KR20140080558A

KR20140080558A - 무선 전력공급 장치 및 방법

Info

Publication number: KR20140080558A
Application number: KR1020147015215A
Authority: KR
Inventors: 나이젤 피 쿡; 폴 마이어; 루카스 지베어; 마르크 세칼; 한슈페터 비드메어
Original assignee: 퀄컴 인코포레이티드
Priority date: 2007-03-02
Filing date: 2008-03-03
Publication date: 2014-06-30
Also published as: EP3252959A1; KR20110110864A; KR101375883B1; EP2127105A4; WO2008109489A3; CN103296787B; CN103997132A; US20080211320A1; JP2010520716A; EP2127105A2; JP2014039468A; JP2012135205A; CN101720529B; JP5529181B2; JP2016007131A; JP6033552B2; KR20090118094A; CN101720529A; KR20120099466A; KR101195798B1

Abstract

무선 에너지 전송 시스템이 제공된다. 안테나는 높은 Q 로 공진에서 유지된다. 높은 Q 공진 정합을 유지하는 기술이 개시되어 있다.

Description

무선 전력공급 장치 및 방법{WIRELESS POWER APPARATUS AND METHODS}

본 출원은, 공동-소유되며 동시 계류 중인, 2006 년 4 월 21 일자로 출원되었으며 발명의 명칭이 "Method and System for Powering an Electronic Device Via a Wireless Link" 인 미국 특허 출원 제 11/408,793 호, 및 2007 년 1 월 17 일자로 출원되었으며 발명의 명칭이 "Method and Apparatus for Delivering Energy to an Electrical or Electronic Device Via a Wireless Link" 인 미국 특허 출원 제 11/654,883 호에 관한 것이고, 전술한 특허출원 각각은 참조로서 본 명세서에 완전히 포함되어 있다.

본 출원은 2007 년 3 월 2 일자로 출원된 미국 가출원 제 60/904,628 호로부터 우선권을 주장하고, 그 개시물은 참조로서 본 명세서에 포함되어 있다.

본 특허 문헌의 개시물의 일부는 저작권 보호를 받는 자료를 포함한다. 저작권 소유자는, 특허청의 특허 파일이나 레코드로 나타나는 경우에는 누군가에 의한 특허 문헌 또는 특허 개시물의 복사 복제 (facsimile reproduction) 에 이의가 없지만, 그 외에는 저작권 모두를 소유한다.

모든 도면, 표 및 제시물 (exhibit): Copyright

종종, 휴대용 디바이스로의 전력 전달은 각종 타입의 와이어를 사용하여 이 전력 전달을 수행한다. 셀폰과 같은 디바이스, 휴대용 컴퓨터, 또는 배터리와 같은 저장된 전력으로부터 동작할 수 있는 임의의 다른 디바이스 모두는, 디바이스를 동작시키고/시키거나 배터리를 충전하기 위해서 이러한 전력 소스를 요구 및 사용한다.

무선 전력 전송 기술이 본 명세서에 개시되어 있다.

본 발명에 따르면, 커패시턴스에 있어서의 변동 및 외부 인자들로부터의 디튜닝을 커버하기 위해 동작 주파수의 튜닝 범위를 선택하는 것을 가능하게 하는 효과가 있다.

도 1 은 FCC 한계 곡선 (100) 및 EN 곡선 (102) 을 갖는 전력 밀도의 플롯을 도시한 도면이다.
도 2 는 FCC 곡선 (200) 및 EN 곡선 (202) 을 갖는 최대 H 필드의 플롯을 도시한 도면이다.
도 3 은 일 실시형태의 에어 루프 안테나를 도시한 도면이다.
도 4 는 튜닝 회로 (400) 로 형성된 직렬-공진 회로의 개략도이다.
도 5 는 안테나의 제 2 실시형태를 도시한 도면이다.
도 6 은 다수의 상이한 주파수에 대한 Q 대 주파수의 플롯을 도시한 도면이다.
도 7 은 안테나의 제 2 실시형태를 도시하는 도면이다.
도 8 은 용량성인 경우에 대한 안테나의 등가 회로이다.

실시형태는 수신 소스로의 무선 전력 전송의 이용을 설명한다.

본 명세서에 이용된 바와 같이, "무선 전력" 및 "무선 에너지" 라는 용어는 유선 접속을 이용할 필요 없이 하나의 지점, 영역, 위치 또는 디바이스와 또다른 지점, 영역, 위치 또는 디바이스 사이에서 송신되는 전계, 자계, 전자기 에너지 등과 연관된 것을 포함하는 임의의 형태의 전력 또는 에너지를 포함하지만, 이에 제한되지는 않는다.

일 실시형태는 무선 전력공급 및 충전 시스템을 개시한다. 일 실시형태는, 또다른 아이템 (예를 들어, 책상 또는 선반) 으로 임베디드되게 하거나, 벽에 플러깅되게 하거나, 벽, 바닥, 문 등과 같은 또다른 구조체나 표면으로 임베디드되게 하는 크기의 송신기를 사용하는 것을 설명한다. 수신기는, 사용자에 의해 휴대되거나 휴대용 디바이스, 차량에 장착되는 소형 모바일 유닛이나 클라이언트 디바이스, 또는 램프, 토스터, 벽걸이형 평면 TV, 컴퓨터나 컴퓨터화된 디바이스, PDA, 퍼스널 미디어 디바이스 등과 같은 고정 디바이스와 결합된다. 수신기가 송신기의 범위 내에 있는 경우, 전력이 모바일 유닛으로 전달된다.

일 실시형태에 있어서, 실질적으로 변조되지 않은 신호나 비콘 (예를 들어, 캐리어만) 을 송신하는 송신기에 기초한 무선 전력공급-충전 시스템이 개시되어 있다. 수신기는 송신기의 방사 필드로부터 에너지를 추출하도록 튜닝될 수도 있다. 수신기는 전자 디바이스에 전력공급하거나 배터리를 충전한다.

다른 실시형태는 약간 변조되는 비콘을 이용할 수도 있다.

다수의 수신기가 사용될 수도 있다. 하나 또는 다수의 수신기로 송신하는데 다수의 송신기가 사용될 수도 있다.

이 시스템에 의해 사용된 안테나는 효율적인 에너지 송신 및 수신 수단을 허용한다. 안테나는, 안테나에 대한 가용 공간이 제한될 수도 있는 모바일 핸드헬드 디바이스로 피팅될 수 있도록 작은 크기인 것이 바람직하다. 일 실시형태는 송신 및 수신되는 전력에 대한 특정 특성 및 환경을 위한 고효율 안테나를 설명한다.

안테나 이론은, 고효율이지만 작은 안테나가 통상적으로 효율적인 주파수의 협대역을 갖는다고 제안한다. 그러므로, 다수의 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 보다 유연한 송신 및/또는 수신 특성을 가능하게 하기 위해서 이들 안테나의 사용을 회피하였다. 일 실시형태에 있어서, 효율적이지만 협대역인 안테나의 튜닝을 허용하기 위해서 특정 구성으로 적응형 튜닝 회로가 사용된다.

일 실시형태는, 진행하는 전자기파의 형태로 자유 공간으로 에너지를 전송하기보다는 송신 안테나의 근역장 (near field) 에 에너지를 저장함으로써 2 개의 안테나들 사이의 효율적인 전력 전송을 설명한다. 이 실시형태는 안테나의 양호도 (quality factor; Q) 를 증가시킨다. 이는 방사 저항 (R_r) 및 손실 저항 (R_l) 을 감소시킬 수 있다.

일 실시형태에 있어서, 2 개의 높은 Q 안테나는 이들이 LCTR (loosely coupled transformer) 과 유사하게 반응하도록 배치되는데, 여기서 하나의 안테나는 다른 안테나로 전력을 유도한다. 이들 안테나는 1000 보다 높은 Q 를 갖는 것이 바람직하다.

또다른 실시형태는, 유럽과 미국 표준 (뿐만 아니라 다른 표준) 에 의해 최대 노출 한계가 정의되는 최대 허용 노출 (Maximum Permissible Exposure: MPE) 을 설명한다. 이는 전력 밀도 한계 (W/㎡), 자계 세기 한계 (A/m) 및 전계 세기 한계 (V/m) 에 관하여 정의된다. 이들 한계는 자유 공간의 임피던스인 377Ω 을 통해 관련된다.

미국에서, 적용가능한 표준은 "FCC CFR Title 47: §2.1091 Radiofrequency radiation exposure evaluation: mobile devices" 이다. 모바일 디바이스는, 송신기의 방사 구조체(들)와 사용자 또는 근처의 사람의 신체 사이에 통상적으로 적어도 20㎝ 의 분리 거리가 유지되는 방식으로 사용되도록 설계된 송신 디바이스이다. 평가에 이용될 한계는 Title 47 의 §1.310 - "§1.1310 Radiofrequency radiation exposure limits" 에 특정된다 (표 1 참조).

표 1: 방사선 노출 (radiation exposure) 에 대한 FCC 한계

최대 허용 노출 (MPE) 에 대한 한계

표 1 에 대한 주석 1: 직업/제어 한계는, 사람들이 노출에 대한 가능성을 완전히 인지하여 그 노출에 대한 제어를 수행할 수 있는 경우에 그 직업의 결과로서 이 사람들이 노출되는 상황에 적용된다. 또한, 직업/제어 노출에 대한 한계는, 개인이 노출에 대한 가능성을 인지하는 경우에 직업/제어 한계가 적용되는 위치를 통해 이 개인이 일시적으로 머무르는 상황에 적용된다.

표 1 에 대한 주석 2: 일반 대중/비제어 노출은, 일반 대중이 노출될 수도 있는 상황, 또는 직업의 결과로서 노출되는 사람들이 그 노출에 대한 가능성을 완전히 인지하지 못할 수도 있거나 그 노출에 대한 제어를 수행할 수 없는 상황에 적용된다.

유럽에서, 적용가능한 표준은 EN60215 이다. 이는 ICNIRP (International Commission on Non-Ionizing Radiation Protection) 가이드라인 [ICN] 으로부터 도출되었다. 그 한계는 표 2 에 주어진다.

표 2: 방사선 노출에 대한 유럽 한계

일 실시형태에 있어서, 전력 밀도 한계 및 자계 한계에 특히 관심이 있다. 표 1 및 표 2 로부터의 데이터를 이용하여, 한계 곡선이 결정될 수 있다. 도 1 은 FCC 한계 곡선 (100) 및 EN 곡선 (102) 을 갖는 전력 밀도의 플롯을 도시한 도면이다. 도 2 는 FCC 곡선 (200) 및 EN 곡선 (202) 을 갖는 최대 H 필드의 플롯을 도시한 도면이다.

도 1 및 도 2 는 어떻게 US 한계가 30㎒ 미만의 주파수에서 더 관대한지 (generous) 및 저주파수에서 감소된 안테나 효율의 영향을 오프셋할 수 있는지를 나타낸다. 이 연구는 주파수의 범위를 테스트하여, 어떤 주파수가 무선 전력 전송에 최상인지를 확인한다.

또한, 본 출원은 무선 에너지 및 전력 전송의 각종 양태의 예시적인 이론적 분석을 제공한다.

본 명세서에 개시된 실시형태는 안테나 타입을 설명한다.

루프 안테나는 "자기 (magnetic)" 안테나이고, "전기" 안테나인 다이폴보다 그 주위환경에서의 변화에 덜 민감할 수도 있다. 루프 안테나는, 표유 커패시턴스 (stray capacitance) 나 다른 영향에 기초하여, 디바이스가 그 주위환경에서의 변화에 노출되는 경우에, 예를 들어 테이블 상에 배치되거나, 핸드헬드되거나, 주머니에 넣어진 경우에 특정 이점을 가질 수도 있다. 일 실시형태에 있어서, 에어 루프 안테나가 사용된다. 또다른 실시형태는 페라이트 코어를 갖는 루프 안테나를 사용할 수도 있고, 또는 다른 것이 사용될 수도 있다.

일 실시형태에 있어서, 에어 루프 안테나는 페라이트 코어를 갖는 루프 안테나에 비해 바람직할 수도 있다. 에어 루프 안테나는 그 부근의 영구 자석이나 다른 자기 영향으로부터의 디튜닝 (detuning) 에 보다 저항력이 있을 수도 있다. 일반적으로, 에어 루프 안테나는 페라이트 루프 안테나보다 효율적인데, 그 이유는 페라이트 코어가 손실을 야기시킬 수 있기 때문이다. 페라이트 안테나는 종종 보다 무겁고, 통상적으로 그 "내부" 에 컴포넌트가 배치될 수 없다. 이에 반해, 에어 루프 안테나의 루프 내부에는 다른 컴포넌트가 배치될 수 있다. 루프의 폼 팩터는 충전되는 특정 휴대용 디바이스의 폼 팩터 내에 피팅되도록 적응되거나 변경될 수도 있다.

동일한 타입의 안테나가 송신기 및 수신기 모두에 사용될 수도 있다. 송신 안테나 및 수신 안테나는 동일하거나 상이한 크기로 이루어질 수 있다.

일 실시형태는 안테나 회로의 일부분이 되는 튜닝 회로를 설명한다. 통상적인 루프 안테나는 본래 유도성이다. 안테나에 공진을 유도하기 위해서 튜닝 회로로 용량성 소자가 사용될 수도 있다. 루프 안테나가 다이폴 안테나보다 그 주위환경에서의 변화에 덜 민감할 지라도, 루프 안테나는 그 주위환경에서의 변화에 의해 어느 정도로 디튜닝될 것이다. 그러므로, 특정 실시형태에 있어서, 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 링크의 품질을 유지하도록 송신 안테나나 수신 안테나 중 어느 하나의 안테나 또는 이들 모두를 적응형으로 튜닝하는 것이 바람직할 수도 있다.

일 실시형태에 있어서, 회로의 공진 주파수를 조정하기 위해서 루프 안테나와 직렬로 사용된 용량성 소자의 값을 변경함으로써 적응형 튜닝이 달성된다. 송신기 및/또는 수신기에서의 적응형 튜닝 회로. 목적은, 전체 수신기 회로의 Q 가 가능한 한 적게 열화된다는 것을 보장하기 위해서 높은 양호도 (Q) 를 갖는 튜닝 컴포넌트를 선택하는 것이다. 일 실시형태에 있어서, 협대역폭을 희생하여서도 효율을 최대화하는데 높은 Q 가 이용된다.

도 3 은 일 실시형태의 에어 루프 안테나를 도시한 도면이다. 일 실시형태에 있어서, 이 안테나는 5㎝ 의 최대 치수 (즉, 2.5㎝ 의 반경 r) 를 가질 수도 있고, 직경 2b_rx=500㎛ 의 와이어 (300) 의 N 개의 턴이 사용된다. 예를 들어, 이 안테나는 모바일 디바이스의 주변 주위에 배치될 수 있다. 루프는 원형으로 가정되지만, 다른 형상으로 이루어질 수 있다. 커패시터 (302) 는 루프 유도성 공진기와 함께 사용되어, 루프 안테나가 공진이 되게 한다. 커패시터 값은 잘 알려진 공진식:

로부터 획득될 수도 있는데, 여기서

는 공진의 각 주파수 (angular frequency) 를 표시하고, L 은 인덕턴스를 표시하고, C 는 커패시턴스를 표시한다.

500㎛ 의 와이어 직경 및 이 수학식을 이용하여 에어 루프 안테나의 인덕턴스를 계산함으로써, 다수의 주파수 중 임의의 주파수에 대해 필요한 커패시턴스가 계산될 수 있다.

일 실시형태에 있어서, 커패시터 (302) 는 수신기 에어 루프가 공진이 되게 하며 튜닝을 유지하기 위해서 전압-튜닝가능 커패시터로서 동작하는 높은 Q 의 버랙터 다이오드와 병렬인 높은 Q 의 고정 칩 커패시터일 수 있다. 도 4 는 튜닝 회로 (400) 로 형성된 직렬-공진 회로의 개략도를 나타내고, 이 튜닝 회로 (400) 는 가변 커패시턴스 (402) 와 직렬인 그 등가 직렬 저항 (ESR; 404) 으로 형성된다. 고정 커패시터는 그 ESR (408) 과 직렬인 406 으로 도시되어 있다. 안테나 전체 옴 저항 (410) 은 수신-안테나 손실 저항 (412) 과 직렬인 방사 저항 (414) 으로 분리 도시되어 있다. 또한, 부하 저항 (418) 및 인덕턴스 (416) 도 도시되어 있다.

이 회로에 있어서, 심볼은 다음의 의미를 갖는다.

V_D: 루프 안테나에 걸리는 유도 전압

L_rx: 루프 안테나의 인덕턴스

R_L _{_} _rx, R_r _{_} _rx, R_a _{_} _rx: 수신-안테나 손실 (옴) 저항, 방사 저항, 및 전체 안테나 저항 (이전의 2 개의 저항의 합)

C_var, R_esr _{_} _var: 튜닝 버랙터의 커패시턴스 및 그 연관된 등가 직렬 저항 (ESR)

*C_fix, R_esr _{_} _fix: 고정 커패시턴스 및 그 연관된 ESR

R_load _{_} _rx: 부하 저항

일 실시형태는 외부 인자로부터의 디튜닝 및 커패시턴스에서의 변동을 커버하기 위해서 선택된 동작 주파수의 대략 ±5% 의 튜닝 범위를 선택한다. 버랙터의 튜닝 범위는 고정 커패시턴스 값의 대략 ±10% 일 수 있다. 사용된 컴포넌트가 회로의 전체 Q 를 가능한 한 적게 열화시키도록, 이들 컴포넌트는 높은 Q 를 갖는 것이 바람직하다.

일 실시형태에 있어서, 송신기에서만 튜닝이 수행된다. 이 실시형태에 있어서, 버랙터 다이오드는 수신기에 위치할 필요가 없고, 송신기가 수신기 공진 주파수를 추적한다. 이는, 수신기 루프의 공진 주파수가 이 루프에 근접한 환경에서의 변화에 의해 얼마나 많이 영향을 받는지에 종속한다. 또한, 반대 구성이 이용될 수 있다.

상위 주파수에서, 또는 루프 치수가 커짐에 따라, 또는 루프 턴이 많아짐에 따라, 루프가 공진이 되게 하는데 매우 작은 커패시턴스가 요구될 수도 있다. 일 실시형태에 있어서, 버랙터 다이오드만이 또는 고정 커패시터만이 다른 것 없이 사용될 것이다.

고려될 또다른 영향은 특히 상위 주파수에서의 루프의 자기-공진이다. 이 영향은, 루프 안테나 상의 표유 커패시턴스 및 권선간 커패시턴스 (inter-winding capacitance) 가 권선의 인덕턴스와 공진하게 됨에 따라 발생할 것이다. 주파수가 증가함에 따라, 이는 감소한다.

1.3㎒ 와 같은 하위 동작 주파수에서는, 보다 큰 고정 커패시터가 요구될 것이다. 예를 들어, 루프 안테나의 5 개의 턴을 가지며 도 3 에 주어진 치수를 갖는 루프 안테나는 약 3㎋ 의 고정 커패시턴스를 필요로 할 것이다. ±1% 의 커패시턴스 변동 (30㎊) 은 이들 타입의 커패시터에 대해 통상적이다. 설명될 바와 같이, 이는 대부분의 사용가능한 튜닝가능 커패시터의 튜닝 범위를 초과한다. 그러므로, 저주파수에서, 일 실시형태는 송신기에만 적응형 튜닝을 위치시킨다.

동작 주파수의 증가나 턴 수의 증가는 고정 커패시턴스의 크기를 감소시킨다. 보다 많은 턴 수는 패키징을 보다 어렵게 할 수도 있다. 그러므로, 다수의 턴의 경우, 특정 타입의 애플리케이션에 대한 실제 구현은 어려워질 수 있다. 그러므로, 상위 주파수는, 이 인자가 다른 방식으로 제한되고 있을 수도 있는 애플리케이션에서 특정 이익을 허용할 수도 있다.

그러나, 250㎒ 이상의 주파수에서, 요구된 고정 커패시터의 크기는 매우 작은데, 예를 들어 N=1 에 대해서는 1㎊ 정도이고, 보다 많은 턴에 대해서는 더욱 더 작다. 이들 주파수에서, 고정 커패시터는 몇몇 경우에 완전히 제거될 수 있고, 매우 작은 튜닝 커패시터만이 사용될 수 있다. 또한, 커패시터 크기에 대한 이러한 물리적 제한은, 주어진 루프 치수에 대해 이용될 수 있는 주파수를 제한한다. 보다 작은 수신기 루프 크기는 상위 주파수 또는 보다 많은 루프가 사용되게 한다.

낮은 피코패럿 내지 낮은 나노패럿 범위의 커패시턴스를 갖는 예시적인 높은 Q/낮은 ESR 커패시터는 예를 들어 AVX Corp. 로부터 상업적으로 획득될 수 있다. 몇몇 잠재적으로 적합한 AVX 커패시터의 상세가 표 3 에 열거되지만, 임의의 개수의 다른 디바이스가 사용될 수도 있다.

일반적으로, Q, ESR 및 C 가 다음의 수학식:

에 의해 관련된다는 것에 주목하라.

또다른 실시형태는 MEMS (Microelectromechanical Systems) 버랙터를 사용한다. 이는 전력 소모를 저하시킬 수도 있다.

공진에서 도 4 의 회로가 분석되어, 성능을 평가한다. 제 1 접근법에 있어서, 버랙터는 주요 고정 커패시터의 1/10 크기의 고정값 커패시터로 대체될 것이다. AVX 데이터가 이들 커패시터 모두에 이용될 것이다. 도 4 의 튜닝 회로 (400) 는 단일 R/C 임피던스로서 모델링된다. 이용된 값들은 다음과 같은데:

I_rx 는 수신기 루프에서의 전류이고,

P_rx 는 부하 저항기에서의 전력이고,

C_ser 은 고정 커패시터와 버랙터의 등가 직렬 커패시턴스이고,

R_ser 은 고정 커패시터와 버랙터의 등가 직렬 저항이다.

공진에서, 리액턴스는 무시될 수 있는데, 그 이유는 X_L=-X_C 이기 때문이다. 회로에서의 저항 (실수부 (real)) 손실만이 고려된다.

본 발명자들은, 튜닝된 안테나의 저항이 부하 저항에 정합되는 경우, 부하에서 전력 P_rx 의 최대량이 이용가능하다는 것을 발견하였다. 다시 말하면, 최적 상태는 R_L _{_} _rx + R_r _{_} _rx + R_ser = R_load _{_} _rx 인 경우이다. 이들 값은 "최적" 공진 내에서 표유하는 동안에 20% 만큼 변할 수도 있다.

그러므로, 이 실시형태에 있어서, 송신기 회로는 공진 루프로서 모델링되는데, 여기서 이 루프는 소스에 전력-정합된다. 일 실시형태에 있어서, 20㎝ 의 최대 치수 (즉, 10㎝ 의 반경 r), 1㎜ 의 와이어 반경 및 단일 턴 (N=1) 을 갖는 예시적인 에어 루프 안테나가 사용되지만, 다른 실시형태에 있어서, 송신기에 다른 타입, 크기 및 치수의 안테나가 사용될 수도 있다.

일 실시형태에 있어서, 송신기 안테나는 예를 들어 냉장고 뒤에, 차고 바닥 위나 그 내에, 전력 콘센트 주위에, 벽 내에, 집 내부의 테이블이나 벤치 상에 수직으로 배치될 수 있다. 계산을 단순화하기 위해서, 루프는 도 3 과 같이 원형으로 가정될 것이다. 반경이 10㎝ 인 루프 안테나 직경, 1㎜ 의 와이어 반경을 갖는 도 3 의 단일 와이어 루프 송신 안테나는 대략 840nH 의 인덕턴스를 갖는다. 상이한 주파수는 이 안테나에 대한 공진을 위해 상이한 커패시턴스 값을 필요로 할 것이다. 예를 들어, 1.3㎒ 는 17.85㎋ 의 커패시터를 필요로 하고; 13.56㎒ 는 164.1㎊ 를 필요로 하고; 64㎒ 는 7.365㎊ 를 필요로 하고; 250㎒ 는 0.483㎊ 를 필요로 하고; 500㎒ 는 0.121㎊ 를 필요로 할 것이다.

다수의 상이한 안테나가 본 명세서에서 실시형태로서 설명된다. 이들 실시형태의 테스팅을 위해, 안테나는 1.5㎟ 구리 와이어로 구축되었으며 나무 프레임에 고정되었다.

송신 안테나는 0.2m 의 반경, 6 개의 턴 및 3㎒ 의 동작 주파수를 갖는다. 2 개의 튜닝가능 커패시터로 정합이 실현된다. 수신 안테나는 0.1m 의 반경을 갖는다. 전력 전송/경로 이득을 고려하기 이전에, 안테나는 독립적으로 튜닝 및 측정되었다. 그 결과적인 특성이 표 6 에 요약된다.

양호도의 증가는 전력 전송을 더 증가시킬 수도 있다. 예를 들어, 양호도는 MATLAB 시뮬레이션을 이용하여 증가할 수 있다. 시뮬레이션을 위해 행해진 수학적 연구는 경로 이득에 대한 다음의 근사를 야기하는데:

여기서, a = 루프 반경 [m], b = 와이어 반경 [m], Q_ul = 무부하 양호도, x = 송신기와 수신기 안테나 사이의 거리 [m] 이다.

상기 수학식은, 실제 안테나에 있어서, 루프 반경이 경로 이득에 큰 영향을 준다고 나타낸다.

제 2 실시형태의 안테나

도 5 는 안테나의 제 2 실시형태를 도시한 도면이다. 이 실시형태는, 송신 전력 (502) 이 전달되는 커플링 루프 (500) 사이에 최대화된 전력 전송을 획득한다. 이 커플링 루프는 최적화된 Q 를 갖는 공진기 (510) 로 방사한다. 이 실시형태는, 2 개의 커패시터로 이루어진 커플링 네트워크 대신에 공진기의 역할을 하는 커플링 루프를 사용한다. 이는 정합 네트워크를 생략함으로써 손실을 감소시킨다. 커플링 루프와 안테나 사이의 커플링은 이상적인 변압기로서 개념화될 수 있다.

와이어 표면을 증가시킴으로써 손실 저항을 감소시키기 위해서, 안테나는 예를 들어 구리 튜브 등으로 이루어질 수도 있다. 또한, 이 표면은 본 발명이 속하는 기술분야에서 잘 알려진 은 (Ag) 이나 또다른 이러한 높은 컨덕턴스 재료로 도금될 수도 있다. 이러한 타입의 구성에 있어서, 보다 상세하게 후술하는 바와 같이, 10³ 정도의 양호도가 달성된다. 또한, 안테나의 공진기부는 높은 양호도 (Q) 를 위해 최적화될 수도 있다. 이는, 턴 수를 증가시키고, 와이어의 표면을 증가시키며, 안테나의 장착이나 분리로 인한 유전체 손실을 감소시킴으로써 행해진다.

안테나의 공진 주파수를 튜닝하기 위해서, 튜닝가능 커패시터 (504, 512) 가 양쪽 안테나의 저부에 집적될 수도 있다. 이들 커패시터는 금속 플레이트일 수도 있는데, 이는 3 개의 스크루 (514) 를 사용하여 커패시터의 2 개의 플레이트들 사이의 거리를 변경함으로써 튜닝가능하다. 이들 커패시터는 안테나의 자기-커패시턴스 (C_S) 를 좌우한다. 표 6A 는 이들 안테나의 특성을 나타낸다.

안테나의 예시적인 실시형태는 6.0㎜ 의 외경을 갖는 구리 튜브로 구축된다. 그 표면은 은-도금된다. 이는 부식으로부터 구리를 보호하고, 표면의 도전율을 약간 증가시킨다.

튜닝가능 커패시터의 예시적인 플레이트-거리가 8㎜ 인 경우, 결과적으로 계산된 공진 주파수는 14.4㎒ 이다.

송신 및 수신 안테나 모두에서 1300 의 Q 를 이용하면, 1m 에서의 경로 이득은 대략 -10dB 인데, 이는 0.1 배에 대응한다. 다시 말하면, 수신기에서 1W 를 수신하는데 10W 의 송신 전력이 이용되어야 한다.

시스템은 처음에 대략 안테나의 무부하 Q (Q_ul) 에서 정의되어야 한다.

[수학식 1-1]

Tx 안테나 또는 Rx 안테나 중 어느 하나의 안테나의 총 손실 저항은:

[수학식 1-2]

로 정의될 수 있다.

공진에서, 이는:

[수학식 1-3]

과 같이 쓰여질 수 있다.

Tx 안테나에서의 결과적인 전류는:

[수학식 1-4]

로 특정될 수 있다.

[수학식 1-2] 를 이용하면, 전류는:

[수학식 1-5]

와 같이 정정될 수 있다.

거리 x 에서 Tx 안테나에서의 전류에 의해 발생된 H-필드의 크기는:

[수학식 1-6]

이고, Rx 안테나에서의 전압

[수학식 1-7]

을 유도한다. 파라미터 r_A 는 루프 안테나의 반경이고, N 은 루프 안테나의 턴 수이다. 이용가능한 출력 전력 P_out 은:

[수학식 1-8]

[수학식 1-9]

로 계산될 수 있다.

최종적으로, 경로 이득은:

[수학식 1-10]

과 같이 정의된다.

[수학식 1-9] 및 [수학식 1-10] 을 더 단순화하여 이들 거동을 이해하기 위해서, L 및 C 에 대한 모델이 필요하다. 커패시턴스는 단순히 공진 주파수에 걸쳐 정의될 수 있다.

[수학식 1-11]

유도성에 대해, 이 시스템에 사용된 안테나 타입에 대해 가장 정확한 실험 공식이 발견되었다.

*[수학식 1-12]

파라미터 l_A 는 안테나의 폭이다.

안테나들 사이의 간격 x 가 안테나의 반경 r_A 와 비교하여 크다 (x > r_A) 는 가정 하에서, [수학식 1-11] 및 [수학식 1-12] 를 이용하면, [수학식 1-10] 은:

[수학식 1-13]

과 같이 쓰여질 수 있다.

[수학식 1-13] 에서의 괄호 안의 항은 선형 경로 이득이다. 이 선형 경로 이득은 턴 수나 주파수 (이들 파라미터는 양호도에 암시적으로 포함됨) 의 정비례 함수 (direct function) 가 아니라는 것에 주목하라. 루프 반경이 루프 길이 l_A 보다 훨씬 큰 경우, 이 경로 이득은 대략 루프 반경 r_A ⁶ 에 비례한다. 이 경로 이득은 안테나들 사이의 간격 x⁶ 에 반비례한다. 또한, 이 경로 이득은 양호도 Q_ul ² 에 비례한다.

주어진 안테나 치수에 있어서, 양호도가 증가함에 따라, 경로 이득이 향상된다. 이는 시뮬레이션을 통해 일 실시형태에서 확인된다. 상기 수학식들은 상이한 크기 및 양호도를 갖는 안테나를 테스트하기 위해서 MATLAB® 을 이용하여 시뮬레이션되었다. 스크립트를 실행하기 위해서 다음의 파라미터 세트가 정의되었다.

% 파라미터 정의

*Q = 1000; % 타깃 무부하 양호도 [1]

N = 7; % 턴 수 [1]

r_loop = 85e-3; % 루프 안테나의 반경 [m]

r_wire = 3e-3; % 와이어의 반경 [m]

pitch = 12e-3; % 2 개의 턴들 사이의 거리 (중심에서 중심까지) [m]

freq = 13.0e6; % 시스템 주파수 [㎐]

dist = 1 : 0.1 : 3; % 안테나들의 거리 [m]

P_in = 1; % 입력 전력 [W]

결과적인 시뮬레이션은, [수학식 1-13] 에서 항 x⁶ 에 의해 야기된 -60dB/decade 의 경로 이득 변동을 나타내었다. Q 가 예를 들어 1000 으로부터 2000 으로 2 배가 되는 경우, 경로 이득은 6dB 만큼 증가한다. 거리가 2 배가 되는 경우, 경로 이득은 18dB 만큼 감소한다. 정의된 예시적인 파라미터는 Tx 안테나 및 Rx 안테나 모두에 대해 유효하고, 그에 따라 이들 파라미터에 대해 최적의 안테나를 형성하는 것을 도울 수 있다.

또한, 시뮬레이션은 리액티브 전압 (reactive voltage) 을 계산한다. [수학식 1-14] 에 설명된 바와 같이, 인덕턴스 및 커패시턴스에서 발생하는 리액티브 전압은 양호도에 정비례하고, 송신 전력의 제곱근에 정비례한다.

[수학식 1-14]

리액티브 전압 모두는 실제 구현에서 매우 높고, 그에 따라 이들 전압에 대한 플래닝이 보다 중대해진다. Q 가 1000 이며 송신 전력이 10W 인 경우, 이 전압은 2.7KV 일 수도 있다. 플레이트 거리가 0.01m 인 플레이트 커패시터가 사용되는 경우, 그 결과적인 필드 세기는 270KV/m 이다. 이들 고전압을 견딜 수 있는 커패시터가 중대해진다. 예를 들어, 2000V 나 3000V 또는 그보다 높은 전압을 견디는 커패시터를 사용하는 것이 필요할 수도 있다. 이러한 타입의 시스템이 과거에 적절하게 동작하지 않았던 이유 중 적어도 하나의 이유는, 이들이 실제 존재하였던 리액티브 전압량에 대해 적절하게 크기화 (sizing) 되지 않았기 때문으로 여겨진다. 사실상, 훨씬 더 낮은 전압이 송신되고 있는 경우에도, 예상 외로 2KV 보다 높은 고전압이 이들 리액티브 전압의 일부분으로서 발견된다. 이 예상 외로 높은 전압은 회로 컴포넌트에 의해 핸들링될 필요가 있다.

또한, 양호도의 정의가 중요해지는데, 그 이유는 안테나 설계 프로세스의 주요 포커스가 양호도의 최적화에 대한 것이기 때문이다. 따라서, 다음에 Q 의 면밀한 분석을 설명한다.

양호도에 대한 기본 수학식이 상기 [수학식 1-1] 로 주어진다.

[수학식 1-1]

도 6 은 다수의 상이한 주파수에 대한 Q 대 주파수의 플롯을 도시한 도면이다.

L 과 C 의 비율이 이 수학식에서 중요하다는 것에 주목하라. 주어진 공진 주파수에 있어서, 무한개의 가능한 L-C 조합이 존재한다. 그러나, 인덕턴스 L 이 커패시턴스와 비교하여 가능한 한 높은 경우, 보다 높은 Q 가 획득된다.

또한, 양호도는 저항 R 에 반비례한다. 이 저항은 손실 저항 (R_l) 및 방사 저항 (R_r) 으로 이루어진다. 이들 모두는 양호도를 증가시키기 위해서 최소화되어야 한다.

손실 저항은 안테나를 구축하는데 사용된 재료에 종속하고, 시스템에 이용된 주파수의 표피 효과 (skin effect) 로 인해, 양호한 표피 효과를 갖는 고도전성 재료가 바람직하다.

높은 공진 주파수는 손실을 증가시키고, 그에 따라 양호도를 감소시킨다. 이는, 도 6 의 곡선이 주파수-범위의 상단에서 감소하는 이유이다. 그러나, 커패시턴스를 증가시킴으로써 보다 낮은 공진 주파수가 획득된다. 이는 L/C 비율을 감소시키고, L 이 주파수에 독립적이기 때문에, 이는 Q 를 저하시킨다. 그에 따라, 도 6 의 곡선은 주파수-범위의 상단 및 하단 모두에서 어떻게 Q 가 감소하여 주어진 안테나 치수에 대해 대략 29㎒ 의 주파수에서 이상적인 양호도가 되게 하는지를 나타낸다.

이는 각 안테나 지오메트리에 대해 이상적인 주파수 또는 주파수 범위를 나타낸다.

본 명세서에 설명된 테스팅 중에 이용된 13㎒ 의 공진 주파수는 이 이상적인 주파수 미만이다. 이는 자기 공진 때문인데, 여기서 안테나의 공진기 아래에 튜닝가능 커패시터 없이 이루어지는 공진 주파수는 약 35㎒ 이다. 공진기가 튜닝가능 커패시터 없이 이 주파수에서 사용되는 경우, 인접한 물체에 대한 안테나의 민감도는 매우 클 수도 있다.

일 실시형태는 이 영향을 최소화하는 동시에 공진 주파수의 변경을 가능하게 한다. 공진기의 자기-커패시턴스를 좌우하는 값의 튜닝가능 커패시터가 이 목적을 위해 사용된다. 부가 커패시턴스는 안테나의 공진 주파수를 저하시킨다.

통상적으로, 양호도는 직접적으로 측정될 수 없다. 대신에, 그 정의:

[수학식 2-1]

가 시작점으로서 이용될 수도 있는데, 여기서

₀ 은 중심 또는 공진 주파수이고,

은 3dB-대역폭에 대응한다. 그러므로, Q 는 2 개의 파라미터

₀ 및

을 측정함으로써 확인될 수 있다.

3dB-대역폭은 다음과 같이 확인될 수 있다. 1 차 직렬 RLC-회로의 임피던스 Z 는,

[수학식 2-2]

로 주어진다.

[수학식 2-3]

[수학식 2-4]

의 도움으로, 인덕턴스 L 및 커패시턴스 C 는 Q 및

₀ 에 관하여 쓰여질 수 있다.

[수학식 2-5]

[수학식 2-6]

[수학식 2-5] 및 [수학식 2-6] 이 [수학식 2-2] 에 이용되는 경우, 임피던스는,

[수학식 2-7]

로 표현될 수 있다.

*또한, 양호도 Q 는 ([수학식 2-1] 에서와 같이) 대역폭을 정의하는데 이용될 수 있다.

[수학식 2-8]

Z 의 실수부로 제산된

의 허수부의 탄젠트의 역수로 임피던스 페이즈 (impedance phase) 가 주어진다. 이 제산에 있어서, R 이 소거된다. 또한, [수학식 2-8] 이 이용되며, 상위 컷오프 주파수에서 이 함수가 평가되는 경우, 이 페이즈는:

[수학식 2-9]

로 주어진다.

괄호 안의 표현이 단순화되는 경우, 이 페이즈는 Q 로부터만 종속적이 된다.

[수학식 2-10]

Q 가 증가하는 경우, 괄호 안의 함수는 1 이 되는 경향이 있다.

[수학식 2-11]

[수학식 2-11] 로부터의 결과는, Z 의 허수부가 Z 의 실수부와 동등하다는 것을 내포하는 90 도의 각도에 대응한다. 그러면, 이들 2 개의 포인트가 네트워크 분석기로 발견될 수 있고, 그 다음에 [수학식 2-1] 이 Q 를 계산하는데 이용될 수 있다. 그에 따라, 이 프레임워크를 이용하여, 이러한 안테나의 Q 값이 실제 결정될 수 있다.

안테나의 제 2 실시형태가 도 7 에 도시되어 있다. 커플링 루프 (700) 는 안테나 (710) 의 주요부로부터 대략 0.1m 떨어져 배치된다. 2 개의 구리 플레이트들 (721, 722) 사이에 플레이트 커패시터가 형성된다. 스크루 (723, 724, 725) 는 폴리이미드와 같은 용량성-비활성 재료로 형성된다. 이들 스크루는 튜닝가능 커패시터 (720) 에 의해 제공된 커패시턴스를 조정하며 그 다음에 안테나의 공진 주파수를 조정하는데 사용된다.

유리 바디 (730) 또는 다른 유전체는 안테나 아래의 장애물로 인한 손실을 최소화하도록 안테나 아래에 있을 수도 있다.

또한, 전술한 바와 같이, 표면 전도 (surface conduction) 는 Q 를 최대화하는데 중요하다. 은 도금 또는 다른 방식성 (non-corrosive) 재료가 도포되어, 부식으로부터 구리를 보호할 수도 있다.

커플링 루프 (700) 는 동일한 구리 튜브 재료로 형성될 수도 있지만, 안테나 직경의 약 1/2 의 직경 및 1 개의 턴만을 갖는다. 커플링 루프는 안테나로부터 약 0.1m 떨어져 배치되어, 50Ω 정합을 획득한다.

다음에, 안테나부의 공진 주파수가 결정될 수 있는 방법을 설명한다. 다음의 수학식에 있어서, L 은 공진기의 인덕턴스이고, C_S 는 공진기의 자기-커패시턴스이고, C_T 는 공진기와 연관된 튜닝가능 커패시터이고, R_r 은 방사 저항이고, R_l 은 공진기의 손실 저항이다.

[수학식 3-1]

여기서, r_A = 루프 반경, N = 턴 수, l_A = 안테나의 길이,

= 1.2566·10^-6 이다.

[수학식 3-2]

여기서, p = 턴의 직경에 2 개의 턴들 사이의 거리에 대응하는 안테나의 피치를 더한 것, ε₀ = 8.8542·10^- ¹² 이다 (주석: 이 공식의 도출을 위해 [GRA] 참조).

[수학식 3-3]

여기서, A = 플레이트 커패시터의 면적, d = 플레이트들 사이의 거리이다 (주석: 윤곽 (fringing) 이 무시되기 때문에, 이는 근사 공식이다). 실제 커패시턴스는 계산된 것보다 높다.

[수학식 3-4]

[수학식 3-5]

여기서, λ = 주파수 f₀ 에서의 파장이다.

[수학식 3-6]

여기서, σ = 안테나에 사용된 금속의 도전율 (계산을 위해 45·10⁶S/m 이 이용됨), r_w = 구리 튜브의 반경이다.

표 8 은 현재의 안테나 파라미터 값에 대해 획득된 값을 나타낸다.

경로 이득 측정을 위한 예시적인 테스트 배열이 수행되어, 실제값을 획득할 수도 있다. 이 측정은 수신기로부터 송신기를 완전히 디커플링하여, 동축 차폐물의 표면 및 전력 라인을 통한 전력 전송을 회피할 수도 있다. 신호 발생기 및 배터리 전력공급형 스펙트럼 분석기가 송신기측 및 수신기측 각각에 사용될 수도 있다.

정합 품질을 측정하기 위해서, 지향성 커플러를 통해 접속된 전력계로 송신 안테나로부터 리턴되는 에너지가 측정된다. 지향성 커플러의 순방향 커플링 포트는 50Ω 부하로 종단되었다. 측정 중에, 정합은 적어도 20dB (반사 손실 (return loss)) 였다. 정합은 안테나와 커플링 루프 사이의 거리를 조정함으로써 변할 수 있다.

수신기측에서, 스펙트럼 분석기는 수신 안테나에 직접 접속된다.

양쪽 안테나에 동일한 공진 주파수가 이용된다. 디튜닝은 전력 전송을 현저하게 감소시킨다. 수신 안테나는 튜닝 보조 장치 (tuning aid), 예를 들어 안테나의 튜닝가능 커패시터로 선택적으로 삽입가능한 테플론 바를 사용하여 대략 40㎑ 의 공진-시프트를 야기시킬 수도 있고, 또는 전술한 바와 같은 조정가능한 커패시터를 사용할 수도 있다. 각 측정된 거리에 대해, 수신 안테나는 이용가능한 최대 전력을 수신하도록 튜닝된다. 송신 안테나는 신호 발생기의 주파수를 약간 조정함으로써 튜닝된다.

표 9 는 측정된 경로 이득을 나타낸다.

또한, 리액티브 전압이 용이하게 수 KV 를 초과할 수 있기 때문에, 커패시터에 대한 적절한 크기화의 결정을 허용하기 위해서 이 리액티브 전압을 결정하도록 안테나 프로토타입을 테스트하는 것이 유용할 수도 있다. 전기적으로 디커플링된 시스템이 사용될 수도 있다. 신호 발생기로부터의 소스 신호는 50dB RF 증폭기에 의해 증폭된다. 그 사이에 20dB 감쇠기가 사용되어, Tx 안테나에 대해 이용가능한 전력을 제한한다.

증폭기 다음에 3dB 감쇠기가 사용되어, 부정합 안테나의 경우에 증폭기를 보호한다. 정합 품질을 측정하기 위해서, 전력계가 사용되어 안테나로부터 리턴되는 에너지를 표시한다. 수신기측에서, 작은 전구 (50Ω/3W) 가 사용되어, 수신된 전력을 표시할 수도 있다. 튜닝 보조 장치를 사용함으로써, 신호 발생기의 주파수를 변경함으로써, 그리고 안테나와 커플링 루프 사이의 거리를 변경함으로써, 튜닝 및 정합이 실현되었다.

표 10 에 그 결과가 요약된다.

일 실시형태에 있어서, 인접한 물체나 사람에 대한 민감도는 예를 들어 표유 커패시턴스로 인한 공진 주파수의 시프트를 야기시킬 수도 있다. 이는 안테나 주위에 배치된 차폐물 (예를 들어, 슬롯형 차폐물 (slotted shield) 또는 다른 차폐물) 에 의해 완화될 수도 있다.

****또다른 실시형태에 있어서, 높은 유전체 강도 및 매우 양호한 절연 능력을 갖는 운모 (mica) 조각이 전술한 폴리이미드 스크루 대신에 사용된다. 또한, 이는 양호도를 상승시킨다. 폴리머와 비교하여 운모에 의해 보다 적은 에너지가 흡수된다는 제안이 주장된다.

또다른 구성에 있어서, 매우 얇은 운모나 테플론 조각이 사용되어, 커패시터를 유지하며 송신 전력을 제한한다.

Q 와 대역폭 사이에 트레이드오프가 존재한다. 높은 양호도로 인해, 예시적인 제 2 안테나의 대역폭은 다소 좁다, 예를 들어 13㎒ 의 공진 주파수에서 대략 9㎑ 이다. 이는 특정 튜닝 요건을 야기시키는데, 그 이유는 양쪽 안테나가 동일한 공진 주파수에서 거의 정확하게 작동해야 하기 때문이다. 그에 따라, 또다른 실시형태에 있어서, 전술한 바와 같이 접근 물체에 대한 안테나 민감도는 전술한 차폐물을 사용하여 감소된다. 전자 튜닝 회로가 사용되어, 안테나 회로(들)를 자동으로 튜닝함으로써, 코히런스를 유지할 수도 있다. Q 가 매우 좁은 이와 같은 시스템에서 디튜닝 문제가 특히 중요해진다. 이 좁은 Q 는 협대역폭을 의미하는데, 이는 보다 정확한 튜닝을 요구한다.

Q 에 대한 각종 외부 인자 또는 설계 인자의 영향을 더 평가하기 위해서, 예를 들어 안테나 아래의 유리 바디, 커패시터에서의 운모 조각, 커플링 루프의 손실, 및 안테나의 근역장 내의 모든 물체의 손실을 포함한 각종 양태의 실험 셋업이 고려된다.

이들 인자를 평가하기 위해서, 안테나의 환경은 가능한 한 이상적으로 되어야 한다. 그러므로, 예시적인 안테나를 2 개의 얇은 나일론 스트링으로 매달았다. 2 개의 커플링 루프는 반사 (S11) 대신에 투과 (S12/S21) 를 측정하는데 사용된다. 커플링 루프는 임계 미만 커플링 (undercritical coupling) 을 달성하기 위해서 안테나로부터 약 0.6m 떨어져 안테나의 양측에 배치되었다. 즉, 공진기에서와 동등한 전력량이 외부 회로에서 소모되는 경우, 커플링은 임계로 불려진다 (또한 안테나는 정합됨). 임계 미만 커플링은, 외부 회로에서보다 공진기에서 보다 큰 전력이 소모된다는 것을 의미하는 한편, 임계 초과 커플링 (overcritical coupling) 은, 공진기에서보다 외부 회로에서 보다 전력이 손실된다는 것을 의미한다.

이 실시형태에 대해 이론적으로 예상된 Q 는 2877 이다. 실현된 2263 의 Q 는 이론값의 78.6% 이다. 이 테스트에서 거의 이론값에 도달하였다. 그러나, 보다 높은 Q 는 안테나를 그 환경에 의해 보다 영향받기 쉽게 할 수도 있다는 것이 또한 주목되었다. 따라서, 실제, Q 는 항상 이론값보다 낮을 가능성이 있다.

제 2 측정은 양호도의 또다른 특성을 나타내었다. 부하 양호도 Q_L 은, 공진기가 임계 커플링되는 때의 상태 하에서 무부하 양호도 Q_ul 의 1/2 여야 한다.

또한, 전술한 송신기 및 수신기 장치 (예를 들어, 안테나 및 임의의 연관된 전자 또는 전기 컴포넌트) 는 또다른 실시형태에서 트랜시버, 즉 전력을 송/수신하도록 구성된 디바이스로서 결합될 수도 있다. 예를 들어, 이는 공통 폼 팩터 (예를 들어, 송신 안테나와 수신 안테나 모두 및 그 내부에 배치된 회로를 갖는 단일 유닛 또는 "박스") 를 포함할 수도 있다. 또한, 이 디바이스는 중계기로서 사용되어, 수신 안테나를 통해 하나의 소스로부터 에너지를 수신한 다음에 송신 안테나를 사용하여 또다른 소스로 (또는 동일물로) 수신된 전력을 송신할 수도 있다. 이들 이벤트 (송신 및 수신) 는 동시에 또는 서로에 대해 하나가 지연되는 방식으로 발생할 수도 있다. 값은 송신 안테나 및 수신 안테나와 연관된 편파 (polarization), 세기, 지오메트리, 상대 간격과 배치, 및 다른 인자에 종속하여 변할 수 있고, 또는 예를 들어 주파수 분할이나 FDMA (여기서, 예를 들어 제 1 안테나 (수신기 또는 송신기) 의 공진 주파수가 제 2 안테나 (송신기 또는 수신기) 의 공진 주파수와 상이하거나 이 공진 주파수로부터 분리됨) 와 같은 임의의 개수의 잘 알려진 다중 접속 방식에 따라 안내될 수도 있다. 또다른 옵션으로서, 2 개의 안테나는 동일하거나 상이한 주파수를 이용할 수도 있고, 그 동작 (예를 들어, TDMA) 에 대해 시분할 또는 슬롯될 수도 있다.

또다른 대안에 있어서, ("충돌 검출" 이 있든지 없든지 간에) "CSMA" 와 같은 접근법이 이용될 수도 있는데, 여기서 예를 들어 하나의 디바이스가 다른 디바이스의 액티비티를 능동으로 또는 수동으로 검출하거나 감지하는 경우, 그에 따라 그 거동을 조정한다. 이러한 일 실시형태에 있어서, 송신 이전에, 송신기는 수신기의 상태 (예를 들어, 공진에서, 전류를 발생시키는지 여부 등) 를 검출하고, 이를 게이팅 기준으로서 송신에 이용한다.

또다른 실시형태는 "공진 주파수 호핑" 접근법을 이용하는데, 여기서 레일리 또는 안테나 다이버시티 페이딩 또는 다른 이러한 문제를 완화하거나 없애는 것과 같이 다중 접속 또는 다른 목적은 주기적으로 또는 결정론적으로 또는 의사 랜덤하게 시간의 함수로서 공진 주파수를 호핑하는 것으로서 달성된다. 예를 들어, 송신기 및 수신기는 이들이 동기하여 유지되게 하는 공통 홉 시퀀스를 상호 발생시키기 위해서 대응하는 결정론적 알고리즘을 "도입" 할 수도 있다. 대안적으로, "대역내" (예를 들어, 변조된 전력 신호) 시그널링이 이용되어, 미리 (또는 진행에 따라) 송신기로부터 수신기로 홉 시퀀스를 송신할 수도 있다: 예를 들어, "I will hop to frequency X at next interval, and frequency X+Y after that..." 등. 개별적인 저전력 송신기 (예를 들어, RF 또는 블루투스) 가 사용되어, 특정 정보를 동기화할 수 있다. 또한, 클로킹 정보가 유사한 방식으로 송신될 수도 있다.

또다른 실시형태에 있어서, 수동 "충돌 검출" 또는 CD 접근법이 이용되는데, 여기서 예를 들어 송신기가 송신하기를 시도하는 경우, 동시에 간섭 동작이 발생하고 있는지 여부를 판정한다. 예를 들어, 이 판정은 공진 주파수, 송신 효율, 수신기로부터의 피드백을 검출함으로써 또는 일부 다른 검출에 의해 이루어질 수도 있다. 이 간섭 동작은 수신기의 동작, 기생 또는 표유 커패시턴스 영향, 튜닝의 손실, 또는 다른 유사한 영향에 의해 야기될 수도 있다.

송신기는 이 시점에 이러한 문제를 회피하기 위한 동작을 취할 수도 있다.

일 실시형태에 있어서, 통상적으로 간섭이 일시적이기 때문에, 송신기는 진행 중인 송신을 종료하고, 나중에 재시도할 수 있다. 이것의 일례는 충돌방지 알고리즘을 통한 랜덤 백오프에 의한 것이다. 일 실시형태는 송신된 전력이 배터리와 같은 저장부에 저장되게 한다. 이 때문에, 이 디바이스는 전력공급된 디바이스가 동작하게 하면서 전력 송신을 일시적으로 중지할 수 있다.

송신기는 상이한 공진 주파수에 대해 튜닝하기를 시도하여 간섭을 완화하고/하거나 수신기의 동작을 튜닝하거나 변경하기를 시도할 수 있다.

또다른 옵션은, 에너지 전송 레이트를 증가시키기 위해서 이득을 증가시키는 것이다. 이는 이를테면 간섭을 "블라스팅 (blast through)" 하도록 동작할 수도 있다.

예를 들어, 안테나(들)의 위치를 물리적으로 변경하는 모터 드라이브나 유사한 메커니즘을 통해, 송신기 및/또는 수신기의 지향성 또는 편파를 조정하는 시스템이 사용될 수 있다.

대안적으로, 전술한 바의 임의의 조합이 이용될 수 있다. 이들 특징은 송신기 기반으로, 및/또는 수신기 기반으로, 또는 송신기와 수신기 사이의 제휴 또는 조정으로 구현될 수 있다.

또다른 실시형태는, 수신기에 의해 결정된 바와 같은 전력 전송 레이트 또는 레벨에 관한 디바이스들 사이의 시그널링 정보를 이용한다 (예를 들어, "here's what I'm actually receiving, so you can compare this to what you are actually sending to tune yourself, transmitter"). 또한, 전술한 다중 접속 방식은 이러한 방식으로, 예를 들어 통신 채널을 통해 송신기로 통신되는 것과 같은 수신기의 수신 전력에서의 강하에 기초한 CD 또는 백오프 방식으로 구현될 수 있다.

또다른 대안적인 실시형태로서, 다수의 송신기 및/또는 수신기가 사용될 수도 있고, 다수의 송신기들 (및/또는 수신기들) 사이에서와 같이 전술한 특징이 구현될 수도 있다. 예를 들어, 2 개의 잠재적으로 충돌하는 송신기들 사이에서와 같이 FDMA, TDMA, CSMA 또는 CD 기술이 적용될 수도 있다.

전술한 기능은 전기 또는 전자 컴포넌트 레벨로, 예를 들어 적용가능한 정도로 하드웨어 (예를 들어, 전자기계 튜너, 모터 등) 로, 수동으로, IC 상에 배치된 펌웨어를 통해, 예를 들어 마이크로제어기나 디지털 프로세서 상에서 실행되는 컴퓨터 프로그램이나 애플리케이션으로서, 또는 고집적 회로를 통한 이산 컴포넌트로부터의 임의의 것으로서 구현된 단순한 게이트 로직 등을 통해 구현될 수도 있다.

또한, 본 출원은 환경 특성에 의한 하나 이상의 안테나 또는 회로 파라미터의 동적 변경 또는 변동을 고려한다. 예를 들어, 이는 안테나 특성을 변경할 수 있다. 변경될 수 있는 특성은, 튜닝 커패시턴스, 저항 값, 루프나 코일의 반경 (예를 들어, 안테나 루프(들)를 형성하는데 사용된 재료의 신장 또는 수축을 야기하는 열 영향을 통해, 그 유효 반경이 변경됨), 안테나 또는 이 안테나 부근의 컴포넌트의 특성 (예를 들어, 특정 전계 또는 자계를 선택적으로 인가함으로써, 컴포넌트 또는 재료 내의 다이폴의 정렬이 선택적으로 변경되어, 안테나의 특성에 영향을 미칠 수도 있음) 뿐만 아니라, 전력 신호 처리, 필터링, 변조 등과 같은 전기 또는 전자 처리를 포함할 수 있다.

예를 들어, 일 실시형태에 있어서, 전력과 함께 정보를 전송하기 위해서 송신기의 (우세) 자계가 정보와 함께 변조 또는 임프레션된다.

또다른 실시형태에 있어서, 이 정보는 수신기와 송신기 사이의 제어 시그널링을 포함하고, 그에 따라 임의의 개별적인 데이터 또는 통신 링크를 제거한다 (또한, 그에 따라 시스템을 단순화하며 보다 강건하게 함). 예를 들어, 송신기는 시간의 함수로서 예를 들어 진폭 변조, 위상 변조, 측파대 또는 주파수 변조 (예를 들어, 데이터 "0" 또는 "1" 을 인코딩하는 측파대 상향 시프트 (shift up) 또는 하향 시프트 (shift down) 또는 GMSK), 의사 잡음 변조, 또는 다른 기술을 통해 송신되는 협대역 신호를 변조할 수도 있다. 이는 특히 수신기가 송신기에 대해 양호하게 "록-온 (lock on)" 하여 전력 전송을 최적화할 수도 있는 (공진 주파수, 편파 등과 같은) 송신기 파라미터에 관한 정보의 전송을 허용한다. 또한, 듀티 사이클, 클록 또는 타이밍 정보, 예를 들어 송신기가 동작하는 윈도우가 인코딩되어, 참조 시간 프레임 등을 동기화할 수도 있다.

안테나 성능에 대한 이론적 한계가 본 명세서에 설명된다. 안테나 효율, 양호도 (대역폭) 및 크기와 같은 측면이 고려된다. 또한, 근역장 및 원역장 (far field) 에서의 전파 전파 (radio wave propagation) 를 위한 모델이 확립된다.

전기적으로 작은 안테나는 반경 r_max 의 구체인 라디안구체 (radiansphere) 의 일부분으로 피팅될 수 있는 안테나이다.

[수학식 A-1]

여기서, k 는 파수 [m^-1] 이고, λ 는 파장 [m] 이고, c 는 광속으로, 299792458 ms^- ¹ 이고, f 는 주파수 [㎐] 이고, d_max 는 라디안구체의 직경이다.

이 애플리케이션에 사용된 안테나는 거의 모든 경우에 전기적으로 작고 (즉, k*r < 1 ), 여기서 k*r = d*π/λ 이고, r 및 d 는 각각 안테나 구조체를 포함하는 구체의 반경 및 직경이다.

통상적으로, 전기적으로 작은 안테나는 자기-공진되지 않는다. 저주파수에 있어서, 이들 안테나는 용량성 (다이폴 안테나) 또는 유도성 (루프 안테나) 중 어느 하나이다. 이들은 예를 들어 1 차 직렬 RC 또는 병렬 RL 회로로 근사될 수 있다. 이들은 반대 종류의 리액터로 튜닝함으로써 공진이 된다.

용량성인 경우에 대해, 이러한 안테나의 등가 회로가 도 8 에 도시되어 있다. 안테나의 하나의 주요 소자는 방사 저항 R_r 이다. 등가 회로에 있어서, 이 저항기는 방사 전력 P_r 을 모델링한다. 손실 저항기 R_L 은 안테나의 도전 손실 및 유전체 손실을 고려한다. 커패시터 C 는 안테나의 리액티브 컴포넌트를 나타낸다. 이는 외부 정합 인덕터 L 과 함께 공진 회로를 형성하는데, 이는 동작 주파수로 튜닝된다. 또한, 이 회로는 병렬 공진 회로와 등가의 표현으로서 모델링될 수 있다.

[수학식 A-2]

여기서, R_o 는 소스 저항 [Ω] 이고, R_a 는 안테나 저항 [Ω] 이고, R_L 은 손실 저항 [Ω] 이고, R_r 은 방사 저항 [Ω] 이고,

₀ 는 공진 주파수 [rad^-1] 이고, L 은 정합 인덕턴스 [H] 이고, C 는 안테나 커패시턴스 [F] 이다.

최대 전력 전송에 있어서, 안테나 및 정합 네트워크 임피던스는 안테나 임피던스에 대해 공진에서 정합된 복소 켤레이다.

유도성 안테나의 경우에 대해, 유사한 회로가 도출될 수 있다.

본 출원인은 이러한 안테나의 효율 및 양호도에 대한 기본 한계가 존재한다고 믿는다. 특정 안테나 성능이 요구되는 경우, 안테나의 크기는 임의의 값으로 감소될 수 없다. 채널 용량을 대역폭 및 동작 범위에 관련시키는 통신 이론에서 잘 알려진 섀넌 한계와 같이, 최소 안테나 크기를 방사 양호도에 관련시키는 안테나 이론에서의 기본 한계도 또한 존재한다.

안테나 크기에 대한 이론적 한계를 계산하려는 다수의 시도가 존재하였다. 기본적인 연구는 Chu [CHU] 및 Harrington [HAR] 에 의해 행해졌다. 그 이론은, 안테나가 반경 r 의 구체에 의해 완전히 포위된다고 기술한다. 구체 외부의 필드는 방사상으로 외부로 전파되는 가중된 구형파의 합으로 표현될 수 있다. 각 파 (모드) 는 전력 직교성을 나타내므로, 다른 것으로부터 독립적으로 전력을 전달한다.

구체 외부의 특정 필드가 무한개의 상이한 소스 분포로 발생될 수 있다는 것이 수학적으로 증명될 수 있다. 그러므로, 구체 외부의 필드는 안테나의 특정 구현으로부터 독립적이다. Chu 의 계산으로부터, 하나의 모드 (TE01 또는 TM01 중 어느 하나) 만을 여기시키는 안테나가 임의의 선형 편파 안테나의 가능한 최저 방사 양호도를 달성한다는 것이 알려져 있다. 전술한 기본적인 연구에 기초하여, Hansen 은 이 양호도 Q_r 에 대한 근사 분석 표현을 도출하였는데 [HAN], 이는 논문에 여러번 언급되었다. 또한, Mclean 은 Hansen 으로부터의 연구를 개발 및 정정하여 [MLE], 선형 편파 안테나의 방사 양호도 Q_r 에 대한 정확한 표현을 제공하였다.

[수학식 A-3]

여기서, Q_r 은 방사 양호도 [단위 없음] 이고,

은 라디안 주파수 [rad^-1] 이고, W_e 는 시간-평균되며 전파되지 않은 저장된 전기 에너지 [J] 이고, W_m 은 시간-평균되며 전파되지 않은 저장된 자기 에너지 [J] 이고, P_r 은 방사 전력 [W] 이다.

이 수학식은, 전기적으로 작은 안테나 (k*r ≪1) 에 대한 우세항 (dominant term) 이 3 차항이라고 나타낸다. 그러나, 큰 안테나 (k*r ≫1) 에 있어서, 방사 양호도는 1 차항에 의해 좌우될 것이다.

안테나의 물리적 구현은 손실을 나타낸다, 즉 그 방사 효율은 비이상적인 도전체나 유전체로 인해 1 보다 작다. 이 효율의 감소는 안테나 양호도로 지칭되는 전체 양호도에 영향을 미친다. 안테나가 소스에 전력-정합된다고 가정하면, 안테나 양호도 Q_a 가 야기된다.

[수학식 A-4]

여기서, Q_a 는 안테나 양호도 [단위 없음] 이고, Q_r 은 방사 양호도 [단위 없음] 이다.

[수학식 A-3] 및 [수학식 A-4] 로부터 3 가지 중요한 관계가 도출될 수 있다.

● 작은 안테나에 있어서, 그 효율은 상대 안테나 크기의 세제곱에 비례하므로, 또한 안테나 크기의 세제곱 및 주파수의 세제곱에도 비례한다.

[수학식 5]

● 큰 안테나에 있어서, 그 효율은 상대 안테나 크기에 비례하므로, 또한 안테나 크기 및 주파수에도 비례한다.

[수학식 6]

● 일반적으로, 방사 효율은 안테나 양호도에 비례한다.

[수학식 7]

도 4 및 도 5 에서의 안테나 모델에 대해, 방사 양호도 Q_r 및 방사 효율

에 대한 값이 다음과 같이 주어진다.

[수학식 8]

[수학식 9]

[수학식 10]

여기서,

은 방사 효율 [단위 없음] 이고, Z_a 는 안테나 입력 임피던스 [Ω] 이고, Y_a 는 안테나 입력 어드미턴스 [Ω^-1] 이고, P_r 은 공진에서 방사된 전력 [W] 이고, P_in 은 공진에서 안테나에 입력된 전력 [W] 이다.

이는, 주어진 방사 효율에 대해, 안테나 크기의 감소가 안테나 양호도를 증가시킨다고 나타낸다. 주어진 안테나 크기에 대해, 방사 효율의 감소는 안테나 양호도를 저하시킨다. 결과적으로, 주어진 방사 효율에 대해, 보다 큰 안테나 양호도는 작은 안테나 크기에 대한 패널티이다.

방사 효율이 일정하게 유지되는 경우에, 주파수가 증가함에 따라 그리고 안테나 크기가 증가함에 따라, 안테나 양호도는 감소한다. 무선 전력공급 및 충전 시스템에 있어서, 전력이 2 개의 안테나들 사이에서 얼마나 많이 송신될 수 있는지를 안테나 효율이 결정하기 때문에, 이 안테나 효율이 가중 중요한 기준이다. [수학식 5] 는, 안테나 효율이 상대 안테나 크기의 세제곱에 비례하므로, 또한 절대 안테나 크기의 세제곱에도 비례한다는 것을 나타낸다. 10 배만큼의 크기의 증가는, 안테나 양호도가 일정하게 유지된다고 가정하여 30dB (1000 배) 의 안테나 효율의 향상을 야기한다.

[수학식 7] 은, 안테나 양호도가 안테나 효율에 비례한다고 나타낸다. 안테나 양호도에서의 10 배만큼의 증가는, 일정한 상대 안테나 크기를 가정하여 10dB (10 배) 의 안테나 효율의 증가를 산출한다. 안테나 효율은 주파수의 세제곱에 비례하다. 주파수에서의 10 배만큼의 증가는, 안테나 크기 및 안테나 양호도가 일정하게 유지된다고 가정하여 30dB (1000 배) 만큼의 안테나 효율의 향상을 야기한다.

전술한 양호도 및 효율에 대한 기본 한계와 달리, 이득은 물리적 한계를 나타내지 않는다. 그러나, 이득과 대조적으로, 특정 안테나 타입으로 달성될 수 있는 지향성의 양호한 정보가 존재한다. 지향성은 다음과 같이 이득에 연결된다.

[수학식 11]

여기서,

은 안테나 방사 효율이다.

Balanis [BAL] 에 따르면, 작은 다이폴의 지향성은 D=1.5 이다. 또한, 동일한 지향성이 작은 루프에 적용된다. 작은 루프가 자기 다이폴의 도움으로 설명될 수 있기 때문에, 이 유사성은 전계와 자계의 이중성의 원리가 적용되는 경우에 명백해진다.

보다 높은 지향성은, 전기적으로 작지 않은 안테나로부터 예상될 수 있다. 이는, 예를 들어 도 8 로부터 알 수 있는 바와 같이 다이폴에 대한 경우이다. 최대 안테나 치수가 대략 파장인 경우, 지향성은 작은 다이폴의 지향성보다 높다. 그러나, 무선 전력공급 및 충전 시스템에 있어서, 이는 단지 1㎓ 상위의 주파수에 대한 경우이다.

전파 전파

안테나의 특성은, (거리에 관하여) 그 필드가 관측되는 지점에 대해 강한 종속성을 나타낸다. 근역장과 원역장 사이의 구별이 종종 이루어진다. 근역장 영역에 있어서, 전자기 에너지가 주로 저장되며 방사되지 않는다 (정상파). 일반적으로, 이 영역에 대한 경계는 다음과 같이 정의된다.

● 근역장: 근역장 영역에 있어서, 전자기 에너지가 주로 저장되며 방사되지 않는다 (정상파). 일반적으로, 이 영역에 대한 경계는 다음과 같이 정의되는데:

여기서, k 는 파수이고, r 은 안테나까지의 관측 거리이다.

원역장 영역에 있어서, 대부분의 전자기 에너지는 방사되며 저장되지 않는다. 일반적으로, 이 영역에 대한 경계는 다음과 같이 정의된다.

● 원역장: 원역장 영역에 있어서, 대부분의 전자기 에너지는 방사되며 저장되지 않는다. 일반적으로, 이 영역에 대한 경계는 다음과 같이 정의된다.

근역장과 원역장 사이에서, 정상파로부터 전파파 (propagating wave) 로의 전이가 발생한다. 이는 소위 전이 영역이다.

안테나까지의 거리가 0.5 내지 5m 인 경우, 근역장과 원역장 사이의 경계는 10 내지 100㎒ 의 주파수 범위에 있다.

모든 전파가 근역장 및 원역장에서 매우 상이한 방식으로 전파된다. 전파 통신 이론으로부터, Friis 송신 수학식이 잘 알려져 있다. 이는, 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 특정 간격뿐만 아니라 특정 수신 안테나 이득 및 송신 안테나 이득을 가정하여, 송신 안테나의 전력에 대한 수신 전력의 비율을 설명한다.

[수학식 12]

이 수학식은 단지 원역장에서만 유효하다. 2 개의 안테나 사이의 에너지 송신의 보다 일반적인 취급을 위해, 근역장도 또한 커버하는 신규 수학식이 개발된다.

전기적으로 작은 다이폴의 방사 필드가 이 일반적인 전파 전파 모델에 대한 기초로서 고려된다. 또한, 다이폴은, 전계와 자계의 이중성의 원리 때문에 루프 안테나를 모델링하는데 사용될 수 있다. 이 때문에, 다이폴의 전계 컴포넌트는 루프의 자계 컴포넌트에 대응하고, 그 역도 또한 같다.

[수학식 13] 및 [수학식 14] 는 작은 다이폴의 전계 컴포넌트 및 자계 컴포넌트를 나타낸다. 전계의 방사 컴포넌트는 생략되었는데, 그 이유는 이것이 근역장에 저장되는 리액티브 에너지만을 고려하기 때문이다.

[수학식 13]

[수학식 14]

이들 수학식에 있어서, r 은 안테나까지의 거리이며 안테나 반경은 아니다. 몇몇 대수적 조작 이후에, 필드 크기에 대해 다음의 단순화된 수학식이 획득될 수 있다.

[수학식 15]

[수학식 16]

공동-편파 (co-polarized) 안테나, 즉 송신 안테나 및 수신 안테나가 서로에 대해 평행한 안테나로부터 수신된 전력은 전술한 바와 같이 제곱된 입사 필드의 시간 평균 값에 비례한다. 따라서, 경로 이득은 다음과 같이 계산될 수 있다.

[수학식 17]

[수학식 18]

[수학식 17] 은 동일한 안테나에 대한 전파 법칙이다 (하나의 다이폴로부터 또다른 공동-편파 다이폴로의 전파 또는 하나의 루프로부터 또다른 공동-편파 루프로의 전파). [수학식 18] 은 상이한 안테나에 대한 전파 법칙이다 (다이폴로부터 공동-편파 루프로의 전파 또는 루프로부터 공동-편파 다이폴로의 전파). 근역장에서의 전파 이득은, 원역장 이론 (Friis 수학식) 을 적용함으로써 예상되는 것보다 훨씬 더 높다. 근역장에서의 동일한 안테나들 사이의 송신에 있어서, 60dB/decade 의 경로 손실이 확인될 수 있는 한편, 근역장에서의 상이한 안테나들 사이의 송신은 40dB/decade 의 경로 손실을 갖는다. 이는 원역장에서 확인되는 20dB/decade 의 경로 손실에 대조된다.

이들 수학식은, 이러한 목적을 위해 이용될 수 있는 부가적인 안테나 및 특성을 결정하는데 이용될 수 있다.

소수의 실시형태만이 상세하게 개시되었지만, 다른 실시형태가 가능하고, 본 발명자들은 이들이 본 명세서 내에 포함되는 것으로 의도한다. 본 명세서는 또다른 방식으로 달성될 수도 있는 보다 일반적인 목적을 달성하도록 특정 실시예를 설명한다. 본 개시물은 예시적인 것으로 의도되며, 특허청구범위는 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 대해 예측가능할 수도 있는 임의의 변경 또는 대안을 커버하는 것으로 의도된다.

예를 들어, 다른 안테나 형태 및 선택이 이용될 수 있다. 본 명세서에 이용된 바와 같은 "전력공급 (power)" 이라는 용어는 임의의 타입의 에너지, 전력 또는 힘 전송 중 임의의 종류를 언급할 수 있다. 수신 소스는, 컴퓨터나 주변 장치, 통신기, 자동차, 또는 임의의 다른 디바이스를 포함하여, 저장된 에너지로부터 동작하는 임의의 디바이스일 수 있다. 본 발명의 전술한 송신기, 수신기 및 트랜시버 장치의 다수의 애플리케이션이 인식된다. 예로서, 이러한 애플리케이션은, (ⅰ) 휴대용 컴퓨터, PMD, 클라이언트 디바이스, 셀룰러 전화기 등을 전력공급 또는 충전하는 것; (ⅱ) 평면 스크린 또는 벽걸이형 텔레비전이나 디스플레이를 전력공급 또는 충전하는 것; (ⅲ) (예를 들어, 냉장고 뒤의 벽에 송신기를 배치하며 송신기 부근의 냉장고에 수신기를 배치함으로써) 냉장고를 전력공급 또는 충전하는 것; (ⅳ) (예를 들어, 차고 바닥에 송신기를 배치하거나 구축하고, 차 바닥에 수신기를 배치함으로써) 전기 자동차를 전력공급 또는 충전하는 것; (ⅴ) 집 또는 사무실 전등 (예를 들어, 코드 없는 백열등, 형광등 또는 LED-기반 램프) 을 전력공급 또는 충전하는 것; (ⅵ) 토스터, 블렌더, 시계, 텔레비전, 전자렌지, 프린터, 컴퓨터 등과 같은 홈 또는 오피스 가전을 전력공급 또는 충전하는 것; (ⅶ) (예를 들어, 실질적으로 전방향성 송신기 배열을 사용함으로써) 동시에 다수의 디바이스를 전력공급 또는 충전하는 것; 및 (ⅷ) 전압을 갖는 전기 도전체의 존재가 물 근처, 아이들 근처 등과 같은 해저드를 나타내는 디바이스를 전력공급 또는 충전하는 것을 포함하지만, 이에 제한되지는 않는다.

본 명세서에 이용된 바와 같이, 이산 컴포넌트인지 또는 집적 회로인지 간에, 단독인지 또는 조합인지 간에, "전기 컴포넌트" 및 "전자 컴포넌트" 라는 용어는 교환가능하게 이용되고, 유도성 리액터 ("초크 코일"), 변압기, 필터, 갭이 있는 코어 환상체 (gapped core toroid), 인덕터, 커패시터, 저항기, 연산 증폭기, 버랙터, MEMS 디바이스, FET 및 다른 트랜지스터와 다이오드를 포함하지만 이에 제한되지는 않는, 몇몇 전기 또는 전자 기능을 제공하도록 구성된 컴포넌트를 언급하지만, 이에 제한되지는 않는다.

본 명세서에 이용된 바와 같이, "집적 회로 (IC)" 라는 용어는 (Si, SiGe, CMOS 및 GAs 를 포함하지만 이에 제한되지는 않는) 프로세스 또는 베이스 재료에 상관 없이 (ULSI, VLSI 및 LSI 를 포함하지만 이에 제한되지는 않는) 임의의 집적 레벨을 갖는 임의의 타입의 디바이스를 언급한다. 예를 들어, IC 는 메모리 디바이스 (예를 들어, DRAM, SRAM, DDRAM, EEPROM/플래시, ROM), 디지털 프로세서, SoC 디바이스, FPGA, ASIC, ADC, DAC, 및 다른 디바이스뿐만 아니라 이들의 임의의 조합을 포함할 수도 있다.

본 명세서에 이용된 바와 같이, "디지털 프로세서" 라는 용어는 일반적으로 디지털 신호 프로세서 (DSP), 축소 명령 집합 컴퓨터 (RISC), 범용 (CISC) 프로세서, 마이크로프로세서, 게이트 어레이 (예를 들어, FPGA), RCF (Reconfigurable Compute Fabric), 및 주문형 집적 회로 (ASIC) 를 포함하지만 이에 제한되지는 않는 모든 타입의 디지털 처리 디바이스를 포함하도록 의도된다. 이러한 디지털 프로세서는 단일 IC 다이 상에 포함될 수도 있고, 또는 다수의 컴포넌트에 걸쳐 분산될 수도 있다.

본 명세서에 이용된 바와 같이, "컴퓨팅 디바이스", "클라이언트 디바이스" 및 "최종 사용자 디바이스" 는, 데스크톱, 랩톱, 또는 Motorola DCT2XXX15XXX 와 Scientific Atlanta Explorer 2XXX13XXX/4XXX18XXX 시리즈 디지털 디바이스와 같은 셋탑 박스, Blackberry® 또는 "Palm®" 디바이스 패밀리와 같은 PDA (Personal Digital Assistant), 핸드헬드 컴퓨터, 퍼스널 통신기, J2ME 장착 디바이스, 셀룰러 전화기, 또는 실제로 전력을 이용하거나 네트워크와 데이터를 교환할 수 있는 임의의 다른 디바이스이든지 간에, 퍼스널 컴퓨터 (PC) 및 미니컴퓨터를 포함하지만, 이에 제한되지는 않는다.

본 명세서에 이용된 바와 같이, "메모리" 라는 용어는, ROM, PROM, EEPROM, DRAM, SDRAM, DDR/2 SDRAM, EDOIFPMS, RLDRAM, SRAM, "플래시" 메모리 (예를 들어, NANDINOR), 및 PSRAM 을 포함하지만 이에 제한되지는 않는, 디지털 데이터를 저장하도록 구성된 집적 회로 또는 다른 저장 디바이스 중 임의의 타입을 포함한다.

또한, 본 발명자들은, "~ 하는 수단" 이라는 단어를 이용하는 특허청구범위가 단지 35 USC 112 의 제 6 절 하에서 해석되도록 의도한다. 또한, 본 명세서로부터의 어떠한 제한도, 이들 제한이 특허청구범위에 명백히 포함되지 않는 한, 임의의 특허청구범위로 판독되도록 의도되지는 않는다.

본 명세서에 설명된 동작 및/또는 흐름도는 컴퓨터 상에서 또는 수동으로 수행될 수도 있다. 컴퓨터 상에서 수행되는 경우, 컴퓨터는 범용 컴퓨터 또는 워크스테이션과 같은 몇몇 전용 컴퓨터 중 임의의 종류의 컴퓨터일 수도 있다. 컴퓨터는 윈도우즈 XP 나 리눅스를 실행하는 인텔 (예를 들어, 펜티엄 또는 Core 2 duo) 나 AMD 기반 컴퓨터일 수도 있고, 또는 매킨토시 컴퓨터일 수도 있다. 또한, 컴퓨터는, PDA, 셀폰 또는 랩톱과 같은 핸드헬드 컴퓨터일 수도 있다. 또한, 본 명세서에 설명된 방법 단계 및 동작은 이들 기능을 행하는 전용 머신 상에서 수행될 수 있다.

프로그램은 C 나 파이산, 또는 자바, 브루 또는 임의의 다른 프로그래밍 언어로 기록될 수도 있다. 프로그램은, 예를 들어 컴퓨터 하드 드라이브, 메모리 스틱이나 SD 매체와 같은 착탈식 디스크나 매체, 유선이나 무선 네트워크 기반 또는 블루투스 기반 NAS (Network Attached Storage), 또는 다른 착탈식 매체와 같은 저장 매체 (예를 들어, 자기나 광학) 에 존재할 수도 있다. 또한, 프로그램은 예를 들어 네트워크를 통해 실행될 수도 있는데, 여기서 서버 또는 다른 머신은 로컬 머신으로 신호를 송신하여 이 로컬 머신이 본 명세서에 설명된 동작을 수행하게 한다.

본 명세서에서 특정 수치가 언급되었지만, 몇몇 상이한 범위가 상세하게 언급되지 않는 한, 이 수치는 본 출원의 교시 내에서 유지되면서 20% 만큼 증가 또는 감소될 수도 있다는 것이 고려되어야 한다. 특정 논리 의미가 이용되지만, 반대 논리 의미도 또한 포함되는 것으로 의도된다.

Claims

자기장으로부터 수신기의 수신 안테나로 전력을 커플링함으로써, 상기 자기장을 통해 공진 주파수에서 송신 안테나로부터, 부하를 충전하거나 부하에 전력을 공급하기에 충분한 전력을 송신하는 단계;
상기 수신기로부터 시그널링 정보를 수신하는 단계로서, 상기 시그널링 정보는 상기 수신기로의 전력 전송의 레벨을 나타내는, 상기 수신하는 단계;
동작 중에, 적어도 하나의 특성과의 매칭을 감소시키는 물체에 의해 야기된 간섭을 검출하는 단계; 및
수신된 시그널링 정보에 응답하여 상기 송신 안테나의 상기 공진 주파수를 튜닝하는 단계를 포함하는, 전력을 전송하는 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 튜닝하는 단계는 안테나들 사이의 임피던스를 매칭시키는 단계를 포함하는, 전력을 전송하는 방법.
제 2 항에 있어서,
상기 튜닝하는 단계는 상기 송신 안테나에서의 조정가능한 커패시터의 커패시턴스 값을 전기적으로 조정하는 단계를 포함하는, 전력을 전송하는 방법.
제 3 항에 있어서,
상기 튜닝하는 단계는 커패시터의 플레이트들 사이의 거리를 조정하는 단계를 포함하는, 전력을 전송하는 방법.
제 3 항에 있어서,
상기 조정가능한 커패시터는 전기적으로 조정가능한 커패시터를 포함하고, 상기 튜닝하는 단계는 자동으로 튜닝하는 단계인, 전력을 전송하는 방법.
제 3 항에 있어서,
상기 조정가능한 커패시터에 고정 값 커패시터를 더 포함하는, 전력을 전송하는 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 송신 안테나와 상기 수신 안테나 사이의 매칭의 감소를 검출하는 것에 응답하여, 물체를 검출하는 단계를 더 포함하는, 전력을 전송하는 방법.
제 7 항에 있어서,
상기 튜닝하는 단계는 상기 송신 안테나에서의 전기적으로 조정가능한 커패시터의 커패시턴스 값을 소정의 값으로 전기적으로 조정하는 단계를 포함하는, 전력을 전송하는 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 커플링은 상기 송신 안테나의 근접 장에 에너지를 저장하고 상기 에너지를 상기 수신 안테나로 유도하는 것을 포함하는, 전력을 전송하는 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 자기장은 상기 시그널링 정보를 변조하고, 상기 시그널링 정보를 수신하는 단계는 변조된 자기장을 복조하는 단계를 포함하는, 전력을 전송하는 방법.
자기장으로부터 수신기의 수신 안테나로 전력을 커플링함으로써, 상기 자기장을 통해 공진 주파수에서, 부하를 충전하거나 부하에 전력을 공급하기에 충분한 전력을 송신하도록 구성된 유도성 루프 안테나;
상기 수신 안테나로부터, 상기 수신기로의 전력 전송의 레벨을 나타내는 시그널링 정보를 수신하도록 구성된 수신 시그널링 정보 회로; 및
수신된 시그널링 정보에 응답하여 상기 유도성 루프 안테나의 상기 공진 주파수를 튜닝하도록 구성된 튜닝 회로를 포함하는, 무선 전력 송신기.
제 11 항에 있어서,
상기 튜닝 회로는 조정가능한 커패시터를 포함하는, 무선 전력 송신기.
제 12 항에 있어서,
상기 조정가능한 커패시터는 상대적인 거리를 조정할 수 있는 플레이트들을 갖는 커패시터를 포함하는, 무선 전력 송신기.
제 11 항에 있어서,
상기 튜닝 회로는 전기적으로 조정가능한 커패시터를 포함하는, 무선 전력 송신기.
제 14 항에 있어서,
상기 조정가능한 커패시터에 고정 값 커패시터를 더 포함하는, 무선 전력 송신기.
제 11 항에 있어서,
동작 중에, 상기 유도성 루프 안테나와 상기 수신 안테나 사이의 매칭을 감소시키는 물체에 의해 야기된 간섭을 검출하도록 구성된 검출 회로를 더 포함하고, 상기 검출 회로는 매칭의 감소가 종료될 때까지 전력 전송을 종료하도록 더 구성된, 무선 전력 송신기.
제 11 항에 있어서,
상기 유도성 루프 안테나에 접속된 조정가능한 커패시터를 더 포함하고, 상기 튜닝 회로는 매칭을 개선시키기 위해서 전기적으로 조정가능한 커패시터의 커패시턴스 값을 전기적으로 조정하는, 무선 전력 송신기.
제 11 항에 있어서,
상기 유도성 루프 안테나는 커플링 루프를 형성하는 제 1 부분 및 상기 커플링 루프에 전기적으로 접속되지 않으며 전력이 전기적으로 유도되는 제 2 부분을 갖는, 무선 전력 송신기.
제 11 항에 있어서,
상기 유도성 루프 안테나의 적어도 일부분은 상기 무선 전력 송신기로부터 전기적으로 디커플링된, 무선 전력 송신기.
제 11 항에 있어서,
상기 자기장은 상기 시그널링 정보를 변조하고, 상기 수신 시그널링 정보 회로는 변조된 자기장을 복조하도록 더 구성되는, 무선 전력 송신기.
송신기의 송신 안테나로부터의 자기장으로부터 전력을 커플링함으로써, 상기 자기장을 통해 무선으로 송신된 공진 주파수에서, 부하를 충전하거나 부하에 전력을 공급하기에 충분한 전력을 수신하도록 구성된 유도성 루프 안테나;
상기 송신기로부터의 전력 전송의 레벨을 나타내는 시그널링 정보를 상기 송신 안테나로 송신하도록 구성된 송신 시그널링 정보 회로; 및
상기 송신기로부터의 전력 전송의 레벨에 응답하여 상기 유도성 루프 안테나의 상기 공진 주파수를 튜닝하도록 구성된 튜닝 회로를 포함하는, 무선 전력 수신기.
제 21 항에 있어서,
상기 튜닝 회로는 조정가능한 커패시터를 포함하는, 무선 전력 수신기.
제 22 항에 있어서,
상기 조정가능한 커패시터는 상대적인 거리를 조정할 수 있는 플레이트들을 갖는 커패시터를 포함하는, 무선 전력 수신기.
제 21 항에 있어서,
상기 튜닝 회로는 전기적으로 조정가능한 커패시터를 포함하는, 무선 전력 수신기.
제 24 항에 있어서,
상기 조정가능한 커패시터에 고정 값 커패시터를 더 포함하는, 무선 전력 수신기.
제 21 항에 있어서,
동작 중에, 상기 유도성 루프 안테나와 상기 송신 안테나 사이의 매칭을 감소시키는 물체에 의해 야기된 간섭을 검출하도록 구성된 검출 회로를 더 포함하고, 상기 검출 회로는 매칭의 감소가 종료될 때까지 전력 전송을 종료하도록 더 구성된, 무선 전력 수신기.
제 21 항에 있어서,
상기 유도성 루프 안테나에 접속된 조정가능한 커패시터를 더 포함하고, 상기 튜닝 회로는 매칭을 개선시키기 위해서 전기적으로 조정가능한 커패시터의 커패시턴스 값을 전기적으로 조정하는, 무선 전력 수신기.
제 21 항에 있어서,
상기 송신 시그널링 정보 회로는 상기 시그널링 정보를 갖는 상기 자기장을 변조함으로써 시그널링 정보를 송신하도록 더 구성되는, 무선 전력 수신기.
자기장으로부터 수신기의 수신 안테나로 전력을 커플링함으로써, 상기 자기장을 통해 공진 주파수에서 송신 안테나로부터, 부하를 충전하거나 부하에 전력을 공급하기에 충분한 전력을 송신하는 수단;
상기 수신기로부터 시그널링 정보를 수신하는 수단으로서, 상기 시그널링 정보는 상기 수신기로의 전력 전송의 레벨을 나타내는, 상기 수신하는 수단; 및
수신된 시그널링 정보에 응답하여 상기 송신 안테나의 상기 공진 주파수를 튜닝하는 수단을 포함하는, 전력을 전송하기 위한 시스템.
송신 안테나의 자기장을 통해 상기 송신 안테나로부터 전력을 송신하도록 구성되고, 상기 자기장으로부터의 상기 전력을 수신 안테나로 커플링하도록 구성된, 전력 송신기;
상기 수신 안테나로부터 시그널링 정보를 수신하도록 구성된 시그널링 정보 수신기로서, 상기 시그널링 정보는 수신기로의 전력 전송의 레벨을 나타내는 정보를 나타내는, 상기 시그널링 정보 수신기; 및
수신된 시그널링 정보에 응답하여 상기 송신 안테나의 공진 주파수를 튜닝하도록 구성된, 제어기를 포함하는, 전력을 전송하기 위한 시스템.
전력을 생성하는 수단;
상기 전력을 생성하는 수단에 커플링된 유도성 루프 안테나로서, 상기 유도성 루프 안테나는 자기장을 통해 공진 주파수에서 수신 안테나로 무선으로 전력을 송신하도록 구성되는, 상기 유도성 루프 안테나;
상기 수신 안테나로부터 시그널링 정보를 수신하도록 구성된 수신 시그널링 정보 회로로서, 상기 시그널링 정보는 수신기로의 전력 전송의 레벨을 나타내는 정보를 나타내는, 상기 수신 시그널링 정보 회로; 및
수신된 시그널링 정보에 응답하여 상기 유도성 루프 안테나의 상기 공진 주파수를 튜닝하도록 구성된 튜닝 회로를 포함하는, 무선 전력 송신기.
송신 안테나로부터 자기장을 통해 무선으로 송신되는 공진 주파수에서 전력을 수신하도록 구성된 유도성 루프 안테나;
상기 유도성 루프 안테나로부터 전력을 수신하는 수단;
상기 송신 안테나로부터 시그널링 정보를 송신하는 수단으로서, 상기 시그널링 정보는 송신기로부터의 전력 전송의 레벨을 나타내는, 상기 송신하는 수단; 및
수신된 시그널링 정보에 응답하여 상기 유도성 루프 안테나의 상기 공진 주파수를 튜닝하는 수단을 포함하는, 무선 전력 수신기.
발명의 상세한 설명에 기재된 방법.