CN203562957U - 一种开关稳压电路 - Google Patents

Abstract

一种开关稳压电路，用于控制一个开关稳压器，此开关稳压器具有（1）包括一个或多个开关晶体管的开关，（2）包括一个输出电容的在稳定的电压下给负载供给电流的输出。当输出端的电压由于输出电容的充电能够基本上保持在调节后的电压时，上述控制电路生成一个或多个控制信号以关断开关晶体管。这样的控制电路尤其在低电流水平下可提高稳压器电路的工作效率。

Description

一种开关稳压电路

技术领域：

本发明涉及一种开关稳压器电路。更具体地，本发明涉及开关稳压电路中可在宽电流范围内保持高效的控制电路和方法。

背景技术：

电压调节器的目的是为负载提供一种预定的和恒定的输出电压，而输入电压源可能是波动的。一般来说，有两种不同类型的稳压器：串联稳压器和开关稳压器。

串联稳压器采用与负载串联耦合在一起的元件（例如功率晶体管），以控制该元件两端的电压降，从而调节出现在负载端的电压。与此相反，开关稳压器采用的开关（例如功率晶体管）与负载串联或并联耦合连接。稳压器控制开关的开启和关闭，以调节供给负载的功率。开关稳压器采用电感能量存储元件，从而将电流脉冲转换成稳定的负载电流。因此，开关稳压器的功率以离散的电流脉冲形式被发送，而在一个串联稳压器中，稳压器的功率以稳定的电流形式被发送。

为了产生电流脉冲，开关稳压器通常包括控制电路，以打开和关闭开关。开关的占空比（它控制向负载提供的功率）可以通过多种方法来改变。例如，占空比可以通过以下方法改变：（1）固定脉冲频率而改变各脉冲的占空比，（2）固定各脉冲的占空比而改变脉冲频率。

不管采用哪种方法控制占空比，开关稳压器一般都比串联稳压器的效率更高。在串联稳压器中，旁路元件一般工作在其线性区域，在线性区域内，旁路元件连续导通电流。这将导致晶体管连续的功率耗散。相反，在开关稳压器中，开关处于断开状态（这种状态下没有功率耗散）或导通状态（低阻抗状态，这种状态下有较小的功率耗散）。这种差异在操作时通常会导致开关稳压器的平均功耗的减少。

当稳压器的输入-输出端电压差较大时，上述效率上的差异将更加清晰。例如，等效功能下，串联稳压器的效率低于25％，而开关稳压器的效率可以大于75％。

由于开关稳压器与串联稳压器相比有更高的效率，开关稳压器通常采用电池供电系统，如便携式笔记本电脑和手持式仪器。在这样的系统中，当开关稳压器的电流接近额定值时（例如笔记本电脑的磁盘和硬盘驱动器都在工作时），整个电路的效率可以很高。然而，效率通常是一个与输出电流相关的函数，并且输出电流减小时功率减小。这种效率的降低一般是由于操作开关稳压器造成的损失。这些损失包括：稳压器中控制电路的静态电流损耗、开关损耗（开关驱动的电流损耗和电感/变压器的绕组和磁芯损耗）。

在电池供电的系统中，开关稳压器在低输出电流时效率的减少便很重要，这将使电池的寿命最大化。

鉴于上述情况，提供高效率的开关稳压器是需要的。

在开关稳压电路中，提供在宽电流范围（包括低输出电流）内保持高效的控制电路和方法也是需要的。

发明内容：

因此，本发明的一个目的是提供一种高效的开关稳压器。

本发明的另一个目的是在开关稳压电路中，提供在宽电流范围（包括低输出电流）内保持高效的控制电路和方法。

本发明的技术解决方案：

根据上述和其它的目的，本发明提供了一种电路和方法用于控制一个开关稳压器，它包括（1）包括一个或多个开关晶体管的开关，（2）适于在一个稳定的电压下为负载供给电流的输出，它包括一个输出电容。当输出端的电压由于输出电容的充电能够基本上保持在调节后的电压时（例如低输出电流时），上述控制电路生成一个或多个控制信号以关断开关晶体管。在这个期间，负载不从输入功率源消耗功率。因此，稳压器的将效率增加。如果需要的话，开关稳压器中的其它元件也可以被特地关断以节省功耗。本发明的这种额外功能可以进一步提高整体稳压器电路的效率。

本发明的电路和方法可用于控制开关稳压器电路中多种类型的开关，包括使用一个或多个功率晶体管的开关。此外，本发明的电路和方法可用于不同类型的开关稳压器中，包括电压降、电压升和极性反转电路。

此外，响应于开关稳压器的输入电压和输出电压，本发明的电路和方法可以改变开关晶体管的关断时间。在低输入电压情况下，本发明的这一特征可以降低从开关稳压器获得的可听噪声。在一些稳压器的输出电压短路期间，它也减少了潜在的电流失控。

对比专利文献：CN202385004U一种电源稳压开关电路201220019682.7，CN203251234U开关电源稳压电路201320245393.3

附图说明：

图1是一个典型的现有技术的开关稳压器电路示意图，包括一对同步切换的MOSFET开关；

图2是一个开关稳压器电路示意图，通过本发明的高效控制电路来驱动开关，包括一对同步切换的MOSFET；

图3是一个开关稳压器电路示意图，通过本发明的高效控制电路来驱动开关，包括一个开关MOSFET和一个开关二极管；

图4是一个开关稳压器电路示意图，通过本发明的高效控制电路以“用户激活”形式来驱动开关，包括一对同步切换的MOSFET；

图5是一个开关稳压器电路示意图，通过本发明的可变关断时间控制电路；

图6是图5中可变关断时间控制电路的一个详细示意图；

图7是一个详细的开关稳压器电路示意图，通过本发明的可变关断时间和高效控制电路来驱动开关，包括一对同步切换的MOSFET；

图8是一个开关稳压器电路示意图，通过本发明的一个电路防止输出电感中电流的极性反转；

图9是一个开关稳压器电路示意图，通过本发明升压配置的高效控制电路来驱动开关；

图10是一个开关稳压器电路示意图，通过本发明极性反转配置的高效控制电路来驱动开关。

具体实施方式：

图1是一个典型的现有技术的开关稳压器电路示意图，采用推挽开关。

参照图1，电路10被用来在端子12提供调节过的直流输出电压V_OUT（例如5伏），用于驱动负载14，其中，负载14可能是一个便携式计算机或其它电池供电的系统。电路10从端子14连接到未经稳压的电源电压V_IN（例如一个12伏的电池）。电路10包括推挽式开关15、驱动电路20、输出电路30和控制电路35。

驱动器电路20用来驱动推挽式开关15，它包括两个同步交换功率MOSFET16（p沟道）和17（n沟道），它们在电源V_IN和地之间串联。推挽式开关15与驱动电路20相结合，通常被称为“半桥”配置。MOSFET16和17被用来交替地将电流提供给输出电路30，该电路包括电感32（L1）和输出电容34（C_OUT）。输出电路30将供给的交流电变得平滑，从而使负载12得到一个调节电压V_OUT。为了供给交流电流，MOSFET16和17分别由P沟道驱动器26和N沟道驱动器27驱动，而后者都由控制电路35控制。

控制电路35包括：单触发电路25，它提供一个恒定的关断脉冲（例如2至10微秒），在此期间，MOSFET16和MOSFET17分别由驱动器26和27保持关断和导通。否则，单触发电路25提供一个导通脉冲，在这段时间内，MOSFET16和MOSFET17分别被保持导通和关断。因此，单触发电路25交替地导通和关断MOSFET16和17，从而为输出电路30提供一个交替的电流供应，单触发电路25的占空比由电流比较器39控制。

控制电路35通过电阻分压器网络R1/R2（36A/36B）监测输出电压V_OUT，以提供与输出电压V_OUT成比例的反馈电压V_FB。控制电路35还监测通过电感L1的电流I_L，以提供一个与电感电流I_L成比例的反馈电流I_FB。电路10通过控制电感电流I_L，使得反馈电压V_FB调节到基本上等于由参考电路37提供的参考电压V_REF。随着反馈电压V_FB被调节，输出电压V_OUT被调节到更高的电压比率（R1+R2与R2的比值）。

跨导放大器38用于比较反馈电压V_FB和参考电压V_REF。电路10以如下形式调节输出电压V_OUT。在每个周期中，当开关15闭合时，P沟道MOSFET16导通，流过电感L1的电流I_L增大，而增大的速率依赖于V_IN_V_OUT。当I_L上升到由跨导放大器38的输出38A决定的阈值时，电流比较器39触发单触发脉冲，启动开关15的“关断”周期。在“关断”周期中，单稳态电路25保持P沟道MOSFET16关断和N沟道MOSFET17闭合。这反过来又导致电感L1中的电流I_L下降，而下降的速率取决于V_OUT。因此，控制开关15关断的占空比，从而使得电流I_L在端子12上产生一个稳定的输出电压V_OUT。

随着输出负载电流的增加，电阻R2（36B）两端的电压降将减小。这转化为跨导放大器38输入38B上一个小的误差电压，此误差电压将导致输出38A增加，从而为电流比较器39设定较高的阈值。相应地，电感L1中的电流I_L增大到所需要的水平，以支持负载电流。

由于单触发电路25的关断时间（t_OFF）是恒定的，开关稳压器电路10在电感L1中有一个恒定的纹波电流，从而产生一个恒定的输出电压V_OUT，但有一个随输入电压而变化的频率。纹波的振荡频率由下式给出：

$f_{\mathrm{RIF}}=\left(\frac{1}{t_{\mathrm{OFF}}}\right)[1-(V_{\mathrm{OUT}}/V_{\mathrm{IN}})]$

图1中电路10的第一个缺点是在较低的输入电压V_IN时，纹波的振荡频率f_RIF可能减小到较低的水平。这是可能发生的，例如，当一个电池供电的开关稳压器电路几乎没电时。这时电感L1可能产生和发出噪声，而这是采用稳压电路的移动设备的用户所不希望的。

电路10的第二个缺点是当输出电压V_OUT接地时，电感电流I_L没有得到很好的控制。电感的电流和电压之间的基本关系由下式给出：di/dt=V/L。这意味着电感L1中的电流I_L在关断期间衰减的速率依赖于电感L1两端的电压，而这个电压是V_OUT和N沟道MOSFET17的漏极-源极电压V_DS的差。当V_OUT趋近于零，而V_DS也非常低时，将导致在t_OFF时间段内电感L1的电流I_L衰减较小。然而，在每个关断周期内，P沟道MOSFET16导通，直到电流比较器39再触发单触发控制电路25。即使在最短的时间内P沟道MOSFET16导通，电感L1中的电流I_L可能会以超过它在t_OFF时间段内减小的速率增加。这可能会导致一个失控状况，在该失控状况下的短路电流可能达到破坏性水平。

电路10的第三个缺点是由电感L1中恒定的纹波电流引起的。在关断周期内，电感L1中的电流I_L总是以相同的速率逐渐下降，而无论稳压器的输出电流为何值。在输出电流较低时，这可能会导致电感L1中的电流极性反转，而从负载获取功率。在接下来的闭合周期期间，该电流再次变为正值，使得平均电感电流等于负载电流。此恒定纹波电流会造成相关的损失，由于开关15的MOSFET栅极的充电和放电将造成开关损失，这会造成低输出电流时效率的降低。如果电感L1中的电流反转并通过N沟道MOSFET17从负载吸取功率，这种情况会更加严重。

电路10的第四个缺点是门电路驱动P沟道MOSFET16和N沟道MOSFET17。延迟被纳入驱动器26和27，以确保一个功率MOSFET在其他闭合之前关断。如果两个MOSFET之间没有足够的死区时间（例如由于设备、电路处理或温度变化），电流将直接从输入电源V_IN流至地。这种“短路”情况将极大地降低效率，而且在某些情况下可能会过热并摧毁功率MOSFET。

图2是一个开关稳压器电路示意图，通过本发明的高效控制电路来驱动开关，包括一对同步切换的MOSFET。

与图1类似，开关稳压电路50包括推挽开关15、驱动电路20和输出电路30。电路50还包括本发明的高效率控制电路的一个实例70。

与图1类似，控制电路70包括单触发电路25、电流比较器39和放大器38。然而，除了这些元件，控制电路70还包括恒定电流源72（I1）和滞后比较器74，用于在低的平均电流下提供高效率的操作。

正如下面更详细的讨论，恒定电流源72和比较器74允许推挽开关15进入下面的状态：MOSFET16和17同时关断，输出电压V_OUT由于输出电容C_OUT可以基本上等于调节电压V_REG。这种操作状态在本文中被称为“睡眠模式”。如果要使图1中的推挽开关15进入这样的睡眠模式，MOSFET16和17其中的一个在任何时候都导通。本发明的这一特征降低了稳压器电路的功耗，因为推挽开关15不消耗功率，或允许电源在睡眠模式中由接负载R_L转而接地。

此外，如果推挽开关15在上述睡眠模式，稳压器电路可以断开一些并不需要工作的其它电路器件。例如，对于本发明的图2实施，单触发电路25、电流比较器39、电流源72和放大器38也可以被关闭使之处于睡眠模式。如果只有推挽开关15被保持在睡眠模式下，本发明的这一特征允许稳压器电路工作在更高的效率下。

在高负载电流下（例如大于最大额定输出电流的20％），控制电路70的操作类似于图1中的控制电路35。如图2所示，反馈电流I_FB再次被提供到电流比较器39的非反相输入端。偏移电压V_OS（76）最好内置到放大器38内，反馈电压V_FB稍低于参考电压V_REF，从而保证在高电流条件下迟滞比较器74输出高电平。当反馈电流I_FB超过供给到比较器39反相输入端的电流时，比较器39的输出变为高电平，以便启动开关到关断周期。

在关断周期内，单触发电路25的输出25A的是高电平时，将P沟道MOSFET16关断并且N沟道MOSFET17闭合。单触发电路25所设定的一个恒定时间后，输出25A变为低电平，从而启动下一个闭合周期，其中P沟道MOSFET16闭合，N沟道MOSFET17关断。

根据本发明，在低输出电流水平下，调节器电路50以如下方式进入睡眠模式。迟滞比较器74监测反馈电压V_FB，并且当V_FB超过一个预定的电压值（参考电压V_REF）时变为低电平。这表示输出电压V_OUT超过一个预定的电压值（调节电压V_REG）。由于恒定电流源72与放大器38并联耦合，在较低的平均输出电流时将会出现上述过压状况。在过压条件下，MOSFET16和17由与门66和与非门68保持关断。

恒流源11为电流比较器39设置了一个最小的反馈电流阈值。这将会为电感器L1设置一个最小电流，它在每个闭合周期触发比较器39。根据本发明，电流比较器39被保持闭合，否则将导致它触发。因此，为电感器L1提供比所需更多的电流，以维持输出电压V_OUT大致等于调节电压V_REG。最后，V_OUT将开始超过调节电压V_REG，造成反馈电压V_FB在一个预定的电压值V_REF下触发迟滞比较器74。当比较器74触发后，其输出变为低电平使两个MOSFET16和17关断，从而使稳压器电路进入睡眠模式。

在上述的睡眠模式中，MOSFET16和17是同时关断的，输出负载14基本上由输出电容C_OUT决定。迟滞比较器74监测反馈电压V_FB，当V_OUT下降到一定水平时，驱动电路20不再处于睡眠模式（其中MOSFET16和17都被关断），从而重新为负载14提供电流。如果负载电流仍然偏低，C_OUT充电至超过V_REG的电压水平，经过几个周期后，反馈电压V_FB再次触发比较器74。

因此，在轻负载时，控制电路70使MOSFET16和MOSFET17关断，此时它们并不需要保持输出电压在调节电压水平，而是由输出电容C_OUT完成这样的功能。当在这种模式下的输出电压下降到低于调节电压水平时，控制电路70使开关15闭合，从而为输出电容C_OUT充电至超过调节电压。因此，V_OUT将在上下阈值之间振荡，其参数由比较器74的滞后电压乘以（R1+R2）与R2的比值决定。稳压器“唤醒”从而为输出电容C_OUT充电的速率会自动地适应负载电流，即使在低输出电流下也可保持高效率。

按照本发明，当输出电流足够低从而允许输出电容C_OUT维持输出电压基本上等于调节电压时，控制电路70使MOSFET16和17保持关断。通常情况下，MOSFET16和17被保持关断即使开关稳压器提供一个稳定的电压时，这个关断的时间可以从小于100微秒延伸至超过几秒钟（对于100千赫兹的开关频率，分别对应于几个开关周期和几百至上千开关周期）。这样的关断时间通常可以获得较高效率（例如超过90％），而输出电流范围可以超过100:1。除开关晶体管外，其他的器件也可以在这期间被保持关断，因此甚至可以获得更高的效率。

如图2所示，开关稳压器50的控制电路70被用来驱动一个同步切换开关，这个开关包括MOSFET16和17。如本文所用，术语“同步切换开关”是指包括两个开关晶体管的开关，它在一个稳定的电压下为负载供给电流。图3示出了本发明的高效率控制电路的第二个实例，它适于驱动降压的配置包括一个开关晶体管和开关二极管的开关电路。

如图3所示，开关稳压电路100包括开关115，它由P沟道MOSFET116和二极管118组成。开关115由驱动器120驱动，它由P沟道驱动器126组成。开关115的闭合和断开由控制电路125控制。由于控制电路125仅用于驱动一个MOSFET（相对于图2中的控制电路70），它只有一个输出端子125A（与非门68的输出端）。

与图2中的控制电路70类似，控制电路125包括电流比较器39、放大器38、滞后比较器74、单触发电路25。对于图2，在较低的平均输出电流下，恒定电流源72用于为电感L1提供过量电流，以便使输出电压V_OUT增加至调节电压V_REG之上，这时输出电压可以基本上由输出电容C_OUT提供。在期间，P沟道MOSFET116保持在睡眠模式下，以便增加电路的效率。

如上面所讨论的，图2中的控制电路70和图3中的控制电路125在较低的平均输出电流下分别提供高效率的操作。这样的操作可自动地适应输出电流。例如，在高输出电流下，开关不断地在闭合状态和断开状态之间交替，以维持输出电压V_OUT在调节电压V_REG处。在低输出电流下，电路的效率较低，输出电压V_OUT也大致等于调节电压V_REG，这是由输出电容而不是开关不断地在闭合和断开状态之间交替实现的。因此，上述控制电路自动地识别这样的条件，从而允许稳压电路进入“睡眠”模式，这时只需最小数量的电路元件处于工作状态。

根据本发明的另一个特征，稳压电路还可以结合“用户激活”的控制电路，从而由用户控制稳压电路是否是进入“睡眠”模式。图4是一个开关稳压器电路示意图，通过本发明的高效控制电路以上述“用户激活”形式来驱动开关，包括一对同步切换的MOSFET。

和图2中的电路50类似，图4中的开关稳压电路150包括推挽式驱动器20、开关15、输出电路30。同样和图2中的电路50类似，稳压电路150的控制电路170包括单触发电路25、电流比较器39和放大器38。开关175包括开关176和178，通过用户输入175A将稳压电路150切换到睡眠模式，输入175A可能是由其他类型的控制电路（图中未画出）得到的控制信号。当关闭开关175时，176和178都关闭。

开关176用来在睡眠模式下关断N沟道驱动器27，这是通过将与门66的输入66A（通常由于电阻67耦合到正电源被保持高电平，）接地实现的。开关178用于为放大器38引入正反馈，从而允许控制电路170使输出电压V_OUT在睡眠模式下维持在调节电压V_REG处。（电阻R_HYS耦合在参考电路37和跨导放大器38的非反相输入端之间，用于协助将放大器38的输出反馈到放大器38的非反相输入端。）

开关178允许放大器38为电感L1提供过载的电流（通过P沟道MOSFET16），以便使输出电压V_OUT被驱动到高于调节电压V_REG。被驱动到这样的电压水平后，放大器38中的滞后保持P沟道驱动器26处于关断状态，直到反馈电压V_FB下降至少一个滞后电压。在这一点上，电流比较器39的输出39A变为高电平，以触发单触发电路25，使P沟道MOSFET16导通，从而为输出电容C_OUT充电到超过调节电压V_REG的预定电压水平。

正如上面所讨论的，控制电路170周期性地脱离睡眠模式，将P沟道MOSFET16闭合，以为输出电容器C_OUT充电。尽管在普通技术下N沟道MOSFET15被保持关断，但在本发明下并不是必须的。例如，当控制电路170为输出电容C_OUT充电时，这样的充电可通过交替地使开关晶体管关断实现，以便改变占空比并为输出电容C_OUT充电。

与图2中的调节电路50类似，稳压电路150在低电流水平下工作以提高效率。然而，对比图2中的稳压电路50，调节电路150不会自动地适应输出电流。例如，电路150在平均输出电流增加时不会自动脱离睡眠模式--它依赖于用户的操作。

如上面所讨论的，示于图2-4的本发明的控制电路实例包括单触发电路25。根据本发明的另一个特征，单触发电路可以被其他类型的电路替换以控制功率开关的占空比。例如，单触发电路25可以被一个脉冲宽度调制器电路替换，该电路响应于一个控制信号以调制脉冲的宽度。当然，也可以使用其他类型的电路。

根据本发明的另一个特征，提供一个恒定的关断时间信号的单触发电路25可以被替换为提供一个可变关断时间信号的单触发电路，该可变时间取决于输出电压（V_OUT）和输入电压（V_IN）。本发明的这种特征可以被用来在低输入电压下减小电感器L1中的噪声。如上面所讨论的，这样的噪声与电感电流的振荡有关。此外，如果输出短路，本发明的这个特征也可以被用于控制短路电流。

图5是一个开关稳压器电路示意图，通过本发明的可变关断时间控制电路。

开关稳压电路200包括：推挽开关15、驱动电路20、电流反馈电路210、电压反馈电路220、反馈控制电路230和可变关断时间电路240。反馈控制电路230分别通过输入232和234监视输出电流和输出电压，并在端子236提供一个触发信号，以启动开关15的关断周期。可变关断时间电路240以如下方式控制关断时间。

电路240包括单触发器245，它由反馈控制电路230通过终端236触发。单触发器245包括一个额外的端子245A，它耦合到控制电容246（C_CON），此电容的电压由发生器245监测。根据本发明，关断时间控制电路250控制电容C_CON的放电，从而反过来控制发生器245的关断时间。关断时间控制电路250监测输入和输出电压（V_IN和V_OUT），并根据它们的值相应地调整关断时间。

根据本发明，如果输入电压V_IN减小，使电感L1的振荡频率f_RIP落入上面所讨论的可听范围，关断时间降低使F_RIP相应地增加而高出上述范围。此外，如果输出电压V_OUT由于短路而降低，电感L1两端的电压太低而不能允许电感电流在关断时间内有足够的衰减，关断时间增加以避免电流的失控状态。

在本实例中，控制电容C_CON的放电通过控制控制电流的大小调节。例如，在低输入电压下，关断时间控制电路250使I_CON增加，控制电容C_CON上的电压迅速下降。当控制电容的电压下降到低于一个预定值时，开关15的闭合周期被启动。此外，在低输出电压下，关断时间控制电路250使I_CON下降，使控制电容C_CON上的电压缓慢衰减，以延长关断时间。

虽然图5中的开关稳压电路200依赖于特定的电路，用于为电容放电以控制关断时间，很明显，响应于输入电压和输出电压并与上述电路功能相同的电路也可以被使用。例如，如果需要的话，一个运算放大器可以用于控制关断时间。

因此，上面讨论的单触发电路根据输入和输出电压提供了一个可变的关断时间。本发明的这种特征是用来降低稳压电路在低输入电压时的可听噪声（例如在低输入电压时减小t_OFF），并在输出短路时限制短路电流（例如在低输入电压时增加t_OFF）。

图6是图5中可变关断时间控制电路的一个详细示意图。

关断时间控制电路250分别在端子252和254接受V_IN和V_OUT，并在端子256提供一个输出I_CON。正如上面所讨论的，I_CON决定控制电容C_CON是否放电，此电容耦合到端子256。控制电路250控制I_CON的幅度，并因此控制控制电容C_CON放电所花费的时间。控制电路250包括电流源260（用于提供电流I_CN2）、电流源270（用于提供电流I_CN1）、电流补偿电路280和电流镜输出电路295。控制电路250的工作原理如下所述。

电流镜输出电路295包括晶体管296和晶体管298（其栅极298A连接到其漏极298B），它们组成一个电流镜像电路。电路295从输入端295A接受一个受控参考电流I_CREF，并根据晶体管296和298的比例提供一个输出电流I_CON（与传统的电流镜像电路类似）。根据本发明，I_CREF等于I_CN1还是（I_CN1+I_CN2）取决于输入端252和254的电压V_IN和V_OUT。

当V_IN_V_OUT大于1.5伏时，晶体管262产生足够的电流（由晶体管264和电流源I6供给），以保持晶体管266关断。随着晶体管266的关断，电流I_CN2将变为零，电流I_CREF因此将等于电流源270输出端子270A的电流I_CN1。

电流I_CN1由一个电流镜电路供给，它由晶体管272和晶体管274（其栅极274A连接到其漏极274B）构成。根据本发明，晶体管274中流过的参考电流I_CN1REF等于I_CN1A还是（I_CN1A+I_CN1B），取决于传输门282是打开还是闭合。

传输门282由比较器284控制，当V_OUT低于V_TH3时将打开。在打开条件下，I_CN1REF等于I_CN1A，即晶体管276的集电极电流。这个电流源于V_OUT与分压器（由电阻271和273组成），以产生电压V_FB1（晶体管279的基极）。电压V_FB1等于晶体管276的基极-发射极电压加上电阻278两端的电压减去晶体管279的基极-发射极电压。所以晶体管276的集电极电流是与输出电压V_OUT成比例，导致控制电容C_CON放电的速率正比于电感L1中电流的放电速率。

因此，当输出电压V_OUT较低时，例如在故障或启动状态下，t_OFF将被延长以允许在额外的时间内电感器L1中的电流急剧下降。

当输出电压V_OUT大于V_TH3时，比较器284的输出关闭传输门282，使附加的补偿电流I_CN1B耦合到晶体管274的漏极，从而通过电流补偿电路280提供电流补偿。补偿电流I_CN1B等于电流I_TRIM减去晶体管286的漏极电流。晶体管286和288组成镜像电流镜，它们的集电极电流等于晶体管290的集电极电流（类似于上面讨论的晶体管276的集电极电流，不同之处在于电压I_REF取代电压V_FB1被使用）。

补偿电流I_CN1B有两个目的：1）当输出电压V_OUT基本上等于其调节电压时，作为一个修整的电流时设定所需的控制电流的I_CON，2）在很宽的工作温度范围内保持基本恒定的控制电流I_CON。在典型的电路制造过程中，电阻278阻值的变化通常会导致控制电流I_CON比期望的更大或更小。而在生产中通过调整I_TRIM，补偿电流I_CN1B可以被调整使得晶体管276的集电极电流（I_CN1A）根据要求被增大或减小，以提供一个预定的控制电流I_CON。此外，如果电阻278和292相匹配（即设计和制作过程相同），由于电阻278和电阻292的阻值随温度的变化有相同的变化，控制电流I_CON将基本上没有变化。

如果输出电压V_OUT小于V_TH3，比较器284的输出打开传输门282，从而抑制电流补偿。这将确保控制电流I_CON随着输出电压V_OUT的趋近于零而接近零，从而保证在输出短路期间电感电流I_L得到控制。

当V_IN下降到V_IN_V_OUT小于1.5伏时，晶体管262中的电流不再使晶体管266处于关断状态。随着V_IN进一步降低，晶体管266将额外的电流（I_CN2）加到电流镜输出电路295中，从而提高控制电流I_CON，同时减小t_OFF。随着t_OFF的减小，这反过来又使工作频率变得稳定，减小了潜在的噪声问题。电流源I₇确定了晶体管266增加到控制电流I_CON的最大电流。

因此，当V_IN下降到V_IN_V_OUT小于1.5伏时（例如当电池接近没电时），t_OFF将减小以增加稳压电路的振荡频率，以便降低可听噪声。

虽然上面讨论的可变关断时间控制电路250用于包括推挽开关15和驱动器20的稳压电路，然而本发明的可变关断时间的特征也可以用在其他的稳压器上。例如，图3和4以及其他采用单触发发生器的稳压电路也可以使用此功能，以提供一个稳定的电压。

图7是一个详细的开关稳压器电路示意图，通过本发明的可变关断时间和高效控制电路来驱动开关，包括一对同步切换的MOSFET。

开关调节器300包括：推挽开关15、驱动器20、输出电路30和控制电路350。控制电路350包括单触发发生器245，可变关断时间控制电路250（用于控制关断周期的时间）和比较器74（用于在较低的平均输出电流下提供高效的操作）。开关稳压器300的工作原理如下。

当负载电流过载时，例如超过最大输出电流的20％，回路工作在连续模式下，这时比较器74不覆盖单触发发生器245的输出245A。随着V_IN_V_OUT大于1.5V，此电路的操作与图1中描述的操作基本上是类似的。电感中的电流由电阻R_SENSE两端的压降感测，并且电流比较器39的阈值由电阻R3两端的压降决定。内置偏压V_OS（约10mV）使反馈电压V_FB稍低于参考电压V_REF，从而使比较器的输出74在这种模式下为高电平。当电阻R_SENSE两端的电压超过阈值（电阻R₃的压降）时，比较器39的输出变为高电平，RS触发器310的RBAR输入端变为低电平，复位RS触发器310，从而启动开关的关断周期。

在关断周期中，开关信号V_SWB为高电平，这将使P沟道MOSFET16关断，N沟道MOSFET17闭合，并允许控制电容C_CON放电。关断时间t_OFF由控制电容C_CON从初始电压V_TH1放电的时间决定，此初始电压耦合到比较器312的非反相输入端。当控制电容C_CON放电至电压V_TH1时，比较器312的输出变为低电平，从而设置RS触发器310并启动下一个闭合周期。电压V_TH1高于电压V_TH2，从而使比较器315的输出在连续模式下保持低电平。

根据本实例，关断时间由可变关断时间控制电路250控制。因此，电路250包括输入端252和254，它们分别耦合到V_IN和V_OUT，以监测这些电压。

电流源I₁为电流比较器39设置了一个最小电压阈值，即电阻R3两端的压降。这根据电感L1的需求设置了一个最小电流，并在每个闭合周期触发比较器39。如果流至输出的平均电感电流大于负载电流，则输出电压V_OUT将开始增加，导致反馈电压V_FB触发滞后比较器74。当然，电感L1的电感值和关断时间t_OFF都是被特地选择的，使得触发时电感的纹波电流不低于零。当比较器74触发时，其输出变为低电平并覆盖RS触发器310的输出Q，同时立即切换开关信号V_SWB为高电平。如上面所讨论的，这将会自动启动操作的睡眠模式。

在睡眠模式下，电容C_CON像以前一样放电，但比较器312触发时并没有开始一个新的闭合循环。正如上面所讨论的，这是因为直到反馈电压V_FB下降比较器74滞后的量，输出端74A的低电平强制开关信号V_SWB通过与非门316保持高电平。因此，控制电容C_CON继续放电至V_TH2以下，从而导致比较器315的输出315A变为高电平。这反过来又导致N沟道MOSFET17像P沟道MOSFET16一样关断。当稳压器电路处于睡眠模式时，未工作的电路元件，例如放大器38、比较器39和312被关断。如上面所讨论的，这可在睡眠模式下降低偏置电流，进一步在低输出电流下提高效率。

在睡眠模式扩展的关断时间下，许多稳压器和两个MOSFET16和17被关断，并且输出负载由输出电容V_OUT供电。然而，当输出电压V_OUT下降一个反馈电压时，V_OUT下降一个比较器74中的滞后量，所有的电路元件被再次接通，一个新的闭合周期开始，从而为输出供给电流。如果负载电流仍然很低，输出电容V_OUT将充电，反馈电压V_FB在几个开关周期后将再次触发比较器74。因此，在轻负载情况下，输出电压V_OUT将在上下限阈值之间震荡，正如上面所讨论的。

每当P沟道MOSFET16闭合时，其栅极-源极电压即MOSFET334的栅极-源极电压，这时MOSFET334闭合。这将拉高MOSFET334的漏极电压，并且抑制N沟道驱动器27。随着V_SWB由低到高过渡，P沟道MOSFET16栅极上的电压必须上升到一定水平，这时MOSFET334在MOSFET334的漏极电压下降前产生小于电流源335的电流，并且允许N沟道MOSFET17导通。电流I_M1被控制得较小，所以MOSFET334的栅极在驱动器被启用之前必须上升到与输入电压V_IN相差小于2伏，以确保N沟道MOSFET17闭合时P沟道MOSFET完全断开。类似地，MOSFET332和电流源I_M2 333确保P沟道MOSFET16闭合时N沟道MOSFET17是完全关断的。这可以防止它们同时导通，而不论驱动速度或MOSFET的大小，从而确保得到最大可能的效率。

图7中的肖特基二极管D2与N沟道MOSFET耦合，只在MOSFET16和17之间的死区时间内导通。二极管D2的目的是为了防止N沟道MOSFET17的体二极管在死区时间内导通并储存电荷，而此体二极管在某些情况下可能会降低效率（约1％）。二极管D2最好在正向电压小于0.5伏时有最大输出电流。

根据本发明，当图7中的控制电路纳入一个5伏的同步降压型开关稳压器时，在输出电流超过两个数量级（例如20mA变化到2A）内能够实现超过90％的效率（约10伏的输入电压）。某些工作条件下（例如输入电压为6伏），在这样的电流水平下可保持95％以上的效率。这样的控制电路特别适用于笔记本电脑、掌上计算机、便携式仪器、电池供电的数字设备、蜂窝电话、直流功率分布系统和GPS系统。

根据上述关于图1的讨论，控制电路10的一个缺点是，在低输出电流时，如果在t_OFF期间电流下降太多，电感L1中的电流可能发生极性反转。这可能会导致功率通过N沟道MOSFET17从负载被拉至接地，同时电路的效率会降低。根据本发明的另一个特征，上述控制电路可以包括一个用于断开N沟道MOSFET的电路，当电感电流的极性反转时防止发生上述缺点。

图8是一个开关稳压器电路示意图，通过本发明的一个电路防止输出电感中电流的极性反转。

与图1相似，开关调节器400包括：推挽开关15、驱动器电路20和输出电路30。电路400还包括本发明的一个高效控制实例470，它用于防止输出电感L1中电流的极性反转。

与图1相似，控制电路470包括单触发电路25、电流比较器39和跨导放大器38。除了这些元件，控制电路470还包括比较器471和门472，用于防止在低平均电流水平下，电感电流发生极性反转而从负载吸取功率。控制电路470的工作原理如下。

当单触发电路的输出25A变为高电平以使P沟道MOSFET16关断并且N沟道MOSFET17闭合，电感电流I_L开始急剧下降。在低平均输出电流下，该电流可能下降至零并最终可能变为负值。控制电路470通过电流反馈信号I_FB2监测电感电流I_L，并且在出现电流反转之前将N沟道MOSFET17关断。这可以防止N沟道MOSFET17从负载吸取功率。

比较器471包括输入端471A，通过电流反馈信号I_FB2监测电感电流I_L。当电流反馈信号I_FB2低于比较器471输入端471b的电流I₄时，比较器的输出471c变为低电平，从而通过与非门472将N沟道MOSFET17关断。N沟道MOSFET17的关断防止了电感电流I_L的反转，从而使其不能通过N沟道MOSFET17从负载吸取功率。

N沟道MOSFET17关断后，当反馈电流I_FB2超过电流I₄而导致比较器的输出471c变为高电平时，它会再次被闭合。一般情况下，比较器的输出471c将在单触发电路25将P沟道MOSFET16闭合时再次变为高电平，这反过来又导致电感电流I_L再次上升。这种电流的升高将允许电流反馈信号I_FB2超过I₄，因此，导致比较器的输出471c变为高电平。比较器471c的输出为高电平时，单触发电路25单独控制N沟道MOSFET17的导通。

因此，控制电路470包括在电流反转期间将N沟道MOSFET17关断的电路，否则电流的反转将导致其从负载吸取功率。本发明的这种特征可以在较低的平均输出电流水平下（这时最可能发生电流反转现象）提高电路的效率。

显而易见，虽然比较器471通过反馈电流I_FB2监测电感电流I_L，其他防止电感电流I_L发生逆转的电路也可被使用。例如，比较器471也可以监测电流反馈信号I_FB1，所以只有一种类型的电流反馈信号被加载到控制电路470。此外，其他可以根据电感电流I_L的反转产生反馈信号的电路也可以被使用（例如图7中的电阻R_SENSE）。

上面讨论了根据本发明的高效控制电路得到的图1-8，它们的特征在于开关稳压器采用了电压降配置。显而易见，其他的配置也可用于本发明的控制电路。例如，图9是一个开关稳压器电路示意图，通过升压配置的高效控制电路来驱动开关。

开关稳压器500包括同步切换开关15′，其中P沟道MOSFET16和N沟道MOSFET17的漏极耦合在一起并连接到电感L1的一侧。电感L1的另一侧耦合到输入电压V_IN。控制电路70控制驱动电路20′，此驱动电路包括反相P沟道驱动器26′和反相N沟道驱动器27′，它们分别驱动P沟道MOSFET16和N沟道MOSFET17。

如图9所示，本发明的控制电路可以用于开关配置，其中输入电压V_IN高于稳定的输出电压V_OUT。与图2-8中的降压配置一样，控制电路也可以使用图9所示的升压配置。例如，图9中的单触发电路25可以包括一个附加的输入用于监测输入电压V_IN，从而在低输入电压时减小电感L1中的噪声。此外，开关调节器500可包括用于保持P沟道MOSFET16关断的电路，类似于图8，这可防止电感电流I_L的极性反转。

图10是一个开关稳压器电路示意图，通过本发明的极性反转配置的高效控制电路来驱动开关。

开关稳压器600包括开关15“，其中的P沟道MOSFET16的漏极耦合到电感L1的一侧，并通过二极管D601耦合到V_OUT。电感L1的另一侧耦合到地。P沟道MOSFET16的源极耦合到正输入电压V_IN，控制电路70′控制驱动电路20“，此驱动电路包括P沟道驱动器26，驱动器26又驱动P沟道MOSFET16。

控制电路70′的操作除了下面要讨论的基本上都类似于上面所讨论的控制电路70。控制电路70′的反馈电压由电阻R1、R2和放大器602提供。放大器602反转在V_OUT处的负极性电压，从而为控制电路70′提供正极性的反馈电压。

如图10中所示，本发明的控制电路可以用于开关配置，其中一个输入电压V_IN被反转为一个稳定的极性相反的输出电压V_OUT。与图2-8的降压配置一样，图10中的控制电路也可以用其他类型的极性配置。例如，图10中的单触发电路25可以包括一个附加的输入用于监测输入电压V_IN，以减少电感L1在低输入电压时噪声的产生和排放。此外，单触发电路25可以包括一个用于监测输出电压V_OUT的输入，在输出短路时控制短路电流。此外，如果稳压器600被同步切换，并用一个N沟道MOSFET取代D601，调节器可包括在电感电流I_L极性反转时保持此N沟道MOSFET关断的电路，正如上面对于图8所讨论的。

尽管本发明已通过具体的例子体现，但是上述例子只是为了说明本发明而不应限制本发明。应当指出，只要没有脱离本发明的实质并且符合权利要求中的定义，在上述例子上做适当修改仍属本发明的范畴。

例如，本发明已通过上面所讨论的图1-10体现，其中电源开关是一对互补的MOSFET（即一个p沟道和一个n沟道）或一个单一的p沟道MOSFET（如图3所示），本发明也可使用其他类型的开关。例如，电源开关可以是一对N沟道MOSFET、一对P沟道MOSFET或双极型晶体管。

Claims (7)

1.一种开关稳压电路，其特征是：控制电路控制一个开关电压调节器，在一个稳定的电压下向负载供给电流，上述调节器包括一个用于接收输入电压的开关电路、一个开关晶体管、一个二极管、一个电感元件、包括一个输出电容的输出电路，上述控制电路包括：一个误差放大器，它的输入端耦合到参考端和上述输出电路；一个电流比较器电路，它的输入端耦合到上述误差放大器的一个输出端和一个电感元件的电流反馈信号；一个偏置源耦合到上述电流比较器电路的一个输入端，上述偏置源为电流比较器电路设置一个最小反馈电流阈值，这个最小反馈电流阈值决定了一个最小电流以触发上述电流比较器，而这个最小电流的值由上述开关晶体管和电感元件决定；一个迟滞比较器的第一个输入端耦合到参考端，第二个输入端耦合到上述输出电路和一个输出端，当第一和第二输入端以预定的方式进行比较时，上述输出从第一状态改变为第二状态；一个逻辑电路耦合到上述迟滞比较器和开关晶体管间，当迟滞比较器的输出是上述第二状态时，逻辑电路防止上述开关晶体管导通。

2.根据权利要求1所述的一种开关稳压电路，其特征是：一个补偿电压建立在上述误差放大器的输入端和迟滞比较器的输入端之间，此补偿电压抑制上述迟滞比较器在高负载电流时输出状态的变化。

3.根据权利要求1所述的一种开关稳压电路，其特征是：上述电流比较器被耦合到一个单稳态电路，此单稳态电路的一个输出被耦合到上述逻辑电路。

4.根据权利要求1所述的一种开关稳压电路，其特征是：一个放大器电路被耦合在上述输出电路和误差放大器的输入端之间，以在一个开关电压调节器电路内提供正反馈，其中开关电压调节器电路的输入电压与负载处的电压具有相反的极性。

5.根据权利要求1所述的一种开关稳压电路，其特征是：控制电路用于控制一个开关稳压器在一个稳定的电压下向负载供给电流，上述调节器具有开关电路以适于接收输入电压，并包括一个开关晶体管、一个二极管、一个电感元件，输出电路包括一个输出电容，控制过程包括以下步骤：（a）监测通过电感元件的电流，以产生第一反馈信号；（b）监测稳压器的一个输出电压，以产生第二反馈信号；（c）产生一个最小电流阈值；（d）根据第二反馈信号产生一个电流阈值，此电流阈值被维持于或高于最小电流阈值；（e）根据第一反馈信号的大小和上述电流阈值产生第一控制信号，以接通和关断晶体管；（f）根据第二反馈信号超过阈值电压的大小产生第二控制信号，第二控制信号选通第一控制信号以防止晶体管不管第一控制信号而接通，从而使该晶体管被保持关断，输出电流由输出电容供给。

6.根据权利要求5所述的一种开关稳压电路，其特征是：上述步骤（d）所产生的电流阈值大于最小电流阈值，并且与第二反馈信号和一个恒定的电压之间的电压差大致成比例。

7.根据权利要求5所述的一种开关稳压电路，其特征是：上述第一控制信号以一个预定的时间周期将晶体管关断。

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