JP2000501248A

JP2000501248A - 符号分割多元接続（ｃｄｍａ）通信システム

Info

Publication number: JP2000501248A
Application number: JP9505232A
Authority: JP
Inventors: ロンプ，ゲリー; オズルタルク，ファティ; コワルスキー，ジョン; レジス，ロバート; ルディー，マイケル; マルラ，アレキサンダー; ジャックス，アレキサンダー; シルバーバーグ，アビ
Original assignee: InterDigital Technology Corp
Current assignee: InterDigital Technology Corp
Priority date: 1995-06-30
Filing date: 1996-06-27
Publication date: 2000-02-02
Anticipated expiration: 2016-06-27
Also published as: JP4130925B2; JP3707785B2; DE984577T1; FI20080292A; PT836770E; ATE289714T1; DE69634346T2; ATE288152T1; DE69634390D1; AU6401396A; EP1213846B9; EP2259634A3; US20140348135A1; MY126175A; ZA965340B; JP2014131299A; EP0986188A3; DE69635140D1; FI20145509A; US20040071198A1

Abstract

(57)【要約】多元接続拡散帯域通信システムは、テレコミュニケーションライン上で無線搬送波基地（ＲＣＳ）が受信した複数の情報信号を処理して、これを、高周波（ＲＦ）チャネル上で、符号分割多重化（ＣＤＭ）信号として一群の加入者ユニット（ＳＵ）に同時送信する。ＲＣＳは、テレコミュニケーションライン情報信号に対応する通話要求信号と、その通話を受けるユーザを識別するユーザ識別信号とを受信する。ＲＣＳは、複数の符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）モデムを含み、この複数のモデムの内の１つはグローバルパイロット符号信号を提供する。上記複数のモデムは、このグローバルパイロット信号に同期したメッセージ符号信号を提供する。各モデムは、情報信号をメッセージ符号信号と組み合わせてＣＤＭ処理済み信号を提供する。ＲＣＳは、遠隔通話を受けるように接続されたシステムチャネルコントローラを含む。ＲＦ送信器は、全てのモデムに接続され、これにより、上記ＣＤＭ処理済み信号を上記グローバルパイロット信号と組み合わせてＣＤＭ信号を生成する。また、ＲＦ送信器は、上記ＣＤＭ信号で搬送波信号を変調し、ＲＦ通信チャネルを介して変調搬送波信号をＳＵに送信する。各ＳＵは、これも上記グローバルパイロット信号に同期したＣＤＭＡモデムを含む。ＣＤＭＡモデムは、ＣＤＭ信号を収縮して、ユーザに収縮情報信号を提供する。本システムは、システムの性能を向上すべく、ＲＣＳおよびＳＵの最小システム送信電力レベルを維持するための閉ループ制御システムと、アクティブＳＵの最大数を維持するためのシステム容量管理とを有している。

Description

【発明の詳細な説明】符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システム発明の背景本発明は、一般に、拡散帯域通信としても知られている符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信に関する。さらに特定的には、本発明は、所定の高周波（radio fr equency）にわたって、少なくとも１つの同時ユーザベアラチャネル（bearer ch annel）を提供し、マルチパスインターフェアレンスを拒否しながらべアラチャネルレートのダイナミックな割当てを可能にする高性能なＣＤＭＡ通信システムを提供するためのシステムおよび方法に関する。関連技術の説明地方の電話システムおよび発展途上国における電話システムなどのリモートとして分類されるユーザグループに高品質のテレコミュニケーションサービスを提供することは、近年課題となってきている。これらの需要の一部は、固定または移動周波数分割多重（ＦＤＭ）システム、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）システム、時分割多重（ＴＤＭ）システム、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）システム、周波数分割および時分割組み合わせシステム（ＦＤ／ＴＤＭＡ）、ならびに他の陸上移動無線システムなどのワイヤレス無線サービスによって満たされている。通常、これらのリモートサービスは、周波数またはスペクトル帯域幅容量によって同時にサポートされ得るよりも多くの潜在的ユーザに直面する。ワイヤレス通信における近年の進歩によると、これらの制限を認識して、拡散帯域変調技術を用いて複数のユーザによる同時通信を提供している。拡散帯域変調とは、拡散符号信号を用いて情報信号を変調することを指す。拡散符号信号は、符号発生器によって生成され、拡散符号の周期Ｔｃは、実質的に、情報データビットまたはシンボル信号の周期よりも短い。符号は、情報が送信されたときの搬送波周波数を変調し得る（周波数ホップ（frequency-hopped）拡散と呼ばれる）か、または情報データ信号を用いて拡散符号を多重化することによって信号を直接変調し得る（直接シーケンス拡散（ＤＳ）と呼ばれる）。拡散帯域変調は、情報信号を送信するために必要な帯域幅よりも実質的に大きい帯域幅を有する信号を生成する。受信器における信号の同期受信および収縮によって元の情報は復元される。受信器における同期復調器は、参照信号を用いて、収縮回路を入力拡散帯域変調信号と同期させ、搬送波信号および情報信号を復元する。参照信号は、情報信号によって変調されない拡散符号であり得る。ワイヤレスネットワークにおける拡散帯域変調では、複数のユーザが、互いの受信器への干渉を最小限に抑えながら同一の周波数帯域を用い得るため、多くの利点が提供される。拡散帯域変調はまた、他のソースからの干渉の影響も低減する。さらに同期拡散帯域変調および復調技術は、単一のユーザに複数のメッセージチャネルを提供し、それぞれが異なる拡散符号を有して拡散し、かつ、単一の参照信号のみをユーザに送信することによって発展し得る。拡散帯域技術が用いられる１つの領域は、パーソナル通信サービス（ＰＣＳ）を提供するためのセルラー移動通信の分野である。このようなシステムは、多数のユーザをサポートし、ドップラーシフトおよびフェードを制御し、ビット誤り率が低い高速ディジタルデータ信号を提供するのが望ましい。これらのシステムは、直交または準直交拡散符号群を用い、パイロット拡散符号シーケンスは、これらの符号群と同期される。各ユーザは、拡散符号の１つを拡散機能として割り付けられる。このようなシステムについての関連した問題は、直交符号を用いて多数のユーザをサポートすること、リモートユニットが利用できる低減された電力を取り扱うこと、およびマルチパスフェーディング（fading）効果を取り扱うことである。このような問題に対する解決法としては、非常に長い直交符号シーケンスまたは準直交符号シーケンスを利用し、位相調整アレイアンテナを用いて複数の操作可能なビームを生成することが挙げられる。これらのシーケンスは、中央基準に同期した符号を循環シフトし、マルチパス信号を多様に組み合わせることによって再利用され得る。従来のシステムに関連する問題は、信頼性のある受信、および受信器収縮回路と受信信号との同期に焦点があてられる。マルチパスフェーディングによって、拡散帯域受信器に特別な問題が発生する。即ち、受信器が、入力信号での受信器の収縮手段の符号位相ロックを維持するために、マルチパスをどうにかしてトラックしなければならないという問題である。従来の受信器は、一般に、マルチパス信号の１つまたは２つしかトラックしないが、この方法では不十分である。なぜなら、低電力マルチパス信号成分を組み合わせたグループは、実際には、１つまたは２つの最も強いマルチパス成分よりもはるかに大きい電力を含み得るからである。従来の受信器は、最も強い成分をトラックし、組み合わせて、受信器の所定のビット誤り率（ＢＥＲ）を維持する。このような受信器は、例えば、Gilh ousenらのDIVERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPH0NE SYSTEMという名称の米国特許第5,109,390号に記載されている。しかし、すべてのマルチパス成分を組み合わせる受信器は、従来のシステムの信号電力よりも低い信号電力を用いて所望のＢＥＲを維持することが可能である。なぜなら、受信器は、より大きな信号電力を利用することができるからである。この結果、実質的にすべてのマルチパス信号成分をトラックし、実質的にすべてのマルチパス信号が受信器内で組み合わされ、所定のＢＥＲに対して必要な信号の送信電力が低減され得る受信器を用いる拡散帯域通信システムが需要される。多元接続、拡散帯域通信システムに関連する他の問題は、ユーザが限定された電力しか利用することができないため、システムにおけるユーザの送信電力全体を低減する必要があることである。拡散帯域システムにおいて電力制御を必要とする関連の問題は、あるユーザの拡散帯域信号が、特定の電力レベルを有する雑音として他のユーザの受信器によって受信されるという拡散帯域システムの固有の特徴に関連する。このため、高レベルの信号電力を送信するユーザは、他のユーザの受信を干渉し得る。また、あるユーザが他のユーザの地理的な位置に対して移動する場合、信号フェーディングおよび歪みのために、ユーザはその送信電力レベルを特定の信号品質を維持するように調整することが要求される。同時に、システムは、基地ステーションがすべてのユーザから受信する電力を比較的一定に維持しなければならない。最後に、拡散帯域システムは、同時にサポートされ得るよりも多くのリモートユーザを有することが可能であるため、電力制御システムもまた、最大のシステム電力レベルに到達するとさらなるユーザを拒否する容量管理方法を用いなければならない。従来の拡散帯域システムは、受信信号を計測し、適応電力制御（ＡＰＣ）信号をリモートユーザに送信する基地ステーションを用いている。リモートユーザは、ＡＰＣ信号に応答する自動利得制御（ＡＧＣ）回路を有する送信器を有する。このようなシステムにおいて、基地ステーションは、システム電力全体または各ユーザから受信した電力をモニタし、それに従ってＡＰＣ信号を設定する。この開ループシステムパフォーマンスは、リモートユーザが基地ステーションから受信した信号電力の測定を含み、ＡＰＣ信号を基地ステーションに送り返して閉ループ電力制御方法を実行することによって向上し得る。しかし、これらの電力制御システムには、いくつかの欠点がある。第１に、基地ステーションは、複合電力制御アルゴリズムを行い、基地ステーションにおける処理量を増加させなければならない。第２に、システムは、実際、いくつかのタイプの電力変化、即ち、ユーザの数の変動によって生じるノイズパワーの変化および特定のべアラチャネルの受信信号電力の変化を受ける。これらの変化は、異なる周波数で発生するので、２つのタイプの変化のうちの１つのみを補償するためには、簡単な電力制御アルゴリズムを最適化すればよい。最後に、これらの電力アルゴリズムは、システム電力全体を比較的高レベルに駆動する傾向がある。この結果、べアラチャネル電力レベルの変化に迅速に応答し、同時に、ユーザの数の変動に応答してすべてのユーザの送信電力を同時に調整する拡散帯域電力制御方法が需要される。また、システム全体の電力要求を最小限に抑え、個々のリモート受信器において十分なＢＥＲを維持する閉ループ電力制御システムを用いる改良された拡散帯域通信システムが需要される。さらに、このようなシステムは、リモートユーザの初期送信電力レベルを制御し、全システム容量を管理しなければならない。拡散帯域通信システムは、望ましくは、それぞれが少なくとも１つの通信チャネルを有する多数のユーザをサポートしなければならない。さらに、このようなシステムは、複数の包括的な情報チャネルを提供し、すべてのユーザに対して同時に情報を提供し、ユーザがシステムにアクセスできるようにしなければならない。これは、従来の拡散帯域システムを用いた場合、多数の拡散符号シーケンスを生成することによってのみ成し遂げられ得る。さらに、拡散帯域システムは、直交またはほぼ直交のシーケンスを用いて、受信器が誤った拡散符号シーケンスまたは位相にロックされる可能性を低減しなければならない。しかし、このような特性を有するこのように大きな符号シーケンス群を生成することは困難である。また、大きな符号群を生成するには、反復前の期間が長いシーケンスを生成する必要がある。この結果、受信器がこのような長いシーケンスとの同期を成し遂げるためにかける時間が増加する。従来の拡散符号発生器は、より短いシーケンスを組み合わせてより長いシーケンスを形成することがしばしばあるが、このようなシーケンスは、もはや直交性が十分ではないこともある。従って、ほぼ直交の特性を示し、反復前の期間が長いが、受信器が正しい符号位相を捕捉（acquisition）およびロックする時間を減少させる短い符号シーケンスの利点も有する大きな符号シーケンス群を高信頼性をもって生成する改良された方法が需要される。さらに、符号生成方法は、任意の周期を有する符号の生成を可能にしなければならない。なぜなら、拡散符号周期は、データレートまたはフレームサイズなどに用いられるパラメータによって決定されることが頻繁にあるからである。拡散符号シーケンスの他の望ましい特性は、ユーザデータ値の移行が符号シーケンス値の移行において起こることである。データは典型的には、２^Nで除算可能な周期を有するため、このような特性は通常、符号シーケンスが２^Nの均等の長さとなるように要求する。しかし、当該技術分野で周知のように、符号発生器は、一般に、２^N−１の長さの符号を生成するユーザ線形フィードバックシフトレジスタを用いる。このため、拡散帯域通信システムもまた、均等の長さの拡散符号シーケンスを生成しなければならない。最後に、拡散帯域通信システムは、伝統的なボイストラフィックに加えて、ＦＡＸ、ボイスバンドデータ、およびＩＳＤＮなどの多くの異なるタイプのデータを取り扱うことが可能でなければならない。サポートされるユーザの数を増加させるためには、多くのシステムは、ディジタル電話信号の「圧縮」を成し遂げるＡＤＰＣＭなどの符号化技術を用いる。しかし、ＦＡＸ、ＩＳＤＮおよび他のデータは、クリアチャネルとなるチャネルを必要とする。この結果、ユーザの信号に含まれる情報のタイプに応答して、符号化チャネルとクリアチャネルとの間の拡散帯域ベアラチャネルをダイナミックに変更する圧縮技術を支持する拡散帯域通信システムが需要される。発明の要旨本発明は、テレコミュニケーションラインによって同時に受信され、符号分割多重化（ＣＤＭ）信号として高周波（ＲＦ）チャネルによって同時に送信される複数の情報信号を処理する多元接続、拡散帯域通信システムに関する。このシステムは、テレコミュニケーションライン情報信号に対応するコールリクエスト信号と、コールリクエストおよび情報信号の送り先であるユーザを識別するユーザ識別信号とを受信する無線搬送波ステーション（ＲＣＳ）を有する。受信装置は、複数の符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）モデムに連結され、このモデムの１つは、グローバルパイロット符号信号および複数のメッセージ符号信号を提供し、ＣＤＭＡモデムのそれぞれは、複数の情報信号の１つと、その各々のメッセージ符号信号とを組み合わせて拡散帯域処理信号を生成する。複数のＣＤＭＡモデムの複数のメッセージ符号信号は、グローバルパイロット符号信号と同期される。このシステムはまた、チャネル割り付け信号に応答して、テレコミュニケーションラインで受信された各々の情報信号を複数のモデムのうちの指定されたモデムに接続する割り付け装置を有する。割り付け装置はタイム−スロット交換手段に接続されている。このシステムはさらに、リモートコールプロセッサおよびタイム −スロット交換手段に接続されたシステムチャネルコントローラを有する。システムチャネルコントローラは、ユーザ識別信号に応答し、チャネル割り付け信号を提供する。このシステムにおいて、ＲＦ送信器は、すべてのモデムと接続され、複数の拡散帯域処理メッセージ信号とグローバルパイロット符号信号とを組み合わせてＣＤＭ信号を生成する。ＲＦ送信器はまた、ＣＤＭ信号を用いて搬送波信号を変調し、変調された搬送波信号をＲＦ通信チャネルを介して送信する。送信されたＣＤＭ信号は、加入者に割り付けられた送信情報信号を処理および再構築する加入者ユニット（ＳＵ）によってＲＦ通信チャネルから受信される。ＳＵは、搬送波からのＣＤＭ信号を受信および復調する受信手段を有する。さらに、ＳＵは、加入者ユニットコントローラと、グローバルパイロット符号を捕捉し、拡散帯域処理信号を収縮して送信された情報信号を再構築する処理手段を有するＣＤＭＡモデムとを有する。ＲＣＳおよびＳＵはそれぞれ、情報信号および接続制御信号を含むテレコミュニケーション信号を送信および受信するためのＣＤＭＡモデムを有する。ＣＤＭＡモデムは、モデム送信器を有する。モデム送信器は、関連のパイロット符号信号を提供し、複数のメッセージ符号信号を生成する符号発生器と、情報信号のそれぞれとメッセージ符号信号のそれぞれとを組み合わせて拡散帯域処理メッセージ信号を生成する拡散手段と、メッセージ符号信号が同期されるグローバルパイロット符号信号を提供するグローバルパイロット符号発生器とを有する。ＣＤＭＡモデムはまた、関連のパイロット符号捕捉およびトラッキング論理を備えたモデム受信器を有する。関連のパイロット符号捕捉論理は、関連のパイロット符号生成器と、関連のパイロット信号の符号位相遅延バージョンを収縮した関連のパイロット信号を生成するための受信ＣＤＭ信号に相関させる関連のパイロット符号相関器のグループとを有する。関連のパイロット信号の符号位相は、検出器が、捕捉信号値を変化させることによって収縮した関連のパイロット符号信号の存在を示すまで、捕捉信号値に応答して変化する。関連のパイロット符号信号は、グローバルパイロット信号に同期される。関連のパイロット符号トラッキング論理は、捕捉信号に応答して、関連のパイロット符号信号の位相を調整し、収縮した関連のパイロット符号信号の信号電力レベルを最大にする。最後に、ＣＤＭＡモデム受信器は、メッセージ信号捕捉回路のグループを有する。各メッセージ信号捕捉回路は、ローカル受信メッセージ符号信号の１つをＣＤＭ信号に相関させて各収縮した受信メッセージ信号を生成するための複数の受信メッセージ信号相関器を有する。ＣＤＭＡモデムによって用いられるほぼ互いに直交した大きな符号群を生成するために、本発明は、符号シーケンス発生器を有する。符号シーケンスは、ＲＦ通信チャネルによる同位相（Ｉ）および直交（Ｑ）送信を含む拡散帯域通信システムの各論理チャネルに割り付けされている。１セットのシーケンスは、データ信号によって変調されずに送信される符号シーケンスであるパイロットシーケンスとして用いられる。符号シーケンス生成回路は、線形フィードバックシフトレジスタと、短い均一符号シーケンスを提供するメモリと、フィードフォワード回路に与えられる符号シーケンスと最小の相関を示す符号群の他のメンバーを提供する複数の循環シフトフィードフォワード部とを有する長い符号シーケンス発生器を有する。符号シーケンス発生器はさらに、長い符号シーケンスの位相シフトバージョンのそれぞれと、短い均一な符号シーケンスとを組み合わせて、ほぼ互いに直交する符号のグループまたは群を生成するための符号シーケンス組合せ器のグループを有する。さらに、本発明は、拡散帯域チャネルの効率的ないくつかの利用法を含む。第１に、システムは、第１のトランシーバと第２のトランシーバとの間にメッセージチャネルのグループを含むべアラチャネル変調システムを有する。メッセージチャネルのグループのそれぞれは、異なる情報信号送信レートを支持する。第１のトランシーバは、受信情報信号をモニタし、受信した情報信号のタイプを決定し、その符号化信号に関連する符号化信号を生成する。特定のタイプの情報信号が存在する場合、第１のトランシーバは第１のメッセージチャネルから第２のメッセージチャネルヘ送信を切り替え、異なる送信レートを支持する。符号化信号が第１のトランシーバから第２のトランシーバヘ送信され、第２のトランシーバは、第２のメッセージチャネルに切り替わり、異なる送信レートで情報信号を受信する。ベアラメッセージチャネルの効率的な利用を向上させる他の方法は、本発明によって用いられるアイドル符号抑制の方法である。拡散帯域トランシーバは、アイドル期間に対応する所定のフラッグパターンを含むディジタルデータ情報信号を受信する。この方法は、１）ディジタルデータ信号を遅延およびモニタするステップと、２）所定のフラッグパターンを検出するステップと、３）フラッグパターンが検出されたときにディジタルデータ信号の送信を停止するステップと、４）フラッグパターンが検出されなかったときに拡散帯域信号としてデータ信号を送信するステップとを包含する。本発明は、拡散帯域通信システムのＲＣＳおよびＳＵの閉ループ自動電力制御（ＡＰＣ）のためのシステムおよび方法を含む。ＳＵは、拡散帯域信号を送信し、ＲＣＳは、拡散帯域信号を捕捉し、ＲＣＳは、拡散帯域信号および雑音を含むすべての干渉信号の受信電力レベルを検出する。ＡＰＣシステムは、ＲＣＳおよび複数のＳＵを有し、ＲＣＳは、複数の順方向チャネル情報信号を、各順方向送信電力レベルを有する複数の順方向チャネル拡散帯域信号としてＳＵに送信し、各ＳＵは、各逆方向送信電力レベルを有する少なくとも１つの逆方向拡散帯域信号および逆方向チャネル情報信号を有する少なくとも１つの逆方向チャネル拡散帯域信号を、基地ステーションに送信する。ＡＰＣは、自動順方向電力制御（ＡＦＰＣ）システムと、自動逆方向電力制御（ＡＲＰＣ）システムとを有する。ＡＦＰＣシステムは、ＳＵにおいて、各順方向チャネル情報信号の順方向信号−雑音比を測定し、各順方向信号−雑音比と予め決定された信号−雑音値との間の順方向誤差に対応する各順方向チャネル誤差信号を生成し、各順方向チャネル誤差信号をＳＵからの各逆方向チャネル情報信号の一部としてＲＣＳに送信することによって動作する。ＲＣＳは、逆方向チャネル情報信号を受信し、各逆方向チャネル情報信号から順方向チャネル誤差信号を抽出するための複数のＡＦＰＣ受信器を有する。ＲＣＵはまた、各順方向誤差信号に応答する各順方向拡散帯域信号のそれぞれの各順方向送信電力レベルを調整する。ＡＲＰＣシステムは、ＲＣＳにおいて各逆方向チャネル情報信号のそれぞれの逆方向信号−雑音比を測定し、各逆方向チャネル信号−雑音比と、予め決定された各信号−雑音値との間の誤差を示す各逆方向チャネル誤差信号を生成し、各逆方向チャネル誤差信号を各順方向チャネル情報信号の一部としてＳＵに送信することによって動作する。各ＳＵは、順方向チャネル情報信号を受信し、各逆方向誤差信号を順方向チャネル情報信号から抽出するためのＡＲＰＣ受信器を有する。ＳＵは、各逆方向誤差信号に応答して各逆方向拡散帯域信号の逆方向送信電力レベルを調整する。図面の簡単な説明図１は、本発明による符号分割多元接続通信システムのブロック図である。図2aは、本発明の符号発生器の長い拡散符号と共に用いるのに適した３６ステージの線形シフトレジスタのブロック図である。図2bは、符号発生器のフィードフォワード動作を示す回路のブロック図である。図2cは、長い拡散符号および短い拡散符号から拡散符号シーケンスを生成するための回路を有する本発明の例示的な符号発生器のブロック図である。図2dは、電気回路遅延を補償する遅延素子を有する符号生成回路の他の実施態様である。図3aは、パイロット拡散符号ＱＰＳＫ信号の点のグラフである。図3bは、メッセージチャネルＱＰＳＫ信号の点のグラフである。図3cは、本発明の受信した拡散符号位相をトラックする方法を実行する例示的な回路のブロック図である。図４は、受信したマルチパス信号成分の中央値をトラックするトラッキング回路のブロック図である。図5aは、受信したマルチパス信号成分の中心軌跡をトラックするトラッキング回路のブロック図である。図5bは、適応べクトル相関器のブロック図である。図６は、受信したパイロット符号の正しい拡散符号位相の捕捉決定方法を実行する本発明の例示的な回路のブロック図である。図７は、パイロット拡散符号を収縮するためのトラッキング回路およびディジタル位相ロックループ、ならびに重み付け係数の発生器を有する本発明の例示的なパイロットレーキフィルタのブロック図である。図8aは、マルチパス成分を収縮および組み合わせるための本発明の例示的な適応べクトル相関器および整合フィルタのブロック図である。図8bは、マルチパス成分を収縮および組み合わせるための本発明の適応べクトル相関器および適応整合フィルタの他の実装のブロック図である。図8cは、マルチパス成分を収縮および組み合わせるための本発明の適応ベクトル相関器および適応整合フィルタの他の実施態様のブロック図である。図8dは、本発明の１つの実施態様の適応整合フィルタのブロック図である。図９は、本発明の例示的な無線搬送波ステーション（ＲＣＳ）の要素のブロック図である。図10は、図９に示すＲＣＳにおいて用いるのに適した例示的なマルチプレクサの要素のブロック図である。図11は、図９に示すＲＣＳの例示的なワイヤレス接続コントローラ（ＷＡＣ）の要素のブロック図である。図12は、図９に示すＲＣＳの例示的なモデムインターフェースユニット（ＭＩＵ）の要素のブロック図である。図13は、ＣＤＭＡモデムの送信、受信、制御および符号生成回路を示す高レべルブロック図である。図14は、ＣＤＭＡモデムの送信部のブロック図である。図15は、例示的なモデム入力信号受信器のブロック図である。図16は、本発明において用いられる例示的なコンボルーション符号化器のブロック図である。図17は、ＣＤＭＡモデムの受信部のブロック図である。図18は、ＣＤＭＡモデム受信部において用いられる例示的な適応整合フィルタのブロック図である。図19は、ＣＤＭＡモデム受信部において用いられる例示的なパイロットレーキのブロック図である。図20は、ＣＤＭＡモデム受信部において用いられる例示的な補助パイロットレーキのブロック図である。図21は、図９に示すＲＣＳの例示的なビデオ分配回路（ＶＤＣ）のブロック図である。図22は、図９に示すＲＣＳの例示的なＲＦ送信器／受信器および例示的な電力増幅器のブロック図である。図23は、本発明の例示的な加入者ユニット（ＳＵ）のブロック図である。図24は、ＲＣＳとＳＵとの間でべアラチャネルを確立するために本発明によって用いられる着信コールリクエストのための例示的なコール確立アルゴリズムのフローチャート図である。図25は、ＲＣＳとＳＵとの間でべアラチャネルを確立するために本発明によって用いられる発信コールリクエストのための例示的なコール確立アルゴリズムのフローチャート図である。図26は、本発明の例示的なメンテナンス電力制御アルゴリズムのフローチャート図である。図27は、本発明の例示的な自動順方向電力制御アルゴリズムのフローチャート図である。図28は、本発明の例示的な自動逆方向電力制御アルゴリズムのフローチャート図である。図29は、べアラチャネルが確立されたときの本発明の例示的な閉ループ電力制御システムのブロック図である。図30は、べアラチャネルを確立するプロセスにおける本発明の例示的な閉ループ電力制御システムのブロック図である。例示的な実施態様の説明一般的なシステムの説明本発明のシステムは、少なくとも１つの基地ステーションと複数のリモート加入者ユニットとの間の無線リンクを用いてローカルループ電話サービスを提供する。例示的な実施態様において、無線リンクは、固定加入者ユニット（ＦＳＵ）と通信する基地ステーションについて説明されるが、システムは、ＦＳＵおよび移動加入者ユニット（ＭＳＵ）の両方への無線リンクを有する複数の基地ステーションを有するシステムにも同様に応用できる。このため、リモート加入者ユニットは、本願では、加入者ユニット（ＳＵ）と呼ぶ。図１を参照すると、基地ステーション（ＢＳ）１０１は、ローカル交換（ＬＥ）１０３または構内交換器（ＰＢＸ）などの任意の他の電話ネットワーク切り替えインターフェースへのコール接続を提供し、無線搬送波ステーション（ＲＣＳ）１０４を有する。少なくとも１つのＲＣＳ１０４、１０５および１１０は、リンク１３１、１３２、１３７、１３８および１３９を介して無線分配ユニット（ＲＤＵ）１０２に接続し、ならびにＲＤＵ１０２は、テルコリンク（telco link s）１４Ｌ、１４２および１５０を介したコールセットアップ信号、制御信号および情報信号の送受信によってＬＥ１０３とインターフェースする。ＳＵ１１６および１１９は、無線リンク１６１、１６２、１６３、１６４および１６５を介してＲＣＳ１０４と通信する。あるいは、本発明の他の実施態様は、いくつかのＳＵおよび機能的にＲＣＳと同様の「マスター」ＳＵを有する。このような実施態様は、ローカル電話ネットワークへの接続を有していてもいなくてもよい。無線リンク１６１から１６５は、ＤＣＳ１８００標準（１．７１〜１．７８５Ｇｈｚおよび１．８０５〜１．８８０ＧＨｚ）、ＵＳ−ＰＣＳ標準（１．８５〜１．９９Ｇｈｚ）、およびＣＥＰＴ標準（２．０〜２．７ＧＨｚ）の周波数帯域内で動作する。これらの帯域は記載する実施態様において用いられるが、本発明は、２．７ＧＨｚから５ＧＨｚの帯域を含むＵＨＦからＳＨＦの全帯域に同等に適用できる。送信および受信帯域幅は、それぞれ、７ＭＨｚから開始する３．５ＭＨｚの倍数および１０ＭＨｚから開始する５ＭＨｚの倍数である。記載するシステムは、７、１０、１０．５、１４および１５ＭＨｚの帯域幅を有する。本発明の例示する実施態様において、アップリンクとダウンリンクとの間の最小ガード帯域は２０ＭＨｚであり、望ましくは、信号帯域幅の少なくとも３倍である。二重の分離（duplex separation）は、５０から１７５ＭＨｚの間であり、記載する発明は、５０、７５、８０、９５および１７５ＭＨｚを用いる。他の周波数を用いてもよい。記載する実施態様は、送受信拡散帯域チャネルに対する搬送波を中心とした異なる拡散スペクトル帯域幅を用いるが、本発明の方法は、送信チャネル用の複数の拡散帯域幅および受信チャネル用の複数の拡散スペクトル帯域幅を用いるシステムに容易に拡張される。あるいは、拡散帯域通信システムは、あるユーザの送信が他のユーザの収縮受信器に対して雑音として現れる固有の特徴を有するので、実施態様では、送信通路チャネルおよび受信通路チャネルの両方に対して同じ拡散帯域チャネルを用い得る。換言すると、アップリンクおよびダウンリンク送信は、同一の周波数帯域を占有し得る。さらに、本発明の方法は、それぞれが、それぞれ異なるセットのメッセージ、アップリンク、ダウンリンクまたはアップリンクおよびダウンリンクを搬送する複数のＣＤＭＡ周波数帯域に容易に拡張され得る。拡散２進シンボル情報は、本実施態様において、ナイキストパルス整形されながら、直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）変調を用いて無線リンク１６１から１６５によって送信される。しかし、限定はされないがオフセットＱＰＳＫ（ＯＱＰＳＫ）および最小シフトキーイング（ＭＳＫ）を含む他の変調技術を用いてもよい。ガウス位相シフトキーイング（ＧＰＳＫ）およびＭ−ａｒｙ位相シフトキーイング（ＭＰＳＫ）。無線リンク１６１から１６５は、送信モードとして、広帯域符号分割多元接続（Ｂ−ＣＤＭＡ^TM）をアップリンクおよびダウンリンク方向の両方に導入する。多元接続システムにおいて用いられるＣＤＭＡ（拡散帯域としても知られている）通信技術は周知であり、Donald T SchlllingによるSYNCHR0N0US SPREAD-SPECT RUM C0MMUNICATI0N SYSTEM AND METH0Dという名称の米国特許第5,228,056号に記載されている。ここに記載されているシステムは、直接シーケンス（ＤＳ）拡散技術を用いる。ＣＤＭＡ変調器は、擬似雑音（ＰＮ）シーケンスであり得る拡散帯域拡散符号シーケンスの生成、および同位相（Ｉ）チャネルおよび直交（Ｑ）チャネルに対する拡散符号シーケンスを有するＱＰＳＫ信号の複合ＤＳ変調を成し遂げる。パイロット信号は、変調信号を用いて生成および送信され、本実施態様のパイロット信号はデータによって変調されない拡張符号である。パイロット信号は、同期、搬送波位相復元、および無線チャネルのインパルス応答を見積もるために用いられる。各ＳＵは、単一のパイロット発生器と、共にＣＤＭＡモデムとして知られる少なくとも1つのＣＤＭＡ変調器および復調器とを有する。各ＲＣＳ１０４、１０５および１１０は、単一のパイロット発生器と、すべてのＳＵによって使用されるすべての論理チャネルに対する十分なＣＤＭＡ変調器および復調器を有する。ＣＤＭＡ復調器は、適切な処理を用いて信号を収縮し、マルチパスの伝播効力に対抗またはこの効力を利用する。受信電力レベルに関するパラメータを用いて自動電力制御（ＡＰＣ）情報が生成され、次にこの情報は通信リンクの他端に送信される。ＡＰＣ情報は、自動順方向電力制御（ＡＦＰＣ）リンクおよび自動逆方向電力制御（ＡＲＰＣ）リンクの送信電力を制御するために用いられる。さらに、各ＲＣＳ１０４、１０５および１１０は、ＡＰＣと同様に、メンテナンス電力制御（ＭＰＣ）を成し遂げ、各ＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７および１１８の初期送信電力を調整し得る。復調は、パイロット信号が位相基準を提供するところではコヒーレント（coherent）である。記載する無線リンクは、８、１６、３２、６４、１２８および１４４ｋｂ／ｓのデータレートで複数のトラフィックチャネルを支持する。トラフィックチャネルが接続されている物理的チャネルは、１秒当たり６４ｋシンボルのレートで動作する。他のデータレートも支持され得、順方向誤差補正（ＦＥＣ）符号化が用いられ得る。記載する実施態様については、１／２の符号化レートおよび制約長７を有するＦＥＣが用いられる。他のレートおよび制約長は、用いられる符号生成技術と一貫して用いられ得る。ＲＣＳ１０４、１０５および１１０の無線アンテナにおける多様な組合せは必要ではない。なぜなら、ＣＤＭＡは、拡散帯域幅によって固有の周波数多様性を有するからである。受信器は、マルチパス信号を組み合わせる適応整合フィルタ（ＡＭＦ）（図１に示していない）を有する。本実施態様において、例示的なＡＭＦは、最大比組合せ（Maximal Ratio Combining）を成し遂げる。図１を参照すると、ＲＣＳ１０４は、リンク１３１、１３２、１３７を介して例えば、１．５４４Ｍｂ／ｓＤＳ１、２．０４８Ｍｂ／ｓＥｌまたはディジタルデータ信号を送受信するＨＤＳＬフォーマットでＲＤＵ１０２にインターフェースする。これらは、典型的な電話会社標準インターフェースであるが、本発明は、これらのディジタルデータフォーマットのみに限定されない。例示的なＲＣＳラインインターフェース（図１に示していない）は、ライン符号化（ＨＤＢ３、Ｂ８ＺＳ、ＡＭＩなど）を翻訳し、フレーミング情報を抽出または生成し、アラームおよびファシリティ情報伝達（signaling）機能およびチャネル特異的なループバックおよびパリティチェック機能を果たす。ここに記載するインターフェースは、６４ｋｂ／ｓＰＣＭ符号化電話トラフィックチャネルもしくは３２ｋｂ／ｓＡＤＰＣＭ符号化電話トラフィックチャネルまたはＩＳＤＮチャネルをＲＣＳに提供して処理する。他のＡＤＰＣＭ符号化技術は、シーケンス生成技術と一貫して用いられ得る。本発明のシステムはまた、ＲＣＳ１０４と、ＲＣＳ１０４と通信する各ＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７および１１８との間のべアラレート変更（bearer rate modification）を支持し、６４ｋｂ／ｓを支持するＣＤＭＡメッセージチャネルは、４．８ｋｂ／ｓを上回るレートが存在する場合に、ボイスバンドデータまたはＦＡＸに割り付けられ得る。このような６４ｋｂ／ｓべアラチャネルは、非符号化チャネルと見なされる。ＩＳＤＮについては、ベアラレート情報は、Ｄチャネルメッセージに基づいてダイナミックに行われ得る。図１では、ＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７および１１８はそれぞれ、電話ユニット１７０を含むか、または電話ユニット１７０とインターフェースをとるか、またはローカルスイッチ（ＰＢＸ）１７１とインターフェースをとる。電話ユニットからの入力は、音声、音声帯域データおよび信号を含み得る。ＳＵは、アナログ信号をデジタルシーケンスに翻訳し、データターミナル１７２またはＩＳＤＮインターフェース１７３も含み得る。ＳＵは、音声入力、音声帯域データまたはＦＡＸおよびデジタルデータを区別し得る。ＳＵは、３２kb/sまたはそれ以下のレートで、ＡＤＰＣＭなどの手法を用いて、音声データを符号化し、音声帯域データまたはＦＡＸを、４．８kb/sを超える速度で検出して、トラフィックチャネルを非符号化送信のために変更する（ベアラレート変更）。また、送信前に、A-法則（A-law）またはu-法則（u-law）の信号圧伸（companding）が行われ得るか、または、信号圧伸は行われ得ない。デジタルデータには、アイドルフラッグ消去（idle flag removal）などのデータ圧縮手法がまた、容量を節約するためおよびインターフェアレンスを最小限にするために使用され得る。ＲＣＳ１０４とＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７および１１８との間の無線インターフェースの送信電カレベルは、２つの異なる閉ループ電力制御方法を用いて制御される。自動順方向電力制御（ＡＦＰＣ）方法は、ダウンリンク送信電力レベルを決定し、自動逆方向電力制御（ＡＲＰＣ）方法は、アップリンク送信電力レベルを決定する。例えばＳＵ１１１およびＲＣＳ１０４が電力制御情報を転送する論理制御チャネルは、少なくとも１６kHzアップデートレートで動作する。その他の実施形態は、より早いあるいはより遅いアップデートレート、例えば６４kHz、を使用し得る。これらのアルゴリズムは、ユーザの送信電力が、許容可能なビット誤り率（ＢＥＲ）を維持すること、節電のためにシステム電力を最低限に維持すること、およびＲＣＳ１０４によって受け取られるＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７および１１８すべての電力レベルをほぼ同等レベルに維持することを確実にする。さらに、このシステムは、ＳＵの非アクティブモードの間、任意のメンテナンス電力制御方法を使用する。ＳＵ１１１が非アクティブまたは節電のために電源切断されているとき、ユニットが時々起動し、ＲＣＳ１０４からのメンテナンス電力制御信号に応じて、その初期送信電力レベル設定を調整する。メンテナンス電力信号は、ＲＣＳ１０４によって、ＳＵ１１１の受け取られた電力レベルおよび現在のシステム電カレベルを測定することによって決定され、そしてこれから、必要な初期送信電力を計算する。この方法は、通信を開始するための、ＳＵ１１１のチャネル捕捉時間を短縮する。この方法はまた、閉ループ電力制御が送信電力を下げる前に、ＳＵ１１１の送信電力レベルが高くなりすぎること、および初期送信中に、他のチャネルと干渉することを防ぐ。ＲＣＳ１０４は、これに限定されるわけではないが、Ｅ１、Ｔ１またはＨＤＳＬインターフェースなどのインターフェースラインから、そのクロックの同期をとる。ＲＣＳ１０４はまた、グローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）レシーバによって調整され得る発振器から、それ自体の内部クロック信号を発生させ得る。ＲＣＳ１０４は、拡散符号を有するが、データ変調はないチャネルである、グローバルパイロット符号を発生させ、これは遠隔のＳＵ１１１〜１１８によって捕捉され得る。ＲＣＳの全送信チャネルは、パイロットチャネルと同期化され、ＲＣＳ１０４内の論理通信チャネルに使用される、符号発生器（図示せず）の拡散符号位相もまた、パイロットチャネルの拡散符号位相と同期化される。同様に、ＲＣＳ１０４のグローバルパイロット符号を受け取るＳＵ１１１〜１１８は、ＳＵの符号発生器（図示せず）の拡散および収縮符号位相を、グローバルパイロット符号と同期化する。ＲＣＳ１０４、ＳＵ１１１およびＲＤＵ１０２は、無線リンク、電力供給、トラフィックチャネル、またはトラフィックチャネルのグループの損失またはドロップアウトを防止するため、システムエレメントのシステム冗長性、および、故障が生じた際に、内部機能システムエレメント間の自動切換を取り入れ得る。論理通信チャネル従来技術の「チャネル」は通常、インターフェースの一部であり、かつその内容に関係なく、そのインターフェースの他の経路と区別され得る、通信経路とみなされる。しかし、ＣＤＭＡの場合、個々の通信経路は、その内容によってのみ区別される。「論理チャネル」という用語は、個々のデータストリームを区別するために使用され、データストリームは論理的には従来の意味でのチャネルと同等である。本発明のすべての論理チャネルおよびサブチャネルは、一般的な毎秒６４キロシンボル（ksym/s）のＱＰＳＫストリームにマップされる。いくつかのチャネルは、システムのグローバルパイロット符号（ＧＰＣ）から発生し、それと類似する機能を果たす関連したパイロット符号と同期化される。しかし、システムパイロット信号は、論理チャネルとはみなされない。いくつかの論理通信チャネルは、ＲＣＳとＳＵとの間のＲＦ通信リンク上で使用される。各論理通信チャネルは、固定の、あらかじめ決定された拡散符号か、または動的に割り当てられた拡散符号を有する。あらかじめ決定された符号および割り当てられた符号とも、符号位相は、パイロット符号と同期化される。論理通信チャネルは、２つのグループに分けられる。グローバルチャネル（ＧＣ）グループは、ベースステーションのＲＣＳから全遠隔ＳＵに送信されるか、あるいはＳＵのアイデンティティにかかわらず、任意のＳＵからベースステーションのＲＣＳに送信されるチャネルを含む。ＧＣグループのチャネルは、システムにアクセスするためにＳＵによって使用されるチャネルを含む、全ユーザ用のある一定のタイプの情報を含み得る。割り当てられたチャネル（ＡＣ）グループのチャネルは、ＲＣＳと特定のＳＵとの間の通信専用のチャネルである。グローバルチャネル（ＧＣ）グループは、１）全ＳＵへのメッセージの同時通信およびＳＵへのメッセージのページングのための、ポイントツーマルチポイントサービスを提供する、同時通信制御論理チャネル、および２）ＳＵがシステムにアクセスし、割り当てられたチャネルを得るために、グローバルチャネル上でポイントツーポイントサービスを提供する、アクセス制御論理チャネルを提供する。本発明のＲＣＳは、複数のアクセス制御論理チャネルおよび１つの同時通信制御グループを有する。本発明のＳＵは、少なくとも１つのアクセス制御チャネルおよび少なくとも１つの同時通信制御論理チャネルを有する。ＲＣＳによって制御されるグローバル論理チャネルには、どのサービスおよびどのアクセルチャネルが現在利用可能かに関する、高速で変化する情報を同時通信する高速同時通信チャネル（ＦＢＣＨ）、および低速で変化するシステム情報およびページングメッセージを同時通信する低速同時通信チャネル（ＳＢＣＨ）がある。アクセスチャネル（ＡＸＣＨ）は、ＳＵがＲＣＳにアクセスし、割り当てられたチャネルへのアクセスを得るために使用される。各ＡＸＣＨは、制御チャネル（ＣＴＣＨ）と対になっている。ＣＴＣＨは、ＲＣＳがＳＵによるアクセスの試みを確認し、それに応答するために使用される。ロングアクセスパイロット（ＬＡＸＰＴ）は、ＡＸＣＨと同期的に送信され、ＲＣＳに時間および位相の参照を与える。割り当てられたチャネル（ＡＣ）グループは、ＲＣＳとＳＵとの間の単一のテレコミュニケーション接続を制御する論理チャネルを含む。ＡＣグループが形成されるときに生じる機能は、一対の電力制御論理メッセージチャネルを、アップリンクおよびダウンリンク接続それぞれのために含み、接続のタイプにより、１つまたはそれ以上の対のトラフィックチャネルを含む。べアラ制御機能（Bearer Control function）は、必要な順方向誤り制御およびべアラレート変更を行い、そして符号化（encryption）機能を果たす。ＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７および１１８にはそれぞれ、テレコミュニケーション接続が存在するとき、少なくとも１つのＡＣグループが形成され、ＲＣＳ１０４、１０５および１１０にはそれぞれ、複数のＡＣグループが形成され、進行中の各接続につき１つのＡＣグループが形成される。論理チャネルのＡＣグループは、接続の確立が成功するとともに、その接続のために形成される。ＡＣグループは、送信時の符号化、ＦＥＣ符号化、およびマルチプレクシング、および受信時のＦＥＣ復号化、解読、およびデマルチプレクシングを含む。各ＡＣグループは、ポイントツーポイントサービス向けの接続セットを提供し、特定のＲＣＳ、例えばＲＣＳ１０４と、特定のＳＵ、例えばＳＵ１１１との間で、双方向に動作する。接続のために形成されたＡＣグループは、単一の接続に関連するＲＦ通信チャネル上で、１つ以上のべアラを制御し得る。複数のべアラが、これに限定はしないがＩＳＤＮのような分散したデータを運ぶために使用される。ＡＣグループは、トラフィックチャネルの複写を提供し得、べアラレート変更機能のために、高速ファクシミリおよびモデムサービス用に、６４kb/sＰＣＭへの切換を容易にする。コール接続が成功した際に形成され、ＡＣグループに含まれる、割り当てられた論理チャネルには、専用信号チャネル［オーダワイヤ（ＯＷ）］、ＡＰＣチャネル、およびサポートされるサービスにより、８、１６、３２、あるいは６４kb /sのべアラである、１つまたはそれ以上のトラフィックチャネル（ＴＲＣＨ）がある。音声トラフィックのためには、中程度のレートの符号化スピーチ、ＡＤＰＣＭ、またはＰＣＭが、トラフィックチャネル上でサポートされ得る。ＩＳＤＮサービスタイプには、２つの６４kb/sのＴＲＣＨがＢチャネルを形成し、１６kb /sのＴＲＣＨがＤチャネルを形成する。あるいは、ＡＰＣサブチャネルが、それ自体のＣＤＭＡチャネル上で個別に変調され得るか、またはトラフィックチャネルあるいはＯＷチャネルと、時分割多重化され得る。本発明のＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７および１１８はそれぞれ、同時トラフィックチャネルを３つまでサポートする。ＴＲＣＨ用の３つの論理チャネルのユーザデータに対するマッピングを以下の表１に示す。ＡＰＣデータ速度は、６４kb/sで送られる。ＡＰＣ論理チャネルは、遅延を避けるため、ＦＥＣ符号化されず、ＡＰＣ用に使用される容量を最小限にするため、比較的低電力レベルで送信される。あるいは、ＡＰＣおよびＯＷは、複素拡散符号シーケンスを用いて、別々に変調され得るか、または時分割多重化され得る。ＯＷ論理チャネルは、レート１／２コンボリューションコードでＦＥＣ符号化される。この論理チャネルは、信号データがインターフェアレンスを低減するために存在するとき、バーストで送信される。アイドル期間の後、ＯＷ信号は、データフレームの開始に先立って、少なくとも３５のシンボルから開始する。サイレントメンテナンスコールデータには、ＯＷは、データのフレームの間を、連続的に送信される。表２で、例示的な実施形態で使用される論理チャネルの概略を示す。拡散符号本発明の論理チャネルを符号化するために使用されるＣＤＭＡ符号発生器は、当該分野では周知の方法である、フィードバック論理を用いた線形シフトレジスタ（ＬＳＲ）を使用する。本発明の本実施形態の符号発生器は、６４の同期固有シーケンスを発生させる。各ＲＦ通信チャネルは、論理チャネルの複素拡散（同位相および直交位相）のために、これらのシーケンスの一対を使用して、発生器は３２の複素拡散シーケンスを与える。シーケンスは、シフトレジスタ回路に最初にロードされる１つのシードによって発生される。拡散符号シーケンスの発生およびシード選択本発明の拡散符号周期は、シンボル長の整数倍として定義され、符号周期の開始は、シンボルの開始でもある。本発明の例示的な実施形態に選ばれた帯域幅とシンボル長の関係は以下の通りである。拡散符号長もまた、ＩＳＤＮフレームサポートのために６４および９６の倍数である。拡散符号は、チップまたはチップ値と呼ばれる、シンボルのシーケンスである。ガロア体数学を用いる、疑似ランダムシーケンスを発生させる一般的な方法は、当業者には公知である。しかし、本発明には、符号シーケンスの固有のセット、またはファミリが導かれている。まず、符号シーケンスを発生させるための線形フィードバックシフトレジスタの長さが選択され、レジスタの初期値は「シード」と呼ばれる。次に、制約が課され、符号シードによって発生された符号シーケンスが、同一の符号シードによって発生された別の符号シーケンスの巡回シフトとなり得ないようにする。最後に、１つのシードから発生された符号シーケンスは、別のシードによって発生された符号シーケンスの巡回シフトとなり得ない。本発明のチップ値の拡散符号長は以下の通りに決定している。１２８×２３３４１５＝２９８７７１２０（１）拡散符号は、周期２３３４１５の線形シーケンスと周期１２８の非線形シーケンスを組み合わせることによって発生される。例示的な実施形態のＦＢＣＨチャネルは例外である。それはＦＢＣＨチャネル拡散符号が、周期２３３４１５を有するよう、長さ１２８のシーケンスで符号化されていないからである。長さ１２８の非線形シーケンスは、フィードバック接続でシフトレジスタにロードされる固定シーケンスとして実現される。固定シーケンスは、当該分野では周知のごとく、１つの余分な論理０、１、またはランダム値でパッドされる、長さ１２７のｍ−シーケンスによって発生され得る。長さＬ＝２３３４１５の線形シーケンスは、３６ステージを有する線形フィードバックシフトレジスタ（ＬＦＳＲ）回路を用いて発生される。フィードバック接続は、３６次既約多項式ｈ（ｎ）に相当する。本発明の例示的な実施形態に選ばれた多項式ｈ（ｘ）は、 h(x)=x³⁶+x³⁵+x³⁰+x²⁸+x²⁶+x²⁵+x²²+x²⁰+x¹⁹+x¹⁷ +x¹⁶+x¹⁵+x¹⁴+x¹²+x¹¹+x⁹+x⁸+x⁴+x³+x²+1 または、二進法では h(x)=(1100001010110010110111101101100011101) （２）である。互いにほぼ直交する符号シーケンスを発生させる、方程式（２）の多項式ｈ（ｘ）を表す、ＬＦＳＲのための「シード」値のグループが決定される。シード値の第１の必要条件は、シード値が、単に互いの巡回シフトである２つの符号シーケンスを発生させないことである。シードは、ｈ（ｘ）を法とした剰余類の体である、ＧＦ（２³⁶）の元として表される。この体は、原始元δ＝ｘ²＋ｘ＋１を有する。δの二進法表記は、以下の通りである。 δ=000000000000000000000000000000000111 （３）ＧＦ（２³⁶）のすべての元はまた、ｈ（ｘ）を法として既約されたδのべきとして書かれ得る。この結果、シードは、δ、すなわち原始元のべきとして表される。元の位数の解は、すべての値の検索を必要としない。体（ＧＦ（２³⁶））の位数は元の位数で割り切れる。ＧＦ（２³⁶）の任意の元δに対し、あるｅが存在して、ｘ^e≡１（４）となるとき、ｅは２³⁶−１である。従って、２³⁶−１はＧＦ（２³⁶）における任意の元の位数で割り切れる。これらの制約を用いて、数値検索が、δ、すなわちｈ（ｘ）の原始元のべきである、シード値ｎのグループを発生することが決定された。本発明は、あらかじめ決定された符号シーケンスの、ある巡回シフトが同時に使用され得るということを認めることによって、ＣＤＭＡ通信システムでの使用に利用可能なシードの数を増やす方法を含む。本発明のセルサイズおよび帯域幅のラウンドトリップ遅延は、３０００チップを下回る。本発明の一実施形態では、シーケンスの、十分に間隔をあけられた巡回シフトは、符号シーケンスを決定しようとしているレシーバに曖昧さを引き起こすことなく、同一のセル内で使用され得る。この方法は、使用可能なシーケンスのセットを拡大する。前述のテストを実施することにより、合計３８７９の一次シードが、数値計算によって決定された。これらのシードは、数学的に、ｈ（ｘ）を法としたδⁿ （５）として与えられ、ｎの３８７９の値は、前記（３）と同様に、δ＝（００，．．．００１１１）を用いて、アペンディクスＡに挙げた。すべての一次シードがわかっているとき、本発明のすべての二次シードは、一次シードをｈ（ｘ）を法として４０９５チップの倍数だけシフトすることにより、一次シードから派生される。一旦シード値のファミリが決定されれば、これらの値はメモリに格納され、必要に応じて、論理チャネルに割り当てられる。一旦割り当てられれば、初期シード値は、そのシード値に関連する、必要な拡散符号シーケンスを生成するために、ＬＦＳＲに単にロードされる。長符号および短符号の急速捕捉特性拡散帯域受信器による正確な符号位相の急速な捕捉は、検出がより速い拡散符号を設計することによって向上する。本発明のこの実施態様は、以下の方法のうちの１つ以上を用いることによって急速捕捉特性を有する符号シーケンスを生成する新規の方法を包含する。先ず、２つ以上の短符号から長符号が構築され得る。この新規の具現例では多くの符号シーケンスが使用され、これらのうちの１つ以上は、平均捕捉位相サーチr=log2Lを有する長さＬの急速捕捉シーケンスである。このような特性を有するシーケンスは当業者には周知である。得られる長いシーケンスの平均捕捉試験位相数は、長いシーケンスの位相数の半分ではなく、 r=log2Lの倍数である。第２に、実数値を持つシーケンスを送信するのではなく、パイロット拡散符号信号内の複素数値を持つ拡散符号シーケンス（同位相(I)シーケンスおよび直交( Q)シーケンス）を送信する方法が用いられ得る。２つ以上の個別の符号シーケンスが複合チャネルにわたって送信され得る。シーケンスが異なる位相を有する場合は、２つ以上の符号チャネル間の相対的な位相シフトが既知であるとき、捕捉は捕捉回路によってこれら異なる符号シーケンスにわたって平行に行われ得る。例えば、２つのシーケンスにおいて、１つは同位相(I)チャネルで、そして１つは直交(Q)チャネルで送ることができる。符号シーケンスをサーチするためには、捕捉検出手段がこれら２つのチャネルをサーチするが、(Q)チャネルは、拡散符号シーケンス長の半分に等しいオフセットが与えられて開始される。符号シーケンス長がＮのときは、捕捉手段は(Q)チャネルではN/2でサーチを開始する。捕捉を見つけるための平均試験数は単一符号のサーチに対してはN/2であるが、(I) チャネルおよび位相の遅れた(Q)チャネルを平行してサーチすることで、平均試験数がN/4に減少する。各チャネルに送られる符号は同じ符号、１つのチャネルの符号位相が遅れた同じ符号、または異なる符号シーケンスのいずれでもよい。エポック構造およびサブエポック構造本発明の例示的なシステムで使用される長い複合拡散符号は、続いて符号を反復するための多くのチップを有する。拡散シーケンスの反復期間をエポックと呼ぶ。論理チャネルをCDMA拡散符号にマッピングするために、本発明はエポックおよびサブエポック構造を用いる。CDMA拡散符号が論理チャネルを変調する符号期間は29877120チップ／符号期間であり、これはすべての帯域幅に対して同じチップ数である。符号期間が本発明のエポックであり、次の表３は、サポートされたチップレートに対するエポック持続時間を定義している。さらに、拡散符号エポックにわたって２つのサブエポックが定義され、これらは233415チップおよび12 8チップの長さである。 233415チップのサブエポックは長いサブエポックと呼ばれ、符号化鍵の切り替えおよびグローバル符号から割り付け符号への変更などのRF通信インタフェースでの同期化イベントに使用される。128チップの短いエポックは、追加的なタイミング基準として使用するために定義される。単一CDMA符号で使用される最高シンボルレートは64ksym/sである。サポートされたシンボルレート64、32、16、および８ksym/sにおいて、シンボル持続時間内のチップ数はいつでも整数である。論理チャネルのエポックおよびサブエポックへのマッピング複合拡散符号は、シーケンスエポックの始まりがサポートされた帯域幅すべてのためのシンボルの始まりと一致するように設計される。本発明は、７、10、10 .5、14、および15MHzの帯域幅をサポートする。名目20％のロールオフを仮定すると、これらの帯域幅は次の表４のチップレートに対応する。１つのエポック内のチップ数は以下の通りである。 N=29877120=2⁷×3³×5×7×13×19 (6) インターリーブを用いる場合は、インターリーブ期間の始まりはシーケンスエポックの始まりに一致する。本発明の方法を用いて生成された拡散シーケンスは、様々な帯域幅に対して1.5msの倍数のインターリーブ期間をサポートすることができる。従来の巡回シーケンスは、線形フィードバックシフトレジスタ(LFSR)回路を用いて生成される。しかし、この方法は同じ長さのシーケンスを生成しない。既に生成された符号シードを用いる拡散符号シーケンス生成器の１つの実施態様を図 2a、図2b、および図2cに示す。本発明は、36段のLFSR20lを用いて、期間N’=233 415=3³×5×7×13×19のシーケンスを生成する。このシーケンスは図2aではC。で和）を表す。上記のように設計されたシーケンス生成器は、複素シーケンスセットの同位相部分および直交部分を生成する。36段LFSRのタップ接続および初期状態が、この回路によって生成されるシーケンスを決定する。36段LFSRのタップ係数は、得られるシーケンスが期間233415を有するように決定される。図2aに示すタップ接続は、等式(2)で与えられた多項式に対応することに留意せよ。得られる各シーケンスは次に128長のシーケンスC.との二進法加算によってオーバーレイされ、エポック期間29877120を得る。図2bは、符号生成器で使用されるフィードフォワード(FF)回路202を示す。信号X[n-1]はチップ遅延211の出力であり、チップ遅延211の入力はX[n]である。符号チップC[n]は、入力X[n]およびX[n-1]から論理加算器212によって形成される。図2cは、完全な拡散符号生成器を示す。LFSR201からは、出力信号は、図示するように縦続接続された63個までの単一段FF203よりなるチェーンを通過する。各FFの出力は、符号メモリ222内に格納され擬似乱数シーケンスのスペクトル特性を示す短い偶数符号シーケンスC.の期間128=2⁷にオーバーレイされて、エポックN=29877120を得る。この128のシーケンスは、長さ127=2⁷-1のｍシーケンス（P Nシーケンス）を用い、このシーケンスに論理０などの１つのビット値を付加して長さを128チップに増やすことによって決定される。偶数符号シーケンスC.は、連続してシーケンスを出力する巡回レジスタである偶数符号シフトレジスタ22 1に入力される。短いシーケンスは次に、排他的論理和演算213、214、220を用いて長いシーケンスと組み合わされる。図2cに示すように、63個までの拡散符号シーケンスC₀〜C₆₃は、FF203の出力信号をタップして、例えば二進法加算器213、214、および220で短いシーケンスC. を論理加算することによって生成される。当業者であれば分かるように、FF203 を具現化すると、チェーン内の各FF段で生成される符号シーケンスに対して累積遅延効果が生じる。この遅延は、具現化された装置の電子部品に非ゼロの電気遅延が生じることによる。この遅延に関連するタイミングの問題は、本発明の実施態様の１つの変形例としてFFチェーンに遅延要素を追加挿入することにより緩和させることができる。図2cのFFチェーンに遅延要素を加えたものを図2dに示す。本発明のこの実施態様の符号生成器は、グローバル符号かまたは割り付け符号のいずれかを生成するように構成される。グローバル符号は、システムのすべてのユーザが受信または送信することができるCDMA符号である。割り付け符号は、特定の接続に対して割り付けられるCDMA符号である。シーケンスセットが上記と同じ生成器から生成されるとき、36段LFSRのシードのみが特定されシーケンス群を生成する。すべてのグローバル符号のためのシーケンスは、同じLFSR回路を用いて生成される。従って、SUは、RCSからのグローバルパイロット信号への同期化を行い、且つグローバルチャネル符号のためのLFSR回路のシードを知りさえすれば、パイロットシーケンスだけではなくRCSによって使用される他のグローバル符号すべてを生成することができる。 RFにアップコンバートされる信号は以下のようにして生成される。上記のシフトレジスタ回路の出力信号は正反対のシーケンスに変換される（０は+1にマッピングし、１は-1にマッピングする）。論理チャネルは、先ずQPSK信号に変換され、これは当該分野では周知のコンステレーション点としてマッピングされる。各 QPSK信号の同位相チャネルおよび直交チャネルは、複素データ値の実部および虚部を形成する。同様に、２つの拡散符号が、複素拡散チップ値を形成するために使用される。複素データは、複素拡散符号で乗算されることによって拡散される。同様に、受信された複素データは、複素拡散符号の共役と相関して収縮データを回復する。短符号短符号は、SUがRCSにアクセスするときの最初のランプアッププロセスで使用される。短符号の周期はシンボル持続間隔に等しく、各周期の開始はシンボルの境界と合わせられる。SUおよびRCS共に、そのセルのためのグローバル符号を生成するシーケンス生成器の最後の８個のフィードフォワードセクションから、短符号の実部および虚部を引き出す。本発明の実施態様で使用される短符号は３ms毎に更新される。シンボルレートと一致する他の更新時間を用いてもよい。従って、交替はエポック境界から始まって３ms毎に生じる。交替時には、対応するフィードフォワード出力の次のシンボル長さ部分が短符号になる。SUが特定の短符号を使用する必要があるときは、次のエポックの最初の3mSの境界まで待ち、対応するFFセクションから出力される次のシンボル長さ部分を格納する。３ms後に生じる次の交替まで、これが短符号として使用される。これらの短符号によって表される信号は短アクセスチャネルパイロット(SAXPT )として知られる。論理チャネルの拡散符号へのマッピング拡散符号シーケンスとCDMA論理チャネルおよびパイロット信号との間の正確な関係を表5aおよび表5bに示す。「-CH」で終わる信号名は論理チャネルに対応する。「-PT」で終わる信号名はパイロット信号に対応する。これらについては下記に詳述する。グローバル符号において、同じ地理的領域内では、曖昧さおよび有害な干渉を防ぐために、36ビットのシフトレジスタのためのシード値を選択し、これにより同じ符号または同じ符号の巡回シフトの使用を避ける。割り付け符号はグローバル符号と等しくはなく、またグローバル符号の巡回シフトでもない。パイロット信号パイロット信号は同期化、搬送波位相の回復、および無線チャネルのインパルス応答の評価で用いられる。 RCS104は、フォワードリンクパイロット搬送波基準を複素パイロット符号シーケンスとして送信して、そのサービス領域内のすべてのSU111，112、115、117、および118のための時間および位相基準を提供する。グローバルパイロット(GLPT )信号の電力レベルは、セルサイズに依存するRCSサービス領域全体にわたる十分な到達範囲を提供するように設定される。フォワードリンク内にパイロット信号が１つだけならば、パイロットエネルギーによるシステム能力の低下は無視し得る程度のものである。 SU111，112、115、117、および118のそれぞれは、パイロット搬送波基準を直交変調された（複素値よりなる）パイロット拡散符号シーケンスとして送信し、反転リンクのためにRCSに時間および位相基準を提供する。本発明の１つの実施態様のSUによって送信されるパイロット信号は、32kb/sのP0TSトラフィックチャネルの電力より6dBだけ低い。反転パイロットチャネルはAPCに依存する。特定の接続に関連する反転リンクパイロットは割り付けパイロット(ASPT)と呼ばれる。さらに、アクセスチャネルに関連するパイロット信号がある。これらは長アクセスチャネルパイロット(LAXPT)と呼ばれる。短アクセスチャネルパイロット(SAXP T)もまたアクセスチャネルに関連し、拡散符号捕捉および初期パワーランプアップに使用される。すべてのパイロット信号は、以下に定義されるような複素符号から形成される。｛複素符号｝.｛搬送波｝り収縮される。これに対して、トラフィックチャネルは以下の形態を有する。｛複素符号｝｛データシンボル｝従って、パイロット信号コンステレーションに対してπ/4ラジアンで設定されたコンステレーションを形成する。 GLPTコンステレーションを図3aに、TRCH_nトラフィックチャネルコンステレーションを図3bに示す。 FBCH、SBCH、およびトラフィックチャネルの論理チャネル割り付け FBCHは、サービスおよびAXCHが利用可能かどうかについてのダイナミック情報を同時通信するために使用されるグローバルフォワードリンクチャネルである。このチャネルを介してメッセ−ジが連続的に送られ、各メッセージは約１msの間続く。FBCHメッセージは16ビット長であり、連続して反復され、エポックが合わせられる。FBCHは表６に定義するようにフォーマットされる。 FBCHにおいて、ビット０が先ず送信される。表６では、トラフィックライトはアクセスチャネル(AXCH)に対応し、特定のアクセスチャネルが現在使用中（赤）であるか使用中ではない（緑）かどうかを示す。論理「１」はトラフィックライトが緑であることを示し、論理「０」はトラフィックライトが赤であることを示す。トラフィックライトのビット値は８ビット毎に変化し、各16ビットメッセージは、AXCHで利用可能なサービスのタイプを示す個別のサービスインジケータビットを含む。本発明の１つの実施態様は、以下のようなサービスインジケータビットを使用して、サービスまたはAXCHが利用可能かどうかを示す。サービスインジケータビット{4,5,6,7,12,13,14,15}をまとめて取り出すと、ビット４が最上位ビット、ビット15が最下位ビットの符号なしの二進法数値となり得る。各サービスタイプのインクリメントは、必要な能力の関連する名目測定基準を表し、FBCHは利用可能な能力を連続して同時通信する。これは、可能な最大単一サービスインクリメントに等しい最大値を有するような大きさとされる。SUが新しいサービスまたはベアラ数の増大を必要とするときは、必要な能力をFBCHによって示される能力と比較し、能力が利用可能でないときはブロックされていると判断する。FBCHおよびトラフィックチャネルはエポックに合わせられる。スロー同時通信情報フレームは、すべてのSUが利用可能なシステムまたは他の一般的な情報を含み、ページング情報フレームは、特定のSUに対するコールリクエストについての情報を含む。スロー同時通信情報フレームおよびページング情報フレームは、単一の論理チャネル上でまとめて多重化され、スロー同時通信チャネル(SBCH)を形成する。既に定義したように、符号エポックは、次の表７で定義したチップレートの関数であるエポック持続時間を有する2987720チップのシーケンスである。電力節約のために、チャネルはＮ個の「スリープ」サイクルに分割され、各サイクルはＭ個のスロットに細分割される。スロットは19msの長さであるが、10.5Mhz帯域幅の場合は18mSのスロットを有する。スリープサイクルスロット#1は常にスロー同時通信情報のために使用される。スロット#2〜#M-1は、延長したスロー同時通信情報が挿入されない限り、ページング群のために使用される。本発明の１つの実施態様ではサイクルおよびスロットのパターンは、16kb/sで連続して続く。各スリープサイクル内では、SUは受信器をパワーアップしてパイロット符号を再捕捉する。次に、十分な復調およびViterbi復号化を行うために搬送波を十分な精度でロックする。搬送波をロックするための設定時間は、３スロットまでの持続時間であり得る。例えば、スロット#7に割り付けられたSUは、スロット#4の開始時に受信器をパワーアップする。SUはそのスロットの監視を行って、ページングアドレスを認識してアクセスリクエストを開始するか、またはページングアドレスを認識しないかのいずれかである。後者の場合には、SUはスリープモードに戻る。表８は、ウェークアップ持続時間を3スロットと仮定した場合の、それぞれの異なる帯域幅に対するデューティサイクルを示す。マルチパスチャネルにおける拡散符号トラッキングおよびAMF検出拡散符号トラッキングマルチパスフェーディング環境での、受信されたマルチパス拡散帯域信号の符号位相をトラッキングする３つのCDMA拡散符号トラッキング方法について述べる。第１の方法は、拡散符号位相を検出器の最高出力信号値でトラッキングするだけの従来のトラッキング回路であり、第２の方法は、マルチパス信号群の符号位相の中間値をトラッキングするトラッキング回路であり、第３の方法は、マルチパス信号成分の最適化された最小二乗加重平均の符号位相をトラッキングする重心トラッキング回路である。以下に、受信されたCDMA信号の拡散符号位相をトラッキングするためのアルゴリズムについて述べる。トラッキング回路は、時間誤差と拡散位相トラッキング回路の電圧制御発振器 (VC0)を駆動する制御電圧との間の関係を表す動作特性を有する。正のタイミング誤差があるときは、トラッキング回路はタイミング誤差をオフセットする負の制御電圧を発生する。負のタイミング誤差があるときは、トラッキング回路はタイミング誤差をオフセットする正の制御電圧を発生する。トラッキング回路がゼロ値を発生するときは、この値は「ロック点」と呼ばれる完全な時間整合に対応する。図３は、基本的なトラッキング回路を示す。受信信号r(t)は整合フィルタ 301に加えられ、フィルタはr(t)を符号発生器303によって発生されるローカル符号シーケンスc(t)と相関させる。整合フィルタの出力信号x(t)はサンプラ302でサンプリングされ、サンプルx[nT]およびx[nT＋T/2]を生成する。サンプルx[nT] およびx[nT＋T/2]は、符号発生器303の拡散符号c(t)の位相が正確であるかどうかを決定するために、トラッキング回路304によって使用される。トラッキング回路304は誤差信号e(t)を符号発生器303への入力として生成する。符号発生器30 3はこの信号e(t)を入力信号として用いて、自らが発生する符号位相を調節する。 CDMAシステムでは、基準ユーザによって送信される信号は以下のようなローパス表現で書き込まれる。ここで、c_kは拡散符号係数を表し、P_Tc(t)は拡散符号チップ波形を表し、T_cはチップ持続時間を表す。基準ユーザはデータを送信しておらず、拡散符号のみが搬送波を変調すると仮定する。図3cに示すように、受信信号は以下のように表される。ここで、a_iはｉ番目の経路上のマルチパスチャネルのフェーディング効果に依存し、τ_iは同じ経路に関連するランダム時間遅延である。受信器は受信信号を整合フィルタに通す。これは相関受信器として具現化される。これについて以下に述べる。この動作は２つの工程で行われる。先ず、信号をチップ整合フィルタに通してサンプリングし、拡散符号チップ値を回復する。次に、このチップシーケンスをローカルに発生された符号シーケンスと相関させる。図３cは、チップ波形P_Tc(t)に整合したチップ整合フィルタ301およびサンプラ 302を示す。理想的には、チップ整合フィルタの出力端末での信号χ(t)は以下の式で表される。ここで、 g(t)＝P_Tc(t)^*h_R(t) (10) である。ここで、h_R(t)はチップ整合フィルタのインパルス応答であり、^(*)は畳み込みを表す。合算の順序は以下のように書き直すことができる。ここで、上述のマルチパスチャネルでは、サンプラは整合フィルタの出力信号をサンプリングして、g(t)の最大電力レベル点でx(nT)を生成する。しかし、実際には、波形g(t)はマルチパス信号受信の影響により激しく歪むため、信号の完全な時間整合は得られない。チャネル内のマルチパスの歪みが無視できる程度のものであり、タイミングの完全な評価が可能である、すなわち、a₁=1、τ₁=0、およびa_i=0、i=2、...、Ｍであるとき、受信信号はr(t)=s(t)である。このとき、この理想的なチャネルモデルではチップ整合フィルタの出力は以下のようになる。しかし、マルチパスフェーディングがあるときは、受信された拡散符号チップ値波形は歪み、チャネル特性に依存してサンプリング間隔を変動させ得る多くのローカル最大値を持つ。チャネル特性が迅速に変化するマルチパスフェーディングチャネルでは、チップ期間間隔毎に波形f(t)の最大値の位置を突きとめようとすることは実用的ではない。代わりに、迅速には変化しないf(t)の特性から時間基準を得ることができる。以下に、３つのトラッキング方法をf(t)のそれぞれ異なる特性に基づいて述べる。従来の拡散符号トラッキング方法従来のトラッキング方法は、受信器がチップ波形の整合フィルタの最大出力値が生じるタイミングを決定して、信号を適切にサンプリングしようと試みる符号トラッキング回路を含む。しかし、マルチパスフェーディングチャネルでは、受信器の収縮符号波形は、特に移動環境で多くのローカル最大値を持ち得る。以下において、f(t)は、チャネルインパルス応答と共に畳み込まれた拡散符号チップの受信信号波形を表す。f(t)の周波数応答特性およびこの特性の最大値は迅速に変化し得るため、f(t)の最大値をトラッキングするのは非実用的である。 τをトラッキング回路が特定のサンプリング間隔の間に計算する時間評価であると定義する。また、以下の誤差関数を定義する。従来のトラッキング回路は、誤差εを最小にする入力信号の値を計算する。これは以下のように表され得る。 f(τ)が所定の値においてなめらかな形状を有すると仮定すると、幅f(τ)が最大となるτの値が誤差εを最小にし、これによりトラッキング回路はf(τ)の最大点をトラッキングする。中間加重値トラッキング方法本発明の１つの実施態様の中間値加重トラッキング方法は、以下に定義される絶対加重誤差を最小にする。このトラッキング方法は、すべての経路から情報を集めることによってf(t)の「中間」信号値を計算する。ここでf(t)は等式12と同様である。マルチパスフェーディング環境では、波形f(t)は多数のローカル最大値を持ち得るが、中間値は１つだけである。 εを最小にするためには、τについて等式(16)の導関数を求め、結果をゼロに等しくする。これは以下の式で表される。間値トラッキング方法はf(t)の中間値をトラッキングする。図４は、上記に定義した絶対加重誤差を最小にすることに基づいたトラッキング回路の具現例を示す。信号χ(t)およびこれを1/2チップオフセットした信号x(t+T/2)はレート1/TでA /D401によってサンプリングされる。以下の等式は、図４の回路の動作特性を決定する。マルチパス信号群の中間値をトラッキングすることにより、マルチパス信号成分の受信エネルギーが、ローカルに発生された正確な拡散符号位相C_nの中間点の前側および後側で実質的に等しく保たれる。トラッキング回路は、入力信号x(t) をサンプリングするA/D401よりなり、半チップオフセットサンプルを形成する。半チップオフセットサンプルは、サンプルの初期セットx(nT+τ)と呼ばれる偶数サンプルと、サンプルの後期セットx(nT+(T/2)+τ)と呼ばれる奇数サンプルとに二者択一的にグループ化される。第１の相関バンク適応適合フィルタ402は、各初期サンプルに拡散符号位相c(n+1)、C(n+2)、...、c(n+L)を乗算する。ここで、Ｌは符号長に比べると小さく、最初および最後のマルチパス信号間の遅延のチップ数にほぼ等しい。各相関器の出力はそれぞれの第１の合算／ダンプバンク40 4に加えられる。Ｌ個の合算／ダンプの出力値の大きさは計算器406で計算され、次に合算器408で合算されて、初期のマルチパス信号の信号エネルギーに比例する出力値が与えられる。同様に、第２の相関バンク適応適合フィルタ403は、符号位相c(n-1)、C(n-2)、...、c(n-L)を用いて後期のサンプルで動作し、各出力信号は積分器405のそれぞれの合算／ダンプ回路に加えられる。Ｌ個の合算／ダンプ出力信号の大きさは計算器407で計算され、次に合算器409で合算されて、後期のマルチパス信号エネルギーのための値が与えられる。最後に、減算器410が差を計算し、初期および後期信号エネルギー値の誤差信号ε(t)を生成する。トラッキング回路は誤差信号ε(τ)によってローカルに発生された符号位相c( t)を調節し、これにより前の値と後の値との間の差を０に近づける。重心トラッキング方法本発明の１つの実施態様の最適な拡散符号トラッキング回路は、二乗加重（または重心）トラッキング回路と呼ばれる。τをf(t)のある特性に基づいてトラッキング回路が計算する時間評価を示すと定義すると、重心トラッキング回路は、以下のように定義される二乗加重誤差を最小にする。積分内のこの関数は二次形式であり、唯一の最小値を有する。εを最小にする τの値は、τについて上記の等式の導関数をとりゼロに等しくすることによって見つけることができ、これは次の式で示される。従って、等式(21)、を満たすτの値は、トラッキング回路が計算するタイミング評価であり、ここで βは定数値である。これらの観察に基づいて、二乗加重誤差を最小にするトラッキング回路の例を実現したものを図5aに示す。次の等式により、重心トラッキング回路の誤差信号 ε(τ)が決定される。 ε(τ)=0を満たす値がタイミングの完全な評価である。重心点の前側および後側の各側におけるマルチパス信号エネルギーは等しい。図5aに示す重心トラッキング回路は、入力信号x(t)をサンプリングして半チップオフセットサンプルを形成するA/D変換器501よりなる。半チップオフセットサンプルは、サンプルx(nT+τ)の初期セット、およびサンプルx(nT+(T/2)+τ)の後期セットとして二者択一的にグループ化される。第１の相関バンク適応適合フィルタ502は、各初期サンプルおよび各後期サンプルに拡散符号位相c(n+1)、C(n+2) 、...、c(n+L)を乗算する。ここで、Ｌは符号長に比べると小さく、最初および最後のマルチパス信号間の遅延のチップ数にほぼ等しい。各相関器の出力信号は、第１の合算／ダンプバンク504のＬ個の合算／ダンプ回路のそれぞれに加えられる。合算／ダンプバンク504の各合算／ダンプ回路の大きさは、計算器バンク5 06の各計算器で計算され、第１の重みバンク508の対応する重み増幅器に加えられる。各重み増幅器の出力信号は、マルチパス成分信号内の加重信号エネルギーを表す。加重された初期マルチパス信号エネルギー値はサンプル加算器510で合算され、初期マルチパス信号である正の符号位相に対応するマルチパス信号群の信号エネルギーに比例する出力値が与えられる。同様に、第２の相関バンク適応適合フィルタ503は、負の拡散符号位相c(n-1)、C(n-2)、...、c(n-L)を用いて初期および後期サンプルに動作する。各出力信号は、離散積分器505のそれぞれの合算／ダンプ回路に供給される。Ｌ個の合算／ダンプの出力信号の大きさは計算器バンク507のそれぞれの計算器で計算され、次に重みバンク509で加重される。加重された後期加経路信号エネルギー値はサンプル加算器511で合算され、後期マルチパス信号である負の符号位相に対応するマルチパス信号群のエネルギー値が与えられる。最後に、加算器512は、初期信号エネルギー値と後期信号エネルギー値との差を計算して、誤差サンプル値ε(τ)を生成する。図5aのトラッキング回路は、ローカルに発生された符号位相c(nT)を調節して初期および後期マルチパス信号群の加重平均エネルギーを等しい状態に保つために用いられる誤差信号ε(τ)を生成する。図示する実施態様は、重心からの距離が増大すると共に増大する重み値を用いる。最初および最後のマルチパス信号の信号エネルギーは恐らく重心近くのマルチパス信号値より小さい。このため、加算器510によって計算された差は、最初および最後のマルチパス信号の遅延の変動に対してより敏感である。トラッキングのための二次形式検出器トラッキング方法のこの新規の実施態様では、トラッキング回路はサンプリング位相がマルチパスに対して「最適」かつ強固であるように調節する。f(t)が上記の等式12におけるように受信信号波形を表すものとする。この特定の最適化方法は、ループを駆動する誤差信号ε(τ)を有する遅延ロックループから開始される。関数ε(τ)は、τ=τoにおいてただ１つの０をとらなければならない。ここでτ₀は最適値である。ε(τ)の最適なフォームは以下の標準形を有する。ここで、w(t,τ)は、f(t)を誤差ε(τ)に関連させる重み関数であり、次の等式( 24)によって示される関係もまた成り立つ。等式(24)から、w(t,τ)はw(t-τ)に等価であることが分かる。ロック点τ₀の近傍の誤差信号の傾きＭを考慮すると、が得られる。ここで、w’(t,τ)は、τについてのw(t,τ)の導関数であり、g(t) は｜f(t)｜²の平均である。誤差ε(τ)は決定論部分と雑音部分とを有する。ｚがε(τ)の雑音成分を示すとすると、｜ｚ｜²は誤差関数ε(τ)の平均ノイズパワーである。従って、最適トラッキング回路は次の比率を最大にする。次に二次形式検出器の具体例について述べる。誤差信号ε(τ)の誤差の離散値ｅは以下の演算を行うことによって発生される。ここで、ベクトルｙは、図5bに示すように、受信信号成分yi、i=0、1、...、L-1 を表す。マトリックスＢはＬ×Ｌ行列であり、各要素は、等式(26)の比率Ｆが最大となるように値を計算することによって決定される。上記の二次形式検出器は、図5aに関連して上述した重心トラッキングシステムを具現化するために用いられ得る。この具現化において、べクトルｙは合算／ダンプ回路504の出力信号、y=｛f(τ-LT)、f(τ-LT+T/2)、f(τ-(L-1)T)、...、f( τ)、f(τ+T/2)、f(τ+T)、...、f(τ+LT)｝であり、マトリックスＢは表９に示される。必要なＬの最小値の決定前項のＬの値は、相関器および合算／ダンプ要素の最小数を決定する。Ｌはトラッキング回路の機能性で妥協せずに可能な限り小さい値となるように選択される。チャネルのマルチパス特性は、受信チップ波形f(t)がQT_c秒にわたって拡散するか、またはマルチパス成分がＱチップ持続時間を占有するようにされる。選択されたＬの値はL=Qである。Ｑは、特定のRFチャネル伝送特性を測定して最初および最後のマルチパス成分信号伝播遅延を決定することによって見つけられる。 QT_cは、受信器での最初および最後のマルチパス成分到着時間の間の差である。適応べクトル相関器本発明の１つの実施態様では、適応べクトル相関器(AVC)を使用して、チャネルインパルス応答が評価され、受信マルチパス信号成分の整合した組み合わせのための基準値が得られる。この実施態様は、相関器列を用いて、各マルチパス成分に影響を与える複素チャネル応答を評価する。受信器はチャネル応答を補償し、受信されたマルチパス信号成分を整合させ組み合わせる。この方法は最大比率組み合わせと呼ばれる。図６を参照して、システムへの入力信号x(t)は、他のメッセージチャネルの干渉雑音、メッセージチャネルのマルチパス信号、熱雑音、およびパイロット信号のマルチパス信号を含む。この信号はAVC601に供給される。本実施態様では、AV Cは収縮手段602と、チャネル応答を評価するチャネル評価手段604と、チャネル応答の影響に対して信号を補正する補正手段603と、加算器605とを含む。AVC収縮手段602は多数の符号相関器よりなり、各相関器はパイロット符号発生器608によって与えられるパイロット符号c(t)の異なる位相を用いる。この収縮手段の出力信号は、収縮手段のローカルパイロット符号が入力符号信号と位相が同じでない場合は、ノイズパワーレベルに対応する。もしくは、入力パイロット符号およびローカルに発生されたパイロット符号の位相が同じ場合は、受信パイロット信号パワーレベルにノイズパワーレベルを足したものに対応する。収縮手段の相関器の出力信号は、補正手段603によってチャネル応答に対して補正され、すべてのマルチパスパイロット信号パワーを集める加算器605に加えられる。チャネル応答評価手段604は、パイロット信号と収縮手段602の出力信号との組み合わせを受信し、チャネル応答評価信号w(t)をAVCの補正手段603に供給する。評価信号w( t)はまた後述する適応整合フィルタ(AMF)にも適用可能である。収縮手段602の出力信号はまた、捕捉決定手段606にも供給される。捕捉決定手段は、逐次確率比率検定(SPRT)などの特定のアルゴリズムに基づいて、収縮回路の現在の出力レベルが、ローカルに発生される符号の所望の入力符号位相への同期化に対応するかどうかを決定する。検出器が同期化に対応しないとする場合は、捕捉決定手段は、制御信号a(t)をローカルパイロット符号発生器608に送って、その位相を１つ以上のチップ期間によってオフセットする。同期化に対応する場合は、捕捉決定手段はトラッキング回路607に通知し、トラッキング回路は、受信符号シーケンスとローカルに発生される符号シーケンスとの間の緊密な同期化を実現しこれを維持する。パイロット拡散符号を収縮させるために使用されるパイロットAVCの具現例を図７に示す。この実施態様では、入力信号x(t)は、サンプリング周期Ｔでサンプリングされサンプルx(nT+τ)を形成し、また他のメッセージチャネルの干渉雑音、メッセージチャネルのマルチパス信号、熱雑音、およびパイロット符号のマルチパス信号よりなると仮定される。信号x(nT+τ)はＬ個の相関器に加えられる。ここで、Ｌはマルチパス信号内に不確実性が存在する符号位相の数である。各相関器701 702、703は、入力信号をパイロット拡散符号信号c((n+i)T)の特定の位相で乗算する乗算器704、705、706と、合算／ダンプ回路708、709、710とを有する。各乗算器704、705、706の出力信号はそれぞれの合算／ダンプ回路708、709 、710に加えられ、離散値で統合される。相関器の出力に含まれる信号エネルギーを合算する前に、AVCはチャネル応答および異なるマルチパス信号の搬送波位相のローテーションを補償する。各合算／ダンプ回路708、709、710の各出力は、各乗算器714、715、716によってデジタル位相ロックループ(DPLL)721からのデローテーション位相器［ep(nT)の複素共役］で乗算され、搬送波信号の位相および周波数オフセットを行う。パイロットレイクAMFは、各乗算器714、715、716の出力をローパスフィルタ(LPF)711、712、713に通すことによって、各マルチパス信号に対して重みファクタwk、k=1、...、Ｌを計算する。各収縮マルチパス信号は、それぞれの乗算器717、718、719の対応する重みファクタで乗算される。乗算器717 、718、719の出力信号はマスター加算器720で合算され、累算器720の出力信号p( nT)は、雑音内の収縮マルチパスパイロット信号の組み合わせよりなる。出力信号p(nT)はまた、DPLL721に入力され、搬送波位相のトラッキングのための誤差信号ep(nT)を生成する。図8aおよび図8bはそれぞれ、検出およびマルチパス信号成分の組み合わせに使用され得るAVCの別の実施態様を示す。図8aおよび図8bのメッセージ信号AVCは、パイロットAVCによって生成される重みファクタを使用して、メッセージデータマルチパス信号を補正する。拡散符号信号c(nT)は、特定のメッセージチャネルによって用いられる拡散符号拡散シーケンスであり、パイロット拡散符号信号と同期する。値ＬはAVC回路内の相関器の数である。図8aの回路は、以下の等式によって与えられる決定変数Ｚを計算する。ここで、Ｎは相関ウィンドウ内のチップ数である。同じく、決定の統計は以下の等式によって与えられる。等式(29)から得られる変形実施態様を図8bに示す。図8aを参照して、入力信号x(t)はサンプリングされてx(nT+τ)を形成し、また他のメッセージチャネルの干渉雑音、メッセージチャネルのマルチパス信号、熱雑音、およびパイロット符号の加経路信号よりなる。信号x(nT+τ)はＬ個の相関器に加えられる。ここで、Ｌはマルチパス信号内に不確実性が存在する符号位相の数である。各相関器801、802、803は、入力信号をメッセージチャネル拡散符号信号の特定の位相で乗算する乗算器804、805、806と、それぞれの合算／ダンプ回路808、809、810とを有する。各乗算器804、805、806の出力信号はそれぞれの合算／ダンプ回路808、809、810に加えられ、ここで離散値で統合される。相関器の出力信号に含まれる信号エネルギーを合算する前に、AVCはそれぞれ異なるマルチパス信号を補償する。各収縮マルチパス信号および、パイロットAVCの対応するマルチパス重みファクタから得られるその対応する重みファクタは、それぞれの乗算器817、818、819で乗算される。乗算器817、818、819の出力信号はマスター加算器820で合算され、累算器820の出力信号z(nT)は、雑音内のサンプリングされたレベルの収縮メッセージ信号よりなる。本発明のこの別の実施態様は、各マルチパス信号成分の合算／ダンプを同時に行うメッセージチャネルのためのAVC収縮回路の新規な具現化を含む。この回路の利点は、１台の合算／ダンプ回路と１台の加算器しか必要としないことである。図8bを参照して、メッセージ符号シーケンス発生器830は、メッセージ符号シーケンスを長さＬのシフトレジスタ831に供給する。シフトレジスタ831の各レジスタ832、833、834、835の出力信号は、同位相で１チップだけシフトしたメッセージ符号シーケンスに対応する。各レジスタ832、833、834、835の出力値は、乗算器836、837、838、839により、パイロットAVCから得られる対応する重みファクタw_k、k=l...、Ｌで乗算される。Ｌ個の乗算器836、837、838、839の出力信号は加算回路840によって合算される。加算回路出力信号および受信入力信号x(nT+ τ)は次に乗算器841で乗算され、合算／ダンプ回路842によって積分され、メッセージ信号z(nT)が生成される。適応べクトル相関器の第３の実施態様を図8cに示す。図示する実施態様は、最小平均二乗(LMS)統計法を用いてべクトル相関器を具現化し、受信マルチパス信号から各マルチパス成分のためのデローテーションファクタを決定する。図8cの AVCは、図７に示すパイロット拡散符号を収縮させるために使用されるパイロットAVCの具現化に類似する。デジタル位相ロックループ721は、電圧制御発振器85 1とループフィルタ852と制限器853と虚数成分分離器854とを有する位相ロックループ850に置き換えられる。補正された収縮出力信号dosと理想的な収縮出力信号との間の差は、加算器855によって提供され、差信号は、さらにデローテーションファクタの誤差を補償するデローテーション回路によって使用される収縮誤差値ideである。マルチパス信号環境では、送信シンボルの信号エネルギーは、マルチパス信号成分にわたって拡散される。マルチパス信号を加算することの利点は、信号エネルギーの実質的な部分がAVCからの出力信号で回復されることである。この結果、検出回路は、信号対雑音比(SNR)がより高いAVCからの入力信号を受け、このため、ビット誤り率(BER)がより低いシンボルの存在を検出ことができる。さらに、AVCの出力を測定することにより、送信器の送信電力が良好に示され、またシステムの干渉雑音が良好に測定される。適応整合フィルタ本発明の１つの実施態様は、適応整合フィルタ(AMF)を含み、受信拡散スペクトルメッセージ信号内のマルチパス信号成分を最適に組み合わせる。AMFは、サンプリングされたメッセージ信号のシフト値を保持し、チャネル応答に対して補正した後これらを組み合わせるタップされた遅延である。チャネル応答の補正は、パイロットシーケンス信号で動作するAVCで計算されたチャネル応答評価を用いて行われる。AMFの出力信号は、最大値を与えるように合算されるマルチパス成分の組み合わせである。この組み合わせがマルチパス信号受信の歪みに対して補正を行う。様々なメッセージ収縮回路が、AMFからのこの組み合わされたマルチパス成分信号で動作する。図8dは、AMFの１つの実施態様を示す。A/D変換器870からのサンプリングされた信号は、Ｌ段の遅延ライン872に加えられる。この遅延ライン872の各段は、異なるマルチパス信号成分に対応する信号を保持する。チャネル応答に対する補正は、乗算器バンク874のそれぞれの乗算器で成分を、遅延された信号成分に対応するAVCからのそれぞれの重みファクタw₁、w₂、...、w_Lで乗算することによって、各遅延された信号成分に加えられる。すべての加重信号成分は加算器876で合算され、組み合わされたマルチパス成分信号y(t)が与えられる。組み合わされた成分信号y(t)は、搬送波信号の位相および周波数オフセットによる補正を含まない。搬送波信号の位相および周波数オフセットに対する補正は、乗算器878において搬送波位相および周波数補正値（デローテーション位相器）でy(t)を乗算することによって、y(t)に対して行われる。既述のように、位相および周波数補正値はAVCによって生成される。図8dでは、補正値は収縮回路880 の前に加えられるように示されているが、本発明のいくつかの他の実施態様では、補正値を収縮回路の後で加えることができる。仮想位置を用いて再捕捉時間を短縮させる方法ローカルに発生されるパイロット符号シーケンスと受信拡散符号シーケンスとの間の符号位相の差を決定することにより、ベースステーションと加入者ユニットとの間の距離の近似値を計算することができる。SUがベースステーションのRC Sに対して相対的に固定した位置にある場合は、SUまたはRCSによる再捕捉時での引き続いて行われる試みにおいて、受信拡散符号位相の不確実性が低減される。ベースステーションが「オフフック」状態のSUのアクセス信号を捕捉するのに必要な時間は、SUがオフフックを行うこととPSTNからのダイアルトーンを受信することとの間の遅延の一因となる。オフフックが検出された後のダイアルトーンに対して150ミリ秒などの短い遅延を必要とするシステムでは、捕捉およびベアラチャネル確立時間を短縮させる方法が所望される。本発明の１つの実施態様は、仮想位置付けを用いることによって再捕捉を短縮させる方法を使用する。 RCSは、特定のシステムの最大伝播遅延に対応する受信符号位相のみをサーチすることによって、SU CDMA信号を捕捉する。つまり、RCSは、すべてのSUがRCS から所定の固定された距離にあると仮定する。SUがRCSとのチャネルを初めて確立するとき、RCSによって通常のサーチパターンが実行され、アクセスチャネルを捕捉する。この通常の方法は、可能な最長遅延に対応する符号位相をサーチすることによって始まり、次第に可能な最短遅延を有する符号位相へとサーチを調整する。しかし、最初の捕捉の後、SUは、RCSへの短いアクセスメッセージの送信と承認通知メッセージの受信との間の時間差を測定し、受信されたグローバルパイロットチャネルをタイミング基準として使用することによって、RCSとSUとの間の遅延を計算することができる。SUはまた、RCSで発生されたグローバルパイロット符号とSUからの受信割り付けパイロットシーケンスとの間の符号位相差からラウンドトリップ遅延差をRCSに計算させ、次にこの値を所定の制御チャネルでSUに送ることによって、遅延値を受信することができる。SUは、ラウンドトリップ遅延を知ることで、SUがRCSから所定の固定された位置にいるとRCSに思わせるのに必要な遅延を加えることによって、ローカルに発生された割り付けパイロットと拡散符号シーケンスとの符号位相を調整することができる。この方法を最大遅延に対して説明したが、システム内のいかなる所定の位置に対応する遅延でも使用され得る。仮想位置付けにより再捕捉を短縮させる第２の利点は、SUの電力使用を節約することができるということである。「電力ダウン」またはスリープモード状態の SUは、他のユーザとの干渉を最小にするためにRCSがその信号を受信することができるまで、ベアラチャネル捕捉プロセスを低い送信電力レベルおよびランプアップ電力で開始する必要がある。引き続く再捕捉時間はより短いため、およびSU の位置はRCSに対して相対的に固定されているため、SUは伝送電力をより迅速に上昇させることができる。何故なら、送信電力上昇前のSUの待ち時間がより短いからである。SUの待ち時間がより短いのは、SUは、RCSがSU信号を捕捉した場合にRCSからの応答を何時受信するかを狭い誤差の範囲内で知ることができるからである。拡散スペクトル通信システム無線搬送波ステーション(RCS) 本発明の無線搬送波ステーション(RCS)は、SUと、無線配信ユニット(RDU)などの遠隔処理制御ネットワーク要素との間の中央インタフェースとして作用する。本実施態様のRDUへのインタフェースはG.704標準およびDECT V5.1の改良版によるインタフェースに準拠する。しかし、本発明は、呼制御およびトラフィックチャネルを交換することができるいかなるインタフェースもサポートすることができる。RCSは、呼制御データおよびトラフィックチャネルデータを含むRDUからの情報チャネルを受信する。トラフィックチャネルデータには、32kb/s ADPCM、64 kb/s PCM、およびISDN、ならびにシステム構成およびメンテナンスデータが含まれるがこれらに限定されない。RCSはまた、SUとのCDMA無線インタフェースベアラチャネルを終了させる。これらのチャネルは制御データおよびトラフィックチャネルデータの両方を含む。RDUまたはSUのいずれかからの呼制御データに応答して、RCSはトラフィックチャネルをRF通信リンク上のべアラチャネルに割り付け、SUとRDUを介する電話ネットワークとの間の通信接続を確立する。図９に示すように、RCSは、MUX905、906、および907への呼制御およびメッセージ情報データをインターフェースライン901、902、および903を介して受信する。E1フォーマットが示されているが、他の同様のテレコミュニケーションフォーマットも上述の方法と同じ方法でサポートされ得る。図９に示すMUXは、図10 に示すのと類似の回路を用いて具現化され得る。図10に示すMUXは、ラインPCMハイウェイ1002（PCMハイウェイ910の一部）のためのクロック信号を発生する位相ロック発振器（図示せず）よりなるシステムクロック信号発生器1001と、高速バス(HSB)970と、システムクロック1001をインターフェースライン1004に同期化させるMUXコントローラ1010とを含む。位相ロック発振器が、ラインに同期していないときRCSのためのタイミング信号を提供し得ることが考慮される。MUXラインインターフェース1011はメッセージ情報データから呼制御データを分離する。図９を参照して、各MUXは、PCMハイウェイ910を介するワイアレスアクセスコントローラ(WAC)920への接続を提供する。MUXコントローラ1010はまた、トーン検出器1030によって情報信号に異なるトーンが存在するかどうかを監視する。さらに、MUXコントローラ1010は、RDUにローカルに通信するISDNDチャネルネットワークを提供する。FALC54などのMUXラインインターフェース1011は、2.048 MbpsのデータレートでRDUまたは中央オフィス(C0)のISDNスイッチに接続したMUX の送信接続対（図示せず）と受信接続対（図示せず）とからなるE1インターフェース1012を含む。送信および受信接続対は、異なる３レベル送信／受信符号化対をフレーマ1015によって使用されるレベルに変換する、E1インターフェース1012 に接続される。ラインインターフェース1011は内部位相ロックループ（図示せず）を用いて、E1による2.048MHzクロックおよび4.096MHzクロック、ならびに8KHz のフレーム同期パルスを生成する。ラインインターフェースはクロックマスターまたはクロックスレーブモードで動作し得る。本実施態様はE1インターフェースを用いるものとして示しているが、多重コールを伝送する他のタイプの電話線、例えば、T1ラインまたは構内交換機(PBX)へのインターフェースを行うラインを使用することも考慮される。ラインインターフェースフレーマ1015は、入力ラインのチャネル１（タイミングスロット０）のフレーミングパターンを認識することによってデータストリームをフレーム化し、サービスビットを挿入および抽出し、そしてラインサービスの質についての情報を発生／チェックする。 E1インターフェース1012に有効なE1信号が現れる限り、FALC54は、E1ラインから2.048MHzのPCMクロック信号を回復する。このクロックは、システムクロック1 001を介して、PCMハイウェイクロック信号としてシステム全体で使用される。E1 ラインが不良となった場合、FALC54は、FALC54の同期入力（図示せず）に接続される発振器信号o(t)から得られるPCMクロックの伝送を続ける。このPCMクロックは、使用可能なE1ラインを有する別のMUXがシステムクロック信号の発生の役割を引き受けるまで、RCSシステムの用に供する。フレーマ1015は受信フレーム同期パルスを発生する。このパルスは次にPCMインターフェース1016を駆動させて、データをPCMハイウェイ1002に、そして他の要素によって使用されるためにRCSシステムへと転送するために使用され得る。すべてのE1ラインがフレーム同期されているため、すべてのラインPCMハイウェイもまたフレーム同期されている。この8kHzのPCM同期パルスから、MUXのシステムクロック信号発生器1001は位相ロックループ（図示せず）を用いて、PNx2クロック［例えば、15.96MHz)(W₀(t)］を同期化する。このクロック信号の周波数は、表７に示すように、異なる送信帯域幅に対しては異なる。ＭＵＸは、２５ＭＨｚの４倍集積通信コントローラ（Quad Integrated Commun ications Controller）等の、マイクロプロセッサ１０２０、プログラムメモリ１０２１および時分割マルチプレクサ(Time Division Multiplexer) （ＴＤＭ）１０２２を含む、ＭＵＸコントローラ１０１０を含有する。ＴＤＭ１０２２は連結され、それによってフレーマ１０１５によって与えられる信号を受け取り、タイムスロット０および１６に位置する情報を抽出する。抽出された情報は、ＭＵＸコントローラ１０１０が、どのようにリンクアクセスプロトコル−Ｄ（ＬＡＰＤ）データリンクを処理するかを管理する。Ｖ５．１ネットワークレイヤメッセージとして規定されるもののような、呼制御およびベアラー改変メッセージ(b earer modification message)は、ＷＡＣに渡される、またはＭＵＸコントローラ１０１０によってローカルに使用される。ＲＣＳラインＰＣＭハイウェイ１００２は、ＰＣＭインターフェース１０１６を通して、フレーマ１０１５に接続され、フレーマ１０１５を端緒とし、送信および受信両方向において、２．０４８ＭＨｚのデータストリームを含有する。ＲＣＳは、ＭＵＸと、ＷＡＣと、複数のＭＩＵとの間の通信リンクである、高速バス（ＨＳＢ）９７０も含有する。ＨＳＢ９７０は、例えば、１００Ｍｂｉｔ／秒のデータ転送レートをサポートする。ＭＵＸ、ＷＡＣ、およびＭＩＵの各々は、任意にＨＳＢにアクセスする。本発明のＲＣＳは、１つのボードが「マスター」となり、残りのボードが「スレーブ」となることを要求する幾つかのＭＵＸもまた含有し得る。図９を参照して、無線アクセスコントローラ（ＷＡＣ）９２０は、呼制御機能、およびＭＵＸ９０５、９０６、および９０７と、モデムインターフェースユニット（ＭＩＵ）９３１、９３２、および９３３との間のデータストリームの相互接続を管理するＲＣＳシステムコントローラである。ＷＡＣ９２０はまた、ＶＤＣ９４０、ＲＦ９５０、および電力増幅器９６０等の他のＲＣＳエレメントを制御および監視する。図１１に示されるようなＷＡＣ９２０は、各ＭＩＵ９３１、９３２、および９３３上のモデムに、ベアラーチャネルを割り当て、ラインＰＣＭハイウェイ９１０上のメッセージデータを、ＭＵＸ９０５、９０６および９０７からＭＩＵ９３１、９３２、および９３３上のモデムに割り当てる。この割り当ては、ＷＡＣ９２０上のタイムスロット交換により、システムＰＣＭハイウェイ９１１を通してなされる。重複目的で１つ以上のＷＡＣが存在する場合は、それらのＷＡＣは、第２のＷＡＣとのマスター−スレーブ関係を決定する。ＷＡＣ９２０はまた、ＲＤＵ等のリモートプロセッサから受け取られたＭＵＸ９０５、９０６、および９０７からの呼制御信号に応答するメッセージおよびページング情報を生成し、ＭＩＵマスターモデム９３４に送信される同時通信データを生成し、そして、グローバルシステムパイロット拡散符号シーケンスのＭＩＵＭＭ９３４による生成を制御する。ＷＡＣ９２０はまた、技術者またはユーザのアクセスのために、外部ネットワーク管理プログラム（ＮＭ）９８０に接続される。図１１を参照して、ＷＡＣは、ラインＰＣＭハイウェイまたはシステムＰＣＭハイウェイにおける１つのタイムスロットから、同じまたは異なるラインＰＣＭハイウェイまたはシステムＰＣＭハイウェイにおける別のタイムスロットに情報を転送するタイムスロット交換器（ＴＳＩ）１１０１を含む。ＴＳＩ１１０１は、１つのタイムスロットから別のタイムスロットへの情報の割り付け、または転送を制御し、この情報をメモリ１１２０に格納する、図１１のＷＡＣコントローラ１１１１に接続される。本発明の例示的実施形態は、ＴＳＩに接続される４つのＰＣＭハイウェイ１１０２、１１０３、１１０４、および１１０５を有する。ＷＡＣはまた、ＨＳＢ９７０に接続され、ＨＳＢ９７０を通して、ＷＡＣは、第２のＷＡＣ（図示せず）、ＭＵＸ、およびＭＩＵに通じている。図１１を参照して、ＷＡＣ９２０は、例えば、Motorola MC 68040および通信プロセッサ１１１３、およびMotorola MC68360 QUICC通信プロセッサ等のマイクロプロセッサ１１１２と、システムクロック発生器からクロック同期信号ｗｏ（ｔ）を受け取るクロック発生器１１１４とを用いるＷＡＣコントローラ１１１１を含有する。クロック発生器は、ＭＵＸ（不図示）上に位置し、それによってＷＡＣコントローラ１１１１にタイミングを提供する。ＷＡＣコントローラ１１１１はまた、フラッシュプロム(Flash Prom)１１２１およびＳＲＡＭメモリ１１２２を含有するメモリ１１２０を含む。フラッシュプロム１１２１は、ＷＡＣコントローラ１１１１に対するプログラム符号を含み、外部ソースからダウンロードされる新しいソフトウェアプログラムに対して再プログラミング可能である。ＳＲＡＭ１１２２は、ＷＡＣコントローラ１１１１によってメモリ１１２０に書き込まれる、またはメモリから読み出される一時データを含有するように設けられる。低速バス９１２は、図９に示されるような、ＲＦ送信器／受信器９５０と、ＶＤＣ９４０と、ＲＦ９５０と、電力増幅器９６０との間で、制御およびステータス信号を転送するためのＷＡＣ９２０に接続される。制御信号は、ＷＡＣ９２０から送られ、それによって、ＲＦ送信器／受信器９５０または電力増幅器９６０が使用可能または不能となり、ステータス信号はＲＦ送信器／受信器９５０または電力増幅器９６０から送られ、それによって故障状態の存在が監視される。図９を参照して、例示的ＲＣＳは、図１２に示され、これから詳細に記載されるＭＩＵ９３１を少なくとも１つ含む。例示的実施形態のＭＩＵは、６つのＣＤＭＡモデムを含むが、本発明は、この数のモデムに限定されることはない。ＭＩＵは、ＰＣＭインターフェース１２２０を介してＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、および１２１５の各々に接続されたシステムＰＣＭハイウェイ１２０１と、ＭＩＵコントローラ１２３０およびＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、および１２１３の各々に接続された制御チャネルバス１と、ＭＩＵクロック信号発生器（ＣＬＫ）１２３１と、モデム出力結合器１２３２とを含む。ＭＩＵは、以下の機能を有するＲＣＳを提供する：ＭＩＵコントローラは、ＷＡＣからのＣＤＭＡチャネル割り付け命令を受け取り、モデムを、ＭＵＸのラインインターフェースと、ＳＵからＣＤＭＡチャネルを受け取るモデムとに適用されるユーザ情報信号に割り付ける；ＭＩＵＣＤＭＡモデムの各々に対して、ＣＤＭＡ送信モデムデータを結合する；ＶＤＣへの送信のために、ＣＤＭＡモデムからのＩおよびＱ送信メッセージデータを多重化する；ＶＤＣからのアナログＩおよびＱ受信メッセージを受け取る；ＩおよびＱデータをＣＤＭＡモデムに分配する；デジタルＡＧＣデータを送信および受信する；ＡＧＣデータをＣＤＭＡモデムに分配する；およびＭＩＵボードステータスおよびメンテナンス情報をＷＡＣ９２０に送る。本発明の例示的実施形態のＭＩＵコントローラ１２３０は、ＭＣ６８３６０「ＱＵＩＣＣ」プロセッサ等の１つの通信マイクロプロセッサ１２４０を含有し、フラッシュプロムメモリ１２４３とＳＲＡＭメモリ１２４４とを有するメモリ１２４２を含む。フラッシュプロム１２４３は、マイクロプロセッサ１２４０のためのプログラム符号を含むように設けられ、メモリ１２４３は、新しいプログラムのバージョンをサポートするために、ダウンロード可能で、再プログラミング可能である。ＳＲＡＭ１２４４は、ＭＩＵコントローラ１２３０が、メモリにデータを読み出す、またはメモリにデータを書き込む時に、ＭＣ６８３６０マイクロプロセッサ１２４０によって必要とされる一時的なデータスペースを含むように設けられる。ＭＩＵＣＬＫ回路１２３１は、ＭＩＵコントローラ１２３０にタイミング信号を与え、ＣＤＭＡモデムにもタイミング信号を与える。ＭＩＵＣＬＫ回路１２３１は、システムクロック信号ｗｏ（ｔ）を受け取り、それに同期される。コントローラクロック信号発生器１２１３もまた、ＭＵＸから、ＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、および１２１５に分配される拡散符号クロック信号ｐｎ（ｔ）を受け取り、それに同期する。本実施形態のＲＣＳは、１つのＭＩＵ上に包含されるシステムモデム１２１０を含む。システムモデム１２１０は、同時通信拡散器（不図示）およびパイロット発生器（不図示）を含む。同時通信モデムは、この例示的システムによって用いられる同時通信情報を提供し、同時通信メッセージデータは、ＭＩＵコントローラ１２３０からシステムモデム１２１０に転送される。システムモデムもまた、４つの追加的モデム（不図示）を含み、これらのモデムは、信号ＣＴ１からＣＴ４および信号ＡＸ１からＡＸ４を送信するのに用いられる。システムモデム１２１０は、ＶＤＣに適用される、重み付けされていないＩおよびＱ同時通信メッセージデータ信号を提供する。ＶＤＣは、同時通信メッセージデータ信号を、ＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、および１２１５全てのＭＩＵＣＤＭＡモデム送信データおよびグローバルパイロット信号に加える。パイロット発生器（ＰＧ）１２５０は、本発明によって用いられるグローバルパイロット信号を提供し、グローバルパイロット信号は、ＭＩＵコントローラ１２３０によって、ＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、および１２１５に与えられる。しかし、本発明の他の実施形態は、ＭＩＵコントローラが、グローバルパイロット信号を生成することを要求しないが、任意の形態のＣＤＭＡ符号シーケンス発生器によって生成されるグローバルパイロット信号を包含する。本発明の記載される実施形態においては、重み付けされていないＩおよびＱグローバルパイロット信号もまた、ＶＤＣに送られ、ＶＤＣでは、重み付けされていないＩおよびＱグローバルパイロット信号は、重みを割り付けられ、ＭＩＵＣＤＭＡモデム送信データおよび同時通信メッセージデータ信号に加えられる。ＲＣＳにおけるシステムタイミングは、Ｅ１インターフェースから得られる。ＲＣＳには、４つのＭＵＸがあり、それらの内の３つ（９０５、９０６および９０７）が図９に示される。２つのＭＵＸが、各シャーシ上に位置する。各シャーシ上の２つのＭＵＸの一方は、マスターとして指定され、マスターの１つがシステムマスターとして指定される。システムマスターであるＭＵＸは、位相ロックドループ（phase locked loop）（不図示）を用いて、Ｅ１インターフェースから、２．０４８ＭｈｚのＰＣＭクロック信号を得る。次には、システムマスターＭＵＸは、２．０４８ＭｈｚのＰＣＭクロック信号を１６で分割し、それによって、１２８ＫＨｚの参照クロック信号を得る。１２８ＫＨｚの参照クロック信号は、システムマスターであるＭＵＸから、全ての他のＭＵＸに分配される。次には、各ＭＵＸは、１２８ＫＨｚの参照クロック信号を周波数において乗算し、それによって、ＰＮクロック信号の周波数の２倍の周波数を有するシステムクロック信号が合成される。ＭＵＸはまた、１２８ＫＨｚのクロック信号を１６で分割し、それによって、ＭＩＵに分配される８ＫＨｚのフレーム同期信号が生成される。例示的実施形態のためのシステムクロック信号は、７ＭＨｚバンド幅のＣＤＭＡチャネルに対して、１１．６４８Ｍｈｚの周波数を有する。各ＭＵＸはまた、システムクロック信号を２で分割し、それによって、ＰＮクロック信号を得、さらに、ＰＮクロック信号を２９８７７１２０（ＰＮシーケンス長さ）によって分割し、それによって、エポック境界を示すＰＮ同期信号が生成される。システムマスターＭＵＸからのＰＮ同期信号もまた、全てのＭＵＸに分配され、それによって、各ＭＵＸに対して内部に生成されたクロック信号の位相位置合わせが維持される。ＰＮ同期信号およびフレーム同期信号は位置合わせされる。各シャーシに対してマスターＭＵＸとして指定される２つのＭＵＸは、次に、システムクロック信号およびＰＮクロック信号の両方を、ＭＩＵおよびＶＤＣに分配する。ＰＣＭハイウェイインターフェース１２２０は、システムＰＣＭハイウェイ９１１を、ＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、および１２１５の各々に接続する。ＷＡＣコントローラは、ＨＳＢ９７０を通して、ＭＩＵコントローラ１２３０に、各対応ユーザ情報信号に対するトラフィックメッセージ制御信号を含むモデム制御情報を送信する。ＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、および１２１５の各々は、ＭＩＵコントローラ１１１１から、シグナル伝達情報を含むトラフィックメッセージ制御信号を受け取る。トラフィックメッセージ制御信号はまた、呼制御（ＣＣ）情報と拡散符号および収縮符号シーケンス情報とを含有する。ＭＩＵはまた、送信データ結合器１２３２を含み、送信データ結合器１２３２は、ＭＩＵ上のＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１，１２１２、および１２１５からの、同位相（Ｉ）および直交位相（Ｑ）モデム送信データを含む、重み付けされたＣＤＭＡモデム送信データを加算する。Ｉモデム送信データは、Ｑモデム送信データとは別に加算される。送信データ結合器１２３２の結合されたＩおよびＱモデム送信データ出力信号は、デジタルデータストリームへと多重化されるＩおよびＱモデム送信データから構成される、単一のＣＤＭＡ送信メッセージチャネルを形成するＩおよびＱマルチプレクサ１２３３に付与される。受信データ入力回路（ＲＤＩ）１２３４は、図９に示されるビデオ分配回路（ＶＤＣ）９４０からアナログ差動ＩおよびＱデータを受け取り、アナログ差動ＩおよびＱデータを、ＭＩＵのＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１，１２１２、および１２１５の各々に分配する。自動利得制御分配回路（ＡＧＣ）１２３５は、ＶＤＣからＡＧＣデータ信号を受け取り、ＡＧＣデータを、ＭＩＵのＣＤＭＡモデムの各々に分配する。ＴＲＬ回路１２３３は、トラフィックライト情報受け取り、トラフィックライトデータを、モデム１２１０、１２１１、１２１２、および１２１５の各々に同様に分配する。ＣＤＭＡモデムＣＤＭＡモデムは、ＣＤＭＡ拡散符号シーケンスの生成および送信器と受信器との間の同期を提供する。ＣＤＭＡモデムはまた、特定のパワーレベルで拡散および送信する、６４ksym／秒、３２ksym／秒、１６ksym／秒、および8ksym／秒にそれぞれプログラム可能な、４つの全二重チャネル（ＴＲ０，ＴＲ１，ＴＲ２，およびＴＲ３）を提供する。ＣＤＭＡモデムは、受信された信号強度を測定し、それによって、自動電力制御が可能となり、パイロット信号を生成および送信し、順方向誤差補正（ＦＥＣ）のための信号を用いて符号化および復号化する。ＳＵにおけるモデムはまた、ＦＩＲフィルタを用いて、送信器拡散符号パルスの形成を行う。ＣＤＭＡモデムは、加入者ユニット（ＳＵ）によっても使用され、以下の説明において、ＳＵによってのみ使用される特徴が明確に指摘される。ＣＤＭＡモデムの動作周波数は、表１０に示される。図１２および図１３に示されるような、ＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、および１２１５の各々は、送信部１３０１および受信部１３０２から構成される。ＣＤＭＡモデムには、外部システムから制御メッセージＣＮＴＲＬを受信する制御センター１３０３も含まれる。これらのメッセージは、例えば、特定の拡散符号を割り付ける、拡散または収縮を起動する、または、送信レートを割り付けることに用いられる。さらに、ＣＤＭＡモデムは、ＣＤＭＡモデムによって使用される様々な拡散および収縮符号の生成に用いられる符号発生手段１３０４を有する。送信部１３０１は、入力情報、および拡散帯域処理されたユーザ情報信号ｓｃ_j（ｔ）、ｊ＝１、２、．．Ｊとしての制御信号ｍ₁（ｔ）、ｉ＝１、２、．．Ｉを送信するためのものである。送信部１３０１は、制御手段１３０３によって制御される符号発生器１３０４からグローバルパイロット符号を受信する。拡散帯域処理されたユーザ情報信号は、最終的に他の類似の処理された信号に加えられ、ＣＤＭＡＲＦ順方向メッセージリンク上のＣＤＭＡチャネルとして、例えばＳＵに送信される。受信部１３０２は、ｒ（ｔ）としてのＣＤＭＡチャネルを受けとり、ユーザ情報、およびＣＤＭＡＲＦ逆方向メッセージリンク上で、例えばＳＵからＲＣＳに送信された制御信号ｒｃ_k（ｔ）、ｋ＝１、２、．．Ｋを収縮し、復元する。ＣＤＭＡモデム送信部図１４を参照して、符号発生手段１３０４は、送信タイミング制御ロジック１４０１および拡散符号ＰＮ発生器１４０２を含み、送信部１３０１は、モデム入力信号受信器（ＭＩＳＲ）１４１０と、重畳符号化器１４１１、１４１２、１４１３、および１４１４と、拡散器１４２０、１４２１、１４２２、１４２３、および１４２４と、結合器１４３０とを含む。送信部１３０１は、メッセージデータチャネルＭＥＳＳＡＧＥを受信し、各メッセージデータチャネルを、対応する重畳符号化器１４１１、１４１２、１４１３、および１４１４において重畳的に符号化し、対応する拡散器１４２０、１４２１、１４２２、１４２３、および１４２４においてランダム拡散符号シーケンスを用いてデータを変調し、記載された実施形態においては、符号発生器から受信されたパイロット符号を含む、全てのチャネルからの変調されたデータを結合器１４３０において結合し、それによって、ＲＦ送信のためのＩおよびＱコンポーネントが生成される。本実施形態の送信部１３０１は、６４ｋｂ／秒、３２ｋｂ／秒、１６ｋｂ／秒、および８ｋｂ／秒にプログラム可能な４つ（ＴＲ０，ＴＲ１、ＴＲ２、およびＴＲ３）のチャネルをサポートする。メッセージチャネルデータは、ＰＣＭインターフェース１２２０を通してＰＣＭハイウェイ１２０１から受信された時間多重化信号であり、ＭＩＳＲ１４１０に入力される。図１５は、例示的ＭＩＳＲ１４１０のブロック図である。本発明の例示的実施形態に関しては、カウンタは、８ＫＨｚのフレーム同期信号ＭＰＣＭＳＹＮＣによって設定され、タイミング回路１４０１からの２．０４８ＭＨｚのＭＰＣＭＣＬＫによって増加される。カウンタ出力は、比較器１５０２によって、ＴＲ０、ＴＲ１、ＴＲ２およびＴＲ３のメッセージチャネルデータに対するスロット時間位置に対応するＴＲＣＦＧ値と比較され、ＴＲＣＦＧ値は、ＭＣＴＲＬにおけるＭＩＵコントローラ１２３０から受けとられる。比較器は、カウント信号を、システムクロックから得られるＴＸＰＣＮＣＬＫタイミング信号を用いて、メッセージチャネルデータをバッファ１５１０、１５１１、１５１２、および１５１３へと記録するレジスタ１５０５、１５０６、１５０７、および１５０８へと送る。メッセージデータは、タイミング制御ロジック１４０１からのイネーブル信号ＴＲ０ＥＮ、ＴＲ１ＥＮ、ＴＲ２ＥＮ、およびＴＲ３ＥＮがアクティブである場合に、ＰＣＭハイウェイ信号ＭＥＳＳＡＧＥからの信号ＭＳＧＤＡＴから供給される。さらなる実施形態においては、ＭＥＳＳＡＧＥは、暗号化レートまたはデータ転送レートに応じて、レジスタをイネーブルする信号も含み得る。カウンタ出力が、チャネル位置アドレスの１つに等しい場合は、レジスタ１５１０、１５１１、１５１２、および１５１３における指定された送信メッセージデータが、図１４に示される重畳符号化器１４１１、１４１２、１４１３、および１４１４に入力される。重畳符号化器は、当該分野に周知の順方向誤差補正（ＦＥＣ）技術の使用をイネーブルする。ＦＥＣ技術は、符号化された形態でのデータの生成に重複性を導入することに依存する。符号化されたデータは送信され、データの重複により、誤りを検出し修正するための受信復号化装置がイネーブルされる。本発明の１つの実施形態は、重畳符号化を用いる。追加データビットは、符号化プロセスにおけるデータに加えられ、それらのデータビットは、符号化オーバーヘッドである。符号化レートは、送信された全ビット（符号データ＋重複データ）に対する、送信されたデータビットの比率として表され、符号レート「Ｒ」と呼ばれる。重畳符号は、各符号ビットが、以前に符号化された多数のビットと、新しい符号化されていない各ビットとの重畳によって生成される符号である。符号化プロセスにおいて用いられるビットの全数は、符号の制約長さ「Ｋ」として呼ばれる。重畳符号化においては、データは、Ｋビット長さのシフトレジスタへとクロックされ、それによって、入ってくるビットは、レジスタにクロックされ、該入ってくるビットと、現存するＫ−１ビットは、重畳的に符号化され、それによって、新しいシンボルが生成される。重畳プロセスは、シンボルの少なくとも１つにおいて、最初のビットと最後のビットとを常に含む、利用可能なビットのある特定パターンのモジュール−２合計から構成されるシンボルの生成を含む。図１６は、図１４に示される符号化器１４１１としての使用に適切なＫ＝７、Ｒ＝１／２の重畳符号化器のブロック図を示す。この回路は、本発明の１つの実施形態において用いられるようなＴＲ０チャネルを符号化する。ステージＱ１からＱ７までを有する７ビットレジスタ１６０１は、信号ＴＸＰＮＣＬＫを用いることにより、ＴＲ０ＥＮ信号がアサートされる場合に、ＴＲ０データを記録する。ステージＱ１，Ｑ２、Ｑ３，Ｑ４，Ｑ６、およびＱ７の出力値は、ＥＸＣＬＵＳＩＶＥ−ＯＲロジック１６０２および１６０３を用いてそれぞれ結合され、それによって、ＴＲ０チャネルＦＥＣＴＲ０ＤＩおよびＦＥＣＴＲ０ＤＱに対する、対応するＩおよびＱチャネルＦＥＣデータが生成される。２つの出力シンボルストリームＦＥＣＴＲ０ＤＩおよびＦＥＣＴＲ０ＤＱが生成される。ＦＥＣＴＲ０ＤＩシンボルストリームは、ビット６、５、４、３および０（８進法１７１）に対応するシフトレジスタ出力のＥＸＣＬＵＳＩＶＥＯＲロジック１６０２によって生成され、送信メッセージチャネルデータの同位相コンポーネント「Ｉ」として設計される。シンボルストリームＦＥＣＴＲ０ＤＱは、同様に、ビット６、４３、１、および０（８進法１３３）からのシフトレジスタ出力のＥＸＣＬＵＳＩＶＥ−ＯＲロジック１６０３によって生成され、送信メッセージチャネルデータの直交位相コンポーネント「Ｑ」として設計される。２つのシンボルは送信され、それによって、誤差補正が受信側で起こることを可能とするのに必要な重複を生成する、単一の符号化ビットを表す。図１４を参照して、送信メッセージチャネルデータに対するシフトイネーブルクロック信号は、制御タイミングロジック１４０１によって生成される。各チャネルに対する、重畳的に符号化された送信メッセージチャネル出力データは、送信メッセージチャネルデータを、符号発生器１４０２からの前もって割り付けられた拡散符号シーケンスを用いて乗算する、それぞれの拡散器１４２０、１４２１、１４２２、１４２３、および１４２４に付与される。この拡散符号シーケンスは、上に記載したように、制御１３０３によって生成され、ランダム疑似雑音署名シーケンス（ＰＮ−符号）と呼ばれる。拡散器１４２０、１４２１、１４２２、１４２３、および１４２４の各々の出力信号は、拡散送信データチャネルである。拡散器の動作は、以下の通りである：ランダムシーケンス（ＰＮＩ＋ｊＰＮＱ）で乗算されるチャネル出力（Ｉ＋ｊＱ）の拡散により、その結果が（ＩｘｏｒＰＮＩ）および（−ＱｘｏｒＰＮＱ）で構成される同位相コンポーネントＩが得られる。この結果の直交位相コンポーネントＱは、（ＱｘｏｒＰＮＩ）および（ＩｘｏｒＰＮＱ）である。パイロットチャネルロジック（Ｉ＝１、Ｑの値は禁止されている）に入力されるチャネルデータは存在しないので、パイロットチャネルのための拡散出力信号により、ＩコンポーネントのためのシーケンスＰＮＩおよびＱコンポーネントのためのシーケンスＰＮＱが得られる。結合器１４３０は、ＩおよびＱ拡散送信データチャネルを受けとり、それらのチャネルを、Ｉモデム送信データ信号（ＴＸＩＤＡＴ）およびＱモデム送信データ信号（ＴＸＱＤＡＴ）へと結合する。Ｉ拡散送信データおよびＱ拡散送信データは、別々に加えられる。ＳＵに関しては、ＣＤＭＡモデム送信部１３０１は、ＩおよびＱチャネルを結合器から受け取るＦＩＲフィルタを含み、それによって、パルス形成、クローズインスペクトル制御（close-in spectral control）および送信された信号に対してｘ／ｓｉｎ（ｘ）修正が提供される。別個ではあるが同一のＦＩＲフィルタは、ＩおよびＱ拡散送信データストリームをチッピングレートで受け取り、各フィルタの出力信号は、チッピングレートの２倍である。例示的なＦＩＲフィルタは、２を用いてアップサンプル（補間）する、２８のタップのイーブン対称フィルタ（28 tap even symmetrical filters）である。アップサンプリング（upsam pling）は、フィルタリングの前に起こり、それによって、２８のタップは、チッピングレートの２倍での２８のタップを意味し、アップサンプリングは、１つおきのサンプルを０に設定することにより達成される。例示的な係数が、表１１に示される。ＣＤＭＡモデム受信部図９および１２を参照して、本実施形態のＲＦ受信器９５０は、アナログ入力ＩおよびＱのＣＤＭＡチャネルを受容し、これらのチャネルは、ＶＤＣ９４０から、ＭＩＵ９３１、９３２、および９３３を通して、ＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、および１２１５に送信される。これらのＩおよびＱのＣＭＤＡチャネル信号は、ＣＤＭＡモデム受信部１３０２（図１３に示される）によってサンプルされ、図１７に示されるアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１７３０を用いて、ＩおよびＱデジタル受信メッセージ信号に変換される。本発明の例示的実施形態のＡ／Ｄ変換器のサンプリングレートは、収縮符号レートに等しい。ＩおよびＱデジタル受信メッセージ信号は、次に、４つのチャネル（ＴＲ０、ＴＲＬ、ＴＲ２、およびＴＲ３）、ＡＰＣ情報、およびパイロット符号の収縮符号シーケンスに対応する、６つの異なる複合拡散符号シーケンスを用いて、相関器で収縮される。受信された信号に対する受信器の同調は、２つの位相に分けられる。初期捕捉位相があり、次に、信号タイミングが捕捉された後にトラッキング位相がある。初期捕捉は、受信された信号に関して、ローカルに生成されたパイロット符号シーケンスの位相をシフトさせ、パイロット収縮器の出力をしきい値と比較することにより成される。用いられた方法は、逐次検索と呼ばれる。２つのしきい値（整合およびディスミス）が、補助収縮器から計算される。信号が一旦捕捉されれば、検索プロセスが停止され、トラッキングプロセスが始まる。トラッキングプロセスは、入ってくる信号と同期して、受信器によって使用される符号発生器１３０４（図１３および１７に示される）を維持する。使用されるトラッキングループは、遅延ロックドループ（ＤＬＬ）であり、図１７の捕捉＆トラック１７０１およびＩＰＭ１７０２ブロックにおいて実現される。図１３において、モデムコントローラ１３０３は、送信された信号に関して、受信された信号における位相および周波数のシフトを計算する、図１７のＳＷＰＬＬロジック１７２４におけるソフトウェアアルゴリズムとして、位相ロックループ（ＰＬＬ）を実行する。計算された位相シフトは、ローテート中の位相シフトをデローテート（derotate）し、受信チャネルＴＲ０’、ＴＲ１’、ＴＲ２ ’、およびＴＲ３’に対応する出力信号を生成するために結合する、マルチパスデータ信号のブロック１７１８、１７１９、１７２０、および１７２１を結合するために使用される。データは、次に、Viterbi復号化器１７１３、１７１４、１７１５、および１７１６において、Viterbi復号化され、それによって、受信メッセージチャネルの各々において、重畳符号化が取り除かれる。図１７は、符号発生器１３０４によって、受信チャネル収縮器１７０３、１７０４、１７０５、１７０６、１７０７、１７０８、および１７０９によって用いられる、符号シーケンスＰｎ_i（ｔ）、（ｉ＝１、２、．．Ｉ）が提供されることを示す。生成される符号シーケンスは、システムクロック信号のＳＹＮＫ信号に応答して時間を決められ、図１３に示されるモデムコントローラ１３０３からのＣＣＮＴＲＬ信号によって決定される。図１７を参照して、ＣＤＭＡモデム受信部１３０２は、適応整合フィルタ（ＡＭＦ）１７１０と、チャネル収縮器１７０３、１７０４、１７０５、１７０６、１７０７、１７０８、および１７０９と、パイロットＡＶＣ１７１１と、補助ＡＶＣ１７１２と、Viterbi復号化器１７１３、１７１４、１７１５、および１７１６と、モデム出力インターフェース（ＭＯＩ）１７１７と、ローテートおよび結合ロジック１７１８、１７１９、１７２０、および１７２１と、ＡＭＦ重み発生器１７２２と、分位推定ロジック１７２３とを含む。本発明の別の実施形態においては、ＣＤＭＡモデム受信器はまた、チャネルのＢＥＲ、およびViterbi復号化器１７１３、１７１４、１７１５、および１７１６と、メッセージデータが失われた場合にアイドル符号を挿入するＭＯＩ１７１７との間のアイドル符号挿入ロジックを測定するビットエラー積分要素を含む。適応整合フィルタ（ＡＭＦ）１７１０により、大気チャネルによって導かれるマルチパスインターフェアレンスが解消される。例示的なＡＭＦ１７１０は、図１８に示されるような１１ステージの複合ＦＩＲフィルタを使用する。受信されたＩおよびＱデジタルメッセージ信号は、図１７のＡ／Ｄ１７３０からレジスタ１８２０で受け取られ、図１７のＡＭＦ重み発生器１７２２から受け取られたＩおよびＱチャネルの重みのＷ１からＷ１１によって、乗算器１８０１、１８０２、１８０３、１８１０、および１８１１において乗算される。例示的実施形態においては、Ａ／Ｄ１７３０は、２の補数値としてＩおよびＱデジタル受信メッセージ信号データ、すなわち、受信拡散符号クロック信号ＲＸＰＮＣＬＫに応答する１１ステージのシフトレジスタ１８２０を通して記録されるＩ用の６ビットおよびＱ用の６ビットとが提供される。信号ＲＸＰＮＣＬＫは、符号発生ロジック１３０４のタイミング部１４０１によって生成される。シフトレジスタの各ステージはタップされ、乗算器１８０１、１８０２、１８０３、１８１０、および１８１１において、個々の（６ビットＩおよび６ビットＱ）重み値によって複素乗算され、それによって、加算器１８３０において合計される１１タップで重みづけられた積が提供され、７ビットのＩおよび７ビットのＱの値に限定される。ＣＤＭＡモデム受信部１３０２（図１３に示される）によって、メッセージチャネルを収縮するための、独立したチャネル収縮器１７０３、１７０４、１７０５、１７０６、１７０７、１７０８、および１７０９（図１７に示される）が提供される。記載された実施形態は、７つのメッセージチャネルを収縮し、各収縮器は、１ビットＩ×１ビットＱの収縮符号信号を受け取り、それによって、８ビットＩ×８ビットＱのデータ入力に対してこの符号の複素相関が行われる。７つの収縮器は、７つのチャネル：トラフィックチャネル０（ＴＲ０’）、ＴＲ１’ 、ＴＲ２’、ＴＲ３’、ＡＵＸ（スペアチャネル）、自動電力制御（ＡＰＣ）およびパイロット（ＰＬＴ）に対応する。図１９に示されるパイロットＡＶＣ１７１１は、タイミング信号ＲＸＰＮＣＬＫに応答するシフトレジスタ１９２０へとＩおよびＱパイロット拡散符号シーケンス値ＰＣＩおよびＰＣＱを受け取り、パイロットＡＶＣ１７１１は、１１の個々の収縮器１９０１から１９１１を含み、各収縮器は、ＩおよびＱデジタル受信メッセージ信号データを、同じパイロット符号シーケンスの１チップ遅延したバージョンを用いて相関する。信号ＯＥ１、ＯＥ２、．．ＯＥ１１は、モデム制御１３０３によって使用され、それによって、収縮操作がイネーブルされる。収縮器の出力信号は、ＡＣＱ＆トラックロジック１７０１（図１７に示される）によって、そして最終的にはモデムコントローラ１３０３（図１３に示される）によって受け取られるパイロットＡＶＣ１７１１の相関信号ＤＳＰＲＤＡＴを形成する結合器１９２０において結合される。ＡＣＱ＆トラックロジック１７０１は、相関信号値を用いることにより、ローカル受信器がリモート送信器と同期されるかどうかを決定する。補助ＡＶＣ１７１２はまた、ＩおよびＱデジタル受信メッセージ信号データを受信し、記載される実施形態においては、図２０に示されるような４つの個別の収縮器２００１、２００２、２００３、および２００４を含有する。各収縮器は、ＩおよびＱデジタル受信メッセージデータを受け取り、それらのＩおよびＱデジタル受信メッセージデータを、シフトレジスタ２０２０に入力され、シフトレジスタ２０２０に含有される符号発生器１３０４によって提供される、同じ収縮符号シーケンスＰＡＲＩおよびＰＡＲＱの遅延バージョンを用いて相関する。収縮器２００１、２００２、２００３，および２００４の出力信号は、雑音相関信号ＡＲＤＳＰＲＤＡＴを提供する結合器２０３０において結合される。補助ＡＶＣ拡散符号シーケンスは、システムのいかなる送信拡散符号シーケンスとも一致しない。信号ＯＥ１、ＯＥ２、．．ＯＥ４は、モデム制御１３０３によって使用され、それによって、収縮動作がイネーブルされる。補助ＡＶＣ１７１２は、雑音相関信号ＡＲＤＳＰＲＤＡＴを提供し、この信号から、分位推定値が、分位推定器（quantile estimator）１７３３によって計算され、補助ＡＶＣ１７１２は、ＡＣＱ＆トラックロジック１７０１（図１７に示される）およびモデムコントローラ１３０３（図１３に示される）に対する雑音レベル測定を提供する。受信メッセージチャネルＴＲ０’、ＴＲ１’、ＴＲ２’、およびＴＲ３’に対応する各収縮チャネル出力信号は、重畳的に符号化されたデータに対して順方向誤差補正を行う、図１７に示される、対応するViterbi復号化器１７１３、１７１４、１７１５、および１７１６に入力される。例示的実施形態のViterbi復号化器は、Ｋ＝７の制約長さおよびＲ＝１／２のレートを有する。復号化された拡散メッセージチャネル信号は、ＣＤＭＡモデムからＰＣＭハイウェイ１２０１ヘとＭＯＩ１７１７を通して転送される。ＭＯＩの動作は、逆方向であることを除いては、送信部１３０１（図１３に示される）のＭＩＳＲの動作と基本的に同じである。ＣＤＭＡモデム受信部１３０２は、受信ＣＤＭＡメッセージ信号の捕捉、トラッキング、およひ収縮の異なる位相の間に、幾つかの異なるアルゴリズムを実行する。受信された信号が一時的に失われる（または激しく劣化される）場合には、アイドル符号挿入アルゴリズムが、失われた、または劣化した受信メッセージデータの代わりにアイドル符号を挿入し、それによって、ユーザが大きな雑音バーストを音声コールで聞くことが防止される。アイドル符号は、Viterbi復号化器１７１３、１７１４、１７１５、および１７１６からの、復号化されたメッセージチャネル出力信号の代わりに、ＭＯＩ１７１７（図１７に示される）に送られる。各トラフィックチャネルに用いられるアイドル符号は、適切なパターンのＩＤＬＥをＭＯＩに書き込むことにより、モデムコントローラ１３０３によってプログラムされ、このアイドル符号は、本実施形態においては、６４ｋｂ／秒ストリームに対して８ビットの文字で、３２ｋｂ／秒ストリームに対して４ビットの文字である。受信されたパイロット信号の捕捉およびトラッキングのためのモデムアルゴリズム捕捉およびトラッキングアルゴリズムは、受信者によって、受信された信号のおおよその符号位相を決定し、ローカルのモデム受信収縮器を入ってくるパイロット信号に同期し、受信されたパイロット符号シーケンスを用いてローカルに生成されたパイロット符号シーケンスの位相をトラッキングするために用いられる。図１３および１７を参照して、アルゴリズムが、符号発生器１３０４にクロック調整信号を与えるモデムコントローラ１３０３によって行われる。これらの調整信号により、収縮器のための符号発生器が、パイロットレイク（Pilot Rake）１７１１の測定された出力値および分位推定器１７２３Ｂからの分位値に応答して、ローカルに生成された符号シーケンスを調整することが引き起こされる。分位値は、ＡＵＸべクトル相関器１７１２（図１７に示される）の出力値からの同位相および直交チャネルから測定される雑音統計値である。受信器の受信信号への同期は、初期捕捉位相とトラッキング位相との２つの位相に分けられる。初期捕捉フェーズは、ローカルに生成されたパイロット拡散符号シーケンスを、受信された信号の拡散符号レートよりも速い、または遅いレートでクロックし、ローカルに生成されたパイロット拡散符号シーケンスをスライドさせ、パイロットベクトル相関器１７１１の出力に対して逐次確率比率検定（ＳＰＲＴ）を行うことにより達成される。トラッキング位相は、入ってくるパイロット信号と同期して、ローカルに生成された拡散符号パイロットシーケンスを維持する。ＳＵのコールド捕捉アルゴリズム（cold acquisition algorithm）は、最初にパワーアップされ、その結果、正しいパイロット拡散符号位相の知識が無い場合、または、ＳＵが入ってくるパイロット信号との同期を再捕捉しようとしたが、過剰な時間をとった場合に、ＳＵＣＤＭＡモデムによって使用される。コールド捕捉アルゴリズムは、２つのサブ位相に分けられる。第１のサブ位相は、ＦＢＣＨによって使用される、長さ２３３４１５の符号にわたる検索からなる。一旦このサブ符号位相が捕捉されれば、パイロットの２３３４１５×１２８長さの符号が、１２８の可能な位相を曖昧に知られる。第２のサブ位相は、これら残りの１２８の可能な位相の検索である。ＦＢＣＨとの同期を失わないためには、検索の第２の位相において、ＦＢＣＨ符号のトラッキングと、パイロット符号の捕捉の試みとの間で切り替えを交互に行うことが望ましい。短アクセスパイロット（ＳＡＸＰＴ）アルゴリズムのＲＣＳ捕捉は、ＲＣＳＣＤＭＡモデムによって用いられ、それによってＳＵのＳＡＸＰＴパイロット信号が捕捉される。このアルゴリズムは、ＳＡＸＰＴが、長さＮの短符号シーケンス（ただし、Ｎ＝チップ／シンボル）であるので高速検索アルゴリズムであり、システムのバンド幅に応じて４５から１９５の範囲にわたる。捕捉されるまでの、全ての可能な位相を通した検索のサイクルが、完了する。長アクセスパイロット（ＬＡＸＰＴ）アルゴリズムのＲＣＳ捕捉は、ＳＡＸＰＴの捕捉の直後に開始される。ＳＵの符号位相は、複数のシンボル持続時間内で知られており、従って、本発明の例示的実施形態においては、ＲＣＳからの往復遅延内に、７から６６の検索の位相があり得る。この範囲は、ＲＣＳグローバルパイロット信号に同期されているＳＵパイロット信号の結果である。再捕捉アルゴリズムは、符号ロック（ＬＯＬ）の損失が生じる時に開始される。Ｚ検索アルゴリズムは、符号位相が、システムが最後にロックされた場所から遠くにドリフトされていないことを前提として、プロセスのスピードを上げるために使用される。ＲＣＳは、最大往復伝搬遅延によって制限されるＺ検索ウィンドウの最大幅を使用する。プレトラック期間が、捕捉または再捕捉アルゴリズムの直後に続き、トラッキングアルゴリズムの直前に起こる。プレトラックは、モデムによって提供された受信データが有効であるとは考えられない固定された持続期間である。プレトラック期間により、ＩＳＷＰＬＬ１７２４、ＡＣＱ＆トラッキング、ＡＭＦ重みＧＥＮ１７２２によって使用されるような、他のモデムアルゴリズムが、現時点のチャネルを準備し、それに適応することが可能となる。プレトラック期間は、２つのパートを有する。第１のパートは、符号トラッキングループが引き入れられる（pull in）間の遅延である。第２のパートは、決定された重み付け係数を生成するために、ＡＭＦ重みＧＥＮ１７２２によってＡＭＦタップ重み計算が行われる間の遅延である。また、プレトラック期間の第２のパートにおいては、搬送波トラッキングループが、ＳＷＰＬＬ１７２４によって引き入れられることが許可され、スカラー分位推定が、分位推定器１７２３Ａにおいて行われる。プレトラック期間が終わった後に、トラッキングプロセスに入る。このプロセスは、実際には反復的サイクルであり、モデムによって提供された受信データが有効であると考えられ得る唯一のプロセス位相である。以下の動作は、この位相の間に行われる：ＡＭＦタップ重み更新、搬送波トラッキング、符号トラッキング、べクトル分位更新、スカラー分位更新、符号ロックチェック、デローテートおよびシンボル加算、および電力制御（順方向および逆方向）。ＬＯＬが検出された場合、モデム受信器は、トラックアルゴリズムを終了させ、自動的に再捕捉アルゴリズムに入る。ＳＵにおいては、ＬＯＬによって、送信器が遮断される。ＲＣＳにおいては、ＬＯＬによって、順方向電力制御が、ロックが失われる直前のレベルに一定に保たれる送信パワーを用いて使用不能にされる。また、ＬＯＬにより、送信されるリターン電力制御情報が、０１０１０１．．．パターンを呈するようになり、それによって、ＳＵが、送信パワーを一定に保つようになる。これは、捕捉およびトラッキング回路１７０１に対するリセット信号を生成する信号ロックチェック機能を用いて行われ得る。分位統計の２つのセットが維持され、１つは、分位推定器１７２３Ｂによって維持され、もう一方は、スカラー分位推定器１７２３Ａによって維持される。これらは共にモデムコントローラ１３０３によって用いられる。第１のセットは、「ベクトル」分位情報であり、これは、ＡＵＸＡＶＣ受信器１７１２によって生成される４つの複素数のべクトルから計算されるのでそのように名付けられる。第２のセットは、スカラー分位情報で、これはＡＵＸ収縮器１７０７から出力される単一の複素数ＡＵＸ信号から計算される。情報の２つのセットは、予め決定されたフォールスアラームの確率（Ｐ_fa）の維持に使用される雑音統計の異なるセットを表す。べクトル分位データは、モデムコントローラー１３０３によって実行される捕捉および再捕捉アルゴリズムによって使用され、それによって、雑音中の受信された信号の存在が決定され、スカラー分位情報は、符号ロックチェックアルゴリズムによって使用される。ベクトルおよびスカラーの両方のケースに関して、分位情報は、収縮受信信号の確率分布関数（ｐ．ｄ．ｆ）を推定し、モデムがＰＮ符号にロックされるかどうかを決定するのに用いられる境界値である、ラムダ０からラムダ２までの計算値で構成されている。以下のＣサブルーチンに使用されるＡｕｘＰｏｗｅｒ値は、スカラー分位に対しては、スカラー相関器アレイのＡＵＸ信号出力を二乗した大きさであり、べクトルケースに関しては、二乗した大きさの和である。両方のケースにおいて、分位は、次に以下のＣサブルーチンを用いて計算される：ただし、ＣＧ［ｎ］は、正の定数であり、ＧＭ［ｎ］は負の定数である（異なる値がスカラーおよびべクトル分位に対して用いられる）。捕捉位相の間、ローカルに生成されたパイロット符号シーケンスを用いた入ってくるパイロット信号の検索は、ローカルに生成されたパイロット符号が、受信された信号に関して、正しい符号位相を有するかどうかを決定する、一連の逐次検定を用いる。検索アルゴリズムは、受信された、ローカルに生成された符号シーケンスが位相にあるかどうかを決定する逐次確率比率検定（ＳＰＲＴ）を用いる。捕捉のスピードは、マルチフィンガー受信器（multi-fingered receliver）を有することから生じる並行（parallelism）によって増加される。例えば、本発明の記載された実施形態においては、メインのパイロットレイク１７１１が、１１チップ期間の全位相期間を表す合計１１のフィンガーを有する。捕捉のために、８つの個別の逐次確率比率検定（ＳＰＲＴ）が実行され、各々のＳＰＲＴは、４つのチップウィンドウを監視する。各ウィンドウは、１チップ分、以前のウィンドウからオフセットされ、検索シーケンスにおいては、あらゆる所与の符号位相が４つのウィンドウによってカバーされる。８つのＳＰＲＴ検定全てが拒否されれば、次に、ウィンドウのセットが８チップ分移動される。ＳＰＲＴのいずれかが許容されれば、次に、ローカルに生成されたパイロット符号シーケンスの符号位相が、パイロットＡＶＣ内で、許容されたＳＰＲＴ位相を中心に置くように調整される。１つ以上のＳＰＲＴが同時に許容しきい値に達することが見込まれる。テーブルルックアップが２５６の許容／拒否のあらゆる可能な組み合わせをカバーするように用いられ、モデムコントローラは、その情報を用いて、パイロットレイク１７１１内で正しい中心符号位相を推定する。各ＳＰＲＴは、以下のように実行される（全ての動作は、６４ｋシンボルレートで起こる）：フィンガー出力レベル値は、Ｉ＿Ｆｉｎｇｅｒ［ｎ］およびＱ＿Ｆｉｎｇｅｒ［ｎ］、ただし、ｎ＝０．．１０（包括的、０は最も早い（最も進んだ）フィンガーである）として示され、その時、各ウィンドウのパワーは：ＳＰＲＴを実行するためには、モデムコントローラは、次に、各々のウィンドウに対して、疑似符号サブルーチンとして表される以下の計算を行う：ただし、lambda［ｋ］は、分位推定に関して上記のセクションで規定されたようなものであり、ＳＩＧＭＡ［ｋ］、ACCEPTANCE＿THRESH0LD、およびDISMISSAL＿ THRESHOLDは、既設定の定数である。ＳＩＧＭＡ［ｋ］は、ｋの低い値に対する値に対しては負であり、そして、ｋの正しい値に対しては正であり、そのため、許容および却下のしきい値が、統計において、データとして価値のあるシンボルが幾つ累積されたかの関数ではなく、定数となり得ることに注意されたい。モデムコントローラは、lambda［ｋ］の値によって範囲を定められたどのbin にパワーレベルが入るかを決定し、これにより、モデムコントローラが、概算の統計を展開することが可能となる。本アルゴリズムに関しては、制御電圧は、ε＝ｙ^TＢｙとして形成される。ただし、ｙは、パイロットベクトル相関器１７１１の複素数値の出力値から形成されるベクトルであり、Ｂは、二次検出器に関して上述されたような雑音を最小限に抑える一方で、性能を最大限にするために既設定の定数値から構成されるマトリックスである。二次検出器の動作を理解するために、以下のことを考慮することが有用である。拡散帯域（ＣＤＭＡ）信号ｓ（ｔ）は、インパルス応答ｈ_c（ｔ）を有するマルチパスチャネルを通過する。ベースバンド拡散信号は、式（３０）によって表される。ただし、Ｃ_iは、複素拡散符号シンボルであり、ｐ（ｔ）は、予め規定されたチップパルスであり、Ｔ_cは、チップタイムスペーシングである。ただし、Ｔ_c=１／Ｒ_cおよびＲ_cは、チップレートである。受信されたベースバンド信号は、式（３１）によって表されるただし、ｑ（ｔ）＝ｐ（ｔ）＊ｈ_c（ｔ）で、τは、未知の遅延であり、ｎ（ｔ）は、付加雑音である。受信された信号は、フィルタｈ_R(t)によって処理され、従って、処理される波形ｘ（ｔ）は、式（３２）によって与えられる。ただし、ｆ（ｔ）＝ｑ（ｔ）＊ｈ_R（ｔ）およびｚ（ｔ）＝ｎ（ｔ）＊ｈ_R（ｔ）である。例示的な受信器においては、受信された信号のサンプルが、チップレート、すなわち、１／Ｔ_Cで取られる。これらのサンプルｘ（ｍＴ_C＋τ’）は、ｒ^thの相関期間に式（３３）によって与えられる分位を計算する相関器アレイによって処理される。これらの分位は、式（３４）によって与えられる雑音コンポーネントｗ_K ^(r)および決定論コンポーネント（deterministic component）ｙ_k ^(r)から構成される。結局、タイムインデックスｒは、書きやすさのために抑制され得るが、関数ｆ（ｔ）は、時間とともにゆっくり変化することに気を付けるべきである。サンプルは、整合フィルタリング等のような、受信器によるさらなる処理のための最適な形態に、サンプリング位相τ’を調整するように処理される。この調整は、以下に説明される。このプロセスの説明を簡単にするためには、関数ｆ（ｔ＋τ）（ただし、タイムシフトτは、調整される）の点から説明することが役立つ。関数ｆ（ｔ＋τ）は、雑音の存在下で測定されることが注目される。従って、位相τ’を、信号ｆ（ｔ＋τ）の測定に基づいて調整することが問題となり得る。雑音を説明するために、関数ｖ（ｔ）：ｖ（ｔ）＝ｆ（ｔ）＋ｍ（ｔ）が導入される（ただし、項ｍ（ｔ）は、雑音プロセスを表す）。システムプロセッサは、関数ｖ（ｔ）の考慮に基づいて得られ得る。このプロセスは、非コヒーレントであり、従って、包絡検出力関数｜ｖ（ｔ＋ τ）｜²に基づく。式（３５）で与えられる関数ｅ(τ’)は、プロセスの説明に役立つ。シフトパラメータは、区間（−∞、τ’−τ］上のエネルギーが、区間［τ’− τ、∞）上のエネルギーに等しい場合に生じる、ｅ(τ’)＝０に調整される。エラー特性は単調で、従って、単一の０との交差ポイントを有する。これは、関数の望ましい性質である。この関数の不利点は、雑音が存在する場合に積分が制限されないため十分に規定されない点である。それでも、関数ｅ(τ’)は、式（３６）によって与えられる形態でキャストされ得る。ただし、特性関数ｗ（ｔ）は、signum関数、ｓｇｎ(ｔ)に等しい。特性関数ｗ（ｔ）を最適化するには、式（３７）に記載されるように、メリット（merit）Ｆの数字を規定することが役に立つ。Ｆの分子は、トラックされた値τ₀’を取り囲む区間［−Ｔ_A，Ｔ_A］に対する、平均エラー特性の数値スロープである。統計平均値は、雑音およびランダムチャネルｈ_c(t)に対して取られる。この統計平均を行うためには、チャネルの統計特性を指定することが望ましい。例えば、チャネルは、インパルス応答ｈ_c（ｔ）を有する、ワイドセンス定常無相関散乱（ＷＳＳＵＳ）（Wide Sense Stationar y Uncorrelated Scattering）チャネル、および式（３８）に示されるような強度関数ｇ（ｔ）を有する白雑音プロセスＵ（ｔ）としてモデリングされ得る。ｅ(τ)の分散は、変動の平均平方値として計算される e'(τ)=e(τ)-〈e(τ)〉 (39) ただし、＜ｅ(τ)＞は、雑音に対するｅ(τ)の平均である。関数ｗ（ｔ）に対するメリットＦの数字の最適化は、周知である最適化の変分的方法を用いて行われ得る。一旦最適なｗ（ｔ）が決定されれば、その結果生じるプロセッサは、以下のように得られる二次サンプルプロセッサによって正確に規準に近づけられ得る。サンプリング定理によれば、バンド幅Ｗに帯域限定された信号ｖ（ｔ）は、式（４０）で示されるように、その信号のサンプルで表され得る。 ν(t)=Σv(klF)sinc[(Wt-k)π] (40) この展開式を式（Ｚ＋６）に置き換えることにより、サンプルｖ（ｋ／Ｗ＋τ’ −τ）において、無限の二次形式が生じる。単一のバンド幅が、チップレートに等しいと仮定することにより、サンプルを得るのに使用されるチップクロック信号によってクロックされるサンプリング計画の使用が可能となる。これらのサンプルｖ_kは、式（４１）によって表される。 ν,=ν(kTc＋τ'-τ) (41) この仮定は、実行の単純化につながる。エイリアシングエラーが小さければ、有効である。実際には、得られる二次形式は、切り捨てられる。正規化されたＢマトリックスの例が、以下の表１２に示される。この例に関しては、指数的遅延拡散プロフィールｇ（ｔ）＝ｅｘｐ（−ｔ／τ）が、τが１チップに等しいと仮定されている。１．５チップに等しいアパーチャパラメータＴ_Aもまた仮定されている。基礎となるチップパルスは、２０％過剰なバンド幅を有する、高くしたコサイン帯域を有する。コードトラッキングは、以下のように実現されたループ位相検出器を介して実現されている。べクトルｙは、パイロットＡＶＣ１７１１の１１の複素出力レべル値を表す縦ベクトルと定義され、Ｂは、非コヒーレントパイロットＡＶＣ出力値ｙとのパフォーマンスを最適化するための既設定値を有する、１１×１１の対称実数値係数行列(symmetric real valued coefficient matrix)を指す。位相検出器の出力信号εは等式(４２)から得られる： ε＝ｙ^TＢｙ (４２) 次いで、比例かつ積分のループフィルタ(proportional plus integral loop f ilter)およびＶＣＯを実現するために、特定の送信チャネルおよびアプリケーションのためにシステム性能を最適化するためにシステムをモデリングすることにより選択された定数であるαおよびβについて、以下の計算を行う：ｘ［ｎ］＝ｘ［ｎ−１］＋βε ｚ［ｎ］＝ｚ［ｎ−１］＋ｘ［ｎ］＋αε ただし、ｘ［ｎ］はループフィルタの積分器出力値であり、ｚ［ｎ］はＶＣＯ出力値である。符号位相調整は、モデムコントローラによって以下のＣ−サブルーチンにされる：本発明と一致した上記疑似符号においては、異なる遅延位相が使用され得る。ＡＭＦ重みＧｅｎ１７２２のＡＭＦタップ重み更新アルゴリズムは、パイロットレイク(pilot rake)１７１１の各フィンガー値の位相をデローテート、およびスケールするために周期的に起こり、これはパイロットＡＶＣフィンガー値と、搬送波トラッキングループの現行の出力値の複素共役との複合乗算を行い、その積をローパスフィルタに付与し、フィルタ値の複素共役を形成したＡＭＦタップ重み値を生成し、これらがＣＤＭＡモデムのＡＭＦフィルタに周期的に書き込まれることによって起こる。図１７に示されるロックチェックアルゴリズムは、スカラー相関アレイ(scala r correlator array)の出力信号に対してＳＰＲＴ動作を行うモデムコントローラ１３０３によって実現されている。ＳＰＲＴ技術は、ロックの検出確率を上げるために、許可および拒否しきい値が変化することを除いては、捕捉アルゴリズムの技術と同様である。搬送波トラッキングは、スカラー相関アレイパイロット出力値の２次ループを介して達成される。位相検出器出力は、スカラー相関アレイの(複素数値)パイロット出力信号とＶＣＯ出力信号との積の直交成分のハード限定バージョンである。ループフィルタは、比例かつ積分の設計である。ＶＣＯは、純粋な合計、蓄積フェーズエラーφであり、これは、メモリ中のルックアップテーブルを用いて、複素フェーザｃｏｓφ＋ｊｓｉｎφに変換される。捕捉およびトラッキングアルゴリズムの先の記載は、非コヒーレント法に焦点を合わせている。なぜなら、捕捉の間、ＡＭＦ、パイロットＡＶＣ、ＡｕｘＡＶＣ、およびＤＰＬＬが平衝状態になるまでコヒーレント参照がないため、記載した捕捉およびトラッキングアルゴリズムが、非コヒーレント捕捉そして続いて非コヒーレントトラッキングを必要とするからである。しかし、非コヒーレントトラッキングおよびコンバイニングにおいて、各パイロットＡＶＣフィンガーの出力位相情報がなくなるため、コヒーレントトラッキングおよびコンバイニングは常に最適であることが当該分野において知られている。結果的に、本発明の他の実施態様は、先に記載した非コヒーレント捕捉およびトラッキングアルゴリズムをまず実現し、次いでアルゴリズムをコヒーレントトラッキング方法にスイッチする、２ステップ捕捉およびトラッキングシステムを採用する。コヒーレントコンバイニングおよびトラッキング方法は、トラックされたエラー信号が以下の形式であることを除いては、先に記載したものと類似している。 ε＝ｙ^TＡｙ (４３) ただし、ｙは、パイロットＡＶＣ１７１１の１１の複素出力レベル値を表す縦ベクトルと定義され、Ａは、コヒーレントパイロットＡＶＣ出力ｙとのパフォーマンスを最適化するために既設定値を有する１１×１１対称実数値係数行列を表す。例示のＡ行列を以下に示す。図９を参照すると、ＲＣＳのビデオ分配コントローラボード(ＶＤＣ)９４０が、ＭＩＵ９３１、９３２、９３３のそれぞれ、およびＲＦ送/受信器９５０に接続されている。ＶＤＣ９４０は、図２１に示されている。データコンバイナー回路(ＤＣＣ)２１５０は、データデマルチプレクサ２１０１、データ加算器２１０２、ＦＩＲフィルタ２１０３、２１０４、およびドライバ２１１１を含む。ＤＣＣ２１５０は、１)重みづけＣＤＭＡモデムＩおよびＱデータ信号ＭＤＡＴを、各ＭＩＵ９３１、９３２、９３３から受け取り、２)ＩおよびＱデータを、各ＭＩＵ９３１、９３２、９３３からのデジタルベアラチャネルデータと加算し、３ )その答を、マスタＭＩＵモデム１２１０によって提供される、同時通信データメッセージ信号ＢＣＡＳＴおよびグローバルパイロット拡散コードＧＰＩＬＯＴと加算し、４)加算された信号を送信のために帯域を形成し、５)ＲＦ送/受信器へ送信するためのアナログデータ信号を生成する。ＦＩＲフィルタ２１０３、２１０４、は、ＭＩＵＣＤＭＡ送信ＩおよびＱモデムデータを送信する前に変更するために使用される。ＷＡＣは、ＦＩＲフィルタ係数データを、シリアルポートリンク９１２を通し、ＶＤＣコントローラ２１２０を通し、そしてＦＩＲフィルタ２１０３、２１０４に転送する。各ＦＩＲフィルタ２１０３、２１０４は、別々に構成される。ＦＩＲフィルタ２１０３、２１０４は、毎回ゼロデータ値がＭＩＵＣＤＭＡ送信モデムＤＡＴＩおよびＤＡＴＱ値の後に送られてＦＴＸＩおよびＦＴＸＱを生成するように、チップ速度の２倍で動作するためにアップサンプリングを採用する。ＶＤＣ９４０は、ＡＧＣ信号ＡＧＣＤＡＴＡを、ＭＩＵ９３１、９３２、９３３のＡＧＣ１７５０から、分配インターフェース(ＤＩ)２１１０を介してＲＦ送 /受信器９５０に分配する。ＶＤＣＤＩ２１１０は、ＲＦ送/受信器からデータＲＸＩおよびＲＸＱを受け取り、信号をＶＤＡＴＡＩおよびＶＤＡＴＡＱとしてＭＩＵ９３１、９３２、９３３に分配する。図２１を参照すると、ＶＤＣ９４０はまた、ＭＩＵからのステータスおよび誤差情報信号ＭＩＵＳＴＡＴを監視し、図９に示すＷＡＣ９２０と連絡するためにシリアルリンク９１２、およびＨＳＢＳ９７０に接続するＶＤＣコントローラ２１２０を含む。ＶＤＣコントローラ２１２０は、Ｉｎｔｅｌ８０３２マイクロコントローラなどのマイクロプロセッサ、タイミング信号を付与する発振器(図示せず)、およびメモリ(図示せず)を含む。ＶＤＣコントローラメモリは、８０３２マイクロプロセッサ用のコントローラプログラム符号を含むためのフラッシュプロム(図示せず)、ならびにマイクロプロセッサによってメモリに書き込まれた、もしくはメモリから読みとられた一時的なデータを含むためのＳＲＡＭ(図示せず)を含む。図９を参照すると、本発明は、ＲＦ送/受信器９５０および電力増幅器部９６０を含む。図２２を参照すると、ＲＦ送/受信器９５０は、３つの部に分割されている：送信器モジュール２２０１、受信器モジュール２２０２、および周波数合成器２２０３。周波数合成器２２０３は、シリアルリンク９１２を介してＷＡＣ９２０から受け取った周波数制御信号ＦＲＥＱＣＴＲＬに応答して、送信搬送波周波数ＴＦＲＥＱ、および受信搬送波周波数ＲＦＲＥＱを生成する。送信器モジュール２２０１においてＶＤＣからの入力アナログＩおよびＱデータ信号ＴＸＩおよびＴＸＱは直交変調器２２２０に付与され、直交変調器２２２０はまた、周波数合成器２２０３から送信搬送波周波数信号ＴＦＲＥＱを受け取り、直交変調送信搬送波信号ＴＸを生成する。アナログ送信搬送波変調信号、アップコンバータで変換した(upconverted)ＲＦ信号、ＴＸが次いで電力増幅器９６０の送信増幅器２２５２に付与される。増幅された送信搬送波信号は、次いで、高電力パッシブコンポーネント(ＨＰＰＣ)２２５３を介してアンテナ２２５０にパスされ、アンテナ２２５０はアップコンバータで変換したＲＦ信号をＣＤＭＡＲＦ信号として通信チャネルに渡す。本発明の１つの実施態様において、送信電力増幅器２２５２は、それぞれが約６０ワットのピーク-ツゥ-ピーク(peak-to-peak)の８つの増幅器を含む。ＨＰＰＣ２２５３は、電光保護(lightning protector)、出力フィルタ、１０ｄＢ方向結合器、アイソレータ、およびアイソレータに取り付けられた高電力ターミネーションを含む。受信ＣＤＭＡＲＦ信号は、ＲＦチャネルからアンテナ２２５０で受け取られ、ＨＰＰＣ２２５３を介して受信電力増幅器２２５１に渡される。受信電力増幅器２２５１は、例えば、５ワットトランジスタによって駆動される３０ワット電力トランジスタを含む。ＲＦ受信モジュール２２０２は、受信電力増幅器からの直交変調受信搬送波信号ＲＸを有する。受信モジュール２２０２は、周波数合成器２２０３からの受信搬送波変調信号ＲＸおよび周波数合成器２２０３からの受信搬送波周波数信号ＲＦＲＥＱを取り、同期的に搬送波を変調し、アナログＩおよびＱチャネルを提供する直交復調器２２１０を含む。これらのチャネルは濾波され、信号ＲＸＩおよびＲＸＱを生成し、これらはＶＤＣ９４０に送られる。加入者ユニット図２３は、本発明の１つの実施態様の加入者ユニット(ＳＵ)を示す。図示するように、ＳＵは、ＲＦ変調器２３０２、ＲＦ復調器２３０３、およびスプリッタ /アイソレータ２３０４を含むＲＦ部２３０１を含み、これらは順方向リンクＣＤＭＡＲＦチャネル信号中のトラフィックおよび制御メッセージならびにグローバルパイロット信号を含むグローバルおよび割り付け論理チャネルを受信し、逆方向リンクＣＤＭＡＲＦチャネル中の割り付けチャネルおよび逆方向パイロツト(Assigned Channels and Reverse Pilot)信号を送信する。順方向および逆方向リンクは、それぞれアンテナ２３０５を介して受信および送信される。ＲＦ部は、１つの例示の実施態様において、信号ＲＯＳＣに応答する同期復調器を有する従来のデュアル変換スーパーへテロダイン受信器を採用する。そのような受信器の選択性は、７０ＭＨｚの横方向ＳＡＷフィルタ(図示せず)によって提供される。ＲＦ変調器は、直交変調搬送波信号を生成するために、搬送波信号ＴＯＳＣに応答する同期変調器(図示せず)を含む。この信号は、オフセットミキシング回路(図示せず)によって周波数をステップアップされる。ＳＵは、制御(ＣＣ)発生器の関数を含む加入者回線インターフェース２３１０、データインタフェース２３２０、ＡＤＰＣＭ符号化器２３２１、ＡＤＰＣＭ復号化器２３２２、ＳＵコントローラ２３３０、ＳＵクロック信号発生器２３３１、メモリ２３３２、および図１３を参照しながら先に記載したＣＤＭＡモデム１２１０と本質的に同じであるＣＤＭＡモデム２３４０をさらに含む。データインターフェース２３２０、ＡＤＰＣＭ符号化器２３２１、およびＡＤＰＣＭ復号化器２３２２は、典型的には、標準ＡＤＰＣＭ符号化/復号化チップとして提供されることが言及される。順方向リンクＣＤＭＡ信号を生成するために、順方向リンクＣＤＭＡＲＦチャネル信号がＲＦ復調器２３０３に付与される。順方向リンクＣＤＭＡ信号は、ＣＤＭＡモデム２３４０に付与され、これはグローバルパイロット信号との同期を捕捉し、クロック２３３１へのグローバルパイロット同期信号を生成してシステムタイミング信号を生成し、複数の論理チャネルを収縮する。ＣＤＭＡモデム２３４０はまた、トラフィックメッセージＲＭＥＳＳおよび制御メッセージＲＣＴＲＬを捕捉し、トラフィックメッセージ信号ＲＭＥＳＳをデータインターフェース２３２０に付与し、ＳＵコントローラ２３３０への制御メッセージ信号ＲＣＴＲＬを受信する。受信制御メッセージ信号ＲＣＴＲＬは、加入者ＩＤ信号、符号化信号、およびベアラ変更信号を含む。ＲＣＴＲＬはまた、制御および他のテレコミュニケーション信号化情報を含み得る。受信制御メッセージ信号ＲＣＴＲＬは、ＳＵコントローラ２３３０に付与され、ＳＵコントローラ２３３０は、ＲＣＴＲＬから得た加入者ＩＤ値から、コールがＳＵのためのものであることを確認する。ＳＵコントローラ２３３０は、符号化信号およびベアラ速度変更信号から、トラフィックメッセージ信号に含まれるユーザ情報のタイプを決定する。符号化信号は、トラフィックメッセージがＡＤＰＣＭで符号化されたものであると示した場合、選択メッセージをデータインターフェース２３２０に送ることによって、トラフィックメッセージＲＶＭＥＳＳがＡＤＰＣＭ復号化器２３２２に送られる。ＳＵコントローラ２３３０は、ＡＤＰＣＭ復号化器への符号化信号からひきだしたＡＤＰＣＭ符号化信号およびべアラ速度信号を出力する。トラフィックメッセージ信号ＲＶＭＥＳＳは、ＡＤＰＣＭ復号化器２３２２への入力信号であり、ここでトラフィックメッセージ信号は入力されたＡＤＰＣＭ符号化信号の値に応じてデジタル情報信号ＲＩＮＦに変換される。ＳＵコントローラ２３３０が、符号化信号からのトラフィックメッセージ信号に含まれるユーザ情報のタイプがＡＤＰＣＭで符号化されたものでないことを決定した場合、ＲＤＭＥＳＳはＡＤＰＣＭ符号化器を認識されずにパスする。トラフィックメッセージＲＤＭＥＳＳは、データインターフェース２３２０から、加入者回線インターフェース２３１０のインターフェースコントローラ(ＩＣ)２３１２に直接送られる。デジタル情報信号ＲＩＮＦまたはＲＤＭＥＳＳは、インターフェースコントローラ(ＩＣ)２３１２および回線インターフェース(ＬＩ)２３１３を含む加入者回線インターフェース２３１０に付与される。例示の実施態様において、ＩＣは拡張ＰＣＭインターフェースコントローラ(ＥＰＩＣ)であり、ＬＩは、ＲＩＮＦタイプの信号と対応するＰＯＴＳのための加入者回線インターフェース回路(ＳＬＩＣ)およびＲＤＭＥＳＳタイプの信号と対応するＩＳＤＮのためのＩＳＤＮインターフェースである。ＥＰＩＣおよびＳＬＩＣ回路は、当該分野において周知である。加入者回線インターフェース２３１０は、デジタル情報信号ＲＩＮＦまたはＲＤＭＥＳＳをユーザ定義フォーマットに変換する。ユーザ定義フォーマットは、ＳＵコントローラ２３３０からＩＣ２３１２に付与される。ＬＩ２３１０は、Ａ-法則またはμ-法則変換などの関数を行い、ダイアルトーンを生成し、信号化ビットを生成または翻訳する回路を含む。回線インターフェースもまた、加入者回線インターフェースによって定義されたように例えば、ＰＯＴＳ音声、音声帯域データ、またはＩＳＤＮデータサービスなどの、ＳＵユーザ２３５０へのユーザ情報信号を生成する。逆方向リンクＣＤＭＡＲＦチャネルの場合、ユーザ情報信号が加入者回線インターフェース２３１０のＬＩ２３１３に付与し、ＬＩ２３１３は、サービスタイプ信号および情報タイプ信号をＳＵコントローラに出力する。加入者回線インターフェース２３１０のＩＣ２３１２は、例えばＰＯＴＳサービスのようにユーザ情報信号がＡＤＰＣＭで符号化される場合に、ＡＤＰＣＭ符号化器２３２１ヘの入力信号であるデジタル情報信号ＴＩＮＦを生成する。データまたは他の非ＡＤＰＣＭ符号化ユーザ情報のためには、ＩＣ２３１２は、データメッセージＴＤＭＥＳＳをデータインターフェース２３２０に直接パスする。加入者回線インターフェース２３１０に含まれる呼制御モジュール(ＣＣ)は、ユーザ情報信号から呼制御情報を引き出し、呼制御情報ＣＣＩＮＦをＳＵコントローラ２３３０にパスする。ＡＤＰＣＭ符号化器２３２１もまた、ＳＵコントローラ２３３０からの符号化信号およびべアラ変更信号を受け取り、符号化およびべアラ変更信号に応答して、入力デジタル情報信号を出力メッセージトラフィック信号ＴＶＭＥＳＳに変換する。ＳＵコントローラ２３３０はまた、符号化信号呼制御情報およびべアラチャネル変更信号を含む逆方向制御信号をＣＤＭＡモデムに出力する。出力メッセージ信号ＴＶＭＥＳＳは、データインターフェース２３２０に付与される。データインターフェース２３２０は、ユーザ情報を送信メッセージ信号ＴＭＥＳＳとしてＣＤＭＡモデム２３４０に送信する。ＣＤＭＡモデム２３４０は、ＳＵコントローラ２３３０から受信した出力メッセージおよび逆方向制御チャネルＴＣＴＲＬを拡散し、逆方向リンクＣＤＭＡ信号を生成する。逆方向リンクＣＤＭＡ信号は、ＲＦ送信部２３０１に付与され、そしてＲＦ変調器２３０２によって変調され、アンテナ２３０５から送信される出力逆方向リンクＣＤＭＡＲＦチャネル信号を生成する。コール接続および確立手順べアラチャネル確立のプロセスは２つの手順からなる：ＲＤＵなどの遠隔コール処理装置から着信するコール接続のためのコール接続プロセス（着信コール接続)、およびＳＵから発信するコールのためのコール接続プロセス（発信コール接続)。ＲＣＳとＳＵとの間になんらかのべアラチャネルが確立され得る前に、ＳＵは、ＲＤＵなどの遠隔コールプロセッサによってその存在をネットワークに登録しなければならない。オフフック信号がＳＵによって検知されると、ＳＵはべアラチャネルの確立を開始するだけではなく、ＲＣＳと遠隔プロセッサとの間に地上リンク(terrestrial link)を得るためにＲＣＳのための手順を初期化する。ＲＣＳおよびＲＤＵ接続を確立するためのプロセスは、ＤＥＣＴＶ５．1規格基準に詳述されている。図２４に示す着信コール接続手順のために、まず２４０１において、ＷＡＣ９２０（図９に示す）は、ＭＵＸ９０５、９０６および９０７のうちの１つを介して、遠隔コール処理装置からの着信コールリクエストを受信する。このリクエストは、ターゲットＳＵ、およびＳＵへのコール接続が所望であることを検証する。ＷＡＣは、ページング指示器によりそれぞれのＳＵに対してＳＢＣＨチャネルを周期的に出力し、それぞれのアクセスチャネルに対してＦＢＣＨトラフィックライトを周期的に出力する。着信コールリクエストに応答して、ＷＡＣは、ステップ２４２０において、検証されたＳＵがすでに他のコールに対してアクティブとなっていないかをまず確認する。もしそうであれば、ＷＡＣはＭＵＸを介してＳＵについてビジー信号を遠隔処理装置に返信するか、さもなくばチャネルのためのぺージング指示器がセットされる。次に、ステップ２４０２において、ＷＡＣはＲＣＳモデムのステータスを確認し、ステップ２４２１において、コールのために利用可能なモデムの有無を決定する。モデムが利用可能であれば、ＦＢＣＨ上のトラフィックライトは、１つ以上のＡＸＣＨチャネルが利用可能であることを表示する。特定の時間を過ぎて、チャネルが利用可能でなければ、ＷＡＣはＳＵについてビジー信号をＭＵＸを介して遠隔処理装置に返す。ＲＣＳモデムが利用可能であり、ＳＵがアクティブでなければ(スリープモードにあれば)、ＷＡＣは、ＳＢＣＨ上の検証したＳＵのぺージング指示器をセットし、着信コールリクエストを表示する。その間、アクセスチャネルモデムは、ＳＵのショートアクセスパイロット信号(ＳＡＸＰＴ)を続行してサーチする。ステップ２４０３において、スリープモードにあるＳＵは、周期的にアウェイク(awake)モードに入る。アウェイクモードにおいては、ＳＵモデムはダウンリンクパイロット信号と同期し、ＳＵモデムＡＭＦフィルタおよび位相ロックループが安定(settle)するまで待機し、ＳＢＣＨ上の割り当てられたスロットのぺージング指示器を読み、ＳＵ２４２２に対するコールの有無を決定する。ページング指示器がセットされていなければ、ＳＵはＳＵモデムを停止し、スリープモードに戻る。着信コール接続のためにページング指示器がセットされていれば、ＳＵモデムはサービスタイプ、および利用可能なＡＸＣＨのためにＦＢＣＨ上のトラフィックライトを確認する。次に、ステップ２４０４において、ＳＵモデムは利用可能なＡＸＣＨを選択し、対応するＳＡＸＰＴに対して高速送信電力ランプアップ(ramp-up)を開始する。しばらくの間、ＳＵモデムはＳＡＸＰＴに対して高速電力ランプアップを続行し、アクセスモデムはＳＡＸＰＴのサーチを続行する。ステップ２４０５において、ＲＣＳモデムは、ＳＵのＳＡＸＰＴを捕捉し、ＳＵＬＡＸＰＴのサーチを開始する。ＳＡＸＰＴが捕捉されると、モデムはＷＡＣコントローラに知らせ、そしてＷＡＣコントローラはモデムに対応するトラフィックライトを「赤」に設定してモデムがビジーであることを表示する。ＬＡＸＰＴの捕捉を試み続ける間、トラフィックライトは周期的に出力される。ＳＵモデムは、ステップ２４０６において、ＦＢＣＨＡＸＣＨトラフィックライトを監視する。ＡＸＣＨトラフィックライトが赤にセットされると、ＳＵはＲＣＳモデムがＳＡＸＰＴを捕捉したとみなし、ＬＡＸＰＴの送信を開始する。ＳＵモデムは、Ｓｙｎｃ-Ｉｎｄメッセージが対応するＣＴＣＨに受信されるまで、ＬＡＸＰＴの電力をより遅い速度でランプアップし続ける。トラフィックライトが実際にはＡＸＣＨを捕捉した他のＳＵに応答してセットされたためにＳＵが誤った場合には、Ｓｙｎｃ-Ｉｎｄメッセージが受信されないためにＳＵモデムは時間切れとなる。ＳＵは、無作為な時間の間待機し、新規のＡＸＣＨチャネルをピックし、ＳＵモデムがＳｙｎｃ-Ｉｎｄメッセージを受信するまでステップ２４０４および２４０５を繰り返す。次に、ステップ２４０７において、ＲＣＳモデムはＳＵのＬＡＸＰＴを捕捉し、対応するＣＴＣＨ上にＳｙｎｃ-Ｉｎｄメッセージを送信し始める。モデムは、パイロットおよびＡＵＸべクトル相関フィルタおよび位相ロックループが安定するまで１０ｍ秒の間待機するが、ＣＴＣＨ上にＳｙｎｃｈ-Ｉｎｄメッセージを送信し続ける。次いで、モデムは、ＳＵモデムからべアラチャネルにアクセスするためのリクエストメッセージ(ＭＡＣ_ＡＣＣ_ＲＥＱ)のサーチを開始する。ＳＵモデムは、ステップ２４０８において、Ｓｙｎｃ−Ｉｎｄメッセージを受け取り、ＬＡＸＰＴ送信電力レベルを凍結する。次いで、ＳＵモデムは、固定電力レベルでのべアラトラフィックチャネルにアクセスするための繰り返されるリクエストメッセージ(ＭＡＣ_ＡＣＣ_ＲＥＱ)の送信を開始し、ＲＣＳモデムからのリクエスト確認メッセ−ジ(ＭＡＣ_ＢＥＡＲＥＲ_ＣＦＭ)を受け取る。次に、ステップ２４０９において、ＲＣＳモデムは、ＭＡＣ_ＡＣＣ_ＲＥＱメッセージを受け取り；モデムは次いで、ＡＸＣＨ電力レベルの測定を開始し、ＡＰＣチャネルを開始する。次いで、ＲＣＳモデムは、ＭＡＣＢＥＡＲＥＲＣＦＭメッセージをＳＵに送信し、ＭＡＣ_ＢＥＡＲＥＲ_ＣＦＭメッセージの承認ＭＡＣ_ＢＥＡＲＥＲ_ＣＦＭ_ＡＣＫの受け取りを開始する。ステップ２４１０において、ＳＵモデムは、ＭＡＣ_ＢＥＡＲＥＲ_ＣＦＭメッセージを受け取り、ＡＰＣ電力制御メッセージに従い始める。ＳＵはＭＡＣ_ＡＣＣ_ＲＥＱメッセージの送信を停止し、ＲＣＳモデムにＭＡＣ_ＢＥＡＲＥＲ_ ＣＦＭ_ＡＣＫメッセージを送信する。ＳＵは、ＡＸＣＨ上に空白データを送信し始める。ＳＵは、アップリンク送信電力レベルが安定するのを１０ｍ秒の間待機する。ＲＣＳモデムは、ステップ２４１１において、ＭＡＣＢＥＡＲＥＲＣＦＭＡＣＫメッセージを受け取り、ＭＡＣ_ＢＥＡＲＥＲ_ＣＦＭメッセージの送信を停止する。ＡＰＣ電力測定は続行する。次に、ステップ２４１２において、ＳＵおよびＲＣＳモデムの両方が、サブエポック(sub-epochs)に同期し、ＡＰＣメッセージに従い、受信電力レベルを測定し、送信ＡＰＣメッセージを計算および送信する。ＳＵは、ダウンリンク電力レベルが安定するのを１０ｍ秒の間待機する。最後に、ステップ２４１３において、べアラチャネルが、ＳＵおよびＲＣＳモデムの間で確立され、初期化される。ＷＡＣは、ＲＣＳモデムからベアラ確立信号を受信し、ＡＸＣＨチャネルを再割り付けし、対応するトラフィックライトを緑にセットする。図２５に示す発信コール接続のために、ＳＵは、ステップ２５０１において、オフフック信号によってユーザインターフェースにおいてアクティブモードにされている。次に、ステップ２５０２において、ＲＣＳは、それぞれのトラフィックライトをセットすることによって利用可能なＡＸＣＨチャネルを表示する。ステップ２５０３において、ＳＵは、ダウンリンクパイロットに同期し、ＳＵモデムベクトル相関フィルタおよび位相ロックループが安定するのを待機し、そしてＳＵは、サービスタイプ、および利用可能なＡＸＣＨのためにトラフィックライトを確認する。ステップ２５０４から２５１３までは、図２４の着信コール接続手順のための手順ステップ２４０４から２４１３と同じであるため詳述しない。上記の着信コール接続および発信コール接続の手順において、電力ランプアッププロセスは、以下のイベントからなる。ＳＵは、非常に低い送信電力で開始し、短い符号ＳＡＸＰＴを送信しながらその電力レベルを上げていく；ＲＣＳモデムは短符号を検知するとすぐにトラフィックライトを消す。変更されたトラフィックライトを検知すると、ＳＵはランプアップを遅い速度で続行し、この時ＬＡＸＰＴを送信する。ＲＣＳモデムがＬＡＸＰＴを捕捉し、これを表示するようにＣＴＣＨにメッセージを送信すると、ＳＵはその送信(ＴＸ)電力を一定に保ちＭＡＣ-アクセス-リクエストメッセージを送信する。このメッセージは、ＣＴＣＨ上のＭＡＣ_ＢＥＡＲＥＲ_ＣＦＭメッセージで返答される。ＳＵは、ＭＡＣ_ＢＥＡＲＥＲ_ＣＦＭメッセージを受信するとすぐに、ＰＯＴＳのダイアルトーンであるトラフィックチャネル（ＴＲＣＨ）に切り替える。ＳＵが特定のユーザチャネルＡＸＣＨを捕捉した場合、ＲＣＳはＳＵに対してＣＴＣＨを介して符号シードを割り付ける。符号シードは、ＳＵモデム内の拡散符号発生器によって使用されて、加入者の逆方向パイロットに対しては割付けられた符号、ならびにトラフィック、呼制御、および信号化のための関連チャネルに対しては拡散符号を生成する。ＳＵ逆方向パイロット拡散符号配列は、ＲＣＳシステムグローバルパイロット拡散符号配列と同相で同期され、そしてトラフィック、呼制御、および信号化拡散コードはＳＵ逆方向パイロット拡散符号配列と同相で同期される。加入者ユニットが特定のユーザチャネルを捕捉するのに成功した場合、ＲＣＳは、特定のユーザチャネルと対応するために、遠隔処理装置との地上リンクを確立する。ＤＥＣＴＶ５．１規格基準のために、Ｖ５．１ＥＳＴＡＢＬＩＳＨＭＥＮＴメッセージを用いてＲＤＵからＬＥへの完全なリンクがいったん確立すると、対応するＶ５．１ＥＳＴＡＢＬＩＳＨＭＥＮＴＡＣＫメッセージがＬＥからＲＤＵに返信され、加入者ユニットに、送信リンクが完了したことを示すＣＯＮＮＥＣＴメッセージが送られる。特定サービスタイプのサポート本発明のシステムは、ユーザ情報の送信速度が低速度から最高６４ｋｂ/秒まで切り替え可能なべアラチャネル変更の特徴を含む。べアラチャネル変更(ＢＣＭ)方法は、高速データおよびファックス通信をサポートするために、本発明の拡散帯域通信システムを介して３２ｋｂ/秒ＡＤＰＣＭチャネルを６４ｋｂ/秒ＰＣＭチャネルに変更するために使用される。まず、ＲＣＳとＳＵとの間にＲＦインターフェース上のべアラチャネルが確立され、対応するリンクがＲＣＳ地上インターフェースとＲＤＵなどの遠隔処理装置との間に存在する。ＲＣＳと遠隔処理装置との間のリンクのデジタル送信速度は、通常、データ符号化速度(例えば、３２ｋｂ/秒のＡＤＰＣＭであり得る)と対応する。ＲＣＳのＷＡＣコントローラは、ＭＵＸの回線インターフェースによって受信されたリンクの符号化デジタルデータ情報を監視する。ＷＡＣコントローラが、デジタルデータ中に２１００Ｈｚトーンを検知した場合、ＷＡＣは、割り付けられた論理的な制御チャネルを介してＳＵに命令し、第２の６４ｋｂ/秒二重回線をＲＣＳモデムとＳＵとの間に確立させる。さらに、ＷＡＣコントローラは、遠隔処理装置に、第２の６４ｋｂ/二重回線を遠隔処理装置とＲＣＳとの間に確立するように命令する。結果的に、短時間の間、遠隔処理装置およびＳＵは、ＲＣＳを介して、３２ｋｂ/秒および６４ｋｂ/秒リンクの両方にわたってデータを交換する。第２のリンクが確立するとすぐに、遠隔処理装置は、ＷＡＣコントローラに、６４ｋｂ/秒リンクへのみの送信に切り替えさせ、そしてＷＡＣコントローラは、ＲＣＳモデムおよびＳＵに、３２ｋｂ/秒リンクを終了および解除するように命令する。同時に、３２ｋｂ/秒地上リンクもまた終了および解除される。ＢＣＭ方法の他の実施態様は、ＲＤＵなどの外部遠隔処理装置とＲＣＳとの間にネゴシエーションを取り入れて、ＲＦインターフェース上で１つのべアラチャネルのみを用いて、地上インターフェース上の冗長チャネルを有効とする。記載の方法は、大気リンクにわたる３２ｋｂ/秒リンクから６４ｋｂ/秒リンクへの同期切り替えであり、拡散符号配列タイミングがＲＣＳモデムとＳＵとの間で同期するという事実を利用している。ＷＡＣコントローラが、デジタルデータ中に２１００Ｈｚトーンを検知した場合、ＷＡＣコントローラは、遠隔処理装置とＲＣＳとの間に第２の６４ｋｂ/秒二重回線を確立するように遠隔処理装置に命令する。遠隔処理装置は、次いで、３２ｋｂ/秒符号化されたデータおよび６４ｋｂ/ 秒データを同時にＲＣＳへ送信する。いったん遠隔処理装置が６４ｋｂ/秒リンクを確立すると、ＲＣＳは知らされ、３２ｋｂ/秒リンクが終了および解除される。ＲＣＳはまた、ＳＵに、３２ｋｂ/秒リンクが解除されたことを知らせ、未符号化６４ｋｂ/秒データをチャネル上に受信する処理に切り替えさせる。ＳＵおよびＲＣＳは、割り当てられたチャネルグループのベアラ制御チャネルにわたって、制御メッセージを交換し、べアラチャネル拡散コード配列の特定のサブエポックを検証および決定し、その中でＲＣＳは６４ｋビット/秒データをＳＵに送信し始める。いったんサブエポックが検証されると、検証されたサブエポック境界(boundary)において切り替えが同期的に生じる。この同期切り替え方法は、切り替えをサポートするためにシステムが６４ｋｂ/秒リンクのための容量を維持する必要がないため帯域幅の節約となる。先に記載したＢＣＭ特徴の実施態様においては、ＲＣＳは３２ｋｂ/秒リンクをまず解除するが、当業者であれば、べアラチャネルが６４ｋｂ/秒リンクに切り替わったあとに、ＲＣＳが３２ｋｂ/秒リンクを解除し得ることを理解する。他の特定のサービスタイプとして、本発明のシステムは、ＩＳＤＮタイプのトラフィックのためにＲＦインターフェースの容量を維持(conserve)する方法を含む。この維持は、データ情報が送信されていない場合に、知られているアイドルビットパターンがＩＳＤＮＤチャネルに送信されている間に生じる。本発明のＣＤＭＡシステムは、ワイヤレス通信リンクを送信される信号に対して、ＩＳＤＮネットワークのＤチャネルに搬送された冗長情報の送信を防ぐ方法を含む。そのような方法の利点は、送信される情報量を減少し、その結果、その情報によって使用される送信電力およびチャネル容量を減少する。方法は、ＲＣＳにおいて使用されるように記載されている。第１のステップにおいて、ＲＣＳのＷＡＣまたはＳＵのＳＵコントローラなどのコントローラは、既設定のチャネルアイドルパターンのための加入者回線インターフェースからの出力Ｄチャネルを監視する。回線インターフェースの出力とＣＤＭＡモデムとの間に遅延が含まれる。アイドルパターンが検知されるとすぐに、コントローラは、制御信号に含まれるメッセージを介したＣＤＭＡモデムへの拡散メッセージチャネルの送信を阻止する。コントローラは、データ情報の存在が検知されるまで回線インターフェースの出力Ｄチャネルの監視を続行する。データ情報が検知された場合、拡散メッセージチャネルは有効になる。メッセージチャネルは、阻止されない関連パイロットと同期するため、通信リンクの他端の対応するＣＤＭＡモデムは、メッセージチャネルとの同期を捕捉する必要がない。ドロップアウト回復ＲＣＳおよびＳＵはそれぞれ、ＣＤＭＡべアラチャネル接続のクオリティを評価するために、ＣＤＭＡべアラチャネル信号を監視する。リンクのクオリティは、適応分位推定を採用した逐次確率比率検定(ＳＰＲＴ)を用いて評価される。ＳＰＲＴプロセスは、受信信号電力の測定を使用し、ＳＰＲＴプロセスがローカル拡散符号発生器が、受信信号拡散符号との同期を失ったと検知した場合、または受信信号の不在または低いレベルを検知した場合には、ＳＰＲＴはロックのロス( ＬＯＬ)を宣言する。ＬＯＬ状態が宣言された場合、ＲＣＳおよびＳＵのそれぞれの受信器モデムは、ローカル拡散符号発生器で入力信号のＺサーチを開始する。Ｚサーチは、ＣＤＭＡ拡散コード捕捉および検知の分野において良く知られている。本発明のＺサーチアルゴリズムは、拡散符号位相インクリメントを徐々に大きくしながら、最後の既知位相の前後の８つの拡散符号位相のグループをテストする。ＲＣＳに検知されたＬＯＬ状態の間、ＲＣＳは、割り当てられたチャネルを介してＳＵへ送信し続け、ＳＵへ電力制御信号を送信し続け、ＳＵ送信電力レベルを維持する。電力制御信号の送信の方法は、以下に記載する。望ましくは、成功した再捕捉は特定した時間内に生じる。再捕捉が成功した場合には、コール接続は続行し、さもなくば、ＲＣＳは、先に記載したように、ＷＡＣに割り当てられたＲＣＳモデムを無効および割り付けを解消することによってコール接続を解除し、コール終了信号をＲＤＵなどの遠隔コールプロセッサに送信する。ＬＯＬ状態がＳＵによって検知された場合、ＳＵは、割り当てられたチャネル上のＲＣＳへの送信を停止し、これによりＲＣＳが強制的にＬＯＬ状態にされ、再捕捉アルゴリズムを開始する。再捕捉が成功した場合、コール接続は続行し、成功しなければ、先に記載したように、ＳＵモデムを無効および割り付けを解消することによって、ＲＣＳはコール接続を解除する。電力制御概論本発明の電力制御の特徴は、システムのＲＣＳおよびＳＵによって使用される送信電力の量を最小にするために使用され、べアラチャネル接続の間送信電力を更新する電力制御の副特徴は、自動電力制御(ＡＰＣ)として定義される。ＡＰＣデータは、ＲＣＳからＳＵへ順方向ＡＰＣチャネル上を転送され、ＳＵからＲＣＳへ逆方向ＡＰＣチャネル上を転送される。２つの間にアクティブなデータリンクがない場合、維持電力制御(ＭＰＣ)の副特徴は、ＳＵ送信電力を更新する。順方向および逆方向割り当てチャネルおよび逆方向グローバルチャネルの送信電力レベルはＡＰＣアルゴリズムによって制御され、これらのチャネル上の干渉ノイズパワー比(ＳＩＲ)に対して十分な信号電力を維持し、システム出力電力を安定かつ最小にする。本発明は、送信器にその送信電力をインクリメント式に上昇または低下させることを受信器が決定する閉ループ電力制御機構を使用する。この決定は、ＡＰＣチャネル上の電力制御信号を介して、それぞれの送信器に伝達され返す。受信器は、２つのエラー信号に基づいて、送信器の電力を上昇または低下させる決定を下す。一方のエラー信号は、測定された拡散信号電力と所望の拡散信号電力との差を示し、他方のエラー信号は、平均受信合計電力を示す。本発明に記載された実施態様において使用されたように、ニアエンド電力制御という用語は、他端からＡＰＣチャネル上に受信したＡＰＣ信号に従って送信器の出力電力を調整することを指す。これは、ＳＵにとっては逆方向電力制御、そしてＲＣＳにとっては順方向電力制御を意味する；ファーエンドＡＰＣという用語は、ＳＵにとっては順方向電力制御、そしておよびＲＣＳにとっては逆方向電力制御(反対側の端部の送信電力を調整すること)を指す。電力を維持するために、ＳＵモデムは送信を終了し、コールを待つ間電力を落とし、これは、スリープ期と定義される。スリープ期は、ＳＵコントローラからのアウェイク信号によって終了する。ＳＵモデム捕捉回路は、自動的に捕捉期に入り、先に記載したように、ダウンリンクパイロットを捕捉するプロセスを開始する。閉ループ電力制御アルゴリズムニアエンド電力制御は、２つのステップからなる：まず、初期送信電力が設定され；第２に、送信電力を、ＡＰＣを用いてファーエンドから受けた情報に従って継続的に調整される。ＳＵに関して、初期送信電力は、最小値に設定され、その後、ランプアップタイマーが時間切れとなるまで(図示せず)、またはＲＣＳが、ＦＢＣＨ上の対応するトラフィックライト値を、ＲＣＳがＳＵの短いパイロットＳＡＸＰＴをロックしたことを示す「赤」に変更するまで、例えば１ｄＢ/ミリ秒の速度でランプアップされる。タイマーの時間切れによって、トラフィックライト値がまず赤にセットされていなければ、ＳＡＸＰＴ送信がシャットダウンされ、この場合、ＳＵは、「赤」信号が検知される前よりも低速度で送信電力をランプアップし続ける。ＲＣＳに関して、初期送信電力は、サービスタイプおよびシステムユーザの現番号について、実験的に決定された信頼的な動作に必要な最小値に対応した固定値に設定される。グローバルパイロット、またはＦＢＣＨなどのグローバルチャネルは、常に固定された初期電力で送信され、一方トラフィックチャネルはＡＰＣに切り替えられる。ＡＰＣビットは、１ビット上または下の信号としてＡＰＣチャネル上を送信される。記述される実施態様においては、６４ｋｂ/秒ＡＰＣデータストリームは、符号化もインターリーブもされていない。ファーエンド電力制御は、ファーエンドがその送信電力を調節するために使用するニアエンド送信電力制御情報からなる。ＡＰＣアルゴリズムは、ＲＣＳまたはＳＵに、以下の不等式が成り立てば＋１、さもなければ−１を送信させる。 α₁ｅ₁−α₂ｅ₂＞０ (４５) ここで、エラー信号ｅ₁は、以下のように計算されるｅ₁＝Ｐ_d−(１＋SＮR_REQ)Ｐ_N (４６) ただし、Ｐ_dは、収縮信号に雑音電力を足したものであり、Ｐ_Nは、収縮音声電力であり、ＳＮＲ_REQは、特定のサービスタイプの雑音比に対する望ましい収縮信号であり；そしてｅ₂＝Ｐ_r−Ｐ_O (４７) ただし、Ｐ_rは、受信電力の測定値であり、Ｐ_Oは自動利得制御(ＡＧＣ)回路設定点である。等式(３３)における重みα₁およびα₂は、サービスタイプおよびＡＰＣ更新速度のそれぞれに対して選択された。メンテナンス電力制御ＳＵのスリープフェーズの間に、ＣＤＭＡＲＦチャネルの干渉ノイズパワーが変化し得る。本発明は、ＳＵの初期送信電力をＣＤＭＡチャネルの干渉ノイズパワーに対して定期的に調整するメンテナンス電力制御（ＭＰＣ）を含む。ＭＰＣは、ＳＵの信号を検出するために、ＳＵの送信電力レベルがＲＣＳ用の最低レベル近傍内に維持されるプロセスである。ＭＰＣプロセスは、必要なＳＵ送信電力の低周波数変化を補償する。メンテナンス制御特性は、２つのグローバルチャネルを用いる。一方は、逆方向リンク上のステータスチャネル（ＳＴＣＨ）と呼ばれ、他方は、順方向リンク上のチェックアップチャネル（ＣＵＣＨ）と呼ばれる。これらのチャネル上を送信される信号は、データを伝送せず、初期電力ランプアップにおいて用いられる短符号が生成されるのと同一の方法で生成される。ＳＴＣＨおよびＣＵＣＨ符号は、グローバル符号発生器の「予約された」ブランチから発成される。ＭＰＣプロセスは以下の通りである。ＳＵは、ランダムな間隔で、ステータスチャネル（ＳＴＣＨ）上で定期的に３ミリ秒間、シンボル長拡散符号を送信する。ＲＣＳがシーケンスを検出した場合、ＲＣＳは、チェックアップチャネル（ＣＵＣＨ）上において次の３ミリ秒間内にシンボル長符号シーケンスを送信することにより応答する。ＳＵがＲＣＳからの応答を検出すると、ＳＵは特定のステップサイズだけ送信電力を減少させる。ＳＵが３ミリ秒の期間内にＲＣＳからの応答を検出しない場合、ＳＵは、ステップサイズだけ送信電力を増加させる。この方法を用いて、ＲＣＳの応答は、すべてのＳＵにおいて０．９９の検出可能性を維持するに十分な電力レベルで送信される。トラフィックロード(traffic load)およびアクティブなユーザの数の変化率は、ＣＤＭＡチャネルの全干渉ノイズパワーに関連する。本発明のためのメンテナンス電力更新信号の更新レートおよびステップサイズは、通信理論の分野で周知の待ち行列理論法(queuing theory method)を用いて決定される。数値演算は、コールオリジネーション(call origination)プロセスを平均値を６．０分とする指数関数的ランダム変数としてモデル化することにより、０．５ｄＢのステップサイズを用いて干渉レベルの変化についていくことができるようになるためにはＳＵのメンテナンス電力レベルが１０秒以下毎に更新されるべきであるということを示す。コールオリジネーションプロセスを指数関数的到着間隔時間(interar rival times)を有するポアソンランダム変数としてモデル化することにより、到着レートが毎秒１ユーザ当たり２×１０^-4、サービスレートが毎秒１／３６０、ＲＣＳサービスエリア内の全加入者数が６００人である場合、数値演算により、０．５ｄＢのステップサイズが用いられているとき、１０秒毎の更新レートで十分であることも示されている。メンテナンス電力調整は、スリープフェーズからアウェイクフェーズに変化してＭＰＣプロセスを実行するＳＵにより定期的に行われる。その結果、ＭＰＣ特性用のプロセスは、図２６に示され、以下の通りである。まずステップ２６０１において、信号がＳＵとＲＣＳとの間で交換されて、検出のために必要なレベルに近い送信電力レベルが維持される。ＳＵは定期的に、ＳＴＣＨにおいてシンボル長拡散符号を送信し、ＲＣＳはそれに応答して定期的に、ＣＵＣＨにおいてシンボル長拡散符号を送信する。次に、ＳＵがステップ２６０２において、ＳＴＣＨメッセージを送信した後３ミリ秒以内に応答を受信した場合、ＳＵは、ステップ２６０３において特定のステップサイズだけ送信電力を減少させる。しかし、ＳＵがＳＴＣＨメッセージの後３ミリ秒以内に応答を受信しなかった場合、ＳＵは、ステップ２６０４においてステップ２６０４と同一のステップサイズだけ送信電力を増加させる。ＳＵは、ステップ２６０５において、ある期間待ってから、別のＳＴＣＨメッセージを送信する。この期間は、ランダムプロセスによって決定され、平均１０秒である。このようにＳＵからのＳＴＣＨメッセージの送信電力は、ＲＣＳ応答に基づいて定期的に調整され、ＲＣＳからのＣＵＣＨ送信電力メッセージは固定される。ＡＰＣ用論理チャネルへの電力制御信号のマッピング電力制御信号は、順方向および逆方向に割り当てられたチャネルの送信電力レベルを制御するための、特定された論理チャネルにマッピングされる。逆方向のグローバルチャネルはまた、ＡＰＣアルゴリズムにより、これらの逆方向チャネル上のノイズパワー率（ＳＩＲ）を干渉し、且つシステムの出力電力を安定化させ最小にするに十分な信号電力を維持するように制御される。本発明は、閉ループ電力制御方法を用いており、これによると、受信器が定期的に、他端の送信器の出力電力を漸増的に上昇または低下させることを決定する。この方法はまた、上記決定をそれぞれの送信器にフィードバックする。順方向リンクと逆方向リンクとは別々に制御される。コール／接続が進行中である場合、順方向リンク（ＴＲＣＨＡＰＣおよびＯＷ）電力は、逆方向ＡＰＣチャネル上を送信されるＡＰＣビットにより制御される。コール／接続確立プロセス中においては、逆方向リンク（ＡＸＣＨ）電力はまた、順方向ＡＰＣチャネル上を送信されるＡＰＣビットにより制御される。表１３に、制御チャネル用の特定の電力制御方法をまとめる。割り当てられたチャネルＴＲＣＨ、ＡＰＣおよびＯＷの必要なＳＩＲおよび任意の特定のＳＵ用の逆方向に割り当てられたパイロット信号は、互いに比例して固定される。これらのチャネルは、ほとんど同一のフェーディングで処理され、そのため、共に電力制御される。適応順方向制御ＡＦＰＣプロセスは、コール／接続中に、順方向チャネル上で必要最小限のＳＩＲを維持することを試みる。図２７に示すＡＦＰＣ再帰プロセスにおいて、ステップ２７０１で、ＳＵが２つの誤差信号ｅ₁およびｅ₂を生成する。ここにおいて、ｅ₁＝Ｐ_d−（１＋ＳＮＲ_REQ）Ｐ_N (４７) ｅ₂＝Ｐ_r−Ｐ_O (４８) Ｐ_dは収縮信号とノイズパワーとの和であり、Ｐ_Nは収縮ノイズパワーであり、ＳＮＲ_REQはサービスタイプに必要なＳ／Ｎ比であり、Ｐ_rは総受信電力の測定値であり、Ｐ_OはＡＧＣセットポイントである。次に、ステップ２７０２で、ＳＵモデムは、結合誤差信号α₁ｅ₁＋α₂ｅ₂を生成する。ここで、重みα₁およびα₂が各サービスタイプとＡＰＣ更新レートのために選択される。ステップ２７０３において、ＳＵは、結合誤差信号を強行に限定し(hard limit)、単一のＡＰＣビットを生成する。ステップ２７０４においてＳＵは、ＡＰＣビットをＲＣＳに送信して、ステップ２７０５においてＲＣＳモデムは、ビットを受信する。ステップ２７０６において、ＲＣＳは、ＳＵへの送信電力を増加または減少させ、アルゴリズムがステップ２７０１から反復される。適応逆方向電力制御ＡＲＰＣプロセスは、コール／接続確立中およびコール／接続進行中の両方において、総システム逆方向出力電力を最小にするために逆方向チャネル上に最小の所望のＳＩＲを維持する。図２８に示すＡＲＰＣ再帰プロセスは、ステップ２８０１でＲＣＳモデムが２つの誤差信号ｅ₁およびｅ₂を生成することにより開始される。ここにおいて、ｅ₁＝Ｐ_d−（１＋ＳＮＲ_REQ）Ｐ_N (４９) ｅ₂＝Ｐ_rt−Ｐ_O (５０) Ｐ_dは収縮信号とノイズパワーとの和であり、Ｐ_Nは収縮ノイズパワーであり、ＳＮＲ_REQはサービスタイプにとって所望のＳ／Ｎ比であり、Ｐ_rtはＲＣＳが受け取る平均総電力の測定値であり、Ｐ_OはＡＧＣセットポイントである。ステップ２８０２で、ＲＣＳモデムは、組み合わせ誤差信号α₁ｅ₁＋α₂ｅ₂を生成し、ステップ２８０３において、この組み合わせ誤差信号を強行に限定して単一のＡＰＣビットを決定する。ステップ２８０４においてＲＣＳは、ＡＰＣビットをＳＵに送信して、ステップ２８０５においてビットがＳＵにより受信される。最後にステップ２８０６において、ＳＵは、受信したＡＰＣビットに従って、その送信電力を調整し、アルゴリズムがステップ２８０１から反復される。ＳＩＲおよびマルチチャネルタイプリンク上のチャネルにとって必要なＳＩＲは、チャネルフォーマット（例えば、ＴＲＣＨ、ＯＷ）、サービスタイプ（例えば、ＩＳＤＮＢ、３２ＫＢＰＳＡＤＰＣＭＰＯＴＳ）、およびデータビットが分布されるシンボルの数（例えば、２つの６４ｋｂ／ｓシンボルは統合されて単一の３２ｋｂ／ｓＡＤＰＣＭＰＯＴＳシンボルを生成する）の関数である。各チャネルおよびサービスタイプに必要なＳＩＲに対応する収縮器出力電力は予め決定されている。コール／接続が進行中である間、いくつかのユーザＣＤＭＡ論理チャネルが同時にアクティブである。これらのチャネルの各々は、シンボル期間毎にシンボルを伝送する。名目上最大のＳＩＲチャネルからのシンボルのＳＩＲが測定され、しきい値と比較され、各シンボル期間毎にＡＰＣステップアップ／ダウン決定を行うために用いられる。表１４は、サービスおよびコールのタイプによるＡＰＣ演算に用いられるシンボル（およびしきい値）を示す。ＡＰＣパラメータＡＰＣ情報は常に情報の単一のビットとして伝送される。ＡＰＣデータレートは、ＡＰＣ更新レートと等価である。ＡＰＣ更新レートは６４ｋｂ／ｓである。このレートは、予想されるレイリーおよびドップラーフェード(fade)を収容するに十分であり、アップリンクおよびダウンリンクＡＰＣチャネル内で比較的高い（〜０．２）のビット誤り率（ＢＥＲ）を可能にする。このことは、ＡＰＣに占有される容量を最小にする。ＡＰＣビットにより示される電力ステップアップ／ダウンは、公称０．１と０．０１ｄＢとの間である。電力制御のダイナミックレンジは、本システムの一例としての実施形態の場合、逆方向リンクにおいて７０ｄＢであり、順方向リンクにおいて１２ｄＢである。ＡＰＣ情報を多重化する別の実施形態上記の専用ＡＰＣおよびＯＷ論理チャネルはまた、１つの論理チャネルにおいて共に多重化され得る。ＡＰＣ情報は６４ｋｂ／ｓで連続的に送信され、ＯＷ情報はデータバーストで起こる。別の多重化論理チャネルは、符号化されていない非インターリーブ(non-interleave)の６４ｋｂ／ｓ、たとえば同相チャネル上のＡＰＣ、およびＱＰＳＫ信号の直交チャネル上のＯＷ情報を含む。閉ループ電力制御実施コール接続中の閉ループ電力制御は、全体的システム電力の２つの異なるバリエーションに応答する。第１に、システムはＳＵの電力レベルの変化などの局部的挙動に応答し、第２に、システムはシステム内のアクティブなユーザのグループ全体の電力レベルの変化に応答する。本発明の一実施形態としての電力制御システムを図２９に示す。図示するように、送信された電力を調整するために用いられる回路は、ＲＣＳ（ＲＣＳ電力制御モジュール２９０１として示す）の場合もＳＵ（ＳＵ電力制御モジュール２９０２として示す）の場合も類似である。ＲＣＳ電力制御モジュール２９０１から始めると、逆方向リンクＲＦチャネル信号は、ＲＦアンテナにおいて受信され、復調されてＣＤＭＡ信号ＲＭＣＨを生成する。信号ＲＭＣＨは、可変利得増幅器（ＶＧＡ１）２９１０に加えられ、可変利得増幅器（ＶＧＡ１）２９１０は、自動利得制御（ＡＧＣ）回路２９１１への入力信号を生成する。ＡＧＣ２９１１は、ＶＧＡ１２９１０への可変利得増幅器制御信号を生成する。この信号は、ＶＧＡ１２９１０の出力信号のレベルをほぼ一定の値に維持する。ＶＧＡ１の出力信号は、収縮デマルチプレクサ（ｄｅｍｕｘ）２９１２により収縮され、収縮デマルチプレクサ（ｄｅｍｕｘ）２９１２は、収縮ユーザメッセージ信号ＭＳおよび順方向ＡＰＣビットを生成する。順方向ＡＰＣビットは、積分器２９１３に加えられて、順方向ＡＰＣ制御信号を生成する。順方向ＡＰＣ制御信号は、順方向リンクＶＧＡ２２９１４を制御し、順方向リンクＲＦチャネル信号を通信用の所望の最低レベルに維持する。ＲＣＳ電力モジュール２９０１の収縮ユーザメッセージ信号ＭＳの信号電力は、電力測定回路２９１５によって測定されて、信号電力指示を生成する。ＶＧＡ１の出力はまた、相関されない拡散符号を用いて信号を収縮するＡＵＸ収縮器によっても収縮され、それにより収縮雑音信号を得る。この信号の電力測定値は、１と所望のＳ／Ｎ比（ＳＮＲ_R）との和で乗算されて、閾値信号Ｓ１を生成する。収縮信号電力と閾値Ｓ１との差は、減算器２９１６により生成される。この差は、誤差信号ＥＳ１であり、ＥＳ１は、特定のＳＵ送信電力レベルに関連する誤差信号である。同様に、ＶＧＡ１２９１０用の制御信号は、レートスケール回路２９１７に加えられて、ＶＧＡ１２９１０用制御信号のレートを減少させる。スケール回路２９１７の出力信号は、スケールされたシステム電力レベル信号ＳＰ１である。閾値演算論理２９１８は、ＲＣＳユーザチャネル電力データ信号ＲＣＳＵＳＲからシステム信号閾値ＳＳＴを計算する。スケールされたシステム電力レベル信号ＳＰ１の補数とシステム信号電力閾値ＳＳＴとが加算器２９１９に加えられて、加算器２９１９は、第２の誤差信号ＥＳ２を生成する。この誤差信号は、すべてのアクティブＳＵのシステム送信電力レベルに関係する。入力誤差信号ＥＳ１およびＥＳ２は、結合器２９２０内で結台されて、デルタ変調器（ＤＭ１）２９２１に入力される組み合わせ誤差信号を生成する。ＤＭ１からの出力信号は、逆方向ＡＰＣビットストリーム信号であり、＋１または−１の値を有する。この値は、本発明の場合、６４ｋｂ／秒の信号として送信される。逆方向ＡＰＣビットは、拡散回路２９２２に加えられ、拡散回路２９２２の出力信号は、拡散スペクトル順方向ＡＰＣメッセージ信号である。順方向ＯＷおよびトラフィック信号はまた、拡散回路２９２３、２９２４に供給されて、順方向トラフィックメッセージ信号１、２、．．．Ｎを生成する。順方向ＡＰＣ信号の電力レベル、順方向ＯＷ、およびトラフィックメッセージ信号は、それぞれの増幅器２９２５、２９２６および２９２７により調整されて、電力レベルを調整された順方向ＡＰＣ、ＯＷ、およびＴＲＣＨチャネル信号を生成する。これらの信号は、加算器２９２８により組み合わされて、ＶＡＧ２２９１４に加えられる。ＶＡＧ２２９１４は、順方向リンクＲＦチャネル信号を生成する。拡散順方向ＡＰＣ信号を含む順方向リンクＲＦチャネル信号は、ＳＵのＲＦアンテナにより受信され、復調されて順方向ＣＤＭＡ信号ＦＭＣＨを生成する。この信号は、可変利得増幅器（ＶＧＡ３）２９４０に供給される。ＶＧＡ３の出力信号は、自動利得制御回路（ＡＧＣ）２９４１に加えられ、自動利得制御回路（ＡＧＣ）２９４１は、ＶＧＡ３２９４０への可変利得増幅器制御信号を生成する。この信号は、ＶＧＡ３の出力信号のレベルをほぼ一定のレベルに維持する。ＶＧＡ３２９４０の出力信号は、収縮デマルチプレクサ２９４２によって収縮され、収縮デマルチプレクサ２９４２は、収縮ユーザメッセージ信号ＳＵＭＳおよび逆方向ＡＰＣビットを生成する。逆方向ＡＰＣビットは、積分器２９４３に加えられ、積分器２９４３は、逆方向ＡＰＣ制御信号を生成する。この逆方向ＡＰＣ制御信号は、逆方向ＡＰＣＶＧＡ４２９４４に供給されて、逆方向リンクＲＦチャネル信号を最低電力レベルに維持する。収縮ユーザメッセージ信号ＳＵＭＳはまた、電力測定回路２９４５に加えられて電力測定信号を生成する。電力測定信号は、加算器２９４６において閾値Ｓ２の補数に加算されて、誤差信号ＥＳ３を生成する。信号ＥＳ３は、特定のＳＵ用のＲＣＳ送信電力レベルに関連する誤差信号である。閾値Ｓ２を得るために、ＡＵＸ収縮器からの収縮ノイズパワー指示は、１と所望のＳ／Ｎ比ＳＮＲ_Rとの和により乗算される。ＡＵＸ収縮器は、相関されない拡散符号を用いて入カデータを収縮し、そのため、その出力は収縮ノイズパワーの指示となる。同様に、ＶＧＡ３用制御信号は、レートスケール回路に加えられて、スケールされた受信電力レベルＲＰ１（図２９参照）を生成するために、ＶＧＡ３の制御信号のレートを減少させる。閾値演算回路は、ＳＵに測定された電力信号ＳＵＵＳＲから、受信した信号閾値ＲＳＴを演算する。スケールされた受信電力レベルＲＰ１の補数と受信された信号閾値ＲＳＴとが加算器に加えられて、加算器は、誤差信号ＥＳ４を生成する。この誤差は、すべての他のＳＵへのＲＣＳ送信電力に関連する。入力誤差信号ＥＳ３およびＥＳ４は、結合器内で結合されて、デルタ変調器ＤＭ２２９４７に入力される。ＤＭ２２９４７の出力信号は、順方向ＡＰＣビットストリーム信号であり、ビットは＋１または−１の値を有する。本発明の一実施形態において、この信号は、６４ｋｂ／秒の信号として送信される。順方向ＡＰＣビットストリーム信号は、拡散回路２９４８に加えられて、出力逆方向拡散スペクトルＡＰＣ信号を生成する。逆方向ＯＷおよびトラフィック信号はまた、拡散回路２９４９、２９５０に入力されて、逆方向ＯＷおよびトラフィックメッセージ信号１、２、．．．Ｎを生成する。逆方向パイロットは、逆方向パイロット発生器２９５１により生成される。逆方向ＡＰＣメッセージ信号、逆方向ＯＷメッセージ信号、逆方向パイロット、および逆方向トラフィックメッセージ信号の電力レベルは、増幅器２９５２、２９５３、２９５４、２９５５により調整されて、信号を生成する。この信号は加算器２９５６によって結合されて、逆方向ＡＰＣＶＧＡ４２９４４に入力される。逆方向リンクＲＦチャネル信号を生成するのは、このＶＧＡ４２９４４である。コール接続およびべアラチャネル確立プロセス中に、本発明の閉ループ電力制御は図３０に示すように変更される。図示するように、送信された電力を調整するために用いられる回路は、初期ＲＣＳ電力制御モジュール３００１に示されるＲＣＳと、初期ＳＵ電力制御モジュール３００２に示されるＳＵとにとって異なる。初期ＲＣＳ電力制御モジュール３００１から始めると、逆方向リンクＲＦチャネル信号は、ＲＦアンテナにおいて受信され、復調されて逆方向ＣＤＭＡ信号ＩＲＭＣＨを生成する。逆方向ＣＤＭＡ信号ＩＲＭＣＨは、第１の可変利得増幅器（ＶＧＡ１）３００３により受信される。ＶＧＡ１の出力信号は、自動利得制御回路（ＡＧＣ１）３００４によって検出され、自動利得制御回路（ＡＧＣ１）３００４は、可変利得増幅器制御信号をＶＧＡ１３００３に供給して、ＶＡＧ１の出力信号のレベルをほぼ一定の値に維持する。ＶＧＡ１の出力信号は、収縮デマルチプレクサ３００５により収縮されて、収縮デマルチプレクサ３００５は、収縮ユーザメッセージ信号ＩＭＳを生成する。順方向ＡＰＣ制御信号ＩＳＥＴは、固定値に設定され、順方向リンク可変利得増幅器（ＶＧＡ２）３００６に加えられて、順方向リンクＲＦチャネル信号を予め決められた値に設定する。初期ＲＣＳ電カモジュール３００１の収縮ユーザメッセージ信号ＩＭＳの信号電力は、電力測定回路３００７により測定され、出力電力測定値は、減算器３００８において閾値Ｓ３から減算されて、誤差信号ＥＳ５を生成する。誤差信号ＥＳ５は、特定のＳＵの送信電力レベルに関連する誤差信号である。閾値Ｓ３は、ＡＵＸ収縮器から得られた収縮電力測定値を、１と所望のＳ／Ｎ比ＳＮＲ_Rとの和により乗算される。ＡＵＸ収縮器は、相関されない拡散符号を用いて信号を収縮する。そのため、その出力信号は、収縮ノイズパワーの指示である。同様に、ＶＧＡ１制御信号は、スケール回路３００９に加えられて、スケールされた信号電力レベル信号ＳＰ２を生成するために、ＶＧＡ１制御信号のレートを減少させる。閾値演算論理３０１０は、ユーザチャネル電力データ信号（ＩＲＣＳＵＳＲ）から演算された初期システム信号閾値（ＩＳＳＴ）を決定する。スケールされたシステム電力レベル信号ＳＰ２の補数とＩＳＳＴとが、加算器３０１１に供給され、加算器３０１１は、第２の誤差信号ＥＳ６を生成する。第２の誤差信号ＥＳ６は、全てのアクティブなＳＵのシステム送信電力に関連する誤差信号である。ＩＳＳＴの値は、特定の構造を有するシステムにとって所望の送信電力である。入力された誤差信号ＥＳ５およびＥＳ６は結合器３０１２内で結合されて、デルタ変調器（ＤＭ３）３０１３に入力される組合誤差信号を生成する。ＤＭ３は、初期逆方向ＡＰＣビットストリーム信号を生成する。この信号は、＋１または−１の値を有し、一実施形態においては６４ｋｂ／ｓの信号として送信される。逆方向ＡＰＣビットストリーム信号は、拡散回路３０１４に加えられて、初期拡散スペクトル順方向ＡＰＣ信号を生成する。ＣＴＣＨ情報は、拡散器３０１６により拡散されて、拡散ＣＴＣＨメッセージ信号を生成する。拡散ＡＰＣおよびＣＴＣＨ信号は、増幅器３０１５および３０１７によってスケールされて、結合器３０１８によって結合される。結合された信号は、ＶＡＧ２３００６に加えられ、ＶＡＧ２３００６は順方向リンクＲＦチャネル信号を生成する。拡散順方向ＡＰＣ信号を含む順方向リンクＲＦチャネル信号は、ＳＵのＲＦアンテナによって受信され、復調されて、初期順方向ＣＤＭＡ信号（ＩＦＭＣＨ）を生成する。初期順方向ＣＤＭＡ信号（ＩＦＭＣＨ）は、可変利得増幅器（ＶＧＡ３）３０２０に加えられる。ＶＧＡ３の出力信号は、自動利得制御回路（ＡＧＣ２）３０２１によって検出され、自動利得制御回路（ＡＧＣ２）３０２１は、ＶＧＡ３３０２０用可変利得増幅器制御信号を生成する。この信号は、ＶＧＡ３３０２０の出力電力レベルをほぼ一定の値に維持する。ＶＡＧ３の出力信号は、収縮デマルチプレクサ３０２２により収縮され、収縮デマルチプレクサ３０２２は、ＶＧＡ３の出力レベルに依存する初期逆方向ＡＰＣビットを生成する。逆方向ＡＰＣビットは、積分器３０２３によって処理されて逆方向ＡＰＣ制御信号を生成する。逆方向ＡＰＣ制御信号は、逆方向ＡＰＣＶＧＡ４３０２４に供給されて、逆方向リンクＲＦチャネル信号を定められた電力レベルに維持する。グローバルチャネルＡＸＣＨ信号は、拡散回路３０２５によって拡散されて、拡散ＡＸＣＨチャネル信号を供給する。逆方向パイロット発生器３０２６は、逆方向パイロット信号を供給し、ＡＸＣＨの信号電力と逆方向パイロット信号とが、それぞれ増幅器３０２７および３０２８によって調整される。拡散ＡＸＣＨチャネル信号および逆方向パイロット信号は、加算器３０２９により加算されて、逆方向リンクＣＤＭＡ信号を生成する。逆方向リンクＣＤＭＡ信号は、逆方向ＡＰＣＶＧＡ４３０２４によって受信され、逆方向ＡＰＣＶＧＡ４３０２４は、ＲＦ送信器への逆方向リンクＲＦチャネル信号出力を生成する。システム容量管理本発明のシステム容量管理アルゴリズムは、セルと呼ばれるＲＣＳ領域の最大のユーザ容量を最適化する。ＳＵが最大送信電力のある値内に入ると、ＳＵは警告メッセージをＲＣＳに送信する。ＲＣＳは、システムへのアクセスを制御するトラフィックライトを「赤」にセットする。「赤」は上記したように、ＳＵによるアクセスを禁止するフラグである。この状態は、警告を発するＳＵへのコールが終了するまで、あるいは警告を発するＳＵの、ＳＵで測定された送信電力が最大送信電力未満の値になるまで有効である。複数のＳＵが警告メッセージを送信すると、上記状態は、警告を発するＳＵからのすべてのコールが終了するまで、あるいは警告を発するＳＵの、ＳＵで測定された送信電力が最大送信電力未満の値になるまで有効である。別の実施形態は、ＦＥＣ検出器からのビット誤り率測定値をモニタし、ビット誤り率が予め決められた値未満にまるまで、ＲＣＳトラフィックライトを「赤」に保持する。本発明のブロックストラテジーは、ＲＣＳからＳＵへ送信される電力制御情報とＲＣＳでの受信電力測定値とを用いる方法を含む。ＲＣＳは、その送信電力レベルを測定し、最大値に到達したことを検出し、いつ新しいユーザをブロックするかを決定する。べアラチャネル割り当てがうまく終了する前にＳＵが最大の送信電力に達する場合、システムにエンタする準備のあるＳＵはそれ自体をブロックする。システム内の追加のユーザの各々は、全ての他のユーザの雑音レベルを増加させる効果を有し、このことは、各ユーザが経験するＳ／Ｎ比（ＳＮＲ）を減少させる。電力制御アルゴリズムは、各ユーザに対する所望のＳＮＲを維持する。従って、他のいずれかの限定がない場合、新しいユーザのシステムへの追加は、一時的な影響を与えるのみであり、所望のＳＮＲは再び得られる。ＲＣＳにおける送信電力測定は、ベースバンド結合信号の二乗平均（ｒｍｓ）を測定するか、またはＲＦ信号の送信電力を測定してディジタル制御回路にフィードバックするかによって行われる。送信電力測定はまた、ＳＵによって、ユニットが最大送信電力に達したか否かを決定するためにもなされ得る。ＳＵ送信電力レベルは、ＲＦ増幅器の制御信号を測定し、ＰＯＴＳ、ＦＡＸまたはＩＳＤＮなどのサービスタイプに基づいて値をスケールすることにより決定される。ＳＵが最大電力に達したという情報は、割り当てらたチャネル上のメッセージにおいてＳＵによりＲＣＳに送信される。ＲＣＳはまた、逆方向のＡＰＣ変化を測定することにより条件を決定する。なぜなら、ＲＣＳがＳＵの送信電力を増加させるためにＳＵにＡＰＣメッセージを送信して、ＲＣＳで測定されたＳＵの送信電力が増加しない場合には、ＳＵは最大送信電力に達しているからである。ＲＣＳは短符号を用いてランプアップを完了した新しいユーザをブロックするためにトラフィックライトを用いない。これらのユーザは、ダイアルトーンを認められずタイムアウトされることによりブロックされる。ＲＣＳは、ＡＰＣチャネル上で全ての１（ゴーダウンコマンド）を送信することにより、ＳＵにその送信電力を低下させる。ＲＣＳはまた、ＣＴＣＨメッセージを全く送信しないか、または無効なアドレスを有するメッセージのいずれかを送信する。このことは、ＦＳＵに強制的にアクセス手順を放棄させてやり直しをさせることとなる。しかし、ＳＵはすぐには捕促プロセスを開始しない。なぜなら、トラフィックライトが赤だからである。ＲＣＳがその送信電力限界に達すると、ＲＣＳは、ＳＵがその送信電力限界に達したときと同じ方法でブロッキングを強化する。ＲＣＳは、ＦＢＣＨ上のすべてのトラフイックライトをオフにして、全ての１ＡＰＣビット（ゴーダウンコマンド）を、短符号ランプアップは完了したがまだダイアルトーンを与えられていないユーザに送信し始める。そして、これらのユーザにＣＴＣＨメッセージを全く送らないか、あるいは無効なアドレスを有するメッセージを送ってアクセスプロセスを強制的に放棄させる。ＳＵの自己ブロックプロセスは以下の通りである。ＳＵがＡＸＣＨを送信し始めると、ＡＰＣは、ＡＸＣＨを用いてその送信制御動作を開始し、ＳＵの送信電力は増加する。ＡＰＣの制御下において送信電力が増加している間、送信電力はＳＵコントローラにモニタされている。送信電力限界に達すると、ＳＵはアクセス手順を放棄して再びやり直す。システム同期ＲＣＳは、図１０に示すように、ラインインターフェースのうちの１つを介して、ＰＳＴＮネットワーククロック信号、またはＲＣＳシステムクロック発振器のいずれかに同期される。ＲＣＳシステムクロック発振器は、フリーラン(free- run)して、システム用のマスタタイミング信号を供給する。グローバルパイロットチャネル、および従ってＣＤＭＡチャネル内のすべての論理チャネルが、ＲＣＳのシステムクロック信号に同期される。グローバルパイロット（ＧＬＰＴ）は、ＲＣＳによって送信され、ＲＣＳ送信器においてタイミングを定める。ＳＵ受信器は、ＧＬＰＴに同期され、ネットワーククロック発振器のスレーブとして挙動する。しかし、ＳＵタイミングは伝搬遅延により遅れる。本発明のこの実施形態において、ＳＵモデムは、６４ＫＨｚおよび８ＫＨｚのクロック信号をＣＤＭＡＲＦ受信チャネルから抽出し、ＰＬＬ発振器回路が２ＭＨｚおよび４ＭＨｚのクロック信号を作成する。ＳＵ送信器、および従ってＬＡＸＰＴまたはＡＳＰＴは、ＳＵ受信器のタイミングに合わされる(slaved)。ＲＣＳ受信器は、ＳＵにより送信されるＬＡＸＰＴまたはＡＳＰＴに同期されるが、そのタイミングは伝搬遅延により遅れる。従って、ＲＣＳ受信器のタイミングは、伝搬遅延により２度遅らされたＲＣＳ送信器のタイミングである。さらに、システムは、グローバルポジショニングシステム受信器（ＧＰＳ）から受信された基準を介して同期され得る。このタイプのシステムにおいて、各ＲＣＳ内のＧＰＳ受信器は、基準クロック信号をＲＣＳの全てのサブモジュールに提供する。各ＲＣＳはＧＰＳからの基準を同時に受け取るため、ＲＣＳの全てにおける全てのシステムクロック信号が同期される。本発明を複数の実施形態に照らして述べてきたが、当業者であれば、本発明は以下の請求の範囲により定義される本発明の範囲から逸脱することなく、上記実施形態から改変されて実施され得ることを理解できる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者オズルタルク，ファティアメリカ合衆国ニューヨーク 11050, ポートワシントン，ミドルネックロード 1474 (72)発明者コワルスキー，ジョンアメリカ合衆国ニューヨーク 11550, ハンプステッド，ヒルベルトストリート 65 (72)発明者レジス，ロバートアメリカ合衆国ニューヨーク 11743, ハンティントン，ダンロップロード 51 −エイ (72)発明者ルディー，マイケルアメリカ合衆国ニューヨーク 11709, ベイビル，ダウニーレーン９ (72)発明者マルラ，アレキサンダーアメリカ合衆国ニューヨーク 10956, ニューヨーク，フリンジコート 11 (72)発明者ジャックス，アレキサンダーアメリカ合衆国ニューヨーク 11501, ミネオラ，ビルチウッドコート６，アパートメント 40 (72)発明者シルバーバーグ，アビアメリカ合衆国ニューヨーク 11725, コマック，コットンウッドドライブ 40 【要約の続き】ャネルを介して変調搬送波信号をＳＵに送信する。各ＳＵは、これも上記グローバルパイロット信号に同期したＣＤＭＡモデムを含む。ＣＤＭＡモデムは、ＣＤＭ信号を収縮して、ユーザに収縮情報信号を提供する。本システムは、システムの性能を向上すべく、ＲＣＳおよびＳＵの最小システム送信電力レベルを維持するための閉ループ制御システムと、アクティブＳＵの最大数を維持するためのシステム容量管理とを有している。

Claims

【特許請求の範囲】１．同時に受信した複数のテレコミュニケーション情報信号を処理して、符号分割多重化（ＣＤＭ）信号として高周波（ＲＦ）チャネル上で同時送信するための、多元接続拡散帯域通信システムであって、テレコミュニケーションライン情報信号に対応する通話要求信号と、該通話要求および情報信号の相手先であるユーザを識別するユーザ識別信号とを受信する手段と、複数のモデム処理手段であって、該複数のモデム処理手段の１つがグローバルパイロット符号信号を提供し、該モデム処理手段のそれぞれが少なくとも１つのメッセージ符号信号を提供するとともに該複数の情報信号の１つを該メッセージ符号信号のそれぞれと組み合わせて拡散帯域処理済みメッセージ信号を提供し、該複数のモデム処理手段のメッセージ符号信号のそれぞれは該グローバルパイロット符号信号に同期化され、該グローバルパイロット符号信号および各メッセージ符号信号は、符号生成シード群の少なくとも１つから生成および関連づけされる、モデム処理手段と、チャネル割り付け信号に応答し、テレコミュニケーションライン上で受信した該情報信号を該複数のモデム手段の中の示された各モデム手段に結合する割り付け手段と、遠隔通話処理手段に結合されるとともに該ユーザ識別信号に応答し、該チャネル割り付け信号を提供するシステムチャネルコントローラと、該複数のモデム処理手段のそれぞれに接続され、該複数の拡散帯域処理済みメッセージ信号を該グローバルパイロット符号信号と組み台わせてＣＤＭ信号を発生し、該ＣＤＭ信号で搬送波信号を変調し、ＲＦ通信チャネルを介して該変調搬送波信号を送信するＲＦ送信手段と、を備えたシステム。２．高周波（ＲＦ）チャネルの搬送波信号を変調し、これにより、加入者に割り付けられた送信情報信号を再構築する符号分割多重化（ＣＤＭ）信号を受信および処理する多元接続拡散帯域通信システムのための加入者ユニットであって、該ＲＦチャネルから該変調搬送波信号を受信し、該搬送波信号から該ＣＤＭ信号を復調する受信手段と、加入者ユニットコントローラと、モデム処理手段であって、ａ）グローバルパイロット符号信号を提供するグローバルパイロット符号発生手段と、該グローバルパイロット符号信号を該ＣＤＭ信号に相関させて収縮グローバルパイロット符号信号を生成する複数のグローバルパイロット符号位相遅延相関手段であって、該グローバルパイロット信号の符号位相は捕捉信号に応答して変更される複数のグローバルパイロット符号位相遅延相関手段と、捕捉信号を生成するために該収縮グローバルパイロット信号が存在するかどうかを決定する手段とを備えたグローバルパイロット符号捕捉手段、ｂ）該グローバルパイロット符号信号に同期した複数のメッセージ符号信号を生成する複数のメッセージ符号発生器、ｃ）該捕捉信号に応答して誤差信号を生成するグローバルパイロット符号トラッキング手段、ｄ）増大したレベルの該収縮グローバルパイロット信号に対応する該捕捉信号を生成するという意味で、該誤差信号に応答して、該グローバルパイロット符号信号を同位相に調節する手段、およびｅ）複数の収縮受信メッセージ信号を提供する複数のメッセージ信号捕捉手段であって、各捕捉手段は、複数のメッセージ信号相関器を含み、各メッセージ信号相関器は該メッセージ符号信号のそれぞれを該ＣＤＭ信号に相関させて各収縮受信メッセージ信号を生成する、複数のメッセージ信号捕捉手段、を備えたモデム処理手段と、を備えた加入者ユニット。３．高周波（ＲＦ）チャネルからの前記信号は、それぞれ前記情報信号に関連づけられるとともに加入者ユニットに割り付けられる、ユーザ識別信号および前記通話タイプ信号を含む、請求項２に記載の加入者ユニット。４．前記収縮メッセージ信号は、前記ユーザ識別信号および前記通話タイプ信号を含み、前記加入者システムコントローラは該ユーザ識別信号に応答して、受信した情報信号に対する該通話タイプ信号と該収縮情報信号とをローカル加入者に提供する、請求項３に記載の加入者ユニット。５．前記複数のモデム処理手段のそれぞれが、ａ）パイロット符号信号を提供するジェネリックパイロット符号手段および複数のメッセージ符号信号を生成するメッセージ手段を備えた符号生成手段と、ｂ）該メッセージ手段に結合された拡散手段であって、前記情報信号、ユーザ識別信号および通話タイプ信号を該複数のメッセージ符号信号のそれぞれと組み合わせて複数の拡散帯域処理済みメッセージ信号を生成する拡散手段と、をさらに備えている、請求項１に記載の多元接続拡散帯域通信システム。６．前記ジェネリックパイロット符号手段がグローバルパイロット符号信号を提供し、前記メッセージ手段が該グローバルパイロット符号信号に同期したタイミング信号に応答し、これにより、前記複数のモデム処理手段の前記複数のメッセージ符号信号のそれぞれが該グローバルパイロット符号信号と同期する、請求項５に記載の多元接続拡散帯域通信システム。７．前記複数の情報信号のそれぞれが、数個の異なるチャネルレートを有し、前記複数のメッセージ符号信号のそれぞれが、ある所定の情報チャネルレートをサポートし、前記システムが、該情報信号のそれぞれについて、情報信号レートに対応する通話タイプ信号を提供する遠隔通話処理手段と、該システムチャネルコントローラおよび前記複数のモデム手段に接続され、該通話タイプ信号に応答し、該情報信号と各メッセージ符号信号との組台せを該メッセージ符号信号の中の別の所定の１つに変更し、これにより、該メッセージ信号について異なる情報チャネルレートをサポートする、情報チャネルモード改変手段と、をさらに備えている。請求項１に記載の多元接続拡散帯域通信システム。８．前記収縮受信メッセージ信号の１つは、情報信号と、該情報信号の１つの情報信号レートに対応するメッセージタイプ信号とを含み、前記加入者ユニットは、該収縮受信メッセージ信号とともに受信した該メッセージタイプ信号に応答し、受信した情報信号を第１のメッセージ符号から、該第１のメッセージ符号とは異なる収縮情報チャネルレートをサポートする第２の所定のメッセージ符号に変更する情報チャネルモード改変手段と、該メッセージタイプ信号に応答し、該収縮情報信号をサンプル化データデジタル信号に選択的に変換する信号変換手段と、をさらに備えている、請求項２に記載の加入者ユニット。９．それぞれ数個の異なるチャネルレートを有する複数の情報信号を含む多元接続拡散帯域通信システム用のべアラチャネル改変システムであって、該情報信号は符号分割多重化（ＣＤＭ）信号として高周波（ＲＦ）チャネル上で複数のメッセージ符号チャネルとして送信され、該情報信号の該情報信号レートに対応する複数の通話タイプ信号を提供する手段であって、該複数のメッセージ符号チャネルはそれぞれ所定の情報チャネルレートをサポートする手段と、該通話タイプ信号に応答し、該情報信号の組合せを該メッセージ符号信号の第１のものから該メッセージ符号信号の第２のものに変更する第１の情報チャネルモード改変手段を含む送信器であって、該第２のメッセージ符号信号は該第１のメッセージ符号信号とは異なる情報チャネルレートをサポートする、送信器と、該通話タイプ信号に応答し、該異なる情報チャネルレートをサポートするために、受信した情報信号を該第１のメッセージ符号信号から該第２のメッセージ符号信号に変更する第２の情報チャネルモード改変手段を含む受信器と、を備えた、システム。１０．前記送信器は、順次、ａ）該第１のメッセージ符号信号と組み合わされたメッセージデータを該第２のメッセージ符号信号の実質的な排除に至るまでの範囲において送信し、ｂ）該第１のメッセージ符号信号と組み合わされたメッセージデータおよび該第２のメッセージ符号信号と組み合わされたメッセージデータを同時に送信し、ｃ）該第２のメッセージ符号信号と組み合わされたメッセージデータを該第１のメッセージ符号信号の実質的な排除に至るまでの範囲において送信する手段をさらに備えている、請求項９に記載のべアラチャネル改変システム。１１．前記送信器は、サブエポック境界(sub-epoch boundary)上において該送信器を受信器に同期化する手段と、該サブエポック境界よりも前に前記第１のメッセージ符号信号と組み合わされたメッセージ信号を送信するとともに、該サブエポック境界よりも後に、前記第２のメッセージ符号信号と組み合わされたメッセージ信号を、該第１のメッセージ符号信号の実質的な排除に至るまでの範囲において送信する手段と、をさらに含む、請求項９に記載のべアラチャネル改変システム。１２．テレコミュニケーションライン上で基地局によって同時に受信され、複数の拡散帯域メッセージチャネルを介して加入者に送信される、複数の情報信号の送信レートを動的に変更する多元接続拡散帯域通信システムであって、ａ）遠隔通話プロセッサに接続され、該情報信号それぞれの情報信号レートを識別する通話タイプ信号と該情報信号それぞれの変換方法とを提供する基地局であって、該情報信号および通話タイプ信号のそれぞれを各拡散帯域メッセージチャネルに割り付けるシステムチャネルコントローラ、および該システムチャネルコントローラに接続され、該通話タイプ信号に応答し、各情報信号の組合せを、ある拡散帯域メッセージチャネルから、異なる情報チャネルレートをサポートする別の所定の拡散帯域メッセージチャネルに変更する第１の情報チャネルモード改変手段、を備えている基地局と、ｂ）加入者ユニットであって、各拡散帯域メッセージチャネルから各情報信号および各通話タイプ信号をそれぞれが回復する複数の収縮手段、該通話タイプ信号に応答し、該収縮手段を、異なる情報信号レートがサポートされる異なる拡散帯域チャネルに対応する別の所定の収縮手段に再割り付けする第２の情報チャネルモード改変手段、および該通話タイプ信号に応答し、収縮情報信号をデジタルデータ信号に選択的に変換する信号変換手段、を備えている加入者ユニットと、を備えた、システム。１３．拡散帯域通信システムの拡散符号位相を、送信同位相（Ｉ）符号信号と送信直交位相（Ｑ）符号信号とを有する送信符号信号に高速に同期化する高速捕捉装置であって、該送信Ｉ符号信号は第１の拡散符号シーケンスを含み、該送信Ｑ符号信号は第２の拡散符号シーケンスを含み、該送信Ｉ符号信号および該送信Ｑ符号信号は所定の相互符号シーケンス位相関係値を有し、該送信符号信号を受信するとともに、該受信符号信号から該送信Ｉ符号信号および該送信Ｑ符号信号を分離する受信手段と、符号シーケンスを該送信符号信号に相関させる相関手段であって、Ｉ符号相関器およびＱ符号相関器を備えている相関手段と、符号制御信号値に応答して、Ｉ符号位相値を有するＩ符号シーケンスのローカル部分とＱ符号位相値を有するＱ符号シーケンスのローカル部分とを発生するローカル符号シーケンス発生器と、該Ｉ符号信号相関器、該Ｑ符号信号相関器および該ローカル符号シーケンス発生器に接続され、符号シーケンスロック(code sequence lock)を決定、取得、および維持するコントローラであって、該Ｉ符号信号相関器は、該Ｉ符号シーケンスのローカル部分を該送信Ｉ符号信号に相関させて、該Ｉ符号シーケンスの該ローカル部分の該Ｉ符号位相値と該送信Ｉ符号信号の符号位相値とが一致する符号位相値を有する場合にはＩハイ値(I-high value)を発生し、該Ｑ符号信号相関器は、該Ｑ符号シーケンスの該ローカル部分を該送信Ｑ符号信号に相関させて、該Ｑ符号シーケンスの該ローカル部分の該Ｑ符号位相値と該送信Ｑ符号信号の符号位相値とが一致する符号位相値を有する場合にはＱハイ値(Q-high value)を発生する、コントローラと、を備えた高速捕捉装置であって、該コントローラは、該Ｉハイ値に応答して該Ｉ符号シーケンスの該ローカル部分の該Ｉ符号位相値をロックするとともに該Ｑ符号シーケンスの該ローカル部分の該Ｑ符号位相値を設定するために符号制御信号値を発生し、また、該Ｑハイ値に応答して該Ｑ符号シーケンスの該ローカル部分の該Ｑ符号位相値をロックするとともに該Ｉ符号シーケンスの該ローカル部分の該Ｉ符号位相値を設定するために符号制御信号値を発生し、該コントローラは、該Ｉハイ値および該Ｑハイ値の不在に応答して、該Ｉ符号位相値および該Ｑ符号位相値を調節する符号制御信号を発生する、高速捕捉装置。１４．前記第１の拡散符号シーケンスは前記第２の拡散符号シーケンスと等しく、前記送信Ｉ符号信号および前記送信Ｑ符号信号は、それぞれの符号位相が同一にはならないような所定の相互符号シーケンス位相関係を有する、請求項１３に記載の高速捕捉装置。１５．前記第１の拡散符号シーケンスおよび前記第２の拡散符号シーケンスは、それぞれ、長さＬの符号チップからなる複数の高速捕捉シーケンスから選択され、該高速捕捉シーケンスは、それぞれ、長さＮの符号チップを有する短符号部分と長さＭの符号チップを有する長符号部分を含むとともに、該短符号部分が反復的に現れるｌｏｇ２Ｌの位相の平均サーチ値(mean search value)を有し、前記Ｉ符号シーケンスの前記ローカル部分は、該高速捕捉シーケンスそれぞれの短符号部分に等しいＩシーケンスを含み、前記Ｑ符号シーケンスのローカル部分は、該高速捕捉シーケンスの短符号部分に等しいＱシーケンスを含み、前記Ｉ符号信号相関器は、該Ｉ符号シーケンスのローカル部分のＩ符号位相値および前記送信Ｉ符号信号の符号位相が、該第１の拡散符号シーケンスの各短符号シーケンスの１回の発生と同位相のＩシーケンスに対応する符号位相値を有する場合に、Ｉミドル値(I-middle value)を発生する手段をさらに含み、前記Ｑ符号信号相関器は、該Ｑ符号シーケンスのローカル部分のＱ符号位相値および前記送信Ｑ符号信号の符号位相が、該第２の拡散符号シーケンスの各短符号シーケンスの１回の発生と同位相のＱシーケンスに対応する符号位相値を有する場合に、Ｑミドル値を生成する手段をさらに含み、該コントローラは、該Ｉミドル値、ならびに該Ｉハイ値および該Ｑハイ値の不在に応答して、該Ｉ符号位相値および該Ｑ符号位相値を調節する符号制御信号値を発生し、これにより、該Ｉ符号シーケンスのローカル部分の各ローカル短符号シーケンス部分を該第１の拡散符号シーケンスの短符号シーケンスの各発生のそれぞれと同位相に維持し、また該コントローラは、該Ｑミドル値、ならびに該Ｉハイ値および該Ｑハイ値の不在に応答して、該Ｉ符号位相値および該Ｑ符号位相値を調節する符号制御信号を発生し、これにより、該Ｑ符号シーケンスのローカル部分の各Ｑシーケンスを、該第２の拡散符号シーケンスの短符号シーケンスの各発生のそれぞれと同位相に維持する、請求項１３に記載の高速捕捉装置。１６．前記短符号部分は長さＮの符号チップを有し、Ｎは偶数の整数であり、前記長符号部分は長さＭの符号チップを有し、Ｍは奇数の整数である、請求項１５に記載の高速捕捉装置。１７．前記短符号部分は長さＮの符号チップを有し、Ｎは奇数の整数であり、前記長符号部分は長さＭの符号チップを有し、Ｍは偶数の整数である、請求項１５に記載の高速捕捉装置。１８．前記高速捕捉シーケンスのそれぞれは、長さＮの符号チップを有する短符号部分および長さＭの符号チップを有する長符号部分を含み、該複数の高速捕捉シーケンスは長さＬの符号チップを有し、Ｌ、ＭおよびＮは整数であり、ＬはＭにＮを掛けたものに等しい、請求項１５に記載の高速捕捉装置。１９．前記高速捕捉シーケンスのそれぞれは、長さＮの符号チップを有する短符号部分および長さＭの符号チップを有する長符号部分を含み、該複数の高速捕捉シーケンスは長さＬの符号チップを有し、Ｌ、ＭおよびＮは整数であり、ＬはＭとＮの最小公倍数に等しい、請求項１５に記載の高速捕捉装置。２０．前記第１の拡散符号シーケンスおよび前記第２の拡散符号シーケンスは、前記複数の高速捕捉シーケンスから選択される互いに等しい高速捕捉シーケンスである、請求項１５に記載の高速捕捉装置。２１．基地局および複数の加入者ユニット（ＳＵ）を含む拡散帯域通信システムにおける容量管理の方法であって、該基地局は各ＳＵによって受信されるトラフィック接続値を有する接続チャネルを含む複数の拡散帯域チャネルおよび各複数のメッセージチャネルを該ＳＵに送信し、各ＳＵは電力アラーム値を有する割り付けられたチャネルおよびＳＵメッセージチャネルを該基地局に送信する方法であって、該基地局によって、該接続チャネルおよび該複数のメッセージチャネルの送信電力レベルを測定するステップと、該基地局によって、電力比較結果値を生成するために該送信電力レベルを第１の所定の電力値と比較するステップと、該電力比較結果値に応答して、該送信電力レベルが該所定値以上である場合に、該トラフィック接続値を第１の所定の値に設定することにより、割り付けられたチャネルおよび各ＳＵメッセージチャネルの送信を遮断するステップであって、該トラフィック接続値に応答して、該複数のＳＵの中の１つのＳＵは、該割り付けられたチャネルおよび該ＳＵメッセージチャネルを送信しないステップと、該ＳＵのそれぞれによって、各割り付けられたチャネルおよびメッセージチャネルについて、該ＳＵのそれぞれの送信電力レベルを測定するステップと、該ＳＵのそれぞれによって、各ＳＵの送信電力レベルを第２の所定値と比較するステップと、該ＳＵの送信電力レベルが該第２の所定値以上である場合に、１つのＳＵによって、各電力アラーム値をアラーム条件値に設定することによって、最大電力状態を該基地局に知らせるステップと、該アラーム条件値に応答して、該基地局によって、該トラフィック接続値を該第１の所定値に設定することによって、該ＳＵのそれぞれの割り付けられたチャネルおよびＳＵメッセージチャネルの送信を遮断するステップと、包含する方法。２２．第１の拡散帯域トランシーバおよび第２の拡散帯域トランシーバを含む拡散帯域通信システムのＩＳＤＮ無線リンクの容量を節約する方法であって、該第１の拡散帯域トランシーバは、アイドル期間に対応する所定のフラグパターンを含むデジタルデータ信号を受信して、該第２のトランシーバに拡散帯域信号としてデジタルデータ信号を伝送し、該第２の拡散帯域トランシーバは、該拡散帯域信号を受信して、該デジタルデータ信号を送達する、方法であって、該第１のトランシーバによって、遅延デジタルデータ信号を形成するために該デジタルデータ信号を遅延するステップと、該所定のフラグパターンを検出するために該デジタルデータ信号をモニタするステップと、該第２のトランシーバに、該拡散帯域信号として該遅延デジタルデータ信号を送信するステップと、該フラグパターンが存在する場合に、該遅延デジタルデータ信号の送信を中断するステップと、該第２のトランシーバによって、該遅延デジタルデータ信号の不在を検出するステップと、該送達されたデジタルデータ信号に該所定のフラグパターンを挿入するステップと、を包含する方法。