JP2009124827A - チャージポンプ回路ならびにその制御回路および制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】レギュレータを用いずに、出力電圧を調節可能なチャージポンプ回路を提供する。
【解決手段】パルス周波数変調器８０は、デューティ比が固定され、チャージポンプ回路１２０の出力電圧Ｖｏｕｔに応じた帰還電圧Ｖｆｂが所定の第１基準電圧Ｖｒｅｆ１と一致するように周波数が調節されるパルス信号Ｓｐｆｍを生成する。ドライバ４０は、パルス信号Ｓｐｆｍを受け、パルス信号Ｓｐｆｍのハイ期間に応じた期間、第１スイッチ群１０、第２スイッチ群１２のいずれか一方をオンし、そのロー期間に応じた期間、他方をオンする。
【選択図】図１

Description

本発明は、チャージポンプ回路に関する。

近年の携帯電話、ＰＤＡ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｓｓｉｓｔａｎｔｓ）などの電子機器には、液晶のバックライトに用いられるＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）のように、電池電圧よりも高い駆動電圧を必要とするデバイスが搭載される。たとえばこれらの小型情報端末では、Ｌｉイオン電池が多く用いられ、その出力電圧は通常３．５Ｖ程度であり、満充電時においても４．２Ｖ程度であるところ、ＬＥＤはその駆動電圧として電池電圧よりも高い電圧を必要とする。このように、電池電圧よりも高い電圧が必要とされる場合、チャージポンプ回路やスイッチングレギュレータを用いて電池電圧を昇圧し、ＬＥＤを駆動するために必要な電圧を得ている。

チャージポンプ回路は、入力電圧に所定の昇圧率を乗じた出力電圧を生成する。たとえば電池電圧が３Ｖ、昇圧率が２倍の場合、出力電圧は６Ｖに固定される。したがって、負荷回路が６Ｖより低い駆動電圧を必要とする場合、チャージポンプ回路の入力側または出力側にパワートランジスタを挿入してリニアレギュレータを構成し、そのオン抵抗を調節することにより、出力電圧を調節する必要があった。たとえば特許文献１には関連技術が記載される。

特開２０００−２６２０４３号公報

特許文献１に記載の技術を用いた場合、パワートランジスタが必要とされるため、回路の部品点数および回路面積が増加する。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、回路規模の増大を抑制しつつ、出力電圧を所望の値に調節可能なチャージポンプ回路の提供にある。

本発明のある態様は、少なくともひとつのフライングキャパシタと、少なくともひとつの出力キャパシタと、を有するチャージポンプ回路の制御回路に関する。この制御回路は、入力電圧を利用してフライングキャパシタを充電する経路に設けられた少なくともひとつのスイッチを含む第１スイッチ群と、フライングキャパシタに蓄えられた電荷を利用して出力キャパシタを充電する経路に設けられた少なくともひとつのスイッチを含む第２スイッチ群と、デューティ比が固定され、チャージポンプ回路の出力電圧に応じた帰還電圧が所定の第１基準電圧と一致するように周波数が調節されるパルス信号を生成するパルス変調器と、パルス信号を受け、パルス信号のハイ期間に応じた期間、第１、第２スイッチ群のいずれか一方をオンし、そのロー期間に応じた期間、他方をオンするドライバと、を備える。

チャージポンプ回路の出力インピーダンス、つまり負荷の駆動能力は、スイッチング周波数に依存する。そこで、出力電圧を帰還してスイッチング周波数を調節することにより、リニアレギュレータを設けなくても、出力電圧を一定に保つことができる。この態様によれば、軽負荷時にスイッチング周波数が低下するため、消費電力を低減し、あるいは電源の効率を高めることができる。

パルス変調器は、帰還電圧と第１基準電圧の誤差を増幅して誤差電圧を生成する誤差増幅器と、一端の電位が固定された充放電キャパシタと、誤差電圧に応じた可変電流を生成する電流源と、充電状態において可変電流に比例した充電電流で充放電キャパシタを充電し、放電状態において可変電流に比例した放電電流で充放電キャパシタを放電する充放電回路と、充放電キャパシタの他端に生ずるキャパシタ電圧を、所定の上限電圧および下限電圧と比較し、キャパシタ電圧が上限電圧に達すると、充放電回路を放電状態に設定し、キャパシタ電圧が下限電圧まで低下すると、充放電回路を充電状態に設定する充放電制御部と、を含んでもよい。パルス変調器は、充電状態と放電状態の切り替わりのタイミングで、パルス信号のレベルを遷移させてもよい。

充電電流と放電電流は等しくてもよい。この場合、パルス信号のデューティ比を５０％に設定することができる。

充放電回路は、可変電流に第１係数を乗じた充電電流を充放電キャパシタに供給する第１カレントミラー回路と、オンオフが切りかえ可能であり、可変電流に第２係数を乗じた放電電流を充放電キャパシタから引き抜く第２カレントミラー回路と、を含み、充放電回路は、第１電流を充電電流として、第２電流と第１電流の差電流を放電電流として出力してもよい。充放電制御部は、キャパシタ電圧を上限電圧と比較し、キャパシタ電圧が上限電圧に達するタイミングに第１エッジを有する第１信号を生成する第１コンパレータと、キャパシタ電圧を下限電圧と比較し、キャパシタ電圧が下限電圧まで低下するタイミングに第２エッジを有する第２信号を生成する第２コンパレータと、第１、第２信号それぞれの第１、第２エッジによりセット、リセットされるフリップフロップと、を含んでもよい。充放電制御部は、フリップフロップの出力をパルス信号として出力するとともに、フリップフロップの出力に応じて第２カレントミラー回路のオンオフを切りかえてもよい。

第２電流は、第１電流の２倍であってもよい。この場合、パルス信号のデューティ比を５０％に設定できる。

電流源は、所定の第２基準電圧を生成するレギュレータと、レギュレータの出力端子と固定電圧端子の間に設けられており、制御端子に誤差電圧が入力された周波数設定用トランジスタと、を含み、周波数設定用トランジスタに流れる電流を可変電流として出力してもよい。
この場合、可変電流Ｉは、第２基準電圧Ｖｒｅｆ２および周波数設定用トランジスタのオン抵抗Ｒｏｎを用いて、
Ｉ＝Ｖｒｅｆ２／Ｒｏｎ
で与えられる。ここで周波数設定用トランジスタのオン抵抗Ｒｏｎは、誤差電圧に応じて調節されるため、可変電流Ｉｖを誤差電圧に応じて調節できる。

電流源は、レギュレータの出力端子と固定電圧端子の間に、周波数設定用トランジスタと直列に設けられた最大周波数設定用抵抗ＲＴをさらに含んでもよい。
この場合、可変電流Ｉｖは、
Ｉｖ＝Ｖｒｅｆ２／（Ｒｏｎ＋ＲＴ）
で与えられる。可変電流Ｉｖは、オン抵抗Ｒｏｎが小さくなるほど大きくなり、パルス信号の周波数は上昇する。最大周波数設定用抵抗ＲＴを設けることにより、可変電流Ｉｖの実質的な上限値を、Ｉｍａｘ＝Ｖｒｅｆ２／ＲＴに設定することができ、パルス信号の最大周波数を設定することができる。

パルス変調器は、帰還電圧と第１基準電圧の誤差を増幅して誤差電圧を生成する誤差増幅器と、誤差電圧に応じた周波数で発振するリングオシレータと、を含んでもよい。

本発明の別の態様は、チャージポンプ回路である。このチャージポンプ回路は、フライングキャパシタと、出力キャパシタと、フライングキャパシタおよび出力キャパシタの充放電状態を制御する上述のいずれかの制御回路と、を備える。

本発明のさらに別の態様は、少なくともひとつのフライングキャパシタと、少なくともひとつの出力キャパシタと、を有するチャージポンプ回路の制御方法に関する。この方法は、チャージポンプ回路の出力電圧に応じた帰還電圧と所定の第１基準電圧の誤差を増幅して誤差電圧を生成するステップと、誤差電圧に応じた可変電流を生成するステップと、一端の電位が固定された充放電キャパシタの他端に生ずるキャパシタ電圧を、所定の上限電圧および下限電圧と比較するステップと、キャパシタ電圧が上限電圧に達すると、可変電流に比例した放電電流により充放電キャパシタを放電するステップと、キャパシタ電圧が下限電圧まで低下すると、可変電流に比例した充電電流により充放電キャパシタを充電する充電ステップと、キャパシタ電圧の比較結果にもとづいて、ハイレベルとローレベルが切り替わるパルス信号を生成するステップと、スイッチングステップと、を備える。スイッチングステップは、パルス信号にもとづいて、入力電圧を利用してフライングキャパシタを充電するステップと、フライングキャパシタに蓄えられた電荷を利用して出力キャパシタを充電するステップと、を交互に繰り返す。

なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、回路規模の増大を抑制しつつ、出力電圧を所望の値に調節可能なチャージポンプ回路を提供できる。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが部材Ｂに接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

また本明細書において、電圧信号、電流信号、あるいは抵抗、キャパシタに付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値、あるいは抵抗値、容量値を表すものとする。

図１は、本発明の実施の形態に係るチャージポンプ回路１２０の構成を示す回路図である。チャージポンプ回路１２０は、入力端子１２２に入力された入力電圧Ｖｉｎを昇圧し、出力端子１２４から出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。入力電圧Ｖｉｎとして、図示しない電池から出力される電池電圧や、電源回路から供給される電源電圧Ｖｄｄが利用される。本発明は、任意の昇圧率のチャージポンプ回路に適用可能であるが、以下、理解を容易とするため、２倍のチャージポンプ回路について説明する。

チャージポンプ回路１２０は、制御回路１００、フライングキャパシタＣｆ１、出力キャパシタＣｏ１、帰還抵抗Ｒ１、Ｒ２を備える。図１のチャージポンプ回路は、昇圧率が２倍であるため、ひとつのフライングキャパシタＣｆ１とひとつの出力キャパシタＣｏ１を備えるが、別の昇圧率の場合や、複数の出力電圧を生成する場合、フライングキャパシタや出力キャパシタは複数であってもよい。

制御回路１００は、第１スイッチ群１０、第２スイッチ群１２、パルス周波数変調器８０、ドライバ４０、を備え、ひとつの半導体基板上に集積化された機能回路である。入力端子１０２には、外部からの入力電圧Ｖｉｎが印加される。キャパシタ端子１０４、キャパシタ端子１０６の間には、フライングキャパシタＣｆ１が接続され、出力端子１０８と接地間には出力キャパシタＣｏ１が接続される。接地端子１１０は接地されており、帰還端子１１２には出力電圧Ｖｏｕｔに応じた帰還電圧Ｖｆｂが入力される。帰還電圧Ｖｆｂは、出力電圧Ｖｏｕｔを帰還抵抗Ｒ１、帰還抵抗Ｒ２によって分圧された電圧である。

一般に、チャージポンプ回路は、フライングキャパシタを充電する充電期間φ１と、フライングキャパシタに蓄えられた電荷を利用して出力キャパシタの充電する放電期間φ２と、を繰り返すことにより、昇圧された電圧を生成する。

第１スイッチ群１０は、入力電圧Ｖｉｎを利用してフライングキャパシタＣｆ１を充電する経路に設けられた少なくともひとつのスイッチを含む。第１スイッチ群１０およびフライングキャパシタＣｆ１は、入力端子１２２と接地間に直列な経路を形成している。本実施の形態では、第１スイッチ群１０は、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２を含んでいる。具体的には、第１スイッチＳＷ１は、入力端子１０２とキャパシタ端子１０４の間に設けられ、第２スイッチＳＷ２は、キャパシタ端子１０６と接地端子１１０の間に設けられる。第１スイッチＳＷ１はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であり、第２スイッチＳＷ２はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである。

第２スイッチ群１２は、充電期間φ１においてフライングキャパシタＣｆ１に蓄えられた電荷を利用して出力キャパシタＣｏ１を充電する経路に設けられた少なくともひとつのスイッチを含む。本実施の形態では、第２スイッチ群１２は第３スイッチＳＷ３、第４スイッチＳＷ４を含んでおり、具体的には、第３スイッチＳＷ３は入力端子１０２とキャパシタ端子１０６の間に設けられており、第４スイッチＳＷ４はキャパシタ端子１０４と出力端子１０８の間に設けられている。第３スイッチＳＷ３、第４スイッチＳＷ４はともにＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである。

ドライバ４０は、レベルシフト回路を含んでおり、第１スイッチＳＷ１〜第４スイッチＳＷ４のゲート電圧を切り換えて、オン、オフを制御する。

充電期間φ１において、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２がともにオンすると、フライングキャパシタＣｆ１の一端に入力電圧Ｖｉｎが印加され、他端が接地され、その結果、フライングキャパシタＣｆ１が入力電圧Ｖｉｎで充電される。フライングキャパシタＣｆ１の両端の電位差をΔＶとする。

放電期間φ２において、第３スイッチＳＷ３、第４スイッチＳＷ４がともにオンすると、キャパシタ端子１０６の電位は、入力電圧Ｖｉｎと等しくなり、キャパシタ端子１０４の電位は、Ｖｉｎ＋ΔＶとなる。キャパシタ端子１０４の電位が、第４スイッチＳＷ４を介して出力キャパシタＣｏ１に印加されることにより、出力キャパシタＣｏ１が充電される。

チャージポンプ回路１２０は、充電期間φ１と放電期間φ２を交互に繰り返し、入力電圧Ｖｉｎを昇圧する。

パルス周波数変調器８０は、パルス信号Ｓｐｆｍを生成し、ドライバ４０に供給する。ドライバ４０は、パルス信号Ｓｐｆｍのハイ期間ＴＨを、充電期間φ１または放電期間φ２のいずれか割り当て、ロー期間ＴＬを他方に割り当て、第１スイッチ群１０と第２スイッチ群１２を交互にオンさせる。

ドライバ４０は、第１スイッチ群１０と第２スイッチ群１２とが同時にオンしないように、デッドタイムを設けて、パルス信号Ｓｐｆｍのポジティブエッジとネガティブエッジの付近において、第１スイッチ群１０と第２スイッチ群１２が両方オフとなるデッドタイムを設定することが好ましい。デッドタイムの設定方法は、公知の技術を利用すればよい。

本実施の形態に係るチャージポンプ回路１２０は、第１スイッチＳＷ１〜第４スイッチＳＷ４を駆動するためのパルス信号を、パルス周波数変調（ＰＦＭ）によって生成する点を特徴としている。

パルス周波数変調器８０には、チャージポンプ回路１２０の出力電圧Ｖｏｕｔに応じた帰還電圧Ｖｆｂが入力されている。パルス周波数変調器８０は、デューティ比が所定の値に固定されたパルス信号Ｓｐｆｍを生成する。パルス周波数変調器８０は、帰還電圧Ｖｆｂが所定の第１基準電圧Ｖｒｅｆ１と一致するように、パルス信号Ｓｐｆｍの周波数を調節する。

図２は、図１のパルス周波数変調器８０の構成例を示す回路図である。パルス周波数変調器８０は、誤差増幅器８２、電流源８４、充放電回路９０、充放電制御部９２を備える。

誤差増幅器８２は、帰還電圧Ｖｆｂと第１基準電圧Ｖｒｅｆ１の誤差を増幅し、誤差電圧Ｖｅｒｒを生成する。充放電キャパシタＣＴは、一端が接地され、その電位が固定されている。

電流源８４は、誤差電圧Ｖｅｒｒに応じた可変電流Ｉｖを生成する。電流源８４は、レギュレータ８６、周波数設定用トランジスタ８８、最大周波数設定用抵抗ＲＴを含む。
レギュレータ８６は、所定の第２基準電圧Ｖｒｅｆ２を生成する。周波数設定用トランジスタ８８は、レギュレータ８６の出力端子と接地端子（固定電圧端子）の間に設けられている。周波数設定用トランジスタ８８の制御端子（ソース）には、誤差電圧Ｖｅｒｒが入力される。周波数設定用トランジスタ８８のオン抵抗Ｒｏｎは、誤差電圧Ｖｅｒｒに応じて調節される。最大周波数設定用抵抗ＲＴは、レギュレータ８６の出力端子と固定電圧端子の間に、周波数設定用トランジスタ８８と直列に設けられる。

電流源８４は、周波数設定用トランジスタ８８に流れる電流を可変電流Ｉｖとして出力する。

充放電回路９０は、充電状態と放電状態が切りかえられる。充放電回路９０は、充電状態において、可変電流Ｉｖに比例した充電電流Ｉｃｈｇで充放電キャパシタＣＴを充電する。また、放電状態において可変電流Ｉｖに比例した放電電流Ｉｄｉｓで充放電キャパシタＣＴを放電する。充電電流Ｉｃｈｇと放電電流Ｉｄｉｓは等しく設定される。

充放電回路９０は、第１カレントミラー回路９０ａ、第２カレントミラー回路９０ｂを含む。第１カレントミラー回路９０ａは、トランジスタＭ１０、Ｍ１１、Ｍ１２を含み、可変電流Ｉｖに第１係数を乗じた第１電流Ｉ１を充放電キャパシタＣＴに供給する。

第２カレントミラー回路９０ｂは、トランジスタＭ１３、Ｍ１４、Ｍ１５を含み、オンオフが切りかえ可能に構成され、オン状態において可変電流Ｉｖに第２係数を乗じた第２電流Ｉ２を充放電キャパシタＣＴから引き抜く。第２カレントミラー回路９０ｂのオンオフは、トランジスタＭ１５によって切りかえられる。

充放電回路９０は、第２カレントミラー回路９０ｂがオフのとき、第１電流Ｉ１を充電電流Ｉｃｈｇとして出力し、第２カレントミラー回路９０ｂがオンのとき、第２電流Ｉ２と第１電流Ｉ１の差電流（Ｉ２−Ｉ１）を放電電流Ｉｄｉｓとして出力する。第２係数を、第１係数の２倍に設定するとき、Ｉｃｈｇ＝Ｉｄｉｓとなる。

充放電制御部９２は、充放電キャパシタＣＴの他端に生ずるキャパシタ電圧ＶＣＴを、所定の上限電圧ＶＨおよび下限電圧ＶＬと比較する。充放電制御部９２は、キャパシタ電圧ＶＣＴが上限電圧ＶＨに達すると、充放電回路９０を放電状態に設定する。また、キャパシタ電圧ＶＣＴが下限電圧ＶＬまで低下すると、充放電回路９０を充電状態に設定する。

充放電制御部９２は、第１コンパレータ９４、第２コンパレータ９６、フリップフロップ９８を含む。第１コンパレータ９４は、キャパシタ電圧ＶＣＴを上限電圧ＶＨと比較し、キャパシタ電圧ＶＣＴが上限電圧ＶＨに達するタイミングに第１エッジを有する第１信号Ｓ１を生成する。第２コンパレータ９６は、キャパシタ電圧ＶＣＴを下限電圧ＶＬと比較し、キャパシタ電圧ＶＣＴが下限電圧ＶＬまで低下するタイミングに第２エッジを有する第２信号Ｓ２を生成する。フリップフロップ９８は、第１信号Ｓ１、第２信号Ｓ２それぞれの第１エッジ、第２エッジによりセット、リセットされる。充放電制御部９２は、フリップフロップ９８の出力をパルス信号Ｓｐｆｍとして出力する。
パルス信号Ｓｐｆｍは、第２カレントミラー回路９０ｂのトランジスタＭ１５のゲート（制御端子）に入力される。したがって、第２カレントミラー回路９０ｂのオンオフはフリップフロップ９８の出力に応じて切りかえられる。

図２のパルス周波数変調器８０によれば、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値に一致するように周波数が制御されるパルス信号Ｓｐｆｍを生成することができる。

チャージポンプ回路１２０の出力インピーダンス、つまり負荷の駆動能力は、スイッチング周波数に依存する。そこで、出力電圧Ｖｏｕｔを帰還してスイッチング周波数を調節することにより、リニアレギュレータを設けなくても、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保つことができる。チャージポンプ回路１２０は、リニアレギュレータが不要であるため、回路面積を縮小できるという利点も有している。

また、実施の形態に係るチャージポンプ回路１２０は、軽負荷時にスイッチング周波数が低下するため、消費電力を低減し、あるいは電源の効率を高めることができる。従来のように、固定デューティ、固定周波数のパルス信号を生成してチャージポンプ回路を駆動し、リニアレギュレータによって出力電圧を調節する場合、負荷の軽重に関わらずチャージポンプ回路が同じ周波数で動作する。チャージポンプ回路１２０の第１スイッチＳＷ１〜第４スイッチＳＷ４のオンオフを切りかえるためには、各トランジスタのゲート電圧を変化させる必要があるから、軽負荷時に高周波数で駆動すると、電源の効率が低下してしまう。実施の形態に係るチャージポンプ回路１２０はこの問題を解決することができる。

以上、実施の形態にかかるチャージポンプ回路１２０について説明した。上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

図３は、パルス周波数変調器の別の構成例を示す回路図である。パルス周波数変調器８０ａは、誤差増幅器８２およびリングオシレータ８９を含む。

リングオシレータ８９は、複数のインバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ３、可変抵抗Ｒ１０、Ｒ１２、キャパシタＣ１０、Ｃ１２を含む。インバータの段数は任意であり、３個に限定されるものではない。
可変抵抗Ｒ１０、キャパシタＣ１０はローパスフィルタを形成し、インバータＩＮＶ１とＩＮＶ２の間に設けられる。同様に、可変抵抗Ｒ１２、キャパシタＣ１２はローパスフィルタを形成し、インバータＩＮＶ２とＩＮＶ３の間に設けられる。可変抵抗Ｒ１０、Ｒ１２の抵抗値は、誤差増幅器８２からの誤差電圧Ｖｅｒｒに応じて設定される。

図３のパルス周波数変調器８０ａによれば、可変抵抗Ｒ１０、Ｒ１２の抵抗値と連動して、リングオシレータ８９の発振周波数を変化させることができる。
なお、可変抵抗Ｒ１０、Ｒ１２の抵抗値を変化させる代わりに、誤差電圧Ｖｅｒｒに応じて、インバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ３の電源電圧Ｖｄｄを変化させたり、キャパシタＣ１０、Ｃ１２の容量値を変化させてもよい。

図３のパルス周波数変調器８０ａによれば、図２のパルス周波数変調器８０に比べて回路を簡素化でき、回路面積および消費電流の観点で有利である。

チャージポンプ回路の構成は図１のトポロジーに限定されない。たとえば、トランジスタのスイッチに代えてダイオードを用いてもよい。また、実施の形態では、昇圧率２倍のチャージポンプ回路を説明したが、２つの入力電圧を加算する加算型チャージポンプ回路であってもよい。この場合、第１スイッチＳＷ１と第３スイッチＳＷ３の共通接続される端子を分離し、第１入力端子と第２入力端子を設ければよい。そして、第１スイッチＳＷ１の一端を第１入力端子と接続し、第３スイッチＳＷ３の一端を第２入力端子と接続する。

また、昇圧率が１．５倍、あるいは４倍のチャージポンプ回路であってもよく、あるいは複数の昇圧率が切り換え可能なチャージポンプ回路であってもよい。さらに、負電圧を生成するための電圧反転型のチャージポンプ回路にも本発明は適用可能である。

実施の形態では、第１スイッチＳＷ１〜第４スイッチＳＷ４が制御回路１００に内蔵される場合を説明したが、ディスクリート素子を用いて、制御回路１００の外部に設けてもよい。

各信号の論理レベルは実施の形態のそれに限定されず、適宜反転することができる。

実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を離脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

本発明の実施の形態に係るチャージポンプ回路の構成を示す回路図である。 図１のパルス周波数変調器の構成例を示す回路図である。 パルス周波数変調器の別の構成例を示す回路図である。

符号の説明

１００…制御回路、１０２…入力端子、１０４…キャパシタ端子、１０６…キャパシタ端子、１０８…出力端子、１１０…接地端子、１１２…帰還端子、１２０…チャージポンプ回路、１２２…入力端子、１２４…出力端子、Ｃｆ１…フライングキャパシタ、Ｃｏ１…出力キャパシタ、Ｒ１…帰還抵抗、Ｒ２…帰還抵抗、１０…第１スイッチ群、１２…第２スイッチ群、ＳＷ１…第１スイッチ、ＳＷ２…第２スイッチ、ＳＷ３…第３スイッチ、ＳＷ４…第４スイッチ、８０…パルス周波数変調器、８２…誤差増幅器、８４…電流源、８６…レギュレータ、８８…周波数設定用トランジスタ、ＲＴ…最大周波数設定用抵抗、９０…充放電回路、９０ａ…第１カレントミラー回路、９０ｂ…第２カレントミラー回路、ＣＴ…充放電キャパシタ、９２…充放電制御部、９４…第１コンパレータ、９６…第２コンパレータ、９８…フリップフロップ、４０…ドライバ、Ｖｉｎ…入力電圧、Ｖｏｕｔ…出力電圧。

Claims (9)

1. 少なくともひとつのフライングキャパシタと、少なくともひとつの出力キャパシタと、を有するチャージポンプ回路の制御回路であって、
   入力電圧を利用して前記フライングキャパシタを充電する経路に設けられた少なくともひとつのスイッチを含む第１スイッチ群と、
   前記フライングキャパシタに蓄えられた電荷を利用して前記出力キャパシタを充電する経路に設けられた少なくともひとつのスイッチを含む第２スイッチ群と、
   デューティ比が固定され、前記チャージポンプ回路の出力電圧に応じた帰還電圧が所定の第１基準電圧と一致するように周波数が調節されるパルス信号を生成するパルス変調器と、
   前記パルス信号を受け、前記パルス信号のハイ期間に応じた期間、前記第１、第２スイッチ群のいずれか一方をオンし、そのロー期間に応じた期間、他方をオンするドライバと、
   を備えることを特徴とする制御回路。
2. 前記パルス変調器は、
   前記帰還電圧と前記第１基準電圧の誤差を増幅して誤差電圧を生成する誤差増幅器と、
   一端の電位が固定された充放電キャパシタと、
   前記誤差電圧に応じた可変電流を生成する電流源と、
   充電状態において前記可変電流に比例した充電電流で前記充放電キャパシタを充電し、放電状態において前記可変電流に比例した放電電流で前記充放電キャパシタを放電する充放電回路と、
   前記充放電キャパシタの他端に生ずるキャパシタ電圧を、所定の上限電圧および下限電圧と比較し、前記キャパシタ電圧が前記上限電圧に達すると、前記充放電回路を前記放電状態に設定し、前記キャパシタ電圧が前記下限電圧まで低下すると、前記充放電回路を前記充電状態に設定する充放電制御部と、
   を含み、前記充電状態と前記放電状態の切り替わりのタイミングで、前記パルス信号のレベルを遷移させることを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
3. 前記充電電流と前記放電電流は等しいことを特徴とする請求項２に記載の制御回路。
4. 前記充放電回路は、
   前記可変電流に第１係数を乗じた第１電流を前記充放電キャパシタに供給する第１カレントミラー回路と、
   オンオフが切りかえ可能であり、前記可変電流に第２係数を乗じた第２電流を前記充放電キャパシタから引き抜く第２カレントミラー回路と、
   を含み、前記第１電流を前記充電電流として、前記第２電流と前記第１電流の差電流を前記放電電流として出力し、
   前記充放電制御部は、
   前記キャパシタ電圧を前記上限電圧と比較し、前記キャパシタ電圧が前記上限電圧に達するタイミングに第１エッジを有する第１信号を生成する第１コンパレータと、
   前記キャパシタ電圧を前記下限電圧と比較し、前記キャパシタ電圧が前記下限電圧まで低下するタイミングに第２エッジを有する第２信号を生成する第２コンパレータと、
   前記第１、第２信号それぞれの前記第１、第２エッジによりセット、リセットされるフリップフロップと、
   を含み、前記フリップフロップの出力を前記パルス信号として出力するとともに、前記フリップフロップの出力に応じて前記第２カレントミラー回路のオンオフを切りかえることを特徴とする請求項２に記載の制御回路。
5. 前記電流源は、
   所定の第２基準電圧を生成するレギュレータと、
   前記レギュレータの出力端子と固定電圧端子の間に設けられており、制御端子に前記誤差電圧が入力された周波数設定用トランジスタと、
   を含み、前記周波数設定用トランジスタに流れる電流を前記可変電流として出力することを特徴とする請求項２に記載の制御回路。
6. 前記電流源は、前記レギュレータの出力端子と前記固定電圧端子の間に、前記周波数設定用トランジスタと直列に設けられた最大周波数設定用抵抗をさらに含むことを特徴とする請求項５に記載の制御回路。
7. 前記パルス変調器は、
   前記帰還電圧と前記第１基準電圧の誤差を増幅して誤差電圧を生成する誤差増幅器と、
   前記誤差電圧に応じた周波数で発振するリングオシレータと、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
8. フライングキャパシタと、
   出力キャパシタと、
   前記フライングキャパシタおよび前記出力キャパシタの充放電状態を制御する請求項１から７のいずれかに記載の制御回路と、
   を備えることを特徴とするチャージポンプ回路。
9. 少なくともひとつのフライングキャパシタと、少なくともひとつの出力キャパシタと、を有するチャージポンプ回路の制御方法であって、
   前記チャージポンプ回路の出力電圧に応じた帰還電圧と所定の第１基準電圧の誤差を増幅して誤差電圧を生成するステップと、
   前記誤差電圧に応じた可変電流を生成するステップと、
   一端の電位が固定された充放電キャパシタの他端に生ずるキャパシタ電圧を、所定の上限電圧および下限電圧と比較するステップと、
   前記キャパシタ電圧が前記上限電圧に達すると、前記可変電流に比例した放電電流により前記充放電キャパシタを放電するステップと、
   前記キャパシタ電圧が前記下限電圧まで低下すると、前記可変電流に比例した充電電流により前記充放電キャパシタを充電する充電ステップと、
   前記キャパシタ電圧の比較結果にもとづいて、ハイレベルとローレベルが切り替わるパルス信号を生成するステップと、
   前記パルス信号にもとづいて、入力電圧を利用して前記フライングキャパシタを充電するステップと、前記フライングキャパシタに蓄えられた電荷を利用して前記出力キャパシタを充電するステップと、を交互に繰り返すスイッチングステップと、
   を備えることを特徴とする制御方法。

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