JP2681409B2 - Ｄｃ―ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ―ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JP2681409B2 JP2681409B2 JP15872390A JP15872390A JP2681409B2 JP 2681409 B2 JP2681409 B2 JP 2681409B2 JP 15872390 A JP15872390 A JP 15872390A JP 15872390 A JP15872390 A JP 15872390A JP 2681409 B2 JP2681409 B2 JP 2681409B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- switching means
- circuit
- inductance
- capacitor
- flywheel
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はDC−DCコンバータの改良に関する。特に、そ
のフライホイール回路の改良に関する。更に詳しくは、
DC−DCコンバータのフライホイール回路において、電力
損失が発生することがなく、しかも、フライホイール動
作に時間遅れが発生することがないようにする改良に関
する。
のフライホイール回路の改良に関する。更に詳しくは、
DC−DCコンバータのフライホイール回路において、電力
損失が発生することがなく、しかも、フライホイール動
作に時間遅れが発生することがないようにする改良に関
する。
従来技術に係るDC−DCコンバータの１例の概略構成図
を第４図に示す。
を第４図に示す。
第４図参照 図において、Ｑは、例えばｐチャンネルエンハンスメ
ント型電界効果トランジスタ等のスイッチング手段であ
り、Ｌはインダクタンスであり、Ｃはキャパシタであ
る。スイッチング手段Ｑの一次側とキャパシタＣの二次
側との間に直流入力電圧VIが印加され、キャパシタＣの
両端の電圧V0が直流出力電圧V0として出力される。Ｒは
制御回路であり、直流出力電圧V0と基準電圧VRとを入力
されて、その偏差電圧ΔＶを求め、この偏差電圧ΔＶを
零にするようなデューティ比ΔT/T（第２図参照）を決
定し、このデューティ比ΔT/Tを実現するようにスイッ
チング手段Ｑをオン・オフ制御する。D3はフライホイー
ルダイオードであり、スイッチング手段Ｑが閉路してい
る期間に、インダクタンスＬに蓄積されたエネルギー
を、スイッチング手段Ｑが開路している期間に、負荷に
放出する機能を有する。
ント型電界効果トランジスタ等のスイッチング手段であ
り、Ｌはインダクタンスであり、Ｃはキャパシタであ
る。スイッチング手段Ｑの一次側とキャパシタＣの二次
側との間に直流入力電圧VIが印加され、キャパシタＣの
両端の電圧V0が直流出力電圧V0として出力される。Ｒは
制御回路であり、直流出力電圧V0と基準電圧VRとを入力
されて、その偏差電圧ΔＶを求め、この偏差電圧ΔＶを
零にするようなデューティ比ΔT/T（第２図参照）を決
定し、このデューティ比ΔT/Tを実現するようにスイッ
チング手段Ｑをオン・オフ制御する。D3はフライホイー
ルダイオードであり、スイッチング手段Ｑが閉路してい
る期間に、インダクタンスＬに蓄積されたエネルギー
を、スイッチング手段Ｑが開路している期間に、負荷に
放出する機能を有する。
上記の構成においては、フライホイールダイオードD3
の順方向電圧降下にもとづく電力損失が無視しえないと
云う欠点があるので、第５図に示すDC−DCコンバータが
開発された。
の順方向電圧降下にもとづく電力損失が無視しえないと
云う欠点があるので、第５図に示すDC−DCコンバータが
開発された。
第５図参照 第４図に示す構成と異なるところは、フライホイール
ダイオードD3に替えて、例えばｎチャンネルエンハンス
メント型電界効果トランジスタ等のフライホイール用ス
イッチング手段Q4が使用されていることである。そし
て、このフライホイール用スイッチング手段Q4は、制御
回路Ｒの発生する信号を印加されて、スイッチング手段
Ｑと逆の開閉動作をなし、スイッチング手段Ｑが閉路し
ているときはフライホイール用スイッチング手段Q4は開
路し、スイッチング手段Ｑが開路しているときはフライ
ホイール用スイッチング手段Q4は閉路してフライホイー
ル動作をなすものである。
ダイオードD3に替えて、例えばｎチャンネルエンハンス
メント型電界効果トランジスタ等のフライホイール用ス
イッチング手段Q4が使用されていることである。そし
て、このフライホイール用スイッチング手段Q4は、制御
回路Ｒの発生する信号を印加されて、スイッチング手段
Ｑと逆の開閉動作をなし、スイッチング手段Ｑが閉路し
ているときはフライホイール用スイッチング手段Q4は開
路し、スイッチング手段Ｑが開路しているときはフライ
ホイール用スイッチング手段Q4は閉路してフライホイー
ル動作をなすものである。
第５図に示す改良されたDC−DCコンバータにおいて
は、第４図に示すDC−DCコンバータに不可避なダイオー
ドの順方向電圧降下の問題は解消されているが、スイッ
チング手段Ｑの開路からスイッチング手段Q4の閉路への
同期的移行をスムーズに実行することが容易ではない。
この同期的移行を実現することは回路設計的には不可能
ではないが、スイッチング手段Ｑの蓄積電荷にもとづく
動作遅れ等正確には把握しにくい要素があるため、複雑
な回路を使用しても、なお、２個のスイッチング手段の
同期的移行を完全にスムーズに実行することは容易では
ないと云う欠点が避け難い。
は、第４図に示すDC−DCコンバータに不可避なダイオー
ドの順方向電圧降下の問題は解消されているが、スイッ
チング手段Ｑの開路からスイッチング手段Q4の閉路への
同期的移行をスムーズに実行することが容易ではない。
この同期的移行を実現することは回路設計的には不可能
ではないが、スイッチング手段Ｑの蓄積電荷にもとづく
動作遅れ等正確には把握しにくい要素があるため、複雑
な回路を使用しても、なお、２個のスイッチング手段の
同期的移行を完全にスムーズに実行することは容易では
ないと云う欠点が避け難い。
本発明の目的は、この欠点を解消することにあり、フ
ライホイールダイオードに替えて電界効果トランジスタ
等のスイッチング手段よりなるフライホイール回路が使
用されるDC−DCコンバータにおいて、主回路用のスイッ
チング手段の動作とフライホイール回路用のスイッチン
グ手段の動作とがスムーズに同期的に移行するように改
良されているDC−DCコンバータを提供することにある。
ライホイールダイオードに替えて電界効果トランジスタ
等のスイッチング手段よりなるフライホイール回路が使
用されるDC−DCコンバータにおいて、主回路用のスイッ
チング手段の動作とフライホイール回路用のスイッチン
グ手段の動作とがスムーズに同期的に移行するように改
良されているDC−DCコンバータを提供することにある。
上記の目的は、スイッチング手段（Ｑ）とインダクタ
ンス（Ｌ）とキャパシタ（Ｃ）との直列回路が、直流入
力電源に接続されており、前記のキャパシタ（Ｃ）の両
端の電圧を直流出力電圧（V0）として出力する主回路を
有し、前記の直流出力電圧（V0）と基準電圧（VR）とを
入力されて、その偏差電圧（ΔＶ）に応答して前記のス
イッチング手段（Ｑ）のデューティ比（ΔT/T）を決定
して、このデューティ比（ΔT/T）をもって前記のスイ
ッチング手段（Ｑ）を制御する制御回路（Ｒ）を有する
DC−DCコンバータにおいて、前記のインダクタンス
（Ｌ）の一次側と前記のキャパシタ（Ｃ）の二次側との
間に、前記のインダクタンス（Ｌ）の一次側に接続され
る角形磁化特性を有するインダクタンス（SR）とこのイ
ンダクタンス（SR）と接続されるダイオード（D2）と第
２のスイッチング手段（Q2）との並列回路との直列回路
よりなるフライホイール回路（Ｆ）が設けられており、
このフライホイール回路（Ｆ）には、前記のスイッチン
グ手段（Ｑ）の閉路に応答して、第２のキャパシタ
（C2）を充電するとゝもに、前記の第２のスイッチング
手段（Q2）の制御電極を前記のキャパシタ（Ｃ）の二次
側と接続して、前記の第２のスイッチング手段（Q2）を
開路し、また、前記のスイッチング手段（Ｑ）の開路に
応答して、前記のインダクタンス（SR）に流れる電流の
変化に起因して瞬間的に発生する電圧をもって、前記の
充電されている第２のキャパシタ（C2）を前記の第２の
スイッチング手段（Q2）の制御電極に接続して、前記の
第２のスイッチング手段（Q2）を閉路する、フライホイ
ール回路起動用回路（Ｋ）が設けられており、前記のス
イッチング手段（Ｑ）の開路に応答して、前記のフライ
ホイール回路（Ｆ）は、前記のインダクタンス（Ｌ）の
蓄積エネルギーを負荷に放出するようにされているDC−
DCコンバータによって達成される。
ンス（Ｌ）とキャパシタ（Ｃ）との直列回路が、直流入
力電源に接続されており、前記のキャパシタ（Ｃ）の両
端の電圧を直流出力電圧（V0）として出力する主回路を
有し、前記の直流出力電圧（V0）と基準電圧（VR）とを
入力されて、その偏差電圧（ΔＶ）に応答して前記のス
イッチング手段（Ｑ）のデューティ比（ΔT/T）を決定
して、このデューティ比（ΔT/T）をもって前記のスイ
ッチング手段（Ｑ）を制御する制御回路（Ｒ）を有する
DC−DCコンバータにおいて、前記のインダクタンス
（Ｌ）の一次側と前記のキャパシタ（Ｃ）の二次側との
間に、前記のインダクタンス（Ｌ）の一次側に接続され
る角形磁化特性を有するインダクタンス（SR）とこのイ
ンダクタンス（SR）と接続されるダイオード（D2）と第
２のスイッチング手段（Q2）との並列回路との直列回路
よりなるフライホイール回路（Ｆ）が設けられており、
このフライホイール回路（Ｆ）には、前記のスイッチン
グ手段（Ｑ）の閉路に応答して、第２のキャパシタ
（C2）を充電するとゝもに、前記の第２のスイッチング
手段（Q2）の制御電極を前記のキャパシタ（Ｃ）の二次
側と接続して、前記の第２のスイッチング手段（Q2）を
開路し、また、前記のスイッチング手段（Ｑ）の開路に
応答して、前記のインダクタンス（SR）に流れる電流の
変化に起因して瞬間的に発生する電圧をもって、前記の
充電されている第２のキャパシタ（C2）を前記の第２の
スイッチング手段（Q2）の制御電極に接続して、前記の
第２のスイッチング手段（Q2）を閉路する、フライホイ
ール回路起動用回路（Ｋ）が設けられており、前記のス
イッチング手段（Ｑ）の開路に応答して、前記のフライ
ホイール回路（Ｆ）は、前記のインダクタンス（Ｌ）の
蓄積エネルギーを負荷に放出するようにされているDC−
DCコンバータによって達成される。
さらに、上記いずれの構成においても、フライホイー
ル回路起動用回路（Ｋ）には、前記のインダクタンス
（Ｌ）の一次側と前記のキャパシタ（Ｃ）の二次側との
間に接続されるダイオード（D1）と前記の第２のキャパ
シタ（C2）との直列回路と、前記の第２のキャパシタ
（C2）の一次側と前記のキャパシタ（Ｃ）の二次側との
間に接続され前記のインダクタンス（Ｌ）の一次側の電
圧と前記の角形磁化特性を有するインダクタンス（SR）
とによって制御され、その一次側は前記の第２のスイッ
チング手段（Q2）の制御電極と接続されている第３のス
イッチング手段（Q3）とを有する回路が使用可能であ
る。
ル回路起動用回路（Ｋ）には、前記のインダクタンス
（Ｌ）の一次側と前記のキャパシタ（Ｃ）の二次側との
間に接続されるダイオード（D1）と前記の第２のキャパ
シタ（C2）との直列回路と、前記の第２のキャパシタ
（C2）の一次側と前記のキャパシタ（Ｃ）の二次側との
間に接続され前記のインダクタンス（Ｌ）の一次側の電
圧と前記の角形磁化特性を有するインダクタンス（SR）
とによって制御され、その一次側は前記の第２のスイッ
チング手段（Q2）の制御電極と接続されている第３のス
イッチング手段（Q3）とを有する回路が使用可能であ
る。
本発明に係るDC−DCコンバータは、電界効果トランジ
スタ等のスイッチング手段Q2とダイオードD2との並列回
路と角形磁化特性を有するインダクタンスSR例えば可飽
和リアクトルとの直列回路をもってフライホイール回路
Ｆを構成し、これに、インダクタンス（Ｌ）の一次側と
キャパシタ（Ｃ）の二次側との間に接続されるダイオー
ド（D1）と前記の第２のキャパシタ（C2）との直列回路
と、前記の第２のキャパシタ（C2）の一次側と前記のキ
ャパシタ（Ｃ）の二次側との間に接続され前記のインダ
クタンス（Ｌ）の一次側の電圧と前記の角形磁化特性を
有するインダクタンス（SR）とによって制御され、その
一次側は前記の第２のスイッチング手段（Q2）の制御電
極と接続されている第３のスイッチング手段（Q3）とを
有するフライホイール回路起動用回路Ｋを付加して、主
回路のスイッチング手段Ｑが閉路しているときは、フラ
イホイール回路の第２のスイッチング手段Q2を開路させ
ておくとゝもにその期間に第２のキャパシタC2に充電し
ておき、主回路のスイッチング手段Ｑが開路すると、角
形磁化特性を有するインダクタンスSR例えば可飽和リア
クトルに流れはじめる電流の変化に応答して瞬間的に発
生する電圧を利用して、上記の充電されている第２のキ
ャパシタC2を第２のスイッチング手段Q2に接続して、こ
れを閉路させて、フライホイール回路Ｆを動作させ、主
回路のスイッチング手段Ｑが再び閉路すると、第２のス
イッチング手段Q2を開路して、フライホイール回路Ｆの
動作を終了させるものである。
スタ等のスイッチング手段Q2とダイオードD2との並列回
路と角形磁化特性を有するインダクタンスSR例えば可飽
和リアクトルとの直列回路をもってフライホイール回路
Ｆを構成し、これに、インダクタンス（Ｌ）の一次側と
キャパシタ（Ｃ）の二次側との間に接続されるダイオー
ド（D1）と前記の第２のキャパシタ（C2）との直列回路
と、前記の第２のキャパシタ（C2）の一次側と前記のキ
ャパシタ（Ｃ）の二次側との間に接続され前記のインダ
クタンス（Ｌ）の一次側の電圧と前記の角形磁化特性を
有するインダクタンス（SR）とによって制御され、その
一次側は前記の第２のスイッチング手段（Q2）の制御電
極と接続されている第３のスイッチング手段（Q3）とを
有するフライホイール回路起動用回路Ｋを付加して、主
回路のスイッチング手段Ｑが閉路しているときは、フラ
イホイール回路の第２のスイッチング手段Q2を開路させ
ておくとゝもにその期間に第２のキャパシタC2に充電し
ておき、主回路のスイッチング手段Ｑが開路すると、角
形磁化特性を有するインダクタンスSR例えば可飽和リア
クトルに流れはじめる電流の変化に応答して瞬間的に発
生する電圧を利用して、上記の充電されている第２のキ
ャパシタC2を第２のスイッチング手段Q2に接続して、こ
れを閉路させて、フライホイール回路Ｆを動作させ、主
回路のスイッチング手段Ｑが再び閉路すると、第２のス
イッチング手段Q2を開路して、フライホイール回路Ｆの
動作を終了させるものである。
以下、図面を参照して、本発明の二つの実施例に係る
DC−DCコンバータについて説明する。
DC−DCコンバータについて説明する。
第１例 図は、本発明の第１の実施例に係るDC−DCコンバータ
の概略ブロック図である。
の概略ブロック図である。
図において、Ｑは、例えばｐチャンネルエンハンスメ
ント型電界効果トランジスタ等のスイッチング手段であ
り、Ｌはインダクタンスであり、Ｃはキャパシタであ
る。スイッチング手段Ｑの一次側とキャパシタＣの二次
側との間に直流入力電圧VIが印加され、キャパシタＣの
両端の電圧V0が直流出力電圧V0として出力される。Ｒは
制御回路であり、直流出力電圧V0と基準電圧VRとを入力
させて、その偏差電圧ΔＶを求め、この偏差電圧ΔＶを
零にするようなデューティ比ΔT/T（第２図参照）を決
定し、このデューティ比ΔT/Tを実現するようにスイッ
チング手段Ｑをオン・オフ制御する。前記インダクタン
スＬの一次側に接続される角形磁化特性を有するインダ
クタンスSRとこのインダクタンスSRと接続されるダイオ
ードD2と第２のスイッチング手段Q2との並列回路との直
列回路をもって構成されるフライホイール回路Ｆと、前
記のインダクタンスＬの一次側と前記キャパシタＣの二
次側との間に接続されるダイオードD1と前記の第２のキ
ャパシタC2との直列回路と、前記の第２のキャパシタC2
の一次側と前記のキャパシタＣの二次側との間に接続さ
れ前記のインダクタンスＬの一次側の電圧と前記の角形
磁化特性を有するインダクタンスSRとによって制御さ
れ、その一次側は前記第２のスイッチング手段Q2の制御
電極と接続されている第３のスイッチング手段Q3とを有
するフライホイール回路起動用回路Ｋとが本発明の要旨
に係る構成要素である。
ント型電界効果トランジスタ等のスイッチング手段であ
り、Ｌはインダクタンスであり、Ｃはキャパシタであ
る。スイッチング手段Ｑの一次側とキャパシタＣの二次
側との間に直流入力電圧VIが印加され、キャパシタＣの
両端の電圧V0が直流出力電圧V0として出力される。Ｒは
制御回路であり、直流出力電圧V0と基準電圧VRとを入力
させて、その偏差電圧ΔＶを求め、この偏差電圧ΔＶを
零にするようなデューティ比ΔT/T（第２図参照）を決
定し、このデューティ比ΔT/Tを実現するようにスイッ
チング手段Ｑをオン・オフ制御する。前記インダクタン
スＬの一次側に接続される角形磁化特性を有するインダ
クタンスSRとこのインダクタンスSRと接続されるダイオ
ードD2と第２のスイッチング手段Q2との並列回路との直
列回路をもって構成されるフライホイール回路Ｆと、前
記のインダクタンスＬの一次側と前記キャパシタＣの二
次側との間に接続されるダイオードD1と前記の第２のキ
ャパシタC2との直列回路と、前記の第２のキャパシタC2
の一次側と前記のキャパシタＣの二次側との間に接続さ
れ前記のインダクタンスＬの一次側の電圧と前記の角形
磁化特性を有するインダクタンスSRとによって制御さ
れ、その一次側は前記第２のスイッチング手段Q2の制御
電極と接続されている第３のスイッチング手段Q3とを有
するフライホイール回路起動用回路Ｋとが本発明の要旨
に係る構成要素である。
第２図参照 以下、第２図に示すタイムチャートを参照して、第１
図に概略ブロック図を示す本発明の第１の実施例に係る
DC−DCコンバータの動作を説明する。
図に概略ブロック図を示す本発明の第１の実施例に係る
DC−DCコンバータの動作を説明する。
主回路のスイッチング手段Ｑ（本例においては、ｐチ
ャンネルエンハンスメント型電界効果トランジスタ）が
閉路すると、直流入力電圧VIはインダクタンスＬを介し
てキャパシタＣと負荷に印加され、キャパシタＣを充電
するとゝもに、直流出力電圧V0を負荷に与える。直流出
力電圧V0は制御回路Ｒにも印加されているから、こゝ
で、基準電圧VRと比較され、その偏差電圧ΔＶに対応し
てデューティ比ΔT/Tを決定し、主回路のスイッチング
手段Ｑが、ΔＴ期間は閉路し（Ｔ−ΔＴ）期間は開路す
るように制御されて、基準電圧VRと一致した直流出力電
圧V0が負荷に供給される。
ャンネルエンハンスメント型電界効果トランジスタ）が
閉路すると、直流入力電圧VIはインダクタンスＬを介し
てキャパシタＣと負荷に印加され、キャパシタＣを充電
するとゝもに、直流出力電圧V0を負荷に与える。直流出
力電圧V0は制御回路Ｒにも印加されているから、こゝ
で、基準電圧VRと比較され、その偏差電圧ΔＶに対応し
てデューティ比ΔT/Tを決定し、主回路のスイッチング
手段Ｑが、ΔＴ期間は閉路し（Ｔ−ΔＴ）期間は開路す
るように制御されて、基準電圧VRと一致した直流出力電
圧V0が負荷に供給される。
主回路のスイッチング手段Ｑが閉路している期間に
は、npnトランジスタQ3のベースに正電圧が印加されて
これが閉路しているので、フライホイール回路Ｆを構成
する第２のスイッチング手段Q2（本例においては、ｎチ
ャンネルエンハンスメント型電効果トランジスタ）は開
路しており、フライホイール回路Ｆには電流は流れな
い。しかし、この期間に、第２のキャパシタC2には充電
がなされる。
は、npnトランジスタQ3のベースに正電圧が印加されて
これが閉路しているので、フライホイール回路Ｆを構成
する第２のスイッチング手段Q2（本例においては、ｎチ
ャンネルエンハンスメント型電効果トランジスタ）は開
路しており、フライホイール回路Ｆには電流は流れな
い。しかし、この期間に、第２のキャパシタC2には充電
がなされる。
次に、ΔＴの期間が経過して制御回路Ｒが動作して、
主回路のスイッチング手段Ｑが開路すると、キャパシタ
Ｃに蓄えられていた電荷とインダクタンスＬに磁気的に
蓄えられていたエネルギーとが放出されて、直流出力は
引き続き供給される。
主回路のスイッチング手段Ｑが開路すると、キャパシタ
Ｃに蓄えられていた電荷とインダクタンスＬに磁気的に
蓄えられていたエネルギーとが放出されて、直流出力は
引き続き供給される。
このとき、インダクタンスＬの一次側（（図にＡをも
って示す図）の電位が低下するので、ダイオードD2と角
形磁化特性を有するインダクタンスSR（本例においては
可飽和リアクトル）とを介して電流が流れ始めるが、角
形磁化特性を有するインダクタンスSRは瞬間的に大きな
インダクタンスとして機能して逆方向電圧を発生するか
ら、Ａ点の電位は瞬間的に負電位となる。そのため、np
nトランジスタQ3は開路し、すでに充電されていた第２
のキャパシタC2の正電位が第２のスイッチング手段Q2の
ゲートに印加されて、第２のスイッチング手段Q2は閉路
し、フライホイール回路Ｆが導通状態となり、インダク
タンスＬ中に蓄えられていたエネルギーはこのフライホ
イール回路Ｆを介して放出される。そして、この状態
は、npnトランジスタQ3が閉路するまで持続される。
って示す図）の電位が低下するので、ダイオードD2と角
形磁化特性を有するインダクタンスSR（本例においては
可飽和リアクトル）とを介して電流が流れ始めるが、角
形磁化特性を有するインダクタンスSRは瞬間的に大きな
インダクタンスとして機能して逆方向電圧を発生するか
ら、Ａ点の電位は瞬間的に負電位となる。そのため、np
nトランジスタQ3は開路し、すでに充電されていた第２
のキャパシタC2の正電位が第２のスイッチング手段Q2の
ゲートに印加されて、第２のスイッチング手段Q2は閉路
し、フライホイール回路Ｆが導通状態となり、インダク
タンスＬ中に蓄えられていたエネルギーはこのフライホ
イール回路Ｆを介して放出される。そして、この状態
は、npnトランジスタQ3が閉路するまで持続される。
一方、角形磁化特性を有するインダクタンスSRは、僅
少の電流の流入をもって飽和し、その後はインダクタン
スとして機能しないので、フライホイール回路Ｆ中に多
大な電力損失が発生することはない。
少の電流の流入をもって飽和し、その後はインダクタン
スとして機能しないので、フライホイール回路Ｆ中に多
大な電力損失が発生することはない。
なお、スイッチング手段Ｑが開路している期間に、万
一、第２のスイッチング手段Q2が開路するようなことが
あっても、フライホイール回路ＦはダイオードD2を介し
て導通状態に保持されるので、信頼性が高い。
一、第２のスイッチング手段Q2が開路するようなことが
あっても、フライホイール回路ＦはダイオードD2を介し
て導通状態に保持されるので、信頼性が高い。
また、抵抗R1・R2・R3はいづれも電流制御用抵抗であ
り、回路動作に対して重大な意義は有しない。一方、ダ
イオードD4は単なる保護手段であり、これも、回路動作
に重大な影響を及ぼさない。
り、回路動作に対して重大な意義は有しない。一方、ダ
イオードD4は単なる保護手段であり、これも、回路動作
に重大な影響を及ぼさない。
Ｔの期間が完了して、スイッチング手段Ｑが再び閉路
すると、当初の状態に復帰するが、この時、第２のスイ
ッチング手段Q2は、まだ閉路状態にある。しかし、角形
磁化特性を有するインダクタンスSRは、電流の流れる方
向が逆転する際には大きなインダクタンス値をしめすた
め、角形磁化特性を有するインダクタンスSRの両端に電
圧が発生し、Ａ点の電位が上昇する。そして、その時に
npnトランジスタQ3のベースに正電圧が印加され、npnト
ランジスタQ3が閉路することによって、第２のスイッチ
ング手段Q2が開路することになる。したがって、npnト
ランジスタQ3が閉路し、第２のスイッチング手段Q2が開
路するまでに、僅かな時間遅れが生じるが、その期間、
第２のスイッチング手段Q2には、角形磁化特性を有する
インダクタンスSRの大きなインダクタンス値によって制
限された僅かな電流しか流れないため、現実には、何の
不利益もともなわない。
すると、当初の状態に復帰するが、この時、第２のスイ
ッチング手段Q2は、まだ閉路状態にある。しかし、角形
磁化特性を有するインダクタンスSRは、電流の流れる方
向が逆転する際には大きなインダクタンス値をしめすた
め、角形磁化特性を有するインダクタンスSRの両端に電
圧が発生し、Ａ点の電位が上昇する。そして、その時に
npnトランジスタQ3のベースに正電圧が印加され、npnト
ランジスタQ3が閉路することによって、第２のスイッチ
ング手段Q2が開路することになる。したがって、npnト
ランジスタQ3が閉路し、第２のスイッチング手段Q2が開
路するまでに、僅かな時間遅れが生じるが、その期間、
第２のスイッチング手段Q2には、角形磁化特性を有する
インダクタンスSRの大きなインダクタンス値によって制
限された僅かな電流しか流れないため、現実には、何の
不利益もともなわない。
第１図に示す回路構成のDC−DCコンバータは、以上に
説明したように、スイッチング手段Ｑの開閉路に自動的
に追従して、フライホイール回路Ｆが不導通状態・導通
状態相互間に移行し、フライホイール回路Ｆに順方向損
失もともなわず、スイッチング手段Ｑの開閉に迅速に追
従してフライホイール動作をなすことができる。
説明したように、スイッチング手段Ｑの開閉路に自動的
に追従して、フライホイール回路Ｆが不導通状態・導通
状態相互間に移行し、フライホイール回路Ｆに順方向損
失もともなわず、スイッチング手段Ｑの開閉に迅速に追
従してフライホイール動作をなすことができる。
第２例 第３図参照 本例と第１例との相違は、スイッチング手段Ｑが閉路
している期間閉路して、フライホイール回路Ｆを構成す
る第２のスイッチング手段Q2のゲート電位を負電位に保
持して、この第２のスイッチング手段Q2を開路させてお
き、スイッチング手段Ｑが開路している期間開路して第
２のキャパシタC2の電位をフライホイール回路Ｆを構成
する第２のスイッチング手段Q2のゲートに与えて、これ
を閉路するスイッチング手段Q3として、ｎチャンネルエ
ンハンスメント型電界効果トランジスタが使用されてお
り、これに関連して、いくらかのマイナーチェンジが施
されているのみであり、基本的動作は全く同一である。
している期間閉路して、フライホイール回路Ｆを構成す
る第２のスイッチング手段Q2のゲート電位を負電位に保
持して、この第２のスイッチング手段Q2を開路させてお
き、スイッチング手段Ｑが開路している期間開路して第
２のキャパシタC2の電位をフライホイール回路Ｆを構成
する第２のスイッチング手段Q2のゲートに与えて、これ
を閉路するスイッチング手段Q3として、ｎチャンネルエ
ンハンスメント型電界効果トランジスタが使用されてお
り、これに関連して、いくらかのマイナーチェンジが施
されているのみであり、基本的動作は全く同一である。
以上説明したとおり、本発明に係るDC−DCコンバータ
は、スイッチング手段とインダクタンスとキャパシタと
の直列回路が、直流入力電源に接続されており、前記の
キャパシタの両端の電圧を直流出力電圧として出力する
主回路を有し、前記の直流出力電圧と基準電圧とを入力
されて、その偏差電圧に応答して前記のスイッチング手
段のデューティ比を決定して、このデューティ比をもっ
て前記のスイッチング手段を制御する制御回路を有する
DC−DCコンバータにおいて、前記のインダクタンスの一
次側と前記のキャパシタの二次側との間に、前記のイン
ダクタンスの一次側に接続される角形磁化特性を有する
インダクタンス例えば可飽和リアクトルとこのインダク
タンス例えば可飽和リアクトルと接続されるダイオード
と第２のスイッチング手段との並列回路との直列回路よ
りなるフライホイール回路が設けられており、このフラ
イホイール回路には、前記のスイッチング手段の閉路に
応答して、第２のキャパシタを充電するとゝもに、前記
の第２のスイッチング手段を開路し、また、前記のスイ
ッチング手段の開路に応答して、前記の角形磁化特性を
有するインダクタンス例えば可飽和リアクトルに流れる
電流の変化に起因して瞬間的に発生する電圧をもって、
前記の充電されている第２のキャパシタを使用して、前
記の第２のスイッチング手段を閉路する、フライホイー
ル回路起動用回路が設けられており、前記のスイッチン
グ手段の開路に応答して、前記のフライホイール回路
は、前記のインダクタンスの蓄積エネルギーを負荷に放
出するようにされているので、フライホイールダイオー
ドの順方向電圧降下の問題が解消されていることは云う
に及ばす、さらに、主回路用のスイッチング手段の動作
とフライホイール回路用のスイッチング手段の動作とが
スムーズに同期的に移行するように改良されている。
は、スイッチング手段とインダクタンスとキャパシタと
の直列回路が、直流入力電源に接続されており、前記の
キャパシタの両端の電圧を直流出力電圧として出力する
主回路を有し、前記の直流出力電圧と基準電圧とを入力
されて、その偏差電圧に応答して前記のスイッチング手
段のデューティ比を決定して、このデューティ比をもっ
て前記のスイッチング手段を制御する制御回路を有する
DC−DCコンバータにおいて、前記のインダクタンスの一
次側と前記のキャパシタの二次側との間に、前記のイン
ダクタンスの一次側に接続される角形磁化特性を有する
インダクタンス例えば可飽和リアクトルとこのインダク
タンス例えば可飽和リアクトルと接続されるダイオード
と第２のスイッチング手段との並列回路との直列回路よ
りなるフライホイール回路が設けられており、このフラ
イホイール回路には、前記のスイッチング手段の閉路に
応答して、第２のキャパシタを充電するとゝもに、前記
の第２のスイッチング手段を開路し、また、前記のスイ
ッチング手段の開路に応答して、前記の角形磁化特性を
有するインダクタンス例えば可飽和リアクトルに流れる
電流の変化に起因して瞬間的に発生する電圧をもって、
前記の充電されている第２のキャパシタを使用して、前
記の第２のスイッチング手段を閉路する、フライホイー
ル回路起動用回路が設けられており、前記のスイッチン
グ手段の開路に応答して、前記のフライホイール回路
は、前記のインダクタンスの蓄積エネルギーを負荷に放
出するようにされているので、フライホイールダイオー
ドの順方向電圧降下の問題が解消されていることは云う
に及ばす、さらに、主回路用のスイッチング手段の動作
とフライホイール回路用のスイッチング手段の動作とが
スムーズに同期的に移行するように改良されている。
第１図は、本発明の第１の実施例に係るDC−DCコンバー
タの概略ブロック図である。 第２図は、本発明の第１の実施例に係るDC−DCコンバー
タの動作を説明するためのタイムチャートである。 第３図は、本発明の第２の実施例に係るDC−DCコンバー
タの概略ブロック図である。 第４図は、従来技術に係るDC−DCコンバータの概略ブロ
ック図である。 第５図は、従来技術に係る改良されたDC−DCコンバータ
の概略ブロック図である。 Ｑ……主回路のスイッチング手段、 Ｌ……主回路のインダクタンス、 Ｃ……主回路のキャパシタ、 V1……主回路の直流入力電圧、 V0……主回路の直流出力電圧、 Ｒ……主回路の定電圧制御装置、 VR……主回路の基準電圧、 ΔＶ……主回路の偏差電圧、 Ｔ……主回路のチョッパー制御周期、 ΔＴ……主回路の導通期間、 Ｆ……フライホイール回路、 SR……フライホイール回路の角形磁化特性を有するイン
ダクタンス（可飽和リアクトル）、 Q2……フライホイール回路の第２のスイッチング手段、 D2……フライホイール回路のダイオード、 Ｋ……フライホイール回路起動用回路、 C2……フライホイール回路起動用回路の第２のキャパシ
タ、 D1……フライホイール回路起動用回路のダイオード、 Q3……フライホイール回路起動用回路の第３のスイッチ
ング手段、 R1、R2、R3……フライホイール回路起動用回路の電流制
限抵抗、 D4……フライホイール回路起動用回路の保護用ダイオー
ド、 Ａ……主回路のインダクタンスＬの一次側の点、 D3……従来技術に係るDC−DCコンバータのフライホイー
ルダイオード、 Q4……従来技術に係るDC−DCコンバータのフライホイー
ル回路用ｎチャンネルエンハンスメント型電界効果トラ
ンジスタ。
タの概略ブロック図である。 第２図は、本発明の第１の実施例に係るDC−DCコンバー
タの動作を説明するためのタイムチャートである。 第３図は、本発明の第２の実施例に係るDC−DCコンバー
タの概略ブロック図である。 第４図は、従来技術に係るDC−DCコンバータの概略ブロ
ック図である。 第５図は、従来技術に係る改良されたDC−DCコンバータ
の概略ブロック図である。 Ｑ……主回路のスイッチング手段、 Ｌ……主回路のインダクタンス、 Ｃ……主回路のキャパシタ、 V1……主回路の直流入力電圧、 V0……主回路の直流出力電圧、 Ｒ……主回路の定電圧制御装置、 VR……主回路の基準電圧、 ΔＶ……主回路の偏差電圧、 Ｔ……主回路のチョッパー制御周期、 ΔＴ……主回路の導通期間、 Ｆ……フライホイール回路、 SR……フライホイール回路の角形磁化特性を有するイン
ダクタンス（可飽和リアクトル）、 Q2……フライホイール回路の第２のスイッチング手段、 D2……フライホイール回路のダイオード、 Ｋ……フライホイール回路起動用回路、 C2……フライホイール回路起動用回路の第２のキャパシ
タ、 D1……フライホイール回路起動用回路のダイオード、 Q3……フライホイール回路起動用回路の第３のスイッチ
ング手段、 R1、R2、R3……フライホイール回路起動用回路の電流制
限抵抗、 D4……フライホイール回路起動用回路の保護用ダイオー
ド、 Ａ……主回路のインダクタンスＬの一次側の点、 D3……従来技術に係るDC−DCコンバータのフライホイー
ルダイオード、 Q4……従来技術に係るDC−DCコンバータのフライホイー
ル回路用ｎチャンネルエンハンスメント型電界効果トラ
ンジスタ。
Claims (3)
- 【請求項１】スイッチング手段（Ｑ）とインダクタンス
（Ｌ）とキャパシタ（Ｃ）との直列回路が、直流入力電
源に接続されてなり、前記キャパシタ（Ｃ）の両端の電
圧を直流出力電圧（V0）として出力する主回路を有し、
前記直流出力電圧（V0）と基準電圧（VR）とを入力され
て、その偏差電圧（ΔＶ）に応答して前記スイッチング
手段（Ｑ）のデューティ比（ΔT/T）を決定して該デュ
ーティ比（ΔT/T）をもって前記スイッチング手段
（Ｑ）を制御する制御回路（Ｒ）を有するDC−DCコンバ
ータにおいて、 前記インダクタンス（Ｌ）の一次側と前記キャパシタ
（Ｃ）の二次側との間には、前記インダクタンス（Ｌ）
の一次側に接続される角形磁化特性を有するインダクタ
ンス（SR）と該インダクタンス（SR）と接続されるダイ
オード（D2）と第２のスイッチング手段（Q2）との並列
回路との直列回路よりなるフライホイール回路（Ｆ）が
設けられ、 該フライホイール回路（Ｆ）には、前記スイッチング手
段（Ｑ）の閉路に応答して、第２のキャパシタ（C2）を
充電するとゝもに、前記第２のスイッチング手段（Q2）
の制御電極を前記キャパシタ（Ｃ）の二次側と接続し
て、前記第２のスイッチング手段（Q2）を開路し、ま
た、前記スイッチング手段（Ｑ）の開路に応答して、前
記インダクタンス（SR）に流れる電流の変化に起因して
瞬間的に発生する電圧をもって、前記充電されている第
２のキャパシタ（C2）を前記第２のスイッチング手段
（Q2）の制御電極に接続して、前記第２のスイッチング
手段（Q2）を閉路する、フライホイール回路起動用回路
（Ｋ）が設けられてなり、 前記スイッチング手段（Ｑ）の開路に応答して、前記フ
ライホイール回路（Ｆ）は、前記インダクタンス（Ｌ）
の蓄積エネルギーを負荷に放出することを特徴とするDC
−DCコンバータ。 - 【請求項２】前記角形磁化特性を有するインダクタンス
（SR）は可飽和リアクトルであることを特徴とする請求
項［１］記載のDC−DCコンバータ。 - 【請求項３】前記フライホイール回路起動用回路（Ｋ）
は、前記インダクタンス（Ｌ）の一次側と前記キャパシ
タ（Ｃ）の二次側との間に接続されるダイオード（D1）
と前記第２のキャパシタ（C2）との直列回路と、前記第
２のキャパシタ（C2）の一次側と前記キャパシタ（Ｃ）
の二次側との間に接続され前記インダクタンス（Ｌ）の
一次側の電圧と前記角形磁化特性を有するインダクタン
ス（SR）とによって制御され、その一次側は前記第２の
スイッチング手段（Q2）の制御電極と接続されてなる第
３のスイッチング手段（Q3）とを有することを特徴とす
る請求項［１］または［２］記載のDC−DCコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15872390A JP2681409B2 (ja) | 1990-06-19 | 1990-06-19 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15872390A JP2681409B2 (ja) | 1990-06-19 | 1990-06-19 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0449844A JPH0449844A (ja) | 1992-02-19 |
| JP2681409B2 true JP2681409B2 (ja) | 1997-11-26 |
Family
ID=15677937
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15872390A Expired - Lifetime JP2681409B2 (ja) | 1990-06-19 | 1990-06-19 | Ｄｃ―ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2681409B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04251964A (ja) * | 1991-01-10 | 1992-09-08 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | 自動レイアウト方法 |
| US5481178A (en) | 1993-03-23 | 1996-01-02 | Linear Technology Corporation | Control circuit and method for maintaining high efficiency over broad current ranges in a switching regulator circuit |
| US6307356B1 (en) | 1998-06-18 | 2001-10-23 | Linear Technology Corporation | Voltage mode feedback burst mode circuit |
| US6127815A (en) * | 1999-03-01 | 2000-10-03 | Linear Technology Corp. | Circuit and method for reducing quiescent current in a switching regulator |
| US6476589B2 (en) | 2001-04-06 | 2002-11-05 | Linear Technology Corporation | Circuits and methods for synchronizing non-constant frequency switching regulators with a phase locked loop |
| US7019507B1 (en) | 2003-11-26 | 2006-03-28 | Linear Technology Corporation | Methods and circuits for programmable current limit protection |
| US7030596B1 (en) | 2003-12-03 | 2006-04-18 | Linear Technology Corporation | Methods and circuits for programmable automatic burst mode control using average output current |
| US7279877B1 (en) | 2006-04-21 | 2007-10-09 | Linear Technology Corp. | Adaptive current reversal comparator |
-
1990
- 1990-06-19 JP JP15872390A patent/JP2681409B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0449844A (ja) | 1992-02-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US10425013B2 (en) | Resonant converter with improved light load efficiency and the method thereof | |
| KR101584169B1 (ko) | 스위칭 조정기 및 이를 이용한 전압을 조정하는 방법 | |
| WO1983002858A1 (en) | Optimal resetting of the transformer's core in single ended forward converters | |
| TW200820565A (en) | Light load regulator for isolated flyback converter | |
| CN109891730B (zh) | Dc-dc转换器 | |
| JPH05268764A (ja) | 交流電流検出器および電源回路 | |
| JP2681409B2 (ja) | Ｄｃ―ｄｃコンバータ | |
| JPH05505091A (ja) | 電流制限回路付き直流電力変換器 | |
| CN110138220B (zh) | 一种电源及其开关电源电路 | |
| WO2012042942A1 (ja) | Ｄｃ－ｄｃコンバータ | |
| US11081960B2 (en) | Timer for power converter controller | |
| TW202203572A (zh) | 電力轉換器及用於操作其之方法與控制器 | |
| JP2000004579A (ja) | 自励型ｄｃ−ｄｃコンバータ及び電源装置 | |
| JP2000358336A (ja) | バッテリ充電電圧の温度補正回路 | |
| JPS5994322A (ja) | 電磁開閉器操作用回路装置 | |
| US6982882B2 (en) | High voltage charging circuit for charging a high voltage capacitor | |
| US7511974B2 (en) | High voltage charging circuit | |
| US10587192B2 (en) | DC-DC voltage reducing converter with a test mode operation | |
| JP2002188945A (ja) | 電磁流量計 | |
| WO2003055051A2 (en) | A forward converter with controlled reset | |
| TW202019075A (zh) | 應用於電源轉換器的二次側的次級控制器及其操作方法 | |
| CN110138221B (zh) | 一种电源及其开关电源电路 | |
| TWI765419B (zh) | 單電感雙輸出降壓轉換器 | |
| JP2012010448A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH08228478A (ja) | フライバック型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |