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Diese
Erfindung betrifft einen induktiven kontaktlosen Leistungsübertrager
gemäß dem Oberbegriff
des Patentanspruchs 1. Ein solcher Leistungsübertrager ist aus Gyu Bum Joung;
Bo H. Cho: An Energy Transmission System for an Artificial Heart Using
Leakage Inductance Compensation of Transcutaneous Transformer. In:
IEEE Transactions an Power Electronics. Vol. 13. No. 6. November
1998, Seite 1013 bis 1022, bekannt.
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Die
US 6,118,249 A befasst
sich mit der Detektion eines Mobilteils auf einer Sekundärseite durch
eine induktive Ladestation, die eine Primärseite bildet. Auf der Sekundärseite wird
die in der sekundärseitigen
Spule erzeugte Wechselspannung gleichgerichtet und über einen
Feldeffekttransistor einem Glättungskondensator
zugeführt.
Der Glättungskondensator
wird durch eine Last, die Batterien umfasst, entladen. Der Feldeffekttransistor
wird leitend geschaltet, wenn die Spannung am Glättungskondensator einen unteren
Wert unterschreitet und nicht leitend geschaltet, wenn diese Spannung
einen oberen Schwellenwert überschreitet,
so dass eine Hysterese entsteht. Durch die durch das Aus- und Einschalten
eines Feld-effekttransisotors erzeugte Laständerung auf der Sekundärseite wird
die Frequenz und Leistungsaufnahme des primärseitigen Oszillators moduliert.
Auf diese Art und Weise wird eine Rückkopplung realisiert. Die
primärseitige
Spule wird von einem selbstschwingenden Oszillator versorgt. Durch
Laständerungen
auf der Sekundärseite ändert sich
auch die Frequenz des Oszillators. Diese Frequenzänderung
kann durch einen einfachen Frequenzunterscheider, wie beispielsweise
eine PLL-Schleife (PLL: Phase-locked loop), ermittelt und ein erstes
Steuersignal erzeugt werden. Darüber
hinaus kann die Stromaufnahme des Oszillators als Spannungsabfall
an einer Impedanz gemessen werden. Dieser Spannungsabfall wird gefiltert,
woraus ein zweites Steuersignal erzeugt wird. Beim Vorhandensein
eines der beiden Steuersignale wird der Oszillator mit Leistung
versorgt. Ein drittes Steuersignal sorgt dafür, dass der Oszillator unabhängig von
den ersten beiden Steuersignalen von Zeit zu Zeit eingeschaltet
wird.
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Die
Offenlegungsschrift
DE
197 41 279 A1 zeigt eine Vorrichtung zum Aufladen von Akkumulatoren,
die aus einem mobilen elektrischen Gerät und einer Ladeeinheit besteht
und induktiv elektrische Leistung mittels eines magnetischen Wechselfelds von
einer Primärwicklung
in der Ladeeinheit zu einer Sekundärwicklung im mobilen Gerät überträgt. Im Leerlauf
oder wenn ein Fremdkörper
das magnetische Wechselfeld beeinflusst, soll die Ladeeinheit in einen
leistungsarmen Wartezustand übergehen. Hierzu
wird das von der Ladeeinheit gelieferte magnetische Wechselfeld
von den Primärwicklungen
eines selbstschwingenden Gegentaktoszillators erzeugt.
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Die
DE 196 33 171 A1 beschreibt
das kontaktlose Laden von Akkumulatoren eines schnurlosen Handapparats über induktive
Geber, die in einem Untergehäuse
angeordnet sind. Mit den induktiven Gebern ist eine ebenfalls im
Untergehäuse
angeordnete Steuereinrichtung zur Steuerung des Ladevorgangs verbunden,
die auch eine Überwachung
des Ladezustands der elektrischen Energiespeicher übernimmt.
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Die
US 5,959,433 A schreibt
eine universelle induktive Batterieladevorrichtung, die einen Batterieblock
auflädt,
wenn dieser auf das Ladegerät
gelegt wird. Der Batterieblock weist hierfür eine Aufnahmespule auf.
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Die
US 6,160,374 A beschreibt
eine induktive Ladevorrichtung, wie sie beispielsweise zum Aufladen
von Batterien eines Elektrofahrzeugs verwendet werden kann.
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Eine
weitere Ausführungsform
eines bekannten induktiven kontaktlosen Leistungsübertragers
ist in 6 dargestellt. Typischerweise wird dem Leistungsübertrager
eine Wechselspannung Vac mit einer Frequenz
von 50 bis 60 Hz zugeführt.
Ein Schaltnetzgerät 61 wandelt
die Wechselspannung Vac in eine Gleichspannung
Vdc, die einem Resonanzwandler 62 zugeführt wird.
Der Resonanzwandler wiederum erzeugt eine Wechselspannung – typischerweise
im Bereich von mehreren 100 KHz. Auf der Sekundärseite ist eine Induktivität LS vorgesehen, die mit der primärseitigen
Induktivität
LP magnetisch gekoppelt ist. Die sekundärseitige
Schaltung 63 umfasst einen Gleichrichter und führt die
gleichgerichete Spannung einer Last RL zu.
Die Last RL umfasst typischerweise Akkumulatoren,
deren Leistungsbedarf mit zunehmender Ladung abnimmt. Ferner umfasst die
Schaltung 63 noch eine Detektionseinrichtung zur Ermittlung
des sekundärseitigen
Leistungsbedarfs. Diese Detektionseinrichtung misst entweder die
von der sekundärseitigen
Induktivität
LS erzeugte Spannung oder die an den Akkumulatoren
liegende Spannung und erzeugt hieraus ein Signal, das über die Rückkopplung 64 auf
die Primärseite übertragen
wird und den Resonanzwandler 62 steuert.
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Gyu
Bum Joung, Bo H. Cho: An Energy Transmission System for an Artificial
Heart Using Leakage Inductance Compensation of Transcutaneous Transformer,
IEEE Transactions of Power Electronics, Volume 13, Nr. 6, November
1998, Seite 1013 bis 1022, beschreibt ein Spannungsversorgungssystem
für künstliche
Herzmotoren, das einen kontaktlosen Leistungsübertrager aufweist. Die Sekundärseite befindet
sich im menschlichen Körper und
die Primärseite
wird direkt an die Haut über
die Sekundärseite
angelegt. Die durch den großen
Abstand zwischen der Primär-
und Sekundärseite
verursachten Streuinduktivitäten
werden auf beiden Seiten ausgeglichen. Eine Rückkopplungssteuereinheit wird
eingesetzt, um die Ausgangsspannung des Spannungsversorgungssystems
zu regulieren.
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Die
Ausgangsspannung wird von einem spannungsgesteuerten Oszillator
an der Sekundärseite
ermittelt, in eine Wechselsignalfrequenz umgewandelt und über den
Leistungsübertrager
auf die Primärseite übertragen.
Diese Frequenz wird dann auf der Primärseite durch einen Spannungsfrequenzumwandler
in eine Spannung umgewandelt, um dann mit der Referenzspannung verglichen
zu werden. Die Frequenz des Spannungsversorgungssystems wird über einen
spannungsgesteuerten Oszillator eingestellt, um die Ausgangsspannung
zu steuern.
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US 6 018 467 A beschreibt
ein Spannungsversorgungssystem, das einen energieeffizienten Stand-by
Modus aufweist, und in Fernsehgeräten eingesetzt wird. Die Schaltung
des Schaltnetzteils umfasst eine Gleichspannungsquelle und 2 Schaltglieder,
um einen Schwingkreis alternativ zu schalten. Dieser Schwingkreis
besteht aus einer Kapazität,
2 Induktivitäten
und einer primärseitigen
Spule. Die alternativen Schwankungen des Schwingkreises leiten eine
Spannung in den sekundärseitigen
Induktivitäten
ein. Die Ausgangsspannung an der Induktivität wird durch einen Optokoppler,
der aus einer sekundärseitigen
Fotodiode und einem primärseitigen Lichtsensor
besteht, und eine Steuereinheit gesteuert.
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Die
Steuereinheit ist eine integrierte Schaltung, die einen Eingang
aufweist, zu dem das vom Lichtsensor empfangene Signal zugeführt wird.
Beim Eintritt in einen Stand-by Modus wird die Hauptspannungsversorgung
in den Betriebsschaltungen ausgeschaltet aber der Mikroprozessor
wird weiterhin versorgt. Die auf einer Kapazität angelegte Ausgangsspannung
wird auf eine Kapazität
umgeschaltet, so dass die Rückkopplungsausgangsspannung
eine bestimmte Schwelle erreicht. Infolgedessen strahlt die Fotodiode
eine maximale Lichtmenge, die vom Lichtsensor empfangen wird, und
eine maximale Steuerspannung wird an die Steuereinheit angelegt.
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Die
Steuereinheit umfasst eine Hysterese-Steuereinheit und eine maximale
Frequenzsteuereinheit, die beide ein Steuersignal auf ein Logikelement
anlegen. Die vom Lichtsensor angelegte maximale Steuerspannung wird über das
Logikelement einem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt, der
die Frequenz der Schaltelemente erhöht, um die Ausgangsspannung
zu verringern. Wenn die Frequenz des Steuersignals eine bestimmte
Schwelle erreicht, schaltet ein Logikelement die Schaltelemente
aus und kein Wechselsignal wird zur primärseitigen Induktivität zugeführt. Durch
die Hysterese-Steuereinheit wird die Rückkopplungssteuerspannung ermittelt
und das Logikelement schaltet die Schaltelemente nur dann, wenn
die Steuerspannung unter einem bestimmten Grenzwert ist.
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Es
ist die Aufgabe der Erfindung einen Leistungsübertrager mit den Merkmalen
des Oberbegriffs des Anspruchs 1 so zu gestalten, dass er noch energieeffizienter
arbeitet.
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Diese
Aufgabe wird durch einen induktiven kontaktlosen Leistungsübertrager
gemäß Anspruch
1 gelöst.
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Bevorzugte
Ausführungsformen
sind Gegenstand der abhängigen
Ansprüche.
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Vorteilhaft
an einer Trenneinrichtung zum zeitweisen Abschalten der primärseitigen
Induktivität ist,
dass der Leistungsübertrager
bei abgeschalteter primärseitiger
Induktivität
nur wenig Leistung aufnimmt.
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Vorteilhaft
an der Steuerung einer Tastverhältnissteuereinrichtung
in Abhängigkeit
von dem durch eine Detektionseinrichtung ermittelten Leistungsbedarf
auf der Sekundärseite
ist, dass auf der Sekundärseite
stets ausreichend viel elektrische Leistung zur Verfügung steht und
dies einen automatischen Übergang
von einem kontinuierlichen in einen gepulsten Betrieb ermöglicht.
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Vorteilhaft
an der Kombination eines kontinuierlichen mit einem gepulsten Betrieb
ist ein erweiterter Leistungsbereich, in dem die Leistungsaufnahme auf
der Primärseite
dem Leistungsbedarf auf der Sekundärseite angepasst wird, ohne
dass unnötig
viel Energie auf der Primärseite
verbraucht wird.
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Vorteilhaft
an der Trennung des kontinuierlichen Betriebs vom gepulsten Betrieb
durch einen Schwellenwert ist, dass der energieeffizientere kontinuierliche
Betrieb optimal genutzt wird.
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Vorteilhaft
an einer optischen Übertragungsstrecke
ist, dass Steuersignale nicht auf der Sekundärseite auf die hohen zur Leistungsübertragung
verwendeten Ströme
und Spannungen moduliert werden müssen und auf der Primärseite nicht
aus diesen hohen Spannungen und Strömen herausgefiltert werden
müssen.
Vielmehr dient die optische Schnittstelle ausschließlich zur
Datenübertragung
von der Sekundärseite
zur Primärseite.
Eine optische Übertragungsstrecke
hat ferner den Vorteil, dass sie nicht zu einer galvanischen Kopplung
zwischen Primär-
und Sekundärseite
führt.
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Eine
Modulation der von der Sekundärseite über die Fotodiode zum Fotodetektor auf de Primärseite gesendeten
Daten führt
zu einer geringeren Empfindlichkeit bezüglich Umgebungslicht.
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Vorteilhaft
an der Ergänzung
der primärseitigen
Induktivität
durch eine Kapazität
zu einem Serienschwingkreis ist die Verbesserung der Leistungsübertragung
von der Primärseite
auf die Sekundärseite.
In vorteilhafter Weise wird die höchste vom spannungsgesteuerten
Oszillator erzeugbare Frequenz gleich der Resonanzfrequenz dieses
Serienschwingkreises gewählt.
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Vorteilhaft
an der Verwendung eines Kurzschlussschalters oder eines Längsschalters
ist, dass zur Datenübertragung
von der Sekundärseite
auf die Primärseite
eine vorhandene Schnittstelle benutzt wird.
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Vorteilhaft
an der Erzeugung von Impulsen, deren Dauer kurz gegenüber der
Periodendauer des vom spannungsgesteuerten Oszillator erzeugten Wechselsignals
durch einen Kurzschlussschalter oder einen Längsschalter ist, dass die Leistungsübertragung
nur für
kurze Zeit beeinträchtigt
wird. Des weiteren unterscheiden sich solche Impulse deutlich vom
zur Leistungsübertragung verwendeten
Wechselsignal, so dass sie auf der Primärseite mit relativ geringem
schaltungstechnischen Aufwand aus dem Wechselsignal herausgefiltert
werden können.
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Vorteilhaft
an der Verwendung der Frequenzmodulation zur Übertragung des von der Detektionseinrichtung
ermittelten sekundärseitigen
Leistungsbedarfs mittels einer Impulsfolge auf die Primärseite und
des deshalb auf der Primärseite
erforderlichen Frequenzspannungswandlers ist die Störungsunempfindlichkeit
der Frequenzmodulation gegen Amplitudenschwankungen, die aus der
sich zeitlich verändernden
Phasenlage zwischen den von den beiden Oszillatoren gelieferten
Signalen resultieren. Darüber
hinaus kann ein Frequenzspannungswandler durch wenige Bauteile realisiert
werden. Um die Frequenz der Impulse zu modulieren, wird auf der Sekundärseite vorteilhafterweise
ein zweiter spannungsgesteuerter Oszillator verwendet.
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Vorteilhaftweise
wertet der Frequenzspannungswandler das vom Impulsdetektor gelieferte
Signal nur dann aus, wenn Leistung von der Primärseite auf die Sekundärseite übertragen
wird, also der primärseitigen
Induktivität
ein Wechselsignal zugeführt
wird, da andernfalls keine Impulse übertragen werden können und
so die Pulspaketsteuerung fehlerhaft geregelt würde.
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Im
Folgenden werden bevorzugte Ausführungsformen
anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Dabei zeigen:
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1a eine
Grundschaltung zur Ansteuerung der primärseitigen Induktivität eines
Resonanzübertragers;
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1b eine
vereinfachte Grundschaltung nach 1a;
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2 eine
Ansteuerschaltung für
die Schalter der in 1 dargestellten
Grundschaltung;
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3 ein
Diagramm zur Erläuterung
des Einflusses eines spannungsgesteuerten Oszillators und einer
Tastverhältnissteuereinrichtung;
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4 einen
Resonanzübertrager
mit einer optischen Rückkopplungsstrecke;
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5 einen
Resonanzübertrager,
bei dem die beiden magnetisch gekoppelten Induktivitäten zur Übertragung
des Rückkopplungssignals
verwendet werden; und
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6 einen
Resonanzübertrager
gemäß dem Stand
der Technik.
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1a zeigt
eine Grundschaltung zur Ansteuerung eines induktiven Resonanzübertragers. Die
Grundschaltung umfasst einen ersten und zweiten Schalter S1 und
S2, eine erste und zweite Diode D1 bzw. D2, zwei große Kondensatoren
C1 und C2, zwei kleine Kondensatoren C3 und C4, einen Resonanzkondensator
CP sowie eine primärseitige Induktivität LP. Daneben sind Knoten N1 und N2 in 1 eingetragen.
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Die
primärseitige
Induktivität
LP bildet mit dem Resonanzkondensator CP einen Resonanzkreis. Die Schaltung arbeitet
mit einer Oszillator-Frequenz fo, die durch
die Schalter S1 und S2 angeregt wird. Immer dann, wenn nach dem
Abschalten eines der Schalter die primärseitige Induktivität Lp am
Knoten N1 eine Spannung erzeugt, die um die Durchlassspannung der
Diode D1 über
der Betriebsspannung UB liegt, wird diese
Spannung durch die Diode D1 zur Betriebsspannung UB hin
kurz geschlossen. In entsprechender Weise wird eine Unterspannung
am Knoten N1, die um die Durchlassspannung der Diode D2 unter Masse
liegt, gegen Masse kurz geschlossen. Die kleinen Kondensatoren C3
und C4 dienen der Funkentstörung,
weil sie hochfrequente Signale kurz schließen, die beim öffnen und
Schließen
der Schalter oder MOSFETs sowie beim Leitfähigwerden der Dioden D1 und
D2 entstehen.
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Die
großen
Kondensatoren C1 und C2 sind in einer Ausführungsform Elektrolytkondensatoren. Sie
dienen zur Stabilisierung der Betriebsspannung UB und
bilden am Knoten N2 eine virtuelle Masse, so dass hier die Spannung
UB/2 anliegt. Deshalb müssen die Kondensatoren C1 und
C2 sowie der Resonanzkondensator CP eine
Durchschlagfestigkeit von etwas mehr als UB/2
aufweisen.
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Eine
gegenüber
der obigen Beschreibung vereinfachte Ausführungsform zeigt 1b.
Hier sind die Schalter S1 und S2 durch MOSFETs (MOSFET: metal Oxide
semiconductor field effect transisotor) ersetzt. Die Dioden D1 und
D2 können
entfallen, ihre Aufgaben werden von den Inversdioden der MOSFETs übernommen.
Außerdem
kann durch die Anbindung von LP und CP an die Betriebsspannung ein Kondensator
C1 oder C2 durch eine Kurzschlußbrücke ersetzt
werden. Die Schaltung arbeitet in dieser Form unverändert, jedoch
ist CP eine Gleichspannung von Ub/2 überlagert.
Der jeweils andere Kondensator und der Resonanzkondensator CP müssen bei
diesen Ausführungsformen
eine Durchschlagfestigkeit aufweisen, die höher als die Betriebsspannung UB ist.
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Im
Ladebetrieb ist die primärseitige
Induktivität
LP mit einer sekundärseitigen Induktivität LS magnetisch gekoppelt, wie dies in 4 und 5 dargestellt
ist. Ohne Last an der sekundärseitigen
Impedanz LS werden die Schalter S1 und S2
mit einer höheren
Frequenz als der Resonanzfrequenz des Schwingkreises geöffnet und
geschlossen, der durch die primärseitige
Induktivität
LP und den Resonanzkondensator CP gebildet wird. Eine Belastung der sekundärseitigen
Spule führt
zu einer Veränderung
der Impedanz der sekundärseitigen
Spule LS und damit zu einer Verstimmung
des Resonanzkreises zu höheren
Frequenzen hin. Dadurch nähert
sich bei konstanter Oszillatorfrequenz fo die
Schwingfrequenz der Resonanzfrequenz an, wodurch die übertragenen Leistung
steigt. Zur Vermeidung von Schaltverlusten und zur Vermeidung von
hochfrequenten Störungen wird
im spannungslosen Zustand geschaltet. Dies wird als ZVS (zero voltage
switching) bezeichnet.
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Beim
Abschalten von Schalter S2 wird durch die Induktivität LP der Strom zunächst aufrecht erhalten. Hierdurch
steigt die Spannung am Knoten N1 an, wobei der kleine Kondensator
C3 entladen und der kleine Kondensator C4 geladen wird. Schließlich, wenn
die Spannung am Knoten N1 die Betriebsspannung UB um
die Diodenflussspannung der Diode D1 überschreitet, wird die Diode
D1 leitend und begrenzt so die Spannung am Knoten N1. Erst jetzt
wird der Schalter S1 eingeschaltet. Nach dem Ausschalten von Schalter
S1 wird der Schalter S2 erst dann eingeschaltet, wenn die Spannung
am Knoten N1 0V um die Flussspannung der Diode D2 unterschreitet.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform werden
die Steuerelektroden G1 und G2 durch die in 2 dargestellte
Ansteuerschaltung 2 gesteuert. Die Ansteuerschaltung 2 umfasst
einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCOP),
zwei Verzögerungsglieder 3 und 5,
ein D-Flip-Flop D und Gatter 6, 7, 8, 9 sowie
eine Tastverhältnissteuereinrichtung
VCD. Sowohl dem spannungsgesteuerten Oszillator VCOP als
auch der Tastverhältnissteuereinrichtung
VCD wird ein Steuersignal Uc zugeführt. Das
Steuersignal Uc hängt vom Leistungsbedarf der
Sekundärseite
ab. Wie es erzeugt wird, wird weiter unten anhand von 4 und 5 erläutert.
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In
einer Ausführungsform
ist das Steuersignal eine analoge Spannung, die zwischen einem oberen
und einem unteren Grenzwert schwanken kann. In einer Ausführungsform
hat bei maximaler Ausgangslast auf der Sekundärseite das Steuersignal Uc seine maximale Spannung. Unter diesen Umständen erzeugt
der spannungsgesteuerte Oszillator VCOP seine
minimale Frequenz. Diese entspricht der Resonanzfrequenz des Schwingkreises.
Nimmt die sekundärseitige
Last ab, so sinkt ebenfalls die Spannung des Steuersignals. Hierdurch
erzeugt der spannungsgesteuerte Oszillator VCOP eine
immer höhere Frequenz,
die die Oszillatorfrequenz fo gegenüber der
Resonanzfrequenz des aus LP und CP gebildeten Schwingkreises verschiebt. An
diesem Punkt erreicht das Steuersignal Uc einen
Schwellwert.
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Eine
weitere Reduzierung der übertragenen Leistung
wird mit Hilfe der spannungsgesteuerten Tastverhältnissteuereinrichtung VCD
erreicht. Die Tastverhältnissteuereinrichtung
erzeugt eine Frequenz, die klein gegenüber der Oszillatorfrequenz VCOP ist. Unter klein ist hier kleiner als halb
so groß zu
verstehen. Abhängig
vom Steuersignal Uc ändert die Tastverhältnissteuereinrichtung
das Tastverhältnis
des Ausgangssignals. Hat das Steuersignal Uc einen
Wert über
dem Schwellwert, so beträgt
das Tastverhältnis
100%, so dass die Tastverhältnissteuereinrichtung
immer eine logische Eins ausgibt. Dies heißt bei CMOS-Logik (complementary
metal Oxide semiconductor), dass die Tastverhältnissteuereinrichtung eine
Spannung knapp unter der Betriebsspannung UB ausgibt.
Erst wenn das Steuersignal unter den Schwellwert sinkt, gibt die
Tastverhältnissteuereinrichtung
tatsächlich
eine Wechselspannung aus. Mit abnehmendem Steuersignal wird das
Tastverhältnis immer
geringer, wobei selbst dann, wenn das Steuersignal Uc seinen
minimalen Wert annimmt, das Tastverhältnis immer noch größer als
Null bleibt. Beispielsweise kann das geringste einstellbare Tastverhältnis 1
oder 0,1% betragen. Wie weiter unten erläutert wird, kann bei einem
Tastverhältnis
von 0 nicht mehr festgestellt werden, ob eine Sekundärseite magnetisch
mit der Primärseite
gekoppelt ist, ob also beispielsweise ein Mobilfunkgerät in der
Ladeschale liegt.
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Das
Wechselsignal des primärseitigen
spannungsgesteuerten Oszillators VCOP wird
den beiden Verzögerungsgliedern 3 und 5 sowie
dem D-Flip-Flop D zugeführt.
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Der
Ausgang Q des D-Flip-Flops
D und der Ausgang des Verzögerungsglieds 3 werden
dem UND-Gatter 6 zugeführt.
Der Ausgang Q des D-Flip-Flops D und der Ausgang des Verzögerungsglieds 5 wird
dem UND-Gatter 7 zugeführt.
An den Ausgängen
der UND-Gatter 6 und 7 entstehen so zwei um 180° phasenverschobene
Ausgangssignale mit einem Tastverhältnis von knapp unter 50% zur Steuerung
der Schalter S1 und S2. Durch die UND-Verknüpfung des Tastsignals UT mit den Ausgangssignalen der UND-Gatter 6 und 7 in
den UND-Gattern 8 und 9 wird
den Steuerelektroden G1 und G2 entsprechend dem Tastsignal UT zeitweise Wechselspannung zugeführt und
zeitweise nicht. Dies ist in 3 dargestellt.
Während
das Tastsignal auf hohem Pegel – der
einer logischen Eins entspricht – liegt, wird Wechselspannung
an die Steuerelektroden G1 und G2 und damit an den Resonanzkreis
aus LP und CP ausgegeben.
Die Frequenz der Wechselspannung wird durch den spannungsgesteuerten
Oszillator VCO bestimmt. Während
das Tastsignal einen niedrigen Pegel aufweist, wird keine Wechselspannung
durch die UND-Gatter 8 und 9 weiter gegeben. In
einer anderen Ausführungsform können die
UND-Gatter 6 und 8 sowie die UND-Gatter 7 und 9 durch
je ein UND-Gatter mit drei Eingängen
realisiert werden.
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In
einer anderen Ausführungsform überlappen
sich die Arbeitsbereiche des spannungsgesteuerten Oszillators VCOP und der Tastverhältnissteuereinrichtung VCD,
so dass ein mittlerer Bereich existiert, in dem bei einer Veränderung
des Steuersignals sowohl das Tastverhältnis des Tastsignals UT als auch die Frequenz des Wechselsignals
verändert werden.
Neben diesem Übergangsbereich
kann es einen oberen Bereich geben, in dem eine Veränderung
des Steuersignals Uc lediglich die Frequenz
des primärseitigen
spannungsgesteuerten Oszillators VCOP beeinflusst
und einen unteren Bereich, in dem eine Änderung des Steuersignals Uc lediglich einen Einfluss auf das Tastverhältnis des
Tastsignals UT hat.
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Eine
Ausführungsform
der Rückkopplung der
sekundärseitigen
Belastung auf die Primärseite wird
anhand von 4 erläutert. 4 zeigt
eine Steuerung 40, den aus LP und
CP gebildeten Schwingkreis, die sekundärseitige
Induktivität
LS einen Gleichrichter GL, eine Last RL, eine Detektionseinrichtung 42,
einen Modulator 43, eine Photodiode 44, ein Photoelement 45,
einen Demodulator 41 sowie eine Analyseeinrichtung 46.
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Schaltung 40 enthält im Wesentlichen
die in 2 dargestellte Ansteuerschaltung 2 und
die in 1 dargestellte Grundschaltung 1 zur
Ansteuerung der primärseitigen
Induktivität
LP und des Resonanzkondensators CP. Mit der primärseitigen Induktivität LP ist die sekundärseitige Induktivität LS magnetisch gekoppelt. Die von der sekundärseitigen
Induktivität
gelieferte Wechselspannung wird in Gleichrichter GL gleich gerichtet
und einer Last RL zugeführt. Die Last RL kann
auch Akkumulatoren umfassen, so dass der Leistungsbedarf der Akkumulatoren
mit steigender Ladung abnimmt. In diesem Fall ist der Leistungsbedarf
der Last RL zeitlich variabel.
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Eine
Detektionseinrichtung 42 ermittelt den Leistungsbedarf
auf der Sekundärseite.
Die Detektionseinrichtung 42 kann beispielsweise die an
der Last abfallende Spannung, die Spannung über die Akkumulatoren oder
auch den Laststrom messen. Das Ausgangssignal der Detektionseinrichtung
ist bevorzugterweise eine analoge Spannung, die dem Modulator 43 zugeführt wird.
Dieser moduliert die von der Detektionseinrichtung 42 gelieferte
Spannung auf ein Trägersignal
und steuert die Fotodiode 44 an. Das Licht der Fotodiode 44 fällt auf
ein Fotoelement, das beispielsweise als Fototransistor realisiert
werden kann. Das vom Fotoelement gelieferte Ausgangssignal wird
im Demodulator 41 demoduliert und in der Analyseeinrichtung 46 analysiert
und so in das Steuersignal Uc umgewandelt.
Der Demodulationsvorgang erfolgt umgekehrt wie der Modulationsvorgang.
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Durch
die Modulation des von der Detektionseinrichtung gelieferten Ausgangssignals
wird die Empfindlichkeit gegenüber
Umgebungslicht, das auch auf das Fotoelement fallen kann, reduziert.
Insbesondere sind Umgebungslichtschwankungen meist langsam und nicht
periodisch, so dass sie sich deutlich von einem modulierten Signal
unterscheiden. Als Modulationsart kann in vorteilhafter Weise Frequenzmodulation
verwendet werden.
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Die
Primärseite
kann beispielsweise als Ladeschale gestaltet sein, während die
Sekundärseite ein
Mobil- oder Schnurlostelefon oder auch eine elektrische Zahnbürste sein
kann. Ladeschale und Sekundärgerät sind so
gestaltet, dass das Sekundärgerät leicht
aus der Ladeschale herausgenommen werden kann und dass beim Einlegen
des Sekundärgeräts in die
Ladeschale die beiden Induktivitäten
LP und LS nahe beieinander
positioniert werden, so dass eine magnetische Kopplung erfolgt.
Auch die Fotodiode 44 wird bei in die Ladeschale eingelegtem
Sekundärgerät in die
Nähe des
Fotoelements positioniert, so dass ein ausreichend großer Anteil
des von der Fotodiode 44 erzeugten Lichts auf das Fotoelement
fällt.
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5 zeigt
eine Ausführungsform,
bei der im Gegensatz zu 4 ein Signal über den
Leistungsbedarf auf der Sekundärseite über die
beiden Induktivitäten
LP und LS auf die
Primärseite übertragen wird. 5 zeigt
eine Steuerung 40, einen aus LP und
CP gebildeten Schwingkreis, die sekundärseitige Induktivität LS, einen Kurzschlussschalter SK sowie einen
Längsschalter
SL, einen Kurzschlusswiderstand RK, einen Gleichrichter GL, eine Last RL, eine Detektionseinrichtung 42,
einen sekundärseitigen spannungsgesteuerten
Oszillator VCOS, einen Impulsdetektor 51 sowie
einen Frequenzspannungswandler f/v.
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Wie
oben beschrieben, ermittelt die Detektionseinrichtung 42 den
Leistungsbedarf auf der Sekundärseite.
Sie gibt eine analoge Spannung aus. Der spannungsgesteuerte Oszillator
VCOS steuert entweder den Kurzschlussschalter
SK, den Längsschalter SL oder
beide Schalter SK und SL zusammen. Zur
Vermeidung unerwünschter
Verlustleistung wird der Kurzschlussschalter SK nur
sehr kurz, also deutlich kürzer
als die Periodendauer des vom primärseitigen spannungsgesteuerten
Oszillators VCOP gelieferten Wechselsignals
geschlossen. Außerdem
ist die Frequenz des vom sekundärseitigen
spannungsgesteuerten Oszillator VCOS kleiner
als die vom primärseitigen
spannungsgesteuerten VCOP gelieferte Frequenz.
Hierzu liefert der sekundärseitige
spannungsgesteuerte Oszillator VCOS ein
Wechselsignal, dessen Tastverhältnis
nahe Null oder Eins liegt.
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Der
sekundärseitige
Kurzschluss ruft auf der Primärseite
einen Einbruch der Oszillatorspannung hervor, welcher detektiert
werden kann. Da jeder reale Schalter und jede reale Leitung einen
Widerstand aufweisen, wurde dieser explizit als R in das Schaltbild
eingezeichnet. Der Kurzschlusswiderstand RK kann
so hoch gewählt
werden, dass auf der Primärseite
der Impulsdetektor 51 einen Spannungseinbruch mit ausreichendem
Störabstand
detektieren kann. Es ist deshalb nicht erforderlich, dass der Kurzschlussschalter
SK und der Kurzschlusswiderstand RK die sekundärseitige Induktivität LS tatsächlich
kurz schließen,
also dass RK tatsächlich kleiner als der Widerstand
der sekundärseitigen
Induktivität
LS ist. Die Bezeichnungen "Kurzschlussschalter" und "Kurzschlusswiderstand" wurden gewählt, weil
sie die Zusammenschaltung der beiden Elemente mit der sekundärseitigen
Induktivität
LS verdeutlichen.
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In
einer anderen Ausführungsform
kann auch ein Längsschalter
SL zwischen die sekundärseitige Induktivität LS und den Gleichrichter GL geschaltet sein.
Das Öffnen
des Längsschalters
führt auf
der Primärseite
zu einem Spannungsanstieg an der primärseitigen Induktivität LP. Der Längsschalter
SL wird nur für kurze Zeit verglichen mit
der Periodendauer des vom primärseitigen
spannungsgesteuerten Oszillator VCOP gelieferten
Wechselsignals geöffnet. Auf
diese Art und Weise wird die Leistungsversorgung der sekundärseitigen
Last nur in geringem Umfang gestört.
Zu diesem Zweck wird auch der Längsschalter
mit einer Frequenz unterhalb der für Leistungsübertragung verwendeten Frequenz
betrieben.
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In
einer dritten Ausführungsform
sind sowohl Kurzschlussschalter SK als auch Längsschalter SL vorgesehen.
Sie werden vorzugsweise nacheinander geschaltet, so dass der Kurzschlussschalter
zuerst kurz geschlossen und sofort im Anschluss daran der Längsschalter
geöffnet
wird oder umgekehrt. Hierdurch entsteht auf der Primärseite zunächst ein
Einbruch gefolgt von einer Spannungserhöhung oder umgekehrt. Hierdurch
kann eine Verbesserung des Störabstands
und damit eine zuverlässigere
Detektion der Impulse auf der Primärseite durchgeführt werden.
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Auf
der Primärseite
ist ein Impulsdetektor 51 vorgesehen, um die Spannungserhöhungen oder Spannungseinbrüche an der
primärseitigen
Induktivität
zu detektieren. Da die Einbrüche
oder Erhöhungen
kurz gegenüber
der Periodendauer des zur Leistungsübertragung verwendeten Wechselsignals
sind, können
sie mit geringem Aufwand detektiert werden. Der Impulsdetektor kann
beispielsweise aus einem Hochpassfilter bestehen. Nach dem Hochpassfilter kann
ein Impulsformer vorgesehen sein, so dass auf der Primärseite nach
dem Impulsdetektor das vom sekundärseitigen spannungsgesteuerten
Oszillator VCOS erzeugte Signal regeneriert
wird. Die Impulshöhe
ist nämlich
mit dem zur Leistungsübertragung verwendeten
Wechselsignal moduliert. Aus diesem Grund ist es vorteilhaft, die
zu übertragende
Information durch Frequenzmodulation in die zeitliche Abfolge der
Impulse zu codieren, als beispielsweise Amplitudenmodulation zu
verwenden. Abgesehen davon wäre
eine Amplitudenmodulation durch Ein- und Ausschalten der Schalter
SK und/oder SL allein
nicht möglich.
Anschließend
wird in einem Frequenzspannungswandler f/v das Steuersignal Uc erzeugt, das dem primärseitigen spannungsgesteuerten
Oszillator VCOP und der Tastverhältnissteuereinheit
VCD zugeführt
wird.
-
Das
von der Tastverhältnissteuereinrichtung erzeugte
Tastsignal UT wird wiederum dem Frequenzspannungswandler
f/v zugeführt.
Der Frequenzspannungswandler f/v ändert seine Ausgangsspannung
nur dann, wenn Leistungsübertragung
zur Sekundärseite
stattfindet, weil nur dann Daten von der Sekundärseite auf die Primärseite übertragen werden
können.
Andernfalls würden
der primärseitige
spannungsgesteuerte Oszillator VCOP und
die Tastverhältnissteuereinrichtung
VCD falsch gesteuert werden. Dies verhindert beispielsweise eine
mögliche
Erhitzung von Fremdkörpern.