JP2001238435A

JP2001238435A - 電圧変換回路

Info

Publication number: JP2001238435A
Application number: JP2000049132A
Authority: JP
Inventors: Akihiro Nakahara; 明宏中原
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2000-02-25
Filing date: 2000-02-25
Publication date: 2001-08-31
Also published as: US6492862B2; US20010017566A1

Abstract

(57)【要約】【課題】電圧変換回路の部品数の削減と、昇圧電圧に
現れるリップル電圧の低減とを実現することにある。【解決手段】非相補型のチャージポンプ回路４を有する
電圧変換回路に対し、チャージポンプ回路４へ伝達され
る第２のクロック信号φ２は、クロック供給回路２１か
ら供給される第１のクロック信号を分周回路２２により
分周して生成する。また、昇圧電圧ＶＯ１の分圧ＶＯ２
が基準電圧ＶＲ１より高くなったことが電圧検出回路１
で検出されると、分周回路２２の状態をリセット回路２
３によってリセットする。一方、昇圧電圧ＶＯ１の分圧
ＶＯ２が基準電圧ＶＲ１より低くなることが検出される
と、直ちに第１のクロック信号の分周を始めるように動
作を行う。これにより、第２のクロック信号φ２のタイ
ミングは、常にチャージポンプ回路４の動作を昇圧動作
から始められるように制御している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電圧変換回路に関
し、リップル電圧低減機能を備えた電圧変換回路に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】従来の電圧変換回路としては、例えば特
開平８−２１２７８１号公報，特開平６−１６５４８２
号公報，特開昭６３−０１８９５８号公報，特開昭６３
−０１８９５９号公報あるいは特開平５−２７６７３７
号公報などで知られている。

【０００３】これらに記載された電圧変換回路は、単一
の供給電源電圧から大きさが供給電源電圧より大きな正
または負の出力電圧を取り出したり、または単一の供給
電源電圧から大きさが供給電源電圧より小さな出力電圧
を取り出すために用いられている。

【０００４】このような電圧変換回路をプリント基板上
に形成する場合、通常三端子レギュレータやコイルを用
いたスイッチングレギュレータが使用されるが、この三
端子レギュレータは出力段のトランジスタでの損失が大
きいという欠点を持ち、またスイッチングレギュレータ
は三端子レギュレータに比べれば損失は少ないが、コイ
ルを使用しているため装置が大型化してしまうという問
題がある。

【０００５】そのために、最近では、電圧変換回路を半
導体集積回路上に形成する場合、半導体集積回路とその
製造工程上の整合性が良く、損失が少ないという利点を
持ったチャージポンプ型の電圧変換回路が用いられてい
る。

【０００６】例えば、正の電圧を出力する電圧変換回路
は、ＲＳ−２３２Ｃ（インターフェース規格）ドライバ
／レシーバ用ＩＣの電源回路部等に用いられ、また負の
電圧を出力する電圧変換回路は演算増幅器やコンパレー
タの低電位側の供給電源としての負電源回路部等に用い
られている。

【０００７】これらの電圧変換回路は、いずれも電圧変
換部をスイッチと容量（キャパシタ）からなるスイッチ
トキャパシタ回路で形成しており、クロック発生部から
供給されるクロック信号で動作するように構成されてい
る。

【０００８】また、これらの他に、特開平１１−１８７
５４５号公報などの技術があるが、かかる公報に記載の
ものは、チャージポンプの出力電圧と電源電圧との差に
応じた電圧が基準電圧よりも上回ったか否かにより、昇
圧動作を停止したり、動作させたりする機能をもったも
のも知られている。

【０００９】しかし、このような回路構成では、出力端
子に負荷を接続した場合、負荷が消費する電荷の影響に
よって出力端子に発生するリップル電圧の影響を小さく
抑えることはできない。

【００１０】以下、従来の具体的な電圧変換回路につい
て、図面を参照して説明する。

【００１１】図５は従来の一例を説明するための電圧変
換回路図である。図５に示すように、この電圧変換回路
は、昇圧出力ＶＯ１の分圧電圧ＶＯ２と基準電圧ＶＲ１
との大小を比較し、その結果を電圧検出信号φ１として
出力する電圧検出回路１と、この検出信号φ１に応じて
発振制御を行うことによりクロック信号φ２を出力する
クロック発振回路２ａと、電圧検出回路１の検出信号φ
１によりクロック発振回路２から出力されるクロック信
号φ２をラッチするラッチ回路３と、このラッチ回路３
の出力により容量素子Ｃ１，Ｃ２の充電を行って昇圧出
力ＶＯ１を生成するチャージポンプ回路４ａと、出力端
子に接続された補償容量ＣＬとから構成されている。

【００１２】これらの各回路において、電圧検出回路１
は、基準電圧ＶＲ１と昇圧出力ＶＯ１を分圧した分圧電
圧ＶＯ２とを比較する比較器１１と、分圧電圧ＶＯ２を
作成するための抵抗Ｒ１，Ｒ２とからなっている。これ
ら抵抗Ｒ１，Ｒ２は昇圧出力ＶＯ１と接地電圧との間に
直列に接続され、その接続点が比較器１１の非反転入力
（−側）へ接続され、基準電圧ＶＲ１が反転入力（＋
側）に接続されている。この昇圧出力ＶＯ１を分圧した
分圧電圧ＶＯ２が基準電圧ＶＲ１よりも低ければ、比較
器１１の出力である電圧検出信号φ１はハイレベルにな
り、逆に分圧電圧ＶＯ２が基準電圧ＶＲ１よりも高けれ
ば、ローレベルになる。

【００１３】また、クロック発振回路２ａは、基本的に
は縦続接続されたインバータＩ２〜Ｉ４からなるリング
オシレータを形成しており、終段インバータＩ４の出力
はＮＭＯＳおよびＰＭＯＳからなるトランスファーゲー
トＴＧ１を介して初段インバータＩ２の入力へフィード
バックされている。尚、インバータＩ５，Ｉ６はクロッ
ク信号φ２を出力する出力バッファであり、ＴＧ１はト
ランスファーゲート、Ｑ１はＭＯＳスイッチ、Ｉ１はＭ
ＯＳスイッチＱ１を制御するインバータである。かかる
リングオシレータ内の各節点には、図示する如く、寄生
容量Ｃ３〜Ｃ５が存在しているので、各節点の信号遷移
動作は緩慢となる。したがって、クロック発振回路２ａ
としては、波形整形のためにバッファリングが必要とな
る。

【００１４】このクロック発振回路２ａにおいて、昇圧
出力ＶＯ１に基づく電圧検出信号φ１でオンオフ制御さ
れるトランスファーゲートＴＧ１は、信号φ１がハイレ
ベルのときのみ導通してリングオシレータ回路に発振動
作を行わせ、その出力としてクロック信号φ２を生成す
る。一方、電圧検出信号φ１がローレベルのときは、イ
ンバータＩ１とトランジスタＱ１とにより、インバータ
Ｉ２の入力節点Ｎ１をローレベルにクランプし、クロッ
ク信号φ２をハイレベルに固定する。一般的に、リング
オシレータ回路を停止させるときには、各節点（ノー
ド）のフローティングを防ぐため、この回路例の如く、
ローレベルまたはハイレベルに入出力節点を固定するこ
とにより実現している。

【００１５】また、ラッチ回路３は、ＮＭＯＳおよびＰ
ＭＯＳからなるトランスファーゲートＴＧ２と、インバ
ータＩ１４およびクロックドインバータＩ１５，Ｉ１６
とからなり、トランスファーゲートＴＧ２は電圧検出回
路１の電圧検出信号φ１で制御される。この電圧検出信
号φ１がハイレベルのとき、つまり昇圧出力ＶＯ１に基
づく分圧電圧ＶＯ２が基準電圧ＶＲ１よりも低いときに
オンし、また信号φ１がローレベルのとき、つまり分圧
電圧ＶＯ２が基準電圧ＶＲ１よりも高いときにオフす
る。またラッチ回路３は、信号φ１がローレベルのと
き、つまりトランスファーゲートＴＧ２がオフとなると
き、クロックドインバータＩ１５，Ｉ１６によって、オ
フ直前のクロック発振回路２ａのクロック信号φ２をラ
ッチする。

【００１６】さらに、チャージポンプ回路４ａは、ラッ
チ回路３でラッチしたクロック発振回路２ａからのクロ
ック信号φ２をインバータＩ７〜Ｉ９によって相補的な
内部クロック信号φ３，φ４に変換する。これらの内部
信号φ３，φ４は、容量素子Ｃ１，Ｃ２を各々充電する
ことにより、昇圧出力ＶＯ１を生成する。このチャージ
ポンプ回路４ａは、内部クロック信号φ３，φ４の位相
が互に反転した回路、いわゆる相補型回路となってい
る。尚、ＭＯＳトランジスタＱ２〜Ｑ５は、各容量Ｃ
１，Ｃ２の充電電圧を昇圧出力ＶＯ１へ導出するための
バッファとして機能する回路である。

【００１７】次に、上述した電圧変換回路の動作を説明
する。まず、昇圧出力ＶＯ１の負荷となる回路、例えば
オペアンプが昇圧電圧ラインに接続されて電力を消費す
ると、昇圧出力ＶＯ１は低下し、基準電圧ＶＲ１よりも
低くなる。すると、電圧検出信号φ１がハイレベルにな
るので、クロック発振回路２ａは発振動作を行い、クロ
ック信号φ２を生成する。このクロック信号φ２が生成
されると、チャージポンプ回路４ａが動作し、出力端子
に供給される昇圧出力ＶＯ１を昇圧させる。

【００１８】また、出力端子の電圧ＶＯ１が基準電圧Ｖ
Ｒ１よりも高くなると、電圧検出回路１の電圧検出信号
φ１がローレベルとなるので、クロック発振回路２ａは
発振を停止し、それによってチャージポンプ回路４ａの
昇圧動作も停止させる。この結果、チャージポンプ回路
４ａの昇圧出力ＶＯ１の上昇も停止する。つまり、出力
電圧ＶＯ１は基準電圧ＶＲ１を中心としたある程度の変
動幅（この変動幅をリップル電圧と呼ぶ）をもって、常
に高い電圧を維持することになる。

【００１９】通常、昇圧出力ＶＯ１のリップル電圧はよ
り小さい方が望ましい。このリップル電圧対策の一つと
して、昇圧出力ＶＯ１を分圧した分圧電圧ＶＯ２が基準
電圧ＶＲ１より高くなると、電圧検出信号φ１がローレ
ベルになるので、そのときはできるだけ早くチャージポ
ンプ回路４ａの動作を停止させる。また、負荷回路の電
流消費等によって昇圧出力ＶＯ１の分圧電圧ＶＯ２が基
準電圧ＶＲ１より低くなると、電圧検出信号φ１がハイ
レベルになるが、そのときはできるだけ早くチャージポ
ンプ回路４ａの昇圧動作を始めさせることにより、昇圧
電圧ＶＯ１のリップル電圧を小さく抑えるようにしてい
る。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来の電圧変
換回路においては、以下のような問題がある。

【００２１】その第１は、相補型のチャージポンプ回路
を用いるため、２つの容量を必要としていること、また
リップル電圧を小さく抑えるために、大きな容量値の素
子を使用せざれを得ないことから、チャージポンプ回路
に必要となる部品数が多くなるという問題がある。特
に、この容量を半導体基板上に内蔵するには面積が大き
すぎるため、外付けで対応することが多くなる。そのた
め、相補型のチャージポンプ回路による電圧変換回路を
構成するにあたって、外付け部品数が増加するだけでな
く、コストの面でも不利になる。

【００２２】その第２は、相補型のチャージポンプ回路
に代えて、非相補型のチャージポンプ回路を用いたとき
には、リップル電圧が倍近く大きくなるという問題があ
る。この理由は、クロック発振回路の動作を停止すると
きに停止直前のクロック信号をラッチするため、次の発
振動作を開始するにあたり、非相補型のチャージポンプ
回路が必ず昇圧動作から動作するとは限らないためであ
る。

【００２３】また、第３の問題は、基準電圧レベルが電
源電圧をもとに設定されているため、基準電圧レベルの
変動が直接昇圧出力の変動として現れることである。

【００２４】さらに、第４の問題は、必ずクロック発振
回路を半導体基板上に内蔵する必要があり、チップ面
積，クロック信号の周波数の精度，消費電力の面で不利
となる欠点がある。その理由は、昇圧出力が基準電圧レ
ベルまで到達したときに、クロック発振回路の各節点ノ
ードのフローティングを防ぐため、ローレベルまたはハ
イレベルに入出力節点を固定するためである。

【００２５】本発明の第１の目的は、部品数を少なくす
るとともに、リップル電圧を低減することのできる電圧
変換回路を提供することにある。

【００２６】また、本発明の第２の目的は、基準電圧レ
ベルの変動が昇圧出力電圧の変動に現れない電圧変換回
路を提供することにある。

【００２７】さらに、本発明の第３の目的は、クロック
供給回路を同じ半導体基板上に内蔵しなくても、リップ
ル電圧を低減できる電圧変換回路を提供することにあ
る。

【００２８】

【課題を解決するための手段】本発明の電圧変換回路
は、昇圧電圧の基準電圧レベルに対する大小を検出する
検出手段と、この検出結果および第１のクロック信号に
応じて第２のクロック信号を生成するクロック生成手段
と、前記第２のクロック信号により前記昇圧電圧を生成
するチャージポンプ型の電圧変換手段と、前記クロック
生成手段の出力である前記第２のクロック信号を前記電
圧検出結果に応じて前記電圧変換手段への伝達を許可ま
たは禁止する伝達手段とを有して構成される。

【００２９】また、本発明においては、前記クロック生
成手段から出力される前記第２のクロック信号が前記伝
達手段の状態を禁止から許可へ変化させたとき、前記電
圧変換手段の動作は前記昇圧電圧を昇圧するタイミング
から出力される。

【００３０】更に、本発明においては、前記第１のクロ
ック信号は半導体基板上のクロック発振回路から生成さ
れる必要はなく、半導体基板の外部から供給されてもよ
く、また前記第２のクロック信号は前記第１のクロック
信号を分周回路により分周して得られる。

【００３１】かかる電圧変換回路の作用においては、ク
ロック生成回路とチャージポンプ回路との間に、電圧検
出回路の検出結果に応じてオンオフ制御される伝達回路
を設けることにより、電圧検出結果に瞬時に反応してチ
ャージポンプ回路の動作のオンオフをコントロールす
る。

【００３２】特に、昇圧電圧が基準電圧よりも高くなる
ことが電圧検出回路で検出されると、直ちに伝達回路を
オフとし、チャージポンプ回路へクロック生成回路から
出力される第２のクロック信号が伝わらないようにす
る。また、昇圧電圧が基準電圧よりも低くなることが検
出されると、直ちに伝達回路をオンとし、チャージポン
プ回路へ前記第２のクロック信号が伝わるようにする。

【００３３】このチャージポンプ回路へ伝達される前記
第２のクロック信号は、半導体基板上または半導体基板
外に構成された発振回路から供給される第１のクロック
信号を分周回路によって分周することによって生成す
る。このとき、前記分周回路は昇圧電圧が基準電圧より
も高くなることが電圧検出回路で検出されると、分周回
路の状態をリセットし、昇圧電圧が基準電圧よりも低く
なることが検出されると、直ちに前記第１のクロック信
号の分周を始めるように動作を行うことで、前記第２の
クロック信号のタイミングが常にチャージポンプ回路の
動作を昇圧動作から始まるようにしている。

【００３４】また、前記電圧検出回路の基準電圧は、電
源電圧および温度への依存性の少ない電源回路の出力に
よって設定することにより、基準電圧に対する出力電圧
の変動を小さくしている。

【００３５】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。

【００３６】図１は本発明の第１の実施の形態を説明す
るための電圧変換回路図である。図１に示すように、本
実施の形態は、電圧変換回路全体を同一の半導体基板上
に形成した例を示しているが、この電圧変換回路は個別
的な部品によって構成することも可能であり、その場合
には、回路ブロックの一部を別の半導体基板上に集積化
させることもできる。なお、前述した図５の従来例と同
等な部分は同一符号により示している。

【００３７】図１において、本実施の形態における電圧
変換回路は、昇圧電圧ＶＯ１を分圧した分圧電圧ＶＯ２
のレベルと基準電圧ＶＲのレベルの大小関係を検出する
電圧検出回路１と、この検出結果である電圧検出出力φ
１に応じて発振制御され、クロック信号φ２を出力する
クロック発振回路２と、電圧検出出力φ１に応じてクロ
ック信号φ２を伝達制御するための論理ゲート５と、論
理ゲート５の出力により容量Ｃ１の充電を行って出力端
子へ出力する昇圧電圧ＶＯ１を生成するチャージポンプ
回路４と、出力端子に接続された補償容量ＣＬとから構
成される。

【００３８】この電圧検出回路１は、基準電圧ＶＲ１と
分圧電圧ＶＯ２を比較する比較器１１と、昇圧電圧ＶＯ
１より分圧電圧ＶＯ２を作成する抵抗Ｒ１，Ｒ２とから
なっている。抵抗Ｒ１，Ｒ２は昇圧電圧ＶＯ１と接地電
圧との間に直列に接続され、それらの接続点が比較器１
１の反転入力端子へ接続され且つ基準電圧ＶＲ１が非反
転入力端子に接続されている。なお、基準電圧ＶＲ１は
半導体基板上以外の外部からの安定な電源から供給する
ことが可能であり、好適には同一の半導体基板上に集積
化されたバンドギャップリファレンス回路等の安定化電
源から供給されることが望ましい。

【００３９】また、クロック発振回路２は、基本的には
クロック供給回路２１，分周回路２２およびリセット回
路２３から構成され、クロック供給回路２１は基本的に
はリングオシレータ構造となっている。このリングオシ
レータは、縦続接続されたインバータＩ２〜Ｉ４からな
り、終段インバータＩ４の出力は初段インバータＩ２の
入力へフィードバックされている。なお、インバータＩ
５，Ｉ６は出力バッファである。かかるリングオシレー
タ内の各節点には図示するような寄生容量Ｃ３〜Ｃ５が
存在しているので、各節点の信号遷移動作は緩慢とな
る。このため、波形整形のためにバッファリングが必要
となる。

【００４０】本実施の形態では、クロック供給回路２１
は半導体基板上に内蔵されているが、この外にも例えば
水晶発振器等によって外部から供給されるように形成し
てもよい。

【００４１】また、クロック発振回路２を形成している
分周回路２２は、３つのフリップ・フロップ回路Ｆ１〜
Ｆ３を備えた８進同期カウンタ回路の例であり、各Ｄフ
リップ・フロップＦ１〜Ｆ３のクロック端子ＣＫにクロ
ック供給回路２１からのクロック信号が供給される。ま
た、フリップ・フロップ各段のデータ入力端子Ｄは、各
Ｄフリップ・フロップＦ１〜Ｆ３の反転出力端子Ｑある
いは非反転出力端子Ｑバーに論理回路を介してそれぞれ
フィードバックされる。リセット回路２３は、外部回路
からのリセット信号Ｒおよび電圧検出回路１の検出出力
φ１の反転信号を入力するＯＲ回路によって構成され、
その出力は分周回路２２のＤフリップ・フロップ群Ｆ１
〜Ｆ３のリセット端子Ｒに供給される。

【００４２】また、伝達回路５は、電圧検出回路１の検
出出力φ１の反転信号とクロック発振回路２の出力であ
るクロック信号φ２を入力するＯＲ回路によって構成さ
れ、その出力はチャージポンプ回路４に供給される。

【００４３】チャージポンプ回路４は、電源電圧ＶＤＤ
と接地電圧の間に、ＭＯＳトランジスタで形成した第
１，２のスイッチＳ１，Ｓ２が直列に接続され、それら
のスイッチＳ１，Ｓ２の接続点に容量Ｃ１の一端を接続
する。また、電源電圧ＶＤＤと容量Ｃ１の他端の間にダ
イオードＤ１を接続し、容量Ｃ１の他端と昇圧電圧を出
力する出力端子ＶＯ１との間にダイオードＤ２を接続す
る。なお、これらダイオードＤ１，Ｄ２はスイッチＳ
１，Ｓ２と同様に第３，第４のＭＯＳスイッチで形成す
ることもできる。また、このチャージポンプ回路４は、
インバータＩ４１〜Ｉ４４を有し、クロック信号φ２を
時間的に重なりのないクロック信号φ３，φ４に変換
し、各スイッチＳ１，Ｓ２への駆動信号とする。なお、
時間的に重なりを無くしているのは、通常行われている
スイッチＳ１，Ｓ２の貫通電流を防止するためである。

【００４４】本実施の形態では、非相補型チャージポン
プ回路４の一例を示すもので，図５の従来例の相補型の
チャージポンプ回路と比較すると、容量が１つ少なくて
済む。また、本実施の形態においては、スイッチＳ１，
Ｓ２およびダイオードＤ１，Ｄ２にＭＯＳトランジスタ
を用いたが、必ずしもこれらに限定される必要はなく、
同様のスイッチング機能を持つ素子、例えばバイポーラ
トランジスタやＤＭＯＳトランジスタ等の種々のトラン
ジスタに置き換えることは可能である。

【００４５】本実施の形態は，２相クロック信号により
昇圧動作を行うチャージポンプ回路を有する電圧変換回
路について説明したが、多相クロック信号によって昇圧
動作を行うチャージポンプ回路に対して多相クロック信
号を供給するクロック発振回路にも容易に拡張すること
ができる。また、本実施の形態では、正の昇圧電圧を生
成する非相補型のチャージポンプ回路を有する電圧変換
回路について説明したが、負の昇圧電圧または正の降圧
電圧を生成する種々のチャージポンプに適用しても同様
に実現することができる。

【００４６】次に、上述した電圧変換回路の概略動作に
ついて説明する。

【００４７】まず電源投入時に、リセット回路２３は、
例えば同じ半導体基板上に構成されたパワーオンリセッ
ト回路や電源監視回路等の回路からのリセット信号Ｒを
受け取ると、分周回路２２のフリップ・フロップＦ１〜
Ｆ３の状態を初期化する。

【００４８】ここで、分圧電圧ＶＯ２が基準電圧ＶＲ１
よりも低ければ、電圧検出回路１の検出出力φ１はハイ
レベルになり、逆にＶＯ２がＶＲ１よりも高ければ、検
出出力φ１はローレベルになる。このように、分圧電圧
ＶＯ２が基準電圧ＶＲ１よりも低いとき、リセット回路
２３はローレベルを出力するので、分周回路２２のリセ
ット状態を解除すると共に、伝達回路としての論理ゲー
ト５はチャージポンプ回路４へクロック信号φ２を供給
することを許可する。このとき、分周回路２２のカウン
タ回路は、クロック供給回路２１によって生成される第
１のクロック信号の周期を８倍に分周し、チャージポン
プ回路４へクロック信号φ２の供給を始める。

【００４９】一方、チャージポンプ回路４は、インバー
タＩ４１〜Ｉ４４によりクロック信号φ２を時間的に重
なりのないクロック信号φ３，φ４に変換し、スイッチ
Ｓ１，Ｓ２へクロック信号φ３，φ４を供給する。これ
らのクロック信号φ３（φ４）がハイレベルのタイミン
グでは、スイッチＳ１がオフ、スイッチＳ２がオンとな
る。このとき、出力端子ＶＯ１には、電源電圧ＶＤＤよ
りダイオードＤ１，Ｄ２による電圧降下分下った電圧が
出力されるとともに、容量Ｃ１はダイオードＤ１を介し
電源電圧ＶＤＤに充電される。次に、クロック信号φ３
（φ４）がローレベルのタイミングでは、スイッチＳ１
がオン、スイッチＳ２がオフとなる。このとき、容量Ｃ
１と電源電圧ＶＤＤが直列に接続され、これにより補償
容量ＣＬが電源電圧ＶＤＤ以上に充電されると共に、昇
圧電圧ＶＯ１は電源電圧以上の電圧を出力する。

【００５０】このように、チャージポンプ回路４が昇圧
動作を行い、分圧電圧ＶＯ２が基準電圧ＶＲ１よりも高
く、つまり検出出力φ１がローレベルとなると、リセッ
ト回路２３はハイレベルを出力し、分周回路２２の状態
をリセットすると共に、伝達回路である論理ゲート５も
ハイレベルを出力するので、チャージポンプ回路４へク
ロック信号φ２を供給することを禁止する。

【００５１】上述した動作により、昇圧電圧ＶＯ１は基
準電圧ＶＲ１を基準とし、電源電圧ＶＤＤの１倍から２
倍の間の中間電圧を出力することができる。

【００５２】本実施の形態では、電源電圧ＶＤＤおよび
温度に対する依存性の少ないバンドギャップリファレン
ス回路の出力電圧を用いて基準電圧ＶＲ１を構成してい
るため、電源電圧変動による昇圧電圧ＶＯ１の変動は小
さい。

【００５３】以上の動作を要約して述べると、昇圧電圧
ラインに接続され、この電圧ＶＯ１の負荷、例えばオペ
アンプが電力を消費すると、昇圧電圧ＶＯ１，分圧電圧
ＶＯ２は低下し、基準電圧レベルＶＲ１より低くなる。
すると、クロク発振回路２の発振を制御する電圧検出出
力φ１がハイレベルになり、クロック発振回路２により
クロック信号φ２が生成される。これにより、チャージ
ポンプ回路４が動作して昇圧出力ＶＯ１を昇圧する。ま
た、分圧電圧ＶＯ２が基準電圧ＶＲ１より高くなると、
検出出力φ１がローレベルとなり、分周回路２２はリセ
ット状態に固定され、チャージポンプ回路４の昇圧動作
も停止する。したがって、昇圧電圧ＶＯ１の上昇が停止
する。つまり、出力電圧ＶＯ１は基準電圧ＶＲ１を中心
としたある程度の変動幅（この変動幅をリップル電圧と
呼ぶ）をもって、常に高い電圧を維持することになるの
である。

【００５４】前述したように、従来の相補型のチャージ
ポンプ回路では、チャージポンプ回路へ供給されるクロ
ック信号がハイレベルであってもローレベルであって
も、必ず昇圧動作から動作が始まっていたのに対し、本
実施の形態では、非相補型のチャージポンプ回路４を用
いることにより、内部クロック信号φ３がローレベル、
φ４もローレベルのタイミングのときだけ、昇圧電圧Ｖ
Ｏ１を昇圧する。

【００５５】要するに、本実施の形態におけるクロック
発振回路２は、分圧電圧ＶＯ２が基準電圧ＶＲ１より高
くなると、分周回路２２はリセット状態に固定され、分
圧電圧ＶＯ２が基準電圧ＶＲ１より低くなると、チャー
ジポンプ回路４は必ず昇圧電圧ＶＯ１を昇圧する動作か
ら始まる。したがって、分圧電圧ＶＯ２が基準電圧ＶＲ
１より高くなり、チャージポンプ回路４へのクロック信
号φ２の供給が禁止されたときに、クロック供給回路２
１は発振状態のままでよい。このように、本実施の形態
では、非相補型のチャージポンプ回路４に対してクロッ
ク信号を供給することにより、昇圧電圧に現れるリップ
ル電圧を低減している。

【００５６】次に、上述した電圧変換回路の各種信号に
基く詳細な回路動作について、図２を参照し説明する。

【００５７】図２は図１における各種信号のタイミング
図である。図２に示すように、電源投入後、時刻ｔ１ま
では、出力端子に出力される電圧ＶＯ１が目標出力電圧
まで昇圧されていないため、電圧検出出力φ１はハイレ
ベルである。したがって、分周回路２２はクロック供給
回路２１の出力をカウントし、クロック信号φ２を生成
する。この分周回路２２は、３ビットのカウンタで構成
した場合、クロック供給回路２１の出力（パルス）を４
個カウントしたときに、半周期となるクロック信号が生
成される。また、比較器１１から出力される電圧検出出
力φ１がハイレベルであるので、論理ゲート５はチャー
ジポンプ回路４に対しクロック信号φ２を伝達可能な状
態とする。この結果、チャージポンプ回路４はクロック
信号φ２にしたがって昇圧動作を行う。なお、比較器１
１の出力から比較器１１の入力までの回路、特にチャー
ジポンプ回路４の動作遅延のため、時刻ｔ１において、
出力ＶＯ１が目標出力電圧（すなわち、基準電圧ＶＲ
１）に到達しても、直ちに比較器１１の出力φ１は反転
できない。

【００５８】このような回路遅延分が経過した時刻ｔ２
において、比較器１１の出力φ１が反転してロウレベル
となると、チャージポンプ回路４に対するクロック信号
φ２の供給を停止するとともに、分周回路２２の状態を
リセットする。この結果、次にチャージポンプ回路４が
動作するときには、クロック信号φ２がロウレベル、す
なわち内部クロックφ３によりスイッチＳ１を動作させ
るので、出力ＶＯ１は昇圧の状態から動作を始める。

【００５９】ついで、時刻ｔ３において、出力端子に接
続された負荷（図示省略）から負荷電流が引張られる。
この負荷電流によって、容量ＣＬに蓄積されていた電荷
が消去されるので、出力電圧ＶＯ１は低下する。

【００６０】さらに、時刻ｔ４において、出力電圧ＶＯ
１は目標出力電圧（基準電圧ＶＲ１）よりも小さくなる
が、回路遅延により比較器１１の出力φ１は即座には反
転できない。ようやく、時刻ｔ５において、出力φ１が
ロウからハイレベルに立ち上がる。これにより、論理ゲ
ート５はチャージポンプ回路４にクロック信号φ２の伝
達を可能にする。しかし、分周回路２２は、クロック供
給回路２１の出力をカウント中であるため、クロック信
号φ２はロウレベルを出力している。したがって、論理
ゲート５は検出出力φ１の反転信号（ロウレベル）をチ
ャージポンプ回路４に供給する。すなわち、検出出力φ
１の反転信号はロウレベルであるため、チャージポンプ
回路４は昇圧動作を行う。

【００６１】ついで、時刻ｔ６において、出力電圧ＶＯ
１（分圧電圧ＶＯ２）は基準電圧ＶＲ１である目標出力
電圧よりも大きくなる。この後、回路遅延のため、実際
には時刻ｔ７において、比較器１１の検出出力φ１は反
転する。

【００６２】以下、負荷電流が流れている間は、上述し
た動作を繰返す。

【００６３】要するに、負荷電流が流れていないとき
は、チャージポンプ回路４に一定周波数のクロック信号
φ２が供給され、また負荷電流が流れるときは、チャー
ジポンプ回路４に負荷電流の大きさによってその周波数
（その周波数はクロック信号φ２の周波数よりも高い）
を決める電圧検出出力φ１が供給される。

【００６４】図３は本発明の第２の実施の形態を説明す
るための電圧変換回路図である。図３に示すように、本
実施の形態は、前述した図１における実施の形態と比較
して異なる点は、クロック供給回路２１が同一の半導体
基板上にないことである。

【００６５】本実施の形態におけるクロック供給回路２
１は、例えば外部に構成された水晶発振器からクロック
信号を供給されている。図１で説明したように、昇圧電
圧ＶＯ１の分圧電圧ＶＯ２が基準電圧ＶＲ１より高くな
り、チャージポンプ回路４へのクロック信号φ２の供給
が禁止されたときに、クロック供給回路２１は発振状態
のままでよい。そのため、分周回路２２へ供給されるク
ロック信号は、半導体基板外部に構成された水晶発振器
から供給されても構わないことになる。

【００６６】その他の回路および動作については、まっ
たく同様であるため、説明を省略する。図４は本発明の
第３の実施の形態を説明するための電圧変換回路図であ
る。図４に示すように、本実施の形態は、負の昇圧電圧
を生成するチャージポンプ回路によって構成される例で
あり、昇圧電圧ＶＯ１の分圧電圧ＶＯ２と基準レベルＶ
Ｒ１との大小を検出する電圧検出回路１と、この検出結
果φ１に応じて発振制御されるクロッククロック発振回
路２と、クロック信号φ２により容量の充電を行って昇
圧電圧ＶＯ１を生成するチャージポンプ回路４と、検出
結果φ１に応じてクロック信号φ２のチャージポンプ回
路４への伝達を制御する伝達回路としての論理ゲート５
と、補償容量ＣＬとからなっている。

【００６７】この実施の形態における電圧検出回路１
は、比較器１１と、基準電圧ＶＲ１，ＶＲ２と、演算増
幅器１２と、小圧電圧ＶＯ１を分圧するための抵抗Ｒ１
〜Ｒ４とから形成される。抵抗Ｒ１，Ｒ２は、演算増幅
器１２の出力と接地との間に直列に接続され且つその接
続点が比較器１１の反転入力端子へ接続される。また、
基準電圧ＶＲ２は演算増幅器１２の非反転入力端子に接
続され、演算増幅器１２の出力および昇圧電圧ＶＯ１間
に直列に接続される抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点が反転入力
端子に接続される。この演算増幅器１２の非反転入力端
子に接続される基準電圧ＶＲ２は、半導体基板上以外の
外部からの安定な電源から供給することが可能である
が、好適には同一の半導体基板上に集積化されたバンド
ギャップリファレンス回路等の安定化電源から供給され
ることが望ましい。

【００６８】また、クロック発振回路２は、クロック供
給回路２１，分周回路２２およびリセット回路２３から
なるが、それらの構成および動作については、前述した
第１の実施の形態と比較して、リセット回路２３の検出
結果φ１入力を反転させていない点が異なるだけであ
り、その他は同様であるので、説明は省略する。また、
伝達回路としての論理ゲート５も、電圧検出回路１の検
出結果φ１とクロック発振回路２の出力であるクロック
信号φ２を入力とするＯＲ回路によって構成され、検出
結果φ１を反転させていない点が、リセット回路２３と
同様に異なっている。

【００６９】一方、チャージポンプ回路４は、インバー
タＩ４１〜Ｉ４４と、電源電圧ＶＤＤと接地電圧の間に
直列に接続された第１，２のスイッチＳ１，Ｓ２と、こ
れら第１，２のスイッチＳ１，Ｓ２の接続点に一端を接
続した容量Ｃ１と、容量Ｃ１の他端と接地間および容量
Ｃ１の他端と出力端子ＶＯ１間にそれぞれ接続したダイ
オードＤ１，Ｄ２とを備えている。このチャージポンプ
回路４が、前述した第１の実施の形態と比較して異なる
点は、ダイオードＤ１，Ｄ２の接続位置にあり、その他
は同様である。なお、これらのダイオードＤ１，Ｄ２
も、第１の実施の形態と同様に、スイッチＳ１，Ｓ２と
同様のＭＯＳトランジスタを用いて構成することもでき
る。

【００７０】次に、上述した電圧変換回路の動作につい
て説明する。

【００７１】まず、電源投入時に、例えば同じ半導体基
板上に構成されたパワーオンリセット回路や電源監視回
路等の回路からのリセット信号Ｒを受信すると、リセッ
ト回路２３は分周回路２２の各Ｄフリップ・フロップか
らなるカウンタ回路（図１参照）の状態を初期化する。

【００７２】ここで、昇圧電圧ＶＯ１の分圧電圧ＶＯ２
が基準電圧ＶＲ１よりも低ければ、電圧検出回路１の検
出結果φ１はハイレベルとなり、逆に電圧ＶＯ２が基準
電圧ＶＲ１よりも高ければ、検出結果φ１はローレベル
になる。この検出結果φ１がローレベルのとき、リセッ
ト回路２３はローレベルを出力し、分周回路２２のリセ
ット状態を解除すると共に、伝達回路としての論理ゲー
ト５がチャージポンプ回路４へクロック信号φ２を供給
することを許可する。このとき、分周回路２２のカウン
タ回路は、クロック供給回路２１によって生成される第
１のクロック信号の周期を８倍に分周し、チャージポン
プ回路４へクロック信号φ２の供給を始める。

【００７３】一方、チャージポンプ回路４は、インバー
タＩ４１〜Ｉ４４によりクロック信号φ２を時間的に重
なりのないクロック信号φ３，φ４に変換し、スイッチ
Ｓ１，Ｓ２へ内部クロック信号φ３，φ４を供給する。
これらクロック信号φ３，φ４がローレベルのタイミン
グでは、スイッチＳ１がオンし、スイッチＳ２がオフと
なる。このとき、容量Ｃ１が電源電圧ＶＤＤに充電され
る。次に、クロック信号φ３，φ４がハイレベルのタイ
ミングでは、スイッチＳ１がオフし、スイッチＳ２がオ
ンとなり、補償容量ＣＬが−ＶＤＤ以下に充電されるど
で、出力端子の昇圧電圧ＶＯ１は−ＶＤＤ以下の電圧を
出力する。

【００７４】このチャージポンプ回路４が昇圧動作を行
い、分圧電圧ＶＯ２が基準電圧ＶＲ１よりも低い、つま
り検出結果φ１がハイレベルとなると、リセット回路２
３はハイレベルを出力し、分周回路２２の状態をリセッ
トすると共に、論理ゲート５がチャージポンプ回路４へ
クロック信号φ２を供給することを禁止する。

【００７５】かかる動作により、昇圧電圧ＶＯ１は基準
電圧ＶＲ１を基準とした電源電圧の１倍の間の負の中間
電圧を出力することができる。

【００７６】本実施の形態では、電源電圧および温度に
対する依存性の少ないバンドギャップリファレンス回路
の出力電圧を用いて、基準電圧ＶＲ１，ＶＲ２を構成し
ているため、電源電圧変動による昇圧電圧ＶＯ１の変動
は小さい。

【００７７】また、上述した第３の実施の形態を変更
し、クロック供給回路２１を同一の半導体基板上に形成
するのではなく、前述した図２の第２の実施の形態と同
様に、例えば外部に構成された水晶発振器からクロック
信号を供給するようにしてもよい。

【００７８】上述した各実施の形態の具体的な実施例と
して、容量Ｃ１，補償容量ＣＬをそれぞれ４．７μＦと
し、チャージポンプ回路４に供給されるクロック信号の
発振周波数を５００ｋＨｚとしたとき、本発明の実施の
形態における電圧変換回路は、部品数を削減するととも
に、昇圧電圧ＶＯ１の変動が約±２５ｍＶとすることが
でき、従来の回路と比較しても低く抑えることができ
る。

【００７９】以上，本発明の具体的実施の形態について
説明したが、本発明はこれら具体例にのみ限定されるも
のではなく、本発明の技術的範囲を逸脱することなしに
種々の変形が可能であることは勿論である。

【００８０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の電圧変換
回路は、非相補型のチャージポンプ回路を用いることに
より、部品数が少なくできるという効果がある。

【００８１】また、本発明は、昇圧電圧が基準電圧より
も低くなることが電圧検出回路で検出されると、必ず昇
圧動作から動作するクロック信号を生成することによ
り、非相補型のチャージポンプ回路を用いてもリップル
電圧を小さくできるという効果がある。

【００８２】また、本発明は、基準電圧レベルを電源電
圧および温度依存性の少ないバンドギャップリファレン
ス回路の出力により設定することにより、基準電圧レベ
ルが変動しも昇圧電圧の変動として現れる影響を小さく
できるという効果がある。

【００８３】さらに、本発明は、昇圧電圧が基準電圧よ
りも高くなることが電圧検出回路で検出されたときにク
ロック発振回路の各節点の状態を固定にしなくても、昇
圧電圧が基準電圧よりも低くなることが電圧検出回路で
検出されると、必ず昇圧動作から動作するクロック信号
を生成することにより、クロック供給回路（リングオシ
レータ）を半導体基板上に内蔵しなくても済むので、チ
ップ面積を削減でき、電源電圧や温度に対するクロック
信号の周波数の精度を良くするとともに、消費電力も少
なくすることができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態を説明するための電
圧変換回路図である。

【図２】図１における各種信号のタイミング図である。

【図３】本発明の第２の実施の形態を説明するための電
圧変換回路図である。

【図４】本発明の第３の実施の形態を説明するための電
圧変換回路図である。

【図５】従来一例を説明するための電圧変換回路図であ
る。

【符号の説明】

１電圧検出回路２クロック発振回路４チャージポンプ回路５論理ゲート１１比較器１２演算増幅器２１クロック供給回路２２分周回路２３リセット回路ＶＲ１，ＶＲ２基準電圧Ｉ２〜Ｉ６，Ｉ４１〜Ｉ４４インバータＦ１〜Ｆ３フリップ・フロップＳ１，Ｓ２ＭＯＳスイッチＤ１，Ｄ２ダイオードＶＯ１出力電圧（出力端子）ＶＯ２分圧電圧 φ１検出信号 φ２クロック信号 φ３，φ４スイッチ制御信号Ｒリセット端子ＣＫクロック端子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】出力端子に得られた昇圧電圧の所定基準
電圧に対する大小を検出する電圧検出手段と、クロック
発振手段と、前記クロック発振手段の出力クロックによ
り容量の充電を行って前記昇圧電圧を生成するチャージ
ポンプ手段と、前記電圧検出手段の検出結果に応じ、前
記クロック発振手段からの前記出力クロックを前記チャ
ージポンプ手段へ伝達するか否かを制御する伝達制御手
段とを有することを特徴とする電圧変換回路。
【請求項２】前記伝達制御手段は、前記クロック発振
手段の前記出力クロックおよび前記電圧検出手段の前記
検出結果のオア論理をとる論理ゲートで形成した請求項
１記載の電圧変換回路。
【請求項３】出力端子に得られた昇圧電圧を分圧した
分圧電圧と所定の基準電圧とを比較してその大小関係を
検出する電圧検出回路と、クロック供給回路と，前記ク
ロック供給回路の出力を分周する分周回路と，前記分周
回路をリセットするリセット回路とを備えたクロック発
振回路と、前記クロック発振回路のクロック出力および
前記電圧検出回路の検出出力の論理をとる論理ゲート回
路と、１つの容量素子とその充放電手段を備え、前記論
理ゲート回路の出力に基いて前記容量素子の充電を行う
ことにより前記昇圧電圧を生成するチャージポンプ回路
とを有し、前記電圧検出回路の検出結果に応じて前記ク
ロック発振回路を制御することにより、前記クロック発
振回路からのクロック信号を前記論理ゲート回路を介し
前記チャージポンプ回路へ供給することを特徴とする電
圧変換回路。
【請求項４】前記クロック供給回路は、直列に且つリ
ング状に接続した奇数個のインバータと、前記奇数個の
インバータの各接続点および接地間にそれぞれ形成され
る寄生容量と、前記奇数個のインバータの最終段に直列
に接続した１個以上のインバータとで形成した請求項３
記載の電圧変換回路。
【請求項５】前記分周回路は、前記クロック供給回路
の出力クロックを計数する縦続接続された複数個のフリ
ップ・フロップを備え、それぞれ前記リセット回路の出
力によってリセットされる請求項３記載の電圧変換回
路。
【請求項６】前記リセット回路は、外部リセット端子
からのリセット信号および前記電圧検出回路の出力のい
ずれかにより前記分周回路の状態をリセットする請求項
３記載の電圧変換回路。
【請求項７】前記チャージポンプ回路は、非相補型の
チャージポンプ回路である請求項３記載の電圧変換回
路。
【請求項８】前記電圧検出回路は、比較器と抵抗から
形成し、前記比較器に供給される前記所定の基準電圧を
バンドギャップリファレンス回路の出力電圧から供給す
る請求項３記載の電圧変換回路。
【請求項９】前記電圧検出回路は、比較器と抵抗と演
算増幅器から形成し、前記比較器および前記演算増幅器
の各基準電圧をバンドギャップリファレンス回路の出力
電圧から供給する請求項３記載の電圧変換回路。
【請求項１０】前記クロック供給回路は、半導体集積
回路の外部に形成され、外部端子を介してクロックを供
給される請求項３記載の電圧変換回路。
【請求項１１】前記電圧検出回路と前記論理ゲートお
よび前記チャージポンプ回路を１つの半導体基板上に形
成し、前記クロック発振回路を前記１つの半導体基板の
外部に形成した請求項３記載の電圧変換回路。