JP6086893B2 - 回路パラメータを抽出する方法 - Google Patents

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Description

本発明は表示技術に係り、更に特定的には発光デバイス表示器をプログラミング、校正
及び駆動する方法並びにシステムに関する。
近年、アモルファスシリコン（ａ−Ｓｉ）、ポリシリコン、有機又は他の駆動バックプ
レーンを備えるアクティブマトリクス型有機発光ダイオード（ＡＭＯＬＥＤ）表示器が、
アクティブマトリクス型液晶表示器を超える利点のため一層魅力的となってきている。例
えば、その利点は、ａ−Ｓｉによれば、異なる基板の使用を広めると共に可撓性の表示器
を可能にさせるような低温製造法以外に、低価格製造、高解像度及び広視野角を含む。
ＡＭＯＬＥＤ表示器は、行及び列のピクセルのアレイ（各ピクセルが有機発光ダイオー
ド（ＯＬＥＤ）を有する）と、該行及び列のアレイ内に配置されたバックプレーン電子回
路とを含んでいる。ＯＬＥＤは電流駆動デバイスであるので、ＡＭＯＬＥＤのピクセル回
路は正確且つ一定の駆動電流を供給することができなければならない。
特許文献１は、受動型ピクセルを校正する方法及びシステムを開示している。特許文献
１は、データライン電圧を測定し、該測定値を予備充電のために使用している。しかしな
がら、この技術はアクティブマトリクスに必要とされる精度を提供しない。何故なら、ア
クティブマトリクスの校正は、バックプレーンの経時変化（aging）及びＯＬＥＤの経時
変化の両方に対して働くべきであるからである。更に、予備充電の後に、電流プログラミ
ングを実行しなければならない。電流駆動型ピクセルの電流プログラミングは、寄生ライ
ン容量により遅く、大きな表示器に対しては不均一さの不利益を被る。速度は、小さな電
流でプログラミングする場合に問題となり得る。
米国特許第6,594,606号公報
他の補償技術も紹介されている。しかしながら、一定の輝度を提供し、高い精度を達成
し、且つ、ピクセル回路の経時変化の影響を低減することができるような方法及びシステ
ムを提供する必要性が依然として存在する。
本発明の目的は、既存のシステムの上記欠点の少なくとも１つを除去又は軽減するよう
な方法及びシステムを提供することにある。
本発明の一態様によれば、行及び列に配列された複数のピクセル回路を有する表示アレ
イのためのリアルタイム校正を行う方法において、表示データ及び前の校正データに基づ
く校正のためのピクセルを優先付けるために使用されるピクセルの優先リストを発生する
ステップであって、該優先リストが校正のために閾電流より大きな電流でプログラムされ
る１以上（ｎ個）のピクセルを選択するために使用されるようなステップと；連結リスト
から、前記表示アレイの選択された列におけるｎ個のピクセルを選択するステップと；前
記選択された列におけるピクセルに対してプログラミングを実行するステップであって、
前記ｎ個のピクセルに関してピクセル電流をモニタリングすると共に、校正データを得る
ステップ、校正のために前記校正データに基づいて補償メモリを更新するステップ、及び
次のプログラミングのために前記優先リストを並び替えるステップを含むようなステップ
とを有する方法が提供される。
本発明の他の態様によれば、行及び列に配列された複数のピクセル回路を有する表示ア
レイのためのリアルタイム校正を行うシステムであって、各ピクセル回路が発光デバイス
及び駆動トランジスタを有するようなシステムにおいて、該システムは、前記表示アレイ
のプログラミング及び校正を制御する校正スケジューラを含み、該スケジューラが、表示
データに基づく校正のための１以上のピクセルを掲載する優先リストと、プログラミング
サイクルの間において、選択された列における前記優先リストから選択された１以上のピ
クセルに対して校正モードを可能にすると共に、プログラミングサイクルの間において、
前記選択された列におけるピクセルの残りに対して通常動作モードを可能にするようなモ
ジュールと、前記選択された列を介して前記校正モードのピクセルに関するピクセル電流
をモニタリングするモニタと、該モニタリング結果に基づいて校正データを発生する発生
器と、校正データを記憶するメモリと、前記通常動作モードのピクセルがプログラムされ
る場合に、前記表示アレイに供給されるプログラミングデータを前記校正データに基づい
て調整する調整器とを有するようなシステムが提供される。
本発明の他の態様によれば、ピクセル回路を有する表示アレイのためのシステムであっ
て、前記ピクセル回路はデータラインを介してプログラムされ、該システムが、プログラ
ミングデータを前記ピクセル回路に供給するデータ源と、該電圧源に関連され、前記ピク
セル回路の時間依存性パラメータを抽出するために前記データライン上の電流を該電流に
関連する電圧に変換する電流制御型電圧源とを有するようなシステムが提供される。
本発明の他の態様によれば、複数のピクセル回路を含む表示アレイのためのシステムで
あって、各ピクセル回路が駆動トランジスタ、少なくとも１つのスイッチトランジスタ、
記憶キャパシタ及び発光デバイスを含むようなシステムにおいて、前記ピクセル回路上の
電流又は電圧をモニタリングするモニタと、前記表示アレイの動作を制御するデータ処理
ユニットであって、前記モニタリングされた電流又は電圧に基づいて前記ピクセル回路の
経時変化（aging）に関する情報を抽出すると共に、該ピクセル回路の状態を決定するよ
うなデータ処理ユニットと、前記データ処理ユニットにより制御されて、前記ピクセル回
路に該ピクセル回路の状態に基づいてプログラミング及び校正データを供給するドライバ
とを有するようなシステムが提供される。
本発明の他の態様によれば、各々が駆動トランジスタ、少なくとも１つのスイッチトラ
ンジスタ、記憶キャパシタ及び発光デバイスを含むような複数のピクセル回路を含む表示
アレイを駆動する方法において、前記ピクセル回路に電流又は電圧を供給するステップと
、前記ピクセル回路を介して流れる電流又は電圧をモニタリングするステップと、前記ピ
クセル回路の経時変化に関する情報を前記モニタリングされた電流又は電圧に基づいて抽
出すると共に、該ピクセル回路の状態を決定するステップと、前記ピクセル回路のための
プログラミング及び校正データを該ピクセル回路の状態に基づいて決定するステップを含
み、該ピクセル回路に対して動作電圧を供給するステップとを有するような方法が提供さ
れる。
本発明の他の態様によれば、各々が駆動トランジスタ、少なくとも１つのスイッチトラ
ンジスタ、記憶キャパシタ及び発光デバイスを含むような複数のピクセル回路を含む表示
アレイを駆動する方法において、前記発光デバイスに電流又は電圧を供給するステップと
、前記発光デバイスを介して流れる電流又は電圧をモニタリングするステップと、前記発
光デバイスの電圧のずれを前記モニタリングされた電流又は電圧に基づいて予測すると共
に、前記ピクセル回路の状態を決定するステップと、前記発光デバイスに、該発光デバイ
スの電圧の前記ずれに関連するバイアスを供給するステップとを有するような方法が提供
される。
本発明の他の態様によれば、各々が駆動トランジスタ、少なくとも１つのスイッチトラ
ンジスタ、記憶キャパシタ及び発光デバイスを含むような複数のピクセル回路を含む表示
アレイを駆動するシステムにおいて、前記ピクセル回路上の電流又は電圧をモニタリング
するモニタと、前記発光デバイスの電圧のずれを前記モニタリングされた電流又は電圧に
基づいて予測すると共に、前記ピクセル回路の状態を決定するデータ処理ユニットと、前
記発光デバイスに、該発光デバイスの電圧の前記ずれに関連するバイアスを供給する回路
とを有するようなシステムが提供される。
本発明の或る態様によれば、各々が駆動トランジスタ、少なくとも１つのスイッチトラ
ンジスタ、記憶キャパシタ及び発光デバイスを含むような複数のピクセル回路を含む表示
アレイのためのシステムであって、前記発光デバイスが前記ピクセル回路をプログラムす
るためのプログラミング経路に配置されるようなシステムにおいて、前記表示アレイの動
作を制御するコントローラと、該コントローラの制御に基づいて前記ピクセル回路に動作
電圧を供給するドライバと有し、前記ドライバが、プログラミングサイクルの間において
前記ピクセル回路に前記動作電圧を、前記発光デバイスが前記プログラミング経路から除
去されるように供給するようなシステムが提供される。
この発明の開示は、必ずしも本発明の全てのフィーチャを記載したものではない。
本発明の他の態様及びフィーチャは、当業者であれば、好ましい実施例の添付図面と関
連した下記の詳細な説明を精読することにより容易に明らかとなるであろう。
図１は、本発明の一実施例による校正スケジューリングのための処理を示すフローチャートである。 図２は、図１の校正スケジューリングを実施するためのシステム構成の一例を示す説明図である。 図３は、本発明の一実施例による電圧抽出、プログラミング及び駆動のためのシステムアーキテクチャを示す説明図である。 図４は、図３の抽出、プログラミング及び駆動システム並びにピクセル回路の一例を示す説明図である。 図５は、図３の抽出、プログラミング及び駆動システム並びにピクセル回路の他の例を示す説明図である。 図６は、図３の抽出、プログラミング及び駆動システム並びにピクセル回路の他の例を示す説明図である。 図７は、図３の抽出、プログラミング及び駆動システム並びにピクセル回路の他の例を示す説明図である。 図８は、本発明の一実施例によるステップ構成駆動法が適用されるピクセル回路を示す説明図である。 図９は、ドライバ及び抽出ブロック並びに図８の駆動トランジスタの一例を示す説明図である。 図１０は、図９のＤＰＵブロックにより実施される抽出アルゴリズムの一例を示す説明図である。 図１１は、図９のＤＰＵブロックにより実施される抽出アルゴリズムの他の例を示す説明図である。 図１２は、ステップ校正駆動法のための波形の一例を示すタイミング図である。 図１３は、ステップ校正駆動法のための波形の他の例を示すタイミング図である。 図１４は、ステップ校正駆動法が適用可能なピクセル回路を示す説明図である。 図１５は、ステップ校正駆動法に対するシミュレーションの結果を示すグラフである。 図１６は、表示アレイを備えるステップ校正駆動法のためのシステムアーキテクチャの一例を示す説明図である。 図１７は、図１６のシステムアーキテクチャに適用される波形の一例を示すタイミング図である。 図１８は、電圧／電流抽出法のための波形の一例を示すタイミング図である。 図１９は、電圧／電流抽出法のための波形の他の例を示すタイミング図である。 図２０は、図１９の電圧／電流抽出法が適用可能なピクセル回路を示す説明図である。 図２１は、電圧／電流抽出法のための波形の他の例を示すタイミング図である。 図２２は、図２１の電圧／電流抽出法が適用可能なピクセル回路を示す説明図である。 図２３は、本発明の一実施例によるＯＬＥＤ除去法が適用されるミラー型ピクセル回路を示す説明図である。 図２４は、ＯＬＥＤ除去法を適用した場合の図２３のプログラミング経路を示す説明図である。 図２５は、ＯＬＥＤ除去法のためのシステムアーキテクチャの一例を示す説明図である。 図２６は、異なる閾電圧に関するＩＤＡＴＡライン上の電圧に対するシミュレーション結果を示すグラフである。
本発明の、これら及び他のフィーチャは添付図面を参照する下記の説明から一層明らか
となるであろう。
本発明の実施例を、発光デバイス及び複数のトランジスタを含むピクセルを用いて説明
する。該発光デバイスは有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）とすることができる。また、“
ピクセル”及び“ピクセル回路”は入れ替え可能に使用することができることに注意され
たい。
複数のピクセルを持つ表示アレイに対するリアルタイム校正スケジューリングを詳細に
説明する。図１は、本発明の一実施例による校正スケジューリングのための処理を図示し
ている。この技術によれば、ピクセルは当該表示アレイの通常の動作の間における、斯か
るピクセルの経時変化（aging）及び／又は使用に基づいて校正される。
ピクセルの連結リスト（linked list）がステップＳ２において発生される。該連結リ
ストは、校正のための高輝度を持つピクセルの識別子を含む。該連結リストは、校正の優
先度をスケジュールするために使用される。
ステップＳ４において、“ｎ”が表示器のサイズ及び時間に伴う予測される非安定性（
例えば、トランジスタ及び発光デバイスの特性のずれ）に基づいて選択される。“ｎ”は
、各プログラミングサイクルにおいて校正されるピクセルの数を表す。“ｎ”は１又は２
以上とすることができる。
次いで、ステップＳ６においてプログラミングサイクルが開始する。ステップＳ６は、
ステップＳ８〜Ｓ１６を含む。ステップＳ８〜Ｓ１６は、当該表示アレイの選択された列
に対して実施される。
ステップＳ８において、選択された列における“ｎ”個のピクセルが、前記連結リスト
の始めから選択される（以下、“選択ピクセル”と称す）。
ステップＳ１０において、上記選択ピクセルに対して“校正モード”が可能に（イネー
ブルされる一方、当該表示アレイの選択された列におけるピクセルの残りに対しては“通
常動作モード”が可能にされる。
ステップＳ１２において、選択された列における全ピクセルが、当該ピクセルのデータ
ラインに接続された電圧源ドライバ（例えば、図２の２８）によりプログラムされる。
前記選択ピクセルに関し、プログラミングサイクルの間においてデータラインを介して
流れる電流がモニタリングされる。該選択された列における上記選択ピクセル以外のピク
セルに関しては、対応するプログラミング電圧がメモり（例えば、図２の３４、以下“Δ
Ｖ補償メモリ”と称す）に記憶されたデータを用いて上昇（ブースト）される。
ステップＳ１４において、上記のモニタリングされた電流は、データラインを介して流
れるべき期待された電流と比較される。次いで、前記選択ピクセルに関する校正データ曲
線が発生される。該校正データ曲線に基づいてΔＶ補償メモリが更新される。
ピクセルに関してΔＶ補償メモリに記憶された校正データ曲線は、該ピクセルが通常動
作モードである場合の次のプログラミングサイクルにおいて該ピクセルに対するプログラ
ミング電圧をブーストするために使用されるであろう。
ステップＳ１６において、上記の選択ピクセルの識別子が前記連結リストの終端部に送
られる。これら選択ピクセルは、校正に関して該連結リストにおいて最低の優先度を有す
る。
表示動作（Ｓ６〜Ｓ１６）の間において、上記連結リストは、校正されるべきピクセル
の並び替えられた優先リストを提供する。本説明において、“連結リスト”なる用語及び
“優先リスト”なる用語は入れ替え可能に使用され得ることに注意されたい。
当該動作はステップＳ８に戻る（Ｓ１８）。そして、次のプログラミングサイクルが開
始する。当該表示アレイにおける新たな列が活性化され（選択され）、該新たに活性化さ
れた列における新たな“ｎ”個のピクセルが上記連結リストの先頭から選択される。該新
たな選択ピクセルに関して得られた校正データを用いて、ΔＶ補償メモリが更新される。
次に、上記選択ピクセルの数“ｎ”を詳細に説明する。上述したように、数“ｎ”は、
表示器のサイズ及び時間に伴うデバイス特性の予測される非安定性に基づいて決定される
。ピクセルの総数ＮはＮ＝３ｘｍ１ｘｍ２であると仮定し、ここでｍ１及びｍ２は、各々
、当該表示器における行及び列の数である。
特性ずれの最高の率はＫ（＝ΔＩ／Δｔ・Ｉ）である。各プログラミングサイクルはｔ
＝１／ｆ・ｍ２掛かる。表示器全体が校正された後の最大の予測される特性のずれは、Δ
Ｉ／Ｉ＝Ｋ・ｔ・Ｎ／ｎ＜ｅであり、ここで、ｅは許容される誤差である。この後、校正
は始めから再実行することができ、誤差が除去される。これは、ｎ＞Ｋ・ｔ・Ｎ／ｅ又は
ｎ＞３・Ｋ・ｍ１／ｆ・ｅであることを示す。例えば、Ｋ＝１％／hr、ｍ１＝１０２４、
ｆ＝６０Ｈｚ、及びｅ＝０.１％であるなら、ｎ＞０.１４であり、これは５プログラミン
グサイクルに１回校正する必要があることを意味する。これは、５プログラミングサイク
ルに１回動作するような１つの校正ユニットにより達成可能である。各校正ユニットは、
プログラミングサイクルにおいて１つのピクセルの校正を可能にする。ｅ＝０.０１％な
ら、ｎ＞１.４である。これは、各プログラミングサイクルにおいて２つのピクセルを校
正する２つの校正ユニットが必要となることを意味する。これは、この校正システムを非
常に低コストで実施化することができることを示している。
表示器は時を経るほど、校正の頻度は自動的に低下され得る。何故なら、特性のずれは
時間が経過するにつれて一層遅くなるからである。加えて、校正のために選択されるピク
セルは、表示データに依存する異なる電流でプログラムすることができる。唯一の条件は
、それらのプログラミング電流が基準電流より大きいということである。したがって、一
層高い精度を達成するために、校正は１つのピクセルに対して複数輝度レベルで実行する
ことができる。
次に、連結リストを詳細に説明する。連結リストには、校正のための高輝度を持つピク
セルが掲載される。表示データは、斯かる校正のための高輝度を持つピクセルを決定する
ために使用される。低電流における校正は遅く、時には正確でない。加えて、最大の特定
のずれは、高電流のピクセルに対して発生する。このように、精度及び校正速度を改善す
るために、閾電流ＩTHより大きな電流でプログラムされるべきピクセルが選択され、連結
リストに記憶される。
ＩTHは変数であり、“０”であり得る。ＩTH＝０の場合は、全ピクセルが連結リストに
掲載され、校正は、それらのプログラミング電流に関係なく全てのピクセルに対して実行
される。
前述した校正−スケジューリング技術は、限定されるものではないが、例えばカレント
ミラー型ピクセル等の如何なる電流プログラム型ピクセルにも適用可能である。
図２は、図１の校正−スケジューリング法を実施するためのシステム構成の一例を図示
している。校正−スケジューリングアルゴリズムを実施するための図２のシステム３０は
、複数のピクセル回路１２を持つ表示アレイ１０に対して設けられている。ピクセル回路
１２は、限定されるものではないがカレントミラー型ピクセル等の電流プログラム型ピク
セル回路である。ピクセル回路１２は、行及び列に配列されている。
ピクセル回路１２は、ＯＬＥＤ及び複数のトランジスタ（例えば、ＴＦＴ）を含むこと
ができる。該トランジスタは、アモルファスシリコン、ナノ／マイクロ結晶シリコン、ポ
リシリコン、有機半導体技術（例えば、有機ＴＦＴ）、ＮＭＯＳ／ＰＭＯＳ技術又はＣＭ
ＯＳ技術（例えば、MOSFET）を用いて作製することができる。表示アレイ１０は、ＡＭＯ
ＬＥＤ表示アレイとすることができる。
ピクセル回路１２は、ゲートドライバ２０に接続されたゲートライン１４、電圧データ
ドライバ２８に接続されたデータライン１６、及び電源２４に接続された電源ライン１８
により動作される。図２においては、２つのデータライン、２つのゲートライン及び２つ
の電源ラインが一例として示されている。表示アレイ１０に、３つ以上のデータライン、
３つ以上のゲートライン及び３つ以上の電源ラインを設けることもできることは明らかで
ある。
システム３０は、表示アレイ１０のプログラミング及び校正を制御するための校正スケ
ジューラ及びメモリブロック３２、及びΔＶ補償電圧（値）を記憶するためのΔＶ補償メ
モリ３４を含む。各プログラミングサイクルにおいて、表示アレイ１０の或る列が選択さ
れる。該プログラミングサイクルの間において、校正スケジューラ及びメモリブロック３
２は、該選択された列（即ち、データライン）に対して通常動作モード又は校正モードを
イネーブルする。
システム３０は、ピクセル電流をモニタリング及び測定するモニタシステムを更に含ん
でいる。該モニタシステムは、スイッチ３６及び３８並びに正確な抵抗４２を備えるセン
サ４０を含んでいる。図２において、スイッチ３６及び３８は、一例として各データライ
ンに設けられている。
システム３０は、上記のモニタリング結果に基づいてΔＶ補償電圧を発生する発生器を
更に含んでいる。該発生器は、アナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ）４４、比較器４６及
びトランスレータ４８を含んでいる。Ａ／Ｄ４４は、電圧センサ４０の出力をデジタル出
力に変換する。比較器４６は、該デジタル出力をトランスレータ４８の出力と比較する。
トランスレータ４８は、デジタルデータ入力５２に対して関数ｆ(V)を実行する。トラン
スレータ４８は、ｆ(V)を介して電流データ入力５２を電圧データ入力に変換する。比較
器４６による比較の結果は、ΔＶ補償メモリ３４に記憶される。
システム３０は、デジタルデータ入力５２と、ΔＶ補償メモリ３４に記憶されたΔＶ補
償電圧とを加算する加算器５０を更に含んでいる。電圧データドライバ２８は、データラ
インを加算器５０の出力に基づいて駆動する。かくして、データライン用のプログラミン
グデータは、上記ΔＶ電圧を加算することにより調整される。
前記校正スケジューラ及びメモリブロック３２が、選択されたデータラインに対して通
常動作モードをイネーブルする場合、スイッチ３６が作動される。かくして、電圧データ
ドライバ２８の電圧出力は当該データライン上のピクセルに直接供給される。
校正スケジューラ及びメモリブロック３２が当該データラインに対して校正モードをイ
ネーブルすると、スイッチ３８が作動される。かくして、電圧は正確な抵抗４２を介して
当該データライン上のピクセルに供給される。プログラミングサイクルの最終段階におけ
る（即ち、初期過渡状態が完了した場合の）抵抗４２の両端間の電圧降下が電圧センサ４
０により測定される。電圧センサ４０によりモニタリングされた電圧降下は、Ａ／Ｄ４４
によりデジタルデータに変換される。上記電圧降下の結果的値は、当該ピクセルが電流プ
ログラム型ピクセル回路である場合、該ピクセルを介して流れる電流に比例する。この値
は、比較器４６により、トランスレータ４８により得られる期待された値と比較される。
期待された値と測定された値との間の差は、ΔＶ補償メモリ３４に記憶され、後のプロ
グラミングサイクルに対して使用される。上記差は、将来において当該ピクセルのプログ
ラミングに対するデータ電圧を調整するために使用される。
校正スケジューラ及びメモリブロック３２は、前述した連結リストを含むことができる
。開始時に、該連結リストは自動的に発生される。該リストは、ピクセルの単なるリスト
であり得る。しかしながら、動作中に該リストは修正される。
高輝度を持つピクセル回路の校正は、大又は小面積表示器において必要とされる高速且
つ正確な校正を保証する。
表示アレイ１０は電圧プログラミング技術を用いて駆動されるので、当該校正は高速で
あり、高解像度及び大面積表示器に使用することができる。
実施化の速度、精度及び容易さにより、当該校正−スケジューリング技術の応用は、携
帯電話、パーソナルオーガナイザ、モニタ、ＴＶに使用されるエレクトロルミネッセント
装置から大面積表示器ボードまでにわたる。
システム３０は、当該ピクセルの時間依存性パラメータに依存するような電圧降下をモ
ニタリング及び測定し、望ましいプログラミングデータを発生する。しかしながら、ピク
セルの時間依存性パラメータは、図２のもの以外の如何なるメカニズムにより抽出するこ
ともできる。
プログラミングし、ピクセルの時間依存性パラメータを抽出し、且つ該ピクセルを駆動
する他の技術を、図３〜７を参照して詳細に説明する。この技術は、校正のための電圧抽
出を含む。プログラミング電圧は該抽出された情報により校正され、結果として、時間に
わたり安定したピクセル電流が得られる。この技術を用いて、ピクセルの経時変化が抽出
される。
図３は、本発明の一実施例による電圧抽出、プログラミング及び駆動を実施するための
システムアーキテクチャを図示している。図３のシステムは、電流モードピクセル回路６
０に対して電圧抽出及びプログラミングを実施する。ピクセル回路６０は、発光デバイス
と、駆動トランジスタを含む複数のトランジスタとを有している（図示略）。これらトラ
ンジスタはＴＦＴとすることができる。
ピクセル回路６０は、選択ラインＳＥＬにより選択され、データライン６１上のＤＡＴ
Ａにより駆動される。電圧源６２は、プログラミング電圧ＶＰをピクセル回路６０に書き
込むために設けられている。正ノード及び負ノードを持つ電流制御型電圧源（ＣＣＶＳ）
６３は、データライン６１上の電流を電圧Ｖextに変換するために設けられている。表示
コントローラ及びスケジューラ６４は、ピクセル回路６０を動作させる。該表示コントロ
ーラ及びスケジューラ６４は、ＣＣＶＳ６３から出力される抽出された電圧Ｖextをモニ
タリングし、次いで電圧源６２を制御する。
ＣＣＶＳ６３の抵抗は無視可能である。かくして、データライン６１上の電流は、
ＩLine＝Ｉpixel＝β(ＶＰ−ＶＴ)２ （１）
と書かれ、ここで、ＩLineはデータライン６１上の電流を表し、Ｉpixelはピクセル電流
を表し、ＶＴはピクセル回路６０に含まれる駆動トランジスタの閾電圧を表し、βはＴＦ
Ｔ特性における利得パラメータを表す。
時間に伴い駆動ＴＦＴの閾電圧が増加するにつれて、データライン６１上の電流は減少
する。抽出された電圧Ｖextをモニタリングすることにより、表示コントローラ及びスケ
ジューラ６４は該閾電圧のずれの量を決定する。
駆動トランジスタの閾電圧ＶＴは、
ＶＴ＝ＶＰ−（ＩLine／β）0.5 （２）
と計算することができる。
プログラミング電圧ＶＰは、抽出された情報を用いて修正される。抽出処理は、各フレ
ーム時間の間に１個又は数個のピクセルに対して実行することができる。
図４は、上部放射型電流セルピクセル回路７０と共に採用される、図３の電圧抽出、プ
ログラミング及び駆動のためのシステムの一例を図示している。ピクセル回路７０は、Ｏ
ＬＥＤ７１、記憶キャパシタ７２、駆動トランジスタ７３並びにスイッチトランジスタ７
４及び７５を含んでいる。
トランジスタ７３、７４及び７５は、ｎ型ＴＦＴとすることができる。しかしながら、
これらトランジスタ７３、７４及び７５はｐ型トランジスタとすることもできる。該ピク
セル回路７０に適用される電圧抽出及びプログラミング技術は、ｐ型トランジスタを有す
るピクセル回路にも適用することができる。
駆動トランジスタ７３は、スイッチトランジスタ７５を介してデータライン７６に接続
されると共に、ＯＬＥＤ７１に接続され、且つ、スイッチトランジスタ７４を介して記憶
キャパシタ７２に接続されている。駆動トランジスタ７３のゲート端子は、記憶キャパシ
タ７２に接続されている。スイッチトランジスタ７４及び７５のゲート端子は、選択ライ
ンＳＥＬに接続されている。ＯＬＥＤ７１は電圧供給電極、即ちラインＶＤＤに接続され
ている。該ピクセル回路７０は、選択ラインＳＥＬにより選択されると共に、データライ
ン７６上のＤＡＴＡにより駆動される。
電流伝達器（ＣＣ）７７は、Ｘ、Ｙ及びＺ端子を有し、データライン７６上の電流を、
これに負荷を掛けることなく抽出するために使用される。電圧源７８は、ＣＣ７７のＹ端
子にプログラミング電圧を供給する。ＣＣ７７において、Ｘ端子は、帰還によりＹ端子の
ものと同一の電圧を有するように強制される。また、Ｘ端子上の電流は、当該ＣＣ７７の
Ｚ端子に複写される。電流制御型電圧源（ＣＣＶＳ）７９は、正ノード及び負ノードを有
している。該ＣＣＶＳ７９は、ＣＣ７７のＺ端子上の電流を電圧Ｖextに変換する。
Ｖextは図３の表示コントローラ及びスケジューラ６４に供給され、そこにおいて、駆
動トランジスタ７３の閾電圧が抽出される。表示コントローラ及びスケジューラ６４は、
該抽出された閾電圧に基づいて電圧源７８を制御する。
図５は、底部放射型電流セルピクセル回路８０と共に採用される、図３の電圧抽出、プ
ログラミング及び駆動のためのシステムの他の例を図示している。ピクセル回路８０は、
ＯＬＥＤ８１、記憶キャパシタ８２、駆動トランジスタ８３並びにスイッチトランジスタ
８４及び８５を含んでいる。トランジスタ８３、８４及び８５は、ｎ型ＴＦＴとすること
ができる。しかしながら、これらトランジスタ８３、８４及び８５はｐ型トランジスタと
することもできる。
駆動トランジスタ８３は、スイッチトランジスタ８５を介してデータライン８６に接続
されると共に、ＯＬＥＤ８１に接続され、且つ、記憶キャパシタ８２に接続されている。
駆動トランジスタ８３のゲート端子は、スイッチトランジスタ８４を介して電圧供給ライ
ンＶＤＤに接続されている。スイッチトランジスタ８４及び８５のゲート端子は、選択ラ
インＳＥＬに接続されている。該ピクセル回路８０は、選択ラインＳＥＬにより選択され
ると共に、データライン８６上のＤＡＴＡにより駆動される。
電流伝達器（ＣＣ）８７は、Ｘ、Ｙ及びＺ端子を有し、データライン８６上の電流を、
これに負荷を掛けることなく抽出するために使用される。電圧源８８は、ＣＣ８７のＹ端
子に負のプログラミング電圧を供給する。ＣＣ８７において、Ｘ端子は、帰還によりＹ端
子のものと同一の電圧を有するように強制される。また、Ｘ端子上の電流は、当該ＣＣ８
７のＺ端子に複写される。電流制御型電圧源（ＣＣＶＳ）８９は、正ノード及び負ノード
を有している。該ＣＣＶＳ８９は、ＣＣ８７のＺ端子の電流を電圧Ｖextに変換する。
Ｖextは図３の表示コントローラ及びスケジューラ６４に供給され、そこにおいて、駆
動トランジスタ８３の閾電圧が抽出される。表示コントローラ及びスケジューラ６４は、
該抽出された閾電圧に基づいて電圧源８８を制御する。
図６は、上部放射型カレントミラーピクセル回路９０と共に採用される、図３の電圧抽
出、プログラミング及び駆動のためのシステムの他の例を図示している。ピクセル回路９
０は、ＯＬＥＤ９１、記憶キャパシタ９２、ミラートランジスタ９３及び９４、並びにス
イッチトランジスタ９５及び９６を含んでいる。トランジスタ９３、９４、９５及び９６
は、ｎ型ＴＦＴとすることができる。しかしながら、これらトランジスタ９３、９４、９
５及び９６はｐ型トランジスタとすることもできる。
ミラートランジスタ９３は、スイッチトランジスタ９５を介してデータライン９７に接
続されると共に、スイッチトランジスタ９６を介して記憶キャパシタ９２に接続されてい
る。ミラートランジスタ９３及び９４のゲート端子は、記憶キャパシタ９２及び及びスイ
ッチトランジスタ９６に接続されている。ミラートランジスタ９４は、ＯＬＥＤ９１を介
して電圧供給電極、即ちラインＶＤＤに接続されている。スイッチトランジスタ８５及び
８６のゲート端子は、選択ラインＳＥＬに接続されている。当該ピクセル回路９０は、選
択ラインＳＥＬにより選択されると共に、データライン９７上のＤＡＴＡにより駆動され
る。
電流伝達器（ＣＣ）９８は、Ｘ、Ｙ及びＺ端子を有し、データライン９７上の電流を、
これに負荷を掛けることなく抽出するために使用される。電圧源９９は、ＣＣ９８のＹ端
子に正のプログラミング電圧を供給する。ＣＣ９８において、Ｘ端子は、帰還によりＹ端
子の電圧と同一の電圧を有するように強制される。また、Ｘ端子上の電流は、当該ＣＣ９
８のＺ端子に複写される。電流制御型電圧源（ＣＣＶＳ）１００は、正ノード及び負ノー
ドを有している。該ＣＣＶＳ１００は、ＣＣ９８のＺ端子上の電流を電圧Ｖextに変換す
る。
Ｖextは図３の表示コントローラ及びスケジューラ６４に供給され、そこにおいて、駆
動トランジスタ９３の閾電圧が抽出される。表示コントローラ及びスケジューラ６４は、
該抽出された閾電圧に基づいて電圧源９９を制御する。
図７は、底部放射型カレントミラーピクセル回路１１０と共に採用される、図３の電圧
抽出、プログラミング及び駆動のためのシステムの他の例を図示している。ピクセル回路
１１０は、ＯＬＥＤ１１１、記憶キャパシタ１１２、ミラートランジスタ１１３及び１１
６、並びにスイッチトランジスタ１１４及び１１５を含んでいる。トランジスタ１１３、
１１４、１１５及び１１６は、ｎ型ＴＦＴとすることができる。しかしながら、これらト
ランジスタ１１３、１１４、１１５及び１１６はｐ型トランジスタとすることもできる。
ミラートランジスタ１１３は、スイッチトランジスタ１１４を介してデータライン１１
７に接続されると共に、スイッチトランジスタ１１５を介して記憶キャパシタ１１２に接
続されている。ミラートランジスタ１１３及び１１６のゲート端子は、記憶キャパシタ１
１２及び及びスイッチトランジスタ１１５に接続されている。ミラートランジスタ１１６
は、電圧供給ラインＶＤＤに接続されている。ミラートランジスタ１１３、１１６及び記
憶キャパシタ１１２はＯＬＥＤ１１１に接続されている。スイッチトランジスタ１１４及
び１１５のゲート端子は、選択ラインＳＥＬに接続されている。当該ピクセル回路１１０
は、選択ラインＳＥＬにより選択されると共に、データライン１１７上のＤＡＴＡにより
駆動される。
電流伝達器（ＣＣ）１１８は、Ｘ、Ｙ及びＺ端子を有し、データライン１１７の電流を
、これに負荷を掛けることなく抽出するために使用される。電圧源１１９は、ＣＣ１１８
のＹ端子に正のプログラミング電圧を供給する。ＣＣ１１８において、Ｘ端子は、帰還に
より該ＣＣ１１８のＹ端子の電圧と同一の電圧を有するように強制される。また、Ｘ端子
上の電流は、当該ＣＣ１１８のＺ端子に複写される。電流制御型電圧源（ＣＣＶＳ）１２
０は、正ノード及び負ノードを有している。該ＣＣＶＳ１２０は、ＣＣ１１８のＺ端子上
の電流を電圧Ｖextに変換する。
Ｖextは図３の表示コントローラ及びスケジューラ６４に供給され、そこにおいて、駆
動トランジスタ１１３の閾電圧が抽出される。表示コントローラ及びスケジューラ６４は
、該抽出された閾電圧に基づいて電圧源１１９を制御する。
図３〜７を参照すると、上記電圧抽出技術を用いてピクセルの時間依存性パラメータ（
例えば、閾ずれ）を抽出することができる。かくして、プログラミング電圧は上記の抽出
された情報を用いて校正することができ、結果として時間にわたり安定したピクセル電流
が得られる。ＯＬＥＤ（即ち、図４の７１、図５の８１、図６の９１、図７の１１１）の
電圧は電流に直接的に影響を与えるので、上述した電圧抽出駆動技術は、ＯＬＥＤの劣化
及び閾ずれを抽出するために使用することもできる。
上述した電圧抽出技術は、カレントミラー及び電流セルピクセル回路アーキテクチャを
含む如何なる電流モードピクセル回路とでも使用することができ、図２の表示アレイ１０
に適用することができる。上記の抽出された情報を用いて、長期間の表示動作の下でもピ
クセルの経時変化に関わりのない安定した電流を供給することができる。このようにして
、表示動作寿命が有効に改善される。
図３〜７のピクセル回路のトランジスタは、アモルファスシリコン、ナノ／マイクロ結
晶シリコン、ポリシリコン、有機半導体技術（例えば、有機ＴＦＴ）、ＮＭＯＳ／ＰＭＯ
Ｓ技術又はＣＭＯＳ技術（例えば、MOSFET）を用いて作製することができることに注意さ
れたい。また、図３〜７のピクセル回路は、ＡＭＯＬＥＤ表示アレイを形成することがで
きる。
プログラミングし、ピクセルの時間依存性パラメータを抽出し、該ピクセルを駆動する
他の技術を、図８〜１７を参照して詳細に説明する。該技術は、ステップ校正駆動技術を
含んでいる。該ステップ校正駆動技術においては、ピクセルの経時変化に関する情報（例
えば、閾ずれ）が抽出される。該抽出された情報は安定したピクセル電流／輝度（lumina
nce）を発生するために使用される。１ビット抽出技術を用いるにも拘わらず、抽出され
る経時変化の分解能は表示ドライバにより規定される。また、動的効果が補償される。何
故なら、ピクセルの経時変化は、駆動サイクルと類似した動作条件下で抽出されるからで
ある。
図８は、本発明の一実施例によるステップ校正駆動法が適用されるピクセル回路１６０
を図示している。該ピクセル回路１６０は、ＯＬＥＤ１６１、記憶キャパシタ１６２、駆
動トランジスタ１６３、並びにスイッチトランジスタ１６４及び１６５を含んでいる。該
ピクセル回路１６０は、電流プログラム型の３ＴＦＴピクセル回路である。複数の斯かる
ピクセル回路１６０がＡＭＯＬＥＤ表示器を形成することができる。
トランジスタ１６３、１６４及び１６５はｎ型ＴＦＴである。しかしながら、トランジ
スタ１６３、１６４及び１６５はｐ型ＴＦＴとすることもできる。該ピクセル回路１６０
に適用されたステップ校正駆動技術は、ｐ型トランジスタを有するピクセル回路にも適用
することができる。トランジスタ１６３、１６４及び１６５はアモルファスシリコン、ナ
ノ／マイクロ結晶シリコン、ポリシリコン、有機半導体技術（例えば、有機ＴＦＴ）、Ｎ
ＭＯＳ／ＰＭＯＳ技術又はＣＭＯＳ技術（例えば、MOSFET）を用いて作製することができ
る。
駆動トランジスタ１６３のゲート端子は、スイッチトランジスタ１６４を介して信号ラ
インＶＤＡＴＡに接続されると共に、記憶キャパシタ１６２にも接続されている。駆動ト
ランジスタ１６３のソース端子は共通接地点に接続されている。駆動トランジスタ１６３
のドレイン端子は、スイッチトランジスタ１６５を介してモニタラインMONITORに接続さ
れると共に、ＯＬＥＤ１６１のカソード電極にも接続されている。
スイッチトランジスタ１６４のゲート端子は選択ラインＳＥＬ１に接続されている。該
スイッチトランジスタ１６４のソース端子は、駆動トランジスタ１６３のゲート端子に接
続されると共に、記憶キャパシタ１６２に接続されている。スイッチトランジスタ１６４
のドレイン端子は、ＶＤＡＴＡに接続されている。
スイッチトランジスタ１６５のゲート端子は、選択ラインＳＥＬ２に接続されている。
該スイッチトランジスタ１６５のソース端子は、MONITORに接続されている。該スイッチ
トランジスタ１６５のドレイン端子は、駆動トランジスタ１６３のドレイン端子に接続さ
れると共に、ＯＬＥＤ１６１のカソード電極に接続されている。該ＯＬＥＤ１６１のアノ
ード電極は、電圧供給電極、即ちラインＶＤＤに接続されている。
トランジスタ１６３及び１６４並びに記憶キャパシタ１６２は、ノードＡ３で接続され
ている。トランジスタ１６３及び１６５並びにＯＬＥＤ１６１は、ノードＢ３において接
続されている。
図９は、ドライバ及び抽出ブロック１７０の一例を、図８の駆動トランジスタ１６３と
共に示す。図９において、ＲＳ１７１ａ及びＲＳ１７１ｂの各々は、前記スイッチトラン
ジスタ（例えば、図８の１６４、１６５）のオン抵抗を表している。ＣＳは当該ピクセル
の記憶キャパシタを表し、ＣOLEDはＯＬＥＤの容量を表し、ＣＰはラインの寄生容量を表
している。図９において、ＯＬＥＤは容量として提示されている。
ブロック１７３は、抽出サイクルの間において駆動トランジスタの閾電圧を抽出するた
めに使用される。ブロック１７３は、電流感知増幅器（ＳＡ）又は電流比較器とすること
ができる。本説明において、ブロック１７３は“ＳＡブロック１７３”と称する。
MONITORラインの電流が基準電流（IREF）より大きい場合、ＳＡブロック１７３の出力
（即ち、図１０、１１のトリガ（Trigger））は“１”となる。MONITORラインの電流が基
準電流（IREF）より小さい場合、ＳＡブロック１７３の出力は“０”となる。
ＳＡブロック１７３は数個の列の間で共有することができ、結果としてオーバーヘッド
が小さくなることに注意されたい。また、当該ピクセル回路の校正は１度に１回実行する
ことができ、従って、抽出回路は全ての列の間で共有することができる。
データ処理ユニット（ＤＰＵ）ブロック１７２は、プログラミングサイクル、コントラ
スト及び輝度を制御し、校正処理を実行し、並びに駆動サイクルを制御するために設けら
れている。ＤＰＵブロック１７２は、抽出アルゴリズムを実行して駆動トランジスタの閾
電圧をＳＡブロック１７３からの出力に基づいて抽出（推定）すると共に、駆動トランジ
スタ１６３に接続されたドライバ１７４を制御する。
図１０は、図９のＤＰＵブロック１７２により実行される抽出アルゴリズムの一例を示
してる。図１０のアルゴリズムは、ＤＰＵブロック１７２の一部に存する。図１０におい
て、ＶＴ(i,j)は前の抽出サイクルにおけるピクセル(i,j)の抽出された閾電圧を表し、Ｖ
Ｓはドライバ１７４の分解能を表し、“ｉ”はピクセルアレイの行を表し、“ｊ”はピク
セルアレイの列を表す。トリガ（Trigger）は、図９のＳＡブロック１７３の比較結果を
伝える。Less_state１８０は当該ピクセルの実際のＶＴが予測されたＶＴ(ＶＴＭ)より小
さい状態を決定し、Equal_state１８１は当該ピクセルの予測されたＶＴ(ＶＴＭ)と実際
のＶＴとが等しい状態を決定し、Greater_state１８２は当該ピクセルの実際のＶＴが予
測されたＶＴ(ＶＴＭ)より大きい状態を決定する。
図９のＤＰＵ１７２は中間閾電圧ＶＴＭを下記のように決定する：
（Ａ１）ｓ(i,j)＝Less_state１８０の場合、実際の閾電圧はＶＴ(i,j)より小さく、ＶＴ
Ｍは(ＶＴ(i,j)−ＶＳ)に設定される。
（Ａ２）ｓ(i,j)＝Equal_state１８１の場合、実際の閾電圧はＶＴ(i,j)に等しく、ＶＴ
ＭはＶＴ(i,j)に設定される。
（Ａ３）ｓ(i,j)＝Greater_state１８２の場合、実際の閾電圧はＶＴ(i,j)より大きく、
ＶＴＭは(ＶＴ(i,j)＋ＶＳ)に設定される。
ここで、ｓ(i,j)は校正メモリ（例えば、図１６の２０８）に記憶されたピクセル(i,j)の
前の状態を表す。
図１１は、図９のＤＰＵブロック１７２により実行される抽出アルゴリズムの他の例を
示している。図１１のアルゴリズムは、図９のＤＰＵブロック１７２の一部に存する。図
１１において、ＶＴ(i,j)は前の抽出サイクルにおけるピクセル(i,j)の抽出された閾電圧
を表し、ＶＳはドライバ１７４の分解能を表し、“ｉ”はピクセルアレイの行を表し、“
ｊ”はピクセルアレイの列を表す。トリガ（Trigger）は、ＳＡブロック１７３の比較結
果を伝える。
更に、図１１において、Ｖresは当該ピクセルの実際のＶＴを得るために、予測された
ＶＴ(ＶＴＭ)に対して加算／減算されるステップを表し、Ａは予測ステップの減少利得を
表し、Ｋは予測ステップの増加利得を表す。
図１１の動作は、急激な変化の高速抽出のための利得の追加状態Ｌ２及びＧ２を有する
ことを除いて、図１０のものと同一である。各利得状態において、変化に一層迅速に追従
するためにステップサイズが増加される。Ｌ１及びＧ１は、ＶＴ変化が急激であるか又は
普通であるかを規定する移行状態である。
図１２は、図８のピクセル回路１６０に適用される波形の一例を示している。図１２に
おいて、ＶCal＝ＶＢ＋ＶＴＭ、及びＶＤＲ＝ＶＰ＋ＶＴ(i,j)＋ＶREFであり、ここで、
ＶＢは抽出サイクルの間におけるバイアス電圧を表し、ＶＴＭは図１０又は１１に示され
るアルゴリズムに基づいて定義され、ＶＰはプログラミング電圧を表し、ＶＴ(i,j)は前
の抽出サイクルにおける抽出された閾電圧を表し、ＶREFはプログラミングサイクルの間
における駆動トランジスタのソース電圧を表す。
図８〜１２を参照すると、ピクセル回路１６０の動作は、動作サイクルＸ５１、Ｘ５２
、Ｘ５３及びＸ５４を含んでいる。図１２において、抽出サイクルはプログラミングサイ
クルから分離されている。抽出サイクルはＸ５１及びＸ５２を含み、プログラミングサイ
クルはＸ５３を含む。Ｘ５４は駆動サイクルである。プログラミングサイクルの終わりに
おいて、ノードＡ３は(ＶＰ＋ＶＴ)に充電され、ここで、ＶＰはプログラミング電圧であ
り、ＶＴは駆動トランジスタ１６３の閾電圧である。
第１動作サイクルＸ５１において：ＳＥＬ１及びＳＥＬ２はハイとなる。ノードＡ３は
ＶCalに充電され、ノードＢ３はＶREFに充電される。ＶCalはＶＢ＋ＶＴＭであり、この
場合、ＶＢはバイアス電圧であり、ＶＴＭは予測されたＶＴであり、ＶREFはＶＤＤ−ＶO
LEDOより大きくなければならず、ここでＶOLEDOはＯＬＥＤ１６１のオン電圧である。
第２動作サイクルＸ５２において：ＳＥＬ１はゼロとなる。駆動トランジスタ１６３の
ゲート／ソース電圧は、
ＶＧＳ＝ＶＢ＋ＶＴＭ＋ΔＶＢ＋ΔＶＴＭ−ΔＶＴ２−ΔＶＨ
により与えられ、ここで、ＶＧＳは駆動トランジスタ１６３のゲート／ソース電圧を表し
、ΔＶＢ、ΔＶＴＭ、ΔＶＴ２及びΔＶＨは、各々、ＶＢ、ＶＴＭ、ＶＴ２及びＶＨに依
存する動的影響である。ＶＴ２はスイッチトランジスタ１６４の閾電圧を表し、ＶＨはＳ
ＥＬ１がゼロになる場合の第２動作サイクルＸ５２の開始時におけるＳＥＬ１の電圧の変
化を表す。
前記ＳＡブロック１７３はβ(ＶＢ)２より大きな電流を感知するように調整されている
ので、駆動トランジスタ１６３のゲート／ソース電圧は(ＶＢ＋ＶＴ)より大きくなり、こ
こで、βは駆動トランジスタ１６３のＩ−Ｖ特性における利得パラメータである。
結果として、数回の反復の後、ピクセル(i,j)に関するＶＴＭ及び抽出された閾電圧Ｖ
Ｔ(i,j)は、
ＶＴＭ＝ＶＴ−γ・(ＶＢ＋ＶＴ＋ＶＴ２−ＶＨ)
γ＝{Ｃｇ２／(２・ＣＳ)}／{１＋Ｃｇ２／(２・ＣＳ)}
に収束し、ここで、Ｃｇ２はスイッチトランジスタ１６４のゲート容量を表す。
第３動作サイクルＸ５３において、ＳＥＬ１はハイとなる。ＶＤＡＴＡはＶＤＲとなる
。ノードＡ３は[ＶＰ＋ＶＴ(i,j)−γ(ＶＰ−ＶＢ)]に充電される。
第４動作サイクルＸ５４において：ＳＥＬ１及びＳＥＬ２はゼロとなる。前記動的影響
を考慮すると、駆動トランジスタ１６３のゲート／ソース電圧は、
ＶＧＳ＝ＶＰ＋ＶＴ
と書くことができる。
従って、当該ピクセル電流は、閾電圧ずれの静的及び動的影響から独立したものとなる
。
図１２において、抽出サイクル及びプログラミングサイクルは別のサイクルとして示さ
れている。しかしながら、抽出サイクル及びプログラミングサイクルは図１３に示すよう
に併合することもできる。図１３は、図８のピクセル回路１６０に適用される波形の他の
例を示している。
図８〜１１及び１３を参照すると、ピクセル回路１６０の動作は動作サイクルＸ６１、
Ｘ６２及びＸ６３を含んでいる。プログラミング及び抽出サイクルは、動作サイクルＸ６
１及びＸ６２に併合されている。動作サイクルＸ６３は、駆動サイクルである。
プログラミングサイクルの間において、ピクセル電流は所望の電流と比較され、駆動ト
ランジスタの閾電圧が図１０又は１１のアルゴリズムを用いて抽出される。ピクセル回路
１６０は、動作サイクルＸ６１の間においてＶＤＲ＝ＶＰ＋ＶＴ(i,j)＋ＶREFによりプロ
グラムされる。次いで、ピクセル電流はMONITORラインを介してモニタリングされ、所望
の電流と比較される。該比較結果に基づくと共に、図１０又は１１の抽出アルゴリズムを
使用して、閾電圧ＶＴ(i,j)が更新される。
図８には、２つの選択ラインＳＥＬ１及びＳＥＬ２が示されている。しかしながら、ス
イッチトランジスタ１６４及び１６５を動作させるために、信号選択ライン（例えば、Ｓ
ＥＬ１）を共通の選択ラインとして使用することもできる。共通の選択ラインを使用する
場合、図１２のＳＥＬ１は第２動作サイクルＸ５２においてハイに留まり、ＶＧＳは(Ｖ
Ｂ＋ＶＴＭ)に留まる。従って、前記動的影響は検出されない。
上述したステップ校正駆動技術は、図１４のピクセル回路１９０にも適用可能である。
該ピクセル回路１９０は、ＯＬＥＤ１９１、記憶キャパシタ１９２、駆動トランジスタ１
９３、並びにスイッチトランジスタ１９４及び１９５を含んでいる。該ピクセル回路１９
０は、電流プログラム型の３ＴＦＴピクセル回路である。複数の斯かるピクセル回路１９
０がＡＭＯＬＥＤ表示器を形成することができる。
トランジスタ１９３、１９４及び１９５はｎ型ＴＦＴである。しかしながら、トランジ
スタ１９３、１９４及び１９５はｐ型ＴＦＴとすることもできる。該ピクセル回路１９０
に適用されたステップ校正駆動技術は、ｐ型トランジスタを有するピクセル回路にも適用
することができる。トランジスタ１９３、１９４及び１９５はアモルファスシリコン、ナ
ノ／マイクロ結晶シリコン、ポリシリコン、有機半導体技術（例えば、有機ＴＦＴ）、Ｎ
ＭＯＳ／ＰＭＯＳ技術又はＣＭＯＳ技術（例えば、MOSFET）を用いて作製することができ
る。
駆動トランジスタ１９３のゲート端子は、スイッチトランジスタ１９４を介して信号ラ
インＶＤＡＴＡに接続されると共に、記憶キャパシタ１９２にも接続されている。駆動ト
ランジスタ１９３のソース端子は、ＯＬＥＤ１９１のアノード電極に接続されると共に、
スイッチトランジスタ１９５を介してモニタラインMONITORに接続されている。駆動トラ
ンジスタ１９３のドレイン端子は、電圧供給ラインＶＤＤに接続されている。トランジス
タ１９４及び１９５のゲート端子は選択ラインＳＥＬ１及びＳＥＬ２に各々接続されてい
る。
トランジスタ１９３及び１９４並びに記憶キャパシタ１９２は、ノードＡ４で接続され
ている。トランジスタ１９５、ＯＬＥＤ１９１及び記憶キャパシタ１９２は、ノードＢ４
において接続されている。
該ピクセル回路１９０の構成は、ＯＬＥＤ１９１が駆動トランジスタ１９３のソース端
子にあることを除き、図８のものと類似している。該ピクセル回路１９０の動作は、図１
２又は１３のものと同様である。
駆動ＴＦＴ１９３のソース端子は抽出サイクル（Ｘ５１及びＸ５２又はＸ６２）の間に
おいてＶREFに強制されるので、抽出されるデータは接地点跳ね返り（ground bouncing）
とは無関係となる。また、プログラミングサイクル（Ｘ５３又はＸ６１）の間において、
駆動ＴＦＴのソース端子はＶREFに強制されるので、該駆動ＴＦＴのゲート／ソース電圧
は接地点跳ね返りとは無関係となる。これらの状況の結果、当該ピクセル電流は接地点跳
ね返りとは無関係となる。
図１５は、ステップ校正駆動技術に対するシミュレーションの結果を示している。図１
５において、“ケースＩ”は、第２動作サイクル（図１２のＸ５２）においてＳＥＬ１が
ゼロになる場合の図８の動作を表している。“ケースII”は、第２動作サイクルにおいて
ＳＥＬ１がハイに留まる場合の図８の動作を表している。
図１５において、ΔＶＴＲは駆動トランジスタ（例えば、図８の１６３）の閾電圧の最
小の検出可能なずれであり、ΔＶT2Rはスイッチトランジスタ（例えば、図８の１６４）
の閾電圧の最小の検出可能なずれであり、ＩＰＬは駆動サイクルの間における当該ピクセ
ルのピクセル電流である。
所与のプログラミング電圧に対してケースIIのピクセル電流は、閾電圧のずれの動的影
響により、ケースＩのものより小さい。また、ケースIIのピクセル電流は駆動トランジス
タの閾電圧が増加するにつれて増加し（ａ）、スイッチトランジスタの閾電圧が減少する
につれて減少する（ｂ）。しかしながら、ケースＩのピクセル電流は安定している。ピク
セル電流に誘起される最大のエラーは、駆動及びスイッチＴＦＴの閾電圧の如何なるずれ
に対しても０.５％未満である。ピクセル電流に対するＶＴのずれの影響が支配的である
ので、ΔＶT2RがΔＶＴＲより大きいのは明である。これらの２つのパラメータは、ドラ
イバ（例えば、図９の１７４）の分解能（ＶＳ）及びＳＡブロック（例えば、図９の１９
３）のＳＮＲにより制御される。ΔＶＴＲより小さなずれは検出することができず、且つ
、閾ずれの時定数は大きいので、抽出サイクル（例えば、図１２のＸ５１、Ｘ５２）は、
数フレームからなる長い期間の後に実行することができ、結果として電力消費が低くなる
。また、主要な動作サイクルは、他のプログラミングサイクル（例えば、図１２のＸ５３
）及び駆動サイクル（例えば、図１２のＸ５４）になる。結果として、プログラミング時
間は大幅に減少し、高速プログラミングが前提となるような高解像度、大面積のＡＭＯＬ
ＥＤ表示器を提供するようになる。
図１６は、表示アレイ２００でのステップ校正駆動のためのシステムアーキテクチャの
一例を示す。表示アレイ２００は複数のピクセル回路（例えば、図８の１６０又は図１４
の１９０）を含む。
表示アレイ２００には、ピクセル回路を選択するためのゲートドライバ２０２、ドライ
バ／ＳＡブロック２０４、並びにデータ処理及び校正ユニットブロック２０６が設けられ
ている。ドライバ／ＳＡブロック２０４は、図９のドライバ１７４及びＳＡブロック１７
３を含んでいる。データ処理及び校正ユニット２０６は、図９のＤＰＵ１７２を含んでい
る。図１６における“校正”は、校正メモリ２０８からの校正データを含むと共に、校正
データ処理を設定するための幾つかのユーザ定義定数を含むことができる。“コントラス
ト”及び“輝度”入力は、ユーザにより当該パネルのコントラスト及び輝度を調整するた
めに使用される。また、“ガンマ補正”データは、ＯＬＥＤ特性及び人の目に基づいて定
義される。該ガンマ補正入力は、人の目に対してピクセル輝度（luminance）を調整する
ために使用される。
校正メモリ２０８は、各ピクセルの抽出された閾電圧ＶＴ(i,j)及び状態ｓ(i,j)を記憶
する。メモリ２１０は、ガンマ補正、解像度及びコントラスト等を含む表示器の通常の動
作のための他の必要なデータを記憶する。ＤＰＵブロックは、表示器におけるコントロー
ラ及びスケジューラに割り当てられた通常のタスクを実行する。そのうえ、図１０又は１
１のアルゴリズムが、校正を実行するために該ブロックに追加されている。
図１７は、図１６のシステムアーキテクチャに適用される波形の一例を示している。図
１７において、ＲＯＷ[1]、ＲＯＷ[2]及びＲＯＷ[3]の各々は表示アレイ２００の行を表
し、“Ｅ”は抽出動作を表し、“Ｐ”はプログラミング動作を表し、“Ｄ”は駆動動作を
表している。抽出サイクル（Ｅ）は全てのフレームサイクルに対して実行する必要はない
ことに注意されたい。従って、長い期間（抽出間隔）の後、ピクセルに対して抽出が繰り
返される。
図１７に示されるように、単一の抽出処理のみが、フレームサイクルの間に発生する。
また、同一の行のピクセル回路に対するＶＴ抽出は同時に実行される。
従って、フレームをリフレッシュするのに要する最大時間は、
τＦ＝ｎ・τＰ＋τＥ
であり、ここで、τＦはフレーム時間を表し、τＰは記憶キャパシタ（例えば、図８の１
６２）にピクセルデータを書き込むために要する時間を表し、τＥは抽出時間を表し、ｎ
は当該表示アレイ（例えば、図１６の２００）における行の数を表す。
τＥ＝ｍ・τＰと仮定すると、フレーム時間τＦは、
τＦ＝(ｎ＋ｍ)・τＰ
と書くことができ、ここで、ｍはプログラミングサイクルタイミング（τＰ）のスケール
における抽出サイクルに要するタイミングを表す。
例えば、６０Ｈｚなるフレームレートのクォータ・ビデオ・グラフィックス・アレイ（
ＱＶＣＡ）表示器（２４０ｘ３２０）に対しては、ｍ＝１０なら、各行のプログラミング
時間は６６μｓとなり、抽出時間は０.６６ｍｓとなる。
上述したステップ校正駆動技術は、図８及び１４のもの以外の如何なる電流プログラム
型ピクセル回路にも適用可能であることに注意されたい。
上記ステップ校正駆動技術を用いて、閾ずれ等の、ピクセルの時間依存性パラメータ（
又は複数のパラメータ）が抽出される。次いで、プログラミング電圧が該抽出された情報
を用いて校正され、結果として、時間にわたり安定したピクセル電流が得られる。更に、
長い表示動作の下でのピクセルの経時変化とは無関係な安定した電流をピクセル回路に供
給することができ、これは、表示器動作寿命を効果的に改善する。
本発明の他の実施例によるプログラミングし、ピクセルの時間依存性パラメータを抽出
し、該ピクセルを駆動する技術を詳細に説明する。該技術はＯＬＥＤ電圧又はＯＬＥＤ電
流をモニタリングすることによりピクセルの経時変化に関する情報（例えば、ＯＬＥＤ輝
度）を抽出し、輝度（luminance）を発生する処理を含む。プログラミング電圧は該抽出
された情報を使用して校正され、結果として時間にわたり安定した輝度が得られる。
ＯＬＥＤ電圧／電流はＯＬＥＤ（例えば、図８の１６１、図１４の１９１）における輝
度劣化と相関されることが知られているので、一定の輝度を提供するために、プログラミ
ング電圧をＯＬＥＤ電圧／電流により修正することができる。
例えば、駆動サイクルの間において、ＳＥＬ２がハイの際にＯＬＥＤ（図８の１６１又
は図１４の１９１）の電圧／電流が抽出される。ＯＬＥＤ電圧又は電流は該ＯＬＥＤの輝
度劣化に相関されると言われているので、一定の輝度を提供するために、プログラミング
電圧を該ＯＬＥＤ電圧により修正することができる。
図１８は、電圧／電流抽出のための波形の一例を示している。図１８の波形は、ＯＬＥ
Ｄ電圧／電流を抽出するために図８のピクセル回路１６０及び図１４のピクセル回路１９
０に適用することができる。図１８の動作は、動作サイクルＸ７１、Ｘ７２及びＸ７３を
含んでいる。動作サイクルＸ７１及びＸ７２は、ＯＬＥＤ抽出サイクルである。動作サイ
クルＸ７３は、図１２及び１３に示した動作サイクルのうちの１つである。
第１動作サイクルＸ７１の間において、ＳＥＬ１及びＳＥＬ２はハイであり、ＶＤＡＴ
Ａはゼロである。駆動トランジスタ（図８の１６３）のゲート／ソース電圧はゼロになる
。電流又は電圧が、MONITORラインを介してＯＬＥＤ（図８の１６１）に供給される。
第２動作サイクルＸ７２の間において、ＳＥＬ２はハイであり、ＳＥＬ１はローとなる
。ＯＬＥＤ電圧又は電流が、図１０又は１１に提示されたアルゴリズムを用いMONITORラ
イを介して抽出される。この波形は如何なる他の駆動波形と組み合わせることもできる。
上記説明において、図１０及び１１のアルゴリズムは、経時変化のデータ（即ち、ＶＴ
ずれ）を比較結果（電流と電流との又は電圧と電圧との）に基づいて予測するために使用
することができる。しかしながら、図１０及び１１のアルゴリズムは、ＶＴをＶOLEDによ
り及びＯＬＥＤ電流／電圧の比較結果を基準電流／電圧により置換することによって、Ｏ
ＬＥＤ電圧ＶOLEDのずれを予測するために適用することもできる。上記説明においては、
図９に示されたシステムアーキテクチャが閾ずれを補償するために使用される。しかしな
がら、ＯＬＥＤデータは、図９のアーキテクチャ、即ちＤＰＵ１７２、ブロック１７３、
ドライバ１７４が使用される場合にも抽出されると理解される。このデータは、ＯＬＥＤ
のずれを補償するために使用することができる。
動作サイクルＸ７３は、プログラミングサイクルを含む如何なる動作サイクルとするこ
ともできる。これは、ＯＬＥＤ抽出の後の当該パネルの状態に依存する。それが動作中で
あるならば、Ｘ７３は図１２及び１３における波形のプログラミングサイクルとなる。Ｏ
ＬＥＤ電圧は、図１２／１３の駆動サイクルＸ５５／Ｘ６３の間に抽出することができる
。駆動サイクルＸ５５／Ｘ６３の間の間において、図８又は１４のＳＥＬ２はハイ電圧と
なるので、特定のピクセル電流に関してＯＬＥＤの電圧をMONITORを介して読み取ること
ができる。
図１９は、電圧／電流抽出のための波形の他の例を示している。図２０は、図１９の電
圧／電流抽出法が適用されるピクセル回路２２０を示している。
図２０を参照すると、該ピクセル回路２２０は、ＯＬＥＤ２２１、記憶キャパシタ２２
２、駆動トランジスタ２２３、並びにスイッチトランジスタ２２４及び２２５を含んでい
る。複数の斯かるピクセル回路２２０が、ＡＭＯＬＥＤ表示器を形成することができる。
トランジスタ２２３、２２４及び２２５はｎ型ＴＦＴである。しかしながら、トランジ
スタ２２３、２２４及び２２５はｐ型ＴＦＴとすることもできる。該ピクセル回路２２０
に適用される電圧／電流抽出技術は、ｐ型トランジスタを有するピクセル回路にも適用す
ることができる。トランジスタ２２３、２２４及び２２５は、アモルファスシリコン、ナ
ノ／マイクロ結晶シリコン、ポリシリコン、有機半導体技術（例えば、有機ＴＦＴ）、Ｎ
ＭＯＳ／ＰＭＯＳ技術又はＣＭＯＳ技術（例えば、MOSFET）を用いて作製することができ
る。
駆動トランジスタ２２３のゲート端子は、スイッチトランジスタ２２４のソース端子に
接続されると共に、記憶キャパシタ２２２にも接続されている。駆動トランジスタ２２３
の一方の端子は共通接地点に接続されている。駆動トランジスタ２２３の他方の端子は、
スイッチトランジスタ２３５を介してモニタ及びデータラインMONITOR/DATAに接続される
と共に、ＯＬＥＤ２２１のカソード電極にも接続されている。
スイッチトランジスタ２２４のゲート端子は選択ラインＳＥＬ１に接続されている。該
スイッチトランジスタ２２４の一方の端子は、駆動トランジスタ２２３のゲート端子に接
続されると共に、記憶キャパシタ２２２に接続されている。該スイッチトランジスタ２２
４の他方の端子は、ＯＬＥＤ２２１のカソード電極に接続されている。
スイッチトランジスタ２２５のゲート端子は、選択ラインＳＥＬ２に接続されている。
該スイッチトランジスタ２２５の一方の端子は、MONITOR/DATAに接続されている。該スイ
ッチトランジスタ２２５の他方の端子は、駆動トランジスタ２２３及びＯＬＥＤ２２１の
カソード電極に接続されている。該ＯＬＥＤ２２１のアノード電極は、電圧供給電極、即
ちラインＶＤＤに接続されている。
トランジスタ２２３及び２２４並びに記憶キャパシタ２２２は、ノードＡ５で接続され
ている。トランジスタ２２３及び２２５並びにＯＬＥＤ２２１は、ノードＢ５において接
続されている。
該ピクセル回路２２０は、図８のピクセル回路１６０に類似している。しかしながら、
ピクセル回路２２０においては、MONITOR/DATAラインがモニタリング及びプログラミング
の目的のために使用される。
図１９〜２０を参照すると、ピクセル回路２２０の動作は動作サイクルＸ８１、Ｘ８２
及びＸ８３を含んでいる。
第１動作サイクルＸ８１の間において、ＳＥＬ１及びＳＥＬ２はハイとなり、MONITOR/
DATAはゼロとなる。駆動トランジスタ（図２０の２２３）のゲート／ソース電圧はゼロと
なる。
第２動作サイクルＸ８２の間において、電流又は電圧がMONITOR/DATAラインを介してＯ
ＬＥＤに供給され、該ＯＬＥＤの電圧又は電流が抽出される。前述したように、ＯＬＥＤ
電圧のずれは、該モニタリングされた電圧又は電流に基づき、図１０又は１１に提示され
たアルゴリズムを用いて抽出される。この波形は、如何なる駆動波形とも組み合わせるこ
とができる。
動作サイクルＸ８３は、プログラミングサイクルを含み如何なる動作サイクルとするこ
ともできる。これは、ＯＬＥＤ抽出後の当該パネルの状態に依存する。
ＯＬＥＤ電圧／電流は、図２０のピクセル回路２２０の駆動サイクルの間において、何
れかの駆動技術を用いて一定の電流のためにプログラムされた後に抽出することができる
。駆動サイクルの間において、ＳＥＬ２はハイ電圧となるので、ＯＬＥＤの電圧は特定の
ピクセル電流に対してMONITOR/DATAラインを介して読み取ることができる。
図２１は、電圧／電流抽出技術のための波形の他の例を示している。図２２は、図２１
の電圧／電流抽出技術が適用されるピクセル回路２３０を示している。図２１の波形は、
ＯＬＥＤ電圧／電流を抽出するために図８のピクセル回路１６０にも適用することができ
る。
図２２を参照すると、該ピクセル回路２３０は、ＯＬＥＤ２３１、記憶キャパシタ２３
２、駆動トランジスタ２３３、並びにスイッチトランジスタ２３４及び２３５を含んでい
る。複数の斯かるピクセル回路２３０が、ＡＭＯＬＥＤ表示器を形成することができる。
トランジスタ２３３、２３４及び２３５はｎ型ＴＦＴである。しかしながら、トランジ
スタ２３３、２３４及び２３５はｐ型ＴＦＴとすることもできる。該ピクセル回路２３０
に適用される電圧／電流抽出技術は、ｐ型トランジスタを有するピクセル回路にも適用す
ることができる。トランジスタ２３３、２３４及び２３５は、アモルファスシリコン、ナ
ノ／マイクロ結晶シリコン、ポリシリコン、有機半導体技術（例えば、有機ＴＦＴ）、Ｎ
ＭＯＳ／ＰＭＯＳ技術又はＣＭＯＳ技術（例えば、MOSFET）を用いて作製することができ
る。
駆動トランジスタ２３３のゲート端子は、スイッチトランジスタ２３４のソース端子に
接続されると共に、記憶キャパシタ２３２にも接続されている。該駆動トランジスタ２３
３の一方の端子は電圧供給ラインＶＤＤに接続されている。該駆動トランジスタ２３３の
他方の端子は、スイッチトランジスタ２３５を介してモニタ及びデータラインMONITOR/DA
TAに接続されると共に、ＯＬＥＤ２３１のアノード電極にも接続されている。
スイッチトランジスタ２３４のゲート端子は選択ラインＳＥＬ１に接続されている。該
スイッチトランジスタ２３４の一方の端子は、駆動トランジスタ２３３のゲート端子に接
続されると共に、記憶キャパシタ２３２に接続されている。該スイッチトランジスタ２３
４の他方の端子は、ＶＤＤに接続されている。
スイッチトランジスタ２２５のゲート端子は、選択ラインＳＥＬ２に接続されている。
該スイッチトランジスタ２３５の一方の端子は、MONITOR/DATAに接続されている。該スイ
ッチトランジスタ２３５の他方の端子は、駆動トランジスタ２３３及びＯＬＥＤ２３１の
アノード電極に接続されている。該ＯＬＥＤ２３１のアノード電極は、ＶＤＤに接続され
ている。
トランジスタ２３３及び２３４並びに記憶キャパシタ２３２は、ノードＡ６で接続され
ている。トランジスタ２３３及び２３５並びにＯＬＥＤ２３１は、ノードＢ５において接
続されている。
該ピクセル回路２３０は、図１４のピクセル回路１９０に類似している。しかしながら
、ピクセル回路２３０においては、MONITOR/DATAラインがモニタリング及びプログラミン
グの目的のために使用される。
図２１〜２２を参照すると、図２２の動作は動作サイクルＸ９１、Ｘ９２及びＸ９３を
含んでいる。
第１動作サイクルＸ９１の間において、ＳＥＬ１及びＳＥＬ２はハイとなり、ＶＤＤは
ゼロとなる。駆動トランジスタ（図２１の２３３）のゲート／ソース電圧はゼロとなる。
第２動作サイクルＸ９２の間において、電流（電圧）がMONITOR/DATAラインを介してＯ
ＬＥＤ（図２１の２３１）に供給され、該ＯＬＥＤの電圧（電流）が抽出される。前述し
たように、ＯＬＥＤ電圧のずれは、該モニタリングされた電圧又は電流に基づき、図１０
又は１１に提示されたアルゴリズムを用いて抽出される。この波形は、如何なる駆動波形
とも組み合わせることができる。
動作サイクルＸ９３は、プログラミングサイクルを含み如何なる動作サイクルとするこ
ともできる。これは、ＯＬＥＤ抽出後の当該パネルの状態に依存する。
ＯＬＥＤ電圧は、図２１のピクセル回路２３０の駆動サイクルの間において、何れかの
駆動技術を用いて一定の電流のためにプログラムされた後に抽出することができる。駆動
サイクルの間において、ＳＥＬ２はハイ電圧となるので、ＯＬＥＤの電圧は特定のピクセ
ル電流に対してMONITOR/DATAラインを介して読み取ることができる。
知られているように、ＯＬＥＤ特性は負のバイアスストレス下で改善する。結果として
、上記ＯＬＥＤ電圧／電流から抽出される当該ピクセルのストレス履歴に関係する負のバ
イアスを、当該表示器が動作していない時間の間において当該ＯＬＥＤに印加することが
できる。この方法は、本明細書で提示される如何なるピクセル回路に対しても使用するこ
とができる。
前記ＯＬＥＤ電圧／電流抽出技術を用いれば、ピクセル回路は、長期間の表示器動作の
下でピクセルの経時変化に無関係な安定した輝度を提供することができ、表示器の動作寿
命を効果的に改善することができる。
本発明の実施例による発光デバイスを持つ表示アレイにおける不所望な発光（emission
）を低減する技術を詳細に説明する。この技術は、プログラムサイクルの間においてプロ
グラミング経路からＯＬＥＤを除去する処理を含む。この技術は、ピクセルの正確な経時
変化についての情報、例えば駆動トランジスタの実際の閾電圧ずれ／不整合、を抽出する
ためにハイブリッド駆動技術に採用することができる。発光デバイスは、不所望な発光及
びピクセル経時変化に対する発光デバイスの影響を防止するようにプログラミング／校正
サイクルの間においてオフされる。この技術は、ポリシリコン、アモルファスシリコン、
結晶シリコン及び有機材料を含む如何なる技術で作製される如何なるカレントミラー型ピ
クセル回路にも適用することができる。
図２３は、プログラミングサイクルの間においてプログラミング経路からＯＬＥＤを除
去する技術が適用されるミラー型ピクセル回路２５０を示している。該ピクセル回路２５
０は、ＯＬＥＤ２５１、記憶キャパシタ２５２、プログラミングトランジスタ２５３、駆
動トランジスタ２５４並びにスイッチトランジスタ２５５及び２５６を含んでいる。トラ
ンジスタ２５３及び２５４のゲート端子は、スイッチトランジスタ２５５及び２５６を介
してＩＤＡＴＡに接続されている。
トランジスタ２５３、２５４、２５５及び２５６は、ｎ型ＴＦＴである。しかしながら
、トランジスタ２５３、２５４、２５５及び２５６は、ｐ型ＴＦＴとすることもできる。
該ピクセル回路２５０に適用されるＯＬＥＤ除去技術は、ｐ型トランジスタを有するピク
セル回路にも適用することができる。トランジスタ２５３、２５４、２５５及び２５６は
、アモルファスシリコン、ナノ／マイクロ結晶シリコン、ポリシリコン、有機半導体技術
（例えば、有機ＴＦＴ）、ＮＭＯＳ／ＰＭＯＳ技術又はＣＭＯＳ技術（例えば、MOSFET）
を用いて作製することができる。
トランジスタ２５３、２５４及び２５６並びに記憶キャパシタ２５２は、ノードＡ１０
で接続されている。トランジスタ２５３及び２５４、ＯＬＥＤ２５１並びに記憶キャパシ
タ２５２は、ノードＢ１０で接続されている。
従来の電流プログラミング法においては、ＳＥＬがハイとなり、プログラミング電流（
ＩＰ）がＩＤＡＴＡに供給される。ミラートランジスタ２５３の幅がミラートランジスタ
２５４の幅より“ｍ”倍大きい場合を考えると、プログラミングサイクルの間にＯＬＥＤ
２５１を介して流れる電流は（Ｍ＋１）ＩＰとなる。大幅な速度の改善を得るために“ｍ
”が大きい場合、不所望な発光がかなりのものとなる。
対照的に、当該ＯＬＥＤ除去技術によれば、ＶＤＤは、より低い電圧にされる。このこ
とは、図２４に示すようにＯＬＥＤ２５１がプログラミング経路から除去されるのを保証
する。
プログラミングサイクルの間において、ＳＥＬはハイであり、ＶＤＤはＯＬＥＤ２５１
が逆バイアスされるような基準電圧（Ｖref）となる。従って、ＯＬＥＤ２５１は、該プ
ログラミングサイクルの間において電流経路から除去される。
プログラミングサイクルの間において、ピクセル回路２５０は、不所望な発光をするこ
となく、ＩＤＡＴＡを介してスケーリングされた電流によりプログラムすることができる
。
プログラミングサイクルの間において、ピクセル回路２５０は、電流により且つ前述し
た技術のうちの１つを用いてプログラムすることができる。駆動トランジスタ２５４の閾
電圧と同一であるミラートランジスタ２５３の閾電圧を抽出するために、ＩＤＡＴＡライ
ンの電圧が読み取られる。
また、プログラミングサイクルの間において、ピクセル回路２５０は、ＩＤＡＴＡライ
ンを介しての電圧により、前述した技術のうちの１つを用いてプログラムすることができ
る。駆動トランジスタ２５４の閾電圧と同一であるミラートランジスタ２５３の閾電圧を
抽出するために、ＩＤＡＴＡラインの電流が読み取られる。
基準電圧Ｖrefは、ノードＢ１０における電圧がＯＬＥＤ２５１のオン電圧より小さく
なるように選定される。結果として、ＯＬＥＤ２５１はオフし、不所望な発光はゼロとな
る。ＩＤＡＴＡラインの電圧は、
ＶＰ＋ＶＴ＋ΔＶＴ （３）
を含み、ここで、ＶＰは駆動トランジスタ２５４のドレイン／ソース電圧及びトランジス
タ２５３のゲート／ソース電圧を含み、ＶＴはトランジスタ２５３（２５４）の閾電圧で
あり、ΔＶＴはＶＴのずれ／不整合である。
プログラミングサイクルの終わりにおいて、ＶＤＤは自身の元の値になるので、ノード
Ｂ１０における電圧はＯＬＥＤ電圧ＶOLEDとなる。駆動サイクルにおいて、ＳＥＬはロー
となる。トランジスタ２５４／２５３のゲート電圧は定まり、記憶キャパシタ２５２に記
憶される。何故なら、スイッチトランジスタ２５５及び２５６はオフとなるからである。
従って、駆動サイクルの間におけるピクセル電流は、閾電圧ＶＴとは無関係となる。
当該ＯＬＥＤ除去技術は、ＶＴずれ又はＶＴ不整合を抽出するためにハイブリッド駆動
技術に採用することができる。（３）から、当該ピクセルが電流によりプログラムされる
なら、ＩＤＡＴＡラインの電圧における唯一の変化するパラメータはＶＴずれ／不整合（
ΔＶＴ）である。従って、ΔＶＴを抽出することができ、プログラミングデータをΔＶＴ
により校正することができる。
図２５は、上記ＯＬＥＤ除去技術を実施化するためのシステムアーキテクチャの一例を
示している。表示アレイ２６０は、複数のピクセル回路（例えば、図２３のピクセル回路
２５０）を含む。表示コントローラ及びスケジューラ２６２は、表示アレイ２６０の動作
を制御及びスケジューリングする。ドライバ２６４は、当該ピクセル回路に動作電圧を供
給する。該ドライバは、当該ピクセル回路に動作電圧を、上記表示コントローラ及びスケ
ジューラ２６２からの命令／コマンドに基づいて、上述したようにＯＬＥＤがプログラミ
ング経路から除去されるように供給する。
コントローラ及びスケジューラ２６２は、図３の表示コントローラ及びスケジューラ６
４の機能を含むことができるか、又は図１６のデータ処理及び校正ユニット２０６の機能
を含むことができる。図２５のシステムは、これらの機能、前述した校正スケジューリン
グ、前述した電圧／電流抽出、又はこれらの組み合わせの何れかを有することができる。
異なるＶＴに対する、ＩＤＡＴＡライン上の電圧に関するシミュレーション結果が図２
６に示されている。図２３〜２６を参照すると、ＩＤＡＴＡラインの電圧は、トランジス
タ２５３及び２５４の閾電圧のずれを含んでいる。プログラミング電流は１μＡである。
不所望な発光が大幅に低減される結果、解像度が高くなる。また、回路の経時変化及び
発光デバイスの経時変化の個々の抽出が可能となり、一層正確な校正が達成される。
図４〜８、１４、２０、２１、２３及び２４に示されたトランジスタの各々は、相補的
回路の概念を用いてｐ型トランジスタと置換することができることに注意されたい。
また、全ての引用例は参照により本明細書に組み込まれるものとする。
以上、本発明を１以上の実施例に関して説明した。しかしながら、当業者にとり、請求
項に記載された本発明の範囲から逸脱することなしに多数の変形及び変更をなすことがで
きることは明らかであろう。
１０ 表示アレイ
１２、６０、７０ ピクセル回路
２０ ゲートドライバ
２４ 電源
２８ 電圧データドライバ
３２ 校正スケジューラ及びメモリ
３４ ΔＶ補償メモリ
４０ 電圧センサ
４６ 比較器
５０ 加算器
６４ 表示コントローラ及びスケジューラ
６２、７８、８８、９９、１１９ 電圧源
６３、７９、８９、１００、１２０ 電流制御型電圧源
７７、８７、９８、１１８ 電流伝達器
７１、８１、９１、１１１、１６１ 発光デバイス
７２、８２、９２、１１２、１６２ 記憶キャパシタ
７３、８３、１６３ 駆動トランジスタ
７４、７５、８４、８５、９５、９６、１１４、１１５、１６４、１６５ スイッチト
ランジスタ
９３、９４、１１３、１１６ ミラートランジスタ
１７２ データ処理ユニット
１７３ 電流感知増幅器又は電流比較器
１７４ ドライバ

Claims (3)

  1. 発光デバイスと、プログラミング可能な駆動電流を前記発光デバイスに供給する駆動トランジスタと、プログラミングの入力部と、プログラミング信号を格納する格納デバイスと、を含むピクセル回路から回路パラメータを抽出する方法であって、
    所定の校正電圧で前記ピクセル回路を充電し、
    所定の校正電圧で充電された前記ピクセル回路の電流または電圧を、前記ピクセル回路に接続されたモニタラインからモニタリングし、
    電流感知増幅器または比較器を用いて、前記ピクセル回路からの前記モニタリングされた電流または電圧を基準値と比較し、
    前記比較の結果に基づいて、モニタリングされた電流または電圧が前記基準値に近づくように前記ピクセル回路への前記校正電圧を更新し、
    更新された校正電圧に基づいて、前記プログラミング信号を補償する、
    ことを含み、
    前記格納デバイスに格納された、更新された校正電圧に基づいて補償された前記プログラミング信号にしたがって前記発光デバイスが発光する、
    方法。
  2. 請求項１に記載の方法において、
    前記校正電圧を更新することは、前記ピクセル回路における駆動トランジスタの閾値電圧のシフトについて補償することを含む、
    方法。
  3. 請求項１に記載の方法において、
    前記ピクセル回路の電流または電圧をモニタリングすることは、
    前記ピクセル回路に流れる電流に比例する電圧降下を測定することを含む、
    方法。
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