流水平下，以防止来自负载的电力到电感电流的极性反向。控制电路470的工作方式如下。

当单触发电路的输出端子25A变为高电平，关闭P-MOSFET16，打开N-MOSFET17，电感电流I_L开始呈斜坡下降。在低平均输出电流的水平下，这个电流可能呈斜坡下降到零，甚至变为负值。控制电路470要来监测电感电流I_L，通过电流反馈信号I_FB2，在电流反向发生之前，关闭N-MOSFET17。这阻止了N-MOSFET17从负载到接地点上拉电力。

比较器471包括一个输入端子471A，通过电流反馈信号I_FB2监测电感电流I_L。当电流反馈信号I_FB2下降，低于电流I₄，即比较器471的输入端子471B上的电流，比较器输出端子471C变为低电平，通过NAND门472以关闭N-MOSFET17。N-MOSFET17的关闭以防止来自负载104的电力，通过N-MOSFET17，使得电感电流I_L的极性反向。

N-MOSFET17关闭之后，当反馈电流I_FB2大于电流I₄，导致比较器的输出端子471C变为高电平的时候，N-MOSFET17将再次打开。一般来说，比较器的输出端子471C在单触发电路25打开P-MOSFET16之后，将再次变为高电平，这反过来，导致电感电流I_L再次呈斜坡上升。这种斜坡上升的趋势，将使电流反馈信号I_FB2大于电流I₄，因此，导致比较器输出端子471C变为高电平。当比较器471C为高电平的时候，单触发电路25仅仅打开N-MOSFET17。

因此，控制电路470包括一个电路，该电路在来自负载的电力形成的电流可能反向的期间，故意保持N-MOSFET17关闭。本发明的这个特征，当电流反向发生的时候，在低平均输出电流水平下，可以增加电流效率。

普通的技术也能显而易见，即使比较器471通过反馈电流I_FB2来监测电感电流I_L，也可以用其他的方式来监测电感电流I_L的电流反向。例如，比较器471可以监测电流反馈信号I_FB1以及应用于控制电路470的任何一种电流反馈信号。此外，也可以用其他的方法产生一个反馈信号，以表明电感电流I_L的电流反向（即，如图7中的R_SENSE）。

相对于上述所讨论的图1-8中的本发明的高效控制电路，开关稳压器有一个降压装置。很明显，本发明的控制电路也可以被用于其他的装置中。例如，图9所示的是一个开关稳压器电路的详细原理框图，在升压条件下，其结合了本发明的高效控制电路。

开关稳压器500包括同步转换开关15′，P-沟道MOSFET16和N-沟道MOSFET17的漏极耦合在一起，且连接到电感L₁的一端。电感L₁的另一端耦合到V_IN上。控制电路70用来驱动驱动电路20′，该驱动电路包括反向P-驱动26′和反向N-驱动27′，反过来，分别驱动P-沟道MOSFET16和N-MOSFET17。

因此，如图9所示，本发明的控制电路能够用于开关装置中，该开关装置包括一个输入电压V_IN，流向稳压器输出端电压V_OUT。如图2-8的降压装置，图9的控制电路也可以用于其他类型的升压型装置。例如，如9所示的单触发电路25包括一个额外的输入，监测输入电压V_IN，如上面图5和图6所讨论的，使得电感L₁在低输入电压下，减小可听噪声的产生和排放。同时，开关稳压器500还包括一个电路，该电路在电感电流I_L的极性可能反向的期间，故意保持P-MOSFET16关闭，如上面图8所讨论的情况。

图10所示的是一个开关稳压器电路的详细原理框图，在电压极性反向的条件下，其结合了本发明的高效控制电路。

开关稳压器600包括开关15″，P-沟道MOSFET16的漏极耦合到电感L₁的一端，通过二极管D601连接到V_OUT。电感L₁的另一端耦合到接地点。P-沟道MOSFET16的源极耦合到输入电压V_IN的正极。控制电路70′用来驱动驱动电路20″，该驱动电路包括反向P-驱动26，反过来，驱动P-沟道MOSFET16。

控制电路70′的工作方式与上述所讨论的控制电路70相似。控制电路70′的电压反馈由电阻R₁和R₂，放大器602所提供。放大器602将V_OUT负极电压反向，以提供正极电压给控制电路70′。

因此，如图10所示，本发明的控制电路能够用于开关装置中，该开关装置包括一个输入电压V_IN，其将稳压器输出电压转换成相反的极性V_OUT。如图2-8的降压装置，图10的控制电路也可以用于其他类型的极性反向的装置。例如，如10所示的单触发电路25包括一个额外的输入，监测输入电压V_IN，使得电感L₁在低输入电压下，减小可听噪声的产生和排放。同时，单触发电路25还包括一个输入，以监测输出电压V_OUT，如图5和6所示，如果输出短路的时候，以控制短路电流。同样，如果稳压器600是同步开关，其包括一个N-MOSFET，以代替D601，该稳压器还包括一个电路，该电路在电感电流I_L的极性可能反向的期间，故意保持N-MOSFET关闭，如上面图8所讨论的情况。

普通的技术也能显而易见，如上面所讨论的本发明的技术，参考了睡眠模式控制信号的同步电压比较器，导致开关稳压器进入和走出睡眠模式，也可以使用能够表现出相同功能的其他方法。例如，如果需要，睡眠模式控制信号可以对监测的输出电流做出响应。此外，开关稳压器在进入睡眠模式之后，可以脱离睡眠模式一个预定的时间，以代替上面所讨论的在输出电压下降之后，低于预定的阈值电压。

很显然，如上面所讨论的本发明的技术，参考了图1-10，功率开关是一对互补MOSFETS（即，一个P-沟道和一个N-沟道）或者一个信号P-沟道MOSFET（图3），本发明也可以使用其他类型的开关。例如，功率开关可以包括一对N-沟道MOSFETS，一对P-沟道MOSFETS或者双极型晶体管。

因此，提供了一种开关稳压器，其在很宽的电流范围下保持高效率的控制电路和方法。

根据本发明原则，人们会发现，它还可以被应用于其他的电路，为说明起见，本发明不受限制，只受本发明的权利要求所限制。

Claims (9)

1.一种开关稳压器，其特征是：控制开关电压稳压器的电路，包括一个开关和一个参考电压的电流输出适用于一个负载，该负载包括一个输出电容，开关耦合在输入电压和输出电压之间，还包括一个或多个开关晶体管，这个电路包括：监测输出的第一电路，以产生一个第一反馈信号；在电路工作在第一状态期间，第二电路产生第一控制信号，第二电路包括单触发电路，产生第一控制信号，在第一期间时间，保持调节电压输出的情况下，控制一个或者多个开关晶体管的“开”和“关”，单触发电路被触发，以响应第一反馈信号，第一期间时间，至少响应输入电压和输出电压的其中一个。

2.根据权利要求1所述的一种开关稳压器，其特征是：第一期间时间，响应输入电压；开关耦合到一个电感上；第一期间时间的减少，是对输入电压的减小做出的响应；可听频率增加了电感纹波电流的振荡频率，但是并不产生用户的可听噪声；第一期间时间，响应输出电压；开关耦合到一个电感上；第一期间时间的减少，是对输入电压的减小做出的响应；当产生第一控制信号的时候，电感电流整体减小量增大；这个电路还包括一个电感，其耦合在单触发电路上，控制电容放电率的可变电流源，放电率至少对输入电压和输出电压中的一个做出响应，以控制第一期间时间。

3.根据权利要求2所述的一种开关稳压器，其特征是：第一期间时间，响应输入电压；开关耦合到一个电感上；第一期间时间的减少，是对输入电压的减小做出的响应；可听频率增加了电感纹波电流的振荡频率，但是并不产生用户的可听噪声；第一期间时间，响应输出电压；开关耦合到一个电感上；第一期间时间的减少，是对输入电压的减小做出的响应；当产生第一控制信号的时候，电感电流整体减小量增大。

4.根据权利要求1所述的一种开关稳压器，其特征是：一个开关电压稳压器在输出结点上产生一个输出，在输入结点上产生一个输入，输出结点耦合到输出电容上，稳压器包括：一个开关晶体管有一个第一端子，其耦合到输入结点上，一个第二端子和一个第三端子；一个驱动电路有一个第一端子，一个第二端子，其耦合到开关晶体管的第二端子上；一个电感，有一个第一端子，其耦合到开关晶体管的第三端子上，其第二端子耦合到输出结点上；一个反馈电路有一个第一端子，其耦合到输出结点上，和一个第二端子，反馈电路在反馈电路的第二端子上产生一个反馈信号；一个反馈控制电路，有一个第一端子，其耦合到反馈电路的第二端子上，和一个第二端子，反馈控制电路在反馈控制电路的第二端子上产生一个触发信号，触发信号是对反馈信号做出的响应；一个关机控制电路，有一个第一端子和一个第二端子，关机控制电路在其第一端子上产生一个关机控制信号，关机控制电路的第二端子耦合在输入结点或者输出结点的其中一个上；一个单触发发生器，有一个第一端子，其耦合到反馈控制电路的第二端子上，其有一个第二端子，耦合到关机控制电路的第一端子上，其还有一个第三端子，耦合到驱动电路的第一端子上，单触发发生器在其第三端子上产生一个开关信号，一旦收到触发信号时，驱动使得开关晶体管进入关闭状态，一直持续在第一期间时间，该时间由关机控制信号决定。

5.根据权利要求4所述的一种开关稳压器，其特征是：反馈电路在其第二端子上产生一个电压反馈信号；反馈电路在其第二端子上产生一个电流反馈信号；稳压器还包括：一个电压反馈电路，其有一个第一端子，耦合到输出结点上，一个第二端子，电压反馈电路在其第二端子上产生一个电压反馈信号，反馈控制电路有一个第三端子，耦合到电压反馈电路的第二端子上，触发信号的产生，是对电流反馈信号和电压反馈信号做出的响应；关机控制电路的第二端子，耦合到输入结点上，关机控制信号的产生，是对输入结点上的电压和第一期间时间做出的响应；关机控制电路产生一个关机控制信号，以减小第一期间时间，对输入结点上电压的减小，做出响应，可听频率增加了电感纹波电流的振荡频率，这个频率基本上听不到；关机控制电路的第二端子耦合在输出结点上，关机控制信号的产生，是对输出结点上的电压和第一期间时间做出的响应；关机控制电路产生一个关机控制信号，以增加第一期间时间，对输出结点上电压的减小，做出响应；关机控制电路的第二端子，耦合到输入结点上，关机控制电路还包括一个第三端子，耦合到输出结点上，关机控制信号的产生，是对输入结点和输出结点上的电压和第一期间时间做出的响应；单触发发生器包括一个控制电容，耦合在单触发发生器的第二端子和接地点之间，关机控制电路包括一个可变电流源，以控制控制电容的放电率；关机控制电路的第二端子，耦合到输出结点上，可变电流源控制控制电容的放电率，对输入结点上的电压和第一期间时间做出的响应；可变电流源控制控制电容的放电率，第一期间时间的减小，是对输入结点上的电压的减小做出的响应，可听频率增加了电感纹波电流的振荡频率，这个频率基本上听不到；关机控制电路的第二端子，耦合到输出结点上，可变电流源控制控制电容的放电率，对输出结点上的电压和第一期间时间做出的响应；可变电流源控制控制电容的放电率，第一期间时间的增加，是对输出结点上的电压的减小做出的响应；关机控制电路的第二端子，耦合到输入结点上，关机控制电路还包括一个第三端子，耦合到输出结点上，可变电流源控制控制电容的放电率，对输入结点和输出结点上的电压和第一期间时间做出的响应；关机控制电路包括一个控制电路，其产生一个控制电流，以控制可变电流源，对输入结点和输出结点上的电压和第一期间时间做出的响应；控制电路包括：一个第一电流源，提供第一电流；一个第二电流源，提供一个第二电流；一个电流补偿电路；一个电流镜输出电路，输出控制电流；电流镜输出电路，产生一个与第一电流成正比的电流，或者第一电流和第二电流之和，其值取决于输入结点电压和输出结点电压；当输入结点的电压和输出结点的电压差值远大于预设的值时，第二电流源使得第二电流变为零；当输入结点的电压和输出结点的电压差值远小于预设的值时，第二电流的增加，是对输入结点上电压的减小，做出的响应；电流补偿电路调节控制电流，以补偿温度的变化。

6.根据权利要求1所述的一种开关稳压器，其特征是：控制开关稳压器电路有一个开关和一个调节电压的电流输出适用于一个负载，该负载包括一个输出电容，开关耦合在输入电压和输出电压之间，其还包括一个或多个开关晶体管，该电路包括：产生电流反馈信号的端子；产生电压反馈信号的端子；产生触发信号的端子，以对电流反馈信号和电压反馈信号做出响应；产生关机控制信号的端子，至少对输入电压和输出电压中的一个做出响应；单触发端子，使得开关进入关闭状态，以对触发信号做出响应，开关在一段时间内保持关闭的状态，以对关机控制信号做出响应。

7.根据权利要求6所述的一种开关稳压器，其特征是：端子上产生的关机控制信号在一段时间内的减小，是对输入电压的减小做出响应；端子上产生的关机控制信号在一段时间内的增加，是对输出电压的减小做出响应。

8.根据权利要求1所述的一种开关稳压器，其特征是：开关电压稳压器有一个输出结点和一个输入结点，输出结点耦合到输出电容上，稳压器包括：一个开关晶体管，其有一个第一端子，耦合到输入结点上，一个第二端子和一个第三端子；一个驱动电路有一个第一端子，一个第二端子，其耦合到开关晶体管的第二端子上；一个电感，有一个第一端子，其耦合到开关晶体管的第三端子上，其第二端子耦合到输出结点上；一个反馈电路有一个第一端子，其耦合到输出结点上，和一个第二端子；一个单触发发生器，有一个第一端子，其耦合到反馈控制电路的第二端子上，其有一个第二端子，其还有一个第三端子，耦合到驱动电路的第一端子上，单触发发生器包括一个控制电容，其耦合在单触发发生器的第二端子和接地点之间；一个关机控制电路，有一个第一端子，耦合在单触发发生器的第二端子上，其还有一个第二端子，耦合在输入结点和输出结点的其中一个上，关机控制电路包括一个可变电流源，以控制控制电容的放电率。

9.根据权利要求8所述的一种开关稳压器，其特征是：反馈电路包括一个电压反馈电路；反馈电路包括一个电流反馈电路；稳压器还包括：一个电压反馈电路，其有一个第一端子，耦合到输出结点上，一个第二端子，反馈控制电路有一个第三端子，耦合到电压反馈电路的第二端子上；关机控制电路还包括一个第二端子，其耦合在输入结点上，关机控制信号的产生，是对输入结点上的电压和第一期间时间做出响应；关机控制电路的第二端子耦合到输入结点上；关机控制电路的第二端子耦合到输出结点上；关机控制电路还包括一个第三端子，其耦合到输出结点上。

Images