JP5779166B2 - チャージポンプ装置及び出力電源生成方法 - Google Patents

チャージポンプ装置及び出力電源生成方法 Download PDF

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Description

本発明は、一般的に電源に関連し、より具体的には、チャージポンプのような容量性のエネルギー伝達ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＣ／ＤＣ変圧器）に関する。
ＤＣ／ＤＣ変圧器の電源供給回路はＤＣ電圧源に基づくＤＣ出力を提供する。出力は一般的に入力とは異なる電圧である。ここで用いられる語に関し、ＤＣ／ＤＣ変圧器はリニアパス素子を用いる電圧降下レギュレータ回路を含まないが、コンデンサやコイルのようなエネルギー蓄積装置を通じた入力から出力へのエネルギー変換を含む。
ここで重要なＤＣ−ＤＣコンバータは、主として電源から出力への容量性変換を用いて、出力電圧用のエネルギーを得るチャージポンプである。複合素子は容量性エネルギー変換に加えて誘導性エネルギー変換を使用できるが、コイルは一般にチャージポンプの主要なエネルギー変換素子でない。チャージポンプは電源電圧より高い出力電圧、または、電源電圧を反転した出力電圧、または、電源電圧と異なる電圧に参照される電圧を出力でき、さらにこれらを同時に行える。
チャージポンプは、多種多様な目的のために用いて良い。必要な素子および要素が大部分の集積回路製造技術と互換性を持つので、チャージポンプは集積回路製造に適している。例えば、図1に示されるように、チャージポンプは、トランシーバの送受信回路間のアンテナを切替える集積回路用の負のゲート・バイアス電圧を生成するために使用される。多くの無線トランシーバ（例えば移動電話）は、単一アンテナを用いて送受信を行う。このようなシステムが受信している間、アンテナ１０２は、例えば、フィルタ１０４および低ノイズ増幅器１０６を含む受信回路に連結され、受信信号を更なる処理に提供しなければならない。しかしながら、このようなシステムが送信している間、アンテナ１０２は感度が高い受信回路から分離され、その代わりに比較的高出力の送信回路に結合されなければならない。送信回路は、例えば、送信信号を処理するために、電力増幅器１０８および送信フィルタ１１０を含む。
ＲＦスイッチ１１２は、このようなアンテナ切り替え機能を実行するために用いられる。理想的には、このようなスイッチは、受信及び／又は送信回路と統合され、そして、いずれにしても携帯トランシーバ（例えば携帯電話および携帯型無線機）の空間的制限により非常に小さいことが望ましい。このようなスイッチを実装するために用いる、切り替え素子（例えばＭＯＳＦＥＴ）で高性能を達成するために、多くの設計は、送受信回路の電源供給線（例えば−３Ｖ電源）の下に負の特別なバイアス電源を必要とする。チャージポンプは非常に小型な回路に直ちに組み込むことができるので、携帯電話のようなトランシーバの空間的およびコスト制約からみて、特にこの種のバイアス電源の生成に適している。
ＲＦスイッチ１１２は、送信時に、アンテナ１０２に比較的強力な信号を伝達する。しかしながら、受信時、ＲＦスイッチ１１２によって通過する信号は、数十ナノボルトの単位で測定される。鋭いノイズ遷移は、極めて幅広いフーリエ周波数成分を有し、そして、ミリボルト程度の振幅の均一な信号は、極めて速いエッジを有する場合、受信を妨げる。フィルタ１０４がノイズを取り除く間、ＲＦスイッチ１１２がノイズ（特に受信信号の中心周波数の近くの成分素を有するノイズ）を挿入しないことが重要である。従って、図1の送受信スイッチは、チャージポンプがなお極めて低いノイズを要求する回路に必要とされる多くの状況のうちの一例を示す。
残念ながら、ノイズ生成は、チャージポンプで最も一般的な欠点の1つである。電流スパイクは、一般的に電圧リップル及びスパイクと共に、入力及び出力電圧の両方に結合される。チャージポンプが他の素子と統合される場合、このような電子ノイズは制御が困難な種々の機構によって、統合回路の全体にわたって結合される。従って過度のノイズ生成を回避し、電源、出力電源、及び関連する回路へのチャージポンプのノイズ注入を減少させるチャージポンプが必要となる。
［先行技術文献］
国際公開第ＷＯ２００４／０８４１９０号パンフレット 米国特許出願第２００３／００１４６１５号明細書 米国特許第６，５７７，２９９号明細書 米国特許第５，２６０，６９７号明細書 米国特許第５，５９６，６９８号明細書 米国特許第５，７３０，６０２号明細書 米国特許第４，４６４，１１８号明細書 米国特許出願第２００５／００２４３４６号明細書 米国特許出願第２００３／００７１８５０号明細書 米国特許出願第２００３／００２０６２９号明細書 米国特許出願第２００６／００３３７２５号明細書 米国特許出願第２００３／００１４６４５号明細書 米国特許出願第２００４／０１４０９６６号明細書 米国特許第６，０８１，２６１号明細書 国際公開第ＷＯ２００４／０８４１９０号パンフレット 米国特許出願第２００２／０１９７５８９号明細書 米国特許出願第２００３／００８７２１９号明細書 米国特許出願第２００２／００４１２９０号明細書 米国特許出願第２００４／０２２９１９５号明細書 米国特許出願第２００３／０１６２１６２号明細書 米国特許第６，６０８，６１８号明細書 米国特許出願第２００３／０２１８６０４号明細書 米国特許第６，８５３，２９３号明細書 米国特許第６，５３２，３１４号明細書 米国特許第４，７９３，８１０号明細書 米国特許出願第２００４／０１２１２９８号明細書 米国特許第５，８５５，４８３号明細書 米国特許出願第２００４／００９１８４２号明細書 米国特許第６，８１６，７０２号明細書 米国特許第６，２９５，４３９号明細書 米国特許第５，４８５，１７６号明細書 米国特許第５，０５９，１２６号明細書 国際公開第ＷＯ０１／０４８６８５号パンフレット 国際公開第ＷＯ０１／０６７２２２号パンフレット 欧州特許第０５１９７１４号明細書 特開平１１年１１９７９０号明細書 特開平１０年１１１６３９号明細書 特開２０００−２９３３０３号明細書 米国特許第６，５０２，７５６Ｂ１号明細書 米国特許第６，９６６，４９５Ｂ２号明細書 国際公開第ＷＯ０１／９５５５９Ａ１号パンフレット 国際公開第ＷＯ０１／７１４３７Ａ１号パンフレット 国際公開第ＷＯ０１／７５７２３Ａ１号パンフレット 国際公開第ＷＯ０１／２６０３２Ａ１号パンフレット 国際公開第ＷＯ０１／７５７８０Ａ１号パンフレット 国際公開第ＷＯ０１／０１６７０Ａ１号パンフレット 国際公開第ＷＯ０１／７５７７３Ａ１号パンフレット 国際公開第ＷＯ０１／７１４７５Ａ１号パンフレット 国際公開第ＷＯ００／７３９８３Ａ１号パンフレット 国際公開第ＷＯ０１／１６６９１Ａ１号パンフレット 米国特許第５，４６５，０６１号明細書 米国特許第６，４１１，５３１号明細書 米国特許第６，５１８，５３１号明細書 米国特許第５，４４６，４１８号明細書 米国特許第５，７３４，２９１号明細書 米国特許第６，４００，２１１号明細書 米国特許第６，６１７，９３３号明細書 米国特許第４，６２１，３１５号明細書 米国特許第４，６３３，１０６号明細書 米国特許第４，７０３，１９６号明細書 米国特許第４，７５２，６９９号明細書 米国特許第４，７６９，７８４号明細書 米国特許第４，７７７，５７７号明細書 米国特許第４，８９７，７７４号明細書 米国特許第５，０３８，３２５号明細書 米国特許第５，０６８，６２６号明細書 米国特許第５，０８１，３７１号明細書 米国特許第５，１１１，３７５号明細書 米国特許第５，１２６，５９０号明細書 米国特許第５，１３８，１９０号明細書 米国特許第６，１３０，５７２号明細書 米国特許第６，８１６，０００号明細書 米国特許第６，８１６，００１号明細書 米国特許第６，８２５，７３０号明細書 米国特許第６，８３１，８４７号明細書 米国特許第６，０６４，２７５号明細書 米国特許第６，０８１，１６５号明細書 米国特許第４，６７９，１３４号明細書 米国特許第３，９５５，３５３号明細書 米国特許第５，３９２，２０５号明細書 米国特許第５，３０６，９５４号明細書 米国特許第５，１９３，１９８号明細書 米国特許第５，４２２，５８６号明細書 米国特許第４，８３９，７８７号明細書 米国特許第４，８４７，５１９号明細書 米国特許第５，０２９，２８２号明細書 米国特許第６，７８８，１３０号明細書 米国特許第６，８３３，７４５号明細書 米国特許第５，３９２，１８６号明細書 米国特許第５，４５５，７９４号明細書 米国特許第５，５１９，３６０号明細書 米国特許第５，５５３，１６０号明細書 米国特許第５，５５３，０２１号明細書 米国特許第５，５８９，７９３号明細書 米国特許第５，６７２，９９２号明細書 米国特許第５，６７７，６４９号明細書 米国特許第５，６９８，８７７号明細書 米国特許第５，７５７，１７０号明細書 米国特許第５，７８６，６１７号明細書 米国特許第５，８８９，４２８号明細書 米国特許第５，２１２，４５６号明細書 米国特許第３，４７０，４４３号明細書 米国特許第３，７３１，１１２号明細書 米国特許第３，８７８，４５０号明細書 米国特許第３，９４２，０４７号明細書 米国特許第３，９４３，４２８号明細書 米国特許第３，９７５，６７１号明細書 米国特許第４，０４７，０９１号明細書 米国特許第４，０６１，９２９号明細書 米国特許第４，０６８，２９５号明細書 米国特許第４，１０６，０８６号明細書 米国特許第４，１８６，４３６号明細書 米国特許第４，３２１，６６１号明細書 米国特許第４，４６０，９５２号明細書 米国特許第４，４８５，４３３号明細書 米国特許第６，７１７，４５８号明細書 米国特許第６，５５９，６８９号明細書 米国特許第６，４８６，７２９号明細書 米国特許第６，４２９，６３２号明細書 米国特許第６，４１４，８６３号明細書 米国特許第ＲＥ３７，１２４Ｅ号明細書 米国特許第６，１９５，３０７号明細書 米国特許第６，０２０，７８１号明細書 米国特許第５，８９２，４００号明細書 米国特許第５，６７０，９０７号明細書 米国特許第５，２０８，５５７号明細書 米国特許第５，１８２，５２９号明細書 米国特許第５，０６１，９０７号明細書 米国特許第４，７３９，１９１号明細書 米国特許第４，７３６，１６９号明細書 米国特許第４，６３８，１８４号明細書 米国特許第３，６４６，３６１号明細書 米国特許第ＲＥ３１，７４９号明細書
本発明の方法と装置は、上述の低ノイズチャージポンプの必要を解決する。
ＤＣ−ＤＣ変換のためのチャージポンプ方法及び装置は、転送コンデンサを入力電源と出力に交互に結合することにより出力を生成し、実現される。チャージポンプクロック出力は、チャージポンプ回路の転送コンデンサ結合スイッチを制御するために生成される。チャージポンプ方法（または装置）は方法の一つ以上の特長の組合せを更に有し、以下に説明するように、ノイズを減らし、または設計を改良する。
本願明細書に記載されたチャージポンプ方法のある特長は、電源電圧から転送コンデンサ（「ＴＣ」）への電荷の転送と、ＴＣから出力電源への電荷の転送を交替に行うことにより、出力電源を生成する段階を有する。ＴＣ結合スイッチ（「ＴＣＣＳ」）回路は、チャージポンプクロック（「ＣＰＣｌｋ」）の制御下で、ＴＣを電源に結合するスイッチである。この方法は、放電期間に、ＴＣＣＳ放電回路を通じ、ＴＣを出力電源に結合し、正および負の両方の転送の間、ＣＰＣｌｋ出力の電圧変化率を能動的に制限する段階を含む。
本願明細書に記載されたチャージポンプ装置のある特長は、回路内の出力電源を生成するために使用されてよい。この特長は転送コンデンサ（「ＴＣ」）および複数のＴＣ結合スイッチ（「ＴＣＣＳ」）を含み、各ＴＣＣＳは、出力されるチャージポンプクロック（「ＣＰＣｌｋ」）によって制御される。本装置はまた、ＣＰＣｌｋ出力の立ち上がり変化率を制限する回路およびＣＰＣｌｋ出力の立ち下がり変化率を制限する回路を有する、ＣＰＣｌｋ生成回路を有する。ＴＣＣＳはＴＣに結合され、周期的な第１の期間にＴＣを電圧源に結合するよう制御され、第１の期間と同時でない周期的な第２の期間にＴＣを出力電圧に結合するよう制御される。
本願明細書に記載されたチャージポンプ装置の別の特長はまた、回路内の出力電源を生成するために使用されてよい。この特長は電源端子および出力端子の間で交替に結合される転送コンデンサ（「ＴＣ」）を有し、そして、チャージポンプクロック（「ＣＰＣｌｋ」）出力の制御下で、導通するか否かをそれぞれ切り替え可能な複数の能動スイッチを有する。この特長は、電源電流を出力節点へ、またシンク電流を駆動出力節点から流す能動駆動回路を有するＣＰＣｌｋ生成回路と、能動駆動回路の電源電流を制限する回路およびシンク電流を制限する回路とを有する。
本願明細書に記載されたチャージポンプの別の特長は、電源電圧から転送コンデンサ（「ＴＣ」）への電荷の転送と、ＴＣから出力電源への電荷の転送を交替に行い、出力電源を生成する方法である。この方法は、チャージポンプクロック（「ＣＰＣｌｋ」）の制御下で、放電スイッチを通じ、ＴＣを出力電源に結合する段階を含む。本方法はまた、ＣＰＣｌｋ生成回路内で、駆動回路と対応する出力節点間の電源電流およびシンク電流を制限する段階を含む。
本願明細書に記載したチャージポンプ方法の更に別の特長は、電源電圧から転送コンデンサ（「ＴＣ」）への電荷の転送と、ＴＣから出力電圧への電荷の転送を交替に行う。この方法は、単相チャージポンプクロック（「ＣＰＣｌｋ」）出力の制御下の放電スイッチ回路を通じ、放電期間の間にＴＣを出力電圧に結合し、単相ＣＰＣｌｋ出力の制御下の充電スイッチ回路を通じ、ＴＣを電源電圧に結合する段階を含む。
本願明細書に記載されたチャージポンプ装置に関連した特長は、出力電源を生成するために利用されて良い。この装置は、転送コンデンサ（「ＴＣ」）と、ＴＣと出力電源の間に直列に配された一つ以上の電源切替素子と、ＴＣと電源電圧間に直列に配された一つ以上の出力切替素子とを含む。チャージポンプクロック（「ＣＰＣｌｋ」）生成回路の単相出力は、全ての電源切替素子に結合され、充電期間のみ電源切替素子を導通させる。また、全ての出力切替素子に結合され、放電期間のみ出力切替素子を導通させる。ここで、放電期間と充電期間は交互に生じ、重ならない。
本願明細書に記載されたチャージポンプ方法の更なる特長は、電源電圧から転送コンデンサ（「ＴＣ」）への電荷の転送と、ＴＣから出力電圧への電荷の転送を交替に行い、出力電圧を生成する。この方法は、第1のチャージポンプクロック（「ＣＰＣｌｋ」）出力を第1の容量性結合回路を通じ、ＴＣ充電スイッチ端子に結合し、第1のＣＰＣｌｋ出力の制御下で、充電期間にＴＣを電源に結合する段階を含む。この方法はまた、第2のＣＰＣｌｋ出力を第2の容量性結合回路を経てＴＣ放出スイッチ端子に結合し、充電期間と非並行に交替する放電期間に、第2のＣＰＣｌｋ出力の制御下で、ＴＣを出力電圧に結合する段階を含む。
本願明細書に記載されたチャージポンプ装置の更なる特長は、出力電圧源を生成するために利用され、転送コンデンサ（「ＴＣ」）を含む。この装置は、対応する制御ノードを有し、ＴＣおよび電源供給間の直列に配された、一つ以上の電源切替素子を有する。この装置はまた、対応する制御端子を有し、ＴＣおよび出力電圧間の連続に配された、一つ以上の出力切替素子を更に有する。この装置はまた、チャージポンプクロック出力を電源切替素子の制御端子に、または出力切替素子の制御端子に結合する、容量性結合回路を含む。
本願明細書に記載されたチャージポンプ方法の更に別の特長は、転送コンデンサ（「ＴＣ」）端子およびチャージポンプ出力間の出力ホットスイッチを処理する段階と、対極のＴＣ端子およびチャージポンプ出力の共通接続の間で出力共通スイッチを処理する段階とを含む。出力共通スイッチの制御端子のACインピーダンスと比較すると、この方法はまた、ホットスイッチのより高い制御端子のACインピーダンスを確立する段階を含む。関連する特長は、一般的にこの方法と同様の装置を提供する。
チャージポンプ方法または装置の実施例は、方法または装置の個々の特長のいかなる組合せも使用することができ、広範囲にわたるチャージポンプ・構造および構成において構成されることができる。
本発明の方法と装置の種々の特長は、ノイズスパイクが比較的ないチャージポンプの設計および製造に更なる効果を提供するだろう。
ＲＦスイッチの利用を示すブロック図である。 基本的なチャージポンプの動作を示すブロック図である。 本願明細書に記載された方法および装置の特長を用いることにより、ノイズを減少させる、複数の電流路を示すチャージポンプのブロック図である。 電流制限インバータの例を示すブロック図である。 チャージポンプの電流劣化型発振器のブロック図である。 能動スイッチが容量性結合により制御信号に結合されたチャージポンプのブロック図である。 受動的なスイッチを用いたチャージポンプのブロック図である。 チャージポンプクロック出力に容量結合される制御ノードを有するチャージポンプスイッチのブロック図である。 選択的チャージポンプの構成を示すブロック図である。 チャージポンプを用い、任意の出力電圧を発生する技術を示すブロック図である。
本発明の実施例は、以下の図を参照することでより容易に理解される。以下の図の類似の参照番号および記号は類似の要素を示す。
図2は、ある基本的なチャージポンプの動作を示す。図2では、一般的に各入力および出力電源に存在するフィルタコンデンサは、エネルギー転送コンデンサＣＴ２０２との混同を避けるため、省略される。Ｓ１２０４およびＳ２２０６が閉じるときに、ＣＴ２０２はＤＣ電源供給端子Ｖｓ＋２０８およびＶｓ−２１０に接続し、従って、ＣＴ２０２は電圧Ｖｓに充電され、値[（Ｖｓ＋）−（Ｖｓ−）]を有する。次にＳ１２０４およびＳ２２０６は開かれ、ＣＴ２０２を浮遊させる。次に、Ｓ３２１２およびＳ４２１４を閉じ、浮遊した転送コンデンサＣＴ２０２に出力電圧へ電荷を飛ばす（このようなコンデンサはまた、この理由のため、フライコンデンサと呼ばれる）。充電されたＣＴは、従って、出力電圧端子Ｖｏ１＋２１６およびＶｏ１２１８（出力Ｖｏ１）に接続される。出力Ｖｏ１の電圧がＣＴ２０２に蓄積された電圧より小さい場合、ＣＴ２０２は放電し、エネルギーをＶｏ１へ転送する。Ｖｏ１は出力電圧であってもよい。
多くの異なる出力構成は、ただこれらの4つのスイッチＳ１２０４、Ｓ２２０６、Ｓ３２１２およびＳ４２１４を転送コンデンサＣＴ２０２と共に用いることにより可能である。第1の例は、電圧を２倍にする構成である。Ｖｏ１２１８はＶｓ＋２０８に接続され、Ｖｏ１＋２１６はＶｓ＋２０８の約2倍の電圧に達する（両方ともＶｓ−２１０を基準にし、損失を無視する）。第2の例は、電圧を反転させる構成である。Ｖｏ１＋ ２１６はＶｓ−２１０に接続され、Ｖｏ１−は約−Ｖｓ（Ｖｓ−２１０を基準とする）に達する。第3の例は供給を分離する構成である。Ｖｏ１＋２１６もＶｏ１−２１８も、固定的な電圧端子を通じて電源電圧端子へ接続されない。むしろ、スイッチＳ１２０４およびＳ３２１２の隔離機能と、スイッチＳ２２０６およびＳ４２１４の隔離機能によって可能な場合、入力ラインは出力から分離される。
当業者は、明確な詳細を説明することなく特定の特長を理解するだろう。例えば、転送コンデンサＣＴ２０２は入力に接続される間、出力から分離されなければならないので、一般的に適切な一定電圧を出力に維持するには蓄積装置を必要とする。このような蓄積装置は、一般的にフィルタキャパシタを有するが、図2に示されない。別の例として、出力電流および電圧は、多くの要因によって変化する。当業者は、このような要因を考慮して出力電圧を予想するか、または出力電圧を調整するよう選択してよい。このような調整は図示されないが、例えば、先ずＣＴ２０２がＶｓに充電され、次に電圧Ｖｏ１に放電される間、「ポンプ」サイクルの周波数を制御する。調整はまた、図１０を参照して説明されるように、チャージポンプの電圧源の値を制御する。
別の出力接続スイッチ、Ｓ５２２０およびＳ６２２２は、単一の転送またはフライコンデンサＣＴ２０２の利用を多重化することにより、チャージポンプに他の電圧を印加するようにする。例えば、充電および放電サイクルは、重ならずに交互に生じる。ＣＴは、各充電サイクルの間、Ｖｓに充電される。しかしある放電サイクルで、ＣＴはＶｏ２（Ｖｏ２＋２２４からＶｏ２−２２６）まで放電される。その一方で、別の放電サイクルで、ＣＴは、Ｖｏ１に放電される。この方法で、ほぼ等しい値の3つの電圧（Ｖｓ、Ｖｏ１およびＶｏ２）が生成される。これらの電圧の間の接続は、チャージポンプ回路が電圧を3倍にするか、または２倍にする電圧インバータか、または分離された２＊Ｖｓを供給するか、2つの分離された出力を供給するか等を決定する。これらの原理は、更に他の出力の組合せに拡張できる。
典型的な実施形態において、各スイッチＳ１２０４、Ｓ２２０６、Ｓ３２１２およびＳ４２１４は（Ｓ５２２０およびＳ６２２２のような他のスイッチを使用する場合、他のスイッチと同様に）、適切なトランジスタ（例えばＭＯＳＦＥＴ）から成る。しかしながら、多くの状況で、具体的なチャージポンプの電圧および電流の特定の構成要件が満たされれば、単なるダイオードでスイッチを代用できる。
図2に示される基本的なチャージポンプの構造はまた、「プッシュプル」式の動作のために複製されてよい。このために、第１のＣＴがＶｏ１に接続されると共に、第2のＣＴはＶｓに接続される。そうすると、前記第２のＣＴはＶｏ１に放電され、第1のＣＴはＶｓに接続される。このような技術は、出力電圧により恒常的な電流容量を提供し、出力電圧リップルの低減を助ける。従って、チャージポンプＤＣ／ＤＣコンバータは、単一のＤＣ電源から多くの異なる出力を提供するよう、様々な構成で設計されてよい。
以上に説明したように、ノイズはチャージポンプに最も一般的な問題である。図3はチャージポンプの構造の例であり、ノイズ電流を一般的に発生する回路を示す。図３のチャージポンプは、転送コンデンサＣＴ２０２と、電源端子Ｖｓ＋２０８及びＶｓ−２１０を有する。これらは図２に示されたものと同様で、従って同じ番号を付されている。図3はまた、出力電源端子Ｖｏ＋３１６及びＶｏ−３１８を有する。ＣＴ２０２を電源Ｖｓ又は出力電源Ｖｏと結合するフライコンデンサ結合スイッチは、制御端子（素子のゲート）に適用される信号により制御されるＭＯＳＦＥＴ素子として示される。フライコンデンサ結合スイッチは、第1のクロック出力３５４の制御下のＰチャネルスイッチ３０４と、第2のクロック出力３５６の制御下のＰチャネルスイッチ３０６と、第３のクロック出力３６２の制御下のＮチャネルスイッチ３１２と、第４のクロック出力３６４の制御下のＮチャネルスイッチ３１４とを含む。第４のチャージポンプクロック出力（３５４、３５６、３６２、及び３６４）は、チャージポンプクロック生成回路３５０で生成される。出力電圧Ｖｏのフィルタコンデンサ３３０は、Ｖｏの電流負荷３３２と共に示される。４つの電流計は、ノイズ電流が発生する線路を示すために図示されている。例えば、電圧ノイズは共通電源端子を通じて、又は寄生容量結合を介して他の回路に結合されてよい。この時、電流ノイズは、誘導性結合を通じて、又は共有インピータンスを介して他の回路に注入される。電源負荷電流計３４２は、電源電圧Ｖｓ＋２０８とスイッチ３０４の間に配され、出力充電電流計３４４は、スイッチ３１２と出力フィルタコンデンサ３３０との間に配される。クロック発生電流計は、クロック生成器３５０とその電源との間に配される。つまり電流計３４６はＶｓ＋２０８とクロック生成器３５０の間に、電流計３４８はクロック生成器３５０とＶｓ−２１０の間に配される。これら４つの電流計を参照し以下に記述されるチャージポンプのノイズ電流の説明は、事実上代表的なもので、複雑さを回避している。
図３で、充電期間は、スイッチ３０４及び３０６の両方が閉じられた時に開始する。つまり、ＣＴ２０２は電源に接続され、ＣＴ２０２への充電電流は電流計３４２に現れる。充電電流のスパイクの振幅は、ＶｓとＣＴ２０２にかかる電圧との差と同時に、電源Ｖｓの電源インピータンス及びＣＴ２０２自体の寄生抵抗により受動的に制限される。スパイクの振幅はまた、スイッチ３０４及び３０６による導通の能動的制御により制限される。最大振幅の制御に加え、充電電流の上昇率ｄｉ／ｄｔは、スイッチ３０４と３０６の切り替え速度を制限することにより制限される。
充電期間の終了時に、スイッチ３０４及び３０６は、オフに切り替えられる。この時、ＣＴ２０２が完全に充電されていない場合、電流の変動は電流計３４２に現れ、その傾きはｄｉ／ｄｔであり、スイッチ３０４及び３０６の組がオフに切り替えられる速度に部分的に依存する。第１のクロック出力３５４と第２のクロック出力３５６は、スイッチ３０４及び３０６の対応する制御端子にそれぞれ結合されているので、出力３５４及び３５６は、閾値より高い電圧まで引き上げられ、これらスイッチの非導通のオフ状態を誘発する。制御端子の電圧を引き上げるため、これらクロックは電源電流を出力し、スイッチに対応するゲート容量（及び／又は他の寄生容量及びインピーダンス）を駆動する。駆動電流は電流計３４６に現れる。寄生容量により、高いｄｖ／ｄｔゲート駆動電流は、一般的に対応する電流計３４６に有意な容量電流スパイクを生じる。
スイッチ３０４及び３０６がオフに切り替えられた後、放電期間は充電期間と重複しないことが保証される。放電期間を開始するために、第３のクロック３６２及び第４のクロック３６４は、それぞれスイッチ３１４及び３１２の制御端子の電圧を、閾値電圧Ｖｇｓより高く上昇させ、各スイッチを導通状態にする。結果としてスイッチ３１２及び３１４の容量性ゲート電流が電流計３４６に現れる。この電流は最大値で現れ、ｄｉ／ｄｔはクロック出力のｄｖ／ｄｔに部分的に依存する。スイッチのエネルギー損失を最小限に抑えるため、このような回路のクロック端は、一般的に比較的速く設計される。
スイッチ３１２及び３１４がオンに切り替わると、ＣＴ２０２はＣｏ３３０へ放電し始め、電流計３４４に電流が現れる。放電クロック周期の終わりで、第３のクロック出力３６２及び第４のクロック出力３６４は、電流を引き込み、オフ電圧へ降下させ、ゲート電流を生じ、対応するスイッチのゲート容量を放電する。これは電流計３４８に現れる。最後にＣＴ２０２は、Ｃｏ３３０から分離される。Ｃｏ３３０は、ＣＴ２０２の放電が完了しなかった場合に、別の電流を生じ得る。これは電流計３４４に現れる。
クロック出力３５４及び３５６が、それぞれスイッチ３０４及び３０６のゲートから電流を引き込み、それらスイッチの制御端子電圧をＶｇｓの閾値より有意に低いレベルに降下させ、それによりスイッチがオンに切り替わり充電期間が開始するまで、全てのスイッチはオフである。クロック出力３５４及び３５６により提供されるシンク電流は、この変化に影響し、電流計３４８に現れる。このような電流のｄｉ／ｄｔは、これらクロック出力の立ち下がりで、本質的にｄｖ／ｄｔの大きさに依存する。
以上に説明したそれぞれの高いｄｉ／ｄｔ電流スパイクは、相互インダクタンス、共通得インピーダンス、又は共通端子を通じて、隣接する回路に結合されやすい。確認された一部の又は全てのノイズ源を削減することは、例えば図１を参照して説明した、チャージポンプＤＣ／ＤＣ変換器は必要とし、同時に非常に低いノイズを要求する回路にとって望ましい。以下の図の様々な特長は、組み合わされ、このような望ましいチャージポンプを構成するために利用される。単相クロックによる制御の利便性と簡易性のような他の利点も、明らかになるだろう。
図４、５、及び６は、基本的な反転チャージポンプの例を示す。図４は、電流制限駆動回路（インバーターと称する）を構築する回路の例を示す。この回路は、チャージポンプクロック生成回路内で用いられる。図５は、電流劣化型リング発振器を形成するよう構成された電流制限、反転駆動回路を利用する、チャージポンプクロック生成回路の例を示す。図６では、単一のチャージポンプクロック出力を用い、例示されたチャージポンプ内の全ての能動フライコンデンサ結合スイッチを駆動する。以下の説明を通じて、一部の例示されたＦＥＴ素子の参考の大きさは、チャネル長（Ｗ）及び長さ（Ｌ）のようにマイクロ単位で括弧を用い示される。これらの参考の大きさは、低電位シリコン・オン・インシュレータ（「ＳＯＩ」）集積回路に適合し、関連する大きさの検討に役立つ。示された実施例では、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴの閾値電圧は−０．２５Ｖであり、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴでは＋０．５Ｖである。素子の大きさ、閾値電圧、及び他の検討要因は、勿論、設計及び工程を変化させるために適切に調整されてよい。そして実際にＢＪＴのようなＭＯＳＦＥＴ又は他の増幅／切替素子の代替えは、適切に用いられてよい。
図４は、電流制限、反転駆動回路のブロック図である。入力電源は、Ｖｉｎ＋４０２と共通接続端子４０４を介して接続される。基準電流は、抵抗４０６により制限され、２極を接続されたＭＯＳＦＥＴ４０８（Ｗ７．５、Ｌ２）及び４１０（Ｗ７．５、Ｌ４）を通じて構成され、Ｐゲート基準電圧４１２とＮゲート基準電圧４１４を生成する。駆動回路４１６は、入力端子４１８と出力端子４２０を有し、図のようにＰチャネルＦＥＴ４２２（Ｗ５、Ｌ０．８）とＮチャネルＦＥＴ４２４（Ｗ２、Ｌ０．８）とを直列に接続することにより形成される。駆動回路４１６は、出力端子４２０に電流を流し、電源電流又はシンク電流を流し、出力端子の電位を上昇又は降下させる。これらの素子が存在しない場合と比較して、駆動回路４１６の電流駆動能力を制限する回路が提供される。一連の素子が「存在しない」とは、直接接続による置き換えを意味すると理解されるべきである。一方、並列素子が「存在しない」とは、単にその素子の省略を意味すると理解されるべきである。
駆動回路４１６の電流源容量は、電源電流制限回路４２６を通じて制限される。電源電流制限回路４２６は、例えば、ＰチャネルＦＥＴ４２８（Ｗ１．５、Ｌ２）を有してよい。ＦＥＴ４２８のゲートは、例えば１μＡ以下に電流を制限する電流ミラーとして、Ｐゲート参照４１２と結合される。駆動回路４１６の電流シンク容量は、シンク電流制限回路４３０により同様に制限される。シンク電流制限回路４３０は、例えば、電流ミラー（例えば１μＡに制限する）として、Ｎゲート参照４１４に結合されたＮチャネルＦＥＴ４３２（Ｗ１．５、Ｌ４）を有する。ＦＥＴ４２８及び４３２に１μＡの制限を設けるには、例示された対応する素子の寸法比１：５により、ＦＥＴ４０８及び４１０の参照電流を通じて約５μＡを必要とする。電源電流及びシンク電流の制限が同じ大きさの場合、不要な高周波の発生を減少させる。電流制限駆動回路を作る他の如何なる適切な技術、例えば、低伝導ＦＥＴ又は抵抗等も、このような駆動回路の電源又はシンク駆動容量の何れか又は両方を制限するために、代用として用いられてよい。
追加回路は、Ｐゲート及びＮゲート参照４１２及び４１４に接続されるよう破線で示され、オプションの追加の電流制限反転回路を示す。電流制限反転回路は、同一の電流参照電圧４１２及び４１４に結合される。
図５は、「電流劣化型」リング発振器と呼ばれ、例えば１μＳの周期で動作する、リング発振器５００のブロック図である。インバータ５０２、５０４、及び５０６は、図４に示される様にインバータ４１６と等価である。それぞれは、図４の電源電流制限４２６と等価な電源電流制限５０８、５１０、及び５１２をそれぞれ用いて、電源接続端子Ｖｉｎ＋４０２からの電流を制限する。各インバータはまた、図４のシンク電流制限４３０とそれぞれ等価なシンク電流制限５１４、５１６、及び５１８をそれぞれ用いて、シンク電源端子（共通参照符号４０４）からの電流を制限する。反転駆動回路５０２の出力転送率（ｄｖ／ｄｔ）は、それぞれ電源及びシンク電流制限５０８及び５１４の「電流劣化」効果と共に、出力端子に結合されたコンデンサ５２０（例えば９０ｆｆ）により能動的に制限される。同様に、反転回路５０４の出力端子のｄｖ／ｄｔは、駆動反転回路５０４の電流駆動制限素子５１０及び５１６と共に、出力端子に結合されたコンデンサ５２２（例えば９０ｆｆ）により能動的に制限される。
駆動回路５０６のクロック出力５２４の出力転送ｄｖ／ｄｔは、各駆動素子の結合され分散された容量（破線で示されるコンデンサ５２６）と共に、電源およびシンク電流制限５１２及び５１８により、能動的に制限される。適切ならば勿論、ディスクリートコンデンサを追加してよい。駆動回路５０６の入力端子のｄｖ／ｄｔを制限する素子はまた、ＣＬＫ出力５２４のｄｖ／ｄｔを制限する。３つの反転駆動回路５０２、５０４、及び５０６の直列接続は、リング発振器を形成する。電流劣化型リング発振器５００は、クロック生成器内の全ての駆動回路の切替率を低下させる回路を有する、チャージポンプクロック生成回路の一例である。電流劣化型リング発振器５００はまた、チャージポンプクロック出力５２４を生成する回路の一例であり、ｄｖ／ｄｔは立ち上がり及び立ち下がり時に能動的に制限される。ＣＬＫ出力５２４の電圧は、実際は（例えば０とＶｉｎ＋の間で）低いｄｖ／ｄｔ遷移で、極めて正弦波に近い形で発振する。
図６は、図５に示されたクロック生成器５００の出力ＣＬＫ５２４のような、制限された単相のｄｖ／ｄｔクロックを利用した、チャージポンプのブロック図である。例示した実施例では、Ｖｉｎ＋は接地（共通基準）に対して＋３Ｖであり、Ｖｏ−は−３Ｖである。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ６０２及び６０４（Ｗ２０、Ｌ０．８）は、充電段階で導通し、フライコンデンサ６０６（例えば１０ｐｆ）をＶｉｎ＋４０２及び共通基準４０４を介して電源に接続する。しばらく経って、放電段階で、ＦＥＴ６０２及び６０４はオフ（非導通）になり、ＮチャネルＦＥＴ６０８（Ｗ２０、Ｌ０．８）及び６１０（Ｗ５、Ｌ０．８）は導通し、共通基準の正側と蓄積コンデンサ６１４に蓄積された中間出力の間のフライコンデンサ６０６を接続する。
この放電期間に、ＮチャネルＦＥＴ６０８は、フライコンデンサ６０６の一端を出力電圧の共通基準（４０４）端子と結合する。同時に、ＮチャネルＦＥＴ６１０は、フライコンデンサ６０６のもう一端を、出力電圧の共通基準の対極の出力電圧端子（ＦＥＴ６１０及びコンデンサ６１４）に接続する。素子６１０の面積は素子６０８の面積より小さい（例えば半分、実施例では４分の１）。小さい形状は、例えば、ＦＥＴ６１０のゲート容量を通じて制御信号の結合を最小化することにより、出力へのノイズの注入を減らす。一般的なＦＥＴでは、素子の面積は単純に長さと幅の積である。他の処理パラメータが一定ならば、制御端子のＡＣインピーダンス（制御信号をスイッチに伝達する）は、前記面積のほぼ逆数により変化する。しかしながら、制御信号のＡＣ結合インピーダンスは、他の方法で、例えば、誘電体の厚さの増加又は誘電率の減少を通じて、寄生ゲート自体の容量を減少させることにより、増加し得る。従って、素子６１０は、種々の方法で構成され、素子６０８の少なくとも２倍の制御端子のＡＣインピーダンスを有する。
蓄積コンデンサ６１４の電圧は、抵抗６１６及びフィルタコンデンサ６１８によりフィルタされ、共通基準４０４に対して、フィルタされた出力電圧Ｖｏ−を提供する。例示した実施例は、静的だが比較的低電流容量の出力を提供する。当業者は、例えば、非常に小さい（０に近い）抵抗６１６を用いることにより、又は抵抗６１６を一次誘導性インピーダンスに置き換えることにより、図６のような回路の電流容量を直ちに調整するだろう。また、ＦＥＴ６０２、６０４、６０８、及び６１０の何れか又は全てに、大容量素子を用いてもよい。同様に大容量のフライコンデンサ６０６を用いてもよい。
ＦＥＴ６０２、６０４、６０８、及び６１０のそれぞれは、能動的制御可能な転送コンデンサ結合スイッチ（「ＴＣＣＳ」）の一例である。先ず、各ＦＥＴは転送コンデンサと直列に結合され、そして電源（充電スイッチの場合）又は出力電源（放電スイッチの場合）に結合される。次に、各ＦＥＴの導通は能動的に制御可能で、スイッチの制御端子（ここではＦＥＴのゲート）に提供される信号により制御される。このような制御端子は、主な導通接続（ここではソースとドレインの接続）に対し大きなインピーダンスを有する。
図６に示すように、各ＴＣＣＳ６０２、６０４、６０８、及び６１０のゲート（制御端子）は、バイアス抵抗と共に対応する結合コンデンサを用い、適切なクロック信号にコンデンサを介して接続される。直接結合は、適切なレベルシフト及び分離の検討により用いられる。ＦＥＴ６０２、６０４、６０８、及び６１０では、容量性結合は、抵抗（例えば１０ＭΩ）６２６、６２８、及び６３０と共に、それぞれコンデンサ（例えば１ｐｆ）６１８、６２０、及び６２２により実施される。
ＦＥＴ６１０の場合、結合は２つの結合回路により実施され、電圧ストレスを低減する。従って、コンデンサ６３６（例えば２ｐｆ）は、抵抗６３８（例えば１０MΩ）により中間平均電位（この場合、共通基準電位）にバイアスされた中間素子に、ＣＬＫ２５４を結合する。この中間素子から、チャージポンプクロック出力信号は、コンデンサ６２４（例えば２ｐｆ）を介してＦＥＴ６１０のゲートに結合され、ＦＥＴの電源電圧に対し抵抗６３２（例えば１０MΩ）によりバイアスされる。ＦＥＴ６１０の変更された容量性結合回路は、ある面では異なるが、機能は本質的に等価である、変更された回路の一例を他に提供する。ここに図示又は説明された如何なる回路も、本質的に同一の機能が実行されるならば、（必要ならば）そのような変更された回路により置き換えてよい。直列又はカスケード結合のトランジスタ又は上記のような直列のコンデンサのような、拡張された電圧容量回路は、特定の設計目標を満足するために、図示された如何なる回路の代わりに利用されてよい等価回路の例である。
例示した回路では、ＦＥＴ６０８及び６１０のようなＮチャネルスイッチは、ＦＥＴ６０２及び６０４のようなＰチャネルスイッチがオフの間、共にオンに切り替えられ、また逆も同様である。Ｎチャネルスイッチのゲート閾値電圧は正であり（例えばＶｇｓの導電率＞０．５Ｖ）、Ｐチャネルスイッチのゲート閾値電圧は負である（例えばＶｇｓの導電率＜−０．２５Ｖ）。ＣＬＫ５２４の遷移のｄｖ／ｄｔの能動的制限は、従って、全てのスイッチがオフである期間（つまり、ＣＬＫ５２４の平均−０．２５からＣＬＫ５２４の平均＋０．５への遷移期間）を生じる。チャージポンプの単相クロック駆動は、同様に異なる制御電圧閾値を有する、異なる種類のスイッチを用いて実施される。しかしながら、バイアス電圧は、電源に直列に配されたＦＥＴ６０２及び６０８のような素子に、同時に導通されるのを避けるように、調整される必要がある。図６の回路及び素子は、単一のクロック位相（例えばＣＬＫ５２４）から、チャージポンプの全ての能動的に制御可能なＴＣＣＳを駆動するために都合の良い手法を提供する。また直列のフライコンデンサ結合スイッチが偶然に重ならないことを保証する。
図６の各容量性ゲート駆動回路は、時間定数τを有する。τは駆動周期を用いてＲ＊Ｃ／（クロック駆動周期）として表される。図６に例示した回路では、スイッチ駆動信号ＣＬＫ５２４は約１μＳの周期を有するので、τは約１０周期である。しかしながら、多くの状況で、τは回路の動作に必要以上に影響することなく、大きく変化する。τは要求されるだけ増大されるが、これは逆に素子の面積に影響し得る。ある状況では、τは減少され、必要以上に性能を損なうことなく、例えば５周期、２周期、１周期、０．１周期、又はそれ以下へ値を下げてよい。このようなτの減少は、特に結合コンデンサ（例えば、６１８、６２０、６２２、又は６２４）の大きさの減少により達成される場合、対応するＭＯＳＦＥＴに定期要するゲート駆動の振幅を減少させ得る。これは部分的には、結合コンデンサとＭＯＳＦＥＴゲート容量の間の容量性分圧による。このような分圧は、制御端子電圧（Ｖｇｓ）の大きさを減少させ、従って名目上イネーブルにされたスイッチの伝導率を減少させる。τの低減はまた、対応するスイッチがオンの間、各周期内で時間の比率を減少させる。また入れ替わりでリップル電圧及び／又は負荷電流容量を増加させる。τが選択される広い範囲は、このような工学的考察により制限される。
チャージポンプは非常に用途が広く、本願明細書に記載のチャージポンプ方法及び装置の特長は、実際に如何なるチャージポンプの構成においても利用されて良い。いくつかの代替え技術は以下に説明され、そのそれぞれは本願明細書に記載のチャージポンプ方法及び装置の特長を用いて実施されて良い。
図７は、負の電圧Ｖｏ７１０を生成するチャージポンプのブロック図であり、受動的な転送コンデンサ結合スイッチを用いた例を示す。クロック源ＣＬＫ５２４は、例えば図５の回路により生成され、提供される。転送コンデンサ７０２は、ＣＬＫ５２４が最大値の時に、クロック源経由及び受動スイッチ７０４経由で充電する。ＣＬＫ５２４が最大値の時、転送コンデンサ７０２は、クロックシンク及び受動スイッチ７０６経由で放電する。
受動スイッチ７０４は、ＮチャネルエンハンスメントＭＯＳＦＥＴで、ドレインがゲートに接続され、約０．５Ｖの低い閾値電圧を有する。又は、受動スイッチ７０４は、ダイオード（アノードはコンデンサ７０２に、カソードはグランドに接続）であり、例えば低電圧ショットキーダイオードであってよい。受動スイッチ７０６は、同様にダイオードに接続されたＮチャネルエンハンスメントＦＥＴ、又はアノードを出力コンデンサ７０８に、カソードを転送コンデンサ７０２に接続したディスクリートダイオードであってよい。駆動ＣＬＫ５２４のｄｖ／ｄｔ制御は、静的動作に提供する。しかしながら、素子７０４及び７０６の導通電圧が０でないため、効率と電圧出力に損失がある。従ってＣＬＫ５２４は、３Ｖｐ−ｐ（例えば＋３Ｖと共通電位の間で発振する）であり、軽負荷状態で、Ｖｏ−７１０は約−２．５Ｖだけであってよい。
素子７０４又は７０６に類似した受動スイッチは、本願明細書に記載された多くの構成において１つ以上の能動スイッチの代わりに利用されてよく、それにより構成を簡単にし、一般的に出力電圧を減少させる。例えば図６では、能動スイッチ６０４及び６１０の何れか又は両方は、それらに付随する駆動結合回路と共に、素子７０４又は７０６に類似した受動素子により置き換えてよい。受動スイッチは、チャージポンプ出力により制御されるが、制御は制御端子を経由しない。むしろ、チャージポンプクロック出力により制御される回路動作を通じて、そのような素子の主要な導通端子の接続は、素子が受動的にオン又はオフになる電位に導かれる。
図８は、能動ｐ型スイッチ８００及び能動ｎ型スイッチ８３０のブロック図である。それぞれはクロックＣＬＫ８０２により駆動される。ｐ型スイッチ８００は、「オン」の時、外部電源（例えばＶ＋８０４）をＣｐ８０６により表されるチャージポンプのフライコンデンサに接続する。ｎ型スイッチ８３０は、「オン」の時、Ｃｐ８１４により表されるチャージポンプのフライコンデンサ（又は転送コンデンサ）をＶ−８１６のような電源端子に接続する。ｐ型スイッチ８００はＣＬＫ８０２を、結合コンデンサ８１２及びバイアス抵抗８１０を通じて、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ８０８に結合する。ＦＥＴ８０８のソースと接続されたバイアス抵抗８１０を用い、ＦＥＴ８０８は小さな負の閾値電圧（例えば−０．２５Ｖ）を有することが望ましい。ｎ型スイッチ８３０の場合、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ８１８は、結合コンデンサ８２２を経由し、平均Ｖｇｓを０ボルトに設定するバイアス抵抗８２０と共に、ＣＬＫ８０２と結合される。この状況では、ＦＥＴ８１８の閾値電圧は小さい正の値（例えば０．５Ｖ）を有することが望ましい。電位に依存し、これらのスイッチ８００及び８３０は、直列の容量性結合回路及び／又は等価なカスコード又は他の拡張機能を有する回路を利用して良い。各容量性結合回路の効果的なτは、その回路が利用されるチャージポンプの動作周波数に従い、図６を参照して説明されたように、１０クロック周期以上から０．１クロック周期以下の範囲で、設定されて良い。同一クロック（例えばＣＬＫ５２４）の制御下で単一のチャージポンプ内で動作するｎ型スイッチ及びｐ型スイッチそれぞれの容量性結合回路のτは、本質的に同一の値を有して良い。ｐ型スイッチ８００及びｎ型スイッチ８３０は異なる閾値を有して良いが、共通クロック信号に基づき動作し、バイアス電圧は正しく設定され、電源と直列に接続されたｐ型スイッチ及びｎ型スイッチが、同時に導通する事を防ぐ。
図９は、より高い又は低い出力電圧を得る「スタック」チャージポンプ回路を示すブロック図である。スイッチ８００及び８３０のそれぞれは、図８に図示され、以上に説明された。図９の回路は、電圧を３倍又は４倍にするよう構成される。つまり、Ｖａ９０４は正の電源電圧Ｖｓ＋に接続され、Ｖｂ９０６は共通基準電圧（グランド）に接続される。Ｖｃ９０８もＶｓ＋に接続される。転送コンデンサ９０２に接続されたｎ型スイッチ及びｐ型スイッチの動作は、Ｖｄ９１０に２＊Ｖｓ＋を生じさせる。Ｖｅ９１４は、Ｖｄ９１０に接続され、Ｖｆ９１６はグランドに接続される。これらの接続で、Ｖｇ９１８がＶｓ＋に接続されている場合、フライコンデンサ９１２により、出力電圧Ｖｈ９２０は約３＊Ｖｓ＋となる。しかしながら、出力電圧Ｖｈ９２０は、Ｖｇ９１８が接続されている場合、Ｖｄ９１０ではなく、約４＊Ｖｓ＋となる。蓄積コンデンサは、図示されていないが、一般的には各電圧Ｖａ９０４、Ｖｃ９０８、Ｖｄ９１０、Ｖｅ９１４、Ｖｇ９１８、及びＶｈ９２０を蓄積及び平滑化する場所に設けられる。
図９の回路はまた、負の電圧を生成するよう構成されている。Ｖｈ９２０は正の電源電圧Ｖｓ＋と接続され、Ｖｇ９１８とＶｅ９１４は基準電圧（グランド）に接続され、Ｖｆ９１６で−（Ｖｓ−）を生じる。Ｖｃ９０８及びＶａ９０４はＶｆ９１６に接続される。Ｖｄ９１０がグランドに接続されている場合、出力Ｖｂ９０６は約−２＊Ｖｓ＋になる。またＶｄ９１０がＶｓ＋に接続されている場合、Ｖｄ９１０は約−３＊Ｖｓ＋になる。容量蓄積器は図示されないが、電源及び中間電位のそれぞれと見なされる。
図９では、全てのｐ型スイッチ８００及び全てのｎ型スイッチ８３０は、図５のＣＬＫ５２４のような単相クロックにより制御される。また、第１のクロックの単一位相は、フライコンデンサ９１２に接続されたスイッチ（例えばチャージポンプ部分９２２のスイッチ）を制御し、別の第２のクロックの単一位相は、フライコンデンサ９０２に接続されたスイッチ（例えばチャージポンプ部分９２４のスイッチ）を制御する。チャージポンプ部分９２２及び９２４のクロックが互いに反転している場合、チャージポンプ部分は、並列に配され、プッシュプルチャージポンプを形成する。つまり、Ｖａ９０４はＶｅ９１４、Ｖｂ９０６はＶｆ９１６に、Ｖｃ９０８はＶｇ９１８に、そしてＶｄ９１０はＶｈ９２０に接続される。このようなプッシュプルチャージポンプは、例えば、より低いリップル電圧及びより高い出力電流能力を提供する。
更に、図９に適合する回路では、スイッチの制御端子に結合されたチャージポンプクロック出力信号により制御されるよう（図８に）図示されたスイッチを、（図７のスイッチ７０４又は７０６のような）１つ以上のスイッチにより、図９で置き換えてよい。例えば、Ｖｇ９１８に接続されたｐ型スイッチ及び／又はＶｆ９１６に接続されたｎ型スイッチは、受動スイッチ又はダイオードにより置き換えてよい。同様の置き換えは、Ｖｃ９０８及び／又はＶｂ９０６に接続されるスイッチに対しても行ってよい。
更に、Ｖｂ９０６及びＶａ９０４が図５のＶｉｎ＋４０２及び共通基準４０４と等しい場合、転送コンデンサ９０２の左側は、５２４のようなチャージポンプクロック出力に直接結合されて良く、図９のポンプ部分９２４の左側のスイッチが省略される。図９の部分９２２の左側のスイッチは、アナログ環境下では省略して良く、代わりにチャージポンプクロック出力に直接結合された転送コンデンサ９１２の左側を伴う。このような構成では、電流を充電し放電する転送コンデンサは、限られたｄｖ／ｄｔを有する（例えば図５のコンデンサ５２２上の）駆動信号だけでなく、５１２又は５１８のような電流制限素子により更に又は代わりに制限される。
図１０は、チャージポンプ技術を用いた任意電圧の生成を説明するブロック図である。電源電圧Ｖｓ＋１００２は、例えば抵抗１００４及び１００６を利用して、中間電圧を引き出すために用いられる。このような中間電圧は、大電流出力が要求される場合は、緩衝増幅器１００８を用いて状況に応じてバッファされるが、又は少なくともデカップリングコンデンサ（図示されていない）経由でグランドに接続され、電位１０１０（基準又はグランドに対して）を生成する。電位１０１０は、例えば増幅器１００８に適用されるフィードバック（図示されていない）により再調整される。ｐ型スイッチ８００及びｎ型スイッチ８３０は、図示されるようにフライコンデンサ１０１２と共に用いられて良い。Ｖｂは利用可能な電源（例えばＶｓ＋）であって良い。回路の動作により、Ｖａ１０１４は、Ｖｂ１０１７の電位とほぼ等しい電位に投影電位１０１０を加えた電位になる。当業者は、回路の再構成により同様の簡単さで任意の負の電圧を生成できることを直ちに理解するだろう。より大きい電圧は、チャージポンプ回路を、図９を参照して説明した方法で積み重ねることにより得られる。従って任意の正又は負の電圧は、チャージポンプ回路を用いて生成される。全てのこのようなチャージポンプ回路は、クロックの単一位相により制御される。勿論、異なるフライコンデンサに接続されたスイッチは、異なるクロックを交互に用い制御する。能動スイッチは、例えば図７から図９を参照して説明した方法で、受動スイッチに置き換えて良い。
以上に説明したチャージポンプの無数の代わりとなる実施例が可能である。如何なるクロック生成器が利用されても良い。多くのアナログ設計（例えば、図５に示される）及びデジタル設計で達成されるように、クロック生成器は高いｄｉ／ｄｔノイズの注入を避けることが望ましい。クロック駆動信号のｄｖ／ｄｔは、制御端子への信号入力を制限することを助け、また結果として生じる充電及び放電電流のｄｉ／ｄｔを（関連するスイッチの相互コンダクタンスと共に）制限することも助ける。望ましくは、チャージポンプクロックを転送コンデンサスイッチの制御端子にコンデンサを用いて結合し、例えば制御端子の電位の制御を簡単にする。望ましくは、単相クロック出力を用い、チャージポンプ内の多くの又は全ての転送コンデンサ能動スイッチを制御し、回路の複雑さを最小限に抑える。これらの望ましい特長は、独立に、又は本願明細書に記載された如何なる他の特長と組み合わせて実施されて良い。従って当業者は、本願明細書に記載された方法及び装置の特長を種々のチャージポンプ構成に適用して良い。
以上の記述は、回路内で新たな電圧を生成するチャージポンプ方法及び装置の側面の実施例、及び新規の特長を説明した。当業者は、説明された方法及び装置の形状及び詳細に種々の省略、代替え、及び変更が本発明の範囲から逸脱しない範囲で行われて良いことを理解するだろう。多数の代替え例が記述されたが、全ての実施例を明示的に列挙することはできない。従って、以上に説明された又は図示された代替え装置及び方法の実際の組合せのそれぞれ、及び前記代替え装置及び方法の等価物の実際の組合せのそれぞれは、本発明の装置又は方法の明確な代替えとなる実施例を構成する。例えば、特長の全ての他の実際の組合せと同様に、図９に示されるように複数の転送コンデンサ（又はスタックされた）構成を有し、図１０に示されるように設定可能な電圧源を有するチャージポンプは、本発明の装置の実施例を構成する。従って本発明の範囲は、請求の範囲によってのみ制限され、請求項において引用されている制限をのぞいて、以上の記述で説明された特長により制限されるものではない。
種々の請求の要素と等価な意味及び範囲内で生じる全ての変形は、対応する請求項の範囲に包含される。以下に記述される各請求項は、システム及び方法が実際に従来技術の実施例でない限り、前記請求項の文言から本質的に異ならない、如何なるシステム及び方法も包含する。
２０２ 転送コンデンサＣＴ
２０８ 電源端子Ｖｓ＋
２１０ 電源端子Ｖｓ−
３１６ 出力電源端子Ｖｏ＋
３１８ 出力電源端子Ｖｏ−
３０４、３０６、３１２、３１４ スイッチ
３３０ フィルタコンデンサ
３４２、３４６、３４８ 電流計
３５０ クロック生成器
３５４、３５６、３６２、３６４ クロック出力

Claims (10)

  1. モノリシック集積回路内で出力電源を生成するチャージポンプ装置であって、
    ａ）転送コンデンサと、
    ｂ）前記転送コンデンサと電源の間に直列に配され、導通しているとき前記電源から前記転送コンデンサへ転送電流を伝達する、１つ以上の電源切替素子と、
    ｃ）前記転送コンデンサと出力電源の間に直列に配され、導通しているとき前記転送コンデンサから前記出力電源へ転送電流を伝達する、１つ以上の出力切替素子と、
    ｄ）実質的な転送電流を伝達することなく前記電源切替素子の各々の制御ノードに容量性結合された単一位相のチャージポンプクロック出力を、全ての前記電源切替素子に対し、充電期間に導通を放電期間に非導通を生じるよう提供し、前記チャージポンプクロック出力は更に、実質的な転送電流を伝達することなく前記出力切替素子の各々の制御ノードに容量性結合され、全ての前記出力切替素子に対し、充電期間に非導通を放電期間に導通を生じ、前記充電期間は、前記放電期間と交互に生じ重複しない、チャージポンプクロック生成回路と
    を有するチャージポンプ装置。
  2. 第２のチャージポンプの段を更に有し、前記第２のチャージポンプは、
    ｅ）第２の転送コンデンサと、
    ｆ）前記第２の転送コンデンサと第２の電源との間に直列に配された、１つ以上の第２電源切替素子と、
    ｇ）前記第２の転送コンデンサと第２の出力電源との間に直列に配された、１つ以上の第２出力切替素子と
    を有し、
    ｈ）前記チャージポンプクロック出力は、前記１つ以上の第２電源切替素子と結合されて充電期間に導通を放電期間に非導通を生じ、前記１つ以上の第２出力切替素子と結合されて充電期間に非導通を放電期間に導通を生じる、請求項１に記載のチャージポンプ装置。
  3. 立ち上がり及び立ち下がりの両方で、回路が存在しない場合と比較して、前記チャージポンプクロック出力の電圧変化率を減ずるよう構成された回路を更に有し、前記チャージポンプクロック出力の電圧が実質的に正弦波に近くなるようにし、前記チャージポンプクロック出力の前記容量性結合は、前記チャージポンプクロック出力を実質的に正弦波に近くさせる、請求項１に記載のチャージポンプ装置。
  4. 前記チャージポンプクロック生成回路は、前記チャージポンプクロック生成回路内で、各増幅駆動回路により伝導される電流を制限するよう構成された回路を更に有する、請求項１に記載のチャージポンプ装置。
  5. 前記増幅駆動回路のうちの１つの出力に結合され、前記増幅駆動回路の前記出力の電圧変化率を制限するディスクリート容量素子を更に有する、請求項４に記載のチャージポンプ装置。
  6. 前記チャージポンプクロック出力を前記電源切替素子又は前記出力切替素子の前記制御ノードに容量性結合するために、前記チャージポンプクロック出力を電源切替素子又は出力切替素子に対応する制御ノードの１つに結合する容量性結合回路、を有する請求項１に記載のチャージポンプ装置。
  7. 前記容量性結合回路は、前記チャージポンプクロック出力を電源切替素子の制御ノードに結合する第１の容量性結合回路であり、前記チャージポンプクロック出力を出力切替素子の制御ノードに結合する第２の容量性結合回路、を更に有する請求項６に記載のチャージポンプ装置。
  8. 前記容量性結合回路の各々は、平均制御電圧が該容量性結合回路の結合されている切替素子を実質的に非導通にするよう構成されたバイアス回路を有する、請求項７に記載のチャージポンプ装置。
  9. 前記チャージポンプクロック生成回路は、結合コンデンサの第１のノードに結合され、前記結合コンデンサの第２のノードは、前記電源切替素子の少なくとも１つの制御ノードに結合され、バイアス抵抗器は、前記結合コンデンサの前記第２のノードを前記電源に接続する、請求項１に記載のチャージポンプ装置。
  10. 前記チャージポンプクロック生成回路は、第１のコンデンサにより中間ノードに結合され、前記中間ノードは、第１のバイアス抵抗器により中間平均電圧レベルにバイアスされ、前記中間ノードは、前記電源切替素子の少なくとも１つの制御ノードに容量性結合され、第２のバイアス抵抗器は、前記制御ノードを前記電源に接続する、請求項１に記載のチャージポンプ装置。
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