CN1820295A - El显示装置及其驱动方法 - Google Patents

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Abstract

通过使用有机EL显示屏是难以获得较好的图像显示的。一种EL显示装置包括：像阵列一样放置的EL元件15和驱动晶体管11a、用于产生编程电压信号的电压灰度电路1271、用于产生编程电流信号的电流灰度电路164、以及将信号施加到驱动晶体管11a的驱动电路部件，它是有用于在编程电压信号和编程电流信号之间切换的开关151a和151b。

Description

EL显示装置及其驱动方法
技术领域
本发明涉及自发光式显示屏，比如使用有机或无机电致发光(EL)元件等的EL显示屏(显示装置)。此外，本发明涉及用于这种显示屏的驱动电路(IC等)和驱动方法等。
发明背景
有源矩阵显示装置使用有机电致发光(EL)材料作为电化学基板，这种情况下，发光亮度随输入像素中的电流而变化。有机EL显示屏便是自发光类型的显示屏，在该显示屏中每个像素都具有发光元件。有机EL显示屏的优点在于，与液晶显示屏相比，它更具可视性、不需要背光、具有高响应速度等。
有机EL显示屏的结构可以是简单矩阵类型或有源矩阵类型。尽管前一种类型结构简单而且便宜，但是却很难实现面积较大的高分辨率显示屏。后一种类型则可以实现面积较大的高分辨率显示屏。然而，后一种类型牵涉这样的问题，即它是一种在技术方面很难控制的方法而且相对较贵。目前，有源矩阵类型的显示屏正处于深入开发阶段。在有源矩阵类型的显示屏中，流经每个像素中的发光元件的电流是由这些像素中所安装的薄膜晶体管(晶体管)来控制的。
例如，在序列号为8-234683的日本专利特许公开中，揭示了一种有源矩阵类型的有机EL显示屏。
上述参考文献整体引用在此作为参考。
图2示出了用于显示屏的一个像素的等效电路。像素16包括EL元件15、第一晶体管(驱动晶体管)11a、第二晶体管(开关晶体管)11b、以及存储电容(电容器)19，其中EL元件15便是发光元件。该发光元件15是有机电致发光(EL)元件。向EL元件15提供(控制)电流的晶体管11a在此处被称为驱动晶体管11。像如图2所示的晶体管11b这样的晶体管作为开关来使用，所以被称为开关晶体管11。
在许多情形中，有机EL元件15因其整流作用可以被称为OLED(有机发光二极管)。在图1、2等图中，用二极管的符号来表示发光元件15。
根据本发明的发光元件15并不只限于OLED。它可以是任何类型的，只要其亮度是由流经该元件15的电流量来控制的就可以。示例包括无机EL元件、由半导体构成的白光发光二极管和发光晶体管。对于发光元件15而言，并不一定要求其具有整流作用。双向元件也是可用的。
下面解释图2中的驱动。当选定栅极信号线17时，表示亮度信息的电压视频信号首先被施加到源极信号线18。晶体管11a导通，于是视频信号便对存储电容19充电。当未选定栅极信号线17时，晶体管11a截止。晶体管11b切断与源极信号线18的电连接。然而，晶体管11a的栅极端电压仍由存储电容(电容器)19来稳定地维持着。经晶体管11a流向发光元件15的电流取决于晶体管11a的栅-漏电压Vgd。发光元件15继续发光，其光强与经晶体管11a而提供的电流量相对应。
有机EL显示屏是由低温多晶硅晶体管阵列构成的。然而，既然有机EL元件使用电流来发光，那么多晶硅晶体管阵列的晶体管特性的变化会引起不规则的显示。
图2示出了适用于电压编程模式的像素结构。当像素结构如图2所示时，晶体管11a将基于电压的视频信号转换成电流信号。因此，晶体管11a的任何特性变化都会引起所转换出的电流信号的变化。通常，晶体管11a在其特性方面的变化为50％或更多。结果，图2所示的结构引起不规则的显示。
通过使用电流编程可减小由电流编程所产生的不规则的显示。对于电流编程而言，电流-驱动式驱动电路是必需的。然而，使用了电流-驱动式驱动电路后，在组成电流输出级的晶体管元件中也会发生特性变化。这转而引起了来自输出端的灰度输出电流的变化，从而使正确地显示图像变得不可能。在电压编程模式中，在灰度较低的区域中驱动电流较小。因此，源极信号线18的寄生电容会妨碍正常的驱动。特别是，零级灰度所对应的电流是零。有时，这使改变图像显示变得不太可能。
这样，当使用有机EL显示屏时，很难获得正确的显示。
发明内容
本发明的第一方面是一种EL显示装置，它包括：
像矩阵那样放置的EL元件以及驱动元件；
用于产生编程电压信号的电压灰度电路；
用于产生编程电流信号的电流电路装置；以及
用于将信号施加到驱动元件的驱动电路装置，该装置具有用于在编程电压信号和编程电流信号之间转换的开关电路。
本发明的第二方面是EL显示装置的一种驱动方法，该装置具有形成于其中的像矩阵那样放置的EL元件和驱动元件，还具有用于将信号驱动到驱动元件上的源极信号线，其中：
一个水平扫描周期具有用于将电压信号施加到源极信号线的周期A、以及用于将电流信号施加到源极信号线的周期B，以及
周期B与周期A同步开始或紧随其后。
本发明的第三方面是一种EL显示装置，它包括：
与源极信号线的一个末端相连的第一源极驱动电路；以及
与源极信号线的另一个末端相连的第二源极驱动电路，
其中第一源极驱动电路和第二源极驱动电路输出与灰度相对应的电流。
本发明的第四方面是EL显示装置的一种驱动方法，该装置具有像矩阵那样构成的像素，其中：
从施加到EL显示装置的视频信号的大小来获取发光率，从而可控制与该发光率相对应的流动电流。
本发明的第五方面是一种EL显示装置，它包括：
第一参考电流源，用于指定要被施加到红色像素的第一输出电流的大小；
第二参考电流源，用于指定要被施加到绿色像素的第二输出电流的大小；
第三参考电流源，用于指定要被施加到蓝色像素的第三输出电流的大小；以及
控制装置，用于控制第一参考电流源、第二参考电流源和第三参考电流源，
其中控制装置按比例改变第一输出电流、第二输出电流和第三输出电流的大小。
这样，根据本发明的显示屏(显示装置)的驱动电路包括多个输出单位电流的晶体管，并可通过改变晶体管的数目来产生输出电流。此外，根据本发明的显示装置或类似装置执行负荷比控制、参考电流控制等。
根据本发明的源极驱动电路具有参考电流发生器电路，并通过控制栅极驱动电路来执行电流控制和亮度控制。像素具有一个或多个驱动晶体管，其驱动方式可防止流经EL元件15的电流中的变化。从而有可能减少由于晶体管的阈值变化而引起的不规则的显示。此外，负荷比控制等也有可能实现具有较宽动态范围的图像显示。
根据本发明的显示屏、显示装置等提供独特的优点，根据其结构，这些优点包括高图像品质、合适的电影显示、低功耗、低成本和高亮度。
既然本发明可以减少信息显示装置等的功耗，那么它当然可以节约电能。此外，既然它可以减小信息显示装置等的尺寸和重量，那么它当然不会浪费资源。因此，本发明对全球的环境和空间环境都是友好的。
附图说明
图1是根据本发明的显示屏的方框图；
图2是根据本发明的显示屏的方框图；
图3是根据本发明的显示屏的说明图；
图4是根据本发明的显示屏的说明图；
图5是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图6是根据本发明的显示屏的说明图；
图7是根据本发明的显示屏的说明图；
图8是根据本发明的显示屏的说明图；
图9是根据本发明的显示屏的说明图；
图10是根据本发明的显示屏的说明图；
图11是根据本发明的显示屏的说明图；
图12是根据本发明的显示屏的说明图；
图13是根据本发明的显示屏的说明图；
图14是根据本发明的显示屏的说明图；
图15是根据本发明的显示屏的说明图；
图16是根据本发明的显示屏的说明图；
图17是根据本发明的显示屏的说明图；
图18是根据本发明的显示屏的说明图；
图19是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图20是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图21是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图22是根据本发明的显示屏的说明图；
图23是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图24是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图25是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图26是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图27是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图28是根据本发明的显示屏的说明图；
图29是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图30是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图31是根据本发明的显示屏的说明图；
图32是根据本发明的显示屏的说明图；
图33是根据本发明的显示屏的说明图；
图34是根据本发明的显示屏的说明图；
图35是根据本发明的显示屏的说明图；
图36是根据本发明的显示屏的说明图；
图37是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图38是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图39是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图40是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图41是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图42是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图43是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图44是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图45是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图46是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图47是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图48是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图49是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图50是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图51是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图52是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图53是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图54是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图55是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图56是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图57是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图58是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图59是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图60是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图61是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图62是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图63是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图64是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图65是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图66是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图67是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图68是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图69是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图70是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图71是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图72是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图73是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图74是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图75是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图76是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图77是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图78是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图79是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图80是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图81是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图82是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图83是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图84是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图85是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图86是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图87是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图88是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图89是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图90是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图91是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图92是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图93是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图94是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图95是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图96是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图97是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图98是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图99是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图100是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图101是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图102是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图103是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图104是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图105是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图106是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图107是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图108是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图109是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图110是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图111是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图112是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图113是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图114是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图115是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图116是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图117是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图118是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图119是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图120是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图121是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图122是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图123是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图124是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图125是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图126是根据本发明的显示装置的说明图；
图127是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图128是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图129是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图130是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图131是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图132是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图133是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图134是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图135是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
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图140是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图141是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图142是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图143是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图144是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图145是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图146是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图147是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图148是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图149是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图150是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图151是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图152是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图153是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图154是根据本发明的显示装置的说明图；
图155是根据本发明的显示装置的说明图；
图156是根据本发明的显示装置的说明图；
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图158是根据本发明的显示装置的说明图；
图159是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图160是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图161是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
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图163是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图164是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图165是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图166是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图167是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图168是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图169是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图170是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图171是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图172是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图173是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图174是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图175是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图176是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图177是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图178是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图179是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图180是根据本发明的显示屏的说明图；
图181是根据本发明的显示屏的说明图；
图182是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图183是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图184是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图185是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图186是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图187是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图188是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图189是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图190是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图191是根据本发明的显示屏的说明图；
图192是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图193是根据本发明的显示屏的说明图；
图194是根据本发明的显示屏的说明图；
图195是根据本发明的显示屏的说明图；
图196是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图197是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图198是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图199是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图200是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图201是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图202是示出了根据本发明的显示屏(阵列)的校验方法的说明图；
图203是示出了根据本发明的显示屏(阵列)的校验方法的说明图；
图204是示出了根据本发明的显示屏(阵列)的校验方法的说明图；
图205是示出了根据本发明的显示屏(阵列)的校验方法的说明图；
图206是示出了根据本发明的显示屏(阵列)的校验方法的说明图；
图207是示出了根据本发明的显示屏(阵列)的校验方法的说明图；
图208是根据本发明的显示屏的说明图；
图209是根据本发明的显示屏的说明图；
图210是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图211是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图212是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图213是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图214是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图215是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图216是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图217是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图218是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图219是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图220是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图221是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图222是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图223是示出了根据本发明的显示屏(阵列)的校验方法的说明图；
图224是示出了根据本发明的显示屏(阵列)的校验方法的说明图；
图225是示出了根据本发明的显示屏(阵列)的校验方法的说明图；
图226是示出了根据本发明的显示屏(阵列)的校验方法的说明图；
图227是示出了根据本发明的显示屏(阵列)的校验方法的说明图；
图228是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图229是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图230是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图231是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图232是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图233是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图234是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图235是根据本发明的显示屏的说明图；
图236是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图237是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图238是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图239是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图240是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图241是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图242是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图243是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图244是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图245是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图246是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图247是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图248是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图249是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图250是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图251是根据本发明的显示屏的说明图；
图252是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图253是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图254是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图255是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图256是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图257是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图258是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图259是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图260是根据本发明的显示屏的说明图；
图261是根据本发明的显示屏的说明图；
图262是根据本发明的显示屏的说明图；
图263是根据本发明的显示屏的说明图；
图264是根据本发明的显示屏的说明图；
图265是根据本发明的显示屏的说明图；
图266是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图267是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图268是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图269是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图270是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图271是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图272是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图273是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图274是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图275是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图276是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图277是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图278是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图279是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图280是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图281是根据本发明的显示屏的说明图；
图282是根据本发明的显示屏的说明图；
图283是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图284是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图285是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图286是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图287是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图288是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图289是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图290是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图291是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图292是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图293是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图294是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图295是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图296是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图297是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图298是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图299是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图300是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图301是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图302是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图303是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图304是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图305是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图306是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图307是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图308是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图309是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图310是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图311是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图312是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图313是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图314是根据本发明的显示屏的说明图；
图315是根据本发明的显示屏的说明图；
图316是根据本发明的显示屏的说明图；
图317是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图318是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图319是根据本发明的显示屏的说明图；
图320是根据本发明的显示屏的说明图；
图321是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图322是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图323是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图324是根据本发明的显示屏的说明图；
图325是根据本发明的显示装置的说明图；
图326是根据本发明的显示装置的说明图；
图327是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图328是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图329是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图330是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图331是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图332是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图333是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图334是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图335是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图336是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图337是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图338是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图339是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图340是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图341是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图342是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图343是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图344是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图345是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图346是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
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图349是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图350是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图351是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
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图366是根据本发明的显示装置的说明图；
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图370是根据本发明的显示装置的说明图；
图371是根据本发明的显示装置的说明图；
图372是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图373是根据本发明的显示装置的说明图；
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图375是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图376是示出了根据本发明的显示屏的驱动方法的说明图；
图377是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图378是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图379是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图380是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图381是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图382是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图383是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
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图387是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图388是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图389是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图390是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图391是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图392是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
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图394是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图395是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图396是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
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图398是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
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图400是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图401是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图402是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图403是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图404是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图405是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图406是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
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图409是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
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图430是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图431是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图432是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
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图440是根据本发明的校验方法的说明图；
图441是根据本发明的校验方法的说明图；
图442是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图443是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图444是根据本发明的显示装置的说明图；
图445是根据本发明的显示装置的说明图；
图446是根据本发明的显示装置的说明图；
图447是根据本发明的显示装置的说明图；
图448是根据本发明的显示装置的说明图；
图449是根据本发明的显示装置的说明图；
图450是根据本发明的显示装置的说明图；
图451是根据本发明的显示装置的说明图；
图452是根据本发明的显示装置的说明图；
图453是根据本发明的显示装置的说明图；
图454是根据本发明的显示装置的说明图；
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图458是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图459是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图460是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图461是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图462是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图463是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
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图465是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
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图467是根据本发明的显示装置的说明图；
图468是根据本发明的显示装置的说明图；
图469是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图470是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图471是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图472是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图473是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
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图475是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
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图477是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图478是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
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图480是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
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图482是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图483是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
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图487是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图488是示出了根据本发明的显示装置(显示屏)的驱动方法的说明图；
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图491是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图492是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图493是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图494是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图495是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图496是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图497是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图498是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图499是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图500是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图501是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图502是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图503是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图504是根据本发明的显示装置的说明图；
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图510是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图511是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图512是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
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图514是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
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图525是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图526是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图527是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图528是根据本发明的显示装置的说明图；
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图530是根据本发明的显示装置的说明图；
图531是根据本发明的显示装置的说明图；
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图534是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图535是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
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图537是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图538是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图539是示出了根据本发明的显示装置的电源电路的说明图；
图540是示出了根据本发明的显示装置的电源电路的说明图；
图541是示出了根据本发明的显示装置的电源电路的说明图；
图542是示出了根据本发明的显示装置的电源电路的说明图；
图543是示出了根据本发明的显示装置的电源电路的说明图；
图544是示出了根据本发明的显示装置的电源电路的说明图；
图545是示出了根据本发明的显示装置的电源电路的说明图；
图546是示出了根据本发明的显示装置的电源电路的说明图；
图547是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图548是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图549是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图550是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图551是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图552是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图553是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图554是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图555是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图556是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图557是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图558是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图559是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图560是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图561是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图562是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图563是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图564是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图565是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图566是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图567是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图568是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图569是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图570是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图571是示出了根据本发明的显示装置的驱动方法的说明图；
图572是根据本发明的显示装置的说明图；
图573是根据本发明的显示装置的说明图；
图574是根据本发明的显示屏的说明图；
图575是根据本发明的显示屏的说明图；
图576是根据本发明的显示屏的说明图；
图577是根据本发明的显示屏的说明图；
图578是根据本发明的显示屏的说明图；
图579是根据本发明的显示屏的说明图；
图580是根据本发明的显示屏的说明图；
图581是根据本发明的显示屏的说明图；
图582是根据本发明的显示装置的说明图；
图583是根据本发明的显示装置的说明图；
图584是根据本发明的显示装置的说明图；
图585是根据本发明的显示装置的说明图；
图586是根据本发明的显示装置的说明图；
图587是根据本发明的显示装置的说明图；
图588是根据本发明的显示装置的说明图；
图589是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图590是根据本发明的源极驱动电路(IC)的说明图；
图591是示出了根据本发明的显示屏的制造方法的说明图；
图592是示出了根据本发明的显示屏的制造方法的说明图；
图593是示出了根据本发明的显示屏的制造方法的说明图；
图594是示出了根据本发明的显示屏的制造方法的说明图；
图595是根据本发明的显示屏的说明图；
图596是根据本发明的显示屏的说明图；
图597是根据本发明的显示屏的说明图；
图598是根据本发明的显示屏的说明图；
图599是根据本发明的显示屏的说明图；
图600是根据本发明的显示屏的说明图；
图601是根据本发明的显示装置的说明图；
图602是根据本发明的显示装置的说明图；
图603是根据本发明的显示装置的说明图；
图604是根据本发明的显示装置的说明图；
图605是根据本发明的显示装置的说明图；
图606是根据本发明的显示装置的说明图；
图607是根据本发明的显示屏的说明图。
(关于符号的描述)
11晶体管(TFT，薄膜晶体管)
12栅极驱动(电路)IC
14源极驱动电路(IC)
15EL元件(发光元件)
16像素
17栅极信号线
18源极信号线
19存储电容(附加电容器，附加电容)
29EL膜
30阵列板
31触排(接线排)
32隔层绝缘膜
34接触式连接器
35像素电极
36阴极电极
37干燥剂
38λ/4波片(λ/4薄膜，相移片、相移膜)
39偏振片
40密封盖
41较薄的封装膜
71开关电路(模拟开关)
141移位寄存器
142反相器
143输出缓冲器
144显示区域(显示屏)
150内部引线(输出引线)
151开关(导通/截止装置)
153栅极引线
154电流源(单元晶体管)
155输出端
157，158晶体管
161符合电路
162计数器电路
163″与″
164电流输出电路
171保护二极管
172限制浪涌的电阻器
191写入像素行
192非显示(非发光)区域
193显示(发光)区域
431晶体管组
501电子调节器(电压可变装置)
502运算放大器
601恒流电路
641梯形电阻
642开关电路
643电压输入/输出电路(电压输入/输出端)
661DA转换电路
760控制电路(IC)(控制装置)
761预充电控制电路
764伽马转换电路
765帧率控制(FRC)电路
771锁存电路(保持电路，保持装置，数据存储电路)
772选择器电路(选择装置，转换装置)
773预充电电路
811差分电路
821串-并行转换电路(控制IC)
831控制IC(电路)(控制装置)
841微调电容器
851开关电路(转换装置)
852解码电路
856AI处理电路(峰值电流抑制控制，动态范围扩大等)
857运动图像检测(ID处理)
858颜色管理处理电路(颜色补偿/校正、色温校正电路)
859计算电路(MPU，CPU)
861可变放大器
862采样电路(数据保持电路，信号锁存电路)
881，882乘法器
883加法器
884求和总电路(求和电路，数据处理电路，总电流运算电路)
1191DCDC转换器(电压值转换电路，DC电源电路)
1193调节器
1261天线
1262按键
1263主板
1264显示屏
1271电压灰度电路(编程电压发生电路)
1311解码器
1413加法器
1541眼罩
1542放大镜
1543凸透镜
1551支撑点(枢轴点，支撑点部分)
1552取景透镜(取景装置)
1553存储部分
1554开关
1561外壳
1562照相部分
1563快门开关
1571安装支架
1572腿
1573支架
1573固定部件
1153控制电极
1582视频信号电路
1583电子发射凸出物
1584保持电路
1585导通/截止控制电路
1621微调装置(微调装置，调节装置)
1622激光
1623电阻(调节部分)
1681校正(调节)晶体管
1691源极端
1692栅极端
1693漏极端
1694晶体管
1731选择开关(选择装置)
1732共用线路
1733电流计(电流测量装置)
1734终端电极
1801连接器端(连接端)
1802挠性主板
1811阴极引线
1812阴极连接位置
1813栅极驱动信号
1814源极驱动信号
1815阳极引线
1881电流保持电路
1882灰度电流引线
1883输出控制端
1884编程电流发生电路
1885选择信号线
1891抽样开关
1901微分信号
1912电源模块
1913线圈(变压器电路，升压电路)
1914连接端
2021短路引线
2031阳极端引线
2032短路触点(电的短路装置)
2033触点端
2034源极信号线端
2041短路液体(电的短路胶体，电的短路树脂，电的短路装置)
2081级联线路
2191开关(导通/截止装置)
2231导通/截止控制装置
2232校验晶体管
2251保护二极管
2252电压(电流)引线
2261电压源(校验信号发生装置，校验信号发生部件)
2280输出电路(输出级，电流输出电路，电流保持电路)
2281晶体管
2282栅极信号线
2283电流信号线
2284栅极信号线
2289电容器
2301复位电路
2311开关晶体管
2285栅极信号线
23911-V转换电路
trb晶体管组
tb晶体管组
2471多晶硅电流保持电路
2501微调器-调节器
2511密封树脂
2512扬声器
2513密封膜
2514间隔
2611调节器
2612电荷泵浦电路
2621开关电路(转换电路)
2622变压器
2623平滑电路
2741空的像素行
2831反相输出发生器电路
2841FF(触发器电路，延迟电路)
2851信号发生器电路
2852引线
2871校正数据计算电路
2872电流测量电路
2873探头
2874校正电路(数据转换电路)
2881栅极引线焊盘
2882栅极引线焊盘
2883输入信号线焊盘
2884输出信号线焊盘
2885引线
2901输入信号线
2902末端电极
2903阳极引线
2904金凸块
2911挠性主板
2921差分-并行信号变换电路
2931电阻阵列
2941电压选择电路
2951选择电路
3031闪存(数据保持电路)
3051亮度计
3052计算器
3053控制电路
3141遮光膜
3271电池(电池，电源提供装置)
3272电源-提供模块(电压产生装置)
3451加法器
3611PLL电路
3681差分信号并行信号转换电路
3682阻抗设置电路
3751电容器信号线
3752电容器驱动电路(IC)
3861过电流(预充电电流或放电电流)晶体管
3881比较器(数据比较装置，运算装置，控制装置)
4011栅极引线
K过电流比特
P预充电比特
4371电流计(电流检测装置或电流测量装置)
4411校验驱动器(校验控制装置，源极信号线选择装置)
4441温度传感器(温度变化检测装置，温度测量装置，温度校验装置)
4443检测器
4491选择驱动电路
4681比较器(比较装置)
4482计算器电路
4711符合电路
4881玻璃基板
4891信号引线
5041帧(半帧)存储器
5111电流输出级(编程电流输出电路)
5112预充电周期确定部分
5131预充电脉冲发生部分
5132除法电路(时钟频率转换电路，计时变化电路)
5133脉冲发生部分(预充电脉冲发生电路，计时电路)
5134解码器(它包括具有锁存电路的解码器)
5135选择器
5191电容器电极
5192加法器
5193AD转换器(模拟到数字转换器)
5201空的像素(末端检测装置，电压检测电路)
5281比较器(信号电平判断装置)
5301处理电路(信号处理电路)
5311模式转换电路(IC)(信号电平转换电路)
5391线圈(变压器)
5392控制电路
5393二极管(整流装置)
5394电容器(平滑装置)
5395电阻器
5396晶体管
5401可变电阻
5411开关
5413电源提供电路
5451开关
5461电阻
5471子单元晶体管
5601开关(连接装置)
5602(模拟)开关(转换装置)
5611选定单元晶体管
3411预充电脉冲
5721光传感器
5722解码器(条形码解码器)
5723EL显示屏(自发光式显示屏(装置))
5861彩色滤光片(色彩改进装置，窄波带区装置)
5871像素阳极引线
5881薄金属膜(导电材料)
3441晶片
3442特征分布
5911掺杂头
5912激光头
6021阳极引线
6161隔离柱(隔离层(环))
6162密封树脂(密封装置)
6163间隔
具体实施方式
此处，为便于理解和说明，附图的某些部分被忽略、放大或缩小。例如，在图4所示的显示屏的截面图中，较薄的封装膜41等便显得相当厚。另一方面，在图3中，密封盖40则显得较薄。某些部分甚至被忽略。例如，尽管根据本发明的显示屏需要像环形偏振片这样的相移膜(38，39)以防反射，但是在附图中都忽略了环形偏振片等。这也应用于下面的图。此外，相同或相似的形式、材料、功能或操作都以相同的参考数字或字符来表示。
参照附图等所作的描述可以与其它示例等相结合，甚至是那些没有特别指出的示例。例如，触摸屏等可以与本发明的图3和4中的显示屏连接起来，以提供如图154到157所示的信息显示装置。
薄膜晶体管被引用在此作为驱动晶体管11和开关晶体管11，这并不是限定的。或许可以使用薄膜二极管(TFD)或环形二极管作为替代。此外，本发明并非只限于薄膜元件，在硅晶片上形成的晶体管也是可以使用的。至于FET、MOS-FET、MOS晶体管或双极晶体管当然也是可以使用的。它们基本上都是薄膜晶体管。不言自明，本发明也可以使用变阻器、半导体闸流管、环形二极管、光电二极管、光电晶体管、或PLZT元件。即，根据本发明的晶体管11、栅极驱动电路12、和源极驱动电路(IC)14可以使用上述元件中的任何元件。
源极驱动电路(IC)14可包括电源电路、缓冲电路(包括像移位寄存器这样的电路)、数据转换电路、锁存电路、命令解码器、相移电路、地址转换电路、图像存储器等，此外还有纯粹的驱动功能。
尽管我们假定在下面的描述中所用的基板30是玻璃基板，但是硅晶片也是可以作为替代而使用的。此外，基板30可以是金属基板、陶瓷基板、塑料板(片)等。晶体管11、栅极驱动电路12、源极驱动电路(IC)14等自然都可以形成于玻璃基板上，而且然后被转移到另一种基板(比如塑料板)上。盖子40的材料和结构同样如此。所以，兰宝石玻璃可以用于盖子40和基板30，以增强其散热性能。
下面参照附图将对本发明的EL显示屏进行描述。如图3所示，有机EL显示屏包括玻璃基板30(阵列板30)、用作像素电极的透明电极、至少一个有机功能层(EL层)29、以及金属电极(反射膜)(阴极)36，它们彼此间是依次叠放而成的，其中有机功能层包括电子传输层、发光层、空穴传输层等。当正电压被加到阳极或透明电极(像素电极)35且负电压被加到阴极或金属电极(反射电极)36时，即当直流电被加到透明电极35和金属电极36之间时，有机功能层(EL膜)29便会发光。
干燥剂37放置在密封盖40和阵列板30之间的空隙中。这是因为有机EL膜29易于变得潮湿。干燥剂37吸收从密封剂外渗透进来的水分，并因此防止有机EL膜29变坏。如图251所示，盖子40和阵列板30使用密封树脂2511来密封其外围。
盖子40是用于防止或减少湿气渗入的装置，而且并不限于特定的形状。例如，它可以是由玻璃片、塑料片或薄膜制成的。此外，盖子40可以由熔融玻璃制成。或者，它可由树脂或无机材料构成，或由通过汽相沉积技术形成的薄膜(参看图4)来制成。
如图251所示，扬声器2512可放置在或形成于密封盖40和阵列板30之间。例如，扬声器2512可以是用在移动设备等之上的薄膜扬声器。在密封盖40的凹处，有一定的空间2514，如果扬声器2512放置在该空间中，则该空间便可以被有效地利用了。扬声器2512在该空间2514中振动，由此该显示屏可被结构成从其表面发出声音。当然，扬声器2512可以放置在显示屏的后表面(与视图表面相反)上。这提供了一个很好的音响设备，扬声器2512便在其中振动，从而导致该空间2514的振动。扬声器2512可以与干燥剂37固定在一起，或固定住密封盖40上与干燥剂37隔开的某一位置处。或者，扬声器2512可直接在密封盖40上形成。
温度传感器(未示出)可形成于或放置在密封盖40中的空间2514内或在密封盖40的表面上。可基于温度传感器的输出来执行负荷比控制、参考电流控制、发光衬比控制等(所描述的改变)。
扬声器2512的端是由基板30上的沉积铝膜构成的。该端连接到密封盖40之外的电源或信号源。
薄麦克风的放置或构成方式与扬声器2512相似。此外，压电振荡器可用作扬声器。使用多晶硅技术可以直接在阵列30上构成或放置扬声器、麦克风等的驱动电路。
通过汽相沉积或应用由有机材料、无机材料或金属材料制成的薄膜或厚膜，来封装扬声器2512、麦克风等的表面。这样的封装减少了由从扬声器2512等中释放出的气体等所引起的有机EL膜的品质下降。
EL显示屏(EL显示装置)的问题之一便是由晕光所导致的对比度下降的问题。晕光是由EL元件15(EL膜29)所发出的并陷在屏板内的光的漫射现象所引发的。
为解决这个问题，在本发明的EL显示屏中，光吸收薄膜(光吸收装置)形成于并非用于图像显示的显示区域(非有效区域)。光吸收薄膜防止显示对比度因晕光而下降，晕光现象发生在当像素16所发射光被基板30漫反射时。
非有效区域的示例包括基板30或密封盖40的侧面、基板30上的非显示区域(例如，栅极驱动电路12或源极驱动电路(IC)14形成于其中或其周围的区域)、以及密封盖40的整个表面(底侧射出的情形中)。
可以用于光吸收薄膜的材料包括有机材料，比如含碳的丙烯酸树脂、黑色染料均匀分散于其中的有机树脂、以及像是使用了彩色滤光片那样被黑色酸性染料染过色的凝胶或酪蛋白。此外，除了当两者被混合时会显出黑色的绿色染料及红色染料之外，它们也包括单独显出黑色的氟基染料。此外，它们也包括通过溅射而形成的PrMnO3薄膜、通过等离子体聚合而形成的酞菁染料薄膜等。
此外，金属材料也可用于光吸收薄膜。可用的材料包括例如六价的铬。六价的铬颜色是黑色的，其功能是用作光吸收薄膜。此外，像乳色玻璃和钛氧化物这样的光散射材料也可用的。这是因为将光线散射的结果等价于将光线吸收。根据本发明，如图3所示的有机EL显示屏使用玻璃盖40来封装。然而，本发明并不限于这种样子。例如，使用如图4所示的膜41(薄膜)可以实现封装。即，它可以具有使用封装薄膜41的封装结构。
封装膜(封装薄膜)41的一个示例便是通过在用于电解电容器中的膜上进行DLC(类金刚石的碳)的汽相沉积而形成的膜。这种膜透水性极差(即高度防潮)，因此用作封装膜41。很自然，在电极36上直接进行汽相沉积而形成DLC(类金刚石的碳)膜或类似的膜可以达成该目的。或者，封装薄膜可包括通过将树脂薄膜和金属薄膜堆叠在其它膜层上而形成的多层膜。
薄膜41或用于密封的膜的厚度并不限于在干涉区域中的膜厚度。很自然，该膜可以在5到10微米或以上，或者100微米或以上。如果用于密封的薄膜41具有透明性，则图4中的A侧与光线射出一侧相对应；而如果薄膜41具有不透明或反射特性或结构，则B侧与光线射出一侧相对应。
EL显示屏可以构成从A侧和B侧同时发光。在那种情形中，从EL显示屏的A侧和B侧所看到的图像是水平翻转的。因此，同时从A侧和B侧来观看的EL显示屏便配备有人工或自动将图像进行水平翻转的功能。为实现这种功能，可在线路存储器中累积视频信号的一个或多个像素行，并且线路存储器的读取方向是可以倒转的。
如图4所示，使用用于密封的封装膜41来代替密封盖40的技术被称为薄膜封装。在“底侧射出(参看图3，光线沿箭头B的方向射出)”的情形中，光线是从板面30的侧面射出的，在这种情况下，薄膜封装41包括：形成EL膜，然后形成铝电极，该铝电极将用作EL膜上的阴极。然后，在铝层上形成用作缓冲层的树脂层。像丙烯酸类或环氧类这样的有机材料可用作缓冲层。膜厚度从1微米到10微米(两端数值都包括)都适宜。膜厚度最好是从2微米到6微米(两端数值都包括)。封装膜74形成于缓存膜之上。
若没有缓冲膜，则EL膜的结构将会由于应力而变形，从而导致条纹缺陷。如上所述，封装膜41可由DLC(类金刚石的碳)或薄片状结构(该结构包括使用汽相沉积交替而制成的介电薄膜和铝膜)的电解电容器而制成。
在“顶侧射出(参看图4，光线沿箭头A的方向射出)”的情形中，光线从有机EL膜29的侧面射出，在这种情况下，薄膜封装包括：形成有机EL膜29，然后在有机EL膜29上形成厚度为20埃(包括该数值)到300埃的Ag-Mg膜以用作阴极(或阳极)。像ITO这样的透明电极形成于该膜上以减小电阻。作为缓冲层的树脂层形成于电极膜之上。封装膜41形成于该缓冲层上。
在图3等中，由有机EL膜29所产生的光有一半被反射膜(阴极电极)36反射掉了，并穿过阵列板30发射出去。然而，反射膜(阴极电极)36反射出来的光线，会导致闪光，从而降低显示对比度。为应付这种情况，在阵列板上放置λ/4波片(相移膜)38以及偏振片(偏振模)39。由偏振片39和相移膜39制成的盘片被称为环形偏振片(环形偏振板)。
在图3或4的结构中，如果在光线射出表面上形成微小的三角形或四边形棱镜，则可以提高显示亮度。当形成的是四边形棱镜时，底部的侧面应该在10到100微米(两端数值都包括)之间。它们最好在10到30微米(两端数值都包括)之间。当形成的是三角形棱镜时，底部侧面的直径应该在10到100微米(两端数值都包括)之间。它最好在10到30微米(两端数值都包括)之间。
如果像素16是反射电极，则由有机EL膜29所产生的光线向上发射(光线的发射是沿图4中的方向A)。因此，很自然，相移片38和偏振片39便放置在发出光线的侧面上。
通过用铝、铬、银等制成像素电极35，可以获得反射像素16。此外，通过在像素电极35的表面上提供投影(或投影及抑制)，可以增大与有机EL膜29的接触面，由此增大了发光面积并提高了发光效率。用作阴极36(阳极)的反射膜被制成透明电极。如果反射率可以减小到30％或更小，则不再需要偏振片了。这是因为闪光已大为减小。光线的干涉也减小了。
使用衍射光栅作为投影(或投影及抑制)在获得光线方面是有效的。衍射光栅应该具有两维或三维的结构。衍射光栅的栅距一般在0.2微米和2微米之间(两端数值都包括)。这个范围提供很好的光学效率。该栅距最好在0.3到0.8微米之间(两端数值都包括)。此外，衍射光栅最好是正弦的。
在图1等中，晶体管11的结构最好是LDD(轻掺杂的漏极)。
掩模汽相沉积可用于使EL显示装置彩色化，当本发明并不只限于此。例如，可以形成发出蓝光的EL层，并通过使用红、绿、蓝转换层(CCM：颜色改变介质)，将所发出的蓝光转换成红色、绿色和蓝色。例如，在图4中，彩色滤光片被放置在薄膜41的上面或下面。当然，一种RGB有机材料(EL材料)的uchiwake方法是可以使用的，其中RGB有机材料使用了精确遮光板。根据本发明的EL显示屏可以使用上述方法中的任何方法。
如图1等所示，根据本发明的EL显示屏(EL显示装置)中每个像素16的结构包括四个晶体管11和EL元件15。像素电极35被结构成与源极信号线18重叠。由绝缘膜或丙烯酸材料组成的平面膜32形成于源极信号线18上以用于绝缘，而像素电极35形成于平面膜32上。一种大孔径(HA)结构是人们熟知的，其中像素电极35与至少部分源极信号线重叠。这减少了不必要的光干涉并使光线正常发射。
平面膜32也用作隔层绝缘膜。平面膜32形成或结构成0.4到2.0微米的厚度(两端数值都包括)。当膜厚度为0.4微米或更小时，膜层绝缘性往往变差(导致产量下降)。膜厚度为2.0微米或更大时，则难以形成接触连接器34，常常引起接触不良(导致产量下降)。
尽管参照图1已对根据本发明的EL显示屏的像素结构进行了描述，但这并非限制性的。自然，本发明也可应用于如下列图中所示的像素结构，例如图2、图6到13、图28、图31、图33到36、图158、图193到194、图574、图576、图578到581、图595、图598、图602到604、以及图607(a)、607(b)和607(c)。
在EL显示屏上，发光效率通常在R、G和B之间有所不同。结果，流经驱动晶体管11a的电流在R、G和B之间也有所不同。例如，在图235中，驱动B像素16的驱动晶体管11a是以虚线表示的，而驱动G像素16的驱动晶体管11a则是以实线表示的。图235中的纵轴表示驱动晶体管11a所通过的电流(S-D电流)，即编程电流Iw，而横轴表示驱动晶体管11a的栅极端电压。
如图235所示，如果在栅极端电压处的S-D的电流大小在R、G和B之间变化，则电流(电压)编程的精确度会下降(图235中以实线表示的特征精确度不断下降)。为解决这个问题，在设计驱动晶体管11a期间，调节WL比，即沟道宽度(W)和沟道长度(L)的比。关于晶体管11a的设计，在同一栅极端电压处，由R、G和B驱动晶体管所输出的S-D电流彼此之间的差别最好不要超过两倍。
此处将要描述的EL元件15采用有机EL元件(比如OEL、PEL、PLED、OLED)作为示例，但这并非限制性的，无机EL元件也是可以使用的。
有源矩阵类型的有机EL显示屏必须满足两个条件：其一是要能够选择特定的像素并给出必要的显示信息，其二是要能够在整个帧周期之内使电流通过EL元件。
为满足这两个条件，在如图2所示的常规的有机EL像素结构中，开关晶体管被当作第一晶体管11b，用来选择像素。驱动晶体管被当作第二晶体管11a，用来向EL元件15提供电流。
为了在使用这种结构时显示灰度，必须向驱动晶体管11a的栅极施加与该灰度相对应的电压。结果，驱动晶体管11a的导通电流变化直接出现在显示屏上。
如果晶体管是单晶体，则该晶体管的导通电流是极为均衡的。不过，如果在不高于450的温度下使用低温多晶硅技术在便宜的玻璃基板上形成低温多晶的晶体管，则其阈值是在±0.2V到0.5V的范围中变化。流经驱动晶体管11a的导通电流相应地变化，引起了不规则的显示。这种不规则不仅是由阈值电压的变化而引起的，还是由晶体管的载流子迁移率以及栅极绝缘膜的厚度引起的。诸多特性也随晶体管11的老化而改变。
这种现象并不只限于低温多晶硅技术，还会发生在由高温多晶硅技术在固相(CGS)中所生长的半导体薄膜上所构成的晶体管中，其中高温多晶硅技术的处理温度在450度(摄氏度)或更高。此外，该现象会发生在无机晶体管和不定形硅晶体管中。
如图2所示，在一种通过施加电压来显示灰度的方法中，器件特性必须严格控制以获得均衡的显示。然而，目前的低温多晶硅晶体管等还不能将变化保持在预定的范围内。
构成本发明的显示屏的像素16的晶体管11是由P型沟道多晶硅薄膜晶体管组成。晶体管11b是双栅极或多栅极晶体管。
构成本发明的显示屏的像素16的晶体管11b是用作晶体管11a的源-漏开关。相应地，便要求晶体管11b具有尽可能高的“导通/截止”比。通过使用双栅极或多栅极结构的晶体管11b，可以实现高“导通/截止”比。
构成像素16中的晶体管11的半导体膜通常是在低温多晶硅技术中使用激光退火而形成的。激光退火条件的变化会导致晶体管11特性的变化。不过，如果像素16中的晶体管11的特性是一致的，则可以通过使用电流编程来驱动该像素，使得预定的电流将流过EL元件15。这是电压编程所没有的一个优点。较佳的是，所使用的激光是受激准分子激光。
根据本发明的半导体膜的形成并不只限于这种激光退火方法。本发明也可使用热退火方法以及包括固相(CGS)生长的方法。此外，本发明并不只限于低温多晶硅技术，并可以使用高温多晶硅技术。此外，半导体膜可以通过不定形硅技术来形成。
本发明将激光光斑(顺着激光照射范围)平行于源极信号线18移动。此外，激光光斑以与一个像素行对准的方式移动。当然，像素行的数目并不限于一行。例如，可以通过将RGB像素(在这种情形中有三列像素)看成单个像素了发射激光。此外，激光可在一次对准两个或多个像素。自然，移动激光照射范围可能会有部分重叠(移动激光照射范围而发生部分重叠是很常见的)。
通过在激光退火期间使直线形激光光斑与源极信号线18的形成方向相符(即将源极信号线18的形成方向平行地与该激光光斑较长的尺寸排成一行)，可以使连接到同一源极信号线18的晶体管11的特性(载流子迁移率、Vt、S值等)变得一致。
像素是以这种方式构造的，即RGB三个像素将形成一个正方形。因此，RGB像素中的每个都是长方形。结果，通过使用长方形激光光斑来退火，可以消除在每个像素内晶体管11的特性变化。像素孔径比可能在R、G和B像素之间有所不同。通过改变孔径比，有可能改变在R、G和B像素之间流经EL像素15的电流密度。改变电流密度可以使R、G和B对应的EL像素15衰减比率变得相同。相同的衰减比率可防止EL显示装置的白色平衡被扰乱。
阵列板30上的驱动晶体管11a的特性分布(特性方面的变化)甚至可以发生在掺杂的过程中。如图591(a)所示，在掺杂头5911等间隔地提供用于掺杂的空穴。由掺杂所引起的特性分布便以如图591(a)所示的条痕形式出现。
在根据本发明的制造方法中，由掺杂所引起的特性分布的方向(图591)、由激光退火所引起的特性分布方向(图592)、以及源极信号线18的形成方向(图593)都要符合图591所示的那样。这种结构(形成)使得通过电流编程可以适当地校正在电流驱动模式中的晶体管11a的特性变化。
在图591所示的掺杂过程中，特性分布发生在掺杂头3461的扫描方向(垂直于掺杂头部的方向)。在图592所示的激光退火过程中，特性分布发生在与激光头3462的扫描方向相垂直的方向上(特性分布发生在沿掺杂头较长尺寸的方向上)。这是因为激光退火是线性地发生的，其中直线形激光对准到基板30。即，激光光斑是线性放置的，与此同时，按顺序移动激光照射点以对整个基板30进行激光退火。
如图593所示，激光头5912的较长尺寸是平行于源极信号线18的(直线形激光被平行地引导到源极信号线18)。此外，如图591所示，掺杂头5911的放置与操纵都与源极信号线18相垂直(进行掺杂，使得由掺杂所引起的特性分布将会平行于源极信号线18)。
此外，如图594所示，像素16的驱动晶体管11a是以这样的方式形成或放置的，即晶体管11a的较长尺寸(当沟道区是由a×b给出时较长的边a和b)会与激光头5912的方向(晶体管11a的沟道的较长尺寸会垂直于激光头5912的扫描方向)相一致。这是因为晶体管11a的沟道是由单个激光脉冲来退火的，从而导致特性变化减少了。此外，晶体管11a是以这样的方式形成或放置的，即晶体管11a的沟道的较长尺寸会平行于源极信号线18。根据本发明的制造方法在激光退火过程之后执行掺杂过程。
自然，上述制造方法或结构也可应用于如下诸多图中的像素结构，比如图2、图9、图10、图13、图31、图11、图602、图603、图604、图607(a)、607(b)和607(c)等。
根据本发明的源极驱动电路(IC)16的单元晶体管154需要具有一定的面积。单元晶体管154之所以必须具有一定的晶体管尺寸的原因之一是晶片5891具有迁移率分布。图589从概念上示出了晶片5891的特性分布。通常，晶片5891的特性分布5892具有带状图形(条痕图形)。条纹所代表的部分的特性彼此之间是相似的。
为改善特性分布5892，巧妙地设计了在扩散工艺中的IC工艺。多次进行相同的扩散工艺是很有用的。在扩散工艺中，掺杂等被扫描了。该扫描周期性地改变了单元晶体管的特性(特别是Vt)。因此，通过多次进行扩散工艺并在每次重复该扩散工艺时移动一下起始位置，可以使晶体管的特性分布达到平均。这减小了周期性的不规则。若没有这些步骤，晶体管的特性分布通常是以3到5毫米的条纹间隔开来。多次移动扫描1到2毫米是较合适的。
在根据本发明的源极驱动电路(IC)14的制造方法中，设置或确定源极驱动电路(IC)14中晶体管的迁移率的扩散工艺被分成多个部分或被重复多次。这些步骤提供了电流输出型源极驱动电路(IC)14的有效或特有的制造方法。
为源极驱动电路(IC)14设计出巧妙的线路工艺图也是很有用的。源极驱动IC芯片14应该沿着图590(b)所示的特性分布5892来设计，而并非是图590(a)。即，用于该IC芯片的标线可设计成其较长尺寸将会与晶片5891的特性分布5892的方向一致。
当特性分布5892如图589所示时，晶体管组413c中的单元晶体管154以图551(b)所示的分布方式放置，与图551(a)所示的有序方式相比，在端点155之间特性差异更小。在图551中，以相同的方式画成阴影的诸多单元晶体管154构成晶体管组431c。
单元晶体管154的特性变化取决于晶体管组431c的输出电流。该输出电流转而取决于EL元件15的效率。例如，对于绿色而言，随着EL元件15的的发光效率的增加，从输出端155输出的编程电流在减小。结果，对于蓝色而言，随着EL元件15的发光效率的减小，从输出端155输出的编程电流在增加。
上述减小的编程电流意味着单元晶体管154所输出的电流在减小。该减小的电流导致单元晶体管154中的变化增加了。为减小单元晶体管154中的变化，可增加晶体管的尺寸。
下面将对本发明的图1所示的EL显示屏等的像素结构进行描述。激活(施加导通电压)栅极信号线(第一扫描线)17a。与此同时，将要通过EL元件15的编程电流Iw从源极驱动电路(IC)14经开关晶体管11c传递到驱动晶体管11a。此外，晶体管11b驱动引发驱动晶体管11a的栅极端(G)和漏极端(D)之间的短路电流。与此同时，晶体管11a的栅极电压(或漏极电压)存储在电容器(存储电容、附加电容)19中，该电容器19连接在晶体管11a的栅极端
(G)和漏极端(D)之间(参看图5(a))。
电容器(存储电容)19一般应该在0.2皮法到2皮法(两端数值都包括)，最好是在0.4皮法到1.2皮法(两端数值都包括)。
最好根据像素的尺寸再来确定电容器19的容量。单个像素所需的容量是Cs(皮法)，而该像素所占据的面积是Sp(平方微米)。Sp并不是孔径比。
Sp是单个R、G或B像素所占据的面积。例如，如果R像素测得200微米×67微米，则Sp＝13400平方微米。
对于Sp(平方微米)，条件1500/Sp≤Cs≤15000/Sp应该被满足，最好条件3000/Sp≤Cs≤15000/Sp应该被满足。因为晶体管11的栅极电容较小，此处所指的Q便仅仅是存储电容(电容器)19的容量。如果Cs小于1500/Sp，则栅极信号线17的击穿电压具有更大的冲击并且电压保持力在下降，从而亮度梯度等出现。此外，TFT的补偿性能变差。如果Cs对于30000/Sp，则像素16的孔径比变小。结果，EL元件的电场密度增加，从而引起了像EL元件寿命减小这样不利的效果。此外，电流编程的写入时间因电容器的电容而增加，从而导致了低灰度区域的写入电流不够。
此外，如果存储电容19的电容值是Cs且第二晶体管11b的截止电流值是Ioff，则一般满足下式：
3＜Cs/Ioff＜24
最好满足下式：
6＜Cs/Ioff＜18
通过将晶体管11b的截止电流设置到5pA或更小，可以使流经该EL的电流中的变化减小到2％或更小。这是因为当漏电流增加时，没有施加电压便不能够维持存储在栅极和源极之间的电荷(电容器两端)。因此，电容器19的存储电容越大，可准许的截止电流的量便越大。通过满足上面的式子，可以将邻近的像素之间的电流值中的波动减小到2％或更小。
前述有关累积电容Cs等并非只限于图1的像素结构，也可以应用于电流编程的其它像素结构。
在EL元件15的发光周期期间，去除栅极信号线17a的激活(施加截止电压)并激活栅极信号线17b。通过将编程电流IW＝Ie所流经的通路转换到EL元件15所连接的通路，将所存储的编程电流Iw传递到EL元件15实现编程(参看图5(b))。
在图1所示的像素电路中，单个像素包含四个晶体管11。驱动晶体管11a的栅极端连接到晶体管11b的源极端。晶体管11b和11c的栅极端连接到栅极信号线17a。晶体管11b的漏极端连接到晶体管11c的源极端和晶体管11d的源极端。晶体管11c的漏极端连接到源极信号线18。晶体管11d的栅极端连接到栅极信号线17b，以及晶体管11d的漏极端连接到EL元件15的阳极电极。
图1中所有的晶体管都是P型沟道晶体管。与N型沟道晶体管相比，P型沟道晶体管或多或少具有更低的迁移率，但是它们却是更可取的，因为在应对电压和老化等方面它们更稳定。不过，根据本发明的EL元件并不只限于P型沟道晶体管，本发明可单独使用N型沟道晶体管。此外，本发明可同时使用P型沟道晶体管和N型沟道晶体管。
为了在成本方面有效地生产制造显示屏，P型沟道晶体管除了用于嵌入式栅极驱动电路12之外，还应该被用于构成像素的所有的晶体管11。通过仅使用P型沟道晶体管来组成阵列，可以将掩模的数目减小到5，从而实现低成本和高产量。
为增进对本发明的理解，下面将参照图5对根据本发明的EL元件结构进行描述。通过使用两个时序来控制根据本发明的EL元件。第一时序是当所要求的电流值被存储时的那个时刻。用这个时序来导通晶体管11b和晶体管11c，这提供了如图5(a)所示的等效电路。从信号线施加一预定的电流Iw。这使晶体管11a的栅极和漏极相连，从而允许电流Iw流入晶体管11a和晶体管11c。因此，晶体管11a的栅-源电压可允许I1流过。
第二时序是当晶体管11a和晶体管11c截止而晶体管11d导通的那个时刻。此时可用的等效电路是如图5(b)所示的那样。保持晶体管11a的源-栅电压。在这种情形中，因为晶体管11a总是工作在饱和区，所以电流Iw保持不变。
这种操作的结果如图19所示。图19(a)所示的参考数字191a表示像素(行)(写入像素行)，该像素是用显示屏144中某一特定时间点处的电流来编程的。如图5(b)所示，像素行191a是非发光的(非显示的像素(行))。
如图5(a)所示，在如图1所示的像素结构中，在电流编程期间编程电流Iw流入源极信号线18。电流Iw流入驱动晶体管11a，而且以保持编程电流Iw这样的方式将电压设置(编程)到电容器19中。此时，晶体管11d是导通的(截止的)。
在当电流流入EL元件15的周期期间，如图5(b)所示，晶体管11c和11b截止而晶体管11d导通。具体来讲，将截止电压(Vgh)施加到栅极信号线17a，从而截止晶体管11b和11c。另一方面，将导通电压(Vgl)施加到栅极信号线17b，从而导通晶体管11d。
图21示出了时序图表。图21中括号内的下标(例如，(1))表示像素行号。具体来讲，栅极信号线17a(1)表示像素行(1)中的栅极信号线17a。此外，图4的顶行中*H(其中“*”是任意的符号或数字，并表示水平扫描线数字)表示水平扫描周期。具体来讲，1H是第一水平扫描周期。上述的信息(1H数字，1-H周期，像素行号的顺序等)旨在帮助解释而并非旨在限制。
如图21所示，在每一个选中的像素行中(假定选择周期是1H)，当导通电压被施加到栅极信号线17a时，截止电压便被施加到栅极信号线17b。在这个周期期间，没有电流流经EL元件15(非发光)。在非选中的像素行中，截止电压被施加到栅极信号线17a，而导通电压被施加到栅极信号线17b。
晶体管11a的栅极和晶体管11c的栅极连接到同一栅极信号线11a。不过，晶体管11a的栅极和晶体管11c的栅极可以连接到不同的栅极信号线11(参看图6)。在图6中，一个像素会有三个栅极信号线(在图1所示的结构中只有两个)。
在图6所示的像素结构中，通过单独地控制晶体管11b的栅极“开/关”时序以及晶体管11c的栅极“开/关”时序，可以进一步减小由于晶体管11a中的变化而引起的EL元件15的电流值中的变化。
在图6的像素结构中，当电流编程被传导至像素16时，栅极信号线17a1和17a2同时被选中，从而导通了晶体管11b和11c。截止电压被施加到像素16的栅极信号线17b，该信号线传导用于截止晶体管11d的电流编程。
为了在所选中的像素行中完成电流编程周期(通常是一个水平扫描周期)，将截止电压(Vgh)施加到栅极信号线17a1，从而截止了晶体管11b。此时，导通电压(Vgl)被加在栅极信号线17a2上，晶体管11c保持导通。然后，将截止电压(Vgh)施加到栅极信号线17a2，从而截止了晶体管11c。
因此，当晶体管11b和11c同时处于导通状态时，为了同时截止晶体管11b和11c(完成所给定的像素行的电流编程周期)，首先截止晶体管11b，从而断开了驱动晶体管11a的栅极端(G)和漏极端(D)之间的连接(截止电压(Vgh)被施加到栅极信号线17a1)。接着，截止晶体管11c，从而将驱动晶体管11a的漏极端(D)从源极信号线18上截止连接(截止电压(Vgh)也被施加到栅极信号线17a2)。
在将截止电压施加到栅极信号线17a1的时刻与在将截止电压施加到栅极信号线17a2的时刻之间的时间间隔最好在0.1到10微秒之间(两端的数值都包括)。或者，如果1H是Th，则Tw一般在Th/500到Th/10之间(两端的数值都包括)。Tw最好在Th/200到Th/50之间(两端的数值都包括)。
前述并非只限于图6中的像素结构。例如，它可以应用于图12等中的像素结构。在图12的像素结构中，当电流编程被传导至像素16时，栅极信号线17a1和17a2同时被选中，从而导通了晶体管11d和11c。截止电压被施加到像素16的栅极信号线17b，该信号线传导用于断开晶体管11e的电流编程。
为了在所选中的像素行中完成电流编程周期(通常是一个水平扫描周期)，将截止电压(Vgh)施加到栅极信号线17a1，从而截止了晶体管11d。此时，导通电压(Vgl)被加在栅极信号线17a2上，晶体管11c保持导通。然后，将截止电压(Vgh)施加到栅极信号线17a2，从而截止了晶体管11c。
因此，当晶体管11d和11c同时处于导通状态时，为了同时截止晶体管11d和11c(完成所给定的像素行的电流编程周期)，首先截止晶体管11d，从而断开了驱动晶体管11a的栅极端(G)和漏极端(D)之间的连接(截止电压(Vgh)被施加到栅极信号线17a1)。接着，截止晶体管11c，从而将驱动晶体管11a的漏极端(D)从源极信号线18上断开连接(截止电压(Vgh)也被施加到栅极信号线17a2)。
在图12中，就像图6中的那样，在将截止电压施加到栅极信号线17a1的时刻与在将截止电压施加到栅极信号线17a2的时刻之间的时间间隔最好在0.1到10微秒之间(两端的数值都包括)。较佳地，它在0.1到10微秒之间(两端的数值都包括)。或者，如果1H是Th，则Tw一般在Th/500到Th/10之间(两端的数值都包括)。Tw最好在Th/200到Th/50之间(两端的数值都包括)。
不言自明，前述内容可以应用于图10等中的像素结构。此外，如图13所示，开关晶体管11e是可以忽略的，尽管在图12中开关晶体管11e放置在驱动晶体管11b和EL元件15之间。
根据本发明的像素结构并非仅限于图1和图12中所示的那些。例如，像素可以结构成如图7所示的那样。不像图1中的结构那样，图7缺少开关晶体管11d。作为替代，形成或放置了转换开关71。图1中的开关11d作用在于导通或截止从驱动晶体管11a流向EL元件15的电流。如接下来的示例所描述的那样，晶体管11d的“导通/截止”控制功能构成了本发明的一个重要的部分。图7中的结构在没有使用晶体管11d的情况下实现了“导通/截止”功能。
在图7中，转换开关71的端连接到阳极电压Vdd。加在该端上的电压并非只限于阳极电压Vdd。它可以是能够截止流经EL元件15的电流的任何电压。
转换开关71的端b连接到阴极电压(图7中以接地来表示)。加在该端b上的电压并非只限于阴极电压。它可以是能够导通流经EL元件15的电流的任何电压。
转换开关71的一端c与EL元件15的阴极端相连。只要转换开关71能够导通或截止流经EL元件15的电流，则它可以是任何类型。因此，其安装并非只限于图7所示的那样，而且该开关可以位于将电流传递给EL元件15所经的通路上的任何位置。此外，只要该开关能够导通并截止流经EL元件15的电流，则该开关并不被其功能所限制。简言之，只要安装在EL元件15的电流通路上的开关装置能够导通或截止流经EL元件15的电流，则本发明可以具有任何像素结构。
此外，此处的术语“截止”并非意味着没有电流流过的状态，而是意味着流经EL元件15的电流减小到正常值以下的状态。上述的诸多信息也可应用于本发明的其它结构。即，晶体管11d可流过使EL元件15发光的漏电流。
转换开关71不需要任何解释，因为它可以通过将P型沟道与N型沟道晶体管结合起来而轻松实现。当然，开关71可仅由P型沟道或N型沟道晶体管来构造，因为它仅截止流经EL元件15的电流。
当开关71连接到端a时，阳极电压Vdd被施加到EL元件15的阴极端上。因此，不管驱动晶体管11a的栅极端G所保持的电压的电压状态如何，电流并不流入EL元件15。结果，EL元件是非发光的。当然，转换开关(电路)71的端a处的电压可以被设置成这样，即驱动晶体管11a的源极端(S)和漏极端(D)可以位于截止点或在截止点的附近。
当开关71连接到端b时，阴极电压GND被施加到EL元件15的阴极端上。因此，根据驱动晶体管11a的栅极端G所保持的电压状态，电流流入EL元件15。结果，EL元件15被发光。
因此，在如图7所示的像素结构中，在驱动晶体管11a和EL元件15之间没有形成开关晶体管11d。不过，可以通过控制开关71来控制EL元件15的发光。
像素16的开关晶体管11等可以是光电晶体管。例如，通过根据外部光线的强度来导通和截止光电晶体管11并由此控制流经EL元件15的电流，可以改变显示屏的亮度。
在如图1、2、6、11和12等所示的像素结构中，一个像素包含一个驱动晶体管11a或11b。不过，本发明并不限于这样，并且一个像素可以包含两个或更多的驱动晶体管11a。
图示出了一个示例，其中在一个像素16中实现或构造了两个或更多的驱动晶体管11a。在图8中，一个像素包含两个驱动晶体管11a1和11a2，它们的栅极端连接到共同的电热器19。通过使用多个驱动晶体管11a，可以减小其编程电流中的变化。该结构的其余部分与图1等所示的那些相同，因此其描述将被省略。
在图8中，不言自明，可以构造(实现)三个或更多的驱动晶体管11a。此外，在同时使用P型沟道和N型沟道时，可以构造(实现)多个驱动晶体管11a。
在图1和12中，由驱动晶体管11a所输出的电流通过EL元件15，并且该电流是由形成于驱动晶体管11a和EL元件15之间的开关元件11d或晶体管11e来导通或截止的。不过，本发明并不限于这样。例如，图9示出了另一种结构。
在图9所示的示例中，流向EL元件15的电流是由驱动晶体管11a来控制的。流经EL元件15的电流是由放置在Vdd端与EL元件15之间的开关元件11d来导通和截止的。因此，根据本发明，只要该开关元件能够控制流经EL元件15的电流，则它可以放置在任何地方。该操作的其它部分与图1等所示的那些相似或相同，因此关于它的描述将被省略。
此外，在图10的像素结构中，所有的晶体管都是由N型沟道构造的。不过，本发明并不限于只由N型沟道的EL元件结构。它也可以同时由N型沟道和P型沟道构造。
图10中的像素结构是通过使用两个时序来控制的。第一时序是当所要求的电流值被存储的时刻。在第一时序处，晶体管11b和晶体管11c被导通，因为导通电压(Vgh)被施加到栅极信号线17a1和17a2。此外，截止电压(Vgl)被施加到栅极信号线17b且晶体管11d被截止。然后，来自源极信号线18的预定电流Iw被加上。这使晶体管11a的栅极和漏极短路。驱动晶体管11a允许编程电流流经晶体管11c。
为了在所选中的像素行中完成电流编程周期(通常是一个水平扫描周期)，将截止电压(Vgh)施加到栅极信号线17a1，从而截止了晶体管11b。此时，导通电压(Vgl)被加在栅极信号线17a2上，晶体管11c保持导通。然后，将截止电压(Vgh)施加到栅极信号线17a2，从而截止了晶体管11c。
因此，当晶体管11b和11c同时处于导通状态时，为了同时截止晶体管11b和11c(完成所给定的像素行的电流编程周期)，首先截止晶体管11b，从而断开了驱动晶体管11a的栅极端(G)和漏极端(D)之间的连接(截止电压(Vgh)被施加到栅极信号线17a1)。接着，截止晶体管11c，从而将驱动晶体管11a的漏极端(D)从源极信号线18上断开连接(截止电压(Vgh)也被施加到栅极信号线17a2)。
在第二时序处，截止电压被施加到栅极信号线17a1和17a2，导通电压被施加到栅极信号线17b。因此，晶体管11b和晶体管11c被截止，而晶体管11d被导通。在这种情形中，既然晶体管11a总是工作在饱和区，则电流Iw保持不变。
在电流编程的像素中(在图1、6到13、31到36等)，驱动晶体管11a(图11、12等中的晶体管11b)的特性变化与晶体管的尺寸有关。为减小特性变化，驱动晶体管11的沟道长度一般在5微米到100微米(两端数值都包括)，而最好在10到50微米(两端数值都包括)。这或许是因为较长的沟道长度L会增加该沟道中所含的晶界，从而减小了电场并抑制了扭折效应。
因此，根据本发明，在电流流入EL元件15所经的通路以及电流流出EL元件15所经的通路上(即用于EL元件15的电流通路)，构造、形成、放置用来控制流经EL元件15的电流的电路装置。
甚至在电流镜(一种电流编程类型)的情形中，如图11和12所示，通过在驱动晶体管11b和EL元件15之间形成或放置晶体管11e以用作开关元件，可以导通或截止流经EL元件15的电流。晶体管11e可以用图7中的开关(电路)71来代替。
尽管图11中的开关晶体管11d和11c连接到单个栅极信号线17a，但是开关晶体管11c可以如图12所示的那样由信号线17a2来控制，而开关晶体管11d也可以如图12所示的那样由信号线17a1来控制。如所解释的那样，图12中的像素结构使像素16控制变得更灵活多样，还使驱动晶体管11b的特性补偿性能得到改善。
接下来，将对本发明的EL显示屏或EL显示装置进行描述。图14是主要示出EL显示装置的电路的说明图。像素16排列在或形成于矩阵中。每个像素16都与一个输出编程电流的源极驱动电路(IC)14相连，该编程电流用于该像素的电流编程中。在源极驱动电路(IC)14的输出级是与视频信号的比特计数相对应的电流镜电路(随后会给予描述)。例如，如果使用64位灰度，则在各个源极信号线上分别形成63个电流镜电路，使得当选中适宜数目的电流镜电路时，可以将期望的电流施加到源极信号线18(参看图15、57、58、59等)。
源极驱动电路(IC)14的单元晶体管154的最小输出电流是在0.5nA到100nA之间(两端数值都包括)。较佳地，单元晶体管154的最小输出电流应该在2nA到20nA之间(两端数值都包括)，以保证组成驱动IC14中的单元晶体管组431c的单元晶体管154的精度。
源极驱动电路(IC)14结合预充电电路以对源极信号线18进行强制性地充电或放电。参看图16等。较佳地，对源极信号线18进行强制性地充电或放电的预充电或放电电路的电压(电流)输出值可以针对R、G和B来分别设置。这是因为EL元件15的阈值在R、G和B之间有所不同。
预充电电压可以被视为一种将不高于上升电压的电压施加到驱动晶体管11a的栅极端(G)上的装置。即，截止驱动晶体管11a以便将编程电流Iw设置成零，这样电流将不会流经EL元件15。源极信号线18的充电和放电都是辅助性的。
根据本发明，采用玻璃上芯片(COG)工艺技术，源极驱动电路(IC)14是由半导体硅芯片制造的并与显示屏30的源极信号线18上的端相连。另一方面，栅极驱动电路12是通过低温多晶硅工艺而形成的。即，其形成工艺过程与像素中的晶体管一样。这是因为与源极驱动电路(IC)14相比，栅极驱动电路12具有较为简单的内部结构和较低的工作频率。因此，它甚至可以用低温多晶硅工艺来较容易地形成，并允许减小显示屏的前盖宽度。当然，通过使用COG工艺，可以从硅芯片中构造出栅极驱动电路12并将其安装到显示屏30上。此外，可以通过使用COF或TAB工艺来安装栅极驱动电路(IC)12和源极驱动电路(IC)14。此外，诸如像素晶体管和栅极驱动器这样的开关元件可以通过高温多晶硅技术来形成，或可以由有机材料(有机晶体管)构成。
栅极驱动电路12包括用于栅极信号线17a的移位寄存器电路141a以及用于栅极信号线17b的移位寄存器电路141b。为便于解释，例如根据图1对像素结构进行描述。如果栅极信号线17a是由栅极信号线17a1和17a2组成的，则为每个栅极信号线单独形成的一个移位寄存器，或者用于栅极信号线17a1和17a2的控制信号是逻辑电路通过使用移位寄存器电路141的输出信号来产生的。
移位寄存器电路141是由正相和负相时钟信号(CLKxP和CLKxN)以及起始脉冲(STx)来共同控制的(参看图14)。此外，最好累加用来控制栅极信号线的输出和非输出的启动(ENABLE)信号以及用来将移位方向翻转的上下(UPDWN)信号。此外，最好安装输出端以保证起始脉冲被移位寄存器电路141偏移并被输出。
移位寄存器电路141的移位时序是由来自控制IC 760的控制信号来控制的，随后会对此进行描述。此外，栅极驱动电路12包括用来对外部数据进行电平位移的电平位移电路141。通过仅使用正相时钟信号，可以减少信号线的数目并由此减小前盖宽度。
因为移位寄存器电路141具有较小的缓冲电容，那么它们就不能直接驱动栅极信号线17。因此，在每个移位寄存器电路141和用来驱动栅极信号线17的输出栅极143之间，至少形成两个或更多的倒相电路142。
同样这些可应用于如下情形，即通过诸如低温多晶硅工艺这样的多晶硅工艺在显示屏30上形成源极驱动电路(IC)14这样的情形。在像用来驱动源极信号线18的转换栅极这样的模拟开关栅极与源极驱动电路(IC)14的移位寄存器之间，形成多个倒相电路。
下面的内容(用来驱动信号线的移位寄存器输出和输出级(在像输出栅极或转换栅极这样的输出级之间放置倒相电路))对于栅极驱动电路和源极驱动电路而言是很普通的。
关于EL显示屏的颜色温度，当在7000K(Kelvin)到12000K(两端数据都包括)的范围内调节白色平衡时，不同颜色的电流密度之间的差别应该在±30％之内。更佳地，该差值应该在±15％之内。例如，如果电流密度是在100A/平方米左右，则所有这三种基色的电流密度都应该在70A/平方米到130A/平方米之间(两端数值都包括)。更佳地，所有这三种基色的电流密度都应该在85A/平方米到115A/平方米之间(两端数值都包括)。
有机EL元件15是自发光式元件。当来自这种自发光式元件的光线进入用作开关元件的晶体管时，光电导现象便出现了。光电导现象是这样的现象，其中当像晶体管这样的开关元件处于截止时，由光致激发所导致的泄漏(外泄)在增加。
为解决这个问题，本发明在栅极驱动电路12(在某些情形中是源极驱动电路(IC)14)和像素晶体管11的下面形成遮光膜。特别地，最好遮住放置在在晶体管11a的栅极端的电势位置(以c表示)和漏极端的电势位置(以a表示)之间的晶体管11b。
图314(a)和314(b)示出了这种结构。当显示屏正在显示黑色时，特别地，在图314(a)和314(b)中，EL元件15的阳极端的电势位置b的电势与阴极电势很接近。因此，当TFT 17b导通时，该电势是较低的。因此，在源极端和漏极端之间的电势(电势c和a)在增加，从而使晶体管11b趋于泄漏。为解决这个问题，形成一个像图314(a)和314(b)所示的那种遮光膜是很有用的。
遮光膜是像铬这样的金属薄膜，并且厚度在50到150nm(两端数据都包括)。薄膜会提供较差的遮蔽效应而厚膜会引起不规则，从而很难在上层中实现晶体管11的图形化。
在驱动电路12等的情形中，不仅有必要减少来自上方的光线穿透，还有必要减少来自下方的光线穿透。这是因为光电导现象会引起故障。如果阴极电极是由金属膜制成的，则本发明也在驱动电路12等的表面上形成阴极电极并把它用作遮蔽膜。
然而，如果阴极电极是在驱动电路12上形成的，则来自阴极电极的电场可引起驱动故障，或将阴极电极和驱动电路放置在电接触件中。为解决这个问题，本发明在驱动电路12上形成至少一层有机EL膜，而最好是两层或更多层，与此同时在像素电极上形成有机EL膜。
下面将对根据本发明的驱动方法进行描述。如图1所示，当该行保持选中时栅极信号线17a导通(既然图1所示的晶体管是P型沟道晶体管，那么栅极信号线17a是在其处于较低状态中时才导通)，而当该行保持未选中时栅极信号线17b加上截止电压。
寄生电容(未示出)存在于源极信号线18中。寄生电容是由源极信号线18和栅极信号线17的汇接点处的电容、晶体管11b和11c的沟道电容等引起的。
寄生电容不仅产生于源极信号线18中，它还产生于源极驱动IC 14中。如图17所示，保护性二极管171是主要的原因。保护性二极管171旨在保护IC 14使其免受静电影响，但是它们也起电容器的作用，从而引起了寄生电容。典型的保护性二极管的电容是在3到5pF。
如图17所示，在根据本发明的源极驱动电路(IC)14(随后会详细描述)中，浪涌限制电阻172形成于或被放置在连接端155和电流输出电路164之间。电阻器172是由多晶硅制成或是一块扩散电阻。电阻器172的电阻应该在1KΩ到1MΩ(两端数值都包括)。电阻器172控制外部静电。这使得保护性二极管的尺寸可以减小。保护性二极管的尺寸的减小导致由该保护性二极管所引起的寄生电容也减小。
尽管图17示出了电阻器172形成于或被放置在源极驱动IC 14中，但这并非限制性的。很自然，电阻器172可以形成于或被放置在阵列30中。这也适用于二极管(包括被结构用作二极管的晶体管)171。
较佳地，电阻器171a和171b被结构成允许通过微调来调节其电阻。电阻器171a和171b的电阻可以通过微调来调节，以消除流入源极信号线18的漏电流。也可以通过一种非微调的其它方法来调节电阻。如果扩散电阻被用作电阻器171，则其电阻值可以通过加热来调节。例如，通过用激光照射电阻器并因此加热电阻器，可调节电阻值。
通过整体地或局部地加热IC芯片，可以调节或改变该IC芯片的整体电阻值或某些电阻器的电阻值。通过形成多个电阻器171a等并将一个或更多的电阻器171a与源极信号线18中断开连接，可以调节总电阻，从而消除漏电流等。很自然，上述微调和调节也适用于电阻器172。
改变源极信号线18的电流值所需的时间t是由下式给出：t＝C×V/I，其中C是杂散电容，V是源极信号线的电压，而I是流经源极信号线的电流。例如，如果编程电流被增加十倍，则改变电流值所需的时间可以减小到1/10。因此，为了在较短的水平扫描周期内加上预定的电流值，增加该电流值是很有用的。
如果编程电流增加了N倍，则流经EL元件15的电流也增加N倍。结果，EL元件15的亮度也增加了N倍。为获得预定的亮度，例如可将图1中的晶体管17d的传导周期减小到1/N。
根据上文，为了将源极信号线18的寄生电容充分地充入或放出并将电流值预定的编程电流输入像素16的晶体管11a，有必要从源极驱动电路(IC)14中输出相对较大的电流。不过，当大了N倍的编程电流通过源极信号线18时，其编程电流值被编程到像素16中，而大小为预定电流N倍的电流流过EL元件15。例如，如果设计出大10倍的电流，则自然大10倍的电流流经EL元件15，且EL元件15发出亮度为10倍的光。为获得预定的发射亮度，电流流经EL元件15所用的时间可以减小10倍。这样，寄生电容可以由源极信号线进行充分地充电/放电，而且预定的发射亮度也可以获得。
尽管开始的状况是10倍大的电流值被写入像素晶体管11a(更准确地讲，电容器19的端电压被设置)并且EL元件15的传导周期减小到1/10，但是这仅仅是示例性的。在某些情形中，10倍大的电流值可能被写入像素晶体管11a而EL元件15的传导周期可能被减小到1/5。另一方面，10倍大的电流值可以被写入像素晶体管11a而EL元件15的传导周期可能被减半。此外，电流值可能被写入像素晶体管11a而EL元件15的传导周期可能被减小到1/5。
本发明的特征在于，写入像素的电流被设置在一个非预定的数值，而且电流是间歇地流入EL元件15的。为了便于解释，此处已经声明过，N倍大的电流被写入像素16的驱动晶体管11并且EL元件15的传导周期被减小到1/N。不过，这并非是限制性的。很自然，N1倍大的电流(N1并非只限于比1大)可以被写入像素16的驱动晶体管11而EL元件15的传导周期可以被减小到1/N2(N2比1大。N1和N2是彼此不同的)。
根据本发明的驱动方法，例如在白光栅显示器中，假定在显示屏144的半帧(帧)周期内的平均亮度是B0。这种驱动方法以这样的方式来执行电流编程，即每个像素16的亮度B1比平均亮度B0高一些。此外，在至少半帧(帧)周期内，出现了非显示区域192。因此，在根据本发明的驱动方法中，在半帧(帧)周期之内的平均亮度低于B1。
这种方法用在半帧(帧)周期之内的正常亮度处的电流来为像素16编程，使得非显示区域192会出现。使用这种方法，在半帧(帧)周期之内的平均亮度低于使用普通驱动方法(常规驱动方法)所得到的亮度。不过，这种方法具有提高电影显示性能的优点。
根据本发明的像素结构并不只限于电流编程模式。例如，本发明可使用图26所示的电压编程模式中的像素结构。这是因为如下做法在提高电影显示性能方面是很有用的，甚至是在电压编程模式中，该做法是在半帧(帧)周期的预定部分中使用高亮度显示模式，而在该周期的其余部分中使用非发光模式。此外，甚至是在电压编程模式中，也不能忽略源极信号线18的寄生电容的效果。根据本发明的驱动方法尤其对较大的EL显示屏有益，这种显示屏趋于具有较大的寄生电容。
如图23所示，非显示区域192和显示区域193并不是必然地等间隔。例如，它们可以随意出现(只要显示周期和非显示周期整体上是一预定的值(比率恒定)即可)。此外，显示周期可以在R、G和B之间变化。即，R、G和B的显示周期和非显示周期可以被调节到预定的值(比率恒定)，使得可以获得最佳的白色平衡。
非显示区域192是这样的像素16区域，其中在给定的时间EL元件15是没有发光的。显示区域193是这样的显示16区域，其中在给定的时间EL元件15是发光的。用一个水平同步信号，每次同步将非显示区域192和显示区域193都移动一个像素行。
为了便于解释根据本发明的驱动方法，假定“1/N”意味着将1F(半帧或一个帧)减小到1/N。不过，需要花点时间来选择一个像素行或为电流值编程(通常是一个水平扫描周期(1H))，并且根据扫描条件可导致误差。当然，也可能有由于栅极信号线17的击穿电压所导致的与理想状态的偏离。不过，此处为便于解释，假定没有偏离。
液晶显示屏保持在1F(半帧或一个帧)周期内已写入像素的电流(电压)。因此，问题在于显示运动图像将会导致边缘模糊。
有机(无机)EL显示屏(显示装置)保持在1F(半帧或一个帧)周期内已写入像素的电流(电压)。因此，它们具有和液晶显示屏同样的问题。另一方面，像CRT这样的显示器是通过使用电子枪将图像作为一组线来显示的，这种显示器没有遭遇到移动图像所产生的边缘模糊现象，因为使用了适用于图像显示的视觉后滞。
根据本发明的驱动方法，仅在1F/N期间内电流才通过EL元件15，在余下的时间内(1F(N-1)/N)电流并不通过。让我们考虑这样的情形，其中实现了本发明的驱动系统并观察到了屏幕上的一个点。在这种显示条件下，图像数据显示和黑色显示(非发光)每隔1F就重复一次。即，在时间意义上间歇地显示图像数据。当运动的图像数据被间歇地显示时，实现了良好的显示条件而没有边缘模糊。简而言之，可以实现与CRT相近的电影显示。
根据本发明的驱动方法实现了间歇式显示。不过，在实现间歇式显示的过程中，晶体管11d简单地在1-H周期内最大值时导通或截止。结果，该电路的主时钟与常规情况并没有区分开，因此在电路的功耗方面没有增加。为了实现间歇式显示，液晶显示屏需要图像存储器。根据本发明，图像数据保存在每个像素16中。因此，本发明的驱动方法并不需要用于间歇式显示的图像存储器。
本发明的驱动方法通过简单地导通和截止开关晶体管11d、晶体管11e(图12等)等，来控制流经EL元件15的电流。即，甚至如果流经EL元件15的电流Iw被截止，则图像数据仍像它在像素16的电容器19中的那样被保持。因此，当开关元件11d在下一次被导通时，流经EL元件15的电流具有和前一次流经EL元件15的电流一样的值。
甚至为了实现黑色插入(像黑色显示这样的间歇式显示)，本发明不需要加速电路的主时钟。此外，不需要延长时间轴，并因此不需要图像存储器。此外，EL元件15响应迅速，从施加电流到发出光所需的时间很短。因此，本发明适合于电影显示，并通过使用间歇式显示，它可以解决常规数据保持显示屏(液晶显示屏、EL显示屏)在显示电影时所遇到的问题。
此外，在较大的显示装置中，如果源极信号线18的引线长度不断增加会导致源极信号线18的寄生电容不断增加，则通过增加N的值可以解决这个问题。当被加在源极信号线18上的编程电流值增加了N倍时，栅极信号线17b(晶体管11d)的传导周期可以被设置成1F/N。这使得本发明可应用于电视机、监控器以及其它较大的显示装置。
在电流驱动的情形中，特别是处于黑色电平的图像显示，像素电容器19需要用20nA或更小的微电流来编程。因此，如果产生了比预定值大的寄生电容，则该寄生电容无法在一个像素行被编程的期间(基本上在1H以内，但不限于1H，因为两个像素行可以同时被编程)被充电或放电。如果寄生电容不能在1H期间之内被充电或放电，则充足的电流无法被写入该像素，从而导致了分辨率不够。
在图1所示的像素结构中，在如图6(a)所示的电流编程期间，编程电流Iw流经源极信号线18。电流Iw流经晶体管11a，并且电压被设置(编程)在电容器19中以保持电流Iw。此时，晶体管11d导通(截止)。
在电流流经EL元件15期间，如图6(b)所示晶体管11c和11b截止而晶体管11d导通。特别地，截止电压(Vgh)被加在栅极信号线17a上，从而截止了晶体管11b和11c。另一方面，导通电压(Vgl)被加在栅极信号线17b上，从而导通了晶体管11d。
假设编程电流Iw是通常应该流动的电流(预定值)的N倍，在图6(b)中流经EL元件15的电流也是Ie。因此，EL元件15发出的光线的亮度是预定值的10倍。换句话说，如图18所示，放大倍数N越大，像素16的即时显示亮度B就越高。放大倍数N和像素16的亮度基本上是成正比的。
如果晶体管11d在其通常保持导通的时间(1F)的1/N内保持导通并在其余时间(N-1)/N内保持截止，则在1F内的平均亮度等于预定的亮度。这种显示条件与CRT用电子枪来扫描屏幕所遵循的条件很相似。差别在于，在显示图像的范围内(在CRT中，发光的是一个像素行，更精确的讲，是一个像素)，整个屏幕的1/N发光(其中整个屏幕视为1)。
根据本发明，如图19(b)所示，显示(发光)区域193的1F/N从屏幕144的顶部移动到底部。显示区域193的扫描方向可以是从屏幕144的底部到顶部，或可以按任意的顺序。
根据本发明，电流只在1F/N期间内流经EL元件15，但在余下的时间(1F×(N-1)/N)内，电流并不流向所施加的像素行的EL元件15。因此，该像素是间歇式地被显示。不过，由于残留影象的存在，对于人眼而言，整个屏幕看起来是均匀显示的。
如图19所示，写入像素行191a是非发光区域192。不过，这仅对图1、2等中的像素结构而言是真实的。在图11、12等所示的电流镜的像素结构中，写入像素行191可以是被发光的。不过，为便于解释，此处将主要引用图1中的像素结构来进行描述。
如上所述，一种驱动方法被称为N倍脉冲驱动，该方法包括：通过用比如图19、23等所示的预定的驱动电流Iw大的电流为之编程，来间歇式地驱动像素。在图19的驱动方法中，图像数据显示和黑色显示(非发光)每隔1F重复一次。即，在时间意义上有间隔地(间歇式地)显示图像数据。
液晶显示屏(非本发明的EL显示屏)将数据保持在像素中并持续1F周期，该显示屏不能够在电影显示期间跟得上图像数据中的变化，从而导致了电影的模糊(图像的边缘模糊)。既然本发明是间歇式地显示图像，那么它可以实现良好的显示条件而不会使图像的边缘模糊。简言之，可以实现与CRT接近的电影显示。
为了驱动如图19所示的像素16，有必要能够单独控制像素16的电流编程周期(在图1所示的结构中，即为将导通电压Vgl加在栅极信号线17a上的周期)以及(在图1所示的像素结构中，将导通电压Vgl或截止电压Vgh加在栅极信号线17b上的周期)。因此，栅极信号线17a和栅极信号线17b必须被分开。
例如，当仅仅将单个栅极信号线17从栅极驱动电路12铺设到像素16时，使用这样一种结构并不能实现根据本发明的驱动方法，在该结构中，加在栅极信号线17上的逻辑(Vgh或Vgl)被加在了晶体管11b上，并且加在栅极信号线17上的上述逻辑被倒相器转换了(Vgh或Vgl)并被加在晶体管11d上。因此，本发明需要用来操作栅极信号线17a的栅极驱动电路12a以及用来操作栅极信号线17b的栅极驱动电路12b。
图20示出了图19所示的驱动方法的时序图。为便于解释，除非另行说明，否则，在本发明中所提及的像素结构等都是图1所示的那个。如图20所示，在每个选中的像素行中(选择周期指定为1H)，当导通电压(Vgl)被加在栅极信号线17a上时(参看图20(a))，截止电压(Vgh)就被加在栅极信号线17b上(参看图20(b))。在这个周期内，电流并不流经EL元件15(非发光模式)。
在没有被选中的像素行中，导通电压(Vgl)被加在栅极信号线17b上，截止电压(Vgh)被加在栅极信号线17a上。在这个周期内，电流流经EL元件15(发光模式)。在发光模式中，EL元件15发出的光的亮度(N×B)是预定亮度的N倍，且发光周期是1F/N。因此，在1F内显示屏的平均显示亮度由下式给出：(N×B)×(1/N)＝B(预定的亮度)。N值可以比1大。
图21示出了一个示例，在该示例中，如图20所示的操作被应用到每个像素行。该图示出了加在栅极信号线17上的电压波形。截止电压的波形以Vgh(高电平)来表示，而导通电压的波形以Vgl(低电平)来表示。像(1)和(2)这样的下标表示所选中的像素行号。
在图21中，栅极信号线17a(1)被选中，编程电流流经源极信号线18的方向是从所选中的像素行中的晶体管11a到源极驱动电路(IC)14。该编程电流比预定值大N倍。既然该预定值是用于显示图像的数据电流，则它不是固定值，除非在白色光栅显示器的情形中。为电容器19编程，使得大N倍的电流将流经晶体管11a。当像素行(1)被选中时，在图1所示的像素结构中，截止电压(Vgh)被加在栅极信号线17b(1)上，而且电流并不流过EL元件15。
在1H之后，栅极信号线17a(2)被选中(Vgl)，编程电流流经源极信号线18的方向是从所选中的像素行中的晶体管11a到源极驱动电路(IC)14。该编程电流比预定值大N倍。为电容器19编程，使得大N倍的电流将流经晶体管11a。当像素行(2)被选中时，在图1所示的像素结构中，截止电压(Vgh)被加在栅极信号线17b(2)上，而且电流并不流过EL元件15。不过，既然截止电压(Vgh)被加在栅极信号线17a(1)上，且导通电压(Vgl)被加在像素行(1)的栅极信号线17b(1)上，所以EL元件15发光。
在下一个1H之后，栅极信号线17a(3)被选中，截止电压(Vgh)被加在栅极信号线17b(3)上，而电流并不流过像素行(3)中的EL元件15。不过，既然截止电压(Vgh)被加在栅极信号线17a(1)和(2)上，且导通电压(Vgl)被加在像素行(1)和(2)的栅极信号线17b(1)和(2)上，所以EL元件15发光。
经过上述操作，用1H的同步信号同步地显示图像。不过，使用图21中的驱动方法时，大N倍的电流流经EL元件15。因此，显示屏144比原来亮N倍。当然，不言自明，在这种状态中，以预定亮度来显示时，编程电流可以减小到1/N。
不过，小到1/N倍的电流将引起由寄生电容所导致的写电流短缺。因此，本发明的基本思想是，使用较大的电流来编程，插入黑色屏(非照明显示区域)192，并由此获得预定的亮度。
不过，很自然，如果寄生电容的效用是可以忽略的或无足轻重的，则可将根据本发明的驱动方法假定为N＝1。随后参照图99到116等，将对这种驱动方法进行描述。
根据本发明的驱动方法使比预定电流大的电流流经EL元件15，并由此对源极信号线18进行充分地充电和放电。即，不需要使大N倍的电流通过EL元件15。例如，可以想像得到，形成一个与EL元件15平行的电流通路(形成虚设的EL元件并使用遮蔽膜来防止该虚设的EL元件发光)，并在EL元件15与虚设的EL元件15之间分配编程电流的流量。例如，写入像素16以用于编程的编程电流是0.2微安。从源极驱动电路(IC)14输出的编程电流是2.0微安。
因此，对于源极驱动电路(IC)14，N＝2.0/0.2＝10。在从源极驱动电路(IC)14中输出的编程电流中，1.8微安(2.0-0.2)通过了虚设的像素。余下的0.2微安通过了要被编程的像素16的驱动晶体管11a。对于虚设的像素行，要么使其保持不发光，要么甚至在其发光时用遮蔽膜来使其不被看到。
使用上面的结构时，通过使流过源极信号线18的电流增加N倍，可以使大N倍的电流通过驱动晶体管11a，并使比大N倍的电流小得多的电流通过EL元件15。
图19示出了写入显示屏144的情形。在图19(a)中，参考数字191a表示写入像素行。从源极驱动IC 14中提供编程电流给源极信号线18。在图19等中，在1H周期内，有一行像素被写入电流，但这并非限制性的。该周期可以是0.5H或2H。此外，尽管已声明过编程电流被写入源极信号线18，但本发明并不只限于电流编程。本发明也可以使用电压编程(图28等)，电压编程是将电压写入源极信号线18。
在图19(a)中，当栅极信号线17a被选中时，要通过源极信号线18的电流被编程到晶体管11a中。此时，截止电压被加在栅极信号线17b上，电流流过EL元件15。这是因为当EL元件15上的晶体管11d导通时，从源极信号线18是可以看到EL元件15的电容组件的，并且该电容防止充足的电流被编程到电容器19中。因此，以图1所示的结构为例，有电流写入的像素行是如图19(b)所示的非发光区域192。
假设大N倍的电流被用于编程(假定N＝10)，则屏幕变得比原来亮10倍。因此，显示屏144的90％是由非发光区域192构成的。例如，如果显示屏144的显示屏中的水平扫描线的数目是与QCIF相兼容的220(S＝220)，则22行水平扫描线可组成显示区域193，而220-22＝198行水平扫描线可组成非显示区域192。
一般说来，如果以S来表示水平扫描线的数目(像素行的数目)，则整个区域的S/N构成了显示区域193，该显示区域193的亮度比原来亮N倍(N比1大)。然后，沿屏幕的垂直方向扫描显示区域193。因此，整个区域的S(N-1)/N是非发光区域192。该非发光区域呈现黑色显示(是非发光的)。此外，非发光区域192是通过截止晶体管11d来产生的。尽管已提到过显示区域53的亮度比原来亮N倍，但很自然N的值是通过亮度调节和伽马调节而改变的。
在上面的示例中，如果大10倍的电流是用于编程，则屏幕变得比原来亮10倍，且显示屏144的90％组成非发光区域192。不过，这并非必然地意味着R、G和B像素以相同的比例构成非发光区域192。例如，当不同颜色占不同比例时，1/8的R像素、1/6的G像素和1/10的B像素可构成非发光区域192。也可以允许在R、G和B之间单独调节非发光区域192(或发光区域193)。若那样，则有必要为R、G和B提供单独的栅极信号线17b。不过，允许单独调节R、G和B使得调节白色平衡成为可能，从而使得为每个灰度调节颜色平衡变得容易。该示例在图22中示出。
如图19(b)所示，包括写入像素行191a的像素行包括非发光区域192，而上述写入像素行191a的S/N区域包括显示区域193(当从屏幕顶部到底部执行写扫描时。当从底部到顶部扫描该屏幕时，这些区域改变位置)。关于屏幕的显示条件，条状显示区域193从屏幕的顶部移动到底部。
在图19中，一个显示区域193从屏幕的顶部移动到底部。在帧速率较低时，显示区域193的移动被认为是可见的。它往往能被容易地认出来，特别是当用户闭上眼睛或将头上下移动时。
为解决这个问题，显示区域193可以被分成多个如图23所示的部分。如果所分割的显示区域的总面积为S(N-1)/N，则该亮度等于图19中的亮度。另外，没有必要等分该显示区域193。此外，没有必要等分非显示区域192。
分割显示区域193会减小屏闪。因此，可以实现良好的无屏闪图像显示。另外，显示区域53可以被很细微地分割。不过，显示区域53的分割越是细微，其电影显示性能就越差。
图24示出了栅极信号线17的电压波形以及EL元件的发光亮度。如图24所示，将栅极信号线17b设置成Vgl所用的时间周期(1F/N)被分割成多个部分(K个部分)。即，将栅极信号线17b设置成Vgl所用的时间周期1F/(K×N)重复K次。这减少了屏闪并实现了在帧速率较低时的图像显示。
分割的数目最好是可变的。例如当用户按下亮度调节开关或转动亮度调节旋钮时，K值可以相应地被改变。此外，可以允许用户调节亮度。或者，K值可根据要显示的图像或数据人工或自动地被改变。
尽管参照图24等已提到过将栅极信号线17b设置成Vgl所用的时间周期(1F/N)被分割成多个部分(K个部分)以及将栅极信号线17b设置成Vgl所用的时间周期1F/(K×N)重复K次，但这并非限制性的。时间周期1F/(K×N)可以重复L(L≠K)次。换句话说，本发明通过控制电流流过EL元件15所用的周期(时间)来显示该显示屏144。因此，将时间周期1F/(K×N)重复L(L≠K)次的想法是包括在本发明的技术要点中的。此外，通过改变L的值，显示屏144的亮度可以数字化地改变。例如，在L＝2和L＝3之间，有50％的亮度(对比度)变化。此外，当分割图像显示区域时，将栅极信号线17b设置成Vgl所用的时间周期没有必要被等分。
在上述示例中，随着流向EL元件15的电流被转换到“导通”或“截止”，显示屏144也跟着被导通或截止(发光或非发光)，并且流向EL元件15的通路是由晶体管11d或开关(电路)71等构成的。即，使用存储在电容器19中的电荷，约等值的电流多次通过驱动晶体管11a。本发明并非只限于此。例如，通过对电容器19进行充电或放电，显示屏144可以被导通或截止(发光或非发光)。图25示出了为实现图23所示的图像显示条件而加在栅极信号线17上的电压波形。图25与图21的差别在于栅极信号线17b的操作。栅极信号线17b接通或断开(Vgl和Vgh)的次数多至屏幕分割的数目。在其它方面，图25与图21相同，因此其描述将被省略。
发光区域193与整个屏幕面积144的比可被称为负荷比。即，负荷比是“发光区域193”除以“整个显示屏144的面积”。换句话说，负荷比是“施加导通电压的栅极信号线的数目”除以“栅极信号线17b的总数目”，或“连接到被加上导通电压的栅极信号线17b的所选中的像素行的数目”除以“整个屏幕区域144的像素行的总数目”。
如果负荷比的倒数(像素行的总数/所选中的像素行的数目)大于某一值时，则会发生屏闪。这种关系如图266所示，其中横轴表示“像素行的总数”/“所选中的像素行的数目”，即负荷比的倒数。纵轴表示屏闪的发生率。其最小值是1。随着该值的增加，屏闪变得越来越显著。
根据图266所示的结果，“像素行的总数”/“所选中的像素行的数目”应该是8或更小。即，负荷比最好是1/8或更大。如果可允许有一些屏闪(没有实际害处)，则“像素行的总数”/“所选中的像素行的数目”应该是10或更小。即，负荷比最好是1/10或更大。
图271和272示出了一种驱动方法的示例，该示例同时选中两行像素行。当像素行(1)是图271中的写入像素行时，栅极信号线17a(1)和17a(2)被选中(参看图272)。即，像素行(1)和(2)的开关晶体管11b和晶体管11c都被导通。此外，当导通电压被加在每个像素行的栅极信号线17a上时，截止电压被加在栅极信号线17b上。
因此，在第一和第二H周期内，像素行(1)和(2)中的开关晶体管11d是截止的，电流并未流过相应的像素行中的EL元件15。即，EL元件15是在非发光模式192中。在图271中，显示区域193被分成5部分以减小屏闪。
理想情况下，两行像素行的晶体管11a各自使电流Iw×5通过源极信号线18(当N＝10时，即当K＝2时，流经源极信号线18的电流是Iw×K×5＝Iw×10)。因此，比Iw大5倍的电流被编程到每个像素16的电容器19中并被保持。
既然同时选中两行像素行(K＝2)，那么两个驱动晶体管工作。即10/2＝5倍大的电流流经每个像素的晶体管11a。两个晶体管11a的总编程电流流经源极信号线18。
例如，如果按常规写入到写入像素行191a的电流是Id，则Iw×10的电流通过源极信号线18。这并没有问题，因为规则的图像数据随后被写入到写入像素行191b。在1H周期内，像素行191b提供与像素行191a一样的显示。结果，至少写入像素行191a和被选中增加电流的像素行191b都处于非显示模式192。
在下一个1H之后，栅极信号线17a(1)变为非选中，且导通电压(Vgl)被加在栅极信号线17b上。同时，栅极信号线17a(3)被选中(Vgl电压)，而编程电流流经源极信号线18的方向是从所选中的像素行(3)中的晶体管11a到源极驱动器14。在整个操作过程中，规则的图像数据被保持在像素行(1)中。
在下一个1H之后，栅极信号线17a(2)变为非选中，且导通电压(Vgl)被加在栅极信号线17b上。同时，栅极信号线17a(4)被选中(Vgl电压)，而编程电流流经源极信号线18的方向是从所选中的像素行(4)中的晶体管11a到源极驱动器14。在整个操作过程中，规则的图像数据被保持在像素行(2)中。随着按上述操作一行一行移动像素行来扫描屏幕，整个屏幕被重新扫描(当然，两个或更多的像素行可以被同时移动。例如，在伪-隔行扫描的驱动情形中，一次会移动两行像素行。此外，从图像显示的观点看，相同的图像可以被写入两行或更多的像素行中)。
使用图271中的驱动方法时，既然用5倍大的电流为每个像素编程，那么理想情况下，每个像素的EL元件15的发光亮度便比原来亮5倍。因此，显示区域193的亮度比预定值亮5倍。为了使这种亮度与预定的亮度相同，包括写入像素行191且只有显示屏1的1/5大小的一块区域可以像上述的那样被转到非显示区域192中。
如图274(a)和(b)所示，两行写入像素行191(191a和191b)按从屏幕144的上方到下方的顺序被选中(也参看图273。在图273中，选择像素行16a和16b)。不过，如图174(b)所示，在屏幕的底部，不存在191b，尽管写入像素行191a存在。即，仅有一行像素行被选择。因此，加在源极信号线18上的电流被全部写入写入像素行191a。结果，为平常电流的2倍的电流被写入写入像素行191a。
为了解决这个问题，如图274(b)所示，本发明在屏幕144的底部形成(放置)虚设的像素行2741。因此，在选择屏幕144底部的像素行之后，屏幕144的最后的像素行以及虚设的像素行2741都被选中。结果，规定的电流被写入图274(b)中的写入像素行中。尽管虚设的像素行2741因邻接显示区域144的顶部或底部而被发光，但这并非限制性的。它可以形成于远离显示区域144的位置处。此外，虚设的像素行2741并不需要包含像图1所示的那样的开关晶体管11d或EL元件15。这减小了虚设的像素行2741的尺寸并由此减小了显示屏的前盖宽度。
图275示出了如图274(b)所示的状态是如何发生的机理。如图275所示，在选中屏幕144底部的像素16c之后，屏幕144最后的像素行2741被选择。虚设的像素行2741放置在屏幕区域144的外部。即，不会发光的虚设的像素行2741是不会发光的，或如果被发光但已被遮住。例如，像素电极和晶体管11之间的接触孔被去除，没有EL元件15形成于虚设的像素行上，等等。尽管图275所示的虚设的像素行2741包含EL元件15、晶体管11d、栅极信号线17b，但这些组件对于实现该驱动方法而言是不需要的。根据本发明实际开发的显示屏的虚设的像素行2741中没有形成EL元件15、晶体管11d或栅极信号线17b。不过，最后形成像素电极以允许如下的情形，即某一像素中的寄生电容不等于其它像素16中的寄生电容，从而使像素所保持的编程电流有所不同。
尽管在图274(a)和274(b)中，沿屏幕144的底边提供(形成或放置)虚设的像素(行)2741，但这并非限制性的。例如，如图276(a)所示，它从屏幕的底边扫描至顶部边缘。如果使用反向的扫描，则也应该如图276(b)所示的那样沿屏幕144的顶边形成虚设的像素行2741。即，在屏幕144的顶部和底部都形成(放置)虚设的像素行2741。这种结构也适用于屏幕的反向扫描。
在上述示例中同时选择两行像素行。本发明并非只限于此。例如，可以同时选中5行像素行。当同时选中5行像素行时，也应该形成4行虚设的像素行2741。
虚设的像素行2741的数目可以形成M-1行同时被选中的像素行。例如，如果同时选中5行像素行，则写入像素行191的数目就是4。如果同时选中10行像素行，则写入像素行191的数目就是10-1＝9。
图274和276是在形成虚设的像素行2741的情形中示出了虚设的像素行的放置位置的说明图。基本上，假定反相驱动，虚设的像素行2741被放置在屏幕144的顶部和顶部。
在上述示例中，像素行是一个接一个被选中的并用电流为之编程，或一次选中两行或更多像素行并用电流为之编程。不过，本发明并非只限于此。也可以根据图像数据使用两种方法的结合：方法1，一个接一个选择像素行并用电流为之编程的方法；方法2，一次选择两行或更多像素行并用电流为之编程的方法。
下面将对根据本发明的隔行扫描驱动进行描述。图533示出了根据本发明用来执行隔行扫描驱动的显示屏的结构。在图533中，奇数号的像素行的栅极信号线17a连接到栅极驱动电路12a1。偶数号的像素行的栅极信号线17a连接到栅极驱动电路12a2。另一方面，奇数号的像素行的栅极信号线17b连接到栅极驱动电路12b1。偶数号的像素行的栅极信号线17b连接到栅极驱动电路12b2。
因此，在栅极驱动电路12a1的操作过程中，奇数号像素行中的图像数据按顺序被重新写入。在奇数号像素行中，EL元件的发光与非发光是通过栅极驱动电路12b1的操作(控制)来控制的。此外，在栅极驱动电路12a2的操作(控制)过程中，偶数号像素行中的图像数据按顺序被重新写入。在偶数号像素行中，EL元件的发光与非发光是通过栅极驱动电路12b2的操作(控制)来控制的。
图532(a)示出了显示屏的第一半帧的工作状态。图532(b)示出了显示屏的第二半帧的工作状态。为便于理解，假定一个帧包括两个半帧。在图532中，标记栅极驱动器12的斜阴影线表示该栅极驱动器12没有正在参与数据扫描操作。具体地讲，在图532(a)的第一半帧中，栅极驱动电路12a1是用于编程电流的写控制的，而栅极驱动电路12b2是用于EL元件15的发光控制的。在图532(b)的第二半帧中，栅极驱动电路12a2是用于编程电流的写控制的，而栅极驱动电路12b1是用于EL元件15的发光控制的。上述操作在该帧内不断重复。
图534示出了在第一半帧中的图像显示状态。图534(a)示出了写入像素行(用电流(电压)为之编程的奇数号像素行的位置)。写入像素行的位置按顺序移动：图534(a1)→(a2)→(a3)。在第一半帧中，奇数号像素行按顺序被重新写入(偶数号像素行中的图像数据被保持着)。图534(b)示出了奇数号像素行的显示状态。图534(b)只示出了奇数号像素行。图534(c)示出了偶数号像素行。如图534(b)所示，奇数号像素行中的像素的EL元件15是非发光的。另一方面，如图534(c)所示，在显示区域193和非显示区域192中都对偶数号像素行进行扫描。
图535示出了第二半帧中的图像显示状态。图535(a)示出了写入像素行(用电流(电压)为之编程的奇数号像素行的位置)。写入像素行的位置按顺序移动：图535(a1)→(a2)→(a3)。在第二半帧中，偶数号像素行按顺序被重新写入(奇数号像素行中的图像数据被保持着)。图535(b)示出了奇数号像素行的显示状态。图535(b)只示出了奇数号像素行。图535(c)示出了偶数号像素行。如图535(b)所示，偶数号像素行中的像素的EL元件15是非发光的。另一方面，如图535(c)所示，在显示区域193和非显示区域192中都对奇数号像素行进行扫描。
这样，在EL显示屏上可轻松实现隔行扫描驱动。此外，N倍脉冲驱动消除了写电流的缺点和模糊的电影。此外，电流(电压)编程和EL元件15的发光都可以轻松地控制且电路也很容易实现。
根据本发明的驱动方法并非只限于图534和535所示的那些。例如，图536所示的驱动方法也是可选的。在图534和535中，被编程的奇数号像素行或偶数号像素行属于非显示区域192(非发光或黑色显示)。图536中的示例包括使用来控制发光EL元件15的栅极驱动电路12b1和12b2同步化。不过，用电流(电压)为之编程的写入像素行191属于非显示区域(在使用图11和12中的电流镜像素结构的情形中，不需要写入像素行191)。
在图536中，既然发光控制对于奇数号像素行和偶数号像素行而言是共同的，则不需要提供两个栅极驱动电路：12b1和12b2。只要栅极驱动电路12b便能够执行发光控制了。
图536中的驱动方法使用了同时用于奇数号像素行和偶数号像素行的照明控制。不过，本发明并非只限于此。图537示出了这样的示例，其中发光控制在奇数号像素行和偶数号像素行之间变化。特别是在图537中，奇数号像素行的发光模式(显示(发光)区域193和非显示(非发光)区域192)与偶数号像素行的发光模式具有相反的图案。因此，显示区域193和非显示区域192具有相同的尺寸。不过，这并非是限制性的。
此外，在图535和534中，奇数号像素行或偶数号像素行中所有的像素行都应该是非发光的，这一点在严格意义上讲并非是必须做到的。
在上面的示例中，驱动方法用电流(电压)每次为一行像素行编程。不过，根据本发明的驱动方法并非只限于此。如图538所示，可以用电流(电压)同时为两行像素行(多个像素行)编程(参看图274到276以及描述)。图538(a)示出了关于奇数号半帧的示例，而图538(b)示出了关于偶数号半帧的示例。在奇数号半帧中，按顺序选择两个像素行的组合(1，2)、(3，4)、(5，6)、(7，8)、(9，10)、(11，12)……(n，n+1)并用电流为之编程(其中n是整数且不小于1)。在偶数号半帧中，按顺序选择两个像素行的组合(2，3)、(4，5)、(6，7)、(8，9)、(10，11)、(12，13)……(n+1，n+2)并用电流为之编程(其中n是整数且不小于1)。
通过选择每个半帧中的多个像素行并用电流为之编程，有可能增加要通过源极信号线18的电流，并从而正确地写入黑色。此外，通过将奇数号半帧和偶数号半帧中所选的像素行的组合移动至少一行像素行，有可能增加图像的分辨率。
尽管在图538的示例中，在每个半帧中选择了两行像素行，但这并非是限制性的，三行像素行是可以选择的。在这种情形中，在奇数号半帧和偶数号半帧中所选的三行像素行可以被移动一行像素行或两行像素行。此外，在每个半帧中可以选择四行或更多的像素行。此外，一个帧可以由三个或更多的半帧组成。
此外，尽管在图538的示例中，同时选中了两行像素行，但这并非是限制性的。可以将1H分割成第一1/2H和第二1/2H。在奇数号半帧中，通过在第一1H的第一1/2H内选择第一像素行并在第一1H的第二1/2H内选择第二像素行、在第二1H的第一1/2H内选择第三像素行并在第二1H的第二1/2H内选择第四像素行、在第三1H的第一1/2H内选择第五像素行并在第三1H的第二1/2H内选择第六像素行等等，来执行电流编程。
在偶数号半帧中，通过在第一1H的第一1/2H内选择第二像素行并在第一1H的第二1/2H内选择第三像素行、在第二1H的第一1/2H内选择第四像素行并在第二1H的第二1/2H内选择第五像素行、在第三1H的第一1/2H内选择第六像素行并在第三1H的第二1/2H内选择第七像素行等等，可执行电流编程。
同样，尽管在上面的示例中，在每个半帧中选择了两行像素行，但这并非是限制性的，三行像素行是可以选择的。在这种情形中，在奇数号半帧和偶数号半帧中所选的三行像素行可以被移动一行像素行或两行像素行。此外，在每个半帧中可以选择四行像素行。
根据本发明的N倍脉冲方法针对不同像素行的栅极信号线17b使用相同的波形，并通过每隔1H移动像素行来施加电流。使用这种扫描使得有可能在将EL元件15的发光持续时间固定到1F/N的同时，还可以按顺序移动发光的像素行。在针对像素行的栅极信号线17b使用相同波形的同时，很容易以这种方式移动像素行。它可以通过简单地控制被施加到图14中的移位寄存器电路141a和141b上的数据ST1和ST2来实现。例如，如果当输入ST1较低时Vgl被输出到栅极信号线17b并且当输入ST1较高时Vgh被输出到栅极信号线17b，则被施加到移位寄存器电路17b上的ST2可被设置成：在1F/N期间为低而在余下期间为高。然后，使用与1H同步的时钟CLK2可以移动所输入的ST2。
既然EL显示屏(EL显示装置)上的黑色显示与完全的非发光状态相对应，则对比度并不下降，这不像液晶显示屏上间歇式显示的情形。此外，使用图1、6、7、8、9、10、11、12、28和271中的结构时，通过简单地导通或截止晶体管11d或晶体管11e或开关(电路)71，可以实现间歇式显示。这是因为图像数据是被存储在电容器19中(灰度的数字是无限的，因为使用了模拟值)。即，在1F周期内，该图像数据被保持在每个像素16中。是否将与所存储的图像数据相对应的电流传递到EL元件15，是通过控制晶体管11d和11e等来控制的。
因此，上述驱动方法并非只限于电流驱动类型，它也可以应用于电压驱动类型。即，在流经EL元件的电流被存储在每个像素中这样的结构中，通过将驱动晶体管11和EL元件15之间的电流通路转换到“开”或“关”，来实现间歇式驱动。
为了减小屏闪和功耗，维持电容器19的端电压是很重要的。这是因为如果在半帧(帧)周期内电容器19的端电压改变了(充电/放电)，则当屏幕亮度改变以及帧速率降低时屏闪便会发生。经晶体管11a流过EL元件15的电流必须比原来高出65％。更具体地讲，如果写入像素16且流经EL元件15的初始电流视为100％，则在下一个帧(半帧)内电流被写入像素16之前，流经EL元件15的电流不得低于65％。
使用图1所示的像素结构时，当创建间歇式显示时与当没有创建间歇式显示时，在这两者之间，单个像素中的晶体管11的数目没有区别。即，使像素结构保留原样，通过除去源极信号线18的寄生电容效应，来实现适当的电流编程。此外，还实现了与CRT接近的电影显示。
此外，既然栅极驱动电路12的工作时钟比源极驱动电路(IC)14的工作时钟显著地低了好多，则没有必要提升电路的主时钟。此外，N值也能够很容易地改变。
另外，图像显示方向(图像写入方向)可以是在第一半帧(帧)内从屏幕的顶部到底部，以及在第二半帧(帧)内从屏幕的底部到顶部。即，向上的方向和向下的方向可以交替重复。此外，可以在第一半帧(帧)内使用向下的方向，将整个屏幕转为黑色显示(非显示)一次，并且在第二半帧(帧)内使用向上的方向。也可以整个屏幕转为黑色显示(非显示)一次。也可以从屏幕的中心开始扫描。也可以让扫描从任意的位置开始。尽管在上述驱动方法中，在屏幕上使用了从顶部到底部以及从底部到顶部的写入方向，但这并非是限制性的。也可以在屏幕上将写入方向固定到从顶部到底部的方向或从底部到顶部的方向，并且在第一半帧内从顶部到底部移动非显示区域192，在第二半帧内从底部到顶部。或者，可以将一个帧分割成三个半帧，并且将第一半帧分配给R，第二半帧给G，第三半帧给B，使得三个半帧组成单个帧。通过每隔一个水平扫描周期(1H)在它们之间转换，也可以依次显示R、G和B(参看图25到39及其描述)。上述的诸多信息也可应用于本发明的其它示例。
非显示区域192并非完全不需要发光。在实际使用中，弱光发射或暗淡的图像显示将不是个问题。它应该被视为显示亮度比图像显示(发光)区域193的亮度低的一块区域。此外，非显示区域192可以是并不显示R、G和B中的一种颜色或两种颜色的一块区域。此外，它可以是以较低的亮度来显示R、G和B中的一种或两种颜色的一块区域。
基本上，如果显示区域193的亮度保持在预定的值，则显示区域193越大，显示屏144就越亮。例如，当图像显示区域193的亮度是100(nt)时，如果显示区域193占整个显示屏144的比例从10％变到20％，则屏幕的亮度变为原来的两倍。因此，通过改变显示区域193在整个显示屏144中的比例，可以改变显示屏的显示亮度。显示屏144的显示亮度正比于显示区域193与显示屏144的比率。
如图14所示，通过控制被发送到移位寄存器电路141的数据脉冲(ST2)，有可能自由地指定显示区域193的大小。此外，通过改变输入时序和数据脉冲的周期，有可能在图23所示的显示条件和图19所示的显示条件之间转换。增加在一个IF周期内数据脉冲的数目可使显示屏144变得更亮，而减少它可使显示屏144变得更暗。此外，数据脉冲的连续应用引起图19所示的显示条件，而数据脉冲的间歇式应用引起图23所示的显示条件。
在常规屏幕的亮度调节中，屏幕144的亮度较低会导致较差的灰度性能。即，如果在高亮度显示器上可以显示出64位灰度，则在低亮度显示器上只可以显示出不到该灰度的一半。作为对比，根据本发明的驱动方法并不依赖于显示屏的显示亮度，并能够显示高达64位的灰度，64位是最高的。
大体上，N＝2倍、N＝4倍等都可用于上面的示例。不过，本发明并不只限于整数倍数。也并不只限于等于或大于N＝1的值。例如，在某些时间点，不足屏幕144的一半可能是非显示区域192。如果为预定值的5/4的电流Iw被用于电流编程且在1F的4/5期间内使EL元件发光，则可以实现预定的亮度。
本发明并不限于上述这些。例如，为预定值10/4的电流Iw可以被用于电流编程以便在1F的4/5内使EL元件发光。在这种情形中，EL元件以预定的亮度发光两次。或者，为预定值的5/4的电流Iw可被用于电流编程以便在1F的2/5内使EL元件发光。在这种情形中，EL元件以预定亮度的1/2发光。此外，为预定值的5/4的电流Iw可被用于电流编程以便在1F的1/1内使EL元件发光。在这种情形中，EL元件以预定亮度的5/4发光。此外，为预定值的1倍的电流Iw可被用于电流编程以便在1F的1/4内发光EL元件。在这种情形中，EL元件以预定亮度的1/4发光。
因此，本发明通过控制编程电流的大小及发光周期1F来控制显示屏的亮度。此外，通过在比1F周期短的周期内使EL元件发光，本发明可以插入黑色显示192，并由此提高电影显示性能。另一方面，当N不小于1时，通过在1F周期内使EL元件持续发光，本发明可以显示出明亮的屏幕。
如果像素大小是A平方毫米且白色光栅显示的预定亮度是B(nt)，则编程电流I(微安)(从源极驱动电路(IC)14中输出的编程电流)或写入该像素的电流一般满足：
(A×B)/20≤I≤(A×B)
这提供了良好的光发射效率并解决了写入电流短缺的问题。
编程电流I(微安)最好落在以下范围内：
(A×B)/10≤I≤(A×B)
在图20和24中，没有提及栅极信号线17a的操作时序或栅极信号线17b的写入时序。不过，如果某一像素被选中(导通电压被加在与该像素相连的栅极信号线17a上)，则在前一个1H周期(一个水平扫描周期)和下一个1H周期内，截止电压被加在栅极信号线17b上(用来控制EL-侧的晶体管11d的栅极信号线)。在前一个1H周期和下一个1H周期内将截止电压加在栅极信号线17b上的做法可以实现稳定的图像显示而没有串扰干扰。
图26示出了这种驱动方法的时序图，其中导通电压(Vgl)被加在栅极信号线17上并持续1H(选择周期)。在选择像素的那个1H周期之前的1H周期和之后的1H周期内(总共3H周期)，截止电压(Vgh)被加在栅极信号线17b上。
在上面的示例中，在选择周期之前和之后的两个1H周期内，截止电压被加在栅极信号线17b上。不过，本发明并非只限于此。例如，如图27所示，可以在选择周期之前的1H周期和之后的2H周期内将截止电压加在栅极信号线17b上。这也可以应用于本发明的其它示例。
另外，必须每隔0.5毫秒或更长导通或截止EL元件15。较短的间隔会导致因视觉暂留而引发的不充分的黑色显示，从而导致图像模糊并使其看上去好像是分辨率下降了。这也表示了数据保持显示的显示状态。不过，将“导通/截止”间隔增加到100毫秒将会引发屏闪。因此，EL元件的“导通/截止”间隔必须不小于0.5微秒且不大于100毫秒。更佳地，“导通/截止”间隔应该在2毫秒到30毫秒之间(两端数值都包括)。
如上所述，未经分割的黑色屏192实现了良好的电影显示，但使得屏幕的闪烁更明显。因此，需要将黑色的插入物分割成多个部分。不过，分割得太多会使运动图像模糊。分割的数目应该在1到8之间(两端数值都包括)。最好应该在1到5之间(两端数值都包括)。
另外，黑色屏的分割数目最好可以在静止图像和运动图像之间变化。当N＝4时，75％被黑色屏所占据而25％被图像显示所占据。当分割的数目是1时，条状的黑色屏占据了75％，且被垂直地扫描。当分割的数目是3时，3个区域被扫描了，其中每个区域由占据25％的黑色屏以及占据25/3％的显示屏组成。对于静止图像，增加分割的数目；对于运动图像，减少分割的数目。这种转换可以根据输入图像(运动图像的删除)自动地完成或由用户人工完成。
例如，对于壁挂式显示或手机上的输入屏，分割的数目应该是10或更多(在极端的情形中，可以每隔1H就导通并截止显示器)。当以NTSC格式显示运动图像时，分割的数目应该是1到5(两端数值都包括)。分割的数目最好可以在3个或更多的步骤中转换；例如，0、2、4、8分割，等等。
较佳地，当整个屏幕视为1时，黑色屏占整个显示屏144的比率应该在0.2到0.9(就N而言，是从1.2到9)(两端数值都包括)。更佳地，该比率应该在0.25到0.6(就N而言，是从1.25到6)(两端数值都包括)。如果该比率是0.20或更小，则电影显示并未改善多少。当该比率是0.9或更大时，显示部分变得明亮，并且其垂直移动变得容易在视觉上辨认出。
此外，较佳地，每秒钟帧的数目是从10到100(10Hz到100Hz)(两端数值都包括)。更佳地，是从12到65(12Hz到65Hz)(两端数值都包括)。当帧的数目较小时，屏幕闪烁变得显著；而帧的数目太大时，会使得来自源极驱动电路(IC)14等的写入变得较难，从而导致分辨率变差。
在静止图像的情形中，如图23、54(c)和468(c)所示，需要将非显示区域192分散成较大的数目。在动态图片的情形中，如图23、54(a)和468(a)所示，需要将非显示区域进行整合。
在像电影这样的自然图像的情形中，动态图片和静态图片都在不停地显示。因此，有必要从动态图像转换到自然图像并从自然图像转换到动态图像。如果图23、54(c)和468(c)中的静态图像以及图23、54(a)和468(a)中的动态图像突然被改变，则屏闪会发生。这个问题应该依靠中等的运动图像(图54(b)和468(b))来处理。例如，当从图468(a)移动至中等的运动图像468(b)时，不需要做出迅速的变化。非显示区域192(a)(参看图468(b))便从图468(a)的显示区域193a的中心产生了，并且非显示区域192a的A部分的面积逐渐地扩展开来(在图像内容并未改变的情形中，有必要维持显示区域193的总面积)。在静态图像进一步继续的情形中，非显示区域192被分割，B部分逐渐地扩展开来，并且显示区域193被分成图468(c)中的多块。当从静态图像移动至移动图像时，反相驱动方法(显示方法或控制方法)被实现了。上述的操纵或操作防止闪烁发生在从静态图片移动到运动图像或反向移动时。
在静态图片的情形中，如图23、54(c)和468(c)所示，非显示区域192被分散到较大数目中。在动态图像的情形中，如图23、54(a)和468(a)所示，非显示区域被整合起来。不过，如随后会描述的那样，它根本不能因与负荷比控制或参考电流比控制的结合而被决定。
例如，在动态图像的情形中，当负荷比是1/1时，可以没有非显示区域192。在静态图像的情形中，当负荷比是0/1时，整个屏幕144可以都是非显示区域192，使得非显示区域192无法被分割。在动态图像的情形中，当负荷比很小(接近0/1)时，非显示区域192可以被分割成很多块。在静态图像的情形中，当负荷比很大(接近1/1)时，在整个屏幕144上可能没有非显示区域192，使得非显示区域192无法被分割。因此，出于描述的目的，已经作为示例进行过描述：在静态图像的情形中，如图23、54(c)和468(c)所示，非显示区域192被分散成较多块；在动态图像的情形中，如图23、54(a)和468(a)所示，非显示区域被整合起来。还有许多形式不一的示例。
因此，关于本说明书，根据本发明的驱动方法，当在其上显示大量的直观信息(戏剧、电影等)时，本发明的显示装置被驱动。所以至少一次存在这样一种场景，即在该场景中非显示区域192被分散成较多块，就像在静态图像的情形中图23、54(c)和468(c)所示的那样；并且至少一次存在这样一种场景，即在该场景中非显示区域192被整合起来，就像在动态图像的情形中图23、54(a)和468(a)所示的那样。
在1F周期(并非只限于1F，任何单位时间都可以)内的任何时候，可以在1F/N的周期内将栅极信号线17b设置到Vgl。这是因为，通过在单位时间中的一段预定的周期内截止EL元件15，可以获得预定的亮度。不过，最好是在电流编程周期(1H)之后立刻将栅极信号线17b设置成Vgl并使该EL元件15发光。这将减小图1中的电容器19的滞留特性效应。
较佳地，驱动电压应该在用来驱动晶体管11b和11c的栅极信号线17a与用来驱动晶体管11d的栅极信号线17b之间变化。栅极信号线17a的幅度值(在导通电压和截止电压之间的差值)应该比栅极信号线17b的幅度值要小。
栅极信号线17a的幅度值太大将会增加栅极信号线17a和像素16之间的击穿电压，从而导致黑色电平不够。通过控制向像素16施加源极信号线18的电势的时间，可以控制栅极信号线17a的幅度。既然源极信号线18的电势变化较小，则可以使栅极信号线17a的幅度值较小。
另一方面，栅极信号线17b可用于EL元件15的“导通/截止“控制。因此，其振幅值变得较大。为了这个，输出电压在图6中的移位寄存器电路141a和141b之间变动。如果该像素是由P型沟道晶体管构成，则约为Vgh(截止电压)被用于移位寄存器电路141a和141b，同时使移位寄存器电路141a的Vgl(导通电压)小于移位寄存器电路141b的Vgl(导通电压)。
在上面的示例中，每个像素行放置(形成)一行选择像素行。本发明并非只限于此，可以针对两个或更多的像素行放置(形成)栅极信号线17a。
图22示出了这样的示例。为便于解释，主要使用图1中的像素结构。在图22中，用于像素行选择的栅极信号线17a同时选择三个像素(16R、16G和16B)。参考符号R表示与红色像素相关的东西，参考符号G表示与绿色像素相关的东西，参考符号B表示与蓝色像素相关的东西。
当栅极信号线17a被选中时，选择像素16R、16G和16B并准备好了写数据。像素16R经源极信号线18R将视频数据写入电容器19R，像素16G经源极信号线18G将视频数据写入电容器19G，以及像素16B经源极信号线18B将视频数据写入电容器19B。
像素16R的晶体管11d连接到栅极信号线17bR，像素16G的晶体管11d连接到栅极信号线17bG，以及像素16B的晶体管11B连接到栅极信号线17bB。像素16R的EL元件15R、像素16G的EL元件15G以及像素16B的EL元件1B可以单独地导通或截止。通过控制栅极信号线17bR、栅极信号线17bG以及栅极信号线17bB，可以单独地控制EL元件15R、EL元件15G以及EL元件15B的照明次数和照明周期。
为实现这种操作，在图6的结构中，较适合的做法是形成(放置)四个移位寄存器电路：用来扫描栅极信号线17a的移位寄存器电路141，用来扫描栅极信号线17bR的移位寄存器电路141R(图中未示出)，用来扫描栅极信号线17bG的移位寄存器电路141G(图中未示出)，以及用来扫描栅极信号线17bB的移位寄存器电路141B(图中未示出)。
尽管已提到过比预定电流大N倍的电流流经了源极信号线18，比预定电流大N倍的电流在1/N周期内流经了EL元件15，但是这在实践中是不可能实现的。事实上，被加在栅极信号线17上的信号脉冲穿透到电容器19中，从而可以将期望的电压值(电流值)设置到电容器19上。通常，比期望的电压值(电流值)要低的电压值(电流值)被设置到电容器19上。例如，如果本打算设置大10倍的电流值，则仅有等于或小于大10倍的电流值被实际设置到电容器19上。例如，如果指定N＝10，则比10倍要小的电流实际流过EL元件15。
不过，为便于解释，将描述理想情况，其中没有电压的不良影响。在实践中，本方法设置了一个N倍大的电流值，以使正比于N倍值或与N倍值相对应的电流流过EL元件15。
通过使比期望值大的电流间歇式地流过驱动晶体管11a(在图1的情形中)(即，这样一种电流，如果它连续流过EL元件15，则它将给出比期望的亮度高许多的亮度)，本发明执行电流(电压)编程以便使EL元件发出期望的亮度。
如下做法也是很有用的，即使用P型沟道晶体管作为开关晶体管11b和11c以引发击穿，并由此获得严格意义上的黑色显示。当P型沟道晶体管11b截止时，电压变高(Vgh)，从而将电容器19的端电压移动到Vdd一侧。结果，晶体管11a的栅极(G)端处的电压上升，从而导致了更强烈的黑色显示。此外，可以增加用于第一灰度显示的电流(某基极电流可以上调直至灰度1)，并因此可以在电流编程期间减轻写入电流的短缺。
图1中的晶体管11b是这样工作的，即流经驱动晶体管11a的电流被保持在电容器19内。即，它具有在编程期间使驱动晶体管11a的栅极端(G)与漏极端(D)或源极端(S)短路的功能。
晶体管11b的源极端(S)或漏极端(D)是与保持电容器19相连的。晶体管11b是受“导通/截止”控制的，所依赖的便是被加在栅极信号线17a上的电压。问题在于，当加上截止电压时，栅极信号线17a的电压穿透到电容器19中。电容器19的电势(驱动晶体管11a的栅极端(G)处的电势)是由击穿电压来改变的。这样就不可能使用编程电流来补偿晶体管11a的特性。因此，击穿电压必须减小。
为减小击穿电压，晶体管11b的尺寸必须减小。假定Scc＝W*L(平方微米)，其中Scc是晶体管尺寸，W(微米)是沟道宽度，L是沟道长度。如果多个晶体管串联，则Scc表示所连接的晶体管的总尺寸。例如，如果4个晶体管相连，其中每个测量结果为W为5微米、L为6微米，则Scc＝5×6×4＝120(平方微米)。
在晶体管尺寸和击穿电压之间有一种关联。这种关系如图29所示。假定晶体管是P型沟道晶体管。不过，这也可简单地应用于N型沟道晶体管。
在图29中，横轴表示Scc/n，即Scc除以n。如上所述，Scc/n是晶体管尺寸的和，其中n表示所连接的晶体管的数目。在图29中，横轴表示Scc除以n，即一个晶体管的尺寸。
在上面的示例中，晶体管的尺寸Scc是沟道宽度W(微米)与沟道长度L(微米)的乘积，如果晶体管的数目是4(n＝4)，则Scc/n＝5×6×4/4＝30(平方微米)。在图29中，纵轴表示击穿电压(V)。
击穿电压必须是0.3V或更低。更高的击穿电压会使激光照射不规则，从而导致在视觉上不可容忍的图像。因此，一个晶体管的尺寸应该为25平方微米或更小。另一方面，比5平方微米小的晶体管会使晶体管的处理工艺精度下降，从而导致较大的变化。此外，在上述范围之外的晶体管尺寸会对驱动能力带来不利的影响。因此，晶体管尺寸应该在5到25平方微米之间(两端数值都包括)。更佳地，应该在5到20平方微米之间(两端数值都包括)。
由晶体管引起的击穿电压也与用来驱动晶体管的电压(Vgh和Vgl)的幅度值(Vgh-Vgl)有关联。该幅度值越大，击穿电压越高。这种关系如图30所示，其中横轴表示幅度值(Vgh-Vgl)。纵轴表示击穿电压。参照图29，击穿电压必须是0.3V或更小。
换句话说，击穿电压的可准许值(0.3V)等于或小于源极信号线18的幅度值的1/5(20％)。当编程电流打算用于白色显示时，源极信号线18的电压是1.5V；当编程电流打算用于黑色显示时，源极信号线18的电压是3.0V。因此，3.0-1.5/5＝0.3(V)。
另一方面，除非栅极信号线的幅度值(Vgh-Vgl)是4(V)或更大，否则没有足够的电流写入像素16。因此，栅极信号线的幅度值(Vgh-Vgl)应该在4V和15V之间(两端数值都包括)。更佳地，栅极信号线的幅度值(Vgh-Vgl)应该在5V和12V之间(两端数值都包括)。
如果多个晶体管11b串联，则最好增加与驱动晶体管11a的栅极端(G)最接近的晶体管(称为晶体管11bx)的沟道长度L。如果加在栅极信号线17a上的电压从导通电压(Vgl)变为截止电压(Vgh)，则晶体管11bx比其它晶体管11b要提早截止。这减小了击穿电压的效应。例如，如果多个晶体管11b和晶体管11bx的沟道宽度W是3微米，则多个晶体管11b(除了晶体管11bx以外的其它晶体管)的沟道长度L是5微米且晶体管11bx的沟道长度Lx是10微米。晶体管11b的放置是始于与晶体管11c最接近的那一个，而晶体管11bx则放置在驱动晶体管11a的栅极端(G)的这一侧。
较佳地，与晶体管11b的沟道长度L相比，晶体管11bx的沟道长度Lx不小于它的1.4倍且不大于它的4倍。更佳地，与晶体管11b的沟道长度L相比，晶体管11bx的沟道长度Lx不小于它的1.5倍且不大于它的3倍。
击穿电压取决于用来选择像素16的栅极驱动电路12a的电压幅度。即，在图1的像素结构中，它取决于导通电压(Vgl1)和截止电压(Vgh1)之间的电势差值。该电势差值越小，电容器19的击穿电压就越小，因此晶体管11a的栅极端处的电势移动就越小。
Vgl1和Vgh1之间较小的电势差值在减小“击穿电压”方面是有效的，但会使晶体管11c失去完全导通的能力。例如，使用图1中的像素结构，当加在源极信号线18上的电压范围是从5V到0V时，加在栅极信号线17a上的电压等于或高于+6V(＝Vgh1)且等于或低于-2V(＝Vgl1)。通过将这种电压施加到栅极信号线17a上，可以使晶体管11c维持良好的“导通/截止”状态，晶体管11c用作选择器开关。
另一方面，几乎没有电流流经晶体管11b，它是用来执行驱动晶体管11a的电流编程的。因此，没有必要使晶体管11b像开关那样工作。即，晶体管11b不需要充分导通。甚至当导通电压(Vgl1)较高时，晶体管11b也能令人满意地工作。
尽管此处描述击穿电压所引用的是图1中的像素结构，但这并非限制性的。例如，上述方法也可用于其它结构，比如图11、12和13、375(b)中的电流镜结构。不言自明，上述信息也可应用于本发明的其它示例。
从前面的描述中可以看出，最好将用来控制晶体管11b的栅极信号线17a1与栅极信号线17a2分开，栅极信号线17a2按图281所示的那样操作晶体管11c而不是通过使用栅极信号线17a来同时操作晶体管11b和11c。
栅极驱动电路(IC)12a1控制栅极信号线17a1，而栅极驱动电路(IC)12a2控制栅极信号线17a2。栅极信号线17a1通过使用导通电压Vgh1a和截止电压Vgl1a来控制晶体管11b的“导通/截止”状态。栅极信号线17a2通过使用导通电压Vgh1b和截止电压Vgl1b来控制晶体管11c的“导通/截止”状态。
通过减小栅极信号线17a1的幅度值|Vgh1a-Val1a|，可以减小由晶体管11b的寄生电容所引起的电容器19的击穿电压。通过增大栅极信号线17a2的幅度值|Vgh1b-Val1b|，可以使晶体管11c完全地导通或截止，从而充当一个很好的开关。|Vgh1a-Val1a|和|Vgh1b-Val1b|之间的关系应满足|Vgh1a-Val1a|＜|Vgh1a-Val1a|。
截止电压Vgh1最好与截止电压Vgh2完全相同。这将减少电源的数目，从而减小了电路成本。此外，通过在阳极电压Vdd上偏置截止电压Vgh1，有可能使晶体管11的工作状态稳定化。
另一方面，栅极驱动电路(IC)12a1的导通电压Vgl1最好保持在源极驱动电路(IC)14的接地电压(GND)的+1V到-6V之内(两端数值都包括)。这将减小击穿电压，从而实现良好、均匀的显示。
此外，栅极驱动电路(IC)12a2的导通电压Vgl2最好保持在源极驱动电路(IC)14的接地电压(GND)的0V到-10V之内(两端数值都包括)。这将允许晶体管11c完全导通，从而可以实现正确的电流(电压)编程。此外，Vgl2最好比Vgl1低1V或更多。
较佳地，在将导通电压加在栅极信号线17a上以选择像素行之后，将截止电压加在栅极信号线17a上。具体地讲，在将截止电压(Vgh1a)加在栅极信号线17a1之后的0.05微秒到10微秒之间(或1/400H到1/10H)(两端数值都包括)，就应该将截止电压(Vgh1b)加在栅极信号线17a2上。通过在晶体管11c之前截止晶体管11b，可以极大地减小击穿电压的效应。
尽管图281中示出了栅极驱动电路12a1和12a2，但这并非限制性的，并且可以将它们作为一个部件来提供。这一点也适用于栅极驱动电路12a和12b之间的关系。可以将栅极驱动电路12作为一个部件来提供，例如，如图14所示。这一点也适用于本发明的其它示例。
在上面的示例中所描述的内容并非只限于图1中的像素结构。例如，这一点也适用于如下面这些图所示的像素结构，比如图6、7、8、9、10、11、12、13、28、31、36、193、194、215、314(a)(b)、607(a)(b)(c)等。即，用来驱动与电压保持电容器19相连的晶体管的栅极端(图1中晶体管11b的栅极端)的电压变化是随着用来驱动像素选择晶体管的栅极端(图1中晶体管11c的栅极端)的电压变化的不同而不同的。
尽管在上面的示例中已经对像素16中的晶体管的工作状况进行了描述，但是本发明并不限于这些像素，它也可以适用于保持电路2280(参照图231进行描述)等，因为这些组件具有相似的结构并基于相同的技术要点。
在上面的示例中，驱动晶体管11a是P型沟道晶体管。当驱动晶体管11a是N型沟道晶体管时，通过相应地调节导通电压和截止电压的电势，本发明依然可以适用，因此有关描述将被省略。
使用参照图1等所描述的像素结构时，针对每个像素都有一个驱动晶体管11a。不过，根据本发明的驱动晶体管11a的数目并不只限于一个。许多示例包括图31中的像素结构。
图31示出了这样一个示例，其中像素16具有6个晶体管：编程晶体管11an通过两个晶体管11b2和11c连接到源极信号线18上，驱动晶体管11a1通过两个晶体管11b1和11c连接到源极信号线18上。
在图31中，驱动晶体管11a1和编程晶体管11an共用一个栅极端。晶体管11b1用作在电流编程期间使驱动晶体管11a1的漏极和栅极端短路。晶体管11b2用作在电流编程期间使编程晶体管11an的漏极和栅极端短路。
晶体管11c连接到驱动晶体管11a1的栅极端。晶体管11d形成于或放置在驱动晶体管11a1和EL元件15之间，以控制流经EL元件15的电流。附加的电容器19形成于或放置在驱动晶体管11a1的栅极端和阳极(Vdd)端之间。驱动晶体管11a1的源极端和编程晶体管11an都连接到阳极(Vdd)端上。
如果流经驱动晶体管11a1的电流和流经编程晶体管11an的电流如上文所述的那样通过了相同数目的晶体管，则可以提高精度。即，流经驱动晶体管11a1的电流通过晶体管11b1和晶体管11c流向源极信号线18。另一方面，流经编程晶体管11an的电流通过晶体管11b2和晶体管11c流向源极信号线18。因此，来自驱动晶体管11a1的电流和来自编程晶体管11an的电流通过相同数目的晶体管而流向源极信号线18，所述的相同数目即为两个。
尽管图31只示出了一个驱动晶体管11an，但这并非限制性的。可以有两个或更多的具有相同沟道宽度W和相同沟道长度L的驱动晶体管11an，或是有两个或更多的具有相同WL比的驱动晶体管。较佳地，它具有与驱动晶体管11an的驱动晶体管11an相同的沟道宽度W和沟道长度L，或相同的WL比。最好使用具有相同WL或相同WL比的晶体管，这是因为它可以减小在晶体管11a中的输出变化，从而减小在像素16之间的变化。
当选择电压(导通电压)被加在栅极信号线17a上时，来自晶体管11an的电流和来自晶体管11a1的电流一起结合到编程电流Iw中。编程电流Iw将预定的比率提供给电流Ie，电流Ie是从驱动晶体管11a1流向EL元件15的。
Iw＝n*Ie(n是大于或等于1的自然数)
在上面的式子中，如果B(nt)是显示屏上白色光栅的显示亮度的最大值，S(平方毫米)是显示屏上的像素面积(R、G和B被视为一个单元。因此，如果R、G和B图片元件中的每个测得长度为0.1毫米，宽度为0.05毫米，则S＝0.1×(0.05×3)平方毫米)，H(毫秒)是一个像素选择周期(一个水平扫描(1H)周期)，则下面的条件应该被满足。显示亮度B是显示屏说明书所规定的最大可显示亮度。
5≤(B*S)/(n*H)≤150
更佳地，下面的条件应该被满足。
10≤(B*S)/(n*H)≤100
Iw是由源极驱动电路(IC)14所输出的编程电流。与该编程电流相对应的电压是由像素16的电容器19所保持的。另一方面，Ie是驱动晶体管11a1所传递的流过EL元件15的电流。
通过使晶体管11an和驱动晶体管11a1形成或放置成彼此靠得很近，可以减小晶体管11a1和晶体管11an的输出变化。此外，晶体管11a1和晶体管11an的特性可以随着其形成方向而变化。因此，晶体管最好形成于相同的方位中。
当栅极信号线17a被导通时，驱动晶体管11a1和编程晶体管11an也都导通。较佳地，通过驱动晶体管11a1的电流Iw1和通过编程晶体管11an的电流Iw2大约相等。更佳地，驱动晶体管11a1和编程晶体管11an具有相同的尺寸(W和L)。即，最好满足下列关系Iw1＝Iw2，Iw＝2Ie。当然，不仅可以通过使晶体管尺寸(W和L)匹配，还可以通过改变该尺寸，来满足关系式Iw1＝Iw2。这一点可以通过调节晶体管的WL很容易地实现。如果Iw2/Iw1大约等于1，则晶体管11b1和晶体管11b1的尺寸可以粗略地匹配。
较佳地，Iw2/Iw1在1和10之间(两端数值都包括)。较佳地，Iw2/Iw1在1和10之间(两端数值都包括)。更佳地，Iw2/Iw1在1.5和5之间(两端数值都包括)。
如果Iw2/Iw1等于1或更小，则可以预期到源极信号线18的寄生电容效应几乎没有减小。另一方面，如果Iw2/Iw1等于10或更大，则在不同像素之间Ie比Iw的关系会有变化，从而不可能实现均匀地图像显示。此外，晶体管11b的导通电阻会有增加效应，从而使像素设计变得较难。
如果通过编程晶体管11an的电流Iw2比通过驱动晶体管11a1的电流Iw1大某一因子(Iw2＞Iw1)，则开关晶体管11b2的导通电阻应该小于开关晶体管11b1的导通电阻。这是因为与开关晶体管11b1相比，在栅极信号线17a的相同电压下，开关晶体管11b2应该被结构成可通过更大的电流。
即，与驱动晶体管11a1的输出电流大小有关的晶体管11b1的尺寸应该和与编程晶体管11an的输出电流大小有关的晶体管11b2的尺寸相匹配。
换句话说，晶体管11b的导通电阻应该在编程电流Iw2和编程电流Iw1之间有所不同。此外，晶体管11b1和11b2的尺寸应该在编程电流Iw2和编程电流Iw1之间有所不同。
如果编程电流Iw2大于编程电流Iw1，则晶体管11b2的导通电阻应该小于晶体管11b1的导通电阻(如果晶体管11b1和晶体管11b2在栅极端电压方面等值的话)。编程电流Iw2大于编程电流Iw1，则晶体管11b2的导通电流(Iw2)应该大于晶体管11b1的导通电流(Iw1)(如果晶体管11b1和晶体管11b2在栅极端电压方面等值的话)。
假设Iw2∶Iw1＝n∶1。同时假设当导通电压被加在栅极信号线17a上从而使晶体管11b1和晶体管11b2被导通时，晶体管11b2的导通电阻是R2，晶体管11b1的导通电阻是R1。R2应该在R1/(n+5)和R1/n之间(两端数值都包括)，其中n是大于1的值。这可通过以某一方式形成、放置或操作晶体管11b来实现，该方式是使晶体管11b具有预定的尺寸。
上述信息是关于晶体管11b1和晶体管11b2的导通电阻R的或关于编程电流Iw的。因此，可以使用任何像素结构，只要它满足上面的条件即可。例如，如果晶体管11b1和晶体管11b2的栅极端与不同的栅极信号线17相连，则通过将不同电压加在不同栅极信号线上，导通电阻等可以在改变，由此本发明的条件可以被满足。
图32是示出了图31所示的像素的工作过程的说明图。图32(a)示出了电流编程模式，图31(b)示出了电流正在被提供给EL元件15的状态。在图32(b)所示的状态中，晶体管可以被导通和截止以实现间歇式显示。在图32(a)中，导通电压被加在栅极信号线17a上以导通晶体管11b1、11b2和11c。电流Ie是由晶体管11a1提供的，电流Iw-Ie是由晶体管11an提供的，作为结果的电流Iw为源极驱动IC提供编程电流。上面的操作使与编程电流Iw相对应的电流被保持在电容器19中。在电流编程期间，晶体管11d保持截止(截止电压正在被加在栅极信号线17b上)。
图32(b)示出了电流通过EL元件15的工作状态。截止电压被加在栅极信号线17a上，导通电压被加在栅极信号线17b上。在这种状态中，晶体管11b1、11b2和11c截止，而晶体管11d导通。电流Ie被提供给EL元件15。
图33是图31的变体。在图33中，晶体管11c被放置在源极信号线18和晶体管11a1的漏极端之间。这样，图31中的结构具有许多的变体。
在图31中，晶体管11b1、11b2和11c是通过将“导通/截止”电压加在栅极信号线17a上来控制的。不过，当从电流编程模式变到电压编程模式时，保持在电容器19中的电压可能与指定值不同，该指定值的指定是发生在晶体管11b1、11b2和11c同时截止的时候，而不是当晶体管11c在晶体管11b1和11b2之前截止的时候。这将在驱动晶体管11a提供给EL元件15的电流中引起误差。
为解决这个问题，图34所示的结构是较佳的。在图34中，晶体管11b1的栅极端与栅极信号线17a1上的晶体管11b2相连接。此外，栅极信号线17a2与晶体管11c的栅极端相连。因此，通过将“导通/截止”电压加在栅极信号线17a1上，来控制晶体管11b1和11b2的“导通/截止”。此外，通过将“导通/截止”电压加在栅极信号线17a2上，来控制晶体管11c的“导通/截止”。
当从电流编程模式变化到非电流编程模式时(在前一个状态中，导通电压被加在栅极信号线17a1和17a2，在后一个状态中，截止电压被加在栅极信号线17a1和17a2)，首先加在栅极信号线17a1上的电压从导通电压变化到截止电压。结果，晶体管11b1和11b2都截止。然后，加在栅极信号线17a2上的电压从导通电压变化到截止电压。结果，晶体管11c截止。
如上所述，通过在截止晶体管11c之前先截止晶体管11b1和11b2，除了可以减小漏电流的量之外，还可以减小击穿电压效应，从而使数值已指定的电压被保持在电容器19中。较佳地，将截止电压加在栅极信号线17a1上的时序与将截止电压加在栅极信号线17a2上的时序之间的时间滞后是在0.1到5微秒(两端数值都包括)。
尽管图34中只示出了一个驱动晶体管11a，但是本发明并非只限于此。如图193所示，可以有两个或更多的驱动晶体管11a，其中有两个用来驱动EL元件15的晶体管11a(驱动晶体管11a1和11a2)以及两个编程晶体管11an(11an1和11an2)。图193中的结构可以减小像素特性的变化。另外，驱动晶体管11a和编程晶体管11an可以交替排列。
图194中的像素结构也是有用的。它包含两个驱动晶体管11a(11a1和11a2)，两者都向EL元件15电源电流以使EL元件15以亮度B发光。
图195是示出了图194所示的像素的操作过程的时序图。下面将对图194所示的像素的操作过程进行描述。像图194所示的像素是以矩阵的形式排列的，并且随着各个栅极信号线被选中，它们也按顺序被选中。为便于解释，就像图1的情形那样，将仅对单个像素进行描述。
首先，当栅极信号线17a被选中且Vgl电压被加于其上时，晶体管11b2、11b1和11c被导通并被触发到传导状态。在这种状态中，被加在源极信号线18上的编程电流流向晶体管11a2和11a1并且电压被保持在电容器19中，使得允许编程电流Iw流动(参看图195中的栅极信号线17a的线路图)。这完成了电流编程。在1H周期内，导通电压(Vgl)被加在栅极信号线17a上，然后，在选择周期之后施加截止电压(Vgh)。上面的都是基本操作。实际上，栅极信号线等的“导通/截止”时序遵循图26、27等所示的图。
然后，在当来自驱动晶体管11a1的电流Ie1通过EL元件15的时间周期内，栅极信号线17b1被选中了(加上了Vgl电压)。另一方面，在当电流没有流过EL元件15的时间周期内，截止电压(Vgh电压)被加在栅极信号线17b1上。当上述内容有规律地、周期性地或随意地不断重复时，EL元件15发光。在图195中，EL元件以亮度B发光。另外，栅极信号线17b1的时序图在图195中示出。
在当来自驱动晶体管11a2的电流Ie2通过EL元件15的时间周期内，栅极信号线17b2被选中了(加上了Vgl电压)。另一方面，在当电流没有流过EL元件15的时间周期内，截止电压(Vgh电压)被加在栅极信号线17b2上。当上述内容有规律地、周期性地或随意地不断重复时，EL元件15发光。在图195中，EL元件以亮度B发光。另外，栅极信号线17b2的时序图在图195中示出。
尽管在图194和195的示例中，通过在驱动晶体管之间转换，使用了两个驱动晶体管11a，但是这并非限制性的。作为替代，可以形成或放置3个或更多的驱动晶体管11a，并通过在它们之间转换而将电流Ie提供给EL元件15。此外，两个或更多的驱动晶体管11a可同时将电流提供给EL元件15。与由驱动晶体管11a2提供给EL元件15的电流Ie2相比，由驱动晶体管11a1提供给EL元件15的电流Ie1可能在大小上有所不同。
多个驱动晶体管11a可能在尺寸方面是不同的。此外，多个驱动晶体管11a使电流通过EL元件15所用的时间周期并非必须相等，而是可以有所不同的。例如，驱动晶体管11a1可以在10微秒内将电流提供给EL元件15，驱动晶体管11a2可以在20微秒内将电流提供给EL元件15。
尽管在图194中，驱动晶体管11a1和11a2的栅极端共享一个连接，但这并非限制性的。可以将不同的电势设置到不同的栅极端上。上面的示例也可适用于图31到36中的像素结构。在那种情形中，它可应用于编程晶体管和驱动晶体管。
上述的示例主要是图1中的像素结构的变体。不过，本发明并非只限于此，它可适用于图13等所示的电流镜像素结构。
图35是本发明的一个示例。它包含一个驱动晶体管11b和4个编程晶体管11an。该结构的其余部分与图12或13相同。
在图35的示例中，当栅极信号线17a1和17a2被选中时，晶体管11c和11d导通，从而在编程晶体管11an和源极信号线18之间形成电流通路。四个编程晶体管11an最好具有相同的尺寸(相同的沟道宽度W和相同的沟道长度L)。不过，本发明可以用单个编程晶体管11an来构成像素。在那种情形中，最好通过考虑单个编程晶体管11an的形状或WL比来实现预定的编程电流Iw。
根据图35中的示例，编程电流Iw是来自四个编程晶体管11an的电流的组合。为便于解释，假定等值的电流流经四个编程晶体管11a。为便于解释，用来将电流Ie提供给EL元件的晶体管11a被称为驱动晶体管11b，在电流编程期间工作的晶体管11an被称为编程晶体管11an。
在图35中，驱动晶体管11b和一个编程晶体管11an通过等值的电流(倘若等值的电压被加在驱动晶体管和编程晶体管的栅极端上)。为产生相等的输出电流，晶体管11an和11b可以具有相同的WL(沟道宽度W和沟道长度L)。最好使用多个具有相同WL或WL比的晶体管，这是因为这种做法减少了在晶体管11a之间的输出变化，从而减小了像素16之间的变化。
当选择电压(导通电压)被加在栅极信号线17a1、17a2上时，来自多个编程晶体管11an的电流组合成编程电流Iw。编程电流Iw将预定的比率提供给电流Ie，该电流Ie是从驱动晶体管11b流向EL元件15的。
Iw＝n*Ie(n是包括0的自然数)
在上面的式子中，如果B(nt)是显示屏上白色光栅的显示亮度的最大值，S(平方毫米)是显示屏上的像素面积(R、G和B被视为一个单元。因此，如果R、G和B图片元件中的每个测得长度为0.1毫米，宽度为0.05毫米，则S＝0.1×(0.05×3)平方毫米)，H(毫秒)是一个像素选择周期(一个水平扫描(1H)周期)，则下面的条件应该被满足。显示亮度B是显示屏说明书所规定的最大可显示亮度。
5≤(B*S)/(n*H)≤150
更佳地，下面的条件应该被满足。
10≤(B*S)/(n*H)≤100
Iw是由源极驱动电路(IC)14所输出的编程电流。与该编程电流相对应的电压是由像素16的电容器19所保持的。另一方面，Ie是驱动晶体管11a1所传递的流过EL元件15的电流。
因此，驱动晶体管11b和编程晶体管11an的WL或尺寸(晶体管形状)是以这样的方式形成或构成的，即要满足上面的式子。为便于解释，假定在图35的结构中，驱动晶体管11b的尺寸和电源电流等于每个编程晶体管11a的尺寸(形状)和电源电流。然后，当使用n-1个编程晶体管11a时，上面的式子可以被满足。特别地，在图35中的像素结构也可使用驱动晶体管11a的电流作为编程电流，由此使像素16的孔径比大于电流镜像素结构所对应的值。
当如上所述来构成像素16时，编程电流Iw变得比Ie大n倍。因此，如果在源极信号线18中有寄生电容，则可以避免写入不充分。
通过将编程晶体管11an和驱动晶体管11b形成或放置成彼此靠得很近，可以减小晶体管11b和晶体管11an的输出变化。此外，晶体管11an和晶体管11b的特性可以随着它们的形成方向而变化。因此，最好在相同的方向上形成晶体管的沟道，要么横向，要么纵向。
在EL显示屏中，RGB EL元件是由不同材料制成的。因此，发光效率常常随颜色的不同而不同。结果，编程电流也在RGB之间有所不同。不过，源极信号线18的寄生电容通常不随RGB的不同而变化，并且常常是完全相同的。既然编程电流Iw随RGB的不同而变化，且源极信号线的寄生电容在RGB之间是完全相同的，则编程电流的写入时间常数会变化。
使用图35中的像素结构时，编程晶体管11an的数目可以随RGB的不同而变化。很自然，编程晶体管11an的尺寸(WL等)和电源电流也可以随RGB的不同而变化。此外，驱动晶体管11b的数目或尺寸可以变化。
将上面的内容应用于图31、33、34等所示的像素结构。编程晶体管11an的数目可随RGB的不同而变化。很自然，编程晶体管11an的尺寸(WL等)和电源电流也可以随RGB的不同而变化。此外，驱动晶体管11b的数目或尺寸可以变化。
图574示出了形成5个晶体管的示例。该结构的其余部分与图1中的示例相同。在图1的示例中，编程电流Iw等于流经EL元件15的电流。因此，为使EL元件15以低亮度发光，编程电流Iw被减小了，致使源极信号线18易受寄生电容的影响(在1H期间内，对寄生电容进行充电和放电要花费时间，从而使将驱动晶体管11a的栅极端设置到预定的电势变得较难)。
在图574的示例中，当栅极信号线17a被选中时，晶体管11e、11b和11c导通，从而在驱动晶体管11a和源极信号线18之间形成电流通路。编程电流Iw是来自驱动晶体管11a、11a2、11a3、11a4和11a5的诸多电流的汇合。为便于解释，假定等值的电流流过驱动晶体管11a。为便于解释，将电流Ie提供给EL元件的晶体管11a被称为驱动晶体管，在电流编程期间工作着的晶体管11a2等被称为编程晶体管11a。
在图574中，驱动晶体管11a和每个编程晶体管11a通过等值的电流(假如等值的电压加在栅极端上)。为产生等值输出电流，晶体管11a可以具有相同的WL(沟道宽度W，沟道长度L)。使用多个具有相同WL的晶体管11a是较佳的，因为这可以减小在诸多晶体管11a之间存在的输出变化，由此可以减小在诸多像素16之间存在的变化。出于同样的原因，源极驱动IC 14由多个单元晶体管153组成，随后会对此进行描述。
不过，本发明并非只限于此。可以使用单个编程晶体管11a，以替代多个编程晶体管11a。那样的话，单个编程晶体管11a可以通过增加其W值来轻松构成。
当选择电压加在栅极信号线17a上时，来自驱动晶体管11a的电流和来自编程晶体管11a的电流组合成编程电流Iw。编程电流Iw将预定的比率提供给流向EL元件15的电流。
Iw＝n*Ie(n是包括0的自然数)
在上面的式子中，如果B(nt)是显示屏上白色光栅的显示亮度的最大值，S(平方毫米)是显示屏上的像素面积(R、G和B被视为一个单元。因此，如果R、G和B图片元件中的每个测得长度为0.1毫米，宽度为0.05毫米，则S＝0.1×(0.05×3)平方毫米)，H(毫秒)是一个像素选择周期(一个水平扫描(1H)周期)，则下面的条件应该被满足。显示亮度B是显示屏说明书所规定的最大可显示亮度。
5≤(B*S)/(n*H)≤150
更佳地，下面的条件应该被满足。
10≤(B*S)/(n*H)≤100
Iw是由源极驱动电路(IC)14所输出的编程电流。与该编程电流相对应的电压是由像素16的电容器19所保持的。另一方面，Ie是驱动晶体管11a1所传递的流过EL元件15的电流。由击穿电压等所引起的误差并未考虑在此。
因此，编程晶体管11a的WL、尺寸以及输出电流的形成或结构都满足上面的式子。假定在图574的结构中，驱动晶体管11a的尺寸或电源电流等于每个编程晶体管11a的尺寸(形状)或电源电流。然后，使用n-1个编程电流11a，可以满足上面的式子。特别地，在图574中的像素结构也可使用驱动晶体管11a的电流作为编程电流，由此使像素16的孔径比大于电流镜像素结构所对应的值。
当如上所述来构成像素16时，编程电流Iw变得比Ie大n倍。因此，如果在源极信号线18中有寄生电容，则可以避免写入不充分。
在图1中，编程电流Iw等于流经EL元件15的电流Ie。这消除了变化。不过，在图574的结构中，该编程电流Iw的一部分变为流经EL元件15的电流Ie。这包含变化的可能性。
为防止这个问题，编程晶体管11a和驱动晶体管11a形成或放置成彼此靠得很近的样子(参看图575)。在图575中，编程晶体管11a和驱动晶体管11a具有相同的WL。通过为晶体管11a编程，驱动晶体管11a被放在两侧。这种结构可以减小晶体管11a的变化，并精准地维持着关系式Iw＝n*Ie。
尽管在图574的示例中有一个驱动晶体管11a，但本发明并非只限于此。如图576所示，可以有两个或更多的驱动晶体管11a(11aa和11ab)。此外，如图577所示，晶体管11可以形成于不同的方向。
晶体管11a的特性可以随其形成方向的不同而变化。因此，如图575所示，通过横向地形成一个驱动晶体管11aa且纵向地形成另一个驱动晶体管11ab，可以减小输出变化。如图575所示，编程晶体管11a也最好放置在相同的方向中，要么横向，要么纵向。
在EL显示屏中，RGB元件是由不同的材料制成的。因此，发光效率常常随颜色的不同而变化。结果，编程电流Iw也在RGB之间变化。不过，源极信号线18的寄生电容通常不随RGB的不同而变化，并且常常是完全相同的。既然编程电流Iw随RGB的不同而变化，且源极信号线的寄生电容在RGB之间是完全相同的，则编程电流的写入时间常数会变化。
面对上述问题，本发明在RGB之间改变编程晶体管的数目。一个示例便是，可以有两个R像素16的编程晶体管11a，四个G像素16的编程晶体管11a，以及一个B像素16的编程晶体管11a。
尽管在图578的示例中，编程晶体管11an的数目在RGB之间有所不同，但本发明并非只限于此。例如，编程晶体管11an的尺寸(W、L等)或电源电流可以在RGB之间有所不同。此外，不言自明，相同数目的编程晶体管11an可用于RGB，如果用于RGB的编程电流彼此相等或大约相等的话。
尽管在图578的示例中，编程晶体管11an的数目随RGB的不同而变化，但本发明并非只限于此。例如，如图579所示，驱动晶体管11a的尺寸或数目可以变化。
在图579中，晶体管形成或结构成这样：用于B像素的驱动晶体管11a的尺寸＞用于G像素的驱动晶体管11a的尺寸＞用于R像素的驱动晶体管11a的尺寸。
在图574等的示例中，在电流编程期间，来自驱动晶体管11a的电流Ie通过晶体管11e和11c被输出到源极信号线18。输出电流Iw-Ie仅通过单个晶体管11c被输出到源极信号线18。在晶体管11e和11c上，甚至当它们导通时，在源极和漏极之间会出现电势差。这会使驱动晶体管11a的输出电流小于每个编程晶体管11a的输出电流。
为解决这个问题，最好使用如图580所示的结构。在图580的结构中，电流Ie经晶体管11c1从驱动晶体管11a1被输出到源极信号线18。另一方面，输出电流Iw-Ie经晶体管11c2从编程晶体管11an被输出到源极信号线18。因此，来自驱动晶体管11a1的电流和来自编程晶体管11an的电流在到达源极信号线18之前通过了相同数目的晶体管。这消除了在晶体管的源极和漏极之间存在的电势差效应，从而使驱动晶体管11a1的输出电流和每个编程晶体管11an的输出电流相等。
在图580中，形成或放置晶体管11b1，以使晶体管11a的栅极和漏极短路。相似地，形成或放置晶体管11b2，以使晶体管11an的栅极和漏极短路。
图581是这样的像素结构图，其中构成一晶体管11b1以将编程晶体管11a1的漏极端和编程晶体管11an的漏极端连接起来。不过，在图581的像素结构中，像素16包含多达7个的晶体管，从而减小了像素孔径比。
图323示出了像素16包含6个晶体管的示例，编程晶体管经两个晶体管11an和11b2连接到源极信号线18，驱动晶体管11a1经两个晶体管11b1和11c连接到源极信号线18。
通过使来自驱动晶体管11a1和编程晶体管11an的电流以这种方式通过相同数目的晶体管，可以增加精确度。
在图35中，晶体管11c是由栅极信号线17a2控制的，晶体管11d是由栅极信号线17a1控制的。这防止当从电流编程模式转换到另一种模式时晶体管11c和11d同时截止。
当从电流编程模式转换到另一种模式时(当通过停止施加导通电压来将截止电压加在栅极信号线17a1和17a2上)，加在栅极信号线17a2上的第一电压从导通电压变为截止电压。结果，晶体管11d截止。然后，加在栅极信号线17a1上的电压从导通电压变为截止电压。这便截止了晶体管11c。
通过按上面的描述在截止晶体管11c之前先截止晶体管11d，可以减小击穿电压效应。此外，漏电流的量减小了，数值指定的电压被保持在电容器19中。较佳地，在将截止电压加在栅极信号线17a1上的时序与在将截止电压加在栅极信号线17a2上的时序之间的时滞在0.1微秒到5微秒之间(两端数值都包括)。
有这样一种方法，它通过改变驱动晶体管11a的栅极电势来实现严格意义上的黑色显示。通常，很难实现黑色显示，尤其在电流驱动的情况下。图375示出了这样一种结构，其中上述电势是通过与驱动晶体管11a的栅极端相连的电容器19来偏移的。
在下面的示例中，假定驱动晶体管是P型沟道晶体管。不过，本发明并非只限于此。电势偏移的方向必须相反，如果驱动晶体管11a(驱动EL元件15的晶体管)是N型沟道晶体管的话，或如果驱动晶体管11a是用放电电流来编程的话。即，本文的措词可以适当地改变。措词的改变对本领域的技术人员而言是较容易的，因此有关描述将省略。另外，这也可以应用于本发明的其它示例。
在图375中，电容器19的一端连接到电容器信号线3751。电容器信号线3751是由电容器驱动器3752来驱动的。电容器驱动器3752是通过多晶硅工艺形成的。它的工作方式与栅极驱动电路12相同或相似。不过，电容器驱动器3752在幅度方面与栅极驱动电路12有所不同，因为它是在0.1-1V的范围内使驱动晶体管11a的栅极端处的电势发生偏移的。
当编程电流被写入像素16中时，电容器信号线3751的电势保持不变。当编程电流已写入像素16中时(当1H的写入周期结束时)，电容器驱动器3752使电容器信号线3751的电势向阳极电压Vdd偏移。这种电势偏移使驱动晶体管11a的栅极端处的电势也向阳极电压Vdd偏移。即，驱动晶体管11a的栅极端处的电势向没有电流流动的一侧偏移。
在根据本发明的显示装置(显示屏)上的低灰度区域中，上述操作过程使驱动晶体管11a很难通过电流。这使得实现严格意义上的黑色显示成为可能。图375(a)是这样的示例，其中根据本发明的驱动方法被应用于图1中的像素结构。图375(b)示出了这样的示例，其中驱动方法主要应用于图12等中的电流镜像素结构。图207示出了这样的示例，其中驱动方法被应用于双晶体管像素结构。通过控制电容器19的一个电极处的电势，图206中的像素结构也实现了正确的图像显示。
在图375中，电容器信号线3751的电势是通过电容器驱动器3752来偏移的。不过，本发明并非只限于此。电容器信号线3751的电势可以被设置成等于或高于阳极电势Vdd，以实现严格意义上的黑色显示。这是因为电容器信号线3751的电势越大，来自栅极信号线17a的导通电压Vgl1的差值就越大，从而引起了晶体管11b的寄生电容和电容器19的击穿电压，增加了晶体管11a的栅极端处的电势偏移。
例如，与在6V的电势处相比，电容器信号线3751在10V的电势处产生了更大的击穿电压，从而增加了晶体管11a的栅极端处的电势偏移并使驱动晶体管11a在低灰度区域中很难通过电流。这样可以实现严格意义上的黑色显示。
在电流驱动的像素结构中，本发明允许电压被单独加在(不同的电压被加在)驱动晶体管11a的源极端(阳极端Vdd)上和电容器19的端上，电容器19保持着驱动晶体管11a的栅极端电压。(假定驱动晶体管11a是P型沟道晶体管，用反向电流来执行电流编程。如果驱动晶体管11a是N型沟道晶体管，则上述关系相反。)
这种结构可以通过改变电容器19的一个端处的电势来调节或控制黑色显示。另外，这种调节或控制是基于电容器19的端电压与驱动晶体管11a的源极或漏极端处的电压之间的相对关系来执行的。因此，当电容器19的一个端处的电势固定时，也可以改变阳极电势。
另外，上面的示例通过控制电容器信号线3751来改善黑色显示。不过，本发明并非只限于此。例如，如果驱动晶体管11a是N型沟道晶体管，通过控制电容器信号线3751等，本发明可以增大高灰度区域中的电流。因此，它可以实现严格意义上的白色显示。
图36示出了一种结构，它允许晶体管11c和晶体管11d由加在栅极信号线17a上的电压来控制。这种结构减少了信号线的数目，因为像素16可以由单个栅极信号线17来驱动。它不能产生非显示区域192，但它能轻松控制像素并提高像素孔径比。
上面的示例是关于电流驱动的像素结构的。不过，本发明并非只限于此，它可利用电压驱动的和电流驱动的像素结构的组合。图211中的像素结构可以执行电压驱动和电流驱动。
电流驱动包括在低灰度区域中写入电流。另一方面，电压驱动并不在低灰度区域中引起写入不足。不过，使用电压驱动时，不可能消减出现在显示屏上的驱动晶体管11a的特性变化，显示屏因此显示出不规则性，这是因晶体管特性变化而在退火过程中产生出来的。电流驱动则没有晶体管特性变化这样的问题。图213是示出了根据本发明的一种驱动方法的说明图。如图213所示，电压驱动用在低灰度区域。电流驱动用在高灰度区域。在中等灰度区域中，按顺序使用电压驱动和电流驱动。即，根据本发明的驱动方法按灰度的不同而使用电流驱动和电压驱动之一或同时使用两者，因此解决了电流驱动和电压驱动所具有的问题。
图211示出了可以执行电压驱动和电流驱动的像素结构。为便于解释，它只示出了单个像素，像图1所示的那种。它也在概念上示出了驱动电路12等。
如果晶体管11e被移除，图211提供适合于电压偏移消除模式的像素结构。基本上，图211所示的便是适合于电压偏移消除模式的像素结构，其晶体管11e的形成是用来使电容器19b短路的。
图212是示出了图211中的像素结构的说明图。图212(a)示出了在电流驱动模式中编程期间像素的状态，而图212(b)示出了在电压驱动模式中编程期间像素的状态。
首先，将对图212(a)中的电流编程进行描述。在图212(a)中，晶体管11e导通。结果，电容器19b两端短路。栅极驱动电路12d和12a工作方式相同。在图212(a)中，它们是以12a+12d来表示的。
为选择每个像素行，栅极驱动电路12a+12d将导通电压加在栅极信号线17b和17a上。结果，晶体管11e、11c和11b同时导通。即，图212(a)中的像素结构与图1中的像素结构相同。因此，从源极驱动电路(IC)14中输出的编程电流Iw被写入驱动晶体管11a。
随后的操作(选择/去除选择以及栅极信号线17b的操作)与图1相同，因此有关描述将省略。很自然，此处所描述的以及可应用于图1的所有驱动方法也都可以应用于图212(a)。
在图212(b)中，栅极信号线17a和栅极信号线17b独立工作。这种像素结构被称为电压偏移消除模式，因此有关描述将省略。
如图213所示，本发明在低灰度区域使用图212(b)所示的像素电路结构，在高灰度区域使用图212(a)所示的像素电路结构。
在介于高灰度区域和低灰度区域之间的中等灰度区域中，最好在1H的开始处使用图212(b)所示的电路结构，随后使用图212(a)所示的电路结构。如何在图212(a)和图212(b)所示的结构之间转换应该通过评估来确定。研究的结果表明，在最低灰度(灰度0)和整个灰度范围的1/10-1/4之间最好使用图212(b)所示的电压驱动，而在整个灰度范围的1/6-1/3和最高灰度之间最好使用图212(a)所示的电流编程。
除了仅执行电流驱动或电压驱动的灰度范围之外，执行如图212(b)所示的电压驱动，然后执行如图212(a)所示的电流编程。在高灰度区域中，也可以执行如图212(b)所示的电压驱动，然后执行如图212(a)所示的电流编程。
在低灰度区域中，也可以执行如图212(b)所示的电压驱动，然后执行如图212(a)所示的电流编程。这是因为电压编程模式在低灰度区域中是主要的，而电流编程并不影响像素16的编程，甚至是当电流编程是在电压编程之后才执行的。
因此，根据本发明，通过设置适合于电压编程的结构，在1H的开始处，在低灰度区域至少执行电压编程；通过设置适合于电流编程的结构，在1H的末端处，在高灰度区域至少执行电流编程。
既然参照图127到143，已描述过由电流编程和电压编程的组合对像素16进行编程的过程，则有关描述将省略。图211和212中的驱动方法以及图127到143中的驱动方法可以组合在一起。
图1示出了电流编程的像素结构。不过，这并非只限于图1。下面的方法也可应用于图6、7、8、9、10、11、12、13、31、607(a)(b)(c)等。上述内容也可以相同的方式应用于本发明的其它示例。
在图214中，示出了这样的示例，在该示例中，通过使用电流驱动的像素结构来执行电压编程。图214(a)示出了执行电压编程的一种状态。图214(b)示出了编程电流Iw流过EL元件15以使其发光的状态。
在图214(a)中，导通电压被加在栅极信号线17a上以导通晶体管11b和11c。在这种状态中，编程电压V被应用于源极信号线18上，电压V是由像素16的电容器19来保持的。这时，截止电压被加在栅极信号线17b上以截止(导通)晶体管17d。
图214(b)示出了当EL元件15发光时诸多晶体管的状态。截止电压被加在栅极信号线17a上以导通晶体管11b和11c。导通电压被加在栅极信号线17b上以使晶体管11d短路(导通)。
电压编程是通过以这种方式驱动像素而得到执行的。即，至少在1H的开始处，编程电压V被加在低灰度区域中的源极信号线上；至少在1H的末端处，编程电流Iw被加在高灰度区域。
参照图212、图127到143，已经描述过在电压驱动和电流驱动之间转换的时序，因此有关描述将省略。上述信息也可适用于本发明的其它示例。
图215是图211的变体。图215中的结构可被视为图1和2中的结构的组合，因为与图1中的像素结构相比，它还包含了晶体管11e。它也具有用来控制晶体管11e的栅极信号线17c，以及用来将截止电压以扫描的方式按顺序加在栅极信号线17c上的栅极驱动电路12c。
图216(a)和216(b)是示出了图215中像素的操作过程的说明图。图216(a)示出了电流编程驱动模式中的像素，而图216(b)示出了电压编程驱动模式中的像素。
在图216(a)中，截止电压被加在栅极信号线17c上以导通(截止)晶体管11e。这种状态与图1中的像素结构相同。通过用恒定地加在栅极信号线17c上的截止电压来驱动像素，可以实现参照图1等所描述的驱动方法，因此执行电流编程。
在图216(b)中，截止电压恒定地加在栅极信号线17上。因此，连接到栅极信号线17a上的晶体管11b和11c保持截止(导通)。在这种状态中，栅极驱动电路12c将截止电压以扫描的方式按顺序加在栅极信号线17c上。在所选中的像素行中的晶体管11e导通，从而使加在源极信号线上的编程电压V被加在电容器19上。
另外，使用图216(b)中的像素结构时，晶体管11d不是必然地要在电压编程期间被截止(被导通)，它可以是如图216(b)所示的那样要么导通、要么截止。不过，当电流流过EL元件15时，晶体管11d必须被导通。该操作的其余部分与前面的示例相同，因此有关描述将省略。
图217是图212或215的变体。在图217中，晶体管11e形成于或放置在驱动晶体管11a和晶体管11d之间。晶体管11e是由连接到栅极驱动电路12c的栅极信号线17c来导通或截止的。
图218是示出了图217中像素的操作过程的说明图。图218(a)示出了电流编程驱动模式中的像素，而图218(b)示出了电压编程驱动模式中的像素。
在图218(a)中，导通电压恒定地加在栅极信号线17c上，导通电压加在所选像素行的栅极信号线17a上。(当像素行如图212所示的那样被选中时，晶体管11e可以被导通。这相似地适用于图215。)结果，晶体管11b和11c导通。在这种状态中，编程电流Iw被加在源极信号线18上，并被写入所选像素16的电容器19。
图218(b)示出了在电压编程期间电压被写入像素的状态。基本上，这种状态与图2中的电压编程模式相同。截止电压被加在栅极信号线17c上以截止(导通)晶体管11e。此外，如图218(a)所示的情形中，截止电压被加在栅极信号线17b上以截止晶体管11d。在这种状态中，加在源极信号线18上的编程电压V被写入所选像素16的电容器19中。该操作的其余部分与前面的示例相同，因此有关描述将省略。
图2中的像素结构所遭遇的一个特殊的问题是，当导通或截止电源时，有瞬时电流流过EL元件15(阴极电压和阳极电压被提供给显示屏)。这是因为当晶体管11的“导通/截止”状态尚未确立且电容器19的电势状态尚未确定时，电压供给是断开的。当电源供给是断开的时候，这也是真实的。
为解决这个问题，如图219所示，开关晶体管219a可以放置在或形成于阳极与驱动晶体管11a之间，晶体管219b可以形成于或放置在驱动晶体管11a与阳极或EL元件15之间。
如图220所示，在断开电源之前，由控制器截止了晶体管2191。如图220(a)所示，晶体管2191a和2191b之一可以被截止。或者，如图220(b)所示，在断开电源电路之前，可以截止晶体管2191a和2191b。
在接通电源之前，由控制器截止晶体管2191。最好在接通电源电路之后，导通晶体管2191。
不言自明，参照图219和220所描述的信息也适用于根据本发明的其它像素结构。如果放置或形成图219所示的晶体管2191a和2191b之一，则可实现上述效果。
尽管参照图219已提到过在每个像素16中形成或放置了开关晶体管2191，但这并非限制性的。可以在阳极端上放置一个开关晶体管2191a，在阴极端上放置一个开关晶体管2191b。
此外，尽管在图219中选择性地使用了晶体管2191，但这并非限制性的。半导体闸流管、光电二极管、继电器元件、或其它元件可以选择性地使用。
在上面的示例中，形成于或放置在显示区域中的像素具有电流驱动的像素结构、电压驱动的像素结构、或可以在电流驱动模式和电压驱动模式之间转换的一种像素结构。不过，本发明并非只限于此。例如，可以选择性地使用图221中所示的结构。
图221示出了这样的结构，其中电流驱动的像素(图1等)16b和电压驱动的像素(图2等)连接到单个源极信号线18上。电流驱动的像素16b形成于或放置在源极信号线18的一个末端上，并位于远离源极驱动电路(IC)14的地方。适用于电流驱动的像素16b的驱动晶体管11a和适用于电压驱动的像素16a的驱动晶体管11a要在WL方面一致。
根据像编程电流(电压)的大小这样的条件，来导通电流驱动的像素16b；通过源极信号线18来通过电流；以及对源极信号线18充电和放电以便为像素16编程。
图222示出了这样的结构，其中图221的电压驱动的像素16a和电流驱动的像素16b可彼此替代。如上所述，本发明在显示区域中形成或放置电压驱动的像素16a和电流驱动的像素16b。
根据本发明的像素结构，通过控制像晶体管11d这样的开关装置，可以按顺序显示RGB图像(在图1的情形中)。也可以参看图22所示的结构。
在图37(a)中，在一个帧(半帧)周期内，从屏幕的顶部到底部(或从底部到顶部)扫描R显示区域193R、G显示区域193G和B显示区域193B。其余部分变为非显示区域52。即，执行间歇式的驱动。在RGB显示区域193中，单独执行间歇式显示。
图37(b)示出了这样的示例，其中在半帧(一个帧)周期内产生多个RGB显示区域193。对于图23所示的那个而言，这种驱动方法是模拟的。因此，它将不需要任何解释。在图37(b)中，通过分割显示区域193，可以消除闪烁，甚至是在较低的帧速率时。
图38(a)示出了RGB显示区域193具有不同尺寸的情形(显示区域193的尺寸与其照明周期成正比)。在图38(a)中，R显示区域193R和G显示区域193G具有相同的尺寸。B显示区域193B的尺寸大于G显示区域193G。
在有机EL显示屏中，B通常具有较低的发光效率。如图38(a)所示，通过使B显示区域193B大于其它颜色的显示区域193，可以有效地实现白色平衡。此外，RGB显示区域193的变化可轻松实现白色平衡调节和颜色温度调节。
图38(b)示出了这样的示例，其中在半帧(一个帧)周期内有多个B显示区域193B(193B1和193B2)。而图38(a)示出了一种改变一个B显示区域193B的尺寸的方法，以允许正确地调节白色平衡。图38(b)示出了一种显示多个具有相同表面面积的B显示区域193B的方法，以实现严格意义上的白色平衡调节(修正)。这也实现了严格意义上的颜色温度修正(调节)。例如，随室内和室外环境的不同而改变颜色温度是很有用的，例如在室内环境中减小颜色温度而在室外环境中就增加颜色温度。
本发明的驱动方法并不只限于图37和38。RGB显示区域可以单独地、间歇式地产生。这避免了模糊的运动图像并改善了向像素16写入不充分的状况。
使用图23中的驱动方法时，并未产生用于RGB的独立的显示区域193。RGB是同时被显示的(应该讲明呈现出W显示区域193)。
不言自明，图38(a)和图38(b)可以组合在一起。例如，可以将使用图38(a)中用于RGB的不同尺寸的显示区域193的驱动方法与图38(b)中产生用于RGB的多个显示区域193的驱动方法组合起来。
如果图37到38所示的驱动方法具有这样的结构，如图22所示，该结构单独地控制流经用于RGB的EL元件15(EL元件15R、EL元件15G和EL元件15B)的电流，图37和38中的驱动方法可以轻松地实现。
在如图22所示的显示屏结构中，通过将导通/截止电压加在栅极信号线17bR上，可以导通和截止R像素16R。通过将导通/截止电压加在栅极信号线17bG上，可以导通和截止G像素16G。通过将导通/截止电压加在栅极信号线17bB上，可以导通和截止B像素16B。
如图39所示，通过形成或放置用于控制栅极信号线17bR的栅极驱动电路12bR、用于控制栅极信号线17bG的栅极驱动电路12bG、以及用于控制栅极信号线17bB的栅极驱动电路12bB，便可以实现上面的驱动。
通过用图19、20等所描述的方法来驱动图39中的栅极驱动电路12bR、12bG和12bB，便可以实现图37和38中的驱动方法。当然，不言自明，通过使用图39中的显示屏结构，可以实现图23等中的驱动方法。
参照图20、24、26、27等已提到过，栅极信号线17b(EL侧的选择信号线)在每个水平扫描周期(1H)内加上导通电压(Vgl)和截止电压(Vgh)。不过，在恒定电流的情形中，EL元件15的发光量正比于电流的持续时间。因此，持续时间并不只限于1H。下面的可被应用于栅极信号线17a(17a1，17a2)。
此处，解释一下输出启动(OEV)的概念。通过执行OEV控制，导通和截止电压(Vgl电压和Vgh电压)可以在一个水平扫描周期(1H)内从栅极信号线17a和17b加在像素16上。
为便于解释，假定在根据本发明的显示屏中，要用电流为之编程的像素行是由栅极信号线17a来选择的(在图1的情形中)。来自栅极驱动电路12a的输出控制着栅极信号线17a，并被称为WR侧的选择信号线。此外，假定EL元件15是由栅极信号线17b选中的(在图1的情形中)。来自栅极驱动电路12b的输出控制着栅极信号线17b，并被称为EL侧的选择信号线。
向栅极驱动电路12提供一个起始脉冲，在按顺序将数据保持在移位寄存器内时移动该起始脉冲。基于栅极驱动电路12a的移位寄存器中所保持的数据，确定是否向WR侧选择信号线输出导通电压(Vgl)或截止电压(Vgh)。在栅极驱动电路12a的输出级中，形成或放置用于强制性截止输出的OEV1电路(未示出)。当OEV1电路较低时，WR侧的选择信号(它也是栅极驱动电路12a的输出)被输出到栅极信号线17a。
OR电路在逻辑层面上示出了上面的关系(参看图40(b))。导通电压被设置在逻辑电平L(0)，截止电压被设置在逻辑电压H(1)。当栅极驱动电路12a输出截止电压时，该截止电压被加在栅极信号线17a上。当栅极驱动电路12a输出导通电压时(逻辑低)，由OR电路将它与OEV1电路的输出进行OR运算，且其结果被输出到栅极信号线17a上。当OEV1电路较高时，截止电压(Vgh)被输出到栅极驱动信号线17a(参看图40(a)中的示例性时序图)。
基于栅极驱动电路12b的移位寄存器中所保持的数据，确定是否向栅极信号线17b(EL侧的选择信号线)输出导通电压(Vgl)或截止电压(Vgh)。在栅极驱动电路12b的输出级中，形成或放置用于强制性截止输出的OEV2电路(未示出)。
当OEV2电路较低时，栅极驱动电路12b的输出被输出到栅极信号线17b。图40(a)在逻辑层面上示出了上面的关系。导通电压被设置在逻辑电平L(0)，截止电压被设置在逻辑电压H(1)。
当栅极驱动电路12b输出截止电压时(EL侧选择信号就是截止电压)，截止电压被加在栅极信号线17b上。当栅极驱动电路12b输出导通电压时(逻辑低)，由OR电路将它与OEV2电路的输出进行OR运算，且其结果被输出到栅极信号线17b上。即，当输入信号较高时，OEV2电路将截止电压(Vgh)输出到栅极驱动信号线17b。因此，甚至当来自OEV2电路的EL侧选择信号是导通电压时，截止电压(Vgh)仍被强制性地输出到栅极信号线17b。另外，如果到达OEV2电路的输入较低，则EL侧的选择信号被直接输出到栅极信号线17b(参看图40(a)中的示例性时序图)。
通过调节将导通电压加在栅极信号线17b(EL侧的选择信号线)上的持续时间，可以线性地调节显示屏144的亮度。这通过控制OEV2电路可轻松做到。例如参照图41，图41(b)中的显示亮度低于图41(a)。此外，图41(c)的显示亮度低于图41(b)。
如图42所示，在1H的周期内，可加上多组导通电压和截止电压。图42(a)示出了加上6组的一个示例。图42(b)示出了加上3组的一个示例。图42(c)示出了加上1组的一个示例。在图42中，图42(b)的显示亮度低于图42(a)的显示亮度。图42(c)的显示亮度低于图42(b)的显示亮度。因此，通过控制传导周期的数目，可轻松调节(控制)显示亮度。
下面将描述根据本发明的电流驱动式源极驱动电路(IC)14。根据本发明的源极驱动IC用来实现前述的根据本发明的驱动方法以及驱动电路。它可以用在本发明的驱动方法、驱动电路、显示装置的组合中。
另外，尽管在本发明的示例中都把源极驱动电路描述成IC芯片，但是这并非限制性的，源极驱动电路可直接构成于显示屏的板面30上，所用的工艺有高温多晶硅工艺、低温多晶硅工艺、CGS工艺、无定形硅工艺，等等。此外，形成于硅晶片之上的源极驱动电路(IC)14可以被转移到基板30上。
图43是源极驱动电路(IC)14的一个输出级的结构图。这是连接到一个源极信号线18的输出部分。它是由多个尺寸相同的单元晶体管154(1个单元)组成的。它们的比特数目是根据图像数据的数据大小来计算的。图43示出了64位灰度显示的示例。一个输出级中的晶体管组431c包括63个单元晶体管154。
组成本发明的源极驱动电路(IC)14的晶体管或晶体管组并不只限于MOS类型，它们可以是双极类型。此外，它们并非只限于硅半导体，它们可以是砷化镓半导体。它们可以是锗半导体。或者，它们可以通过使用低温多晶硅工艺、高温多晶硅工艺、CGS工艺等来形成或结构。
图43示出了用来处理6比特数字输入的本发明的一个示例。6比特是2的6次方，因此提供64位灰度显示。这种源极驱动电路IC 14当被安装在阵列板之上时，为红色(R)、绿色(G)和蓝色(B)各提供64位的灰度，意味着64×64×64＝约260,000种颜色。
64位灰度要求1个D0-比特单元晶体管154、2个D1-比特单元晶体管154、4个D2-比特单元晶体管154、8个D3-比特单元晶体管154、16个D4-比特单元晶体管154、32个D5-比特单元晶体管154，以便用作总共的63个单元晶体管154。因此，本发明通过使用和灰度(在本示例中有64位灰度)减1的数目一样多的单元晶体管154来产生一个输出。
如果一个单元晶体管被分割成多个子单元晶体管，则这意味着单元晶体管被分割成多个子单元晶体管。例如，单元晶体管154是由4个子单元晶体管来结构的。这对本如下事实没有影响，即本发明使用和灰度减1的数目一样的单元晶体管。
尽管在图43中密集地放置(形成)了32个D5-比特，但是本发明并非只限于此。例如，它们可以被分成由8个单元晶体管154构成的组(即，4个这样的8-晶体管组)，该晶体管组可以分布式放置(形成)。这将减小输出电流中的变化。
在图43中，D0表示LSB输入，D5表示MSB输入。当D0输入端为高时(正的逻辑)，开关151a是截止的(开关481a是导通/截止装置，可以由单个晶体管构成，或可以是包括P型沟道晶体管和N型沟道晶体管的模拟开关)。然后，电流流向组成电流镜的单元晶体管154。电流流过IC 14中的内部引线。既然内部引线153通过IC 14的端电极连接到源极信号线18，则流经内部引线153的电流为像素16提供编程电流。
例如，当D 1输入端为高(正逻辑)时，开关151闭合。然后，电流流向组成电流镜的两个单元晶体管154。电流流经IC 14的内部引线。既然内部引线153通过IC 14的端电极连接到源极信号线18，则流经内部引线153的电流为像素16提供编程电流。
同样的内容可应用于其它开关151。当D2输入端为高(正逻辑)时，开关151c闭合。然后，电流流向组成电流镜的4个单元晶体管154。当D5输入端为高(正逻辑)时，开关151f闭合。然后，电流流向组成电流镜的32个单元晶体管154。
这样，基于外部数据(D0到D5)，电流流向相应的单元晶体管。即，电流根据外部数据流向0到63个单元晶体管。
另外，为便于解释，假定对于6比特的结构，会有63个电流源，但这并非选择性的。当使用8比特的结构时，可以形成(放置)255个单元晶体管154。对于4比特的结构，可以形成(放置)15个单元晶体管154。当然，当使用8比特的结构时，可以形成(放置)255×2个“单个-单元”晶体管154。2个“单个-单元”晶体管154可以输出“单个-单元”电流。构成单位电流源的单元晶体管154的沟道宽度为W，沟道长度为L。使用相同的晶体管可以构建变化较小的输出级。
并非所有的单元晶体管154都需要通过等值的电流。例如，单独的单元晶体管154是可以增加重量的。例如电流输出电路可以是这样构建的，它所使用的是“单个-单元”晶体管154、两倍大小的单元晶体管、四倍大小的单元晶体管等等的混合产物。
不过，如果单元晶体管154被增加重量，则被增加重量的电流源可能无法提供正确的比例，从而导致变化。因此，甚至当使用增重时，构建各个电流源所选用的晶体管最好也是其中每一个都与“单个-单元”电流源相对应的晶体管。
编程电流Iw通过开关被输出(引)到源极信号线，这些开关是由6比特图像数据(包括D0、D1、D2、…、D5)来控制的。因此，根据6比特图像数据(包括D0、D1、D2、…、D5)的激活与去除激活，1倍、2倍、4倍、…和/或32倍大的电流被累加到或输出到输出线。即，根据6比特图像数据(包括D0、D1、D2、…、D5)的激活与去除激活，从输出线153中输出编程电流(该电流是从源极信号线18中引出的)。
为了在EL显示屏上实现全彩显示，有必要为R、G和B中的每个都提供参考电流。通过控制RGB参考电流的比率，可以调节白色平衡。通过单元晶体管154的电流值是基于参考电流而确定的。因此，通过确定参考电流的大小，可以确定通过单元晶体管154的电流。结果，通过为R、G和B中的每个都设置参考电流，可以在每个灰度中实现白色平衡。上升内容之所以起作用是因为源极驱动电路(IC)14产生随各步骤而变化的电流输出(即为电流驱动)。
在晶体管组431c中，单元晶体管154的栅极端(G)连接到共同的内部引线150，在该引线150的一端形成端155。单元晶体管154的漏极端(D)连接到地面电势(GND)。
一个晶体管组413c对应于一个源极信号线18。此外，如图47所示，单元晶体管154与晶体管158b1或晶体管158b2一起组成电流镜电路。参考电流Ic流经晶体管158b以确定单元晶体管154的输出电流。
如图47所示，驱动晶体管158b的栅极端(G)和单元晶体管154的栅极端(G)连接到共用的栅极引线153。因此，晶体管158b和晶体管组431c组成电流镜电路。
如图47所示，通过将晶体管158b1和晶体管158b2放置在晶体管组431c的两侧，可以减小栅极引线153的电势梯度。这会使在晶体管组(431c1和431cn)在其左端和右端的输出电流等值(倘若这些输出电流表示相同的灰度)。此外，通过调节参考电流Ic1和Ic2的大小，可以改变栅极引线153的电势梯度并调节晶体管组(431c1和431cn)在其左端和右端的输出电流的大小。
在图47中，晶体管组431c和晶体管158b组成电流镜电路。不过，在实际情况中，晶体管158b是由多个晶体管组成的。因此，由多个晶体管158b组成的晶体管组431b和晶体管组431c组成电流镜电路。晶体管158b的栅极端和单元晶体管154的栅极端通过共用的栅极引线153彼此相连。
图48示出了在晶体管组431b中的晶体管483b的布局结构。一个晶体管组431b包括63个晶体管158b，即，和晶体管组431c中的单元晶体管154的数目一样多。
当然，一个晶体管组413b中的晶体管158b的数目并非只限于63个。如果单元晶体管组431c包含的单元晶体管组154的数目与灰度负1的数目一样多，则晶体管组431b也包含与灰度负1的数目一样多或大约一样多的晶体管158b。另外，图48中的结构并非是限制性的。晶体管可以按图49所示的矩阵形式来形成或放置。
图44示意性地示出了该结构。与输出端一样多的单元晶体管组431c平行放置。多个晶体管组431b同时形成于单元晶体管组431c的两侧。晶体管组431b中的晶体管158b的栅极端与单元晶体管组431c中的单元晶体管组154通过栅极引线153彼此相连。
为便于解释，在上文中已将源极驱动IC 14视为好像它是单色的。实际上，源极驱动IC 14被结构成像图45所示的那样。即，用于红色(R)、绿色(G)和蓝色(B)的晶体管组431b是交替排列的，并且用于红色(R)、绿色(G)和蓝色(B)的单元晶体管组431c也是交替排列的。在图45中，带有下标R的参考数字表示用于红色(R)的晶体管组，带有下标G的参考数字表示用于绿色(G)的晶体管组，带有下标B的参考数字表示用于蓝色(B)的晶体管组。通过像上述那样依次排列用于R、G和B的晶体管组，可以减小在R、G和B之间的输出变化。这对于源极驱动电路(IC)14的布局而言也是很重要。
在图47中，在晶体管组431c到431cn的两侧形成或放置晶体管158b(158b1和158b2)。本发明并非只限于此。如图46所示，晶体管158可能只在某一侧形成。
在图46中，用来通过参考电流的晶体管组431b(晶体管158b)被放置在IC芯片的外围附近。晶体管组是由多个晶体管158b组成，并非是由单个晶体管组成。为便于解释，此处假定晶体管组431b包括晶体管158b。该信息也适用于本发明的其它示例。
在图46中，晶体管158b形成于IC芯片的外部(在芯片的某一末端)。不过，本发明并非只限于此。例如，如图554所示，晶体管158b3可以形成于或放置在栅极引线153等的中心区域。这样可增加栅极引线153的稳定性，从而消除水平串扰。因此，在栅极引线153上形成用来通过多个参考电流的晶体管158b也是较佳的。通过减小栅极引线153的电阻，可以增加其稳定性。
如同参照图62所描述的那样，通过将电容器19连接到栅极引线153，可以使其电势稳定。电容器19可以从外部连接到源极驱动IC芯片14的端上。甚至当源极驱动电路(IC)14通过低温多晶硅工艺等直接形成于基板30上时，电容器19的形成依然可以提高栅极引线153的稳定性。
在图155中，源极驱动IC 14a在其右端具有一个用来通过参考电流的晶体管158b2，而在其左端则空着。因此，参考电流Ic2流过晶体管158b2(栅极引线153a只通过流向单元晶体管154的栅极端的电流)。另外，假定参考电流Ic1和Ic2是等值的。通过准确地映射出用来形成电流镜电路的晶体管158b2，输出端155a1输出一电流。
源极驱动IC 14b在其左端具有一个用来通过参考电流的晶体管158b1，而在其右端则空着。因此，参考电流Ic1流过晶体管158b1(栅极引线153b只通过流向单元晶体管154的栅极端的电流)。通过准确地映射出用来形成电流镜电路的晶体管158b1，输出端155a2输出一电流。因此，如果假定参考电流Ic1和Ic2是等值的，则从源极驱动IC 14a的输出端155a1输出的灰度电流与从源极驱动IC 14b的输出端155a2输出的灰度电流是等值的。出于这些原因，这两个源极驱动IC 14a和14b被恰当地级联起来。
在图555中，从源极驱动IC 14a的右端端155a3输出的灰度电流(编程电流)与从源极驱动IC 14a的端155a1输出的灰度电流(编程电流)并不一定要相等。这是因为灰度电流随IC芯片14a中的单元晶体管154的特性而变化。
此外，从源极驱动IC 14b的右端端155a2输出的灰度电流与从源极驱动IC14b的端155a3输出的灰度电流并不一定要相等。这是因为灰度电流随IC芯片14b中的单元晶体管154的特性而变化。不过，既然已级联的源极驱动IC 14包括两个芯片，则要来自源极驱动IC 14a的输出端155a1的灰度电流与来自源极驱动IC 14b的输出端155a2的灰度电流相等便不成问题。因此，栅极引线153可以是由低阻导线制成的。
为实现如图555所示的结构，有必要像图556所示的那样导通IC芯片14a的栅极引线153的两端处的晶体管158b之一(这样便没有电流流过晶体管158b)。在图556中，在源极驱动IC 14a中，除了栅极端之外，晶体管158b1的端都导通了。结果，没有电流从栅极引线153a流入晶体管158b1。此外，在源极驱动IC 14b中，除了栅极端之外，晶体管158b2的端都导通了。结果，没有电流从栅极引线153b流入晶体管158b2。
图557示出了本发明的另一个示例。当电流流过栅极引线153时，流经晶体管158b的电流偏离其正常值，从而导致在灰度输出电流中出现误差。电流流过栅极引线153的原因是，在IC芯片的左侧和右侧之间在特性方面(尤其是Vt)存有差异，从而在晶体管158b1和晶体管158b2之间引起了栅极端电压中的差异。
为减小栅极端电压差异的效应，本发明使下列两种状态交替出现：状态一，参考电流Ic1通过晶体管158b1(参看图557(a)，其中没有电流流经晶体管158b2)；状态二，参考电流Ic2像图557所示的那样通过晶体管158b2(参看图557(b)，其中没有电流流经晶体管158b1)。
较佳的，在图557(a)中晶体管158b2的漏极端也像图556所示的那样被导通。较佳的，在图557(b)中晶体管158b1的漏极端也是被导通的。
图557(a)所示的状态和图557(b)所示的状态发生在一个水平扫描周期内。即，图557(a)所示的状态和图557(b)所示的状态应该发生在相同的水平扫描周期内。在图557(a)中，截止开关5571a和5571c，以便使参考电流Ic1通过晶体管158b1。这时，使开关5571b和5571d保持导通的状态。因此，没有电流流过晶体管158b2。由上述诸多动作来驱动晶体管组431c，从而与晶体管158b1一起形成电流镜电路。
在下一个1/2H周期内(半个水平扫描周期)(图557(b))，截止开关5571b和5571d，以便使参考电流Ic2通过晶体管158b2。此时，使开关5571a和5571c保持导通的状态。因此，没有电流流过晶体管158b1。由上述动作来驱动晶体管组431c，从而与晶体管158b2一起形成电流镜电路。
通过交替重复图557(a)和图557(b)中的状态，本发明使下列两个周期交替出现：周期一，在该周期内，晶体管组431c与晶体管158b1一起形成电流镜电路；周期二，在该周期内，晶体管组431c与晶体管158b2一起形成电流镜电路。这样会减小IC芯片14在左侧和右侧之间特性的不规则性。
尽管在上面的示例中，图557(a)和图557(b)中的状态是在一个水平扫描周期内交替的，但这并非是限制性的。它们的交替周期可以比一个水平扫描周期长一些或短一些。
如图50所示，参考电流IC最好是由电子调节器501、运算放大器502等来产生的。电子调节器501、运算放大器502等被包括在源极驱动IC 14中。电子调节器501包含用来分配参考电压Vs(或IC电源电压)的梯形电阻器R。
来自梯形电阻器R的输出电压是由开关S来选择的，并被加在运算放大器502的正端。参考电流Ic是从所加的电压和源极驱动IC 14的外部电阻器R1中产生出来的。使用外部电阻器R1，便可以用R1的值来调节参考电流的值。此外，通过调节R、G和B电路的外部电阻器，可以轻松实现白色平衡。
在本发明的诸多示例中，运算放大器502除了被用作像放大器电路这样的模拟处理电路之外，有时还被用作缓冲器。此外，它也可被视作比较器。
在图50所示的结构中，可以独立操控电子调节器501a和501b。因此，可以改变流过晶体管158a1和158a2的电流值。这样便可以调节流过芯片左右两侧的晶体管158b(158b1和158b2)的电流，还可以调节栅极引线153的电势梯度。
单元晶体管154应该大于等于某一尺寸。晶体管尺寸越小，输出电流中的变化就越大。单元晶体管154的尺寸是由沟道长度L乘以沟道宽度W而给出的。例如，如果沟道宽度W＝3μm，沟道长度L＝4μm，则构成单位电流源的单元晶体管的尺寸便是W×L＝12μm2。
一般认为，硅晶片的晶界条件与这样的事实有关，即较小的晶体管尺寸会导致较大的变化。因此，当形成的每个晶体管横跨多个晶界时，晶体管的输出电流变化会较小。
在图44和48中，以Sb来表示各晶体管组431b中的晶体管158b的总面积(其中总面积是，晶体管组431b的数目乘以各晶体管组431b中的晶体管158b的尺寸W和L，再乘以晶体管158b的数目)。如果晶体管组431b包括单个晶体管158b，则Sb等于晶体管158b的尺寸W和L乘以晶体管组431b的数目。从上文来看，以Sb来表示晶体管158b的总面积。
用Sc(平方微米)表示各晶体管组431c中的单元晶体管154的总面积(其中总面积是，各晶体管组431c中的单元晶体管154的尺寸W和L乘以单元晶体管154的数目)。假定晶体管组431c的数目是n(n是整数)。在“QCIF+板”的情况下，n是176(为R、G和B中的每种，形成参考电流电路)。因此，n×Sc(平方微米)提供单元晶体管154的总面积，单元晶体管154与晶体管组431b中的晶体管158b一起组成电流镜电路(即它们与晶体管158b一起共享栅极引线153)。
随着Sc×n/Sb的增大，栅极引线153的摆动也在增大。当输出端的数目n是常数时，Sc×n/Sb的值较大意味着晶体管组431c中的单元晶体管154的总面积大于晶体管组431b中的晶体管158b的总面积。栅极引线153的摆动在增大。栅极引线153的摆动因此在增大。
当输出端的数目n是常数时，Sc×n/Sb的值较小意味着晶体管组431c中的单元晶体管154的总面积小于晶体管组431b中的晶体管158b的总面积。在这种情况下，栅极引线153的摆动较小。
栅极引线153的可允许摆动范围所对应的Sc×n/Sb的值是50或更小。当Sc×n/Sb是50或更小时，波动比率落在可允许的范围内，并且栅极引线153可能的波动也极小。这样便可以消除水平串扰，使输出变化保持在可允许的范围内，并因此实现正确的图像显示。
图67示出了IC耐压和单元晶体管154的输出变化之间的关系。纵轴上的变化率是基于单元晶体管154的变化的，单元晶体管154的变化是在1.8-V耐压处理中产生的，且这种变化被视为1。
图67示出了单元晶体管154的输出变化，这种输出变化是在各种IC耐压处理中产生的，且单元晶体管154具有L/W＝12/6(μm)这样的形状。多个单元晶体管154已在各IC耐压处理中产生出来，而且它们的输出电流变化已被确定。耐压处理是由下列不连续地组成的：1.8-V耐压、2.5-V耐压、3.3-V耐压、5-V耐压、8-V耐压、10-V耐压、15-V耐压等。不过，为便于解释，在不同的耐压处理中形成的晶体管的变化都画在图上，并用直线连起来了。
假定耐压和输出变化之间的关联性与晶体管的栅极绝缘层有关。高耐压导致较厚的栅极绝缘膜，而较厚的栅极绝缘膜转而导致较低的迁移率，从而增加了膜厚度的变化。
从图67中可以看出，变化率是逐渐增加的，直到IC耐压为13V为止。然而，当IC耐压超过15V之后，变化率相对于IC耐压的斜率变得较大。
在图67中，对于64位到256位灰度的显示器而言，变化率的可允许限度是3。变化率还随单元晶体管154的面积、L/W等而变化。不过，变化率相对于IC耐压的斜率却几乎不受单元晶体管154的形状的影响。该变化率趋于将IC耐压从13增加到15V。
另一方面，源极驱动电路(IC)14的输出端155处的电势随像素16的驱动晶体管11a的编程电流而变化。当像素16的驱动晶体管11a通过白色光栅(最大白色显示)电流时，其栅极端电压是由Vw来表示的。当像素16的驱动晶体管11a通过黑色光栅(完全的黑色显示)电流时，其栅极端电压是由Vb来表示的。Vw-Vb的绝对值必须是2V或更大。当电压Vw被加在输出端155上时，单元晶体管154的沟道间电压必须是0.5V或更高。
因此，0.5V到((Vw-Vb)+0.5)V的电压被加在输出端155上(在电流编程其间，像素16的驱动晶体管11a的栅极端电压被加在与源极信号线18相连的端155上)。既然Vw-Vb等于2V，则高达2V+0.5V＝2.5V的电压被加在端155上。因此，如果源极驱动IC 14的输出电压(电流)是“轨道对轨道”(rail-rail)式的输出，则要求IC耐压为2.5V。输出端155所要求的振幅是2.5V或更大。
因此，最好在2.5-V到15-V(两端数值都包括)的范围内对源极驱动IC 14进行耐压处理。更佳地，在3-V到12-V(两端数值都包括)的范围内对源极驱动IC 14进行耐压处理。考虑到相对而言驱动晶体管11a的幅度值不断增加，与编程电流有关的驱动晶体管栅极端电压的变化也在不断增加，所以最小耐压最好为4.5或更高，由此提高编程精度。IC耐压等价于可用的电源电压的最大值。另外，可用电源电压是经常可以获得的电压，而非瞬时耐压。
已经描述过在2.5-V到13-V(两端数值都包括)的范围内对源极驱动IC 12进行耐压处理。这种耐压也适用于这种示例(例如，低温多晶硅工艺)，即在该示例中源极驱动电路(IC)14直接形成于阵列板30上。在某些情况下，直接形成于阵列板30上的源极驱动电路(IC)14的工作耐压可以较高并超过15V。在这种情况下，用于源极驱动电路(IC)14的电源电压可以用图67所示的IC耐压来替代。此外，源极驱动IC 14可以用所使用的电源电压来替代IC耐压。
单元晶体管154必须具有确定的晶体管尺寸，其原因在于晶片具有迁移率分布特性。
单元晶体管154的沟道宽度W与其输出电流的变化相关联。图51是当单元晶体管154的面积保持不变的时候改变单元晶体管154的晶体管宽度W所获得的图。在图51中，当沟道宽度W为2微米时单元晶体管154的变化被视为1。
从图51中可以看到，当单元晶体管484的W从2微米变化到9或10微米时，变化率是逐渐增加的。当W为10微米或更大时，变化率的增加趋于变得很大。此外，当沟道宽度W＝2微米或更小时，变化率趋于变大。
在图51中，对于64位到256位灰度的显示器而言，变化率的可允许限度是3。变化率还随单元晶体管154的面积而变化。不过，变化率相对于IC耐压的斜率却几乎不受单元晶体管154的形状的影响。
因此，较佳地，单元晶体管484的沟道宽度W是在2微米到10微米之间(两端数值都包括)。更佳地，单元晶体管154的沟道宽度W是在2微米到9微米之间(两端数值都包括)。此外，单元晶体管154的沟道宽度W最好落在上述范围中，以减少图52中栅极引线153的链接。
图53示出了单元晶体管的L/W与目标值之间的偏离(变化)。当单元晶体管154的L/W比等于或小于2时，与目标值之间的偏离较大(该直线的斜率较大)。不过，随着L/W的增加，与目标值之间的偏离趋于不断减小。当单元晶体管154的L/W等于或大于2时，与目标值之间的偏离较小。此外，当L/W＝2或更大时，与目标值之间的偏离为0.5％或更小。因此，这个数值可以被用于源极驱动电路(IC)14以表示晶体管的精度。
考虑到上述诸多情形，单元晶体管154的L/W最好是2或更大。不过，较大的L/W意味着较大的L，因此意味着较大的晶体管尺寸。因此，L/W最好为40或更小。更佳地，L/W在3到12之间(两端数值都包括)。
相对较大的L/W值会导致较小的输出变化，其原因可能是，当给定的单元晶体管154的栅极电压增加时，与栅极电压的变化相比，输出电流的变化相对较小。
此外，L/W也取决于灰度的数目。如果灰度的数目较小，则即便因kink效应而导致单元晶体管154的输出电流中出现变化，这也不是什么问题，因为在灰度之间存有较大的不同。不过，对于灰度数目较大的显示屏而言，既然在灰度之间存有差异，则即便因kink效应而导致单元晶体管154的输出电流中出现的变化较小，这种较小的变化也依然会使灰度的数目下降。
考虑到上述诸多情形，根据本发明的驱动电路14被结构成(构成)要满足下面的关系式：
( K / 16 ) ≤ L / W ≤ ( K / 16 ) × 20
其中K是灰度的数目，L是单元晶体管154的沟道长度，W是单元晶体管的沟道宽度。
尽管在一个示例中已提到过在每个晶体管组431c中排列着63个单元晶体管154以表示64位灰度，但本发明并非只限于此。单元晶体管154可进一步由多个子晶体管组成。
图574(a)示出了单元晶体管154。图574(b)示出了由4个子晶体管5471组成的单元晶体管154。把多个子晶体管5471的电流全部加起来得到的输出电流被设计成与单元晶体管154的输出电流相等。即，单元晶体管154是由4个子晶体管5471组成的。
另外，本发明并非只限于4个子晶体管5471组成单元晶体管154这样的结构，本发明可适用于由多个子晶体管5471来组成单元晶体管154这样的任何结构。不过，这些子晶体管5471被设计成具有相同的尺寸或被设计成产生相同的输出电流。
在图547中，参考字母S表示晶体管的源极端，G表示晶体管的栅极端，D表示晶体管的漏极端。在图547(b)中，子晶体管5471定位于相同的方向上。在图547(c)中，子晶体管5471在不同的行之间定位不同。在图547(d)中，在不同的列之间，子晶体管5471定位不同，且关于某一点对称排列。在图547(b)、547(c)和547(d)中的所有排列都具有规则性。
图547(a)、图547(b)、547(c)和547(d)示出了许多布局。为形成单元晶体管154，子晶体管可以像图547(e)所示的那样串行连接，或可以像图547(f)所示的那样变形连接。
单元晶体管154或子晶体管5471的形成方向的变化通常会改变它们的特性。例如，在图547(c)中，即便等值电压被加在单元晶体管154a和子晶体管5471b的栅极端上，它们依然会产生不同的输出电流。不过，在图547(c)中，具有不同特性的子晶体管5471的形成数目是相同的。这样会减小晶体管(单元)作为一个整体的变化。如果具有不同形成方向的单元晶体管154或子晶体管5471的定位被改变了，则诸多特性中的差异将会彼此互补，从而导致晶体管(单个单元)中的变化变小了。上述信息同样适用于图574(d)所示的排列。
因此，如图548等所示，通过改变单元晶体管154的定位，可以在作为一个整体的晶体管组431c中，使在垂直方向上形成的单元晶体管154的特性与在水平方向上形成的单元晶体管154的特性彼此互补，从而导致作为一个整体的晶体管组431c中的变化变小了。
图548示出了这样的示例，其中单元晶体管154在各晶体管组431c之内的不同列之间定位不同。图549示出了这样的示例，其中单元晶体管154在各晶体管组431c之内的不同行之间定位不同。图550示出了这样的示例，其中单元晶体管154在各晶体管组431c之内的不同行以及不同列之间定位不同。
与当晶体管组431c中的单元晶体管154以图551(a)所示的有序方式来放置时相比，当它们以图551(b)所示的分布方式来放置时，在诸多端155之间特性方面的变化变得更少了。另外，在图551中，以相同的方式设计出的单元晶体管154构成晶体管组431c。
单元晶体管154的特性变化也取决于晶体管组431c的输出电流。该输出电流转而取决于EL元件15的效率。例如，和G颜色相应的输出端155所输出的编程电流随与G颜色相应的EL元件15的照明效率的增大而减小。相反地，和B颜色相应的输出端155所输出的编程电流随与B颜色相应的EL元件15的照明效率的减小而增大。
编程电流的减小意味着单元晶体管154所输出的电流在变小。变小的电流导致单元晶体管154的变化在增大。为减小单元晶体管154的变化，可以增大晶体管的尺寸。
图552示出了一个示例。在图552中，R像素的输出电流是最小的，因此用于R像素的单元晶体管154的尺寸是最大的。另一方面，G像素的输出电流是最大的，因此用于G像素的单元晶体管154的尺寸是最小的。B像素的输出电流在大小方面是中等的。用于B像素的单元晶体管154的尺寸是在R像素和B像素之间的中等尺寸。因此，根据用于R、G和B颜色的EL元件的效率(根据编程电流的大小)来确定单元晶体管154的尺寸，这种做法是很有用的。
已提到过，如图553(b)所示，为每个比特(包括最不重要的比特)构成或放置多个单元晶体管154。不过，本发明并不限于此。例如，如图553所示，可以为每个比特构成或放置一个晶体管154，以便输出一个与所给定比特相称的电流。
已提到过对于64位灰度的情况(R、G和B各6比特)，共形成了63个晶体管。对于256位灰度的情况(R、G和B各8比特)，要求有255个单元晶体管154。
电流编程所具有的独特的优点便是它允许电流的累加。此外，另一个独特的优点便是，它能够通过将单元晶体管154的沟道宽度W减小到1/2同时使沟道长度L保持不变，来使流经单元晶体管154的电流减半。同样，它能够通过将单元晶体管154的沟道宽度W减小到1/4同时使沟道长度L保持不变，来使流经单元晶体管154的电流减小到原来的1/4。
图55(b)示出了晶体管组431c的一种结构，其中放置尺寸相同的单元晶体管154并用于所有的比特。为便于解释，假定在图55(a)中形成了63个单元晶体管154以便组成6比特晶体管组431c。此外，图55(b)中所示的是8比特晶体管组。
在图55(b)中，低阶的两个比特(以A来表示)所包括的晶体管的尺寸小于单元晶体管154。最不重要的比特，即第0比特所包括的晶体管(以单元晶体管154b来表示)的沟道宽度是单元晶体管154的沟道宽度W的1/4。第一比特所包括的晶体管(以单元晶体管154a来表示)的沟道宽度是单元晶体管154的沟道宽度W的1/2。
这样，低阶的两个比特所包括的晶体管(154a和154b)的尺寸小于高阶单元晶体管154的尺寸。正常的单元晶体管154的数目是63，它们没有被改变。因此，即便将6比特结构改为8比特结构，晶体管组431c的形成面积在图55(a)和图55(b)之间也没有多少差异。
即便将6比特规格变为如图55(b)所示的8比特规格，在输出级中晶体管组431c的尺寸也不需要增大，因为本示例利用了这样的事实，即电流可以被累加，以及通过将单元晶体管154的沟道宽度W减小到1/n同时使沟道长度L保持不变，便可使流经单元晶体管154的电流减小到原来的1/n。
此外，如图55(b)所示，单元晶体管(例如，154a和154b)的尺寸较小会增大输出电流的变化。不过，无论变化有多大，单元晶体管154a或154b的输出电流仍然是可以累加的。因此，与图55(a)所示的6比特规格相比，图55(b)所示的8比特规格可以产生更高的灰度输出。当然，也存在这样的可能，即因为单元晶体管154a和154b的输出变化太大，而不能实现精确的8比特显示。不过，可以肯定的是，与图55(a)相比，分辨率更高的显示是可以实现的。
然而，事实上，即便沟道宽度W减半，输出电流也不可能精确地减小到1/2。某些校正是必需的。研究结果表明，当沟道宽度W减半同时栅极端电压保持不变时，输出电流会减小到比原来的1/2还要小。当将不同尺寸的晶体管用作低阶比特和高阶比特时，本发明按下文所述的那样来设置晶体管的尺寸。
数目较少的不同尺寸被用于源极驱动电路(IC)14中的单元晶体管154，比如只有两种尺寸。多个单元晶体管154具有相同的沟道长度L。即，只改变沟道宽度W。如果第一单元晶体管的第一单元输出与第二单元晶体管的第二单元输出的比率是n(第一单元输出∶第二单元输出＝1∶n)，则下面的关系式应该被满足：第一单元晶体管的沟道宽度W1＜第二单元晶体管的沟道宽度W2×n ×a(其中a＝1)。
如果W1×n×a＝W2，则关系式1.05＜a＜1.3被满足。关于校正a，通过构成和测量试验晶体管，可以轻松确定校正因子。
为创建(结构)低阶比特，本发明放置或构成的单元晶体管都小于高阶比特所对应的单元晶体管154。此处的“小于”(“较小”，smaller)意味着就单元晶体管的输出电流而言确实是较小。因此，较小的单元晶体管不仅包括沟道宽度W比单元晶体管154小的晶体管，还包括沟道宽度W和沟道长度L都比较小的单元晶体管。它们也包括其它形状的单元晶体管。
在图55中，组成晶体管组431c的单元晶体管154以多种尺寸出现：即，两种尺寸。这是因为，如果单元晶体管154在尺寸方面变化，则其输出电流的大小将不再像上述的那样正比于晶体管形状了，从而导致设计方面的困难。因此，最好针对组成晶体管组431c的单元晶体管154的较低灰度和较高灰度使用两种尺寸。不过，本发明并不限于此。可以使用三种或更多种的尺寸。
如图43所示，组成晶体管组431c的单元晶体管154的栅极端连接到单个栅极导线153上。单元晶体管154的输出电流取决于加在栅极导线153上的电压。因此，如果晶体管组431c中的单元晶体管154具有相同的形状，则单元晶体管154输出等值的单位电流。
本发明并不限于，在组成晶体管组431c的单元晶体管154中共用栅极引线153。例如，图56(a)中的结构是可以使用的。图56(a)除了示出了与晶体管158b2一起组成电流镜电路的单元晶体管154之外，还示出了与晶体管158b1一起组成电流镜电路的单元晶体管154。
晶体管158b1连接到栅极引线153a，而晶体管158b2连接到栅极引线153b。在图56(a)中，最上面的那一个单元晶体管154对应于LSB(第0比特)，第二行中的两个单元晶体管154对应于第1比特，第三行中的四个单元晶体管154对应于第2比特，第三行中的八个单元晶体管154对应于第3比特。
在图56(a)中，通过将不同的电压加在栅极引线153a和栅极引线153b上，可以在单元晶体管154中改变输出电流，即便单元晶体管154具有相同的尺寸和形状。
在图55中，构成低灰度比特的单元晶体管154的尺寸小于构成高灰度比特的单元晶体管154。单元晶体管154的尺寸变小会增大输出变化。为了通过避免低灰度单元晶体管154的面积变小而减小输出变化，低灰度单元晶体管154的沟道长度实际上比高灰度单元晶体管154要长一些。
如图57所示，如果在低灰度区域A和高灰度区域B之间改变单元晶体管154的尺寸，则输出变化是由两个曲线的组合来表示的。不过，没有什么实践方面的问题。相反，这是较佳的，因为通过使低灰度单元晶体管154在尺寸方面大于高灰度单元晶体管154，可以减小每个单元晶体管154的输出变化。
图56中的结构使下列事实成为可能，即无论低灰度和高灰度单元晶体管154的尺寸如何，通过调节加在栅极引线153上的电压，可以使诸多单元晶体管154的输出电流等值。
尽管此处已描述过两个栅极导线153，即153a和153b，但可以有三个或更多的栅极导线。此外，单元晶体管154也可以有三种或更多种的形状。
图56(b)示出了这样的示例，在该示例中，使用了两个栅极导线153，并且单元晶体管154具有相同的尺寸。在图56(b)中，最上面那两个单元晶体管154对应于LSB(第0比特)，第二行中的四个单元晶体管154对应于第1比特，第三行中的八个单元晶体管154对应于第2比特。位于第四行中并与栅极引线153b相连的八个单元晶体管154对应于第3比特。
在图56(b)中，通过将不同的电压加在栅极引线153a和栅极引线153b，可以在单元晶体管154中改变输出电流，即便单元晶体管154具有相同的尺寸和形状。
在图56(b)中，连接到高灰度栅极引线153a的每个单元晶体管154a的输出电流被结构成只是连接到低灰度栅极引线153b的每个单元晶体管154b的输出电流的1/2。
为了将单元晶体管154a的输出电流减小到单元晶体管154的输出电流的1/2，与加在栅极引线153b上的电压相比，一个更低的电压被加在栅极引线153a上。调节加在栅极引线153上的电压可以改变或调节输出电流，即便单元晶体管154a和单元晶体管154具有大约相同的形状。
在图56的示例中，已提到过加在栅极引线153上的电压被改变了。可以从源极驱动电路(IC)14的外部将电压加在栅极引线153上。然而，通常，通过改变或设计晶体管158b(晶体管组431b)的结构或尺寸，可以调节或改变加在栅极引线153上的电压，晶体管158b与单元晶体管154一起组成电流镜。自然，也可以改变或调节流经晶体管158b(晶体管组431b)的电流Ic，晶体管158b与单元晶体管154一起组成电流镜。
在图58中，用于高灰度的单元晶体管154a(D2、D3、D4…)的数目是2的若干次幂。当单元晶体管自身的数目被计算在内时，用于低灰度的单元晶体管154b(D1，D2)的数目也是2的若干次幂。如果每个单元晶体管是由子晶体管组成的，则子晶体管数目是单元晶体管数目的整倍数。
单位输出电流在单元晶体管154a和单元晶体管154b之间有所不同(与单元晶体管154a相比，单元晶体管154b产生较小单位电流。例如，低灰度单元晶体管具有较小的沟道宽度W)。低灰度单元晶体管154和高灰度单元晶体管154连接到共用的栅极引线153上，并由流经电流镜电路的晶体管158b的参考电流Ic来控制。
在图59中，用于高灰度的单元晶体管154a(D2、D3、D4…)的数目是2的若干次幂。当单元晶体管自身的数目被计算在内时，用于低灰度的单元晶体管154b(D1，D2)的数目也是2的若干次幂。高灰度单元晶体管154a与晶体管158bh一起组成电流镜电路。参考电流Ich流经晶体管158bh。另一方面，低灰度单元晶体管154b与晶体管158b1一起组成电流镜电路。参考电流流经晶体管158b1。
上述结构使单元晶体管154a和单元晶体管154b产生不同的单位输出电流(单元晶体管154b产生的单位电流小于单元晶体管154a产生的单位电流)。低灰度单元晶体管154和高灰度单元晶体管154连接到不同的栅极导线153上。
从上面的描述可以看出，本发明具有许多的变体。例如，图58和59中的结构组合便是可以想得到的。自然，上述信息也适用于本发明的其它示例。此外，单元晶体管154的一部分可以大一些或小一些。
较佳地，组成晶体管组431c的单元晶体管154以及组成晶体管组431b的晶体管158b都是N型沟道晶体管。这是因为与P型沟道晶体管相比，N型沟道晶体管在每个单元晶体管面积上产生更小的输出变化。因此，通过将N型沟道晶体管用作单元晶体管154等，可以减小源极驱动IC的尺寸。
另外，将N型沟道晶体管用作单元晶体管154意味着一种反型(反向电流型)源极驱动IC 14。因此，像素16的驱动晶体管11a是P型晶体管。
图159示出了假定P型沟道晶体管和N型沟道晶体管在尺寸(WL)和输出电流方面都相等时输出的变化。横轴表示晶体管组431c的总面积Sc(就面积比率而言)，该晶体管组431c提供一个输出。面积Sc越大，输出变化就越小。
图159中的纵轴表示输出变化比率，当N型沟道晶体管的总面积Sc是1时，该输出变化比率被视为1。
如图159所示，当N型沟道晶体管的总面积Sc增加4倍时，输出变化变为0.5。当N型沟道晶体管的总面积Sc增加8倍时，输出变化变为0.25。即，本发明所提供的结果表明，输出变化正比于
当N型沟道晶体管的总面积Sc与P型沟道晶体管的总面积Sc相等时，P型沟道晶体管的输出变化是N型沟道晶体管的输出变化的1.4倍。当P型沟道晶体管的总面积Sc是N型沟道晶体管的总面积Sc的两倍时，它们的输出变化才是相等的。即，N型沟道晶体管的总面积Sc/2＝P型沟道晶体管的总面积Sc时，N型沟道晶体管和P型沟道晶体管具有等值的输出变化。
因此，组成晶体管组431c的单元晶体管154以及组成晶体管组431b的晶体管158b最好都是由N型沟道晶体管组成(构成)的。
输出级是由单元晶体管154等组成的。晶体管组431c与晶体管158b一起组成电流镜电路，或与包括晶体管158b的晶体管组一起组成电流镜电路。如果将单元晶体管154c和晶体管158b放置得很靠近，则会获得几乎不变的电流镜比率。不过，电流镜比率有时会在某一范围内波动。在那种情况下，较为有用的做法是，如图160所示，通过微调(激光微调，喷砂处理等)，来使晶体管158b等截止，这样电流镜比率将会落在预定的范围内。
在图160的点A处，执行上述微调。通过形成数目较大的晶体管158b并使其中的两个或更多个截止，可以增加电流镜比率。较佳地，如图161所示，在引线153的两端处形成或放置晶体管158b。通过在微调点A1和A2处截止，可以使IC芯片的输出端155a和155n的输出电流达到平均。
在调节输出级中的晶体管413c的输出变化方面，图162中的结构是有效的。在图162中，在每个晶体管组431c和栅极引线153之间，形成或放置高值电阻器1623。(它并非限于晶体管组。任何结构的电流输出电路都是可以使用的。)因其高值，电阻器1623引起了电压降落，即便输出级的输出电流非常微弱。该电压降落允许输出电流被调节。
使用来自微调器1621的激光1622对电阻器1623进行微调。微调电阻器1623以提升其阻抗。
尽管根据本发明的示例，晶体管组431c是由单元晶体管154组成的，但这并非是限制性的。作为替代，可以使用单个晶体管或电流保持电路(随后会进行描述)。此外，可以使用“电压-电流”转换(V-I转换)电路。即，尽管此处已提到过输出级是由晶体管组431c构成的，但这并非是限制性的。任何结构的电流输出电路都是可以使用的。
在图163中，晶体管157b与多个晶体管158a一起组成电流镜电路，多个晶体管158a转而与晶体管158b一起组成电流镜电路。此外，晶体管158b与晶体管431c一起组成电流镜电路。
图163所示的结构构成了本发明的一部分。可以对每个输出级中的晶体管158b或晶体管组431c进行微调调节。
其它可能的结构包括图164所示的一个结构。图164在概念上示出了根据本发明的源极驱动IC的输出级。基于参考电压(或IC(电路)14的电源电压)Vs和外部电阻器Ra和Rb来确定(调节)栅极引线153a的电势。
各输出级中的电流电路包括电阻器Rn和晶体管158a和158b。流经电流电路的电流取决于电阻器Rn。晶体管158b和晶体管组431c组成电流镜电路。从晶体管组431c的输出端155中输出的电流是通过微调电阻器Rn而获得的。通过用激光来微调电阻器Rn，可以控制流经电流镜电路(晶体管158b和晶体管组431c)的电流。当然，晶体管158a和158b可以组成晶体管组。
在调节IC芯片的左侧和右侧的输出电流斜率方面(使输出端155a与155n相同，即消除输出变化)，图165中的结构也是有效的。在晶体管158b的电流Ic1通路上放置电阻器Ra，在晶体管158b的电流Ic2通路上放置电阻器Rb。电阻器Ra和电阻器Rb可以安装在内部或外部。通过对Ra和Rb之一进行微调或对二者都进行微调，可以改变流经栅极引线153的电流Id。因此，栅极引线153中的电压下降引起用于输出级431中单元晶体管154的栅极信号线上的电势发生变化。这样便可以校正输出级431a到431n中输出电流的斜率分布。
微调的概念包括调节。例如，在图165中，可以形成(放置)电阻器Ra和Rb，以作为调节器。通过调节调节器，可以调节电流Id的大小。如果电阻器是扩散电阻，则通过加热可以调节或改变其阻抗。例如，通过用激光照射电阻器并由此对电阻器进行加热，可以调节阻抗。此外，通过整体或部分地对IC芯片进行加热，可以调节或改变IC芯片的总阻抗或某些电阻器的阻抗。
自然，上述的信息也可以适用于本发明的其它示例。此外，微调包括：用来改变阻抗的元件微调；用来改变功能的功能性微调；切断，它使像晶体管这样的元件与引线截止；分离，它将一个电阻元件分割成多个部分；微调，它包括用激光来照射未连接的部分，还包括使它们短路；调节，它调节调节器的阻抗等。对于晶体管而言，微调也包括改变S值、改变μ、改变WL比率以及由此改变输出电流的大小及上升电压的位置。此外，它包括改变振荡频率以及改变截止位置。简言之，微调的概念包括处理、调节以及改变的概念。对于本发明的其它示例而言，上述信息也是真实的。
其它可能的结构包括图166所示的那个结构。图166在概念上示出了根据本发明的源极驱动IC的输出级。栅极引线152a的电势是由电子调节器电路501和运算放大器502来确定(调节)的。恒定电流电路是由运算放大器502、电阻器R1以及晶体管158a组成的。参考电流Ic流过R1。流过R1的电流值取决于加在运算放大器502的正端和电阻器R1的阻抗之上的电压。
因此，通过微调电阻器R1，可以改变参考电流Ic的大小。这便可以改变或调节来自输出端155的输出电流。电阻器R1可以是安装在外部的调节器。或者，它可以是电子调节器电路。此外，它可以作为模拟输出而被提供。
来自运算放大器502的输出电流被加在多个晶体管158a的栅极端上。结果，电流Ic流过电阻器R1。电流Ic被分割并通过多个晶体管158b。这个电流将栅极引线153b设置到预定的电势。栅极引线153b的电势是由放置在多个位置处的晶体管158b来固定的。这使栅极引线153b更少受电势梯度的影响，并减小了输出端155的输出变化。
在上面的示例中，单元晶体管154像图43所示的那样是对应于灰度比特而形成的，并且通过改变单元晶体管154的数目来改变输出电流，在图43中，这些单元晶体管154是导通的，为D5比特放置三十二(32)个单元晶体管154，为D0比特放置(形成)一个单元晶体管154，为D1比特放置(形成)两个单元晶体管154。
不过，本发明并不限于此。例如，如图167所示，不同的比特可以由尺寸不同的晶体管来表示。在图167中，晶体管154b输出的电流大约比晶体管154a输出的电流大两倍，晶体管154f输出的电流大约比晶体管154e输出的电流大两倍。因此，本发明并不限于这样的结构，即在该结构中输出级431c是由单元晶体管154来组成的。
图165示出了这样的结构，其中栅极引线153的两端是由晶体管158b来占据的，而图166示出了这样的结构，其中栅极引线153的电势是由多个晶体管158b来保持的。本发明并不限于此。例如，如图168所示，当栅极引线153的一端被晶体管1681占据时，栅极引线153的电势梯度可以由流经晶体管1681的电流Id来调节。流过晶体管1681的电流是由连接到栅极端的电阻器Ra和Rb所分配的电压来调节的。电阻器Rb被结构成调节器，或者其阻抗是通过微调来调节的。基本上，流经晶体管1681的电流是非常微弱的。
不过，特别的操作方法包括：例如，这样一种方法，该方法通过使晶体管1681很完美来将栅极引线153的电势降低到接近地面电势。通过将栅极引线153的电势降低到接近地面电势，可以截止晶体管组431c中的单元晶体管。即，通过操作晶体管1681，输出端155的输出电流可以被导通或截止。
在上面的示例中，通过微调或调节晶体管(158、154等)可以改变、变化、或调节输出电流等。具体说来，要被调节的晶体管最好按图169所示的那样来结构。图169在概念上示出了要被调节的晶体管1694。晶体管1694具有栅极端1692、源极端1691以及漏极端1693。漏极端1693被分成多个部分(漏极端1693a、1693b、1693c、…)以便于微调。在图169(a)中沿线条A的切断使漏极端1693e截止，从而减小了晶体管1693的输出电流。
图169(a)示出了晶体管1694，其漏极端1693的微调时间间隔不断变化。根据要被微调的电流量，对一个或多个漏极端1693进行微调，以便调节输出电流。在图169(a)中，沿线B对漏极端进行微调。
图170示出了图169的一个变体。图170(a)示出了一个示例，其中栅极端1692被分成1692a和1692b。图170(b)示出了一个示例，其中漏极端1693和源极端1691是带有微调线的(线C、线D)。
特别地，图168、170等中的微调方法对于那些被级联的元件(晶体管等)是有效的。这是因为，经级联连接而被传递的电流大小可以通过微调来调节，从而导致良好的级联连接。上述信息也适用于本发明的其它示例。
尽管在上面的示例中，漏极端1693或源极端1691是一处或多处被微调的，但本发明并不限于此。例如，可以对栅极端1692进行微调。本发明并不限于微调。可以选择将激光或热能引导至晶体管1694的半导体膜上，由此使晶体管1694降级，并由此调节输出电流。此外，图169、170等中的示例并不限于晶体管。它们也可应用于二极管、石英、半导体闸流管、电容器、电阻器等。
如图167所示，如果晶体管尺寸在不同的比特中有所变化(例如，如果晶体管的尺寸正比于比特大小)，则要被微调的长度(例如，漏极端的长度)正比于比特大小。图175(a)、175(b)和175(c)示出了一个示例。
在图175(a)、175(b)和175(c)中，图175(a)对应于低阶比特，175(c)对应于高阶比特。图175(b)介于图175(a)和175(c)之间的中间的比特。低阶比特的微调长度A被结构成短于高阶比特的微调长度C。微调长度正比于晶体管电流中的变化量。因此，对于高阶比特的晶体管而言，微调的量较大。从上面的描述可以看出，不言自明的是，微调长度可以根据晶体管尺寸、比特位置等来改变。即，没必要在不同比特中使晶体管尺寸均一。
图43示出了一个示例，其中为每个比特形成或放置所需数目的单元晶体管154。然而，单元晶体管154要经受制造的变化，从而引起来自输出端155的输出变化。为减小这种变化，有必要调节每个比特的输出电流。为调节输出电流，可以预先形成额外的单元晶体管154，并从输出端155被切断。额外的单元晶体管154没必要具有和其它单元晶体管154相同的尺寸。在尺寸方面，额外的单元晶体管154最好小一些(这样它们将共享输出电流中更小的一部分)。
图171示出了与上面的描述相对应的一个示例。形成三个用于D0比特的单元晶体管154。其中之一是常规的单元晶体管154，另两个是要被调节的、或在必要时通过微调来切断的单元晶体管154(更准确的叫法是调节晶体管)。
同样，形成四个用于D1比特的单元晶体管154。其中的两个是常规的单元晶体管154，而另两个是要被调节的、或在必要时通过微调来切断的单元晶体管154(更准确的叫法是调节晶体管)。相似地，为D2比特形成八个单元晶体管154。其中四个是常规的单元晶体管154，而另外四个是要被调节的、或在必要时通过微调来切断的单元晶体管154(更准确的叫法是调节晶体管)。
因此，对调节晶体管154(在图171中以B来表示)进行微调等，以便调节输出电流。用B来表示的晶体管是沿箭头A所指的线而放置的。结果，在用激光等扫描期间，通过在单个方向中扫描可以对调节晶体管进行微调。这允许快速扫描。
在上面的示例中，输出级是由单元晶体管154等组成的。不过，关于通过微调来调节输出电流的方法，本发明并不限于此。例如，如图172所示，本发明可应用于这样的结构，其中连接到各输出端的输出级是由运算放大器502、晶体管158b、电阻器R1组成的。
图172所示的输出级中的每个都是由运算放大器502、晶体管158b以及电阻器R1组成的。电流的大小是由电阻器R1来调节的，灰度是由从电路862中输出的灰度电压来表示的。
图172中的每个输出级都是通过用激光设备1621的激光1622等对其照射而进行微调的。通过按顺序对各输出级中的电阻器R1进行微调，可以消除输出电流中的变化。
另外，在图172中，输出电流取决于从电路862中输出的模拟电压。不过，本发明并不限于此。如图174所示，8比特数字数据可以通过D/A电路661被转换成模拟电压，并被加在运算放大器502a上。
如图209所示，输出级可以是由晶体管154和晶体管158b组成的电流镜电路，晶体管158b通过与视频数据相对应的电流。每个输出级构成一个电流电路，该电流电路是由D/A电路501、运算放大器502、内置的电阻器R1、晶体管158a等组成的。通过使电阻器R1经受微调等，可以使输出变化最小化。
图210示出了与图209中的结构相似的一个结构。与视频数据相对应的电流Ic从抽样电路862被提供给晶体管158b。晶体管158b和晶体管154组成N倍电流镜电路。
尽管参照图172已提到过电阻器R1是按顺序按要求被微调的，但本发明并不限于此。例如输出级431c可以按要求被微调。通过使端155开始接触测试端1734等并经选择开关1731和共用导线1732把它连接到安培计(电流测量装置)1733，确定是否需要微调。按顺序导通选择开关1731以便将来自输出级431c的电流加在安培计1733上。基于安培计1733上测到的电流值，微调装置1632对晶体管、电阻器等进行微调，并由此将它们调节到预定的值。
上面的示例包括通过对电流输出级等进行微调来改变或调节输出电流变化。不过，本发明并不限于此。例如，如图176所示，通过对用来产生预定值的参考电流的电阻器Ra、Rb等进行微调并由此调节参考电流Ic，可以改变或调节输出电流。
图60等中的电路结构允许较为容易的白色平衡调节。首先，将R、G和B电子调节器501设置到相同的设定值。然后，通过操作外部电阻器R1r、R1g和R1b来调节白色平衡。
使用源极驱动电路(IC)14时，通过将电子调节器501设置到相同的值，便可以由任何电子调节器来实现白色平衡，一旦如此，维持这种白色平衡的同时可以调节显示屏144的亮度。参考数字601表示参考电流电路。
尽管在使用图60中的结构时，电流是从两侧提供给晶体管组431c的，但是上述信息并不限于这种结构。它们也适用于图61所示的单侧电流提供式的结构。当把电子调节器501设置到相同的设定值时，提供操作外部电阻器R1r、R1g和R1b来调节白色平衡。通常，考虑到EL元件的照明效率，将R电路的Icr、G电路的Icg和B电路的Icb设置到预定的比率，便可以实现白色平衡。
使用源极驱动电路(IC)14时，通过将电子调节器501设置到相同的值，便可以由任何电子调节器来实现白色平衡，一旦如此，维持这种白色平衡的同时可以调节显示屏144的亮度。另外，最好为R、G和B形成或安排单独的电子调节器，但这并不是限制性的。例如，当维持好白色平衡时，即便是R、G和B共用单个电子调节器也允许显示屏144的亮度被调节。
通过在源极驱动电路(IC)14中形成或放置电子调节器，本发明允许参考电流由来自源极驱动电路(IC)14外部的数字数据控制来改变或变化。这对电流驱动器而言很重要。在电流驱动中，视频数据正比于流过EL元件15的电流。因此，通过对视频数据进行逻辑处理，可以控制流经所有EL元件的电流。既然参考电流也正比于流经EL元件15的电流，通过数字化地控制参考电流，可以控制流经所有EL元件15的电流。因此，通过基于视频数据来执行逻辑参考电流控制，可以轻松扩展显示亮度的动态范围。
通过改变参考电流，可以改变单元晶体管154的输出电流。例如，假定当参考电流Ic是100微安时，处于导通状态中的一个单元晶体管154的输出电流是1微安。在这种情况下，如果将参考电流Ic设置成50微安，则单元晶体管154的输出电流变为0.5微安。相似的是，如果将参考电流Ic设置成200微安，则单元晶体管154的输出电流变为2.0微安。简言之，单元晶体管154的输出电流Id最好正比于参考电流Ic(参看图62中的实线)。
较佳地，参考电流Ic正比于用来指定参考电流Ic的设定数据。例如，如果当设定数据表示1时参考电流Ic是100微安，则当设定数据表示100时参考电流Ic应该是200微安。简言之，设定数据增加1，参考电流最好增加1微安。
通过使用电子调节器501的设定数据，这种结构允许R、G和B参考电流(Icr、Icg和Icb)在保持线性关系的同时还能不断变化。既然保持好了线性关系，那么一旦使用用于任何参考电流的设定数据来调节白色平衡的话，便针对任何设定数据保持这种白色平衡。通过外部电阻器R1r、R1g和R1b来调节白色平衡(上文描述过)是这种结构的重要特征。
尽管在上面的示例中外部电阻器是用于白色平衡调节的，但不言自明的是，电阻器R1可以被包括在IC芯片中。
此外，如图63所示，可以累加开关S以便调节或控制阻抗。例如在图63(a)中，当选择开关S1时外部电阻器是R1，当选择开关S2时外部电阻器是R2。当同时选择两个开关S1和S2时，外部电阻器R1和R2并联，从而产生相应的阻抗。
图63(b)示出了这样的结构，其中电阻器R1和R2串联，这样可以将两者相加(R1+R2)，或在开关S的控制下可以只启用外部电阻器R1。图63中的结构允许控制参考电流Ic的可变范围，因为这种结构不仅可以调节电子调节器501的设置数据，还可以在开关S的控制之下调节参考电流。这样便可以扩展EL显示屏的亮度调节范围(动态范围)。
根据本发明，电子调节器501这一步骤引起大约3％的参考电流变化。例如，如果参考电流从其基本大小增加3倍并且电子调节器具有64步或6比特，则(3-1)/64＝0.03，即大约3％。
如果每级的参考电流变化太大，则当操作电子调节器时显示屏144的亮度将会变化太大。这将导致可以观察到闪烁。相反，如果每级的参考电流变化太小，则显示屏144的亮度变化也会太小，从而导致亮度调节的动态范围较窄。另一方面，增加级数会直接导致电子调节器501的尺寸增大，由此会增大源极驱动IC 14的尺寸并导致成本上升。
因此，较佳地，每级的参考电流变化在基本电流的1％到8％之间(两端数值都包括)。更佳地，在1％到5％之间(两端数值都包括)。例如，如果电子调节器501是8比特(256级)且参考电流从其基本大小增加10倍，则(10-1)/256＝3.5％。这样便满足了在1％到5％之间(两端数值都包括)这样的条件。
在上面的示例中，已描述了每级的参考电流变化。不过，既然参考电流的变化对应于屏幕亮度的变化，则不言自明的是，每级的参考电流变化转化为每级的显示屏144的亮度变化或阳极(阴极)电流的变化。
尽管在上面的示例中已提到过，单元晶体管154的输出电流Id最好像图62中的实线a所表示的那样正比于参考电流Ic，但是这并不是限制性的。例如，如图62中的虚线b所表示的那样，可以使用非线性的关系(较佳地，在1.8次幂到2.8次幂之间的范围内)。非线性关系(较佳地，在1.8次幂到2.8次幂之间的范围内)的使用带来了参考电流的变化，与之相关的电子调节器501的设计数据接近人类视觉的平方曲线。这导致了良好的灰度特性。
尽管在上面的示例中已提到过，使用电子调节器501的设定数据来改变参考电流，但这并不是限制性的。如图64和65所示，使用电压输入/输出端643可以来改变、调节或控制参考电流。
图50、60及61中的电子调节器501可以像图64中所示的那样来结构，其中梯式电阻器641(电阻器阵列或晶体管阵列)和开关642对应于电子调节器501。梯形电阻器641可以是任何类型，只要它以规则的间隔或预定的增大/减小来调节电压就可以。例如，它可以由“二极管连接式”的晶体管组成或由晶体管的导通阻抗来提供。
较佳地，用来产生参考电流Ic的电子调节器501或用于产生参考电流Ic的装置最好按图500所示的那样结构。图500示出了图65中所示的结构。它并不限于图65中的结构，也可以应用于根据本发明的其它结构。自然，下面所描述的信息也适用于预充电电压Vpc发生电路。
如图500所示，在电子调节器501中，包括在源极驱动电路(IC)14中的电阻器R是以串联的形式形成或放置的。此外，内置的电阻器Ra连接在开关S1和参考电压Vstd之间。内置电阻器Rb连接在开关Sn和接地电压GND之间。参考电压Vstd是精确固定的电压。因此，即便EL显示屏的Vdd电压发生波动，Vstd电压也不会发生波动。这种做法旨在通过防止参考电流Ic发生波动来使显示屏的亮度保持恒定，其中参考电流Ic的波动是由Vstd中的任何变化而引起的。
既然电阻器Ra、R和Rb是多晶硅电阻器并像上述那样包括在源极驱动电路(IC)14中，则即便源极驱动电路(IC)14中的单个多晶硅电阻器的薄层电阻发生波动，电阻器Ra、R和Rb的相对值也不会发生波动。因此，源极驱动电路(IC)14免受参考电流Ic变化的影响。
R参考电流Icr取决于电子调节器501的输出电流和电阻器R1r。G参考电流Icg取决于电子调节器501的输出电流和电阻器R1g。B参考电流Icb取决于电子调节器501的输出电流和电阻器R1b。参考电压Vstd是在R、G和B中共用的，而白色平衡是由电阻器R1r、R1g和R1b来调节的。对于电子调节器501而言，内置的电阻器Ra、R和Rb达到相同的相对值，并且电压被设置成Vstd。这便可以在源极驱动电路(IC)14中使参考电流Icr、Icg和Icb保持不变并具有高精度。用来改变参考电流Ic的IDATA是由控制电路(IC)760来控制的。
电阻器R1r、R1g和R1b是外部电阻器或外部可变电阻器。如果参考电压Vstd没有被使用，或如果期望着改变或调节与参考电压Vstd相对应的电压，则最好将开关SW1设计成允许外部电压Vs被加上。此外，最好将开关SW2设计成允许要被加上的外部电压Va去改变开关S1的电势。此外，尽管图500中没有示出，但是在源极驱动电路(IC)14的外部提供了电压加载端，以允许对开关Sn的输出电压做出改变。
现在主要参照图501，除了对源极驱动电路(IC)14进行描述之外，还将对使用源极驱动电路(IC)14的EL显示装置(EL显示屏)进行描述。源极驱动电路(IC)14包括：晶体管158ar，它规定要被加在红色像素上的参考电流Icr；晶体管158ag，它规定要被加在绿色像素上的参考电流Icg；晶体管158ab，它规定要被加在蓝色像素上的参考电流Icb；以及控制装置501(501a和501b)，它用于控制晶体管158ar、晶体管158ag和晶体管158ag，其中该控制装置501(501a和501b)按比例改变参考电流Icr、参考电流Icg以及参考电流Icb的大小。
如图501所示，最好也可以由加在DA转换电路501b上的数据来改变参考电压Vstd。此外，如图502所示，由晶体管158和运算放大器组成恒流电路所产生的电流Ir可以通过电子调节器501的内置电阻器R，以便允许改变端b所输出的电压。
除了电压输入/输出端643的结构或系统之外，由梯形电阻器641和开关电路642组成的结构或系统也可以应用于图75中的预充电结构、图146和147中的颜色管理和处理结构、图140、141、143、607等中的电压编程结构。
此外，图64和65所示的结构也可以应用于图56和57所示的结构。它们也可以应用于像图50所示的结构，其中参考电流是从两侧加在源极驱动电路(IC)14上的。此外，不言自明的是，它们可以应用于图46和61所示的结构。
在图64中，晶体管158ar产生用于R电路的参考电流Icr，晶体管158ag产生用于G电路的参考电流Icg，晶体管158ab产生用于B电路的参考电流Icb。
在图64中，在用于R、G和B的三种开关电路中共用梯形电阻器641。这会减小梯形电阻器641在源极驱动电路(IC)14中的形成面积。
在图64和65中，开关电路642的设定数据允许在改变R、G和B参考电流(Icg、Icb和Icr)的同时还保持着线性关系。既然线性关系还保持着，则一旦使用对应于任何参考电流的设定数据来调节白色平衡，则对于任何设定数据而言，该白色平衡都将保持着。这种结构使得可以通过调节外部电阻器R1r、R1g和R1b来实线白色平衡。
在图64中，电压输入/输出端643被用来输入来自源极驱动电路(IC)14的模拟电压。该模拟电压允许改变或调节参考电流Ic。这便可以在不使用开关电路642的情况下除了调节显示屏144的亮度之外还可以调节白色平衡。
图346示出了图65的变体。在图346中，在用于红色、绿色、蓝色的参考电流发生电路中共用电子调节器501。由内部或外部电阻器R(R1对应于红色，R2对应于绿色，R3对应于蓝色)或源极驱动电路(IC)14的内置电阻器来调节R、G和B参考电流的大小，以便维持白色平衡。如果电阻器R是内置类型，则它们是通过微调等来调节的，这样便可以实现白色平衡。当然，外部电阻器R可以是调节器。
此外，电阻器R可以是任何类型的，只要它们能够提供调节或设置参考电流的手段即可。它们可以是像齐纳二极管、晶体管或半导体闸流管这样的非线性元件。此外，它们可以是像恒压调节器或开关电源这样的电路或元件。正温度系数热敏电阻、热敏电阻器、或其它元件可以被用来替代电阻器R。这些元件除了可以调节或设置参考电流之外还将允许温度补偿。此外，可以使用用来产生参考电流的恒流电路。
在图346中，电子调节器501中的开关是由IDATA(参考电流设定数据)指定的，并且Vx电压(参考电流设置电压)是从电子调节器501中输出的。Vx电压被加在运算放大器502(502R对应于红色，502G对应于绿色，502B对应于蓝色)的正端上。因此，对应于红色的参考电流是由Icr＝Vx/R1给出的，对应于绿色的参考电流是由Icg＝Vx/R2给出的，对应于蓝色的参考电流是由Icb＝Vx/R3给出的。这些参考电流被用来实现白色平衡。此外，这些参考电流确定R、G和B编程电流的大小(参看图60、61等)。另外，可以以相对较长的间隔来设置参考电流，比如每隔一个帧(每隔半帧)，因为要有足够的时间根据变化着的屏幕(图像)来设置参考电流。
R、G和B参考电流的大小随IDATA变化，而IDATA的大小以及R、G和B参考电流在保持线性关系的同时不断变化。因此，即便IDATA有所变化，白色平衡仍然可以保持。此外，显示屏144的亮度变化是与IDATA的大小成比例的(假设负荷比保持为常数)。即，IDATA允许在保持白色平衡的同时线性地控制显示屏144的亮度。这种线性变化使得这种控制方法与负荷比控制相结合之后用起来非常容易(参看图93到116等)。这便是本发明的一个有用的特征。其它要点皆与图64、65等相同，所以有关描述将省略。
使用图346中的结构时，随着电子调节器501的运转，R、G和B参考电流中的比率同时变化(它们的比率保持不变)。图526中的结构允许R参考电流Icr、G参考电流Icg和B参考电流Icb单独变化。通过改变开关Sr1到Sr3中闭合开关的数目，可以改变R参考电流Icr。源极驱动电路(IC)14中的2比特外部端Sa(未示出)被用于选择，究竟开关Sr1到开关Sr3中哪些应该截止/导通。如果在用于R的端Sa中输入的数据是0，则所有的开关Sr1到Sr3都导通。因此，参考电流Icr是0，也没有编程电流Iw输出。如果在用于R的端Sa中输入的数据是1，则一个开关Sr1闭合而开关Sr2和Sr3导通。结果，1倍的参考电流Icr流出，1倍的编程电流从端431cr中输出。此外，根据源极驱动电路(IC)14的控制状态，输出1倍的过载电流Id。
相似的是，如果在用于R的端Sa中输入的数据是2，则开关Sr1和开关Sr2闭合而开关Sr3导通。因此，2倍的参考电流Icr流出，2倍的编程电流从端431cr中输出。此外，根据源极驱动电路(IC)14的控制状态，输出2倍的过载电流Id。如果在用于R的端Sa中输入的数据是3，则所有的开关Sr1、Sr2和Sr3全部闭合。因此，3倍的参考电流Icr流出，3倍的编程电流从端431cr中输出。此外，根据源极驱动电路(IC)14的控制状态，输出3倍的过载电流Id。
相似的是，通过改变开关Sg1到Sg3中闭合开关的数目，可以改变G参考电流Icg。与源极驱动电路(IC)14中的G相对应的2比特外部端Sa(未示出)被用于选择究竟开关Sg1到开关Sg3中哪些应该截止/导通。如果在用于G的端Sa中输入的数据是0，则所有的开关Sg1到Sg3都导通。因此，参考电流Icg是0，也没有编程电流Iw从端431cg中输出。也没有输出过载电流Id。如果在与G相对应的端Sa中输入的数据是1，则一个开关Sg1闭合而开关Sg2和Sg3导通。因此，1倍的参考电流Icg流出，1倍的编程电流从端431cg中输出。此外，根据源极驱动电路(IC)14的控制状态，输出1倍的过载电流Id。
如果在与G相对应的端Sa中输入的数据是2，则开关Sg1和开关Sg2闭合而开关Sg3导通。因此，2倍的参考电流Icg流出，2倍的编程电流从端431cg中输出。此外，根据源极驱动电路(IC)14的控制状态，输出2倍的过载电流Id。如果在与G相对应的端Sa中输入的数据是3，则全部的开关Sg1、开关Sg2和Sg3都闭合。因此，3倍的参考电流Icg流出，3倍的编程电流从端431cg中输出。此外，根据源极驱动电路(IC)14的控制状态，输出3倍的过载电流Id。
B也是相似的，通过改变开关Sb1到Sb3中闭合开关的数目，可以改变B参考电流Icb。与源极驱动电路(IC)14中的B相对应的2比特外部端Sa(未示出)被用于选择究竟开关Sb1到开关Sb3中哪些应该截止/导通。如果在用于B的端Sa中输入的数据是0，则所有的开关Sb1到Sb3都导通。因此，参考电流Icb是0，也没有编程电流Iw从端431cb中输出。也没有输出过载电流Id。
如果在与B相对应的端Sa中输入的数据是1，则一个开关Sb1闭合而开关Sb2和Sb3导通。结果，1倍的参考电流Icb流出，1倍的编程电流从端431cb中输出。此外，根据源极驱动电路(IC)14的控制状态，输出1倍的过载电流Id。
如果在与B相对应的端Sa中输入的数据是2，则开关Sb1和开关Sb2闭合而开关Sb3导通。因此，2倍的参考电流Icb流出，2倍的编程电流从端431cb中输出。此外，根据源极驱动电路(IC)14的控制状态，输出2倍的过载电流Id。如果在与B相对应的端Sa中输入的数据是3，则全部的开关Sb1、开关Sb2和Sb3都闭合。因此，3倍的参考电流Icb流出，3倍的编程电流从端431cb中输出。此外，根据源极驱动电路(IC)14的控制状态，输出3倍的过载电流Id。
在图64、65等中，这样来结构开关电路642，使得当设置数据是0时，所有的开关都导通。因此，当开关电路642的设置数据是0时，电压输入/输出端642的输入电压被启用。当开关电路642的设置数据不是0时，来自梯形电阻器641的电压便被输入到运算放大器502的正端。
电压输入/输出端643也用作开关电路642的输出电压的监控端。即，当来自梯形电阻器641的选择电压被开关电路642选中时，电压输入/输出端643可以监控所选中的电压中的哪一个被输入到运算放大器502中。
在图64中，需要较大的芯片面积，因为在梯形电阻器641(增加电压输出装置)和开关电路642之间有数目较大的导线。图65示出了这样一个实施例，其中单个开关电路642被用于R、G和B。这种结构也可以实现白色平衡调节等，而同时不会有什么实际操作方面的问题。
上面的示例包括，使用数字设置数据来改变电子调节器501和开关电路642的设置。不过，本发明并不限于此。例如，如图66(a)和66(b)所示，通过使用数模转换电路(D/A电路)来改变(变化)运算放大器502的输入电压(以点C来表示)，便可以控制参考电流Ic。
图371示出了用来调节或控制参考电流的结构或系统的另一个示例。R、G和B参考电流是由电阻器R1(R1r、R1g和R1b)来确定的，电阻器R1也用来调节白色平衡。参考字符R1(R1r、R1g和R1b)表示外部电阻器。
电阻器Rs也是外部电阻器。通过改变电阻器Rs，便可以在保持白色平衡的同时调节源极驱动IC 14中的亮度。因此，通过调节电阻器Rs，可以轻松将多个源极驱动IC 14级联起来。电阻器Rs可以是调节器。其阻抗可以通过微调来调节。或者，可以使用电子调节器来调节或改变。
图378示出了这样一种结构，其中由电子调节器501b来改变电阻器R1的端电压。电子调节器501b是由DATA来调节的。电子调节器501bR的输出电压被加在电阻器R1r的一个端上。可以由8比特RDATA来改变电子调节器501bR的输出电压。因此，参考电流Ir是由RDATA来改变的。
相似的是，电子调节器501bG的输出电压被加在电阻器R1g的一个端上。可以由8比特GDATA来改变电子调节器501bG的输出电压。因此，参考电流Ir是由GDATA来改变的。同样，电子调节器501bB的输出电压被加在电阻器R1b的一个端上。可以由8比特BDATA来改变电子调节器501bB的输出电压。因此，参考电流Ir是由BDATA来改变的。
上述结构使得通过控制电子调节器501b便可以调节白色平衡和参考电流。
图379示出了图377的一个变体。电子调节器被用作电阻器Rs。电子调节器501被包括在源极驱动电路(IC)14中。电子调节器501的输出电流是可以由SATA来改变或控制的。电阻器R1(R1r、R1g和R1b)的端电压是可以由SATA来控制的。R、G和B参考电流是由电阻器R1(R1r、R1g和R1b)来确定的。电阻器R1(R1r、R1g和R1b)被用来调节白色平衡。电阻器R1(R1r、R1g和R1b)被安装在外部。其它信息与图377相同或相似，因此有关描述将省略。
上面的示例可以彼此结合或与本发明的其它示例结合。
特别地，使用如图44所示的源极驱动电路(IC)14，当图像被显示在显示屏上时，加在源极信号线18上的电流使源极信号线18的电势发生波动，转而又使源极驱动IC 14的栅极引线153发生摆动(参看图52)。如图52所示，在加在源极信号线18上的视频信号发生变化的时间点处，在栅极引线153上进行链接操作。既然栅极引线153的电势被链接操作改变，则单元晶体管154的栅极电势也发生变化，从而导致输出电流发生波动。特别地，栅极引线153中的电势波动沿栅极信号线14的串扰(水平串扰)。
上述波动(栅极引线153的链接操作(参看图52))也与源极驱动IC 14的电源电压有关。即，电源电压越高，链接操作的浪涌高度越大。在最坏的情形中，电源电压也会振荡。栅极引线153的电压稳态值是在0.55到0.65V之间。因此，即便是轻微的链接操作也会使输出电流发生极大的波动。
图67示出了当源极驱动IC 14的电源电压是1.8V时基于该数值栅极引线的电势波动比。该波动比率随源极驱动IC 14的电源电压的增加而增加。可允许的波动比率范围大约是3。再高一点的波动比率会引起水平串扰。当源极驱动IC 14的电源电压在13到15V之间或更高时，与电源电压有关的波动比率有变大倾向。因此，源极驱动IC 14的电源电压应该在13V或更小。
另一方面，为了使驱动晶体管11a从白色电流转换到黑色电流，有必要对源极信号线18的电势作出某些幅度改变。所要求的幅度变化范围是2.5V或更大。它比电源要小些，因为源极信号线18的输出电压不能超过电源电压。
因此，源极驱动IC 14的电源电压应该在2.5V到13V之间(两端数值都包括)。更佳地，源极驱动IC 14的电源电压(工作电压)是在6到10V之间(两端数值都包括)。使用该范围便可以使栅极引线153中的波动保持在规定的范围内，消除水平串扰，从而实现正确的图像显示。
栅极引线153的引线阻抗也会带来问题。在图47中，栅极引线153的引线阻抗(欧姆)就是贯穿从晶体管158b1到晶体管158b2这段长度的引线的阻抗值，或者就是栅极引线贯穿其长度的阻抗值。此外，在图46中，它便是贯穿从晶体管158b(晶体管组431b)到晶体管组431cn这段长度的引线的阻抗值。
栅极引线153的瞬时现象的大小也取决于一个水平扫描周期(1H)，因为周期1H越短，瞬时现象的影响越大。引线阻抗(欧姆)越大，瞬时现象越容易发生。这种现象提出了一个问题，该问题尤其针对具有图44到47所示的单级电流镜连接结构的源极驱动电路(IC)14，其中栅极引线153较长并且与大量单元晶体管154相连。
在图68中，横轴表示栅极引线153的引线阻抗(欧姆)与一个水平扫描周期(1-H周期)T(秒)的乘积(R×T)，纵轴表示波动比。当R×T＝100时，波动比视为1。从图68中可以看出，当R×T＝5或更小时，波动比有变大的倾向。当R×T＝1000或更大时，波动比也有变大的倾向。因此，(R×T)最好在5到1000之间(两端数值都包括)。此外，(R×T)在10到500之间(两端数值都包括)则更好。
负荷比还带来一个问题，因为它与源极信号线18的波动的增加有关。随后将对负荷比进行描述。负荷比在此处被定义为间歇式驱动的比率。以Sc(平方微米)表示每个晶体管组431c中所有单元晶体管154的总面积(其中总面积是每个晶体管组431c中的单元晶体管154的W和L乘以单元晶体管154的数目)。
在图69中，横轴表示Sc×负荷比，纵轴表示波动比。从图69中可以看出，当Sc×负荷比等于500或更大时，波动比有增大的倾向。波动比的可允许范围是3或更小。因此，Sc×负荷比最好等于500或更小。
波动的可允许范围对应于数值为500或更小的Sc×负荷比。当Sc×负荷比等于500或更小时，负荷比落在可允许的范围内，栅极引线153的电势波动极小。这样便可以消除水平串扰，使输出变化保持在可允许的范围内，从而实现正确的图像显示。当Sc×负荷比等于500或更小时，波动比果真落在可允许的范围内。不过，将Sc×负荷比减小到50或更小并没有任何效果。相反，IC 14的芯片面积增大了。因此，Sc×负荷比最好在50到500之间(两端数值都包括)。
在根据本发明的源极驱动电路(IC)14中，与单元晶体管组431c一起组成电流镜电路的晶体管158b、或由晶体管158b组成的晶体管组431b(参看图48和49)最好满足图70所示的关系。
以Ic表示提供给晶体管158b或由晶体管158b组成的晶体管组431b的电流(参看图48和49)，以Id表示从每个晶体管组431c中输出的电流。电流Id就是被输出给源极信号线18的编程电流(反向电流或放电电流)，当晶体管组431c中所有的单元晶体管154都被选中时，电流Id才流动。因此，电流Id被加在像素16上时，所对应的应该是最高灰度。
如果像图46所示的那样有一个158b，则Ic就是所示的那样。如果，有多个晶体管158(或多个晶体管组)，则这些电流的和才是Ic。具体来讲，在图47中，Ic＝Ic1+Ic2。这样，电流Ic就是流经晶体管组431b的电流Ic的总和，该晶体管组431b与晶体管组431c一起组成电流镜电路。
Id和Ic的比率(Ic/Id)应该是5或更大。在图70中，纵轴表示串扰比。串扰是这样一种现象，源极信号线18的电势变化通过源极驱动电路(IC)14的栅极引线153传播，从而导致显示屏144上出现水平干扰。当图像从白色显示变为黑色显示或从黑色显示变为白色显示时(即白色窗口显示的上沿和下沿)，容易发生串扰。当Ic/Id低于5时，串扰急剧加强(串扰比增加)，但是当Ic/Id在5以上时，曲线的斜率不断变小。
从图70中可以看出，Ic/Id应该大于等于5。不过，Ic/Id等于100或更大则不够现实，因为这会增大由晶体管158b组成的晶体管组431b的尺寸。因此，Ic/Id应该在5到100之间(两端数值都包括)，更佳地，是在8到50之间(两端数值都包括)。
在确定Ic/Id时也应该考虑水平扫描时间，因为随着水平扫描周期H变短，栅极引线153的时间常数需要被减小。一个水平扫描周期可以被视为将编程电流(编程电压)写入像素行所要求的周期。即，一个水平扫描周期是这样一个周期，在该周期内选择像素并将电流(电压)写入该像素16。对于同时选择两行像素行这样的驱动方法而言，上述周期对应于两个水平扫描周期。
如果一个水平扫描周期H(选择一行像素行所需的时间)就是H毫秒，，则最好满足下面的关系式。另外，Ic和Id的单位是微安。
0.3≤(Ic×H)/Id≤6.0
更佳地，要满足下面的关系式。
0.5≤(Ic×H)/Id≤5.0
更佳地，要满足下面的关系式。
0.6≤(Ic×H)/Id≤3.0
通过设置Ic和Id电流以及设计晶体管组431或单元晶体管154、158使得上面的关系式都成立，便可以使串扰达到最小。
例如，对于QVGA板而言，H＝1000(ms)/(60(Hz)×240(像素行))＝0.07(ms)。如果Ic＝18微安并且最大编程电流Id＝1微安，则(Ic×H)/Id＝(18×0.07)/1＝1.3。这满足了上面的方程。
对于XGA板而言，H＝0.025(ms)。如果Ic＝18微安并且最大编程电流Id＝1微安，则(Ic×H)/Id＝(60×0.025)/1＝1.5。这满足了上面的方程。
H是一个固定的值，它表示显示屏上像素行的数目。Id是编程电流的最大值。如果显示屏上的EL元件的效率和显示亮度已确定，则Id就是一个固定的值。因此，Ic可以被确定，使得上面的方程都可以被满足。例如如果H＝0.07(ms)并且Id＝1微安，则满足0.3≤(Ic×H)/Id≤6.0的Ic在4到86微安(两端数值都包括)。如果H＝0.025(ms)并且Id＝1微安，则满足0.3≤(Ic×H)/Id≤8.0的Ic在12到240微安(两端数值都包括)。
尽管在上面的示例中，输出级是由单元晶体管154组成的晶体管组431c来提供的，但是本发明并不限于此。这也适用于随后描述的图160到170中的结构。上面的信息也可以应用于本发明下面的部分内容。
在晶体管组431c中，输出电流的大小是与输出变化有关的。输出电流越大，输出变化越小。图182示出了这种关系。当输出电流增加10倍时，输出变化大约减小到1/2(＝0.5)，当输出电流增加100倍时，输出变化大约减小到1/4(＝0.25)。
在一个输出级中，输出电流的变化与晶体管(或由单元晶体管154组成的晶体管组431c)的面积Sc(WL或提供一个输出电流的多个晶体管的总面积Sc)有关。图183示出了上述关系，即产生预定输出变化所需的晶体管面积Sc和输出电流之间的关系。输出电流越大，产生预定输出变化所需的晶体管面积Sc就越小。当输出电流增大10倍时，晶体管面积Sc大约为1/2(＝0.5)。当输出电流增加100倍时，产生预定输出变化所需的晶体管面积Sc大约减小到用来的1/4(＝0.25)。
作为本发明的研究成果，一个端的输出电流的最大值最好设置在0.2微安到20微安(两端数值都包括)。输出电流为0.2微安或更小是不切实际的，因为输出变化较大。输出电流为20微安或更大也是无法令人满意的，因为输出变化较大：它导致栅极端电压增加而源极端电压减小，从而必须要增加IC的耐压。另外，最大输出电流是对应于最高灰度的，例如如果有256位灰度，则所对应的是第255级灰度，如果有64位灰度，则所对应的便是第63级灰度。
从在本发明的研究中所发现的若干关系式来看，图182和183也有所示出，最好是要满足下面的条件。
500≤Sc×Id≤10000
其中Id(微安)是最大输出电流，Sc(平方微米)输出级中的晶体管(或由单元晶体管154组成的晶体管组431c)的面积(WL或一起提供一个输出电流的所有晶体管的总面积)。更佳地，应该满足下面的关系式：
800≤Sc×Id≤8000
更佳地，应该满足下面的关系式：
1000≤Sc×Id≤5000
如果上述条件被满足，则邻近输出端155之间的输出电流变化可以减小到1％或更小。这样所提供的性能足够应对实际操作中的种种问题。
尽管在上面的示例中，是由单元晶体管154组成的晶体管组431c来提供输出级，但本发明并不限于此。这也适用于随后描述的图160到170中的诸多结构。上述信息也适用于本发明后面的部分内容。
因此，此处所描述的信息可以彼此组合或与本发明的其它示例组合。此处不再描述所有可能的组合，因为这样做是不太可能的。
参照图47已提到过，通过调节流经晶体管158b1的参考电流Ic1以及流经晶体管158b2的参考电流Ic2，可以像图212所示的那样适当地将源极驱动IC14a和14b级联起来。
为便于级联连接，源极驱动IC 14像图208所示的那样通过级联导线2081而连接起来。级联导线2081是放在阵列30上的。
级联导线2081可以像图249(a)所示的那样被被结构成单独地将参考电流输入到不同的源极驱动电路(IC)14，或被结构成从不同的源极驱动电路(IC)14中单独地输出参考电流；级联导线2081可以像图249(b)所示的那样被被结构成在源极驱动电路(IC)14a和源极驱动电路(IC)14b之间传递参考电流。为了通过图249(b)所示的级联导线2081来传递对应于不同比特的参考电流(参看图199、230、246等)，排列端(I0到I5)时要防止级联导线彼此交叉。
在图249中，该级联结构中的电流从源极驱动电路(IC)14a被传递到源极驱动电路(IC)14b。因此，在级联连接中，不言自明的是，电流可以是在相邻的源极驱动电路(IC)14之间按顺序传递(参看图400)，也可以是从主源极驱动电路(IC)14传递到各从属源极驱动电路(IC)14。在这种情况下，一个帧或多个帧周期可以被分割，可以以“时间-分配(time-shared)”为基础来传递该级联结构中的电流。
为了正确排布级联导线2683，可以像图582那样来结构源极驱动IC，其中在每个源极驱动IC的一个末端处放置或形成一个参考电流源，而用于级联的电流源则放置在另一端。
级联导线2081并不限于形成于阵列板71上。例如，如图583所示，可以通过形成于挠性板1802上或印刷板上的级联引线图样2081，来实现级联连接。如图584所示，当通过COF技术来安装源极驱动IC 14时，可以通过在COF膜上形成级联导线2081，将多个源极驱动IC级联起来。
如果有必要调节参考电流，则如图250所示可以在级联导线2081a和2081b之间形成由晶体管等组成的“微调器-调节器”2501。通过从激光器件1621中发出激光1622等，“微调器-调节器”2501调节参考电流的大小。“微调器-调节器”2501可通过多晶硅技术等形成于源极驱动电路(IC)14中或形成于基板30上。
对于经级联连接而传递的参考电流而言，要求具有一定的精度。因此，根据本发明，在级联部分中用来输出参考电流的电源是通过微调来进行调节的，以便输出预定的参考电流。使用了激光微调。
为实现良好的级联连接，有时候在制造之后有必要测量源极驱动IC 14的特性。如果诸多特性可以被测得，则通过微调等便可实现调节或处理。下面将对根据本发明的一种测量源极驱动电路(IC)14特性的方法进行描述。此外，它可以测量(确定)相邻源极信号线18之间的输出电流变化。
如图299(a)所示，源极驱动电路(IC)14具有用于级联连接的端155。用于级联连接的参考电流IcR(对应于红色)被输出到端155a。用于级联连接的参考电流IcG(对应于绿色)被输出到端155b。用于级联连接的参考电流IcB(对应于蓝色)被输出到端155c。参考电流Ic表示源极驱动IC 14的特性。参考电流Ic越小，编程电流Iw便越小。另一方面，参考电流Ic越大，编程电流Iw便越大。
因此，如图299(b)所示，通过将阻抗已知的电阻器R连接到端155并测量端155的电压，可以确定源极驱动IC 14的特性。或者，通过将安培计直接连接到端155上，便可以测得参考电流Ic。
上面的示例包括在级联电路的电流输出端测量源极驱动电路(IC)14的特性等。不过，本发明并不限于此。如图300所示，可以形成、构建或放置专用于测量诸多特性的端155。
在图300中，将用于测量诸多特性的晶体管组431c(431cR(红色)，431cG(绿色)，431cB(蓝色))安装在用于将编程电流Iw输出给源极信号线18晶体管组431c的旁边。既然晶体管组431cR、431cG和431cB形成于晶体管组431c的旁边，那么它们所具有的特性几乎和后者相同。因此，通过像图301(b)所示的那样将阻抗已知的电阻器R连接到端155并测量端155(a、b和c)的电压，便可以确定源极驱动IC 14的特性。或者，通过将安培计直接连接到端155上，便可以测得参考电流Ic。
如图301(b)所示，电阻器R可以被包括在IC芯片14中。不过，当电阻器R被包括时，它们最好被微调到已知的阻抗。通过将端155d设置为预定的电势(图301中的接地电势)，图301(b)中的结构便允许对端155a、155b和155c的电压进行测量。这样便可以测量或预测连接到源极驱动IC 14的端155上的晶体管组431c的特性。此外，还可以估算、预测或测量出这些通过级联连接而获得的特性。
在图301的示例中，测量了连接到端155上的晶体管组431c等。一种相似的结构允许对级联连接的性能和特性进行评估。图302示出了这种结构的一个示例。在图302中，电阻器R被包括在芯片14中。电阻器R已被微调到预定的阻抗。因为开关S(Sa、Sb和Sc)已闭合，所以参考电流Ic流入电阻器R。这样便可以基于端155的输出电压来测量参考电流的值。在测量之后，参考电流Ic(IcR、IcG和IcB)被调节到预定的值。根据本发明的源极驱动电路(IC)14可以规定RGB白色平衡，并可以通过将参考电流Ic调节到预定的值来实现将RGB白色平衡调节到预定的值。此外，既然编程电流Iw可以被调节到预定的值，那么图像的显示亮度也可以被调节到预定的值。因此，非常重要的便是将参考电流Ic设置成预定的值。
为解决这个问题，如图303所示，本发明使用电子调节器501来单独调节R、G和B参考电流。此外，它还使用闪存3031，以便通过调节和固定电子调节器501的值来将参考电流Ic设置成预定的值。通过将FDATA(FDATAR、FDATAG和FDATAB)重新写入闪存3031，便可以固定或暂时保持电子调节器501(501R、501G和501B)的值。因此，参考电流Ic(IcR、IcG和IcB)可以被轻松调节到预定的值。如图306所示，通过直接测量参考电流Ic或通过测量显示屏144的显示亮度，可以确定用于调节的目标值。
尽管参照图303已提到过，通过用闪存3031将电子调节器501调节到预定的值，便获得了参考电流Ic的目标值，但是本发明并不限于此。例如，如图304所示，使用外部调节器VR(VR1对应红色，VR2对应绿色，VR3对应蓝色)可以调节参考电流Ic。如图305所示，在电流源I(Ia，Ib，Ic)上，可以调节流经晶体管158(参看图58，59，60等)的参考电流Ic(IcR，IcG，IcB)。
参照图47已提到过，参考电流Ic1和Ic2被调节过。不过，如果栅极引线153所具有的阻抗高于预定的值，则输出电流的斜率像图47所示的那样被校正，即便流过晶体管158b1的参考电流Ic1和流过晶体管158b2的参考电流Ic2是等值的。
为便于理解，将引用具体数字进行描述。假定Ic1＝Ic2＝10微安。此外，假定晶体管158b1的栅极端电压V1＝0.6V，晶体管158b2的栅极端电压V2＝0.61V。流过晶体管158b1的参考电流与流过晶体管158b2的参考电流之间的差值必须保持在1％以内，大小为10微安的参考电流的1％就是0.1微安。因此，(V2-V1)/0.1(μA)＝(0.61-0.60)(V)/0.1(μA)＝100(KΩ)。因此，如果栅极引线153的阻抗被设为100(KΩ)，则调节输出电流的斜率并使相邻的IC 14的输出电流之间的差值保持在1％。
栅极引线153的阻抗越高，校正电流Id可能就越小。不过，栅极引线153的阻抗若太高，则会增大图52中链接的浪涌高度，从而导致显著的水平串扰。因此，对于栅极引线153而言，存在一个适当的阻抗范围。
本发明的特征在于，所有的或者至少是部分的栅极引线153是由多晶硅制成的。较佳地，除了与单元晶体管154的栅极端相接触的诸多点或其近旁之外，栅极引线153还是用多晶硅制作。通过调节栅极引线153的宽度或通过使其弯曲，栅极引线153被结构成具有所期望的阻抗。
通过将栅极引线153的阻抗减小到预定的值或小于该预定的值，通过增大晶体管158b的总面积Sb(或晶体管组431b的总面积Sb)，或者通过增加参考电流Ic，都可以减少栅极引线153的链接操作。
以S0表示每单位输出所对应的单元晶体管154的面积(在一个晶体管组431c中的单元晶体管154的总面积)，以Sb表示晶体管组431b中诸多晶体管158b的总面积(或者当像图44所示的那样有多个晶体管组431b时，Sb表示这些晶体管组431b中诸多晶体管158b的总面积)。
图71示出了由横轴所表示的Sb/S0与由纵轴所表示的可允许的栅极引线阻抗(KΩ)之间的关系。可允许的范围(栅极引线153不必经受链接)对应于图71中实线以下的区域。换句话说，在该范围中，从实践的角度看水平串扰是尚可允许的。
在图71中，横轴表示每单位输出所对应的晶体管组431b的总尺寸Sb比上单元晶体管154的尺寸S0的比值(如果有64位灰度，则有63个单元晶体管)。如果S0是固定值，则栅极引线153的可允许的阻抗随Sb的增加而增加。这是因为栅极引线153的阻抗随Sb的增加而减小，从而导致稳定性变差。
因为需要在产生所需的输出电流(编程电流)的同时还要将输出变化减小到某一水平或低于该水平，所有S0的设计范围较窄。另一方面，还有设计方面的限制要将栅极引线153的阻抗设定为预定的值。
增大栅极引线153的阻抗包括这样的问题，即要减小导线宽度，这样除了稳定性的问题之外，导线也容易弄断。此外，增大Sb会增大芯片面积，从而导致成本上升。因此，从IC 14的尺寸来看，Sb/S0最好小于等于50。此外，因为链接操作的问题及其它限制，为实现栅极引线153的稳定设计，Sb/S0最好大于等于5。因此，应该满足关系式5≤Sb/S0≤50。
从图71中(实线)可以看出，比率Sb/S0越小，实线曲线的斜率越缓和。当Sb/S0≥15时，该斜率趋于变为定值。因此，当5≤Sb/S0≤15时，栅极引线153的阻抗应该小于等于400(KΩ)。当15≤Sb/S0≤50时，该阻抗应该是Sb/S0×24(KΩ)。例如，当Sb/S0＝50时，该阻抗应该是50×24＝1200或(KΩ)更小些。
流经晶体管158b的参考电流Ic与可允许的栅极引线阻抗有一定的关联。这是因为当从晶体管158b的角度来看栅极引线153时，会发现参考电流Ic越大，阻抗越小。图72示出了这种关系。在图72中，横轴表示流经晶体管158b(或晶体管组431b)的参考电流Ic(微安)，纵轴表示可允许的栅极引线阻抗(KΩ)。图72中实线以下的区域是可允许的范围(在该范围中，栅极引线153不必经受链接操作)。换句话说，在该范围中，从实践的角度看水平串扰是尚可允许的。
增大参考电流Ic便可提高栅极引线153的稳定性。不过，这会增加源极驱动IC 14所消耗的无功电流的量，并使栅极引线153的电势有所上升。考虑到这一点，参考电流Ic应该小于等于50微安。
减小参考电流Ic会降低栅极引线153的稳定性。因此，栅极引线153的阻抗必须降低。不过，低于某一水平的参考电流会使单元晶体管431c的输出电流的变化增大，从而降低输出电流的稳定性。考虑到这一点，参考电流Ic应该大于等于2微安。因此，流过晶体管158b的参考电流Ic应该在2到50微安之间(两端数据都包括)。图72中的曲线图(实线)可以由两根直线来近似。当2微安≤Ic≤15微安时，栅极引线153的阻抗(兆欧)应该小于等于0.04×Ic(兆欧)。例如，如果Ic＝15微安，则栅极引线153的阻抗应该小于等于0.6(＝0.04×15)兆欧。
当15≤Ic≤50微安时，栅极引线153的阻抗(兆欧)应该小于等于0.25×Ic(兆欧)。例如，如果Ic＝50(微安)，则栅极引线153的阻抗应该小于等于0.025×50＝1.25兆欧。
选择一行像素行所用的周期(一个水平扫描周期(1H))与栅极引线153的的阻抗R(千欧)乘以栅极引线153的长度D(米)有关。即，1H周期越短，让栅极引线153的电势回到正常值所允许的时间就越短。此外，如图47所示，随着栅极引线153的长度D(＝驱动IC芯片的长度)不断增大，与晶体管158b离得最远的单元晶体管组431c的电势波动会超出可允许的范围。
假定这种现象的发生是起因于单元晶体管154和源极信号线18之间的寄生电容。这意味着随着源极驱动IC 14的芯片长度D不断增大，有必要在考虑栅极引线153的阻抗的同时，还要考虑由寄生电容引起的栅极引线153的电势波动。
在图73中，横轴表示一个水平扫描周期(微秒)，纵轴表示栅极引线阻抗(KΩ)与芯片长度D(米)的乘积。图73中实线以下的区域是可允许的范围。大小为9((KΩ)×m)的R×D对应于源极驱动IC 14的制造极限。在这个界限以上，源极驱动IC 14变得太过昂贵，不便于实用。另一方面，如果R×D小于等于0.05，则电流Id变得太大，这样相邻的输出电流之间的差值也变得太大。因此，R×D应该在0.05和9之间(两端数据都包括)。
如果P型沟道晶体管被用作像素16的晶体管11，则编程电流从像素16流向源极信号线18。因此，N型沟道晶体管应该被用作源极驱动电路的单元晶体管154(参照图15、57、58和59)。即，应该将源极驱动电路(IC)14结构成使编程电流Iw流出。
如果像素16的驱动晶体管11a(在图1的情况下)是P型沟道晶体管，则单元晶体管154必须是N型沟道晶体管，以保证源极驱动电路(IC)14将会使编程电流Iw流出。
为了在阵列板30上形成源极驱动电路(IC)14，有必要为N型沟道晶体管和P型沟道晶体管使用掩模(工艺)。从概念上讲，在本发明的显示屏(显示装置)中，P型沟道晶体管被用于像素16的栅极驱动电路12，而N型沟道晶体管被用作使源极驱动器的电流源流出电流的晶体管。
根据本发明的实施例，P型沟道晶体管被用作像素16的晶体管11并且还被用于栅极驱动电路12。这样便可以减小基板30的成本。
不过，在源极驱动电路(IC)14中，单元晶体管154必须是N型沟道晶体管。因此，如果仅对P型沟道晶体管使用该工艺，则源极驱动电路(IC)14不能够直接形成于基板30上。因此，源极驱动电路(IC)14是由硅芯片等单独制成的，并被安装在基板30上。简言之，本发明被结构成将源极驱动IC 14(输出作为视频信号的编程电流的装置)安装在外部。
当N型沟道单元晶体管154和P型沟道单元晶体管154具有相同的面积时，前者具有的变化是后者的70％。即，如果两者的形成面积是相等的，则N型沟道单元晶体管154所引起的变化比P型沟道单元晶体管154要小。研究结果表明，要求P型沟道单元晶体管的形成面积是N型沟道单元晶体管的两倍，以便将其变化减小到与N型沟道单元晶体管相同的水平(参照图159)。
尽管已提到过源极驱动电路(IC)14是由硅芯片制成的，但做并不是限制性的。例如，使用低温多晶硅技术等可以在玻璃基板上同时形成大量的源极驱动电路，这些源极驱动电路被切割成许多芯片，并被安装在板30上。
尽管已提到过源极驱动电路是安装在板30上的，但这并非是限制性的。任何形式皆可采用，只要源极驱动电路(IC)14的输出端431连接到板30的源极信号线18上即可。例如，可以使用TAB技术将源极驱动电路(IC)14连接到源极信号线18上。通过在硅芯片上单独形成源极驱动电路(IC)14，除了可以减小成本之外，还可以减小输出电流的变化并实线正确的图像显示。
P型沟道晶体管被用作像素16的选择晶体管并且被用于栅极驱动电路，这种结构并不限于有机EL或其它自发光式的设备(显示屏或显示装置)。例如，它也可以应用于液晶显示屏和FED(场发射显示器)。
如果像素16的开关晶体管11b和11c是P型沟道晶体管，则在Vgh处像素16被选中，在Vgl处非选中。在下文中会描述，当栅极信号线17a从Vgl(开)变化到Vgh(关)时，电压会击穿(击穿电压)。如果像素16的驱动晶体管11a是P型沟道晶体管，则在黑色显示模式中击穿电压会限制流过晶体管11a的电流。这样便可以实现严格意义上的黑色显示。电流驱动式系统所具有的问题是，它很难实现黑色显示。
根据本发明，将P型沟道晶体管用作栅极驱动电路12，导通电压对应于Vgh。因此，栅极驱动电路12与由P型沟道晶体管构建的像素16匹配得很好。此外，对于图1、2、6、7和8所示的像素结构而言，为实现黑色显示，较为重要的是，编程电流Iw经驱动晶体管11a和源极信号线18从阳极电压Vdd流向源极驱动电路(IC)14的单元晶体管154。
如果P型沟道晶体管被用于栅极驱动电路12和像素16，源极驱动电路(IC)14被安装在基板上，并且N型沟道晶体管被用作源极驱动电路(IC)14的单元晶体管154，则可以产生良好的协同效应。
此外，由N型沟道晶体管构建的单元晶体管154的输出电流变化比由P型沟道构建的单元晶体管154的输出电流变化要小一些。当两者的面积(W×L)相同时，N型沟道晶体管构建的单元晶体管154的输出电流变化是由P型沟道构建的单元晶体管154的输出电流变化的1/1.5到1/2。出于这个原因，最好使用N型沟道晶体管作为源极驱动IC 14的单元晶体管154。
这同样适用于图42(b)。图42(b)示出了这样一种结构，其中编程电流Iw经编程晶体管11a和源极信号线18从阳极电压Vdd流向源极驱动电路(IC)14的单元晶体管154，另一种结构则不同与此，其中电流经驱动晶体管11b流入源极驱动电路(IC)14的单元晶体管154。
因此，如图1所示的情况，如果P型沟道晶体管被用于栅极驱动电路12和像素16，源极驱动电路(IC)14被安装在基板上，并且N型沟道晶体管被用作源极驱动电路(IC)14的单元晶体管154，则可以产生良好的协同效应。
根据本发明，像素16的驱动晶体管11a是P型沟道晶体管，开关晶体管11b和11c是P型沟道晶体管。此外，源极驱动电路(IC)14的输出级中的单元晶体管154是N型沟道晶体管。此外，P型沟道晶体管最好被用于栅极驱动电路12。
一种作为替换的结构也能起很好的作用。具体来讲，像素16的驱动晶体管11a是N型沟道晶体管，开关晶体管11b和11c是N型沟道晶体管。源极驱动电路(IC)14的输出级中的单元晶体管154是N型沟道晶体管。此外，N型沟道晶体管最好用于栅极驱动电路12。这种结构也属于本发明。
下文将对预充电电路进行描述。如前文所描述的那样，对于电流驱动而言，在黑色显示期间，只有很小的一部分电流被写入像素。结果，如果源极信号线18等具有寄生电容，则在一个水平扫描周期(1H)内，电流无法被写入像素16。通常，在电流驱动式发光元件中，黑色电平的电流微弱到只有几个nA，因此，很难驱动假定为几十pF的寄生电容(引线的负载电容)，测量该寄生电容所使用的是黑色电平电流的信号值。
为解决这个问题，较为有用的做法是，通过在将图像数据写入源极信号线18之前先加上一个预充电电压(与编程电压同步或基本同步)，便可以使像素晶体管11a中的黑色电平电流与源极信号线18的电势电平等同起来。为了形成(创建)预充电电压(与编程电压同步或基本同步)，较为有用的做法是，通过对图像数据的更高阶比特进行解码，按恒定电压输出黑色电平。
预充电是一种方法，它在1H等的开始时刻便将电压强制性地加在源极信号线18上。该电压截止了驱动晶体管11a(尽管图1中的结构被引用，但这不是限制性的，本方法也可以应用于电压驱动式的像素结构)。如果驱动晶体管11a是P型沟道晶体管，则与阳极电压很接近的一个电压被加上。即，所加上的电压起截止电压的作用。如果驱动晶体管11a是N型沟道晶体管，则与阴极电压很接近的一个电压被加上。
预充电操作包括加上一个这样的电压(不高于启动电流)，该电压截止驱动晶体管11a或使它们接近截止状态。如果在图135到139所示的情况(低灰度预充电驱动)中使用多个预充电电压(与编程电压同步或基本同步)，则该电压被加在驱动晶体管11a的栅极端(G)上，驱动晶体管11a的输出电流根据所加的电压而变化(被控制)。预充电驱动包括将黑色电平写入像素晶体管11a。此外，它还是一种用来切断像素晶体管11a的驱动方法。此外，它写入了由晶体管11a使用的一个电流，该电流可用来截止电容器11a的端电压。
因此，预充电电压(与编程电压同步或基本同步)的应用就是这样一种方法，该方法就是施加电压以强制性截止驱动晶体管11a。此外，预充电电压被加在源极信号线18上，便于强制性地充电或放电。
尽管上文已提到过预充电电压(与编程电压同步或基本同步)的应用，但是不仅电压的应用可以改变源极信号线18的电势，电流(充电或放电)的应用也可以改变源极信号线18的电势。因此，应用预充电电压(与编程电压同步或基本同步)的技术想法也包括预充电电流的应用。
在一个水平扫描周期内，预充电电压(与编程电压同步或基本同步)(电流)的应用可以不止一次，而是可以多次应用。也可以在多个水平扫描周期内只应用一次预充电电压，或者一个帧或半帧周期内应用一次，或者在多个半帧或一个帧中应用一次或多次。
当在一个水平扫描周期或一个帧中多次应用预充电电压时，的大小在多次的应用中是可以变化的，或者预充电电压应用的持续时间在多次的应用中也是可以变化的。此外，应用的点(例如，源极信号线18的两端或中心)也是可以改变的。它可以每隔一个帧或一个水平扫描周期改变一次。
本发明的特征在于，驱动晶体管是P型沟道晶体管，预充电电压(与编程电压同步或基本同步)低于阳极电压Vdd(即，阳极电压Vdd是负1.5V)。此外，与其它预充电电压不同的预充电电压(与编程电压同步或基本同步)被用于R、G和B中的至少一个。例如，在源极驱动IC 14中，为R、G和B中的每个都提供图75所示的结构。
尽管此处已提到过在单个源极驱动电路(IC)14中提供了R、G和B输出电路(编程电流(编程电压)的输出电路)，但这不是限制性的。例如，在单个阵列板30上可以安装三个源极驱动电路(IC)14，以产生单独的R、G和B输出。此外，在R、G和B IC芯片(电路)14的每个之中放置图75所示的预充电电路结构。本发明并不限于在单个源极驱动电路(IC)14中为R、G和B放置三个预充电电路。提供R、G和B预充电电路中的一个或多个便足够了。这是因为有这样的EL元件15，即便所有的R、G和B像素都没有被预充电，这些EL元件15依然可以实现严格意义上的黑色显示。
关于预充电电压，如图558所示，一固定电压可以被分压成多个预充电电压。在图558中，电压Vp是由电阻器R来分压的，作为结果的电压使它们的阻抗通过运算放大器502而有所降低，以产生预充电电压Vp1和Vp2。预充电电压(Vp1和Vp2)之一是根据图像数据了选择的，并通过端155输出。输出电压的选择是由开关151a和151b来执行的。
图185是示出了预充电驱动的说明图。图186(a)示出了这样一种情况，即驱动晶体管11a是P型沟道晶体管。尽管所引用的是图1中的像素结构，但这并不是限制性的。本方法也可以应用于具有其它像素结构的EL显示屏或EL显示装置，比如图2、7、11、12、13、28和31中所示的像素结构。
预充电电压(与编程电压同步或基本同步)是由源极驱动电路(IC)14产生的。这也是本发明的一个特征。源极驱动电路(IC)14包括硅芯片。当驱动晶体管11a是P型沟道晶体管时，预充电电压(与编程电压同步或基本同步)不高于Vdd且不低于Vdd-5.0(V)。当像素选择晶体管11c导通时，预充电电压(与编程电压同步或基本同步)Vp被同时加在驱动晶体管11a的栅极端和漏极端上或只加在栅极端上。预充电电压(与编程电压同步或基本同步)截止驱动晶体管11a(这样电流不再流动)。被加上预充电电压(与编程电压同步或基本同步)的像素晶体管11d被截止，这样预充电电压(与编程电压同步或基本同步)将不被加在EL元件15上。结果，预充电电压(与编程电压同步或基本同步)不会使EL元件15不必要地发光。
图186(b)示出了这样的情况，即驱动晶体管11a是N型沟道晶体管。预充电电压(与编程电压同步或基本同步)是由源极驱动电路(IC)14产生的。当驱动晶体管11a是N型沟道晶体管时，预充电电压(与编程电压同步或基本同步)不低于Vss且不高于Vss+5.0(V)。
当像素选择晶体管11c导通时，预充电电压(与编程电压同步或基本同步)Vp被同时加在驱动晶体管11a的栅极端和漏极端上或只加在栅极端上。
图187(a)示出了这样的情况，其中与图13的情况相同的是使用了电流镜像素结构。驱动晶体管11b是P型沟道晶体管。预充电电压(与编程电压同步或基本同步)是由源极驱动电路(IC)14产生的。当驱动晶体管11a是P型沟道晶体管时，预充电电压(与编程电压同步或基本同步)不高于Vdd且不低于Vdd-5.0(V)。当像素选择晶体管11c导通时，预充电电压(与编程电压同步或基本同步)Vp被同时加在驱动晶体管11a的栅极端和漏极端上或只加在栅极端上。
预充电电压(与编程电压同步或基本同步)截止驱动晶体管11a(这样电流不再流动)。被加上预充电电压(与编程电压同步或基本同步)的像素晶体管11d被截止，这样预充电电压(与编程电压同步或基本同步)将不被加在EL元件15上。结果，预充电电压(与编程电压同步或基本同步)不会使EL元件15不必要地发光。
如图187(b)所示，严格来讲，晶体管11b不是必需的。尤其对于像图13所示的电流镜像素结构而言，晶体管11b是不必要的。此外，不言自明的是，在图187中，驱动晶体管11b可以像图186(b)所示的情况那样是N型沟道晶体管。
图565到568示出了预充电驱动的一个示例。较佳地，当使用电子调节器等时，预充电电压是可自由结构的。
在图565到569中，上面的曲线图示出了没有被加上预充电电压的源极信号线18的电势。像素16的驱动晶体管是P型沟道晶体管。为便于解释，假定像素数据表示64位灰度。因此，预充电电压(PRV)比较接近阳极电压(Vdd)。加上预充电电压(PRV)，使得没有电流或只有很少的电流会流过驱动晶体管。这样便将像素16置于黑色显示模式。如果驱动晶体管是N型沟道晶体管，则一个与接地(GND)电势或阴极电压(Vss)比较接近的电压作为预充电电压被加上，使得没有电流会流过驱动晶体管。
上述内容是这样一种方法，即通过加上预充电电压来将像素置于黑色显示模式或与黑色显示模式比较接近的状态的一种方法。不过，也存在这样的情况，即通过加上预充电电压将像素置于白色显示模式中。因此，加上预充电电压不仅使像素显示出黑色，还将源极信号线18设置成预定的电势。
当像素16的驱动晶体管11a像图1等所示的情况那样是P型沟道晶体管时，较为重要的是开关晶体管11b也是P型沟道晶体管。这是因为当开关元件11b截止时所产生的击穿电压可使黑色显示更容易。因此，当显示16的驱动晶体管11a是N型沟道晶体管时，较为重要的是开关晶体管11b也是N型沟道晶体管。这是因为当开关元件11b截止时所产生的击穿电压可使黑色显示更容易。
下面的曲线图示出了被加上预充电电压(PRV)的源极信号线18的电势。箭头表示加上预充电电压(PRV)的点。加上预充电电压的点并不限于1H的开始。可以在第一个1/2H之内加上预充电电压。另外，当预充电电压被加在源极信号线18上时，通过操作选择侧栅极驱动器12a的OEV端，较佳地所有的栅极信号线17a都保持非选中的状态。
图565示出了所有的预充电模式。预充电电压(PRV)是在1H的开始处被加在源极信号线上的。当预充电电压(PRV)被加在源极信号线18上时，黑色显示电压被加在源极信号线18上并保持一会儿。
图566示出了在选择性的预充电模式中的源极信号线的电势，其中仅针对第0级灰度(完全的黑色显示)加上预充电电压。
图567示出了在选择性的预充电模式中的源极信号线的电势，其中在第8或更低灰度的情况下加上预充电电压。
图568示出了自适应的预充电模式。当仅针对第0级灰度执行预充电时，如果第0级灰度连续出现，则一旦执行了预充电操作，就不会针对连续的第0级灰度执行预充电操作。在图568的自适应的预充电模式中，当针对第8级和更高级的灰度执行选择性的预充电时，如果第8级和更高级的灰度连续出现，则一旦执行了预充电操作，就不会针对连续的第8级和更高级的灰度执行预充电操作。
在电流驱动(电流编程)的情况下，流过源极信号线18的电流较小。这样便将源极信号线18置于漂移态中，从而有时候会使其电势变得不可预测。应对这种情况的一种合适的方法包括，通过将预充电电压加在源极信号线18上来使源极信号线18的电势保持稳定。
图569示出了这样的示例，其中通过加上预充电电压，使源极信号线18的电势保持稳定。在半帧或帧的末端或开始时刻，突然将预充电电压加在源极信号线18上。图570示出了一种变体。在第一半帧中，预充电电压被加在奇数号的源极信号线18上，在第二半帧中，预充电电压被加在偶数号的源极信号线18上。
如图571所示，最好在显示周期之前的1H或再早些将预充电电压加上。在图571中，在B到达2H(两个水平扫描周期)之前执行预充电。这是因为如果预充电是在显示周期之前立刻执行的话，该预充电操作可以极大地改变源极信号线18的电势，这可能引起不好的效应，即，在图像显示中第一像素行的亮度有所下降。
图75示出了根据本发明配备有预充电功能的电流输出型源极驱动电路(IC)14的示例。图75示出了这样一种情况，其中在6比特恒流输出电路164的输出级中提供了预充电功能。
在图75中，任何所提供的预充电电压是被加在内部引线150上的B点。因此，它也被加在电流输出级164上。不过，既然电流输出级164构成恒流电路，则它具有较高的阻抗。因此，即便预充电电压被加在电流输出级164上，电路运行也不会有什么问题。
尽管预充电操作可以在整个灰度范围上进行，但是预充电最好应该限于黑色显示区域。具体来讲，预充电操作是通过从写入图像数据中选择黑色区域(低亮度区域，对电流驱动的情况而言在该区域中只有很小(微弱)的电流在流动)中的灰度而进行的(在下文中，这种类型的预充电操作被称为选择性预充电)。如果在整个灰度范围内进行预充电操作，则在白色显示区域中亮度会下降(目标亮度会达不到)。此外，在某些情况下，可能显示出垂直的条痕。
较佳地，对所有灰度的1/8进行选择性的预充电操作并从第0级灰度开始(例如，在64位灰度的情况下，在对第0到第7级灰度进行预充电操作之后才将图像数据写入)。更佳地，对所有灰度的1/16进行选择性的预充电操作并也从第0级灰度开始(例如，在64位灰度的情况下，在对第0到第3级灰度进行预充电之后才将图像数据写入)。
一种通过只检测第0级灰度而执行预充电的方法在增强对比度方面也是有效的，尤其在黑色显示中。它实现了极好的黑色显示。通过只提取第0级灰度而执行预充电的方法对图像显示几乎没有什么不利。因此，最好采用这种方法作为预充电技术。
在R、G和B中改变预充电电压和灰度范围也是比较有用的，因为EL元件15的发光开始电压和发光亮度在R、G和B中是有所不同的。例如，在R的情况下，对所有灰度的1/8进行选择性的预充电操作并从第0级灰度开始(例如，在64位灰度的情况下，在对第0到第7级灰度进行预充电操作之后才将图像数据写入)。在其它颜色(G和B)的情况下，对所有灰度的1/16进行选择性的预充电操作并也从第0级灰度开始(例如，在64位灰度的情况下，在对第0到第3级灰度进行预充电之后才将图像数据写入)。关于预充电电压，如果将7V写入用于R的源极信号线18，则会将7.5V写入用于其它颜色(G和B)的源极信号线18。
最佳的预充电电压经常随EL显示屏的生产批次的不同而不同。因此，预充电电压最好是可以用外部调节器来调节的。这种调节器可以通过使用电子调节器而轻松实现。
另外，在图1中预充电电压最好不高于阳极电压Vdd负0.5V且不低于阳极电压Vdd负2.5v。
甚至在使用仅对第0级灰度进行预充电操作的方法时，从R、G和B中选择一种或两种颜色来执行预充电也是比较有用的。这将对图像显示造成更少的损害。当屏幕亮度低于预定亮度或高于预定亮度时，执行预充电也是比较有用的。特别地，当显示屏144的亮度较低时，黑色显示是较难的。像第0级灰度预充电操作这样的低对比度处的预充电驱动将会提高所观察到的图像对比度。
最好能够提供若干个模式，可以用命令在这些模式之间转换：第0模式，其中不执行预充电；第一模式，其中只对第0级灰度进行预充电；第二模式，其中在第0到第3级灰度的范围中进行预充电；第三模式，其中在第0到第7级灰度的范围中进行预充电；以及第四模式，其中在整个灰度范围中进行预充电。通过在源极驱动电路(IC)14中构建(设计)逻辑电路，可以轻松实现这些模式。
开关151a是根据所加的信号来导通或截止的。当开关151a导通时，预充电电压PV被加在源极信号线18上。另外，加载预充电电压PV的持续时间是由单独形成的计数器(未示出)来设置的。该计数器是可以用命令来结构的。较佳地，加载预充电电压PV的持续时间是在一个水平扫描周期(1H)的1/100到1/5之间(两端数值都包括)。例如，如果1H是100微秒，则该加载的持续时间应该从1微秒到20微秒(从1H的1/100到1/5)(两端数值都包括)。
由“与”电路163对符合电路161的输出以及计数器电路162的输出进行“与”运算，结果，在预定的周期内输出黑色电平电压Vp。
图75示出了一个示例，该示例允许根据灰度来改变预充电电压。在图75中，可以轻松实现根据所加的图像数据来改变预充电电压。电子调节器501可以基于图像数据(D3到D0)改变预充电电压。在图75中，D3到D0比特连接到电子调节器，以允许改变用于较低灰度的预充电电压。这是因为微弱的电流被用于黑色显示，较大的电流被用于白色显示。
因此，灰度区域越低，预充电电压就应该越高。既然像素16的驱动晶体管11a是P型沟道晶体管，则阳极电压(Vdd)与完全的黑色显示电压更为接近。灰度区域越低，预充电电压就应该越高(如果像素晶体管11a是P型沟道晶体管)。即，在低灰度区域中执行电压编程，在高灰度区域(白色显示)中执行电流编程。
当然，在图75中，除了可以根据灰度来改变预充电电压之外，还可以根据温度、发光比、参考电流比或负荷比来改变或控制预充电电压。此外，也可以根据温度、参考电流比、发光比或负荷比来改变或控制预充电电压的加载持续时间。
使用图75中的预充电电路时，可以选择是只对灰度0进行预充电，还是对灰度0到7进行预充电。此外，可以用电子调节器501来改变对应于各灰度的预充电电压。
如果用加在源极信号线18上的图像数据来改变预充电电压PV的加载持续时间，则也可以获得较好的结果。例如，对于完全黑色的显示的第0级灰度，可以适当增加该加载持续时间，对于第4级灰度则可以相对短一些。此外，如果在考虑到图像数据和1H之后要加上的图像数据之间的差异的情况下指定加载的持续时间，则可以获得良好的结果。
例如，在将电流写入源极信号线以便将像素置于白色显示模式之后，过了1H又将电流写入源极信号线以便将像素置于黑色显示模式，在这种情况下应该增加预充电时间。这是因为较弱的电流是用于黑色显示的。相反，在将电流写入源极信号线以便将像素置于黑色显示模式之后，过了1H又将电流写入源极信号线以便将像素置于白色显示模式，在这种情况下应该减小预充电时间或应该停止预充电的操作。这是因为较大的电流是用于白色显示的。当然，可以根据发光率来控制(改变)预充电时间。
根据要被加载的图像数据来改变预充电电压也是很有用的。这是因为较弱的电流是用于黑色显示的而较大的电流是用于白色显示的。因此，较为有用的做法是在低灰度区域中提高预充电电压(当P型沟道晶体管被用作像素晶体管11a时，提高预充电电压是与Vdd比较而言的)，并且在高灰度区域中降低预充电电压(当P型沟道晶体管被用作像素晶体管11a时)。
累加这样一种(正确地进行预充电操作的)能力是较为有用的，即当白色显示区域(具有一定亮度的区域)(白色区域)和黑色显示区域(所具有的亮度在预定的水平以下的区域)(黑色区域)共存且白色区域和黑色区域的比落在某一范围之内时，要能够使预充电操作停止的能力。这是因为垂直条痕出现在该范围内。相反，在该范围内可以实现预充电，因为当图像移动时，它们可能会像干扰信号那样起作用。通过用运算电路数(计算)与白色区域和黑色区域相对应的像素数据，可以轻松实现正确的预充电操作。
在R、G和B中改变预充电控制也是较为有用的，因为EL显示元件15的发光开始电压和发光亮度在R、G和B中有所不同。例如，一种可能的方法包括：当具有预定亮度的白色区域与具有预定亮度的黑色区域之间的比值在1到20之间或再高些的时候，则停止或开始对应于R的预充电操作；当具有预定亮度的白色区域与具有预定亮度的黑色区域之间的比值在1到16之间或再高些的时候，则停止或开始对应于G和B的预充电操作。试验和理论都已表明，在有机EL显示屏中，当具有预定亮度的白色区域与具有预定亮度的黑色区域之间的比值在1到100之间或再高些的时候(即，黑色区域至少是白色区域的100倍)，最好应该停止或开始预充电操作。更佳地，当具有预定亮度的白色区域与具有预定亮度的黑色区域之间的比值在1到200之间或再高些的时候(即，黑色区域至少是白色区域的200倍)，应该停止或开始预充电操作。
较佳地，对10比特信号，FRC使用8比特或6比特处理，以避免图像恶化。
图77是主要示出了源极驱动电路(IC)14的预充电电路773的方框图。预充电电路773输出由预充电控制电路761所产生的预充电控制(PC)信号(红色(RPC)、绿色(GPC)和蓝色(BPC))。PC信号是由图76所示的控制IC 81的预充电控制电路761所产生的，并被输入到图77所示的源极驱动电路(IC)14的选择电路772中。
选择电路772不准数据按顺序与主时钟同步地进入锁存电路771，其中锁存电路771对应于输出电路。锁存电路771包括两级：锁存电路771a和锁存电路771b。锁存电路771b与水平扫描时钟(1H)同步地将数据发送到预充电电路773。即，选择器按顺序闭锁一行图像数据的像素行和PC数据，并与水平扫描时钟(1H)同步地将该数据存储在锁存电路771b中。
在图77的锁存电路771中，R、G和B表示6比特的图像数据，而P表示3比特的预充电信号(RPC，GPC，BPC)。
当锁存电路771b为高时，预充电电路773导通开关151a以便将预充电电压输出到源极信号线18。电流输出电路164根据图像数据将编程电流输出到源极信号线18。
图78示意性地示出了图76和77中的结构。图78和79示出了这样一种结构，其中多个源极驱动电路(IC)14(源极驱动IC的阴极连接)被安装在单个显示屏上。此外，图78和79中的CSEL1和CSEL2表示IC芯片的选择信号。选择信号CSEL确定选择哪一个IC芯片以输入图像数据和PC信号。
在图77和78的结构中，为每条R、G和B图像数据产生预充电控制(PC)信号。这样，最好单独为R、G和B施加预充电电压。不过，在电影显示和自然图像显示的情况下，通常没有必要为R、G和B单独确定是否要进行预充电。因此，可以将RGB图像数据转换成亮度信号，并根据亮度来确定是否进行预充电。图79便示出了这样的结构。
在图78的结构中，PC信号需要是3比特信号(PRC，GPC，BPC)，而在图79的结构中，PC信号仅需要是1比特信号。因此，在图77的锁存电路771中，P只需是1比特的闭锁信号。另外，为便于解释和绘图，在下面的描述中没有将R、G和B单独区分。
根据本发明的上述结构的特征在于，控制电路(IC)760基于PC信号(预充电控制信号)来产生图像数据，并且源极驱动IC 14闭锁该PC信号并将它与水平同步信号同步地加在源极信号线18上。此外，如图76所示，根据预充电模式(PMODE)信号，控制器81可以比较容易地改变产生预充电信号的方式。
例如，预充电模式(PMODE)包括：模式1，在该模式中，只对灰度0对应的像素进行预充电；模式2，在该模式中，对像灰度0到7这样的某一灰度范围中的像素进行预充电；模式3，在该模式中，当图像数据从亮图像数据变为暗图像数据时对像素进行预充电；模式4，在该模式中，当连续一定数目的帧都是低灰度显示时对像素进行预充电。
做出是否要进行预充电操作的决定不仅可以是针对单像素的图像数据的，还可以是针对多像素行的图像数据的。此外，在做出有关预充电的决定的过程中可以考虑到(比如，权衡一下)在要进行预充电的像素周围的那些像素的图像数据。有这样一种方法，它能够针对运动的图像和静止的图片的不同来改变做出有关预充电的决定的方式。此处，一个重要的特征在于，控制器基于图像数据产生预充电信号，由此实现很好的通用性。下面的描述除了将重点放在预充电描述之外，还将重点放在了有关预充电的决定。
是否对像素进行预充电是可以基于之前的像素行的图像数据(或之前加在源极信号线18上的图像数据)来决定的。例如，可假定加在源极信号线18上的图像数据以这样的顺序变化：白色、黑色和黑色。当图像数据从白色变为黑色时，加上预充电电压。这是因为黑色灰度数据很难写入。当从黑色变为黑色时，没有预充电电压加载，因为在之前的黑色显示中源极信号线18已经被设置为对应于黑色显示的电势。通过形成(放置)线路存储器(因为FIFO的缘故，所以要求两个线路存储器)的一行像素行，可以轻松实现上面的操作。
尽管此处已提到过在预充电驱动的情况下输出预充电电压，但这不是限制性的。在比一个水平扫描周期要短的周期内，可以将比编程电流大的电流写入源极信号线18。即，可以在将编程电流写入源极信号线18之前，先将预充电电流写入源极信号线18。在物理意义上，预充电电流仍然引起了电压变化。预充电电流的使用也包括在本发明的技术范围内。
例如，在图75中被用来改变预充电电压的电子调节器501可以变为电流输出的类型。这种变化可以通过将多个电流镜电路组合起来而轻松实现。此处为便于理解已假定预充电电压是用于预充电驱动的。
本发明并不限于只使用固定的预充电电压(电流)。可以将多个预充电电压加在源极信号线上。例如，有可能加上5V的预充电电压并持续5微秒，加上4.5V的预充电电压并持续5微秒，然后再将编程电流Iw加到源极信号线18上。
在预充电驱动中，所加的电压可以具有锯齿波形或矩形波形。此外，预充电电压(电流)可以被累加到规则的编程电流(电压)上。预充电电压的大小和持续时间可以根据图像数据而变化。所加波形的类型、预充电电压的值等都可以根据图像数据的值而变化。
尽管本文已提到过预充电电压是应用于电流驱动的，但是对应电压驱动而言，预充电驱动也能够起很好的作用。电压驱动包括较高的栅极电容，因为较大的驱动晶体管被用来驱动EL元件15。这使得写入规则的编程电压变得较难。为解决这个问题，在使用编程电压之前，先进行预充电，由此使驱动晶体管复位。这会允许正确的写入操作。
因此，根据本发明的预充电驱动并不限于基于电流编程的驱动。不过，在本发明的示例中，为便于解释，所引用的是电流驱动式的像素结构(参看图1等)。
在本发明的示例中，预充电驱动并非只对驱动晶体管11a起作用。例如，对于构成图11、12和13所示的像素结构中的电流镜电路的那些晶体管11a而言，预充电驱动也能起很好的作用。从源极驱动电路(IC)14的角度看，根据本发明的预充电驱动旨在对源极信号线18的寄生电容进行充电和放电，很自然，它还旨在于对源极驱动电路(IC)14的寄生电容进行充电和放电。
预充电电压(电流)旨在实现严格意义上的黑色显示，但这并不是限制性的。如果加上与白色显示相对应的预充电电压(电流)，则可以实现严格意义上的白色显示。换句话说，根据本发明的预充电驱动包括，在写入编程电流(电压)之前先加上用于预充电的预定的电压(电流)，以便使写入编程电流(电压)更为容易。
在本文中已提到过预充电操作是用于黑色显示的，并且就驱动晶体管11a的源极驱动电路(IC)14而言，基本上使用反向电流进行预充电操作。如果驱动晶体管是N型沟道晶体管，则使用放电电流在源极驱动电路(IC)14中进行电流编程。使用某些像素结构时，很难在白色显示期间实现写入。因此，根据本发明的预充电驱动旨在将源极信号线18等的电势改变为预定的值，并且是否在白色显示或黑色显示中进行预充电操作仅取决于实施例。因此，本发明并不限于此。
至于应用预充电电压(电流)的时序，较佳的是，在选择被写入编程电压(电流)的像素行之后，再写入预充电电压(电流)。不过，这不是限制性的，并且有可能在没有选择任何像素行的同时通过加上预充电电压(电流)来对源极信号线18进行预充电，然后选择被写入编程电压(电流)的像素行。
尽管已提到过预充电电压被加在源极信号线18上，但另一种方法也是可用的。例如，可用(通过应用预充电电压)改变加在阳极端上的电压(Vdd)或加在阴极端上的电压(Vss)。通过改变阳极电压或阴极电压，有可能增加驱动晶体管11a的写入电容，因此产生预充电效应。特别是，以脉冲方式改变阳极电压(Vdd)的方法是非常有效的。
如图236所示，阳极电压或预充电电压可以随发光率而变化。如图238所示，预充电参考电压(Vbv)的大小可以随参考电流比而变化。如图239所示，I-V转换电路2391使用参考电流Ic便可以产生预充电参考电压(Vbv)(参看图127到143以及有关的解释)。
栅极驱动电路12的导通电压(Vgl)和截止电压(Vgh)可以随发光比、参考电流或阳极(阴极)端的阳极(阴极)电流而变化。特别是，最好同阳极电压Vdd的任何增加一起增大Vgh。
在示例中已提到过使用发光比或阳极(阴极)端的阳极(阴极)电流来改变或控制负荷比、参考电流比等，并且发光比和阳极端的电流正比于电流驱动中的编程电流Iw。因此，很明显本发明的技术范围也包括：用编程电流Iw、编程电流的总和、或在预定周期内编程电流的总和来控制参考电流比等(除了在图127中的电压编程和电流编程之间转换的时序之外，还包括预充电控制等前文已描述的或下文将描述的)。
在图75等中，较为有用的做法是，每个水平扫描周期(1H)都改变预充电电压(预充电电流)(如图257(a)所示)。此外，如图257(b)所示，可以在多个水平扫描周期内改变预充电电压(或预充电电流)。或者，随意加载预充电电压，但要使平均有效电压等于目标预充电电压。或者也有可能对加载预充电电压的像素行的图像数据进行操作(比如，累加)，并且如果低灰度图像(视频)数据占较大的比例，则加上预充电电压(电流)。在这种情况下，预充电电压(电流)是根据运算操作的结果而变化的。这是因为在灰度相对较高的情况下，EL屏上会出现晕光现象，从而使某些低灰度像素看起来更亮些。因此，通过将预充电电压加在与某些低灰度像素相比灰度更低的像素上，有可能实现更完全的黑色显示，从而增大了所察觉到的图像对比度。
可以将固定的电压加在某些低灰度像素上(对于某些低灰度像素，黑色再现较差)，或者通过控制图75中的预充电电压修改数据D的值，便可以根据加在像素上的图像数据来改变预充电电压。
如图75所示，这种以不同情况为基础改变预充电电压(电流)的能力很大程度上归功于源极驱动电路(IC)14包括电子调节器501这样的事实。即，从源极驱动电路(IC)14的外部可以数字地改变预充电电压等。应用于此的数字数据D是由控制器IC(电路)760来产生的。因此，源极驱动电路(IC)14和控制器IC(电路)的功能被分开，从而使设计或改变更容易。
尽管已提到过预充电电压等在1H周期内有所变化，但是本发明并不限于此。也有可能对用于多个像素行(例如，10行像素行)的图像(视频)数据进行操作，指定修改数据D，并加上预充电电压(电流)(参看图257(b))。此外，有可能对单个帧(半帧)或多个帧(多个半帧)中的图像(视频)数据进行操作，并加上预充电电压(电流)。
另外，尽管已提到过，通过对图像(视频)数据进行操作可以改变预充电电压(电流)或将预充电电压(电流)设成预定的值，并且将预充电电压(电流)加在像素16上或像素行上，但这并不是限制性的。例如，要加上的预充电电压(电流)可以是预先固定好的，或可以预先选择多个预充电电压等，这样它们可以按顺序或随意地被加在像素、像素行或整个屏幕上。此外，不言自明的是，也可以没有任何预充电电流是根据运算操作的结果而加载的。
此外，使用帧速率控制(FRC)技术可以施加预充电电压(电流)。即，通过对于多个帧(多个半帧)将预充电电压等施加或不施加到像素行，有可能对于多个帧实现灰度显示(在这种情况下，预充电电压的应用使灰度显示成为可能)。通过按上述来执行FRC，有可能使用数字较小的预充电电压(电流)来实现严格意义上的黑色显示或灰度显示。
如图258等所示，通过将电子调节器501的输出加在运算放大器502上，于是经运算放大器502产生了预充电电压Vpc。较佳地，电子调节器501的电源电压(参考电压)Vs和驱动晶体管11a的源极端电压(阳极电压)Vdd是共用的。即，预充电电压Vpc是基于驱动晶体管11a的阳极电压的。
在上面的示例中已提到过，预充电电压等作用于或加在像素16等上。预充电电压可以在运算操作之后延迟一会再施加，而不是在运算操作之后立刻施加。此外，当按顺序或随意地改变预充电电压等时，这种改变最好是逐渐地、缓慢地、或带有某些滞后。预充电电压的突然变化会引起图像中的条痕或图像显示的闪烁。参照图98以及在其它的示例中已描述过有关延迟的技术想法，而这种想法可以直接或以相似的方式应用在此处，所以有关描述将省略。
FRC的细节是可以根据发光率来修改的，这些细节包括是否使用FRC，对于什么样的灰度应该使用FRC，以及是否控制FRC中被转换的比特的数目。例如，当发光比为高时，显示变得与白色光栅很接近。因此，整个屏幕是发白的并且FRC通常是不必要的。另一方面，当发光比为低时，则在屏幕上黑色显示更具影响。
在那种情况下，有必要通过FRC的手段来增大灰度再现性。尽管已提到过FRC的细节是根据发光比来修改的，但本发明并不限于此。例如，如果参考电流增加，则整个屏幕变得发白，从而使FRC不再必要。另一方面，如果参考电流为低，则在屏幕上黑色显示是主要的，从而有必要增加灰度再现性。上述信息也可应用于负荷比控制。此外，不言自明的是，FTC的细节可以根据阳极(阴极)电流的变化来修改。
同样较为有用的做法是，以如图259所示的方式根据发光比来修改FRC的细节，其中当发光比在0到25％之间时，执行8FRC(当8个帧或半帧被用于灰度显示的情况下的FRC)。这样便增加了被显示的灰度的数目。当发光比在25到50％之间时，执行4FRC(当4个帧或半帧被用于灰度显示的情况下的FRC)。相似的是，当发光比在50到75％之间时，执行2FRC(当2个帧或半帧被用于灰度显示的情况下的FRC)。不过，当发光比在75到100％之间时，不执行FRC。即，最佳的FRC是根据发光比来执行的。通常，当发光比为低时，因为图像趋于灰暗，所以有必要通过减小伽马因子并增加FRC中帧的数目来提高灰度表示。
本文中已提到过负荷比等是根据发光比而变化的。不过，术语发光比是在很广的意义上使用的。例如，较低的发光比意味着，不仅流经屏幕144的电流较小，而且图像主要是由低灰度像素构成的，即屏幕144上的图像主要由较暗的像素构成(低灰度像素)。
因此，较低的发光比意味着一种状态，在该状态中，构成屏幕的视频数据在经受直方图处理时主要包括低灰度视频数据。较高的发光比意味着，不仅流经屏幕144的电流较大，而且图像主要由高灰度像素构成。即，屏幕144上的图像主要包括明亮的像素(高灰度像素)。因此，较高的发光比意味着一种状态，在该状态中，构成屏幕的视频数据在经受直方图处理时主要包括高灰度视频数据。即，根据发光比的控制可以与根据灰度分布或像素直方图分布的控制同步或基本同步。
因此，基于发光比的控制可以转变为基于像素灰度分布、针对不同情况而有所不同的控制(较低的发光比＝较大的低灰度像素数目；较高的发光比＝较大的高灰度像素数目)。例如，随发光比的减小而增大参考电流比、随发光比的增大而减小负荷比可以换作另一种讲法，即随低灰度像素数目的增大而增大参考电流比、随高灰度像素数目的增大而减小负荷比。随发光比的减小而增大参考电流比、随发光比的增大而减小负荷比在意义、操作或控制方面等价于或相似于下面的表述，即随低灰度像素数目的增大而增大参考电流比、随高灰度像素数目的增大而减小负荷比。
此外，例如，当发光比不高于预定的值时将参考电流比增大N倍并将选择信号线的数目设为N(参看图277到279等)，这种做法在意义、操作或控制方面等价于或相似于下面的做法，即当低灰度像素数目不小于某一数目时将参考电流比增大N倍并将选择信号线的数目设为N。
此外，例如，当发光比不低于预定的值时通常在负荷比为1/1处驱动并分段地或平滑地降低负荷比，这种做法在意义、操作或控制方面等价于或相似于下面的做法，即当低灰度或高灰度像素的数目在某一范围之内时在负荷比为1/1处驱动而当高灰度像素的数目不小于某一数目时分段地或平滑地降低负荷比。
如图442所示的驱动方法也包括在本发明的范围之内。在图442中，横轴表示不高于b级灰度的像素比(例如在图442中，b＝16)。如果不高于16级灰度的像素比是25％，则在包含100,000个像素并显示256位灰度的显示屏中，有25,000个像素不高于16级灰度。因此，横轴有效地表示发光比或类似的值或指数。
在图442的示例中，当不低于16级灰度的像素比是75％或更高时，增大发光比并减小负荷比以便使亮度保持不变。当不高于16级灰度的像素比是25％或更低时，减小负荷比以减小功耗。
因此，词组“基于发光比”可以解释为“基于低于或高于某一预定灰度的像素的比例”。上述内容相似地可应用于本发明的其它示例。
与发光比有关的内容以及低于或高于16级灰度的像素也适用于其它类型的控制(例如，预充电电压、FRC、温度等)。此外，不言自明的是，它们可以与本发明的其它示例组合或应用于本发明的其它示例。
尽管在上面的示例中已提到过，可根据图像(视频)数据来改变/修改或控制预充电电压、FRC的细节等，但本发明并不限于此。例如，可以根据发光比、流经阳极(阴极)端的电流、参考电流、负荷比、屏的温度或这些因素的组合来改变预充电电压(电流)的大小。此外，预充电电压的加载时间也可以改变。
例如，因为在改变流经驱动晶体管11a的电流的同时编程电流的大小随参考电流的大小而变化，所以最好也改变预充电电压的大小。当发光比为高时，屏幕呈现出一种与整个屏幕带有晕光的白色显示接近的状态，从而导致黑色电平不够。因此，将预充电电压等加在像素16上不会产生任何效果。在这种情况下，应该停止预充电电压等的应用，以减小功耗。另一方面，当发光比为低时，在屏幕上黑色显示是主要的并且没有多少晕光，因此有必要对像素16进行充分地预充电，以提高所观察到的对比度。
相似的是，当阳极(阴极)电压较大时，在屏幕上白色显示是主要的，因此屏幕倾向于有晕光。在这种情况下，通常没有必要施加预充电电压等。相反，当阳极(阴极)电压较小时，通常有必要施加预充电电压等。
尽管在上面的示例中已提到过，根据图像(视频)数据、发光比、流经阳极(阴极)端的电流、参考电流、负荷比、屏的温度或这些因素的组合，可以修改/改变FRC的细节和预充电电压(电流)的大小，但这不是限制性的。通过预测图像(视频)数据的变化或变化率、发光比、流经阳极(阴极)端的电流、阳极(阴极)端电压(图122等)、阳极(阴极)端电压之间的电势差(图280等)、负荷比、屏的温度等，可以修改/改变预充电电压(电流)的大小或FRC的细节。
这样，本发明提供了一种驱动方法，该方法根据像素(视频)数据等或根据FRC的细节、发光比、流经阳极(阴极)端的电流、参考电流、负荷比、屏的温度或这些因素的组合，来控制预充电电压(电流)的大小、是否施加预充电电压、为预充电电压的应用使用FRC、预充电电压的变化、预充电电压的加载持续时间等。如同参照图98所描述过的那样，最好是缓慢地或具有某些延迟地作出改变。
如上所述，本发明针对第一发光比(或阳极端的阳极电流)或发光比的范围(或阳极端的阳极电流的范围)，改变第一FRC的细节、发光比、流经阳极(阴极)端的电流、参考电流、负荷比、屏的温度或这些因素的组合。
此外，本发明针对第二发光比(或阳极端的阳极电流)或发光比的范围(或阳极端的阳极电流的范围)，改变第二FRC的细节、发光比、流经阳极(阴极)端的电流、参考电流、负荷比、屏的温度或这些因素的组合。本发明根据(以适合于)发光比(或阳极端的阳极电流)或发光比的范围(或阳极端的阳极电流的范围)，改变FRC的细节、发光比、流经阳极(阴极)端的电流、参考电流、负荷比、屏的温度或这些因素的组合。上述内容也适用于本发明的其它示例。
如上所述，本发明针对第一发光比(或阳极端的阳极电流)或发光比的范围(或阳极端的阳极电流的范围)，改变第一FRC的细节、发光比、流经阳极(阴极)端的电流、参考电流、负荷比、屏的温度或这些因素的组合。
尽管已提到过本发明针对第二发光比(或阳极端的阳极电流)或发光比的范围(或阳极端的阳极电流的范围)，改变第二FRC的细节、发光比、流经阳极(阴极)端的电流、参考电流、负荷比、屏的温度或这些因素的组合，但本发明并不限于此。例如，栅极驱动电路12的接通电压和断开电压中的任一个或两者都可以根据发光比而变化。
上述的发光比表示图像的显示模式。较低的发光比表示这样一种图像，其中黑色显示是主要的(包含大量低灰度像素的图像)；而较高的发光比表示这样一种图像，其中白色显示是主要的(包含大量高灰度像素的图像)。发光比也表示流入阳极端的电流(流出阴极端的电流)的大小。当发光比较低时，因为黑色显示在图像中是主要的，所以流入阳极端的电流(流出阴极端的电流)较小。当发光比较高时，因为白色显示在图像中是主要的，所以流入阳极端的电流(流出阴极端的电流)较大。本发明使用上述内容来改变负荷比、屏的温度、FRC的细节、参考电流等。
较低的发光比表示这样一种图像，其中黑色显示是主要的(包含大量低灰度像素的图像)。在黑色显示为主的图像中，晶体管11的泄漏可以引起亮点和不足的黑色电平。为解决这个问题，较为有用的做法是巧妙地控制栅极驱动电路的接通和断开电压。下面示出一个示例。
EL元件15是自发光式的元件。当来自这种自发光式元件的光线进入用作开关元件的晶体管时，光电导现象便发生了。在光电导现象中，当像晶体管这样的开关元件截止时，泄漏(偏移泄漏)因光激发而增加。
为解决这个问题，本发明在栅极驱动电路12下面(在某些情况下，是在源极驱动电路(IC)14的下面)以及在像素晶体管11下面形成一遮光膜。特别是，最好遮住放置在晶体管11a的栅极端的电势位置(用c表示)和漏极端的电势位置(用a表示)之间的晶体管11b。图314(a)和314(b)示出了这种结构。特别是，当显示屏正在显示黑色时，图314(a)和314(b)中EL元件15的阳极端的电势位置b处的电压与阴极电势接近。因此，当TFT 17b导通时，该电势a为低。因此，源极端和漏极端(电势c和a)之间的电势在增大，从而使晶体管11b倾向于泄漏。
为解决这个问题，较为有用的做法是像图314(a)和314(b)所示的那样形成一遮光膜3141。遮光膜3141是由像铬这样的金属薄膜构成的，灰度在50到150nm之间(两端数值都包括)。当膜厚度3141较薄时，所提供的遮光效果是较差的，而较厚的膜会引起不规则形，从而很难在上层中将晶体管11图形化。
因为源极端和漏极端(电势c和a)之间的电势增加会使晶体管11b倾向于泄漏，所以如果降低电势c和a之间的电压就可以减小泄漏。为此，较为有用的做法是提高晶体管11d的导通电压(Vgl2)。Vgl2是栅极驱动电路12b的导通电压。
如果在黑色显示中有显著的泄漏，则在较低的发光比处便可以提高导通电压Vgl2。如果增大导通电压Vgl2，则晶体管11d会因其导通阻抗增大而无法完全导通。结果，在点a处的电压并不下落。这会消除晶体管11b的泄漏。另一方面，当发光比较高时，EL元件15的端电压有所上升。因此，有必要降低晶体管11d的导通阻抗。
图315示出了一个示例。如图315的虚线所示，当发光比较高时，降低导通电压Vgl2(在负方向上)，随发光比的降低，导通电压Vgl2被提高以增加晶体管11d的导通阻抗。发光比可转变为阳极(阴极)端上的电流大小。此外，不言自明的是，发光比不仅可以像图315中虚线所表示的那样被控制，还可以像实线所表示的那样被控制。
参照图315已提到过，电压Vgl2是根据发光比而变化的。作为减小晶体管11b的漏电流的手段，阴极电压Vss可以像图307所示的那样变化。如果在黑色显示中有显著的泄漏，则在较低的发光比处可以提高阴极电压Vss。如果增大阴极电压Vss，则晶体管11d将因其导通阻抗增大而无法完全导通。这会消除晶体管11b的泄漏。另一方面，当发光比较高时，EL元件15的端电压上升。因此，为降低导通阻抗，有必要降低晶体管11d的导通阻抗。因此，阴极Vss电压被降低。发光比可转变为阳极(阴极)端的电流大小。此外，不言自明的是，发光比不仅可以像图315中虚线所表示的那样被控制，还可以像实线所表示的那样被控制。
较佳地，Vgl2也是在负荷比控制中被改变。发光比通常与参考电流一起被改变。例如，在图116中，当发光比为20％或更小时，在增大参考电流比的同时(增大每级灰度对应的编程电流Iw)，负荷比在变小(在屏幕144中非发光区域192的比例在增大)。通过控制负荷比(图116(a))以及参考电流(图116(b))(负荷比×参考电流＝常数)，有可能在不需改变显示亮度(图116(c))的同时，解决串扰的问题或电流编程中黑色电平不够高的问题。
使用图116中的驱动方法时，因为负荷比乘以参考电流是常数，所以流经阳极端的电流随负荷比的减小而变大。在阳极和阴极是常数的固定控制中，必须通过降低Vgl2来减小晶体管11d的导通阻抗。
因此，最好像图318所示的那样，根据负荷比的变化来改变Vgl2。在图318中，当负荷比在1/1和1/2之间时，Vgl2＝0V。结果，晶体管11d的导通阻抗相对较高，晶体管11b泄漏的可能性相对较小。这便缓和了黑色电平不够高的问题。当负荷比是1/4或更小时，Vgl2＝-8V。这便有可能减小晶体管11d的导通阻抗，使足够的编程电流流过晶体管11a，并使EL元件15在饱和区适当地发光。当负荷比这在1/4和1/2之间时，Vgl2是根据负荷比或参考电流比在-8到0V的范围内变化的。
上述内容可以相似地适用于本发明的其它示例，或与本发明的其它示例组合。
尽管参照图78等已提到过，RGB像素数据和预充电数据(PRC，PGC，PBC)是以并联的方式加在源极驱动电路(IC)14上的，但本发明并不限于此。以并联的方式施加数据的结构会增加将控制器81和源极驱动IC 14相连的导线的数目。这样会呈现出在控制器81上插脚数目增大的问题，从而增大了控制器的尺寸。
为解决这个问题，根据本发明，如图80所示，从控制器81将包括6比特图像数据(DAT)和4比特控制数据(DCTL)在内的10比特数据加在源极驱动电路(IC)14上。
具体来讲，使用比常规(以并联的方式转移RGB数据)时钟长4倍的一时钟以串联的方式转移数据。即，如图80所示(参看DAT)，在常规的一个时钟周期内转移6比特R数据、6比特G数据、6比特B数据以及6比特控制数据。图像数据和控制数据被视为设置数据。
RGB数据标识数据(D)是由4比特DCTL来标识的。通过以串联的方式转移图像数据和控制数据(四阶段)，有可能减小用于将控制器与源极驱动电路(IC)14相连的导线的数目，因此减小了控制IC的尺寸。
图80示出了一种从控制器81将包括6比特图像数据(DAT)和4比特控制数据(DCTL)在内的10比特数据(包括预充电数据)加在源极驱动电路(IC)14上的方法。此外，使用四倍时钟来进行串行的图像转移。不过，本发明并不限于此。例如，可以以串行的方式发送RGB图像数据和控制数据D，并且可以由ID信号来标识控制数据。当它较高时，ID数据表示图像数据，当它较低时，则表示控制数据。
或者有可能以串行的方式转移RGB图像数据并确定是否基于预充电标识信号PRC对图像数据进行预充电。当PRC信号较高时，图像数据是在预充电之后才加在源极信号线18上的，当PRC信号较低时，不用预充电就加上图像数据。
图像数据和控制数据是可以以串行的方式单独被发送的。当然，也可以以串行的方式发送图像数据并以并行的方式发送控制数据。
在上面的示例中，以串行的方式发送源极驱动电路(IC)14中的输入数据。不过，本发明并不限于此。例如，该数据可以作为差分信号被发送。产生差分信号的手段包括：LVD、CMAD、RSDS、小型LVD、以及白转移方法。
图82示出了一个示例，其中串行视频数据等被转变为更高频的差分信号以便于传输，在传输之后，该差分信号又被重新转变为串行视频数据等，这种数据接着被输入到源极驱动电路(IC)14中，或在被输入到源极驱动电路(IC)14中之前先进一步被转变为并行的数据。即，视频数据在被转变为串行数据和差分信号之后在被发送。该数据可以在全部或部分的路线上以并行的方式来发送，或部分数据可以以并行的方式来发送。
如图81所示，来自主板(例如，图156中的1561)的视频处理电路的串行数据被用作差分电路的无线电收发机(发射机)(T)881a转变为差分信号。转变为差分信号会减小信号的幅度，使信号更少遭受干扰，并减小了乱真辐射。这便有可能增大发射机(T)881a和接收机(R)881b之间的距离，并减小信号线的数目。
由用作差分电路的接收机(R)881b将差分信号转变为串行数据。当然，通过将图82所示的控制器IC 821的功能包括在接收机(R)811b之内，便可以立刻将差分信号转变为并行数据。接收机(R)811b恢复在发射机(T)881a进行转换之前就已存在的串行数据。
图82示出了一种结构示例，其中串行-并行转换电路821安装在紧靠接收机(R)811b的一级内。串行-并行转换电路821是一个控制器IC(电路)(控制装置)，具体来讲它包括ASIC。通过串行-并行转换电路821，串行数据被转变为并行数据，作为结果的并行数据被输入源极驱动电路(IC)14。
如图190所示，差分电路和解码器电路可以形成于(放置在)源极驱动电路IC 16中，这样从屏模块1264出来的差分信号可以经连接器1801直接被输入到源极驱动IC 16中。
关于控制数据，多种控制数据都是可用的，例如，这些控制数据包括图16、75等中的预充电数据以及图60、64、65等中的电子调节器数据。
如图319所示，除了视频数据(RGB)之外，OSD(在屏幕上显示)信号以及S/D信号(静止/动态判别信号)可以作为差分信号被控制器电路(IC)760加在源极驱动电路(IC)14上。OSD信号被用来在摄影机等上显示菜单屏幕。
如图54中的(a1)、(a2)、(a3)和(a4)所示，当S/D信号较高时，确定了所发送的RGB视频信号表示动态图像，并且一种驱动方法被用来处理动态图像。如图54中的(c1)、(c2)、(c3)和(c4)或(b1)、(b2)、(b3)和(b4)所示，当S/D信号较低时，确定了所发送的RGB视频信号表示静态图像，并且一种分离模式的驱动方法被用来处理静态图像。
参照图251已描述过一个示例，其中根据本发明扬声器2512放置在或形成于显示装置(显示屏)上。如图320所示，用于扬声器2512的音频信号(AD)也可以作为差分信号被控制器电路(IC)760加在源极驱动电路(IC)760。
图83示出了控制IC 81、源极驱动电路(IC)14以及栅极驱动电路12的连接结构。通过以串行的方式发送图像数据、电子调节器数据以及预充电数据以作为DCTL和DAT，有可能略去了连接导线。
如果在源极驱动电路(IC)14的输入级中实现串行-并行转换，则与图77中的那些相同的锁闭或保持电路被用于预充电数据和图像数据。四个比特的GCTL构成时钟、开始脉冲、上/下开关以及启动信号。
图180是根据本发明的显示屏的外观图。屏1264具有通过COG技术来安装的源极驱动IC 14。栅极驱动电路12是由多晶硅制成的。柔性板1802连接到屏1264的端上。控制器电路(IC)760安装在柔性板1802上。经端1801输入用于控制器电路(IC)760的信号，用于栅极驱动电路12的信号也是通过端1801而输入的。
图181更为详细地示出了根据本发明的显示屏。阴极电压被加在阴极导线1811上，阴极导线1811在阴极连接位置1812处与阴极电极相连。从控制器电路(IC)760将栅极驱动信号1813加在栅极驱动电路12上。此外，从控制器电路(IC)760将源极驱动信号1814加在源极驱动IC 14上。阳极导线1815形成于源极驱动IC的背面(在阵列的表面上)并且在显示屏的显示区域附近。
图181示出了一种结构，其中阳极或阴极导线形成于或放置在源极驱动IC14的下面。不过，本发明并不限于此。例如，图587示出了一种可能的结构，其中阴极导线1811和阳极导线1815形成于或放置在源极驱动IC 14的下面。多个阳极导线1815和阴极导线1811(图587中的两条导线)放置在IC 14a和IC 14b之间。至少一条阴极导线1811连接到位于中心的阴极膜以及屏幕144的一端，并且阴极导线1811之一放置在IC 14a的下面。多个阳极导线1815中的至少一个连接到该中心和屏幕144的一端，阳极导线1815之一放置在IC 14b的下面。多个阳极导线1815在屏幕144附近短接。
图587所示的结构的特征在于，多个电源导线(阴极导线和阳极导线)放置在或形成于位于IC芯片14下面的阵列板71上；通过使用放置在IC芯片14下面的导线，阴极导线1811在与阴极电极36(参看图3和4)接触(连接)的同时被放置在多个位置处。此外，该结构的特征在于，从像素16的阳极导线5871(参看图1等中的Vdd)中分叉出来的阳极导线1815(被放置在或形成于屏幕144的顶侧)在其两端具有供电点。通过在两端提供供电点，有可能减小电压降落，即便流入像素16的Vdd的电流有所增加。
阳极导线1815和阴极导线1811的高导线阻抗会引起电压降落，从而防止足够的电压应用于EL元件15和驱动晶体管11a。通过图588所示的示例，提供了一种可以解决该问题的方法，其中与阴极电极36材料相同的薄金属膜5881被累加到阴极导线1811和阳极导线1815的薄膜导线上。通过叠合金属材料，有可能减小导线的阻抗。在将阴极电极36累加到EL元件15上的过程中，产生了阴极电极36的薄金属膜5881。通过处理用于遮蔽着的汽相沉积的掩模，可以轻松实现上述过程，在汽相沉积过程中产生了EL元件15。具体来讲，小孔是在那些掩模部分中产生的，透过这些小孔将形成薄金属膜5881。
尽管参照附图588已提到过，与阴极电极36相同的材料被累加到阴极导线1811和阳极导线1815的薄膜导线上，但这并不是限制性的，并且不言自明的是，可以累加与阳极电极相同的材料。此外，尽管已提到过金属材料被累加到阴极导线1811和阳极导线1815的薄膜导线上，但这不是限制性的，并且可以在它们中的一个之上累加金属材料。特别是，阳极导线1815易受电压降落的影响，因此最好用叠片结构来减小其阻抗。
另外，要被累加的材料不限于金属材料，它可以是任何材料，只要该材料能够减小阻抗就可以。例如，可能的材料包括ITO和碳。不仅是单层，还可以累加多层膜。此外，也可以累加合金。例如，构成像素电极的ITO可以用Li、Al薄片等叠成的。
如图831所示，与液晶显示装置不同，EL显示装置具有阴极导线和阳极导线，它还需要两个栅极驱动电路12a和12b。这增大了导线的数目并使其连接复杂化。铺设这些导线会使前盖宽度变大。将信号线引入屏1264的需求会增大柔性板1802的尺寸，从而直接导致成本上升。
图282是示出了用来解决这个问题的一种结构的说明图。为便于解释，在栅极驱动电路12的控制信号线之外，图282等仅示出了ST(用来施加或发送开始脉冲的信号线)、CLK(用来施加或发送时钟(移动)脉冲的信号线)、以及ENBL(用来施加或发送启动脉冲的信号线)。事实上，除了用来发送或提供Vgh和Vgl电压的信号线之外，还有UD(用来施加或发送上/下信号的信号线)。
另外，为便于解释，ST(用来施加或发送开始脉冲的信号线)、CLK(用来施加或发送时钟(移动)脉冲的信号线)、以及ENBL(用来施加或发送启动脉冲的信号线)、UD(用来施加或发送上/下信号的信号线)、以及用来发送控制信号的其它信号线都被称为控制信号线，而用来发送或提供Vgh或Vgl电压的信号线以及相似的信号线被称为电压信号线。
在图282中，源极驱动IC 14包括硅芯片并通过COG(芯片在玻璃上)技术安装在阵列板30上。另一方面，通过像低温多晶硅技术、高温多晶硅技术或CGS等这样的多晶硅技术，在阵列板30上直接形成栅极驱动电路12。
在图282中，通过源极驱动IC 14或通过源极驱动IC 14的导线图样，控制信号线(或连同电源信号线)连接到栅极驱动电路12上。通过经源极驱动IC 14连接控制信号线或电源信号线，有可能将与控制信号线等相连的柔性板2911(1802)的宽度几乎减小到源极驱动IC 14的宽度。这可以使成本下降(参看图291)。
为实现图282所示的结构，根据本发明的源极驱动IC 14被配置成如图288所示的样子。图288是根据本发明的源极驱动IC 14的后视图。导线2885等形成于芯片14的对置的端上。在图288中，导线通常是铝导线并且形成于IC的制造过程中。不过，构成导线2885等的方法并不限于此。它们可以在IC制造完成之后通过屏幕印刷技术等来构成。导线2885等可以仅形成于诸多芯片14之一上。
除了用于与源极信号线18相连的端2884之外，IC 14还具有用于控制信号线的输入端2883。用于与控制信号线相连的端2881a形成于或放置在芯片14的一端上。此外，端2881a还与导线2885相连，导线2885的其它端则与端2881b相连。连接到区域G1a的控制信号线在芯片的纵向末端处与端2881b相连。连接到端2882a的电源信号线是通过导线2885连接到端2882b的。假定端2882与阳极或阴极导线相连。因此，电源信号线跨过IC芯片并从IC 14的输出侧(与源极信号线18相连的那一侧)引出。
导线2885跨过IC 14的原因在于，阳极导线1815等通常形成于IC 14的背面以用作用于IC 14的遮光膜，就像图208等所示的那样(也参看图290)。作为遮光膜形成于IC 14背面上的阳极导线1815可以防止的比在IC中由光电导现象引起的还要多。通过将控制信号线或电源信号线连接到导线2885，有可能消除在阵列板30上交叉布线的需要。这减少了交点处的短路并提高了产量。
尽管在图288的示例中已提到过，导线2885等是形成于IC 14的背面上的(面对着阵列板30)，但这不是限制性的。例如，导线2885等可以形成于或放置在IC芯片14的前表面上。导线2885形成于其上的柔性板2911(1802)可以放置在IC芯片14和阵列板30之间的空隙中。
在上面的示例中已提到过，导线2885等形成于源极驱动IC 14上以跨过信号线。不过，本发明并不限于此。栅极驱动电路12可以是由硅芯片制成的(栅极驱动IC 12)，导线2885等可以形成于栅极驱动电路12的背面等。
较佳地，无机材料或有机材料的薄膜(厚膜)可以形成于导线2885上。薄膜(厚膜)的厚度至少应该0.1微米。不过，最好是小于等于3微米。薄膜(厚膜)保护导线2885并防止腐蚀等问题。较佳地，薄膜(厚膜)具体的介电常数在3.5和6.0之间(两端数值都包括)。
图289示出了安装在阵列板30上的、根据本发明的源极驱动IC 14。电源信号线(在本示例中就是阳极导线)通过导线2885从端2882b引出，并分叉到显示区域144的像素16上。它从阴极导线的IC芯片的右端上的端2882b引出，并在阴极连接点处与阴极电极36相连。控制信号线经IC 14上的导线2885从端2881b中引出，并进入栅极驱动电路12。
图290是安装在阵列板30上的IC 14的截面图。导线2885形成于IC芯片14的背面上以将端2882a和端2882b相连。金凸块2904形成于端2882上。金凸块2904将阵列板30的端2902与IC 14的端2882相连。因此，加在信号线2901上的信号以电的方式通过IC 14的导线2885与信号线2852相连，并且并不与任何像形成于阵列板30上的阳极导线2903这样的导线交叉。
如图347所示，铺设输出端时要使源极驱动电路(IC)14和栅极驱动电路(IC)12之间的导线2852不会彼此交叉。其余的细节已参照图282进行过描述，因此有关描述将省略。
如图358所示，栅极驱动电路12的电源线(例如，用来提供Vgh电压、Vgl电压等的导线)2852b形成于阵列板30的表明上，或铺设在(放置在或形成于)由芯片构成的源极驱动IC 14的下面。阳极导线也形成于或放置在与IC芯片14面对面的阵列板30的前表面上。栅极驱动电路12的控制信号线是通过形成于或放置在源极驱动IC 14上的导线2885而相连的。
上面的结构有可能实现有效地利用IC芯片14的背面并减小屏的前盖宽度。
如上所述，通过使用IC 14上的导线2885来跨过电源信号线或控制信号线，有可能使形成于阵列板30上的导线避免交叉。另一个主要的优点便是能够减小柔性板2911的尺寸，该柔性板2911被用来将信号线等连接到屏上，就像图291所示的那样。通常，柔性板2911是昂贵的，因此其尺寸越小，对成本而言越有益。
如图291所示，信号等直接从柔性板2911输入到用于IC 14的输入信号线2901和2852。若没有IC 14上的导线2885，控制信号线将不得不在阵列板30的输入面上弯曲以避开IC 14。使信号线弯曲便会增大屏的前盖宽度。如本发明的情况下，通过IC 14上的导线2885将多个信号线相连，便有可能减小前盖宽度。
在参照图288等所描述的示例中，端2881a和端2881b是通过导线2885等相连的。即，在端2881a中输入的信号在被输出时就像是来自端2881b。不过，本发明并不限于此。例如，电路或导线可以形成于或放置在端2881之间以分叉、延迟或改变所输入的信号。
作为示例，图283示出了一种结构，其中转换电路2831形成于端2881a和端2881b之间。图283的示例中的转换电路2831是反相输出发生电路。该反相输出发生电路2831产生所输入的信号的反相信号。例如，在ST信号的情况下，它们产生负的ST信号。负的ST信号被称为NST。更具体地讲，如果在一个帧周期的1H周期内ST是3V，则在该帧周期的其余时间内它是0V；而在该帧周期的1H周期内NST是0V，在该帧周期的其余时间内它是3V。上述内容可以适用于CLK和ENBL信号。
因此，在图283中，在端2881a中输入的信号被转换电路2831转变为正信号和负信号，并通过端2831b被输出。这便减小了源极驱动IC 14中所输入的信号的数目。
图283中的电路产生反相输出，但本发明并不限于此。图284示出了一种结构，其中由触发器电路(FF电路)构成的延迟电路2841形成于源极驱动IC14中。
在图284中，作为示例，FF电路2841放置在端2881a和端2881b之间。ST信号等是由FF电路2841延迟的。有必要通过使栅极驱动电路12的控制信号(ST，CLK等)和源极驱动电路(IC)14的锁存电路862等同步化，来调节将编程电流加在源极信号线18上的时序以及将导通电压加在栅极信号线17a上的时序。使用FF电路2841等执行时序调节。这种结构使得可以比较容易地调节从控制器电路(IC)760中输出控制信号的时序。
此外，如图285所示，控制信号(ST，CLK，ENBL等)可以从HD(水平扫描信号)和VD(垂直扫描信号)中产生出来。即，信号发生器电路2851形成于或放置在源极驱动电路(IC)14中。信号发生器电路2851使用HD(水平扫描信号)和VD(垂直扫描信号)等来产生控制信号(ST，CLK，ENBL等)。这种结构有可能进一步减小进入源极驱动IC 14的信号线的数目。
在图14、248等中，栅极驱动电路12放置在屏幕的一侧。在图30、83、85、180、181、202、211、212、215、217、219、223、225、260、265、281、282、289、316、319、320、327、347、358等中，栅极驱动电路(IC)12a和12b分别放置在屏幕144的左边和右边。不过，根据本发明的显示屏(显示装置)并不限于此。如图373所示，可以在屏幕144的左边和右边同时放置栅极驱动电路(IC)12a和12b。图373示出了用来驱动栅极信号线17a的栅极驱动电路12a1被放置在或形成于屏幕144的左端，用来驱动栅极信号线17a的栅极驱动电路12a2被放置在或形成于屏幕144的右端。用来驱动栅极信号线17b的栅极驱动电路12b1被放置在或形成于屏幕144的左端，而用来驱动栅极信号线17b的栅极驱动电路12b2被放置在或形成于屏幕144的右端。
在这样一种结构中(用来驱动栅极信号线17a的栅极驱动电路12a1被放置在或形成于屏幕144的左端而用来驱动栅极信号线17a的栅极驱动电路12a2被放置在或形成于屏幕144的右端)，在屏幕144的左边和右边之间可能出现灰度梯度。例如，如果栅极驱动电路12b仅形成于屏幕144的右端，则加在栅极信号线17b上的信号波形在屏幕144的左端会变钝，从而导致在屏幕144的左端图像模糊。
如图373所示，通过如下的做法可以消除屏幕144上的灰度梯度问题：用来驱动栅极信号线17a的栅极驱动电路12a1被放置在或形成于屏幕144的左端，用来驱动栅极信号线17a的栅极驱动电路12a2被放置在或形成于屏幕144的右端，用来驱动栅极信号线17b的栅极驱动电路12b1被放置在或形成于屏幕144的左端，用来驱动栅极信号线17b的栅极驱动电路12b2被放置在或形成于屏幕144的右端。
图373示出了用来驱动栅极信号线17a的栅极驱动电路12a1被放置在或形成于屏幕144的左端。用来驱动栅极信号线17a的栅极驱动电路12a2被放置在或形成于屏幕144的右端。用来驱动栅极信号线17b的栅极驱动电路12b1被放置在或形成于屏幕144的左端。用来驱动栅极信号线17b的栅极驱动电路12b2被放置在或形成于屏幕144的右端。不过，本发明并不限于此。例如，栅极驱动电路12a或栅极驱动电路12b可以放置在屏幕144的左边和右边。或者，栅极驱动电路12b可以放置在屏幕144的左边和右边，而栅极驱动电路12a放置在屏幕144的左边或右边。
一种混合结构是可以实现的，其中通过使用多晶硅技术栅极驱动电路12a1直接安装在阵列板30上，由硅芯片构成的栅极驱动电路12a2则是通过使用COG技术安装在阵列板30上的。一种混合结构是可以实现的，其中通过使用多晶硅技术栅极驱动电路12b1直接安装在阵列板30上，由硅芯片构成的栅极驱动电路12b2则是通过使用COG技术安装在阵列板30上的。此外，上述结构的组合也是可用的。
参照图288到291所描述的内容也适用于图373中的结构。图374示出了通过应用参照图288到291已描述过的示例而实现的一种结构。
在图374中，通过端2883输入的、用于栅极驱动电路12的控制信号被源极驱动电路14的内部导线分叉开，并被发送到放置在屏幕144的左边和右边的栅极驱动电路12。除了连接两个端2881b2之外，该内部导线2885还连接两个端2881b1。用于控制栅极驱动电路12b的信号通过端2882b1被输出，而用于控制栅极驱动电路12a的信号通过端2882b2被输出。
尽管参照图374已提到过，用于控制栅极驱动电路12的信号被源极驱动电路14的内部导线分叉开，但这不是限制性的。参照图291等已描述过，可以用形成于IC 14下面的阵列板30上的导线将信号分叉。
参照图190已描述过一个示例，其中作为差分信号的信号被输入到源极驱动电路14。参照图81、82等已描述过一个示例，其中所提供的是作为差分信号的信号。相似的是，如图292所示，栅极信号(用于栅极驱动电路12的控制信号(ST，ENBL等))也可以作为差分信号被加在源极驱动电路14上。该差分信号被差分-并行转换器电路2921转变为并行信号。
在图292所示的示例中，作为电源信号的阳极电压和阴极电压被输入到端2882a中，用来控制栅极驱动电路12的栅极信号(差分)被输入到端2881a。视频信号(差分)和控制信号(差分)被输入到端2883中。栅极信号、视频信号、和控制信号可以作为双绞线差分信号被提供。此外，栅极信号等可以通过细线同轴电缆来传输。
上面的示例可以被应用于本发明的其它端(2883、2884、2882等)。在图292的结构中应用作为差分信号的信号，便有可能减小信号线的数目。通过像图288、290等所示的那样在IC 14上形成导线2885，有可能防止信号线彼此交叉。通过使用多晶硅技术将栅极驱动电路12等安装在阵列板30上并且使用COG技术将由硅芯片等构成的源极驱动IC 14安装在阵列板30上，上述结构便会产生效果。
在上面的示例中，在屏1264中使用了单个IC 14。不过，本发明并不限于此。例如，如图316所示，屏1264可以具有两个(或更多)安装在显示屏1264的阵列板30上的IC芯片14。电源信号线和/或控制信号线从每个IC 14的两端同时引出，差分-并行转换器电路2921形成于或放置在每个IC 14的两端上。逻辑信号(电压电平)作为选择信号GSEL被加上，以选择差分-并行转换器电路2921中的哪一个要运行。在图316中，差分-并行转换器电路2921a1在IC芯片14a上运行，以输出用于栅极驱动电路12a等的控制信号。差分-并行转换器电路2921b2在IC芯片14b上运行，以输出用于栅极驱动电路12b等的控制信号。
本文中作为示例已提到过，差分信号是从控制器电路(IC)760中输出的，并被源极驱动电路(IC)14所接收，就像图528所示的那样。恒流电路Icon是在控制器电路(IC)760上构建的，以控制晶体管M1和M2，并由此从端2883c中输出信号TxV+和TxV-。从端2883c中输出的信号是通过柔性板上的导线、印刷板上的导线、电缆、同轴导线等来传输的，并被加在源极驱动电路(IC)14的输入端2883a上。
加在端2883a上的信号是作为差分信号(RxV+，RxV-)被加在比较器5281上的，并被恢复为逻辑信号TDATA。电阻器RT1和RT2是从外部安装到源极驱动电路(IC)14上的。适合于Icon电流的通路被终止了。
电阻器RT1和RT2可以被内置在源极驱动电路(IC)14中。通过多晶硅技术(比如，低温多晶硅技术、高温多晶硅技术或CGS)，源极驱动电路(IC)14可以直接形成于阵列板30上。
电阻器RT1等的阻抗被调整为传输通路的阻抗等。根据本发明，电阻器RT的阻抗在100到300欧姆(两端数值都包括)。
例如，内置在源极驱动电路(IC)14中的开关(ST1和ST2)可以是模拟开关。根据加在源极驱动电路(IC)14的输入端(未示出)上的逻辑电平，接通或断开开关ST。
开关ST并不限于典型的开关。它们可以是通过用铝导线根据IC工艺中输入到显示屏的信号的规范来选择性地引发短路而获得的。
这是因为，根据加在显示屏上的信号的规范，已预先在下列两者之间作出了选择：参照图529已描述过的差分输入结构，参照图530已描述过的CMOS电平输入结构。即，很少有必要使用开关ST在CMOS水平信号和差分信号之间转换。
当然，如图529所示，在不安装开关ST的情况下，端电阻RT可以被连接到比较器5281的输入端上，或被连接到导向控制器电路(IC)760的输出端的通路上。在每个导线中可以放置、安装或构建一个端电阻RT，即便有两个或多个源极驱动电路(IC)14。
端电阻RT可以是由调节器构成的，调节器的阻抗是可以改变的。也可以使用如图368、369和372所示的结构。此外，电阻器RT可以被微调到目标值。
在图528的结构中，当开关ST(ST1和ST2)被接通(断开)时，差分信号被输入到源极驱动电路(IC)14中。当开关ST(ST1和ST2)被断开(接通)时，便输入了CMOS或TTL逻辑信号。在CMOS或TTL电平输入的情况下，用来确定逻辑电平的一固定DC电压被加在比较器5281的负端上，逻辑信号被加在正端上，就像图530所示的那样。当正端的信号电平高于负端的信号电平时，逻辑电平被确定为高(H)。当正端的信号电平低于负端的信号电平时，逻辑电平被确定为低(L)。为确定逻辑电平，最好将比较器5281配置为具有滞后特性。为便于解释，本文中假定使用了CMOS电平信号。
图528示出了来自控制器电路(IC)760的信号被加在单个源极驱动电路(IC)14上。不过，事实上，来自控制器电路(IC)760的信号是被加在多个源极驱动电路(IC)14上的，就像图529、530等所示。
在图529中，输入信号是差分信号。端电阻RT被放置在来自控制器电路(IC)760的输出导线上(例如，对应于总共8个比特的差分信号D0+/D0-，D1+/D1-，…，D7+/D7-)。控制器电路(IC)760驱动多个源极驱动电路(IC)14。源极驱动电路(IC)14中的比较器5281将对应于各比特的差分信号转变为对应于各比特的逻辑信号(TDATA)。TDATA被输入到驱动电路5291中。驱动电路5291的可能的结构包括参照图77、43、45、48、46、50、56、60、393、394、495、508等已描述过的那些。由驱动电路5291所处理或控制的信号是从端155中输出的，并被加在显示屏的源极信号线18上。
尽管图528、529和530示出了视频数据的输入(D0到D7)，但这不是限制性的。上述内容也适用于图361所示的预充电信号、图425所示的控制信号、图505所示的栅极驱动控制信号等。
图530示出了一种适合于CMOS电平信号(逻辑信号)的结构。直流电电压(DC电压)V0被加在比较器5281的负端(或正端)上。当逻辑信号D0到D7的信号电平高于V0电压时，它们被确定为高。当逻辑信号D0到D7的信号电平低于V0电压时，它们被确定为低。因此，在图530所示的结构中，比较器5281起缓冲器的作用。
如图531所示，用于图528和529所示的结构的源极驱动电路(IC)14具有差分接口(差分IF)2921a和CMOS(TTL)接口(CMOS IF)2921b。因此，可以根据服务条件来选择接口规格。在图531(a)中，控制器电路(IC)760输出CMOS电平信号。源极驱动电路(IC)14使用用于图530所示的结构的CMOS IF。
在图531(b)中，控制器电路(IC)760输出CMOS电平信号。图531(b)中的结构包括模式转换电路(IC)5311。模式转换电路(IC)5311具有将CMOS信号转变为差分信号的功能。控制器电路(IC)760通过CMOS IF 2921b输出CMOS信号。模式转换电路(IC)5311将通过CMOS IF 2921b接收到的信号转变为差分信号，并将它们通过差分IF 2921a输出。从差分IF 2921a输出的差分信号被输入到源极驱动电路(IC)14的差分IF 2921a中。
因此，使用图529所示的电路结构时，源极驱动电路(IC)14可以既接收差分信号又接收CMOS(TTL)电平信号。
尽管图316示出了差分-并行转换器电路2921被放置在IC芯片14的两端，但这不是限制性的。或者，有可能在控制信号线等可以通过导线2851被分叉到芯片14两端这样一种的结构中使用单个差分-并行转换器电路2921。较为重要的是，电源信号线或控制信号线可以从IC芯片14的两端引出。此外，多个IC芯片14像图316所示的那样被安装在阵列板30上，较为重要的是，要能够选择是否从IC芯片14两端处的电源信号线或控制信号线中产生输出(以保证即便信号是从两端输出的，也不会影响图像显示)。GESL信号是用于选择的。
如图601所示，从不同的源极驱动电路(IC)14到栅极驱动电路12的输出信号2852可以通过使用Gcntl信号来单独控制。在图601中，当用于源极驱动电路(IC)14a的Gcntl1a信号变高(H)时，控制信号便从源极驱动电路(IC)14a的输出端2881b1输出到栅极驱动电路12a。
当用于源极驱动电路(IC)14a的Gcntl1a信号变低(L)时，源极驱动电路(IC)14a的输出端2881b1便进入高阻抗状态。当用于源极驱动电路(IC)14a的Gcntl1b信号变低(L)时，源极驱动电路(IC)14a的输出端2881b2便进入高阻抗状态。在图601中，源极驱动电路(IC)14a的输出端2881b2没有信号输出，因此Gcntl1b信号仍然较低(L)。
当用于源极驱动电路(IC)14b的Gcntl2b信号变高(H)时，控制信号便从源极驱动电路(IC)14b的输出端2881b2中输出到栅极驱动电路12b。当用于源极驱动电路(IC)14b的Gcntl2a信号变低(L)时，源极驱动电路(IC)14b的输出端2881b1便进入高阻抗状态。在图601中，源极驱动电路(IC)14b的输出端2881b1没有信号输出，因此Gcntl2a信号仍然较低(L)。
在上面的示例中，在一个显示屏中使用了两个源极驱动电路(IC)14。不过，本发明并不限于此。可以使用三个或更多的源极驱动电路(IC)14。如果使用了三个或更多的源极驱动电路(IC)14，则至少一个源极驱动电路(IC)14的两个输出端2881b进入高阻抗状态。高阻抗状态是通过巧妙控制GSEL和Gcntl信号而获得的。
根据本发明，不管阵列板30上安装的是单个还是多个源极驱动IC 14，都可以使用相同的源极驱动IC 14。甚至当使用单个源极驱动IC并且栅极驱动电路12形成于或放置在屏幕144的某一端上时，这也是适用的。
根据各种情况，这可能是在输入方向上。例如，从栅极驱动电路12中输出的开始脉冲(ST)可以被输入到端2821b，然后再从端2821a中输出。输出脉冲被输入到控制IC 760中。它们允许控制IC 760监控栅极驱动电路12的运行情况，并判断它是否正常。
尽管在本文中已提到过源极驱动IC 14是由硅等制成的，并使用COG技术将其安装在阵列板30上，但这不是限制性的。可以使用TAB或COF技术来安装源极驱动IC 14。或者，源极驱动电路(IC)14可以通过多晶硅技术直接形成于阵列板30上。最后提到的方法对图316等中的结构尤其有效。另一方面，尽管已提到过IC芯片14是安装在阵列板30(像素电极等形成于其上的基板)上的，但这不是限制性的。它可以形成于对置的基板上并与形成于阵列板30上的源极信号线18等相连。上述内容也可应用于本发明的其它示例。
图191是柔性板1802的截面图。电源模块通过端1914连接到柔性板1802。线圈(变压器)1913安装在电源模块1912上，同时插入柔性板1802所产生的小孔。这种结构使得有可能获得通常较薄的屏模块。
如图585所示，基板1802可以这样来放置，要使控制器电路(IC)760、电源电路(IC)以及其它安装在其上的组件与形成于封装基板(密封盖)40中的凹处相适合。图585中的结构可使屏模块紧凑。
当像素16的驱动晶体管11a和选择晶体管(11b和11c)是像图1所示的P型沟道晶体管时，击穿电压便产生了。这是因为栅极信号线17a的电势波动通过选择晶体管(11b和11c)的G-S电容(寄生电容)击穿到电容器19的端。当P型沟道晶体管11b截止时，电压升高(Vgh)，从而使电容器19的端电压稍稍移向Vdd一侧。结果，晶体管11a的栅极(G)端处的电压上升，从而导致更强烈的黑色显示。这便有可能实现严格意义上的黑色显示。
这个示例被配置成，通过晶体管11b的G-S电容(寄生电容)来改变电容器19的电势，由此实现严格意义上的黑色显示。不过，本发明并不限于此。例如，用来产生击穿电压的电容器19b可以像图595那样构成，其中图595(a)示出了一种结构，在该结构中电容器19b被累加到图1的像素结构中。较佳地，电容器19b的两个电极是作为用来构成晶体管11的栅极信号线17的电极层以及用来构成源极信号线18的电极层而形成的。较佳地，电容器19b的电容是在电容器19a的电容的1/4到1/1之间(两端数据都包括)。
图595(b)示出了一种电流镜像素结构，其中电容器19b产生击穿电压。在本示例中，为便于解释假定晶体管11是P型沟道晶体管。
图596示出了一种图595的像素结构中的栅极驱动器17a的驱动波形。晶体管11b和11c是P型沟道晶体管，它们在Vgl电压(L电压)处导通而在Vgh电压(H电压)处断开。如图596所示，每行像素行的选择都用去一个水平扫描周期(1H)。
在图596中，加在栅极信号线17a上的电压在点A处从Vgh变化到Vgl，在点A处电容器19b使电压击穿到电容器19a中。结果，驱动晶体管11a的栅极端电势朝着较低的电压移动。这引起稍稍大一点的电流在较短的周期内流过驱动晶体管11a。不过，既然编程电流在从点A到点B的1H周期内从驱动晶体管11a流向源极信号线18，则即便在点A之后一较短的周期内有较大的电流流动，它也很快就被规则的编程电流所取代。
加在栅极信号线17a上的电压在点B处从Vgl变化到Vgh，在点B处电容器19b使电压击穿到电容器19a中。结果，驱动晶体管11a的栅极端电势朝着较高的电压移动。这使得流过驱动晶体管11a的电流比编程电流要小。
在点B之后，晶体管11b和11c截止，比编程电流小的电流在一个帧的周期内流过驱动晶体管11a。图597在概念上示出了由击穿电压引起的电压移动。电容器19b使驱动晶体管11a的V-I曲线从实线移动到虚线。与移动到虚线的V-I曲线相伴随的是，由驱动晶体管11a加在EL元件15上的电流减小了。因为电压移动的量是常数，所以尤其是在较低的灰度范围中可以实现严格意义上的黑色显示。
这是因为由于电容器19b等而导致的击穿电压的移动量是不变的，并且Vgh电压和Vgl电压具有固定的值。在电流驱动模式(电流编程模式)中，用于低灰度的编程电流较小，从而很难对源极信号线18的寄生电容进行充电和放电。不过，如图595所示，本发明可以相对地增大加在源极信号线18上的编程电流，从而驱动晶体管11a提供给EL元件15的电流小于编程电流。即，可以将微小的编程电流写入像素16。
另一方面，通过改变Vgh电压、Vgl电压、或Vgh电压和Vgl电压之间的电势差，便可以改变击穿电压。例如，一种驱动方法是可选的，该方法根据发光比(随后进行描述)改变或巧妙地控制Vgh电压和和Vgl电压。此外，电容器19b的电容或阳极电压Vdd也是可以改变的。例如，一种根据发光比(随后进行描述)改变或巧妙地控制阳极电压(Vdd)的驱动方法也是可用的。通过改变这些电压，有可能控制击穿电压的大小以及由驱动晶体管11a所传递的电流量，从而导致严格意义上的黑色显示。
既然无论灰度数目是多少击穿电压的大小都是不变的，则在灰度较低的区域中编程电流的量的减小比例相对较小。结果，灰度越低的区域，黑色显示越好。
在图595、596等的示例中，较为重要的是，驱动晶体管11a、晶体管11b等都是P型沟道晶体管。同样较为重要的是，当加在栅极信号线17a上的信号是在与阳极电压Vdd接近的一电压(Vgh)处时，晶体管11截止；当加在栅极信号线17a上的信号是在与阴极电压接近的一电压(Vgl)处时，晶体管11导通。此外，较为重要的是，当像素行被选择然后又被去除选择时，被写入每个像素的电流的值应该被保持住，直到该像素行在下一个帧(半帧)中被选择。
在上面的示例(图595等)中，晶体管11a是P型沟道晶体管。不过，本发明并不限于此。例如，甚至当晶体管像图598所示的那样是N型沟道晶体管时，本发明的技术思想也是可以应用的。图598示出了一种结构，其中击穿电压是由电容器19b产生的。基本上，这便是图595(a)所示的结构的N型沟道版本。
图599示出了图598的像素结构中的栅极驱动器17a的驱动波形。晶体管11b和11c是N型沟道晶体管，并且在Vgl电压(L电压)处截止。另一方面，晶体管11b和11c在Vgh电压(H电压)处导通。如图599所示，每个像素行的选择都用去一个水平扫描周期(1H)。
在图599中，加在栅极信号线17a上的电压在点A处从Vgl变化到Vgh，在点A处电容器19b使电压击穿到电容器19a中。结果，驱动晶体管11a的栅极端电势朝着较高的电压移动。这引起稍稍大一点的电流在较短的周期内流过驱动晶体管11a。不过，既然编程电流在从点A到点B的1H周期内从驱动晶体管11a流向源极信号线18，则即便在点A之后一较短的周期内有较大的电流流动，它也很快就被规则的编程电流所取代。
加在栅极信号线17a上的电压在点B处从Vgh变化到Vgl，在点B处电容器19b使驱动晶体管11a的栅极端电势朝着较低的电压移动。这使得来自EL元件15并流过驱动晶体管11a的电流比加在栅极信号线18上编程电流要小。
在点B之后，晶体管11b和11c截止，比编程电流小的电流在一个帧的周期内流过驱动晶体管11a。图600在概念上示出了由击穿电压引起的电压移动。大体上，电容器19b使驱动晶体管11a的V-I曲线从实线移动到虚线。与移动到虚线的V-I曲线相伴随的是，由驱动晶体管11a加在EL元件15上的电流减小了。因为电压移动的量是常数，所以尤其是在较低的灰度范围中可以实现严格意义上的黑色显示。
在图598、599等的示例中，较为重要的是，驱动晶体管11a、晶体管11b等都是N型沟道晶体管。同样较为重要的是，当加在栅极信号线17a上的信号是在与阳极电压Vdd接近的一电压(Vgh)处时，晶体管11导通；当加在栅极信号线17a上的信号是在与阴极电压接近的一电压(Vgl)处时，晶体管11截上。
加在栅极信号线17a上的电压的某一比例作为击穿电压被电容器19等加在驱动晶体管11a的栅极端上。因击穿电压而流过驱动晶体管11a的电流小于被写入源极信号线18的编程电流。这便导致严格意义上的黑色显示。
不过，尽管在0级灰度可以实现完全黑色显示，但很难显示1级灰度。在其它情况下，在0级和1级灰度之间可能出现较大的灰度跳跃，或在特定灰度范围中可能出现较少的影象细节。
为解决这个问题，图84示出了一个具有合适的结构的示例。该结构的特征在于它包括填充输出电流值的功能。微调电容器电路841的主要目的是补偿击穿电压。它也可以被用来调节黑色电平，这样即便图像数据是在黑色电平0处，也会有一定的电流(nA的数十倍)流动。
基本上，除了微调电容器电路841已被累加到(在图84中被围在虚线内)输出级中以外，图84和图85是相同的。在图84中，三个比特(K0，K1，K2)被用作电流填充控制信号。三个比特的控制信号使得有可能将比第三代电流源的电流值大0到7倍的电流累加到输出电流中。尽管已提到过电流填充控制信号包括三个比特，但这不是限制性的。它可以包括多于或少于四个比特。
在上文中已提供了根据本发明的源极驱动电路(IC)14的基本概述。现在，将对根据本发明的源极驱动电路(IC)14进行更详细地描述。
通过EL元件15的电流I(A)与发光亮度B(nt)成线性关系。即，通过EL元件15的电流I(A)正比于发光亮度B(nt)。在电流驱动中，由电流(单元晶体管154(单个单元))提供每一级(灰度级)。
与亮度有关的人类的视觉具有平方律特性。换句话说，二次的亮度变化被察觉为线性的亮度变化。不过，根据图62的实线所表示的线性关系，在低亮度区域和高亮度区域中，通过EL元件15的电流I(A)都是正比于发光亮度B(nt)的。
因此，如果逐级地(在每一级灰度的间隔处)改变亮度，则在低灰度区(黑色区域)中每级间的亮度变化会很大(出现更少的影像细节)。在高灰度部分(白色区域)中，因为亮度变化大约与二次曲线的线性部分一致，所以观察到亮度在相等的间隔处变化。因此，特别是如何显示黑色显示区域变为电流驱动中的一个问题(其中每一级都增加电流)(即，在电流驱动的源极驱动电路(IC)14中)。
为解决这个问题，在低灰度区域中(从灰度0(完全黑色显示)到灰度R1)减小输出电流的斜率，在高灰度区域中(从灰度R1到最高的灰度R)增大输出电流的斜率。即，在低灰度区域中减小单位灰度(在每一级中)的电流增加量，在高灰度区域中增大单位灰度(在每一级中)的电流增加量。通过改变低灰度区域和高灰度区域之间电流变化的量，有可能使灰度特性接近二次曲线，并因此消除了在低灰度区域中影像细节较少的问题。
尽管在上面的示例中使用了两种电流斜率(在低灰度区域和高灰度区域中)，但这不是限制性的。当然，也可以使用三种或更多的斜率。不过，使用两种斜率可简化电路结构。较佳地，伽马电路能够产生五种或更多的斜率。
本发明的技术思想在于，在电流驱动的源极驱动电路(IC)等(基本上，它就是使用用于灰度显示的电流输出的电路。因此，显示屏并不限于有源矩阵类型，并且包括简单矩阵类型)中，使用了两个或更多的单位灰度级的电流增加量的数值。
在EL和其它电流驱动的显示屏中，显示亮度正比于所加的电流量。因此，根据本发明的源极驱动电路(IC)14可以通过调节参考电流来轻松调节显示亮度，该参考电流为流过一个电流源(一个单元晶体管)154的电流提供一条基线。
在EL显示屏中，发光效率在R、G和B中有所不同，颜色纯度与NTSC标准的颜色纯度有偏离。因此，为获得最佳的白色平衡，有必要使R、G和B中的比率达到最佳。这种调节是通过调节与R、G和B分别对应的参考电流而实现的。例如，对应于R的参考电流设为2微安，对应于G的参考电流设为1.5微安，对应于B的参考电流设为3.5微安。较佳地，用于不同颜色的参考电流中的至少一个参考电流是可以改变的、可以调节的或可以控制的。
如图184所示，通过调节参考电流Ic(它包括对应于红色的Icr、对应于绿色的Icg和对应于蓝色的Icb)，可实现白色平衡。不过，白色平衡会因晶体管158的特性变化而有所变化。这也可以随IC芯片而改变。尽管存在这个问题，但通过使用参照图164已描述过的微调技术来调节图184中的参考电流电路601r(对应于红色)、参考电流电路601g(对应于绿色)以及参考电流电路601b(对应于蓝色)，便可以实现白色平衡。这种调节可以非常轻松地实现，尤其是在电流驱动的情况下，因为流过EL的电流I与亮度之间存在线性关系。
在电流驱动的情况下，流过EL的电流I与亮度之间存在线性关系。为调节通过混合R、G和B而获得的白色平衡，它有能力仅在一个预定的亮度处调节对应于R、G和B的参考电流。
换句话说，如果白色平衡的调节是通过在预定的亮度处调节对应于RGB的参考电流而实现的，则基本上在整个灰度范围中都可以实现白色平衡。因此，本发明的特征在于，它除了包括单点多边形或多点多边形伽马曲线发生器电路(发生装置)之外，还包括用于调节RGB的参考电流的调节装置。上面的是与电流受控式EL显示屏相垂直的电路排列。
不仅可以通过使用图60到66(a)(b)的结构来产生参考电流，还可以通过使用图198中的结构来产生参考电流。在图198中，由DA(数字到模拟)转换电路661将8比特的数据转变为电压。该电压用作电子调节器501的电源电压。电子调节器501是由电压数据(VDATA)来控制的，并输出电压Vt。所输出的Vt数据被输入到运算放大器502，由电阻器R1和晶体管158a构成的电流电路输出预定的参考电流Ic。上述结构使得，通过使用8比特DATA和8比特VDATA(V数据)，有可能扩展Vt电压的可变范围。
图197示出了一种结构，该结构包含多个电流电路(每个电流电路包括运算放大器502、电阻器R*(*表示电阻器号码)、晶体管158a)。由每个电流电路输出的参考电流Ic的大小随阻抗而变化。包括运算放大器502a的恒流电路包含阻抗为1MΩ电阻器R1，并通过参考电流Ic1。包括运算放大器502b的恒流电路包含阻抗为500KΩ电阻器R2，并通过参考电流Ic2。包括运算放大器502c的恒流电路包含阻抗为250KΩ电阻器R3，并通过参考电流Ic3。
开关S被用来选择其参考电流Ic应该被用的电流电路。由来自外部的输入信号来操作开关S。当开关S1接通而开关S2和S3断开时，参考电流Ic1被加在晶体管组431b上。当开关S2接通而开关S1和S3断开时，参考电流Ic2被加在晶体管组431b上。相似的是，当开关S3接通而开关S1和S2断开时，参考电流Ic被加在晶体管组431b上。
既然参考电流Ic1、Ic2、Ic3彼此不同，则可以通过操作开关S而立刻改变来自输出端155的输出电流。通过像每隔半帧或每隔一帧这样周期性地操作开关S，有可能逐帧改变加在屏上的编程电流的大小，由此使图像亮度等在多个半帧或帧的范围内平均一下，从而产生均匀的图像显示。
尽管在上面的示例中已提到过每隔半帧或每隔一帧就改变编程电流的大小，但这不是限制性的。例如，操作开关S可以是每隔数帧或每隔多个半帧，或每隔一个H(水平扫描周期)或每隔几个H(扫描周期)。此外，也可以随意地操作它们，使得预定的参考电流Ic将被加在作为一个整体的晶体管组431b上。
一种驱动方法通过周期性地或随意地改变编程电流的大小来获得在某一周期内平均化的预定参考电流，这种驱动方法并不限于图197中的结构。例如，该方法也适用于图60到66(a)(b)等的参考电流发生器电路。通过操作或改变电子调节器501、电源电压Vs等，可以改变每个电路中的参考电流。
尽管在上面的示例中已提到过，从Ic1、Ic2、Ic3中选出的参考电流Ic被加在晶体管431b上，但这不是限制性的。来自多个电流电路的电流的和可以被加在晶体管组431b上。这可以通过接通多个开关S来实现。如果所有的开关S都断开，则加在晶体管组431b上的参考电流可以减小到0A。如果参考电流是0A，则从每个输出端155输出的编程电流便减小到0A。因此，源极驱动IC 14变为导通。即，源极驱动IC 14可以与源极信号线18断开。
图198示出了一种结构，其中来自参考电流发生器电路的参考电流的和被加在晶体管431b上。包括运算放大器502a的电流电路使其输出电流Ic1被8比特数据DATA1改变。包括运算放大器502b的电流电路使其输出电流Ic2被8比特数据DATA2改变。参考电流Ic1和Ic2之一或两者一同被加在晶体管组431b上。
图199示出了参考电流发生器电路的另一个示例。晶体管158b1和158b2都放置在栅极导线153的两端。I、2I、4I和8I之一或它们的组合基于D1数据被加在晶体管158b1上。即，开关S*a(*是开关号码)是基于D1数据而选择的。2I表示是I两倍大的电流，4I表示是I四倍大的电流，等等。I、2I、4I和8I之一或它们的组合基于D1数据被加在晶体管158b2上。即，开关S*b(*是开关号码)是基于D1数据而选择的。上述结构使得有可能动态地改变参考电流。
图200示出了一个示例，其中晶体管组431c中的晶体管被分成多个块(431c1、431c2、431c3)。在每个晶体管组431c中，来自多个块的教义和知识是通过输出端155而输出的。
即便在晶体管组431c中单元晶体管154的尺寸都相同的话，如果流过不同的单元晶体管154的电流是不同的，则从输出端155中输出的编程电流在大小方面会有所不同。如图201所示，如果编程电流较小(参看图201中的0到Ka)，则与灰度数的增大相应的编程电流的增大率较小。如果编程电流较小(参看图201中的Kb或更大)，则与灰度数的增大相应的编程电流的增大率较大。因此，每个晶体管组431c被分成多个块，并且提供给在不同的块中的单元晶体管154的电流在大小方面也是有所不同的。另外，参照图56已描述过这种结构。
在图200中，每个晶体管组被分成3个块。基于加在晶体管158b1上的参考电流I1，将晶体管组431c中的晶体管431c1设为栅极导线153a的电势。晶体管组431c1中的单元晶体管的输出电流是基于栅极导线153a的电势而确定的。在本文中假定I1小于I2，并且I1与图201的低灰度范围(0到Ka)相对应。
基于加在晶体管158b2上的参考电流I2，将晶体管431c中的晶体管431c2设为栅极导线153b的电势。晶体管组431c2中的单元晶体管154的输出电流是基于栅极导线153b的电势来确定的。在本文中假定I2小于I3，并且I2与图201的中等灰度范围(Ka到Kb)相对应。相似的是，基于加在晶体管158b3上的参考电流I3，将晶体管431c中的晶体管431c3设为栅极导线153c的电势。晶体管组431c3中的单元晶体管154的输出电流是基于栅极导线153c的电势来确定的。在本文中假定I3是最大的，并且I3与图201的高灰度范围(Kb或更大)相对应。
如上所述，通过将多个晶体管组431c中的每个都分成多个块并在所得的块中改变参考电流的大小，便有可能产生像图201所示的那种多边形伽马曲线。此外，通过增大参考电流的数目，有可能获得具有更多点的多边形伽马曲线。
尽管在上面的示例中已提到过，每个晶体管组431c被分成多个块，并且在所得的块中的单元晶体管154是完全相同的，但这并不是限制性的。如图55等所示，单元晶体管154可以在尺寸方面有所不同。这些晶体管没必要是像图167所示的那种单元晶体管154。此外，使用图161到168中的任何结构都可以产生参考电流。
在上面的示例中，输出级基本上是像图43所示的那样由晶体管组431c构成的。在晶体管组431c中，由1个单元晶体管154提供D0比特，由2个单元晶体管154提供D1比特，由4个单元晶体管提供D2比特，……，由2的n次幂个单元晶体管154提供Dn比特。图240在概念上示出了这种结构。
在图240中，trb(晶体管块)32包括32个单元晶体管154。相似的是，trb(晶体管块)1包括1个单元晶体管154，trb(晶体管块)2包括2个单元晶体管154。trb(晶体管块)4包括4个单元晶体管154，等等。
不过，根据单元晶体管154在IC晶片上的形成位置的不同，单元晶体管154的特性会有所不同。特别是，周期性的特性分布会出现在扩散结构中或其周围。例如，单元晶体管154的特性每隔3到4毫米就会有所波动。结果，如果像端155那样以相同的间隔形成晶体管组431c，图240对此有所示出，则从端155中输出的电流强度可能间隔性地波动(假定在所有的端155处，输出灰度都是相同的)。
为解决这个问题，本发明对包含大量单元晶体管154的trb(晶体管块)进行进一步的细分，就像图241所示的那样。例如，在图241中，trb32被分成四块(trb32a，trb32b，trb32c，trb32d)。基本上，每个所得的块中的单元晶体管154的数目都是相同的。不过，在不同的块中单元晶体管154的数目是可以不同的。
在图241中，trb32a，trb32b，trb32c，trb32d各包括八个单元晶体管154。Trb16也可以被分成子块trb16a和trb16b，它们各包括八个单元晶体管154。为便于解释，在本文中假定仅对trb32进行了分割。
为消除来自输出端155的输出电流的周期性波动，在IC(电路)芯片中，每个输出级431c都应该由彼此相隔而放置的单元晶体管154构成。图242示出了一个示例。不过，图242是概念上的说明。事实上，彼此相隔而放置的trb(晶体管块)是用横向导线连接的，以形成用于一个端155的输出级431c。
在图242中，对应于端155a的D5比特包括trb32a1、trb32a2、trb32c1和trb32c21。因此，端155a处的输出级包括原来属于相邻的输出端155a的单元晶体管组。相似的是，对应于端155b的D5比特包括trb32b2、trb32b3、trb32d2和trb32d3。因此，端155c处的输出级包括原来属于相邻的输出端155b的单元晶体管组。此外，对应于端155c的D5比特包括trb32a3、trb32a4、trb32c3和trb32c4。因此，端155d处的输出级包括原来属于相邻的输出端155c的单元晶体管组，等等。
具体来讲，晶体管次级组trb是像图243所示的那样连接的。图243仅示出了端155a处的trb32的连接(用于其它比特和其它端155的连接是以相似的方式实现的)。在图243中，trb32包括trb32a1、相隔6个端而放置的trb32b6、相隔11个端而放置的trb32c11、以及相隔16个端而放置的trb32d16。即，trb32是通过连接在纵向和横向的诸多位置处有都所不同的trb32而构成(形成)的。这样，如果各单元晶体管组431中的每个比特都是由彼此相隔而放置的单元晶体管154来提供的，则有可能消除周期性的输出变化。
不过，如果trb(晶体管块)像图243所示的那样连接，则将没有对应于端155n(最后一个端)的trb。这个问题可以通过使用晶体管组431b的单元晶体管158b(图48和49)来解决，晶体管组431b与晶体管组431c一起构成电流镜。单元晶体管158b被配置成具有和单元晶体管154相同的大小和形状。晶体管组431b放置在IC(电路)14的一侧或两侧。注意到，明显没有必要使用下文中所描述的结构，甚至是当形成端155n可用的trb时。
以tb表示功能与trb(32)相同的晶体管组，trb(32)是由晶体管组431b的单元晶体管158b构成的(参看图244)。因此，tb和trb连接到相同的栅极导线153上。因此，端155n的trb32包括trb32n1、相隔6个端而放置的trb32b6、相隔11个端而放置的trb32c11、以及相隔16个端而放置的trb32d16。
不言自明的是，如果tb和trb是以图245所示的分布式的方式形成于IC(电路)14上的，则对像图244所示的那些复杂连接的需求是可以避免的。
研究结果表明，较佳地，单元晶体管154所占的面积不小于0.05平方毫米。更佳地，单元晶体管154所占的面积不小于0.1平方毫米。更佳地，单元晶体管154所占的面积不小于0.2平方毫米。该面积(平方毫米)是从用来将最远处的单元晶体管154链接起来的直线计算的。
如图286所示，输出到源极信号线18的编程电流通常周期性地偏移，其中横轴表示一个芯片中的输出端的位置，即端1到n的位置。纵轴表示与对应于32级灰度的输出编程电流的平均值偏离的百分比。如图286所示，输出编程电流通常因IC制造过程中所用的扩散工艺而发生周期性地偏移。
如果输出编程电流像实线所示的那样偏离，则使用由虚线表示的反相电流便可以校正这种偏离。这种校正(补偿)可以轻松地做到。如果编程电流是反相电流，则可以累加0到5％范围内的放电电流。具体来讲，在源极驱动电路(IC)14中，可以形成包含P型沟道单元晶体管154在内的放电电流电路(参看图43等中的结构、描述等)，并且来自这种电路的放电电流可以被累加到每个端155所输出的编程电流中(由此校正输出编程电流)。此外，通过使用参照图162到176等已描述过的微调技术等来调节、配置、或形成电路组件，便可以实现上述的校正。
为确定要被用于校正(补偿)的电流的大小，从端155输出的编程电流是像图287所示的那样测量的。视频数据(RDATA，GDATA，BDATA)被设为预定的值(单元晶体管组431c的比特值)，编程电流Iw是从端155输出的。用通过端155连接到电流测量电路2872上的探头对输出电流Iw进行测量。可以使用形成于源极驱动电路(IC)14中的开关来选择要被连接到电流测量电路2872上的端。
电流测量电路2872将已测得的电流值输出到校正数据计算电路2872中，校正数据计算电路2872计算出校正数据并将其输出到校正电路(数据转换电路)2874。校正电路(数据转换电路)2874包括闪存等，并将0到5％范围内的放电电流累加到端155。
不过，如果输出编程电流具有像图286所示的周期性，则通过测量某些端输出的编程电流(在一个周期内或多个周期内)而不是测量所有的端输出的编程电流，便可以预测出所有的端输出的编程电流的偏移情况。因此，测量某些端(在一个周期内或多个周期内)输出的编程电流便足够了。
可允许的输出电流变化范围是由像素间距P(mm)、周期(在一个周期内端的数目N)、屏幕144的亮度变化率(％)来决定的。例如，即便在端与端之间的亮度变化是5％，与当在给定的端之间有100个端时相比，当在给定的端之间有10个端时，容许极限很自然地要相对低一些(即，5％会是不够的)。
图298示出了有关上述关系的研究结果。横轴表示b/(P*N)，P是像素间距(mm)，N是在源极驱动电路(IC)14的给定的端之间的端的数目。因此，P*N表示给定周期的长度(距离)。因此，b/(P*N)表示单位(P*N)的亮度变化率。纵轴表示屏幕144中所观察到的相对亮度变化率(等价于输出电流的偏移率，因为在亮度和编程电流之间存在正比的关系)，其中当b/(P*N)是0.5时上述的值被视为1。可以看出，输出电流的偏移率越大，容许极限越紧。
从图298中可以看出，当b/(P*N)是0.5或更大时，该曲线的斜率急剧增大。因此，b/(P*N)最好小于0.5。
如图306所示，用亮度计3051来测量亮度变化率。它是由用来控制源极驱动IC 14的灰度的控制器3053来控制的。对亮度计3051所测得的值进行校正是由计算部件3052计算出的。如图287所示，通过计算而获得的数据被写入校正电路2874中。
尽管在上面的示例中已描述过源极驱动电路(IC)14的输出变化，但很明显该技术思想也可以应用于栅极驱动电路(IC)12。对于栅极驱动电路(IC)12而言，也可能出现导通电压或截止电压的变化。因此，如果已描述过的与源极驱动电路(IC)14有关的内容也应用于栅极驱动电路(IC)12，则可以构建或形成良好的栅极驱动电路(IC)12。下面描述的内容也可以应用于栅极驱动电路(IC)12。
与根据本发明的驱动电路(IC)有关的内容可以应用于栅极驱动电路(IC)12和源极驱动电路(IC)14。此外，它们不仅可以应用于有机(无机)EL显示屏(显示装置)，也可以应用于液晶显示屏(显示装置)。此外，本发明的技术思想不仅可以用于有源矩阵显示屏，还可以用于简单矩阵显示屏。
下面将对另一个根据本发明的源极驱动电路(IC)14的示例进行描述。上面或此处所描述的内容可以应用于那些在下文中没有描述的源极驱动电路(IC)14的部件。不言自明的是，上面描述过的内容和下面描述的内容可以按要求组合起来使用。相反，不言自明的是，下面描述的内容可以按要求应用于本发明的其它实施例。此外，不言自明的是，可以使用下面描述的源极驱动电路(IC)14来构建显示屏或显示装置(图126、154和157等)。
图188示出了一个根据本发明的源极驱动电路(IC)14的示例。只有那些必须描述的部件才被示出。在图188中，如同本发明的其它示例一样，该电路是由硅制的CMOS晶体管构成(该电路14可以直接形成于阵列板30上)。
在图188中，用来控制电子调节器501的控制数据(IRD，IGD，IBD)将其值设为与时钟(CLK)信号同步。电子调节器501是基于这些值来控制的，以便将预定的电压加在运算放大器502的正端。
运算放大器502、电阻器R1、晶体管158a构成用来产生参考电流Ic的恒流电路。从端155输出的编程电流与参考电流Ic的大小成一定的比例而变化。编程电流发生器电路1884包含电流镜电路和DATA解码器。更具体地讲，编程电流发生器电路1884的结构是以这样一种关系作为特征的，该关系与图60中的晶体管158b和晶体管组431c之间的关系完全相同或相似，或者该关系与图209和210中的晶体管158b和晶体管154之间的关系完全相同或相似。
基于参考电流Ic的大小，编程电流发生器电路根据视频(图像)数据(即DATAR，DATAG，DATAB)所指定的大小来产生编程电流Ip。
所产生的编程电流Ip被保持在电流保持电路1881中，每个电流保持电路1881都包括晶体管11a、11b、11c、11d和电容器19。电流保持电路1881的结构与图1的像素结构相似，但P型沟道晶体管被N型沟道晶体管所替代。加在灰度电流导线1882上的编程电流Ip是像电容器19中的电压那样被保持着。
编程电流Ip是以点顺序的方式由抽样电路862保持着。即，抽样电路862基于10比特的地址信号(ADRS)(它允许选择高达1024个端)来选择灰度保持电路1881以保持编程电流Ip。为了选择操作，一选择电压(它导通晶体管11b和11c)被输出到选择信号线1885上。编程电流Ip可以随意地被保持在灰度保持电路1881中。不过，通常地址信号ADRS是按顺序来计数的，并且电流保持电路1881a到1881n也是按顺序来选择的。
编程电流Ip被保持在电容器19中，从而允许驱动晶体管11a通过端155输出编程电流Ip。在电流保持电路1881中，驱动晶体管11a的工作方式与图1中的驱动晶体管11a相同。图188中的晶体管11b和11c的功能或工作方式也都与图1中的晶体管11b和11c相同。具体来讲，选择电压按顺序被加在选择信号线1885上，从而使电流保持电路1881中的晶体管11b和11c导通，由此使编程电流Ip被保持在晶体管11a中(连接到晶体管11a的栅极端的电容器19)。
当编程电流Ip已被写入所有的电流保持电路1881中时，导通电压被加在输出控制端1883上，保持在电流保持电路1881中的编程电流Ip被输出到端155a到155n(编程电流Ip被从源极信号线18输入到端155)。加在输出控制端1883上的导通电压的时序是与水平扫描时钟(即，像素行选择(像素行移动)时钟)同步的。
图189示意性地示出了图188所示的结构。当开关11c和11b(晶体管11c和11b)是由抽样电路862来控制时，编程电流Ip流过灰度电流导线1882并被输入到电流保持电路1881中。此外，在输出控制端1883的控制下，开关11b(晶体管11b)全部被导通，以输出编程电流Ip。
尽管图188和189所示的电流保持电路1881仅容纳一行像素行，但事实上所需要的是用于两行像素行的电流保持电路。用于一行像素行的电流保持电路(第一保持电路)被用来将编程电流Ip输出到源极信号线18，其它用于一行像素行的电流保持电路(第二保持电路)被用来保持由抽样电路862所抽样的电流。第一保持电路和第二保持电路是交替运行的。
图228中的输出级包括第一保持电路2280a和第二保持电路2280b。当对图188和图228进行比较时，电流保持电路1881对应于输出电路2280，灰度电流导线1882对应于电流信号线2283，输出控制端1883对应于栅极信号线2282，选择信号线1885对应于栅极信号线2284，晶体管11a对应于晶体管2281a，晶体管11b对应于晶体管2281b，晶体管11c对应于晶体管2281c，晶体管11d对应于晶体管2281d，电容器19对应于电容器2289。
当编程电流Ip正被抽样并且被输入到输出电路2280a时，输出电路2280b正在输出由源极信号线18所保持的编程电流Ip。相反，输出电路2280a正在输出由源极信号线18所保持的编程电流Ip时，输出电路2280b正在按顺序保持所抽样的编程电流Ip。输出电路2280a和输出电路2280b每隔1H便会轮流地将编程电流输出(输入)到源极信号线18b。这种转换是通过c1和c2端来做到的。
用来施加重置电压Vcp的开关Sc形成于或放置在电流信号线2283上。当开关Sc导通时，重置电压Vcp便被加在电流信号线2283上。重置电压的值与GND电压接近。当施加重置电压时，导通电压便被加在栅极信号线2284上，由此使晶体管2281b和2281c导通。当晶体管2281b和2281c导通时，电容器2289被放电，从而使晶体管2281a不输出电流。
即，重置电压Vcp使晶体管2281a达到OFF态或接近OFF态。重置电压Vcp可以被配置成使晶体管2281a输出中等大小的电压。
图229是图228所示的电路的时序图。在图229中，Sig表示来自编程电流发生器电路1884的信号。与视频信号相对应的电流被连续地加载。Sc表示重置开关的操作。在较高(H)的状态中，开关Sc是导通的，重置电压Vcp被加在电流导线2283上。从图229中可以看出，在1H的开始处，便施加重置电压Vcp。
在重置电压Vcp被加在电流保持电路(输出电路)2280a和2280b之后，编程电流Ip被抽样并保持在输出电路2280中。重置电压Vcp的施加并不限于在1H中只有一次。可以在一个输出电路2280中的每次抽样时施加重置电压Vcp，或可以在多个输出电路2280中的每次抽样时施加重置电压Vcp。或者，可以每隔一个帧施加一次，或每隔数个帧施加一次。
参考字符c1和c2表示开关信号。当c1逻辑电压为高(H)时，输出电路2280a被选中。当c2逻辑电压为高(H)时，输出电路2280b被选中，并且编程电流Ip被输出到源极信号线18。
为了通过以这种方式选择输出电路2280a或2280b来按顺序施加(保持)编程电流Ip，最好像图230所示的那样提供两个抽样电路862。抽样电路862a按顺序选择输出电路2280a并使输出电路2280a保持编程电流Ip。抽样电路862b按顺序选择输出电路2280b并使输出电路2280b保持编程电流Ip。
如，重置电压Vcp可以被配置成像图75所示的那样改变预充电电压。与预充电电压有关的内容也可以应用于重置电压Vcp。通过用图230中的重置电路2301替代图75中的预充电电路，可以实现上述这一点。相似的是，参考电流电路1884可以具有上述的结构。
输出电路2280的问题在于，加在栅极信号线2284上的信号可以改变保持晶体管2281a的栅极端电势，从而使所保持的编程电流Ip有所变化。这是因为，加在栅极信号线2284上的信号波形会因寄生电容的存在而击穿，从而改变了栅极端电势。如果保持晶体管2281a是N型沟道晶体管，该击穿电压使所保持的编程电流Ip有所减小。在图228的结构中，如果保持晶体管2281a是P型沟道晶体管，则所保持的编程电流Ip会增大。
图231示出了用来解决这个问题的结构。在图231的输出电路2280中，晶体管2311形成于或放置在开关晶体管2281b和电容器2289之间。晶体管3211具有接通导线的功能。
在被抽样的编程电流Ip被保持在输出电路2280以及截止电压被加在栅极信号线2284(从电流信号线2283中切断输出电路2280)之前，晶体管2311导通(截止)。即，首先，截止电压被加在栅极信号线2284上，然后，带有某些延迟的截止电压被加在栅极信号线2284上。结果，晶体管2311截止，然后从电流信号线2283中切断输出电路2280。
图232是栅极信号线2284、2285等的时序图。从图232中可以看出，首先将截止电压加在栅极信号线2285上，然后将截止电压加在栅极信号线2284上。
首先，晶体管2311像上面所描述的那样被截止。通过使晶体管2311截止，有可能减小栅极信号线2284的击穿电压。较佳地，图232中的时间t是0.5微秒或更长。较佳地，它是1微秒或更长。
较佳地，保持晶体管2281a具有确定的WL比以防止或减小扭折(“较早的效应”)。图233示出了“较早的效应”的发生率。如图233所示，当L/W比为2或更小的时候，“较早的效应”具有较大的影响。相反，当L/W(沟道长度(微米)和沟道宽度(微米)的比)大于2时，“较早的效应”急剧减小。因此，较佳地，晶体管2281a的L/W比为2或更高。更佳地，它是4或更高。
此外，在保持晶体管2281a的沟道到沟道的电压(在IC中的源-漏电压Vsd)和“较早的效应”之间存在一种关系。图234示出了这种关系。Vsd电压是加在保持晶体管2281a上的最大电压。在图231等中，它就是加在端155上的电压。
从图234中可以看出，当Vsd电压是9V或更小时，“较早的效应”倾向于具有显著的影响。因此，较佳地，加在端155上的电压，即加在源极信号线18上的电压是在9V到0V(GND)之间(两端数值都包括)。更佳地，加在源极信号线18上的电压是在8V到0V之间(两端数值都包括)。
在上面的示例中，提供了两级输出电路2280。不过，本发明并不限于此，可以像图237所示的那样提供不止两级。在图237中，输出电路2280a被分成两个输出电路：输出电路2280ah和输出电路2280al。相似的是，输出电路2280b被分成输出电路2280bh和输出电路2280bl。输出电路2280ah和输出电路2280bh输出相对较大的编程电流Iph，而输出电路2280al和输出电路2280bl输出相对较小的编程电流Ipl。
像上文那样，通过将输出电路2280a和2280b分成多个输出电路，有可能在输出所分配的灰度之前先分离或累加这些所分配的灰度。这便有可能输出精准的编程电流Ip。
根据本发明的源极驱动电路(IC)14的输出级可以像图246所示的那样配置。图246中的每个输出级包括用来输出大小为1的电流的输出级电路2280a、用来输出大小为2的电流的输出级电路2280b、用来输出大小为4的电流的输出级电路2280c、用来输出大小为8的电流的输出级电路2280d、用来输出大小为16的电流的输出级电路2280e、以及用来输出大小为32的电流的输出级电路2280f。输出级电路2280a到2280f根据各个视频数据的比特来运行。可以通过端155来输出或累加由输出级电路2280a到2280f产生的电流。图246中的结构使得有可能产生精准的电流输出。
在上面的示例中，源极驱动电路(IC)14主要包括硅芯片。不过，本发明并不限于此。通过使用多晶硅技术(比如，CGS技术，低温多晶硅技术，或高温多晶硅技术)，可以在阵列板30上直接形成或构建输出级电路2280(多晶硅电流保持电路2471)等。
图247示出了一个示例。通过多晶硅技术形成(构建)了RGB输出级电路2280(对应于R的2280R，对应于G的2280G，对应于B的2280G)以及用于在RGB中选择的开关S。开关S是通过将1H周期分时而工作的。基本上，开关S连接到R输出级电路2280R、G输出级电路2280G以及B输出级电路2280B，每种电路用时是1H周期的1/3。该显示和驱动方法已参照图37和38描述过，因此有关描述将省略。
如图247所示，配备有移位寄存器电路、抽样电路等的源极驱动电路(IC)14通过端155连接到源极信号线18上。由多晶硅制成的开关S在分时的基础上被连接到输出级电路2280R、2280G和2280B。输出级电路2280R、2280G和2280B保持由RGB视频数据构成的电流。它们使用参照图228到234等已描述过的结构和方法将编程电流Iw输出到源极信号线18R、18G和18B。尽管图247仅示出了一级多晶硅电流保持电路2471，但不言自明的是，事实上可以有两级(参看图228到234的描述)。
尽管参照图247已描述过，开关S连接到R输出级电路2280R、G输出级电路2280G以及B输出级电路2280B，并且每种电路用时是1H周期的1/3，但是本发明并不限于此。例如，选择周期可以像图255所示的那样在RGB中有所不同。这是因为，编程电流Iw的大小会因在RGB中EL元件的效率差异的存在而在RGB中有所不同。较小的编程电流易受源极信号线18的寄生电容的影响，所以应该增加其施加的持续时间，以保证有时间对源极信号线18进行充电或放电。另一方面，对于RGB而言，源极信号线18的寄生电容的大小通常是相同的。
在图255中，假定红色(R)EL元件15效率最高，相应的编程电流最小。此外，假定绿光(G)EL元件15效率最低，相应的编程电流最大。蓝光(B)EL元件15的效率介于R和G之间。因此，在图255中的1H周期内，用于R数据的选择周期(在图247中选择2280R所用的周期)最长，用于G数据的选择周期(在图247中选择2280G所用的周期)最长，用于B数据的选择周期(在图247中选择2280B所用的周期)介于前两者之间。
较佳地，保持晶体管2281a的迁移率在400到100之间(两端数据都包括)。更佳地，该迁移率在300到150之间(两端数据都包括)。为满足这个条件，晶体管2281a的栅极绝缘膜做得较厚。用于此的可行的方法包括双层沉积等，该方法可以使栅极绝缘膜具有多层结构。
下面将描述根据本发明的显示屏的一种检查方法。图202示出了在完成之前的根据本发明的显示屏。通过短路导线2021在一端处使源极信号线18短路。在检查之后，沿A-A’将被短路的部分切除，以完成该显示屏。通过应用一探头并检查到短路导线2021的电压，有可能将检查电压加在所有的源极信号线18上。
如果不通过短路导线2021，便通过源极信号线18的COG端施加电压或电流。图203示出了一个示例，其中用于检查的短路垫2023是安装在COG端(源极信号线端)2034上的。短路垫是由金属或导电材料制成的。短路垫可以是像玻璃基片这样的绝缘材料，在其上汽相沉积有铝。短路垫可以是任何类型，只要它能够将端2043短路就可以。短路垫被配置成将像电压这样的电信号加在源极信号线端2034上。
如图203所示，AC或DC电压(电流)被加在短路垫2032以及阳极端导线2031上。短路垫2032通过端2033连接到源极信号线18。因此，电压可以被加在源极信号线18和像素16的阳极上。例如，电压可以被加在图1中的Vdd端和源极信号线18上。在这种情况下，栅极驱动器12是通过施加电源电压、时钟等来操作的(参看图14等)。像素16是按顺序逐行选择的，并且电压是通过源极信号线18被加在驱动晶体管11a的栅极端上的。通过将电压加在栅极端上，电流便从驱动晶体管11a流向源极信号线18。即，电流流过EL元件15，从而使EL元件15发光。
上述过程使得有可能扫描并操作栅极驱动电路12，从而使EL元件15按顺序发光，以光学的方式检测闪光或连续的光发射，并由此检查EL显示屏。
以光学的方式进行检查，这意味着所作出的判断/检测都是基于：例如，人类视觉、由CCD相机所拍摄的图像的图像识别、或光敏元件所产生的电信号的强度测量。可被检测到的条件包括总是明亮的像素、总是黑暗的像素、行缺陷、和闪烁缺陷，还有条痕和强度不规则。此外，可以检测到闪烁。
尽管在图203中示出了短路垫203，但是导电液体等可以滴落在源极信号线2034上。AC或DC电压(电流)被加在滴落的液体等与阳极端导线2031之间。在电流编程的情况下，所加的电流非常微弱，是在微安的量级上。因此，即便导电液体等具有高阻抗，对于检查这个目的而言它是足够了。可用的导电液体或胶体包括：例如氢氧化钠，盐酸，硝酸，氯化钠溶液，银胶，铜胶等。
在上面的示例中，当栅极驱动电路12被置于扫描模式中并且逐行使EL元件15发光的时候，对屏或阵列进行检查。不过，本发明并不限于此。例如，可以当整个屏幕发光时，立刻进行该检查。
图205是示出了屏幕的“一次检查”的说明图。
尽管为便于解释已提到过，整个屏幕是一次被检查的，但这不是限制性的。通过将屏幕分成若干块或按顺序一次使多个像素行发光，可以进行检查。即，通过一次使大量像素行发光，可以进行检查。通过使像素逐个发光，也可以进行检查。
为便于解释，假定如果阳极电压Vdd被设为6V并且驱动晶体管11a被设为5V或更小，则可以提供足够使EL元件15发光的电压。此外，假定电压是从外部被加在所有的源极信号线17上的。这样，根据本发明的检查方法可保证，如果像素16的驱动晶体管11a是P型沟道晶体管，则可以将小于等于驱动晶体管11a的上升电压的一电压加在源极信号线18上。为便于解释，假定该上升电压是5V。加在源极信号线上的电压所在的范围是从阳极电压Vdd到阴极电压Vdd减8V。较佳地，它所在的范围是从阳极电压Vdd到阴极电压Vdd减6V。
在图205中，假定0到5V的检查电压被加在源极信号线18上。当该电压被加在驱动晶体管11a的栅极端上时，驱动晶体管11a便可以通过电流。
在截止电压Vgh被加在所有的栅极信号线17b上时，上述的检查方法将加在栅极信号线17a上的电压从截止电压(Vgh)改变为导通电压(Vgl)，并由此将源极信号线18的电势写入像素16。如果源极信号线18的电势不高于驱动晶体管11a的上升电压(5V)，则为驱动晶体管11a编程以传递一电压。
然后，导通电压Vgl被加在所有的栅极信号线17b上。与之同时或比它要早的是，加在栅极信号线17a上的电压从导通电压(Vgh)变化到截止电压(Vgl)。结果，如果驱动晶体管11a等是正常的，则所提供的电流从驱动晶体管11a流向EL元件15，从而使EL元件15发光。
当EL元件15发光时，如果导通电压和截止电压交替地被加在栅极信号线17b上，则EL元件15会闪烁。这便有可能确定开关晶体管11d是否是好用的。
在图205中，导通电压同时加在栅极信号线17a和17b上，加在源极信号线18上的电压可以在比驱动晶体管11a的上升电压高的一电压和比驱动晶体管11a的上升电压低的一电压之间周期性地变化。这种周期性的变化将使EL元件15相应地发光。在那种情况下，EL元件15的发光电流It是从源极信号线18中流出的。在某些情况下，它是从驱动晶体管11a中流出的。
上述操作使得除了有可能检测出开关晶体管11c、11b和11d的性能和缺陷之外，还有可能检测出驱动晶体管11a的性能和缺陷。此外，还可以评估出驱动晶体管11a和EL元件15的性能和特征。
上面的示例包括改变源极信号线18的电势，以便根据源极信号线18的电势来控制光发射。不过，本发明并不限于此。例如，如图206所示，可以改变阳极电压Vdd。
当截止电压Vgh被加在所有的栅极信号线17b上时，上述这种检查方法将加在栅极信号线17a上的电压从截止电压Vgh变为导通电压Vgl，并由此将源极信号线18上的电势写入像素16。如果源极信号线18的电势不高于驱动晶体管11a的上升电压(5V)，则为驱动晶体管11a编程以传递一电压。
然后，导通电压Vgl被加在所有的栅极信号线17b上。与之同时或比它要早的是，加在栅极信号线17a上的电压从导通电压(Vgh)变化到截止电压(Vgl)。结果，如果驱动晶体管11a等是正常的，则所提供的电流从驱动晶体管11a流向EL元件15，从而使EL元件15发光。当EL元件15发光时，如果导通电压和截止电压交替地被加在栅极信号线17b上，则EL元件15会闪烁。这便有可能确定开关晶体管11d是否是好用的。
当截止电压被加在栅极信号线17a上而导通电压被加在栅极信号线17b上时，加在阳极端上的电压Vdd在低于驱动晶体管11a的上升电压的一范围内周期性地变化。这种周期性的变化将使EL元件15相应地发光。另外，EL元件15的发光电流是从驱动晶体管11a流出的。上述操作使得除了有可能检测出开关晶体管11c、11b和11d的性能和缺陷之外，还有可能检测出驱动晶体管11a的性能和缺陷。此外，还可以评估出驱动晶体管11a和EL元件15的性能和特征。
尽管在描述上面的示例时所参照的是图1所示的像素结构，但这不是限制性的。它也可以应用于具有图2、7、11、12、13、28、31、607等所示的任何结构的EL显示屏或显示装置。
尽管在描述上面的示例时所参照的是电流编程，但本发明并不限于此。在图2所示的电压编程的情况下，也可以进行上升的检查。
图207是示出了电压编程的像素结构的说明图。上述检查方法将加在所有的栅极信号线17a上的电压从截止电压Vgh变为导通电压Vgl，并由此将源极信号线18的电势写入像素16。如果源极信号线18的电势不高于驱动晶体管11a的上升电压(5V)，则为驱动晶体管11a编程以传递一电压。
然后，加在栅极信号线17a上的电压从导通电压(Vgh)变化到截止电压(Vgl)。结果，如果驱动晶体管11a等是正常的，则所提供的电流It从驱动晶体管11a流向EL元件15，从而使EL元件15发光。
当截止电压被加在栅极信号线17a上时，加在阳极端上的电压Vdd在低于驱动晶体管11a的上升电压的一范围内周期性地变化。这种周期性的变化将使EL元件15相应地发光。另外，EL元件15的发光电流It是从驱动晶体管11a流出的。上述操作使得除了有可能检测出开关晶体管11c的性能和缺陷之外，还有可能检测出驱动晶体管11a的性能和缺陷。此外，还可以评估出驱动晶体管11a和EL元件15的性能和特征。
参照附图，将对根据本发明的另一个示例的检查方法进行描述。然而根据图202中的方法，在图223的结构中，在每个源极信号线18的一端形成或放置用作测试开关的晶体管2232。因为一电压被加在晶体管2232的栅极端上，所以晶体管2232导通，从而使测试电压(Vtest)被加在源极信号线18上。通过导通/截止控制装置2231，使晶体管2232导通或截止。
导通/截止控制装置2231与栅极驱动电路12同步地使晶体管2232导通和截止。具体来讲，使用了参照图203到207所描述的检查方法。
检查方法是像图224所示的那样来执行的。如图224(a)所示，随着晶体管2232导通，Vtest电压通过晶体管2232被加在源极信号线18上。此时，用加在栅极信号线17b上的截止电压使晶体管11d导通。如果将导通电压加在要被检查的像素16的栅极信号线17a上，则Vtest会像图224所示的那样被加在驱动晶体管11a的栅极端上。Vtest电压高于驱动晶体管11a的上升电压。
然后，如图224(b)所示，截止电压被加在栅极信号线17a上，导通电压被加在栅极信号线17b上。结果，发光电流It从驱动晶体管11a流向EL元件15，从而使EL元件15发光。
在图223的结构中，即便导通电压被加在所有的像素16的栅极信号线17a上，通过用导通/截止控制装置2231使晶体管2232导通和截止，也会使EL元件15闪烁。即，使用晶体管2232可以评估或检查EL元件15等的特征。
图223中的方法通过控制晶体管2232将电流或电压加在源极信号线18上，由此检查或评估EL显示屏或用于EL显示屏的阵列。
在图255中，通过使用形成于源极信号线18上的保护二极管2251，检查所需的电压或电流被加在源极信号线18上。通过多晶硅技术，保护二极管2251形成于每个源极信号线18上，以用于静电保护。保护二极管2251是由二极管连接的晶体管构成的(参看图436)。
如图225所示，每个源极信号线18都与保护二极管2251a和2251b相连。该保护二极管被设计为在正常电压设置(VL或VH)中处于截止态。即，通过施加形式为VL或VH的反相电压，可使保护二极管2251保持截止。
为便于检查，VL电压和VH电压之一或两者都被设置成(或被巧妙地控制)可以使保护二极管2251导通。例如，如果VL电压被设置得较高，则可以从电压导线2252a经保护二极管2251b将检查电压(较高的电压：Vdd到Vdd-6V)加在源极信号线18上。。此外，如果VH电压被设置得较低，则可以从电压导线2252b经保护二极管2251a将检查电压Vk(较低的电压)加在源极信号线18上。
如图436所示，该检查电压是经保护二极管2251被加在每个源极信号线18上的。检查电压Vk使驱动晶体管11a饱和。如果驱动晶体管11a是P型沟道晶体管并且阳极电压Vdd是6V，则检查电压Vk最好在0和2V之间(两端数值都包括)。或者，检查电压Vk最好在Vdd-6到Vdd-4(V)(两端数值都包括)。另外，0V是视频信号的最小电压，即源极驱动IC 14所输出的最低电压。因此，最小电压并不限于0V。如果驱动晶体管11a是P型沟道晶体管，则该最小电压对应于源极驱动电路IC 14向源极信号线18输出的电压，该电压的输出是为了获得白色光栅，即最大亮度。
此外，检查电压Vk最好小于等于Vdd-Vdd/(1.5×L/W)并且大于等于0V(当驱动晶体管11a是P型沟道晶体管时，Vk就是源极驱动电路(IC)14输出给源极信号线18以获得白色光栅(即，最大亮度)的电压)，其中W(微米)是驱动晶体管11a的沟道宽度，L(微米)则是长度(每个像素16包含n个并联的驱动晶体管11a，则使用W×n；如果每个像素16包含n个串联的驱动晶体管11a，则使用L×n)。此外，检查电压Vk最好在Vdd-Vdd/(2×L/W)和0V之间，当驱动晶体管11a是P型沟道晶体管时，Vk就是源极驱动电路(IC)14输出给源极信号线18以获得白色光栅(即，最大亮度)的电压)的电压。
当驱动晶体管11a是N型沟道晶体管时，饱和电压被加在该N型沟道晶体管。即，因为可以相似地使用用于P型沟道晶体管的步骤，所以有关描述将省略。尽管在图436的示例中已提到过，电压是通过保护二极管2251而被加在每个源极信号线18上的，但这不是限制性的。该电压可以通过另一种方法来施加。不言自明的是，通过晶体管或通过将探头顶着源极信号线18，电压或电流便可以被加在源极信号线18上。
如图436等所示，通过将电压加在源极信号线18上并由此使电流通过驱动晶体管11a，便有可能使屏幕144上的像素14的EL元件15发光。因此，可以轻松评估EL显示屏的发光情况。此外，因为当大于某一等级的电流通过EL元件15时便会使驱动晶体管11a饱和，所以激光射束的不规则会引起驱动晶体管11a的特性的不规则。因此，显示可以得到严格意义上的检查。
不过，如果驱动晶体管11a是在饱和态中发光的，则较大的电流流过EL元件15。这可能在EL显示屏中产生热量，从而在检查过程中使该EL显示屏的品质有所下降。为解决这个问题，本发明使用图429所示的负荷比控制(参看图19到27和54等)。
如果发光区域193的比例是像图439(a)所示的那样增加，则屏幕144的亮度会增加，从而使执行检查更容易。不过，发光区域193的比例的增加也会产生更多的热量。如果发光区域193的比例是像图439(b)所示的那样减小，则屏幕144的亮度会减小，从而使执行检查更困难。在屏中所产生的热量是可以减小的。如图19到27、54等所示，通过控制栅极驱动电路12b等，可以更容易地进行负荷比控制。根据本发明的检查方法的特征在于，执行负荷比控制是通过控制栅极驱动电路12而实现的。
图226是示出了在检查期间的诸多条件的说明图。当保护二极管2251有漏电现象时，它们可被视为电阻器。本发明能够通过使二极管处于漏电态并将检查电压加在源极信号线上来对EL显示屏或阵列进行检查，本发明的这种能力很大程度上归功于像素16的电流编程。在电流编程的情况下，用于编程的电流是非常微弱的，在微安的量级。因此，即便保护二极管2251漏电或因别它原因具有高阻抗，微弱电流的应用或放电也不受影响。
如图227(a)和227(b)所示，通过使显示区域144中所有的像素16同时发光，或通过按顺序选择并扫描像素行，便可以进行检查。图227(a)和227(b)中的参考数字191表示有检查电流写入的像素行。参考数字193表示通过使EL元件15发光而以光学的方式进行检查的区域。参考数字192表示非发光区域。
因此，通过在显示区域144中同时提供发光区域193和非发光区域194，进行光学检查便变得很容易，因为黑色显示和白色显示中的缺陷可以同时或按顺序(以扫描的模式)被检查出。通过控制参照图14等已描述过的栅极驱动电路12，便可以轻松做到上述的内容。该扫描或选择方法在之前已描述过，所以有关描述将省略。
通过将电压导线2252的电势设置成保护二极管2251将导通或漏电，并且将电流或电压从电压导线2252施加到源极信号线18上，便可以进行检查。该检查方法在之前已描述过，所以有关描述将省略。
本发明提供具有电流编程像素结构等的阵列或显示屏的检查方法。该方法使保护二极管2251向源极信号线18漏电，将泄漏电流写入像素中，并使用该写入电流使EL元件发光。它通过使EL元件15发光、照明或闪烁来检测EL元件15的特性或缺陷。同时，它是通过如下步骤来进行检测的：将信号加在栅极驱动电路12上，由此使它们扫描栅极信号线17，栅极信号线17被移动或被连续选中。这样，像素16中的晶体管11的缺陷便被检测出。
在电流编程的情况下，加在源极信号线18上的电流是在微安的量级上。结果，通过保护二极管2251而施加的电流是足够对像素16进行编程的。因此，可以执行检查。另一方面，在电压编程的情况下(电压编程包括将电压数据写入源极信号线18)，执行检查是较难的。
尽管参照图225已提到过形成了保护二极管等，但这不是限制性的。如图223所示，可以形成或放置开关元件、延迟电路等。
图225和223中的检查方法包括从外部施加电流或电压。不过，本发明并不限于此。例如，使用图1中的结构，通过使开关晶体管11b和11c导通(晶体管11d保持截止(打开))，从阳极Vdd流向晶体管11a的电流可以通过源极信号线18从阵列(显示屏)中引出。通过测量或评估该电流的大小和流动方向，有可能检查或评估该阵列等。相似的是，通过阴极Vss和EL元件15而流动的电流是可以通过源极信号线18而引出的。因此，可以以相似的方式来检查EL元件15等。
尽管参照图223和225已提到过，预定电压是突然加在所有的源极信号线18上的，但这不是限制性的。可以施加电流以替代电压。例如，低电流或恒定电流被加在图225中的电压导线2252上。通过使用这种电流作为编程电流来扫描栅极驱动电路12，有可能用电流来编程像素16。
或者有可能提供多个导通/截止控制装置，使用它们之一将电压或电流加在奇数号的源极信号线18上，并且使用其它导通/截止控制装置将电压或电流加在偶数号的源极信号线18上。此外，可以用外部元件来替代晶体管2232，比如继电器或像光电二极管这样的可以通过光照进行导通/截止控制的元件。
尽管在上面的示例中已提到过，检查所需的电压或电流是从外部加在源极信号线18上的，但本发明并不限于此。通过使用多晶硅技术，可以将产生检查电压的装置包括在阵列板30中。此外，可以使用包括吸收电流(反相类型)的方法来替代包括施加电流的方法。此外，通过EL元件15或驱动晶体管11a的电流可以通过源极信号线18检测出或测量出。
图437是示出了一种用于在阵列上检查像素16的缺陷的方法的说明图。如图437(a)所示，电压Vc被加在源极信号线18上(参看图226)。然后，导通电压被加在栅极信号线17a1和栅极信号线17a2上。导通电压的应用使开关晶体管11b和11c导通。开关晶体管11b和11c使加在源极信号线18上的电压Vc又被加在驱动晶体管11a的栅极端上。所加的电压被保持在电容器19中。
然后，如图437(b)所示，去除检查电压Vc并将电流表(电流检测装置或电流测量装置)4371连接到源极信号线18上(当施加检查电压Vc时，电流表可以保持连接)。
然后，截止电压被加在栅极信号线17a2上，导通电压被加在栅极信号线17a1上(导通电压仍然被加载)。结果，驱动晶体管11a的漏极端和栅极端断开连接，从而使保持在电容器19中的电压在检查期间被保存着。因此，驱动晶体管11a可以通过所加的电压(电流)所产生的输出电流。
既然导通电压被加在栅极信号线17a1上，则连接驱动晶体管11a的漏极端和源极信号线18的电流通路仍然被保持着。使用图437中的检查方法，阳极电压Vdd便被加在驱动晶体管11a的一端上。因此，电流沿下面的通路流动：阳极Vdd——＞驱动晶体管11a的源极端——＞驱动晶体管11a的漏极端——＞开关晶体管11c——＞源极信号线18。
用连接到源极信号线18的电流表(电流检测装置或电流测量装置)4371(当施加检查电压Vc时，可以使电流表4371保持连接)来测量流过驱动晶体管11a的电流。如果电流表4371检测到的电流(或电压)的大小与期望值匹配，则像素16正常。如果它不和期望值匹配，则该像素16很有可能是有缺陷的。这样，可以检查像素。
上面的操作是按顺序从屏幕的顶部像素行到底部像素行进行的。当然，按顺序选择像素行并不是严格必需的。通过随意选择像素行，可以进行检查或评估。此外，通过在第一半帧中按顺序选择奇数号的像素行并且在第二半帧中按顺序选择偶数号的像素行，便可以执行检查。
根据本发明的检查方法使像素16配置成可以单独导通或截止晶体管11c和11b，根据本发明的检查方法还通过源极信号线18来控制所加的电压或电流以便对像素16的驱动晶体管11a进行操作(或者根据本发明的另一种方法不进行操作)。然后，晶体管11b导通以允许在某一周期内对驱动晶体管11a进行操作。此外，使晶体管11c导通以形成电流通路。
图437示出了使用相同的源极信号线18来施加像素16并检测输出电压的示例。图438示出了一种使用不同的源极信号线18的结构。在图438中，晶体管11e是放置在晶体管11d和EL元件15之间的。晶体管11e的一端连接到源极信号线18b。
检查电压Vc2或检查电流被加在源极信号线18b上。检查电压等是通过晶体管11e、晶体管11d和晶体管11c被输出到源极信号线18a上的。因此，使用图438中的像素结构，便可以检查晶体管11d的缺陷。
在本发明的示例中，像素(行)选择时间可以在检查期间有所变化。通过增大选择时间，有可能增大检查精度。此外，在EL显示屏的常规检查期间可以减小像素选择时间，在详细检查期间可以增大像素选择时间。
根据本发明的检查方法并不限于逐行检查或逐个像素的检查。例如，可以对多个像素行或多个像素同时进行检查。或者有可能使多个源极信号线18短路并将电流系统4731连接到每个短路上。在那种情况下，电流表检测来自多个像素16的电流。基于所检测的电流的大小或电流的有无，便可以检测出像素16等的缺陷。此外，在选择多个像素行并对它们进行了一般性的检查之后，如果发现它们既不是正常也不是非正常，则逐行对它们进行详细地检查。
图441示出了检查晶体管2232形成于阵列板30上的结构示例。检查晶体管2232是通过多晶硅技术制成的。检查晶体管2232是通过检查驱动电路4411来导通或截止的。检查驱动电路4411可以是由硅芯片构成或构建的，但检查晶体管最好是通过多晶硅技术形成的(比如，CGS技术、高温多晶硅技术、低温多晶硅技术等)。
检查驱动电路4411将导通和截止电压加在检查晶体管2232的栅极端上。通过导通电压的应用，加在源极信号线18上的检查电流或检测电流被引向电流测量装置4371。像素16等的缺陷是通过检测电流而检测出的。奇数号的源极信号线18被连接到电流表4317a，而偶数号的源极信号线18被连接到电流表4317b。通过使用多个电流表4371，有可能提高检查速度和检查精度。
在检查之后，通过用激光或玻璃刀切割点A，检查驱动电路4411便可以从源极信号线18中切除。或者，通过使检查晶体管2232截止，也可以无缝地从源极信号线18中切除检查驱动电路4411。
检查驱动电路4411的结构或功能可以被包括在源极驱动电路(IC)14中。上面的内容也可以应用于本发明的其它示例。
在本发明的示例中，尽管已提到过从像素16中输出的电流是要被检测的等(如果驱动晶体管11a是N型沟道晶体管，则可以检测输入到像素16的电流，本发明并不受检测电流的方向限制)，但这不是限制性的。电压是可以被检测的，以替代电流的检测。例如，如果拾取电阻器连接到源极信号线18的一端，则可以检测或测量电压。然后，可以通过电阻器测量流过拾取电阻器的电流。此外，本发明并不限于电压或电流。频率变化、或电磁波的强度或变化、电力线或发射电子都是可以检测的。
尽管已提到过，在图437等所示的根据本发明的检查方法中施加了检查电压Vc，但作为替代也可以施加检查电流。例如，可能的方法包括这样一种方法：在根据本发明的电流编程的情况下将预定电流Iw写入像素16，通过控制栅极信号线17a来读取所写入的电流，并用电流表4371检测或测量电流。
尽管已提到过，在图437所示的根据本发明的检测方法中栅极信号线17a(17a1和17a2)是受控的，但不言自明的是，通过将导通和截止电压加在栅极信号线17b上，可以检测或检查出晶体管11d等的缺陷等。有可能改变或控制栅极信号线17的导通电压/截止电压、阳极电压、或阴极电压，也有可能检测或测量出源极信号线18的输出变化，并由此检测或评估像素16的缺陷。
在图437中已引用过图1或6所示的像素结构。不过，本发明并不限于此。例如，本发明也可应用于图10所示的像素结构。图437中的方法也可应用于图12和13所示的电流镜像素结构。相似的是，该方法也可应用于图607所示的像素结构。通过将导通电压加在栅极信号线17(17a1和17a2)上，电流便可以保持在电容器19中；通过将截止电压加在栅极信号线17a1上，便可以使晶体管11d截止，由此上驱动晶体管11a的栅极端和漏极端断开连接。
通过将导通电压加在栅极信号线17a2上，一电流通路便可以形成于驱动晶体管11a的漏极端和源极信号线18之间。相似的是，这也可以应用于图35、34等的像素结构。上述内容也可以应用于本发明的其它示例。
将上述内容应用于图28等所示的像素结构。通过将导通电压加在栅极信号线17(17a1和17a2)上，电流便可以保持在电容器19中；通过将截止电压加在栅极信号线17a2、17a1上，一电流通路便可以形成于驱动晶体管11a的漏极端和源极信号线18之间。
根据本发明，电流或电压被写入像素16中，通过巧妙控制栅极信号线17将电流、电压等读取到源极信号线18，并使用该电流、电压等检测或评估像素的缺陷。上述内容也可以应用于本发明的其它示例。
图485和486也示出了一种通过使显示屏突然发光而进行发光检查的方法。阳极电压Vdd和阴极电压Vss被加在显示屏上。较佳地，通过使用图223到227、图436到440等所示的方法，使饱和电流流过驱动晶体管11a的栅极端的电压被加在源极信号线18上。
根据本发明，通过巧妙控制栅极驱动电路12a，导通电压(Vgl)被加在用于像素选择的栅极信号线17a上。较为容易的是，将导通电压立刻加在所有的栅极信号线17a上(图485(a))。这是因为，通过将ENBL1信号加在启动信号线上，便可以很容易地将导通电压加在所有的栅极信号线17a上。当然，如同参照图14所描述的那样，通过连续施加ST1信号，便可以将导通电压加在所有的栅极信号线17a上。
当将导通电压加在栅极信号线17a上时，通过巧妙控制栅极驱动电路12b，截止电压(Vgh)被加在用来控制EL元件15的电流通路的栅极信号线17b上。较为容易的是，将导通电压立刻加在所有的栅极信号线17b上。这是因为，通过将ENBL2信号加在启动信号线上，便可以轻松将导通电压或截止电压加在所有的栅极信号线17b上。当然，如同参照图14所描述的那样，通过连续施加ST2信号，便可以将导通电压加在所有的栅极信号线17b上。
为便于检查，导通电压(Vgl)被加在所有的栅极信号线17a上，而截止电压Vgh被加在所有的栅极信号线17b上。开关晶体管11b和11c保持加载(参看图1及其描述)。开关晶体管11d导通。因此，加在源极信号线18上的电势V被写入像素16(图485(b))。为了当EL元件15发光时均匀显示图像，电压最好能使饱和电流流过驱动晶体管11a。电压V比阳极电压Vdd低3V或更多。较佳地，它在阳极电压Vdd减4V和阳极电压减6V之间。通过上述的操作，驱动晶体管11a是用电流来编程的。
然后，为了使EL元件15发光，截止电压Vgh像图486所示的那样被加在栅极信号线17a上，从而使开关晶体管11b和11c截止。因此，从驱动晶体管11a的栅极端中切除源极信号线18。在这种情况下，导通电压被加在栅极信号线17b上，从而使开关晶体管11d导通(使开关晶体管11d截止)。结果，与电压V相对应的电流Iega从驱动晶体管11a流向EL元件15，从而使EL元件15发光。这种发光是以光学的方式(通过CCD、用眼睛观察等)进行检查的，以检查或评估缺陷条件、故障条件、以及显示均一性。
不过，如果V是驱动晶体管11a的饱和电压，则电流Ie较大。结果，显示屏产生大量的热量，从而导致过热现象。为解决过热问题，导通电压或截止电压像图486(a)所示的那样周期性地被加在栅极信号线17b上(其中Vgh表示截止电压，Vgl表示导通电压，T表示周期)。如图485(a)所示，通过巧妙控制ENBL2信号，便可以轻松控制导通和截止电压。
如果在周期T内导通电压t1的持续时间像图486(a)所示的那样减小时，被显示的图像会变暗，但功耗也一起减小。所减小的功耗防止显示屏在没有减小显示均一性的同时会发生过热现象。
这样，通过在控制流过EL元件15的电流的同时进行检查，便有可能在不使屏的品质下降的同时进行严格意义上的检查。
如果驱动晶体管11a正常，则当导通电压Vgl被加在所有的栅极信号线17b上时，电流Ie从驱动晶体管11a被提供给EL元件15，从而使EL元件15发光。当EL元件15发光时，如果导通电压和截止电压交替加在栅极信号线17b上，则EL元件15会闪烁。这便有可能确定开关晶体管11d是否是良好的。
当截止电压被加在栅极信号线17a上而导通电压被加在栅极信号线17b上时，加在阳极端上的电压Vdd是在驱动晶体管11a的上升电压之下的一范围内周期性地变化的。这种周期性的变化将使EL元件15相应地发光。
另外，EL元件15的发光电流是来自驱动晶体管11a的。上述操作使得除了有可能检测开关晶体管11c、11b和11d的性能和缺陷以外，还有可能检测驱动晶体管11a的性能和缺陷。此外，可以评估驱动晶体管11a和EL元件15的性能和缺陷。
尽管参照图485已提到过，导通电压被加在所有的栅极信号线17a上或导通电压或截止电压被加在所有的栅极信号线17b上，但本发明并不限于此。奇数号的像素行或偶数号的像素行可以被选择用于发光或检查。即，本发明使用任何检查方法，只要它通过选择并使多个像素行发光从而进行光学检查就可以。尽管描述图485的示例时主要是以图1所示的像素激光为例的，但这不是限制性的。任何结构都是可以使用的，只要它能够控制EL元件15的发光。例如，该检查方法可以应用于图6、7到13、31到36、193到194、205到207、211到212、215到222、437、438、467、等所示的像素结构。
尽管在上面的示例中已提到过，检查的执行是通过检测流过源极信号线18的电流而实现的，但这不是限制性的。如图490(a)所示，检查的执行是可以通过将电流表4371连接到阳极端而实现的。如图490(b)所示，检查的执行是可以通过将电流表4371连接到阴极端而实现的。上述内容也可以应用于本发明的其它示例。
尽管在上面的示例中，检查是在切割好的显示屏(显示装置或显示板30)上进行的，但本发明并不限于此。如图488所示，检查是可以在玻璃基板(在其上形成有多个阵列30或屏)上进行的。加在源极信号线18上的阳极电压Vdd、Vgh电压、Vgl电压、ENBL1、ENBL2(参看图485)被加在(连接到)玻璃基板4881上。阴极电压Vss等也按要求被加载(连接)。
如图489所示，信号导线4891形成于或放置在玻璃基板4881上。在检查的时候，没有安装源极驱动电路(IC)14。信号导线4891在构建或形成时要使电压或信号以普通的方式加在各阵列板30上。在检查之后，沿BB’线和AA’线将玻璃基板分割成单独的阵列板30。
图223到227、436到440、485和486中的驱动方法是可以组合使用的。图440示出了根据本发明的检查方法的流程图。根据本发明，如同参照图437、438等所描述的那样，在阵列上检查像素的缺陷。在这一阶段，可归因于驱动晶体管等的TFT缺陷、线缺陷等都被检测出来。然后，如图440所示，在屏制造完工之后，使用图436所示的方法使整个屏幕144发光并对整个屏幕144进行检查(突然式的发光检查)。如果突然式的发光检查没有揭示出任何问题(Y)，则该屏会进入COG-安装的源极驱动IC 14的工艺步骤。如果突然式的发光检查揭示了一个问题(NG)，则该屏便被丢弃。如果没有作出任何决定(N)，则通过使该屏逐个像素发光，来评估该屏。电流发光检查被执行了。如果发光检查没有揭示任何问题(Y)，则该屏会进入COG-安装的源极驱动IC 14的工艺步骤。在COG-安装之后，进行最后的发光检查。
参照附图，下文将对基于电流驱动(电流编程)的高品质显示方法进行描述。电流编程包括将电流信号加在像素16上，并使像素16保持电流信号。然后，所保持的电流被加在EL元件15上。
EL元件15发出与所加的电流成正比的光。即，EL元件15的发光亮度与编程电流之间具有线性关系(正比)。另一方面，在电压编程的情况下，所加的电压转变为像素16中的电流。电压-电流转换是非线性的。非线性的转换包括复杂的控制方法。
在电流编程中，视频数据的值被线性地直接转变为编程电流。举个简单的示例，在64为灰度的情况下，视频数据0转变为编程电流Iw＝0微安，视频数据63转变为编程电流Iw＝6.3微安(正比关系存在)。相似的是，视频数据32转变为编程电流Iw＝3.2微安，视频数据10转变为编程电流Iw＝1.0微安。简言之，视频数据以直接的比例转变为编程电流。
为便于解释，已提到过视频数据以直接的比例转变为编程电流。不过，事实上，视频数据可以更容易地转变为编程电流。这是因为如图15所示，根据本发明，单元晶体管154的单位电流对应于视频数据1。此外，通过调节参考电流电路，便可以很容易地将单位电流调节到期望值。此外，为RGB电路提供单独的参考电流，并且通过调节RGB参考电流电路便可以在整个灰度范围内实现白色平衡。这是在电流编程、本发明的源极驱动电路(IC)14、显示屏的结构中协同作用的结果。
EL显示屏的特征在于EL元件15的发光亮度与编程电流之间具有线性关系。这是电流编程的一个主要特征。因此，如果编程电流的大小是受控的，则可以线性地调节EL元件15的发光亮度。
加在驱动晶体管11a的栅极端上的电压和通过驱动晶体管11a的电流之间的关系是非线性的(通常导致二次曲线)。因此，在电压编程中，编程电压和发光亮度之间存在非线性的关系，从而使控制发光变得极为困难。相比之下，电流编程使发光控制极为容易。
特别是，使用图1所示的结构时，编程电流在理论上等于流过EL元件15的电流。这使发光控制极为容易。根据本发明的N倍脉冲驱动也在发光控制方面很有效，因为通过使编程电流除以N便可以确定发光亮度。
如果像素具有图11、12、13所示的电流镜结构，则驱动晶体管11b和编程晶体管11a是不同的，这引起了电流镜比率的偏移，从而将误差因子引入发光亮度。不过，在图1所示的像素结构中，驱动晶体管和编程晶体管是完全相同的，该像素结构没有这种问题。
EL元件15的发光亮度按与所提供的电流量成正比的方式变化。加在EL元件15上的电压(阳极电压)的值是固定的。因此，EL显示屏的发光亮度正比于功耗。
因此，视频数据正比于编程电流，编程电流正比于EL元件15的发光亮度，EL元件15的发光亮度正比于功耗。因此，通过对视频数据进行逻辑处理，有可能控制功耗(功率)、发光亮度以及EL显示屏的功耗。即，通过对视频数据进行逻辑处理(累加，等)，有可能确定EL显示屏的亮度和功耗。这便很容易防止峰值电流超过预定的值。
通过累加视频数据并因此确定屏所消耗的电流(电压)，本发明执行发光比控制、负荷比控制、参考电流控制等。不过，根据本发明的驱动方法并不限于累加视频数据。它也根据像素16的伽马曲线从视频数据中确定流过EL元件15的电流，并累加所确定的电流。如果像累加这样的操作是对显示屏上所有的像素执行的，则可以获得更高的精度。不过，通过以预定的间隔选择它们便可以累加像素。然后，屏所消耗的电流(电压)可以是基于累加的结果而确定的。即，任何对视频数据进行逻辑处理(可以是软件处理或硬件处理)以确定该屏的电流消耗的方法都被包括在本发明的技术思想的范围中。另外，累加可以是软件处理或硬件处理。也可以使用比特移位、减法处理、除法处理、流水线处理等。控制电路(IC)760或DSP可以被用于操作。因此，本发明的技术范围并不限于累加，而是包括对视频数据进行一些逻辑处理。
例如，通过使用大小为2.2的伽马值对视频数据(包括与视频数据相似的数据)进行操作，便可以确定显示屏所消耗的电流(电压)。即，通过累加使用大小为2.2的伽马值而执行的操作的结果，便可以实时地或间歇式地确定流过显示屏总电流。当然，可以确定在某一周期内的平均电流。在某些情况下，可以使用大小为-2.2的伽马值来确定显示屏所消耗的电流(电压)。通过使用加在源极信号线18上的电流(电压)信号与流过像素16的EL元件15的电流之间的关系(运算表达)，来确定显示屏的电流(功率)消耗。
在电流驱动的情况下，加在源极信号线18上的电流信号正比于流过像素16的EL元件15的电流，并且显示屏的电流(功率)消耗可以通过累加而轻松确定。在电压驱动的情况下，这种关系是非线性的，通过使用固定的乘法器便可以确定显示屏的电流(功率)消耗(最好也考虑到输出电流的开始位置)。在动态伽马处理的情况下，最好通过考虑到伽马转换特性来确定显示屏的电流(功率)消耗。
显示屏所消耗的电流(功率)可以从信号变化中确定，信号变化是由像素16或源极驱动电路(IC)14的组合特性以及流过像素16的EL元件15的电流的转换公式来表示的。如果伽马特性是由多边形曲线来近似的，则通过累加从各参考电流电路中输出的电流、考虑到来自各多边形曲线所代表的各参考电流电路的参考电流的大小，便可以确定显示屏所消耗的电流(功率)。
尽管在上面的示例中显示屏所消耗的(用在显示屏中的)电流(功率)是通过逻辑装置而确定的，但通过确定以数字的方式通过AD转换而流过阳极(阴极)信号线的电流，可以执行发光比控制、负荷比控制、参考电流控制等。或者，通过确定以模拟的方式流过阳极(阴极)信号线的电流，可以执行发光比控制、负荷比控制、参考电流控制等。此外，通过使用用光敏元件进行光电转换而获得的信号，便可以确定流过显示屏的电流。一种包括捕获从屏中辐射出的电力线的方法也是可用的。因此，使用由电转换而获得的信号，便可以进行发光比控制、负荷比控制、参考电流控制等。
根据本发明，发光比控制、负荷比控制、参考电流控制中的每一种本身就构成一项重要的发明。一种用来对视频数据进行逻辑处理(可用是软件处理或硬件处理)以确定显示屏的电流消耗的方法本身也构成了一项重要的发明。
特别是，在负荷比控制中，按要求断开流过EL元件15的电流并由此控制显示屏的电流消耗的能力很大程度上归功于像素16的晶体管11d的功能(该晶体管放置在EL元件15和驱动晶体管11a之间并在图1的情况下控制着流过EL元件的电流，该晶体管在像素16具有不同结构的情况下则以相似的方式控制着流过EL元件的电流)。这是因为，通过根据发光比来控制栅极驱动电路17b，便可以轻松地使连接到栅极信号线17b的晶体管11d导通或截止。增加已截止的晶体管11d的数目会按比例减小显示屏所消耗的电流。增加已导通的晶体管11d的数目会增大显示屏发出的光量，从而导致显示亮度增大。因此，使用本发明的独特的结构(像素、晶体管11d、栅极驱动电路12、栅极信号线17b、晶体管11d等)有可能完全实现发光比控制、负荷比控制、参考电流控制。这些控制使得有可能延长显示屏的热量产生的寿命并减小电源模块的尺寸。
上述内容是可以应用于电压驱动(电压编程)和电流驱动(电流编程)的。为便于解释，根据本发明的驱动方法在描述的时候主要基于图1所示的结构。不过，本发明并不限于此。例如，该驱动方法也可以应用于图2、6到13、28、31、33到36、158、193到194、574、576、578到581、595、598、602到604、607(a)、607(b)和607(c)所示的像素结构。
特别是，本发明的EL显示屏是电流驱动的类型。另外，特性结构使控制图像显示较为容易。有两种特性图像显示控制方法。其一是参考电流控制。另一种是负荷负载循环控制。当单独使用参考电流控制和循环控制或将两者结合使用时，它们都能够实现较宽的动态范围、高品质的显示和较高的对比度。
首先，如图60、61、64、65、66(a)、66(b)和66(c)所示，关于参考电流控制，源极驱动电路(IC)14配备有用来控制RGB参考电流的电路。从源极驱动电路(IC)14中流出的编程电流Iw的大小取决于单元晶体管154的数目。
由一个单元晶体管154输出的电流正比于参考电流的大小。因此，随着参考电流被调节，由一个单元晶体管154输出的电流以及编程电流都被确定了。参考电流和单元晶体管154的输出电流具有线性关系，编程电流和亮度也具有线性关系。因此，如果RGB参考电流和白色平衡是在白色光栅显示中调节的，则对于所有的灰度而言，都可以维持白色平衡。
图54示出了运行周期控制方法。图54(a1)、54(a2)、54(a3)和54(a4)示出了一种连续插入非显示区域192的方法。这种方法适合于电影显示。在图54(a1)中的图像是最暗的，图54(a4)中的图像是最亮的。通过栅极信号线17b的控制，可以很容易地改变负荷比。图54(a1)、54(a2)、54(a3)和54(a4)示出了一种通过将非显示区域192分割成多个部分来插入非显示区域192的方法。这种方法尤其适合于静态图片的显示。在图54(c1)中的图像是最暗的，图54(c4)中的图像是最亮的。通过栅极信号线17b的控制，可以很容易地改变负荷比。图(b1)、54(b2)、54(b3)和54(b4)示出了在图54(a1)到54(a4)与图54(c1)到54(c4)图之间的某物。同样，通过栅极信号线17b的控制，可以很容易地改变负荷比。即，通过控制栅极信号线17b并由此使晶体管11d导通或截止，来控制流过EL元件15的电流。
在图11和12的像素结构中晶体管11e被导通或截止，在图7中选择开关71被导通或截止。另一方面，通过控制图28的像素结构中的晶体管11d，来控制流过EL元件15的电流。
因此，负荷比控制包括：在不改变加在源极信号线18上的编程电流Iw的情况下，通过控制流过EL元件15的电流来控制屏幕144的亮度。即，当参考电流保持不变时(不改变参考电流)，屏幕144的亮度是受控的。
在不改变通过驱动晶体管11a的电流的情况下，屏幕144的亮度是受控的。此外，在不改变驱动晶体管11a的栅极(G)端电压的情况下，屏幕144的亮度是受控的。此外，通过改变栅极驱动电路12b的扫描模式并由此控制栅极信号线17b，来控制屏幕144的亮度。
如果像素行的数目是220并且负荷比是1/4，则因为220/4＝55，所以显示区域193的亮度可以从1变为55(从亮度1变为55倍的亮度1)。此外，如果像素行是220而负荷比是1/2，则因为220/2＝110，所以显示区域53的亮度可以从1变为110(从亮度1变为110倍的亮度1)。因此，屏幕亮度144的可调范围非常广(图像显示的动态范围较广)。此外，在任何亮度的情况下可以表现的灰度的数目都是一样的。例如，在64位灰度显示的情况下，不管白色光栅显示中的显示屏144的亮度是300nt或是3nt，都可以显示出64位灰度。
如前面所描述的，通过控制加在栅极驱动电路126上的开始脉冲，便可以很容易地改变负荷比。因此，它可以很容易地变为多种数值中的任意一个，包括1/2、1/4、3/4和3/8。
通过与水平同步信号同步地将导通/截止信号加在栅极信号线17b上，便可以实现基于一个水平扫描周期(1H)的单位持续时间的负荷比驱动。不过，使用比1H短的单位持续时间也可以进行运行周期控制。图40、41和42示出了这种驱动方法。在间隔为1H或更短的情况下，通过基于OEV2的控制便可以按细微的等级来控制亮度(负荷比)(参看图109和175以及它们的描述)。
当负荷比是1/4时，应该执行间隔为1H或更短的运行周期。如果像素行的数目是200，则负荷比是55/220或更小。即，运行周期控制应该在负荷比处于1/220到55/220的范围中的情况下执行的。它应该是在单个级别引起的变化为1/20(5％)或更多的情况下执行的。更佳地，细微的负荷比驱动控制应该是在使用基于OEV2的控制的情况下执行的，即便单个变化是1/20或更小。即，在依靠栅极信号线17b的运行周期控制中，如果单个级别产生的亮度变化是5％或更大，则应该使用基于OEV2的控制(参看图40等)以便渐渐改变亮度并且要使单级变化量保持在5％以内。较佳地，使用参照图98所描述的等待功能便可以做到这一点。
在运行周期控制中，当负荷比为1/4、间隔为1H或更小时，单个级别会产生较大的改变。此外，即便是微小的变化也会因中间色图像显示而很容易在视觉上被察觉到。在比某一等级还要暗的屏幕上，人类视觉具有较低的、与亮度有关的检测能力。此外，在比某一等级还要亮的屏幕上，人类视觉具有较低的、与亮度变化有关的检测能力。人们普遍认为这是因为人类视觉具有平方律特性。
如果在显示屏中像素行的数目是200，则在负荷比为50/200或更小时(从1/200到50/200，两端数值都包括)使用基于OEV2的控制以小于等于1H的间隔执行运行周期控制。当负荷比从1/200变为2/200时，1/200和2/200之间的差异是1/200，意味着100％的变化。这种变化作为闪烁在视觉上可完全被察觉到。因此，基于OEV2的控制以小于等于1H(一个水平扫描周期)的间隔来控制提供给EL元件15的电流(参看图40等)。另外，尽管已提到过，运行周期控制是以小于等于1H的间隔来执行的，但这不是限制性的。从图19中可以看出，非显示区域192是连续的。这意味着间隔为10.5H的控制也被包括在本发明的范围内。因此，本发明执行运行周期控制的间隔并不限于1H(并且它可以包含小数部分)。
当负荷比从40/200变为41/200时，40/200和41/200之间的差异是1/200，这意味着(1/200)/(40/200)或2.5％的变化。这种变化在视觉上是否会作为闪烁被察觉到很大程度上取决于屏幕144的亮度。大小为40/200的负荷比意味着中间色显示，它与较高的视觉灵敏度相关。因此，所期望的是，基于OEV2的控制以小于等于1H(一个水平扫描周期)的间隔来控制提供给EL元件15的电流(参看图40等)。
因此，在显示屏中本发明的驱动方法和驱动装置至少产生图19所示的用于图像显示的显示模式(显示区域193可能占据着显示屏144(意味着大小为1/1的负荷比取决于图像的亮度))，该显示屏包括用于存储要在像素16中通过EL元件15的电流值的装置(例如，图1中的电容器19)、使驱动晶体管11a和发光元件(比如，EL元件15)之间的电流通路接通或断开的装置(例如，图1、6、7、8、9、10、11、12、28、31到36等所示的像素结构)。此外，在负荷比驱动中(一种该驱动方法或驱动模式，其中至少部分的显示屏144是由非显示区域193占据的)，当负荷比不高于预定值的时候，在小于等于一个水平扫描周期(1H的周期)的单位持续时间内，通过控制通过EL元件15的电流，本发明的驱动方法和显示装置控制显示屏144的亮度。
基于小于等于1H的单位持续时间的运行周期控制是应该在负荷比小于等于1/4时执行的。相反，当负荷比不低于预定值时，运行周期控制的执行是应该使用大小为1H的单位持续时间，或不应该执行任何基于OEV2的控制。当单个等级所引起的变化大于等于1/20(5％)时，应该使用大小不是1H的单位持续时间来执行运行周期控制。
更佳地，细微的负荷比驱动控制应该是使用基于OEV2的控制而执行的，即便单个改变小于等于1/50(2％)。或者，它应该在亮度为1/4或小于白色光栅的最大亮度的情况下而执行的。
如图74所示，根据本发明的运行周期控制驱动允许EL显示屏能够具有64位灰度的显示，以便不管显示屏144的显示亮度(nt)是多少(不管该亮度是低还是高)都能够维持64位的显示。例如，即便像素行的数目是220并且只有一行像素行构成显示区域193(在显示模式中)(负荷比是1/220)，还是可以实现64位的显示。这是因为，来自源极驱动电路(IC)14的编程电流Iw将图像逐行写入一个又一个像素行，并且图像是按一行像素行接着一行像素行来显示的。当所有的像素行构成显示区域193时(即，当所有的像素行都在显示模式中时)，也可以实现64位灰度显示，即便负荷比为1/1。
当然，当20行像素行构成显示区域193时(在显示模式中)(负荷比是20/220＝1/11)，也可以实现64位灰度的显示。这是因为，来自源极驱动电路(IC)14的编程电流Iw将图像逐行写入一个又一个像素行，并且所有的像素行所载的图像是通过栅极信号线17b立刻显示的。此外，当只有20行像素行构成显示区域53时(在显示模式中)(负荷比是20/220＝1/11)，也可以实现64位灰度的显示。这是因为，来自源极驱动电路(IC)14的编程电流Iw将图像逐行写入一个又一个像素行，并且当栅极信号线17b逐行扫描20行像素行时便显示出了图像。
相同的内容适用于参考电流控制(参看图50中的电路结构)，并且不管参考电流的大小是多少，都可以实现64位灰度显示。
因为根据本发明的运行周期控制驱动控制着EL元件15的发光时间，所以在负荷比和显示屏144的亮度之间存在着线性关系。这便很容易控制图像亮度、简化信号处理电路以及消减成本。如图60所示，调节RGB参考电流以实现白色平衡。在运行周期控制中，因为RGB亮度是同时受控的，所以在任何灰度、任何显示屏144亮度的情况下都可以维持白色平衡。
运行周期控制包括：通过改变与显示屏144有关的显示区域193的大小，来改变显示屏144的亮度。很自然，流过EL显示屏的电流大约正比于显示区域193。因此，通过确定视频数据的总和，有可能计算出显示屏144的EL元件15总的电流消耗。既然EL元件15的阳极电压Vdd是直接的电压并且其值固定，则如果总的电流消耗可以被计算出，那么总的功耗便可以根据图像数据实时地被计算出。如果预期计算出的总功耗会超过所规定的最大功率，则通过调节像电子调节器这样的调节器电路，便可以控制图60中的RGB参考电流。
在白色光栅显示期间，预设亮度时要使负荷比在此时达到最小化。例如，负荷比被设为1/8。对于自然图像，负荷比有所增加。最大的负荷比是1/1。当仅在显示屏144的1/100中显示自然图像时，可用的负荷比被视为1/1。基于显示屏144的自然图像的显示条件，负荷比从1/1平滑地变为1/8。
因此，作为示例，负荷比在白色光栅显示期间被设为1/8(在白色光栅显示中，100％的像素在发光)，当在显示屏144上1/100的像素发光时便将负荷比设为1/1。使用下面的公式可用大约地计算出负荷比：“像素的数目”ד发光像素的比率”ד负荷比”。
如果为便于解释而假定像素数目是100，则白色光栅显示的功耗是100×1(100％)×1/8(负荷比)＝80。另一方面，用于自然图像显示(1/100的像素发光)的功耗是100×1/100(1％)×1/1(负荷比)＝1。根据图像的发光像素的数目，负荷比从1/1平滑地变为1/8(事实上，由发光像素所引出的总电流＝每帧所对应的编程电流的总和)，使得不会出现闪烁。
因此，对应于白色光栅显示的功耗比率是80，对应于自然图像显示(1/100的像素发光)的功耗比率是1。因此，通过在白色光栅显示期间预设亮度时使负荷比在此时达到最小，便有可能减小最大电流。
本发明使用S×D来执行驱动控制，其中S是单位屏幕所对应的编程电流的总和，D是负荷比。此外，本发明除了提供用来实现该驱动方法的显示装置以外，还提供用来维持Sw×Dmin≥Ss×Dmax这种关系的驱动方法，其中Sw是用于白色光栅显示的编程电流的总和，Dmax是最大负荷比(通常，最大负荷比是1/1)，Dmin是最小负荷比，Ss是用于任意的自然图像的编程电流的总和。
另外，假定最大负荷比是1/1。较佳地，最大负荷比大于等于1/16。即，负荷比应该在1/16到1/1之间(两端数值都包括)。并非确实有必要使用大小为1/1的负荷比。较佳地，最小负荷比大于等于1/10。较小的负荷比使闪烁变得显著，还使屏幕亮度随图像的内容剧烈变化，从而使图像很难观赏。
如上所述，编程电流正比于视频数据。因此，“编程电流的总数”便与“编程电流的总数”具有相同的意思。尽管已提到过，编程电流的总数是在一个帧(半帧)周期内确定的，但这不是限制性的。通过在一个帧(半帧)周期内以预定的间隔或预定的循环对用来增加编程电流的像素进行抽样，也可能确定编程电流(视频数据)的总数。或者，也有可能在要被控制的帧(半帧)周期之前或之后使用该总数。此外，估计的或预测的总数可以被用于运行周期控制。
图85是根据本发明的驱动电路的方框图。下文将对根据本发明的驱动电路进行描述。图85中的驱动电路被配置成接收Y/UV视频信号和复合(COMP)视频信号的输入。在这两种信号中，要被输入的那一种被开关电路581选中。
由开关电路851选中的视频信号要经历解码器和A/D转换器的解码操作和A/D转换，并由此转变为数字式的RGB图像数据。R、G和B图像数据中的每个都是8比特的数据。此外，RGB图像数据在伽马电路854中经历伽马处理。与此同时，确定了发光(Y)信号。作为伽马处理的结果，R、G和B图像数据中的每个都被转变为10比特的数据。
在伽马处理之后，图像数据经历了处理电路855的FRC处理或误差扩散处理。RGB图像数据经过FRC处理或误差扩散处理被转变为6比特的数据。然后，由AI处理电路856对图像数据进行峰值电流处理的AI处理。此外，由电影检测电路857进行电影检测。同时，由颜色管理电路858来执行颜色管理处理。
AI处理电路856、电影检测电路857、颜色管理电路858所执行的处理的结果被发送到运算电路859，并被运算电路859转变为用于控制操作、运行周期控制以及参考电流控制的数据。所产生的数据作为控制数据被发送到源极驱动电路14以及栅极驱动电路12。
较佳地，负荷比控制、参考电流控制、峰值电流控制等并不用于OSD(在屏幕上的显示)。OSD是用于在摄像机等上显示菜单屏幕的。根据菜单的显示条件，在OSD中使用峰值电流控制将引起屏幕亮度的变化，从而导致不能令人满意的视觉显示。
为解决这个问题，如图185所示，OSD数据(OSDDATA)和视频数据(移动图像数据)是由不同的控制电路856来处理的。基本上，OSD数据并不经过强度调制。
可以不仅仅以单个芯片的形式来实现控制电路(IC)760。例如，如图248所示，它可以被分割成用来控制栅极驱动电路12的控制电路(IC)760G以及用来控制源极驱动电路(IC)14的控制电路(IC)760S。这便有可能阐明处理细节并减小控制器IC的大小。
用于运行周期控制的数据被发送到用来执行运行周期控制的栅极驱动电路12b。另一方面，用于运行周期控制的数据被发送到用来执行参考电流控制的源极驱动电路(IC)14。经历过伽马校正和FRC或误差扩散处理的图像数据也被发送到源极驱动电路(IC)14。
图62中的图像数据转换应该是通过伽马电路854的伽马处理而执行的。伽马电路834使用多点多边形伽马曲线来执行灰度转换。使用多点多边形伽马曲线可将256位灰度图像数据转变为1024位灰度图像数据。尽管已提到过伽马电路854使用多点多边形伽马曲线来执行伽马处理，但这不是限制性的。
另外，已提到过负荷比D是用于控制的，并且负荷比是EL元件15的发光周期与预定周期的比率(通常是半帧或一个帧。换句话说，通常这便是任何给定像素的图像数据被重新写入的周期或时间)。具体来讲，1/8的负荷比意味着EL元件15在一个帧周期的I/8内发光(1F/8)。由此，负荷比由下式给出：负荷比＝Ta/Tf，其中Tf是像素16被重新写入的周期/时间，Ta是像素的发光周期。
另外，尽管已提到过Tf表示像素16被重新写入的周期/时间并且Tf被用作参考，但这不是限制性的。根据本发明的负荷比控制驱动并不需要在一个帧或半帧内完成。即，可以使用几个半帧或几个帧周期作为一个循环周期来执行负荷比控制。因此，Tf并不限于像素16被重新写入的循环周期。它可以是一个帧/半帧或更多。例如，如果发光周期Ta是半帧半帧地变化(或逐帧地变化)，则可以采用在一个重复循环(周期)Tf中总的发光时间Ta。即，在几个半帧或几个帧周期内平均的发光时间可以被用作Ta。相同的内容可以应用于负荷比。如果负荷比半帧半帧地变化(或逐帧地变化)，则在几个半帧(帧)内平均的负荷比可以被计算出并被使用。
因此，本发明提供一种用来维持关系式Sw×(Tas/Tf)≥Ss×(Tam/Tf)的驱动方法，还提供用来实现该驱动方法的显示装置，其中Sw是用于白色光栅显示的编程电流的总和，Ss是用于任意的自然图像的编程电流的总和，Tas是最小的发光周期，Tam是最大的发光周期(通常，Tam＝Tf，因此Tas/Tf＝1)。
如图60、61、64和65所示，或如参照图60、61、64和65所描述的，通过控制参考电流便可以线性地调节编程电流。这是因为每个单元晶体管154的输出电流会变化。因为单元晶体管154的输出电流会变化，所以编程电流Iw也会变化。被编程到像素的电容器19中的电流(事实上，该电压对应于编程电流)越大，流过EL元件15的电流就越大。流过EL元件的电流线性地正比于发光亮度。因此，通过改变参考电流，有可能线性地改变EL元件的发光亮度。
如上所述，通过控制连接到端155的单元晶体管154的数目，根据本发明的源极驱动电路(IC)14改变编程电流Iw。此外，如同参照图60、62等所描述的那样，通过改变参考电流Ic，来产生编程电流Ic。
不过，根据本发明的参考电流控制等并不限于这样。它们可以使用任何能够通过改变某些参考值(电压、电流、设置数据)来改变端155输出的电流的方法。不过，较为重要的是，来自不同的输出端155的编程电流Iw随参考值变化的比例都是相同的。此外，可以变化的并不限于编程电流Iw，编程电压也是可以改变的。通过以相同的比例改变不同的端155处的电压，便可以调节显示屏144的亮度。此外，通过在RGB端中改变编程电压，便可以调节白色平衡。
图86示出了本发明的一个示例，该示例没有用于参考电流Ic的调节电路。用运算放大器502将编程电流Iw从晶体管156提供给端155。由抽样电路862施加给运算放大器522的电压来确定编程电流Iw。
八比特视频数据被D/A电路661转变为模拟数据，该模拟数据用可变放大器电路861来调节其增益。抽样电路862在与水平扫描时钟同步的情况下对增益可调的模拟数据进行抽样，并且该增益可调的模拟数据被保持在各个电容器C中。可变放大器电路861的增益是由8比特数据来设置的。
图87引用了可变放大器电路861的结构示例，其中D/A电路661的模拟数据被加在端Vin上。该增益是由开关Sx来设置的，开关Sx以串联的方式连接到电阻器Rx。开关Sx是由8比特的增益设置数据来控制的。每隔一个帧或半帧就可以改变增益设置数据。
使用上面的结构，通过控制图87中的增益设置数据，有可能改变来自端155的输出电流，这种改变与控制数据的值成正比(有关联)。
即，通过使开关Sx之一截止来设置增益。开关Sx的功能与图64中的开关电路642中的开关相同，或与图50中的电子调节器501中的开关功能相同。换句话说，通过控制开关Sx，便可以改变或调节编程电流Iw。
因此，在图86中，模拟数据被抽样并被保持在C中。被抽样和保持的电压使编程电流Iw被加在源极信号线18上。基于可变放大器电路861的增益数据，可改变(控制)编程电流Iw。
图86中的结构也允许增益设置数据突然调节显示屏144的亮度。这便有可能根据本发明实现N倍的脉冲驱动、负荷比驱动等。另外，没有单元晶体管154形成于图86等所示的结构中。因此，本发明的特征在于这样一种结构，它允许用电子调节器来调节参考电流，由此允许来自源极驱动电路(IC)14所有的输出端155的电流成比例地变化。下文中会描述，参考电流是从视频数据中确定出来的。即，此处的结构或方法允许基于来自视频数据的反馈来改变来自输出端155的电流的大小。
另外，尽管在上面的示例中从端输出的信号是电流，但也可以使用电压作为替代。这是因为电压信号可以控制流过EL元件15的电流(并因此控制从视频数据流向阴极(阳极)端的电流)。换句话说，本发明的特征在于这样一种结构，它有可能通过调节参考电流来确定参考电流的大小和变化量，并按比例地改变从IC 14的所有的输出端155中输出的电流。
通过为RGB提供单独的可变放大器电路861，有可能实现白色平衡控制和颜色管理控制(参看图145到153)。即，在根据本发明的显示屏或显示装置中，根据本发明的驱动方法和结构也可以通过使用图86所示的结构中的源极驱动电路(IC)14而实现。
通过使用参照图60等所描述的参考电流控制方法以及参照图54(a)、54(b)和54(c)等所描述的负荷比控制方法其中之一，本发明控制着显示屏144等的亮度。较佳地，参考电流控制方法和负荷比控制方法是组合使用的。
此外，将对根据本发明的驱动方法进行描述。本发明的目的之一便是为EL显示屏的电流消耗设一个上限。在EL显示屏中，在流过EL元件15的电流和发光亮度之间存在比例关系。因此，通过增加流过EL元件15的电流，可以使EL显示屏更亮。所消耗的电流(＝电流消耗)也与该亮度成比例地增加。
在像便携式装置这样的移动设备的情况下，电池容量等是有极限的。此外，电源电路按比例地随电流消耗的增加而增加。因此，有必要为电流消耗设限制。本发明的目的之一便是设置这种限制(峰值电流控制)。
此外，增加图像对比度可以改善显示的品质。通过将图像转变为高对比度的图像(具有较宽的动态范围、高对比度比率、高灰度表现等)，便有可能改善显示的品质。本发明的另一个目的在于以这种方式改善图像显示。实现这些目标的发明将被称为AI驱动。
为便于解释，假定本发明的IC芯片14可以符合64位灰度显示。为实现AI驱动，需要扩展灰度表现范围。为便于解释，假定本发明的源极驱动电路(IC)14可以符合64位灰度显示并且图像数据包括256位灰度。图像数据经伽马转变便适合于EL显示装置的伽马特性。伽马转换将256位灰度扩展成1024位灰度。伽马转换过的图像数据通过误差扩散处理或帧速率控制(FRC)处理变得与64位灰度的源极数据相兼容，然后它被加在源极驱动电路14上。
如果一屏的图像数据通常较大的话，则图像数据的总和也较大。以64位灰度显示中的白色光栅为例，既然作为图像数据的白色光栅是由63来表示的，那么图像数据的总和是由下式给出：“显示屏144的像素计数”×63。在屏幕的1/100中具有最大亮度的白色显示的情况下，图像数据的总和是由下式给出：“显示屏144的像素计数”×1/100×63。
本发明确定图像数据的总和或用来估计屏幕的电流消耗的值，并通过使用该总和或该值来进行运行周期控制或参考电流控制。
另外，尽管在上文中确定了图像数据的总和，但这不是限制性的。例如，图像数据的一个帧的平均电平可以被确定和使用。在模拟信号的情况下，通过用电容器过滤模拟图像信号，可以确定平均电平。或者，有可能通过滤波器从模拟图像信号中提取直接的电流电平，使该直接的电流电平经受A/D转换，并使用该结果作为图像数据的总和。在这种情况下，图像数据可以被称为APL电平。
较佳的是，确定30到300个帧周期内图像数据的总和或允许估计该总和的数据，并基于该数据的值执行负荷比控制。数据总和随着图像的变化而缓慢地变化。用于对数据求和的帧周期的数目越大，图像亮度的变化就越缓慢。
没有必要将构成图像的所有数据都添加到显示屏144上。有可能拾取显示屏144上数据的1/W(w比1大)，并确定所拾取的数据的总和。例如，可能的方法包括：对每隔一个像素的视频数据进行抽样，并对所抽样的视频数据求和，这是一种方法；另一种方法是，对每个像素行或几个像素行的视频数据进行抽样并对所抽样的视频数据求和。
为便于解释，假定在上面的情况中确定了图像数据的总和。图像数据的总和的计算通常等价于确定该图像的APL电平。此外，数字化地添加图像数据的总和的装置是可用的，并且上述用于以数字或模拟的方式确定图像总和的方法将在下文中被称为APL电平。
在白色光栅的情况中，因为图像包括RGB各6比特，所以所以APL电平由下式给出63×像素计数(其中63表示数据，它对应于第63级灰度，QCIF屏的像素计数是176×RGB×220)。因此，APL电平达到其最大值。不过，既然EL元件15的电流消耗在RGB中有所不同，则较佳地，应单独为RGB计算图像数据。
为解决上面的问题，使用了图88所示的运算电路。在图88中，参考数字881和882表示乘法器，其中881是用于估量发光亮度的乘法器。发光度在RGB中有所不同。在RGB中基于NTSC的发光度的比率为R∶G∶B＝3∶6∶1。因此，对应于R的乘法器881R使R图像数据(Rdata)乘以3，对应于G的乘法器881G使G图像数据(Gdata)乘以6，对应于B的乘法器881B使B图像数据(Bdata)乘以1。不过，这种描述是概念化的，事实上，EL元件15的效率在RGB中有所不同。
EL元件15的发光效率在RGB中有所不同。B的发光效率是最低的。G的发光效率稍高。R的发光效率是最高的。因此，乘法器882通过发光效率来估量数据。对应于R的乘法器882R使R图像数据(Rdata)乘以R的发光效率。此外，对应于G的乘法器882G使G图像数据(Gdata)乘以G的发光效率，对应于B的乘法器882B使B图像数据(Bdata)乘以B的发光效率。
加法器883将乘法器881和882产生的结果相加，并将这些结果存储在求和电路884中。然后，基于求和电路884产生的结果，执行参考电流控制和运行周期控制。
在上面的示例中，数据是通过使视频数据乘以预定的值而获得的，同时考虑到了EL元件15的效率。本发明基于视频数据来确定流过显示屏的阳极端或阴极端的电流。
通常，RGB的EL元件15根据其EL材料便可知道它们的效率，由此电流和亮度之间的关系便是已知的。此外，在产生期间，已为EL显示屏设立了目标颜色温度。结果，一旦确定了显示屏的显示尺寸和目标亮度，就有可能知道RGB电流的大小以及它们中的比率，这些信息是达到目标颜色温度所需的。由此，通过将流过显示屏的阳极端或阴极端的电流设置成预定值，有可能获得目标亮度和颜色温度。
流过阳极端或阴极端的电流正比于视频数据的总和。因此，可以从视频数据的总和中确定阳极电流(阴极电流)。阳极电流是流入与显示区域相连的阳极端的电流。阴极电流是流出与显示区域相连的阴极端的电流。既然阳极电压和阴极电压都具有固定的值，则可以基于视频数据来控制EL显示屏的功耗。
即，通过监控(对之进行操作)视频数据的大小或其大小的变化，有可能确定EL显示屏所需的阴极(阳极)电流。如果如何减小电流是已知的，则通过参考电流控制或负荷比控制便可以控制电流的大小。
当然，如果阳极电流或阴极电流的大小是经过A/D(模拟/数字)转换的，则基于所得的数字化的数据，通过参考电流控制或负荷比控制便可以控制该电流的大小。此外，如果在直接使用模拟数据的情况下运算放大器的放大因子经过反馈控制，则通过参考电流控制或负荷比控制便可以控制该电流的大小。即，不管控制方法是数字式的还是模拟的，它们都是可用的。
因此，本发明基于视频数据(或与之成正比的数据)的大小(或基于允许大小被估计的数据)来计算或控制由EL显示屏所消耗的功率(电流)，由此执行负荷比控制或参考电流控制。
当基于视频数据(或与之成正比的数据)的大小(或基于允许大小被估计的数据)来计算由EL显示屏所消耗的功率(电流)时，这种计算不仅可以在每个帧(半帧)内完成，还可以一次在多个帧(半帧)内完成，或在每个帧(半帧)内多次完成。此外，可以并不仅仅以实时的方式来进行参考电流控制或负荷比控制。这种控制的实现可以带有某些延迟、滞后，或者是跳跃式的。
尽管已提到过EL显示屏的阳极电流或阴极电流的大小是在参考电流控制或负荷比控制之下的，但这不是限制性的。通过控制阳极电压或阴极电压，便可以控制EL显示屏的功耗。
图88中的方法允许发光信号(Y信号)经受运行周期控制和参考电流控制。不过，基于发光信号(Y信号)的检测的负荷控制可能会有问题。例如，蓝色的背屏便是一个相关的情况。对于蓝色的背屏而言，EL显示屏消耗相对较大的电流。不过，因为蓝色(B)的发光度较低，所以显示亮度便较低。结果，经计算而得到的发光信号(Y信号)的总数更小，从而导致较高的负荷比。这便引发了闪烁等。
为解决这个问题，可以推荐的做法是，在导通模式中使用乘法器881。这便有可能基于电流消耗找出总数(APL电平)。所期望的是，确定基于发光信号(Y信号)的总数(APL电平)以及基于电流消耗的总数(APL电平)，并在考虑到前两者的同时找出综合的APL电平。然后，应该基于该综合的APL电平进行运行周期控制、参考电流控制和预充电控制。
在64位灰度显示的情况下，黑色光栅对应于0级灰度，因此最小APL电平是0。在电流驱动中，功耗(电流消耗)正比于图像数据。关于图像数据，在显示屏144上没有必要对数据中所有的比特进行计数。例如，如果图像包括6比特数据，则只有最显著的比特(MSB)可以被计数。在这种情况下，33位灰度被计数为1。因此，APL电平随显示屏144上的图像数据而变化。因此，图像数据的总数不必是一个完全的总数，而可以是任何允许总数被估计的变量。
作为视频数据的总数，或作为与该总数相似的指数，从模拟的观点出发，使用术语“APL电平”。不过，在本说明书的后半部分中，使用术语“发光比”来描述根据本发明的驱动方法。随后将对发光比进行描述。
为便于理解，进行描述的同时会引用具体的数字。不过，这也是虚的。在实际操作中，控制数据和控制方向必须通过实验和图像评估来确定。
让我们假定可以流过EL显示屏的最大电流是100mA，白色光栅显示中的总数(APL电平)是200(无单位)，如果大小为200的APL电平直接加在显示屏上，则大小为200mA的电流将流过EL显示屏。另外，当APL电平是0时，零(0mA)的电流流过EL屏。此外，假定当APL电平是100时，负荷比是1/2。
因此，当APL电平大于等于100时，有必要将该电流限制在100mA以内。最简单的方式是，当APL电平是200时将负荷比设为1/2×1/2＝1/4，当APL电平是100时将负荷比设为1/2。当APL电平在100和200之间时，应该控制负荷比并使其落在1/4到1/2的范围中。通过控制被EL-选择-侧栅极驱动电路12b同时选中的栅极信号线17b的数目，便可以将负荷比保持在1/4和1/2之间。
不过，如果在只考虑APL电平的情况下执行运行周期控制，则显示屏144的亮度将会根据图像而不是根据显示屏144的平均亮度(APL)而变化，从而引起闪烁。为解决这个问题，APL电平至少保持2帧的周期，较佳地是10帧，更佳地是60帧，并且使用该周期内所保持的数据来计算用于运行周期控制的负荷比。此外，较佳的做法是，提取包括其最大亮度(MAX)、最小亮度(MIN)以及亮度分布(SGM)在内的显示屏144的诸多特性，以用于运行周期控制。上面的内容也可以应用于参考电流控制。
此外，较为重要的是，基于所提取的图像特性进行黑色展宽和白色展宽。较佳地，在做到这一点的同时要考虑到最大亮度(MAX)、最小亮度(MIN)、亮度分布(SGM)以及场景条件的变化。因此，除了通过视频数据的累加来简单地计算总数(APL电平或发光比)之外，较佳的是，通过考虑到图像显示的分布等来校正该总数。可用的电路结构包括一种用来将校正量添加到图88的加法器883c的校正电路(未示出)中的结构。
尽管已提到过伽马电路854使用多点多边形伽马曲线来执行伽马处理，但这不是限制性的。如图89所示，单点多边形伽马曲线可以被用于伽马校正。因为产生单点多边形伽马曲线所需的硬件比例较小，所以可以削减控制IC的成本。
参照图89，曲线a表示在32级灰度中的多边形伽马转换，曲线b表示在64级灰度中的多边形伽马转换，曲线c表示在96级灰度中的多边形伽马转换，曲线d表示在128级灰度中的多边形伽马转换。如果图像数据集中在高灰度中，则应该选择图89中的伽马曲线d以增加高灰度的数目。如果图像数据集中在低灰度中，则应该选择图89中的伽马曲线a以增加低灰度的数目。如果图像数据是分散的，则应该选择图89中的伽马曲线b或c。另外，尽管在上面的示例中提到过伽马曲线被选中，但事实上，伽马曲线是由运算操作产生的，而非被选中的。
伽马曲线被选中时考虑到了APL电平、最大亮度(MAX)、最小亮度(MIN)、以及亮度分布(SGM)。此外，运行周期控制和参考电流控制也应该被考虑到。
图90示出了多点多边形伽马曲线的一个示例。如果图像数据集中在高灰度中，则应该选择图89中的伽马曲线n以增加高灰度的数目。如果图像数据集中在低灰度中，则应该选择图89中的伽马曲线a以增加低灰度的数目。如果图像数据是分散的，则应该选择图89中的伽马曲线b到n-1。伽马曲线被选中时考虑到了APL电平、最大亮度(MAX)、最小亮度(MIN)、亮度分布(SGM)、场景变化率、场景变化量、以及场景内容。此外，运行周期控制和参考电流控制也应该考虑到。
根据使用显示屏(显示装置)时所处的环境来改变伽马曲线也是很有用的。特别是，EL显示屏实现正确的图像显示，但在户外使用时却无法在低灰度部分中提供可见度。这是因为EL显示屏是自发光的。所以伽马曲线可以像图91所示的那样变化。伽马曲线a对应于室内使用，而伽马曲线b对应于户外使用。为在伽马曲线a和b之间转换，用户要操作一开关。此外，使用用于检测外来光线亮度的光敏元件也可以自动地转换伽马曲线。
另外，尽管已提到过伽马曲线是转换得到的，但这不是限制性的。伽马曲线也可以是通过计算产生出来的。在户外使用时，低灰度显示部分是不可见的，这是因为外来光线的缘故。因此，选择用来抑制低灰度显示部分的伽马曲线b是很有用的。
在户外使用时，以图92所示的方式产生伽马曲线是很有用的。伽马曲线a的输出灰度被设为0到128级灰度。从128级灰度开始进行伽马转换。这样，通过执行伽马转换以根本不显示低灰度部分，便有可能减小功耗。此外，可以以图92中伽马曲线b所表示的方式执行伽马转换。图92中的伽马曲线的输出灰度被设为0到128级灰度。然后，从128级灰度开始，输出灰度被设为512或更高。图92中的伽马曲线b显示高灰度部分，减小输出灰度的数目，并由此使图像显示易于观赏。
根据本发明的驱动方法使用运行周期控制和参考电流控制，以控制图像亮度并扩展动态范围。此外，它实现了高电流显示。
在液晶显示屏中，白色显示和黑色显示都是由背光的发射决定的。即便在根据本发明的负荷比驱动的情况下非显示区域192产生于显示屏144上，在黑色显示期间的透射率还是不变的。相反，当产生了非显示区域192时，在一个帧周期内白色显示亮度会下降，从而导致显示对比度减小。
在EL显示屏中，零(0)电流(没有电流流动或只有微弱的电流)在黑色显示期间流过EL元件15。由此，即便在根据本发明的负荷比驱动的情况下非显示区域192产生于显示屏144上，在黑色显示期间的透射率还是0。较大的非显示区域192会降低白色显示亮度。不过，因为黑色显示的亮度是0，所以对比度的无穷大。因此，负荷比驱动是最适合EL显示屏的驱动方法。上述内容可应用于参考电流控制。即便参考电流的大小有所变化，黑色显示的亮度还是0。较大的参考电流会增加白色显示亮度。参考电流控制也可以实现正确的图像显示。
运行周期控制在整个灰度范围内维持着灰度的数目和白色平衡。此外，运行周期控制允许显示屏144的亮度线性地变化10倍。此外，这种变化与负荷比之间具有线性关系，因此可以很容易地控制。不过，运行周期控制是N脉冲驱动，它意味着较大的电流会流过EL元件15。既然无论显示屏144的亮度是怎样的，总有较大的电流流过EL元件，那么EL元件15有品质下降的可能。
参考电流控制增大参考电流的量，以增大屏幕亮度144。因此，仅仅当显示屏144是明亮的时候才有较大的电流流过EL元件15。结果，EL元件15品质下降的可能性便下降了。参考电流控制的问题在于，但参考电流改变时很难维持白色平衡。
本发明同时使用参考电流控制和运行周期控制。当其一固定时可以改变另一个。当显示屏144接近白色光栅显示时，通过在将参考电流设为固定值的同时改变负荷比，来控制显示亮度。当显示屏接近黑色光栅显示时，通过在将负荷比设为固定值的同时改变参考电流，来控制显示亮度。当然，也有可能减小负荷比，增大参考电流，并在使显示亮度保持不变的同时增大编程电流Iw。
当发光比在1/10到1/1之间时(闭区间)执行运行周期控制。如果在白色光栅显示期间负荷比是1/1，则发光比是100％(在最大白色光栅显示期间)。在黑色光栅中，发光比是0％(在完全黑色光栅显示期间)。
发光比也是相对于可以流过屏的阳极或阴极的最大电流而言的一个比率(假定负荷比是1/1)。例如，如果可以流过阴极的最大电流是100mA并且在负荷比为1/1时30mA的电流正在流动，则zsxdd是30％或0.3(＝30/100)。在图1等所示的像素结构中，当计算发光比时，有必要考虑到编程电流被添加到阳极电流。另一方面，只有EL元件消耗的电流流过阴极。因此，当计算EL显示屏的EL元件15所消耗的总电流时，更佳地要测量流过阴极端的电流。
如果可以流过阴极的最大电流是100mA并且在最大电流处视频数据的总数达到其最大值，则发光比与SUM控制或APL控制同步。在下文中将主要使用术语“发光比”，因为它的使用会使理解大小更为任意，50％的发光比意味着流过阴极(阳极)的电流是最大电流的50％，20％的发光比意味着流过阴极(阳极)的电流是最大电流的20％。从设计的角度看，流过阴极(阳极)端的电流的最大值是可以流过该端的最大电流，并且它是一个相对的值。例如，如果设计值较小则最大值较小。
已提到过发光比是相对于可以流过屏的阳极或阴极的最大电流而言的一个比率，并且还可以这样重述，发光比是相对于可以流过所有EL元件15的最大电流而言的一个比率。
当在此处涉及发光比时，假定负荷比是1/1，除非另有说明。如果在负荷比为1/3时有20mA的电流流动，则发光比是60％或0.6(＝20mA×3/100mA)。即，即便发光比是100％，当负荷比是1/2时流过阳极(阴极)端的电流也还是最大电流的1/2。如果在发光比为50％并且负荷比为1/1时有20mA的阳极电流流动，则在负荷比为1/2时会有10mA的阳极电流流动。如果在发光比为40％并且负荷比为1/1时有100mA的阳极电流流动，则当阳极电流变为200mA时，发光比变为80％。这样，发光比表示相对于构成一个屏幕的视频数据而言的一个比率，或表示EL显示屏的电流(功率)消耗或其比率。
上述内容不仅适用于具有图1所示的像素结构的EL显示屏或装置，还适用于具有另一种像素结构的EL显示屏或EL显示装置，比如图2、7、11、12、13、28、31等所示的像素结构。
不言自明的是，基于发光比的参考电流控制和负荷比控制不仅可应用于EL显示屏，还适用于任何像FED显示屏这样的自发光式的显示屏。
例如，发光比是从视频数据的总和中确定的，即，它是从视频数据中计算出的。如果输入视频信号是由Y、U和V构成，则发光比可以从Y(发光)信号中确定出来。不过，在EL显示屏的情况下，发光效率在RGB中有所不同，因此从Y信号中确定的值并不对应于功耗。因此，当使用Y、U和V信号时，它们最好被转变为RGB信号，并且在确定电流消耗(功耗)之前它们是由转换系数巧妙控制的，这些系数对于RGB而言都是特定的。不过，值得考虑的是，如果电流消耗是以简化的方式从Y信号中确定出来的，则所提供的电路处理是比较容易的。
假定发光比是从流过屏的电流的角度来理解的。这是因为对于B而言，EL显示屏具有较低的发光效率，并且突然显示大海将增大功耗。因此，该最大值是最大电源。此外，数据的总和并非简单地是视频数据的附加值，而是从电流消耗的角度来表达的视频数据。因此，从每个图像所使用的电流与最大电流的比率中确定出发光比。
为便于解释，此处假定负荷比的最大值是1/1。假定参考电流的放大倍率是从1变到3倍。数据的和是显示屏144上数据的总和。(数据总和的)最大值是白色光栅显示的图像数据的总和。其实，没有必要使用负荷比1/1。负荷比1/1被引用在此作为最大值。不言自明的是，根据本发明的驱动方法将最大负荷比设为210/220。引用220是一个示例，它是QCIF+显示屏中像素行的数目。
当负荷比为1/1时，0％的发光比意味着没有使用N倍的脉冲驱动。这是因为1/1的负荷比对应于最大亮度显示，并且没有必要改善由N倍脉冲驱动进行的编程电流的写入操作。当发光比接近100％时，负荷比的减小(负荷比的值n的增大＝1/n)根本不能有助于改善编程电流的写入操作。减小负荷比仅仅是为了减小屏的功耗。这一点可以很容易理解，因为N倍脉冲驱动并不假定负荷比为1/1。当发光比较低时(当负荷比接近1/1时)，本发明通过将参考电流增大到1以上来增大屏的亮度。这也表明使用N倍脉冲驱动是不合适的。
较佳地，负荷比的最大值是1/1，最小值不小于1/16。更佳地，最小值不小于1/10以减小闪烁。较佳地，参考电流的可变范围不大于4倍。更佳地，不大于2.5倍。参考电流的放大倍数太大会使参考电流发生器电路失去线性，从而引起白色平衡的偏离。
例如，1％的发光比对应于1/100白色窗口显示(负荷比＝1/1)。在自然图像的情况下，这意味着用于图像显示的像素数据的和等于白色光栅显示的1/100。因此，在100个像素中的一个白色发光点也是发光比等于1％的一个示例。
尽管下文中会描述到该最大值是白色光栅的图像数据的和，但这并不便于解释。该最大值是通过图像数据的添加处理或APL处理而产生的。因此，发光比是相对于要被处理的图像的图像数据的最大值而言的一个比率。
计算数据和的时候可以使用电路消耗或亮度。亮度的添加(图像数据)将引用在此以利于解释。通常，亮度的添加(图像数据)是更容易被处理的，并且可以减小控制器IC硬件的比例。此外，这种方法可以免除由运行周期控制所引起的闪烁，并且可以提供较宽的动态范围。
此处，将主要参照图93到116对关于EL显示装置的驱动方法进行描述，其中像素像矩阵那样构成，发光率等是从加在EL显示装置上的视频信号的大小中获得的，并且所通过的电流是根据发光率等来控制的。
图93示出了作为根据本发明的参考电流控制和运行周期控制的结果而获得的一个示例。在图93中，当总数据与最大值的比小于等于1/100时，参考电流的放大倍数可以变到3倍。当发光比大于等于1％时，负荷比从1/1变到1/8。因此，对于24倍的总变化而言(8×3＝24)，通过发光比的值，负荷比变化了8倍，参考电流变化了3倍。既然参考电流控制和运行周期控制都可以改变屏幕亮度，那么便获得了24倍大的动态范围。
在图93中，当发光比是100％时，负荷比是1/8。因此，显示亮度是最大值的1/8。发光比等于100％，这意味着白色光栅显示。即，在白色光栅显示期间，显示亮度减小到最大值的1/8。图像显示区域193占据着显示屏144的1/8，而非显示区域占据显示屏144的7/8。在发光比接近100％的图像中，像素16中的大部分表示高灰度。就柱状图而言，大部分数据分布在高灰度区域中。在这种图像显示中，图像模糊并缺乏对比度。因此，图86中的伽马曲线n或相似的曲线被选中。更具体地讲，伽马曲线是动态地根据发光率的值变化。
当发光比是1％时，负荷比是1/1。显示屏144被显示区域193占据。因此，负荷比控制并不执行屏幕发光控制。EL元件15的发光亮度直接变为显示屏144的显示亮度。屏幕几乎都是黑色显示，只有某些部分有图像显示。如果由图像表示，则在发光率为1％的情况下图像显示是带有星星的非常黑的图像。在这种显示中，如果负荷比变为1/1，则显示与星星相对应的那部分时的亮度是白色光栅的亮度的8倍。这便有可能实现动态范围较宽的图像显示。既然只有1/100的区域被用于图像显示，那么即便该区域的亮度增大8倍，功耗的增加也还是少量的。在1％或更小的发光率的情况下增大参考电流。例如，在0.1％的发光率的情况下，参考电流比是2。因此，显示亮度比发光率为1％时的显示亮度高2倍。更具体地讲，显示星星那部分时的亮度是发光率为100％时白色光栅的亮度的8×2倍。
如上所述，通过在低发光率时增大参考电流，便有可能增大显示像素的亮度。这个过程可以使该图像显得较为光滑，并实现具有层次感的图像显示。
如果在根据直方图的图像发光率接近1％的情形中，大部分像素16以较低灰度显示，则大部分数据分布在较低灰度区域中。在该图像显示中，图像易于丢失阴影细节并缺乏对比度。因此，可选择在图90中的伽马曲线b或类似曲线。
因而，根据本发明的驱动方法随着占空比的增加而增大伽马的乘数x，并随着占空比的降低而减小伽马的乘数x。
在图93中，当发光率为1％或以下时，参考电流的放大增至3倍。当发光率为1％或以下时，占空比被设置为1/1以增加屏幕的亮度。当发光率小于1％时，弱加参考电流的放大倍数。因而，发光的像素16可发出更加明亮的光。例如，发光率是0.1％的图像显示是像没有星星的黑夜天空。在该显示中，如果占空比被改成1/1，则对应于星星的部分以白光栅的16(＝8×2)倍亮度来显示。从而有可能获取具有广泛动态范围的图像显示是可能的。因为只有0.1％的区域被用于图像显示，所以即使该区域的亮度增加16倍，能量消耗的增加仍然是少量的。
在参考电流控制中，保持白平衡是困难的。然而，在带有星星的夜空的图像中，即使偏离了白平衡，这种偏离是难以用肉眼感觉的。因而，在发光率非常小的范围内进行参考电流控制的本发明提供了一种适当的驱动方法。
在图93中，线性地示出了参考电流和占空比中的变化。然而，本发明并非受限于此。参考电流的放大倍数和占空比可曲线地控制。在图94中，因为水平轴中的发光比是对数的，所以参考电流控制和占空周期控制的图很自然是曲线。较佳地，发光率和参考电流的放大倍数之间的关系，以及发光率和占空周期控制之间的关系可根据图像数据的内容、图像的显示条件、以及外部环境来指定。
图93和94示出对R、G和B进行常用的占空周期控制和参考电流控制的各个示例。然而，本发明并非受限于此。如图95所示，参考电流放大中的变化斜率可在R、G和B中变化。在图95中，蓝色(B)的参考电流放大倍数中的变化斜率最大，绿色(G)的参考电流放大倍数中的变化斜率次之，而红色(R)的参考电流放大倍数中的变化斜率最小。大的参考电流增加了流经EL元件15的电流。EL元件的发光效率在R、G和B中变化。流经EL元件的大电流相对于施加电流降低了发光效率。该趋势尤其可在B情形中看到。因此，除非在R、G和B中调节参考电流的量，白平衡才不会失衡。因而，如图95所示，如果增加参考电流的放大倍数(在大电流流经R、G和B的EL元件15的区域中)，则在R、G和B之间改变参考电流的放大从而保持白平衡是有用的。较佳地，发光率和参考电流的放大倍数之间的关系，以及发比和占空周期控制之间的关系可根据图像数据的内容、图像的显示条件、以及外部环境来指定。
图95是在R、G和B之间改变参考电流的放大倍数的一个示例。在图96中，占空周期控制也变化。当发光率是1％或以上时，B和G具有相同斜率而R具有较小斜率。当发光率是1％或以下时，G和R具有1/1的占空比而B具有1/2的占空比。在图96中，参考电流也是不同的。在发光率为1％或以下时，B的斜率最大而R的斜率最小。该驱动(控制)方法可最优化RGB白平衡。较佳地，发光率和参考电流的放大倍数之间的关系，以及发光率和占空周期控制之间的关系可根据图像数据的内容、图像的显示条件、以及外部环境来指定。此外，它们最好可由用户来自由设置或调节。
在图93到96中，参考电流的放大倍数或占空比是否都取决于发光是小于还是大于比如1％而变化。参考电流的放大倍数或占空比都取决于发光率是否根据某一值而变化，使得参考电流放大倍数变化的区域和占空比变化的区域将不会交迭。这使得白平衡易于保持。具体地，在发光率大于1％时占空比会发生变化，而在发光率小于1％时参考电流会发生变化，从而使得参考电流放大倍数变化的区域和占空比变化的区域将不会交迭。该方法是本发明的特征。
占空比在发光率为等于或大于1％时变化，而参考电流在发光为等于或小于1％时变化。然而，该关系也可以是相反的。例如，占空比也可能在发光率为等于或小于1％时变化，而参考电流在发光率为等于或大于1％时变化。还可能在发光率为等于或大于1％或以上时改变占空比，在发光率为等于或小于1％时改变参考电流，并在发光率为1％到10％时将参考电流的放大倍数和占空比设置为常数值。
在某些情形中，本发明并不受限于以上方法。如图97所示，占空比可在发光率大于1％时变化，而B的参考电流可在发光率小于10％时变化。B的参考电流中的变化以及在R、G和B的占空比中的变化是交迭。
如果亮屏和黑屏快速交替且占空比作相应改变，则会发生闪烁。因而，当占空比从一个值变为另一个值时，最好具有滞后(时间延迟)。例如，如果滞后阶段为1秒，则即使屏幕在一秒阶段内多次改变其亮度，也能保持先前的占空比。即，占空比不改变。滞后时间(时间延迟)被称为等待时间。此外，改变之前的占空比被称为改变前占空比，而改变之后的占空比被称为改变后占空比。
如果较小的改变前占空比改变了其值，则该改变易于引起闪烁。较小的改变前占空比意思是，显示屏144数据的和较小，或显示屏144上的黑色显示部分较大。显示屏144可能呈现中间灰度，导致较高发光强度。此外，在具有较小占空比的区域中，改变前和改变后的占空比之间的差异趋向于较大。当然，如果占空比有较大差异，则应使用OEV2终端来进行控制。然而，并不限于对OEV2控制。根据以上情形，在改变前占空比较小时应增大等待时间。
如果较小的改变前占空比改变其值，则该改变较不易于引起闪烁。较大的改变前占空比意思是显示屏144数据的和较大，或显示屏144上的白色显示部分较大。整个显示屏144可能呈现白色显示，导致较低发光强度。根据以上情形，当改变前占空比较大时，等待时间可较短。
以上关系在图94中示出。水平轴表示改变前的占空比，而垂直轴表示等待时间(秒)。当占空比为1/16或以下时，等待时间为3秒。当占空比在1/16到8/16(＝1/2)之间时，等待时间可取决于占空比在3秒和2秒之间变化。当占空比在8/16到16/16(＝1/1)之间时，等待时间可取决于占空比在2秒和0秒之间变化。
这样，根据本发明的占空周期控制可根据占空比来改变等待时间。当占空比较小时增加等待时间，当占空比较大时减少等待时间。即，在改变至少占空比的驱动方法中，第一改变前占空比小于第二改变前占空比，而第一改变前占空比的等待时间可设置成比第二改变前占空比的等待时间长。
在上述示例中，等待时间基于改变前占空比来控制或指定。然而，在改变前占空比和改变后占空比之间只有较小的差异。因而，在以上示例中，术语“改变前占空比”可用术语“改变后占空比”来替换。
以上示例是基于改变前和改变后占空比来描述的。不言而喻，当改变前和改变后占空比之间有较大差异时等待时间增大。此外，也不用说，当有较大占空比差异时，应在改变前和改变后占空比之间提供中间占空比。
当改变前和改变后占空比之间有较大差异时，根据本发明的占空周期控制方法提供一较长的等待时间。即，它根据改变前和改变后占空比之间的较大差异来改变等待时间。此外，当有较大占空比差异时它允许较长的等待时间。
此外，当有较大占空比差异时，据本发明的占空比方法提供了在改变后占空比之前的中间占空比。
在图93和94的示例中，对红(R)、绿(G)和蓝(B)使用共同的等待时间。然而，不言而喻，本发明允许等待时间在R、G和B之间变化，如图98所示。这是因为发光强度在R、G和B之间是变化的。通过根据发光强度指定等待时间，有可能获取更好的图像显示。
在以下描述中，最大值是图像数据在白光栅上的增加值。这是为了便于描述。最大值是在图像数据的增加和APL过程中产生的。因此，发光率是执行该过程在屏幕上的图像数据的最大值。
然而，对于数据和，没有必要在屏幕上准确地增加一个数据。它可以是从用于采样一个屏幕的像素上的数据增加值中估算(预测)的屏幕增加值。类似地，这也适用于最大值。它还可以是多场(field)或多帧的预测值或估算值。除图像数据的增加外，通过低通滤波电路来获取图像数据的APL水平也是可能的，以便将APL水平能为数据和。该情形中的最大值是在输入最大幅度的视频数据时APL水平的最大值。
数据之和可基于显示屏的消耗电流或基于亮度来计算。为了便于描述，它将被描述为亮度(图像数据)的增加。一般而言，通过增加亮度(图像数据)的方法，该过程是较为简单的。
图99是其水平轴为发光率。最大值为100％。其垂直轴为占空比。如果发光率＝100％，则所有的像素行都在最大白色显示状态。当发光率较低时，该屏幕是暗的，或只有很小的显示(发光)区域。在该情形中，占空比较高。因此，显示该图像的像素的亮度较高。出于该原因，图像的动态范围扩展并以较高图像质量显示。当发光率较高时(最大值为100％)，屏幕是亮的，或具有较大的显示(发光)区域。在该情形中，占空比较低。因此，显示该图像的像素的亮度较低。出于该原因，降低能量消耗是可能的。当从屏幕发射的光线数量较大时，图像就不会感到暗了。
在图99中，当发光率为100％时，改变要达到的占空比值。例如，如果占空比＝1/2，则1/2的屏幕处于图像显示状态。因此，图像是亮的。如果占空比＝1/8，则1/8的屏幕处于图像显示状态。因此，与占空比＝1/2的相比，其亮度为1/4。
根据本发明的驱动方法使用发光率、占空比和参考电流、数据和等来控制图像亮度并扩展动态范围。此外，它实现高电流显示。
在液晶显示屏中，白色显示和黑色显示由背景光的发射来确定。即使在根据本发明驱动方法的情形中在屏幕上产生无显示区域，但在黑色显示期间的发射仍然是不变的。相反，当产生无显示区域时，一帧时段期间的白色显示亮度降低，导致显示对比度下降。
在EL显示屏中，零(0)电流在黑色显示期间流经EL元件。因而，即使在根据本发明驱动方法的情形中在屏幕上产生无显示区域52，但黑色显示期间的发射仍然为零。较大的非显示区域降低了白色显示的亮度。然而，由于黑色显示的亮度为零，对比度是无限的。因而，可实现正常的图像显示。
根据本发明的驱动方法可在整个灰度范围上保持灰度和白平衡的数量。此外，占空周期控制允许屏幕的亮度接近10倍地改变。另外，该改变与占空比具有线性关系，因而可简便地进行控制。以同一比率改变R、G和B也是可能的。因此，白平衡在任何占空比上都得以保持。
发光率和占空比之间的关系最好根据图像数据的内容、图像的显示条件、以及外部环境来指定。此外，条目最好可由用户来自由设置或调节上述内容。
上述的转换操作用于，使之手机、监视器等等在通电时使显示屏很亮地显示，而在一定时段之后减弱显示亮度以节约能量。为了降低显示亮度，可降低占空比或参考电流。因此，有可能通过降低参考电流或占空比来减少EL显示屏的能量消耗。
上述控制方法还可用来使用户能设置所需亮度。例如，屏幕的亮度在室外大大增加。这是因为屏幕在室外由于明亮的环境根本无法看清。因此，图99中的曲线被选定为室外。然而，EL元件在较高亮度持续显示的情形下会很快损坏。因而，屏幕50被设计成如果很亮地显示则在较短时段内恢复正常亮度。通常会选择例如曲线C。应配备增加显示亮度的可按压按键，以便用户想要再以较高亮度来显示屏幕50。
因而，最好用户能用按键来改变显示亮度，该显示亮度可根据模式设置自动改变，或者显示亮度可通过检测外部光的亮度来自动改变。最好诸如50％、60％、80％等的显示亮度设置对用户可用。还期望用外部微型计算机来重写占空比曲线和斜率。也期望能够选择存储在存储器中的多条占空比曲线之一。
不言而喻，占空比曲线等最好通过考虑以下任一个或多个来进行选择：APL水平、最高亮度(MAX)、最低亮度(MIN)、以及亮度分布(SGM)。
如上所述，参考特征a是对例如室外使用的曲线。参考特征c是对室内使用的曲线。参考特征b表示对室内和室外曲线之间中间状态的曲线。为了在曲线a和b之间切换，用户操作一开关。此外，各伽马曲线可通过检测外部光线亮度的光传感器来自动切换。尽管已说明切换伽马曲线，但这并非是限制性的。不言而喻，伽马曲线可通过计算来产生。
图99的占空比是一条直线。然而，它并非受限于此。它可以在如图100所示的在一点上断开的曲线。更具体地，占空比的斜率根据发光率改变。自然，占空比曲线可以是多点断开的曲线。占空比曲线还可根据外部光线或图像种类而实时变化。同样，以上也适用于参考电流的改变控制。
在显示屏的能量消耗需要降低的情形中，选择图100的曲线c。它在降低能量消耗中是有效的。显示亮度被降低，但诸如灰度数量的图像显示并未减少。在显示亮度需要较高的情形中，选择图100的曲线a。图像显示变得更亮，且闪烁较少发生。能量消耗增加，但诸如灰度数量的图像显示并未减少。
根据本发明另一实施例，在发光率等于1/10或以上时进行占空比的改变(参见附图101)。这是因为如果直到发光率变成图99中的100％时才去改变占空比，就会产生一些发光率接近1的图像，且图像显示会感觉较暗。最好在发光率等于8/10或以上时就进行占空比的改变。
对于自然图像，大部分图像的发光率在20％～40％之间。因此，在此范围内占空比应当较大。如果发光率较高(60％或以上)，就有能量消耗较高且EL显示屏产生热量并损坏的倾向。因此，期望进行控制，使得在发光率为20％～40％之间的范围或其邻域中占空比为1/1或其邻域，且在发光率为60％或其邻域中占空比变成低于1/1。
在图101中，当发光率为0.9或以下时，占空比从1/1变成1/5。因而，当发光率为0.9或以上时，占空比为1/5。因而，显示亮度为最大亮度值的1/5。发光率100％意指白光栅显示。即，在白光栅显示期间，显示亮度可降低为最大亮度值的1/5。
如果发光率是10％或以下，占空比为1/1。屏幕的10％是显示区域(在白色视窗的情形中)。自然，它是具有比自然图像多得多的黑暗部分的图像。如果占空比为1/1，则EL元件的发光亮度变成像素的显示亮度，因为那里没有非照亮区域192。
发光率为10％的图像是屏幕几乎呈现为黑屏，其中仅在某些部分显示图像。例如，发光率为10％或以下的图像显示像没有月亮的黑暗夜空(用于描述的参考图像的一个示例。在白视窗情形中显示1/10的白色视窗)。在该显示中，如果占空比改为1/1，则对应于月亮的部分以5倍于白光栅(图101中发光率为100％的亮度)的亮度显示。这使得实现具有宽广动态范围的图像显示成为可能。因为只有1/10的区域用于图像显示，所以即使该区域的亮度增加了5倍，但仅仅是增加少量的。
如上所述，在根据本发明的图像发光率较低的情形中，占空比是1/1或相对较大。在占空比为1/1时，电流恒定流过发光像素。因此，就一个像素而言，它的能量消耗是较高的。但是，在EL显示屏上只有很少的发光像素。因此，就整体而言，EL显示屏的能量消耗几乎没有增长。对于EL显示屏，黑色部分是完全黑的(无光发射)。因而，如果在占空比为1/1时可显示最高亮度，就有可能扩展动态范围并实现鲜明的良好的图像显示。
根据本发明，发光率较高的图像具有相对较小的占空比，诸如1/5。并且施加了控制使占空比根据发光率而变得较小。当占空比较小时，断续的电流流经发光像素。因此，一个像素的消耗电流是较小的。在EL显示屏上有大量的发光像素。然而，就整体而言，EL显示屏的能量消耗几乎没有增长，因为每个像素的能量消耗极少。
如上所述，用于根据发光率来控制占空比的本发明驱动方法，是对诸如EL显示屏的自发光显示屏的最优驱动方法。当占空比变小时，图像亮度变小。但是看起来并没有变暗，因为在整个屏幕上有大量生成的光通量。
如上所述，通过实现占空比控制和参考电流控制之一或两者，扩展图像的对比度并使动态范围扩展以便实现能量消耗的降低是可能的。
上述控制通过使用发光率来实施。如前所述，发光率是正常驱动(占空比：1/1)中流入(流出)阳极或阴极的电流的大小。如果发光率增大，则阳极或阴极端的电流按比例增大。该电流与参考电流的大小成比例地增减，也与占空比成比例地增减。如上所述，本发明的特征在于占空比和参考电流随发光率的变化而改变。更具体地，占空比和参考电流是不固定的。根据图像的显示状态它们可改变成至少两个或多个状态。
在发光率接近零的图像中，大多数像素表示较低灰度。根据直方图，大部分数据分布在低灰度区域。在该图像显示中，图像易于丢失阴影细节并缺乏对比度。因此，控制伽马曲线，以扩展黑色显示部分的动态范围。
根据该实施例，当发光率为0时占空比为1/1。然而，本发明并不受限于此。不言而喻，占空比是小于1的值，如图102所示。在图102中，实线表示发光率为零而占空比＝0.8，而虚线表示发光率为零而占空比＝0.6。
占空比曲线可以是如图103所示的曲线。该曲线被例示为正弦曲线状态、圆弧状态以及三角形状态。
在提供占空比最大值的情形中，需要在至少发光率为20％～50％的范围中的某一位置上将其呈现为最大值。该范围常常在图像显示中显现。因此，占空比被呈现为比在诸如发光率为1/1的其它范围内大，因而识别为图像以高亮度显示。例如，例示了一控制方法，在发光率为35％时占空比为1/1，而在发光率为20％和60％时占空比为1/2。
根据发光率逐步地施加控制也是可能的。逐步控制方法是这样的一种方法，使得发光率为0～20％时占空比为1/1，而发光率为20％以上～60％时占空比为1/2，而发光率为60％以上～100％时占空比为1/4。
如图104所示，根据红色(R)、绿色(G)和蓝色(B)中的像素来改变占空比曲线是可能的。在图104中，蓝色(B)的占空比中的变化斜率是最大的，绿色(G)的占空比中的变化斜率次之，而红色(R)的占空比中的变化斜率最小。该驱动方法可优化RGB白平衡。当然，实施控制来根据发光率使一种色彩不变(即使发光率改变也不改变)而使另两种色彩改变，也是可能的。
较佳地，发光率和占空比之间的关系可根据图像数据的内容、图像的显示条件、以及外部环境来指定。此外，它们最好可由用户自由设置或调整。还需要能够根据从光传感器或温度传感器中的输出来自动调节占空比、参考电流比率等。例如，在周围环境(屏温度)较高的情形中，通过降低占空比(1/4左右)来抑制消耗电流流入屏，从而降低屏的自身加热以便随后降低屏温度是可能的。因此，防止屏受到热损坏是可能的。
图444是本发明显示装置的温度检测部分等的示意图。在图444中，标号4441表示片状温度传感器。温度传感器4441置于屏的支承板(图444中的密封板40)和外壳(基板)1253之间。
基板1263由具有良好导热性的金属制成，并且在温度传感器4441和基板1263之间，以及密封板40和温度传感器4441之间涂覆具有良好导热性的硅脂。线路板30所产生的热量通过硅脂传导到基板，并被有效辐射。温度传感器4441被例示为，在较薄的正温度系数热敏电阻和炭膜电阻片上覆有较薄铂膜的传感器。
在密封盖40或线路板30上制成一凹面，以便温度传感器441可插入该凹面来较好地跟踪温度变化。该凹面可以是图3中密封板40和线路板30之间的间隔。具体地，有机EL不是可传导类型的，因此光屏蔽对象可置于后侧。因此，温度传感器4441还可置于显示屏的中央。不言而喻，温度传感器可放在显示屏显示区域的后侧上的多个位置。
温度传感器具有提供给它的某恒定电流I。如果加热温度传感器4441，则阻抗值增大且终端a和b之间的阻抗值也增大。阻抗值的改变由检测器4443检测，而检测结果则被传送给控制器电路(IC)760。控制器电路(IC)760基于检测器4443的结果来执行占空比控制和参考电流控制，以免使线路板30等被加热到一定程度。还可能根据温度传感器4441的阻抗变化将温度传感器串联地插入阳极线或阴极线，并降低从阳极线提供的电压Vdd。
图252(a)是其中参考电流的比率根据环境温度改变的一个实施例。当环境温度上升时，抑制(降低)参考电流以降低屏的消耗电流，并抑制自身加热。图252(b)是其中占空比根据环境温度改变的一个实施例。当环境温度上升时，降低占空比以减小屏的消耗电流并抑制自身加热。不言而喻，图252(a)中的参考电流比率控制可与减小消耗电流的手段(诸如图252(b)中的占空比控制)组合。
该实施例将温度传感器4441例示为根据温度改变其阻抗的传感器。然而，本发明并不受限于此。还可以是用于通过检测红外线向控制器电路(IC)760提供指令的传感器。还可以是用于随温度变化产生电磁波的传感器。更具体地，只要它可以检测屏的温度变化，它就可以是那些传感器中的任一种。
通过积分温度变化来控制温度改变也是可能的，从而在积分值超过预定值之后，操作诸如占空比控制的电流抑制手段。在进行积分时，需要考虑因为屏的辐射而导致的屏温度降低。因此，不应仅受积分值的控制而应通过扣除辐射量来控制。辐射量可简便地由实施例导出。
本发明检测温度或其它类似物(例如，红外线的发射)，并执行占空比控制等以便于防止屏过热并受损。然而，本发明并不受限于此。图468示出本发明的另一示例。
在图468中，屏的消耗电流根据流经阳极或阴极的电流、或流经屏的EL元件15的电流的计算，预计或估算屏的温度，且掌握屏的过热状态从而进行抑制或减少屏的消耗电流的手段或方法，诸如占空比控制或参考电流比率控制。
电流驱动方法使电流和亮度成线性(比例)关系。因此，如图88所述，通过计算视频数据的总和可获取屏的能量消耗。如果一个屏幕的视频数据的总和是可沿时间轴积分的，则它是电能量或者是表示电能量的指数。通过该实施例，就有可能推断电能量和生热之间的关系以及生热、辐射和冷却之间的关系。
如上所述，就有可能通过获取视频数据的总和、积分该总和并从积分值中扣除辐射量来估算或预计屏的温度。在屏温度(或可)上升到超过作为预测结果的规定值的情形中，可执行占空比控制和参考电流比率控制以抑制屏的能量消耗。当估计屏的温度因抑制下降到低于规定温度时，执行正常的占空比控制和参考电流比率控制。
图468示出上述本发明的驱动方法的实施例。视频数据(红色为RDADA(R)、绿色为GDADA(G)、而蓝色为BDADA(B))被加权。对数据加权是因为EL元件15依照RGB具有不同的发光效率，因此能量消耗不能通过视频数据的简单相加来进行预测或估算。
为了简化描述，下面将讨论基于R、G和B的视频数据已加权并相加的假设。例如加法为R·A1+G·A2+B·A3。作为示例，对每个像素数据执行该计算，并获取每个帧(场)的总和。需要使A1+A2+A3＝K，其中K是2的倍数，为4或更大(4，8，16，32…)。K＝4可用2个比特来表示。K＝8可用3个比特来表示。K＝16可用4个比特来表示。当R、G和B是视频数据时，通常为6个比特或8个比特。如果如上设置，则根据R·A1+G·A2+B·A3计算的值可由若干比特长度来表示，从而使存储器的可用性较好。当然，可用性对用于存储每个像素的根据R·A1+G·A2+B·A3计算的总和的存储器而言是好的。对于计算中寄存器或累加器的比特长度可用性也是好的，并且计算也容易执行。
如果A1+A2+A3＝16，则可表示例如R的加权为5，G的加权为5，而B的加权为6。它也可表示例如R的加权为6，G的加权为2，而B的加权为8。更具体地，可根据RGB的EL元件的发光效率来进行各种表示。需要设置A1、A2和A3的值，以便指示取得RGB的白平衡时所消耗的电流比率。
A1、A2和A3的值可根据图像的类型而改变。例如，在诸如海洋的蓝色大量或连续显示的情形中，A3的值增加。在诸如日落的红色大量或连续显示的情形中，A1的值增加。
本实施例所描述的R、G和B是视频数据。然而，它并非受限于此。它可等同于经过(逆)伽马之后的视频数据。它还可以是经过算术处理的视频数据。
上述内容己在图88等的实施例中作了描述，因此将略去其描述。为便于描述，输入数据被描述为是RGB数据(红色是RDATA，绿色是GDATA，而蓝色是BDATA)。然而，它并非受限于此。它还可以是YUV(亮度数据和色度数据)。在YUV情形中，直接地或者通过考虑对色彩的发光效率将其转换成亮度数据，权重被赋予Y(亮度)数据或Y数据和UV(色度)数据。通过仅使用Y数据来执行算术处理也是可能的。还可能对Y数据执行预定的加权处理。
不言而喻，电流工作状态的占空比是在执行该操作的情形中考虑的。这是因为，当占空比较小时，流入屏的电流即使在加权数据较大时仍较小，从而不会将屏置于过热状态。
RDATA(R)被乘以常数A1。GDATA(G)被乘以常数A2。BDATA(B)被乘以常数A3。对于被乘数据，等同于一个屏幕的电流数据(或类似数据)流入合计电路(SUM)884。该合计电路884将其发送给比较器4681。该比较器4681将其与预设置比较数据(经设置用来指示预定电流数据上的过热状态等的值或数据)作比较。在电流数据等于或大于比较数据的情形中，它将计数器电路4682的计数值减1。
操作继续，且在计数器电路4682的计数值达到或超过预定值的情形中，控制器电路(IC)760控制栅极驱动器12b，来降低占空比并抑制流经屏的电流。于此，屏将不会过热并受损。
不言而喻，常数A1、A2和A3需要能由控制器电路(IC)760用命令重写。不言而喻，它当然可由用户手动重写。比较器4681的比较数据需要是可重写的也是不言而喻的。
当EL元件15温度相关时，常数应可根据屏的温度重写。发光效率还根据发光率(还根据流经EL元件15的电流大小)变化。于此，还需要根据发光率重写常数。由于给出了图88等的描述，所以其描述将因其它描述相似或相同而略去。
如果亮屏和黑屏快速交替，则占空比、参考电流等相应变化，且会闪烁发生。因而，当占空比从一个值变成另一个值时，最好提供如图98所示的滞后(时间延迟)。例如，如果滞后时段为1秒，则即使屏幕在1秒期间多次改变其亮度，仍可保持先前的占空比。即，占空比不改变。不言而喻，以上也可应用于参考电流控制。如图98所示，改变在R、G和B之间可不相同。
滞后时间(时间延迟)被称为等待时间。此外，改变之前的占空比被称为改变前占空比，而改变之后的占空比被称为改变后占空比。它被称为滞后(时间延迟)。滞后还具有缓慢地改变的含义。例如，示出一示例，其中通过将占空比从1/1变成1/2时花了两秒的时间来缓慢改变(大部分控制是通过该方法实施的)。示例在图253中示出。如图253(b)所示，控制器电路(IC)760受控为根据图253(a)中屏温度的变化而缓慢改变占空比。
同样，也可应用于参考电流比率的控制。图254示出本实施例。如图254(b)所示，控制器电路(IC)760受控为根据图254(a)中屏温度的变化而缓慢改变参考电流比率。
如果较小的改变前占空比改变其值，则该改变易于导致闪烁。较小的改变前占空比意思是少量的屏幕数据或屏幕上较大的黑色显示部分。
具体地，改变在灰度或发光率的中值附近缓慢改变。可能屏幕显现中等灰度而导致较高亮度。此外，在较小占空比的区域中，改变前和改变后占空比之间的差异趋向于较大。当然，如果占空比有较大差异，则应使用OEV来进行控制。然而，对OEV控制有限制。鉴于以上情形，当改变前占空比较小时应增加等待时间。
如果较大的改变前占空比改变其值，则该改变不易导致闪烁。较大的改变前占空比意思是大量的屏幕数据或屏幕上较大的白色显示部分。可能整个屏幕都呈现白色显示，从而导致较低亮度。鉴于以上情形，当改变前占空比较大时等待时间可较短。
以上关系如图98示出。水平轴表示改变前占空比而垂直轴表示等待时间(秒)。当占空比是1/16或以下，则等待时间为3秒。取B(蓝色)为一示例，当占空比在1/16到8/16(＝1/2)之间时，等待时间取决于占空比在3秒和2秒之间变化。当占空比在8/16到16/16(1/1)之间时，等待时间取决于占空比在2秒和0秒左右之间变化。
这样，根据本发明的占空周期控制根据占空比来改变等待时间。当占空比较小时等待时间增加，而当占空比较大时等待时间减少。即，在改变至少占空比的驱动方法中，第一改变前占空比小于第二改变前占空比，而第一改变前占空比的等待时间被设置成比第二改变前占空比的等待时间长。
该实施例根据改变前占空比来控制或指定等待时间。然而，改变前占空比和改变后占空比之间的差异较小。因此，在前述实施例中改变前占空比可被改变后占空比替换。
本实施例参照改变前占空比和改变后占空比来进行描述。不言而喻，当改变前占空比和改变后占空比之间的差异较大时应取较长的等待时间。同样，也不言而喻的是，当占空比之间的差异较大时，通过中间状态的占空比来变成改变后占空比是较好的。
根据本发明的占空周期控制方法在改变前和改变后占空比之间有较大差异时提供较长的等待时间。即，它取决于改变前和改变后占空比之间的差异来改变等待时间。此外，当有较大的占空比差异时它允许较长的等待时间。如前所述，等待时间或滞后意思是缓慢地改变它。不言而喻，它当然还表示在广泛意义上延迟改变的开始。
此外，在有较大占空比差异时根据本发明的占空比方法在改变后占空比之前提供中间占空比。
在以上所示的示例中，对红色(R)、绿色(G)和蓝色(B)使用不同的等待时间。然而，不言而喻，本发明允许R、G和B之间的等待时间变化。通过根据亮度来指定等待时间，实现较佳的图像显示是可能的。
以上示例涉及占空周期控制。最好在参考电流控制中指定等待时间。
如上所述，本发明的驱动方法不急剧改变占空比和参考电流。这是因为如果急剧改变，改变状态就会被识别为闪烁。在正常情形中，它们可延迟0.2～10秒改变。不言而喻，以上也可应用于阳极电压的改变控制、改变前电压的改变控制、以及根据环境温度的改变控制(根据屏温度改变占空比和参考电流)，如下所述。
较小的参考电流使显示屏144较暗，而较大的参考电流使显示屏144较亮。换言之，参考电流的较小幅值表示中间灰度显示模式。当参考电流的幅值较大时，屏幕为高亮度模式。因而，当参考电流的幅值较小时，等待时间应当因高可见度的改变而增加。另一方面，当参考电流的幅值较大时，等待时间应当因低可见度的改变而降低。
上述占空周期控制不需要在单个帧或单场内完成。占空周期控制可在几场(几帧)的间隔上执行在的情形中，在几场(几帧)上使用平均的占空比。附带地，当在几场(几帧)的间隔上执行占空周期控制时，每个间隔最好应包含不超过6场(6帧)。更长的时段会导致闪烁。此外，场(帧)的数量不需是整数，并可以是例如2.5帧(2.5场)。即，本发明并不限于每个时段有特定数量的场(帧)。
不言而喻，以上不仅可应用于图1像素构成的EL显示屏或EL显示装置，而且而可应用于图2、7、8、9、11、12、13、28、31和36中其它像素构成的EL显示屏或EL显示装置。
占空比模式在活动图像和静止图像之间是变化的。如果占空比模式急剧变化，则可察觉到图像中的变化。此外，会发生闪动。该问题是由活动图像和静止图像的占空比之间的差异引起的。活动图像采用涉及插入未分割的非显示区域192的占空比模式。静止图像采用涉及以离散方式插入已分割的非显示区域192的占空比模式。非显示区域192和屏幕区域144之间的表面积比率提供占空比。然而，即使占空比相同，人们的可视度也会随非显示区域192的分布而不同。相信人们对活动图像的反应在此起了关键性作用。
中间活动图像具有非显示区域192中活动图像的分布模式和静止图像的分布模式之间的中间分布模式。可为中间活动图像准备多个模式，并在改变之前可根据电影模式或静止图像模式选择多个活动图像之一。多个中间电影模式可包括，例如接近于电影放映的分布模式—诸如非显示区域192分成三个部分的单步模式—或相反，已分割的非显示区域广泛离散的像静止图像情形的分布模式。
有各种静止图像：一些明亮而其它暗淡。活动图像也一样。因而，改变所经的中间电影模式可根据改变前的模式来确定。在某些情形中，从活动图像到静止图像的改变可直接进行，而不需要通过中间活动图像。例如，在较暗的显示屏144上，从电影放映到静止图像显示的改变可直接进行，而不会感到怪异。另一方面，显示模式可通过多个中间电影放映来切换。例如，从电影放映的占空比，通过中间电影放映1的占空比和中间电影放映2的占空比，变化成静止图像显示的占空比是可能的。
从电影放映到静止图像显示的改变可通过中间电影模式进行。此外，从静止图像显示到电影放映的改变也可通过中间电影模式进行。在不同显示模式之间最好在变化中提供等待时间。当从静止图像转换到活动图像或中间活动图像时，非显示区域192中的改变应较缓慢。
FRC(帧率控制)和活动图像显示是相关的。帧的数量应由FRC使用(例如在4FRC中使用4个帧来执行等于2个比特的灰度显示(4倍的灰度数量)，而在16FRC中则使用16个帧来执行等于4个比特的灰度显示(16倍的灰度数量))。然而，如果n FRC(n是2或更大的整数)的n(帧的数量)增大，则在活动图像情形中活动图像的性能下降，而对静止图像则没有问题。因此，nFRC的n在活动图像显示中应当较小。活动图像显示不需要超过一定数量的灰度。在大多数情形中，256或以下的灰度就足够了。静止图像需要大量的灰度。
为解决该问题，本发明基于图443所示的活动图像像素的比率来改变nFRC的n数(称为FRC数)。活动图像像素的比率是由帧操作确定为活动图像像素的像素比率。
例如，同一位置上像素数据之间的差异在第一帧和随后第二帧之间获取，以便在差值为一定值或以上的情形中将其确定为活动图像像素。如果一个屏的像素数量是10万，则当由差异操作确定为活动图像像素的像素数量是2.5万时，活动图像像素的比率为25％。
在图443的实施例中，当活动图像像素的比率为0～25％时，它被确定为是或接近于16FRC(n＝16)的完全静止图像。当活动图像像素的比率为25～50％时，它被确定为接近于活动图像的12FRC(n＝12)的中间图像。此外，当活动图像像素的比率为50～75％时，它被确定为接近于静止图像的8FRC(n＝8)的中间图像。当活动图像像素的比率为75％以上时，它被确定为是或接近于1FRC(n＝1，表示无FRC控制)的完全活动图像。
如上所述，通过基于显示图像的内容而改变FRC来实现最优图像显示是可能的。FRC的改变由控制器电路(IC)760执行。
FRC的改变应当在图像场景突然改变时执行。图像场景突然改变的状态是，例如屏幕改变成广告时、频道切换时或戏剧场景改变时。在本发明的电流峰值抑制和占空比控制中也描述了场景的突然改变。
因此，在活动图像比率改变的情形中，如果n FRC的FRC数实时改变，则屏幕被置于类似闪烁的显示状态中。因此，需要根据场景的突然改变而改变FRC数。
预充电驱动在图16和75中描述。需要结合发光率或占空比来施加预充电电压。需要不在不必要的地方施加预充电电压。这是因为它会导致白色显示亮度的降低。因此，需要限制预充电电压的施加。
为了解决白色显示部分下特别是在电流驱动方法中具有色度亮度串扰的现象，可执行预充电驱动。因此，色度亮度串扰在屏幕具有许多黑色显示部分并具有部分白色显示部分时是高度可见的。为了根据发光率来表示它，预充电在低发光率的区域内是必需的。这是因为，即使在产生色度亮度串扰时，也不能在视觉上识别整个显示屏144是否是在白色显示中。因此，进行预充电驱动并非是必需的。
本发明在发光率较高时降低占空比(整个显示屏144具有很多白色显示部分)。更具体地，占空比1/n的n增大。当发光率较低时(整个显示屏144具有很多黑色显示部分)占空比增大。更具体地，它变得更接近占空比1/1。因此，占空比和发光率是相互关联的。很自然，因为发光率是从视频数据中获取的，而占空比控制是基于发光率执行的。发光率还与预充电控制相关。
如图105(a)所示，占空比和发光率(％)是相关的。图105(b)示出预充电的开关状态。在图105(b)中，设置为在20％或以下的占空比上执行预充电驱动。然而，当执行预充电驱动时，本发明的预充电驱动具有：全预充电模式、自适应预充电模式、0灰度预充电模式以及选择性预充电模式。因此，在图105(b)中，设置成所进行的预充电驱动是重要的。并且，驱动状态取决于所进行哪种预充电而不同。重要的是改变是否根据占空比或发光率来执行预充电驱动。
占空比或发光率(％)以及伽马控制也是相关的。图106是其示意图。许多发光率较高的图像具有整体上较高的亮度。出于该原因，图像发白。因此，需要呈现出较大的伽马常数的系数(该系数通常为2.2)，以便增大黑色灰度区域。如果黑色灰度区域增大，则图像获得动感。
相对于发光率的占空比如图107所示。根据图107中的控制，如果显示图像的发光率几乎是100％，则占空比约为1/4。灰度与亮度成比例。较高发光率的图像需要改变伽马曲线，从而图像的灰度显示不至于崩溃并变成无分辨率的图像。更具体地，需要增大作为伽马曲线乘数的系数，以便呈现出陡峭的伽马曲线。
因而，本发明根据发光率或占空比来改变伽马曲线的系数。图106是其示意图。
本发明在发光率较高(整个显示屏144具有很多白色显示部分)时，降低占空比。更具体地，占空比1/n的n增大。当发光率较低(整个显示屏144具有很多黑色显示部分)时增大占空比。更具体地，它变得更接近于占空比1/1。因此，占空比和发光率是相互关联的。很自然，因为发光率是从视频数据中获取的，而占空比控制是基于发光率来执行的。
占空比和发光率(％)之间的关系如图106(a)所示。图106(b)使其垂直轴示出伽马曲线的系数。在图106(b)中，在70％或以上的占空比上有伽马曲线的系数增大的设置。更具体地，灰度表示在高灰度区域变得更大，以便呈现出陡峭的伽马曲线。因而，白色图形的图像得到了改进。
如图108(a)和(b)所示，有这样的情形，其中通过在占空比为某值或以上的较小区域中增大伽马系数来改进图像显示。如上所述，有可能通过对应于发光率(图像的数据和)改变伽马曲线来实现生动的图像显示。图256示出伽马系数根据发光率来改变的实施例。
占空比控制与电源容量是紧密相关的。随着最大电源容量的增加电源的尺寸也变大。特别是，在显示装置为移动式装置的情形中，巨大的电源会是一个严重的问题。EL使得电流和亮度之间有比例关系。在黑色显示时无电流流入。在白光栅显示时最大电流流入。因此，电流根据图像可显著地改变。如果电流显著地改变，则电源的尺寸变得更大且功率消耗也会增加。
本发明在发光率较高时增大占空比控制1/n的n并降低消耗电流(功率消耗)。相反，本发明在发光率较低时将占空比设置为1/1或接近1/1，以便显示最大亮度。该控制方法将描述如下。
首先，图107示出发光率和占空比之间的关系。发光率从如前所述流经屏的电流转换过来的。这是因为在EL显示屏上B的发光效率较差，所以如果显示海洋或类似物就会立即增大电源消耗。因此，最大值是电源容量的最大值。并且，数据之和不仅只是视频数据的简单相加值，而且还是转换成消耗电流的视频数据之和。因此，发光率还根据最大电流而不是从每个图像的工作电流中获取。
图107示出一个示例，其中占空比在发光率为0％时为1/1，而在发光率为100％时最小的占空比为1/4。图109示出电功率乘以发光率的结果。如果在图107中发光率为0％～100％占空比不变为1，则它变成图109中标号为a的曲线。图109的垂直轴是工作电流与电源容量的比率(功率比)。更具体地，发光率与功率消耗成比例，如曲线a所示。因此，在发光率为0％时功率消耗为0(功率比：0)，而在发光率为100％为100(功率比：100％)。
图109中的曲线b是根据图107的占空比曲线来执行功率限制的实施例。因为在发光率为100％时占空比为1/4，所以功率比为1/4，即曲线a的25％。曲线b在功率小于1/3的范围中操作。因此，如果占空比控制如图107地执行，则充足的电源容量只是常规情形(曲线a)的1/3。更具体地，根据本发明，电源尺寸比常规情形小。
如果常规情形中(曲线a)较高发光率的状态持续，则流经屏的电流变得太大，以致于屏因为产生热量而遭到了损坏。然而，根据本发明执行占空比控制，从曲线b可理解不管发光率多大，流经屏的都是平均电流。因此，几乎没有热量产生，因而屏未受损坏。
曲线c是相对图107的占空比曲线最小占空比为1/2的实施例。曲线d是最小占空比为1/3的实施例。类似地，曲线e是最小占空比是1/8的实施例。
图107将占空比曲线示为直线。然而，占空比曲线可被生成为各类直线和曲线。例如，图110(a1)示出功率比设置为30％或以下(参照图110(a2))的占空比控制曲线。图110(b1)示出功率比设置为20％或以下(参照图110(b2))的占空比控制曲线。如上所述，需要将占空比曲线或参考电流比率曲线结构成通过微型计算机的编程或外部控制都可变。
对于占空比控制曲线，用户可根据外部环境用按键在图110的(a)和(b)之间任意切换。在明亮的外部环境中应选择图110(a1)的占空比曲线，而在黑暗的外部环境中则应选择图110(b1)的占空比曲线。需要将占空比控制曲线结构成任意可变的。
该实施例是参照参考电流为1的情形以及最大占空比为1/1的条件来描述的。然而，本发明并非仅限于此。例如，如图111所示，将参考电流改变成以1/2为中心的1或1/3也是可能的。最大值可设置为0.5。将占空比改变成以0.25为中心的0.5或以下也是可能的。最大值可设置为0.5。
如图112所示，将参考电流改变成多个值，其中最小值为1且最大值为3，并使用之是可能的。不言而喻，占空比可被控制成在发光率为80％时最小，并在100％或60％时增大，如图113所示。
如图114(a)和(b)所示，参考电流可改变成以2为中心的3或1。最大值可设置为3。不言而喻，占空比可被改变成0.25，最大值为0.5。这也适用于图115(a)和(b)。
如图116所示，在较低发光率区域(图116中20％或以下的发光率)(图116(a))降低占空比，而在较低发光率区域(图116中20％或以下的发光率)(图116(a))降低占空比，并且在占空比降低的同时增大参考电流比率(图116(b))是可能的。如图116(c)所示，如果如上所述同时执行占空比控制和参考电流比率控制，则不再改变亮度。在较低发光率上，在较低灰度区域缺少编写编程电流是显而易见的。然而，如图116在较低发光率区域中增大参考电流，从而与参考电流成比例地增大编程电流是可能的，因而不再缺少编写编程电流。并且亮度也是不变的，以便实现良好的图像显示。
在图116中，在较高发光率区域(图116中的40％或以上)中降低占空比，但参考电流保持恒定为1。因此，由于亮度随着占空比的减小而降低，控制(基本上是降低)屏的功率消耗是可能的。对于将最大占空比设置为1/1的驱动方法而言，需要共同地插入非显示区域192。
对于ff参考电流比率、占空比和发光率之间的关系而言，需要保持不变的关系，如下所述。这是因为由于屏的自然加热以其它方式加速，闪烁或损坏的机会增加。图267是其一个示例。在图267(c)中，垂直轴A表示占空比x参考电流比率。基本上需要控制A在较低发光率区域接近1。需要控制A在较高发光率区域小于1。
作为检查结果，需要在发光率为30％或以下的区域中将占空比x参考电流比率(A)设置为0.7～1.4。最好设置为0.8～1.2。而在发光率为80％或以下的区域中将占空比x参考电流比率(A)设置为0.1～0.8。最好将其控制或设置为0.2～0.6。
如果在发光率为50％时占空比x参考电流比率为A，则需要在发光率为30％或以下时将占空比x参考电流比率x A设置或控制为0.7～1.4。最好需要将其设置为0.8～1.2。在发光率为80％或以下时，需要将占空比x参考电流比率A设置或控制为0.1～0.8。最好需要将其设置为0.2～0.6。
在图267所示的实施例中，在较低发光区域中(图267中25％或以下的发光率)需要降低占空比而成反比地增大参考电流比率。因此，保持了占空比x参考电流比率A约为1的关系。出于该原因，屏幕144的亮度不变，而编程电流的幅值变大，从而写入编程电流的短缺得以改善。
在较高发光率区域中，当占空比降低时参考电流比率也降低(图267中75％或以上的发光率)。
因此，当发光率变大时占空比x参考电流比率A受控为接近于0.25。出于该原因，随着发光率变大，屏幕144的亮度降低而消耗电流也降低。因此，屏的自身发热值与A x发光率成比例地降低。
一般而言，在EL显示屏为15英寸或以下的较小到中等尺寸的情形中，需要以图269中虚线所示的关系来执行驱动(以在发光率较高时降低占空比x参考电流比率)。在EL显示屏为15英寸或以上的较大尺寸情形中，需要以图269中实线所示的关系来执行驱动(以在发光率较高时降低占空比x参考电流比率，并在发光率较低时增大占空比x参考电流比率)。
图268(a)示出本发明电源电路的效率图。当输出电流高于中值时，效率较高。因此，需要输出电流平均地使用固定或较高的输出。
如果实施如图269虚线所示的控制，则电功率的相对变化比率(功率比)如图268(b)的虚线所示。如果实施如图269实线所示的控制，则电功率的相对变化比率(功率比)如图268(b)的虚线所示。对于实线，电功率在较低发光率时增大。然而，因为发光率较低功率而消耗几乎不增加。改进写入编程电流的短短缺就更为重要了。
如果占空比为1/6或以上，最好为1/4或以上，则需要共同地插入非显示区域192(图54(a1)～(a4)等)。如果占空比为1/6或以下，最好为1/4以下，则需要分开插入非显示区域192(图54(b1)～(b4)，(c 1)～(c4)等)。
本发明在第一发光率(它可以是如前所述的阳极端的阳极电流或数据总和之比)或发光率范围(它可以是如前所述的阳极端的阳极电流范围，或数据总和之比的范围)中改变第一FRC、发光率、流经阳极(阴极)端的电流、参考电流、占空比、屏温度、参考电流比率和占空比的乘积或其组合。
此外，本发明在第二发光率(它可以是阳极端的阳极电流之比)或发光率范围(它可以是阳极端的阳极电流范围)中改变第二FRC、发光率、流经阳极(阴极)端的电流、参考电流、占空比、屏温度、参考电流比率和占空比的乘积或其组合。即，本发明根据(调整)发光率(它可以是阳极端的阳极电流之比)或发光率范围(它可以是阳极端的阳极电流范围)来改变FRC、发光率、流经阳极(阴极)端的电流、参考电流、占空比、屏温度、参考电流比率和占空比的乘积或其组合。当改变它们时，它们可滞后(有延迟或缓慢地)地改变。
本发明描述了预充电驱动方法。也描述了发光率的概念。根据发光率来改变预充电电压也是有效的。
在不执行占空比控制的情形中，发光率与消耗电流是同步的。更具体地，发光率可从图像数据的叠加中导出。这是因为在电流驱动情形中图像数据与功率消耗成比例，所以发光率可从图像数据中导出。
预充电驱动与电压驱动相类似。它把电压施加到源信号线18上，并将该预充电电压施加为驱动晶体管11a的栅极电压，以防止驱动晶体管11a使电流流经EL元件15。因此，预充电电压的参考源是阳极电势(Vdd)。当然，预充电电压的源在驱动晶体管是N沟道的晶体管时是阴极。本说明书将驱动晶体管11a描述为是如图1所示的P沟道的的晶体管，以便于描述。
如果阳极电势改变，则需要改变预充电电压。阳极引线2155的阻抗值降低以便不改变阳极电势(Vdd)。然而，在发光率较高的情形中，由于大量电流流经阳极引线(端)所以会产生电压降。该电压降与消耗电流成比例。因此，阳极电压的电压降与发光率成比例。
因而，需要相对于发光率来改变预充电电压。否则，需要对应于流经阳极(阴极)端的电流(或流经EL显示屏的电流)来改变预充电电压。
本发明的源极驱动电路具有如图75所示的电子调节器501。因此，通过控制电子调节器501来简便地改变预充电电压是可能的。不言而喻，除了控制电子调节器501之外，用源极驱动电路(IC)14外面的DA电路来产生预充电电压，并施加之是可能的。
通过以下过程来获取阳极端上所产生的电压降是可能的。首先，从阳极电压源到每个像素的阻抗值在设计阶段就是已知的。这是因为阻抗值是根据阳极引线的金属薄膜的方块阻抗值(从阳极端到像素16的驱动晶体管11a的阻抗)所确定的。流经阳极电子的消耗电流可通过处理视频数据而得知。在电流驱动方法的情形中可获取视频数据的总和。以上被描述为图85、88、98、103、205、107和109中占空比、数据和、以及发光率的导出。作为电流编程方法的主要特征，导出流经阳极的电流是简便的。
因此，在阳极端上产生的电压降通过获取阳极引线的阻抗值和流经阳极引线的电流(母板的消耗电流)来获取。该消耗电流可通过一帧的图像数据处理来实时地导出。因此，像素16上阳极端的电压降也可实时地确定。
像素16的阳极电压(考虑电压降)如上导出，而预充电电压则考虑电压降来确定。对预充电电压的确定并不限于实时确定。不言而喻，它还可以间歇地执行。当执行占空比控制时，流经阳极的电流可根据占空比来改变。因此，需要因占空比控制而增加消耗电流。在占空比为1/1的情形中，发光率与消耗电流(电功率)相同。
根据本发明，实施加控制以降低参考电流比率(或参考电流的幅值)(例如从参考电流比率4改变为1)与以下同义或类似：实施加控制以降低流经阴极端的电流，或流经阳极端的电流、或流经像素16的EL元件15的电流。同样，实施控制以减小占空比(或占空的大小)(例如，占空比从1/1变成1/4)与以下同义或类似：实施控制以降低流经阴极端的电流，或流经阳极端的电流、或流经像素16的EL元件15的电流。
因此，通过控制栅极驱动电路(IC)12(例如，控制图14所示的起始信号(ST))来实现对增减流经阴极端的电流，或流经阳极端的电流、或流经像素16的EL元件15的电流控制，是可能的。另外，通过使栅极信号线17b(控制流经EL元件15的电流的信号线或控制装置)的控制状态(要选择栅极信号线17b的数量)由栅极驱动电路(IC)12来改变、调节或操作，来简便地实现这种控制也是可能的。此外，通过控制栅极驱动电路(IC)14(控制图46、50、60等中的参考电流Ic)来实现对增减流经阴极端的电流，或流经阳极端的电流、或流经像素16的EL元件15的电流的控制，也是可能的。通过改变或控制阳极电压Vdd来实现这种控制也是可能的。
为便于描述，本说明书基本上是基于图117所示的占空比为1/1的条件给出描述的。更具体地说，发光率与流经阳极的电流成比例。
根据描述阳极电流与发光率成比例。然而，流入源驱动器IC的编程电流在图1的像素结构中被加入阳极端(驱动晶体管11a的源极端)。因此，实际上会有一些不同。描述是集中于流经阳极引线的电流给出的。但是，不言而喻，它可被流经阴极引线的电流所替换。
图117(a)示出，像素16上的阳极电压具有根据发光率发生而从Vdd(发光率0％)变化到Vr(发光率100％)的电压降。图117(b)示出根据发光率向端155输出的预充电电压。驱动晶体管11a的起始位置在从Vdd下降D(V)的位置上。从Vdd下降D(V)的电压是发光率为0％时的预充电电压。图117(b)中的实线使用了图117(a)的阳极端的电压降Vr(V)。因此，发光率为100％的预充电电压为Vdd-D-Vr。
图117(b)中的虚线是预充电电压在发光率为40％或以上以及发光率为40％以下之间的改变。发光率低于40％时预充电电压为Vdd-D(V)，而在40％或以上时为Vdd-D-Vr(V)。预充电电压的微分电路通过实施虚线所示的控制得以简化。
阳极电压Vdd取决于编程电流Iw的大小。描述通过示出图1的像素结构来给出。如图118(a)所示，在电流编程情形中，编程电流Iw从驱动晶体管11a流入源信号线18。当编程电流Iw较大时，驱动晶体管11a的沟道间电压变大。图118(b)是图118(a)的曲线版本。编程电流I1在沟道间电压V1上流动(实际上，水平轴的0是电压Vdd)。编程电流I2在沟道间电压V2上流动(实际上，水平轴的0是电压Vdd)。有必要提高阳极电压Vdd以便使较大的编程电流Iw通过。
本实施例描述，如果编程电流Iw变大，则有必要增大阳极电压Vdd。相反，它表示当编程电流Iw较小时阳极电压Vdd可能较低。如果阳极电压Vdd变低，则可降低屏的功率消耗，且也可降低由驱动晶体管11a消耗的电能。从而，可降低热量的产生，并延长EL元件15的寿命。
编程电流Iw可根据参考电流的变化而改变。如果参考电流Ic增大，则编程电流Iw变得相对较大(讨论屏幕的灰度数据稳定的情形，即光栅屏幕)。如果参考电流Ic减小，则编程电流Iw也可变得相对较小。在此，描述在编程电流Iw的增或减与参考电流Ic的增或减同步的条件上给出，以便于描述。
图119是本发明电源电路的框图。Vin是来自板的电池(未示出)的未板压电压。DCDC变换器1191a提高来自电压Vin的电压，以产生相对于GND电压的阳极电压Vdd。为了便于描述，将在源驱动器IC的电源电压Vs与阳极电压Vdd相同的条件进行讨论。在条件Vdd＝Vs下，电源的数量下降而使电路的结构变得更加简单。不再对源驱动器IC施加过电压。DCDC变换器1191b提高来自电压Vin的电压，以产生相对于GND电压的基极电压Vdw。
调节器1193从电压Vdw和Vdd中产生阴极电压Vss，其中电压Vdd作接地电压。在该结构中，如果电压Vdd升高，则电压Vss也按比例升高。
从图1可理解，恒定电流Iw由驱动晶体管11a产生，而编程电流Iw流经EL元件15。因此，功率消耗是Vdd和Vss之间的电势差。在图119所示的结构中，当电压Vdd改变时，电压Vss也以同一方向变化。因此，即使阴极电压改变，施加EL元件15和驱动晶体管11a之间的电压也是恒定的。
如图118所示，当编程电流Iw(参考电流Ic)变大时有必要增大阳极电压。这是因为GND电势是固定的。IC电压Vs随阳极电压的改变而同步改变(Vdd＝Vs)。如果Vdd-Vss是恒定电压且Vdd变高，则施加在EL元件15上的电压变低。因此，EL元件15不再在饱和区域内操作。然而，Iw(Ic)必须变大的区域是低发光率区域，其中像素在高亮度控制之下。因此，即使低发光率的像素16的亮度以及高亮度显示降低，图像显示仍然几乎不受影响。功率消耗作为优点是更有意义的。
如果不是Vdd＝Vs，则它应通过分开如图120中所示阳极电压Vdd和GND之间的电阻器(R1，R2)来产生。这是由于电压Vs用来产生IC内的预充电电压。因为Vdd是预充电电压的参考，所以Vs和Vdd需要一起工作。如图120所示，插入了一个电解电容C。
图121示出栅极截止电压(Vgh)和栅极导通电压(Vg1)的关系(也参见图180及其描述)。在图121(a)中，电压Vgh高于阳极电压Vdd。电压Vgl高于电压Vss。
图121(b)示出一种状态，其中阳极电压Vdd漂移并呈现为高于参考电压Vdd(示为电压Vdd1)。在图121(b)中，电压Vgh随着Vdd中的变化而呈现为一并偏高。电压Vgl未从图121(a)改变。
图121(c)示出一种状态，其中阳极电压Vdd漂移并呈现为高于参考电压Vdd(示为电压Vdd1)。在图121(c)中，电压Vgh未随Vdd中的变化而一并变化。电压Vgl未从图121(a)改变。如上所述，它可以是栅极信号线电压Vgh或Vgl。
需要将阳极电压Vdd呈现为等于IC(电路)14的电源电压Vs(或参考电压)。还需要将用于产生预充电电压的电子调节器501的参考电压Vs呈现为等于如图75所示的阳极电压Vdd。更具体地，用于产生预充电电压的电源电压、IC(电路)14的电源电压(参考电压)Vs以及阳极电压Vdd彼此都近似地匹配。近似匹配表示±0.2(V)内的范围。不言而喻，当然最好是它们彼此都完全匹配。
用于产生预充电电压的电子调节器501的参考电压Vs、阳极电压Vdd和电路(IC)14的电源电压Vs应一起工作。例如，如果阳极电压Vdd升高，则用于产生预充电电压的电子调节器501的参考电压Vs也应增大。电路(IC)14的电源电压也应增大。相反，如果阳极电压Vdd降低，则用于产生预充电电压的电子调节器501的参考电压Vs也应减小。电路(IC)14的电源电压也应减小。
如上所述，它们应一起工作是因为需要根据驱动晶体管11a的Vdd(即驱动晶体管11a的源极端电势)来产生预充电电压。更具体地，如果阳极电压Vdd上升，则预充电电压也应一并增大。因此，电子调节器501的参考电压Vs(IC(电路)14的电源电压)应增大。当电子调节器501内嵌于源极驱动电路(IC)14时，电子调节器显然不可超过IC的电源电压(耐电压)。
实际上，可从源极驱动电路(IC)14输出的预充电电压是IC(电路)14的电源电压-0.2(V)左右。因此，如果预充电电压上升，则目标预充电电压直到IC(电路)14的电源电压也上升时才能从IC(电路)14输出。
如图75所示，预充电电压具有诸如电子调节器501的数字可变结构(从IC外可变)。因此，检测阳极电压Vdd中的变化(例如参见图123、124和125)，并改变电子调节器501的开关S以便改变预充电电压是可能的。因此，图75所示结构是像本发明的IC(电路)14的特征结构。预充电电压还可在IC(电路)14之外产生，并通过IC(电路)14施加到源信号线18上。在该情形中，还必须将IC(电路)14的电源电压Vs呈现为比预充电电压的最大值高0.2(V)。
本实施例描述了预充电电压。然而，不言而喻，它并不限于预充电电压，还可应用于图228中所述的复位电压。
所讨论的阳极电压Vdd和IC(电路)14的电源电压是一起工作的。然而，在驱动晶体管11a是如图9和10所示N-沟道的情形中，阴极电压Vss是参考电压。因此，不言而喻，用于产生预充电电压的电子调节器501的参考电压Vs、阴极电压Vss和电路(IC)14的电源电压Vs(或GND电平)应一起工作。因此，以上内容应被替换。
不言而喻，以上也可应用于作为本发明其它实施例的显示屏、显示装置和驱动方法。
图122示出发光率和阴极电压之间的关系，作为示例。Vdd+2和Vdd+4不表示绝对电压，而是相关地示出以便于描述。
在图122中，参考电流(编程电流)在发光率为25％或以下时增大。在该状态中，有必要增大阳极电压，因此，阳极电压随着参考电流的增大而增大。参考电流在发光率为75％或以上时增大。并且阳极电压也随着参考电流的增大而增大。
图122示出发光率和阴极电压之间的关系，作为示例。但本发明并非仅限于此。例如，不言而喻，如图280所示，阳极端电压和阴极端电压之间的电势差可根据发光率而改变。例如，如果阳极端电压为6(V)而阴极端电压为-9(V)，则电势差为6-(-9)＝15(V)。更具体地，阳极电压和阴极电压的绝对值可根据发光率、参考电流或流经阳极端的电流而改变。
图280中的实线A将第一阳极端电压和阴极端电压之间的电势差表示为第一发光率或发光率范围，并将第二阳极端电压和阴极端电压之间的电势差表示为第二发光率或发光率范围。从第一发光率或发光率范围到第二发光率或发光率范围，它还根据发光率来改变阳极端电压和阴极端电压。不言而喻，当然只能改变阳极端电压和阴极端电压中的一项。
图280中的虚线B在第一发光率或发光率范围示出第一阳极端电压和阴极端电压之间的电势差，并在第二发光率或发光率范围示出第二阳极端电压和阴极端电压之间的电势差，以便于作出逐步改变。
作为示例，通过具有图602到604中的所示的结构，来用控制信号DATA通过程序改变或控制阳极电压是可能的。该DATA是根据发光率改变的数字数据。更具体地，DATA的变量是发光率。
在图602中，用于驱动每个像素16的驱动晶体管11a的阳极端与操作放大器502的输出端b相连。电子调节器501的a端输出电压根据DATA而改变。a端电压施加在操作放大器502上来控制(改变)阳极电压。不言而喻，以上结构也可应用于改变阴极电压的情形中。
在图603中，像素16是电流镜的像素结构。不言而喻，图602的方法甚至可应用于电流镜的像素结构。图604被构成在像素16中所具有的倒相电路。不言而喻，图602的方法也可应用于图604的像素结构中。
可以图1的像素结构为中心对本说明书中所描述的本发明的结构或方法(诸如发光率控制)进行描述。然而，本发明并非仅限于此。不言而喻，它也可应用于诸如图602、603和604的其它像素结构。
本发明各实施例的特征之一是占空比对应于发光率等改变。占空比还可对应于显示屏的扫描线数量(图像显示像素行的数量)的改变而改变。图515是其一个实施例。显示像素数量的改变表示显示区域改变了。显示区域越小，显示屏所消耗的电能改变越多。更具体地，如果扫描线数量增加，则显示区域变大使显示屏消耗的电能增加。相反，如果扫描线数量减少，则显示区域变小使显示屏消耗的电能减少。
本发明中进行占空比控制的目的之一是使得能量消耗能保持在一定水平或更高的水平上，并使其均匀呈现。因此，扫描线数量增加中的差异降低了占空比。当扫描线数量减少时，占空比可较大。占空比还可根据扫描线数量增加或减少时的发光率来改变。
图515中的实线表示扫描线数量为200时的情形。在发光率低于40％时占空比为1/1，并在发光率为40％或以上时下降。虚线表示220条扫描线在实线所示同一显示屏上显示的情形。在发光率低于40％时占空比为7/8，并在发光率为40％或以上时下降。点划线表示240条扫描线在实线所示同一显示屏上显示的情形。在发光率低于40％时占空比为3/4，并在发光率为40％或以上时下降。
该实施例具有占空比对应于扫描线数量而变化的特点。然而，本发明并非仅限于此。例如，对应于扫描线数量而改变参考电流比率是可能的。参考电流比率在扫描线数量较少时应较大，而在扫描线数量相对或绝对较多时应较小。
该实施例对应于扫描线数量来改变占空比等。还可能对应于屏或屏的环境温度来改变占空比等等。图516是其一个实施例。图516中的实线表示屏温度低于40℃的情形。该实线表示在发光率低于40％时占空比为1/1，并在发光率为40％或以上时下降。虚线表示在发光率低于20％时占空比为1/2，并在发光率为20％或以上时下降。虚线和实线之间的曲线在40～60℃之间画出。
同样，对应于温度来改变参考电流比率也是可能的，如图517所示。当然，改变占空比和参考电流比率也是可能的。图517中的实线表示屏温度低于40℃的情形。该实线表示在发光率低于40％时参考电流比率为1/1，并在发光率为40％或以上时下降。虚线是60℃的情形，其中参考电流比率在发光率低于20％时为3，并在发光率为20％或以上时下降。虚线和实线之间的曲线在40～60℃之间画出。当然，根据发光率将参考电流比率改变为虚线所示的多个值也是可能的。如图518所示，根据发光率改变占空比x参考电流比率也是可能的。
在图123中，参考电流(编程电流)可根据发光率逐步改变。阳极电压也随着参考电流的变化而改变。
在图119、123和280中，阳极电压可根据参考电流(编程电流)的变化而改变。然而，这是驱动晶体管11a为P-沟道的情形。不言而喻，在N-沟道情形中，阴极电压可改变。
阳极电压可根据如图124所示的编程电流(参考电流)的大小而改变。图124中的实线是阳极电压与编程电流成比例地改变的一个示例。图124中的虚线是阳极电压在预定或更大编程电流(参考电流)上改变的一个示例。对于虚线b，因为根据参考电流变化的阳极电压只有一点，所以电路结构更为简便。
在图119和120中，不言而喻，通过使用变压器(自耦或组合绕组变压器)或线圈而替代DCDC变换器或稳压器来构成或结构升压电路是可能的。
该实施例根据参考电流或编程电流的大小来改变阳极电压。然而，参考电流或编程电流大小的改变与源信号线18电势的改变同步。在图1的驱动晶体管11a是P-沟道的情形中，增大编程电流Iw或参考电流表示要减小源信号线18的电势(更接近GND电势)。
因而，有可能实施如图125所示的控制。更具体地，在源信号线18的电势为0(GND)电势时，阳极电压应为最高(参考电流和编程电流达最大值)。当源信号线18的电势为电势Vdd时，阳极电压应为最低(参考电流和编程电流达最小值)。通过以上结构或控制来减小将高电压施加在EL元件15上的时段，以便延长EL元件15的寿命是可能的。
在下文中，要进一步描述本发明的EL显示屏(EL显示装置)的电源电路(电压发生电路)。
将描述本发明的有机EL显示装置的电源电路。图539是本发明的电源电路的框图。标号5392表示一控制电路。该控制电路控制电阻器5395a和5395b之间的中点电势，并输出用于控制晶体管5396栅极端的信号。电源Vpc施加在变压器5391的初级侧，而初级侧的电流通过晶体管5396的导通和截止控制传送到次级侧。标号5393表示整流二极管，而5394表示平滑电容器。
从电势角度看，电流驱动方法的有机EL显示屏具有以下特征。对于本发明的像素结构而言，驱动晶体管11a是图1所述的P-沟道晶体管。用于产生编程电流的源极驱动电路(IC)14的单元晶体管154是N-沟道晶体管。根据该结构，而编程电流是从像素16流到源极驱动电路(IC)14的吸收电流(反向电流)。因此，它是以阳极(Vdd)为其源在电势上操作的。更具体地，流到像素的是编程电流，一旦驱动的临界电压得到了保护，源极驱动电路(IC)14的电势就可以是任意值。
控制电路5392受来自控制器760的逻辑电路的逻辑信号(GND-VCC电压)的控制。因此，有必要使控制电路5392与逻辑电路的接地(GND)相匹配。然而，变压器5391具有输入侧与输出侧分开的特点。电流编程方法的源极驱动电路(IC)14在输出侧工作，并根据阳极电势(Vdd)而操作。因此，不必使源极驱动电路(IC)14的接地(GND)与控制电路5392和逻辑电路的接地相匹配。对于这一点，在组合电流编程方法的源极驱动电路(IC)14、通过使用变压器5391和P-沟道的像素16的驱动晶体管11a来产生阳极电压(Vdd)(以及产生相对于阳极电压(Vdd)的阴极电压(Vss))中有协同效果。
有机EL显示屏以阳极(Vdd)和阴极(Vss)电压的绝对值进行操作。例如，如果Vdd＝6(V)且Vss＝-6(V)，则它在6-(-6)＝12(V)上操作。对于使用图539所示的本发明的变压器5391电源电路，阴极电压(Vss)可根据阳极(Vdd)电压而改变。阳极电压(Vdd)是本发明电流驱动的源极驱动电路(IC)14的编程电流的参考位置。更具体地，它用作为其源的阳极电压(Vdd)进行操作。
反之，阴极电压的电势或控制可以较为粗略。出于该原因，在使用图539中变压器、具有电流驱动像素16结构的有机EL显示屏、以及电流编程方法的源极驱动电路(IC)14组合本发明的电源电路中有协同效果。阴极电压随阳极电压的变化而漂移也是重要的。
理论上，有机EL显示屏在从阳极Vdd流入驱动晶体管11a的电流Idd和从EL元件15流入阴极Vss的电流Iss之间有近似的匹配。更具体地，有Idd＝Iss的关系。但实际上Idd＞Iss，其中差异是微弱并可忽视的，因为它是源极驱动电路(IC)14的编程电流。图539和540的变压器5391在从阳极Vdd输出的电流和因为其结构从阳极Vss中吸收的电流之间有匹配。对于这一点，在使用本发明的变压器5391组合有机EL显示屏和电源电路中有很大的协同效果。
在用于驱动像素16的晶体管11a呈现为N-沟道晶体管的情形中，不言而喻，源极驱动电路(IC)14的单元晶体管154如果呈现为P-沟道晶体管，则可具有相同效果。
从阴极电压(Vss)和(或)阳极电压(Vdd)中产生栅极驱动电路12的电压Vgh和电压Vgl，以及源极驱动电路的电源电压是有效的。变压器5391可具有两个输入端和两个输出端的4-端结构。然而，最好具有两个输入端和包括中点的三个输出端的结构，如图539所示。变压器5391可以是自耦变压器(线圈)。
电源Vpc可应用于变压器5391的初级侧，且初级侧的电流通过晶体管5396的启闭控制传送到次级侧。标号5393表示整流二极管，5394表示平滑电容器。阳极电压Vdd的大小可根据晶体管5395b的大小来调整。Vss是阴极电压。阴极电压Vss可构成能选择并输出如图541所示的两个电压。选择两个电压由开关5411来执行。对于产生两个电压(图541中-9(V)和-6(V))作为阴极电压，它们可简便地通过在变压器5391的输出侧所提供的中间抽头产生。
该两个电压还可通过在变压器5391的输出侧构面-9(V)和-6(V)的两个线圈并选择其一来产生。这点也是本发明的一个优点。本发明的特征还在于可切换图541所示的阴极电压(Vss)。如果改变作为电势之源的阳极，则电路结构就变得复杂，因此成本也变高了。
即使产生10％左右的电势误差，阴极电压(Vss)也不会影响图像的显示(不敏感)。因此，作为本发明的优良特征，阴极电压可参照阳极电压来设置，且阴极电压可根据屏的温度特征来改变。变压器5391可改变输入绕组数量和输出绕组数量之间的比率，来简便地改变阴极电压和阳极电压，这是非常有利的。能够通过改变晶体管5396的开关状态来改变阳极电压(Vdd)也是非常有利的。在图541中，-9(V)可通过开关1781来选择。
在图541中，阴极电压Vss可从两个电压中选择。然而，它并非仅限于此。它也可以是两个电压以上。且阴极电压可通过使用可变的调整电路来持续改变。
开关5411a和开关5411b的选择取决于来自温度传感器4441的输出结果。当屏的温度较低时，-9(V)可选为电压Vss。当达到某屏的温度或更高温度时，可选择-6(V)。这是因为EL元件15具有温度特性，因此EL元件15的端电压在低温侧变得更高。在图541中，从两个电压中选择一个电压作为Vss(阴极电压)。然而，它并非仅限于此。它还可从三个以上电压中选择一个Vss电压来构成。以上也可应用于Vdd。作为本发明的另一特征结构，阴极电压(Vss)在低于一定温度时降低(Vdd和Vss之间的差值电压在变成低温时增大)。
在图541中，阴极电压由温度传感器4441来切换(改变)。然而，它并非仅限于此。例如，如图540所示，与用于决定输出电压的电阻器并联或串联地排列或放置可变电阻器(正温度系数热敏电阻或热敏电阻)5401以便根据温度来改变电阻值5401是可能的。该结构可改变控制电路5392的IN端的输入电压，从而电压Vdd或电压Vss可被调整为适当值。
如图541所示，检测屏温度并根据检测结果来呈现可选择的多个电压，从而降低屏的功率消耗是可能的。它仅需要电压Vss在一定温度或以下降低。一般而言，EL元件15的端间电压在温度变低时会变高。在正常温度上使用电压较低的Vss＝-6(V)是可能的。
开关5411可被构成如图541所示的结构。通过从图541所示变压器5391取出中间抽头来产生多个阴极电压Vss是简便可行的。这也可应用于阳极电压Vdd的情形。图542所示结构被示为一实施例。在图542中，多个阴极电压可通过使用变压器5391的中间抽头产生。
图543是电势设置的示意图。为便于描述该示例，它将在源极驱动电路(IC)14是根据GND的条件下描述。源极驱动电路(IC)14的电源是Vcc。Vcc可与阳极电压相匹配。本发明从功率消耗角度将其设置为Vcc＜Vdd。源极驱动电路(IC)的电压Vcc需要满足关系Vdd-1.5(V)≤Vcc≤Vdd。如果例如Vdd＝7(V)，则Vcc需要满足条件Vdd-1.5＝5.5(V)～7(V)。
栅极驱动电路12的截止电压Vgh应为电压Vdd或以上。需要满足关系Vdd+0.2(V)≤Vgh≤Vdd+2.5(V)。如果例如Vdd＝7(V)，则Vgh可设置成满足条件7+0.2＝7.2(V)～7+2.5＝9.5(V)。以上条件应用于像素选择侧(图1像素结构中的晶体管11b和11c)和EL选择侧(图1像素结构中的晶体管11d)。
用于产生与驱动晶体管11a的编程电流回路的开关晶体管(图1像素结构中的晶体管11b和11c)的导通电压Vgl需要满足条件Vdd-Vdd～Vdd-Vdd-4(V)或者基本上与阴极电压Vss匹配。同样可应用于EL选择侧(图1像素结构中的晶体管11d)的导通电压。更具体地，如果阳极电压是7(V)且阴极电压是-6(V)，则需要导通电压Vgl在7-7(V)＝0(V)～7-7-4＝-4(V)的范围内。或者，需要导通电压Vgl基本上匹配阴极电压-6(V)左右。
在用于驱动像素16的晶体管11a是N-沟道晶体管的情形中，Vgh变为导通电压。不言而喻，截止电压在该情形中应被导通电压替换。
本发明电源电路的问题之一是电压Vgh和Vgl是由阳极电压Vdd和(或)阴极电压Vss所产生的。阳极电压可由变压器5391产生，且来自该电压的电压Vgh和Vgl被施加到DCDC变换器。
然而，Vgh和Vgl是栅极驱动电路12的控制电压。如果不施加该电压，像素的晶体管11被置于浮动状态。没有电压Vcc，源极驱动电路(IC)14也被置入浮动状态而失去功能。因此，如图544所示，有必要在将电压Vgh、Vgl和Vcc同时施加到屏上，或过了时间T1后，施加电压Vdd和Vss。
本发明通过如图545所示结构的结构解决了该问题。在图545中，标号5413a表示包括变压器5391等的电源电路。标号5413b表示用于从电源电路5413a输入电压、产生电压Vgh、Vgl和Vcc、并包括DCDC变换器电路、调整电路等的电源电路。标号5451表示开关。可应用半导体闸流管、机械继电器、电子继电器、晶体管和模拟开关。
在图545(a)中，电源电路5413a首先产生阳极电压(Vdd)和阴极电压(Vss)。在该产生的过程中，开关5451a处于断开状态。因此，阳极电压(Vdd)不施加到显示屏上。由电源电路5413a产生的阳极电压(Vdd)和阴极电压(Vss)被施加到电源电路5413b上，而由电源电路5413b产生的电压Vgh、Vgl和Vcc施加到屏上。在将电压Vgh、Vgl和Vcc施加到显示屏之后，开关5451a闭合(关闭)且将阳极电压(Vdd)被施加到显示屏上。
在图545(a)中，只有阳极电压(Vdd)被开关5451a中断。这是因为如果未施加阳极电压(Vdd)，则未产生用于将电流施加到EL元件15的回路，也未产生流入源极驱动电路(IC)14的回路。因此，显示屏就不会发生故障，也不会执行浮置操作。
如图545(b)所示，通过导通和截止控制开关5451a和5451b来控制施加在显示屏上的电压当然是可能的。然而，有必要施加控制使开关5451a和5451b同时闭合，或者在闭合开关5451a之后使开关5451b闭合。
以上是开关5451排列或放置在电源电路5413a的Vdd端的结构。图546示出未排列或放置开关5451的结构。阳极电压(Vdd)类似于电压Vgh，且阳极电压(Vdd)类似于电压Vcc，其发挥的作用是，如果施加了电压Vgh，则断开电压Vgh可由栅极驱动器12施加到栅极信号线17a和17b，以便将晶体管11(图1结构中的晶体管11b、11c和11d)置于断开状态。如果晶体管11处于断开状态，则不产生从驱动晶体管11a流入EL元件15的电流回路，也不产生从驱动晶体管11a流入源极驱动电路(IC)14的回路。因此，显示屏就不发生故障也不执行异常操作。
如果源极电压(Vdd)类似于电压Vgh，则即使电阻器5461a短路电阻器中也几乎没有电流流入。因此，功率损耗几乎不会发生。例如，如果阳极电压(Vdd)＝7(V)且Vgh＝8同时电阻器5461a为10(KΩ)，则(8-7)/10＝0.1，因此流经电阻器5461a的电流是0.1(mA)。
Vgh是截止电压。因为它是由栅极驱动电路12所输出的电压，所以所用电流较小。本发明使用了该特性。更具体地说，使断开电压(Vgh)或电势上的栅极信号线17接近于短接阳极电压(Vdd)端和Vgh端的电阻器5461a是可能的。
因此，从阳极电压(Vdd)流到EL元件15的电流回路不产生，且显示屏不执行异常操作。不言而喻，施加了控制以操作栅极驱动器12的移位寄存器141(参见图14)并从所有栅极信号线17中输出断开电压(Vgh)。
然后，电源电路5413b完全运行，且预定电压Vgh、电压Vgl和电压Vcc从电源电路5413b输出。
类似地，如果阳极电压(Vdd)类似于电压Vcc，则即使电阻器5461b短路，电阻器中也几乎没有电流流入。因此，功率损耗几乎不会发生。例如，如果阳极电压(Vdd)＝7(V)且Vcc＝6(V)同时电阻器5461b为10(KΩ)，则(7-6)/10＝0.1，因此流经电阻器5461b的电流是0.1(mA)。Vcc是在源极驱动电路(IC)14中使用的电压。Vcc中所消耗的电流用于源极驱动电路(IC)14的移位寄存器电路中，其量较小。
本发明使用了该特性。更具体地，使用短接阳极电压(Vdd)端和Vcc端的电阻器5461b来将源极驱动电路(IC)14的开关481置于断开(打开)状态，从而使电流不流入单元晶体管154是可能的。因此，从源极电压(Vdd)流入源极信号线18的回路不产生，且显示屏不执行异常操作。不言而喻，施加了控制以操作源极驱动器14的移位寄存器并将单元晶体管154的电流回路与所有栅极信号线17中分离。
在图546中，用电阻器(未示出)短接阴极电压(Vss)端和Vgl端也是可能的。因为电阻器的这种短接，阴极电压(Vss)可施加在Vgl端上以产生阴极电压(Vss)。因此，栅极驱动电路12正常运行。
描述了在图546中Vgh端由阳极电压(Vdd)上的电阻器5461短接。不言而喻，在驱动晶体管11a是N-沟道晶体管的情形中，阳极电压(Vdd)和Vgl端短接，或者阴极电压(Vss)和Vgl端短接。
描述了阳极电压(Vdd)和Vgh电压或者阳极电压(Vdd)和Vcc电压在相对较高的电阻器上短接(连接)。然而，它并非仅限于此。用诸如继电器或模拟开关的开关来替换电阻器5461也是可能的。更具体地，在产生阳极电压(Vdd)时继电器置于闭合状态。因此，阳极电压(Vdd)施加在Vgh端和Vcc端上。然后，在电源电路5413b中产生电压Vgh、电压Vgl和电压Vcc时，继电器处于打开状态且阳极电压(Vdd)从Vgh端断开并也从Vcc端断开。
然后，将使用图260来对用于本发明EL显示屏的电源(电压)进行描述。如在图14中所述，栅极驱动电路12由缓冲电路142和移位寄存器电路141组成。缓冲电路142使用断开电压(Vgh)和导通电压(Vgl)作为电源电压。移位寄存器电路141使用移位寄存器的电源VGDD和接地(GND)电压，并使用VREF电压来产生输入信号(CLK、UD、ST)的反相信号。源极驱动电路(IC)14使用电源电压Vs和接地(GND)电压。
在此将指定电压值以便于理解。首先，阳极电压Vdd为6(V)，而阴极电压Vss为-9(V)(参见图1)。GND电压为0(V)，而源极驱动电路的Vs电压是6(V)，等于Vdd电压。Vgh1和Vgh2需要与Vdd相差0.5(V)～3.0(V)。在此，Vgh1＝Vgh2＝8(V)。
栅极驱动电路12的Vgh1应较低，以呈现出与图1所示晶体管11c相比足够小的导通电阻。在此，为便于图261的电路结构，Vgl1＝-8(V)，其绝对值等于Vgh1。VGDD电压需要比Vgh低而比GND电压高。在此，它为4(V)，是Vgh电压的1/2，以便于产生电压电路并降低电路成本，如图261所示。对于Vgl2电压，如果太低会有导致晶体管11b泄漏的危险。因此，它需要是VGDD电压和VGL1电压之间的中间电压。在此，它为-4(V)，其绝对值等于VGDD电压且极性相反，以便于产生电压电路并降低电路的成本，如图261所示。
图261示出本发明用于产生如上设置电压的电路结构。在下文中将要描述图261。
来自电池的电压V1～V2被输入到具有电荷泵电路的调整电路2611。为了更精确，V1＝3.6(V)而V2＝4.2(V)。调整电路2611将输入电压转换成电荷泵电路2612a中4(V)的恒定电压Va。该电压变成VGDD电压。当然，如图261所示，在电荷泵电路(无调整功能)2612a中产生是+V的4(V)和是-V的4(V)来产生正电压和负电压也是可能的。-4(V)变成Vgl2电压。充电泵电路2612a仅产生Va的正向和负向电压，因此该结构就非常容易。因此，实现成本的降低是可能的。
来自调整电路2611的输出电压Va可输入到电荷泵电路2612b。如图261所示，在电荷泵电路(无调整功能)2612b中产生是+2V的8(V)和是-2V的8(V)来产生正电压和负电压也是可能的。-8(V)变成Vgh1和Vgh2电压。-2(V)变成Vgl1电压。充电泵电路2612b仅产生比Va大两倍的正向和负向电压，因此结构非常简易。因此，实现成本的降低是可能的。
如上所述，本发明的特征在于通过产生Vgh电压并通过将参考电压Va乘以常数(两倍、三倍等)。
图262示出用于产生Vdd和Vss电压的电路。用于产生Vdd和Vss电压的电路也在图119中示出。图262具有使用变压器的电路结构。来自电池的电压V1～V2被输入到具有充电泵电路的调整电路2611。调整电路2611将所输入的电压转换成充电泵电路2612a中4(V)的恒定电压Va。电压Va(也在图261中)由开关电路2621切换并呈现可选值。该AC信号是由包括变压器2622的电路进行电势转换的，且电势转换后的电压由平滑电路2623转换成DC电压。该转换后的电压变成Vdd和Vss(可由变压器执行电势位移)。
图263示出本发明显示屏的电源电路的输出电压。预充电电压Vpc在运行于Vs和GND电压之间的电子调节器501中产生的。VREF电压由置于VGDD电压和GND电压之间的电阻器(R1、R2)产生。电容C置于VREF电压之上以稳定之。
该电压变成VGDD电压。当然，如图261所示，在电荷泵电路(无调整功能)2612a中产生是+V的4(V)和是-V的4(V)来产生正电压和负电压也是可能的。-4(V)变成Vgl2电压。充电泵电路2612a仅产生Va的正向和负向电压，因此，结构非常简便。因此，实现成本的降低是可能的。
以下将主要参照图127～142对EL显示装置进行描述，该EL显示装置包括：像矩阵一样放置的EL元件15；驱动晶体管11a；以及将信号施加到驱动晶体管11a，并具有用于产生编程电压信号的电压灰度电路1271、用于产生编程电流信号的电流灰度电路、和用于在编程电压信号和编程电流信号之间切换的开关151a和151b的驱动电路装置。
还将主要参照图127～142对EL显示装置的驱动方法进行描述，该EL显示装置上排列有像矩阵一样放置的EL元件15以及驱动晶体管11a，并包括用于将信号施加到驱动晶体管11a的源极信号线18，其中一个水平扫描时段具有用于将电压信号施加到源极信号线18的时段A，以及用于将电流信号施加到源极信号线18的时段B，且时段B在时段A结束之后开始，或者与时段A同时开始。
本发明的预充电驱动将预定电压施加到源极信号线18上。且源极驱动器IC输出编程电流。然而，本发明还可根据灰度来改变预充电驱动的输出电压。更具体地，输出到源极信号线18的预充电电压是编程电压。图127示出预充电电压的电压灰度电路1271安装在源极驱动器IC中的电路结构中。
图127是对应于一个源极信号线18的一个输出电路的框图。它包括：用于根据灰度输出编程电流的电流灰度电路164，以及用于根据灰度输出预充电电压的电压灰度电路1271。视频数据被施加到电流灰度电路164和电压灰度电路1271上。电压灰度电路1271的输出通过闭合开关151a和151b施加到源极信号线18上。开关151a受预充电使能(预充电ENBL)信号和预充电信号(预充电SIG)控制。
电压灰度电路1271由采样—保持电路、DA电路等组成(参见图308)。转换成预充电电压由DA电路基于数字视频数据来执行。转换后的预充电电压由采样—保持电路采样—保持，并通过操作放大器施加到开关151a的一端。没有必要结构或排列每个电压灰度电路1271的DA电路。在源极驱动电路(IC)14之外结构DA电路并且在电压灰度电路1271中采样—保持DA电路的输出是可能的。根据多晶硅技术来制成DA电路也是可能的。
如图128所示，电压灰度电路1271的输出被施加在1H开始处(由标号A所示)。然后，编程电流由电流灰度电路164施加到源极信号线上(由标号B所示)。更具体地，该电压由预充电电压设置，最高达示意性源极信号线的电势。因此，驱动晶体管11a设置为高速晶体管，最高达接近目标电流的值。然后，用于补偿驱动晶体管11a的图形变化的目标电流(编程电流)根据电流灰度电路164输出的编程电流来设置。
用于施加预充电电压信号的时段A最好应为1H的1/100～1/5的时段。或者，最好应设置为0.2μs～10μs的时段。因此，除时段A外，还有用于施加时段B的编程电流的时段。如果时段A较短，则因为源极信号线18的电荷不足以充电和放电而发生写入的缺乏。如果时段A太长，则电流施加周期(b)变得太短而不能充分施加编程电流。因此，驱动晶体管11a的电流校正变得不充分。
电压施加周期(a)最好应从1h起始时执行。然而，它并非仅限于此。例如，它可从1H结束时的消隐期间开始。从1H中间执行时段A也是可能的。更具体地说，电压施加时段应在1H的时段之一执行。但是，电压施加时段最好从1H起始位置的1/4H(0.25H)时段内执行。
在图128所示的实施例中，电流在电压预充电周期(a)之后施加(时段B)。然而，它并非仅限于此。例如，1H周期的全部(或大部分或大多数)可以是电压预充电(*A)时段，如图129(a)所示。
对于图129(a)所示的时段*A而言，电压编程在1H的时段中实现。时段*A是低灰度区域。如果电流编程在低灰度区域中实现，则要编程的电流是微小的。因此，对源极信号线18的电势改变因为源极信号线18的寄生电容的影响而不能实现。更具体地说，不能执行TFT 11a(驱动晶体管)的特性补偿。根据电流编程方法，编程电流I和亮度B是线性关系。出于该原因，根据一灰度的亮度改变在低灰度区域中是过度的。因此，易于发生在低灰度区域中的灰度跳跃。
对于该问题，本发明在低灰度区域实现了1H周期(由*A示出)电压编程，如图129(a)所示。电压编程的电压阶跃灰度在低灰度区域范围内呈现为较小。如果施加在像素16的TFT 11a上的电压被呈现为固定阶跃，则TFT 11a输出给EL元件的电流示意地变成平方律特性。因此，根据所施加电压的亮度B(亮度B与输出给EL元件15的电流成比例)在人们看来变成是线性的(因为人类的能见度识别到它在平方律特性时以较小阶跃在改变)。
根据电压编程方法，不能很好地执行TFT 11a的特性补偿。然而，在低灰度区域中，显示屏144的显示亮度如此之低，以致于因为缺少特性补偿而显示不均即使发生也难以在视觉上识别。另一方面，源极信号线18可根据电压编程方法来很好地充电和放电。出于该原因，源极信号线18即使在低灰度区域也能充分充电和放电，以便实现适当的灰度显示。
如从图129(a)中可理解，在源极信号线18的电势接近于阳极电势(Vdd)的情形中，电压可施加到1H周期的全部(或大部分)。如果源极信号线18的电势接近0(V)，则电压编程(时段A)和电流编程(B)在1H周期内实现。在源极信号线18的电势接近0(V)(高灰度区域)的情形中，电流编程可在全部1H周期上实现。
对于图129(a)的除*A之外的时段，根据电压编程的电压在1H的固定时段中(由A示出)被施加到源极信号线18上，然后根据电流编程的电流在时段B中施加。因而，通过在时段A施加电压，预定电压被施加到像素16的TFT11a的栅极电势上，以便将流到EL元件15的电流近似地设置为所需值。然后，流经EL元件15的电流因为时段B的编程电流而变成预定值。对于*A时段，电压编程在全部1H周期上实现(施加电压)。
图129(a)示出在像素16的TFT(驱动晶体管)11a是P-沟道的情形中施加到源极信号线18上的信号波形。然而，本发明并非仅限于此。像素16的TFT 11a还可以是N-沟道(参见图1作为示例)。在该情形中，如果源极信号线18的电势接近于0(V)，则将电压施加到1H的全部(或大多数)时段上，如图129(b)所示。如果源极信号线18的电势接近于阳极电势(Vdd)，则电压编程(时段A)和电流编程(B)在1H周期中实现。
在源极信号线18的电势接近于阳极电势(Vdd)(高灰度区域)的情形中，电流编程可在1H的全部时段上实现。
根据本发明，描述了驱动晶体管11a是P-沟道的。然而，它并非仅限于此。不言而喻，驱动晶体管11a也可以是N-沟道的。在驱动晶体管11a是P-沟道的条件下进行描述仅仅是为了便于描述。
对于图128和129图中的各个实施例，电压编程主要在低灰度区域，并对像素执行写操作。在中灰度区域到高灰度区域，电流编程是主要的，并执行写操作。更具体地，实现电流和电压驱动的优点集成是可能的。这是因为低灰度区域由电压用预定灰度显示。当电流驱动中写电流较小时，首先施加在1H中的电压(通过电压驱动或预充电驱动。预充电区域和电压驱动在概念上是相同的。为了大概地区分它们，预充电驱动具有相对较少的电压类型而电压驱动可具有许多类型)变得显著。
中灰度区域在由电压写操作之后用编程电流来补偿电压的偏离量。更具体地说，编程电流变得显著(电流驱动是显著的)。高灰度区域由编程电流来写操作。没有必要施加编程电压。这是因为所施加的电压是由编程电流重新写入的。更具体地，电流驱动是极为显著的(参见图130(b)和131)。不言而喻，也可施加电压。
在图127中，用端155来短接电压灰度电路的输出和电流灰度电路(包括预充电电路)的输出是可能的，因为该电流灰度电路具有较高阻抗。更具体地说，电流灰度电路具有如此高的阻抗，从而即使来自电压灰度电路的电压被施加到电流灰度电路上，也不会有问题(诸如因为短路电路的过电流)产生。
因此，本发明并不仅限于上述的切换电压输出状态和电流输出状态。不言而喻，开关151(参见图127)可导通，以便于在使编程电流从电流灰度电路164中输出的状态中将电压灰度电路1271的电压施加在端155上。
在导通开关151并将电压施加在端155上的状态中从电流灰度电路164中输出编程电流也是可行的。因为电流灰度电路164具有较高阻抗，所以没有电路方面的问题。以上状态也在本发明的在电压驱动状态和电流驱动状态之间切换的操作类别中。本发明利用了电流电路和电压电路的特性。这是其它驱动电路所谓有的特性结构。
不言而喻，如图130所示，要对1H周期的程序可以是电压和电流之一。在图130中，*A时段是实现电压编程的1H周期，而B时段是实现电流编程的1H周期。电压编程主要在低灰度区域(由*A示出)中实现，而电流编程主要在半色调或更高灰度区域(由B示出)中实现。如上所述，根据灰度或编程电流的大小来切换选择电压驱动还是电流驱动是可能的。
对于图127中的本发明实施例，相同的视频数据被输入到电压灰度电路1271和电流灰度电路164中。因此，视频数据的锁存电路可与电压灰度电路1271和电流灰度电路164一样。更具体地，没有必要提供与电压灰度电路1271和电流灰度电路164独立的视频数据锁存电路。电流灰度电路164和(或)电压灰度电路1271基于来自相同视频数据锁存电路的数据将该数据输出到端155。
图132是本发明驱动方法的时序图。在图132中，(a)的DATA是图像数据。(b)的CLK是电路时钟。(c)的Pcntl是预充电控制信号。当Pcntl信号为H电平时，它处于电压驱动的唯一模式状态。而当为L电平时，它处于电压+电流驱动模式。(d)的Ptc来自预充电电压或电压灰度电路1271的输出的开关信号。当Ptc为H电平时，诸如预充电电压的电压输出可施加到源极信号线18上。当Ptc信号为L电平时，来自电流灰度电路164的编程电流可输出到源极信号线上。
例如，Pcntl信号在数据D(2)、D(3)和D(8)的情形中为H电平，因此电压从电压灰度电路1271输出到源信号线18上(时段A)。当Pcntl信号为L电平时，首先向源极信号线18输出电压，然后向其输出编程电流。标号A表示用于输出电压的时段，而B表示用于输出电流的时段。用于输出电压的时段A由Ptc信号控制。Ptc信号是用于控制图127中开关151的开关的信号。
如上所述，当Pcntl信号为H电平时，它处于电压驱动的唯一模式状态，而当为L电平时，它处于电压+电流驱动模式。需要根据发光率或灰度来改变用于施加电压的时段。在低灰度上通过电流驱动将编程电流完全写入像素是不可能的。因此，需要执行电压驱动。通过延长施加电压的时段，即使在电压+电流驱动模式中仍然主要呈现为电压驱动模式以便将低灰度状态细致地写入像素，是可能的。在低发光率情形中，许多像素在低灰度状态中。因此，即使在低灰度状态(低发光率)情形中，通过延长施加电压的时段，即使在电压+电流驱动模式中仍然主要呈现为电压驱动模式以便将低灰度状态细致地写入像素，是可能的。
如上所述，即使在电压+电流驱动模式中，也需要根据发光率或要写入像素的灰度数据(视频数据)来改变电压驱动状态的时段。更具体地说，实施控制、做出了调整、或者装置被构成，在降低流经EL元件15的电流时延长电压驱动模式时段，或者在增大流经EL元件15的电流时减小或‘消除’电压驱动模式时段(本发明的较高发光率范围)。发光率或发光率状态的含义将略去，因为它们本文已详细描述。不言而喻，实施(占空)时段、占空比和参考电流比率可受到控制或调整，或者装置可在电压+电流驱动模式中可构成为电压驱动模式。不言而喻，以上可应用于本发明的其它实施例中。
对于图127所示具有电压输出和电流输出的实施例，电压灰度电路1271的输出灰度数量与电流灰度电路164的相匹配是不必要的。例如，可以是这样的情形，电压灰度电路1271的输出灰度数量为128个灰度，而电流灰度电路164的为256个灰度。在该情形中，电压灰度电路1271的灰度对应于电流灰度电路164的部分灰度。例如，如一实施例所示，电压灰度电路1271的第0～127个灰度对应于电流灰度电路164的第0～127个灰度。在该实施例中，电压灰度电路1271没有电流灰度电路164的第128～255个灰度的输出。还示出一实施例，其中电压灰度电路1271的灰度对应于电流灰度电路164的奇数灰度。
图127所描述的是一个输出端的框图。这只是为了便于描述。例如，很容易在源极驱动电路(IC)14中排列一个电压灰度电路1271和一个电流灰度电路164，以便通过使用模拟开关并从多个输出终端155中选择一个输出终端155或者同时选择多个输出终端155来输出这些电路的输出电流或输出电压。
不言而喻，根据本发明，从电压灰度电路1271输出的电压信号的输出时段可对应于灰度来改变。例如，示出一实施例，其中从电压灰度电路1271输出的电压信号的输出时段从0～127灰度为1μs，而从电压灰度电路1271输出的电压信号的输出时段从128～255灰度为0.5μs。不言而喻，从电压灰度电路1271输出的电压信号的输出时段从0～255灰度可按比例地或非线性地改变。
以上也可应用于电流灰度电路164。例如，示出一实施例，其中从电流灰度电路164输出的电流信号的输出时段从0～127灰度为50μs，而从电流灰度电路164输出的电流信号的输出时段从128～255灰度为20μs。当然，不言而喻，从电流灰度电路164输出的电流信号的输出时段从0～255灰度可按比例地或非线性地改变。
该实施例对应于灰度改变电流灰度电路164和电压灰度电路1271之一的输出信号时段，或改变两者的输出信号时段。然而，本发明并非仅限于此。例如，不言而喻，电流灰度电路164和电压灰度电路1271之一的输出信号时段可对应于发光率、占空比、参考电流比率或参考电流的大小、栅极信号线17的输出电压的大小、以及阳极电压或阴极电压的大小而改变或控制。
根据本发明，不言而喻，电流灰度电路164和电压灰度电路1271之一的输出信号时段在改变另一电路(164或1271)的输出信号时段的同时可固定。
不言而喻，以上可应用于本发明的其它实施例。在图132中，用于输出电压的时段A和用于输出电流的时段B交换。然而，它并非仅限于此。不言而喻，在使编程电流输出的状态中开关151(参见图127)可导通，以便将电压灰度电路1271的电压施加在端155上。在导通开关151并将电压施加在端155的状态中，输出来自电流灰度电路164的编程电流也是可能的。开关151在时段A之后断开。电流灰度电路164如上所述具有较高阻抗，因此如果与电压电路短接则将没有电路方面的问题。
在图133中，Ptc信号的H时段可改变，以呈现出可变的用于将电压输出到阴极信号线18的时段。H时段可根据灰度值来改变。例如，Ptc信号在D(7)的1H周期中为L电平。因此，图127的开关151在1H周期处于断开状态。因此，在1H周期中未施加电压，并且经常处于电流编程状态。Ptc时段比D(5)中其它1H周期长。因此，用于施加电压的时段A可设置得较长。
该实施例在电流驱动状态和电压驱动状态之间切换。然而，本发明并非仅限于此。在图134的实施例中没有Ptc信号。因此，它由Pcntl信号控制。出于该原因，电压驱动在H时段中执行，而电流驱动则在L时段中执行。
电压编程需要根据RGB的EL元件15的发光效率来改变输出到源极信号线18的电压值。这是因为，以图1的像素结构为例，施加在驱动晶体管11a的栅极端的电压(编程电压)取决于由驱动晶体管11a输出的电流而不同。驱动晶体管11a的输出电流需要根据EL元件15的发光效率而不同。为了呈现出本发明通用的源极驱动电路(IC)14，有必要通过设置或调整来解决EL显示屏的不同像素尺寸或EL元件15的不同发光效率情形。
电压灰度电路1271用作为其源的阳极电压(Vdd)输出电压。图135示出该状态。阳极电压(Vdd)是驱动晶体管11a的工作源。为便于描述，将在如图1所示的驱动晶体管11a是P-沟道的条件下进行描述。对驱动晶体管11a仅因为源位置不同是N-沟道的情形，将略去描述。因此，通过例示驱动晶体管11a是P-沟道的情形以便于描述，来进行描述。
在图135中，水平轴是灰度。将在电压灰度电路1271的输出灰度在本发明中为256(8比特)种灰度的条件下进行描述。竖直轴是对源极信号线187的输出电压。在图135中，源极信号线18的电势与灰度值成比例地降低。
源极信号线18的电压是驱动晶体管11a的栅极端电压。驱动晶体管11a的输出电流随栅极端电压非线性地改变。一般而言，如果电压如图135施加在源极信号线18上，则驱动晶体管11a的输出电流根据具有平方律特性的施加电压改变。更具体地说，在图135中，源极信号线18的电势与灰度成比例。然而，驱动晶体管11a的输出电流(流经EL元件15的电流)近似地变成平方律特性。
图135中的电路结构是简单的。然而，流经EL元件15的电流与灰度值并不成比例。这是因为，如果将线性变化的电压施加到驱动晶体管11a上(诸如图135所示实施例的情形中)，则输出电流因为驱动晶体管11a的平方律特性而与所施加电压的平方成比例地输出。因此，驱动晶体管11a的输出电流中的变化在灰度值较小时较小，并且当灰度值变大时急剧变大。因此，输出电流的精度可根据灰度值改变。
图136示出用于解决该问题的结构。在图136中，当灰度值较小时输出到源极信号线18的电压变化较小。灰度值越小，输出到源极信号线18的电压改变比率越大。如果灰度值变大(接近于第265个灰度)，则输出到源极信号线18的电压变化变小。因此，源极信号线输出电流和灰度值之间的关系是非线性的。通过将该非线性特性与驱动晶体管11a根据栅极端电压向EL元件15的输出电流特性组合，该非线性特性呈现为线性。更具体地说，向驱动晶体管11a的EL元件15输出的电流与灰度值的变化之间的关系被调整为线性。
根据电流编程方法，流经EL元件15的电流与灰度值是线性关系。图136所示的结构(方法)是电压编程方法。尽管电压编程方法用于图136，流经EL元件15的电流与灰度值是线性关系。因此，在组合诸如图127和18的电流编程方法和电压编程方法的结构(方法)中它们匹配得很好。
在图136中，驱动晶体管11a的输出电流Ie基本上随着灰度值线性地改变。因此，源极信号线输出电压与灰度值的关系在灰度值较小时改变较大，而在灰度值较大时改变较小。当灰度值为K而源极信号线为Vs时，改变曲线公式应如下，如图136所示。源极信号线电压Vs＝A/(K·K)。A是比例常数。否则，应如下。源极信号线电压Vs＝A/(B·K·K+C·K+D)或者Vs＝A(B·K·K+C)。D、B、C和A都为常数。
如上所述，通过结构改变曲线公式，在通过改变曲线公式使Ie乘以Vs时将驱动晶体管Ie的输出电流置入与源极信号线电压Vs的线性关系是可能的。
在图136中，改变曲线公式变成一曲线。因此，创建改变曲线是相对困难的。对于该问题，用多条直线来结构该改变曲线公式是适当的，如图137所示。更具体地说，该改变曲线应由两条或多条倾斜直线组成。
在图136中，源极信号线18的输出电压的灰度在较小灰度值的范围中(由A示出)呈现得较大。源极信号线18的输出电压的灰度在较大灰度值的范围中(由B示出)呈现得较小。对于图136的改变曲线，驱动晶体管11a的输出电流Ie与灰度值K为非线性关系，其中组合了多个非线性输出。然而，输出电流Ie和灰度值K的关系大部分在几乎线性的范围内。因此，电流编程驱动的组合也是容易的。
在图136中，电压灰度电路1271和电流灰度电路164可形成在一个源极驱动电路(IC)14中。然而，它并非仅限于此。本发明的特征在于具有电压灰度电路1271和电流灰度电路164。因此，也可能在源极信号线18的一端上放置、形成或安装电压灰度电路(IC)1271，而在源极信号线18的另一端上放置、形成或安装电流灰度电路(IC)164。更具体地说，基于能够实现对任意像素的电流编程和电压编程的结构或方法，本发明可具有对任何像素能够实现电流编程和电压编程的结构和方法。
用于实现电压编程的驱动电路(IC)14具有1.5～3.0负幂数的伽马特性。更具体地说，对应于改变驱动晶体管11a的栅极电压阶跃的规则间隔上来实现电流增长是可能的。这是因为驱动晶体管的V-I特性近似于平方律特性(因为输出电流I基本上根据电压V的变化而近似于平方律特性变化)。此外，需要将驱动电路(IC)的伽马特性实现为用于将电压编程实现为1.8～2.4负幂数的伽马特性。
需要结构用于将电压编程实现为可编程的驱动电路(IC)的伽马特性。在驱动晶体管11a是P-沟道晶体管的情形中，伽马特性曲线的源是阳极电压Vdd或接近于Vdd。在驱动晶体管11a是N-沟道晶体管的情形中，伽马特性曲线的源是阴极电压Vss或电路14的接地或相接近的电势。
不言而喻，以上也可应用于图127～143、293、311、312和339～344。更具体地说，对于预充电电路，不言而喻，预充电电路(IC)可形成或放置在一个源极信号线18的一端，而电流编程方法的源极驱动电路(IC)14可形成或放置在该源极信号线18的另一端。不言而喻，以上也可应用于本发明的其它实施例。
电压灰度电路1271(预充电电路)中的变化和电流灰度电路164中的变化是同步的。更具体地说，电压灰度电路1271(预充电电路)这样改变使得其中的变化对应于电流灰度电路164中的变化。如果根据电压灰度电路1271，像素16的驱动晶体管11a的输出电流目标值(期望值)为1μA，则灰度受到控制使得根据电流灰度电路164，像素16的驱动晶体管11a的目标值(期望值)变成1μA。因此，需要具有一种结构，其中电流灰度电路164上的灰度数据值匹配电压灰度电路1271(预充电电路)上的灰度数据。不言而喻，以上也可应用于本发明的其它实施例。还需要使它们同步。
本发明并不限于在整个源极信号线18上实现电压编程(预充电)和电流编程。也可能仅实现其中之一。例如，在奇数像素行上实现电压编程(预充电)而在偶数像素行上实现电流编程是可行的。即使在这种结构中，图像质量也几乎没有降低。不言而喻，以上也可应用于本发明的其它实施例。
在图135所示的实施例中，源极信号线18的电势在灰度值为0时不是阳极电势(Vdd)。对于驱动晶体管11a，输出电流是0或者直到阈值电压也几乎为0。直到阈值电压的范围是区域C。因此，当区域C变成空白时，与灰度值固定情形的图135相比，将源极信号线的输出电压的灰度呈现为较小是可能的。
不言而喻，相互组合图138的关系(当灰度值为0时源极信号线18的电势不是源(阳极电势)的关系)、图136的非线性关系、组合多个关系表达式的图137的关系、以及图135的线性关系是可能的。
对于电压编程，有必要根据R、G和B的EL元件的发光效率来改变输出到源极信号线的电压值。这是因为，以图1中的像素结构为例，施加在驱动晶体管11a的栅极端上的电压(编程电压)取决于由驱动晶体管11a输出的电流而不同。驱动晶体管11a的输出电流需要根据EL元件15的发光效率而不同。为了呈现本发明通用的源极驱动器电流(IC)14，有必要通过设置或调整来针对EL显示屏的不同像素尺寸或者EL元件15的不同发光效率的情形。
图131是利用电压驱动中参考电压为Vdd的点的电路结构。图135～138的作为垂直轴的电压大小Vdd是固定并可变的。因此，即使灰度值的范围(256个灰度＝256个分度)固定，调整作为垂直轴的电压大小以便呈现通用源极驱动电路(IC)14是可能的。
在图131中，电子调节器501的电压范围是Vdd～Vbv。因此，运算放大器502a的输出电压Vad具有Vdd～Vbv输出的数值。Vbv由源极驱动电路(IC)14外输入。它也可在源极驱动电路(IC)14内部生成。电子调节器501的开关S使8比特控制数据(灰度值)由解码器电路532解码，而开关S闭合以使Vdd～Vbv电压从Vad输出。电压Vad变成作为图135～138的垂直轴的电压。
因此，通过改变Vbv来简便地改变或调整Vad是可能的。更具体地说，垂直轴在如图139所示的电压Vdd～Vbv范围内。图131的以上电路结构可提供给每个RGB，如图140所示。不言而喻，在RGB电流Ic为Icr∶Icg∶Icb＝1∶1∶1时RGB的EL元件15的发光效率平衡且白平衡受到影响的情形中，RGB可共有一个电流结构(图131)。呈现共有的多个Ic电流发生电路也是可能的，诸如R和G、G和B以及B和R。不言而喻，Vbv可根据发光率、参考电流比率和占空比改变。
图77和78具有用于电流编程电路的两级锁存电路771。本发明的源极驱动电路(IC)14包括电流编程电路和电压编程电路。
图131是以阳极电压Vdd为源。图141可使低于阳极电势之下的电压能得到调节。来自运算放大器502c的电压被施加在电子调节器501的端Vdd。所施加的电压为Vbvh。电子调节器501的较低限制电压为Vbvl。因此，施加在源极信号线18的电压范围为Vbvh～Vbvl，如图142所示。其它优点与其它实施例相同或相似，因此将略去其描述。
如图138所示，驱动晶体管11a具有以C所示的阈值电压。该阈值电压或以下电压是黑色显示(驱动晶体管11a不向EL元件15提供电流)。图143示出用于产生图138所示空白C的电路。空白C的电压范围随Pk数据进行调整。Pk数据为8个比特。Pk数据通过加法器3731加到灰度值数据上。所累加的数据变成9个比特，输入到解码器电路532并解码以便闭合电子调节器501的开关S。
图239示出用于产生预充电电压(与编程电压同义或相似)的电路的另一实施例。电阻器包括扩散电阻或多晶硅电阻器。在电阻值变化的情形中，可进行微调以便取得预定电阻值。因为微调如图162～173所述，所以略去其描述。
根据该实施例，电阻阵列2391的内嵌电阻器数量为R1～R6的6个。然而，它并非仅限于此。它可以是6个以上或以下。但是，由电阻器产生的预充电电压Vpc(与编程电压同义或相似)的数量最好应为2的倍数-1或2的倍数-2。如图293所示，该-1用来指定开路状态(用于不施加预充电电压(与编程电压同义或相似)的模式)。
例如，当用于指定预充电电压(与编程电压同义或相似)的VSEL数据在图296中为0时，它是Vpc0(开路：不施加预充电电压(与编程电压同义或相似))。当指定Vpc0时，仅在图128的时段B实现驱动是可能的(没有A中所示不施加电压的时段)。更具体地，像素16(源极信号线18)不具有对其施加的预充电电压(与编程电压同义或相似)(未实现电压编程)，且只实现电流编程。
对于2的倍数-2，-1是先前所述的Vpc0(开路模式)。另一种模式是从其端上取在源极驱动电路(IC)14之外产生的预充电电压(与编程电压同义或相似)并使用之的模式。
外部输入的预充电电压(与编程电压同义或相似)并不限于是固定的。不言而喻，它可与屏电路的点时钟同步地(对应于每个像素16)改变。这也可应用于内部的预充电电压(与编程电压同义或相似)。例如，不言而喻，预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpc1可与屏电路的点时钟同步地(对应于每个像素16)改变。
例如，如果VSEL为4比特，则可指定8个值。因此，在2的倍数-1的情形中，可指定7个预充电电压(与编程电压同义或相似)，其中所剩下的一个为开路模式。在2的倍数-2的情形中，可指定6个预充电电压(与编程电压同义或相似)，其中所剩下之一为开路模式，且外部输入的预充电电压(与编程电压同义或相似)可指定为所剩下的另一个。如果用于指定预充电电压(与编程电压同义或相似)的VSEL为8比特，则可指定256个值。
因此，在2的倍数-1的情形中，可指定255个预充电电压(与编程电压同义或相似)，其中所剩下的一个为断开模式。在2的倍数-2的情形中，可指定254个预充电电压(与编程电压同义或相似)，其中所剩下之一为断开模式，且外部输入的预充电电压(与编程电压同义或相似)可指定为所剩下的另一个。
根据该实施例，在2的倍数-1的结构的情形中-1是开路模式。然而，它并非仅限于此。-1还可以是用于指定外部输入的预充电电压(与编程电压同义或相似)。外部输入的预充电电压(与编程电压同义或相似)并非只限于一种类型。在该情形中，内部产生的预充电电压(与编程电压同义或相似)降低。它并不限于对除-1或-2外的所有规范指定不同预充电电压(与编程电压同义或相似)。
不言而喻，它可被构成、形成或制成使同一预充电电压(与编程电压同义或相似)以多个指定数据输出。不言而喻，它可构成、形成或制成以开路模式或外部输入模式使同一预充电电压(与编程电压同义或相似)以多个指定数据输出。不言而喻，以上实施例可应用于图127～143的实施例中。
该实施例还可具有2的倍数-3的结构。一个为开路模式，另一个可以是作为外部输入的预充电电压(与编程电压同义或相似)的指定模式，而剩下的一种可以是阳极电压的模式。好的黑色显示可通过施加阳极电压Vdd来实现。
在图239中，通过延长预充电电压(与编程电压同义或相似)的施加时段(最大为1H周期)来实现如图129和130中所示的电压编程(对源极信号线18或像素16仅施加电压数据而未施加电流数据的状态)是可能的。更具体地说，通过控制VSEL的选择时段或选择时间(参见图296)来基于预定比率和时段来选择电压编程方法和电流编程方法之一或组合两种编程方法是可能的。
根据施加在像素16上的视频数据(灰度数据)大小来改变用于组合两种编程方法的比率也是容易的。根据在像素16方向上连续的视频数据(灰度数据)大小或变化状态来改变用于组合两种编程方法的比率也是容易的。仅实现两种编程方法之一也是可能的。当组合这两种编程方法时，首先实现电压编程方法。
根据灰度数据来改变预充电时段(电压灰度电路1271的电压施加时段)也是可能的。预充电时段(电压灰度电路1271的电压施加时段)可在低灰度上延长，而在变成半个音调时可缩短。
如上所述，本发明的特征在于：预充电电压(与编程电压同义或相似)可用数字信号设置，以及规范的至少之一可选自用于从外部输入预充电电压(与编程电压同义或相似)或不施加预充电电压(与编程电压同义或相似)的模式。
预充电电路(包括电子调节器501等，或者图136的电压灰度电路1271)中的变化和电流灰度电路431c中的变化是同步的。更具体地说，预充电电路中的改变应当对应于电流灰度电路431c中的变化而进行。如果根据预充电电路像素16的驱动晶体管11a的输出电流的目标值(期望值)为1μA，则灰度受到控制使根据预充电电路像素16的驱动晶体管11a的目标值(期望值)而变成1μA。
因此，需要一种结构，其中预充电电路上的灰度数据值匹配电流灰度电路431c上的灰度数据。不言而喻，以上可应用于本发明的其它实施例。也需要使预充电电路与电流灰度电路431c同步。
对是否施加编程电流的确定是基于前一像素行的图像数据(或施加在前一源极信号线上的图像数据)做出的。例如，在第63灰度是最大白色显示而第0灰度是64个灰度中的完全黑色显示，且当施加在某源极信号线18上的图像数据为第63灰度->第10灰度->第10灰度的情形中，所施加的编程电压从第63灰度转变为第10灰度。这是因为在低灰度上写入是困难的。
作为一种基本操作，可先施加编程电压，然后再施加编程电流，以便于校正该电流。当从一灰度变为同一灰度时(例如从第10灰度变为第10灰度)或者从一灰度变为相近灰度时(例如从第10灰度变为第9灰度)时，只施加编程电流而不施加编程电压。这是因为，如果施加了编程电压，则因为驱动晶体管11a的特性变化而发生激光光斑不均匀。这是因为，在仅用编程电流驱动的情形中，灰度改变小到甚至微小的电流就可跟踪驱动晶体管11a的特性变化。
不言而喻，对于本发明的驱动方法或显示屏，使用受激准分子激光器的退火(ELA)光斑的长边方向需要根据源极信号线18的排列方向来形成或构成阵列30(使激光器的扫描方向呈现为与源极信号线18的形成方向垂直)。这是因为，对于像素16的驱动晶体管11a中的特性变化，各特性在激光退火(ELA)的单一次光斑中是相匹配(更具体地说，驱动晶体管11a的各个特性(迁移率(μ)、值S等)在源极信号线18的排列方向的像素行中匹配)。
本发明的实施例描述是所施加编程电压。然而，编程电压可由预充电电压替换。这是因为在预充电电压具有多类电压的情形中，操作是与编程电压的情形相同的。
当施加在下一像素行(像素)上的像素(视频)数据与施加在前一像素行(像素)上的图像(视频)数据相同，或具有较少量的电荷，则仅施加编程电流而不施加编程电压。这是因为施加在前一像素行上的编程电流使编程电流的电势随后根据源极信号线18的电势来写入(偏移量是驱动晶体管11a的唯一特性变化)。因此，在光栅显示情形中不施加编程电压(尽管可施加它)。以上运算可通过在控制器电路(IC)760上排列(放置)等同于一像素行的一行存储器(对于FIFO需要两行存储器)来简便地实现。然而，对于第一像素行，因为有垂直消隐期的问题而需要施加编程电压。
本发明描述在编程电压+编程电流驱动情形中施加编程电压。然而，它并非仅限于此。它还可以是把比一个水平扫描时段短且大于编程电流的电流写入源极信号线18的方法。更具体地，它还可以是把预充电电流写入源极信号线18，然后把编程电流写入源极信号线18的方法。预充电电流并没有不同，因为它使得电压物理地变化。
如上所述，用预充电电流或预充电电压来执行编程电压施加的操作方法在本发明的编程电压+编程电流驱动的类别内。例如，编程电压通过开关图131、140、141、143、293、297、311、312以及399～344中所示的电子调节器501来改变。该电子调节器501应被改变成电流输出的电子调节器。该改变可通过组合多个电流镜电路来简便地实现。为便于描述，本发明描述编程电压+编程电流驱动中的编程电压施加是可根据电压执行的。
编程电压施加并不限于施加某编程电压。例如，将多个编程电压施加到源极信号线是可能的。例如，该方法首先施加第一编程电压5(V)持续5μs，然后施加第二编程电压4.5(V)持续5μs。然后，编程电流Iw被施加在源极信号线18上。它还可以是改变成锯齿波形的编程电压。还可能施加矩形波形、消波波形和正弦波形的电压。也可能在正常编程电流(电压)上施加编程电压(电流)。编程电压(电流)的大小和编程电压(电流)的施加时段可对应于图像数据而改变。所施加波形的类型和编程电压之值可根据图像数据之值改变。
也可能从源极信号线18的上边缘一端施加编程电压，并从源极信号线18的下边缘一端施加编程电流。因此还可能放置或结构显示屏的驱动电路14。
还可能同时施加编程电流和编程电压。这是因为用于产生编程电流的恒定电流(可变电流)电路是高阻抗电路，所以在缺少用于产生编程电压的电压电路时操作并没有问题。然而，在将编程电压和编程电流都施加到源极信号线18的情形中，可在完成施加编程电压之后再完成施加编程电流。更具体地说，1H(水平扫描时段)或多个H或预定时段应在施加编程电流的状态中最后完成。不言而喻，图390中示出的过电流驱动(预充电电流驱动)可与之组合。
本发明描述了在电流驱动方法中编程电流在施加预定电压的电流驱动之后施加。然而，本发明的技术思路在电压驱动方法中也是有效的。在电压驱动方法的情形中，用于驱动EL元件15的驱动晶体管尺寸较大，因此栅极电容也较大。出于该原因，也有难以写入正常编程电压的问题。
对于该问题，在施加正常编程电压之前施加预定电压的电压，从而复位驱动晶体管以便实现较好写入是有可能的(所施加的电压最好应为将驱动晶体管11a置于截止状态或接近该状态的电压)。因此，本发明的编程电压+编程电流驱动方法并不限于电流编程驱动。本发明的该实施例将通过以电流编程驱动的像素结构为例(参见图1)来便于描述。
根据本发明的实施例，编程电压+编程电流驱动方法(也参见图127～143)并非仅对驱动晶体管11a工作。例如，它对结构图11、12和13的像素结构中的电流镜电路的驱动晶体管11a工作，并有效。本发明的编程电压+编程电流驱动方法的目的之一是对从源极驱动电路(IC)14中查看的源极信号线18的寄生电容充电和放电。当然，对源极驱动电路(IC)14中的寄生电容进行充电和放电也是目的。
施加编程电压的操作的目的之一也是执行黑色显示。然而，它并非仅限于此。通过施加便于写入白色显示的白色写入编程电压(电流)来实现较好的白色显示也是可能的。更具体地，本发明的编程电压+编程电流驱动施加用来便于编程电流(编程电压)写入的预定电压(根据要写入像素16的灰度数据)，并在写入编程电流(编程电压)之前预先对源极信号线18充电。它还预先施加编程电压，以便于根据灰度来写入编程电流。因此，如果源极信号线18的电势保持为预定电势或在预定复位内，则没有必要施加编程电压。
然而，像素16的驱动晶体管11a可以相对较高的速度从白色显示状态(高灰度显示状态)改变成黑色显示状态(低灰度显示状态)。然而，该驱动晶体管11a也可以相对较低的速度从黑色显示状态改变成白色显示状态。
因此，需要通过将编程电压呈现为大于视频(图像)数据(高灰度显示方向)来施加该编程电压，并操作它以便根据编程电流在黑色显示方向进行校正。因此，需要满足指定编程电压的视频数据＞指定编程电流的视频数据的关系。
这是像素16的驱动晶体管11a为P-沟道晶体管，且电流编程由反向电流(源极驱动电路(IC)14所吸收的电流)实现的情形。在像素16的驱动晶体管11a为N-沟道晶体管，或者电流编程由放电电流(源极驱动电路(IC)14所放电的电流)实现的情形中，关系则相反。更具体地说，在像素16的驱动晶体管11a为N-沟道晶体管的情形中，它可相对高速地从黑色显示状态(低灰度显示状态)变成白色显示状态(高灰度显示状态)。
然而，该驱动晶体管11a可相对低速地从白色显示状态改变成黑色显示状态。因此，需要通过将编程电压呈现为小于视频(图像)数据(低灰度显示方向)来施加该编程电压，并操作它即使根据编程电流在白色显示方向进行校正。因此，需要满足指定编程电压的视频数据＜指定编程电流的视频数据的关系。不言而喻，以上可应用于本发明的其它实施例，或者可由本发明的其它实施例替换。
为便于描述，本发明将以其驱动晶体管(用于向EL元件15提供电功率的晶体管)为P-沟道而源极驱动电路(IC)14由反向电流操作的屏为例进行描述。
对于编程电压施加时间，需要在选定用于写入编程电流的像素行的状态中写入编程电压。然而，它并非仅限于此。通过在未选定像素行的状态中施加编程电压，来预先对源极信号线18充电，然后选择用于写入编程电流的像素行也是可能的。
编程电压应施加在源极信号线18上。然而，也可以其它方法为例。例如，改变(将编程电压施加到)施加于阳极端的电压(Vdd)或施加阴极端的电压(Vss)是可能的。驱动晶体管11a的写入能力可通过改变阳极电压或阴极电压来扩展。因此，可运用编程电压的放电效果。特别是，实现脉冲地改变阳极电压的方法是极为有效的。更具体地说，不言而喻，只要是用于将驱动晶体管11a置于截止状态的操作或结构，编程电压就可施加在任何信号线或端(阳极端、阴极端或源极信号线)上。
图332(a)是只在灰度0上施加编程电压的示意图。需要只在灰度0上施加编程电压的方法是因为没有灰度跳跃并可实现较好的黑色显示。在图332中，行号示出像素行的号。对于像素行，图像数据从第一像素行到第n像素行依次重写。如果执行电流编程直到最后的像素行n，则电流编程再从第一像素行开始。
作为示例，图像数据是64个灰度的图像数据。该图像数据可取0～63的值。当然在256个灰度的情形中，它可取0～255的值。PSL是编程电压的施加选择号，其中编程电压的输出被允许在H电平上(标号H)。该编程电压可不在L电平上输出。PEN是编程电压施加的使能信号。该PEN是要通过控制器81确定而输出的信号。更具体地说，控制器基于图像数据设置H或L电平上的PEN信号。当PEN为H电平时，它是用于施加编程电压的确定信号。当PEN为L电平时，它是不施加编程电压的确定信号。不言而喻，编程电压应需要根据图像数据而改变。具体结构方法将在图127～143以及图293～297中描述。
在图332中，PEN信号仅在灰度0上为H电平。输出P是开关151a的导通和截止状态(参见图16、75和图308的Si)。在该表格中，符号○表示开关151a的导通状态(编程电压Vp施加在源极信号线18上的状态)。而符号×表示开关151a的截止状态(编程电压Vp未施加在源极信号线18上的状态)。
在图332(a)中，PEN信号在落于像素行号3和8之下的位置上为H电平。同时，PSL信号在像素行号3和8上也为H电平，因此P输出为○(其中输出编程电压Vp的状态)。在图332(b)中，PEN信号与图332(a)中相同。然而，PSL信号为L电平。因此，输出P常处于×状态(无编程电压Vp输出的状态)。基本上，PEN信号也是由控制器81输出的。然而，也需要将PEN信号程序呈现为可由用户调节。
输出编程电压Vp的时段可由图16所示的计数器162设置。该计数器是基于来自控制器的设置值或用户的设置值操作的可编程计数器。计数器651与主时钟(CLK)同步操作。
图333(a)是有关仅在灰度0～灰度7上施加编程电压的示意图。只将编程电压施加在低灰度区域的方法作为用于解决难以驱动电流写入黑色显示区域的问题的措施是有效的。设置使用控制器81来施加编程电压的范围是可能的。
在图333中，PEN信号仅在灰度0～灰度7时才为H电平。输出P是开关151a的导通和截止状态。在图333(a)中，图像数据为7或以下，因此PEN信号在落于像素行号3、5、6、7、11、12和13之下的位置上为H。同时，PSL信号在这些位置时也为H电平，因此输出P为○(输出编程电压Vp的状态)。在图333(b)中，PSL信号为L电平，所以输出P完全为×(不输出编程电压的状态)。
图334是当像素16的亮度变低时执行编程电压施加的驱动方法的示意图。在电流编程方法的情形中，在增强像素16的亮度(白色显示)时的编程电流Iw较大。因此，即使在源极信号线18中有寄生电容，但也有可能对寄生电容进行充分的充电和放电。然而，当施加编程电压以将像素16呈现为黑色显示时，编程电流较小，因此源极信号线18中的寄生电容不能充分充电和放电。当要写入像素16的编程电流变大时，有很多没有必要施加编程电压的情形。相反，当要写入像素16的编程电流变小时(当它变成黑色显示时)，施加编程电压就变得有必要了。
图334是当像素16的亮度变低时执行编程电压施加的驱动方法的示意图，第一像素行上的图像数据为39。因此，用于电流编程图像数据39中的像素16的电势被保留在源极信号线18中。第二像素行上的图像数据是12。因此，源极信号线18需要保持在对应于图像数据12的电势上。然而，从灰度39到灰度12编程电流变得较小。出于该原因，可产生一种不能够充分充电和放电的源极信号线18的状态。为了解决该问题，可执行编程电压施加(PEN信号变成H电平)。该确定结果与像素行3、5、6、8、11、12、13和15相同。
第三像素行上的图像数据为0。因此，用于电流变成图像数据0中的像素16的电势保留在源极信号线18中。第四像素行上的图像数据为21。因此，源极信号线18需要保持在对应于图像数据21的电势上。从灰度0到灰度21电势变大。出于该原因，充分地对源极信号线18进行充电和放电是可能的，因此，没有必要对第四像素行施加编程电压。
以上确定是由控制器81作出。作为结果，PEN信号在像素行2、3、5、6、8、11、12、13和15上为H电平，如图334(a)所示。更具体地说，编程电压依次施加在像素行上。在图334(a)中，PSL信号也为H电平，因此在像素行2、3、5、6、8、11、12、13和15上输出P为O(输出编程电压)，如输出P列中所示。编程电压不施加在其它像素行上。
在图334(b)中，PEN信号与图334(a)的相同。然而，PSL信号为L电平。因此，输出P常处于×状态(不输出编程电压Vp的状态)。PEN信号基本上也是由控制器81输出的。然而，需要将PEN信号呈现为可由用户调节。
图335示出组合图333和334所示的编程电压施加方法的方法。它是当像素16的亮度变低时执行编程电压施加以及当像素16的编程电流在亮度0～7的低亮度上时也执行编程电压施加的方法。应对哪个灰度及以下灰度施加编程电压可根据控制器81的设置值来改变。它也可由用户来改变。可通过串行接口对来自微型计算机中控制器内部的表格作出改变。
该数据数据与图334中的实施例相同。然而，在图335中，图像数据在第二像素行上为12，而在第15像素行上也为12，从而PEN信号作为确定结果为L电平。如前所述，如果编程电流Iw有一定大小或更大，则源极信号线18中的寄生电容就可充电和放电。因此，没有必要施加编程电压。相反，如果施加编程电压，则源极信号线18的电势改变为直到黑色显示电势，并且返回到半色调显示的电势需要时间。
以上确定是由控制器81作出的。作为其结果，PEN信号在像素行3、5、6、8、11、12和13上为H电平，如图335(a)所示。更具体地说，编程电压因而施加在像素行上。在图335(a)中，PSL信号也为H电平，因此在像素行3、5、6、8、11、12和13上输出P为○(输出编程电压)，如输出P列中所示。编程电压不施加在其它像素行上。在图335(b)中，PEN信号与图335(a)的相同。然而，PSL信号为L电平。因此，输出P常处于×状态(不输出编程电压Vp的状态)。
该实施例并没有讨论各个RGB的编程电压施加。然而，不言而喻，编程电压施加的确定最好应对图336中的各个RGB作出。这是因为对于各个RGB图像数据来说都是不同的。
图336示出在如图33所示的灰度0～7的范围中执行编程电压施加的驱动方法。对每个RGB作出编程电压施加的确定是由控制器81作出的。作为其结果，对于R图像数据，PEN信号在像素行3、5、6、7、8、11、12和13上为H电平，如图336所示。更具体地说，编程电压因而施加在像素行上。对于G图像数据，PEN信号在像素行3、7、9、11、12、13和14上为H电平。更具体地说，编程电压因而施加在像素行上。对于B图像数据，PEN信号在像素行1、2、3、6、7、8、9和15上为H电平。更具体地说，编程电压因而施加在像素行上。
该实施例确定是否对应于像素行来施加编程电压。然而，本发明并非仅限于此。不言而喻，可根据帧(场)来确定施加在每个像素上的图像数据的大小和改变，以便于判定是否要施加编程电压是可行的。图337是它的一个实施例。
图337通过集中于某像素16来示出图像数据中的变化。图337中表格的第一行示出帧编号。表格的第二行示出在像素16中编程的图像数据中的改变。图337是在如图332的灰度0上施加编程电压的驱动方法的变形示例。图332示出无误地在灰度0上施加编程电压的方法。图337示出当灰度0在某几帧上持续时施加编程电压的方法。这种持续可计数器来表示。
在图337(a)中，灰度在帧3、4、5、6、11和12上为0。出于该原因，计数值依次从第三帧计数到第六帧。它们还在帧11和12中计数。在图337(a)中，在灰度0在三帧上持续时，对施加编程电压进行控制。因此，输出P在帧5和6中变成○(输出编程电压)。因为灰度0仅在帧11和12中持续两帧，所以不施加编程电压。
在图337(b)中，由PSL信号进行计数控制。当PSL信号为H电平时，计数值往上计数。在图337(b)中，因为PSL信号在帧5和12中为L电平，所以不往上计数。出于该原因，仅在帧6中输出编程电压。
在图337中，描述了当灰度0在某几帧上持续时施加编程电压。然而，本发明并非仅限于此。如图333所述，对在持续某灰度范围(例如灰度0～7)时的施加编程电压进行控制。它并不限于持续的各帧，也可以是离散的。对在连续像素行上持续某灰度范围时(例如只有灰度0或灰度0～7)的施加编程电压进行控制。
如上所述，本发明的编程电压+编程电流的驱动方法基于图像数据的值、图像数据中的变化状态、接近于要施加编程电压的像素的图像数据值、及其中变化施加编程电压，确定是否要施加编程电压，以便于施加编程电压(电流)。因此，源极驱动电路(IC)14只包括用于锁存编程电压施加信号的锁存电路2361(保持电路或存储装置(存储器))，因此其结构较为简单。因为它可通过改变控制器电路(IC)760的程序(参见图83、85、181、319、320和327)或者改变其设置值来支持任何编程电压施加方法，所以它也是通用的。
以上描述了将像素呈现为黑色显示，或者通过编程电压施加将其引入接近于黑色显示的状态的方法情形。然而，还有通过施加编程电压将像素呈现为白色显示的情形。因此，编程电压施加不仅仅表示黑色显示电压。它是通过向源极信号线18施加电压来将其呈现为对源极信号线18的恒定电势的方法。
在像素16的驱动晶体管11a是如图1的P-沟道的情形中，重要的是像P-沟道一样来形成开关晶体管11b。这是因为通过击穿电压使开关晶体管11b从导通状态变成截止状态，能使黑色显示更简便地呈现。相应地，在像素16的驱动晶体管11a是N-沟道的情形中，重要的是像N-沟道一样来形成开关晶体管11b。这是因为通过击穿电压使开关晶体管11b从导通状态变成截止状态，能使黑色显示更简便地呈现。
以下部分示出将编程电压(PRV)施加在源极信号线18上的源极信号线电势。箭头的位置表示施加编程电压(PRV)的位置。施加编程电压的位置并不限于1H起之处。编程电压可在时段中达1/2H处施加。当把编程电压施加到源极信号线18时，需要在选择侧操作栅极驱动12a的OEV端，以便使栅极信号线17a不受选择。
对是否要施加编程电压的确定可基于前一像素行的图像数据(或施加在前一源极信号线上的图像数据)来作出。对于施加在某源极信号线18上的图像数据，施加在第一像素行的前一像素行(最后的像素行)上的数据为第63灰度而第一像素行为第10灰度同时在后面图像数据中没有变化(持续第10灰度)的情形中，第10灰度或接近于它的编程电压被施加在第一像素行(像素)上。然而。在第二像素行到最后像素行上不施加编程电压。
图338示出编程电流数据(红色为IR，绿色为IG而蓝色为IB)和编程电压数据(红色为VR，绿色为VG而蓝色为VB)之间的关系。编程电流数据和编程电压数据可由控制器电路(IC)760基于视频(图像)数据来产生(参见图127～143)。
图338(a)示出具有相同数量的编程电流数据(红色为IR，绿色为IG而蓝色为IB)和编程电压数据(红色为VR，绿色为VG而蓝色为VB)的一个示例。更具体地说，它是具有对应于任意编程电流数据(红色为IR，绿色为IG而蓝色为IB)的编程电压数据(红色为VR，绿色为VG而蓝色为VB)的情形。因此，当施加编程电压时，要施加相对应的编程电流也是可能的。
图338(b)示出编程电压数据(红色为VR，绿色为VG而蓝色为VB)小于编程电流数据(红色为IR，绿色为IG而蓝色为IB)的一个示例。该编程电压数据(红色为VR，绿色为VG而蓝色为VB)没有低阶的2个比特。一般而言，灰度显示在低灰度上可较为粗略。例如，在图338(b)的实施例中，在施加灰度0～3的编程电流数据之前，施加灰度0的编程电压数据。在施加灰度4～7的编程电流数据之前，施加灰度1的编程电压数据(灰度4实际上没有低阶的2个比特)。
图338(c)示出编程电压数据(红色为VR，绿色为VG而蓝色为VB)小于编程电流数据(红色为IR，绿色为IG而蓝色为IB)的一个示例。该编程电压数据(红色为VR，绿色为VG而蓝色为VB)没有高阶和低阶的2个比特。一般而言，灰度显示在低灰度上可较为粗略。例如，在图338(c)的实施例中，在施加灰度0～3的编程电流数据之前，施加灰度0的编程电压数据。在施加灰度4～7的编程电流数据之前，施加灰度1的编程电压数据(灰度4实际上没有低阶的2个比特)。在高灰度区域中编程电流为主导，所以不需要施加编程电压。因此，当在高灰度区域中施加编程电压时，将编程电压数据(红色为VR，绿色为VG而蓝色为VB)的最大值施加到源极信号线18等上。
在图293中，电阻阵列2931的电势c可由电子调节器501a的输出来判定。电阻阵列2931的电势d可由电子调节器501b的输出来判定。电阻阵列2931可以电阻数值为1、3、5、7……(2n-1)比值的电阻来构成。如果从点c加入，则比值为1、4、9、16、25、……(n·n)。更具体地说，它是平方律特性。因此，预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpc在根据近似于平方律特性分度中的点c和点d之间有电势差。
它并非仅限于平方分度，也可在1.5～3幂次的范围内。该范围需要结构成可变化的。对于该变化，电阻阵列2391的电阻器R*(*是电阻器的编号)应依据要根据对象切换的多个电阻值来形成。它可在1.5～3幂次的范围内变化，因为好的图像显示可通过根据图像来改变伽马特性而实现。这也是因为预充电电压(与编程电压同义或相似)需要随伽马中的变化而改变。以上曾在图106、108(a)和(b)中描述过，因此将略去其描述。
通过具有如图293所示的结构，改变预充电电压(与编程电压同义或相似)的源(点c＝Vcp1)和预充电电压(与编程电压同义或相似)的最后一点(点d＝Vcp7)是可能的。根据平方分度来输出电压Vcp1和Vcp7以便根据灰度来输出最佳的预充电电压(与编程电压同义或相似)也是可能的(参见图135～142的描述)。不言而喻，在灰度的输出方法是线性的情形中，电阻阵列2931的电阻器还可以有规则的电阻间隔。在特定地将其与电流编程方法组合的情形中，图293中的预充电驱动(电压编程方法)最好应有规则的间隔。
图293所示的Vpc0是开路的。更具体地说，当选择Vpc0时不施加电压。因此，没有预充电电压(与编程电压同义或相似)被施加到源极信号线18上。
图293具有用于改变点c和d的电压的结构。然而，只改变点d也是可能的，如图297所示。预充电电压(与编程电压同义或相似)并不限于图293中示出的8个，而是如果有多个的话可以为任何数量。图297具有使用DA电路503的结构。然而电压d可通过使用电压调节器(VR)以模拟方式来改变，如图311所示。
图297中作为预充电电压(与编程电压同义或相似)的源的电压Vs可以是在源极驱动电路(IC)14之外所产生的电压。在图324中，电压V0在电压调节器(VR)中产生并施加到电阻调节器501上，作为源极驱动电路(IC)14共用的电压。更具体地说，电压V0在图131、143、308、311和312中被用作电压Vs。电压Vs可与阳极电压Vdd相同，以便减少电源的数量。
该实施例描述了预充电电压(与编程电压同义或相似)是接近于阳极电压的电压。然而，取决于像素结构，有预充电电压(与编程电压同义或相似)接近于阴极电压的情形。例如，在驱动晶体管11a包括N-沟道晶体管的情形中，有驱动晶体管11a使电流编程可由P-沟道晶体管上的放电电流来实现的情形(图1的像素结构为反向电流)。
在该情形中，有必要将预充电电压(与编程电压同义或相似)呈现为接近于阴极电压。例如，有必要在图297中将点d作为参考位置。在图293中，有必要将运算放大器502b的输出电压作为参考值。有必要将图131的电压Vbv作为参考值，并在图141和143中将Vbv1作为参考值。不言而喻，如果像素结构改变如上，则需要改变参考位置。
如图312所示，通过使用电压选择器电路2951来构成它也是可能的。由电阻调节器501改变的预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpc被施加到电压选择器电路的端a上，且固定的预充电电压(与编程电压同义或相似)Vc可施加到端b上。
图339是本发明的另一实施例。对于落在电子调节器的第0灰度之下的预充电电压(编程电压)V0而言可将固定电压施加到RGB上，如图324所示。当然，它可根据每个RGB而改变。一般而言，在CCM方法情形中它可为RGB共用。电阻器R可安装在电子调节器501之外，如图所示。该电阻器R可被改变或替换，以便任意改变各个电压Vpc。
它构成了保持电阻值R1＞R2……＞Rn的关系。并且至少保持R1＞Rn的关系(Rn是用于判定从最后一个开关中输出的电压Vpc的电阻器，而R1在低灰度侧同时Rn在高灰度侧。R1用于产生接近于驱动晶体管11a的阈值电压的电压，而Rn用于产生白色显示电压)。特别是，需要保持R1＞R2的关系(R1的中间端电压＞R2的中间端电压)。这是因为，由于驱动晶体管11a的特性，电压V0之后与第1灰度的差值以及第1灰度电压和第2灰度电压之间的差值较大。
开关S可通过解码VDATA来指定。在显示装置为6英寸或以上的情形中，可选择电压Vpc的数量最好是显示装置灰度数量的1/8或以上(在256灰度情形中为32个灰度或以上)。特别是，最好是其1/4或以上(在256灰度情形中为64个灰度或以上)。这是因为在到达相对较高灰度区域时会发生写入编程电流的短缺。在小于6英寸的相对较小显示屏(显示装置)的情形中，可选择电压Vpc的数量最好为2或以上。这是因为，即使Vpc为一个电压V0也可实现较好的黑色显示，但是在低灰度区域中有难以进行灰度显示的情形。如果有两个或多个电压Vpc，则可通过FRC控制来产生多个灰度以便实现较好的图像显示。
用于判定点b电势的SDATA与参考电流Ic相关。它最好应受控为与Ic的1/1.5～1/3幂次成比例。当参考电流Ic较大时，可对降低点b的电势进行控制。并且当参考电流Ic较小时，点b的电势变高。因此，当参考电流Ic较大时，电阻器R之间的电势差变大而电压Vpc之间的差值也变大(编程电压的阶跃变化也变大)。相反，当参考电流Ic较小时，电阻器R之间的电势差变小而电压Vpc之间的差值也变小。例如，点b的电势可根据参考电流Ic变化，如图344所示，并根据电压V0的电势差与电子调节器501的电阻端之间的电势差成比例地改变。
在图344中，端b的电势直接根据参考电流Ic而改变。然而，它并非仅限于此。使用已用电流并联电路或转换电路转换图188的参考电流Ic(Icr、Icg和Icb)的电流也是可能的。它可结构为通过转换获取的电流变成1/2幂次或相接近的参考电流。不言而喻，RGB的电子调节器501的参考电流Ic最好对各个RGB应都是可变的。
例如，图343具有一种结构，其中参考电流Ic(或与参考电流成比例或相关的电流)流入由晶体管158b和158c组成的电流反射镜电路，以便通过运算放大器502a将在电阻器R0一端上所产生的电压V1施加到端b上。因而，通过结构它，可根据或相关于参考电流中的变化来改变预充电电压(编程电压)是可能的(本发明的发光率控制改变参考电流来控制显示亮度或功率消耗)。端b中的电压变化应适量进行，否则会发生图像的闪烁。相反，图343所示的实施例使电容C放置或形成在端b上。
根据本发明各实施例，有运算放大器502用作诸如放大器电路的模拟处理电路的情形，还有用作缓冲器的情形。
如上所述，在改变参考电流期间(由于发光率控制的改变)端b中的电压变化(预充电电压(编程电压)Vpc)应适量进行。不言而喻，以上可类似地应于本发明的其它实施例(参见图343和339)。
图345所示的实施例被示为用于根据或相关于参考电流Ic的变化来改变或更改预充电电压(编程电压)的结构的一个示例。在图345所示的实施例中，构成了用于参考电流Ic(或与参考电流Ic成比例或相关的)的电流反射镜电路(由晶体管158b、158c等组成)。电阻器R0安装(放置或形成)在源极驱动电路(IC)14之外。通过替换或改变电阻器R0来改变或更改电子调节器501a和501b的端b的电压是可能的。
电阻器R0并不限于固定的电阻器或调节器。它还可以是非线性元件，诸如稳压二极管、晶体管或半导体闸流管。它也可以是电路或元件，诸如恒压调节器或开关电源。它还可以是诸如正温度系数热敏电阻或电热调节器来取代电阻器R0的元件。因而，它在调节端b电势的同时进行温度补偿是可能的。还可能类似地替换源极驱动电路(IC)14的电阻器。
不言而喻，以上可类似地应用于本发明的其它实施例。例如，有诸如以下的例示：图188和209的电阻器R1、图197和346的电阻器R1～R3、图311的VR、图324的VR、图339的R1～R8、图341的R1和R2、图343的R0、图351的Ra、Rb和Rc以及图354的Ra和Rb。不言而喻，以上也可应用于诸如图351、352和353的嵌入电阻器。
在图345中，电子调节器501a可使第一预充电电压(编程电压)Va根据VDATA1的值来选择，而电子调节器501b可使第二预充电电压(编程电压)Vb根据VDATA2的值来选择。施加到显示屏(显示装置)上的电压Vpc是由运算放大器等组成的加法器3451所累加的电压Va和Vb。如上所述，通过使用多个电子调节器501(运算装置)来灵活地并对应于对象而产生电压Vpc是可能的。
图345所示的实施例描述了增加电压Va和Vb来产生电压Vpc。然而，它并非仅限于此。电压Va和Vb还可以相减或相乘。电压Vpc还可由三个或多个电压来产生，而不仅限于两个电压Va和Vb。它并非仅限于电压，而是也可产生诸如电流Ia和电流Ib的电流。它最终可以将该电流改变成电压Vpc。
如上所述，预充电电压(程序)电压可通过转换、组合或处理多个电压来产生。不言而喻，以上可类似地应用于本发明的其它实施例(例如图127～143、图293～297、图308～313、图338～345以及图349～354)。
在图342中，改变了电子调节器501的电阻器Ra或Rb的尺寸。它们是Ra1
＞Ra2、Ra＞Rb。根据图342所示的结构，预充电电压的第一阶跃具有较大的电压差值，且预充电电压的阶跃随着灰度变高(在高灰度侧)而变小。这是因为在高灰度侧通过稍微改变驱动晶体管11a的栅极端电压就可获得较大的输出电流(＝编程电流)。
中间或较高部分的电阻器Rb可具有相同的电阻值(Rb1＝Rb2)。也可能将它们呈现为Ra＞Rb，并将它们结构成Ra1＝Ra2＝…，Rb1＝Rb2＝…。更具体地说，根据VDATA在预充电电压Vpc中的变化是在一点上断开的曲线。当然，所有电阻器R可具有相同的电阻值，如图339所示。在该情形中，预充电电压Vpc根据VDATA的变化是线性的。即使它是线性的，也需要保持关系Ra1＞Ra2。这是因为阈值电压V0以及下一预充电电压Vpc＝电压V1的阶跃较大。
不言而喻，嵌入在源极驱动电路(IC)14中的电阻器可通过微调或加热来调节或处理，使其电阻值变成预定值。
 SDATA的值可由DA电路503转换成电压，并施加到电子调节器501的端b上。不言而喻，它可用图311中所示的模拟方式而不是产生SDATA来改变。所描述的b端电压可根据图339中参考电流的大小而改变。然而，它并非仅限于此。它也可以是固定电流。
电压Vpc的产生并不限于由电子调节器501来产生。例如，它还可以通过由运算放大器组成的加法器来产生。它还可以由使用开关来选择多个电压的开关电路来构成。
图348示出一实施例，其中端b和d的电势可通过操作开关S在源极驱动电路(IC)外产生的电压(Vc1、Vc2和Vc3)中选择。
根据本发明，端V0(用于施加第0灰度电压或施加比驱动晶体管11a的阈值电压低的电压的端)可为RGB的预充电电路(编程电压产生电路)共用。然而，需要具有一结构，其中端b的各电压可对RGB单独设置。图349示出该实施例。
根据本发明各实施例，有运算放大器502用作诸如放大器电路的模拟处理电路的情形，还有用作缓冲器的情形。
在图349中，端a的电压V0共同施加于R 501R的预充电电路(编程电压产生电路)、G 501G的预充电电路(编程电压产生电路)、以及B 501B的预充电电路(编程电压产生电路)。然而，端b具有能够将电压V1R施加在R 501R的预充电电路(编程电压产生电路)上的能力。同样，它具有能够将电压V1G施加在G 501G的预充电电路(编程电压产生电路)上的结构。此外，它具有能够将电压V1B施加在B 501B的预充电电路(编程电压产生电路)上的结构。
图340中的实施例是使至少一个DA电路503形成、构成或放置在电子调节器501中的实施例。各个DA电路503可由两个电压(例如，DA电路503a的电压V0和V1、DA电路503b的电压V1和V2、DA电路503c的电压V2和V3、以及DA电路503d的电压V3和V4)以及一个用于选择设置DA数据的VDATA(5:0)和要运算的DA电路403的选择比特S控制。
各个DA电路503都受VDATA(5:0)和端S的控制，并输出介于两个电压之间的电压。例如，DA电路503a通过使端S1受选来产生电压Vpc。用于选择端S1的信号控制开关S1的导通。DA电路503a用值VDATA(5:0)输出介于电压V0和V1之间对应于值VDATA(5:0)的电压。根据图340所示的实施例，VDATA是6个比特，从而电压V0-V1可除以64来输出被除后单元电压×(VDATA(5:0)+电压V1)的数值。
类似地，DA电路503b通过使端S2受选来产生电压Vpc。用于选择端S2的信号控制开关S2的导通。DA电路503b用值VDATA(5:0)输出介于电压V1和V2之间对应于值VDATA(5:0)的电压。根据图340所示的实施例，电压V1-V2可除以64来输出被除后单元电压×(VDATA(5:0)+电压V2)的数值。以上也可应用于DA电路503c和503d。
如果结构如同图340所示，则易于在仅通过改变电压V0、V1、…、V4产生的Vpc曲线中实现改变。更具体地说，图340所示的电压V1、V2和V3可根据灰度数据(VDATA(5:0)、S1、S2、S3和S4)来控制Vpc的断开位置(在图340所示的结构中曲线可在三个点上断开)。通过改变电压V1、V2和V3，易于根据灰度数据来实现预充电电压(编程电压)的大小或斜率的改变。通过改变电压V0来改变预充电电压(编程电压)施加在第0灰度上的位置也是可能的。通过改变电压V4来改变易于施加预充电电压(编程电压)的最大值也是可能的。还可能通过增加DA电路503的数量以及增加输入电压的数量(V0～V4)来设置更加灵活的预充电电压(编程电压)或伽马曲线。
根据图340所示的实施例，电压V1～V4在源极驱动电路(IC)14之外提供。然而，它并非仅限于此。它们也可在源极驱动电路(IC)14内产生。如图341所示，用电阻器(R1、R2)来区分两个电压(电压V0和V2)以便于产生电压V1是可行的。
DA电路503b通过使端S1受选来产生电压Vpc。用于选择端S1的信号可控制开关S1的导通。DA电路503b用值VDATA(2:0)输出介于电压V0和V1之间对应于值VDATA(2:0)的电压。根据图341所示的实施例，电压V0-V1可除以8来输出被除后单元电压×(VDATA(2:0)+电压V1)的数值。
DA电路503c通过使端S2受选来产生电压Vpc。用于选择电子S2的信号控制开关S2的导通。DA电路503c用值VDATA(2:0)输出介于电压V1和V2之间对应于值VDATA(2:0)的电压。根据图341所示的实施例，电压V1-V2除以8来输出被除后单元电压×(VDATA(2:0)+电压V2)的数值。
电阻器R1或R2或两个电阻器R也可嵌入在源极驱动电路(IC)14中。一个或两个电阻器可以都是可变电阻器。不言而喻，电阻器R1和R2可通过微调处理来调节。当然，以上各项也可应用于本发明的其它示例。
图351示出一个实施例，其中在源极驱动电路(IC)14之外使用三个电阻器(Ra、Rb和Rc)来产生电压V0和V1。电阻器可连接到源极驱动电路(IC)14的端2883。电阻器串联在阳极电压和接地(GND)之间。在电阻器Ra的两端产生电压Va(Vdd-Va＝0)，在电阻器Rb两端产生电压Vb，而在电阻器Rc之间产生Vc(Vc＝V1)。
当如上构成时，可能通过调节电阻器Ra、Rb和Rc来任意设置电压V0和V1。图351所示的结构产生与阳极端电压Vdd相关的电压V0、V1等。因此，在阳极电压Vdd在电源模块中改变或者电压Vdd的电压变化增大的情形中，电压V0和V1一起改变。该改变与像素16的驱动晶体管11a的工作源(阳极端)一致，从而可实现较好的操作。
还可以如图487所示构成它。图487是图340的变形示例(也是简化示例)。图487是在4个点上断开的伽马的一个实施例。然而，这只是为了便于描述，它可以是在4个以上或以下点上断开的伽马。
图487的特征在于介于V0和V1、V1和V2以及V2和V4之间的预充电电压Vpc的数量不固定。作为示例，V0～V1有两个电压Vpc0和Vpc1，V1～V2之间有32-1＝31个预充电电压Vpc，V2～V3之间有128-32＝96个预充电电压Vpc，而V3～V4之间有255-32＝223个预充电电压Vpc。更具体地说，预充电电压的数量随着灰度变高而增加。
如图356所示，与灰度0相应的预充电电压V0为RGB共用(参见图349)，并接近于阳极电压Vdd。与灰度1相应的预充电电压V1可根据RGB而不同，从而V1和V0之间的电势差较大(参见图356)。当电压V1是低灰度时，在电流编程方法中易于发生写入的短缺，且EL元件的亮度效率较低。因此，有必要将电压驱动呈现为主导。出于该原因，在图487中，电压V0和V1是从源极驱动电路(IC)14之外输入。
从电压V3到V4的范围接近于接地(GND)电压。当编程电流也较大时，电流驱动变成主导，使预充电电压Vpc的施加基本上没有必要。如图356所示，输出电流在高灰度侧与源极信号线电势(驱动晶体管11a的栅极电势)成线性关系，因此输出电流因电势中的微小变化而增大。电流值也较大。因此，预充电电压Vpc的精度是没有必要的。出于该原因，在电压V3和V4之间增加相应灰度的数量是没有问题的。
V0和V1之间的电势差、V1和V2之间的电势差、V2和V3之间的电势差、以及V3和V4之间的电势差需要相等或相近似。电势差的近似度在1V之内。电压V0～V4的产生电路可通过呈现近似的电势差来简化，而电子调节器501的结构也能简化。
如上所述，本发明的特征在于对应于从外部施加的相应电压V0～V4(不言而喻，它们也可在内部产生)的预充电电压数量是不同的。
即使参考电流改变，电压V0也可以是固定的。然而，电压V1的位置主要取决于参考电流比率中的变化。这是因为，当像素16的驱动晶体管11a的阈值电压较小时，有必要对应于参考电流比率来大大地改变驱动晶体管11a栅极端的电势(编程期间源极信号线18的电势)。在驱动晶体管是P-沟道晶体管的情形中，有必要在参考电流比率变大时减小源极信号线18的电势。电压中根据参考电流比率的改变应使得电压V4呈现为比电压V2大。
如上所述，本发明的特征在于在执行用于改变参考电流比率的驱动的情形中，改变电压V1上或电压V2上的电势，同时保持电压V0固定或者保持电势接近于预定电压。在驱动晶体管11a为N-沟道晶体管的情形中，电压V0(阈值电压)位于GND电势侧。
因此，图487中的电势关系应改变成N-沟道的关系。因为这种改变对本领域技术人员是简单的，所以将略去其描述。根据本发明，尽管驱动晶体管11a在此前被陈述为P-沟道晶体管，但这并不是限制性的。相反，也可使用N-沟道晶体管。
图487具有一种结构，其中源极驱动电路(IC)14的嵌入式电阻器形成或放置在电压V0和V1之间。当然，电阻器R可以是外部电阻器。电阻器R的电阻值可通过微调来进行调整。
电压V0是固定的。如果它不与电压V1和V2一起工作，则不需要像图491所示地那样来形成电阻器R。当电压V0和V1之间的电势差相对较大时，有必要在电压V0和V1之间形成较大的电阻器。较大的电阻器增加了电阻器部件的数量，这直接导致源极驱动电路(IC)14芯片尺寸的增大。
在图491中，为了解决该问题，电压V0和V1是相互独立的。更具体地说，电阻器不形成在电压端V0和V1之间。电阻器也不形成在电压端V1和V2之间。电阻器放置在电压端V2和V8之间，且八倍于电阻器R(8R)的电阻器可形成在一个预充电电压端之间，诸如Vpc2和Vpc3之间、Vpc3和Vpc4之间、以及Vpc4和Vpc5之间。这是因为，由于电压端V2和V3之间的电势差相对较大，如果所形成的列电阻器R较小则会因此流过大量直流电流，从而进一步增加大功率消耗。
电阻器放置在电压端V8和V32之间，且四倍于电阻器R的电阻器(8R)形成在一个预充电电压端之间，诸如Vpc8和Vpc9之间、Vpc9和Vpc10之间、以及Vpc10和Vpc11之间。这是因为，由于电压端V8和V32之间的电势差相对较大，如果所形成的电阻器R较小则会因此流过大量直流电流，而进一步增强功率消耗。电阻器形成在电压端V32和V128之间的Vpc端之间。带有一部件电阻器的结构是可能的，因为在电压端V32和V128之间形成的预充电电压端的数量较大，所以可结构的电阻器R的数量也较大，使之没有直通电流流过。上述内容也可同样应用于电压端V128和V255之间的情形。
如果所构成的电压端对应于四倍灰度，诸如图491中实施例的电压V2、V8、V32和V128，则如图492所示，有可能构成虚线伽马的预充电电压电路。电压V2和V8之间的电势差、电压V8和V32之间的电势差、电压V32和V128之间的电势差、以及电压V128和V255之间的电势差基本上相等。并且图492的虚线伽马可与驱动晶体管11a的V-I特性相匹配。
如上所述，通过具有图491和492中各实施例中的结构，实现较好的预充电驱动(预充电电压+编程电流驱动)是可能的。使用由图491所示电路结构所输出的预充电电压，可使得变化接近于目标源极信号线18并校正编程电流的微量偏移，以便实现均匀性极佳的图像显示(参见图127～142)是可能的。
图491所示的结构是七个电压端V0、V1、V2、V8、V32、V128和V255的实施例。然而，本发明并非仅限于此。例如，图493是512灰度的实施例，并示出各个电压端位置。图493(a)将端位置描述为0、1、2、4、8、32、128和512。更具体地说，它是已形成的电压端V0、电压端V1、电压端V2、电压端V8、电压端V32、电压端V128、以及电压端V512的实施例。
图493(b)将端位置描述为0、1、8、32、128和512。更具体地说，它是已形成电压端V0、电压端V8、电压端V32、电压端V128、以及电压端V512的实施例。图493(c)将端位置描述为0、1、2、8、32和128。更具体地说，它是已形成电压端V0、电压端V1、电压端V2、电压端V8、电压端V32、以及电压端V128的实施例。当然，它们仅需要是近似的，并且可以是例如电压端V0、电压端V1、电压端V3、电压端V7、电压端V31、以及电压端V127。
如上所述，根据本发明，至少一系列电压端是4的倍数或其近似。对于4的倍数而言，它取决于它是从第0灰度还是从第1灰度开始而不同。例如，图493包括V0、V1、V2、V8、V32和V128，也可以是V1、V2、V7、V31和V127。更具体地说，Vn/Vn-1应当接近4。例如，V127/V31接近4，因此它属于本发明的技术类型。即使在V1、V3、V12、V31和V255的情形中，它也属于本发明的技术类型，因为V12和V3之间作为一个组合的关系(即V12/V3)为4。
需要把电压端之间的电势差结构为根据参考电流比率变化。图494示出一实施例，其中它们可通过电压调节器VR在各电压端之间变化。当然，它们可通过DA转换器501而不是VR来改变。电阻器R0～R6放置在电压Vdd和GND之间。电阻器R6的端电压随着参考电流比率中的变化由电压调节器VR来改变。电阻器R0～R6的电压由电压调节器VR改变。该改变导致电压端V1～V256的电压中的改变。因为电压V0是灰度0的电压，它固定在预定电压Va上。电压端V1～V256的电势被共同施加到多个源极驱动电路(IC)14上。
该实施例描述电压端V1～V256对应于参考电流比率而改变。然而，不言而喻，它们可根据诸如发光率之类的其它变化而改变。
图494所示的实施例具有一种结构，其中施加到电压端的电压由源极驱动电路(IC)14的外部电阻器R来改变。然而，本发明并非仅限于此。例如，如图495所示，通过源极驱动电路(IC)14的嵌入电阻器Ra将预定电压施加在电压端之间(电压V2和V8之间、电压V8和V32之间、以及电压V32和V128之间)也是可能的。
电压V1和V2在图495中是分开的。然而，如图496所示，不言而喻，电压V1可以是预充电电压Vpc1，而预充电电压Vpc2及以下可由运算放大器502c产生。
在图487中，描述了电子调节器501的电阻器R是相同的。通过使得电阻器R的电阻值相等来使IC芯片微型化是可能的。然而，本发明并非仅限于此。电阻器R是可变的。例如，可能在低灰度侧增大电阻值，并在高灰度侧通过相对值或绝对值来降低电阻值。电阻器的电阻值可由低灰度侧和高灰度侧的两类或多类组成。以上也在图136、137、341和342中描述了，因此将略去其描述。
例如，为了产生如图492所示的伽马曲线，在预充电电压Vpc端之间所设置的电阻值具有平方律特性。以上结构的一个示例如图497所示。对于预充电电压Vpc端之间的电压而言，可改变电阻值，诸如1、3、5、7、9等。
在图497中，有可能通过改变电压V1、V2等来产生适当的预充电电压。DA电路501a可用于电压的变化，如图498所示。DA电路501a可由控制器电路(IC)760所输出的8比特数据ID来控制。
如图503所示，在由晶体管158和运算放大器502所组成的恒定电流电路中产生恒定电流Ir，并将该电流Ir传递给电子调节器的电阻器R以便使预充电电压Vpc呈现为可变是可能的。电阻器Ir可由电压调节器VR来改变。
该实施例被描述为预充电驱动方法的实施例。然而，本发明并非仅限于此。不言而喻，它也可应用于电压驱动方法(例如，具有图2像素结构的EL显示屏的驱动方法)。对于电压驱动，需要RGB的独立伽马电路，因为RGB的EL元件的伽马曲线是不同的。
通过组合图491和497所示结构而具有图527所示的结构也是可能的。图527将电压V1和V2的抽头之间的电阻值改成4R、2R和R，而不是固定的电阻器。图492中的曲线通过作出改变而变得弯曲，以更好地匹配驱动晶体管11a的VI特性。不言而喻，还可对图131～142的各个实施例作组合。
图525具有一种结构，其中向电压输入端输入(电压输入抽头)数字数据，且由DA转换器501a产生电压。作为示例，图525具有这样的结构，其中包括8-比特V2DATA的数字数据施加于输入电压V2的端。它还是这样的结构，其中包括8-比特V3DATA的数字数据施加于输入电压V3的端。将施加于可变端的数据呈现为数字数据，以便任意地设置或改变图492所示中的曲线是可能的。对应于发光率或根据活动图像和静态图像之间的温度或比率来改变或设置图492所示的曲线是可能的。
如上所述，用于产生源极驱动电路(IC)14的预充电电压的电路结构包括各种各样的结构。不言而喻，以上也可应用于产生预充电电流或过电压Id的电路结构。
图499示出一实施例，其中本发明先前所述的预充电电压电路应用于电压驱动方法。RGB的电压V0是共用的。电子调节器501R是R的电压产生电路。电子调节器501G是G的电压产生电路。电子调节器501B是B的电压产生电路。通过具有图499所示的结构来产生独立的RGB伽马曲线以便实现较好的白平衡是可能的。
如上所述，不言而喻，本发明的产生预充电电压的电路结构和驱动方法也可应用于电压驱动方法。更具体地说，它们并不限于电压+电流驱动。
在图487中，描述了预充电电压Vpc对应于整个灰度区域。然而，本发明并非仅限于此。将其限制于短缺写入电流或写入电压的区域内，以结构或置入预充电电压Vpc产生电路也是可能的。例如，在图487中为电流驱动，其中在低灰度区域(可能)发生写入短缺。因此，不言而喻，预充电电压产生电路可结构为V0～V128处于低灰度下，并且在该范围以上是可忽略的。不言而喻，相应的灰度是断续的，诸如在第0灰度和偶数灰度值上结构预充电的电压产生电路。灰度128以上的预充电电压只可以是Vpc 255。这是因为编程电流主导工作。不言而喻，以上也可应用于本发明的其它实施例。
图339和341具有一种结构，其中b点上的电势可变。这是因为需要改变b点上电势的本发明驱动方法改变了参考电流(即使是改变或控制参考电流的方法，参见图61、63、64、93～97、111～116、122、145～153、188、252、254、267、269、277、278～279及其描述)。图350示出驱动晶体管11a的栅极端电压(水平轴)和输出电流(垂直轴)之间的关系。该垂直轴示出编程电流Iw。编程电流Iw与参考电流成比例。水平轴的栅极端电压示出源极信号线18的电势。源极信号线18的电势与预充电电压(编程电压)相同。
鉴于以上内容，图350示出，当参考电流Ic为I1且(最高灰度的)最大编程电流从源极信号线18流过时，有必要施加预充电电压(编程电压)使源极信号线18的电势变成V1。同样，当参考电流Ic为I2且(最高灰度的)最大编程电流从源极信号线18流过时，有必要施加预充电电压(编程电压)使源极信号线18的电势变成V2。当参考电流Ic为I3且(最高灰度的)最大编程电流从源极信号线18流过时，有必要施加预充电电压(编程电压)使源极信号线18的电势变成V3。
在此，参考电流Ic从I1到I3变成了三倍之多。更具体地说，I3∶I2∶I1＝3∶2∶1。在该情形中，作为检查结果V3、V2和V1的最优值为V3∶V2∶V1＝11.5∶11∶10。更具体地说，即使参考电流中的变化为3倍，预充电电压Vpc中的变化仍然较小。鉴于以上内容，Vpc中的变化可较小。对于预充电电压Kv(图350中的V3/V1)中的变化和参考电流Ki(图350中的I3/I1)中的变化之间的关系，需要保持2＜Ki/Kv＜3.5的关系。
即使在如图350所示参考电流I的值发生显著改变的情形中，预充电电压中的改变也较小。因此，即使参考电流发生显著改变了，图339和341中的电压V1仍然只改变少量。出于该原因，即使DA电路503的输出改变较小，它仍然是重要的。在图339和341中，电压根据参考电流改变。然而，在如图351的实施例中，从实践意义而言，即使固定端2883c的电压也没有问题产生。相反，最大预充电电压(编程电压)的可变范围可较小，以便于简化电路结构。并且高度精确的输出变得可能。
在电流驱动方法的情形中，在低灰度区域发生电流写入的短缺。并且发生写入短缺的区域为图350中电压V0(第0灰度：驱动晶体管11a的阈值电压)到Vx的A区。该范围示出由虚线示出的线性变化。在图350中，斜率在A区中示为较小。从实践意义而言，该斜率足以比实线曲线的斜率要小。这是因为，对于在图127～143中所述的在执行电压施加(预充电电压(编程电压)施加)之后施加编程电流的方法，即使在完全校正的源极信号线18的电势和使预充电电压施加其上的源极信号线的电势之间有差异(显现为图350中实现和虚线中的电流差)，仍然可由编程电流实现完全校正。
重要的是，将预充电电压(编程电压)施加在源极信号线18上，并在短时间(1H的1/200～1/20)内将其设置或调整为接近于源极信号线18的理想电势。该操作减小了从理想(经补偿)的源极信号线18电势改变成由编程电流实现的源极信号线18电势之间的电势差。因此，即使相对较小的编程电流(低灰度区域中的编程电流)也可实现理想状态(可实现补偿驱动晶体管11a的特性的电流编程)。在高灰度区域中，编程电流的幅值较大，因此仅通过编程电流而不施加预充电电压(编程电压)就可达到(实现)理想状态。
鉴于以上内容，发生写入短缺的范围限于低灰度区域。在高灰度区域中预充电电压(编程电压)是不必要的(当然也可施加预充电电压)。使预充电电压(编程电压)施加的区域不需要是整个灰度范围，只是半调或更低区域就足够了。通过将这些区域的范围限制为使预充电电压施加在半调或更低区域，有可能减少图131、135～143、339～341、351和353中电子调节器的抽头数量。因此，有可能简化电路和实现成本的降低。
依靠具有用来对应于图350中所示虚线产生预充电电压(编程电压)的结构，来通过放置相同电阻值的电阻器来构成电子调节器501的电阻器是可能的。因此，电子调节器501的电路结构就变得简单，这正是所需要的。
然而，如图359所示，理想地需要因施加预充电电压(编程电压)的输出电流I具有规则的间隔(规则的阶跃)。电压0和电压V0之间，以及电压V0和电压V1之间的差值较大。电压V4和电压V5之间的差值较小。为了实现这些阶跃(分度)，应改变电子调节器501的电阻器大小。
需要将用于设置(指定)预充电电压(编程电压)的电压灰度数据与用于设置(指定)编程电流的电流灰度数据相匹配。如果视频数据在灰度128上，则电压灰度数据应在128上，而电流灰度数据也应在128上。更具体地说，它应当是执行伽马转换之后的视频数据数量＝电压灰度数据的数量＝电流灰度数据(基于视频数据的数量来判定并操作图131、339和351中电子调节器501的开关S，并将预充电电压(编程电压)Vpc施加到源极信号线18上)。基于视频数据的数量判定图15中开关151的导通和截止状态，以便操作电流灰度电路164或单元晶体管组431c。
对于是否要将预充电电压(编程电压)施加给每个视频数据，它受控制器电路(IC)760控制，并受预充电高(比特)的控制(参见图75～79及其描述)。对于是否要施加预充电电压(编程电压)，它基于源极信号线18的电势状态(就在写入每个像素之前预充电电压(编程电压)的施加状态)或视频数据的大小(预充电电压(编程电压)在低灰度区域施加)来确定。因此，存在即使在低灰度区域中的视频数据情形中也不施加预充电电压(编程电压)的情形。
还有即使在高灰度区域中的视频数据情形中仍然施加预充电电压(编程电压)的情形。本发明的特征在于包含用于确定源极驱动中预充电电压(编程电压)的高(比特)，并具有对应于其视频数据(灰度)或其技术思路确定是否要施加预充电电压(编程电压)或控制预充电电压(编程电压)的方法。
通过具有该结构或进行如上控制，方便于源极驱动电路(IC)14的结构并减少从控制器电路(IC)760传送到源极驱动电路(IC)14的数据(只有视频数据是必需的，众多电压灰度数据和电流灰度数据并不必要)，以便于降低传送数据的频率是可能的。
在显示装置为6英寸或以上的情形中，需要在显示装置的1/8或以上灰度上(在256灰度情形中有32个灰度或以上)设置可选择电压Vpc的数量。特别地，需要在1/4或以上灰度上(在256灰度情形中有64个灰度或以上)设置。这是因为直到相对较高的灰度区域都会发生编程写入的短缺。然而，如前所述，没有必要将其构成或排列成能够在整个灰度范围都施加预充电电压(编程电压)。
在6英寸以下相对较小的显示屏(装置)情形中，需要在2个或多个灰度上设置可选择电压Vpc的数量。这是因为有这样的情形，其中难以在低灰度区域中执行灰度显示，同时只能用V0的一个电压Vpc来实现较好的黑色显示。如果有两个或多个电压Vpc，通过FRC控制来产生多个灰度以便实现较好的图像显示是可能的。
需要用控制栅极信号线17a的电压(Vgh1，Vgl1)来改变预充电电压(编程电压)。特别是，预充电电压(编程电压)可由电压Vgl1来改变。这是因为驱动晶体管11a的栅极端电势由于驱动晶体管11a的栅极端的寄生电容以及电压Vgl1的幅度而改变。
如图355所示，驱动晶体管11a的阈值电压随着电压Vgl1变低而改变。例如，当Vgl1＝0V时，阈值电压(施加为第0灰度的预充电电压(编程电压))为V2。当Vgl1＝-4V时，阈值电压(施加为第0灰度的预充电电压(编程电压))为V1。并且当Vgl1＝-9V时，阈值电压(施加为第0灰度的预充电电压(编程电压))接近于V0和阳极电压(图355中的Vdd)。因此，需要改变图339中的电压V0连同电压Vgl1。还需要改变电压V1。
不言而喻，以上可应用于本发明的其它实施例。也不言而喻的是，以上技术数据可应用于本发明的显示装置、显示屏和显示方法。
图352是图351的变形示例。在图352中，电阻器Ra和Rb嵌于源极驱动电路(IC)14。电压Vdd施加在端2883b上，且电阻器Rc连接到端2883c和地之间。各外部电阻器通过将它们结构为如图352而合一。然而，需要分别呈现可对每个RGB设置的电阻器Rc的值。不言而喻，可将电压直接输入端2883c。将电阻器Rc嵌入于源极驱动电路(IC)14中也是可能的。
电阻器Ra可通过微调等来调整。在电阻器由扩散电阻构成的情形中，通过加热来调节电阻值也是可能的。还可能在电阻调节器或电阻开关电路上结构它以便将其设置或调节为预定电阻值。不言而喻，以上可应用于诸如图352和353的其它实施例。图352将电阻器Ra的调节描述为一实施例。图353将电阻器Rb的调节描述为一实施例。
在图353中，电压Vdd施加在端2883b上，且外部电阻器Rc连接到端2883c。点a电势和点b电势之间的电势差通过调节电阻器Rb来设置。端b的电势通过调节电阻器Rc的值来调节。
图354所示的结构被示为用参考电流Ic来调节电压V1的实施例。图354具有一种结构，其中参考电流Ic(或与参考电流Ic相关或成比例的电流Ic)流入外部电阻器Rb。因此，端2883b的电压Vb是电阻器Rb×Ic。该电压变成晶体管158b的栅极端电压。晶体管158b使沟道间电压(SD电压)可根据电压Vb来产生，并使电流Ib流入外部电阻器Ra。端2883a的电压V1是Vdd-Ra×Ib。因此，参考电流Ic大小的改变是电压V1的改变。电子调节器的操作曾在前面描述，因此将略去该描述。
不言而喻，以上可应用于本发明的其它实施例。例如，它们如图127～143、图239～297、图308～313、图338～345以及图349～354所例示。不言而喻，各实施例中所述内容可通过选择、复合或组合相应实施例来构成各实施例。
不言而喻，嵌入源极驱动电路(IC)14的电阻器的电阻值可通过微调或加热来调节或处理，使得电阻值变成预定值。这类似地可应用于外部电阻器。
在图293中(它可以是另一实施例)，电阻器阵列2931(电阻器R)被嵌入IC芯片14或源极驱动电路(IC)14中。然而，它并非仅限于此。不言而喻，它可用独立组件外部安装于源极驱动电路(IC)14上。预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpc并不限于通过使用电阻器R来产生，但还可以用诸如运算放大器或晶体管的其它组件来结构。不言而喻，预充电电压(与编程电压同义或相似)可被结构、排列或制成通过PWM调制来产生像脉冲的恒定电压，并用电容器平滑以便获得预定电压。预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpc并不限于在该IC(电路)14中产生。具有用于选择在IC(电路)14外产生的、从IC(电路)14的端中输入的并由IC(电路)14中的开关调整的预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpc的结构是可能的。
不言而喻，使用控制器电路(IC)760的控制数据，预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpc可构成在IC(电路)14外产生、在IC(电路)14的端取得、并施加到源极信号线18等等。不言而喻，以上可应用于本发明的其它实施例，诸如图127～143、图293～297、图308～313、图338～345以及图349～354。
如在图127～143、图293～297、图308～313、图338～345以及图349～354中所述，本发明随后施加预充电电压(与编程电压同义或相似)(电压数据)并施加编程电流。FRC技术用于编程电流Iw以便增大灰度属性。一般而言，10比特的数据由8比特的4FRC表示。
根据本发明，预充电电压也可呈现为如图313所示的FRC。例如，图313(b)示出4FRC的驱动方法。在图313(b)中，白色O(白色圆圈)示出施加(输出)了预充电电压(与编程电压同义或相似)，而黑色O(黑色圆圈)示出未施加(输出)预充电电压(与编程电压同义或相似)。更具体地说，图313(b)(1)示出在四帧(场)中仅施加一次预充电电压(与编程电压同义或相似)。
类似地，图313(b)(2)示出在四帧(场)中仅施加两次预充电电压(与编程电压同义或相似)，而图313(b)(3)示出在四帧(场)中施加了三次预充电电压(与编程电压同义或相似)。图313(b)(4)示出在四个帧(场)中都施加了预充电电压(与编程电压同义或相似)。
通过实现以上操作(方法)，依靠预充电电压(与编程电压同义或相似)来增加灰度显示是可能的。因此，灰度的数量增加从而可达到适当的像素显示。更具体地说，灰度显示在低灰度区域中主要由预充电电压(与编程电压同义或相似)实现，而在高灰度区域中由编程电流实现。
不言而喻，这可应用于本发明中例如图127-143、293-297、308-313、338-345以及349-354的其它实施例中。
预充电电压(与编程电压同义或相似)的施加防止了闪烁的发生。因此，需要改变用于施加预充电电压(与编程电压同义或相似)的时间，如图313(c)所示(用于在4FRC中施加预充电电压(与编程电压同义或相似)两次的实施例)。
在低灰度区域中，有可能在短时间内用诸如预充电电压(与编程电压同义或相似)的电压数据(VDATA)对源极信号线18进行充电和放电。诸如编程电流Iw的电流数据(IDATA)将源极信号线18充电和放电直到目标电压(电流)所需时间。因此，有必要进行操作，来将EL元件15的电流呈现为电流编程中更强的共有目标。
因而，如图313(a)所示，电流数据(IDATA)是灰度1上的高灰度的数据(例如，尽管在灰度1上原来IDATA＝1，但是它设置为4以便使4倍之多的电流流过)。预充电电压(与编程电压同义或相似)(VDATA)为1(原始数据)。类似地，电流数据(IDATA)是灰度2上的高灰度的数据(例如，尽管在灰度2上的原来IDATA＝2，但是它设置为6以便使3倍之多的电流流过)。预充电电压(与编程电压同义或相似)(VDATA)为2(原始数据)。
通过使电流数据为较大值来实现更为正确的编程是可能的。对于半调或更高，电流数据和电压数据相同(在灰度k上IDATA＝VDATA)，或者不施加电压数据。
不言而喻，电势c或电势d可根据发光率、阳极电流和占空比来改变。不言而喻，以上也可应用于如图313所示的FRC的技术思路。此外，这可应用于本发明中例如图127-143、293-297、308-313、338-345以及349-354的其它实施例中。
图294是以用于选择预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpc的电路部分为中心的示意图。电阻器阵列2931的输出被输入到电压选择器电路2941中。电压选择器电路2941由模拟开关和解码器电路构成，其中一个预充电电压(与编程电压同义或相似)根据选择信号VSEL的3-比特信号来施加(参见图296)。所选择的预充电电压(与编程电压同义或相似)通过引线150从端155输出。
从端155输出的预充电电压(与编程电压同义或相似)由Cs保持，该Cs是源极信号线18的寄生电容。因此，在输出预充电电压(与编程电压同义或相似)时，可执行点顺序运算。然而，在点顺序运算中，施加预充电电压(与编程电压同义或相似)的时段是端1的，并且与端n(最后的端)的不同。
对于该问题，应如图295中所示形成或结构两个电压选择器电路2941。在第一个H时段中，电压选择器电路2941a输出，预充电电压(与编程电压同义或相似)通过使选择器电路2951的开关S1得到选择来由C1保持，所选择的预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpc从端155中输出。在该时段中(第一个H时段)，电压选择器电路2941a2依次运算，且选定的预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpc由C2保持。选择器电路2951的开关S2断开。
在第一H时段之后的第二H时段中，由电压选择器电路2941b输出并由C2保持的预充电电压(与编程电压同义或相似)通过选择器电路2951的开关S1从端155中输出。在该时段中(第二个H时段)，电压选择器电路2941a1依次运算，且选定的预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpc由C 1保持。选择器电路2951的开关S1断开。
在图351中，在电子调节器501中提供开路端。然而，它只是为了便于描述，并且没有必需受限于在电子调节器501中结构或排列。例如，在图387中所示，在用于在编程电压(预充电电压)的电压输出电路1271的输出侧上放置或排列开关151b(选择器电路)以从端155输出预充电电压的模式(驱动方法)情形中，开关151b可安装在端a侧，而开关151b也可以另一种模式安装在端b侧(未选择电子a)。
类似地，在第二H时段之后的第三H时段中，由电压选择器电路2941a输出并由C1保持的预充电电压(与编程电压同义或相似)通过选择器电路2951的开关S1从端155中输出。在该时段中(第三个H时段)，电压选择器电路2941a2依次运算，且选定的预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpc由C2保持。选择器电路2951的开关S2断开。类似地，在第三H时段之后的第四H时段中，由电压选择器电路2941b输出并由C2保持的预充电电压(与编程电压同义或相似)通过选择器电路2951的开关S1从端155中输出。在该时段中(第四个H时段)，电压选择器电路2941a1依次运算，且选定的预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpc由C1保持。选择器电路2951的开关S1断开。以上动作是按序重复的。
图308是本发明用于输出预充电电压(与编程电压同义或相似)的另一个实施例。电子调节器501的开关可根据用于选择或判定预充电电压(与编程电压同义或相似)的VDATA操作，并且相关的预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpc由电容器Cc保持。所保持的预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpc通过采样电路862保持，并由根据源极信号线18的地址数据PADRS选择的输出Ca～Cn保持作为输出目标。PADRS的指定数据与点时钟CLK同步改变。VDATA对应于视频数据(参见图127～143的描述)而改变。
因此，预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpc可由对应于输出端的保持电容器Ca～Cn来保持且持续1H周期。当把预充电电压(与编程电压同义或相似)施加到源极信号线18上时，各开关Sp全部闭合且一起持续固定时段。在该情形中，开关Si呈现为断开，以便防止预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpc流回到电流电路431c中。预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpc由图295中的电压选择器电路2941选择。选择数据可由锁存电路771执行。这与图308中的实施例相同。不言而喻，图308最好应具有图295中所示的两级结构。
图308具有用于抽样—保持预充电电压(与编程电压同义或相似)的电路结构。然而，本发明并非仅限于此。如图309所示，产生多个预充电电压(与编程电压同义或相似)并作出选择也是可能的。
在图309中，选择固定的Vpa和Vpb以及可根据电压调节器(VR)任意改变的Vpc作为预充电电压(与编程电压同义或相似)是可能的。预充电电压(与编程电压同义或相似)根据2-比特选择器信号(SEL)来选择。用于选择预充电电压(与编程电压同义或相似)的开关Sp根据SEL信号选择。如图309的表格所示，当SEL为0时不选择预充电电压(与编程电压同义或相似)。更具体地说，不向源极信号线18施加预充电电压(与编程电压同义或相似)。当SEL为1时，选择开关Sp1并将预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpa施加到源极信号线18上。当SEL为2时，选择开关Sp2并将预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpb施加到源极信号线18上。当SEL为3时，选择开关Sp3并将预充电电压(与编程电压同义或相似)Vpc施加到源极信号线18上。
在图309中，电流输出电路的电流编程数据(DATAa、DATAb)由锁存电路771保持，并以各个1H进行转换。更具体地说，在第一个H上选择锁存电路771a，在该时段中数据由锁存电路771b与点时钟同步地依次保持。所保持的数据由开关Sa(Saa、Sab)与水平同步信号同步地转换，并确认单元晶体管组431c的输出电流(诸如编程电流)。
图310主要以更详实的方式来示出图309的结构。用于传送预充电电压(与编程电压同义或相似)Vp(Vpa、Vpb、Vpc、断开)的预充电电压(与编程电压同义或相似)引线PS(Psa、PSb、PSc和PSd)与源极信号线18垂直地安装。预充电电压(与编程电压同义或相似)引线PS与内部引线150垂直，其中开关Sp放置在每个交叉点上。开关Sp可根据SEL信号开关，如图309所示。各个预充电电压(与编程电压同义或相似)在第一1H周期上全部一起施加到所有源极信号线18上。因此，锁存并保持SEL信号是也有必要的。
该实施例通过源极驱动电路(IC)14来施加预充电电压(与编程电压同义或相似)。然而，本发明并非仅限于此。例如，为形成于阵列30上的预充电电压(与编程电压同义或相似)排列晶体管元件，并控制该晶体管元件的导通和截止，以便将施加在预充电电压(与编程电压同义或相似)线上的预充电电压(与编程电压同义或相似)施加到源极信号线18上也是可能的。
这可应用于本发明中例如图127-143、293-297、308-313、338-345以及349-354所示的其它实施例中。
图77和78示出锁存电路771，它可用于结构或排列成锁存源极驱动电路(IC)14(用于输出编程电流的电路或IC)上的预充电比特。然而，本发明并非仅限于此。例如，它还可应用于输出编程电压的源极驱动电路或IC。
在源极驱动电路(IC)14上放置或结构预充电功能、用于锁存预充电信号或预充电选择信号线的锁存电路，从而在将编程电压写入源极信号线18之前将源极信号线的电势设置为预定值，以便改进写入稳定性是可能的。
在图77和78中，描述了预充电信号线(RPC、GPC、BPC)被呈现为一个信号线，且与之对应的锁存电路具有两级1-比特。然而，本发明并非仅限于此。例如如图75所示，在预充电信号由4个比特组成的情形中需要四根预充电信号线。因此，不言而喻，预充电信号的锁存电路需要4个比特用于两个级。如图77所示，锁存电路771并不限于两级。不言而喻，锁存电路可由两级或多级组成。例如，如果由四级组成，则写入源极信号线18的电流信号可保证时间有两倍之多，这正是所需要的。不言而喻，不需要向R、G、B分别提供预充电信号线。它可以是RGB共用的信号线。
如上所述，本发明的源极驱动电路(IC)14具有一电路，该电路保持用于在将编程电流或编程电压写入源极信号线18时选择是否要施加预充电信号的确定比特，并具有信号输入端，该端用于传送由确定比特所保持的信号或假定信号。
还可能根据发光率改变或更改施加在源极信号线上的预充电电压(与编程电压同义或相似)。例如，图75的选择信号D的值根据发光率改变，且电子调节器501受控来改变从端155输出的预充电信号。当流经驱动晶体管11a的电流根据发光率改变时，最优预充电电压(与编程电压同义或相似)的大小改变(特别是在由电压驱动执行灰度显示的情形中)。控制电子调节器501来根据发光率进行最优灰度显示以便实现灰度显示是可能的。
该实施例根据发光率改变预充电电压(与编程电压同义或相似)。然而，本发明并非仅限于此。还可能根据参考电流比率来改变预充电电压(与编程电压同义或相似)。这是因为根据参考电流的大小流经驱动晶体管11a的电流改变，且最优预充电电压(与编程电压同义或相似)(施加在驱动晶体管11a的栅极端电压上的电压)也改变。根据阳极(阴极)端的电流大小来改变预充电电压(与编程电压同义或相似)也是可能的。
根据图127-143、图293、图311、图312和图339-344，描述了判断是否对每个像素行依次施加预充电电压(编程电压)。然而，本发明并非仅限于此。例如，在隔行扫描驱动的情形中，在第一场中将预充电电压(与编程电压同义或相似)施加到奇数像素行，而在第二场中将预充电电压(与编程电压同义或相似)施加到偶数像素行也是可能的。
还有在任一帧中将预充电电压(与编程电压同义或相似)施加到每个像素行，而在下一帧中不施加预充电电压(与编程电压同义或相似)的例示驱动方法。执行随机地将预充电电压(与编程电压同义或相似)施加到每个像素行的驱动，以便在多个帧中平均地将预充电电压(与编程电压同义或相似)施加到每个像素也是可能的。
还有只将预充电电压(与编程电压同义或相似)施加到特定低灰度像素的例示驱动方法。还有只将预充电电压(与编程电压同义或相似)施加到特定高灰度像素的例示驱动方法。也有只将预充电电压(与编程电压同义或相似)施加到特定中灰度像素的例示驱动方法。还有一种例示结构，用于将来自1H或多个H之前的源极信号线电势(图像数据)的预充电电压(与编程电压同义或相似)施加到特定灰度范围中的像素上。
这可应用于本发明中例如图127-143、293-297、308-313、338-345以及349-354中所示的其它实施例。
此外，将参照附图示出使用根据本发明的EL显示屏、EL显示装置、或驱动方法的各个实施例。存在着EL显示屏具有较差B色彩的问题，也存在着它具有较好R色彩的事实。出于该原因，有显示图像时显示色彩与原始图像不相同的情形。对于图144的色彩的X-Y坐标，实线表示NTSC的色彩范围。虚线表示有机EL的色彩范围。因为NTSC的色彩重现范围和有机EL的色彩重现范围之间有偏差，所以有这样的问题：特别是，在有大量绿树的图像显示中，树叶出现枯叶的色彩。
用于解决该问题的一种方法是色彩管理处理。它通过信号处理来执行图像的色彩校正。也例示了通过色彩过滤器5861来改进图像色彩的方法(参见图586)。
为了用色彩过滤器5861来改进EL显示屏的色纯度，色彩过滤器5861应放置、结构或排列在显示屏71的光线出口侧，如图586所示。如图360(a)中所示，色彩过滤器5861可放置或排列在偏振片109和显示屏71之间。对于色彩过滤器5861，B的色彩可通过使用滤去色彩青色的过滤器来改进。对于色彩过滤器5861，除了包括树脂层的过滤器之外，可使用包括光学干涉多层的干涉过滤器。如图586(b)所示，可在偏振片(包括圆形偏振片)109之上或之下排列或放置色彩过滤器5861，也有可能通过添加光扩散剂或对颜色过滤器或偏振薄膜109添加扩散光的结构来改善视角和减小串色。
为了实现逐个电路的色彩管理(色彩校正处理)，应改变从每个单元晶体管组431输出的RGB的单元晶体管154的输出比率。为了消除有机EL中B色彩较差(同时R色彩较好)以及树叶变枯的现象，应增大B电流或减小R电流。用于增大G电流的方法也是有效的。更具体地说，显示图像的色彩位置可由显示图像的R、G和B电流的比率所确定的，以便改变R、G和B的至少之一的输出电流大小(本发明的色彩管理处理方法)。
为了调整单元晶体管组431c的输出电流，图46的电流Ic应(由RGB)作调整。顺便提一句，不言而喻，在此所述的以上各项、结构、方法和装置都可应用于本发明的各个实施例中。
用于调节电流Ic的结构如图145中例示。图145(a)具有一种结构，其中8-比特数据由DA电路661转换成模拟信号，并输入到运算放大器502a中以改变(调节)电流Ic。基本的电流大小由外部或内嵌的电阻器R1设置。
图145(b)具有一种结构，其中8-比特数据由DA电路661转换成模拟信号以改变(调节)电流Ic。基本的电流大小可由外部或内嵌的电阻器R1设置。然而，图145(b)具有这样的结构，其中电流Ic可根据DA电路661输出电压的改变是非线性的。
图145(c)具有一种结构，其中8-比特数据由DA电路661转换成模拟信号以通过晶体管157b来改变(调节)电流Ic。基本的电流大小可由外部或内嵌的电阻器R1来设置。然而，图145(c)具有这样的结构，其中电流Ic可根据DA电路661输出电压的改变是非线性的。
图146示出使用电压体501的电路结构。图60示出一种结构，其中DA电路661的输出连接到电压体电路501的端电压Vs。在本文将不对其它结构作描述，因为它们与图60、50和46等中所示的结构相似甚至相同。更具体地说，电流Ic可通过电子调节器501来切换，还可通过色彩管理处理的DA电路661的输出来调整。
不言而喻，可组合图145和146所示的结构。同样也不言而喻的是，可通过控制图146中的电子调节器501来执行色彩管理处理。
图147是图146的变形示例。它具有一种结构，其中电压Vc可直接输入到运算放大器502a的输入端c。当输入Vc时，电子调节器501受控来使不选择开关S并使所有开关断开。通过施加来自IC 14外部的电压Vc可简便地控制或调节电流Ic。在图198中，DA电路661a的单元电压Vda用DA电路661b改变，从而改变运算放大器502a的输入端电压。输出电流Ic可根据输入端电压来线性地改变。
在图148中，DA电路661a的输出电压根据8-比特数字数据线性地改变，并且还根据DA电路661b的输出电压线性地改变。图148具有所需的电路结构，其中电流Ic的改变幅度较大，且该改变是线性的。
色彩管理处理由RGB的各自电流来控制。RGB的电流可由发光率(占空比为1/1)来表示。当占空比为1/1时，发光率可从图像数据的总值和最大值进行计算。当执行色彩管理处理时，可分别获取R、G和B的发光率。更具体地说，获取R的发光率、G的发光率和B的发光率(意思是获取R的消耗电流、G的消耗电流和B的消耗电流)，并在比率和大小的预定范围内执行色彩管理处理。这是因为在由于保持了白平衡而在屏幕上有大量白色显示的状态中色彩管理处理是不必要的。
图149(a)和(b)是色彩管理处理方法的示意图。如前所述，执行占空比控制以平均EL显示屏的消耗电流。色彩管理处理通过调节参考电流Ic来执行。在图149(a)和(b)中，在高发光率范围中，R的参考电流Icr减小而B的参考电流Icb增大。B的参考电流Icb在发光率的中等(30％～60％)范围内也最大，以作调整。EL显示装置的色彩管理处理也可通过以上处理来实现。
在图150中，在低发光率区域中，RGB的参考电流Ic增大。这是为了在低发光率上增大图像的动态范围。这是在B的发光率较高的区域中增大B的参考电流Icb的色彩管理处理。如上所述，本发明可通过控制参考电流来实现图像的动态处理和色彩管理处理。
图151是一种在多个电平上控制R的参考电流Icr的方法。如上所述，本发明可通过任意地调节参考电流来实现色彩管理处理。
图152是一种基于RGB的发光率控制参考电流的方法。然而，EL显示屏的色彩管理处理也可根据R和B的电流(Icr和Icb)之间的比率来控制。图152是该实施例的示意图。它示出发光率B/发光率R(消耗电流B/消耗电流R)，而不是图149(a)和(b)的水平轴的发光率。当发光率B/发光率R(消耗电流B/消耗电流R)达一定值或以上时，B的参考电流Icb改变。
类似地，图153示出发光率B/发光率R(消耗电流B/消耗电流R)，而不是图149(a)和(b)的水平轴的发光率。同样在图153中，当发光率B/(发光率R+发光率G)(消耗电流B/(消耗电流R+消耗电流G))达一定值或以上时，B的参考电流Icb改变。
图145～148的结构是用于调节或控制参考电流Ic的结构。有可能通过改变电流Ic来改变单元晶体管组431c的输出电流。因此，不言而喻，这些结构不仅可用于色彩管理处理，而且可用于灰度控制、单元晶体管组431c的输出电流或白平衡调节电路。
这些实施例描述色彩管理处理通过调节参考电流Ic来执行。然而，它并非仅限于此。通过调节占空比或者改变、控制或调节每个RGB的非显示区域51的比率来分别调节RGB的亮度是可能的。因此，不言而喻，色彩管理处理可通过使用这些结构或方法来实现。
这些实施例主要描述根据RGB的EL元件15的色彩和NTSC的色彩之间的差异来实现色彩管理的各种方法和结构(装置)。然而，色彩管理不仅需要用于这些实施例，而且需要用于EL元件15的发光效率。
图321是示出EL电流和RGB的EL元件亮度之间关系的示图。如图321所示，G具有这样的关系，其中如果EL电流变大则亮度按比例增加。然而，对于R，在EL电流I0或以上时亮度的增加变得适中(不成比例＝发光效率的降低)。
因此，B的亮度在EL电流I 1或以上时相对降低，使得白平衡不再能得到保持。此外，I0或以上时R的亮度也相对降低，使得白平衡不再能得到保持。为了解决这些问题并根据EL电流中的变化来保持白平衡，有必要将EL电流和灰度之间的关系呈现为如图322中虚线(R’、B’)所示的非线性。在图322中，R的EL电流在灰度K2或以上增大(R’)。此外，B的EL电流在灰度K1或以上增大(B’)。
以上控制通过根据灰度改变RGB的电流来简便地实现。例如，参考电流可根据R来改变，如图323所示。更具体地说，R的参考电流比率从1开始与R的EL元件在灰度K2或以上的效率成反比地增大。此外，参考电流可根据B来改变，如图323所示。更具体地说，B的参考电流比率从1开始与B的EL元件在灰度K1或以上的效率成反比地增大。
对于有机EL显示屏，自发光器件存在着图像暂留在所显示的固定图案上的问题。图象的暂留意思是由于光发射使有机EL的材料损坏以及发射强度下降的现象。为了防止图象的暂留，最好是在显示固定图案时暂时移动显示图像的显示位置。例如，显示屏位置在一分钟的间隔上移动。应需要移动一或两个像素左右。如果移动三个或多个像素，则可在视觉上识别出已移动的显示图像。
显示图像1264的移动表示将其移到位置193a或位置193b上，如图177所示。它可垂直或水平地移动一个或两个像素。
移动的时间根据发光率来确定。屏幕移动控制在发光率突然改变时执行。发光率突然改变的状态可包括：屏幕从黑暗状态变成明亮状态(例如，从夜景变成白天的海景)、屏幕从明亮状态变成黑暗状态、以及从剧目场景变成广告场景。
发光率突然改变的状态是场景(屏幕)突然改变的状态。当屏幕的状态突然改变时，图像显示位置的改变(如果有)将不能从视觉上识别。这是因为在大多数情形中的图像内容(图像的显示状态)完全改变了。通过使用发光率的突然改变来改变图像的显示位置，以便抑制固定图案的荧光屏图象暂留是可能的。
发光率的突然改变是改变变成两倍或者等于或超过1/2的情形。例如，如果某时间的发光率为10％，则它是发光率变成20％或以上，或者它变成低于5％的状态。在发光率如上改变的情形中，屏幕的显示位置改变。屏幕显示位置中的改变通过将水平或垂直方向中的启动脉冲延迟1个或2个时钟脉冲来进行。该操作可通过改变计数器的比较值来实现。
发光率突然改变的时间与阳极电流或阴极电流突然改变的时间同义。因此，发光率的突然改变是阳极电流或阴极电流改变成两倍或以上或低于1/2的情形。在该情形中，屏幕位置改变。例如，如果阳极电流或阴极电流是50mA，则在阳极电流或阴极电流变成100mA或以上或者低于25mA的情形中屏幕位置改变。
根据本发明，发光率、阳极电流或阴极电流连同占空比一起工作。因此，发光率的突然改变与占空比变成两倍或以上或者低于1/2的状态同义。更具体地说，在占空比改变或被改变的情形中，屏幕位置连同占空比一起改变。例如，在如图178所示的发光率为1～25％(占空比1.0)时，占空比变成箭头所指0.5的情形中，屏幕的显示位置改变。
该实施例描述当发光率改变时屏幕的显示位置改变。然而，本发明并非仅限于此。例如，当显示屏处于照亮状态时(例如，接通电源时)，从先前的显示位置改变屏幕的显示位置也是可能的。更具体地说，每当电源开关时，屏幕的显示位置改变。
为了防止残影(burn-in)，使图像边缘渐变是有效的。更具体地说，通过积分(低通过滤)图像数据(与求导相反的处理)来渐变图像的边缘。特别地，当发光率较低时，用黑色显示来显示该图像。且当发光率较低时，占空比降低因而像素的亮度较高。因此，变得更易于荧光屏图象暂留。更具体地说，当发光率较低时执行渐变图像边缘的处理(积分处理)。更具体地说，本发明根据发光率来改变图像的积分处理。该积分处理在发光率较低时增加，而在发光率较高时减小(执行正常显示)。
该实施例在图179中示出。对1的积分处理是没有执行积分处理的状态。当该比率变大时，积分处理变强并使像素边缘渐变。在图179中，当发光率为50％或以上时它是正常显示，而在25％～50％的发光率上它变成4～1的积分处理比率。在低于25％的发光率上它固定为4的积分处理比率。通过进行如上控制来减轻像素边缘的渐变是可能的。
根据本发明的该实施例，发光率基本上与阳极电流或阴极电流的大小同义或相似。因此，根据阳极电流或阴极电流的大小来改变积分处理比率也是可能的。阳极电流或阴极电流是与占空比相关的。因此，改变积分处理比率连同占空比也是可能的。
该实施例描述当发光率改变时屏幕的显示位置改变。然而，本发明并非仅限于此。例如，当显示屏处于照亮状态时(例如接通电源时)，从先前的显示位置改变屏幕的显示位置也是可能的。更具体地说，每当电源开关时，屏幕的显示位置改变。
如图192所示，在4∶3的屏幕上执行诸如16∶9的宽幅显示的情形中，它可移位一或两条像素行，如图192(a)和(b)所示。该控制应与发光率控制、参考电流控制、占空比控制、阳极(阴极)电流控制以及低通和截止控制同步。
本说明书描述了改变参考电流。要改变参考电流就是要改变流经源极信号线的编程电流Iw。因此，不言而喻，要改变、控制或调节参考电流，换言之，就是要改变、控制或调节流经源极信号线18的编程电流Iw。
作为本发明的一个特征，通过改变参考电流来成比例地、以固定比率地或在保持预定关系的状态中改变、调节、更改或控制从源极驱动电路(IC)14的端155输出的电流是可能的。
根据本发明的驱动方法，编程电流Iw与流经EL元件15的电流Ie相匹配。因此，不言而喻，要改变、控制或调节参考电流，换言之，就是要改变、控制或调节流经驱动晶体管或EL元件15的电流Ie(Iw)。然而，在图31和36的像素结构中，流经EL元件15的电流Ie并不与Iw相匹配。然而，不言而喻，要改变、控制或调节参考电流是要改变、控制或调节流经源极信号线18的编程电流Iw，换言之就是要几乎成比例地改变、控制或调节流经EL元件15的电流Ie。
如图128、129和130所示，要改变参考电流是要改变源极信号线18的电势。例如，如果参考电流增大，则编程电流Iw成比例(相对)地变大，以便降低源极信号线18的电势(当驱动晶体管是P-沟道时)。相反，如果参考电流减小，则编程电流Iw成比例(相对)地变小，以便增大源极信号线18的电势(当驱动晶体管是P-沟道时)。因此，要改变、控制或调节参考电流与能够成比例地、以固定比率地或在保持预定关系的状态中改变、调节、更改或控制源极信号线18的电势同义。
根据图271～276中所述的本发明的驱动方法，同时选择多个像素行，并将编程电流Iw分开(平均)施加在选定像素行上。例如，如果同时选择四条像素行并且编程电流为Iw，则写入一条像素行的编程电流Ip理想地为Iw/4。此外，如果同时选择两条像素行并且编程电流为Iw，则写入一条像素行的编程电流Ip理想地为Iw/2。
如果如上驱动，则除以选定像素数量的编程电流Ip被写入一条像素行。因此，像素16的显示亮度是所除的像素行的数量分之一。因此，显示亮度变暗。为了防止这个，应增大参考电流。例如，如图171中同时选择两条像素行的情形中，为了不减弱亮度，要倍增参考电流。更具体地说，本发明的驱动方法通过将参考电流乘以选定像素行的数量来执行驱动。
要增大的参考电流不需要完全乘以选定像素行的数量。根据估算结果，如果选定像素行的数量是N且要增大的参考电流的放大倍率为C，则应将N·C控制为0.8～1.2。如果在该范围内，则不会发生闪烁并可实现较好的图像显示。
本发明并非仅限于这些实施例。选定像素行的数量(选定信号线的数量：图277(a)和(b)～图279(a)和(b))可根据发光率改变。在图277(a)和(b)中，选定信号线的数量(像素行的数量)在低于25％的发光率上(图271的驱动方法)为两个像素行。并且选定信号线的数量(像素行的数量)在25％或以上的发光率上(图23的驱动方法)为一个像素行。在低于25％的发光率上，参考电流(参考电流倍率)也可倍增(根据25％或以上的发光率范围)，以便不降低像素16的亮度。
如上所述，选定像素行的数量根据发光率改变，且参考电流倍率也改变，因为有大量的黑色显示区域，并且色度亮度串扰在屏幕144的低发光率区域内是易见的。当编程电流Iw增大时，色度亮度串扰相应地得到解决。该程序电路Iw与参考电流Ic的大小成比例。因此，如果参考电流Ic(参考电流比率)增大，则编程电流Iw增大，并解决色度亮度干扰。然而，如果编程电流Iw增大，则像素的亮度与之成比例地增加。为了解决这个问题，实现在图271中描述的驱动方法以增加选定行数，并且编程电流Iw呈现为所选定像素行数的Ip分之一，以便于防止亮度变得更高。
在图277(a)和(b)中，选定信号线的数量(像素行的数量)为两个像素行，且参考电流比率在发光率低于25％时倍增。因此，像素16的亮度与选定信号线的数量(像素行的数量)为一个像素行且参考电流比率为1倍的情形中相同。当发光率为25％或以上时，它是如图23的相同驱动方法，其中选定信号线的数量(像素行的数量)为一个像素行且参考电流(参考电流比率)为1倍。
本发明并非仅限于此。它可如图278(a)和(b)地执行。在图278(a)和(b)中，在发光率低于25％时，选定信号线的数量(像素行的数量)为两个像素行且参考电流比率为4倍。因此，像素16的亮度比先前高两倍。然而，参考电流比率为4倍，因此完全可防止色度亮度干扰的发生。为了防止亮度倍增，占空比在发光率低于25％的区域中应为1/2。更具体地说，选定信号线的数量(像素行的数量)、参考电流比率和占空比应一起工作。
在图278(a)和(b)中，在发光率为25％～75％时，选定信号线的数量(像素行的数量)为一个像素行且参考电流比率为2倍。因此，像素16的亮度比先前高两倍。为了防止亮度倍增，占空比应为1/2。类似地，在发光率为75％或以上时，选定信号线的数量(像素行的数量)为一个像素行且参考电流比率为1倍。因此，像素16的亮度与之前占空比为1/1时相同。在该发光率区域中，通过将占空比设置为小于1/1可抑制屏幕144的亮度和屏的功率消耗。
图279(a)和(b)是根据本发明的其它实施例。在图279(a)和(b)中，在发光率低于25％时，选定信号线的数量(像素行的数量)为四个像素行且参考电流比率为4倍。因此，像素16的亮度与先前相同。参考电流比率为4倍，因此完全可防止色度亮度串扰的发生。在发光率为25％～50％时，选定信号线的数量(像素行的数量)为两个像素行且参考电流比率为2倍。因此，像素16的亮度与先前相同。在发光率为50％～75％时，选定信号线的数量(像素行的数量)为一个像素行且参考电流比率为2倍。因此，像素16的亮度比先前高两倍。在发光率为75％或以上时，选定信号线的数量(像素行的数量)为一个像素行且参考电流比率为1倍。因此，像素16的亮度与先前相同。
如图277～279所示，在例如倍增选定信号线的情形中，参考电流比率应倍增。更具体地说，当选定信号线的数量被呈现为N倍大时，则参考电流比率被呈现为N倍大，以便在理论上使显示亮度保持恒定。然而，实际上，在改变选定信号线的数量时，有从栅极信号线12a到驱动晶体管11a的击穿电压状态改变并且亮度中略有改变的情形。如果亮度改变，则识别为闪烁。
对于该问题，在发光率突然改变时对选定信号线的数量作改变。发光率的突然改变在例如屏幕上场景改变或切换频道时进行。更精确地，当对某屏幕(测场景)的发光率作了100％或以上的改变时，改变选定信号线的数量，并且参考电流比率同步地或有某一延迟或提前地一起工作。如果例如发光率为10％，则当发光率改变成20％或5％时选定信号线的数量改变，并且参考电流比率同步地或有某一延迟或提前地一起工作。
如上所述，本发明的特征在于特别是在低发光率(屏幕具有很多低灰度显示)时，增加选定信号线的数量、增大参考电流、并加速源极信号线18中寄生电容的充电和放电，以解决写入的短缺。选定信号线的数量在发光率改变时改变。
如上所述，本发明的驱动方法根据选定信号线的数量(像素行的数量)、参考电流比率和占空比或其组合来进行控制，以防止发生色度亮度串扰。
如上所述，参考电流基于发光率而改变。它表示基于发光率来改变流经源极信息的编程电流Iw，并更改、控制或调节流经源极信号线18的编程电流Iw。它还表示成比例地、以固定比率地或在保持预定关系的状态中改变、调节、更改或控制从源极驱动电路(IC)14的端155中输出的电流。它还表示成比例地、以固定比率地或在保持预定关系的状态中基于发光率或数据之和来改变、调节、更改或控制源极信号线18的电势。
不言而喻，要基于发光率，换言之，是要基于视频信号的数据和。这是因为，特别是在电流驱动的情形中，视频信号的大小与流经像素16的电流成比例。并且发光率与流经阳极端(阴极端)的电流成比例或相关。因此，不言而喻，要基于发光率，换言之，是要基于流经阳极端(阴极端)的电流大小。当然，还可能通过流经EL元件15的电流来替换它。
发光率当然不需要是连续的量。例如，使用第一阳极电流上的发光率1和第二阳极电流上的发光率2，以在发光率1的情形和发光率2的情形之间进行不同的控制是可能的。更具体地说，根据本发明发光率的控制是要在多个发光率状态中作改变或进行控制。
根据本发明，改变第一发光率(可以是阳极端的阳极电流或数据之和)或作为第一FRC的发光率范围(可以是阳极端的阳极电流范围或数据的之和)、发光率、流经阳极端(阴极端)的电流、参考电流、占空比、或屏温度及其组合。
此外，改变第二发光率(可以是阳极端的阳极电流或数据的之和)或作为第二FRC的发光率范围(可以是阳极端的阳极电流范围或数据的之和)、发光率、流经阳极端(阴极端)的电流、参考电流、占空比、或屏温度及其组合。或者，根据发光率(可以是阳极端的阳极电流或数据的之和)或发光率范围(可以是阳极端的阳极电流范围或数据的总和)、FRC、发光率、流经阳极端(阴极端)的电流、参考电流、占空比、或屏温度及其组合进行改变。这可应用于本发明的其它实施例。
在图375中，操作电容器信号线3751可控制驱动晶体管11a的栅极端电势，以便实现较好的黑色显示。根据发光率来控制黑色显示是可能的(它可以是阳极端的阳极电流或数据之和)。当发光率(它可以是阳极端的阳极电流，也可以是数据之和)较高时，白色显示部分占据图像的大部分。因为出现光晕，所以没有必要较好地呈现黑色显示。在发光率较低的情形中，图像的黑色显示部分占据其大部分。因此，有必要实现较好的黑色显示。然而，增大击穿电压和驱动晶体管11a的栅极端电势的电势偏移量使驱动电压的余量增大，以便由此增大EL元件15的负载。
为了解决这些问题，电容器信号线3751的电势偏移量根据发光率而改变，如图379所示。如果电容器信号线3751的电势偏移量增大，则驱动晶体管11a的栅极端的电势偏移量增大。以下实施例改变电容器信号线3751的电势偏移。然而，本发明并非仅限于此。本发明的该操作(控制方法等)是要对应于发光率来偏移驱动晶体管11a的栅极端电势。它还在发光率较低时增大电势偏移量(操作(控制)以使电流难以通过驱动晶体管11a)。
在低发光率时，它增大电容器信号线3751的电势偏移量。通过增大电势偏移量来增大驱动晶体管11a栅极端的电势偏移量，以便于实现较好的黑色显示是可能的。电势偏移量在25％～50％的发光率范围内保持恒定。该发光率范围常出现在图像显示中，且如果它根据发光率改变则发生闪烁。
电势偏移中根据发光率的改变延迟(缓慢地)实现。在较高发光率时，则它降低电容器信号线3751的电势偏移量。通过减少电势偏移量来减少EL元件15的负载以便实现较长的寿命是可能的。
电流驱动方法存在着这样的问题，在低灰度区域中编程电流变小并发生写入短缺。本发明实现预充电驱动、电压+电流驱动以及参考电流控制，作为应对该问题的对策。
电流驱动中发生写入短缺的原因主要是源极信号线18的寄生电容Cs的影响，如图380所示。这些寄生电容Cs产生在栅极信号线17和源极信号线18的交点处。
为便于描述，以下对像素16的驱动晶体管11a是P-沟道晶体管，且电流编程由吸收电流(在源极驱动电路(IC)14内吸收的电流)实现的情形进行描述。在像素16的驱动晶体管11a是N-沟道晶体管，或者电流编程由放电电流(从源极驱动电路(IC)14内中放电的电流)实现的情形中，关系相反。以相反关系改变它或重新读取它对于本领域技术人员而言是简便的，因此可略去其描述。
像素16的驱动晶体管11a并不限于P-沟道。此外，尽管像素结构参照图1进行说明，但是电流驱动的任何像素结构可如图12等所示地应用。不言而喻，这可应用于本发明。
如图380(a)所示，当从黑色显示(低灰度显示)变成白色显示(高灰度显示)时，作为一主要操作，源极驱动电路(IC)14由反向电流驱动。该源极驱动电路(IC)14用编程电流Id1(Iw)来吸收寄生电容Cs的放电。寄生电容的放电通过吸收该电流来放电，且源极信号线18的电势降低。因此，像素16的驱动晶体管11a的栅极端电势降低，并实现电流编程以使编程电流Iw流过。
当从白色显示(高灰度显示)变成黑色显示(低灰度显示)时，像素16的驱动晶体管11a的操作是主要的。源极驱动电路(IC)14输出黑色显示的电流，该电流太小而不能有效操作。驱动晶体管11a操作，并充电寄生电容Cs以便于匹配编程电流Id2(Iw)的电势。源极信号线18的电势通过充电寄生电容Cs而增大。因此，像素16的驱动晶体管11a的栅极端电势增大，并实现电流编程以使编程电流Iw通过。
然而，对于图380(a)的驱动，电流Id1在低灰度区域中较小，且它是电流恒定操作，从而放电寄生电容Cs的电荷要花很长时间。因为达到白色亮度的时间特别长，所以白色视窗显示的上端亮度低于预定亮度。出于该原因，它在视觉上是可见的。在图380(b)中，驱动晶体管11a执行一非线性操作，因此电流Id2相对较大。出于该原因，Cs的接收时间相对较短。因为达到黑色亮度的时间特别短，所以黑色视窗显示的下端亮度易于降低，因而它在视觉上是不可见的。
为了解决编程电流的写入短缺，执行电压+电流驱动、击穿电压驱动、复合驱动和预充电驱动。然而，有这样的情形，如果屏较大，仅通过该方法来实现图380(a)的黑色到白色显示会变得困难。作为对策，本发明在1H的第一半部分增大来自源极驱动电路(IC)14的编程电流。正常的程序电路Iw在1H的第二半部分中输出。更具体地说，当在预定条件下时，大于预定编程电流的电流在1H开始时流经源极信号线18，而在第二半部分正常的编程电流流经源极信号线18。在下文中，将描述该实施例。
以下所述的驱动方法(驱动装置或系统)称为过电流(预充电电流或放电电流)驱动。不言而喻，过电流(预充电电流或放电电流)驱动可与本发明的其它驱动系统或装置(电压+电流驱动、击穿电压驱动、负荷驱动和预充电驱动)组合。也不言而喻的是，过电流驱动可与其它实施例组合，诸如图81的差分信号IF。
图381是实现本发明的过电流(预充电电流或放电电流)驱动系统的源极驱动电路(IC)14的示意图。其基本结构如图15、58和59。为便于说明，带有一个电源晶体管154的电流电路被称为晶体管组164a，标示为‘1’。然后，带有两个电源晶体管154的电流电路被称为晶体管组164b，标示为‘2’。带有四个电源晶体管154的电流电路被称为晶体管组164c，标示为‘4’。带有八个电源晶体管154的电流电路被称为晶体管组164d，标示为‘8’。以下类推。为便于描述，每个RGB为6个比特。
在图381所示的结构中，用于传送过电流(预充电电流或放电电流)的晶体管组被示为晶体管组164f。更具体地说，通过控制灰度数据的最高阶比特的开关D5的低通和截止，来使过电流(预充电电流或放电电流)流过源极信号线18是可能的。通过使过电流(预充电电流或放电电流)流过来在短时间内放电寄生电容Cs的电荷是可能的。
出于以下原因，最高阶比特被用来控制过电流(预充电电流或放电电流)。首先，为便于描述，从1个灰度变为4个灰度。并且灰度的数量为256个灰度(每个RGB为6比特)。
即使在从1个灰度变成白色灰度的情形中，当从1个灰度变成半调或更高(128个灰度或更多)时，也不会发生编程电流写入的短缺。这是因为编程电流相对较大，且即使电容Cs的充电和放电相对较短。
然而，在从1个灰度变成半调以下的情形中编程电流较小，因此在1H周期内充分地充电和放电寄生电容Cs是不可能的。因此，有必要改进低于半调的灰度中的改变，诸如1个灰度改成4个灰度。在该情形中，实现本发明的过电流(预充电电流或放电电流)驱动。
当如上改变的灰度为半调之下时，最高阶比特并不用来指定编程电流。更具体地说，在从1个灰度改变的情形中，目标灰度在‘011111’以下(最高阶比特的开关D5常常处于断开状态)。本发明常常将最高阶比特控制为断开状态，以便于实现过电流(预充电电流或放电电流)驱动。
如果第一灰度(改变之前的灰度)为1，则开关D0导通且一个单元晶体管154c工作。如果目标灰度为4，则开关D2工作和四个单元晶体管154c工作。但是四个单元晶体管154c不能将寄生电容Cs的电荷充分放电到目标值。因而，开关D5导通，并使晶体管组164f工作。除了操作开关D2之外，还可操作开关D5(开关D5和D2在1H的第一半部分导通，而在第二半部分仅导通开关D2)，或者在1H的第一半部分仅导通开关D5而在第二半部分仅导通开关D2。
如果开关D5导通，则32个单元晶体管154c工作。因此，与仅操作开关D2相比，它是32/4＝8，因此可能以8倍的速度更快地放电寄生电容Cs的电荷。因此，能可能改进编程电流的写入。
对于每个RGB的视频数据，是否要导通开关D5是由控制器电路(IC)760确定。确定比特KDATA施加在来自控制器电路(IC)760的源极驱动器电路(IC)14。KDATA例如为4个比特。当KDATA＝0时，不实现过电流(预充电电流或放电电流)驱动。当KDATA＝2～15时，实现过电流(预充电电流或放电电流)驱动，且KDATA的大小表示用于使D5比特为1的时间。
KDATA由锁存电路161保持1H周期。计数器电路162由HD(1H的同步信号)复位，并由时钟脉冲CLK奇数。计数器电路162上的数据与锁存电路161上的数据作比较。如果计数器电路162的计数值小于锁存电路161上的数据值(KDATA)，则AND电路163继续向内部引线150b输出导通电压，以便于保持开关D5的导通状态。因此，晶体管组164f的单元晶体管154c的电流流经内部引线150a和源极信号线18。开关151b在电流编程时导通，而在预充电驱动时开关151a导通且开关151b开路。
图388是控制器电路(IC)760的工作的示意图。然而，它是一个像素行(RGB集)处理的示意图。视频数据DATA(8比特×RGB)在两级锁存电路771a和771b中与内部时钟同步锁存。因此，1H之前的视频数据由锁存电路771b保持，而当前视频数据则由锁存电路771a保持。
比较器3881比较1H之前的视频数据和当前视频数据，以便于导出KDATA的值。视频数据DATA被传送到源极驱动电路(IC)14。控制器电路(IC)760将计数器162的上限计数值CNT传送给源极驱动电路(IC)14。
KDATA由比较器3881判定。该判定由改变之前的视频数据(1H之前的数据)和改变后的视频数据(当前数据)的比较作出。1H之前的数据表示源极信号线18的当前电势。当前电势表示源极信号线18的要改变的目标电势。
如图380，所示并描述的，重要的是，考虑源极信号线18的电势来执行编程电流的写入。写入时间由T＝ACV/I表示(A：比例常数、V：可变电势差、I：编程电流)。因此，如果可变电势差V较大则写入时间变长。如果编程电流I＝Iw较大，则写入时间变短。
根据本发明，I根据过电流(预充电电流或放电电流)驱动来增大。然而，如果I在任一情形中增大，则发生超过源极信号线18的目标电势的情形。因此，在实现过电流(预充电电流或放电电流)驱动的情形中，有必要考虑电势差V。KDATA从源极信号线18的当前电势和从下一视频数据(当前视频数据之后要施加的视频数据＝(改变之后：图389所示的垂直方向))判定的源极信号线18的目标电势中获取。
存在着KDATA是使开关D5保持导通的周期的情形。然而，在过电流(预充电电流或放电电流)驱动中它也可以是当前大小。组合开关D5的导通时间(它越长，施加在源极信号线18上的过电流(预充电电流或放电电流)的施加时间变得越长，且过电流(预充电电流或放电电流)的有效值变得越大)和过电流(预充电电流或放电电流)的大小(它越大，施加在源极信号线18上的过电流(预充电电流或放电电流)有效值变得越大)也是可能的。为便于描述，将首先对KDATA是开关D5导通时间的情形进行描述。
比较器3881比较1H之前的视频数据和改变之后的视频数据(参见图389)以判定KDATAA的大小。当符合以下条件时，0或大于0的数据被设置为KDATA。
在该情形中设置KDATA，其中1H之前的视频数据在较低灰度区域(最好为灰度0～全部灰度的1/8，例如在64个灰度情形中为灰度0～弧度8)，而改变后的视频数据在半调区域之下(最好为灰度0～全部灰度的1/2。
在例如64个灰度情形中为灰度1～灰度32)。考虑图356的驱动晶体管11a的VI特性曲线来确定要设置的数据。在图356中，源极信号线18的电压Vdd和作为第0灰度电压的V0(完全黑色显示)之间的电势差较大。电压V0和第1灰度的V1之间的电势差较大。下个第二灰度的电压V2和电压V1之间的电势差比电压V0和V1之间的电势差小得多。然后，当继续到V3和V2、V4和V3等时，电势差变得较小。当接近高灰度侧时电势差变得较小，因为驱动晶体管11a的VI特性是非线性的。
灰度之间的电势差与寄生电容Cs的电荷放电量成比例。因此，它与编程电流的施加时间一起工作，即，过电流(预充电电流或放电电流)驱动情形中过电流(预充电电流或放电电流)Id的施加时间和大小。即使1H之前V0(灰度0)的改变后V1(灰度1)之间的灰度差较小，过电流(预充电电流或放电电流)Id的施加时间也不能减少。这是因为如图356所示电势差较大。
相反，有即使灰度差较大也没有必要增大过电流(预充电电流或放电电流)的情形。这是因为，例如对于灰度10和32，灰度10的电势V10和灰度32的电势V32之间的电势差较小(从图356估算)，并且灰度32的编程电流Iw较大，所以可在短时间内充电并放电寄生电容Cs。
图389在水平轴上示出1H之前视频数据的灰度数量(改变前，即当前的源极信号线18的电势)。它还在垂直轴上示出当前视频数据的灰度数量(改变后，即作为改变目标的源极信号线18的电势)。
当从第0灰度(1H之前)改变到第0灰度(改变之后)时，因为无电势变化KDATA可以是0。这是因为没有源极信号线18的电势变化。当从第0灰度(1H之前)改变到第1灰度(改变之后)时，有必要将它从电势V0改变成电势V1，如图356所示。当电压V1-V0较大时，可将KDATA设置在(例如)最高值15上。这是因为源极信号线18的电势改变较大。当从第1灰度(1H之前)改变到第2灰度(改变之后)时，有必要将它从电势V1改变成电势V2，如图356所示。当电压V2-V1相对较大时，可以将KDATA设置在(例如)接近于最高值的12上。这是因为源极信号线18的电势改变较大。当从第3灰度(1H之前)改变到第4灰度(改变之后)时，有必要将它从电势V3改变成电势V4，如图356所示。然而，当电压V4-V3相对较小时，可将KDATA设置在是较小值的2上。这是因为源极信号线18的电势改变较小，寄生电容Cs可在短时间内充电并放电，并且目标编程电流可被写入像素16。
在改变后灰度是半调或更高灰度的情形中，即使在改变前它是低灰度区域，KDATA的值仍然为0。这是因为对应于改变后灰度的编程电流大到足以将源极信号线18的电势变成目标电势或接近于1H周期内的电势。例如，在从第2灰度变成第38灰度的情形中，KDATA＝0。
在改变后灰度低于改变前灰度的情形中，不实现过电流(预充电电流或放电电流)驱动。在从第38灰度变成第2灰度的情形中，KDATA＝0。这是因为，在该情形中，图380(b)是有关于编程电流Id主要是从像素16的驱动晶体管提供给寄生电容Cs的。在图380(b)的情形中，需要实现电压+电流驱动方法或者预充电电压驱动，而不是过电流(预充电电流或放电电流)驱动方法。
组合本发明的过电流(预充电电流或放电电流)驱动方法与增大参考电流的驱动方法、或者控制如图116所示的参考电流比率和占空是有效的。这是因为过电流(预充电电流或放电电流)还可通过增大图381的结构中的参考电流来增大。因此，用于充电和放电寄生电容Cs的时间也减少。本发明的结构特征还在于它可通过控制参考电流的大小或者参考电流比率，来控制过电流(预充电电流或放电电流)驱动方法的过电流(预充电电流或放电电流)大小。
如上所述，KDATA由控制器电路(IC)760决定，并由差分信号传送给源极驱动电路(IC)14(参见图319和320)。所传送的KDATA通过图381的锁存电路来保持，并且开关D5受到控制。
对于图389所示表格中的关系，可通过使用阵列ROM表格来设置KDATA。
然而，通过使用公式以控制器电路(IC)760的乘数来计算(求导)KDATA也是可能的。还可能根据控制器电路(IC)760的外部电压中的改变来确定KDATA。不言而喻，这不限于仅由控制器电路(IC)760来实现，还可由源极驱动电路(IC)14来实现。
根据本发明，编程电流Iw的大小取决于参考电流的大小与参考电流成比例地改变。因此，图381的过电流(预充电电流或放电电流)驱动的过电流(预充电电流或放电电流)大小也与参考电流的大小成比例地改变。不言而喻，图389中所示的KDATA大小还需要结合参考电流大小的变化。更具体地说，需要使KDATA的大小结合或考虑参考电流的大小。
本发明的过电流(预充电电流或放电电流)驱动方法的技术思路是要对应于编程电流和来自驱动晶体管11a的输出电流的大小来设置过电流(预充电电流或放电电流)的大小、施加时间和有效值。
比较器3881或比较装置可根据RGB上的视频数据作比较。然而，不言而喻，可从RGB数据中取得亮度(值Y)来计算KDATA。更具体地说，KDATA不仅仅通过在RGB之间比较它，而且考虑色彩变化和亮度变化，还考虑灰度数据的连续性、时段性和变化率来计算、判定或估算。不言而喻的还有，KDATA可通过考虑周围像素上的像素数据或相似数据，而非逐个像素地导出。例如，有这样一种例示方法，将屏幕144分成多个块，并通过考虑每个块中的视频数据来决定KDATA。
同样不言而喻的是，以上可应用于其它实施例，诸如本发明的显示装置和显示屏。不言而喻，以上可结合其他驱动方法实现，诸如N-倍脉冲驱动方法(诸如图19～27)、N-倍电流驱动像素方法(诸如图31～36)、非显示区域划分驱动方法(诸如图54(b)和(c))、场序列驱动方法(诸如图37～38)、电压+电流驱动方法(诸如图127～142)、击穿电压驱动方法(有关击穿电压参见说明书)、预充电驱动方法(诸如图293～297和图308～312)以及多行同步选择驱动方法(诸如图271～276)。
在上述各个实施例中，基本结构如图15、58和59所示，以便于解释。然而，本发明并非仅限于此。例如，它可应用于例如图86、161-174、188-189、198-200、208-210、221-222、228、230、231、240、241-250中所示的驱动电路(IC)14。还不言而喻的是，以上可应用于其它实施例，诸如本发明的显示装置、显示屏、驱动方法、扫描方法等。
在图381中，需要设置一时间时段，其中开关D5在1H(1个水平扫描时段)的1/32～3/4上选择。还需要在1H的1/16～1/2上设置它。有这样的情形，如果用于施加过电流(预充电电流或放电电流)的时段较长，则用于施加正常编程电流的时段变短，使得电流补偿不佳。
如果用于施加过电流(预充电电流或放电电流)的时段较短，则不可能达到源极信号线18的目标电势。不言而喻，在过电流(预充电电流或放电电流)驱动中，需要执行它直到达源极信号线18的目标电势。然而，不需要仅通过过电流(预充电电流或放电电流)就完全达到源极信号线的目标电势。这是因为正常电流驱动在1H的第一半部分的过电流(预充电电流或放电电流)驱动之后实现，并且由过电流(预充电电流或放电电流)驱动产生的误差由正常电流驱动的编程电流来补偿。
图382示出在实现过电流(预充电电流或放电电流)驱动方法的情形中源极信号线18的电势变化。图382(a)示出将开关D5在1/(2H)时段置入导通状态的情形。开关D5从水平扫描时段(1H)开始时的t1起导通，并从端155吸收32个单元晶体管154c的单元电流。开关D5保持导通状态直到1/(2H)的t2时段，并且过电流(预充电电流或放电电流)Id2流经源极信号线18。因此，源极信号线18的电势降低为接近于目标电势Vn的电势Vm。然后(t2之后)，开关D5置于断开状态，并且正常编程电流Iw流经源极信号线18直到1H结束(t3)，使源极信号线18的电势变成目标电势Vn。
源极驱动电路(IC)14执行恒定—电流操作。因此，恒定电流的编程电流Iw在t2～t3期间流过。如果寄生电容Cs由编程电流Iw充电和放电达目标电势，则电流I从像素16的驱动晶体管11a流入，从而源极信号线18的电势保持以使编程电流Iw流过。因此，驱动晶体管11a保持使预定编程电流Iw流过。如上所述，不需要过电流(预充电电流或放电电流)驱动的精确过电流(预充电电流或放电电流)。即使不精确，它也可由像素16的驱动晶体管11a来校正。
图382(b)示出将开关D5在1/(4H)时段置入导通状态的情形。开关D5从水平扫描时段(1H)开始时的t1起导通，并从端155吸收32个单元晶体管154c的单元电流。开关D5保持导通状态直到1/(4H)的t4时段，并且过电流(预充电电流或放电电流)Id2流经源极信号线18。因此，源极信号线18的电势降低为接近于目标电势Vn的电势Vm。然后(t4之后)，开关D5置于断开状态，并且正常编程电流Iw流经源极信号线18直到1H结束(t3)，使源极信号线18的电势变成目标电势Vn。
源极驱动电路(IC)14执行恒定—电流操作。因此，恒定电流的编程电流Iw在t4～t3期间流过。如果寄生电容Cs由编程电流Iw充电和放电达目标电势，则电流I从像素16的驱动晶体管11a流入，从而源极信号线18的电势保持以使编程电流Iw流过。因此，驱动晶体管11a保持使预定编程电流Iw流过。如上所述，不需要过电流(预充电电流或放电电流)驱动的精确过电流(预充电电流或放电电流)。即使不精确，它也可由像素16的驱动晶体管11a来校正。
图382(c)示出将开关D5在1/(8H)时段置入导通状态的情形。开关D5从水平扫描时段(1H)开始时的t1起导通，并从端155吸收32个单元晶体管154c的单元电流。开关D5保持导通状态直到1/(8H)的t5时段，并且过电流(预充电电流或放电电流)Id2流经源极信号线18。因此，源极信号线18的电势降低为接近于目标电势Vn的电势Vm。然后(t5之后)，开关D5置于断开状态，并且正常编程电流Iw流经源极信号线18直到1H结束(t3)，使源极信号线18的电势编程目标电势Vn。
如上所述，固定值为操作中单元晶体管154c的数量，以及一个单元晶体管154c的单元电流的大小。因此，根据开关D5的导通时间可按比例地来调节用于充电和放电寄生电容Cs以及源极信号线18电势的时间是可能的。为便于描述，描述了寄生电容Cs由过电流(预充电电流或放电电流)来充电和放电。然而，它并非仅限于寄生电容Cs的充电和放电，因为有像素16的开关晶体管存在着泄漏。
如上所述，本发明的图381所示结构的特征在于，能够从众多操作中单元晶体管154中取得过电流(预充电电流或放电电流)的大小。写入时间t由T＝ACV/I表示(A：比例常数、V：可变电势差、I：编程电流)。因此，KDATA的值可从寄生电容(可从阵列设计中取得)和驱动晶体管的VI特性(可从阵列设计中取得)中被判定为理论值。
图382中的实施例操纵最高阶比特开关D5，从而控制了过电流(预充电电流或放电电流)驱动的过电流(预充电电流或放电电流)Id的大小和施加时间。本发明并非仅限于此。不言而喻，也可操纵或控制除最高阶比特的开关之外的任何开关。
图383具有一种结构，其中在每个RGB的源极驱动电路(IC)14由8个比特组成的情形中，最高阶比特开关D7和次高阶比特开关D6由KDATA控制。为便于描述，D7比特使128个单元晶体管154c在其上排列或放置，且D6比特使64个单元晶体管154c在其上排列或放置。
图383(a1)示出开关D7的工作。图383(a2)示出开关D6的工作。图383(a3)示出源极信号线18的电势变化。在图383(a)中，同时操纵开关D7和D6，从而使128+64个单元晶体管154c同时运行，并从端155流入源极驱动电路(IC)14。因此，榀高速地将源极信号线18的电势从灰度0的电压V0改变成灰度3的电压V3是可能的。在t2后，导通正常的开关D，且正常的编程电流Iw由源极驱动电路(IC)14从端155吸收。
类似地，图383(b1)示出开关D7的工作。图383(b2)示出开关D6的工作。图383(b3)示出源极信号线18的电势变化。在图383(b)中，只操纵开关D7，因此使128个单元晶体管154c同时运行，并从端155流入源极驱动电路(IC)14。因此，可高速地将源极信号线18的电势从灰度0的电压V0改变成灰度2的电压V2是可能的。改变的速度低于图383(a)。然而，因为要改变的电势是V0到V2，所以已足够。在t2后，导通正常的开关D，且正常的编程电流Iw由源极驱动电路(IC)14从端155吸收。
类似地，图383(c1)示出开关D7的工作。图383(c2)示出开关D6的工作。图383(c3)示出源极信号线18的电势变化。在图383(c)中，只操纵开关D6，因此64个单元晶体管154c同时运行，并从端155流入源极驱动电路(IC)14。因此，可高速地将源极信号线18的电势从灰度0的电压V0改变成灰度1的电压V1是可能的。改变的速度低于图383(b)。然而，因为要改变的电势是V0到V1，所以已足够。在t2后，导通正常的开关D，且正常的编程电流Iw由源极驱动电路(IC)14从端155吸收。
如上所述，使用KDATA来不仅在导通时段操纵或工作多个开关，而且改变要工作的单元晶体管154c的数量，以便实现适当的源极信号线是可能的。
在图383中，过电流(预充电电流或放电电流)驱动的开关D(D6和D7)在t1～t2时段中工作。然而，它并非仅限于此。不言而喻，时段可根据KDATA的值，诸如图382中所示或所述的t2、t3或t4，来更改或改变。在用于施加过电流(预充电电流或放电电流)并调节过电流(预充电电流或放电电流)的大小的时段中控制或改变参考电流或参考电流的大小也是可能的。参考电流或参考电流的大小在用于施加正常编程电流的时段中是正常值。
不言而喻，要操纵的开关并不仅限于D7和D6，诸如D5的其它开关也可同步地或选择性地工作或控制。例如，图385示出一实施例。在时段a的示例中，当过电流(预充电电流或放电电流)驱动时开关D7在1/(2H)时段置入导通状态，以便将由128个单元电流组成的过电流(预充电电流或放电电流)施加到源极信号线18上。
在时段b的示例中，当过电流(预充电电流或放电电流)驱动时开关D7和D6在1/(2H)时段置入导通状态，以便将由128+64个单元电流组成的过电流(预充电电流或放电电流)施加到源极信号线18上。
在时段c的示例中，当过电流(预充电电流或放电电流)驱动时开关D7、D6和D5在1/(2H)时段置入导通状态，以便将由128+64+32个单元电流组成的过电流(预充电电流或放电电流)施加到源极信号线18上。
在时段d的示例中，当过电流(预充电电流或放电电流)驱动时开关D7、D6和D5以及不落于其中的视频数据开关在1/(2H)时段置入导通状态，以便将由128+64+32+α个单元电流组成的过电流(预充电电流或放电电流)施加到源极信号线18上。
根据各实施例，使过电流(预充电电流或放电电流)流过的时段从1H开始处起。然而，本发明并非仅限于此。图384(a1)和(a2)示出从1H开始时的t1到1/(2H)的t2中工作开关的方法。图384(b1)和(b2)示出从t4到1/(2H)的t5中工作开关的方法。过电流(预充电电流或放电电流)的施加时间与图384(a)的相同。因为源极信号线18的电势可通过寄生电容Cs的充电和放电来指定，所以有效值等于过电流(预充电电流或放电电流)的无论哪个施加时间。然而，有必要在1H结束时有正常编程电流的施加时间。这是因为准确的目标电势(其上驱动晶体管11a可使准确的编程电流流过)可通过施加正常的编程电流来设置。
在图384(c1)和(c2)中，开关从1H开始时的t1到1/(4H)的t4、以及从1H的t2到1/(4H)的t5中工作。过电流(预充电电流或放电电流)施加时间的有效值与图384(a)的相同。如上所述，根据本发明，有可能将过电流(预充电电流或放电电流)的施加时间分成多个施加时间。过电流(预充电电流或放电电流)的施加开始时间并不小于1H开始时。
如上所述，本发明的过电流(预充电电流或放电电流)驱动方法并不限于过电流(预充电电流或放电电流)的施加定时。然而，它需要是在相关像素16的电流编程结束时施加编程电流的时段。不言而喻，它并不限于像素16的电流编程不需要精度之时。更具体地说，1H周期可在施加过电流(预充电电流或放电电流)的状态中结束。
使过电流(预充电电流或放电电流)流过源极信号线18的工作在本发明的过电流(预充电电流或放电电流)驱动中是重要的。产生过电流(预充电电流或放电电流)的并不限于单元晶体管154c。例如，不言而喻，将恒定电流电路和可变电流电路排列或结构成与端155相连，并使这些电流电路工作以便产生过电流(预充电电流或放电电流)是可能的。
在图381中，用于源极驱动电路(IC)14的灰度显示(用于电流编程驱动)的结构或结构被用于过电流(预充电电流或放电电流)驱动。本发明并非仅限于此。如图386所示，为了产生用于过电流(预充电电流或放电电流)驱动的过电流(预充电电流或放电电流)而分开排列或结构过电流(预充电电流或放电电流)晶体管3861也是可能的。
过电流(预充电电流或放电电流)晶体管3861可与单元晶体管154c有相同大小，并通过排列多个单元晶体管154c构成。它在大小、WL比率或WL排列中可与单元晶体管154c不同。然而，在所有输出级中它们都应相同。
在图386中，过电流(预充电电流或放电电流)晶体管3861的栅极端电势与单元晶体管154c的相同。通过使得它们呈现为相同，依靠参考电流控制来简便地控制从过电流(预充电电流或放电电流)晶体管3861输出的过电流(预充电电流或放电电流)大小是可能的。还可能估算输出的过电流(预充电电流或放电电流)以便于设计，诸如过电流(预充电电流或放电电流)晶体管3861的大小。然而，本发明并非仅限于此。
还可能将过电流(预充电电流或放电电流)晶体管3861的栅极端电势呈现为与单元晶体管154c的端电势不同。通过操纵呈现为不同的过电流(预充电电流或放电电流)晶体管3861来控制过电流(预充电电流或放电电流)的大小是可能的。将过电流(预充电电流或放电电流)晶体管3861的漏极端(D)和单元晶体管154c的漏极端(D)分开，以便于控制或调节要施加的电压也是可能的。通过调节或控制漏极电势，来调节或控制从过电流(预充电电流或放电电流)晶体管3861输出的过电流(预充电电流或放电电流)的大小也是可能的。
以上还可应用于本发明的其它实施例。例如在图381中，通过控制或调节漏极端电势来调节或控制过电流(预充电电流或放电电流)的大小是可能的。
在图386中，本发明的过电流(预充电电流或放电电流)驱动通过用施加在150b上的信号来控制开关Dc的导通和断开来实现。通过采用图386所示的结构而不管视频数据的大小来实现过电流(预充电电流或放电电流)驱动是可能的。其它结构和工作将如图380～390所述，因此在此将略去其描述。
不言而喻，如图381、386等示出的以上内容可应用于其它实施例，诸如本发明的显示装置和显示屏。不言而喻，它可结合其它驱动方法实现，诸如N-倍脉冲驱动方法(诸如图19～27)、N-倍电流驱动像素方法(诸如图31～36)、非显示区域划分驱动方法(诸如图54(b)和(c))、场序列驱动方法(诸如图37～38)、电压+电流驱动方法(诸如图127～142)、击穿电压驱动方法(有关击穿电压参见说明书)、预充电驱动方法(诸如图293～297和图308～312)以及多行同步选择驱动方法(诸如图271～276)。
特别地，需要结合电压+电流驱动(预充电驱动)实现图381和386所示的过电流(预充电电流或放电电流)驱动。图390是该实施例的示意图。在图390中，视频数据示出写入像素16的灰度变化(视频数据变化)。源极信号线电势示出源极信号线18的电势变化。它是灰度数量为256的情形。
图380(b)示出视频数据从255个(白色)灰度变成0灰度的情形中的状态。在该情形中，首先向源极信号线18施加预充电电压。当像素16的驱动晶体管11a的编程电流Iw为0时，栅极端电势往电压Vdd方向上升，以便不使该电流流过。在0灰度上，它通过击穿电压驱动被置入完全的黑色显示状态。过电流(预充电电流或放电电流)驱动未完成。
在视频数据从0(黑色)灰度变成2灰度的情形中，它处于图380(a)的状态。在该情形中，过电流(预充电电流或放电电流)在t3～t4的时段施加到源极信号线18。像素16的驱动晶体管11a一般不工作。编程电流驱动在t4～t5的时段中执行。在源极信号线18的电势被过电流(预充电电流或放电电流)驱动降低太多的情形中，像素16的驱动晶体管11a工作并增加阳极电压侧源极信号线18的电势使之变成电压V2，如图390所示。
驱动晶体管11a的栅极端电压因为以上工作变成电压V2，从而使得精确的编程电流可流经EL元件15。
在视频数据从2个灰度变成16灰度的情形中，编程电流在相对较低灰度区域中较小。该工作处于图380(a)的状态。在该情形中，过电流(预充电电流或放电电流)在t5～t6的时段施加到源极信号线18。像素16的驱动晶体管11a一般不工作。编程电流驱动在t6～t7的时段中执行。在源极信号线18的电势通过过电流(预充电电流或放电电流)驱动保持精确的情形中，源极信号线18的电势不作改变，如图390所示。更具体地说，像素16的驱动晶体管11a不工作。在源极信号线18的电势低于目标值的情形中，源极驱动电路(IC)14在t6～t7的时段中吸收编程电流，以便达到源极信号线18的目标电势。
如图390所示，对于源极信号线18的电势，驱动晶体管11a的栅极端电压变成电压V16，使得精确的编程电流可流经EL元件15。
在视频数据从16灰度变成90灰度的情形中，编程电流较大。该工作处于图380(a)的状态。在该情形中，在t7～t8的整个时段上执行编程电流驱动。更具体地说，未实现预充电电压驱动和过电流(预充电电流或放电电流)驱动。如上所述，本发明可根据灰度数据的改变率及其改变前的大小来改变KDATA值，并改变驱动方法。
图435示出图390所示驱动方法的另一个实施例(变形示例)。图435(a)示出在低于一定电平的低灰度上实现0-灰度电压(V0)的电压预充电的驱动方法。在图435(a)中，0-灰度电压(V0)的电压预充电在写入像素16的灰度为5灰度或以下时实现。在图435(a)中，在t0～t1、t3～t4和t5～t6的1H周期内施加电压V0。灰度数据5在t0～t1的1H中写入，灰度数据3在t3～t4的1H中写入，而灰度数据4在t5～t6的1H中写入。所以，它们全部都具有5灰度或以下的灰度数量。编程电流在这些低灰度区域中较小，因此写入较困难。因此，施加电压V0以保证首先实现黑色电平，然后实现电流编程。在6灰度或以上的灰度数量上，相对充足的编程电流被施加到源极信号线18上。在6灰度或以上时，未实现电压预充电，且仅实现编程电流驱动。
图435(b)示出在低于一定电平的低灰度上实现相应电压的电压预充电的驱动方法。在图435(b)中，电压预充电在写入像素16的灰度为5个灰度或以下时实现。在图435(b)中，在t0～t1、t3～t4和t5～t6的1H周期内施加电压V0。当灰度数据5在t0～t1的1H中写入时，施加对应于灰度5的电压V5。当灰度数据3在t3～t4的1H中写入时，施加对应于灰度3的电压V3。当灰度数据4在t5～t6的1H中写入时，施加对应于灰度4的电压V4。所以，在全部灰度数量都为5灰度或以下时实现电压的预充电。编程电流在这些低灰度区域中较小，因此写入较困难。因此，在预定低灰度上，施加相应电压以保证首先实现预定黑色电平，然后实现电流编程。在6灰度或以上的灰度数量上，相对充足的编程电流被施加到源极信号线18上。在6灰度或以上时，未实现电压预充电，且仅实现编程电流驱动。
本发明的其它实施例将参照附图在此说明。图393示出本发明的过电流(预充电电流或放电电流)驱动方法的另一个实施例。在图386中上有一个过电流晶体管3861。在图393中，排列或放置了多个过电流晶体管3861，并且过电流晶体管3861的栅极端与不同单元晶体管组431c的栅极引线相连。
通过具有图393所示的结构，就有可能不受参考电流Ic大小的限制而任意地设置或调整过电流(预充电电流或放电电流)的大小。通过用多个过电流(预充电电流或放电电流)晶体管3861来构成它，就有可能使用开关DC任意地设置过电流(预充电电流或放电电流)的大小也是可能的。
过电流晶体管3861由各RGB电路共用。如图397所示，R的参考电流Icr由IRDATA改变或调节，该IRDATA是R(红色)的参考电流的设置值。类似地，G的参考电流Icg由IGDATA改变或调节，该IGDATA是G(绿色)的参考电流的设置值。类似地，B的参考电流Icb由IBDATA改变或调节，该IBDATA是B(蓝色)的参考电流的设置值。
如图397所示，过电流(预充电电流或放电电流)Id由RGB共用。更具体地说，R的输出级电路的Id(参见图393)、G的输出级电路的Id和B的输出级电路的Id都相同。Id的大小和/或Id的改变时间可根据过电流(预充电电流或放电电流)4个比特的设置数据IKDATA设置在控制器电路(IC)760中。如图393所示，该Id流经由一个晶体管158d或包括多个晶体管158d的晶体管组所组成的电流镜电路的主电路。在图393中，仅示出一个晶体管158d。然而，不言而喻，它可由多个晶体管158d构成或排列。
在图386中，在各RGB电路中分别设置编程电流的大小是可能的。然而，不需要对RGB分别设置过电流(预充电电流或放电电流)。这是因为，如图3870所示，过电流(预充电电流或放电电流)控制寄生电容Cs的充电和放电。寄生电容Cs在源极信号线18中对R、G和B而言是相同的。因此，如果RGB的过电流(预充电电流或放电电流)不同，则过电流(预充电电流或放电电流)的写入速度也不同，且1H结束时源极信号线的电势也不同，如图395所示。
在图395中，虚线的B的过电流(预充电电流或放电电流)最大。因此，在1H周期内它从等于灰度0的电压V0达到等于灰度2的电压V2。点线的G的过电流(预充电电流或放电电流)最小。因此，在1H周期内它没有从等于灰度0的电压V0达到等于灰度2的电压V2。R用实线示出。如图395所示，它处于G和B之间的中间状态。如果处于这种状态，则1H之后将失去白平衡。然而，因为图395在低灰度区域，所以即使失去白平衡，从实践角度而言也不会有问题。
不言而喻，图395中所示问题可通过将寄生电容在R、G和B之间呈现为不同来解决。更具体地说，在图395的状态中，R的源极信号线18的寄生电容Cs呈现为比G的源极信号线18的寄生电容Cs大。此外，B的源极信号线18的寄生电容Cs呈现为比R的源极信号线18的寄生电容Cs大。作为一种将寄生电容Cs呈现为较大的方法，将例示在每个RGB的源极信号线18的末端用多晶硅电路来形成或构成电容器的方法。
还将例示用于对RGB来减小源极信号线18的寄生电容的结构。G的源极信号线18的寄生电容Cs呈现为比R的源极信号线18的寄生电容Cs小。此外，R的源极信号线18的寄生电容Cs呈现为比B的源极信号线18的寄生电容Cs大。用于改变各个RGB的源极信号线18的引线宽度的结构将被例示为减小寄生电容Cs的方法。
如果源极信号线18的宽度变小，则寄生电容Cs的大小也变小。在电流驱动方法中，流经源极信号线18的电流为μA级。因此，即使源极信号线18的宽度较小且源极信号线18的电阻值较高，也不会不利于实现电流驱动方法。
如上所述，根据本发明，RGB的一条或多条源极信号线18的寄生电容Cs与其它源极信号线18的寄生电容Cs不同。为了实现它，将例示用于改变源极信号线18的引线宽度的结构。将例示用于使得或放置电容器为电容并使其与源极信号线18电相连的结构。
等于灰度0的电压V0通过像素16的驱动晶体管11a来确定。在正常情形中，对RGB驱动晶体管11a在大小上是共同的。因此，电压V0在RGB之间是匹配的。有许多参照电压V0来进行寄生电容Cs的充电和放电的情形。
如图397所示，通过将过电流(预充电电流或放电电流)Id呈现为对各RGB电路共用，源极信号线18的充电和放电曲线将不会变得如图395所示地在RGB之间不同。更具体地说，需要将过电流(预充电电流或放电电流)Id呈现为对RGB相同。
过电流(预充电电流或放电电流)Id的调节器电路是图397的电子调节器501b。电子调节器501b可根据IKDATA逐帧地或逐像素行地变化或改变。还有一种例示结构，其中屏幕144被分成多个区域，电子调节器501b被置入每个分开区域中，且电流Id在各个分开区域中变化或调节。不言而喻，以上也可应用于参考电流Ic的电子调节器501a中。
图397具有使用电子调节器501来调节过电流(预充电电流或放电电流)Id的结构。然而，本发明并非仅限于此。如图396(a)所示，用半固定的调节器Vr来调节它也是可能的。还可能向端2893b施加调节电压。需要通过执行微调将内嵌的电阻器R2调节为指定值。
如图396(b)所示，还可能用内嵌的电阻器Ra和Rb来调节过电流(预充电电流或放电电流)Id。需要通过微调将内嵌的电阻器Ra和Rb的至少之一调节为指定值。电阻器R2可如图所示在外部安装，或者内嵌于源极驱动电路(IC)14。电阻器R2还可由半固定的调节器Vr来调节。还可能将调节电压施加到端2883a上。
在图372和396中，电阻器R内嵌于源极驱动电路(IC)14等。然而，它并非仅限于此。不言而喻，它们可置入为源极驱动IC外的终接电阻器。
通过如上结构或排列，来简便地设置、调节或改变RGB的过电流(预充电电流或放电电流)Id是可能的。
图398示出用于输出编程电流Iw的输出级431c和用于输出过电流(预充电电流或放电电流)的输出级431e之间的放置关系。对于输出级431c，编程电流的大小根据在RGB之间不同的参考电流(不言而喻它可以是相同的)而变化。从输出级431c输出的编程电流Iw从端155中输出。用于输出过电流(预充电电流或放电电流)的输出级431e在RGB之间相同(不言而喻它可以是不同的)。
过电流(预充电电流或放电电流)的大小根据参考电流Id变化。从输出级431e输出的过电流(预充电电流或放电电流)从用于输出编程电流Iw的端155中输出。端155还使预充电电压Vpc的输出电路与之相连。
图399示出用于产生过电流(预充电电流或放电电流)电路的参考电流Id的另一个实施例。基本电流Ie根据数据IKDATA产生，用于电子调节器501b和由电阻器R2组成的恒定电流电路。电流Ie流经晶体管158a和158b。晶体管158b和158e构成具有预定电流镜比率的电流镜电路。多个晶体管158e在晶体管158b对面形成或放置。在图399中，所形成的各晶体管158e等于各输出级的数量。在例如160RGB的情形中，形成或放置了160×3＝480个晶体管158e。
各个晶体管158e可通过电流连接将参考电流Id传送到晶体管158b中。过电流晶体管3861a的大小、改变时间或控制状态可由所传送的电流Id来确定。
图249、250和299～305描述了参考电流的级联连接。还需要在各源极驱动电路(IC)之间传送和接收过电流(预充电电流或放电电流)的参考电流Id，如图400所示。
不言而喻，诸如图162、165、169、170、172、175和176所示的微调方法、微调技术和微调结构的各种调节方法的相关内容也可应用于源极驱动电路(IC)14级联连接的情形中。通过使用微调技术等来调节相邻源极驱动电路(IC)14的参考电流Ic，使相连屏幕144上的亮度没有差异是可能的。对图61、146和188中的电阻器R1、晶体管158a和158b执行微调。还可能对用于调节参考电流的DA电路501中的电阻器R执行微调。通过微调来减少图48和49中单元晶体管组431b的晶体管158b的数量并通过减少图547～550中子单元晶体管5471或单元晶体管154的数量，它也可以执行。还可能向晶体管158施加热量或激光并启用或禁用它们，以便于增减所输出的电流。
如上所述，对电阻器或晶体管执行微调来将参考电流Ic调节成预定值。该调节并非仅限于参考电流。只要该方法能使相邻源极驱动电路(IC)14的输出端的编程电流进行级联连接匹配的方法，就可使用任意方法。
在图400中，外部电阻器R与源极驱动断路(IC)14a相连。R的参考电流Icr的大小可由电阻器R1r来设置或调节。G的参考电流Icg的大小可由电阻器R1g来设置或调节。B的参考电流Icb的大小可由电阻器R1b来设置或调节。
类似地，过电流(预充电电流或放电电流)Id的大小可通过电阻器R2来设置或调节。由以上结构所生的参考电流Icr、Icg、Icb和Id被传送到在引线2081中相邻的源极驱动断路(IC)14。不言而喻，参考电流也可由图396和397中的结构来产生或调节。
该实施例具有过电流晶体管3861，并且参考电流Id由源极驱动电路(IC)14产生。然而，本发明并非仅限于此。例如，将其结构为如图401所示也是可能的。图401具有一种结构，其中过电流晶体管3861形成或放置在阵列板30上。过电流晶体管3861由从源极驱动电路(IC)14输出到栅极引线4011的电压工作，以便使过电流(预充电电流或放电电流)流过源极信号线18。
如上所述，过电流(预充电电流或放电电流)电路可通过使用多晶硅技术等来构成或形成。过电流(预充电电流或放电电流)电路可由驱动电路(IC)构成安装在阵列板30的源极信号线18的端上。
在图401中，流过过电流晶体管3861的过电流(预充电电流或放电电流)由施加在栅极引线4011上的电压来调整。然而，本发明并非仅限于此。例如，通过使用低温多晶硅技术，有可能在阵列板30上形成图399所示的晶体管158d和过电流晶体管3861组成的电流镜电路。并且图396、397和399中所示的参考电流Id可施加在由过电流晶体管3861所组成的电流镜电路上。更具体地说，过电流(预充电电流或放电电流)的参考电流Id可由源极驱动电路(IC)14产生。
图392(a)是本发明的源极驱动电路(IC)14的过电流(预充电电流或放电电流)电路的一种结构示例。晶体管158d和过电流晶体管3861组成电流镜电路。过电流(预充电电流或放电电流)Ik的大小可由两个开关Dc控制。开关Dc0使一个过电流晶体管3861与之相连，而开关Dc1使得两个过电流晶体管3861与之相连。
过电流晶体管3861具有像图15所示的单元晶体管154的相同结构(根据相同技术思路形成或构成)。因此，对单元晶体管154所述内容可一样或相应地应用于过电流晶体管3861的结构或描述中。因此，将略去该描述。
对用于将预充电电压Vpc施加到端155的开关Dp的控制，以及对用于将过电流(预充电电流或放电电流)施加到端155的开关Dc的控制，可通过2个比特来进行。这些比特是比特K(第1比特)和比特P(第0比特：LSB)。因此，有四个状态是可控的。
图392(b)所示的表格示出了该四个状态。当(K，P)＝0时，对(Dp，Dc0，Dc1)＝(0，0，0)进行控制。0表示开关断开的状态，并且1表示开关导通的状态。
当(K，P)＝0时，预充电电压(编程电压)控制开关Dp断开，而过电流控制开关Dc也断开。因此，不从端155输出(施加)预充电电压和过电流(预充电电流或放电电流)。
当(K，P)＝1时，对(Dp，Dc0，Dc1)＝(1，0，0)进行控制。预充电电压(编程电压)控制开关Dp处于导通状态，而两个过电流控制开关Dc则处于断开状态。因此，从端155输出预充电电压Vpc。然而，不从端155输出(施加)过电流(预充电电流或放电电流)。
当(K，P)＝2时，对(Dp，Dc0，Dc1)＝(0，1，0)进行控制。预充电电压(编程电压)控制开关Dp处于断开状态。对于过电流控制开关Dc，Dc0处于导通状态而Dc1处于断开状态。因此，不从端155输出预充电电压Vpc。对于过电流(预充电电流或放电电流)，等于一个过电流晶体管3861的输出电流施加于源极信号线18上。
当(K，P)＝3时，对(Dp，Dc0，Dc1)＝(0，0，1)进行控制。预充电电压(编程电压)控制开关Dp处于断开状态，而过电流控制开关Dc(Dc0和Dc1)则处于导通状态。因此，不从端155输出预充电电压Vpc。对于过电流(预充电电流或放电电流)，等于两个过电流晶体管3861的输出电流施加于源极信号线18上。
如上所述，用2-比特信号(K和P)来控制预充电电压和过电流(预充电电流或放电电流)是可能的。
图392(b)需要(K和P)的解码电路。图391示出不需要解码电路的结构表格。在图391中，K0和K1是用于控制过电流(预充电电流或放电电流)的开关的信号。K0是用于控制Dc0的断开和导通的比特。K1是用于控制Dc1的断开和导通的比特(参见图392(a))。在图391中，P是控制预充电电压的开关的信号。它是应用于控制Dp的断开和导通的比特(参见图392(a))。
当(P，K0，K1)＝(0，0，0)时，对(Dp，Dc0，Dc1)＝(0，0，0)进行控制。预充电电压(编程电压)控制开关Dp处于断开状态，而过电流控制开关Dc0和Dc1也处于断开状态。因此，不从端155输出(施加)预充电电压Vpc和过电流(预充电电流或放电电流)。
当(P，K0，K1)＝(1，0，0)时，对(Dp，Dc0，Dc1)＝(1，0，0)进行控制。预充电电压(编程电压)控制开关Dp处于导通状态，而过电流控制开关Dc0和Dc1则处于断开状态。因此，从端155输出预充电电压Vpc同时却不从端155输出过电流(预充电电流或放电电流)。
例如，当(P，K0，K1)＝(1，1，1)时，对(Dp，Dc0，Dc1)＝(1，1，1)进行控制。预充电电压(编程电压)控制开关Dp处于导通状态，而过电流控制开关Dc0和Dc1也处于导通状态。因此，从端155输出预充电电压Vpc和过电流(预充电电流或放电电流)。
在下文中，预充电电压(编程电压)控制开关Dp和过电流控制开关Dc0和Dc1可根据(P，K0，K1)的值来独立控制。因此，有可能同步实现预充电电压施加和过电流(预充电电流或放电电流)施加。
不言而喻，在图391和392中，通过增加用于导通开关(Dp、Dc0、Dc1)的比特，过电流(预充电电流或放电电流)和预充电电压可用更高精度来控制。
图393示出一实施例，其中用于控制过电流(预充电电流或放电电流)的开关为3个比特。一个过电流晶体管3861的电流通过导通(导通)开关Dc0施加在源极信号线18上。两个过电流晶体管3861的电流通过导通(导通)开关Dc1施加在源极信号线18上。四个过电流晶体管3861的电流通过导通(导通)开关Dc2施加在源极信号线18上。类似地，七个过电流晶体管3861的电流通过导通(导通)开关Dc0、Dc1、Dc2施加在源极信号线18上。
在图393中，用于将过电流(预充电电流或放电电流)施加到端155上的时段受到将信号施加到源极驱动电路(IC)14的端2883上的td时段控制。该td时段是用于导通(导通)开关151c的时段。
该td时段可受到结构或形成在源极驱动电路(IC)14内的计数器电路(未示出)控制。Td时段设置命令可通过图360、361、362和363中所示的命令信号从控制器电路(IC)760传送到源极驱动电路(IC)14。不言而喻，td当然可以是诸如1H的1/2的固定值。需要开关151b和151c可同步地进行控制。
图402示出用作开关Dc的导通和断开控制时间的图424和425所示的视频数据DATA的3个低阶比特。更具体地说，比特D2～D0所根据预定规则来解码，来用作T2～T0的时间控制比特。比特T2～T0根据预充电电压控制比特(P)和过电流控制比特(K)的数据内容而改变含义。
当预充电电压控制比特(P)为1时，实现电压预充电。当它为0时，未实现电压预充电。当过电流控制比特(K)为1时，实现过电流(电流预充电)。当它为0时，未实现电流预充电。当预充电电压控制比特(P)为1且过电流控制比特(K)为1时，实现电压预充电和实现过电流(电流预充电)。
如果实现了电压预充电，则源极信号线18的电势可强行改变成预定电压。过电流(电流预充电)变成由使电压预充电的源极信号线18电势所引起的操作。因此，当P＝1，K＝1时图402(b)的电流预充电是绝对值操作。这是因为源极信号线18的电势由于电压预充电而变成预定电压，并且变化从该电势发始发生。出于该原因，T2～T0完全用于开关Dc的时间控制。还需要进行时间上的绝对控制，以便于将其调节为源极信号线18的目标电势。
当预充电电压控制比特(P)为0且过电流控制比特(K)为1时，未实现电压预充电。实现了过电流(电流预充电)。如果未实现电压预充电，则源极信号线18的电势保持在1H之前的状态。因此，过电流(电流预充电)是源自源极信号线18的先前电势的相关工作。图402(c)的电流预充电在P＝1，K＝1时是相对值操作。出于该原因，T2～T0在开关Dc的时间控制上是相关的。
在图402中，视频数据DATA的3个低阶比特被解码并用作开关Dc的导通和断开控制时间。解码转换表格根据P和K的值来变化。在图402(b)中，D2～D0的值越大，T2～T0的大小变得越大。这是因为过电流(预充电电流或放电电流)是在施加预定电压之后施加的。在图402(c)中，D2～D0的值越大，T2～T0的大小变得越小。这是因为在施加过电流(预充电电流或放电电流)之前未施加预充电电压，而是从源极信号线18的电势中施加了过电流(预充电电流或放电电流)Id，以便于改变源极信号线18的电势。
在图402中，T2～T0是时间。然而，本发明并非仅限于此。它可根据过电流(预充电电流或放电电流)的大小被替换。不言而喻，组合过电流(预充电电流或放电电流)的施加施时间控制和大小控制是可能的。
在图393中，形成或放置开关151c。然而，没有必要如图394(a)所示地形成或放置开关151c。这是因为恒定电流电路(431c、3861等)具有非常高的电阻，从而即使短路也不会有问题发生。
在图392、393和386中，它包括用于使单元过电流(预充电电流或放电电流)流过开关Dc的多个过电流晶体管。然而，本发明并非仅限于此。例如，如图394(b)所示，不言而喻，可在每个开关Dc上形成或放置一个过电流晶体管3861。在图394(b)中，在开关Dc0上放置或形成一个过电流晶体管3861a。在开关Dc1上放置或形成一个过电流晶体管3861b。在开关Dc2上放置或形成一个过电流晶体管3861c。过电流晶体管3861a～3861c可输出不同大小的过电流(预充电电流或放电电流)。过电流(预充电电流或放电电流)的大小可根据过电流晶体管3861的WL比率、尺寸或结构进行简便的调节或设计。
图399具有用于使过电流(预充电电流或放电电流)的参考电流Id流经一个晶体管158e的结构。然而，如图47所示，形成多个晶体管158b并将它们构成为单元晶体管组431b来减少Id中的变化是可能的。该实施例如图405所示。过电流(预充电电流或放电电流)的参考电流Id由四个晶体管158e产生。
在图405中，参考电流Ic和过电流(预充电电流或放电电流)的参考电流Id根据输入到电子调节器501的IDATA来改变。参考电流Ic和过电流(预充电电流或放电电流)的参考电流Id之间的大小比率通过区分在结构中用于使参考电流Ic流过的晶体管158a和用于使过电流(预充电电流或放电电流)的参考电流Id流过的晶体管158c来实现。
在图405中，有一个用于使参考电流Ic流过的晶体管158a和四个用于使得过电流(预充电电流或放电电流)的参考电流Id流过的晶体管158c。因此，即使在晶体管158a和晶体管158c是同一形式的情形中，也有可能使得参考电流Ic×4＝参考电流Id。
在图405中，形成或放置四个对应于开关Dc的过电流晶体管3861。用多个用于使较小过电流(预充电电流或放电电流)流过的过电流晶体管3861来构成输出级，以便减少输出变化是可能的。以上内容已在图15中描述了，因此将略去其描述。
在图405中，开关Dc由施加在图393中所示的内部引线150b上的导通/断开信号进行时间控制，以便于控制从端155输出的有效电流。开关151a和151b的导通和断开状态处于相反关系。因此，当预充电电压Vpc施加到端155上时进行控制，以便不向端155施加过电流(预充电电流或放电电流)。
图127～143、图405和图308～313是用于实现电压驱动和电流驱动的组合的各个实施例。然而，没有必要将电压驱动的VDATA的比特数呈现为与电流驱动的IDATA的相同。例如，编程电流驱动的IDATA可以是8个比特(256个灰度)，预充电电压驱动的VDATA可以是6个比特(64个灰度)。
一实施例如图434所示。在图434中，源极驱动电路(IC)14被构成能够对应于灰度数(级数)来输出编程电流数据IDATA。然而，只有一条预充电电压数据VDATA与四条IDATA相关联。更具体地说，如果编程电流驱动数据IDATA为8个比特(256个灰度)，则预充电电压驱动数据VDATA是6个比特(64级)。
在图434中，一条VDATA可以规则间隔与四条IDATA相关联。本发明并非仅限于此。在低灰度区域中缩小VDATA的间隔并在高灰度区域中放大它们都是可能的。
不言而喻，以上内容也可应用于本文的其它实施例。不言而喻，实施例可通过组合它们来构成。
图406是用于示出编程电流Iw(根据开关D0～D7的导通和断开状态而产生)和8比特的源极驱动电路(IC)中的过电流(预充电电流或放电电流)Id(为便于描述，晶体管158d和过电流晶体管3861构成电流镜比率为1的电流镜电路，且与过电流(预充电电流或放电电流)的参考电流Id相同的过电流(预充电电流或放电电流)被施加到端155上)之间的基本关系、状态及其驱动方法的示意图。
图406(a)示出施加过电流(预充电电流或放电电流)Id的状态。过电流(预充电电流或放电电流)施加了某一时段，诸如1H的1/(2H)时段。然而，1H的1/(2H)时段仅仅是一个示例，且它并非仅限于此。不言而喻，它应当根据需要构置成可在1H的1/(2H)时段、1H的1/(4H)时段、1H的2/(3H)时段和1H的1/(8H)时段中切换。图406(b)示出过电流(预充电电流或放电电流)的施加时间之后的状态。图406(b)示出在数据D(D7～D0)为“10000001”的状态中编程电流Iw的输出状态，即作为示例D7比特和D0比特处于导通(导通)状态。
如上所述，在图406的实施例中，施加过电流(预充电电流或放电电流)Id的状态与编程电流Iw的输出状态无关。
图407(a)示出施加过电流(预充电电流或放电电流)Id的状态。过电流(预充电电流或放电电流)Id施加了某一时段，诸如1H的1/(2H)时段。
然而，如图406所示，1H的1/(2H)时段仅仅是一个示例，且它并非仅限于此。不言而喻，它应当根据需要构成可在1H的1/(2H)时段、1H的1/(4H)时段、1H的2/(3H)时段和1H的1/(8H)时段中切换。
不言而喻，过电流(预充电电流或放电电流)Id的施加时间可根据视频数据的大小、一个屏幕的视频数据总和的大小、1H之前源极信号线18的电势大小、每一帧图像状态中的变化以及图像的属性，诸如静态图像或动态图像。不言而喻，以上内容也可应用于本文的其它实施例。
在图407(a)中，所有用于产生编程电流Iw的开关D0～D7处于导通(导通)状态。出于该原因，从端155输出的过电流(预充电电流或放电电流)变成原始的过电流(预充电电流或放电电流)Id加上最大编程电流Iw。如上所述，通过控制如图407(a)所示开关D0～D7和Dc来将较大的过电流(预充电电流或放电电流)Id施加在源极信号线18上是可能的。出于该原因，减少寄生电容Cs的充电和放电时间是可能的。
图407(b)示出过电流(预充电电流或放电电流)的施加时间之后的状态。类似于图406(b)，图407(b)示出在数据D(D7～D0)为“10000001”的状态中编程电流Iw的输出状态，即作为示例D7比特和D0比特处于导通(导通)状态。
如上所述，根据图407的实施例，在使过电流(预充电电流或放电电流)流过的时段中施加较大过电流(预充电电流或放电电流)是可能的。在图407(a)中，它并非仅限于导通(导通)全部开关D0～D7。不言而喻，开关D0～D7的导通和断开状态可对应于源极信号线18的电势、水平扫描时段的长度、以及寄生电容Cs的大小来改变或控制。
在图406和407中，过电流晶体管3861受到控制，且过电流(预充电电流或放电电流)被施加到源极信号线18上。但本发明并非仅限于此。该实施例由图408中示出。
在图408(a)中，所有用于产生编程电流Iw的开关D0～D7处于导通(导通)状态。然而，用于控制过电流解调器3861的开关Dc处于断开状态。因此，是过电流(预充电电流或放电电流)的Id不施加在端155上。图408(a)是通过基于视频数据和开关D7～D0控制编程电流Iw等产生的实施例。写入的短缺一般在很少有视频数据的区域(低灰度区域)中发生。因此，诸如比特D7的开关在该区域中不导通。较大的编程电流(过电流(预充电电流或放电电流))通过导通对该视频数据不要导通的开关(诸如D7)而产生，以便于用该电流来控制或工作源极信号线18的电势。
如上所述，从端155输出的过电流(预充电电流或放电电流)是最大的编程电流Iw。如上所述，通过控制图408(a)中的开关D0～D7和Dc来将较大的过电流(预充电电流或放电电流)施加到源极信号线18上是可能的。出于该原因，减少寄生电容Cs的充电放电时间是可能的。
图408(b)示出过电流(预充电电流或放电电流)施加时间之后的状态。像图406(b)和407(b)一样，图408(b)示出在数据D(D7～D0)为“10000001”的状态中编程电流Iw的输出状态，即作为示例D7比特和D0比特处于导通(导通)状态。
如上所述，根据图408的实施例，在使过电流(预充电电流或放电电流)流过的时段中施加较大过电流(预充电电流或放电电流)是可能的。在图408(a)中，它并非仅限于导通(导通)全部开关D0～D7。不言而喻，开关D0～D7的导通和断开状态可对应于源极信号线18的电势、水平扫描时段的长度、以及寄生电容Cs的大小来改变或控制。
在图407中设置了过电流晶体管3861。然而，本发明并非仅限于此。并非必需如图470所示地形成或放置过电流晶体管3861。在图470中，当施加预充电电流时所有开关D0～D7导通以使最大单元电流流过(图470(a))。当输出正常电流时，相关于视频数据的开关D导通，如图470(b)所示(在图470中，至少开关D1导通，而开关D0、D2和D7断开)。其它结构已在其它实施例中描述，因此将略去其描述。
在图407和470中，当施加预充电电流时全部开关D0～D7导通。然而，本发明并非仅限于此。在施加预充电电流时仅导通作为高阶比特的D7比特也是可能的。还可能导通落于高阶比特之下的D4～D7比特。更具体地说，根据本发明，操纵开关Dn使输出电流变得比落于预定视频数据之下时更大。
在图408(a)和470(a)中，所有用于产生编程电流Iw的开关D0～D7处于导通(导通)状态。然而，用于控制过电流解调器3861的开关Dc处于断开状态。因此，是过电流(预充电电流或放电电流)的Id不施加在端155上。
图408(a)是通过基于视频数据和开关D7～D0控制编程电流Iw等产生的实施例。写入的短缺一般在很少有视频数据的区域(低灰度区域)中发生。因此，诸如比特D7的开关在该区域中不导通。较大的编程电流(过电流(预充电电流或放电电流))通过导通对该视频数据不要导通的开关(诸如D7)而产生，以便于用该电流来控制或工作源极信号线18的电势。
如上所述，从端155输出的过电流(预充电电流或放电电流)是最大的编程电流Iw。如上所述，通过控制图408(a)中的开关D0～D7和Dc来将较大的过电流(预充电电流或放电电流)施加到源极信号线18上是可能的。出于该原因，减少寄生电容Cs的充电放电时间是可能的。
图408(b)示出过电流(预充电电流或放电电流)施加时间之后的状态。像图406(b)和407(b)一样，图408(b)示出在数据D(D7～D0)为“10000001”的状态中编程电流Iw的输出状态，即作为示例D7比特和D0比特处于导通(导通)状态。
如上所述，根据图408的实施例，在使过电流(预充电电流或放电电流)流过的时段中施加较大过电流(预充电电流或放电电流)是可能的。在图408(a)中，它并非仅限于导通(导通)全部开关D0～D7。不言而喻，开关D0～D7的导通和断开状态可对应于源极信号线18的电势、水平扫描时段的长度、以及寄生电容Cs的大小来改变或控制。
图399和图405～408示出在从端155中吸收的方向上产生过电流(预充电电流或放电电流)Id的结构或方法。本发明并非仅限于此。还可以是从端155中放电过电流(预充电电流或放电电流)的结构。
不言而喻，形成、结构或放置用于从端155中吸收过电流(预充电电流或放电电流)的电路，以及用于从端155中放电过电流(预充电电流或放电电流)的电路是可能的。
图414是本发明的源极驱动电路(IC)14的实施例，该IC 14包括用于从端155中吸收过电流(预充电电流或放电电流)的电路，以及用于从端155中放电过电流(预充电电流或放电电流)的电路。
图414不同于图399和图405～408，因为它具有用于放电过电流(预充电电流或放电电流)的电路。用于放电过电流(预充电电流或放电电流)的电路包括由晶体管158d2和过电流晶体管3861组成的电流镜电路。过电流(预充电电流或放电电流)Id2(当电流镜比率为1时)施加在电流镜电路中的端155上。
在图414中，开关Dc2在将放电方向上的过电流(预充电电流或放电电流)Id2施加到端155上的情形中导通。开关Dc1在将吸收方向上的过电流(预充电电流或放电电流)Id1施加到端155上的情形中导通。同时导通开关Dc1和Dc2也是可能的。过电流(预充电电流或放电电流)Id2和过电流(预充电电流或放电电流)Id1之间的差值施加在端155上。其它结构本文不作解释，因为它们与图399、405～408所示出的结构相类似。
在图407、408和470中，开关D0～D7(称为开关Dn)受到控制。更好的图像显示可通过控制导通开关Dn的周期(预充电电流施加时段)来实现。如图471所示，预充电电流的施加时间通过控制或操纵开关Dn来实现。导通全部开关Dn的周期是小于1H的周期。像该时段的导通周期数据值由控制器电路(IC)760保存在RAM 4712中。计数器电路4682可由1H的第一主时钟脉冲CLK复位，并以其后的CLK脉冲进行累加。
计数器电路4682的计数值和保存在RAM 4712中的导通周期数据由符合电路4711进行比较，且用于导通所有开关Dn的逻辑应用于开关Dn的控制电路(未示出)，直至它们匹配使开关Dn导通。如果计数器电路4682的计数值与保存在RAM 4712中的导通时段数据，则符合电路4711随后输出断开电压，且只有对应于视频数据的开关Dn被导通。通过执行逻辑电路上的屏蔽来操纵开关Dn是容易的。
用于操纵所有开关Dn并产生预充电电路的工作并不对所有像素执行。不言而喻，它可取决于视频信号中的电势变化、视频数据的大小等来执行或不执行(称为自适应预充电驱动，参见图417～422和463)。因为它已在本发明的各个实施例中进行了说明，所以以上内容在此不再说明。
在图407、408、470和471所示的结构中，在第一个1H周期(1个水平扫描时段)中由视频数据等确定开关151a在必要时导通，且预充电电压Vpc施加到端155上然后施加到源极信号线18上。在施加预充电电压Vpc时，开关151a基本上被控制为断开状态。
在1H开始时或在施加预充电电压之后由视频数据等确定开关Dn在必要时导通，且预充电电压施加到端155上然后施加到源极信号线18上。在施加预充电电压之后，与正常视频数据相关的开关D导通且编程电流Iw被施加到源极信号线18上。
在图407、408、470和471中，施加预充电电流Id时间越长，源极信号线18中的电势变化变得越大。更具体地说，通过控制用于施加预充电电流的时段，源极信号线18中的电势变化可出现为更大。
用于施加预充电电流Id的时段可仅由计数器值控制，如图471所示。预充电电流Id基本上没有温度特性。如图380(a)所述，用于充电和放电寄生电容的时段是线性的。因此，它易于通过逻辑控制的。
图472示出在源极信号线的施加电势为灰度0电压或灰度0电流(示为电压V0)情形中，当变成下一灰度n时所有开关Dn的导通时间。例如，当变成第1灰度时(从第0灰度到第1灰度)所有开关Dn应导通2μs。类似地，当变成第5灰度时(从第0灰度到第5灰度)所有开关Dn应导通4μs。类似地，例如，当变成第10灰度时(从第0灰度到第10灰度)所有开关Dn应导通6μs。在第20灰度以上时间不变，且所有开关Dn应导通8μs。这是因为源极信号线18的目标电势可通过第20灰度以上的正常编程电流达到。
在图472中，施加时间由控制器电路(IC)760根据灰度(例如V0上灰度n的开关Dn的导通时间，V1上灰度n的开关Dn的导通时间，V2上灰度n的开关Dn的导通时间……也参照图463)存储在阵列表格中，以便于根据该表格来控制开关Dn。不言而喻，这可应用于本发明的其它实施例。
图407、408、470和471具有一种结构，用于产生吸收电流方向上的预充电电流。本发明并非仅限于此。如图473所示，例如在源极驱动电路(IC)14中形成或构成反向电流的编程电流输出级431ca、以及用于输出放电电流的编程电流输出级431cb是可能的。在产生反向电流的预充电电流的情形中，输出级431ca的开关Dn受到控制或操纵。在产生放电电流的预充电电流的情形中，输出级431cb的开关Dn受到控制或操纵。任一预充电电流都通过控制开关151b1和151b2来实现。
根据本发明各实施例，施加接近阳极电压的电压作为预充电电压Vpc。然而，它并非仅限于此。例如，施加如图474的预充电电压Vpc也是可能的。图474(a)示出在低灰度上在1H的第一ta时段施加预充电电压Vpc＝对应于灰度0的电压V0的实施例。图474(b)示出在高灰度上在1H的第一ta时段施加预充电电压Vpc＝对应于灰度255的电压V255的实施例。在任一情形中，编程电流在施加预充电电压Vpc之后施加。
不言而喻，预充电电压Vpc不仅可施加1H的预定周期，而且可持续施加1H周期。该实施例如图475所示。
图475(a)示出一实施例，在低灰度上以1H周期施加预充电电压Vpc＝对应于灰度0的电压V0。该电压V0继续施加，作为持续(g)所示时段的预充电电压。在其它时段，不施加预充电电压Vpc，且驱动仅通过编程电流来执行。编程电流进行相关工作(从当前灰度变成下一灰度)。
图475(b)示出一实施例，在低灰度上以1H周期施加预充电电压Vpc＝对应于灰度0的电压V0，并在高灰度上以1H周期施加预充电电压Vpc＝对应于灰度255的电压V255。该电压V255继续施加，作为持续(e)所示时段的预充电电压。此外，该电压V0继续施加，作为持续(g)所示时段的预充电电压。在其它时段，不施加预充电电压Vpc，且驱动仅通过编程电流来执行。编程电流进行相关工作(从当前灰度变成下一灰度)。
图403是说明根据本发明的显示屏(显示装置)的驱动方法的示意图。图403示出源极信号线18的电势根据电压预充电和编程电流的状态。根据图403的实施例，由源极驱动电路(IC)14生成的预充电电压产生灰度0的电势V0(黑色电压预充电)以及最大灰度255的电势V255(白色电压预充电)。
在显示屏为5英寸或以下的较小尺寸的情形中，简化预充电电压生成电路是可能的。在图427中，所生成的预充电电压数量为3(0灰度：V0，1灰度：V1，2灰度：V2)。图427具有组合图351～353以及图309和图310的结构或相似结构。
在图427中，电压V0施加到源极驱动电路(IC)14的端283b上。电压V0可构成由调节器任意设置或调整。通过调节电压V0来实现本发明的EL显示屏的最优黑色显示是可能的。电压V2被施加到L端283c上。电压V2还可构成在源极驱动电路(IC)14之外由调节器任意设置或调整。通过调节电压V0和V2来获取本发明的EL显示屏的最优黑色显示和第2灰度显示是可能的。不言而喻，通过在源极驱动电路(IC)14内形成或构成DA电路可数字化地改变或调节电压V0或V2。
第1灰度的预充电电压V1通过电压V0、V2以及内嵌或外置的电阻器Ra和Rb来生成。如果电压V2被改变，则电压V1也相关地改变。参考电流控制根据本发明来实现。如果参考电流比率被更改或改变，则每个灰度上的工作点(编程电流的大小)改变，如图355、356和350所示。因此，即使在同一第2灰度情形中，如果参考电流改变，则编程电流的大小会变得不同，且源极信号线18的电势也变得不同。
在图427所示的结构中，电压V2连同参考电流或参考电流比率改变。因此，电压V1也改变。当第0灰度的电压V0是工作源时，即使参考电流改变它也不需要进行调节。更具体地说，本发明是能够固定对应于第0灰度(全黑显示)的电压V0，并按需调节高于V0的灰度(图427的实施例中为电压V2)结构或方法。
即使电压V0公用于RGB，但它也是足够实用的。然而，对于电压V2有必要单独设置它，诸如R的电压V2、G的电压V2和B的电压V2，因为EL元件15的效率根据RGB而不同。
需要使诸如V0的预充电电压Vpc连同阳极电压Vdd一起工作。该实施例如图521所示。预充电电压Vpc基本上是驱动晶体管11a的阈值电压。阈值电压(即阳极电压Vdd)是驱动晶体管11a一端电压。因此，如果阳极电压Vdd变高，则有必要使预充电电压Vpc也变得更高。如果阳极电压Vdd变低，则有必要使预充电电压Vpc也变得更低。
对于以上问题，如图521所示将电子调节器501的单元电压呈现为阳极电压Vdd，从而如果电压Vdd改变电压Vpc也一起改变。因此，实现较好的预充电是可能的。
根据该实施例，预充电电压Vpc与阳极电压Vdd一起工作。然而，本发明并非仅限于此。取决于像素结构和驱动晶体管11a的放置或极性(P-沟道或N-沟道)，它还可结合阴极电压一起工作。如上所述，本发明的特征在于使阴极电压或阳极电压与预充电电压Vpc一起工作。
作为预充电电压的电压V0、V1和V2通过内部引线以源极驱动电路(IC)14的长度方向发送(传送)。开关Sp形成或放置在电流输出级771的输出引线150和使预充电电压施加其上的引线的交点上。每个开关由SSEL信号(2个比特)控制通断。例如，如果开关Sp 1a导通，则电压V0从端2884a输出。此外，如果开关Sp2b导通，则电压V1从端2884b输出。其它结构在此不再赘述，因为它们与图351～353、309、310等中所示的相同或相似。SSEL信号在控制器IC(电路)760中生成，并传送给源极驱动电路(IC)14。该SSEL信号对每个视频信号确定并产生。
如图350所示，电压V0是驱动晶体管11a的阈值电压。因此，对于预充电电压，有必要施加比电压V0更接近电压Vdd的电压。然而，取决于阵列的处理工艺，电压V0会有变化。一般而言，应通过使用调节器由阵列或屏来调节。然而，单独调节它增大了成本。图519示出作为可解决该问题的方法的结构。
在图519中，电容器电极5191形成在显示区域之间的源极驱动电路(IC)14和源极信号线18上。电容器电极5191通过源极信号线18和绝缘薄膜放置或形成，以便不以DC状态连接(参见图523)。根据本发明各实施例，电容器电极5191形成或放置在源极信号线18上。然而，它并非仅限于此。它也可形成或放置在源极信号线18的较低层上。此外，电容器电极5191可采用与源极信号线18电磁耦合的任何结构。例如，它可以是这样的结构，在相邻源极信号线18之间形成或放置电极，并使它们与源极信号线18电磁耦合。
如图350所示，如果P沟道的驱动晶体管11a的栅极电势接近阳极电压Vdd，则可实现较好的黑色显示。驱动晶体管11a的栅极电势是写入编程电流Iw的源极信号线18的电势。因此，能够对每个阵列测量(用表测量或获取)黑色显示(黑色写入)时源极信号线18的电势就足够了。测得的电压是电压V0或接近它的电压。该电压可在阵列或显示屏上改变。
它的结构为如图519所示，且源极驱动电路(IC)14的输出在0上设置。更具体地说，因为编程电流Iw＝0，所以它是黑色显示。然后，源极信号线18的电势也编程用于实现黑色显示的电势。当源极信号线18以AC状态(电磁方式)连接到电容器电极5191时，平均所有源极信号线电势的电势(源极信号线18覆盖(电磁方式连接到)电容器电极5191)被感应到电容器电极5191。所感应的电势为Vn。为了使该电势稳定，电容器C可采用图519所示的结构进行连接。
电容器电极5191的电势Vn通过缓冲器502由模数转换器(AD转换器)5193转换成数字信号。转换成数字信号的Vn数据被输入到加法器5192。
当Vn数据是黑色显示上源极信号线18的电势均值时，它接近于电压V0，且在电压Vn上不能出现完全的黑色显示。出于该原因，它在电压Vdd上应比电压Vn大预定值(驱动晶体管11a为P-沟道的情形，而在驱动晶体管11a为N-沟道的情形中则相反)。出于该原因，如图519所示，作为稳定电压ADDV的8比特数据被增加到加法器5192。需要将ADDV数据设置在0.05V～2V的范围内。需要将其结构为可变，如图519所示。例如根据发光率来执行更改。
增加了ADDV和Vn数据的电压变成预充电电压Vpc。该Vpc数据由源极驱动电路(IC)14的电子调节器501呈现为模拟数据，以便于作为预充电电压施加到各像素中。
图519的实施例是检测源极信号线18的电势的方法。图520的方法具有一种结构，使得用于检测电压V0的虚拟像素5201形成或放置在显示区域144或者显示屏的特定位置上。
如图520(a)所示，虚拟像素5201具有相同大小的驱动晶体管11a，并像形成其中的像素16一样形成。如图520(b)所示，虚拟像素5201在显示区域144的某区域中形成。虚拟像素5201的驱动晶体管11a使栅极和漏极端短接，以变成黑色显示状态。
当开关11c导通时，输出驱动晶体管11a的栅极端电压。所输出的电压Vn由模数转换器(AD转换器)5193转换成数字信号。转换成数字信号的Vn数据被输入到加法器5192中。
Vn数据是驱动晶体管11a黑色显示时的栅极端电势，因此它接近于电压V0。然而，在电压Vn上不能出现完全的黑色显示。出于该原因，它在电压Vdd上应比电压Vn大预定值(驱动晶体管11a为P-沟道的情形，而在驱动晶体管11a为N-沟道的情形中则相反)。出于该原因，如图520所示，类似于图519，作为稳定电压ADDV的8比特数据被增加到加法器5192。需要将ADDV数据设置成在0.05V～2V的范围内。需要将其结构为可变，如图520所示。例如，根据发光率来执行更改。
增加了ADDV和Vn数据的电压变成预充电电压Vpc。该Vpc数据由源极驱动电路(IC)14的电子调节器501呈现为模拟数据，以便于作为预充电电压施加到各像素中。
根据图519的实施例，电压Vn被数字化并处理。本发明并非仅限于此。不言而喻，同样可对模拟信号执行加法等。
图428是SSEL信号的示意图。如图428所示，如果SSEL＝0，则不选择开关Sp。更具体地说，不施加预充电电压Vpc(图427中的V0、V1、V2)。因此，不对源极信号线18实现预充电电压驱动。在SSEL＝1的情形中，选择开关SP 1并将电压V0施加到源极信号线18且持续预定时段。在施加预充电电压Vpc＝V0之后，实现电流驱动。然而，它在V0上为灰度0，因此编程电流Iw也为0。在该情形中，改变像素16的驱动晶体管11a的栅极端电势，从而不使电流流过。出于该原因，源极信号线18的电势即使在施加电压V0后仍然改变。
在SSEL＝2的情形中，选择开关SP2并将电压V1施加到源极信号线18且持续预定时段。在施加预充电电压Vpc＝V1之后，实现电流驱动。类似地，在SSEL＝3的情形中，选择开关SP3并将电压V2施加到源极信号线18且持续预定时段。在施加预充电电压Vpc＝V2之后，实现电流驱动。
本实施例是预充电电压电路的实施例。图429是预充电电流电路的实施例。来自电子调节器501b的输出电压Va可由IDATA改变。电压Va被施加到运算放大器502的正极端上。恒定电流电路由运算放大器502、晶体管158a和电阻器R结构。每个恒定电流电路的输出电流(预充电电流)可根据电阻器R(Ra、Rb和Rc)的值改变(可调)。
预充电电流I0流经晶体管158a1。预充电电流I1流经晶体管158a2。类似地，预充电电流I2流经晶体管158a3。对于哪个预充电电流向端2884输出，它取决于由SSEL信号施加于开关SP的控制。
图430是图429中SSEL信号的示意图。如图430所示，如果SSEL＝0，则不选择开关Sp。更具体地说，不施加预充电电流Ic(图429中的I0、I1、I2)。因此，不对源极信号线18实现预充电电流驱动。在SSEL＝1的情形中，选择开关SP1并将电压I0施加到源极信号线18且持续预定时段。在施加预充电电流I0之后，实现电流驱动。然而，它是灰度0，因此编程电流Iw也为0。在该情形中，改变像素16的驱动晶体管11a的栅极端电势，从而不使电流流过。
在SSEL＝2的情形中，选择开关SP2并将电流I1施加到源极信号线18且持续预定时段。在施加预充电电流Ic＝I1之后，实现电流驱动。类似地，在SSEL＝3的情形中，选择开关SP3并将电流I2施加到源极信号线18且持续预定时段。在施加预充电电流Ic＝I1之后，实现编程电流驱动。
不言而喻，图427所示的预充电电压电路可与图429的预充电电流电路组合。
在图403中，用于施加预充电电压的时段作为示例是1μs。因此，电流编程周期是1H时间-1μs。本发明并非仅限于此。不言而喻，它还可以是另一种结构、状态或时间(参见图471中的实施例)。涉及电压驱动或预充电电压驱动和电流驱动的内容已在图16、图75～79、图127～142、图213、图238、图257～258、图263、图293～297、图308～313、图331～349和图351～354描述。在这些附图中描述或列示的内容是相关的、相对可应用的等等，因此将略去其描述。
涉及过电流(预充电电流或放电电流)驱动的内容在图381～422中描述。在这些附图中描述或列示的内容是相关的、相对可应用的等等，因此将略去其描述。以上内容也可应用于本发明的其它实施例。它们也可互相组合。
图403中的实施例将在每个RGB都是8比特(256灰度形式)的条件下描述。如前所述，本发明并非仅限于RGB。它还可以是单色，或青、黄或品红，或者可以是RGB加W(白色)的是四色。图403(a)是用于从灰度0改变到灰度255的实施例。当灰度0和灰度255之间的电势差较大时，实现了白色电压预充电(施加电压V255)。如图403(a)所示，白色电压预充电在从第一个1H周期(不限于第一个1H周期)到1μs的时段中实现。通过实现白色电压预充电，电压被施加到源极信号线18上，从而使源极信号线18的电势变成V255。然后实现电流编程，且源极信号线18的电势可根据像素16的驱动晶体管11a的特征来校正。在图403(a)中，作为示例，源极信号线18的电势以阳极电压Vdd的方向增加。
图403(b)是用于从灰度255改变到灰度0的实施例。当灰度255和灰度0之间的电势差较大时，实现了黑色电压预充电(施加电压V0)。如图403(b)所示，黑色电压预充电在从第一个1H周期(不限于第一个1H周期)到1μs的时段中实现。实现了黑色电压预充电，因而电压V0被施加到源极信号线18上，从而使源极信号线18的电势变成接近GND电压的V0。然后实现电流编程，且源极信号线18的电势可根据像素16的驱动晶体管11a的特征来校正，从而流过等于目标编程电流的电流。在图403(b)中，作为示例，源极信号线18的电势以阳极电压Vdd的方向上减小。
图403(c)是用于从灰度0改变到灰度200的实施例。当灰度0和灰度200之间的电势差相对较大时，实现了白色电压预充电(施加电压V255)。当改变到低于整个灰度的1/4的灰度区域时，实现黑色电压预充电。当改变到高于整个灰度的1/2的灰度区域时，实现白色电压预充电。如图403(c)所示，白色电压预充电在从第一个1H周期(不限于第一个1H周期)到1μs的时段中实现。通过实现白色电压预充电，电压被施加到源极信号线18上，从而使源极信号线18的电势变成V255。然后实现电流编程，且源极信号线18的电势可根据像素16的驱动晶体管11a的特征来校正。在图403(c)中，作为示例，源极信号线18的电势以阳极电压Vdd的方向上增加。通过实现白色电压预充电，电压被施加到源极信号线18上，从而使源极信号线18的电势变成V255。然后实现电流编程，且像素16的驱动晶体管11a进行主要的工作，以便可根据源极信号线18的电势来校正成等同于目标灰度电流200。
图404是实现过电流驱动(预充电电流驱动)和电压驱动(预充电电压驱动)的驱动方法的示意图。作为示例，电路结构如图405所示的结构。当开关导通时，它们处于导通状态，且在截止时它们处于断开状态。当开关151a导通时，预充电电压Vpc施加到端155上(施加到源极信号线18)。当开关151b导通时，编程电压Iw施加到端155上(施加到源极信号线18)。当开关Dc导通时，过电流(预充电电流或放电电流)Id施加到端155上(施加到源极信号线18)。
如图404(a)所示，即使开关151a导通且预充电电压Vpc施加到端155上的状态以及开关151b导通且编程电压Iw施加到端155上的状态同时发生，也没有工作问题。这是因为恒定电流电路431c具有较高的内部电阻，且即使预恒定电压电路(预充电电压电路)短接也能够正常工作。然而，如图404(b)和404(c)所示，当开关Dc处于导通状态时需要将开关151a置于截止状态。这是因为有来自过电流(预充电电流或放电电流)电路的电流作为涌电流流到恒定电压电路情形。如图404(a)所示，如果当开关Dc处于截止状态时开关151a导通，则不会有问题。
如图404(b)和(c)所示，通过控制开关Dc导通的周期来调整过电流(预充电电流或放电电流)施加到端155的周期是可能的。在图404(b)中，施加过电流(预充电电流或放电电流)的周期为(1/3H)。在图404(c)中，施加过电流(预充电电流或放电电流)的周期为(1/4H)。图404(c)可将源极信号线18的电势变化呈现得比图404(b)大。
图407和408描述用来操纵开关D0～D7控制编程电流Iw的结构。图409示出更详细的实施例或另一个实施例。
对于用来使过电流(预充电电流或放电电流)流过的开关Dc，有可能通过施加到内部引线150b上的通断信号来控制要导通的周期。根据图409的实施例，可通过1H的0、1/4、2/4和3/4来控制。类似地，根据图409的实施例，控制用于操纵开关D0～D7可强制性地根据四个周期-1H的0、1/4、2/4和3/4-来控制编程电流Iw的时段是可能的。在图409中，用于使正常电流流过的时段被描述为数据控制，并被描述为灰度4到5(描述为4->5)。根据图409的实施例，至少1H的1/2周期是用于使正常编程电流流过的时段。
用于使正常编程电流流过的时段(与视频信号相关的开关D0～D7被设置成(操纵或控制成)正常编程电流的状态)可以是整个1H周期。更具体地说，它可以是从1/(4H)～1H的任何时段。
根据灰度的变化，开关Dc受到操纵(控制)而开关D0～D7受到强制性的操纵(控制)。对于开关Dc的操纵(控制)以及开关D0～D7的强制性操纵(控制)，由控制器电路(IC)760基于1H中的视频信号中的变化或者1F(1帧)中的视频信号的变化或变化率来作确定。所确定的数据或控制信号被转换成差分信号，并被传送到源极驱动电路(IC)14。
在图409(a)中，用于使过电流(预充电电流或放电电流)流过的开关Dc从1H开始起导通(导通)了1/(4H)时段。因此，过电流(预充电电流或放电电流)从1H开始起施加到源极信号线18上达1/(4H)时段。用于使编程电流流过的开关D0～D7从1H开始起被强迫(导通)了1/(2H)时段。因此，来自开关D0～D7的预充电电流通过增加到由开关Dc的工作而流过的过电流(预充电电流或放电电流)Id，从1H开始起施加到源极信号线18上达1/(2H)时段。
用于增加到过电流(预充电电流或放电电流)Id的时段是从1H开始起的1/(4H)时段，这是相对较短的。用于使正常编程电流流过的时段(与视频信号相关的开关D0～D7被设置成(操纵或控制成)正常编程电流的状态)在1H的第二个1/(2H)时段中实现。源极信号线18的电势由以上工作在从1H开始起的1/(2H)时段中从灰度4电平改变成灰度5电平。并且实现电流编程，从而像素16的驱动晶体管11a使得目标编程电流Iw在由正常编程电流在1H的第二个1/(2H)时段中校正之后流过。
在图409(b)中，用于使过电流(预充电电流或放电电流)流过的开关Dc从1H开始起导通(导通)且持续1/(2H)时段。因此，过电流(预充电电流或放电电流)从1H开始起施加到源极信号线18且持续1/(2H)时段。用于使编程电流流过的开关D0～D7从1H开始起被强迫(导通)且持续1/(2H)时段。因此，来自开关D0～D7的预充电电流通过增加到由开关Dc的工作而流过的过电流(预充电电流或放电电流)Id，从1H开始起施加到源极信号线18上且持续1/(2H)时段。
用于使正常编程电流流过的时段(与视频信号相关的开关D0～D7被设置成(操纵或控制成)正常编程电流的状态)在1H的第二个1/(2H)时段中实现。
源极信号线18的电势由以上工作在从1H开始起的1/(2H)时段中从灰度1电平改变成灰度2电平。并且实现电流编程，从而像素16的驱动晶体管11a使得目标编程电流Iw在由正常编程电流在1H的第二个1/(2H)时段中校正之后流过。如上所述，当开始工作的源极信号线18的电势在灰度1电平上时，有必要延长使开关Dc导通的周期，从而将过电流(预充电电流或放电电流)施加到源极信号线18且持续较长时间。
在图409(c)中，用于使过电流(预充电电流或放电电流)流过的开关Dc从1H开始起导通(导通)了3/(4H)时段。因此，过电流(预充电电流或放电电流)从1H开始起施加到源极信号线18上且持续3/(4H)时段。用于使编程电流流过的开关D0～D7从1H开始起被强迫(导通)且持续1/(4H)时段。因此，来自开关D0～D7的预充电电流通过增加到由开关Dc的工作而流过的过电流(预充电电流或放电电流)Id，从1H开始起施加到源极信号线18上且持续1/(4H)时段。
用于使正常编程电流流过的时段(与视频信号相关的开关D0～D7被设置成(操纵或控制成)正常编程电流的状态)在1H的第二个1/(4H)时段中实现。
源极信号线18的电势由以上工作在从1H开始起的3/(4H)时段中从灰度0电平改变成灰度1电平。并且实现电流编程，从而像素16的驱动晶体管11a使得目标编程电流Iw在由正常编程电流在1H的第二个1/(4H)时段中校正之后流过。如上所述，当开始工作的源极信号线18的电势在灰度0电平上时，有必要延长使开关Dc导通的周期，从而将过电流(预充电电流或放电电流)施加到源极信号线18且持续较长时间。
在图409(d)中，用于使过电流(预充电电流或放电电流)流过的开关Dc不工作。用于使编程电流流过的开关D0～D7从1H开始起被强迫(导通)且持续1/(2H)时段。因此，来自开关D0～D7的预充电电流通过增加到由开关Dc的工作而流过的过电流(预充电电流或放电电流)Id，从1H开始起施加到源极信号线18上且持续1/(2H)时段。
用于使正常编程电流流过的时段(与视频信号相关的开关D0～D7被设置成(操纵或控制成)正常编程电流的状态)在1H的第二个1/(2H)时段中实现。源极信号线18的电势由以上工作在从1H开始起的1/(2H)时段中从灰度0电平改变成灰度1电平。并且实现电流编程，从而像素16的驱动晶体管11a使得目标编程电流Iw在由正常编程电流在1H的第二个1/(2H)时段中校正之后流过。如上所述，用于使过电流(预充电电流或放电电流)流过的开关Dc未工作，因为对于改变前的灰度(源极信号线18的电势较高)而言灰度改变相对较大，并且该改变对于第16到18灰度而言相对较小。
该实施例继续使开关Dc保持处于导通状态。然而，本发明并非仅限于此。在图409(e)中，开关Dc保持导通状态持续1H周期。然而，本发明并非仅限于此。图409(e)示出开关Dc在1H周期内导通多次(两次)的实施例。在图409(e)中，用于使过电流(预充电电流或放电电流)流过的开关Dc从1H开始起导通(导通)1/(4H)时段，并且在过了1/(2H)之后导通(导通)1/(4H)时段。因此，过电流(预充电电流)总的施加到源极信号线18持续1H的1/(2H)时段。用于使编程电流通过的开关D0～D7从1H开始起被强制(导通)且持续1/(2H)时段。
因此，来自开关D0～D7的预充电电流通过增加到由开关Dc工作而流过的过电流(预充电电流或放电电流)上，从1H开始起施加到源极信号线18且持续1/(4H)时段。用于使正常编程电流(与视频信号相关的开关D0～D7被设置(工作或控制)成正常编程电流的状态)流过的时段在1H的第二个1/(4H)时段中实现。
源极信号线18的电势通过以上工作在从1H开始起的3/(4H)时段中从灰度2电平改变成灰度3电平。并且实现电流编程，从而像素16的驱动晶体管11a使目标编程电流在1H的第二个1/(4H)时段中经正常编程电流校正之后流过。如上所述，可在电流驱动中增加恒定电流。因此，过电流(预充电电流或放电电流)Id可在除1H的第二个一半(除后一半)之外的任何时段中增加。它还可通过分成多次来增加。不言而喻，以上也可应用于开关D0～D7的强制控制。
根据以上实施例，开关Dc从1H开始起处于导通状态。然而，本发明并非仅限于此。图409(f)示出开关Dc从开始起过了1/(4H)时段之后导通的实施例。此外，用于使编程电流流过的开关D0～D7从1H开始起被强制(导通)3/(4H)时段。
因此，来自开关D0～D7的预充电电流通过增加到由开关Dc工作而流过的过电流(预充电电流或放电电流)上，从1H开始起施加到源极信号线18且持续1/(4H)时段。
用于使正常编程电流(与视频信号相关的开关D0～D7被设置(工作或控制)成正常编程电流的状态)流过的时段在1H的第二个1/(4H)时段中实现。源极信号线18的电势通过以上工作在从1H开始起的3/(4H)时段中从灰度5电平改变成灰度6电平。并且实现电流编程，从而像素16的驱动晶体管11a使目标编程电流在1H的第二个1/(4H)时段中经正常编程电流校正之后流过。如上所述，可在电流驱动中增加恒定电流。因此，过电流(预充电电流或放电电流)Id并非总是必须在1H开始起施加。可在除1H的第二个一半(除后一半)之外的任何时段中增加。它还可通过分成多次来增加。不言而喻，以上也可应用于开关D0～D7的强制控制。
根据以上实施例，控制时段或工作时段为1H。然而，本发明并非仅限于此。不言而喻，它可在超过1H的特定时段中实现。同样，不言而喻的是，它可通过组合过电流(预充电电流或放电电流)驱动和预充电电压(编程电压)驱动来实现。显然，根据本发明这可应用于其它实施例。
图410示出组合过电流(预充电电流或放电电流)驱动和预充电电压(编程电压)驱动的实施例。它也是已改变组合过电流(预充电电流或放电电流)Id施加时段的实施例。
图410示出预充电电压是对应于0灰度的电压V0的情形。首先，将描述图410(a1)、(a2)和(a3)。在图410(a1)中，预充电电压在1H开始时施加1μs。如图410(a2)所示，过电流(预充电电流或放电电流)从1H开始起被施加到源极信号线18上且持续1/(2H)时段。因此，如图410(a3)所示，源极信号线18的电势在从t1到t0的时段中为0灰度的电压电势V0。在从t0到t3的时段中，源极信号线18的电势因过电流(预充电电流或放电电流)Id(吸收电流方向)而降低。视频数据上的电流编程在从t3到t2(1H的末端)的时段中实现。
因此，源极信号线18的电势降低，以便使得匹配编程电流的电流流过像素16的驱动晶体管11a。根据图410(a)的实施例，源极信号线18的电势通过施加预充电电压V0在预定值上设置，然后通过过电流(预充电电流或放电电流)Id实现电流预充电。因此，在理论上估算过电流(预充电电流或放电电流)Id的适当大小以及过电流(预充电电流或放电电流)的施加时间，从而使它们由控制器电路(IC)760的控制或设置是简单的。出于该原因，实现良好和准确的电流编程是可能的。
然后，将参照图410(b1)、(b2)和(b3)来描述根据本发明另一实施例的驱动方法。在图410(b1)中，从1H开始起施加预充电电压且持续tx μs。如图410(b2)所示，过电流(预充电电流或放电电流)Id从1H开始起施加到源极信号线18上且持续1/(2H)时段。因此，如图410(b3)所示，源极信号线18的电势在从t1～t0的时段中是0灰度的电压电势V0。此外，在从t0～t3的时段中，源极信号线18的电势因过电流(预充电电流或放电电流)Id(吸收电流方向)而降低。视频数据上的电流编程在从t3～t2(1H的末端)的时段中实现。因此，源极信号线18的电势降低，以便使得匹配编程电流的电流流过像素16的驱动晶体管11a。
根据图410(b)的实施例，通过控制用于施加预充电电压V0的时段tx，来调节通过过电流(预充电电流或放电电流)Id施加电流预充电的时段是可能的。因此，在理论上估算过电流(预充电电流或放电电流)Id的适当大小以及过电流(预充电电流或放电电流)的施加时间，从而使它们由控制器电路(IC)760的控制或设置是简单的。出于该原因，实现良好和准确的电流编程是可能的。
图410(a)和(b)是施加因此预充电电压的情形。然而，本发明并不将施加预充电电压的时段限于一次。这是因为预充电电压的施加使源极信号线18的电势可重新设置，这便于通过过电流(预充电电流或放电电流)Id驱动对源极信号线18进行电势控制(调整)。预充电电压Vpc并不限于电压V0。对于预充电电压(与编程电压同义或相似)，可设置各种各样的电压，如图127～143、图293、图311、图312和图339～344。
图410(c1)、(c2)和(c3)示出在1H周期内(以预定时间间隔)向源极信号线18施加多次预充电电压的实施例。在图410(c1)中，施加预充电电压1μs两次，即，从1H开始起和从时间t3起。如图410(c2)所示，过电流(预充电电流或放电电流)Id从1H开始起施加到源极信号线18上且持续4/(5H)时段。因此，如图410(c3)所示，源极信号线18的电势在从t1～t0的时段中是0灰度的电压电势V0。在从t0～t3的时段中，源极信号线18的电势因过电流(预充电电流或放电电流)Id(吸收电流方向)而降低。然而，在从t3～t4的时段中，源极信号线18的电势可重新设置为V0，以便于施加预充电电压。在从t4～t5的时段中，源极信号线18的电势再次因过电流(预充电电流或放电电流)Id(吸收电流方向)而降低。视频数据上的电流编程在从t5～t2(1H的末端)的时段中实现。因此，源极信号线18的电势降低，以便使得匹配编程电流的电流流过像素16的驱动晶体管11a。
根据图410(c)的实施例，通过施加预充电电压V0，源极信号线18的电势可重新设置成预定值，且电流编程的工作从施加最后的电流预充电的时间起开始。因此，通过控制或调整施加预充电电压的时间，可在理论上估算过电流(预充电电流或放电电流)Id的适当大小以及过电流(预充电电流或放电电流)的施加时间是可能的。因此，用控制器电路(IC)760(未示出)来控制或设置它，从而实现良好和准确的电流编程是可能的。
图410示出施加恒定预充电电压(编程电压)的实施例。图411示出改变预充电电压的实施例。作为示例，图411中的过电流(预充电电流或放电电流)Id从1H开始起施加且持续1/(2H)时段(t1～t3时段)。
图411(a1)是预充电电压为对应于灰度0的电压V0的情形。图411(b1)是预充电电压为对应于灰度1的电压V1的情形。图411(c1)是预充电电压为对应于灰度2的电压V2的情形。
将描述图411(a1)、(a2)和(a3)。在图411(a1)中，在1H开始时施加预充电电压V0持续1μs。如图411(a2)所示，过电流(预充电电流或放电电流)Id从1H开始起施加到源极信号线18上且持续1/(2H)时段。因此，如图411(a3)所示，源极信号线18的电势在从t1～t0的时段中是0灰度的电压电势V0。
在从t0～t3的时段中，源极信号线18的电势因过电流(预充电电流或放电电流)Id(吸收电流方向)而降低。视频数据上的电流编程在从t3～t2(1H的末端)的时段中实现。因此，源极信号线18的电势降低，以便使得匹配编程电流的电流流过像素16的驱动晶体管11a。
根据图411(a)的实施例，通过施加预充电电压V0来将源极信号线18的电势设置为预定值，然后通过过电流(预充电电流或放电电流)Id实现电流预充电。因此，在理论上估算过电流(预充电电流或放电电流)Id的适当大小以及过电流(预充电电流或放电电流)的施加时间，从而使它们由控制器电路(IC)760的控制或设置是简单的。出于该原因，实现良好和准确的电流编程是可能的。
然后，将描述图411(b1)、(b2)和(b3)。在图411(b1)中，从1H开始起施加对应于第1灰度的预充电电压V1。如图411(b2)所示，过电流(预充电电流或放电电流)Id从1H开始起施加到源极信号线18上且持续1/(2H)时段。因此，如图411(b3)所示，源极信号线18的电势在从t1～t0的时段中是1灰度的电压电势V1。此外，在从t0～t3的时段中，源极信号线18的电势因过电流(预充电电流或放电电流)Id(吸收电流方向)而降低。视频数据上的电流编程在从t3～t2(1H的末端)的时段中实现。因此，源极信号线18的电势降低，以便使得匹配编程电流的电流流过像素16的驱动晶体管11a。
根据图411(b)的实施例，通过施加预充电电压V1源极信号线18的电势可设置为预定值，然后通过过电流(预充电电流或放电电流)Id实现电流预充电。预充电电压V1使比V0低的电势被写入源极信号线18。过电流(预充电电流)的施加时间是固定的，且过电流(预充电电流或放电电流)Id的大小也固定为Id0。因此，将源极信号线18的电势呈现为比图411(a)的低，以便于实现较高的亮度显示是可能的。
此外，在理论上估算过电流(预充电电流或放电电流)Id的适当大小以及过电流(预充电电流或放电电流)的施加时间，从而使它们由控制器电路(IC)760的控制或设置是简单的。出于该原因，实现良好和准确的电流编程是可能的。
此外，将描述图411(c1)、图411(c2)和图411(c3)。在图411(c1)中，在1H开始时施加对应于第2灰度的预充电电压V2且持续1μs。如图411(c2)所示，过电流(预充电电流或放电电流)Id从1H开始起施加到源极信号线18上且持续1/(2H)时段。因此，如图411(c3)所示，源极信号线18的电势在从t1～t0的时段中是第2灰度的电压电势V2。
此外，在从t0～t3的时段中，源极信号线18的电势因过电流(预充电电流或放电电流)Id(吸收电流方向)而降低。视频数据上的电流编程在从t3～t2(1H的末端)的时段中实现。因此，源极信号线18的电势降低，以便使得匹配编程电流的电流流过像素16的驱动晶体管11a。
根据图411(c)的实施例，通过施加预充电电压V2可将源极信号线18的电势设置为预定值，然后通过过电流(预充电电流或放电电流)Id实现电流预充电。预充电电压V2使得比V1低得多的电势可写入源极信号线18。过电流(预充电电流)的施加时间是固定的，且过电流(预充电电流或放电电流)Id的大小也固定为Id0。因此，将源极信号线18的电势呈现为比图411(b)的低，以便于实现较高的亮度显示是可能的。
此外，在理论上估算过电流(预充电电流或放电电流)Id的适当大小以及过电流(预充电电流或放电电流)的施加时间，从而使它们由控制器电路(IC)760的控制或设置是简单的。出于该原因，实现良好和准确的电流编程是可能的。
如上所述，通过改变预充电电压Vpc的大小或电势就可在1H周期时简便地控制源极信号线18的电势是可能的。
图411示出施加恒定预充电电压(编程电压)的实施例。图412示出改变过电流(预充电电流)的实施例。通过控制图392、393和394中的Dc0和Dc1开关等来实现预充电电流中的改变是可能的。在图412(a1)和(b1)中，预充电电压固定为V0。图412(c1)示出不施加预充电电压的实施例。
将描述图412(a1)、(a2)和(a3)。在图412(a1)中，在1H开始时施加预充电电压V0且持续1μs(t0～t1的时段)。如图412(a2)所示，过电流(预充电电流或放电电流)Id0从1H开始起施加到源极信号线18上且持续t1～t4的时段。过电流(预充电电流或放电电流)Id1施加到源极信号线18上且持续t4～t3的时段。
如图412(a3)所示，源极信号线18的电势在从t1～t0的时段中是0灰度的电压电势V0。在从t0～t4的时段中，源极信号线18的电势因过电流(预充电电流或放电电流)Id0(吸收电流方向)而急剧降低。在从t4～t3的时段中，因为过电流(预充电电流或放电电流)Id1(吸收电流方向)比过电流(预充电电流或放电电流)Id0小，所以源极信号线18的电势降低得较缓慢。视频数据上的电流编程在从t3～t2(1H的末端)的时段中实现。因此，源极信号线18的电势降低，以便使得匹配编程电流的电流流过像素16的驱动晶体管11a。
在图412(a)的实施例中，施加预充电电压V0以将源极信号线18的电势设置为预定值，然后首先通过第一过电流(预充电电流或放电电流)Id0实现电流预充电，以便于突然改变源极信号线的电势。然后，通过第二过电流(预充电电流或放电电流)Id1实现电流预充电，以便使源极信号线的电势接近于目标电势。最后，实现电流编程，使得驱动晶体管11a流过与目标视频信号的编程电流值相匹配的预定电流流过。如上所述，通过将多个过电流(预充电电流或放电电流)Id用于控制，来调整过电流(预充电电流或放电电流)Id的适当大小和施加时间，以便于实现良好和准确的电流编程是可能的。
在理论上估算或推测源极信号线18的电势改变，从而使它由控制器电路(IC)760(未在附图中示出)的控制或设置是简单的。出于该原因，实现良好和准确的电流编程是可能的。
然后，将描述图412(b1)、图412(b2)和图412(b3)。在图412(b1)中，在1H开始时施加预充电电压V0且持续1μs(t1～t0时段)。如图412(b2)所示，过电流(预充电电流或放电电流)Id1从1H开始起施加到源极信号线18上且持续t1～t3时段。
如图412(b3)所示，源极信号线18的电势在从t1～t0的时段中是0灰度的电压电势V0。此外，在从t0～t3的时段中，源极信号线18的电势因过电流(预充电电流或放电电流)Id1(吸收电流方向)而降低。可在从t3～t2的时段中实现视频数据上的电流编程。因此，源极信号线18的电势降低，以便使得匹配编程电流的电流流过像素16的驱动晶体管11a。
根据图412(b)的实施例，施加预充电电压V0以将源极信号线18的电势设置为预定值，然后通过相对较小的过电流(预充电电流或放电电流)Id1(吸收电流方向)实现电流预充电，以便于改变源极信号线的电势。最后，实现电流编程，使得驱动晶体管11a流过与目标视频信号的编程电流相匹配的预定电流。
如上所述，通过从目标编程电流或源极信号线18的电势将适当大小的过电流(预充电电流或放电电流)Id用于控制，来调整过电流(预充电电流或放电电流)的施加时间，以便于实现准确的电流编程是可能的。在理论上估算或推测源极信号线18的电势改变，从而便于使它由控制器电路(IC)760(未在附图中示出)的控制或设置也是可能的。出于该原因，实现良好和准确的电流编程是可能的。
此外，将描述图412(c1)、图412(c2)和图412(c3)。在图412(c1)中，未施加预充电电流。因此，源极信号线18的电势为1H之前的电势。此外，如图412(c2)所示，第二过电流(预充电电流或放电电流)Id1从1H开始起施加到源极信号线18上且持续t1～t4的时段。第一过电流(预充电电流或放电电流)Id0施加到源极信号线18上且持续t4～t3的时段。
如图412(c3)所示，源极信号线18的电势在从t0～t4的时段中由相对较小的过电流(预充电电流或放电电流)Id1(吸收电流方向)改变。在从t4～t3的时段中，因为过电流(预充电电流或放电电流)Id0(吸收电流方向)比过电流(预充电电流或放电电流)Id1大，所以源极信号线18的电势急剧下降。因此，源极信号线18的电势降低，以便使得匹配编程电流的电流流过像素16的驱动晶体管11a。
根据图412(c)的实施例，首先通过第二过电流(预充电电流或放电电流)Id1实现电流预充电，以便于改变源极信号线的电势。然后，通过第一过电流(预充电电流或放电电流)Id0实现电流预充电，以便使源极信号线的电势接近于目标电势。最后，实现电流编程，从而驱动晶体管11a流过用与目标视频信号的编程电流值相匹配的预定电流。
如上所述，通过将多个过电流(预充电电流或放电电流)Id用于控制，来调整过电流(预充电电流或放电电流)Id的适当大小和施加时间，以便于实现良好和准确的电流编程是可能的。因为未施加预充电电压，所以从施加到前一像素行的电势中相关地改变电势是可能的。在理论上估算或推测施加到前一像素行的源极信号线18的电势是可能的。它便于由控制器电路(IC)760(未在附图中示出)控制或设置。出于该原因，实现良好和准确的电流编程是可能的。
在图412中，过电流(预充电电流或放电电流)(预充电电流)在1H周期中(预定时段)改变。然而本发明并非仅限于此。例如，在1H周期中(预定时段)改变预充电电压也是可能的。不言而喻，改变预充电电流和预充电电压的大小是可行的。同样不言而喻的是，改变预充电电流和预充电电压的施加时间也是可行的。
图413示出改变施加预充电电压的时序的实施例。过电流(预充电电流)的情况相同。在图413(a1)、(b1)和(c1)中，预充电电压固定为V0。
将描述图413(a1)、(a2)和(a3)。在图413(a1)中，在1H开始时施加预充电电压V0且持续1μs(t1～t0的时段)。如图413(a2)所示，过电流(预充电电流或放电电流)Id0从1H开始起施加到源极信号线18上且持续t1～t5的时段。
如图413(a3)所示，源极信号线18的电势在从t1～t0的时段中是0灰度的电压电势V0。在从t0～t5的时段中，源极信号线18的电势因Id0(作为示例它为吸收电流方向，且以上与本发明的其它实施例相同)而急剧降低。视频数据上的电流编程在从t5～t2(1H的末端)的时段中实现。因此，源极信号线18的电势降低，以便使得匹配编程电流的电流流过像素16的驱动晶体管11a。
如上所述，通过从目标编程电流或源极信号线18的电势将适当大小的过电流(预充电电流或放电电流)Id用于控制，来调整过电流(预充电电流或放电电流)的施加时间，以便于实现准确的电流编程是可能的。在理论上估算或推测源极信号线18的电势改变，从而便于使它由控制器电路(IC)760(未在附图中示出)控制或设置也是可能的。出于该原因，实现良好和准确的电流编程是可能的。
类似地，将描述图413(b1)、图413(b2)和图413(b3)。在图413(b1)中，从t0起施加预充电电压V0且持续1μs(t0～t3时段)。如图413(b2)所示，过电流(预充电电流或放电电流)Id0从1H开始起施加到源极信号线18上且持续t1～t5时段。
如图413(b3)所示，在t1～t0时段中，源极信号线18的电势从1H前的电势开始改变(所施加的源极信号线18的电势实现对前一像素行的电流编程)。然后，在t0，从t0起施加预充电电压V0且持续1μs(t0～t1时段)。因此，源极信号线18的电势可重新设置为V0。
在从t3～t5的时段中，源极信号线18的电势因Id0(作为示例它为吸收电流方向，且以上与本发明的其它实施例相同)而急剧降低。视频数据上的电流编程在从t5～t2(1H的末端)的时段中实现。因此，源极信号线18的电势降低，以便使得匹配编程电流的电流流过像素16的驱动晶体管11a。
如上所述，通过在任意时间施加预充电电流，以任意时间所指定的源极信号线18的电势(图413中的电压V0)将适当大小的过电流(预充电电流或放电电流)Id用于控制，并调节过电流(预充电电流或放电电流)的施加时间或大小，以便于实现准确的电流编程是可能的。在理论上估算或推测源极信号线18的电势改变，从而便于使它由控制器电路(IC)760(未在附图中示出)控制或设置也是可能的。出于该原因，实现良好和准确的电流编程是可能的。
图413(c)与图413(b)相似。在图413(c1)中，从t3开始施加预充电电压V0且持续1μs(t3～t4的时段)。如图413(c2)所示，过电流(预充电电流或放电电流)Id0从1H开始起施加到源极信号线18上且持续t1～t5的时段。
如图413(c3)所示，在t1～t3时段中，源极信号线18的电势从1H前的电势开始改变(所施加的源极信号线18的电势实现对前一像素行的电流编程)。然后，在t3，从t3起施加预充电电压V0且持续1μs(t3～t4时段)。因此，源极信号线18的电势被重新设置为V0。
在从t4～t5的时段中，源极信号线18的电势因Id0(作为示例它为吸收电流方向，且以上与本发明的其它实施例相同)而急剧降低。视频数据上的电流编程在从t5～t2(1H的末端)的时段中实现。因此，源极信号线18的电势降低，以便使得匹配编程电流的电流流过像素16的驱动晶体管11a。
如上所述，通过在任意时间施加预充电电流，将源极信号线18的电势改变成恒定值。过电流(预充电电流或放电电流)Id的大小也相同。因此，过电流(预充电电流或放电电流)Id的改变曲线有不变的倾度角。以任意时间所指定的源极信号线18的电势(图413中的电压V0)将指定的适当大小的过电流(预充电电流或放电电流)Id用于控制，并调节过电流(预充电电流或放电电流)的施加时间或大小，以便于将源极信号线18的电势改变为接近目标电势是可能的。在电势变得接近之后，它仅由编程电流校正，从而可实现准确的电流编程。在理论上估算或推测源极信号线18的电势改变，从而便于使它由控制器电路(IC)760(未在附图中示出)控制或设置也是可能的。
在图410～413中，过电流(预充电电流)的方向可以源极驱动电路(IC)14吸收电流的方向作为例示电流(反向电流)来描述。然而，本发明并非仅限于此。过电流(预充电电流)也可以是放电方向。过电流(预充电电流或放电电流)还可具有放电电流和吸收电流。
图415是使用过电流(预充电电流或放电电流)的放电电流和吸收电流的情形中的驱动方法的示意图。电路结构可以图414所示结构来例示。在图415中，开关151a用于预充电电压的导通和截止的控制。当它导通时，预充电电压施加到端155上。开关Dc2用于放电方向上的预充电电流的导通和截止的控制。当它导通时，预充电电流可以放电方向施加到端155上。开关Dc1用于吸收方向上的预充电电流的导通和截止的控制。当它导通时，预充电电流可以吸收方向施加到端155上。
在图415的a时段中，从1H开始起施加预充电电压V0且持续1μs。图415的开关Dc1导通t1～ta时段。因此，过电流Id1以吸收方向流动。源极信号线18的电势从t1起的1μs时段内是0灰度的电压电势V0。然后，因为直到ta的时段上的过电流(预充电电流)Id0，源极信号线18的电势急剧下降。在ta～t2的时段中，实现视频数据上的电流编程。因此，源极信号线18的电势降低，以便使得匹配编程电流的电流流过像素16的驱动晶体管11a。
在图415的b时段中，未施加预充电电压。图415的开关Dc2导通t2～tb时段。因此，过电流Id2以放电方向流动。因为过电流(预充电电流)Id2源极信号线18的电势急剧上升。在tb～t3的时段中，实现视频数据上的电流编程。因此，源极信号线18的电势降低，以便使得匹配编程电流的电流流过像素16的驱动晶体管11a。
在图415的c时段中，为了写入低灰度区域，从1H开始起施加预充电电压V0且持续1μs。图415的开关Dc1和Dc2处于断开状态。源极信号线18的电势从t3起的1μs时段内是0灰度的电压电势V0。在直到t4的时段上，实现视频数据上的电流编程。因此，源极信号线18的电势降低，以便使得匹配编程电流的电流流过像素16的驱动晶体管11a。
在图415的d时段中，从1H开始起施加预充电电压V0且持续1μs。图415的开关Dc1导通t4～td时段。因此，过电流Id1以吸收方向流动。源极信号线18的电势从t4起的1μs时段内是0灰度的电压电势V0。
然后，因为直到td的时段上的过电流(预充电电流)Id0，源极信号线18的电势急剧下降。在td～t5的时段中，实现视频数据上的电流编程。因此，源极信号线18的电势降低，以便使得匹配编程电流的电流流过像素16的驱动晶体管11a。
在图415的e时段中，未施加预充电电压。图415的开关Dc2导通t5～te时段。因此，过电流Id2以放电方向流动。因为过电流(预充电电流)Id2源极信号线18的电势急剧上升。在te～t6的时段中，实现视频数据上的电流编程。因此，源极信号线18的电势降低，以便使得匹配编程电流的电流流过像素16的驱动晶体管11a。
如上所述，通过从目标编程电流或源极信号线18的电势将适当大小的过电流(预充电电流或放电电流)Id用于控制，来调整过电流(预充电电流或放电电流)的施加时间和大小，以便于实现准确的电流编程是可能的。在理论上估算或推测源极信号线18的电势改变，从而便于使它由控制器电路(IC)760(未在附图中示出)控制或设置也是可能的。出于该原因，实现良好和准确的电流编程是可能的。
以上实施例是在1H周期中过电流(预充电电流或放电电流)驱动和/或预充电电压驱动的实施例。然而，需要考虑不仅在1H周期内而且在一个帧中或多个水平扫描时段内源极信号线18的电势状态，来执行过电流(预充电电流或放电电流)驱动和/或预充电电压驱动。图416示出该实施例。
为便于图416等的描述，灰度数量为64。P表示预充电电压驱动，其中P＝1表示将预充电电压施加到源极信号线18上，而P＝0表示不向源极信号线18施加预充电电压。K表示过电流(预充电电流)驱动，其中K＝1表示将预充电电流施加到源极信号线18上，而K＝0表示不向源极信号线18施加预充电电流。
在图416中，表格的一部分表示1H周期或一个像素行的选定周期。表格顶部所示的数字表示像素行号。视频数据字段中的标号表示视频数据的大小(0～63)。在图416中，只示出符号P和K的变化。对所施加电流或所施加电压的实际控制时间和大小，可应用图403～415中所述的各个实施例。
在图416中，在第三像素行到第四像素行上，视频数据从36变成0。因此，为了完全实现黑色写入，在第四像素行上P＝1，以将预充电电压(V0)施加到源极信号线18上。
在第五像素行到第六像素行上，视频数据从0变成1。如图356所示，电压V0和电压V1之间有较大的电势差。因此，为了完全实现灰度1的电流写入，在第六像素行上K＝1，以将预充电电流(I1)施加到源极信号线18上。示为I1等的后缀表示目标灰度。
在第六像素行到第七像素行上，视频数据从1变成8。灰度中8-1＝7的差异是相对较低的灰度区域。因此，为了完全实现灰度8的电流写入，在第七像素行上K＝1，以将预充电电流(I8)施加到源极信号线18上。
在第八像素行到第九像素行上，视频数据从8变成0。因此，为了完全实现黑色写入，在第九像素行上P＝1，以将预充电电压(V0)施加到源极信号线18上。
此外，在第九像素行到第十像素行上，视频数据从0变成4。灰度中4-0＝4的差异是相对较低的灰度区域。电压V0接近于阳极电压Vdd并具有较高电势。因此，为了完全实现灰度4的电流写入，在第十像素行上K＝1，可将预充电电流(I4)施加到源极信号线18上。
在第十一像素行到第十二像素行上，视频数据从60变成1。因此，电势差较大。此外，电压V1接近于阳极电压Vdd并具有较高电势。因此，为了完全实现灰度1的电流写入，在第十二像素行上P＝1可先写入预充电电压(V0)，并重新设置源极信号线18的电势，并且在该行上还有K＝1可将预充电电流(I1)施加到源极信号线18上。
此外，在第十二像素行到第十三像素行上，视频数据从1变成2。灰度中的差异较小。但它是较低的灰度区域。且电压V1接近于阳极电压Vdd并具有较高电势。在电压V2和电压V1之间有较大电势差，如图356所示。因此，为了完全实现灰度2的电流写入，在第十三像素行上K＝1，可将预充电电流(I2)施加到源极信号线18上。
此外，在第十三像素行到第十四像素行上，视频数据从2变成0。灰度0是变成电流为0的状态。因此，不可能改变源极信号线18的电势。因此，为了完全实现黑色写入，在第十四像素行上P＝1，可将预充电电压(V0)施加到源极信号线18上。
图417是本发明的另一实施例。在图417中，在第一像素行到第二像素行上，视频数据从38变成0。因此，为了完全实现黑色写入，在第二像素行上P＝1，以将预充电电压(V0)施加到源极信号线18上。灰度0从第二像素行持续到第六像素行。因此，电压V0保持为源极信号线18的电势，从而从第二像素行到第六像素行就没有必要施加预充电电压。
相反，如果施加了预充电电压，则它被置入电压驱动的显示状态。由于显示了因激光幅射而使驱动晶体管11a的特征变化并较低了图像质量，这是不必要的。如上所述，本发明的特征在于当灰度没有改变时，在诸如0灰度的低灰度区域中不施加预充电电压。低灰度区域是整个灰度区域的1/8或更少区域。在例如64个灰度的情形中，第0～7灰度是相关的。在从一定灰度变成0灰度时(当灰度差异出现时)，它的特征也在于为施加具有电压V0的预充电电压。
在第六像素行到第七像素行上，视频数据从0变成1。如图356所示，电压V0和电压V1之间有较大的电势差。因此，为了完全实现灰度1的电流写入，在第七像素行上K＝1，可将预充电电流(I1)施加到源极信号线18上。示为I1等的后缀表示目标灰度。
如上所述，本发明的特征在于当发生从0灰度到低灰度区域的灰度变化时施加预充电电流或预充电电压。特别地，当从0灰度变成1灰度是重要的。
图417示出用于分开施加预充电电压和预充电电流的本发明实施例。图418是同时施加预充电电压和预充电电流的驱动方法的示意图。
在图418中，在第一像素行到第二像素行上，视频数据从38变成0。因此，为了完全实现黑色写入，在第二像素行上P＝1，可将预充电电压(V0)施加到源极信号线18上。同时，在该行上K＝1可将预充电电流(I1)施加到源极信号线18上。在第二像素行上，由于施加了预充电电压，源极信号线18的电势一度升至电压V0。然后，源极信号线18的电势由于过电流(预充电电流)而快速降低。在过电流停止之后，对应于正常视频信号的编程电流被施加到源极信号线18上。
类似地，在第六像素行到第七像素行上，视频数据从0变成1。因此，为了完全实现黑色写入，在第七像素行上P＝1，可将预充电电压(V0)施加到源极信号线18上。同时，在该行上K＝1，可将预充电电流(I1)施加到源极信号线18上。在第二像素行上，由于施加了预充电电压，源极信号线18的电势一度升至电压V0。然后，源极信号线18的电势由于过电流(预充电电流)而快速降低。在过电流停止之后，对应于正常视频信号的编程电流被施加到源极信号线18上。
施加到第二像素行和第七像素行上的预充电电压并不限于V0。它也可以是电压V1。在该情形中，源极信号线18的电势由于施加预充电电压V1而改变。在过电流停止之后，对应于正常视频信号的编程电流被施加到源极信号线18上。
在第二像素行到第三像素行上，视频数据从1变成0。因此，为了完全实现黑色写入，在第三像素行上P＝1，可将预充电电压(V0)施加到源极信号线18上。灰度0从第三像素行持续到第六像素行。因此，电压V0保持为源极信号线18的电势，从而从第二像素行到第六像素行没有必要施加预充电电压。相反，如果施加了预充电电压，则它被置入电压驱动的显示状态。由于显示了因激光幅射而使驱动晶体管11a的特征变化并较低了图像质量，这是不必要的。
如上所述，本发明的特征在于当灰度没有改变时，在诸如0灰度的低灰度区域中不施加预充电电压。低灰度区域是整个灰度区域的1/8或更少区域。在例如64个灰度的情形中，第0～7灰度是相关的。在从一定灰度变成0灰度时(当灰度差异出现时)，它的特征在于施加具有电压V0的预充电电压。
在第十像素行到第十一像素行上，视频数据从1变成2。如图356所示，电压V1和电压V2之间有较大的电势差。因此，为了完全实现灰度2的电流写入，在第十一像素行上K＝1，可将预充电电流(I2)施加到源极信号线18上。
如上所述，本发明的特征在于当发生从0灰度到低灰度区域的灰度变化时施加预充电电流或预充电电压。特别地，当从0灰度变成1灰度是重要的。特别地，即使在从诸如0灰度的低灰度区域中灰度差像1或2一样小的情形中，本发明的特征也在于施加预充电电流或预充电电压。特别地，当从0灰度变成1灰度是重要的。
图419也是根据本发明的其它实施例中驱动方法的说明性示图。在图419中，在变成0灰度时施加预充电电压，且从0灰度变成1灰度或低灰度时施加预充电电流。
在图419中，在第一像素行到第二像素行上，视频数据从38变成1。因此，为了完全实现黑色写入，在第二像素行上P＝1，可将预充电电压(V0)施加到源极信号线18上。
此外，在第二像素行到第三像素行上，视频数据从0变成1。因此，在第三像素行上K＝1，可将预充电电流(I1)施加到源极信号线18上。
类似地，在第237像素行到第238像素行上，视频数据从12变成0。因此，为了完全实现黑色写入，在第238像素行上P＝1，可将预充电电压(V0)施加到源极信号线18上。
图420也是根据本发明的其它实施例中驱动方法的说明性示图。在图420中，施加多个对应于低灰度区域的低灰度的预充电电压。如上所述，对应于灰度施加电压从而实现较好的灰度显示是可能的。
在图420中，在第三像素行到第四像素行上，视频数据从34变成1。因此，为了完全实现黑色写入，在第二像素行上P＝1，可将预充电电压(V0)施加到源极信号线18上。
在第四像素行到第五像素行上，视频数据从0变成1。因此，在第五像素行上P＝1，可将预充电电压(V1)施加到源极信号线18上。
在第五像素行到第六像素行上，视频数据从1变成2。因此，为了实现两个灰度的黑色写入，在第六像素行上P＝1，可将预充电电压(V2)施加到源极信号线18上。同时，该行上K＝1，可将预充电电流(I2)施加到源极信号线18上。在第六像素行上，源极信号线18的电势因为预充电电压的施加一度降为电压V1。然后，源极信号线18的电势由于过电流(预充电电流)I2进一步下降。在过电流停止之后，对应于正常视频信号的编程电流被施加到源极信号线18上，以便于实现目标灰度显示。
图421也是根据本发明的其它实施例中驱动方法的说明性示图。图421示出如图414所示结构的驱动电路的控制方法。它控制对应于低灰度区域的低灰度的吸收方向上的预充电电流(标号KL表示控制符号，而IL表示电流)，以及对应于高灰度的放电方向上的预充电电流(标号KH表示控制符号，而IH表示电流)。
在图421中，在第一像素行到第二像素行上，视频数据从38变成0。因此，为了完全实现黑色写入，在第二像素行上P＝1，可将预充电电压(V0)施加到源极信号线18上。
在第六像素行到第七像素行上，视频数据从0变成2。因此，在第七像素行上K＝1，可将预充电电流(IL2)施加到源极信号线18上。源极信号线18的电势由于过电流(预充电电流)IL2进一步下降。在过电流停止之后，对应于正常视频信号的编程电流被施加到源极信号线18上，以便于实现目标灰度显示。
在第九像素行到第十像素行上，视频数据从2变成63。因此，在第十像素行上K＝1，可将预充电电流(IH63)施加到源极信号线18上。源极信号线18的电势由于过电流(预充电电流)IH63进一步上升。在过电流停止之后，对应于正常视频信号的编程电流被施加到源极信号线18上，以便于实现目标灰度显示。
在相同灰度持续的情形中，本发明确定1H之前灰度和下一灰度之间的差异，以便于确定P和K符号。它控制预充电电压和预充电电流的大小、施加定时和施加时间。为了实现这种控制，需要用于将像素行的视频数据保存在控制器电路(IC)760中的行存储器。然而，如果视频数据为8个比特，则需要8比特×水平方向像素数量×3(RGB)的存储器。因为行存储器与成本的增长直接相关，所以行存储器的比特数量应当尽可能地小。
图422是减少行存储器的方法的示意图。图422可保存两个设置值(设置1和设置2)。这些设置值可由控制器电路(IC)760之外的微型计算机来设置。设置值可用来确定视频数据的大小。如果视频数据大于设置1，则将b0比特设为1。
如果设置值较小，在b0比特为0。如果视频数据大于设置2，则b1比特设为1。当然，设置值可以是1，而保存比特b如果确定为1则也可以是1。
例如，视频数据为“00010100”。设置1为“00010000”。设置2为“00000100”。因为视频数据为“00010100”且设置1为“00010000”，所以视频数据小于设置1。因此，b0比特为0。此外，因为视频数据为“00010100”且设置2为“00000100”，则视频数据大于设置2。因此，b1比特为1。
因此，通过2个比特b0和b1来表示视频数据小于设置1并大于设置2是可能的。这两个比特保存在存储器中。如上所述，每个视频数据的大小可由2个比特来表示。
b0和b 1信号在控制器电路(IC)760中产生，并被传送到源极驱动电路(IC)14。所传送的b0和b1信号在源极驱动电路(IC)中解码，如图431所示。当然，表格转换也是可行的，图431示出图427中三个预充电电压的情形。
根据图431所示的实施例，当(b0，b1)＝(0，0)时，全部截止，即未实现预充电电压(电流)驱动。当(b0，b1)＝(0，1)时，输出预充电电压V0。类似地，当(b0，b1)＝(1，0)时，输出预充电电压V1。当(b0，b1)＝(1，1)时，输出预充电电压V2。
在本发明驱动方法中，重要的是，1H之前的灰度和下一灰度之间的灰度差异是否为0灰度或低灰度区域，以及该灰度差异有多大。这些确定通过设置1和2的确定比特b(b0，b1)来获得。因此，足以保存每个视频数据的大小所确定的比特b，同时不需要视频数据的行存储器。因此，可降低成本。
在图381～422中，对通过过电流驱动(预充电电流驱动)来充电和放电源极信号线18的寄生电容Cs的实施例进行描述。过电流(预充电电流或放电电流)的问题是源极信号线18的电势不能停止在目标电势上。在开关Dc导通(导通)的时段中，过电流(预充电电流或放电电流)流经源极信号线18。
该问题通过增加用于监视源极信号线18的电势的比较器来解决。更具体地说，源极信号线18的电势改变应由比较器来监视。并且如果源极信号线18的电势达到了目标灰度电势，则应从比较器中生成截止信号，以截止(断开)开关Dc。以上电流可用运算放大器简便地结构。运算放大器可通过低温多晶硅技术、CGS技术和高温多晶硅技术来简便地制成或构成。在源极驱动电路(IC)14中放置比较器也是容易的。
在实现0灰度(V0)的电压预充电之后0灰度持续的情形中，(源极信号线18的)相关像素的电压预充电(0灰度电压)并不是必要的。然而，在实现0灰度的电压预充电之后它变成1灰度或以上的情形中，需要实现与1灰度或以上相关的电压预充电(V1或以上的电压)。这是因为电压V0和V1之间的电势差较大，如图356所示。这是因为，如果电势差较大则灰度1左右的编程电流在1H周期内不能达到源极信号线18的目标电势(它保持相差很多的电势)。
本发明的电流驱动方法在0灰度显示上实现电压预充电。当编程1灰度或以上时，它实现1灰度或以上的电压预充电。通过实现1灰度或以上的电压预充电，来编程它使目标编程电流流过像素16的驱动晶体管11a是可能的。
当在1灰度显示上实现电压预充电(在1灰度显示的源极信号线18的电势上甚至未实现)并变成2灰度或以上时需要实现2灰度或以上的电压预充电。通过实现2灰度或以上的电压预充电，来编程它使目标编程电流流过像素16的驱动晶体管11a是可能的。即使在1或2灰度显示的情形中，电势差是相对较大的。这是因为有灰度2左右的编程电流在1H周期内不能达到源极信号线18的目标电势的情形。
本发明的电流驱动方法实现0灰度显示上的电压预充电。当变成1灰度或以上时，它实现1灰度或以上的电压预充电。然而，本发明并非仅限于此。不言而喻，1灰度或以上的电压预充电可由图381～422中所述的过电流(预充电电流或放电电流)替换。既实现电压预充电又实现过电流(预充电电流或放电电流)驱动也是可能的。
如上所述，当在1灰度显示上实现电压预充电并变成2灰度或以上时，需要实现2灰度或以上的电压预充电。在该情形中，不言而喻，通过实现2灰度或以上的过电流驱动(电流预充电驱动)来编程它以便使目标编程电流流过像素16的驱动晶体管11a是可能的。
在预充电电压的最大值为灰度k而其电压为Vk的情形中，当从灰度k以下变成灰度k或以上时，先施加预充电电压Vk然后施加预充电电流再施加编程电流是可能的。施加预充电电压Vk然后施加编程电流也是可能的。更具体地说，电势通过施加预充电电压Vk增大。该工作可减小达到目标电势的时段。
以上实施例具有从源极驱动电路(IC)14向源极信号线18施加过电流(预充电电流或放电电流)或预充电电压的结构。本发明并非仅限于此。图445具有一种结构，其中具有形成或放置在阵列上的提供过电流(预充电电流或放电电流)的装置。
在图445中，像素16p是提供过电流的装置。尽管它被示为像素16p，重要的是如图446所示的过电流驱动晶体管11ap。它并非必须是像素16的结构。
在图445中，像素16ap形成或放置在与其上放置有源极驱动电路(IC)14的一侧对面的源极信号线18的末端。然而，本发明并非仅限于此。它们还可形成或放置在源极驱动电路(IC)14那一侧或源极信号线18的两侧。例如，图453所具有的结构是过电流像素16p1放置在源极驱动电路(IC)14一侧，而第二个过电流像素16p2放置在源极信号线18的末端。如图453所示，通过将过电流像素16p放置在源极信号线18的两端，而在预充电驱动上使源极信号线18的电势在源极信号线18的两端平均地改变，以便于实现均匀的图像显示而不在屏幕144上产生亮度梯度。
过电流驱动晶体管11ap可以硅片构成并安装阵列30上。对于过电流驱动晶体管11ap，最好采用多晶体技术使像素16a或栅极驱动电路12同时制成。
过电流驱动晶体管11ap具有与像素16a的驱动晶体管11a不同的输出电流。当施加在像素16a(用于图像显示的像素)的驱动晶体管11a的栅极端上的电压Vgl与施加在像素16p(用于通过或输出过电流的像素)的像素过电流驱动晶体管11ap的栅极端上的电压Vg2相同(Vg1＝Vg2)时，由驱动晶体管11a输出的电流I1和由驱动晶体管11ap输出的电流I2必须满足关系I2＝bI1(假设b≥1)。关系I2＝bI1(假设b≥1)可通过设计过电流驱动晶体管11ap和驱动晶体管11a的WL大小或WL比率来简便地设计。
为了形成关系I2＝bI1，需要将像素16p的过电流驱动晶体管11ap的结构与驱动晶体管11a的相同，且并行地形成或放置多个驱动晶体管11a。
例如，驱动晶体管11a的沟道宽度是20μm且其沟道长度L为12μm，且在将电压Vg1施加到驱动晶体管11a的栅极端G上时输出电流为I1。并且一个过电流驱动晶体管11ap的沟道宽度为20μm且其沟道长度L为12μm，且在将电压Vgl施加到并行耦合的6个过电流驱动晶体管11ap的栅极端G上时输出电流为I2。在该情形中，形成关系I2＝6I1(b＝6)是可能的。
将过电流驱动晶体管11ap的结构呈现为与驱动晶体管11a的相同，以便于准确地设置或设计b的值是可能的。因此，它并不限于图446所示的结构，其中有像素16p的一个过电流驱动晶体管11ap。
不言而喻，作为另一种结构，多个过电流驱动晶体管11ap可串行地或并行地耦合，如图450所示。这些过电流驱动晶体管11ap通过作为选择装置的晶体管11cp连接到源极信号线18。如上所述，通过形成或结构用于提供过电流(预充电电流或放电电流)的多个晶体管11ap来减少过电流(预充电电流或放电电流)中的变化是可能的。
在采用(低温)多晶硅技术形成晶体管11ap的情形中，需要在阵列30上分散地形成它们，因为在它们的特征中有重大的变化。因此，在如图450所示形成电流驱动晶体管11ap的情形中，需要尽可能广泛地放置它们。还需要形成多个过电流像素16p(16pa、16pb、16pc和16pd)并在较宽范围中耦合它们，如图45所示。
在图451中，加阴影的过电流像素16p未耦合到任一源极信号线18(未使用)。然而，没有加阴影的过电流像素16p，在加阴影像素16p邻近形成的过电流像素16p(16pa、16pb、16pc和16pd)具有与其它过电流像素16p不同的特征。这是因为，除了图形是规则形成的，围绕所形成晶体管的各个部件都处于不同蚀刻状态且特征改变。如图451所示，形成加阴影过的电流像素16p，从而消除特征中的变化并使它们相等是可能的。不言而喻，以上可应用于本发明的其它实施例。
为了减少过电流像素16p特性中变化的影响，切换在开关电路S中选定的过电流像素16p的方法在图452中例示。开关电路S采用多晶硅技术使像素16a或栅极驱动电路12同时形成。开关电路S还可采用低温多晶硅技术、CGS技术和高温多晶硅技术来简便地形成或结构。在源极驱动电路(IC)14中形成它也是容易的。不言而喻，以上可应用于本发明的其它实施例。
或者开关电路切换为个1H选定的过电流像素(16p1、16p2)。它也可为每个1F(1帧或1场)切换。通过随机地切换它们来进行控制以便使选择过电流像素16p1的次数与选择过电流像素16p2的次数平均地相匹配也是可能的。改变要在奇数场和偶数场之间选择的过电流像素16p也是可能的。
图446的过电流像素16p的过电流驱动晶体管11ap被示为P-沟道晶体管。然而，本发明并未受限于此。过电流驱动晶体管11ap还可由N-沟道晶体管来形成或构成。在像素16a的驱动晶体管11a为P-沟道的情形中，需要用P-沟道来形成或构成过电流驱动晶体管11ap。在像素16a的驱动晶体管11a为N-沟道的情形中，需要用N-沟道来形成或构成过电流驱动晶体管11ap。
如图448所示，既形成或构成具有P-沟道过电流驱动晶体管11ap的过电流像素16p，又形成或放置具有N-沟道过电流驱动晶体管11an的过电流像素16n也是有可能的。当向源极信号线18放电过电流时，导通电压被施加到栅极信号线17pp可将开关晶体管11cpp置于导通状态。当从源极信号线18吸收过电流时，导通电压被施加到栅极信号线17pn可将开关晶体管11cpn置于导通状态。选择栅极信号线17pp和栅极信号线17pn两者，并将放电方向过电流和吸收方向过电流之间的差值施加到源极信号线18上也是可能的。
在图446中，过电流像素16p的过电流驱动晶体管11ap的源极端与电压Vct相连。通过将电压Vct呈现为等于电压Vdd(阳极电压)来减少单元数量是可能的。
为了调整或改变由过电流驱动晶体管11ap输出的电流大小，需要能够改变图446中的电压Vct。图449示出该实施例。在图449中，调节器VR置于比电压Vct高的电压Vtt和GND之间。用调节器VR来调节电压Vct是可能的。通过增大电压Vct来使过电流呈现为更大是可能的。
图447具有电压Vct可由施加到电子调节器501的VPDATA改变的结构。通过使用VPDATA来调节、改变或更改过电流的大小是可能的，即使在施加过电流时，通过改变VPDATA来调节、改变或更改过电流的大小也是可能的。通过改变VPDATA，要逐个像素行或多个像素行地，或者逐帧或多帧地更改或改变过电流的大小也是可能的。
在图448中，通过改变电压Vctp来实现P-沟道过电流驱动晶体管11ap的过电流大小是可能的。通过改变电压Vctn来实现N-沟道过电流驱动晶体管11an的过电流大小是可能的。
图446的过电流像素16p没有用于保存在其上形成的过电流驱动晶体管11ap的栅极端电势的电容器。然而，本发明并非仅限于此。如图447所示，在过电流像素16p上形成或放置电容器19p也是可能的。
图445具有在每个源极信号线18上放置一个过电流像素16p的结构。本发明并非仅限于此。图454具有在一个源极信号线18上放置多个过电流像素16p以能够更改或调整要选择的过电流像素16p的数量的结构。
在图445中，要选择的过电流像素16p的数量为0～3。过电流像素16p的数量由栅极驱动器电路(IC)12p选择。当栅极驱动电路(IC)12p选择三个过电流驱动晶体管11ap时，导通电压施加到栅极信号线17p1、17p2和17p3上。栅极驱动电路(IC)12p可通过低温多晶硅技术、CGS技术和高温多晶硅技术来简便地形成或结构。不言而喻，以上内容也可应用于本发明的其它实施例。
通过将导通电压施加到栅极信号线17p1上，过电流驱动晶体管11ap1的放电电流被施加到源极信号线18上。通过将导通电压施加到栅极信号线17p2上，过电流驱动晶体管11ap2的放电电流被施加到源极信号线18上。通过将导通电压施加到栅极信号线17p3上，过电流驱动晶体管11ap3的放电电流被施加到源极信号线18上。
例如，在过电流驱动晶体管11ap1～11ap3的输出电流都相同的情形中，通过选择两条栅极信号线17p，来获得比选择一条栅极信号线17p的情形大两倍的过电流输出是可能的。通过选择三条栅极信号线17p，来获得比选择一条栅极信号线17p的情形大三倍的过电流输出是可能的。
在图454中，电容器19未放置在像素16p上。对多个像素16p或一行像素16p放置一个电容器19。
在图454中，示出过电流像素16p1的放电电流I21、过电流像素16p2的放电电流I22、以及过电流像素16p3的放电电流I23是相同的。然而，它并非仅限于此。不言而喻，像素16p1～16p3的过电流驱动晶体管11ap的大小或所形成的过电流驱动晶体管的数量有差异是可能的。在该情形中，过电流像素16p1的放电电流I21、过电流像素16p2的放电电流I22、过电流像素16p3的放电电流I23可不同。即使栅极驱动电路12p所选择的栅极信号线17p是一条栅极信号线，过电流的大小有差异也是可能的。
在图446中，通过将导通电压施加在栅极信号线17p上来选择一行像素16p。然而，本发明并非仅限于此。例如如图449所示，选择驱动电路(IC)4491选择每个过电流像素16p并导通选定像素16p的开关晶体管11cp。因此，选择是否对每个源极信号线18施加过电流是可能的。
过电流应施加在哪条源极信号线18上由控制器电路(IC)760来控制。当然，还可通过源极驱动电路(IC)14来实现。选择驱动电路(IC)4491可通过低温多晶硅技术、CGS技术和高温多晶硅技术来简便地制成或结构。它也可内嵌于源极驱动电路(IC)14中。不言而喻，以上内容也可应用于本发明的其它实施例。
栅极信号线17p的导通和截止控制通过控制七电路(IC)760的控制来实现。控制器电路(IC)760通过处理视频信号来实现占空比控制、参考电流比率控制等。过电流控制对应于该实现来进行。过电流控制没有具体地通过控制器电路(IC)760的控制来实现，而可由另一电路来实现。例如，列示了源极驱动电路(IC)14。
施加于栅极信号线17p的电压为Vgh和Vgl。来自控制器电路(IC)760的输出电压为0(GND)和3.3(V)。这些电压需要电平位移成Vgh和Vgl。电平位移可通过栅极驱动电路12a来实现。
不言而喻，图445～454所示结构可单独或组合地结构或形成。例如，图445所示的结构和图454所示的结构是可互相替换的。差异为是要控制一条栅极信号线17p还是要控制三条栅极信号线17p1～17p3。本领域技术人员可简便地实现或改变该工作并采用之。即使在图448中既有P-沟道过电流驱动晶体管11ap又有N-沟道过电流驱动晶体管11an的情形中，本领域技术人员可简便地实现或改变它并采用之。在此为便于描述，图445和446的结构在下文中说明。
为便于描述，以下将描述过电流(预充电电流)为1个水平扫描时段(1H)的1/2(1/2H)而正常编程电流在剩下的(1/2H)时段中施加的驱动方法。然而，过电流的施加时间并不限于1/(2H)时段。不言而喻，它可以是另一个时段(时间)，诸如1/(4H)或3/(4H)。
在用于图445所示的结构中施加过电流的时段中，用于将开关晶体管11cp置入导通状态的导通电压(Vgl)被施加到栅极信号线17p上。在该时段中，导通电压被施加到栅极信号线17p上，从而过电流I2被施加到源极信号线18上。在施加过电流的时段中，对应于作为视频信号的编程电流Iw写入其中的像素行的栅极信号线17a可保持为截止电压施加其上的状态。当然，导通电压可被施加到对应于作为视频信号的编程电流Iw写入其中的像素行的栅极信号线17a上。这是因为，在电流编程方法中，即使多个电流源与一条源极信号线18相连工作也不会失败。取决于情况，通过同时将编程电流Iw和过电流I2施加到源极信号线18上以便于更早地达到源极信号线的预定电势是可能的。
源极驱动电路(IC)14在过电流I2的施加时段中运行。在该情形中，源极驱动电路(IC)14的参考电流比率增大。控制参考电流的结构和方法已在前面描述，因此将略去其描述。在图455中，在t1～ta的1/(2H)时段中参考电流比率为2(倍)。在1H的第二个一半部分中施加正常编程电流Iw的时段中(ta～t2的第二个时段)，参考电流比率为1(倍)。
在第一个1/(2H)时段中，参考电流比率根据视频信号的大小和1H之前视频信号的大小来改变。在周期(a)中，1H之前的视频信号从0(全黑显示)变为1。因此，对于视频信号中的变化，它是相对较小的，诸如1-0＝1。然而，如图356所示，对应于视频信号0的电压V0和对应于视频信号1的电压V1之间的电势差较大。考虑该因素，参考电流比率在周期(a)的第一个1/(2H)时段中为2。因此，在第一个1/(2H)时段中，来自源极信号线18的比正常编程电流Iw大两倍的电流由源极驱动电路(IC)14吸收。因此，通过使电荷以施加正常编程电流Iw的情形快两倍的速度放电，源极信号线18的电势变化发生。在周期(a)的第二个1/(2H)时段中，参考电流比率为1且预定的编程电流Iw被写入像素16a。在该时段中，截止电压被施加到栅极信号线17p上，且开关晶体管11cp被置入截止状态。因此，过电流(预充电电流)未施加到源极信号线18上。
根据本发明的实施例，描述了从像素16p施加过电流(预充电电流)。然而，对于降低源极信号线18的电势的工作，源极驱动电路(IC)14的工作主要如图380(a)所述。因此，更适合说过电流是从源极驱动电路(IC)14而非像素16p的工作施加的。然而，对于增大源极信号线18的电势的工作，像素16p的工作主要如图380(b)所述。该工作变成通过驱动晶体管11a和过电流驱动晶体管11ap(11an参见图448)的相反工作。在此，描述在通过增大源极驱动电路(IC)14的参考电流比率来从像素16p提供过电流的条件上进行，以便于描述。
对于实际工作，有未从过电流像素16p提供过电流的工作以及未从源极驱动电路(IC)14施加过电流(预充电电流)的情形。然而，将这些工作分开描述太麻烦了。因此，过电流像素16p和源极驱动电路(IC)14受控(驱动)来同时工作，以达到源极信号线18的预定电势，从而使目标编程电流流过像素16a(像素16)的驱动晶体管11a。
如上所述，本发明的技术类型是在预定时段中至少过电流(预充电电流)是向源极信号线18吸收或放电的。本发明的技术类型还是在预定时段中至少过电流是向源极信号线18吸收或放电的。因此，本发明的技术类型(技术范围或权利要求)并不限于像素16p和源极驱动电路(IC)14的工作。
不言而喻，以上内容也可应用于图127-142、228-231、308-313、324、328-354、380-435、445-467等的电路结构、驱动方法和显示屏(显示装置)。
在图455中，周期(b)示出从周期(a)的视频信号1变成视频信号6。更具体地说，在周期(b)中，有必要从对应于视频信号1的源极信号线18的电势变成对应于视频信号6的电势。因此，对于视频信号中的变化，它是相对较大的，诸如6-1＝5。因此，源极信号线18的电势变化是相对较大的。考虑该因素，参考电流比率在周期(b)的第一个1/(2H)时段中为3。在周期(b)的第一个1/(2H)时段中导通电压被施加到栅极信号线17p上。在第一个1/(2H)时段中，来自源极信号线18的比正常编程电流Iw大三倍的电流由源极驱动电路(IC)14吸收。因此，通过使电荷以施加正常编程电流Iw的情形快三倍的速度放电，源极信号线18的电势变化发生。在第二个1/(2H)时段中，与正常编程电流Iw一样大的电流由源极驱动电路(IC)14吸收。像素16a的驱动晶体管11a的栅极电势对应于编程电流改变，并且编程电流Iw对像素进行编程。
在图455(c)中，参考电流比率固定为1。视频信号在周期(b)中为6的变化。视频信号在周期(c)中为1。因此，对于视频信号中的变化，它是较小的，诸如1-6＝-5。因此，有必要增大阳极电压Vdd一侧源极信号线的电势。在该情形中，如图380(b)所述的像素16的驱动晶体管11a的工作是主要的，因此，源极驱动电路(IC)14的参考电流比率可以为1。像素16的驱动晶体管11a的漏极端和栅极端之间被短接，且对源极信号线18充电以增大电势。
在图455(d)中，1H之前的源极信号线18电势是对应于视频信号1的电势(V1)。它在(d)中为视频信号10。因此，对于视频信号中的差异，它较大，诸如10-1＝9。更具体地说，大大地降低源极信号线18的电势也是有必要的。考虑该因素，参考电流比率在周期(d)的第一个1/(2H)时段中为4。因此，在第一个，1/(2H)时段中，来自源极信号线18的比正常编程电流Iw大四倍的电流由源极驱动电路(IC)14吸收。因此，通过使电荷以施加正常编程电流Iw的情形快四倍的速度放电，源极信号线18的电势变化发生。在第二个1/(2H)时段中，参考电流比率为1且预定编程电流Iw被写入像素16a。在该时段中，截止电压被施加到栅极信号线17p上，且开关晶体管11cp被置于截止状态。因此，过电流(预充电电流)并未施加在源极信号线18上。
对图455的周期(e)(t5～t6)，它是1H之前时段(t4～t5)的视频信号10，而在周期(d)(t4～t5)中也是视频信号10，所以没有变化。因此，在图455(e)中，参考电流比率固定为1。像素16根据驱动晶体管11a的Vt变化(特征变化)而工作。源极信号线18具有由驱动晶体管11a提供的电流，且源极信号线18的电势在该电势上被设置成与流入源极信号线18的编程电流Iw平衡。
如上所述，源极信号线18的电势变化通过过电流像素16p的过电流驱动晶体管11ap的工作、以及源极驱动电路(IC)14的参考电流比率中的增长而较早地呈现，以便于将预定的编程电流Iw写入像素16。
如上所述，不言而喻，以上内容也可应用于图127-142、228-231、308-313、324、328-354、380-435、445-467等的电路结构、驱动方法和显示屏(显示装置)。不言而喻，以上内容可与本发明的另一驱动方法组合，诸如占空比控制。以上内容还可应用于下文所述的本发明的其它实施例。
图457是图455所示的实施例的变形示例。它与图455不同的是，在周期(c)(t3～t4)施加预充电电压。该预充电电压可以是电压V0(灰度0)或电压V1(灰度1)。重要的是，当视频信号从较大值变成较小值时(从(c)中视频信号6变成视频信号1)，要用预充电电压来施加电压并增大阳极电压(Vdd)一侧的阳极信号线18的电势。
更具体地说，当源极驱动电路(IC)14以吸收电流(反向电流)的方向工作并向视频信号较小的方向转变时(当向减小流经EL元件15的电流的方向转变时)，本发明通过预充电电压来增大源极信号线18的电势(改变栅极端电势使电流不流过驱动晶体管11a)。还需要实现图445～458中所述的实施例。更具体地说，工作过电流像素16p可将过电流施加到源极信号线18上。此外，当源极驱动电路(IC)14以放电电流的方向工作并向视频信号较小的方向转变时(当向减小流经EL元件15的电流的方向转变时)，本发明通过预充电电压来降低源极信号线18的电势(改变栅极端电势使电流不流过驱动晶体管11a)。
是否要施加预充电电压可根据1H之前的视频数据和下一视频数据来判断。例如，它可根据周期(b)(1H之前的视频数据)和周期(c)(下一视频数据)来判断。该关系在图463中示为示例。它像图389的表格一样地进行控制。在图463的表格中，1表示施加下个1H周期中的预充电电压，而0表示不施加下个1H周期中的预充电电压。例如，当下个1H周期的视频数据为0时，在1H之前的视频数据为1或以上的情形中施加预充电电压。此外，当下个1H的视频数据为1时，在1H之前的视频数据为4或以上的情形中施加预充电电压。类似地，当下个1H的视频数据为2时，在1H之前的视频数据为5或以上的情形中施加预充电电压。在其它情形中，不施加预充电电压。
如上所述，本发明要根据视频数据中的变化判断是否施加预充电电压。因此，可实现较好的图像显示。
在图457中，周期(b)(t2～t3)具有视频信号6。因为周期(c)(t3～t4)具有视频信号1，所以有必要在阳极电势一侧增大源极信号线18的电势。然而，源极驱动电路(IC)14使用吸收电流方法(除图414中情形，其中源极信号线18的电势大小使用图457的方法也可增大)。因此，源极驱动电路(IC)14不能增大源极信号线18的电势。
为了解决这个问题，实现先前所描述的电压驱动。在图457中，预充电电压在t3～tf的时段中被施加到源极信号线18上，以便于增大源极信号线18的电势。参考电流比率此时应为1。来自源极驱动电路(IC)14的与视频信号1相关的编程电流Iw被施加到源极信号线18上。其它结构或工作与图455的相同或相似，因此将略去描述。
根据图455和457的各个实施例，在第一个1/(2H)时段中，要成为过电流的电流由源极驱动电路(IC)14吸收。在第二个1/(2H)时段中，参考电流比率为1且预定编程电流Iw被写入像素16a。更具体地说，过电流的施加时段被固定为1/(2H)时段。然而，本发明并非仅限于此。可改变过电流的施加时段。
图458是改变过电流的施加时段的实施例。图458(1)与图455相同，是过电流的施加时段固定为1/(2H)时段的实施例。然而，参考电流比率固定为4。如上所述，参考电流比率可固定为过电流的施加时段。通过将参考电流比率呈现为固定的，来简化电路结构并实现成本的下降是可能的。
图458(2)是过电流的施加时段根据视频数据或视频数据中的变化(源极信号线18的电势或源极信号线18的电势改变)而改变的实施例。
根据图458(2)的方法，用于将开关晶体管11cp置于导通状态的导通电压Vgl在施加过电流的时段中被施加到栅极信号线17p上。在该时段中，导通电压被施加到栅极信号线17，从而过电流I2被施加到源极信号线18上。在施加过电流的时段中，对应于作为视频信号的编程电流Iw写入其中的像素行的栅极信号线17a可保持为具有施加其上的截止电压的状态。当然，导通电压可被施加到对应于作为视频信号的编程电流Iw写入其中的像素行的栅极信号线17a上。在下文中，将描述图458(2)的实施例。
源极驱动电路(IC)14在过电流I2的施加时段中运行。在该情形中，源极驱动电路(IC)14的参考电流比率被呈现为较大。控制参考电流的结构和方法已在前面描述，所可将略去其描述。在图455中，参考电流比率为4(倍)。在过了过电流的施加时段之后(即在施加正常编程电流Iw的时段)，参考电流比率为1(倍)。
在图458(2)的周期(a)中，1H之前的视频信号从0(全黑显示)变成1。因此，对于视频信号中的变化，它是相对较小的，诸如1-0＝1。然而，如图356所示，对应于视频信号0的电压V0和对应于视频信号1的电压V1之间的电势差较大。考虑该因素，在周期(a)的第一个一半部分的1/(4H)时段中施加参考电流比率4的电流。因此，在第一个一半部分的1/(4H)时段中，来自源极信号线18的比正常编程电流Iw大四倍的电流由源极驱动电路(IC)14吸收。因此，通过使电荷以施加正常编程电流Iw的情形快四倍的速度放电，源极信号线18的电势变化发生。
在周期(a)的第二个一半部分的3/(4H)时段中，参考电流比率为1且预定的编程电流Iw被写入像素16a。在该时段中，截止电压被施加到栅极信号线17p上，且开关晶体管11cp被置入截止状态。因此，过电流(预充电电流)未施加到源极信号线18上。
在图458中，周期(b)示出从周期(a)的视频信号1到视频信号6的改变。更具体地说，在周期(b)中，有必要使源极信号线18的电势从对应于视频信号1变成对应于视频信号6的电势。因此，对于视频信号中的变化，它是相对较大的，诸如6-1＝5。因此，源极信号线18的电势变化也是相对较大的。
考虑该因素，参考电流比率4的电流在周期(b)的第一个1/(2H)时段中施加。在周期(b)的第一个1/(2H)时段中导通电压被施加到栅极信号线17p上。在第一个1/(2H)时段中，来自源极信号线18的比正常编程电流Iw大四倍的电流由源极驱动电路(IC)14吸收。因此，通过使电荷以施加正常编程电流Iw的情形快四倍的速度放电，源极信号线18的电势变化发生。在第二个1/(2H)时段中，与正常编程电流Iw一样大的电流由源极驱动电路(IC)14吸收。像素16a的驱动晶体管11a的栅极电势对应于编程电流改变，并且编程电流Iw在像素上编程。
在图458(c)中，参考电流比率固定为1。视频信号在周期(b)中为6。视频信号在周期(c)中为1。因此，对于视频信号中的变化，它是较小的，诸如1-6＝-5。因此，有必要增大在阳极电压Vdd一侧的源极信号线的电势。在该情形中，如图380(b)所述的像素16的驱动晶体管11a的工作是主要的，因此源极驱动电路(IC)14的参考电流比率可以为1。像素16的驱动晶体管11a的漏极端和栅极端之间被短接，且对源极信号线18进行充电以增大电势。
在图458(d)中，1H之前的源极信号线18电势是对应于视频信号1的电势(V1)。视频信号在周期(d)中为10。因此，视频信号中的差异较大，诸如10-1＝9。更具体地说，大大地降低源极信号线18的电势也是有必要的。
考虑该因素，预充电电流在周期(d)的第一个一半部分的3/(4H)时段中施加。因此，在第一个一半部分的3/(4H)时段中，来自源极信号线18的比正常编程电流Iw大四倍的电流由源极驱动电路(IC)14吸收。因此，通过使电荷以施加正常编程电流Iw的情形快四倍的速度放电，源极信号线18的电势变化发生。在周期(d)的第二个一半部分的1/(4H)时段中，参考电流比率为1且预定编程电流Iw被写入像素16a。在该时段中，截止电压被施加到栅极信号线17p上，且开关晶体管11cp被置于截止状态。因此，过电流(预充电电流)并未施加在源极信号线18上。
对图458的周期(e)(t5～t6)，它是1H之前时段(t4～t5)的视频信号10，而在周期(d)(t4～t5)中也是视频信号10，所以没有变化。因此，在图458(e)中，参考电流比率固定为1。像素16根据驱动晶体管11a的Vt变化(特征变化)而工作。源极信号线18具有由驱动晶体管11a所提供的电流，且源极信号线18的电势在该电势上被设置成与流入源极信号线18的编程电流Iw平衡。
如上所述，源极信号线18的电势变化通过过电流像素16p的过电流驱动晶体管11ap的工作、以及源极驱动电路(IC)14的参考电流比率中的增长而较早地呈现，以便于将预定的编程电流Iw写入像素16。
如上所述，不言而喻，以上内容也可应用于图127-142、228-231、308-313、324、328-354、380-435、445-467等的电路结构、驱动方法和显示屏(显示装置)。不言而喻，以上内容可与本发明的另一驱动方法组合，诸如占空比控制。以上内容还可应用于下文所述的本发明的其它实施例。
以上实施例是用于改变参考电流比率并向源极信号线18施加过电流的实施例。更具体地说，它不是在施加过电流的时段中改变视频信号大小的实施例。然而，本发明并非仅限于此。
图459示出在施加过电流的时段中改变视频信号的大小的实施例。为便于图459中的描述，作为示例，在过电流的施加时段中视频数据是2-比特位移(4倍)而参考电流比率是1倍。然而，不言而喻，在过电流的施加时段参考电流比率大于1。
在图459(1)中，周期(a)的视频数据是1。如果视频数据是2-比特移位的，则视频信号为4。在第一个1/(2H)时段中，施加基于视频数据的编程电流。因此，即使编程电流为1，视频信号也为4，从而可获得施加参考电流呈现为四倍大的相同效果。在周期(a)的第二个1/(2H)时段中，参考电流比率为1且预定编程电流Iw被写入像素16a。在该时段中，截止电压被施加到栅极信号线17p上，且开关晶体管11cp被置于截止状态。因此，过电流(预充电电流)并未施加在源极信号线18上。
类似地，周期(b)的视频数据是6。如果视频数据是2-比特移位的，则视频信号为24。因此，视频信号为4，从而可获得施加参考电流呈现为四倍大的相同效果。在第一个1/(2H)时段中，施加基于视频数据的编程电流。在周期(a)的第二个1/(2H)时段中，参考电流比率为1且预定编程电流Iw被写入像素16a。在该时段中，截止电压被施加到栅极信号线17p上，且开关晶体管11cp被置于截止状态。因此，过电流(预充电电流)并未施加在源极信号线18上。
周期(c)的视频数据是1。视频数据可以是2-比特移位的。然而，在本实施例中它并不位移。周期(b)的视频数据是1。周期(c)的视频数据是1。因此，对于视频信号中的变化，它是较小的，诸如1-6＝-5。因此，有必要增大在阳极电压Vdd一侧的源极信号线的电势。在该情形中，增大编程电流具有反作用。因此，视频数据不作比特移位。以上工作也可应用于周期(e)。
周期(d)的视频数据是10。如果视频数据是2-比特移位的，则视频信号为40。因此，由于视频数据为5从而可获得施加参考电流呈现为四倍大的相同效果。在第一个1/(2H)时段中，施加基于视频数据的编程电流。在周期(d)的第二个1/(2H)时段中，参考电流比率为1且预定编程电流Iw被写入像素16a。在该时段中，截止电压被施加到栅极信号线17p上，且开关晶体管11cp被置于截止状态。因此，过电流(预充电电流)并未施加在源极信号线18上。
如上所述，不改变参考电流比率而通过控制或工作它来将过电流施加到源极信号线18上是可能的。因此，在短时间内实现源极信号线18的电势改变，从而编程像素16a上的预定编程电流是可能的。
图459(2)示出施加过电流(预充电电流)的时段为1/(4H)的实施例。其它结构和工作与图459(1)的相同或相似，故将略去其描述。不言而喻，图459的实施例可与图457(周期(c))的施加预充电电压(编程电压)和图458的改变过电流的施加时段组合。
在图459中，编程电流Iw可通过比特位移视频数据来增大。然而，本发明并非仅限于此。例如，不言而喻，通过将视频信号乘以预定常数，或向其增加一预定常数可使编程电流增大，从而将其呈现为过电流(预充电电流)。
如上所述，源极信号线18的电势改变通过过电流像素16p的过电流驱动晶体管11ap的工作、以及通过比特移位视频数据使源极驱动电路(IC)14的参考电流比率增大等而较早地呈现，以便于将预定的编程电流Iw写入像素16。
不言而喻，以上内容也可应用于图127-142、228-231、308-313、324、328-354、380-435、445-467等的电路结构、驱动方法和显示屏(显示装置)。不言而喻，以上内容可与本发明的另一驱动方法组合，诸如占空比控制。以上内容还可应用于下文所述的本发明的其它实施例。
在以上实施例中并未考虑发光率。然而，通过考虑发光率来改变或控制参考电流比率的大小或增大参考电流比率的时段来实现更好的图像显示是可能的。这是因为，当发光率较低时有许多低灰度的像素，且在电流驱动方法中易于发生写入的短缺。相反，当发光率较高时，编程电流Iw较大且不会发生写入的短缺。因此，不需要改变参考电流比率。
图460示出用于增大参考电流比率的时段(过电流的施加时段)对应于发光率而改变的实施例。参考电流比率有延迟、缓慢地或有滞后地改变。这是因为有闪烁发生。以上内容已描述可相关于占空比控制或参考电流比率控制，所可将略去其描述(参见图93～116的描述)。
在图460中，在0～10％的发光率上，过电流的施加时段是从1H开始起的7/(8H)时段。因此，源极信号线18的电势因过电流而快速上升，以便于达到源极信号线的预定电势。在10～25％的发光率上，过电流的施加时段是从1H开始起的3/(4H)时段。在75％或以上的发光率上，过电流的施加时段为0。
图461示出用于产生预充电电流的参考电流比率的放大系数根据发光率而改变的实施例。在图461中，在0～10％的发光率上参考电流的放大系数为20。因此，源极信号线18的电势因过电流而快速增大，以便于达到源极信号线的预定电势。在50～70％的发光率上，参考电流比率的放大系数为10。大于75％的发光率，参考电流的放大系数逐渐减小，且在发光率100％上放大系数为5。
根据以上实施例，参考电流比率的大小在1H周期或预定时段上是固定的(恒定的)。然而，本发明并非仅限于此。输出电流(编程电流Iw)通过改变参考电流比率等来改变。本发明的主要目的不是要改变或控制参考电流比率，而是要改变输出电流。
如图462所示，源极驱动电路(IC)14的输出电流(编程电流Iw)可在1H周期中改变。在图462(a)中，输出电流Iw在1H的第一个1/(2H)时段中改变。输出电流从I32(与灰度32相关的电流作为编程电流)改变为I10(与灰度10相关的电流作为编程电流)。在下一1H周期中，输出电流从I20(与灰度20相关的电流作为编程电流)改变为I5(与灰度5相关的电流作为编程电流)。输出电流Iw中的改变可通过如前所述改变参考电流比率等来实现。
在图462(b)中，输出电流Iw在1H的第一个1/(4H)时段中固定，并在随后的1/(4H)时段中改变。输出电流从I32(与灰度32相关的电流作为编程电流)改变为I10(与灰度10相关的电流作为编程电流)。在下一1H周期中，输出电流从I20(与灰度20相关的电流作为编程电流)改变为I5(与灰度5相关的电流作为编程电流)。输出电流Iw中的改变可通过如前所述改变参考电流比率等来实现。
图460、461和462的实施例是与施加预充电电流相关的实施例。然而，不言而喻，它们可通过用预充电电压替换预充电电流来实现。例如，在图460中，有这样的例示实施例，用于在低发光率的情形中延长预充电电压的施加时段，并在高发光率的情形中缩短预充电电压的施加时段或者不施加预充电电压。在图461中，有这样的例示实施例，用于在低发光率的情形中使预充电电压接近于阳极电压，并在高发光率的情形中降低预充电电压(使其接近于GND)。
根据以上实施例，过电流(预充电电流)通过过电流像素16p的过电流驱动晶体管11ap的工作来施加。然而，本发明并非仅限于此。图465示出本发明的另一个实施例。图464示出一种驱动方法，它在1H的第一个一半的预定时段(过电流的施加时段)内选择N条像素行，并在1H的第二个一半的预定时段内选择写入原始编程电流的一条像素行，以便于写入输出电流Iw并按序保存之。
对于下文中的各个实施例，为便于描述用于将过电流施加到源极信号线18的时段为1/(2H)。然而，它并非仅限于如图458所述。不言而喻，图445～462可应用于与参考电流比率控制和施加波形相关的问题。对于与预充电电压、预充电电流或装置的结构或工作相关的问题，图127-142、图228-231、图308-313、图324、图328-354以及图380-435中所述的问题是可应用的。因此，以上所述的问题的描述将在下文中略去。
图464(a1)示出选择多条栅极信号线17a，并且来自与源极信号线18相连的像素行的驱动晶体管11a的电流被施加到源极信号线18上的状态。如前所述，有驱动晶体管11a向源极信号线18提供电流的情形。然而，还有由来自源极驱动电路(IC)14的电流进行实际工作的情形。
图464(a2)示出屏幕144的显示状态。与从图464(a2)选择的像素行相关的显示区域是非照亮区域192。不言而喻，图19～27、图54和图271～279可应用于以上工作。不言而喻，它们可组合地实现。
在图464(a1)中，源极驱动电路(IC)14在参考电流比率K(K≥1)×N(N是同时选择的像素行的数量，为整数)。因此，输出电流I2是对应于视频信号的编程电流Iw×N×K。因此I2足够大，从而能在短时间内充电和放电源极信号线18的寄生电容。
图464(b2)示出屏幕144的显示状态。对于图464(a2)，与在1H的第一半中选定的像素行相关的显示区域是非照亮区域192。不言而喻，图19～27、图54和图271～279的各个实施例可应用于以上工作。不言而喻，它们可组合地实现。
图464(b1)示出在1H的第二半的预定时段中的工作。在1H的第二半中，选择用于写入原始编程电流的一个像素行，以写入编程电流Iw。源极驱动电路(IC)14将编程电流Iw施加到源极信号线18上。
图465是图464的驱动方法的时序图。图465示出一个示例，其中同时选择的像素行的数量为4。栅极信号线17a的括号中的下标表示栅极信号线17a的顺序(与屏幕144上最顶部像素行相关的栅极信号线17a为17a(1))。
如图465所示，在作为第一个1H周期的周期(a)的第一个1/(2H)时段中选择栅极信号线17a(1)、(2)、(3)和(4)，且电流从相关的4个像素行中流入源极信号线18(图465(a1)的状态)。在周期(a)的第二个1/(2H)时段中只选择栅极信号线17a(1)，并实现向相关的一个像素行提供编程电流Iw的电流编程(图465(b1)的状态)。
下一个H1时段为(b)。在周期(b)中，所选定的像素行移动一个像素行，如图465所示。在作为第一个1H周期的周期(b)的第一个1/(2H)时段中选择栅极信号线17a(2)、(3)、(4)和(5)，且电流从相关的4个像素行中流入源极信号线18(图465(a1)的状态)。在周期(b)的第二个1/(2H)时段中只选择栅极信号线17a(2)，并实现向相关的一个像素行提供编程电流Iw的电流编程(图465(b1)的状态)。
下一个H1时段为(c)。在周期(c)中，所选定的像素行移动一个像素行，如图465所示。在作为第一个1H周期的周期(c)的第一个1/(2H)时段中选择栅极信号线17a(3)、(4)、(5)和(6)，且电流从相关的4个像素行中流入源极信号线18(图465(a1)的状态)。在周期(c)的第二个1/(2H)时段中只选择栅极信号线17a(3)，并实现向相关的一个像素行提供编程电流Iw的电流编程(图465(b1)的状态)。通过以上工作按序选择的各个像素行被移动并实现。其它结构和工作与先前所述的实施例相同或相似，因此将略去其描述。
在图464～465的各个实施例中，通过控制用来对应于图460的发光率选择多个像素行的时段可实现较好的图像显示。图466示出其实施例。
图466示出用于选择多个像素行的时段(过电流的施加时段)对应于发光率而改变的实施例。该时段有延迟、缓慢地或有滞后地改变。这是因为发生了闪烁。以上已经描述了相关于占空比控制或参考电流比率控制，因此将略去其描述(参见图93～116的描述)。因为它们在图460和461中描述，所可将略去其描述。
根据以上实施例，通过改变选定数量的像素行，过电流(预充电电流)被施加到源极信号线18上。然而，即使像素行的选定数量为1要实现过电流(预充电电流)也是可能的。图467示出该实施例的像素结构。图467的像素结构的主要问题在图31～34中描述。因此，将主要描述差异。不言而喻，图467中所述的方法还可应用于图35～36的像素结构。
在图467所示的像素结构中，晶体管11a2是管理过电流(Iw1+Iw2或Iw2)的晶体管。晶体管11a1是用于使电流流过EL元件15的晶体管。晶体管11a2具有比晶体管11a1更大的W，使得输出电流变得更大(Iw2＞Iw1)。
当使过电流流过时，导通电压被施加到栅极信号线17a1、17a2和17a3，以便于将Iw2+Iw1的电流施加到源极信号线18上。或者，导通电压被施加到栅极信号线17a1和17a3上，以便于将Iw2的电流施加到源极信号线18上。
当将编程电流写到驱动晶体管11a1时，截止电压被施加到栅极信号线17a1上，而导通电压被施加到栅极信号线17a2和17a3，以便于将Iw1的电流施加到源极信号线18上(来自源极驱动电路(IC)14的编程电流Iw被施加到源极信号线18上)。
在1H的第一个1/(2H)时段中(并不限于1/(2H)时段)，由Iw1+Iw2或Iw2电流来执行驱动。在第二个1/(2H)时段中，编程电流Iw1被提供给相关的一个像素行以便于实现电流编程。通过以上工作按序选择的像素行被移动并实现。其它结构和工作与先前所述的实施例相同或相似，因此将略去其描述。
图456是图467的驱动方法的时序图。如图456所示，在1H的第一个1/(2H)时段中(并不限于1/(2H)时段)，作为示例参考电流比率为4且由4×(Iw1+Iw2)或4×Iw2电流来执行驱动。在该情形中，导通电压被施加到栅极信号线17a1、17a2和17a3上。
在第二个1/(2H)时段中，参考电流比率为1，且编程电流Iw1被提供给相关的一个像素行以便于实现电流编程。通过以上工作按序选择的像素行被移动并实现。其它结构和工作与先前所述的实施例相同或相似，因此将略去其描述。
以上各个实施例是与预充电电流或电压驱动相关的实施例。通过使用该驱动方法，来校正因低灰度上EL元件15的发光效率中的改变而引起的白平衡偏移。然而，从技术角度，它与先前所述的预充电驱动相同，因此将通过集中于特别差异来进行描述。因此，先前所述的内容可应用于其它结构、工作、方法和形式。结合先前所述的本发明说明书的内容来实现它也是可能的。
对于EL元件15，在所施加电流和发光亮度之间有线性关系。然而，当施加电流较小时，发光效率下降。如果RGB的EL元件15的亮度效率以相同比率下降，则即使在低灰度上也不会发生白平衡偏移。然而，如图476所示，特别是对低灰度上RGB的EL元件15来说，会发生亮度效率的平衡偏移发生。
图476示出绿色(G)的亮度效率显著降至31灰度以下。在图476中，红色(R)的亮度效率变化较小，而蓝色(B)的发光效率的改变在低灰度侧也相对较小。然而，因为绿色(G)的发光效率下降得很多，所以发生大量的白平衡偏移，降至31灰度以下甚至15灰度以下，甚至使得白光栅显示也变成了洋红。
对于该问题，应实现电压驱动，或者应在低灰度侧施加过电流或微调电容器电流。更具体地说，预充电电压或预充电电流驱动应在低灰度侧实现(预充电电压或预充电电流驱动应在流经EL元件15的电流较小的灰度上实现)。
图477具有在低灰度区域施加微调电容器电流Ik的结构。对于微调电容器电流参见图84及其描述。微调电容器电流Ik由开关K0～K3控制。在图477所示的实施例，微调电容器电流为4个比特的K0～K3。因此，在0(无)～15的16级上它是不定的或可变的。
用于产生编程电流Iw的晶体管组包括受开关D0～D7控制的164ah、164bh、164ch、164dh、164eh、164fh、164gh和164hh。用于产生微调电容器电流Ik的晶体管组包括受开关K0～K3控制的164ak、164bk、164ck和164dk。
在例如灰度0上，开关K0导通且单位1的微调电容器电流被增加到编程电流上。在灰度1上，开关K1导通且2个单位的微调电容器电流被增加到编程电流上。在例如灰度2上，开关K0和K 1导通且3个单位的微调电容器电流被增加到编程电流上。类似地，在灰度7上，所有开关K导通，且15个单位的微调电容器电流被增加到编程电流上。
以上实施例是用于根据灰度来规则地工作开关K的实施例。然而，本发明并非仅限于此。例如，有在灰度0上全部开关K导通且没有微调电容器电流被增加到编程电流上的情形。此外，本发明示出这样的实施例，在灰度1上开关K0和K1导通且3个单位的微调电容器电流被增加到编程电流上，且在灰度2或以上，全部开关导通且15个单位的微调电容器电流被增加到编程电流上。对于是否要增加微调电容器电流，可通过控制开关151b2来方便地实现。其它结构在先前的实施例中描述，因此将略去其描述。
在图477中，预充电电压Vpc包括低灰度预充电电压Vpc＝VpL(诸如电压V0)和高灰度预充电电压Vpc＝VpH(诸如电压V255)，并构成可通过开关触点a和触点b之间开关151a的触点来导出(参见图475(b)及其描述)。不言而喻，以上可组合先前描述的过电流驱动等来实现。不言而喻，以上内容也可应用于本发明的实施例。
图477示出RGB的一种色彩的电路。实际上，R、G和B是独立构成的。不言而喻，对于RGB要更改或改变微调电容器电流的大小、数量和比特数量。微调电容器电流的大小可通过改变参考电流Ic2来简便地实现。不言而喻，电路结构可通过使参考电流Ic1和Ic2呈现为相同来简化。用于输出微调电容器电流的晶体管不需要是单元晶体管，但可更改或改变成能够对应于每个灰度输出微调电容器电流。通过根据灰度将微调电容器电流施加给RGB，来放便地校正(补偿或调整)白平衡偏移是可能的。不言而喻，以上内容可应用于本发明的其它实施例。
图477的实施例是用单元晶体管构成微调电容器电流的输出级的实施例。然而，本发明并非仅限于此。例如，如图478所示，用一个或多个用于输出微调电容器电流Ik的晶体管164k来构成它也是可能的。为了根据具有图478所示结构的灰度输出微调电容器电流，应改变参考电流Ic2。
为了根据图478所示的灰度来改变微调电容器电流的大小，还有控制开关151b2的导通时间的方法，如图479所示。微调电容器电流晶体管164k应构成能够输出相对较大的微调电容器电流。施加微调电容器电流在短期导通开关151b2的情形中几乎没有影响。对源极信号线18的电势改变的影响在长期导通开关151b2的情形中变大。
在图479中，计数器电路4682通过1H的启动脉冲复位，并通过主时钟脉冲CLK往上计数(参见图471)。计数器电路4782受有关RAM保存的灰度或灰度改变的数据控制。计数器电路4682R控制源极驱动电路(IC)14的红色开关(R-SW151b2)。计数器电路4682G控制源极驱动电路(IC)14的绿色开关(G-SW151b2)。计数器电路4682B控制源极驱动电路(IC)14的蓝色开关(B-SW151b2)。
图479示出一个示例，其中导通电路G的开关151b2的时段最长，然后是导通电路R的开关151b2的时段，而导通电路B的开关151b2的时段最短。因此，对于微调电容器电流，G最大然后是R，而B最小。通过根据灰度或灰度差异来控制开关151b2的导通时间来较好地校正白平衡偏移是可能的。
如上所述，因为当补偿电流在低灰度区域中较小时，源极信号线18的电势因预充电电流驱动或预充电电压驱动的变化是主要的，所以依靠微调电容器电流的施加时段来控制源极信号线18的电势是可能的。更具体地说，低灰度上的微调电容器电流驱动是与先前所述的预充电电流驱动相同的工作。
不言而喻，图479的实施例也可应用于图477的开关151b2的控制。根据图477和478的各个实施例，白平衡偏移通过预充电电流或微调电容器电流驱动来校正。然而，不言而喻，白平衡偏移也可通过预充电电压驱动来校正。因为通过预充电电压驱动对白平衡偏移的校正与先前所述的通过预充电电流驱动的校正相同，所可将略去其描述。
在图478中，开关151b2在1H开始时导通。然而，它并非仅限于此。从实践角度看，在开关导通的1H周期的那个时段中实现充分的校正是可能的。不言而喻，它在1H周期中可多次导通或断开。不言而喻，以上各条还可应用于本发明的其它开关的控制。
在图477和478中，微调电容器电流可增加到编程电流Iw上，以便于校正低灰度区域中的白平衡偏移。然而，本发明并非仅限于此。例如，如图480所示，将其与晶体管组164(164a1～164h1)分开构成并用于低灰度校正也是可能的。
在图480中，用于低灰度校正的单元晶体管组164与用于产生编程电流Iw的单元晶体管组同步。用于低灰度校正的单元晶体管组164并非仅限于单元晶体管的结构，也可由不同大小的晶体管构成，如图478所示。
用于图480的所示低灰度校正的晶体管组受L0～L4的5个比特控制。因此，校正第1～31灰度是可能的。在第1灰度的情形中，开关D0导通且开关L0也导通。因此，端155使晶体管组164ah的单元电流和晶体管组164a1的单元电流的增加向其输出。类似地，在第2灰度的情形中，开关D1导通且开关L1也导通。因此，端155使晶体管组164bh的2-单元电流和晶体管组164b1的2-单元电流的增加向其输出。此外，同样，在第4灰度的情形中，开关D2导通且开关L2也导通。因此，端155使晶体管组164ch的4-单元电流和晶体管组164c1的4-单元电流的增加向其输出。以下也相同。然而，在第32灰度的情形中，开关D0～D4导通且对应于编程电流的32-单元电流向端155输出，其中低灰度侧的晶体管组164不工作。这是因为不需要校正32灰度或以上的白平衡偏移，如图476所示。不言而喻，RGB的低灰度电流的大小可通过区分或调节R、G和B中的参考电流Id1来实现。其它结构与本发明的其它实施例的相同，因此将略去其描述。
不言而喻，以上实施例可与图479的实施例组合。根据图480的实施例，它通过在低灰度上使开关Dn与开关Ln同步来工作。然而，它并非仅限于此。不言而喻，只有开关Ln(图480的L0～L4)可在低灰度上工作。在32灰度或以上的中间或更高的灰度上，根据灰度全部IN开关都导通且开关Dn导通。在该情形中，它变成如图481所示的一断点γ线。在图481中，一断点γ线仅对蓝色(B)实现。它不对红色(R)和绿色(B)实现。当然，一断点γ线可对RGB实现。它并不受限于一断点γ线，但可以是两点或多点的多断点γ线。因为这个结构也在图84中描述，将略去其描述。
不仅通过图477～480的过电流驱动或微调电容器电流驱动，而且通过预充电电压驱动来补偿(校正)低灰度的白平衡偏移是可能的。图482是其实施例。在图482，电压驱动在灰度3之下实现。因此，(b)、(c)、(d)、(e)和(g)的时段在灰度3之下，从而预充电电压被施加1H周期。它不限于将预充电电压施加整个1H周期。不言而喻，预充电电压(编程电压)还可在1H周期的一部分实现。
在图483中，低灰度的白平衡偏移通过过电流驱动(预充电电流驱动)来校正。在图483中，过电流驱动在灰度3之下实现。然而，这是过电流的方向为放电电流方向的示例。因此，(b)、(c)、(d)、(e)和(g)的时段在灰度3之下，从而预充电电压被施加1H周期。因此，源极信号线18的电势在阳极电压Vdd的方向上线性地增长。它不限于在整个1H周期上施加预充电电流。不言而喻，预充电电压(+编程电流)还可在1H周期的一部分实现。
在图484中，在施加预充电电压滞后，低灰度的白平衡偏移受过电流驱动(预充电电流驱动)校正。在图484中，本发明的驱动方法在灰度3之下实现。因此，(b)、(c)、(d)、(e)和(g)的时段在灰度3之下，从而对应于灰度的电压V0在第一个1H周期中施加(施加预充电电压)。预充电电流在施加预充电电压的同时或之后施加。然而，预充电电流的为反向电流(吸收电流)的方向。因此，在周期(b)、(c)、(d)、(e)和(g)中，源极信号线18的电势在1H开始时变成电压V0，并根据预充电电流下降。源极信号线18的电势在GND方向上线性地降低。它不限于在整个1H周期中施加预充电电流。不言而喻，预充电电流(+编程电流)还可在1H周期的一部分实现。
如上所述，在低灰度的白平衡偏移校正的情形中，通过本发明的过电流驱动、预充电电压(变成电压)驱动和微调电容器电流驱动或其组合，在整个灰度范围中改进它并实现较好的白平衡是可能的。
描述了是否要增加过电流(预充电电流或放电电流)以及微调电容器电流应按序在图381～422、图445～467和图477～484中确定。然而，本发明并不仅限于此。例如，在隔行扫描驱动的情形中，在第一场内将过电流(预充电电流或放电电流)施加到奇数像素行，并在第二场内将过电流(预充电电流或放电电流)施加到偶数像素行是可能的。
还有在任一帧内将过电流(预充电电流或放电电流)施加到每一像素行，并在下一帧内不施加过电流(预充电电流或放电电流)是可能的。执行驱动可将过电流(预充电电流或放电电流)随意施加于每个像素行，并向多个帧中的每个像素平均施加过电流(预充电电流或放电电流)也是可能的。
还有仅向特定低灰度像素施加过电流(预充电电流或放电电流)的例示驱动方法。还有仅向特定高灰度像素施加过电流(预充电电流或放电电流)的例示驱动方法。也还有仅向特定中等灰度像素施加过电流(预充电电流或放电电流)的例示结构。还有根据1H或多H之前源极信号线的电势(图像数据)向特定灰度范围中的像素施加过电流(预充电电流或放电电流)的例示结构。
已描述了籍助于图像(视频)数据、发光率、流经阳极(阴极)端的电流和屏温度，对图381～422和图477～484中的过电流(预充电电流)驱动的过电流(预充电电流)改变、调节、更改参考电流、占空比、预充电电压(与编程电压同义或相似)和γ曲线，或使其呈现为可变。然而，它并非仅限于此。例如，不言而喻，参考电流、占空比、预充电电压(与编程电压同义或相似)和γ曲线可通过预测或估算图像(视频)数据、发光率、流经阳极(阴极)端的电流和屏温度中的改变比率或变化，来改变、调节、更改或呈现为可变。同样不言而喻的是，帧率可改变或更改。
例如，过电流(预充电电流)的大小、施加时间和时间的次数可与图93～116、252和269相关或组合。它们还可以与图117、236、238和257的预充电电压控制相关或组合。它们还可以与图122、123、124、125和280的阳极电压控制相关或组合。当然，它们还可与图127～142、308～313以及332～354中所述的电压驱动(电压预充电A)组合。此外，它们可与图149、150、151、152和153的RGB的参考电流控制相关或组合。此外，它们还可与图256的γ控制相关或组合。此外，它们可与图259和313中所述的帧率控制(FRC)相关或组合。它们还可与要在图276～277中选择的栅极信号线数量相关或组合。此外，它们可与图315和318中所述的栅极电压控制(Vgh、Vgl)相关或组合。此外，它们还可与除数控制相关。
根据本发明，实现了预充电电流或预充电电压驱动。例如，要用8比特(256灰度)的源极驱动电路(IC)14来实现1024灰度，应与图313中所述的4FRC组合。因此，对于1024灰度的第2灰度来说，256灰度的源极驱动电路(IC)14组合地显示第0灰度的输出和第1灰度的输出。因此，在FRC驱动的情形中，源极信号线18使第0灰度的电压(预充电电压)和第1灰度的编程电压或编程电流在每个1H上交替施加。因为该区域是低灰度区域，预充电驱动必须在第1灰度上实现。如果实现了预充电驱动，即使在电流驱动的情形中它也进入电压驱动状态，使得显示的均匀性降低。在光栅显示的情形中，即使在低灰度区域也不会发生写入的短缺，因此仅通过编程电流就可实现均匀显示。这就不希望通过实现预充电驱动来降低均匀性。
为解决该问题，在实现FRC驱动时的相邻灰度输出(对于256灰度的源极驱动电路(IC)14，第0灰度的输出和第1灰度的输出是相邻输出，且第1灰度的输出和第2灰度的输出也是相邻输出)的情形中，本发明没有实现预充电驱动。更具体地说，预充电驱动(电压预充电、电流预充电)在施加到源极信号线18的输出差异仅有一个灰度时不实现。这是因为它确定由于FRC光栅显示或图像中没有变化，且均匀显示仅通过电流驱动就实现。在一个灰度差异的情形中FRC实现，从而在实现预充电驱动的整个屏幕上实现了电压驱动。并且像素16的驱动晶体管11a的特征变化将显示在屏幕144上是极为可能的。
FRC是用于实现组合相邻灰度之间的灰度显示的技术。例如，如果4FRC通过6-比特显示(64个灰度)来实现，则实现接近256个灰度的显示是可能的。例如，采用该显示方法，通过组合第1灰度和第2灰度来显示第1灰度和第2灰度(相邻灰度)之间的7个灰度也是可能的。同样，采用该显示方法，通过组合第1灰度和第2灰度来显示第2灰度和第3灰度(相邻灰度)的7个灰度也是可能的。
当有2个或多个灰度的差异时，可实现预充电驱动(特别是在低灰度区域中实现)。对于比如256个灰度的源极驱动电路(IC)14，向源极信号线18施加输出可从第0灰度变成第2灰度的时。它也是当向源极信号线18施加输出可从第0灰度变成第2灰度的时。当改变2个灰度或以上时，它被确定为FRC上的灰度变化，以便于通过预充电驱动解决写入的短缺。以上确定可由控制器电路(IC)760进行。更具体地说，这是因为在2个灰度或以上差异的情形中未实现FRC驱动。
为了进一步描述这些实施例，1024灰度的第6灰度通过256灰度的源极驱动电路(IC)14中的第1灰度的输出和第2灰度的输出来显示。源极信号线18使第1灰度的输出和第2灰度的输出可由256灰度的源极驱动电路(IC)14进行选择性的施加，或者以恒定时段施加。
因而，当施加到源极信号线18的视频数据等同于一个灰度时不实现预充电驱动。更具体地说，对于施加在源极信号线18上的输出，在不考虑FRC(根据本实施例为256灰度)灰度的情形下，当只有一个灰度的差异时，可不实现预充电驱动(电压预充电、电流预充电)。这是因为可确定由于FRC不会发生对光栅显示或图像的改变，且均匀显示仅通过电流驱动来实现。
当有两个或以上灰度的差异时，实现预充电驱动(电压预充电、电流预充电)。特别是在低灰度区域中实现。对于例如256个灰度的源极驱动电路(IC)14，有这样一种例示情形，其中施加在源极信号线18上的输出可从第1灰度变成第3灰度或第3灰度以上。在低灰度区域中就不需要实现预充电驱动。这是因为写入电流较大。
如上所述，当施加在源极信号线18上的灰度数量在实现FRC的这个灰度(本实施例中256个灰度)上改变2个灰度或以上时，按需实现预充电驱动。然而，本发明并非仅限于此。不言而喻，当施加在源极信号线18上的灰度数量在不实现FRC时改变2个灰度或以上，预充电驱动也可按需实现。
然而，即使在相邻像素行中的改变(施加到源极信号线18上的信号电平中的改变)为一个灰度之差的情形中，也可实现预充电驱动。例如，在显示自然图像的情形中，像素16的驱动晶体管11a的特征变化即使在实现预充电驱动时也是难以察觉的(它们在诸如白光栅的图案显示情形中是可以察觉到的)。因此，是否实现预充电驱动应通过用控制器电路(IC)760确定显示图像来判定。
不言而喻，如果nFRC之后灰度中改变灰度的数量为C，则预充电驱动可在C/n大于1的情形中按需实现。在用4FRC显示1024灰度的情形中，如果1024灰度中灰度改变的数量为4(C＝4)因而4/4＝1，则不实现预充电驱动。如果1024灰度中灰度改变的数量为5或大于5(C≥5)因而5/4＞1，则按需实现预充电驱动。
在以下实施例中，描述了在C/n＞1的情形中按需实现预充电驱动，但是也描述了在C/n＞K的情形中按需实现预充电驱动。K的值根据发光率而改变。例如，在用4FRC显示1024灰度的情形中，当发光率≥70％，则K＝4，且当1024灰度上灰度改变的数量为16(C＝16)时16/4＝4＝K，从而可实现预充电驱动。在C＜16的情形中，不实现预充电驱动。此外，在用4FRC显示1024灰度的情形中，当发光率≥20％时K＝2，且当1024灰度上灰度改变的数量为8(C＝8)时8/4＝2＝K，从而可实现预充电驱动。在C＜8的情形中，不实现预充电驱动。
对于前述实施例，不言而喻，当施加在源极信号线18的输出从低灰度变成高灰度时，诸如从第1灰度变成第3灰度或以上的情形中，并在从高灰度变成低灰度时，诸如从第3灰度变成第1灰度或以下、或者从第10灰度变成第8灰度或以下的情形中，可实现预充电驱动。在预定灰度或更高的高灰度区域中，不需要实现预充电驱动。这是因为写入电流较大。
以上还可应用于本发明的其它实施例。不言而喻，以上可与本发明的其它实施例组合实现。
图127-143、293、311、312、339-344以及477-484所示的预充电电压(与编程电压同义或相似)驱动可与图381-422所示的过电流(预充电电流或放电电流)组合。例如，有这样的一种例示方法，在施加到预定像素的视频数据满足预定条件的情形中，施加预充电电压(与编程电压同义或相似)，然后按序施加过电流(预充电电流或放电电流)，并在剩下的1H周期中施加编程电流。
在隔行扫描驱动的情形中，有这样一种例示驱动方法，在第一场中将预充电电压(与编程电压同义或相似)施加到奇数像素行，而在第二场中将预充电电压(与编程电压同义或相似)施加到偶数像素行。
还有一种例示驱动方法，在任一帧中将预充电电压(与编程电压同义或相似)或过电流(预充电电流或放电电流)施加到每个像素行，而在下一帧中不施加预充电电压(与编程电压同义或相似)，也不施加过电流(预充电电流或放电电流)。
还可能执行随机地将预充电电压(与编程电压同义或相似)和/或过电流(预充电电流或放电电流)施加到每个像素行的驱动，并在多个帧中将预充电电压(与编程电压同义或相似)或过电流(预充电电流或放电电流)平均地施加到每个像素。
还有一种例示驱动方法，只将预充电电压(与编程电压同义或相似)施加到特定低灰度像素，并将过电流(预充电电流或放电电流)施加到中等灰度像素。
还有一种例示驱动方法，只将预充电电压(与编程电压同义或相似)施加到特定高灰度像素，并在基于时基的确定来将预充电电压(与编程电压同义或相似)或过电流(预充电电流或放电电流)施加到低灰度像素。
还有一种例示结构(方法)，用于在1H或多个H之前的特定图像数据差异较大的情形中施加过电流(预充电电流或放电电流)，并在0灰度或低灰度的情形中施加预充电电压(与编程电压同义或相似)。
还有一种例示结构(方法)，用于将1H或多个H之前的源极信号线电势(图像数据)的预充电电压(与编程电压同义或相似)或过电流(预充电电流或放电电流)施加到特定灰度范围中的像素上。
如上所述，不言而喻，对于本发明的驱动方法，可组合并使用在本说明书中所描述的各种驱动方法。例如，图127-143、293、311、312、以及339-344所示的预充电电压(与编程电压同义或相似)驱动与图381-422和图477-484所示的过电流(预充电电流或放电电流)驱动组合是可能的。
对于电流编程方法，源极信号线18的寄生电容是问题。源极信号线的寄生电容甚至不在显示屏144中。一般而言，寄生电容在屏幕的外围部分较大，而在其中央部分较小。据推测，这是因为如图524所示，通过根据源极信号线18从源极驱动电路(IC)14连接到显示区域144的放置而改变，形成寄生电容。也有这样的情形，源极信号线18可斜向放置在源极驱动电路(IC)14和显示区域144之间(图524的区域A)。
显示区域144的中央部分的源极信号线18f和18g从源极驱动电路(IC)14开始线性放置。因此，源极信号线18f和18g的寄生电容变得相对较小。显示屏144外围部分中的源极信号线18a、18b、18m和18n从源极驱动电路(IC)14开始倾斜放置。因此，源极信号线18a、18b、18m和18n的寄生电容变得比源极信号线18f和18g的大。
如果源极信号线18的寄生电容不同，则电流编程上的编程电流Iw对应于源极信号线的位置而改变。特别地，该现象在低灰度区域中出现。更具体地说，亮度倾斜会出现在中央部分(线对称)到屏幕的外围部分。
如图524所示，本发明为该问题在源极信号线18上形成绝缘膜32，且电容器电极5191(参照图519)在绝缘膜32上形成。如图519所示，不言而喻，电容电极5191还可在较低层源极信号线18上形成。
图522是图524的位置A的平面示图。图522(a)的位置k是显示屏的中央部分(参见图524的位置k)。图523(b)示出位置k的剖面示图(kk’)。图522(a)的位置j是显示屏的外围部分(参见图524的位置j)。图523(a)示出位置j的剖面示图(jj’)。
从图523中显而易见，图523(b)所示的电容器电极5191与源极信号线18的交迭比图523(a)所示的电容器电极5191与源极信号线18的交迭大。因此，图523(b)所示的电容器容量比图523(a)所示的大。因而，图522(a)的点k的电容器电容比点j大。通过采用或实现以上结构，使图524的点k的电容器电容与点j的相匹配是可能的。因此，即使在低灰度的电流编程驱动期间，屏幕144也不会发生亮度倾斜。
以上实施例具有用于使电容器电极5191的电势出现恒定的结构。不仅通过以上实施例而且通过图522(b)所示的结构可根据源极信号线18的位置来改变电容器的电容是可能的。图522(b)是图522(a)的等效电路图。因为图522(a)的L部分被做得较薄，所以它被置于使各电阻器R等效相连的状态中(图522(b))。
因此，如果电压施加在图522(b)的点B上，则从点B到点A以及从点B到点C发生电势倾斜。因而，电容器电容在点B周围增大，而在点A和电C上则与点B相反相对减小。因此，在图524中点j的总电容器电容(源极信号线18的寄生电容较大)与点k的(源极信号线18的寄生电容较小)相匹配。
根据诸如图522(b)的点A、C和B的施加电压的位置查看来自源极驱动电路(IC)14的每条源极信号线18，来更改或改变电容器电容是可能的。因此，校正屏幕的亮度倾斜，或有目的地产生亮度倾斜是有可能的。
在图522中，电容器电极5191形成在源极信号线18上。然而，本发明并非仅限于此。本发明旨在将其结构成在查看来自源极驱动电路(IC)14的每条源极信号线18时，各条源极信号线18之间的寄生电容(并不仅限于寄生电容，而可以是任意的电容器组件)变得基本上匹配或者尽可能地相等。
因此，如图522所示，有这样的结构示例，用于在源极信号线18上形成或放置电容器电极5191。在相邻的源极信号线18之间形成第一电极，并将所形成的第一电极设置为预定电势，以便于通过在源极信号线18和第一电极之间电磁耦合电容器来结构它是可能的。通过改变屏幕144的中央部分和外围部分来改变第一电极的形式和位置，来使各源极信号线18的电容器电容均衡是可能的。
在相邻源极信号线18之间形成凹槽，并通过基板30改变或调节各相邻源极信号线18的电磁耦合是可能的。当凹槽延伸时，相邻源极信号线之间的电磁耦合变小，而各源极信号线18之间的电容器电容也变小。当凹槽加深时，相邻源极信号线之间的电磁耦合变小，而各源极信号线18之间的电容器电容也变小。相反，当在基板30上形成的凹槽变短时，相邻源极信号线之间的电磁耦合变得相对较大，而各源极信号线18之间的电容器电容也增大。当凹槽变浅时，相邻源极信号线之间的电磁耦合变得相对较大，而各源极信号线18之间的电容器电容也相对增大。
在图519和512中描述了电容器电极5191的形成。然而，它并非仅限于此。例如，有可能用阴极电极36来形成电容器电极5191。或者，有可能在阴极电极36的形成过程中形成电容器电极5191。
如上所述，电流驱动方法的特征在于，显示屏(阵列)被构成将各源极信号线18的寄生电容呈现为基本上均匀。其特征在于寄生电容是可控或可变的。其特征在于显示屏(阵列)的驱动方法。
在下文中，将对本发明的显示屏或EL显示装置、或者使用其驱动方法的装置进行描述。以下装置实现先前所述的本发明的装置或方法。图126是作为信息终端示例的手机电话的平面示图。天线1261、数字按键等安装在外壳1263上。标号1262等表示显示色彩切换键、电源键、以及帧率切换键。
按键1262可被结构成在以下的各种色彩模式之间切换：按压一次进入8色显示模式、再按一次进入4096色显示模式、以及又按一次进入260,000色显示模式。该按键是拨动开关，每按压一次就在各种色彩显示模式之间切换。顺便提及，显示色彩改变按键可分开提供。在该情形中，需要三个(或多个)按键1262。
除了按钮开关之外，按键1262可以是滑动开关或其它机械开关。语音识别也可用来切换。例如，开关可被结构成当用户对电话说出诸如“高清晰度显示”、“4096色显示”、或者“低色彩显示模式”的短语时，显示屏的显示屏幕144上的显示色彩将改变。这可简便地使用现有的语音识别技术来实现。显示色彩可通过实现FRC或预充电驱动来切换。将略去此前所述的FRC或预充电驱动的实施例。
此外，显示色彩可进行电切换。也可能采用一种触摸屏，它使用户能通过触摸呈现在显示屏的显示部分144上的菜单来作出选择。此外，显示色彩可基于按钮开关的次数或者在点击球情形中基于旋转或方向来切换。
改变帧率的按键或在活动图片或静止图片之间切换的按键可用来替换显示色彩切换键1262。一个按键可同时切换两个或多个项：例如在各个帧率之间以及在活动图片和静止图片之间。此外，按键可被结构成当按压并保持时逐步地(持续地)改变帧率。因此，在振动器的电容器C和电阻器R之间，电阻器R可以是可变的，或者用电子调节器来替换。或者，微调电容器可用作振动器的电容器C。这种按键也可通过在半导体芯片上形成多个电容器、选择一个或多个电容器、且并行地连接电容器来实现。
对于本发明的显示屏(显示装置)，亮度调节可根据占空比控制(参见图19～27以及图54)或参考电流比率控制(参见图60、61、64和65)来实现。特别地，图65中所示的参考电流比率控制电路的结构是所期望的，因为通过切换开关642，它允许线性地控制或调节显示屏144的亮度，同时保持白平衡。亮度调节可以是通过控制器电路(IC)760软件控制的，或者通过触摸开关进行调节，用于通过触摸呈现在显示屏的显示部分144上的菜单来作出选择。它还可以是用光电传感器检测外部光线的强密度并自动调节它的方法。不言而喻，以上也可应用于对比度控制。不言而喻，以上也可应用于占空比控制。
显示屏的一个重要作用是能够以多种格式来显示图像。例如，对于数字视频照相机(DVC)而言，有必要能够显示NTSC和PAL图像。在下文中，将描述在一个屏上以多种格式显示图像的方法。为便于描述，以下描述将对显示屏是水平320RGB×垂直直240点的QVGA屏，且NTSC和PAL图像在该像素数量的QVGA屏上显示的情形进行。
图154是根据本发明一实施例的取景器的剖面图。为便于说明，仅示出示意图。此外，某些部分被放大、缩小或略去。例如，在图154中略去了目镜盖。以上各项也应用于其它示图。
壳体1263的内表面是暗色或黑色。这是要防止从EL显示屏(EL显示装置)1264发射的散射光在壳体1263内广泛地散射而降低了显示对比度。相位片(λ/4)38、偏振片39等被置于显示屏的出口侧。这已参照图3和4进行了描述。
眼罩1541装在放大透镜1542上。观察者通过调节眼罩1541在壳体1263内的位置来聚焦显示屏1264的显示屏幕144。
如果凸透镜1543按需置于显示屏1264的出口侧，则进入放大透镜1542的主光线可会聚。这使得减小放大透镜1542的直径成为可能，因而减小了取景器的大小。
图155是摄影机的立体图。摄影机具有取像(成像)透镜1552和摄影机壳体1263。取像透镜1552和取景器1263彼此背对背地安装。取景器1263(也参见图154)配备了目镜盖。观察者通过该目镜盖来查看显示屏1264上的显示屏幕144。
根据本发明的EL显示屏也用作显示监视器。显示部分144可在支点1551上自由地绕枢轴转动。显示部分144在不使用时储藏在储藏室1553中。
开关1554是转向开关或控制开关，并实现以下功能。开关1554是显示模式的转向开关。开关1554还适用于手机电话等。现在将描述显示模式转向开关1554。
根据本发明的各驱动方法包括使N倍大的电流流经EL元件15以在等于1F的1/M的时段中照亮这些元件的方法。通过改变这种照亮时段，数字化改变亮度是可能的。例如，指定N＝4，4倍大的电流流经流经EL元件15。如果照亮时段为1/M，则通过使M在1、2、3和4之间切换而使亮度从1倍到4倍地改变是可能的。附带地，M可在1、1.5、2、3、4、5、6等之间切换。
所述切换工作用于手机电话、监视器等中，它们在通电时使显示屏144显示得非常亮，并在预定时段之后减小显示亮度以节约能源。它还可用于允许用户设置所需亮度。例如，屏幕的亮度在室外大大增加。这是因为由于明亮环境在室外根本看不清屏幕。然而，EL元件15在以高亮度持续显示的条件下会快速损坏。因而，屏幕50可设计成如果非常明亮的显示则在较短时段内返回为正常亮度。应提供可按压来增大显示亮度的按钮，以防用户想要再次以高亮度来显示屏幕50。
因而，最好用户可使用按钮开关1554来改变显示亮度，或者显示亮度可根据模式设置而自动地改变，或者显示亮度可通过检测外部光线的亮度来自动地改变。用户最好能使用诸如50％、60％、80％等的显示亮度设置。
显示屏144最好采用高斯显示。即，显示屏144的中央较亮而周边相对较暗。在视觉上，如果中央较亮，则即使周边较暗显示屏144看起来也会较明亮。根据主观评价，只要周边的亮度是中央的70％，则视觉上不会有什么差异。即使周边的亮度降为50％，也基本上没有问题。根据本发明的自照亮显示屏使用上述的N倍脉冲驱动(使N倍大的电流流经EL元件15以在等于1F的1/M的时段中照亮这些元件的方法)产生从顶部到底部的高斯分布。
具体地说，M的值在屏幕的上部和下部增大，而在屏幕的中央减小。这是通过调节栅极驱动电路12的移位寄存器的运算速度来实现的。屏幕左侧和右侧的亮度通过将视频数据乘以表格数据来调节。通过以上工作将周边亮度(0.9的视角)降为50％，与100％的亮度比较，将功率消耗降低20％是可能的。通过将周边亮度(0.9的视角)降为70％，与100％的亮度比较，将功率消耗降低15％是可能的。
不言而喻，高斯分布也可通过改变参考电流(例如，在屏幕的中央部分增大参考电流比率，而在屏幕的顶部和底部减少它)、改变占空比(例如，在屏幕的中央部分增大占空比，而在屏幕的顶部和底部减少它)、以及改变预充电电流或预充电电压来实现。
最好提供一个换向开关等来启用和禁用高斯显示。这是因为如果使用了高斯显示，则在室外根本就看不清屏幕的周边。因而，最好用户可使用按钮开关1554来改变显示亮度，或者显示亮度可根据模式设置而自动地改变，或者显示亮度可通过检测外部光线的亮度来自动地改变。用户最好能使用诸如50％、60％、80％等的显示亮度设置。
液晶显示屏使用背光来产生固定的高斯分布。
如图3所示，阴极电极36由铝质薄膜形成或构成。该铝质薄膜具有镜面特性和较高的反射系数，从而它可用作镜子。因此，EL显示屏可使其表面用作像屏幕144的图像显示，并使其背面用作镜子。然而，干燥剂37置于所使用的区域的周边部分，从而不会使镜子屏蔽掉来自阴极电极36的光线。
图325是本发明显示装置的剖面图。图325示出，本发明的显示装置可构成使其表面用作图像显示屏幕144(从方向B看)，而从方向A看时用作镜子。显示屏1264构成可在支点1551上旋转。因此，取决于显示屏1264的安装精度，可方便地用作镜子或显示器。
图326示出可用作镜子或显示器的第二个实施例。图326(a)示出将EL显示屏用作显示器的状态，而图326(c)示出将EL显示屏用作镜子的状态。图326(b)示出从显示器使用状态变成镜子使用状态，或者从镜子使用状态变成显示器使用状态的状态。
在图326(a)中，显示屏1264储藏在显示屏1264的储藏部分1561中。如图326(b)所示，当用作镜子时，显示屏1264从储藏部分1561中取出并在支点1551上旋转，以便于将其翻转过来。然后，显示屏1264储藏在显示屏1264的储藏部分1561中，镜面(阴极表面)朝上(图326(c))。如图326(b)所示，当用作显示器时，显示屏1264从储藏部分1561中取出并在支点1551上旋转，以便于将其翻转过来。然后，显示屏1264储藏在显示屏1264的储藏部分1561中，其图像电极35朝上(图326(a))。以上实施例是如图3所示光线从方向B发出的情形。不言而喻，在如图4所示光线从方向A发出的情形中，关系相反。
固定帧率可导致与室内荧光灯等照明的干扰，从而导致闪烁。具体地，如果EL元件15在60赫兹的交变电流工作，则在60赫兹交变电流上照亮的荧光灯可导致微弱的干扰，使它看起来像屏幕在缓慢闪烁。为避免这种情形，可改变帧率。本发明具有改变帧率的能力。此外，它允许N或M的值在N倍脉冲驱动(使N倍大的电流流经EL元件15以在等于1F的1/M的时段中照亮这些元件的方法)中改变(参见图2、3、54(a)～(c)等)。
如图317所示，需要屏幕分区的数量可根据帧率变化的结构。当帧率较低时，可增加分区的数量(屏幕144通过将非照亮区域192分成多个来构成)，如图54(c)所示。当帧率较高时，非照亮区域192被有选择地插入屏幕144，如图54(a)所示。
例如，地面数字移动电视的传输帧率为15赫兹。在该情形中帧率较低，因此有必要将非照亮区域192分成多个，如图54(c)所示。然而，目前地面模拟电视的传输帧率为60赫兹。在该情形中帧率较高，因此有必要将非照亮区域192有选择地插入，如图54(a)所示，以便于确保电影显示的性能。更具体地说，分区的数量可根据使用或接收的信号来改变或呈现为可变。
在图317中，在帧率60～45赫兹上，分区的数量为1(有1个非照亮区域192(图54(a)的状态))。也有在帧率＜45赫兹时，分区的数量为10(10个非照亮区域192的状态)。对于分区的数量，需要使它不仅可根据帧率而且可根据周边亮度(亮度)、图像内容(静态图像、动态图像)和装置的使用(移动、固定)而自动地、手动地、或通过程序地可改变、可调、或可设置。不言而喻，以上也可应用于本发明的其它实施例。
以上功能通过开关1554实现。开关1554当随屏幕144上菜单按压一次以上时开关1554在以上功能之间切换。
附带地，以上内容并不限于手机电话。不言而喻，它们可应用于电视机、显示器等。此外，最好在显示屏上提供图标以使用户一看就知道他/她处于怎样的显示模式上。
根据该实施例的EL显示装置等不仅可应用于摄影机而且可应用于诸如图156所示的数码相机、照相机等。显示装置用作附于照相机主体156上的监视器144。照相机主体1561装备了开关1554以及快门1563。
本发明的EL显示屏可用作3D(三维)显示装置。图605和606是本发明的3D显示装置的示意图。如图605所示，两个EL显示屏(EL显示阵列)30a和30b面对面地放置。显示屏30a的图像电极15a和显示屏30b的图像电极15b放置在面对面的位置上。两个EL显示屏之间的距离由绝缘柱6161保持。绝缘柱6161置于显示区域144四周，是环状的。它由诸如玻璃的非有机材料制成。绝缘柱6161可通过压膜技术、涂层技术和印制技术来形成或结构。阵列基板30也通过使用蚀刻技术或抛光技术挖取显示区域144而形成。
绝缘柱6161为1～8毫米厚。特别地，需要使绝缘柱6161的厚度为3～7毫米。该绝缘柱6161通过密封树脂6162附于屏30a和30b上。在空间6163中，按需放置、形成或结构干燥剂。
显示屏30a的图像电极15a和显示屏30b的图像电极15b可显示不同图像或同一图像。图像从方向A受到监视。因此，EL显示屏30a需要是透明的。这是因为需要通过图像电极15a来监视在显示屏30b的图像电极15b上显示的图像。显示屏30b可以是透明或反射的。
显示屏30a的显示图像144a显示得比显示屏30b的显示图像144b更亮(更高亮度)。亮度差异在显示图像144a和显示图像144b之间产生，从而从A侧看到的图像看起来是三维的。亮度差异应为10％～80％。特别地，它应是20％～60％。
图606是两个显示屏30的图像显示状态。控制器电路(IC)760控制显示屏30a的源极驱动器电路(IC)14a和显示屏30b的源极驱动器电路(IC)14b，从而控制图像，以便于实现显示图像144a和144b的3D显示。
所述显示屏具有相对较小的显示区域。然而，对于30英寸或更大的显示区域，显示屏幕144是可弯曲的。为处理该情形，本发明将显示屏放在框架1571上并加以接头1574，从而使框架1571悬挂着，如图157所示。显示屏使用接头1574安装在墙上。
较大的屏幕尺寸增大了显示屏的重量。为了应对这种情况，显示屏被安装在架子1573上，在该支架上加了多个支脚1572以支持显示屏的重量。
支脚1572如A所示从一端移到另一端。此外，支脚1572可如B所示缩短。因而，即使在较小空间中也可安装显示装置。
图157所示电视机的屏幕表面加有保护膜(或保护片)。保护膜的一个目的是通过避与某些物品的碰撞而防止显示表面破裂。AIR层在保护膜表面形成。此外，该表面加以饰纹以减少显示表面上的外部光线造成强光。
通过喷涂玻璃粉等可在保护膜和显示屏之间形成空间。较好的突出部分在保护膜的后表面形成，以维持保护膜和显示屏之间的空间。该空间防止对保护膜的碰撞被传送到显示屏上。
此外，将光耦联剂喷入保护膜和显示屏之间的空间内也是有用的。该光耦联剂可以是诸如酒精或乙二醇的液体、诸如丙烯酸树脂的凝胶体、或诸如环氧树脂的固体树脂。该光耦联剂可防止界面反射，并用作减震材料。
保护膜可以是例如，聚碳酸酯薄膜(片)、聚丙烯薄膜(片)、丙烯酸薄膜(片)、聚酯薄膜(片)、PVA薄膜(片)等。此外，可使用工程用树脂膜(ABS等)。此外，它可由诸如钢化玻璃的非有机材料制成。不使用保护膜，显示屏的表面可加上0.5～2.0毫米厚的环氧树脂、酚醛树脂和丙烯酸树脂，以产生相似效果。此外，在树脂表面加以压纹也是有用的。
保护膜的表面或加氟涂覆材料也是有用的。这使得用清洁剂从表面除去灰尘变得简便。此外，保护膜可做得较厚，并用于前光以及屏幕表面。
以上实施例将本发明的显示屏用作显示装置。然而，本发明并非仅限于此。图573示出将其用作信息发生装置的实施例。如图14所示，通过输入到栅极驱动电路12的信号(特别是ST信号)来产生如图54、439和469所示的非照亮区域192和照亮区域193是可能的。照亮区域193是相关像素16的EL元件15发射光的区域。更具体地说，它是导通电压施加到栅极信号线17b的区域，且晶体管11d在图1所示的像素结构中处于导通状态。非照亮区域192是没有电流在相关像素16的EL元件15中流动的区域。更具体地说，它是截止电压施加到栅极信号线17b的区域，且晶体管11d在图1所示的像素结构中处于截止状态。
如果白光栅显示的信号由源极驱动电路(IC)14施加到显示区域144，则通过控制栅极驱动器12b可在显示区域144中产生照亮区域193和非照亮区域192类的条纹是可能的(因为它是由像素行来照亮控制和非照亮控制的)。如图573所示，条形码显示可通过控制栅极驱动器12b来实现。
栅极驱动电路12a的ST1端使启动脉冲一帧施加一次。栅极驱动电路12b的ST2端使启动脉冲对应于条形码显示施加。与普通印制文件的条形码的不同是显示区域144中每个条形码的显示位置与水平扫描信号同步移动。
因此，如图572所示，有可能放置或形成能够检测EL显示屏5723的显示区域144中一个像素行的照亮状态的光传感器5721，以便于在使光传感器5721固定为1/(帧的数量×每秒像素行数量)速率的状态中检测条形码的显示状态。由光传感器5721检测的数据被转换成要通过解码器(条形码解码器)5722解码的电信号，并变成信息。
如果显示屏变大，则源极信号线18的寄生电容也变大。因此，电流编程易于变得困难。为了该问题，源极驱动电路14可置于屏幕144的顶部和底部，如图264所示。源极信号线18的数量也变成两倍(18a和18b)。通过具有以上结构可通过源极驱动电路(IC)14a使编程电流施加到奇数像素行上，并通过源极驱动电路(IC)14b使编程电流施加到偶数像素行上是可能的。
因此，通常选择一个像素行且施加编程电流的时段是1H周期。然而，在图264所示的结构中，同时选择两个像素行并施加编程电流是可能的。因此，将编程电流Iw施加到每个像素行达2H时段是可能的。因此，即使屏尺寸变得较大，保护编程电流的充分写入时段并实现较好的电流编程仍然是可能的。不言而喻，以上也可应用于电压编程方法中。
即使如图264那样地驱动，应用本发明的占空比控制仍是可能的。例如在图265的情形中，像素写入侧的栅极驱动电路12a可选择两条栅极信号线17a并两个接着两个地扫描所选定的位置。EL选择侧的栅极驱动电路12b按序选择一个像素行(即，按序选择一条栅极信号线17b)。
因此，电流编程侧选择多条栅极信号线17a并实现电流编程，且占空比控制侧控制一条栅极信号线17b并像常规情形一样实现占空比控制。不言而喻，以上也可应用于参考电流比率控制。
屏幕是可以分隔的。在一分为二的情形中，如图264和559所示，有在屏幕中央将其分成上部和下部的结构，也有按一个像素行(或多个像素行)分隔的结构。在图559中，源极驱动电路(IC)14a使源极信号线18a与之相连。源极信号线18a使偶数像素行的像素与之相连。源极驱动电路(IC)14b使源极信号线18b与之相连。源极信号线18b使奇数像素行的像素与之相连。
作为电流驱动的一个特征，仅通过短接多个输出端就可增加编程电流。例如，在第一端输出10μA而第二端输出20μA的情形中，短接该第一端和第二端的输出为10+20＝30μA。在电压驱动情形中，短接多个端是不可能的。例如，在第一端输出1V而第二端输出2V的情形中，短接该第一端和第二端的输出被置于短路状态并遭损毁。
如上所述，短接输出端在电流驱动情形(电流控制方法)中不产生问题。通过应用该特征效果来简便地增加灰度数量是可能的。图560示出该实施例。在下文中，本发明的实施例将参照图560进行描述。
图560是本发明的源极驱动电路的框图。在图560中，标号431c表示晶体管组。晶体管组430c的1表示单元晶体管153由一个组成。而1输出等于一个灰度的编程电流，其中最低位比特与之相关。
图560的晶体管组431c中示出的2表示单元晶体管153由两个组成。且它输出等于两个灰度的编程电流，其中第二位比特与之相关。类似地，4表示单元晶体管153由四个组成。且它输出等于四个灰度的编程电流，其中第三位比特与之相关。类似地，8表示单元晶体管153由八个组成。且它输出等于八个灰度的编程电流，其中第四位比特与之相关。16表示单元晶体管153由16个组成。且它输出等于16个灰度的编程电流，其中第五位比特与之相关。
类似地，32表示单元晶体管153由32个组成。且它输出等于32个灰度的编程电流，其中第六位比特与之相关。因此，对晶体管组431c而言输出64个灰度的编程电流是可能的。
本发明的源极驱动电路(IC)具有适用于每个输出端155所形成(构成)的一个晶体管组431c。作为电流驱动的一个特征，仅通过短接多个输出端就可增加编程电流。因此，通过组合来自多个输出端的输出来增加灰度数量是简单的。例如，如果一个输出是64灰度，则通过组合两个输出来实现64+64-1＝127灰度是可能的。-1由于第0灰度而给出。为便于描述，将在本发明的源极驱动电路(IC)基本上是64个灰度和128个输出的条件下进行以下描述。
因此，128个输出和64个灰度的源极驱动电路(IC)14可用作64个输出和127个灰度的驱动器IC。图560是该实施例。开关(SW)5601被置于两个输出之间。当把驱动器IC 14用作64个灰度时，开关5601处于截止状态。当将其用作127个灰度时，开关5601处于导通状态。该开关是模拟开关。开关5601可通过驱动器IC 14的控制端的逻辑信号来截止和导通。
如果在图560中开关5602a和5602b处于导通状态，则它们可用作128个输出的64-灰度驱动器。开关5601是导通的。并且如果开关5602a导通而开关5602b截止，则从端155a中输出127个灰度的编程电流是可能的。因此，将编程电流施加到与源极信号线18a相连的像素16(未示出)上是可能的。在该情形中，将编程电流施加到源极信号线18b是不可能的。然而，通过可选地控制开关5602a和5602b的导通和截止，来将编程电流可选地输出到相邻的输出端155a和155b是可能的。它们可选地开关并与栅极信号线17的扫描同步。因此，将编程电流施加到源极信号线18a和18b是可能的。这是比特输入。
因此，当不需要在源极信号线18a和18b之间切换时(当从开始时把它们用作127个灰度的源极驱动电路(IC)时)，它们如图562所示那样地使用。在该情形中，开关5602是不需要的。
每个晶体管组431c是6比特输入。因此，6比特根据高直达第64灰度或第63灰度的灰度号来输入到晶体管组431c1中，而晶体管组431c2的全部6个输入比特都为0。从第64灰度或第65灰度，6比特根据灰度号来输入到晶体管组431c1中，而晶体管组431c2的全部6个输入比特都为1。(增加等于63个灰度的编程电流。)晶体管组431c2一起工作63个单元晶体管153。
在图560中，127个灰度的电流输出通过组合两个电流输出级(431c等)来执行。然而，它比128个灰度少1个灰度。这是因为只有63个单元晶体管153组成了晶体管组431c。因此，即使组合理论两个晶体管组431c也只有126个单元晶体管153。因而，在灰度0，即使正在工作的单元晶体管153的数量为0，最多只呈现127灰度也是可能的。
图561示出解决该问题的结构。晶体管组431c2使得等于1单元的选定单元晶体管5611增加(形成或放置)其上。在将其用作128个灰度的情形中(用作64个或更多灰度的情形中)，工作所选定的单元晶体管5611。晶体管组431c2由64个单元晶体管153组成。晶体管组431c2一起工作64个单元晶体管153。在低于128个灰度的情形中，晶体管组431c2的全部单元晶体管153都处于非工作状态。在128个或更多灰度的情形中，则工作晶体管组431c2的各个单元晶体管153。因此，在开始时使用由64个单元晶体管153组成的晶体管组431c2也是可能的。晶体管组431c1的单元晶体管153根据灰度号对应于比特而改变。
源极驱动电路(IC)14具有结构为标准单元的标准晶体管组431，它包括表示64个灰度的63个单元晶体管153，或者63个单元晶体管153和一个选定的单元晶体管5611。通过构成多个标准单元来简便地形成(构成)任意灰度的源极驱动电路(IC)是可能的。不言而喻，标准单元并不限于63个单元晶体管153，而可由127个或255个单元晶体管153构成。
以上各实施例是64个灰度和128个灰度的情形。本发明并不仅限于此。在例如256个灰度的情形中，它可如图563所示地构成。开关5601被置于两个输出之间。当把驱动器IC 14用作64个灰度时，开关5601处于截止状态。当把驱动器IC 14用作256个灰度时，开关5601处于导通状态。开关5601可通过驱动器IC 14的控制端的逻辑信号被控制为截止和导通。
以上各实施例描述标号14表示源极驱动电路(IC)。然而它并非仅限于此。例如，源极驱动电路(IC)14可以是通过低温多晶硅技术、高温多晶硅技术以及CGS技术形成的。更具体地说，源极驱动电路(IC)14可直接在基板30上形成。以上也可应用于以下实施例。
现在主要参看图564，将对EL显示装置进行描述，该EL显示装置包括与源极信号线18的一端相连的第一源极驱动电路(IC)14a和与源极信号线18的另一端相连的第二源极驱动电路(IC)14b，其中第一源极驱动电路(IC)14a和第一源极驱动电路(IC)14b输出对应于灰度的电流。
图560～563示出了各种结构，用来使得一个源极驱动电路(IC)14相应地与每条源极信号线18相连。然而，本发明并非仅限于此。例如，如图564所示，将本发明的源极驱动电路(IC)14连接一条源极信号线的两端是可能的。
每条源极信号线18使源极驱动电路(IC)14a与其一端相连，而使源极驱动电路(IC)14b与其另一端相连。源极驱动电路(IC)14a的晶体管组431c1由63个单元晶体管153组成。源极驱动电路(IC)14b的晶体管组431c2由63个单元晶体管153和一个选定单元晶体管5611组成。
晶体管组431c2可由64个单元晶体管153构成。晶体管组431c2只有两种模式，其中64个单元晶体管153或者全部工作，或者全部不工作。因此，它也可由比单元晶体管153大64倍的一个晶体管形成。
如果如上构成，则晶体管组431c1使相应的单元晶体管153根据高达64个灰度的输入数据工作，且晶体管组431c2用64个或以上灰度一起工作。
更具体地说，在图564所示的结构中，能够呈现64个灰度的源极驱动电路(IC)14a与源极信号线18的一端相连，而由包括源极驱动电路(IC)14a的晶体管组431c1+1个晶体管153组成的多个单元晶体管153组成的晶体管组431c2与源极信号线的另一端相连。源极驱动电路(IC)14b可由单元晶体管153的64倍大的晶体管组成。
更具体地说，通过使用由63个单元晶体管153组成的源极驱动电路(IC)14a和由64个晶体管153组成的源极驱动电路(IC)14b来实现128个灰度是简便的。在使用两个由63个晶体管153组成的源极驱动电路(IC)14的情形中，可呈现127个灰度。对图像显示，从实践观点看，127个灰度和128个灰度之间并无差异。因此，使用两个由63个晶体管153组成的源极驱动电路(IC)14a也是可能的。
在低于64个灰度的情形中，晶体管组431c2的所有单元晶体管153处于非工作状态。在64个或更多灰度的情形中，晶体管组431c2的各个单元晶体管153工作。因此，从开始时就使用由64个单元晶体管153组成的晶体管组431c2也是可能的。晶体管组431c1的单元晶体管153根据灰度号来对应于比特改变。因此，通过使用多个64个灰度的源极驱动电路(IC)14来实现多色调显示是可能的。
在128个或更多灰度的情形中，源极驱动电路(IC)14的晶体管组431c应由64个或更多的单元晶体管153组成。根据图564所示的结构，通过使用较小灰度号的源极驱动电路(IC)14可简便地实现多色调显示是可能的。这是电流驱动方法的特征效应的应用，该方法可仅通过短接多个输出端来增加输出电流。
图564的实施例是两个源极驱动电流(IC)14的输出端都与一条源极信号线18相连的实施例。然而，本发明并非仅限于此。不言而喻，三个或多个源极驱动电流(IC)14的输出端都与一条源极信号线18相连。同样，不言而喻的是，图560的开关5601的技术思路可被引入图564所示的结构。
当显示屏在16∶9的宽屏幕上显示4∶3的屏幕时，4∶3的屏幕144a可在16∶9的屏幕端部显示，如图270(a)所示。OSD(屏幕上显示)在其余的屏幕144b上显示。需要预先综合OSD的显示144b和屏幕144a的显示作为视频信号。
4∶3的屏幕144a在16∶9的屏幕中央显示，如图270(b)所示。OSD(屏幕上显示)在其余的屏幕144b1和144b2上显示。需要预先综合OSD的显示144b和屏幕144a的显示作为视频信号。
如图327所示，控制器电路(IC)760控制在屏模块中放置或结构的电源模块3272和源极驱动电路(IC)14。电源模块3272的结构和工作在图119、120、121、122、123、124、1235、251、262、263、268和280中示出，因此将略去其描述。屏的结构和工作也已在前面描述，因此将略去其描述。
电源模块3272具有由锂电池3271提供的电源。电源模块3272产生电压Vgh、Vgl、Vdd和Vss(下文中，这些电压被成为屏电压)。产生屏电压的定时由控制器电路(IC)760的导通—截止信号控制。用于控制器电路(IC)760的电源由主体电路提供。因此，具有本发明显示装置的装置在电源电压首先提供给控制器电路(IC)760时工作。然后，控制器电路(IC)启动，电源模块3272根据控制器电路(IC)760的导通—截止信号产生屏电压。所产生的电压被施加为栅极驱动电路12、源极驱动电路(IC)14和屏的电压Vdd和Vss。通过如上结构可减少主体电路和屏模块之间的引线数量是可能的。
本发明的装置在主体电路中至少具有控制器电路(IC)760和电池3271。因此，屏模块和主体电路具有五条(或更多)引线，包括：用于传送RGB的视频信号的差分信号的两条引线、用于向屏模块3272提供电压的Vcc和GND的两条引线、以及用于控制电源模块3272的导通和截止的一条信号线。
图367是图327的变形示例。控制器电路(IC)760具有使得差分信号同步的PLL电路3611a。作为控制数据(D)的RGB和RGBD由一对信号线传送为差分信号(参见图80～82、图292和图327～331)。RGBD信号的同步信号类似地也由一对信号线传送为CLK差分信号。差分信号的St信号由一对信号线传送，以便于表示RGBD信号的开始(一对的初始位置)。St信号并非必须是差分信号，而是可被传送为CMOS和TTL的逻辑信号。
电源电路3271使电源通过GND的两条线从电池(未示出)作为电压Vcc施加，并使电源电路3271的导通—截止信号由控制器电路(IC)760施加。
图367具有用于将RGBD传送为一对差分信号的结构。然而，本发明并非仅限于此。如图361所示，将红色的视频数据(RDATA)呈现为一对差分信号、将绿色的视频数据(GDATA)呈现为一对差分信号、并将蓝色的视频数据(BDATA)呈现为一对差分信号是可能的。预充电比特被增加到每个RGB的差分信号上。更具体地说，红色的RDATA具有是否要预充电增加其中的红色的相关数据的PrR比特(RDATA 8比特+PrR 1比特)，绿色的GDATA具有是否要预充电增加其中的绿色的相关数据的PrG比特(GDATA 8比特+PrG 1比特)，蓝色的BDATA具有是否要预充电增加其中的蓝色的相关数据的PrB比特(BDATA 8比特+PrB 1比特)。
如图371所示，DATA(RDATA、GDATA等)和与之同步的CLK具有相同的频率。更具体地说，在CLK的上升沿和下降沿识别DATA内容。保持DATA和CLK之间的这种关系，以便于将频率呈现为稳定，并减少不必要的辐射。
除图371之外，图357也示出与St信号的关系。视频信号的CLK、ST和RGB(或RGBD)(参见图80～82、图292和图327～331)在以0V(GND)为中心电压Diff幅度发送。作为幅度的电压Diff被设置、呈现为通过图368～370的电路结构可变或可调。
如图357所示，作为视频信号的RGB和与之同步的CLK具有相同的频率。更具体地说，在CLK的上升沿和下降沿识别DATA内容。保持DATA和CLK之间的这种关系，以便于将频率呈现为稳定，并减少不必要的辐射。St信号比CLK宽两倍，并在CLK的上升沿和下降沿进行检测。CLK是由PLL电路3611作相位控制的。如上所述地发送差分信号，以便于执行收发。
差分信号或本发明信号的发送特征在于，除RGB的视频信号之外还具有预充电确定比特。这在图76～78中描述。因此，如图359所示，R、G和B数据都具有预充电比特(Pr)。
图359(a)示出10比特视频数据的情形。除了视频数据的10比特(D9～0)之外，它具有预充电比特(Pr)。它还具有作为最重要比特的D/C比特，用于识别是命令还是视频数据。当D/C比特为1时，它表示随后数据区域中的比特是命令。该命令通常在水平消隐时段或垂直消隐时段中传送。该命令如图329和331所示。因此将略去其描述。当D/C比特为0时，它表示是视频数据，且该视频数据(8个比特或10个比特)和预充电电压(编程电压)的确定比特(Pr)都作为数据传送。
图359(b)示出8比特视频数据的情形(D7～D0)。类似于图359(a)，除了视频数据外它还具有预充电比特(Pr)。还与图359(a)相同的是，它具有作为最重要比特的D/C比特，用于识别是命令还是视频数据。当D/C比特为0时，它表示是视频数据，且该视频数据(8个比特或10个比特)和预充电电压(编程电压)的确定比特(Pr)都作为数据传送。
图359的数据与图357的CLK同步传送。且ST信号在对应于一个像素的RGB视频数据或者对应于一个像素的RGB视频数据+控制数据D的时段中传送。
图364示出一实施例，用于通过将R像素Pr比特+R视频数据、G像素Pr比特+G视频数据、B像素Pr比特+B视频数据、以及控制数据组成一个集来传送ST信号。
图365示出一实施例，用于根据11比特的控制数据来传送ST信号。该控制数据由2-比特的地址数据(A1、A2)、预充电比特(Pr)和8-比特的数据(D7～D0)组成。当作为地址数据(A1、A2)的A(1:0)为0时，它表示数据(7:0)为控制数据(如图329和331所述，因此将略去其描述)。当A(1:0)为1时，它表示数据(7:0)为R的视频数据。当A(1:0)为2时，它表示数据(7:0)为G的视频数据。当A(1:0)为3时，它表示数据(7:0)为B的视频数据。不言而喻，Pr比特可作为控制数据或视频数据的一部分来传送。
图366与图364相似。图366(b)具有一种结构，用于传送视频数据(包括预充电比特)RGB，诸如R、G、B、R、G、B、R、G、B……。图366(a)具有按需传送控制数据D的结构。因此，在如图366(b)图像数据仅在图像传送时段中传送的情形中，控制数据像图366(a)一样插入，以便于传送图像数据直到水平消隐时段。然而，因为不需要像图364一样保护控制数据的时段，所以图366(a)中的传送效率较高，并可有效使用水平消隐时段。
图362示出比特扩展和传送视频数据的方法(在图364中视频数据逐个像素地传送)。如图362中的数据开始位置A所示，传送数据，诸如R的预充电比特PrR、G的预充电比特PrG、B的预充电比特PrB、R的视频数据的第7个比特(最重要的比特)、G的视频数据的第7个比特(最重要的比特)、B的视频数据的第7个比特(最重要的比特)、R的视频数据的第6个比特、G的视频数据的第6个比特、B的视频数据的第6个比特、R的视频数据的第5个比特、G的视频数据的第5个比特、B的视频数据的第5个比特、……、R的视频数据的第0个比特、G的视频数据的第0个比特、B的视频数据的第0个比特、以及下一像素的R的预充电比特PrR、G的预充电比特PrG、B的预充电比特PrB、R的视频数据的第7个比特(最重要的比特)、G的视频数据的第7个比特(最重要的比特)、B的视频数据的第7个比特(最重要的比特)等。
图363示出按序传送视频数据、控制数据D和图像数据的方法。它传送RGB的预充电比特Pr、图像数据和控制数据。首先，它传送R的Pr和8比特的图像数据(R(7:0))、G的Pr和8比特的图像数据(G(7:0))、B的Pr和8比特的图像数据(B(7:0))、以及控制数据D(9:0)，作为一个时段。然后，它传送下一像素的R的Pr和8比特的图像数据(R(7:0))、G的Pr和8比特的图像数据(G(7:0))、B的Pr和8比特的图像数据(B(7:0))、以及控制数据D(9:0)，作为一个时段。
如上所述，本发明具有各种实施例。共同点是传送Pr数据。不言而喻，Pr数据可被包括为控制命令中的比特。
以上实施例是这样的实施例，通过差分信号(不仅限于差分信号)传送用于控制源极驱动电路(IC)14的预充电电压。然而，本发明并非仅限于此。在图381～422中，描述了过电流驱动的各个实施例。在图389、391、392(b)和402中，描述了过电流的大小以及用于控制过电流的施加时段的信号或符号。
图423示出一种接口规范或格式，用于如图389、391、392(b)和402传送过电流以及用于控制过电流的施加时段的信号或符号。除过电流数据或控制信号的传送之外的内容在图80～82、296、319、320、327～337、357和359～372中描述，因此将略去其描述。在这些附图中所描述的内容可应用于图423～426和图477～484。不言而喻，在图423～426中所描述的内容也可应用于本发明的其它实施例。
在图423中，发送过电流控制符号K。过电流控制符号K(红色像素的Kr、绿色像素的Kg、和蓝色像素的Kb)基本上如图362所示。K已在图391和392中描述，所可将略去其描述。然而，要传送的符号或数据并不限于K。例如，它可以是图402的T。更具体地说，本发明的技术思路是要通过差分信号传送与过电流驱动相关的数据、符号或控制信号。以上也可应用于图424～426。
图424基本上示出一种结构，其中过电流控制符号K(红色像素的Kr、绿色像素的Kg、和蓝色像素的Kb)被增加在图361的传送方法、传送格式或传送系统中。K已在图391和392中描述，所可将略去其描述。然而，要传送的符号或数据并不限于K。例如，它可以是图402的T。更具体地说，本发明的技术思路是要通过差分信号传送与过电流驱动相关的数据、符号或控制信号。在图424中，有关过电流的数据通过双绞线差分信号传送。如DDATA所示，也传送预充电电压的控制信号。
图425示出一实施例，用于通过双绞线差分信号来传送栅极驱动电路上的CLK、R数据和R的过电流控制信号(R+Kr)、G数据和G的过电流控制信号(G+Kg)、B数据和B的过电流控制信号(B+Kb)、以及控制数据(D)。它是这样的一个实施例，通过TTL或CMOS电平信号来传送源极驱动电路(IC)14的右移触发脉冲(STHR)、源极驱动电路(IC)14的左移触发脉冲(STHL)、栅极驱动电路(IC)12的垂直翻转控制信号(RL)和视频数据的负荷信号。
图426示出一实施例，用于通过双绞线差分信号传送CLK、视频数据、控制数据和过电流控制信号(RGBD+)。它是这样的一个实施例，用于通过TTL或CMOS电平信号来传送源极驱动电路(IC)14的右移触发脉冲(STHR)、源极驱动电路(IC)14的左移触发脉冲(STHL)、栅极驱动电路(IC)12的垂直翻转控制信号(RL)和视频数据的负荷信号。
图432也示出本发明显示装置的传送格式。图432(a)示出预充电比特P被增加到每个RGB的8比特数据的结构。用于确定是否要预充电R像素的确定比特Pr在R的第一像素数据R1(7:0)之后传送，用于确定是否要预充电R像素的确定比特Pr在R的第一像素数据R1(7:0)之后传送，用于确定是否要预充电G像素的确定比特Pr在G的第一像素数据G1(7:0)之后传送，而用于确定是否要预充电B像素的确定比特Pr在B的第一像素数据B1(7:0)之后传送。然后，相类似，用于确定是否要预充电R像素的确定比特Pr在R的第二像素数据R2(7:0)之后传送，用于确定是否要预充电G像素的确定比特Pr在G的第二像素数据G2(7:0)之后传送，而用于确定是否要预充电B像素的确定比特Pr在B的第二像素数据B2(7:0)之后传送。
更具体地说，诸如Pr、R1(7:0)、Pg、G1(7:0)、Pb、B1(7:0)、Pr、R2(7:0)、Pg、G2(7:0)、Pb、B3(7:0)、Pr、R3(7:0)、Pg、G3(7:0)、Pb、B3(7:0)、Pr、R4(7:0)、Pg、G4(7:0)、Pb、B4(7:0)、Pr、R5(7:0)、Pg、G5(7:0)、Pb、B5(7:0)等被传送。
图432(b)具有一种结构，其中预充电比特P在每个RGB 8比特数据中多路复用传输。用于确定是否要预充电R像素的确定比特Pr在R1(7:0)比特中多路复用传输。R1数据的MSB被用作预充电比特。这是因为在低灰度情形中MSB并不用作用于施加预充电电压的图像数据(为0)。因此，在执行预充电的情形中，MSB比特设置为1以便于表示相关视频数据是预充电的。该预充电比特从源极驱动IC中提取，以便于实现预充电工作。
然后，类似地，用于确定是否要预充电G像素的确定比特Pg在G1(7:0)比特中多路复用传输。用于确定是否要预充电B像素的确定比特Pb在B1(7:0)比特中多路复用传输。更具体地说，诸如R1(7:0)、G1(7:0)、B1(7:0)、R2(7:0)、G2(7:0)、B3(7:0)、R3(7:0)、G3(7:0)、B3(7:0)、R4(7:0)、G4(7:0)、B4(7:0)、R5(7:0)、G5(7:0)、B5(7:0)，…Rn(7:0)，Gn(7:0)，以及其它等等被传送。
R、G和B的视频数据并不限于分别由独立的双绞线传送。图433示出该实施例。图433(a)、(b)、(c)和(d)分别示出各差分信号的双绞线。双绞线(a)传送R数据的高8位比特(R(9:2))。双绞线(b)传送G数据的高8位比特(G(9:2))。双绞线(c)传送B数据的高8位比特(G(9:2))。双绞线(d)传送命令数据CM、R数据的低2位比特(R(1:0))、G数据的低2位比特(G(1:0))、B数据的低2位比特(B(1:0))。
图367和361的实施例是PLL电路3611a置于或构成在发送差分信号一侧的实施例。然而，本发明并非仅限于此。如图360所示，将PLL电路3611b置于或构成在接收侧(图360中的源极驱动电路(IC))也是可能的。将PLL电路3611置于发送侧和接收侧，并将DATA时段数设置为发送侧和接收侧的差分信号(组数)，以便于由少量的信号线来传送高速的差分信号。
在图360中，PLL电路3611b使用表示DATA循环(起始位置)的CLK来执行一个循环的差分信号DATA中数据数量的振荡，以便于将DATA解码为差分信号，并将其转换成并行信号。
根据本发明，经调节，电阻在差分信号的发送侧和接收侧上可改变或调节。差分信号的幅度越大，传输距离会越长。然而，如果幅度较大则传输功率变大。在通过恒定电流输出差分信号的情形中，通过增大差分信号接收侧的阻抗来增大幅度是可能的。因此，即使所传输电流较小，接收差分信号也成为可能。然而，它因噪声而变弱。
根据以上内容，需要能够根据传送差分信号的距离和该传输所需的功率来设置或调节差分信号的幅度和阻抗。图368～370示出各个实施例。
图368示出差分信号接收侧的电路结构。它具有源极驱动电路(IC)14中的阻抗设置电路3682。阻抗设置电路3682由具有不同电阻值(阻抗值)的R(图368中的R1、R2、R3和R4)以及用于选择R的开关S(图368中的S1、S2、S3和S4)。一个或多个开关S导通，且电阻R根据施加在源极驱动电路(IC)14的信号输入端RSEL上的信号或电压来选择。差分信号的输入端2883使选定电阻R与之相连。
根据本发明，恒定电流流经差分信号引线。因此，用电阻R的值来改变端2883a和端2883b之间产生的差分信号的幅度值是可能的。更具体地说，有可能根据传输距离来调节该差分信号的幅度。
图369示出另一实施例。内嵌电阻Rx是可变地结构的。先前所述的电子调节器501被示为可变结构的一个示例。此外，它还可通过微调来调节。
图370示出发送侧的一个结构示例。它具有可变电压源或固定电压在端2884c和端2884d之间输入的结构。它具有控制器电路(IC)760内恒定电流电路的电流输出可根据输入到端2884c和2884d的电压改变的结构。通过该工作来改变从端2884a和2884b输出的差分信号的电流。
在图368中，源极驱动电路(IC)14中的电阻R根据RSEL信号来选择(切换)。然而，本发明并非仅限于此。例如，如图372用IC掩模来改变连接也是可能的。
图372示出一实施例，其中电阻R1、R2和R3预先在源极驱动器IC 14中形成或构成，而最后的掩模(用于形成铝质引线)在制造源极驱动IC 14时改变，以便于改变与端2883相连的电阻。更具体地说，改变电阻R与端2883相连的铝质引线，以切换与端2883(2883a和2883b)相连的电阻。
图372(a)示出包括电阻R1和R3的并行电阻与端2883相连的结构。图372(b)示出包括电阻R3的并行电阻与端2883相连的结构。
不言而喻，以上也可应用于图370的实施例。多个恒定电流源预先在控制器电路(IC)760中形成或构成，而最后的掩模(用于形成铝质引线)在制造控制器电路(IC)760时改变，以便于改变端2884所输出的恒定电流。
如图328所示，差分信号与主体电路的信号A(确定信号)的H和L同步输出。当信号A为L时，输出编程电压(VR、VG、VB)。当信号A为H时，输出编程电流(IR、IG、IB)。编程电压和编程电流的输出工作已在图127～143、293和338中描述，因此将略去其描述。
传送作为视频信号的编程电流(IR、IG、IB)和编程电压(VR、BG、VB)，以及数据信号DM和DS。更具体地说，差分信号有多路复用传输的R视频信号、G视频信号、B视频信号和D数据信号的四个相位(VR、IR、VG、IG、VB、IB、DM、DS、VR、IR、……)。在视频消隐时段中，随后传送DM和DS信号，如图330所示。
作为数据的DM的8比特或10比特数据是命令。作为数据的DS的8比特或10比特数据是控制数据。图329是DM的一个示例。DM表示视频同步信号(HD)和垂直同步信号(VD)。DM＝1作为示例是HD信号。DM＝2是VD信号。DM＝3是用于翻转屏幕上图像的上部和下部的UD信号。DM＝4是用于翻转屏幕上图像的左边和右边的RL信号。
相类似，DM＝5表示R的预充电时间(PR-时间)，DM＝6表示G的预充电时间(PG-时间)，而DM＝7表示B的预充电时间(PB-时间)。DM＝8表示R的参考电流(参考电流I-R)，DM＝9表示G的参考电流(参考电流I-G)，而DM＝10表示R的参考电流(参考电流I-B)。相类似，DM＝10也表示栅极驱动电路12的触发脉冲的输出时间。如上所述，DM是用于执行作为命令的规范的数据。
不言而喻，对于预充电时间，它可通过TTL或CMOS逻辑的波形信号从控制器电路(IC)760施加到源极驱动IC 14。例如，它被控制或构成为：在逻辑波形信号的H-电平时段将预充电电压(预充电电流)施加源极信号线18，而在逻辑波形信号的L-电平时段不将预充电电压(预充电电流)输出到源极信号线18。不言而喻，预充电时间可根据发光率来控制(呈现为可变)。当发光率较低时，它表示有许多低灰度的像素。因此，预充电时间延长。相反，当发光率较高时，它表示有许多高灰度的像素。在该情形中，编程电流的写入短缺不会发生，或者不显著(不能识别)。因此，预充电时间可较短。
图331示出DS信号的内容的示例。当DM＝9时，它是栅极驱动电路12的控制信号。对于8比特的DS，每个比特的放置如示例1那样确定。比特0是栅极驱动电路12a的使能信号(ENBL1)。比特1是栅极驱动电路12a的时钟信号(CLK1)。比特2是栅极驱动电路12a的启动信号(ST1)。比特4是栅极驱动电路12b的使能信号(ENBL2)。比特5是栅极驱动电路12b的时钟信号(CLK2)。比特6是栅极驱动电路12b的启动信号(ST2)。如示例3所示，当DM＝8时，DS信号将R的参考电流大小示为数据。如上所述，DS是由DM指定的数据。
以上各实施例描述信号被发送为差分信号。不言而喻，它们在RSDS中可发送为差分信号的标准格式。图505示出以RSDS信号格式传送预充电信号和视频信号的示例。甚至，RSDS格式在根据本发明的过程和传送数据格式中具有新颖性。此外，不言而喻，以下要描述的内容也可应用于此前所述的本发明中。例如，它们可应用于图360～366、389～394、432、433等。
根据以下实施例，电流预充电为3个比特，且有六种类型的电流预充电时段。然而，它们并非仅限于此。可多于或少于六种类型。预充电信号(RP0-2、GP0-2、BP0-2)并不限于电流预充电，还可以是电压预充电。
根据以下实施例，描述了通过使用双绞线数据被传送为差分信号(RSDS、LVDS、小型LVDS等)。然而，它并非仅限于此。它还可由作为逻辑信号的CMOS-电平或TTL-电平信号传送。在该情形中，不言而喻，不需要使用双绞线。本发明的特征在于串行地传送数据并将其转换成一系列并行信号、传送给并行转换部分3681。因此，不言而喻，数据的传送(传输)并不限于差分信号。不言而喻，它们不仅可以是电流信号也可以是电压信号。不言而喻，它们不仅可通过有线信号传送而且可通过无线信号(诸如无线电波和红外线的光信号)传送。以上也可应用于本发明的其它实施例。
在图505和506中，时钟在上升沿和下降沿锁存数据。因此，时钟脉冲的频率是数据传送速率的1/2。R数据使用两个差分的双绞线。G数据和B数据也使用两个差分的双绞线。图505是示出数据传送时序的示图，而图506是示出命令传送时序的示图。
在图505的实施例中，有用于指定(诸如过电流的)电流预充电的3个比特。视频数据是每个RGB的8个比特。对于R数据，3条预充电指定数据(RP0、RP1、RP2)和C/D数据(C/D＝H)在时段B中传送。C/D数据是命令和数据之间的切换信号。当C/D＝L时，它表示通过双绞线(传送线)传送的信号是命令信号(控制信号)。当C/D＝H时，它表示通过双绞线(传送线)传送的信号是数据信号(视频信号、预充电指定信号)。因此，在图505中，它处于传送数据的状态，因此C/D＝H。
因为预充电指定信号是3个比特，它可用八种不同方法表示。图514示出八种不同方法的指定信号示例。在图514的表格中，IPC表示电流预充电，而VPC表示电压预充电。当指定信号IS＝0和7时，电流预充电IPC恒定处于L电平。更具体地说，电压预充电时段为0，所以结果并未实现电压预充电。
当指定信号IS＝0时，电压预充电VPC也恒定处于L电平。更具体地说，电压预充电时段为0，所以结果并未实现电压预充电。因此，当指定信号IS＝0时，既不实现电流预充电也不实现电压预充电。因此，当指定信号IS＝0时实现正常的电流编程驱动(参见图130中时段B的描述)。
当指定信号IS＝7时，尽管电流预充电IPC恒定处于L电平，但是仍实现电压预充电VPC。更具体地说，仅实现电压预充电。因此，在实现电压预充电之后实现正常的电流编程驱动(参见对图129中1H的时段A和B所实现的实施例的描述)。
当指定信号IS＝1时，电流预充电脉冲1可在实现电压预充电VPC之后选择，并实现为电流预充电IPC。每个电流预充电脉冲的长度基于图506中的命令传送(也参见图507)。过电流驱动在电流预充电脉冲1中实现用于设置时段。更具体地说，较大的写入电流被施加到源极信号线18上。图410(a1)、(a2)和(a3)属于该实施例。更具体地说，预充电电压V0被施加到源极信号线18上，且在源极信号线18中电势被重新设置为电压V0(初始电压：恒定电压或固定电压)(图410(a1))。在预充电电压之后或同时，预充电电流Id被施加到源极信号线18上(图410(a2))参照图484及其描述。
不言而喻，如图410(a2)，预充电电流Id可与预充电电压V0同时施加，或者可执行驱动，从而预充电电压施加时段与预充电电流施加时段不交迭(在实现(完成)预充电电压施加时段之后施加预充电电流)。不言而喻，可如图410(b1)～410(b3)以及图410(c1)～410(c3)执行驱动。
不言而喻，图411～413的驱动方法和图414～422的驱动方法等可与图505、506、507、514、508～513等的驱动方法。在改变(指定)电压预充电时段和电压预充电的电压值的情形中，需要用于指定或改变的比特数量。更具体地说，需要在预充电比特为4个或更多比特而非3个比特的条件上扩展图514所示的指定信号IS的数量。
不言而喻，图127～142、331～336的实施例可结合图505、506、507、514、508～513等的驱动方法。此外，不言而喻，根据本发明的源极驱动电路(结构)、显示屏或显示装置、驱动方法、检查方法等可与图411～413、441～422、505、506、507、514、508～513、127～142以及331～336等的实施例相互组合。
当指定信号IS＝2时，在实现电压预充电VPC之后，电流预充电脉冲2被选为电流预充电IPC并实现过电流驱动。更具体地说，过电流Id在电流预充电脉冲2的时段中被施加到源极信号线18上。
与以上相同，当指定信号IS＝3时，在实现电压预充电VPC之后，电流预充电脉冲3被选为电流预充电IPC。当指定信号IS＝4时，在实现电压预充电VPC之后，电流预充电脉冲4被选为电流预充电IPC。当指定信号IS＝5时，在实现电压预充电VPC之后，电流预充电脉冲5被选为电流预充电IPC。当指定信号IS＝6时，在实现电压预充电VPC之后，电流预充电脉冲6被选为电流预充电IPC。
根据本发明，描述了*电流预充电脉冲*的数量越大，用于将过电流Id(电流预充电的电流)施加到源极信号线18的时段就变得越长。根据本发明，描述了电流预充电时段被改变。然而，它并非仅限于此。用指定信号IS改变(指定)电流预充电电流的大小也是可能的。不言而喻，电压预充电时段或电压预充电的施加电压可改变(指定)。
像R数据一样，在时段B中G数据传送3段预充电指定数据(GP0、GP1、GP2)和GSIG7数据(参见图508及其描述)。在时段B中B数据传送3段预充电指定数据(BP0、BP1、BP2)和BSIB7数据(参见图508及其描述)。
如上所述，在时段B中传送用于指定电流预充电和诸如C/D的其它信号。该传送在从控制器电路(IC)760到源极驱动电路(IC)14之间执行。
作为视频数据的R数据在R数据的时段C中传送。更具体地说，传送RD0[0]～RD0[7]。RD0[*]的括号[]中的标号表示视频数据的比特位置。更具体地说，RD0[0]表示第0个R数据的最不重要比特，而RD0[7]表示第0个R数据的最重要比特。RD*[]的*表示视频数据的次序。例如，RD0[]表示R的第0个像素的数据，而RD7[]表示R的第7个像素的数据。相类似，RD18[]表示R的第18个像素的数据。以上也可应用于视频G数据和视频B数据。
作为视频信号的G数据在G数据的时段C中传送。更具体地说，传送GD0[0]～GD0[7]。作为视频信号的B数据在B数据的时段C中传送。更具体地说，传送BD0[0]～BD0[7]。
时段B+时段C为时段A。每个RGB的一个像素上的数据在时段A中传送。更具体地说，传送指定是否要预充电每个RGB上的每个8比特视频数据、每个视频数据、以及在预充电的情形中指定要实现什么预充电的数据。此外，传送栅极驱动电路12上的控制数据。以上也可应用于视频G数据和视频B数据。更具体地说，在时段A中6比特串行数据通过7-双绞信号线并行传送。
在前面的各个实施例中，描述了在时段A中6比特串行数据通过7-双绞信号线并行传送。然而，本发明并非仅限于此。在时段A中，7比特串行数据通过6-双绞信号线并行传送。不言而喻，也可使用其它方法。
栅极驱动电路12上的控制数据也被传送为串行数据(图505所示的栅极数据)。这解释了图292。从控制器电路(IC)760作为串行数据传送到源极驱动电路(IC)14的数据在源极驱动电路(IC)14中被转换成并行数据，并被施加于栅极驱动电路12上。
在图505中，在时段A中，6段数据(GSIG1～GSIG6)通过一条双绞信号线传送。除了放置在栅极数据的双绞线上之外，栅极驱动电路12上的控制数据可放置在G数据和B数据上。更具体地说，加上由双绞线传送的G数据的GSIG7和由双绞线传送的B数据的GSIG8的两段，总共有8个控制信号在时段A中传送。
如图508所示，通过源极驱动电路(IC)14的串行到并行转换部分3681，作为串行信号施加在源极驱动电路(IC)14上的栅极数据被转换成并行信号。8个比特被传送为栅极驱动电路12上的控制数据。图508是仅限于栅极驱动电路12的控制的示图(略去源极驱动电路的视频信号的串行到并行转变)。参照图292及其描述。串行到并行转换部分3681具有一GOS端。如果将L-电平信号施加到GOE端上，则全部OGSIG端可置于高阻状态。更具体地说，它是个3-态端。当处于高电阻状态时，OGSIG端可置入与源极驱动电路(IC)14分开的状态。因而，将信号从外部连接到OGSIG端是可能的。更具体地说，它们处于不使用诸如栅极数据的串行信号的状态中，因此直接连接栅极驱动电路12的控制信号为并行信号是可能的。
图508的结构示出图282～284、288～292、316、319、320、327、347、358、365、367、373和374的结构或相似结构的细节。因此，不言而喻，图282～284、288～292、316、319、320、327、347、358、365、367、373和374所述的内容或结构可与图508组合。
8个控制信号的指定是任意的。然而，根据本发明，GSIG1是栅极驱动电路12a的触发脉冲(ST1)信号，GSIG2是栅极驱动电路12a的时钟(CLK1)信号，而GSIG3是栅极驱动电路12a的使能信号(OEV1：参见图40)。GSIG1从OGSIG1端输出，并施加在栅极驱动电路12a上。GSIG2从OGSIG2端输出，并施加在栅极驱动电路12a上。相类似，GSIG3从OGSIG3端输出，并施加在栅极驱动电路12a上。
GSIG4是栅极驱动电路12b的触发脉冲(ST2)信号，GSIG5是栅极驱动电路12b的时钟(CLK1)信号，而GSIG6是栅极驱动电路12b的使能信号(OEV2：参见图40)。GSIG4从OGSIG4端输出，并施加在栅极驱动电路12b上。GSIG5从OGSIG5端中输出，并施加在栅极驱动电路12b上。相类似，GSIG6从OGSIG6
端输出，并施加在栅极驱动电路12b上。
如上所述，本发明的特征在于包括多个栅极驱动电路12的共用控制信号。它还具有的特征在于能够控制高阻态中的OGSIG端，并将其它控制信号连接到OGSIG端。
GSIG7是栅极驱动电路12a和栅极驱动电路12b之间的公用信号。更精确地，GSIG7是用于垂直地切换显示屏的显示方向的UD(上-下)信号。GSIG7从OGSIG7L端输出，并施加在栅极驱动电路12a上。同时，GSIG7也从OGSIG7R端输出，并施加在栅极驱动电路12b上。
GSIG8也是栅极驱动电路12a和栅极驱动电路12b之间的公用信号。更精确地，GSIG8是栅极驱动电路12a和12b之间的公用使能信号(OEV3)。GSIG8从OGSIG8L端输出，并施加在栅极驱动电路12a上。同时，GSIG8从OGSIG8R端输出，并施加在栅极驱动电路12b上。
图509是栅极驱动电路12的控制信号GSIG的示意图。栅极驱动电路12的控制信号是DY[1]、DZ[1]和栅极数据。栅极驱动电路12的8比特控制数据由3个时钟脉冲确定(时钟脉冲在上升沿和下降沿上锁存它们)。因此，当时段A1的3个时钟脉冲完成后，GSIG1～GSIG8上的数据可从OGSIG1～OGSIG8端输出。该输出在时段A1之后的时段A2期间保持。在时段A2期间，当时段A2的3个时钟脉冲完成后，GSIG1～GSIG8上的数据从OGSIG1～OGSIG8端输出。该输出在时段A2之后的时段A3期间保持。
当图508所示的GOE信号处于H电平时，GSIG1～GSIG8上的数据从OGSIG1～OGSIG8端输出。当GOE信号处于L电平时，OGSIG1～OGSIG8端为高电阻状态(在图509中示为Hi-Z)。
栅极数据被描述为栅极驱动电路12的控制信号。然而，它并非仅限于此。例如，它还可以是源极驱动电路(IC)14的控制数据或屏的温度的控制数据。时段A的视频数据并非仅限于视频数据。它还可以是源极驱动电路的亮度(Y)信号、色差(C)信号或控制数据信号。
本发明的特征在于将串行数据施加到源极驱动电路(IC)14，用于产生视频信号、将施加于源极驱动电路(IC)14的串行数据转换成并行数据、并用源极驱动电路(IC)14的输出信号来控制栅极驱动电路12。通过具有以上结构，可减少显示屏和控制电路(IC)760之间相连的信号线数量，以便于减小柔性连接区域和降低成本是可能的。
对于时段A，数量等于1个像素行的像素数量的数据在1个水平扫描时段(1H)中产生。例如，如果1个像素行的像素数量为320点，则有320个时段A。数据如图505所示地传送。
图506示出命令传送时序。为了更精确，命令传送时序是1H周期的消隐时段。诸如源极驱动电路的参考电流设置值和预充电电压设置值在消隐时段中传送。
命令被传送为六条双绞线。它们是DX[0]、DX[1]、DY[0]、DY[1]、DZ[0]、DZ[1]。因为在消隐时段中栅极驱动电路12上的控制也是有必要的，所以栅极数据通过双绞线传送。也传送GSIG7和GSIG8信号。
当传送命令时，C/D数据以H电平传送。源极驱动电路(IC)14的串行到并行转换部分3681确定C/D数据的逻辑电平，并判断它是处于数据传送状态还是命令传送状态。更具体地说，当C/D数据＝H时，它以传送视频数据的条件进行处理。而当C/D数据＝L时，它以传送命令数据的条件进行处理。C/D数据位置通过水平同步信号和像素数量计数器来检测。
在图506中，3-比特地址数据(ADDR)在时段B中传送。设置命令数据(CMD)在时段C中传送。该命令数据包括CMD1～CMD5，且每个命令(CMD)为6个比特。对于命令CMD1～CMD5，DX[1]是最重要的比特(MSB)，而DZ[0]是最不重要的比特。更具体地说，CMD1[*]、CMD2[*]、CMD3[*]、CMD4[*]和CMD5[*]的括号[]中的下标表示比特位置。
在图506中，3-比特地址数据(ADDR)在时段B中传送。地址数据(ADDR)指出命令(CMD)数据的内容。例如当ADDR[2]～[0]为‘000’时，命令CMD5～CMD 1设置参考电流(Ic)(DATA或IDATA)。由于参考电流Ic和用于设置参考电流的数据已参照图50、60、61、64～66、131、140、141、145、188、196～200、346、377～379、397等进行了描述，所以略去其描述。如果CMD0处于H电平，则它处于通过源极驱动电路(IC)14的外部端进行预充电控制的模式中。
当ADDR[2]～[0]为‘001’～‘010’时，命令CMD5～CMD1设置电流预充电脉冲。脉冲的长度由图513的电路结构来设置。CMD1是电流预充电脉冲1的长度设置。相类似，CMD2是电流预充电脉冲2的长度设置，CMD3是电流预充电脉冲3的长度设置，CMD4是电流预充电脉冲4的长度设置，而CMD5是电流预充电脉冲5的长度设置。
如图507所示，当ADDR[2]～[0]是‘010’时，电压预充电电压值由6比特的命令CMD2来设置。因为它已参照图16、75～79、127～142、410～413等进行了描述，所可将略去其描述。
每个电流预充电脉冲的长度通过计数直到它与所设置的6比特计数器值相匹配来设置。计数器的时钟计数在ADDR[2]～[0]为‘010’时由CMD4的3比特预充电脉冲产生时钟设置(PpS)来执行。如果预充电脉冲产生时钟设置被呈现为较大，则CLK由分配电路5132划分，以改变计数器4682的计数速度。预充电脉冲产生时钟设置(PpS)呈现得越大，分配电路5132就变得越大。因此，计数器4682的计数速度变慢，从而施加电流预充电脉冲的时段变长。
如图513所示，预充电脉冲产生部分5131主要由计数器4682和脉冲产生部分5133构成。对于预充电脉冲产生部分5131的计数器电路4682，划分CLK的时钟通过PpS信号施加到分配电路5132。计数器4682的运行受负荷信号(LD)控制。负荷信号(LD)基本上是水平同步信号。
脉冲产生部分5133可根据指定信号IS产生6种类型的电流预充电脉冲能时段TIp。它还根据该设置产生电压预充电脉冲时段VIp。时段Tip和TVp可根据分配电路5132的设置值而改变。因此，本发明的源极驱动电路(IC)14能够处理屏大小的改变。
如图513所示，指定信号IS(IS是3个比特)可根据ADDR和CMD来提取(参见图506)。信号IS在锁存电路(保存电路)5134中锁存并保持1H周期。对应于每个像素的信号IS被输入到在每条源极信号线18中放置或形成的选择器电路5135中。所输入的信号IS在选择器电路5135中解码，并从六个电流预充电脉冲时段TIp中选择一个电流预充电脉冲时段(当IS＝0或7时不选择脉冲时段)。当IS＝7时，选择电压预充电脉冲时段，其中只实现电压预充电。当IS＝1～6时，实现电压预充电，然后实现电流预充电。
图510是电压预充电和电流预充电的时序表。电压预充电时段从作为水平同步信号的LD脉冲的下降沿开始。当电压预充电脉冲处于H电平时，由源极驱动电路(IC)14输出预充电电压。图510将电压预充电时段示为C。电流预充电时段从作为水平同步信号的LD脉冲的下降沿开始。当处于电流预充电脉冲1时，C+A时段是用于电流预充电的时段。当处于电流预充电脉冲2时，C+B时段是比电流预充电脉冲1的时段长的用于电流预充电的时段。然后，电流预充电脉冲3具有比电流预充电脉冲2的时段长的时段，而电流预充电脉冲4具有比电流预充电脉冲3的时段长的时段。以上关系可根据图513的电路结构和图507的设置值来设置或结构，直到电流预充电脉冲6。
图511和512是在源极驱动电路(IC)14中构成或形成的电流预充电输出阶级的框图。图511和512所具有的结构与图381～394、图398～399、图402～421、图432～435、图457～462以及图470～484的结构相同、相似、或变形、或具有在其中具体描述或增加到先前所述的这些结构的结构。因此，彼此结合是可能的，因为有许多重叠点，主要将描述差异点。
图511示出8-比特视频电流信号的一个输出级。视频数据D[0]～D[7]可通过导通开关D*a(*表示示出比特位置的0～7)从端155输出。对于开关D*a，相关开关可根据视频数据导通。开关D*b(*表示示出比特位置的0～7)在电流预充电时段期间导通。出自电源电流输出级431c的最大电流(过电流Id)可通过导通开关D*b从端155中输出。
预充电电压Vp通过导通开关151a从端155输出。预充电电流Id和编程电流Iw通过导通开关151b从端155输出。开关151a和151b由反相器142控制，从而不会同时导通。
逻辑数据由预充电时段确定部分5112施加到反相器142。更具体地说，预充电时段确定部分5112可根据图507的电流预充电脉冲的长度设置值来控制反相器142。
图512示出开关D*a和D*b由OR门替换的结构。出自电源电流输出阶段431c的最大电流(过电流Id)可根据来自预充电时段确定部分5112的输出信号从端155输出。
根据本发明示例的显示屏可结合三侧结构任意使用。当使用非晶硅技术建立像素时该三侧任意结构特别有用。此外，在使用非晶硅技术形成的屏的情形中，因为在制造过程中难以控制晶体管元件特性中的变化，所以最好根据本发明使用N-脉冲驱动、重新设置驱动、参考电流比率控制、占空比控制、空像素驱动(图171等)等。即，根据本发明的晶体管11并不限于由多晶硅技术制造的晶体管，它们也可以是非晶硅技术制成的。
因而，构成根据本发明的显示屏中像素16的晶体管11等可采用非晶硅技术形成。不言而喻，栅极驱动电路12和源极驱动电路(IC)14也可采用非晶硅技术形成或构建。不言而喻，晶体管可以是有机晶体管。图251的扬声器2512的驱动电路并不限于多晶硅技术，也可以是非晶硅技术。
根据本发明的N-倍脉冲驱动(图13、16、19、20、22、24、271、274等)等对包含根据低温多晶硅技术形成的显示屏比包含根据非晶硅技术形成的显示屏更为有效。这是因为由非晶硅技术形成的相邻晶体管具有几乎相等的特征。因而，即使晶体管通过相加所获得的电流驱动，用于各个晶体管的驱动电流仍接近目标值(图22、24、30、271和274中的N-倍脉冲驱动对包含非晶硅晶体管的像素结构也是有效的)。
不管是否与以下的一部分或全部相关，相互组合在本说明书中描述的像素结构、显示屏(显示装置)、其控制方法或技术思路、驱动方法、显示屏或显示装置的控制方法或技术思路、诸如源极驱动电路(IC)和栅极驱动IC(电路)的驱动电路或控制器IC(电路)、或其控制电路和其调节或控制的方法(包括栅极驱动电路)或其技术思路是可能的。不言而喻，它们可相互应用、结构、形成或应用为方法。
不言而喻，本发明的检查装置、检查方法或调节方法的技术思路可应用于本发明的显示屏、显示器件或方法。不言而喻，这些结构、方法或装置不仅可应用于低温多晶硅的显示屏，而且可应用于非晶硅的显示屏以及根据CGS技术构成的显示屏。
本发明的技术类别还包括显示屏或显示装置，其中基板30的一部分(诸如显示区域144)由非晶硅技术结构或形成，而其它部分(诸如驱动电路12和14)由低温多晶硅技术和CGS技术形成或构成。
根据本发明的占空度控制驱动、参考电流控制、N-倍脉冲驱动、源极驱动电路(IC)、实际驱动电路以及其它驱动方法和驱动电路并不限于有机EL显示屏的驱动方法和驱动电路。不言而喻，它们也可应用于其它显示，诸如场发射显示(FED)、SED(佳能和东芝开发的显示)，如图159所示。
在图158所示的FED中，以阵列发射电子的电子发射突起1583(对应于图3中的像素电极35)在板30上形成。像素包含保存电路1584(对应于图1的电容器)，它保存从视频信号电路1582中接收的像素数据(对应于图1的源极驱动电路(IC)14)。此外，电极1581置于电子发射突起1583之前。电压信号由导通/截止电路1585施加在控制电极1581上(对应于图1的栅极驱动电路12)。
如果增加如图174中所示的外围电路，则图158中的像素结构可执行N-倍脉冲驱动、占空度控制驱动等。图像数据信号可由视频信号电路1582施加到源极信号线18。像素16选择信号通过导通/截止控制电路1585a施加到选择信号线2173上，因此像素16逐一选择且将图像数据写入其中。此外，导通/截止信号通过导通/截止控制电路1585b施加到导通/截止信号线1742上，因此像素的FED易于导通/截止控制(占空比控制)。不管是与其中一部分还是与全部相关，相互组合技术思路都是可能的。
不言而喻，图158所示的结构可具有在本发明应用其中的说明书里所述的各种结构或方法、构造、系统、器件结构和显示方法，诸如占空比控制、参考电流控制、预充电控制、发光率控制、AI控制、电流峰值抑制控制、屏引线路径选择、源极驱动电路(IC)14的结构或驱动方法、栅极驱动电路的电路结构或控制方法、微调方法、编程电压+编程电流驱动方法和检查方法。不言而喻，以上也可应用于本发明的其它实施例。
不管是与其中一部分还是与全部相关，相互组合技术思路都是可能的。不言而喻，以上可特别应用于自发光器件或设备中，诸如FED和SED。
本发明的源极驱动电路(IC)14的输出级(诸如单元晶体管组431c)主要被描述为执行电流输出(输出编程电流)级。然而，它并非仅限于此。使编电压由输出级输出也是可能的(图2与像素结构相关)。电压输出级被例示为：转换成运算放大器的电压并输出以对应于参考电流Ic。
电压输出级被例示为：将输出电流Id转换成运算放大器的电压并输出。它还被例示为：将视频数据转换成电压数据、实现对电压数据的γ输出、并将其从输出端输出。如上所述，本发明的源极驱动电路(IC)14的输出并不限于编程电流，也可以是编程电压。
在图77、78和75中，描述了施加到源极信号线18上的预充电信号是电压。然而，它并非仅限于此。它也可以是电流。不管是与其中一部分还是与全部相关，相互组合技术思路都是可能的。
描述了本发明根据图像(视频)数据、发光率、流经阳极(阴极)端的电流和屏温度来改变、调节、更改参考电流、占空比、预充电电压(与编程电压同义或相似)、栅极信号线电压(Vgh、Vgl)和γ曲线，或使其呈现为可变。然而，它并非仅限于此。例如，不言而喻，可通过预测或估算图像(视频)数据、发光率、流经阳极(阴极)端的电流和屏温度来改变、调节、更改参考电流、占空比、预充电电压(与编程电压同义或相似)、源极信号线18的输出电流、栅极信号线电压(Vgh、Vgl)和γ曲线，或使其呈现为可变、或控制之。同样，不言而喻的是，可改变或更改帧率。不管是与其中一部分还是与全部相关，相互组合技术思路都是可能的。
根据本发明，要像第一FRC、发光率、流经阳极(阴极)端的电流、参考电流、占空比或屏温度或其组合一样来改变第一发光率(可以是阳极端的阳极电流)或发光率范围(可以是阳极端的阳极电流范围)。
此外，要像第二FRC、发光率、流经阳极(阴极)端的电流、参考电流、占空比或屏温度或其组合一样来改变第二发光率(可以是阳极端的阳极电流)或发光率范围(可以是阳极端的阳极电流范围)。或者，要像FRC、发光率、流经阳极(阴极)端的电流、参考电流、占空比或屏温度或其组合一样来根据(适合)发光率(可以是阳极端的阳极电流)或发光率范围(可以是阳极端的阳极电流范围)的改变。
当它改变时，它滞后、延迟或缓慢地改变。不管是与其中一部分还是与全部相关，相互组合技术思路都是可能的。
本发明的驱动电路(IC)的描述可应用于栅极驱动电路(IC)12和源极驱动电路(IC)14，并不仅可应用于有机(无机)EL显示屏(显示装置)，而且可应用于液晶显示屏(显示装置)。不管是与其中一部分还是与全部相关，相互组合技术思路都是可能的。
在本发明的显示装置上实现RFC的情形中，红色视频数据(RDATA)、绿色视频数据(GDATA)和蓝色视频数据(BDATA)按需存储在帧(场)存储器5041中，如图504所示。每个视频数据为6个比特。存储在帧(场)存储器501中的视频数据被读取、输出到γ电路764，并γ转换成10-比特数据。呈现为10比特的视频数据在FRC电路765中被呈现为8个比特，并以4FRC方式施加到源极驱动电路(IC)14上。
因而，视频数据在存储器5041中被存储为6个比特以减小存储器大小、转换成γ电路764中的10个比特、并转换成由FRC处理的8个比特，以便于将其输入到源极驱动电路(IC)14。该结构是所需要的，因为电路结构是简单的，且电路比例可缩小。以上各实施例对具有一个屏幕或屏幕一部分的存储器5041的结构是最好的，如便携式电话的情形。
对于本发明的显示装置(显示屏)、检查装置、驱动方法和显示方法，像素结构以图1为中心进行描述。然而，本发明并非仅限于此。例如，不言而喻，图2、6～13、28、31、33～36、158、193～194、574、576、578～581、595、598、602～604、607(a)、607(b)和607(c)的方法可应用。
本发明的各个实施例(使用它的结构、工作、驱动方法、控制方法、检查方法、形成或放置、显示屏和显示装置)主要通过例示图1所示的像素结构来描述。然而，诸如图1所示像素结构所述的内容并不限于图1。例如，不言而喻，也可应用图6、7、8、9、10、11、12、13、28、31、36、193、193、215、314、607(a)、607(b)和607(c)的像素结构。
此外，它并非仅限于像素结构，而且可应用于图231中所述的保存电路2280。这是因为结构相同或相似，并且技术思路也相同。不管是与其中一部分还是与全部相关，相互组合技术思路都是可能的。
在以下附图中说明或描述的本发明的像素结构、显示屏(显示屏)、控制方法或技术思路可互相组合：图1～14、22、31、32、33、34、35、36、39、83、85、119、120、121、126、154～158、180、181、187、190、191、192、193、194、195、208、248、249、250、251、258、260～265、270、319、320、324、325、326、327、373、374、391～404、409～413、415～422、423～426、444～454、467、519～524、539～549、559～564、574～588、595～601、602～606等。将结构、形成或组合实现为相互应用或组合是可能的。不管是与其中一部分还是与全部相关，相互组合技术思路都是可能的。
在以下附图中说明或描述的本发明的显示屏或显示装置的驱动方法、控制方法、或技术思路可互相组合：图18、19、20、21、23、24、25、26、27、28、37、38、40、41、42、54、89～118、122～125、128、129、130、132、133、134、149～153、177、178、179、211～222、227、252、253、257、259、266～269、280、281、282、289、290、291、307、313、314、315、316、317、318、321、322、333、328、329、330、331、332～337、355～371、375、376、380、382～385、389、390、391～404、409～413、415～422、432～435、442、443、455～466、468、469、477～484、504、505～510、515～518、532～538、565～573、605～607等。将结构、形成或组合实现为相互应用或组合是可能的。不管是与其中一部分还是与全部相关，相互组合技术思路都是可能的。
在以下附图中描述或说明的本发明的源极驱动电路(IC)或驱动电路、调节或控制它(包括栅极驱动器电路)的方法或技术思路可相互组合：图15、16、17、29、30、43～53、55、56、57、58、59、60、61、62、63～82、84、86、87、88、127、131、135～148、159～176、182～185、186、188、196、197、198、199、200、201、209、210、228～245、246、247、283～288、292～305、308～313、338～354、372、375、377～379、381、386、387～388、391～402、405～408、414、427～431、470～473、471～480、487、491～503、511～515、525～527、528～531、547～558、589～590等。不管是与其中一部分还是与全部相关，相互组合技术思路都是可能的。
以下附图中描述或说明的本发明的检查装置、检查方法或调节方法、制造方法、制造装置等可相互组合：图202～207、223～226、306、436～441、485～486、488～490、591～594等。然而，它们可相互应用、结构或形成，以用于显示屏(显示装置)、源极驱动电路(IC)、驱动方法等。不管是与其中一部分还是与全部相关，相互组合技术思路都是可能的。
不管是与其中一部分还是与全部相关，相互组合像素结构、显示屏(显示装置)、其控制方法或技术思路、显示屏或显示装置的驱动方法、控制方法或技术思路、诸如源极驱动电路(IC)和栅极驱动IC(电路)的驱动电路或控制器IC(电路)、或其控制电路和其调节或控制的方法(包括栅极驱动电路)或其技术思路是可能的。不言而喻，它们可相互应用、结构、形成或应用为方法。不言而喻，本发明的检查装置、检查方法或调节方法的技术思路可应用于本发明的显示屏、显示装置或方法。不管是与其中一部分还是与全部相关，相互组合技术思路都是可能的。
同样，不言而喻的是，本发明的显示屏也表示显示装置。还有显示装置表示具有诸如拍摄透镜的另一组件的装置的情形。更具体地说，显示屏或显示装置是具有某些类型的显示部件的装置。
应用本发明各个实施例中所述的技术思路是可能的，诸如摄影机、投影仪、3D电视、投影电视、FED和SED(由佳能和东芝开发的显示)的显示装置、驱动方法、控制方法或系统。
还可应用于取景器、手机的主/从监视器、PHS、个人数字辅助及其监视器、数码相机、卫星电视、卫星移动电视及其监视器。
此外，该技术思路可应用于电子摄影系统、头盔式显示器、直视监视器、笔记本个人计算机、摄影机、电子照相机。
此外，它可应用于ATM监视器、公用电话、视频电话、个人计算机、以及腕表及其显示器。不管是与其中一部分还是与全部相关，相互组合技术思路都是可能的。
此外，不言而喻，该技术思路可应用于家用电器的显示屏、游戏机及其显示屏、显示装置的背光、或家用或商用的照明灯。照明设备最好设置成色彩温度可变的。色彩温度可通过形成带状或点阵状的RGB像素并调节流经它们的电流来改变。
此外，该技术思路也可应用于广告或海报的显示装置、RGB交通灯、警灯等。另外，不管是与其中一部分还是与全部相关，相互组合技术思路都是可能的。
此外，本发明的自发光装置、显示装置、或有机EL显示屏可用作扫描仪的光源使用。图像使用作为光源的RGB点阵用照向对象的光线来读取。不言而喻，光线可以是单色的。另外，点阵并不限于有源矩阵，也可以是单纯矩阵。使用可调节色彩温度可改进成像的精度。此外，不管是与其中一部分还是与全部相关，相互组合技术思路都是可能的。
另外，根据本发明，有机EL显示屏可用作液晶显示屏的背光。通过使EL显示屏的RGB像素(背光)形成带状或点阵状并调节流经它们的电流，可改变色彩温度并可简便地调节亮度。此外，提供表面光源的有机EL显示屏使得产生高斯分布变得简单，高斯分布使屏幕的中央变亮，而使屏幕的周边变暗。
此外，有机EL显示屏可用于依次R、G和B光扫描的场顺序液晶显示屏的背光。当然，不言而喻，本发明的技术思路可用作白色或单色背光或前景灯。此外，不管是与其中一部分还是与全部相关，相互组合技术思路都是可能的。
将本发明的技术思路不仅用于有源矩阵显示屏，而且用于单纯矩阵显示屏也是可能的。此外，即使背光打开又关闭，通过插入黑色它们仍然可用作放映电影的液晶显示屏的背光。通过本发明的装置或方法，可实现白光发射并将其用作液晶显示屏的背光是可能的。不管是与其中一部分还是与全部相关，相互组合技术思路都是可能的。
本发明并不仅限于以上各个实施例。只要不偏离发明要旨，在实现阶段中各种变形和改变是可行的。尽可能多组合地实现各个实施例也是可能的，且组合的效果可在这些情形中获得。
本发明的程序是由计算机执行的具有本发明上述EL显示装置的全部或一部分部件(器件或元件)的功能的程序。它是与计算机协作进行工作的程序。
本发明的程序是由计算机执行的具有本发明上述EL显示装置的驱动方法的全部或一部分步骤(或过程、工作、或动作)的工作的程序。它是与计算机协作进行工作的程序。
本发明的记录媒体是支持由计算机执行的具有本发明上述EL显示装置的全部或一部分部件(器件或元件)的功能的程序的记录媒体。它是计算机可读的记录媒体，其中读取程序与计算机协作执行各功能。
本发明的记录媒体是支持由计算机执行的具有本发明上述EL显示装置的驱动方法的全部或一部分步骤(或过程、工作、或动作)的工作的程序的记录媒体。它是计算机可读的记录媒体，其中读取程序与计算机协作执行各功能。
以上本发明的“一部分部件”表示多种部件的一种或一些部件，而以上本发明的“一部分步骤(或过程、工作、或动作)”表示多个步骤的一个或一些步骤。
以上本发明的“部件(器件或元件)的功能”表示多个部件的功能的全部或一部分，而以上“步骤(或过程、工作、或动作)的工作”表示多个步骤的工作的全部或一部分。
本发明程序的使用形式可以是计算机可读的记录媒体上记录的形式，并与计算机协作工作。
本发明程序的使用形式可以是在传输媒体中传送、可由计算机读取的形式，并与计算机协作工作。
ROM可包括在记录媒体中，而诸如因特网、光线、无线电波和声波的传输媒体被包括为传输媒体。
本发明的上述计算机并不限于诸如CPU的纯粹硬件，也可包括固件、以及OS和外围设备。
如上所述，本发明的各种结构可以软件或以硬件实现。
工业可应用性
本发明特别适用于通过使用例如有机EL显示屏来获得更佳的图像显示。

Claims (5)

1.一种EL显示装置，包括：
像阵列一样放置的EL元件和驱动元件；
电压灰度电路，用于产生编程电压信号；
电流电路部件，用于产生编程电流信号；以及
将信号施加到驱动元件的驱动电路部件，具有在所述编程电压信号和所述编程电流信号之间切换的开关电路。
2.一种EL显示装置的驱动方法，其中所述EL显示装置具有像阵列一样放置的EL元件和驱动元件，以及用于向驱动元件标记信号的源极信号线，其特征在于：
一个水平扫描时段具有用于将电压信号施加到源极信号线的时段A和用于将电流信号施加到源极信号线的时段B；以及
所述时段B可在所述时段A结束后开始，或与其同时开始。
3.一种EL显示装置，包括：
与源极信号线的一端相连的第一源极驱动电路；
与源极信号线的另一端相连的第二源极驱动电路，
其特征在于，所述第一源极驱动电路和所述第二源极驱动电路输出对应于灰度的电流。
4.一种使像素像阵列一样形成的EL显示装置的驱动方法，其中所述EL显示装置具有像阵列一样放置的像素，其特征在于：
发光率可根据施加在所述RL显示装置上的视频信号的大小来获得，以便于对应于所述发光率来控制流入的电流。
5.一种EL显示装置，包括：
第一参考电流源，用于指定要施加在红色像素上的第一输出电流的大小；
第二参考电流源，用于指定要施加在绿色像素上的第二输出电流的大小；
第三参考电流源，用于指定要施加在蓝色像素上的第三输出电流的大小；以及
控制所述第一参考电流源、第二参考电流源和第三参考电流源的控制部件，
其特征在于：所述控制装置可按比例地来改变所述第一输出电流、第二输出电流和第三输出电流的大小。
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