JP3964652B2 - 水晶発振装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体集積回路化した水晶発振装置に係り、特に水晶発振回路の発振停止時の発振再起動に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来より、水晶発振装置は時計等に使用されているが、水晶発振回路の発振が停止することがあり、その際には、付加されている発振再起動回路により水晶発振回路を再起動する。
【0003】
図10は従来の水晶発振装置の構成例を示したブロック図である。水晶発振装置は、定電圧回路1と、定電圧回路1の出力300を電源とする水晶発振回路2と、この水晶発振回路2からの発振信号(クロック)CLKを入力として、水晶発振回路2の発振停止を検知する検出信号CHKを定電圧回路1に出力する発振停止検出回路3を有している。ここで、定電圧回路1は定電流源制御信号200を生成するバイアス回路11と、定電圧を生成して水晶発振回路2に供給すると共に水晶発振回路2を発振再起動する電圧を出力する出力アンプ12から構成されている。
【0004】
図11は図10に示した発振停止検出回路3の構成例を示した回路図である。発振停止検出回路3は、水晶発振回路2からのクロックCLKを入力信号とする反転回路31と、この反転回路31の入力をゲートに接続し、反転回路31の出力をソースに接続するP型MOSトランジスタ32と、P型MOSトランジスタ32のドレインDとバルクBを接続し、その接続点に一端を接続した抵抗33と、抵抗33のもう一端と低電位電源VSS間に接続したコンデンサ34と、クロックCLKを入力とする反転回路35と、この反転回路35の出力を入力とする反転回路36と、反転回路35の出力をゲートに接続し、反転回路36の出力をソースに接続するP型MOSトランジスタ37と、P型MOSトランジスタ37のドレインDとバルクBを接続し、その接続点に一端を接続した抵抗38と、抵抗38のもう一端と低電位電源VSS間に接続したコンデンサ39と、抵抗33とコンデンサ34の接続点をAとし、抵抗38とコンデンサ39の接続点をBとし、これらA点とB点を入力とするNAND回路40と、P型MOSトランジスタ32のバルクBと低電位電源VSS間の寄生ジャンクションダイオード211と、抵抗33と低電位電源VSS間の寄生ジャンクションダイオード212と、P型MOSトランジスタ37のバルクBと低電位電源VSS間の寄生ジャンクションダイオード213と、抵抗38と低電位電源VSS間の寄生ジャンクションダイオード214とで構成され、NAND回路40の出力を信号CHK(水晶発振停止の検出信号)としている。
【0005】
次に上記従来例の動作について図12に示した動作タイミングチャートを参照して説明をする。まず、通常動作時(即ち水晶発振回路2がクロックCLKを出力している状態)は、発振停止検出回路3に水晶発振回路2から出力されるクロックCLKが正常に入力されている。この時、図12(c)に示すように、入力信号CLKがパルス入力のため、CLKがローレベルの“L”の時はP型MOSトランジスタ32が“オン”し、反転回路31の出力はハイレベルの“H”であるため、A点はハイレベルに成り、コンデンサ34は充電されて、その端子電圧はハイレベルに成る。この時、反転回路35の出力はハイレベルで、P型MOSトランジスタ37はオフであるため、コンデンサ39からの放電電流が寄生ジャンクションダイオード213、214を通して流れる。
【0006】
一方、クロックCLKがハイレベルの時は、P型MOSトランジスタ32はオフと成るため、コンデンサ34からの放電電流が寄生ジャンクションダイオード211、212を通して流れる。この時、反転回路35の出力はローレベルで、P型MOSトランジスタ37はオンであり、反転回路36の出力はハイレベルであるため、B点はハイレベルとなって、コンデンサ39は充電されて、その端子電圧はハイレベルに成る。
【0007】
クロックCLKはある程度速い周波数であるため、コンデンサ34、39の端子電圧のレベルが変わるほどの放電はされないように設計されている。従って、コンデンサ34、39の端子電圧は即ち、A点、B点の電圧は図12の(d)、(e)に示すようにクロックCLKが正常入力されている期間はハイレベルを維持している。
【0008】
このため、通常動作時は、A点、B点共にハイレベルを保持しており、これら電位を入力するNAND回路40の出力CHKは図12(f)に示すようにローレベルに成り、このローレベルのCHKが定電圧回路1の出力アンプ12に入力される。出力アンプ12はローレベルのCHKが入力されている時、その出力300として図12(b)に示すように定電圧のVREGを水晶発振回路2の電源VDXとして出力し、これにより、水晶発振回路2は、このVREGを電源として発振動作する。尚、図10に示した水晶発振装置には図12(a)で示した電源電圧VDDが常時供給されている。
【0009】
ここで、定電圧回路1の出力VREGの意味について、水晶発振回路2の発振特性の観点から説明する。水晶発振回路2は発振開始に必要な発振開始電圧Vstaと発振維持に必要な発振維持電圧Vholdとがある。通常、VstaとVholdの関係は、Vsta>Vholdである。
【0010】
発振を開始させるには、水晶発振回路2の電源VDXはVsta以上が必要であり、出力300をVREGから高電位電源VDDに変化させ、定電圧回路1をBackUp状態にして、これを水晶発振回路2に供給して再起動する。やがて、水晶発振回路2は発振安定状態になり、電源電圧VDXがVhold電圧まで低下しても発振動作できるようになる。そこで、定電圧回路1の出力300をVholdより少し高い所定の定電圧VREGに変更し、水晶発振回路2の電源VDXに供給することで、水晶発振回路2の消費電流を削減することができる。尚、VDDとVREG(所定の定電圧)とVstaおよびVholdの電圧の関係を表すと以下のようになる。
【0011】
VDD>Vsta>VREG>Vhold…(1)
次に水晶発振回路2から何らかの原因でクロック出力されなくなった場合を説明する。水晶発振回路2の発振動作が停止すると、発振停止検出回路3の入力クロックCLKが止まるが、その止まり方は、ローレベルで止まるか、ハイレベルで止まるかの2ケースがある。そこで、例えばクロックCLKがハイレベルで止まった場合について説明する。
【0012】
信号CLKがハイレベルで止まると、発振停止検出回路3のP型MOSトランジスタ37は“オン”しており、B点はハイレベルになったままとなる。逆に、P型MOSトランジスタ32はオフであるため、コンデンサ34は寄生ジャンクションダイオード211、212の逆方向のリーク電流で放電され、この放電により図12(d)で示すように、A点がNAND回路40の閾値電圧Vthcを下回ると、NAND回路40はA点のローレベルとB点のハイレベルが入力され、その出力信号CHKはハイレベルとなる。
【0013】
これにより、定電圧回路1にBackUpがかかり、その出力電圧が図12(b)に示すようにVREGの電位からVDDの高電位になるため、水晶発振回路2の電源VDXにVDDが供給されて、水晶発振回路2にVsta以上の電圧がかかって再び発振を開始する。水晶発振回路2が再発振して正常状態になると、NAND回路40の出力CHKがローレベルに戻るため、定電圧回路1の出力300がVREGになって水晶発振回路2を低消費電力で動作させる。
【0014】
また、他の従来例(特開昭63−185121参照)として、第1の発振回路の出力を遅延した出力と、遅延前の元の出力との排他的論理和を排他的論理和回路で取って得られる信号の反転信号を作成し、この反転信号を第1のフリップフロップのリセットに入力し、第2の発振回路の発振信号によりこの第1のフリップフロップを動作させると共に第2のフリップフロップを動作させ、この第2のフリップフロップのD入力に第1のフリップフロップの出力を入力し、この第2のフリップフロップの出力を第1の発振回路のリセットに入力して構成される発振装置がある。
【0015】
この発振装置では、第1の発振回路が発振停止した場合には排他的論理和回路の出力が常にローレベルになるため、第1のフリップフロップはリセットがかからなくなって第2の発振回路の出力を分周し続け、それを発振停止の検出信号とし、この検出信号を第1の発振回路にリセット信号として帰還することにより、第1の発振回路を再発振させるものである。
【0016】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記した前者の従来例では、低消費電力であるが、水晶発振回路2の発振停止の検出信号CHKをジャンクションリークにより得るため、検出時間が温度やプロセスによってバラツキ及び、外部からの入射光に大きく依存して動作が不安定で、最悪の場合は検出誤動作を生じる可能性がある。また、検出時間が上記理由により不安定で設計が困難であり、合わせ込みの為の試作回数が増えて開発期間の増大を招くという不具合があった。更に、ジャンクションリークにより発振停止の検出時間を確保するため、検出を迅速化するにはジャンクションリークを増大させなければならず、それには大きなジャンクション面積が必要になって回路のパターン面積が大きくなり、チップサイズが増大するので、小さなチップサイズが要求される時計用などに用いるには極めて不都合であった。
【0017】
また、上記した後者の従来例では、発振停止の検出信号は第1、第2のフリップフロップ等の論理回路により得られるため、検出時間が安定、且つ確定的にすることができ、検出誤動作を生じることがなく、また検出時間の設計が容易となる。しかし、前者の従来例のように発振回路の消費電力を低減させることについては記載がなく不明なため、電池寿命が問題になる時計用などに用いることができないという問題がある。
【0018】
また、後者の従来例は、カウンタを制御して発振回路のリセットをかけるものであるが、そのリセットをかけるときの信号が間欠(パルス)であった。この場合、第1の発振器回路1が発振再開する前に、リセットが解除され、その動作が繰り返されつづける場合、発振が再開されない場合があった。
【0019】
本発明は、上述の如き従来の課題を解決するためになされたもので、その目的は、低消費電力を損なうことなく、発振停止の検出信号を安定且つ確実に得られるようにして、設計を容易にすることができ且つ合わせ込みの為の試作回数を減らすことができる水晶発振装置を提供することである。
【0020】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の第1の特徴は、低電位の第1の電圧と高電位の第2の電圧を発生する定電圧回路と、前記定電圧回路に接続され、前記定電圧回路から出力される第1の電圧或いは第2の電圧を電源として供給されることによって第1のクロックを発振する水晶発振回路と、前記定電圧回路に接続され、第2のクロックを発生するマルチバイブレータ回路と、前記定電圧回路およびマルチバイブレータ回路に接続され、前記第2のクロックをカウントし、前記第1のクロックでリセットされ、且つ前記第1のクロックが入力している時に第1の電位となる制御信号を出力し、前記第1のクロックが入力されていない時に第2の電位となる制御信号を出力するカウンタ回路とを具備し、前記定電圧回路は、前記カウンタ回路から前記第1或いは第2の電位となる制御信号を入力し、これら第1、第2の電位となる制御信号に基づいて前記第1の電圧を前記水晶発振回路に出力するか、或いは前記第2の電圧を前記水晶発振回路に出力するかを切り換えることである。
【0021】
この発明によれば、水晶発振回路から第1のクロックが発生されて、カウンタ回路に前記クロックが入力されている時には、第1の電位となる制御信号が定電圧回路に入力されるため、定電圧回路の電圧切替手段は低電位の第1の電圧を水晶発振回路に出力して、この水晶発振回路を発振させる。一方、水晶発振回路からの第1のクロックの発生が停止した時には、第2の電位となる制御信号が定電圧回路に入力されるため、定電圧回路の電圧切替手段は高電位の第2の電圧を水晶発振回路に出力して、この水晶発振回路を再起動する。
【0022】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図1は、本発明の水晶発振装置の第1の実施形態に係る構成を示したブロック図である。但し、従来例と同様の部分には同一符号を付して説明する。水晶発振装置は、定電圧回路1と、定電圧回路1の出力300を電源VDXとする水晶発振回路2と、水晶発振回路2の出力信号(クロック)CLKをリセット入力とし、マルチバイブレータ5からのクロックCPをカウントすることによって、水晶発振回路2の発振停止を検知する検出信号CHKを定電圧回路1に出力するカウンタ4と、カウンタ4でカウントされるクロックCPを常時発生するマルチバイブレータ5を有している。
【0023】
ここで、定電圧回路1は定電流源制御信号200及び制御信号VP、VNを生成するバイアス回路11と、定電圧を生成して水晶発振回路2に供給すると共に、水晶発振回路2を発振再起動する高電圧を出力する出力アンプ12から構成されている。
【0024】
図2は上記した定電圧回路1の構成例を示した回路図である。定電圧回路1のバイアス回路11は、高電位電源VDDと、低電位電源VSSと、この高電位電源VDDにソースSとバルクBを接続したP型MOSトランジスタ21と、P型MOSトランジスタ21のドレインDに一端を接続した抵抗22と、この抵抗22のもう一端にドレインDを接続し、ゲートGを抵抗22とP型MOSトランジスタ21の接続点に接続し、ソースSとバルクBを低電位電源VSSに接続したN型MOSトランジスタ23と、高電位電源VDDにソースSとバルクBを接続し、ゲートGとドレインDの接続点をP型MOSトランジスタ21のゲートGに接続したP型MOSトランジスタ24と、P型MOSトランジスタ24のドレインDにドレインDを接続し、ゲートGをN型MOSトランジスタ23のドレインDに接続し、ソースSとバルクBを低電位電源VSSに接続したN型MOSトランジスタ25とから構成されている。
【0025】
定電圧回路1の出力アンプ12は、N型MOSトランジスタ23のドレインDを反転(−)入力端に接続した差動増幅器26と、この差動増幅器26の出力端にゲートGを接続し、高電位電源VDDにソースSとバルクBを接続したP型MOSトランジスタ27と、P型MOSトランジスタ27のゲートGとドレインD間に接続したコンデンサ28と、ソースSをP型MOSトランジスタ27のドレインDに接続し、バルクBを高電位電源VDDに接続し、ゲートG及びドレインDを差動増幅器26の非反転(+)入力端に接続したP型MOSトランジスタ29と、ソースSとバルクBを低電位電源VSSに接続し、ゲートGとドレインDをP型MOSトランジスタ29のゲートGとドレインDに接続したN型MOSトランジスタ30と、高電位電源VDDにソースSとバルクBを接続し、ドレインDをP型MOSトランジスタ27のドレインDに接続し、ゲートGに反転回路62の出力を入力するP型MOSトランジスタ61と、外部から入力される検出信号CHKを反転する反転回路62とから構成され、P型MOSトランジスタ27のドレインDとP型MOSトランジスタ29のソースSの接続点が定電圧VREGの出力となる。
【0026】
図3は上記した水晶発振回路2の構成例を示した回路図である。水晶発振回路は、反転回路81と、この反転回路81に並列に接続された帰還抵抗82と、反転回路81の入力端と低電位電源VSS間に接続されたコンデンサ83と、反転回路81の出力端に一端が接続された出力抵抗84と、出力抵抗84のもう一端と低電位電源VSS間に接続されたコンデンサ85と、両端をコンデンサ83とコンデンサ85に接続された水晶振動子86、反転回路81の出力を入力とする反転回路87と、反転回路87の出力を入力とする分周回路88とで構成され、これら回路には電源VDXが供給される。
【0027】
この回路は、水晶振動子86の振動を利用して所定周波数のパルスを得、このクロックパルスを分周回路88で分周してクロックCLKとして出力する回路である。
【0028】
図4は上記したマルチバイブレータ5の詳細例を示した回路図である。マルチバイブレータ5は、それぞれのゲートGにP型MOSトランジスタ側電流源制御信号VPを入力し、それぞれのソースSとバルクBを高電位電源VDDに接続したP型MOSトランジスタ41、42、43と、それぞれのゲートGにN型MOSトランジスタ側電流源制御信号VNを入力し、それぞれのソースSとバルクBを低電位電源VSSに接続したN型MOSトランジスタ44、45、46と、P型MOSトランジスタ41のドレインDを高電位電源とし、N型MOSトランジスタ44のドレインDを低電位電源とし且つ、反転回路49の出力を入力とする反転回路47と、P型MOSトランジスタ42のドレインDを高電位電源とし、N型MOSトランジスタ45のドレインDを低電位電源とし且つ、反転回路47の出力を入力とする反転回路48と、P型MOSトランジスタ43のドレインDを高電位電源とし、N型MOSトランジスタ46のドレインDを低電位電源とし且つ、反転回路48の出力を入力とする反転回路49と、反転回路47の出力と低電位電源VSS間に接続したコンデンサ401と、反転回路48の出力と低電位電源VSS間に接続したコンデンサ402と、反転回路49の出力を入力とし、高電位電源VDDと低電位電源VSSを電源とし、且つ反転回路49の出力を入力としてクロックCPを出力する反転回路50を有する。
【0029】
マルチバイブレータ5の回路は、制御信号VPとVNによってP型MOSトランジスタ41、42、43及びN型MOSトランジスタ44、45、46の電流を制御し、反転回路47、48、49を微小電流で動作させ且つ、低速周波数のクロックCPを反転回路50から出力するものである。本実施形態においては、VP、VNを定電圧回路1のバイアス回路11から供給することによって、定電流源制御信号200と兼用するようにしている。
【0030】
図5は上記したカウンタ4の構成例を示したブロック図である。高電位電源VDDをデータ入力(D)とし、クロックCPをクロック入力(CP)とし、リセット信号R(クロックCLKに同じ)をリセット入力(R)とするD型フリップフロップ51と、D型フリップフロップ51の出力Qをデータ入力(D)とし、クロックCPをクロック入力(CP)とし、リセット信号Rをリセット入力(R)とするD型フリップフロップ52と、D型フリップフロップ52の出力Qをデータ入力(D)とし、クロックCPをクロック入力(CP)とし、リセット信号Rをリセット入力(R)とするD型フリップフロップ53と、リセット信号Rを反転させる反転回路57と、高電位電源VDDをデータ入力(D)とし、クロックCPをクロック入力(CP)とし、反転回路57からの反転リセット信号Rをリセット入力(R)とするD型フリップフロップ54と、D型フリップフロップ54の出力Qをデータ入力(D)とし、クロックCPをクロック入力(CP)とし、反転回路57からの反転リセット信号Rをリセット入力(R)とするD型フリップフロップ55と、D型フリップフロップ55の出力Qをデータ入力とし、クロックCPをクロック入力(CP)とし、反転回路57からの反転リセット信号Rをリセット入力(R)とするD型フリップフロップ56と、D型フリップフロップ53の出力Qを入力QAとし、D型フリップフロップ56の出力Qを入力QBとして、水晶発振停止の検出信号CHKを出力するOR回路58を有している。
【0031】
次に本実施形態の概略動作について図6に示した動作タイミングチャートを参照して説明する。定電圧回路1の出力である定電流源制御信号VN、VPはそれぞれ異なる所定の電圧であり、これらがマルチバイブレータ5に入力されている。マルチバイブレータ5は前記定電流源制御信号VN、VPで決定される定電流により発振動作し、図6(d)に示すような所定の周波数のクロックCPを常時カウンタ4のクロック入力(CP)に出力する。また、通常時、定電圧回路1の出力300として図6(b)に示すような定電圧VREGが水晶発振回路2に供給され、水晶発振回路2はこのVREGを電源として低消費電力で発振し、図6(c)に示すようなクロックCLKをカウンタ4のリセット入力(R)に出力する。
【0032】
通常動作時(即ち、水晶発振回路2が正常にクロックCLKを出力している状態)、カウンタ4のリセット入力Rに水晶発振回路2からクロックCLKが入力されている。この時、クロックCLKの周波数とクロックCPの周波数との間には2×CLK>CP…(2)の関係があるようにする。このような関係とすることにより、カウンタ4の出力信号である水晶発振停止の検出信号CHKは図6(g)に示すようにローレベルとなる。カウンタ4の出力信号CHKがローレベルの時、定電圧回路1は定電圧VREGを水晶発振回路2の電源VDXとして出力し、水晶発振回路2はこの定電圧VREGにより低消費電力で発振動作を行なう。
【0033】
その後、何らかの原因で、水晶発振回路2の発振が停止してクロックCLKが出力されなくなると、これをカウンタ4が検出して検出信号CHKを図6(g)に示すようにハイレベルにする。この検出信号CHKがハイレベルになると、定電圧回路1はBackUp状態になり、その出力300を図6(b)に示すように高電圧のVDDにして水晶発振回路2の電源VDXとして供給することにより、この水晶発振回路2を再起動する。
【0034】
次に上記実施形態の各機能ブロック毎の動作を説明しながら詳述する。まず、定電圧回路1の動作について図2を参照して説明する。定電圧回路1はバイアス回路11と出力アンプ12から成っている。バイアス回路11は図2に示すようにPMOSトランジスタ21、24がカレントミラー回路を構成し、PMOSトランジスタ21、NMOSトランジスタ23側及びPMOSトランジスタ24、NMOSトランジスタ25側を流れる電流の比は前記カレントミラー比で決まる定電流になる。従って、NMOSトランジスタ23側から取り出される制御信号VN、NMOSトランジスタ24側から取り出される制御信号VPは定電圧になり、その比は前記カレントミラー比に依存する。これら制御信号VP、VNが図4に示すようにマルチバイブレータ5に入力される。
【0035】
出力アンプ回路12の差動増幅器26は反転端子(−)に制御信号VNを入力して、ボルテージフォロア回路として動作することにより、非反転端子(+)が制御信号VNと同電位になる。この非反転端子の電位はトランジスタ29、30のゲートGに入力され、これらトランジスタ29、30を流れる電流を制御し、P型MOSトランジスタ27とP型MOSトランジスタ29の接続点から出力される電圧VREGを所定の定電圧にしている。
【0036】
通常時、カウンタ4から入力される検出信号CHKはローレベルであり、これが反転回路62により反転され、ハイレベルとなってP型MOSトランジスタ61のゲートGに入力されるため、P型MOSトランジスタ61はオフしている。このため、通常時は定電圧VREGが水晶発振回路2に電源VDXとして供給され、水晶発振回路2は低消費電力で動作している。しかし、水晶発振回路2の発振動作が止まり、カウンタ4がこれを検出してCHKをハイレベルにすると、P型MOSトランジスタ61のゲートはローレベルになってオンし、P型MOSトランジスタ27とN型MOSトランジスタ29の接続点はVDDになり、このVDDが水晶発振回路2に電源VDXとして供給され、水晶発振回路2を発振再起動する。
【0037】
次に水晶発振回路2の動作について図3を参照して説明する。電源VDXとして、高電圧のVDDが印加されると水晶振動子86に電圧が印加されて、この水晶振動子86が振動を開始すると共に、反転回路81の反転動作が開始される。これにより、反転回路81から水晶振動子86で決まる周波数のパルス信号が出力され、このパルス信号が反転回路87により反転されて分周回路88に入力されて分周され、所定周波数のクロックCLKが出力される。
【0038】
また、マルチバイブレータ5の動作について図4を参照して説明する。マルチバイブレータ5のP型MOSトランジスタ41、42、43のゲートGにバイアス回路11から制御信号VPが入力され、N型MOSトランジスタ44、45、46のゲートGにバイアス回路11から制御信号VNが入力されて、これらトランジスタを通して反転回路47、48、49に供給される駆動電流が低電流に制御されている。
【0039】
奇数個の反転回路47、48、49が直列に接続され、反転回路47の入力には反転回路49の出力が帰還され、これにより、当初反転回路47の入力がハイレベルであると、反転回路49の出力はローレベルになり、これが反転回路47の入力になるため、反転回路47、48、49が順番に反転して発振し、その発振信号が反転回路50で反転されてクロックCPとして出力される。その際、反転回路47、48、49に供給される駆動電流が微少低電流に制御されて、発振周波数を低く抑えて所定の周波数のクロックCPを生成し、且つ電力消費を抑えている。
【0040】
次にカウンタ4の動作について図5を参照して説明する。水晶発振回路2から出力される所定の周波数のクロックCLKがDフリップフロップ51、52、53のリセット入力(R)にリセット信号Rとして入力され、このクロックCLKが反転回路57で反転されたクロックがDフリップフロップ54、55、56のリセット入力(R)に入力されている。これと共に、マルチバイブレータ5から出力される所定の周波数のクロックCPがDフリップフロップ51〜56のクロック入力(CP)に入力されている。
【0041】
ここで、クロックCLKの周波数は、クロックCPの1/2以上の周波数に設定し、信号CPの周波数が(2)式を満たすようしてある。従って、Dフリップフロップ51〜56はクロックCPをカウントして動作しようとするのだが、リセット入力(R)に入力されているクロックCLKの周波数で絶え間なくリセットされ且つ、信号CPの周波数が(2)式を満たすことによって、Dフリップフロップ53の出力QAとDフリップフロップ56の出力QBは図6(e)、(f)に示すように常時ローレベルを出力する。このため、OR回路58の出力信号(検出信号)CHKはローレベルになり、定電圧回路1からは定電圧VREGが水晶発振回路2の電源VDXとして供給されて、水晶発振回路2を低消費電力で動作させる。
【0042】
次に、水晶発振回路2の発振が何らかの原因で停止し、クロックCLKが出力されなくなった場合を説明する。クロックCLKが止まる場合は、ローレベルで止まるか、ハイレベルで止まるかの2ケース考えられるが、ここでは、ハイレベルで止まった場合を説明する。
【0043】
まず、クロックCLKがハイレベルで止まると、カウンタ4のDフリップフロップ54、55、56のリセット入力(R)はローレベルになるため、これらDフリップフロップにはリセットがかかり、Dフリップフロップ56の出力信号QBは図6(f)に示すようにローレベルになる。一方、Dフリップフロップ51、52、53のリセット入力(R)はハイレベルになるため、リセットがかからず、クロックCPのパルス3発目で図6(e)に示すようにDフリップフロップ53の出力QAがハイレベルとなる。これにより、OR回路58の出力CHKがハイレベルとなり、定電圧回路1の出力がVDDレベルになって、水晶発振回路2の電源VDXとして供給され、水晶発振回路2にVsta以上の電圧がかかって、再び発振を開始する。
【0044】
これによりカウンタ4のDフリップフロップ51〜56のリセット入力(R)に再びクロックCLKが入力されて、これら全てのDフリップフロップが常時リセット状態となり、信号QA、QBがともにローレベルになることで、検出信号CHKもローレベルになる。これにより、定電圧回路1から定電圧VREGが水晶発振回路2に電源VDXとして供給され、通常状態に復帰する。
【0045】
尚、水晶発振回路2の発振が何らかの原因で停止し、クロックCLKがローレベルで停止した場合、上記とは逆にDフリップフロップ51、52、53にリセットがかかり、QAはローレベルのままで、Dフリップフロップ56の出力QBがハイレベルになって、OR回路58の出力CHKがハイレベルになる。以降の動作はクロックCLKがハイレベルで停止した場合と同じである。
【0046】
本実施形態によれば、水晶発振回路2から出力されるクロックCLKが停止してからカウンタ4よりハイレベルの検出信号CHKが出力されるまでのタイミングはDフリップフロップ51、52、53又は、Dフリップフロップ54、55、56のセット時間により設定されるため、従来回路と比較して温度やプロセスバラツキ、および、外部からの入射光の影響に対して検出時間が非常に安定しており、検出誤動作の心配が無く回路の信頼性を向上させることができる。また、検出時間が上記理由により安定しているため、装置の設計が容易で、試作1回目での確度が向上し、試作回数を減らすことができ、開発期間を短縮できる。また、ジャンクショク面積を必要としないため、回路面積が従来回路と比較して小さく、チップサイズを縮小できる。更に、通常動作時、水晶発振回路2は低電位の定電圧VREGで動作するため、低消費電力を損なうことはない。従って、チップ面積を増大させることなく、発振停止検出を迅速に行なうことができ、水晶発振が停止しても直ぐに発振復帰を行なうことができるため、本水晶発振装置を時計等に搭載した場合、電池寿命を短くする事なく、時計の計時誤差を低減することができると共に、小型の時計にも容易に組み込むことができる。
【0047】
更に、マルチバイブレータ5の駆動電流制御用のP型MOSトランジスタ41、42、43及びN型MOSトランジスタ44、45、46により制御される反転回路47、48、49の駆動電流のレベルを決める制御信号VP、VNは定電圧回路1のバイアス回路11から供給されるため、別途、制御信号VP、VNを生成する回路を必要とせず、その分、低消費電力を実現できると共にチップ面積を小さくすることができる。
【0048】
図7は、本発明の水晶発振装置の第2の実施形態に係る構成を示したブロック図である。但し、図1に示した第1の実施形態と同様の部分には同一符号を付して説明する。本例の水晶発振装置の構成は、水晶発振回路2に、カウンタ4から出力される水晶発振回路2の発振停止の検出信号CHKを定電圧回路1のみでなく、水晶発振回路2に入力して、水晶発振回路2の再起動を容易にしている点と、マルチバイブレータ5を構成する反転回路の段数を多くして、消費電力を低減させている点にある。従って、本例は第1の実施形態とほぼ同じであるが、水晶発振回路2の構成とマルチバイブレータ5の構成が若干異なっている。
【0049】
図8は図7に示した水晶発振回路2の構成例を示した回路図である。本例の水晶発振回路2は、反転回路81に並列に駆動停止制御付反転回路89が接続されているところが図3に示した第1の実施形態と異なり、他の構成は同一である。
【0050】
図9は図7に示したマルチバイブレータ5の構成例を示した回路図である。本例のマルチバイブレータ5は電源VDD側からP型MOSトランジスタ91〜96を介して反転回路103〜108に電源を供給し、反転回路103〜108からの電流をN型MOSトランジスタ97〜102を介して電源VSS側に流し、反転回路108の出力信号を電源VDDと電源VSSに直接接続された反転回路109により反転させてクロックCPを出力する構成を有している。また、且つ反転回路107の出力が反転回路103の入力に帰還される帰還ループが形成され、反転回路103〜106の各出力側と電源VSSとの間にはコンデンサ110〜113が接続されている。
【0051】
次に本実施形態の動作について説明する。定電圧回路1のバイアス回路11から定電圧VP、VNが生成されて、マルチバイブレータ5に供給されると、図9に示すP型MOSトランジスタ91〜96及びN型MOSトランジスタ97〜102を介して反転回路103〜108に微少低電流が供給される。反転回路103〜107は5段の直列回路で、反転回路107の出力側が反転回路103の入力側に帰還しているため発振する。この発振信号は、一旦反転回路108により反転された後、電源VDDとVSSで直接駆動される反転回路109により更に反転されてクロックCPとなり、このクロックCPがカウンタ4のクロック入力(CP)に入力される。
【0052】
通常時、水晶発振回路2には定電圧回路1から出力される定電流VREGを電源VDXとして発振し、クロックCLKをカウンタ4のリセット入力(R)に出力する。この場合も、CLKとCPの周波数は(2)式に示した関係を保持するように設定してあるため、カウンタ4はクロックCLKにより常にリセットされ、水晶発振停止の検出信号CHKはローレベルとなっている。従って、この場合、図8に示すように水晶発振回路2の駆動停止制御付反転回路89は動作しておらず、第1の実施形態と同様に水晶振動子86と反転回路81により所定の周波数で発振している。
【0053】
その後、何らかの原因で水晶発振回路2の発振が停止すると、カウンタ4の水晶発振停止の検出信号CHKはハイレベルになる。これにより、定電圧回路1の出力アンプ12からは高電圧のVDDが水晶発振回路2の電源VDXとして出力されると共に、図8の駆動停止制御付反転回路89が動作可能状態となる。従って、水晶振動子86に高電圧が印加されると共に、反転回路81の他に駆動停止制御付反転回路89が発振動作に加わって発振能力が増大するため、図3に示した第1の実施形態のそれよりも、発振再起動が容易になって、迅速に再起動を行なうことができる。
【0054】
定電圧回路1が再起動されると、水晶発振回路2からクロックCLKがカウンタ4に出力されるため、水晶発振停止の検出信号CHKはローレベルに戻る。これにより、水晶発振回路2の電源VDXは定電圧のVREGに戻ると共に、駆動停止制御付反転回路89の動作が停止されるが、発振動作はそのまま維持されるため、第1の実施形態同様に低消費電力の発振動作を行なうことができる。
【0055】
本実施形態によれば、水晶発振回路2に駆動停止制御付反転回路89を反転回路81に並列に接続して、発振再起動時のみこの駆動停止制御付反転回路89を動作させるため、再起動が容易になって、それだけ迅速に水晶発振回路2を再起動でき、時計等に用いた場合の計時誤差を抑えることができる。
【0056】
また、マルチバイブレータ5は、5段又はそれ以上の奇数段の帰還ループで構成されているため、帰還に要する時間を長くとることができ、低電圧動作でも各反転回路の出力を電源電圧までフルスイングすることができ、クロックCPの周波数の安定化を図ることができると共に、各反転回路の停止時間を確保することによりマルチバイブレータ5の消費電力を更に削減することができる。
【0057】
更に、本例では、帰還ループ外にP型MOSトランジスタ96とN型MOSトランジスタ102を接続して駆動電流を制御した反転回路108を追加しているため、出力段の反転回路108の貫通電流を低減する効果も有している。この理由は、反転回路107の出力には、反転回路108と103のゲート容量負荷があるため、トランジスタ107の反転動作が緩やかになり、反転回路108の貫通電流が大きくなる。しかし、この反転回路108の出力には反転回路109のゲート容量負荷しかないため、P型MOSトランジスタ96とN型MOSトランジスタ102で反転回路の定電流値を適切に設定すれば、反転回路108の貫通電流を小さくすることができる。
【0058】
尚、本発明は上記実施形態に限定されることなく、その要旨を逸脱しない範囲で、具体的な構成、機能、作用、効果において、他の種々の形態によっても実施することができ、例えば、図1の第1の実施形態の構成に対して、マルチバイブレータのみを図9の構成のものに代えるとか、或いは水晶発振回路のみを図8の構成のものに代えても、それぞれ上記した特有の効果を得ることができる。
【0059】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によれば、水晶発振回路の発振停止検出タイミングを論理回路の動作時間によって調整する構成とすることにより、低消費電力を損なうことなく、発振停止の検出信号を安定且つ確実に得られるようにして、設計を容易にすることができ且つ合わせ込みの為の試作回数を減らすことができる。
【0060】
また、従来例(特開昭63−185121)では、カウンタを制御して発振回路のリセットをかけているが、そのリセットをかけるときの信号が間欠(パルス)であり、第1の発振器回路が発振再開する前に、リセットが解除され、その動作が繰り返されつづける場合、発振が再開されない場合があった。これに対し、本発明では、発振が再開されるまで、バックアップ信号“H”が出つづけるので再起動が確実に行なわれるものである。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の水晶発振装置の第1の実施形態に係る構成を示したブロック図である。
【図2】図1に示した定電圧回路の構成例を示した回路図である。
【図3】図1に示した水晶発振回路の構成例を示した回路図である。
【図4】図1に示したマルチバイブレータの詳細例を示した回路図である。
【図5】図1に示したカウンタの構成例を示したブロック図である。
【図6】図1に示した水晶発振装置の動作を示したタイミングチャートである。
【図7】本発明の水晶発振装置の第2の実施形態に係る構成を示したブロック図である。
【図8】図7に示した水晶発振回路の構成例を示した回路図である。
【図9】図7に示したマルチバイブレータの構成例を示した回路図である。
【図10】従来の水晶発振装置の構成例を示したブロック図である。
【図11】図10に示した発振停止検出回路の構成例を示した回路図である。
【図12】図10に示した水晶発振装置の動作を示したタイミングチャートである。
【符号の説明】
1 定電圧回路
2 水晶発振回路
4 カウンタ
5 マルチバイブレータ
11 バイアス回路
12 出力アンプ
41〜43、91〜96 P型MOSトランジスタ
44〜46、97〜102 N型MOSトランジスタ
47〜50、57、81、87、103〜109 反転回路
51〜56 Dフリップフロップ
58 OR回路
82、84 抵抗
86 水晶振動子
89 駆動停止制御付反転回路
110〜113、401、402 コンデンサ
Claims (5)
- 低電位の第1の電圧と高電位の第2の電圧を発生する定電圧回路と、
前記定電圧回路に接続され、前記定電圧回路から出力される第1の電圧或いは第2の電圧を電源として供給されることによって第1のクロックを発振する水晶発振回路と、
前記定電圧回路に接続され、第2のクロックを発生するマルチバイブレータ回路と、
前記定電圧回路およびマルチバイブレータ回路に接続され、前記第2のクロックをカウントし、前記第1のクロックでリセットされ、且つ前記第1のクロックが入力している時に第1の電位となる制御信号を出力し、前記第1のクロックが入力されていない時に第2の電位となる制御信号を出力するカウンタ回路とを具備し、
前記定電圧回路は、前記カウンタ回路から前記第1或いは第2の電位となる制御信号を入力し、これら第1、第2の電位となる制御信号に基づいて前記第1の電圧を前記水晶発振回路に出力するか、或いは前記第2の電圧を前記水晶発振回路に出力するかを切り換えることを特徴とする水晶発振装置。 - 前記マルチバイブレータ回路は、奇数個の反転回路の信号帰還ループを有し且つ、各反転回路の駆動電流を制御する電流制御手段を有していることを特徴とする請求項1に記載の水晶発振装置。
- 前記電流制御手段により制御される各反転回路の駆動電流のレベルを決定する制御電圧を前記定電圧回路から供給することを特徴とする請求項2に記載の水晶発振装置。
- 前記奇数個の反転回路の信号帰還ループの出力を反転するための前記ループ外の反転回路を設け且つ、当該反転回路の駆動電流を前記電流制御手段で制御することを特徴とする請求項2又は3に記載の水晶発振装置。
- 前記カウンタ回路において、第1のクロックが入力されている場合、第1の電位となる制御信号が出力され、前記定電圧回路の出力を低電位の第1の電圧を出力するように、第1のクロックの周波数と第2のクロックの周波数を設定したことを特徴とする請求項1乃至4いずれかに記載の水晶発振装置。
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