JP5554910B2

JP5554910B2 - チャージポンプ回路の制御回路およびそれらを利用した電源回路

Info

Publication number: JP5554910B2
Application number: JP2008230299A
Authority: JP
Inventors: 晋一齋藤; 洋山城
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2008-09-08
Filing date: 2008-09-08
Publication date: 2014-07-23
Anticipated expiration: 2028-09-08
Also published as: US20100060343A1; JP2010068565A; US7956675B2

Description

本発明は、チャージポンプ回路に関する。

携帯電話、ＰＤＡ（ＰｅｒｓｏｎａｌＤｉｇｉｔａｌＡｓｓｉｓｔａｎｃｅ）、デジタルカメラなどの電池駆動型の電子機器には、電池の出力電圧（電池電圧）よりも高い電源電圧を必要とする回路部品が搭載される。こうした回路部品に適切な電源電圧を供給するために、チャージポンプ回路やスイッチングレギュレータなどの昇圧回路が利用される。

チャージポンプ回路が電池駆動型の電子機器に搭載される場合、機器の駆動時間を長くするために、チャージポンプ回路とその制御回路の消費電力を低減することが望まれる。たとえば、チャージポンプ回路の出力電圧が所定の電圧に達しているかをコンパレータにより判定し、オシレータの周波数を段階的に切り換える技術（特許文献１、２）や、出力電圧に応じてチャージポンプ回路を駆動するバッファの能力を切り換える技術（特許文献２）が提案されている。
特開２０００−１７３２６６号公報特開２００４−２２２３４９号公報特開平９−２９３３７６号公報特開２００３−２１７２９１号公報特開平１１−２２０８７２号公報

コンパレータを利用してチャージポンプ回路の駆動状態を切り換えると、出力電圧の変動が大きくなるという問題がある。出力電圧の変動を抑制するために、コンパレータの個数を増加させると、回路面積が増加するという別の問題が発生する。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的のひとつは、出力電圧の変動を抑制しつつ、消費電力を低減可能なチャージポンプ回路の制御回路の提供にある。

本発明のある態様は、チャージポンプ回路の制御回路に関する。制御回路は、チャージポンプ回路の出力電圧に応じたフィードバック電圧を所定の基準電圧と比較し、その誤差に応じたバイアス電流を発生する電圧電流変換回路と、バイアス電流に応じた周波数で発振するオシレータと、バイアス電流に応じてバイアスされ、オシレータから出力されるクロック信号にもとづいて、チャージポンプ回路にゲートクロックを供給して駆動するバッファと、を備える。

この態様によると、出力電圧が目標値に安定化された状態において、出力電圧の変動量を低減し、さらに制御回路の消費電力を低減することができる。

電圧電流変換回路は、バイアス電流を出力するための出力端子と、その反転入力端子および非反転入力端子にフィードバック電圧および基準電圧をそれぞれ受け、所定の基準バイアス電流によってバイアスされる差動アンプと、出力端子と固定電圧端子の間に直列に設けられた、出力トランジスタおよび出力抵抗と、基準バイアス電流に応じた補助電流を、出力端子に供給する電流源と、を含んでもよい。出力トランジスタの制御端子に、差動アンプの出力が入力されてもよい。

電圧電流変換回路は、バイアス電流を出力するための出力端子と、その反転入力端子および非反転入力端子にフィードバック電圧および基準電圧をそれぞれ受け、所定の基準バイアス電流によってバイアスされる差動アンプと、出力端子と固定電圧端子の間に直列に設けられた、出力トランジスタおよび出力抵抗と、基準バイアス電流と、差動アンプによる差動増幅の結果に応じた電流との差分電流を、出力端子に供給する電流源と、を含んでもよい。出力トランジスタの制御端子に、差動アンプの出力が入力されてもよい。

これら電圧電流変換回路によれば、出力電圧を急速に立ち上げることができ、さらに出力電圧を目標値付近で安定させつつ、消費電力を低減できる。

電圧電流変換回路は、フィードバック電圧が基準電圧より低い領域において、フィードバック電圧の上昇にともないバイアス電流を連続的に減少させてもよい。

フィードバック電圧に対するバイアス電流の変化率の絶対値は、フィードバック電圧が基準電圧より低い領域において、フィードバック電圧が高いほど、大きくてもよい。

フィードバック電圧に対するバイアス電流の変化率の絶対値は、
（１）フィードバック電圧が最も低い第１領域において、略一定の第１の値をとり、
（２）フィードバック電圧が第１領域より大きい第２領域において、略一定の、第１の値より大きな第２の値をとり、
（３）フィードバック電圧が第２領域より大きく、基準電圧より低い第３領域において、略一定の、第２の値より大きな第３の値をとってもよい。

本発明の別の態様は、電源回路である。この電源回路は、チャージポンプ回路と、チャージポンプ回路にクロック信号を供給して駆動する上述のいずれかの制御回路と、を備える。

本発明のさらに別の態様は、チャージポンプ回路の制御方法である。この方法は、チャージポンプ回路の出力電圧に応じたフィードバック電圧を所定の基準電圧と比較し、その誤差に応じたバイアス電流を発生するステップと、バイアス電流に応じた周波数のクロック信号を発生するステップと、バイアス電流に応じてバイアスされたバッファを用い、クロック信号にもとづいて、チャージポンプ回路にゲートクロックを供給して駆動するステップと、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を、方法、装置などの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、出力電圧の変動を抑制しつつ、消費電力を低減できる。

図１は、実施の形態に係る電源回路２の構成を示すブロック図である。電源回路２は、チャージポンプ回路４、分圧回路６および制御回路１００を備える。

制御回路１００は、チャージポンプ回路４にゲートクロックＣＫ１および反転ゲートクロックＣＫ１Ｂを供給して駆動する。チャージポンプ回路４は電源電圧Ｖｄｄを所定の昇圧率で昇圧し、出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。出力電圧Ｖｏｕｔは図示しない負荷に供給される。分圧回路６は、抵抗Ｒ１、Ｒ２を含み、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧し、出力電圧Ｖｏｕｔに応じたフィードバック電圧ＶＦＢを出力する。

制御回路１００は、電圧電流変換回路１０、オシレータ１２、バッファ１４を備える。
電圧電流変換回路１０は、フィードバック電圧ＶＦＢを所定の基準電圧ＶＲＥＦと比較し、その誤差に応じたバイアス電流Ｉｂを発生する。基準電圧ＶＲＥＦは出力電圧Ｖｏｕｔの目標値に応じて定められる。

オシレータ１２は、バイアス電流Ｉｂに応じた周波数で発振し、バッファ１４に対してクロック信号ＣＫ０を出力する。

バッファ１４は、バイアス電流Ｉｂによってバイアスされ、その駆動能力（電流供給能力）が調節可能に構成される。バッファ１４は、オシレータ１２から出力されるクロック信号ＣＫ０と同期したゲートクロックＣＫ１、ＣＫ１Ｂを生成し、チャージポンプ回路４を駆動する。

図２（ａ）、（ｂ）は、チャージポンプ回路４の構成を示す回路図である。図２（ａ）チャージポンプ回路４は、電源電圧Ｖｄｄが入力される入力端子Ｐ１と、出力電圧Ｖｏｕｔを出力するための出力端子Ｐ２と、複数のトランジスタＭ１〜Ｍ５、複数のキャパシタＣ１〜Ｃ４、出力キャパシタＣｏｕｔ、ツェナーダイオードＺＤを備える。

複数のトランジスタＭ１〜Ｍ５は、入力端子Ｐ１と出力端子Ｐ２の間に直列に接続されている。トランジスタＭ１〜Ｍ５は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であり、それぞれ、ゲートと一端が接続されている。ｉ番目のキャパシタＣｉの一端は、対応するトランジスタＭｉの他端と接続される。トランジスタＭ１〜Ｍ５は、整流素子として機能する。
奇数番目のキャパシタＣの他端には、バッファ１４からのゲートクロックＣＫ１が供給され、偶数番目のキャパシタＣの他端には、バッファ１４からの反転ゲートクロックＣＫ１Ｂが供給される。出力キャパシタＣｏｕｔは、出力端子Ｐ２と接地端子の間に設けられる。ツェナーダイオードＺＤは、出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させるために設けられている。チャージポンプ回路４は、トランジスタＭの個数に応じた昇圧率で、電源電圧Ｖｄｄを昇圧する。

図２（ｂ）のチャージポンプ回路４は、トランジスタＭ１〜Ｍ５を、ダイオードＤ１〜Ｄ５で置換した構成を有する。

図３は、オシレータ１２およびバッファ１４の構成を示す回路図である。オシレータ１２は、リング状に接続された５個のインバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ５を含む。隣接するインバータの接続点には、インバータ１段当たりの遅延量を調節するためのキャパシタＣ１１〜Ｃ４１が設けられている。インバータＩＮＶの個数は任意である。

ｉ段目のインバータＩＮＶｉは、電源端子ＶＤＤと接地端子ＶＳＳの間に直列の設けられた４つのトランジスタＭＰｉ１、ＭＰｉ２、ＭＮｉ２、ＭＮｉ１を含む。トランジスタＭＰｉ１およびＭＮｉ２は、バイアス端子ＩＢに供給されたバイアス電流Ｉｂに比例した電流が流れるようにバイアスされている。オシレータ１２の発振周波数は、バイアス電流Ｉｂが大きくなるほど高く、小さくなるほど低くなる。

バッファ１４は、カスケードに接続された４個のインバータＩＮＶ６〜ＩＮＶ９を含む。各インバータＩＮＶの構成は、オシレータ１２を構成するインバータと同様である。バッファ１４の１段目のインバータには、オシレータ１２から出力されたクロック信号ＣＫ０が入力される。バッファ１４の１、３段目のインバータＩＮＶ６、ＩＮＶ８により、ゲートクロックＣＫ１が生成され、１、２、４段目のインバータＩＮＶ６、ＩＮＶ７、ＩＮＶ９により、反転ゲートクロックＣＫ１Ｂが出力される。

オシレータ１２およびバッファ１４の構成は、図３のそれに限定されず、たとえば以下の変形例が例示される。

オシレータ１２は、クロック信号ＣＫ０と反転クロック信号ＣＫ０Ｂを出力してもよい。反転クロック信号ＣＫ０は、偶数段目のインバータＩＮＶ４の出力から得ることができる。そして、オシレータ１２からの反転クロック信号ＣＫ０Ｂをバッファ１４の２段目のインバータＩＮＶに入力してもよい。

図４（ａ）、（ｂ）は、電圧電流変換回路１０の構成例を示す回路図である。
図４（ａ）の電圧電流変換回路１０は、差動アンプ３０、出力トランジスタＭＰ２３、出力抵抗Ｒ０、電流源３２を含む。出力端子ＩＢは、バイアス電流ＩＢＯを出力するために設けられる。差動アンプ３０は、その反転入力端子および非反転入力端子にフィードバック電圧ＶＦＢおよび基準電圧ＶＲＥＦをそれぞれ受ける。トランジスタＭＮ１０は、所定の基準バイアス電流ＩＢＩＡＳに応じてテール電流Ｉ１０を生成する。

出力トランジスタＭＰ２３および出力抵抗Ｒ０は、出力端子ＩＢと固定電圧端子（電源端子）ＶＤＤの間に直列に設けられる。出力トランジスタＭＰ２３の制御端子（ゲート）には、差動アンプ３０の出力信号Ｓ１が入力される。

電流源３２は、基準バイアス電流ＩＢＩＡＳに応じた補助電流Ｉ２２を、出力端子ＩＢに供給する。出力端子ＩＢからは、出力トランジスタＭＰ２３に流れる電流Ｉ２３と、補助電流Ｉ２２を合成したバイアス電流ＩＢＯが出力され、後段のオシレータ１２、バッファ１４へと供給される。

図４（ｂ）の電圧電流変換回路１０ａは、差動アンプ３０、電流源３３、出力抵抗Ｒ０、出力トランジスタＭＰ２３を含む。

電流源３３のトランジスタＭＮ２０には、基準バイアス電流ＩＢＩＡＳに応じた第１電流Ｉ２０が流れる。トランジスタＭＰ１３には、差動アンプ３０における差動増幅の結果に応じた電流、つまり差動トランジスタＭＮ１１に流れる電流Ｉ１１に応じた電流Ｉ１３が流れる。トランジスタＭＰ２１は、電流Ｉ２０および電流Ｉ１３の差分電流Ｉ２１（Ｉ２０−Ｉ１３）の経路上に設けられ、その制御端子（ゲート）は基準電圧ＶＲＥＦでバイアスされている。電流源３３は、差分電流Ｉ２１に応じた電流Ｉ２２を、出力端子ＩＢに供給する。出力端子ＩＢからは、出力トランジスタＭＰ２３に流れる電流Ｉ２３と、電流Ｉ２２を合成したバイアス電流ＩＢＯが出力され、後段のオシレータ１２、バッファ１４へと供給される。

図５は、図４（ａ）、（ｂ）の電圧電流変換回路のフィードバック電圧とバイアス電流の関係を示す図である。上段の図は、フィードバック電圧ＶＦＢおよび基準電圧ＶＲＥＦを示し、中段は、フィードバック電流ＩＦＢを示し、下段はフィードバック電圧ＶＦＢに対するフィードバック電流ＩＦＢの変化量（すなわち微分値）の絶対値を示す。
上中下段ともに、横軸はバイアス電圧ＶＦＢを示している。中段の破線は、図４（ａ）の電圧電流変換回路１０によるバイアス電流ＩＢＯ＿１を、実線は、図４（ｂ）の電圧電流変換回路１０ａによるバイアス電流ＩＢＯ＿２を示す。

図４（ａ）、（ｂ）の電圧電流変換回路により生成されるバイアス電流ＩＢＯは、以下のように特徴付けられる。

バイアス電流ＩＢＯは、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦより低い領域において、連続的に減少する。
つまり、フィードバック電圧ＶＦＢが最も低いときにバイアス電流ＩＢＯが最大値をとり、基準電圧ＶＲＥＦに近づくにしたがい、バイアス電流ＩＢＯの値は減少していく。そのため、チャージポンプ回路４の駆動開始直後の、出力電圧Ｖｏｕｔが低いときには、オシレータ１２の周波数が高く、バッファ１４の能力が高くなるため、出力電圧Ｖｏｕｔを短時間で上昇させることができる。出力電圧Ｖｏｕｔが目標値に近づくにしたがい、オシレータ１２の周波数が低下し、またバッファ１４の能力が低下するため、消費電力を低減できる。

また従来のようにコンパレータを用いた場合、バイアス電流ＩＢＯは、実質的に不連続に変化し、チャージポンプ回路４が動作期間と停止期間を間欠的に繰り返す。この場合、出力電圧Ｖｏｕｔにはリップルが発生する。これに対して実施の形態では、電圧電流変換回路を用いることにより、バイアス電流ＩＢＯを連続的に変化させることができる。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔのリップルを抑制し、目標値付近で安定化させることが可能となる。

図５の下段に示されるように、フィードバック電圧ＶＦＢに対するバイアス電流ＩＢＯの変化率の絶対値は、フィードバック電圧ＶＦＢが基準電圧ＶＲＥＦより低い領域において、フィードバック電圧ＶＦＢ高くなるほど、大きくなるように設定される。

フィードバック電圧ＶＦＢに対するバイアス電流ＩＢＯの変化率の絶対値は、
（１）フィードバック電圧ＶＦＢが最も低い第１領域（I）において、略一定の第１の値をとり、
（２）フィードバック電圧ＶＦＢが第１領域（I）より大きい第２領域（II）において、略一定の、第１の値より大きな第２の値をとり、
（３）フィードバック電圧ＶＦＢが第２領域（II）より大きく、基準電圧ＶＲＥＦより低い第３領域（III）において、略一定の、第２の値より大きな第３の値をとる。

以上が実施の形態に係る制御回路１００の構成である。続いてその動作を説明する。図６は、図１の電源回路２の動作を示すタイムチャートである。時刻ｔ０に制御回路１００に対し、チャージポンプ回路４の駆動開始が指示される。時刻ｔ０〜ｔ１の間、出力電圧Ｖｏｕｔは速やかに上昇し、目標値Ｖｃｐ（＝５Ｖ）まで上昇する。出力電圧Ｖｏｕｔの上昇にともない、バイアス電流ＩＢＯが減少していく。出力電圧Ｖｏｕｔが目標値に達すると安定状態となる。安定状態では、チャージポンプ回路４は、非常に低い周波数で、かつ非常に小さな駆動能力で駆動される。その結果、消費電力を抑制しつつ、かつ出力電圧Ｖｏｕｔを安定化できる。

実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

実施の形態に係る電源回路の構成を示すブロック図である。図２（ａ）、（ｂ）は、チャージポンプ回路の構成を示す回路図である。オシレータおよびバッファの構成を示す回路図である。図４（ａ）、（ｂ）は、電圧電流変換回路の構成例を示す回路図である。図４（ａ）、（ｂ）の電圧電流変換回路のフィードバック電圧とバイアス電流の関係を示す図である。図１の電源回路の動作を示すタイムチャートである。

符号の説明

２…電源回路、４…チャージポンプ回路、６…分圧回路、１０…電圧電流変換回路、１２…オシレータ、１４…バッファ、Ｐ１…入力端子、Ｐ２…出力端子、３０…差動アンプ、３２…電流源、１００…制御回路、３３…電流源。

Claims

チャージポンプ回路の制御回路であって、
前記チャージポンプ回路の出力電圧に応じたフィードバック電圧を所定の基準電圧と比較し、その誤差に応じたバイアス電流を発生する電圧電流変換回路と、
前記バイアス電流に応じた周波数で発振するオシレータと、
前記オシレータから出力されるクロック信号にもとづいて、前記チャージポンプ回路にゲートクロックを供給して駆動するバッファであって、前記バイアス電流が減少するほどその駆動能力が低下するように前記バイアス電流に応じてバイアスされたバッファと、
を備え、
前記電圧電流変換回路は、
前記バイアス電流を出力するための出力端子と、
その反転入力端子および非反転入力端子に前記フィードバック電圧および前記基準電圧をそれぞれ受け、所定の基準バイアス電流によってバイアスされる差動アンプと、
前記出力端子と固定電圧端子の間に直列に設けられた、出力トランジスタおよび出力抵抗と、
前記基準バイアス電流に応じた補助電流を、前記出力端子に供給する電流源と、
を含み、前記出力トランジスタの制御端子に、前記差動アンプの出力が入力されることを特徴とする制御回路。
チャージポンプ回路の制御回路であって、
前記チャージポンプ回路の出力電圧に応じたフィードバック電圧を所定の基準電圧と比較し、その誤差に応じたバイアス電流を発生する電圧電流変換回路と、
前記バイアス電流に応じた周波数で発振するオシレータと、
前記オシレータから出力されるクロック信号にもとづいて、前記チャージポンプ回路にゲートクロックを供給して駆動するバッファであって、前記バイアス電流が減少するほどその駆動能力が低下するように前記バイアス電流に応じてバイアスされたバッファと、
を備え、
前記電圧電流変換回路は、
前記バイアス電流を出力するための出力端子と、
その反転入力端子および非反転入力端子に前記フィードバック電圧および前記基準電圧をそれぞれ受け、前記所定の基準バイアス電流によってバイアスされる差動アンプと、
前記出力端子と固定電圧端子の間に直列に設けられた、出力トランジスタおよび出力抵抗と、
前記基準バイアス電流と、前記差動アンプによる差動増幅の結果に応じた電流との差分電流を、前記出力端子に供給する電流源と、
を含み、前記出力トランジスタの制御端子に、前記差動アンプの出力が入力されることを特徴とする制御回路。
チャージポンプ回路の制御回路であって、
前記チャージポンプ回路の出力電圧に応じたフィードバック電圧を所定の基準電圧と比較し、その誤差に応じたバイアス電流を発生する電圧電流変換回路と、
前記バイアス電流に応じた周波数で発振するオシレータと、
前記オシレータから出力されるクロック信号にもとづいて、前記チャージポンプ回路にゲートクロックを供給して駆動するバッファであって、前記バイアス電流が減少するほどその駆動能力が低下するように前記バイアス電流に応じてバイアスされたバッファと、
を備え、
前記電圧電流変換回路は、
前記フィードバック電圧が前記基準電圧より低い領域において、前記フィードバック電圧の上昇にともない前記バイアス電流を減少させ、
前記フィードバック電圧に対する前記バイアス電流の変化率の絶対値は、前記フィードバック電圧が前記基準電圧より低い領域において、前記フィードバック電圧が高くなるほど、大きくなることを特徴とする制御回路。
チャージポンプ回路の制御回路であって、
前記チャージポンプ回路の出力電圧に応じたフィードバック電圧を所定の基準電圧と比較し、その誤差に応じたバイアス電流を発生する電圧電流変換回路と、
前記バイアス電流に応じた周波数で発振するオシレータと、
前記オシレータから出力されるクロック信号にもとづいて、前記チャージポンプ回路にゲートクロックを供給して駆動するバッファであって、前記バイアス電流が減少するほどその駆動能力が低下するように前記バイアス電流に応じてバイアスされたバッファと、
を備え、
前記電圧電流変換回路は、
前記フィードバック電圧が前記基準電圧より低い領域において、前記フィードバック電圧の上昇にともない前記バイアス電流を減少させ、
前記フィードバック電圧に対する前記バイアス電流の変化率の絶対値は、
前記フィードバック電圧が最も低い第１領域において、略一定の第１の値をとり、
前記フィードバック電圧が前記第１領域より大きい第２領域において、略一定の、第１の値より大きな第２の値をとり、
前記フィードバック電圧が前記第２領域より大きく、前記基準電圧より低い第３領域において、略一定の、第２の値より大きな第３の値をとることを特徴とする制御回路。
チャージポンプ回路と、
前記チャージポンプ回路にクロック信号を供給して駆動する請求項１から４のいずれかに記載の制御回路と、
を備えることを特徴とする電源回路。