JP2016026443A - 符号分割多元接続（ｃｄｍａ）モデム - Google Patents

Abstract

【課題】システム容量を拡大する為に、第１および第２のパイロット符号信号を有する送受信チャネル経由で、情報信号及び接続制御信号を含む通信信号を送受信するスペクトラム拡散通信システム用符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システムでの加入者ユニットを提供する。【解決手段】ＣＤＭＡモデムは、送信部１３０１、受信部１３０２、拡散符号の割当や拡散又は逆拡散の起動や送信速度の割当等に用いられる制御メッセージＣＮＴＲＬを受信する制御部１３０３、拡散符号と逆拡散符号の発生用の符号発生器１３０４を有する。受信部１３０２はｒ（ｔ）を受信し、送信部１３０１は入力情報及び制御信号ｍｉ（ｔ）をスペクトラム拡散処理ずみのユーザ情報信号ｓｃｊ（ｔ）として送信する。送信部１３０１は符号発生器１３０４からグローバルパイロット符号を受ける。拡散処理ずみのユーザ情報信号は他の信号に加えられ、リンク経由でＣＤＭＡチャネルとして送信される。【選択図】図１１

Description

この発明は符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムに関する。

郊外（ｒｕｒａｌ）の電話システムや発展途上国における電話システムなど遠隔地として分類される利用者群に高品質の電話通信サービスを提供することが近年課題になってきた。この種のサービスの創出した需要の一部は、固定式または移動式の周波数分割多重（ＦＤＭ）システム、周波数多元接続（ＦＤＭＡ）システム、時分割多重（ＴＤＭ）システム、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）システム、周波数分割および時分割組合せシステム（ＦＤ／ＴＤＭＡ）、およびこれら以外の陸上移動無線システムなどの無線サービスによって満たされてきた。これらの遠隔地電話サービスは、周波数帯域幅またはスペクトル帯域幅容量によって同時並行的にサポートできる数よりも多数の潜在的利用者に対処しなければならないことが多い。

これらの制約を考慮して、無線通信の最近の進歩は複数の利用者による同時並行の通信を提供するのにスペクトラム拡散変調手法を用いている。スペクトラム拡散変調とは、拡散符号信号、すなわち符号発生器で生成され情報データビットまたはシンボル信号の周期よりも短い周期ＴＣの拡散符号信号で情報信号を変調することを意味する。情報信号送信用の搬送波周波数を上記符号信号で変調して周波数ホッピング拡散とすることもでき、また情報データ信号を拡散符号信号に乗算して直接系列拡散（ＤＳ）とすることもできる。
スペクトラム拡散変調は情報信号の送信に必要な帯域幅よりも実質的に大きい帯域幅の信号を生成し、受信信号を同期復調し逆拡散することによって原情報信号を再生する。同期復調器は基準信号を用いて逆拡散回路を入力スペクトラム拡散被変調信号に同期させ、搬送波および情報信号を再生する。この基準信号は、情報信号による変調を受けていない拡散符号で構成できる。

無線通信網にスペクトラム拡散変調を用いると、多数の利用者が相互間干渉を最小限に抑えながら同一の周波数帯域を利用できるので多くの利点が得られる。スペクトラム拡散変調は他の干渉源からの影響も低減する。また、同期スペクトラム拡散変調復調手法は、各々が互いに異なる拡散符号でスペクトラム拡散されしかも単一の基準信号のみを利用者に送信する複数メッセージチャネルをその利用者のために設けることによって拡張できる。

スペクトラム拡散手法を用いる分野の一つがパーソナル通信サービス（ＰＣＳ）用のセルラー移動通信の分野である。この種のシステムは多数の利用者をサポートし、ドップラー偏移およびフェージングを抑制し、低ビット誤り率の高速ディジタルデータ信号を生ずるので望ましい。これらのシステムは、直交または準直交拡散符号群を用い、パイロット拡散符号系列をこれら符号群に同期させる。各利用者は上記拡散符号の一つを拡散機能として割り当てられる。これらシステムの関連問題として、直交符号により多数の利用者をサポートすること、遠隔ユニットに利用可能な節減電力を取り扱うこと、およびマルチパスフェージング効果を取り扱うことなどがある。これらの問題に対する解決法としては、フェーズドアレイアンテナを用いて多数の応答走査可能なビームを生成すること、および非常に長い直交符号系列または準直交符号系列、すなわち市内交換局基準に同期した符号の循環シフト、およびマルチパス信号のダイバーシティ合成に再利用できる系列を利用することなどが挙げられる。

ＷＯ ９５／０５０３７

この発明の目的は、ＣＤＭＡ通信システムにおいて基地局から加入者局ユニットへのデータ送信を効率化しシステム容量を拡大することである。

本発明によるモデムを含むシステムの一例は、一つ以上の基地局と複数の遠隔加入者ユニットとの間の無線リンクを用いて加入回線電話サービス、すなわち地域集団電話サービスを提供する。実施例においては無線リンクを固定加入者ユニット（ＦＳＵ）と交信する基地局について説明するが、このシステムはＦＳＵおよび移動加入者ユニット（ＭＳＵ）の両方への無線リンクを有する複数の基地局を含むシステムにも同様に適用できる。したがって遠隔加入者ユニットをこの明細書では加入者ユニット（ＳＵ）と呼ぶ。図１を参照すると、このシステム例において基地局（ＢＳ）１０１は加入者線交換機（ＬＥ）１０３または上記以外の電話網交換インタフェースに呼接続を提供するものであり、無線搬送波局（ＲＣＳ）１０４を有する。一つ以上のＲＣＳ１０４、１０５および１１０がリンク１３１、１３２、１３７、１３８および１３９経由で無線分配ユニット（ＲＤＵ）１０２に接続され、ＲＤＵ１０２が電話会社局線１４１、１４２および１５０経由で呼設定信号、制御信号および情報信号の送受信によってＬＥ１０３とインタフェースを形成する。ＳＵ１１６および１１９は無線リンク１６１、１６２、１６３、１６４および１６５経由でＲＣＳ１０４と交信する。ＲＣＳおよびＳＵはこれら無線リンクを確立するとともに維持するＣＤＭＡモデムをともに備える。代替的実施例では、いくつかのＳＵと、ＳＵ相互間の交信を可能にするようにＲＣＳと同等に機能する「主」ＳＵとを有する。その実施例では、市内電話網への接続はあってもなくても差し支えない。

この実施例は送受信スペクトラム拡散チャネルに搬送波を中心として互いに異なるスペクトラム拡散帯域幅を用いているが、本発明の手法は送信チャネル用に複数のスペクトラム拡散帯域幅を用い受信チャネル用に複数のスペクトラム拡散帯域幅を用いたシステムにも容易に拡張できる。スペクトラム拡散通信システムは一方の利用者の送信が他方の利用者の逆拡散受信機には雑音に見える本来の特徴を有するので、実施例では送信経路チャネルおよび受信経路チャネルの両方に同じスペクトラム拡散チャネルを用いることもできる。換言すると、アップリンクおよびダウンリンク伝送に同一の周波数帯域を用いることができる。

スペクトラム拡散ずみ２進シンボル情報をこの実施例ではナイキストパルス成形付きの直交位相偏移（ＱＰＳＫ）変調により無線リンク１６１乃至１６５経由で送信する。オフセットＱＰＳＫ（ＯＱＰＳＫ）および最小偏移（ＭＳＫ）など上記以外の変調手法を用いることもできる。

ＲＣＳおよびＳＵの各々は、情報信号および接続制御信号などの通信信号の送受信のために、この発明によるＣＤＭＡモデムを備える。この発明の実施例を含むＣＤＭＡモデムは、関連のパイロット符号信号を提供し複数のメッセージ符号信号を生ずる符号発生器と、上記情報信号の各々を上記メッセージ符号信号のそれぞれと合成してスペクトラム拡散処理ずみのメッセージ信号を生ずる拡散回路と、上記メッセージ符号信号の同期基準となるグローバルパイロット符号信号を生ずるグローバルパイロット符号発生器とを有するモデム送信機を含む。

このＣＤＭＡモデムは関連のパイロット符号捕捉およびトラッキング論理回路を備えるモデム受信機をも含む。この関連のパイロット捕捉論理回路は関連のパイロット符号発生器と、関連のパイロット信号の符号位相遅延出力・受信ＣＤＭ信号間の相関をとって逆拡散ずみの関連のパイロット信号を生ずる一群の関連のパイロット符号相関器とを含む。この関連のパイロット信号の符号位相を、捕捉信号値に応答して、捕捉信号値の変動により逆拡散ずみの関連のパイロット符号信号の存在を検出器が表示するまで変化させる。この関連のパイロット符号信号は上記グローバルパイロット信号に同期させる。関連のパイロット符号トラッキング論理回路が捕捉信号に応答して関連のパイロット符号信号を同相に調節して、逆拡散ずみの関連のパイロット符号信号の信号電力レベルが最大になるようにする。最後に、ＣＤＭＡモデム受信機は一群のメッセージ信号捕捉回路を含む。これらメッセージ信号捕捉回路の各々は、ローカルな受信メッセージ符号信号とＣＤＭ信号との相関をとってそれぞれの逆拡散ずみの受信メッセージ信号を生ずる複数の受信メッセージ信号相関器を含む。

ＣＤＭＡモデムで用いられる互いにほぼ直交した符号の大きい群を生成するために、本発明のモデムは符号系列発生器を有する。符号系列は、ＲＦ通信チャネル経由の同相（Ｉ）および直交位相（Ｑ）送信を含むスペクトラム拡散通信システムの論理チャネルにそれぞれ割り当てられる。系列のひと組は、データ信号による変調なしに送信されるパイロット系列として用いられる。符号系列発生回路は、線形帰還シフトレジスタと、短い均一符号系列を生ずるメモリと、複数の巡回シフトフィードフォワード部、すなわち各々が符号系列群のそれぞれの系列を生ずるフィードフォワード部とを有する長符号系列発生器を含む。さらに、この符号系列発生器は、発生した符号系列の各々と短い均一符号系列とを合成して、互いに比較的低い相関を示す長符号系列のグループまたはファミリーを生成するための一群の符号系列合成器を有する。システム容量の増大のために符号系列を長くするに伴って高まりがちな符号系列相互間の相関を回路構成の複雑化を伴わずに低く抑え、符号系列の長大化に柔軟に対応することがこの発明の目的である。

以上説明したように、ＣＤＭＡ通信システム用の加入者局ユニットにおいて同期捕捉の高速化および同期維持の安定化を達成し、システム容量の拡大に寄与できる。

本発明による符号分割多元接続通信システムのブロック図。 本発明の符号発生器の長拡散符号に用いるのに適した３６段線形帰還シフトレジスタのブロック図。 この符号発生器のフィードフォワード動作を図解する回路ブロック図。 長拡散符号および短拡散符号から拡散符号系列を生ずるための回路を有する本発明の符号発生器の例のブロック図。 電気回路遅延を補償する遅延素子を含む符号発生回路の代替の実施例。 パイロット拡散符号ＱＰＳＫ信号のコンステレーション点のグラフ。 メッセージチャネルＱＰＳＫ信号のコンステレーション点のグラフ。 本発明の受信ずみ拡散用符号位相をトラックする方法を実行する回路の例のブロック図。 受信したマルチパス信号成分の中央値をトラックするトラッキング回路のブロック図。 受信したマルチパス信号成分の中心軌跡をトラックするトラッキング回路のブロック図。 適応ベクトル相関器のブロック図。 受信したパイロット符号の正しい拡散符号位相の捕捉決定方法を実行する本発明の回路の例のブロック図。 パイロット拡散符号を逆拡散するためのトラッキング回路およびディジタル位相同期ループ、およびこの発明の逆回転係数の発生器を有するパイロットレーキ（rake）フィルタの例のブロック図。 マルチパス成分を逆拡散して合成する本発明の適応ベクトル相関器および整合フィルタの例のブロック図。 マルチパス成分を逆拡散し合成する本発明の適応ベクトル相関器および適応整合フィルタの代替の実施例のブロック図。 マルチパス成分を逆拡散し合成する本発明の適応ベクトル相関器および適応整合フィルタの代替の実施例のブロック図。 本発明の一つの実施例の適応整合フィルタのブロック図である。 本発明の無線搬送波局（ＲＣＳ）の例の構成要素のブロック図。 図９に示すＲＣＳのモデムインタフェースユニット（ＭＩＵ）の例の構成要素のブロック図。 ＣＤＭＡモデムの送信、受信、制御および符号生成回路を示す高レベルブロック図。 ＣＤＭＡモデムの送信部のブロック図。 モデム入力信号受信機の例のブロック図。 本発明に用いる畳込み符号化装置の例のブロック図。 ＣＤＭＡモデムの受信部のブロック図。 ＣＤＭＡモデム受信部に用いた適応整合フィルタの例のブロック図。 ＣＤＭＡモデム受信部に用いたパイロットレーキの例のブロック図。 ＣＤＭＡモデム受信部に用いた補助パイロットレーキの例のブロック図。

図１を参照すると、無線リンク１６１乃至１６５はアップリンクおよびダウンリンク両方向の送信モードとして広帯域符号分割多元接続（Ｂ−ＣＤＭＡ）を組み入れる。多元接続システムに用いられるＣＤＭＡ（スペクトラム拡散帯域としても知られる）通信技術は周知である。この明細書に述べるシステムは、直接系列（ＤＳ）拡散技術を用いている。
モデムの各々において、一つ以上のＣＤＭＡ変調器は、スペクトラム拡散符号系列を発生する動作を行う。また、それらモデムは例えば擬似雑音（ＰＮ）スペクトラム拡散符号系列を発生し、直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）信号を同相（Ｉ）チャネルおよび直交位相（Ｑ）チャネルに生ずるように複素ＤＳ変調する動作を行う。パイロット信号を発生し変調信号とともに送信する。本実施例のこれらパイロット信号はデータによる変調を受けない拡散符号である。パイロット信号は、システム同期、搬送波位相再生、および無線チャネルのインパルス応答の評価に用いられる。各ＳＵは、単一のパイロット発生器と、少なくとも一つのＣＤＭＡ変調器および復調器、すなわちＣＤＭＡモデムとを有する。各ＲＣＳ１０４、１０５、１１０は単一のパイロット発生器と、すべてのＳＵが使うすべての論理チャネルに十分なＣＤＭＡ変調器および復調器とを有する。

ＣＤＭＡ復調器はマルチパス伝搬効果の解消または利用に適切な処理で信号を逆拡散する。受信電力レベルに関するパラメータを用いて自動電力制御（ＡＰＣ）情報を発生し、この情報を通信リンクの他端に（すなわちＳＵからＲＣＳへ、またはＲＣＳからＳＵへ）送信する。ＡＰＣ情報は順方向電力自動制御（ＡＦＰＣ）リンクおよび逆方向電力自動制御（ＡＲＰＣ）リンクの送信電力を制御するのに用いる。さらに、各ＲＣＳ１０４、１０５、１１０は、ＡＰＣと同様に保守電力制御（ＭＰＣ）を実行して各ＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７、１１８の初期送信電力を調整することができる。

ＣＤＭＡは拡散帯域幅により周波数ダイバーシティをもともと伴っているのでＲＣＳ１０４、１０５および１１０のアンテナにおけるダイバーシティ合成は不要である。しかし、受信機はマルチパス信号を合成する適応整合フィルタ（ＡＭＦ）（図１には示してない）を備えることができる。この実施例においては、ＡＭＦは最大比合成を行う。

［論理通信チャネル］
従来の「チャネル」はインタフェースの一部であり内容に関係なくそのインタフェースのそれ以外の経路と区別できる通信経路と通常見なされる。しかし、ＣＤＭＡの場合は互いに別々の通信経路はその内容だけによって互いに区別される。「論理チャネル」という用語は互いに別々のデータストリームを区別するために用いられ、論理的には従来の意味でのチャネルと等価である。本発明における論理チャネルおよびサブチャネルはすべて通常の毎秒６４キロシンボル（ksym/s）のＱＰＳＫストリームにマップされる。いくつかのチャネルは、システムのグローバルパイロット符号（ＧＰＣ）と同様に発生しそれと同じ機能をもたらす関連のパイロット符号と同期している。しかし、システムパイロット信号は論理チャネルとはみなされない。

いくつかの論理通信チャネルをＲＣＳとＳＵとの間のＲＦ通信リンク上で用いる。各論理通信チャネルは、固定の予め定めた拡散符号または動的に割り当てられた拡散符号を有する。予め定めた符号の場合も割当て符号の場合も符号位相はパイロット符号と同期している。論理通信チャネルは二つの群に分けられ、グローバルチャネル（ＧＣ）群は基地局ＲＣＳから遠隔ＳＵすべてに、または任意のＳＵからその区別に関係なく基地局ＲＣＳに送信される。これらのチャネルはメッセージ通信チャネルにアクセスするためにＳＵが用いるチャネルなど全利用者用の情報を含み得る。割当てチャネル（ＡＣ）群の中のチャネルはＲＣＳと特定のＳＵとの間の通信専用のチャネルである。

グローバルチャネル（ＧＣ）群は、(1)全ＳＵへの一斉通報メッセージおよびＳＵへの呼出メッセージを一斉通報する１地点・多地点間通信サービスを提供する一斉通報制御論理チャネル、および(2)ＳＵがシステムにアクセスし割当てチャネルを得るようにグローバルチャネル上に２地点間通信サービスを提供するアクセス制御論理チャネルを形成する。

割当てチャネル（ＡＣ）群はＲＣＳとＳＵとの間の単一の通信接続を制御する論理チャネルを含む。ＡＣ群形成時に生じる機能はアップリンク接続およびダウンリンク接続の各々について一対の電力制御論理メッセージチャネルを含み、接続の種類に応じて一つ以上の対のトラフィックチャネルを含む。ベアラ制御機能は所要の順方向誤り制御およびベアラ速度変換を行い、暗号化を行う。ＢＣ群およびＡＣ群を構成する論理チャネルを表１にまとめてある。

ＡＰＣデータ速度は６４kb/sである。ＡＰＣ論理チャネルは遅延を避けるためにＦＥＣ符号化せず、ＡＰＣ用の容量を最小にするために比較的低い電力レベルで送信する。代替的にＡＰＣおよびオーダワイヤ（ＯＷ）データを複素拡散符号系列を用いて別々に変調することもでき、また１６kb/sトラフィックチャネルと時分割多重化することもできる。

［拡散符号］
本発明の論理チャネルの符号化に用いるＣＤＭＡ符号発生器は、この技術分野では周知のとおり、フィードバック論理付きの線形シフトレジスタ（ＬＳＲ）を用いる。本発明のこの実施例の符号発生器は、６４の同期固有系列を発生する。各ＲＦ通信チャネルは論理チャネルの複素拡散（同相および直交位相）のためにこれら系列の一対を用い、したがって発生器は３２の複素拡散系列を生ずる。系列はシフトレジスタ回路に最初にロードされる一つのシードによって発生される。

［拡散符号系列の発生およびシード選択］
本発明の拡散符号周期は、シンボル接続時間の整数倍として定義され、符号周期の始点はシンボルの始点でもある。本発明の実施例に選ばれた帯域幅とシンボル長との関係は次のとおりである。

拡散符号長もＩＳＤＮフレームサポートのために６４および９６の倍数である。拡散符号はチップまたはチップ値と呼ばれるシンボル系列である。ガロア体数学を用いた擬似ランダム系列の一般の発生方法は当業者には周知であるが、本発明の発明者は符号系列の特有の組または群を誘導した。まず、符号系列発生用の線形帰還シフトレジスタの長さを選び、レジスタの初期値を「シード」と呼ぶ。次に、符号シードにより発生した符号系列が同一の符号シードにより発生した別の符号系列の循環シフトとなり得ないように制約を加える。最後に、一つのシードから発生した符号系列が別のシードにより発生した符号系列の循環シフトとなり得ないようにする。

本発明の発明者はチップ値の拡散符号長を以下のとおりに算定した。
１２８×２３３４１５＝２９８７７１２０ （１）
拡散符号は周期２３３４１５の線形系列と周期１２８の非線形系列とを合成することによって発生する。

長さ１２８の非線形系列は、帰還接続付きのシフトレジスタにロードされる固定系列として実働化、すなわち具体化される。固定系列は、当該分野で周知のとおり、一つの余分の論理０、１またはランダム値を埋め込んだ長さ１２７のｍ−系列によって発生できる。

長さＬ＝２３３４１５の線形系列は、３６段線形帰還シフトレジスタ（ＬＦＳＲ）回路で発生する。帰還接続は、３６次既約多項式ｈ(ｎ)に対応する。本発明の実施例に選んだ多項式ｈ(ｘ)は、
ｈ(ｘ)＝ｘ³⁶＋ｘ³⁵＋ｘ³⁰＋ｘ²⁸＋ｘ²⁶＋ｘ²⁵＋ｘ²²＋ｘ²⁰＋ｘ¹⁹＋ｘ¹⁷
＋ｘ¹⁶＋ｘ¹⁵＋ｘ¹⁴＋ｘ¹²＋ｘ¹¹＋ｘ⁹＋ｘ⁸＋ｘ⁴＋ｘ³＋ｘ²＋１
（２）
である。

互いにほぼ直交する符号系列を発生させる（２）の多項式ｈ(ｘ)を表すＬＦＳＲの「シード」値群を算定する。シード値の第１の要件は、シード値が互いに他方の循環シフトに過ぎない二つの符号系列を発生させないことである。

本発明は、前に判定された符号系列の特定の循環シフトを同時に使用し得ることを認めることによって、ＣＤＭＡ通信システムに利用可能なシードの数を増やす方法を含む。本発明のセルサイズおよび帯域幅に対する往復伝搬遅延は、３０００チップを下回る。本発明の一つの実施例では、系列の十分に間隔を隔てた循環シフトは、符号系列の判定を試みる受信機に曖昧さを引き起こすことなく、同一のセル内で使用できる。この方法は使用可能な系列の組を拡大する。

前述の試験を実働化、すなわち実施することにより、合計３８７９の一次シードを数値計算により算定した。これらのシードは数学的に、
ｄⁿモジュロｈ(ｘ） （３）
で与えられる。ｎの値を、インクリメント値ｄ＝（００，・・・００１１１）について付録に挙げた。付録に示したｎの値と式（２）のｈ（ｘ）からシードを式（３）により算定できる。

すべての一次シードが既知である場合は、４０９５チップモジュロｈ(ｘ）の倍数をシフトすることにより、一次シードからすべての二次シードを誘導する。一群のシード値を算定すると、それらの値をメモリに格納し必要に応じて論理チャネルに割り当てる。割り当てられると、初期シード値はそのシード値に関連する所要の拡散符号系列を生成するようにＬＦＳＲにロードされるだけである。

［エポック構成およびサブエポック構成］
本発明のシステムで用いる長複素拡散符号は符号反復に相続く一定数のチップを有する。拡散符号系列の反復周期をエポックと呼ぶ。論理チャネルをＣＤＭＡ拡散符号にマッピングするために、本発明はエポック構成およびサブエポック構成を用いる。ＣＤＭＡ拡散符号が論理チャネルを変調する符号周期は２９８７７１２０チップ／符号周期であり、これはすべての帯域幅に対して同じチップ数である。符号周期が本発明のエポックであり、表３はサポートされたチップ速度に対するエポック持続時間を定義している。また、拡散符号エポックに対し二つのサブエポックを定義し、それらの長さはそれぞれ２３３４１５チップおよび１２８チップである。

長さ２３３４１５チップのサブエポックは長サブエポックと呼ばれ、暗号化鍵切替やグローバル符号から割当て符号への変更などのＲＦ通信インタフェースでのイベントの同期化に使われる。長さ１２８チップの短エポックは、付加的タイミング基準として使用するために定義する。単一のＣＤＭＡ符号で使われるシンボル周波数最大値は６４ksym/sである。サポートするシンボル速度６４、３２、１６および８ksym/sについて、シンボル持続時間内のチップ数は常に整数である。

従来技術の巡回系列は、線形帰還シフトレジスタ（ＬＦＳＲ）回路を用いて生成される。しかし、この方法は均一な長さの系列を発生しない。すでに発生ずみの符号シードを用いる拡散符号系列発生器の一つの実施例を図２ａ、図２ｂおよび図２ｃに示す。この実施例のシステムは３６段ＬＦＳＲ２０１を用いて周期 Ｎ'＝２３３４１５＝３³×５×７×１３×１９の系列を生成する。この系列は図２ａではＣ₀である。図２ａ、図２ｂおよび図２ｃにおいて符号

は二進法の加算（排他的論理和）を表す。上述のとおり設計された系列発生器は複素系列組の同相部分および直交位相部分を発生する。３６段ＬＦＳＲのタップ接続および初期状態がこの回路の発生する系列を決定する。３６段ＬＦＳＲのタップ係数は系列の周期が２３３４１５になるように定める。なお、図２ａに示すタップ接続は式（２）で与えられる多項式に対応する。次に、得られた系列の各々を長さ１２８の系列Ｃ₀との二進法加算によってオーバーレイし、エポック周期２９８７７１２０を得る。

図２ｂは符号発生器で用いるフィードフォワード（ＦＦ）回路２０２を示す。信号ｘ（ｎ−１）はチップ遅延２１１の出力であり、チップ遅延２１１の入力はｘ（ｎ）である。
符号チップｃ（ｎ）は入力ｘ（ｎ）およびｘ（ｎ−１）から論理加算器２１２によって形成される。図２ｃは、拡散符号発生器全体を示す。ＬＦＳＲ２０１からは出力信号が図示のとおり縦続接続された６３個までの単一段ＦＦ２０３のチェーンを通過する。各ＦＦの出力は周期１２８＝２^Tの短い偶数符号系列Ｃ_*にオーバーレイされる。この短い符号系列Ｃ_*は符号メモリ２２２内に格納され、ＦＦ２０３の供給する系列との合成時にエポックＮ＝２９８７７１２０を生ずるように擬似ランダム系列のスペクトラム特性を示す。この１２８の系列は、長さ１２７＝２⁷−１のｍ系列（ＰＮ系列）を用い、この系列に論理０など一つのビット値を付加して長さを１２８チップに増やすことによって決定される。
偶数符号系列Ｃ_*は連続して系列を出力する巡回レジスタである偶数符号シフトレジスタ２２１に入力される。次に、短系列は排他的論理和演算２１３、２１４、２２０を用いて長系列とに合成される。

図２ｃに示すとおり、６３個までの拡散符号系列Ｃ０−Ｃ６３を、ＦＦ２０３の出力信号をタップして例えば二進法加算器２１３、２１４および２２０で短系列Ｃ＊を論理加算することによって発生する。当業者には明らかなとおりＦＦ２０３の実働化によりチェーン内の各ＦＦ段で生ずる符号系列に対して累積遅延効果が生じる。この遅延は、実働化における電子部品に非零の電気遅延が生じすることによる。この遅延に伴うタイミングの問題は、ＦＦチェーンに追加の遅延要素を挿入することにより緩和することができる。ＦＦチェーンの例に付加遅延素子を加えたものを図２ｄに示す。

この実施例のシステムにおける符号発生器はグローバル符号または割当て符号のいずれかを発生するように構成される。グローバル符号は、システムの全利用者が受信または送信できるＣＤＭＡ符号である。割当て符号は特定の接続に割り当てられるＣＤＭＡ符号である。系列組が上述のものと同じ発生器から発生される場合は、３６段ＬＦＳＲのシードのみを系列群の発生のために特定する。すべてのグローバル符号のための系列は、同じＬＦＳＲ回路を用いて生成される。したがって、ＳＵはＲＣＳからのグローバルパイロット信号に同期してグローバルチャネル符号のためのＬＦＳＲ回路のシードを把握すると、パイロット系列だけではなくＲＣＳ用の他のグローバル符号すべてを生成することができる。上述のとおり、この符号系列発生器は回路構成の複雑化を伴うことなく、多様な符号系列を柔軟に発生することができる。

ＲＦにアップコンバートされる信号は次のとおり生成する。上記のシフトレジスタ回路で生じた拡散系列を正反対の系列に変換する（０は＋１にマッピングし、１は−１にマッピングする）。論理チャネルをまずＱＰＳＫ信号に変換し、これを当該分野では周知のコンステレーション点にマッピングする。各ＱＰＳＫ信号の同相チャネルおよび直交位相チャネルが複素データ値の実部および虚部をそれぞれ形成する。同様に、二つの拡散符号を複素拡散チップ値の形成に用いる。複素データおよび複素拡散符号を乗算してスペクトラム拡散ずみのデータ信号を生ずる。同様に、逆拡散のために、受信複素データと複素拡散符号の共役値との相関をとりデータ信号を再生する。

［短符号］
短符号は、ＳＵがＲＣＳにアクセスするとき初期立上りプロセスで使用される。短符号の周期はシンボル持続時間に等しく、各周期の始点はシンボルの境界と一致させてある。
ＳＵおよびＲＣＳはそのセルのためのグローバル符号を発生する系列発生器の最後の８個のフィードフォワード（ＦＦ）部から短符号の実部および虚部を導き出す。

これらの短符号によって表される信号は短アクセスチャネルパイロット（ＳＡＸＰＴ）として知られる。

［論理チャネルの拡散符号へのマッピング］
拡散符号系列とＣＤＭＡ論理チャネルおよびパイロット信号との間の正確な関係を表３ａおよび表３ｂに示す。「−ＣＨ」で終わる信号名は論理チャネルに対応する。「−ＰＴ」で終わる信号名はパイロット信号に対応し、それらについてはあとで詳述する。

［パイロット信号］
上述のとおり、パイロット信号は同期化、搬送波位相の再生および無線チャネルのインパルス応答の評価に用いる。ＲＣＳ１０４は順方向リンクパイロット搬送波基準を複素パイロット符号系列として送信し、そのサービスエリア内のＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７および１１８すべてに時間基準および位相基準を提供する。グローバルパイロット（ＧＬＰＴ）信号の電力レベルをセルサイズで定まるＲＣＳサービスエリア全体にわたる十分な到達範囲をもたらすように設定する。順方向リンクにパイロット信号一つだけを用いると、パイロットエネルギーによるシステム容量の低下は無視できる。

ＳＵ１１１、１１２、１１５、１１７および１１８の各々はパイロット搬送波基準を直交変調ずみの（複素値からなる）パイロット拡散符号系列として送信し、逆方向リンク用のＲＣＳに時間基準および位相基準を提供する。本発明の一つの実施例のＳＵによって送信されるパイロット信号は、３２kb/sのＰＯＴＳ（従来型電話サービス）トラフィックチャネルの電力よりも６dBだけ低い。逆方向パイロットチャネルはＡＰＣに依存する。特定の接続に関連する逆方向リンクパイロットは割当てパイロット（ＡＳＰＴ）と呼ばれる。
また、アクセスチャネルに関連するパイロット信号がある。これらは長アクセスチャネルパイロット（ＬＡＸＰＴ）と呼ばれる。短アクセスチャネルパイロット（ＳＡＸＰＴ）もアクセスチャネルに関連し、拡散符号捕捉および初期電力立上りに使用される。

パイロット信号は次に定義するとおりすべて複素符号から形成される。

複素パイロット信号は、共役拡散符号

との乗算により逆拡散される。これに対してトラフィックチャネルは次の形をとる。

すなわち、パイロット信号コンステレーションに対してπ／４ラジアンを成すコンステレーションを形成する形を有する。

ＧＬＰＴコンステレーションを図３ａに、ＴＲＣＨ０トラフィックチャネルコンステレーションを図３ｂに示す。

［ＦＢＣＨ、ＳＢＣＨおよびトラフィックチャネルの論理チャネル割当て］
高速一斉通報チャネル（ＦＢＣＨ）はサービスおよびアクセスチャネル（ＡＸＣＨ）の利用可能性に関する動的情報の一斉通報に使われるグローバル順方向リンクチャネルである。メッセージを連続的に送り、各メッセージは約１ms継続する。ＦＢＣＨメッセージは１６ビット長であり、連続して反復され、エポックと整合している。ＦＢＣＨは表４に定義するとおりフォーマットしてある。

ＦＢＣＨについてはビット０をまず送信する。トラフィック信号灯はアクセスチャネル（ＡＸＣＨ）に対応し、特定のアクセスチャネルが現在使用中（赤）または使用中でない（緑）ことを示す論理機能である。すなわち、論理「１」がトラフィック信号灯の緑を表し、論理「０」がトラフィック信号灯の赤を表す。トラフィック信号灯ビット値は８ビットごとに変化し、各１６ビットメッセージがＡＸＣＨに利用可能なサービスの種類を示す個別のサービス表示ビットを含む。

本発明の一つの実施例はサービスまたはＡＸＣＨの利用可能性を示すように次のとおりサービス表示ビットを用いる。サービス表示ビット｛４、５、６、７、１２、１３、１４、１５｝はビット４を最上位ビットとしビット１５を最下位ビットとする符号なしの二進法数値と解釈する。各サービス種類に伴う増分は、所要容量の関連名目測定基準を有し、ＦＢＣＨは利用可能な容量を連続的に一斉通報する。これをできるだけ大きい単一サービス増分に等価な最大値をもつような大きさに定める。ＳＵが新しいサービスまたはベアラ数の増大を必要とするときは、所要容量をＦＢＣＨの示す容量と比較し、その容量が利用可能でないときは阻止されていると判断する。ＦＢＣＨもトラフィックチャネルも上述のとおり拡散符号系列の繰返し周期（エポック）と関連づけられており、時間軸上の整合性を保っている。

低速一斉通報情報フレームはすべてのＳＵに利用可能なシステム情報またはそれ以外の一般的な情報を含み、個別呼出情報フレームは特定のＳＵに対する呼要求についての情報を含む。低速一斉通報情報フレームおよび個別呼出情報フレームは低速一斉通報チャネル（ＳＢＣＨ）を形成する単一の論理チャネルに併せて多重化される。すでに定義したとおり、符号エポックは次の表５で定義したチップ速度の関数であるエポック持続時間を有する２９８７７２０チップの系列である。電力節約を容易にするためにチャネルをＮ個の「スリープ」サイクルに分割し、各サイクルをＭ個のスロットに再分割する。スロット長は１８msのスロットを有する10.5MHz帯域幅の場合を除き１９msである。

スリープサイクルスロット＃１は常に低速一斉通報情報に使われる。スロット＃２乃至＃M-１は延長低速一斉通報情報の挿入がなければ個別呼出群に使われる。また、スロット＃０（またはスロット＃Ｍ）は個別の通話または同期保持に使われる。本発明の一つの実施例ではサイクルおよびスロットのパターンは１６kb/sで連続する。

各スリープサイクル内でＳＵは受信機に電源投入してパイロット符号を再捕捉し、満足すべき復調およびViterbi復号化のために十分な精度で搬送波ロックを達成する。この設定時間は、長さ３スロットまでに達しよう。例えばスロット＃７に割り当てられたＳＵはスロット＃４の始点で受信機に電源投入する。ＳＵはそのスロットの監視を行ったのち個別呼出アドレスを認識してアクセス要求を開始するか、または個別呼出アドレスを認識しない状態に留まる。後者の場合は、ＳＵはスリープモードに戻る。

［マルチパスチャネルにおける拡散符号トラッキングおよびＡＭＦ検出］
［拡散符号トラッキング］
マルチパスフェーディング環境で受信マルチパススペクトラム拡散信号の符号位相をトラッキングする三つのＣＤＭＡ拡散符号トラッキング方法について述べる。第１の方法は出力信号最大値を有する検出器の拡散符号位相をトラッキングするだけの従来技術のトラッキング回路を用い、第２の方法はマルチパス信号群の符号位相の中間値をトラッキングするトラッキング回路を用い、この発明の第３の方法はマルチパス信号成分の最適化した最小二乗加重平均の符号位相をトラッキングする重心トラッキング回路である。受信ＣＤＭＡ信号の拡散符号位相をトラッキングするアルゴリズムについて次に述べる。

トラッキング回路は時間誤差と拡散位相トラッキング回路の電圧制御発振器（ＶＣＯ）を駆動する制御電圧との間の関係を表す動作特性を有する。正のタイミング誤差があるときは、この実施例のトラッキング回路はタイミング誤差を打ち消す負の制御電圧を発生する。負のタイミング誤差があるときは、この実施例のトラッキング回路はタイミング誤差を打ち消す正の制御電圧を発生する。トラッキング回路が零値を発生するときは、この値は「ロック点」と呼ばれる完全な時間整合に対応する。図３ｃは基本的なトラッキング回路を示す。受信信号ｒ（ｔ）は整合フィルタ３０１に加えられ、このフィルタはｒ（ｔ）と符号発生器３０３の発生するローカル符号系列ｃ（ｔ）との相関をとる。整合フィルタの出力信号ｘ（ｔ）をサンプリング回路３０２でサンプリングし、サンプルｘ（ｎＴ）およびｘ（ｎＴ＋Ｔ／２）を生成する。サンプルｘ（ｎＴ）およびｘ（ｎＴ＋Ｔ／２）は、符号発生器３０３の拡散符号ｃ（ｔ）の位相が正確か否かを判定するためにトラッキング回路３０４が用いる。トラッキング回路３０４は誤差信号ｅ（ｔ）を符号発生器３０３への入力として生成する。符号発生器３０３はこの信号ｅ（ｔ）を入力信号として用いて、自らの発生する符号位相を調節する。

ＣＤＭＡシステムでは基準の利用者が送信する信号は次のような低域通過表示で書き込まれる。

ここで、ｃｋは拡散符号係数を表し、ＰＴｃ（ｔ）は拡散符号チップ波形を表し、Ｔｃはチップ持続時間を表す。基準利用者がデータを送信しておらず、拡散符号のみで搬送波が変調されると仮定する。図３に示すとおり受信信号は次のとおり表される。

ここで、ａｉはｉ番目の経路上のマルチパスチャネルのフェーディング効果に応じて変化し、τｉは同じ経路に関連するランダム時間遅延である。受信機は受信信号を整合フィルタ、すなわち相関受信機として実働化される整合フィルタを通す。これについて次に述べる。この動作は２つの過程で行われる。まず、信号をチップ整合フィルタに通してサンプリングし、拡散符号チップ値を再生する。次に、このチップ系列とローカルに発生した符号系列との相関をとる。

図３ｃは、チップ波形ＰＴｃ（ｔ）に整合したチップ整合フィルタ３０１およびサンプリング回路３０２を示す。チップ整合フィルタの出力端子での信号ｘ（ｔ）は次の式で表される。

ここで、
ｇ（ｔ）＝ＰＴｃ（ｔ）^*ｈＲ（ｔ） （７）
である。ここで、ｈＲ（ｔ）はチップ整合フィルタのインパルス応答であり、^(*)は畳込みを表す。加算の順序は次のとおり書き直すことができる。

ここで、

上述のマルチパスチャネルでは、サンプリング回路は整合フィルタの出力信号をサンプリングして、ｇ（ｔ）の最大電力レベル点でｘ（ｎＴ）を生成する。しかし、実際には波形ｇ（ｔ）はマルチパス信号受信の影響により激しく歪むので、信号の完全な時間整合は得られない。

チャネル内のマルチパス歪みが無視でき、タイミングの完全な評価が可能である場合、すなわちａｉ＝１、τｉ＝０およびａｉ＝０、ｉ＝２、・・・、Ｍである場合は受信信号はｒ（ｔ）＝ｓ（ｔ）である。このとき、この理想的なチャネルモデルではチップ整合フィルタの出力は次のとおりとなる。

しかし、マルチパスフェーディングがあるときは、受信拡散符号チップ値波形は歪み、チャネル特性に依存してサンプリング間隔をいろいろな値に変動させ得る多くの局部的最大値を持つ。

チャネル特性が迅速に変化するマルチパスフェーディングチャネルでは、チップ周期間隔で波形ｆ（ｔ）の最大値の位置特定を行うことは実際的でない。代わりに、迅速には変化しないｆ（ｔ）の特性から時間基準を得ることができる。三つのトラッキング方法をｆ（ｔ）の互いに異なる特性に基づいて次に述べる。

［従来技術の拡散符号トラッキング方法］
従来技術のトラッキング方法は、受信機がチップ波形の整合フィルタ出力の最大値の生じるタイミングを判定して信号を適切にサンプリングしようと試みる符号トラッキング回路を含む。しかし、マルチパスフェーディングチャネルでは、受信機の逆拡散符号波形はとくに移動通信環境で多くの局部的最大値をもち得る。ｆ（ｔ）がチャネルインパルス応答で畳み込まれた拡散符号チップの受信信号波形を表すものとすると、ｆ（ｔ）の形およびこの特性の最大値の生ずる点は迅速に変化し得るので、ｆ（ｔ）の最大値をトラッキングするのは実際的でなくなる。

τをトラッキング回路が特定のサンプリング間隔期間中に計算した時間見積値であると定義する。また、次の誤差関数、すなわち

を定義する。

従来技術のトラッキング回路は、誤差εを最小にする入力信号の値を計算する。これらは次の式、すなわち

で表現できる。

ｆ（τ）が所定の値において円滑な形状を備えるものとすると、ｆ（τ）を最大にするτの値が誤差εを最小にし、これによりトラッキング回路はｆ（τ）の最大点をトラッキングする。

［中央加重値トラッキング方法］
本発明の一つの実施例の中央値加重トラッキング方法は、次の式で定義される絶対加重誤差を最小にする、すなわち

このトラッキング方法は、すべての経路から情報を集めることによってｆ（ｔ）の「中央」信号値を計算する。ここでｆ（τ）は式（９）で表されるとおりである。マルチパスフェーディング環境では、波形ｆ（ｔ）は多数の局部的最大値をもち得るが、中央値は１つだけである。

εを最小にするためには、τについて式（１３）の導関数を求め、結果を零に等しくする。これは次の式で表される。

式（１４）を満足するτの値をｆ（ｔ）の「中央値」と呼ぶ。したがって、この実施例の中央値トラッキング方法はｆ（ｔ）の中央値をトラッキングする。図４は上に定義した絶対加重誤差の最小化に基づいたトラッキング回路の実働化を示す。信号ｘ（ｔ）およびこれを１／２チップずらした信号ｘ（ｔ＋Ｔ／２）を速度１／ＴでＡ／Ｄ４０１によりサンプリングする。以下の等式は図４の回路の動作特性を決定する。

マルチパス信号群の中央値をトラッキングすることにより、マルチパス信号成分の受信エネルギーをローカルに発生された正確な拡散符号位相ｃｎの中央値の進相側および遅相側で等しく保つ。トラッキング回路は入力信号ｘ（ｔ）をサンプリングするＡ／Ｄ４０１からなり、半チップずれサンプルを形成する。半チップずれサンプルは、進相サンプル組ｘ（ｎＴ＋τ）と呼ばれる偶数サンプルと、遅相サンプル組ｘ（ｎＴ＋（Ｔ／２）＋τ）と呼ばれる奇数サンプルとに二者択一的にグループ分けされる。第１の相関バンク適応整合フィルタ４０２は各進相サンプルに拡散符号位相ｃ（ｎ＋１）、ｃ（ｎ＋２）、・・・、ｃ（ｎ＋Ｌ）を乗算する。ここで、Ｌは符号長に比べると小さく、最も位相の進んだマルチパス信号と最も位相の遅れたマルチパス信号との間の遅延のチップ数にほぼ等しい。

各相関器の出力をそれぞれの第１の加算／ダンプバンク４０４に加える。Ｌ個の加算／ダンプの出力値の大きさを計算器４０６で計算し、次に加算器４０８で加算して、進相マルチパス信号の信号エネルギーに比例した出力値を生ずる。同様に、第２の相関バンク適応整合フィルタ４０３が符号位相ｃ（ｎ−１）、ｃ（ｎ−２）、・・・、ｃ（ｎ−Ｌ）を用いて遅相サンプルに作用し、各出力信号を積分器４０５の中のそれぞれの加算／ダンプ回路に加える。Ｌ個の加算／ダンプ出力の大きさは計算器４０７で計算され、次に加算器４０９で加算されて、遅相マルチパス信号エネルギーの値を生ずる。最後に、減算器４１０で差を計算し、進相および遅相信号エネルギー値の誤差信号ε（ｔ）を生ずる。

トラッキング回路はローカルに発生した符号位相ｃ（ｔ）を誤差信号ｃ（τ）によって調節し、前記進相値および遅相値の間の差をゼロに近づけるようにする。

［重心トラッキング方法］
本発明の一つの実施例のもう一つの拡散符号トラッキング回路は二乗加重（または重心）トラッキング回路と呼ばれる。τをｆ（ｔ）のある特性に基づきトラッキング回路の計算した時間概算値を表すと定義すると、重心トラッキング回路は次式で定義される二乗加重誤差を最小にする。

積分記号内のこの関数は二次式であり、単一の最小値を有する。εを最小にするτの値は、上式のτについての導関数をとりゼロに等しくすることによって算出でき、これは次

したがって、式（１８）、すなわち

を満たすτの値はトラッキング回路が計算するタイミング概算値であり、ここでβは定数値である。

これらの検討に基づいて、二乗加重誤差を最小にするトラッキング回路の具体例を図５ａに示す。次式により、重心トラッキング回路の誤差信号ε（τ）が定まる。

ε（τ）＝０を満足する値がタイミングの完全な概算値である。

重心点の進相側および遅相側の各々におけるマルチパス信号エネルギーは互いに等しい。図５に示す重心トラッキング回路は、図４を参照して上に述べたとおり入力信号ｘ（ｔ）をサンプリングして半チップずれたサンプルを形成するＡ／Ｄ変換器５０１からなる。

半チップずれたサンプルを進相サンプル組ｘ（ｎＴ＋τ）および遅相サンプル組ｘ（ｎＴ＋（Ｔ／２）＋τ）に二者択一的にグループ分けする。第１の相関バンク適応整合フィルタ５０２は、各進相サンプルおよび各遅相サンプルに正の拡散符号位相ｃ（ｎ＋１）、ｃ（ｎ＋２）、・・・、ｃ（ｎ＋Ｌ）を乗算する。ここで、Ｌは符号長に比べると小さく、最も位相の進んだマルチパス信号と最も位相の遅れたマルチパス信号との間の遅延のチップ数にほぼ等しい。各相関器の出力信号を第１の加算／ダンプバンク５０４のＬ個の加算／ダンプ回路のそれぞれに加える。加算／ダンプバンク５０４の加算／ダンプ回路の大きさを計算器バンク５０６の各計算器で計算し、第１の重みバンク５０８の対応の重みづけ増幅器に加える。各重みづけ増幅器の出力信号はマルチパス成分信号内の重みづけエネルギーを表す。

重み付けした進相マルチパス信号エネルギー値をサンプル加算器５１０で加算し、進相マルチパス信号である正の符号位相対応のマルチパス信号群の信号エネルギーに比例する出力値を生ずる。同様に、第２の相関バンク適応整合フィルタ５０３は、負の拡散符号位相ｃ（ｎ−１）、ｃ（ｎ−２）、・・・、ｃ（ｎ−Ｌ）を用いて進相サンプルおよび遅相サンプルに作用し、各出力信号を個別積分器５０５のそれぞれの加算／ダンプ回路に供給する。Ｌ個の加算／ダンプ出力信号の大きさを計算器バンク５０７のそれぞれの計算器で計算し、次に重みづけバンク５０９で重み付けする。重み付けした遅相マルチパス信号エネルギー値はサンプル加算器５１１で加算され、遅相マルチパス信号である負の符号位相対応のマルチパス信号群のエネルギー値を生ずる。最後に、加算器５１２は進相信号エネルギー値と遅相信号エネルギー値との差を計算して誤差サンプル値ε（τ）を生ずる。

図５のトラッキング回路はローカルに発生した符号位相ｃ（ｎＴ）を進相および遅相マルチパス信号群の加重平均エネルギーを等しく保つように調節するのに用いる誤差信号ε（τ）を生ずる。図示の実施例は、重心からの距離の増大とともに増大する重み値を用いる。最も位相の進んだマルチパス信号および最も位相の遅れたマルチパス信号の信号エネルギーは重心近くのマルチパス信号値よりおそらく小さいであろう。したがって、加算器５１０で計算した差は、最も位相の進んだマルチパス信号と最も位相の遅れたマルチパス信号の遅延の変動に対してより左右されやすい。

［トラッキングのための直交位相検出器］
トラッキング方法のもう一つの実施例では、トラッキング回路がサンプリング位相をマルチパスに対して「最適」で安定するように調節する。ｆ（ｔ）が式（９）に示したとおりの受信信号波形を表すものとする。この特定の最適化方法は遅延ロックループにこのループ駆動用の誤差信号ε（τ）を加えて開始する。関数ε（τ）は、τ＝τ０ においてただ一つの０をとらなければならない。ここでτ０は最適値である。ε（τ）に最適な形成は次式の正準形を備える。

ここで、ｗ（ｔ，τ）はｆ（ｔ）を誤差ε（τ）に関連づける重みづけ関数であり、次の等式（２４）の関係も成り立つ。

式（２１）からｗ（ｔ，τ）がｗ（ｔ−τ）に等価であることがわかる。ロック点の近傍における誤差信号の傾斜Ｍを考慮すると、

が得られる。ここで、ｗ’（ｔ，τ）はτについてのｗ（ｔ，τ）の導関数であり、ｇ（ｔ）は｜ｆ（ｔ）｜²の平均である。

誤差ε（τ）は決定論部分と雑音部分とを有する。ｚがε（τ）の雑音成分を示すとすると、｜ｚ｜²は誤差関数ε（τ）の平均雑音電力である。したがって、最適トラッキング回路は次の比

を最大にする。

次に直交位相検出器の実働化について述べる。誤差信号ε（τ）の誤差の離散値ｅは次の演算
ｅ＝ｙ^TＢｙ （２４）
を行うことによって発生する。ここで、ベクトルｙは、図５ｂに示すとおり受信信号成分ｙｉ、ｉ＝０、１、・・・、Ｌ−１を表す。マトリックスＢはＬ×Ｌ行列であり、各要素は等式（２３）の比率Ｆが最大となるように値を計算することによって決定される。

［必要なＬの最小値の算定］
前項のＬの値は相関器および加算／ダンプ要素の最小数を決定する。Ｌはトラッキング回路の機能性を損なうことなく可能な限り小さい値になるように選ぶ。

チャネルのマルチパス特性は受信チップ波形ｆ（ｔ）がＱＴｃ秒にわたって拡散されるか、またはマルチパス成分がＱチップの持続時間を占有するようにした特性である。選択されたＬの値はＬ＝Ｑである。Ｑは最も位相の進んだマルチパス成分信号および最も位相の遅れたマルチパス成分信号の伝搬遅延を算定するように特定のＲＦチャネルの伝送特性を測定することによって得られる。ＱＴｃは、受信機での最初および最後のマルチパス成分の到着時間の差である。

上述の２乗検波器は、図５ａに関連して上に述べた重心トラッキングシステムの実働化のために用いることができる。この実働化において、ベクトルｙは加算／ダンプ回路５０４の出力信号、ｙ＝｛ｆ（τ−ＬＴ）、ｆ（τ−ＬＴ＋Ｔ／２）、ｆ（τ−（Ｌ−１）Ｔ）、・・・、ｆ（τ）、ｆ（τ＋Ｔ／２）、ｆ（τ＋Ｔ）、・・・、ｆ（τ＋ＬＴ）｝であり、マトリックスＢは表６に示すとおりである。

［適応ベクトル相関器］
本発明の一つの実施例はチャネルインパルス応答を概算し、受信マルチパス信号成分のコヒーレント合成のための基準値を生ずるように適応ベクトル相関器（ＡＶＣ）を用いる。この実施例は、各マルチパス成分に影響を与える複素チャネル応答の概算のために相関器列を用いている。受信機はチャネル応答を補償し、受信マルチパス信号成分をコヒーレントに合成する。この手法は最大比率合成と呼ばれる。

図６を参照すると、このシステムへの入力信号ｘ（ｔ）は、他のメッセージチャネルの干渉雑音、メッセージチャネルのマルチパス信号、熱雑音、およびパイロット信号のマルチパス信号を含む。この信号をＡＶＣ６０１、すなわちこの実施例では逆拡散手段６０２と、チャネル応答を評価するチャネル評価手段６０４と、チャネル応答の影響に対して信号を補正する補正手段６０３と、加算器６０５とから成るＡＶＣ６０１に加える。ＡＶＣ逆拡散手段６０２は多数の符号相関器、すなわち各々がパイロット符号発生器６０８からのパイロット符号ｃ（ｔ）の異なる位相を用いる多数の符号相関器から成る。この逆拡散手段の出力信号は、逆拡散手段のローカルパイロット符号が入力符号信号と同位相でない場合は雑音電力レベルに対応する。入力パイロット符号とローカルに発生されたパイロット符号とが同位相である場合は、上記出力信号は受信パイロット信号電力レベルでプラス雑音電力レベルに対応する。逆拡散手段の相関器の出力信号は補正手段６０３によってチャネル応答に対して補正され、すべてのマルチパスパイロット信号電力を集める加算器６０５に加えられる。チャネル応答評価手段６０４はパイロット信号と逆拡散手段６０２の出力信号との合成信号を受け、チャネル応答評価信号ｗ（ｔ）をＡＶＣの補正手段６０３に供給する。評価信号ｗ（ｔ）は後述の適応整合フィルタ（ＡＭＦ）にも利用可能である。逆拡散手段６０２の出力信号は捕捉判定手段６０６、すなわち逐次確率比試験（ＳＰＲＴ）など特定のアルゴリズムに基づき逆拡散回路の現在の出力レベルがローカルに発生された符号の所望の入力符号位相への同期化に対応するかどうかを判定する捕捉判定手段６０６にも供給される。この検出器が同期化を見出せない場合は、捕捉判定手段は制御信号ａ（ｔ）をローカルパイロット符号発生器６０８に送ってその位相をチップ周期一つ以上分だけずらす。同期化が見出せた場合は、捕捉判定手段はトラッキング回路６０７に通知し、このトラッキング回路は受信符号系列とローカルに発生した符号系列との間の緊密な同期関係を達成し、これを維持する。

パイロット拡散符号を逆拡散するのに使われるパイロットＡＶＣの実働化例を図７に示す。この実施例では、入力信号ｘ（ｔ）をサンプリング周期Ｔでサンプリングしてサンプルｘ（ｎＴ＋τ）を形成し、またこの入力信号が他のメッセージチャネルの干渉雑音、メッセージチャネルのマルチパス信号、熱雑音、およびパイロット符号のマルチパス信号から成るものと仮定している。信号ｘ（ｎＴ＋τ）をＬ個の相関器に加える。ここで、Ｌはマルチパス信号内に不確定性が存在する符号位相の数である。各相関器７０１、７０２、７０３は入力信号をパイロット拡散符号信号ｃ（(ｎ＋ｉ)Ｔ）の特定の位相で乗算する乗算器７０４、７０５、７０６と加算／ダンプ回路７０８、７０９、７１０とを有する。各乗算器７０４、７０５、７０６の出力信号はそれぞれの加算／ダンプ回路７０８、７０９、７１０に加えられ、個別の積分演算を行う。相関器の出力に含まれる信号エネルギーを加算する前に、ＡＶＣがチャネル応答および互いに異なるマルチパス信号の搬送波位相回転を補償する。各加算／ダンプ回路７０８、７０９、７１０の各出力はそれぞれの乗算器７１４、７１５、７１６でデジタル位相同期ループ（ＤＰＬＬ）７２１からの逆回転位相器[ｅｐ（ｎＴ）の複素共役］と乗算され、搬送波信号の位相ずれおよび周波数ずれを表す。パイロットレーキＡＭＦは、各乗算器７１４、７１５、７１６の出力を低域フィルタ（ＬＰＦ）７１１、７１２、７１３に通すことによって、各マルチパス信号に対する重みづけ係数ｗｋ、ｋ＝１、・・・、Ｌを計算する。逆拡散マルチパス信号は、それぞれの乗算器７１７、７１８、７１９で対応の重みづけ係数と乗算される。乗算器７１７、７１８、７１９の出力信号は主加算器７２０で加算され、加算器７２０の出力信号ｐ（ｎＴ）は雑音中の逆拡散マルチパスパイロット信号の合成成分から成る。出力信号ｐ（ｎＴ）は搬送波位相のトラッキングのための誤差信号ｅｐ（ｎＴ）の発生のためにＤＰＬＬ７２１にも入力される。

図８ａおよび図８ｂは検出およびマルチパス信号成分の合成に使えるＡＶＣの代替的実施例を示す。図８ａおよび図８ｂのメッセージ信号ＡＶＣは、メッセージデータマルチパス信号の補正のためにパイロットＡＶＣの発生する重みづけ係数を用いる。拡散符号信号ｃ（ｎＴ）は、特定のメッセージチャネルの用いる拡散符号拡散シーケンスであり、パイロット拡散符号信号と同期している。値ＬはＡＶＣ回路内の相関器の数である。

図８ａの回路は、次式で与えられる決定変数Ｚを計算する。

ここで、Ｎは相関ウィンドウ内のチップ数である。同じく、判定の統計は次式で与えられる。

式（２６）から得られる代替的実働化を図８ｂに示す。

図８ａを参照すると、入力信号ｘ（ｔ）はサンプリングされてｘ（ｎＴ＋τ）を形成し、他のメッセージチャネルの干渉雑音、メッセージチャネルのマルチパス信号、熱雑音、およびパイロット符号のマルチパス信号から成る。信号ｘ（ｎＴ＋τ）はＬ個の相関器に加えられる。ここで、Ｌはマルチパス信号内に不確定性が存在する符号位相の数である。

相関器８０１、８０２、８０３は入力信号をメッセージチャネル拡散符号信号の特定の位相とそれぞれ乗算する乗算器８０４、８０５、８０６と、それぞれの加算／ダンプ回路８０８、８０９、８１０とをそれぞれ有する。乗算器８０４、８０５、８０６の出力信号は加算／ダンプ回路８０８、８０９、８１０にそれぞれ加えられ、ここでそれぞれ個別に積分される。相関器の出力信号に含まれる信号エネルギーを加算する前に、ＡＶＣは互いに異なるマルチパス信号について補償する。各逆拡散マルチパス信号とパイロットＡＶＣの対応のマルチパス重みづけ係数から得られるその対応の重みづけ係数をそれぞれの乗算器８１７、８１８、８１９でそれぞれ乗算する。乗算器８１７、８１８、８１９の出力信号を主加算器８２０で加算し、したがって累算器８２０の出力信号ｚ（ｎＴ）は雑音中の逆拡散ずみメッセージ信号のサンプリングされたレベルから成る。

本発明のこの代替的実施例は、各マルチパス信号成分の加算／ダンプを同時並行に行うメッセージチャネルのためのＡＶＣ逆拡散回路の新規な実働化を含む。この回路の利点は、加算／ダンプ回路一つだけと加算器一つだけとで構成できることである。図８ｂを参照すると、メッセージ符号シーケンス発生器８３０がメッセージ符号シーケンスを長さＬのシフトレジスタ８３１に供給する。シフトレジスタ８３１の各レジスタ８３２、８３３、８３４、８３５の出力信号は１チップだけ位相シフトしたメッセージ符号シーケンスに対応する。各レジスタ８３２、８３３、８３４、８３５の出力値は乗算器８３６、８３７、８３８、８３９でパイロットＡＶＣからの対応の重みづけ係数ｗｋ、ｋ＝１、・・・、Ｌと乗算される。Ｌ個の乗算器８３６、８３７、８３８、８３９の出力信号は加算回路８４０で加算する。次に、加算回路出力信号および受信機入力信号ｘ（ｎＴ＋τ）を乗算器８４１で乗算し、加算／ダンプ回路８４２で積分してメッセージ信号ｚ（ｎＴ）を生ずる。

適応ベクトル相関器の第３の実施例を図８ｃに示す。図示の実施例は、最小二乗平均（ＬＭＳ）統計法を用いてベクトル相関器を実働化し、受信マルチパス信号から各マルチパス成分のための逆回転係数を算定する。図８ｃのＡＶＣは、図７に示すパイロット拡散符号の逆拡散に使われるパイロットＡＶＣの実働化と同様である。デジタル位相同期ループ７２１を、電圧制御発振器８５１とループフィルタ８５２とリミタ８５３と虚数成分分離器８５４とを有する位相同期ループ８５０に置換する。補正ずみの逆拡散出力信号ｄｏｓと理想的な逆拡散出力信号との間の差が加算器８５５によって生じ、その差信号が逆拡散ずみの誤差値ｉｄｅであり、この値が逆回転係数の誤差の補償のために逆回転回路でさらに使われる。

マルチパス信号環境では、送信されてきたシンボルの信号エネルギーはマルチパス信号成分全体にわたって拡散される。マルチパス信号加算の利点は、信号エネルギーの実質的な部分がＡＶＣからの出力信号で再生されることである。したがって検出回路はより大きい信号対雑音比のＡＶＣからの入力信号を受け、そのためにシンボルの検出をより低いビット誤り率（ＢＥＲ）で行うことができる。さらに、ＡＶＣの出力の測定は、送信機の送信電力を良好に表示し、またシステムの干渉雑音の良好な測定を提供する。

［適応整合フィルタ］
本発明の一つの実施例は受信スペクトラム拡散メッセージ信号中のマルチパス信号成分を最適に合成するように適応整合フィルタ（ＡＭＦ）を備える。ＡＭＦは、サンプリングされたメッセージ信号のシフト値を保持し、それらシフト値をチャネル応答に対する補正ののち合成するタップ付き遅延線である。チャネル応答に対する補正は、パイロットシーケンス信号で動作するＡＶＣで計算されたチャネル応答推定値を用いて行う。ＡＭＦの出力信号は最大値を与えるように加算されるマルチパス成分の合成値である。この合成がマルチパス信号受信の歪みに対して補正を行う。種々のメッセージ逆拡散回路がＡＭＦからのこの合成マルチパス成分信号で動作する。

図８ｄはＡＭＦの一つの実施例を示す。Ａ／Ｄ変換器８７０からのサンプリング出力信号をＬ段遅延線８７２に加える。この遅延線８７２の各段は異なるマルチパス信号成分に対応する信号を保持する。チャネル応答に対する補正を、乗算器バンク８７４のそれぞれの乗算器で成分と遅延ずみの信号成分対応のＡＶＣからの重みづけ係数ｗ１、ｗ２、・・・、ｗＬとを乗算することによって各遅延ずみ信号成分に加える。すべての重みづけ信号成分を加算器８７６で加算して合成マルチパス成分信号ｙ（ｔ）を生ずる。

合成マルチパス成分信号ｙ（ｔ）は搬送波信号の位相および周波数ずれによる補正を含まない。搬送波信号の位相および周波数ずれに対する補正は、乗算器８７８において搬送波位相および周波数補正値（逆回転位相器）をｙ（ｔ）に乗算することによってｙ（ｔ）に対して行う。上述のとおり、位相および周波数補正値はＡＶＣで生成する。図８ｄは補正値を逆拡散回路８８０の前に加えるように示しているが、本発明の代替的実施例では、補正値は逆拡散回路のあとで加えることができる。

［無線搬送波局（ＲＣＳ）］
本発明の無線搬送波局（ＲＣＳ）は、ＳＵと無線配信ユニット（ＲＤＵ）などの遠隔処理制御回路網要素との間の電話局インタフェースとして作用する。本実施例のＲＤＵへのインタフェースはG.704標準およびDECT V5.1の改良版によるインタフェースに準拠するが、本発明は呼制御チャネルおよびトラフィックチャネルを交換できる任意のインタフェースをサポートできる。ＲＣＳは呼制御データおよび３２kb/sＡＤＰＣＭ、６４kb/s ＰＣＭ、およびＩＳＤＮなどのトラフィックチャネルデータ、およびシステム構成および保守データなどの情報チャネルをＲＤＵから受ける。また、ＲＣＳはＳＵとのＣＤＭＡ無線インタフェースベアラチャネルの終端を形成する。これらベアラチャネルは制御データおよびトラフィックチャネルデータの両方を含む。ＲＤＵまたはＳＵからの呼制御データに応答して、ＲＣＳはトラフィックチャネルをＲＦ通信リンク上のベアラチャネルに割り当て、ＳＵと電話網との間の通信接続をＲＤＵ経由で形成する。

図９に示すとおり、ＲＣＳはＭＵＸ９０５、９０６および９０７への呼制御情報データおよびメッセージ情報データをインタフェース線路９０１、９０２および９０３経由で受ける。図にはＥ１フォーマットを示すが、それ以外の同様の通信フォーマットも後述のとおり同様にサポートできる。各ＭＵＸはＰＣＭハイウェイ９１０経由の無線アクセスコントローラ（ＷＡＣ）９２０への接続を提供する。図１に示した実施例のシステムはＥ１インタフェースを用いているが、Ｔ１回線や私設交換機（ＰＢＸ）とのインタフェースを形成するそれ以外の回線など多数の呼を伝送する上記以外の種類の電話回線も利用することを想定している。

無線アクセスコントローラ（ＷＡＣ）９２０は、呼制御機能およびＭＵＸ９０５、９０６、９０７とモデムインタフェースユニット（ＭＩＵ）９３１、９３２、９３３との間のデータストリームの相互接続を管理するＲＣＳシステムコントローラである。また、ＷＡＣ９２０はＶＤＣ９４０、ＲＦ９５０および電力増幅器９６０など上記以外のＲＣＳ構成要素を制御し監視する。

ＲＦ送／受信機９５０、ＶＤＣ９４０および電力増幅器９６０相互間の制御信号およびステータス信号の転送のためにＷＡＣ９２０に低速バス９１２が接続してある。ＷＡＣ９２０は制御信号を供給し、それによってＲＦ送／受信機９５０または電力増幅器９６０をイネーブルしまたはディスエーブルし、ステータス信号がＲＦ送／受信機９５０または電力増幅器９６０から返送されて故障状態の有無を監視する。

実施例のＲＣＳは図１０に示した後述のＭＩＵ９３１を少なくとも一つ含む。この実施例のＭＩＵは六つのＣＤＭＡモデムを備えるが、本発明はモデムの数を６に限定するわけではない。このＭＩＵは、ＰＣＭインタフェース１２２０経由でＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２および１２１５の各々に接続したシステムＰＣＭハイウェイ１２０１と、ＭＩＵコントローラ１２３０並びにＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２および１２１３の各々に接続した制御チャネルバス１２２１と、ＭＩＵクロック信号発生器（ＣＬＫ）１２３１と、モデム出力合成器１２３２とを含む。ＭＩＵはＲＣＳに次の機能、すなわち：ＭＩＵコントローラがＷＡＣからＣＤＭＡチャネル割当て命令を受けてモデムをＭＵＸの回線インタフェースへのユーザ情報信号に割り当てるとともにＳＵからのＣＤＭＡチャネル受信用のモデムを割り当てる；ＭＩＵＣＤＭＡモデムの各々についてＣＤＭＡ送信モデムデータを合成する；ＶＤＣへの送信のためにＣＤＭＡモデムからのＩおよびＱ送信メッセージデータを多重化する；ＶＤＣからのアナログＩおよびＱ受信メッセージを受信する；これらＩおよびＱデータをＣＤＭＡモデムに分配する；デジタルＡＧＣデータを送受信する；ＡＧＣデータをＣＤＭＡモデムに分配する；およびＭＩＵボード状態および保守情報をＷＡＣ９２０に送る、などの機能をもたらす。

本発明の実施例のＭＩＵコントローラ１２３０はMC68360「QUICC」プロセッサなどの通信マイクロプロセッサ１２４０を１個備え、フラッシュＰＲＯＭ１２４３およびＳＲＡＭ１２４４を備えるメモリ１２４２を含む。フラッシュＰＲＯＭ１２４３は、マイクロプロセッサ１２４０のためのプログラム符号の格納のために備えてあり、メモリ１２４３はプログラムの新たなヴァージョンのサポートのためにダウンロードおよび再プログラミングが可能である。ＳＲＡＭ１２４４はＭＩＵコントローラ１２３０によるデータ読出し／書込み時にMC68360マイクロプロセッサ１２４０が必要とする一時的なデータスペースを備えるように設けてある。

ＭＩＵ ＣＬＫ回路１２３１はＭＩＵコントローラ１２３０にタイミング信号を供給するとともにＣＤＭＡモデムにもタイミング信号を供給する。ＭＩＵＣＬＫ回路１２３１はシステムクロック信号ｗ０（ｔ）を受けてその信号に同期する。また、コントローラクロック信号発生器１２３１はＭＵＸからＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２および１２１５に分配される拡散符号クロック信号ｐｎ（ｔ）も受けてその信号に同期する。

本実施例のＲＣＳは一つのＭＩＵに設けたシステムモデム１２１０を含む。システムモデム１２１０は一斉通報拡散器（図示せず）およびパイロット発生器（図示せず）を備える。一斉通報モデムは、この実施例のシステムが用いる一斉通報情報を供給し、この一斉通報メッセージデータをＭＩＵコントローラ１２３０からシステムモデム１２１０に転送する。システムモデムは信号ＣＴ１乃至ＣＴ４および信号ＡＸ１乃至ＡＸ４の送信に用いる四つの追加のモデム（図示せず）も備える。システムモデム１２１０はＶＤＣに供給される重みづけなしのＩおよびＱ一斉通報メッセージデータ信号を供給する。ＶＤＣは一斉通報メッセージデータ信号をＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２および１２１５すべてのＭＩＵＣＤＭＡモデム送信データおよびグローバルパイロット信号に加える。

パイロット発生器（ＰＧ）１２５０は本発明に用いるグローバルパイロット信号を供給し、このグローバルパイロット信号はＭＩＵコントローラ１２３０によってＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２および１２１５に供給される。しかし、本発明の他の実施例ではＭＩＵコントローラでグローバルパイロット信号を発生する必要はなく、任意の形式のＣＤＭＡ符号系列発生器の発生したグローバルパイロット信号を用いる。この実施例においては、重みづけなしのＩおよびＱグローバルパイロット信号をもＶＤＣに送り、そのＶＤＣで重み付けしてＭＩＵＣＤＭＡモデム送信データおよび一斉通報メッセージデータ信号に加える。

ＲＣＳにおけるシステムタイミングはＥ１インタフェースから抽出する。ＲＣＳには四つのＭＵＸがあり、そのうちの三つ（９０５、９０６および９０７）が図９に示してある。各シャーシには二つのＭＵＸが設けてある。各シャーシに設けた二つのＭＵＸの一方をマスターに指定し、マスターの一つをシステムマスターに指定する。システムマスターを構成するＭＵＸは位相同期ループ（図示せず）を用いてＥ１インタフェースから2.048MHzのＰＣＭクロック信号を抽出する。システムマスターＭＵＸはこの2.048MHzのＰＣＭクロック信号を１６で分周して１２８KHz基準クロック信号を生ずる。この１２８KHz基準クロック信号をシステムマスターであるＭＵＸからすべての他のＭＵＸに分配する。各ＭＵＸは１２８KHz基準クロック信号を周波数乗算し、ＰＮクロック信号の２倍の周波数のシステムクロック信号を合成する。また、ＭＵＸは１２８KHzのクロック信号を１６分の１に分周してＭＩＵ向けの８KHzフレーム同期信号を生ずる。この実施例のためのシステムクロック信号は帯域幅７MHzのＣＤＭＡチャネルについては11.648MHzの周波数を有する。また、各ＭＵＸはシステムクロック信号を２分の１に分周しＰＮクロック信号を生じ、そのＰＮクロック信号を２９８７７ １２０（ＰＮ系列長）でさらに分周し、エポック境界指示用のＰＮ同期信号を生ずる。システムマスターＭＵＸからのＰＮ同期信号もすべてのＭＵＸに分配し、それによって各ＭＵＸについて内部発生クロック信号の位相整合を維持する。ＰＮ同期信号とフレーム同期信号とは同期状態になる。次に、各シャーシでマスターＭＵＸに指定された二つのＭＵＸはシステムクロック信号およびＰＮクロック信号の両方をＭＩＵおよびＶＤＣに分配する。

ＰＣＭハイウェイインタフェース１２２０はシステムＰＣＭハイウェイ９１１をＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、１２１５の各々に接続する。ＷＡＣコントローラは、各対応ユーザ情報信号についてのトラフィックメッセージ制御信号を含むモデムを制御情報をＨＳＢ９７０経由でＭＩＵコントローラ１２３０に送信する。ＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、１２１５の各々はＭＩＵコントローラ１１１１からシグナリング情報などのトラフィックメッセージ制御信号を受ける。トラフィックメッセージ制御信号は呼制御（ＣＣ）情報と拡散符号および逆拡散符号系列情報とを含む。

ＭＩＵはＭＩＵの中のＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、１２１５からの同相（Ｉ）および直交位相（Ｑ）モデム送信データを含む重みづけずみのＣＤＭＡモデム送信データを加算する送信データ合成器１２３２を含む。この同相（Ｉ）モデム送信データを直交位相（Ｑ）モデム送信データとは別に加算する。送信データ合成器１２３２からの結合ずみのＩおよびＱモデム送信データ出力信号をＩおよびＱマルチプレクサ１２３３に加え、デジタルデータストリームの形に多重化されるＩおよびＱモデム送信データから成る単一のＣＤＭＡ送信メッセージチャネルを生ずる。

受信データ入力回路（ＲＤＩ）１２３４は図９に示したビデオ分配回路（ＶＤＣ）９４０からアナログ差動ＩおよびＱデータを受け、それらアナログ差動ＩおよびＱデータをＭＩＵのＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、１２１５の各々に分配する。自動利得制御分配回路（ＡＧＣ）１２３５はＶＤＣからＡＧＣデータ信号を受け、そのＡＧＣデータをＭＩＵのＣＤＭＡモデムの各々に分配する。ＴＲＬ回路１２３３はトラフィック信号灯情報受け、そのトラフィック信号灯データをモデム１２１０、１２１１、１２１２、１２１５の各々に同様に分配する。

［ＣＤＭＡモデム］
ＣＤＭＡモデムはＣＤＭＡ拡散符号系列を発生し送信機と受信機との間の同期をとる。
また、ＣＤＭＡは特定の電力レベルでのスペクトラム拡散および送信に備えて６４ksym／秒、３２ksym／秒、１６ksym／秒および８ksym／秒にそれぞれプログラム可能な四つの全二重チャネル（ＴＲ０、ＴＲ１、ＴＲ２およびＴＲ３）を提供する。ＣＤＭＡモデムは自動電力制御を可能にするように受信信号強度を測定し、パイロット信号の発生および送信を行い、前向き誤り補正（ＦＥＣ）用の信号により符号化および復号化を行う。ＳＵの中のモデムはＦＩＲフィルタを用いて送信機拡散符号パルスの整形を行う。ＣＤＭＡモデムは加入者ユニット（ＳＵ）で使われ、以下の説明においてＳＵのみで使う特徴についてはその旨を明確に指摘する。ＣＤＭＡモデムの動作周波数を表７に示す。

図１０のＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、１２１５の各々は、図１１に示すとおり、送信部１３０１および受信部１３０２から構成される。ＣＤＭＡモデムは外部システムから制御メッセージＣＮＴＲＬを受信する制御部１３０３も備える。これらの制御メッセージは、例えば特定の拡散符号の割当てや、拡散または逆拡散の起動や、送信速度の割当てなどに用いられる。また、ＣＤＭＡモデムはそのＣＤＭＡモデムの用いる種々の拡散符号および逆拡散符号の発生に用いる符号発生器１３０４を有する。送信部１３０１は入力情報および制御信号ｍｉ（ｔ）、ｉ＝１、２、・・・、Ｉをスペクトラム拡散処理ずみのユーザ情報信号ｓｃｊ（ｔ）、ｊ＝１、２、・・・、Ｊとして送信するためのものである。送信部１３０１は制御手段１３０３によって制御される符号発生器１３０４からグローバルパイロット符号を受ける。スペクトラム拡散処理ずみのユーザ情報信号は同様に処理された他の信号に加えられ、ＣＤＭＡＲＦ順方向メッセージリンク経由でＣＤＭＡチャネルとして例えばＳＵに送信される。受信部１３０２は、ｒ（ｔ）としてのＣＤＭＡチャネルを受信し、例えばＳＵからＲＣＳにＣＤＭＡＲＦ逆方向メッセージリンク経由で送信されてきた利用者情報および制御信号ｒｃｋ（ｔ）、ｋ＝１、２、・・・、Ｋを逆拡散し、再生する。

［ＣＤＭＡモデム送信部］
図１２を参照すると、符号発生手段１３０４は送信同期制御ロジック１４０１および拡散符号ＰＮ発生器１４０２を含み、送信部１３０１はモデム入力信号受信装置（ＭＩＳＲ）１４１０と畳込み符号化装置１４１１、１４１２、１４１３および１４１４と、拡散装置１４２０、１４２１、１４２２、１４２３および１４２４と、合成器１４３０とを含む。送信部１３０１は、メッセージデータチャネルＭＥＳＳＡＧＥを受信し、各メッセージデータチャネルをそれぞれの畳込み符号化装置１４１１、１４１２、１４１３、１４１４において畳込み符号化し、それぞれの拡散装置１４２０、１４２１、１４２２、１４２３、１４２４においてランダム拡散符号系列でそれらのデータを変調し、この実施例では符号発生器からの受信パイロット符号を含むすべてのチャネルからの被変調データを合成器１４３０で合成し、ＲＦ送信のためのＩおよびＱ成分を生ずる。この実施例の送信部１３０１は、６４kb/s、３２kb/s、１６kb/s、および８kb/sの四つのプログラム可能なチャネル（ＴＲ０、ＴＲ１、ＴＲ２およびＴＲ３）をサポートする。メッセージチャネルデータはＰＣＭインタフェース１２２０経由でＰＣＭハイウェイ１２０１から受信された時間多重化信号であり、ＭＩＳＲ１４１０に入力される。

図１３は、ＭＩＳＲ１４１０の例のブロック図である。本発明の実施例では、カウンタを８KHzのフレーム同期信号ＭＰＣＭＳＹＮＣでセットし、タイミング回路１４０１からの2.048MHzのＭＰＣＭＣＬＫで増分計数する。カウンタ出力をＴＲ０、ＴＲ１、ＴＲ２、ＴＲ３のメッセージデータへのスロット時間位置対応のＴＲＣＦＧ値と比較器１５０２で比較し、ＴＲＣＦＧ値はＭＣＴＲＬの中のＭＩＵコントローラ１２３０から受ける。比較器はシステムクロックから得られるＴＸＰＣＮＣＬＫタイミング信号を用いて、メッセージチャネルデータをバッファ１５１０、１５１１、１５１２、１５１３に同期入力するレジスタ１５０５、１５０６、１５０７、１５０８にカウント出力を送る。メッセージデータは、タイミング制御ロジック１４０１からのイネーブル信号ＴＲ０ＥＮ、ＴＲ１ＥＮ、ＴＲ２ＥＮ、ＴＲ３ＥＮが活性状態のときＰＣＭハイウェイ信号ＭＥＳＳＡＧＥからの信号ＭＳＧＤＡＴから供給される。他の実施例では、ＭＥＳＳＡＧＥは暗号化速度またはデータ速度に応じてレジスタをイネーブルする信号を含めることもできる。カウンタ出力がチャネル位置アドレスの一つと等しい場合は、レジスタ１５１０、１５１１、１５１２、１５１３の中の特定の送信メッセージデータを図１２に示した畳込み符号化装置１４１１、１４１２、１４１３、１４１４に入力する。

畳込み符号化装置はこの技術分野で周知の前向き誤り訂正（ＦＥＣ）手法の利用を可能にする。ＦＥＣ手法は、符号化ずみの形式でデータを発生する際の冗長度の導入に依存する。符号化ずみのデータは送信され、データの冗長度は受信復号化装置による誤り検出および誤り訂正を可能にする。本発明の一つの実施例は畳込み符号化を用いる。追加データビットを符号化処理の段階でデータに加え、符号化オーバーヘッドとする。符号化速度は送信ずみの全ビット（符号データ＋冗長データ）に対する送信ずみのデータビットの割合で表され、符号速度「Ｒ」と呼ばれる。

畳込み符号はすでに符号化ずみの多数のビットで新たな未符号化ビットの各々を畳み込むことによって各符号ビットを生じさせた符号である。符号化処理で使われるビットの総数を符号の拘束長「Ｋ」と呼ぶ。畳込み符号化では、データをＫビット長のシフトレジスタにクロックで１ビットごとに格納し、入来ビットとその時点で格納ずみのＫ−１ビットとを畳込み符号化して新たなシンボルを生ずる。畳込み処理は、利用可能なビットの特定のパターン、すなわち少なくとも一つのシンボルにおける最初のビットおよび最後のビットを常に含むビットの特定のパターンのモジュロ−２和から成るシンボルを生ずる処理である。

図１４は、図１２の符号化装置１４１１として用いるのに適したＫ＝７、Ｒ＝１／２畳込み符号化装置のブロック図を示す。この回路は本発明の一つの実施例で用いたＴＲ０チャネルを符号化する。レジスタ段Ｑ１乃至Ｑ７から成る７ビットレジスタ１６０１はＴＲ０ＥＮ信号のアサート時に信号ＴＸＰＮＣＬＫを用いてＴＲ０データをクロックごとに１ビットずつ格納する。レジスタ段Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ６およびＱ７の出力値を排他的論理和回路１６０２および１６０３でそれぞれ合成し、それによってＴＲ０チャネルＦＥＣＴＲ０ＤＩおよびＦＥＣＴＲ０ＤＱについてのそれぞれのＩチャネルＦＥＣデータおよびＱチャネルＦＥＣデータを生ずる。

二つの出力シンボルストリームＦＥＣＴＲ０ＤＩおよびＦＥＣＴＲ０ＤＱを生ずる。シンボルストリームＦＥＣＴＲ０ＤＩはビット６、５、４、３および０（８進法１７１）に対応するシフトレジスタの出力の排他的論理和回路１６０２によって生成され、送信メッセージチャネルデータの同相成分「Ｉ」となる。同様に、シンボルストリームＦＥＣＴＲ０ＤＱはビット６、４、３、１および０（８進法１３３）からのシフトレジスタ出力の排他的論理和回路１６０３によって生成され、送信メッセージチャネルデータの直交位相成分「Ｑ」となる。受信側での誤差補正を可能にするのに必要な冗長度を生ずる、単一の符号化ずみビットを表すように二つのシンボルを送信する。

図１４を参照すると、送信メッセージチャネルデータのためのシフトイネーブルクロック信号を制御タイミングロジック１４０１で発生する構成が示してある。各チャネルについての畳込み符号化ずみの送信メッセージチャネル出力データは、送信メッセージチャネルデータを符号発生器１４０２からの予め割当てずみの拡散符号系列と乗算するそれぞれの拡散器１４２０、１４２１、１４２２、１４２３および１４２４に加える。この拡散符号系列は上述のとおり制御回路１３０３で生成され、ランダム擬似雑音シグネチャ系列（ＰＮ−符号）と呼ばれる。

拡散器１４２０、１４２１、１４２２、１４２３、１４２４の各々の出力信号は、スペクトラム拡散ずみの送信データチャネルである。拡散器の動作は次のとおりである：すなわち、ランダム系列（ＰＮＩ＋ｊＰＮＱ）を乗算したチャネル出力（Ｉ＋ｊＱ）のスペクトラム拡散により（ＩｘｏｒＰＮＩ）および（−ＱｘｏｒＰＮＱ）から成る出力の同相成分Ｉが得られる。なお、この出力の直交位相成分Ｑは、（ＱｘｏｒＰＮＩ）および（ＩｘｏｒＰＮＱ）である。パイロットチャネルロジック（Ｉ＝１、Ｑの値は禁止されている）へのチャネルデータ入力は存在しないので、パイロットチャネルについての拡散ずみ出力信号はＩ成分についての系列ＰＮＩおよびＱ成分についての系列ＰＮＱを生ずる。

合成器１４３０はＩおよびＱ拡散送信データチャネルを受信し、それらチャネルを合成してＩモデム送信データ信号（ＴＸＩＤＡＴ）およびＱモデム送信データ信号（ＴＸＱＤＡＴ）にする。Ｉ拡散送信データおよびＱ拡散送信データは別々に加算する。

ＳＵについては、ＣＤＭＡモデム送信部１３０１が合成器からＩおよびＱチャネルを受信して、送信されてきた信号のパルス整形、隣接スペクトラム制御およびｘ／ｓｉｎ（ｘ）補正を行うためのＦＩＲフィルタを含む。互いに別個ではあるが互いに同一のＦＩＲフィルタがＩおよびＱ拡散ずみ送信データストリームをチップ速度で受け、各フィルタの出力信号はチップ速度の２倍になる。これらＦＩＲフィルタの一つの例は２倍のアップサンプリング（補間）を行う２８タップの偶数対称フィルタである。アップサンプリングはフィルタ処理の前に行うので、２８個のタップはチップ速度の２倍での２８個のタップを意味し、アップサンプリングは一つおきのサンプルを０に設定することにより達成する。係数の例を表８に示す。

［ＣＤＭＡモデム受信部］
図９および１０を参照すると、本実施例のＲＦ受信機９５０は、ＶＤＣ９４０からＭＩＵ９３１、９３２、９３３経由でＣＤＭＡモデム１２１０、１２１１、１２１２、１２１５に送信されてきたアナログ入力ＩおよびＱＣＤＭＡチャネルを受ける。これらのＩおよびＱＣＤＭＡチャネル信号をＣＤＭＡモデム受信部１３０２（図１１に示す）でサンプリングし、図１５に示すＡ−Ｄ変換器１７３０によりＩおよびＱデジタル受信メッセージ信号に変換する。本発明の実施例のＡ−Ｄ変換器のサンプリング速度は、逆拡散符号速度と等価である。次に、ＩおよびＱデジタル受信メッセージ信号を四つのチャネル（ＴＲ０、ＴＲ１、ＴＲ２およびＴＲ３）の逆拡散符号系列、ＡＰＣ情報およびパイロット符号に対応する六つの互いに異なる複素拡散符号系列を用いて相関器で逆拡散する。

受信信号への受信機の同期引込みは、２つの段階に分けられる。すなわち、まず初期捕捉段階があり、次に信号タイミング捕捉のあとのトラッキング段階がある。初期捕捉は受信機でローカルに発生したパイロット符号系列の位相を受信信号に対してシフトさせ、パイロット逆拡散器の出力をしきい値と比較することによって行う。この手法は逐次サーチと呼ばれる。二つのしきい値（整合および却下）を補助逆拡散装置から計算する。信号を捕捉すると、サーチ処理を中止してトラッキング処理を開始する。トラッキング処理は受信機の用いる符号発生器１３０４（図１１および１５に示す）を入来信号と同期した状態に維持する。この実施例で用いるトラッキングループは遅延同期ループ（ＤＬＬ）であり、図１５の捕捉およびトラックブロック１７０１およびＩＰＭブロック１７０２で実働化する。

図１１において、モデムコントローラ１３０３は送信信号に対する受信信号の位相シフトおよび周波数シフトを計算する図１５のＳＷＰＬＬロジック１７２４中のソフトウェアアルゴリズムとして位相同期ループ（ＰＬＬ）を実働化する。位相シフトの計算値をマルチパスデータ信号位相回転合成ブロック１７１８、１７１９、１７２０、１７２１で位相シフトを逆転させるのに用い、受信チャネルＴＲ０’、ＴＲ１’、ＴＲ２’およびＴＲ３’対応の出力信号の生成のための合成に備える。次に、データをViterbi復号器１７１３、１７１４、１７１５、１７１６でViterbi復号し、受信メッセージチャネルの各々における畳込み符号化を除去する。

図１５は、符号発生器１３０４が受信チャネル逆拡散装置１７０３、１７０４、１７０５、１７０６、１７０７、１７０８、１７０９の用いる符号系列ＰＮｉ（ｔ）（ｉ＝１、２、・・・、Ｉ）を供給することを示す。生成される上記符号系列はシステムクロック信号のＳＹＮＫ信号に応答して同期を確保してあり、図１１のモデムコントローラ１３０１からのＣＣＮＴＲＬ信号で定まる。図１５を参照すると、ＣＤＭＡモデム受信部１３０２は適応整合フィルタ（ＡＭＦ）１７１０と、チャネル逆拡散装置１７０３、１７０４、１７０５、１７０６、１７０７、１７０８、１７０９と、パイロットＡＶＣ１７１１と、補助ＡＶＣ１７１２と、Viterbi復号器１７１３、１７１４、１７１５、１７１６と、モデム出力インタフェース（ＭＯＩ）１７１７と、位相回転および合成ロジック１７１８、１７１９、１７２０、１７２１と、ＡＭＦ重み発生器１７２２と、量分位数推算ロジック１７２３とを含む。

本発明の別の実施例では、ＣＤＭＡモデム受信機にチャネルのＢＥＲおよびViterbi復号器１７１３、１７１４、１７１５、１７１６とＭＯＩ１７１７との間の空き符号挿入ロジックのＢＥＲを測定するビットエラー積分器を併せて含み、メッセージデータ喪失時の空き符号の挿入に備える。

適応整合フィルタ（ＡＭＦ）１７１０は無線チャネルに起因するマルチパス干渉を解消する。実施例のＡＭＦ１７１０は図１６に示すとおり１１段の複素ＦＩＲフィルタを用いる。受信したＩおよびＱデジタルメッセージ信号を図１５のＡ−Ｄ変換器１７３０からレジスタ１８２０に受け、乗算器１８０１、１８０２、１８０３、１８１０、１８１１において図１５のＡＭＦ重み発生器１７２２からのＩおよびＱチャネル重み係数Ｗ１乃至Ｗ１１と乗算する。図示の実施例では、Ａ−Ｄ変換器１７３０は、２の補数値としてＩおよびＱデジタル受信メッセージ信号データ、すなわち、受信拡散符号クロック信号ＲＸＰＮＣＬＫに応答する１１段シフトレジスタ１８２０を通じてクロック歩進するＩデータ６ビットおよびＱデータ６ビットが供給される。信号ＲＸＰＮＣＬＫは符号発生ロジック１３０４のタイミング部１４０１によって生成する。上記シフトレジスタの各段にはタップ接続を設け、各段の出力を乗算器１８０１、１８０２、１８０３、１８１０、１８１１で個々の（６ビットＩおよび６ビットＱ）重み係数と複素乗算し、それによって１１個のタップでそれぞれ重みづけられた積を発生し、それら積を加算器１８３０で加算して７ビットのＩ値および７ビットのＱ値に限定した出力を生ずる。

ＣＤＭＡモデム受信部１３０２（図１１に示す）はメッセージチャネルを逆拡散するための独立したチャネル逆拡散装置１７０３、１７０４、１７０５、１７０６、１７０７、１７０８、１７０９（図１５に示す）を備える。この実施例は七つのメッセージチャネルを逆拡散し、各逆拡散装置は１ビットＩ逆拡散符号信号および１ビットＱ逆拡散符号信号を受けてこれら符号と８ビットＩデータ入力×８ビットＱデータ入力との間の複素相関をとる。これら七つの逆拡散装置が七つのチャネル、すなわちトラフィックチャネル０（ＴＲ０’）、ＴＲ１’、ＴＲ２’、ＴＲ３’、補助チャネルＡＵＸ、自動電力制御ＡＰＣチャネルおよびパイロットチャネルＰＬＴにそれぞれ対応する。

図１７に示すパイロットＡＶＣ１７１１はタイミング信号ＲＸＰＮＣＬＫに応答してＩおよびＱパイロット拡散符号系列値ＰＣＩおよびＰＣＱをシフトレジスタ１９２０に受けるものであるが、このパイロットＡＶＣ１７１１は、各々がＩおよびＱデジタル受信メッセージ信号データと同じパイロット符号系列の１チップ遅延出力との間の相関をとる１１個の個別の逆拡散装置１９０１乃至１９１１を含む。信号ＯＥ１、ＯＥ２、・・・、ＯＥ１１をモデム制御１３０３が用いて逆拡散動作をイネーブルする。逆拡散装置の出力信号を合成器１９２０で合成し、ＡＣＱ＆トラックロジック１７０１（図１５に示す）で受け、最終的にモデムコントローラ１３０３（図１１に示す）で受けるパイロットＡＶＣ１７１１の相関信号ＤＳＰＲＤＡＴを形成する。捕捉＆トラックロジック１７０１はこの相関信号値を用いて市内局に近い方の受信機が遠い方の送信機と同期しているかどうかを判定する。

補助ＡＶＣ１７１２はＩおよびＱデジタル受信メッセージ信号データをも受信し、この実施例では図１８に示すとおり四つの個別の逆拡散装置２００１、２００２、２００３、２００４を含む。各逆拡散装置はＩおよびＱデジタル受信メッセージデータを受け、これらのメッセージデータと、シフトレジスタ２０２０に入力され格納されている符号発生器１３０４供給の同じ逆拡散符号系列ＰＡＲＩおよびＰＡＲＱの遅延出力との間の相関をとる。逆拡散装置２００１、２００２、２００３、２００４の出力信号は雑音相関信号ＡＲＤＳＰＲＤＡＴを生ずる合成器２０３０で合成する。補助ＡＶＣ拡散符号系列はシステムの送信拡散符号系列のいずれにも対応しない。信号ＯＥ１、ＯＥ２、・・・、ＯＥ４は逆拡散動作をイネーブルするようにモデム制御回路１３０３が用いる。補助ＡＶＣ１７１２は量分位数推算値を量分位数推算器１７３３で計算するもととなる雑音相関信号ＡＲＤＳＰＲＤＡＴを生ずるとともに、捕捉＆トラックロジック１７０１（図１５に示す）およびモデムコントローラ１３０３（図１１に示す）への雑音レベル測定値を提供する。

受信メッセージチャネルＴＲ０’、ＴＲ１’、ＴＲ２’、ＴＲ３’に対応する逆拡散チャネル出力信号の各々は畳込み符号化されたデータに前向き誤り訂正を加える図１５の対応Viterbi復号器１７１３、１７１４、１７１５、１７１６に入力する。この実施例のViterbi復号器は、制約長Ｋ＝７および比Ｒ＝１／２を有する。復号化した逆拡散メッセージチャネル信号はＭＯＩ１７１７経由でＣＤＭＡモデムからＰＣＭハイウェイ１２０１に転送される。ＭＯＩの動作は、逆方向動作であることを除き、送信部１３０１（図１１に示す）のＭＩＳＲの動作と実質的に同じである。

ＣＤＭＡモデム受信部１３０２は受信ＣＤＭＡメッセージ信号の捕捉、トラッキングおよび逆拡散の互いに異なる段階の間にいくつかの互いに異なるアルゴリズムを実働化する。

受信信号が一時的に途切れた（または甚だしく劣化した）場合は、空き符号挿入アルゴリズムがそれら途切れたり劣化したりした受信メッセージデータの代わりに空き符号を挿入し、大きい雑音バーストが音声呼進行中にユーザに聞こえることがないようにする。空き符号は、Viterbi復号器１７１３、１７１４、１７１５、１７１６からの復号化ずみメッセージチャネル出力信号の代わりにＭＯＩ１７１７（図１５に示す）に送る。各トラフィックチャネルに用いられる空き符号は適切なパターンＩＤＬＥ、すなわちこの実施例では６４kb/sストリームについて８ビットワードで、３２kb/sストリームについて４ビットワードで構成するパターンＩＤＬＥをＭＯＩに書き込むことによりモデムコントローラ１３０３がプログラムする。

［受信パイロット信号の捕捉およびトラッキングのためのモデムアルゴリズム］
捕捉およびトラッキングアルゴリズムは、受信信号のおおよその符号位相の算定、ローカルモデム受信機逆拡散装置の入来パイロット信号への同期、および受信パイロット符号系列位相のトラッキングのために受信機で用いる。図１１および１５を参照すると、このアルゴリズムは符号発生器１３０４にクロック調整信号を供給するモデムコントローラ１３０３が実行する。これらの調整信号により、逆拡散装置用符号発生器がパイロットレーキ１７１１の測定出力値および量分位数推算装置１７２３Ｂからの量分位数の値に応答してローカル生成符号系列を調整するようにする。量分位数の値はＡＵＸベクトル相関器１７１２（図１５に示す）の出力値からの同相チャネルおよび直交位相チャネルで測定した雑音統計値である。受信機を受信信号に同期させることは初期捕捉段階とトラッキング段階との二つの段階に分けられる。初期捕捉段階は、ローカル生成パイロット拡散符号系列を受信信号の拡散符号速度よりも高速度または低速度でクロックし、ローカル生成パイロット拡散符号系列をスライドさせ、パイロットベクトル相関器１７１１の出力について逐次確率比率試験（ＳＰＲＴ）を行うことによって達成する。トラッキング段階はローカル生成拡散符号パイロット系列を入来パイロット信号と同期した状態に維持する。

ＳＵのコールド捕捉アルゴリズムは、ＳＵＣＤＭＡモデムが電源オンになったとき、したがって正しいパイロット拡散符号位相が未知であるとき、またはＳＵが入来パイロット信号との同期の再捕捉を試みたものの所要時間が長すぎたとき、ＳＵＣＤＭＡモデムが用いる。このコールド捕捉アルゴリズムは二つの下位段階に分けられる。第１の下位段階は、ＦＢＣＨが用いる長さ２３３４１５の符号にわたる検索から成る。このサブ符号位相が捕捉されると、このパイロットの２３３４１５×１２８長の符号が１２８の可能な位相の曖昧さの中にあることが把握される。第２の下位段階はこれら残りの１２８の可能な位相の検索である。ＦＢＣＨとの同期が外れないようにするために、この検索の第２段階ではＦＢＣＨ符号のトラッキングとパイロット符号の捕捉の試みとを相互に切り替えるのが望ましい。

短アクセスパイロット（ＳＡＸＰＴ）アルゴリズムのＲＣＳ捕捉はＳＵのＳＡＸＰＴパイロット信号の捕捉のためにＲＣＳＣＤＭＡモデムが用いる。このアルゴリズムはＳＡＸＰＴが長さＮの短符号系列（ただし、Ｎ＝チップ／シンボル）、すなわちシステムの帯域幅に応じてその長さが４５から１９５の範囲にわたる短符号系列であるために高速検索アルゴリズムである。このサーチは捕捉完了まですべての可能な位相を通じて巡回する。

長アクセスパイロット（ＬＡＸＰＴ）アルゴリズムのＲＣＳ捕捉はＳＡＸＰＴの捕捉の直後に開始する。ＳＵの符号位相は複数のシンボル持続時間内で既知であり、この発明の実施例ではＲＣＳからの往復遅延内にサーチすべき位相は７乃至６６あり得る。この範囲はＳＵパイロット信号がＲＣＳグローバルパイロット信号に同期している結果である。

再捕捉アルゴリズムは符号ロック（ＬＯＬ）外れが生じたときに開始される。Ｚ検索アルゴリズムはシステムのロック外れ直前の状態から符号位相があまり大きくドリフトしていないことを前提として処理を高速化するのに用いる。ＲＣＳは最大往復伝搬遅延で画されるＺ検索窓の最大幅を用いる。

プレトラック期間を捕捉アルゴリズムまたは再捕捉アルゴリズムの直後からトラッキングアルゴリズムの直前までに設ける。プレトラックはモデムの供給する受信データが有効とは考えられない固定の期間である。このプレトラック期間により、ＩＳＷＰＬＬ１７２４、捕捉およびトラッキング１７０１、ＡＭＦ重み発生器１７２２の用いるものなど上記以外のモデムアルゴリズムが現用のチャネルを準備しそれに適応することを可能にする。

プレトラック期間は二つの部分から成る。第１の部分は符号トラッキングループの引込み時の遅延である。第２の部分は決定ずみの重みづけ係数を生ずるようにＡＭＦ重み発生器１７２２が行うＡＭＦタップ重み計算に伴う遅延である。また、プレトラック期間の第２の部分において、搬送波トラッキングループがＳＷＰＬＬ１７２４によって引込み可能になり、スカラー量分位数推算が量分位数推算器１７２３Ａで行われる。

プレトラック期間の終了ののちトラッキング処理に入る。この処理は実際には反復的サイクルであり、モデムの供給する受信データが有効と見られる唯一の処理段階である。下記の動作、すなわちＡＭＦタップ重み更新、搬送波トラッキング、符号トラッキング、ベクトル量分位数更新、スカラー量分位数更新、符号同期チェック、逆転およびシンボル加算、および電力制御（順方向および逆方向）はこの段階で行われる。

ロック外れ（ＬＯＬ）が検出されると、モデム受信機はトラックアルゴリズムを終了させ、自動的に再捕捉アルゴリズムに入る。ＳＵにおいては、ＬＯＬが送信機を遮断状態にする。ＲＣＳでは、ＬＯＬはロック外れの直前のレベルに送信電力を固定した状態で順方向電力制御をディスエーブルする。また、ＬＯＬは送信中の応答電力制御情報が０１０１０１・・・パターンになるようにし、それによってＳＵが送信電力を一定に保つようにする。この動作は捕捉およびトラッキング回路１７０１へのリセット信号を発生する信号ロックチェック機能を用いて行うことができる。

ふた組の量分位数統計の値を一方は量分位数推算器１７２３Ｂで維持し、もう一方はスカラー量分位数推算器１７２３Ａで維持する。これら推算器はともにモデムコントローラ１３０３が用いる。上記第１の組の統計値はＡＵＸＡＶＣ受信機１７１２の生成する四つの複素数のベクトルから計算される「ベクトル」量分位数情報と呼ばれる。上記第２の組の統計値は、補助逆拡散装置１７０７から出力される単一の複素数ＡＵＸ信号から計算されるスカラー量分位数情報である。これらふた組の情報は予め定めた誤警報確率（Ｐｆａ）の維持に用いる雑音統計の互いに異なる組を表す。ベクトル量分位数データは雑音中に受信信号があることを判定するためにモデムコントローラ１３０３が実働化する捕捉および再捕捉アルゴリズムが用い、スカラー量分位数情報は符号ロックチェックアルゴリズムが用いる。

ベクトルの場合もスカラーの場合も、量分位数情報はラムダ０乃至ラムダ２の算出値、すなわち逆拡散受信信号の確率分布関数（ｐ．ｄ．ｆ）の推算およびモデムのＰＮ符号へのロックの有無判定に用いる境界値から成る。次に述べるＣサブルーチンに用いるＡｕｘ＿Ｐｏｗｅｒ値は、スカラー量分位数のためのスカラー相関器アレーのＡＵＸ信号出力を二乗した大きさであり、ベクトルについては二乗した大きさの和である。いずれの場合も、量分位数を次のＣサブルーチンを用いて計算する：

ただし、ＣＧ［ｎ］は、正の定数であり、ＧＭ［ｎ］は負の定数である（スカラー量分位数およびベクトル量分位数について互いに異なる値を用いている）。

捕捉段階の期間中は、ローカルに生成されたパイロット符号系列を用いた入来パイロット信号のサーチは、ローカル発生パイロット符号が受信信号に対して正しい符号位相を有するかどうかの判定のために、一連の逐次試験を用いる。サーチアルゴリズムは受信符号系列とローカル発生符号系列との位相が合っているかどうかの判定のための逐次確率比率試験（ＳＰＲＴ）を用いる。捕捉はマルチフィンガー受信機を有することから生じる並行処理によって高速化する。例えば、本発明のこの実施例では、主パイロットレーキ１７１１が１１チップ期間相当の全位相期間を表す合計１１のフィンガーを有する。捕捉のために八つの個別の逐次確率比率試験（ＳＰＲＴ）を各ＳＰＲＴが四つのチップウィンドウを監視する形で実働化する。各ウィンドウは先行のウィンドウからずれており、サーチ系列では所与の符号位相は四つのウィンドウでカバーする。八つのＳＰＲＴ試験がすべて拒絶されると、ウィンドウ組を８チップ分だけ動かす。ＳＰＲＴのいずれかが許容されれば、ローカル発生パイロット符号系列の符号位相をパイロットＡＶＣ内で許容ＳＰＲＴ位相を中心におくように調整する。二つ以上のＳＰＲＴが同時に許容しきい値に達する可能性がある。あり得る３５６種類の許容／拒絶の組合せをカバーするように参照テーブルを用い、モデムコントローラはパイロットレーキ１７１１内で正しい中心符号位相を推定するのにその情報を用いる。各ＳＰＲＴは、次のとおり実働化される（すべての動作は、６４ｋシンボル速度で行う）：フィンガー出力レベル値をＩ＿Ｆｉｎｇｅｒ［ｎ］およびＱ＿Ｆｉｎｇｅｒ［ｎ］で表す、ただしｎ＝０・・・１０（包括的、０は最先の（最も進んだ）フィンガーである）。その場合、各ウィンドウの電力は：

ＳＰＲＴを実働化するために、モデムコントローラは各ウィンドウについて擬似符号サブルーチンとして表される次の計算を行う：
/^* find bin for Power^*/
tmp = SIGMA[0];
for (k=0; k<3; k++){
if (Power
> lambda[k]) tmp = SIGMA[k+1];
}
test_statistic + =
tmp;/^*update statistic^*/
if (test_statistic >
ACCEPTANCE_THRESTHOLD) you've got ACQ;
else if (test_statistic <
DISMISSAL_THRESHOLD){
forget this
code phase;
} else keep trying - get more statistics;
ただし、lambda［ｋ］は量分位数推算に関して上に定義したとおりであり、SIGMA［ｋ］、ACCPECTANCE_THRESHOLD、DISMISSAL_THRESHOLDは、予め定めた定数である。なお、SIGMA［ｋ］は小さいｋの対応の値については負であり、ｋの正しい値については正であり、許可および拒否しきい値が統計上シンボル何個分のデータが累算されたかの関数ではなく定数となり得るようにしてある。

モデムコントローラは、lambda［ｋ］の値で範囲の定まるどのbinに電力レベルが入るかを判定し、これによって概算の統計値を生ずることが可能になる。

このアルゴリズムについては、制御電圧をε＝ｙ^TＢｙとして形成する。ただし、ｙはパイロットベクトル相関器１７１１の複素出力値から形成されるベクトルであり、Ｂは二乗検波器を参照して上述したとおり雑音を最小限に抑えながら動作特性を最適化するように予め定めた定数値で形成したマトリクスである。

二乗検波器の動作の理解には次の点を考慮することが有用である。すなわち、スペクトラム拡散（ＣＤＭＡ）信号ｓ（ｔ）はインパルス応答ｈｃ（ｔ）を有するマルチパスチャネルを通過する。ベースバンドスペクトラム拡散信号は式（２７）、すなわち

で表される。ただし、Ｃｉは複素拡散符号シンボルであり、ｐ（ｔ）は予め規定されたチップパルスであり、ＴＣはチップ時間間隔であり、ＴＣ＝１／ＲＣ、ＲＣはチップ速度である。

受信されたベースバンド信号は式（２８）、すなわち

で表される。ただし、ｑ（ｔ）＝ｐ（ｔ）＊ｈｃ（ｔ）であり、τは未知の遅延量であり、ｎ（ｔ）は付加雑音である。この受信信号は、フィルタｈＲ（ｔ）で処理され、処理すべき波形ｘ（ｔ）は式（２９）、すなわち

で表される。ただし、ｆ（ｔ）＝ｑ（ｔ）＊ｈＲ（ｔ）およびｚ（ｔ）＝ｎ（Ｔ）＊ｈＲ（ｔ）である。

受信機の例においては、受信信号をチップ速度、すなわち１／ＴＣでサンプリングする。これらのサンプル、すなわちｘ（ｍＴＣ＋τ’）は、ｒ番目の相関動作期間中に式（３０）で表される量分位数を計算する相関器アレイで処理される。

これらの量分位数は、雑音成分および式（３１）で与えられる決定論成分ｙ_k ^(r)から成る。

なお、関数ｆ（ｔ）は時間とともに低速で変化するが式の表現を容易にするために時間指数ｒは消去してもよい。

上記サンプルを整合フィルタ処理など受信機における後続の処理に最適な形でサンプリング位相τ’の調整のために処理する。この調整を次に説明する。この処理の表示を単純化するために、関数ｆ（ｔ＋τ）（ただし、τは調整すべき時間シフト）について説明するのが便利である。なお、関数ｆ（ｔ＋τ）は、雑音を伴う中で測定したものである。したがって、位相τ’を信号ｆ（ｔ＋τ）の測定に基づいて調整することは問題になり得る。雑音を説明するために関数ｖ（ｔ）：ｖ（ｔ）＝ｆ（ｔ）＋ｍ（ｔ）を導入する（ただし、項ｍ（ｔ）は、雑音処理を表す）。このシステムプロセッサは、関数ｖ（ｔ）の考慮に基づいて形成できる。

この処理は非コヒーレントであり、したがって包絡線電力関数｜ｖ（ｔ＋τ）｜²に基づく。式（３２）で与えられる関数ｅ（τ’）は、この処理の説明に役立つ。

シフトパラメータを区間（−∞、τ’−τ）上のエネルギーが区間［τ’−τ、∞］上のエネルギーに等しい場合に生じるｅ（τ’）＝０について調整する。誤り特性は単調であり、したがって単一の零交差点を有する。これはこの特性の望ましい点である。この特性の不利な点は、雑音が伴う場合に積分が制限されないため十分に規定されない点である。
しかし関数ｅ（τ’）は式（３３）で与えられる形に表現できる。

ただし、特性関数ｗ（ｔ）は、signum関数、すなわちｓｇｎ（ｔ）に等しい。

特性関数ｗ（ｔ）の最適化には式（３４）に示す指数Ｆを規定するのが有用である。

Ｆの分子はトラックずみの値τ０’の前後の区間［−ＴＡ、ＴＡ］についての平均誤り特性の数値勾配である。統計平均値を雑音およびランダムチャネルｈｃ（ｔ）についてとる。この統計平均値の算出には、チャネルの統計特性を指定するのが望ましい。例えば、チャネルをインパルス応答ｈｃ（ｔ）と式（３５）に示すとおりの強度関数ｇ（ｔ）を有する白色雑音処理Ｕ（ｔ）とを備える広方向定常無相関散乱チャネルとして形成することもできる。

ｅ（τ）の分散は、変動の自乗平均値として計算される。
ｅ'(τ)＝ｅ(τ)−<ｅ(τ)> （３６）
ただし、＜ｅ（τ）＞は雑音に対するｅ（τ）の平均である。

関数ｗ（ｔ）に対する指数Ｆの最適化は周知の最適化の変分的方法を用いて行うことができる。

最適のｗ（ｔ）が算定されると、その結果生じるプロセッサは次のとおり誘導される直交サンプルプロセッサにより正確に近似できる。

サンプリング定理により、帯域幅Ｗに帯域制限した信号ｖ（ｔ）は、式（３７）で示すとおり、その信号のサンプルで表現できる。

この展開式を式（ｚ＋６）に代入することにより、サンプルｖ（ｋ／Ｗ＋τ’−τ）の中の無限二次式が得られる。信号帯域幅がチップ速度に等しいと仮定することにより、チップクロック信号でクロックしたサンプリングをサンプルの生成に使用できる。これらのサンプルｖｋは、式（３８）で表される。

この仮定によって実働化が単純になる。エイリアシング誤差が小さければ、これは有効である。

実際には、ここに誘導された二次形式は切り捨てられる。正規化したＢマトリクスの例を表１２に示す。この例ではτが１チップに等しいとして指数関数的遅延拡散プロフィールｇ（ｔ）＝ｅｘｐ（−ｔ／τ）を仮定している。また、1.5チップに等しい開口パラメータＴＡを仮定している。基礎となるチップパルスは２０％余分の帯域幅を有する余弦帯域を有する。

符号トラッキングは次のとおり実働化したループ位相検出器経由で実働化している。ベクトルｙはパイロットＡＶＣ１７１１の１１個の複素出力レベル値を表す列ベクトルと定義し、Ｂは非コヒーレントパイロットＡＶＣ出力値ｙで性能を最適化する所定値を有する１１×１１の対称実数値係数マトリクスを示す。位相検出器の出力信号εは式（３９）で与えられる。
ε＝ｙ^TＢｙ （３９）
次に、比例プラス積分のループフィルタおよびＶＣＯの実働化のために、特定の送信チャネルおよび用途についてのシステム性能の最適化をめざしてシステムを構成することにより選択した定数αおよびβについて、以下の計算を行う。
ｘ［ｎ］＝ｘ［ｎ−１］＋βε
ｚ［ｎ］＝ｚ［ｎ−１］＋ｘ［ｎ］＋αε
ただし、ｘ［ｎ］はループフィルタの積分器出力値であり、ｚ［ｎ］はＶＣＯ出力値である。符号位相調整はモデムコントローラが次のＣ−サブルーチンを実行することによって行う。
if (z>zmx){
delay phase
1/16 chip;
z- = zmax;
} else if (z < -zmax){
advance phase
1/16 chip;
z+ = zmax;
}

本発明と整合した上記擬似符号には、別の遅延位相を用いることもできる。

ＡＭＦ重み発生器１７２２（図１５に示す）のＡＭＦタップ重み更新アルゴリズムは、パイロットレーキ１７１１の各フィンガー値の位相の逆転、およびメモリ付けのために、パイロットＡＶＣフィンガー値と搬送波トラッキングループの現在の出力値の複素共役値との複素乗算を行い、その値を低域フィルタに加えるとともにＡＭＦタップ重み値、すなわちＣＤＭＡモデムのＡＭＦフィルタに周期的に書き込まれるＡＭＦタップ重み値を生ずるようにフィルタ値の複素共役値を形成することによって周期的に起動する。

図１５に示したロックチェックアルゴリズムは、スカラー相関器アレーの出力信号に対してＳＰＲＴ動作を行うモデムコントローラ１３０３によって実働化する。ＳＰＲＴ手法はロックの検出確率の向上のために許可および拒否しきい値を変化させること以外は、捕捉アルゴリズムの手法と同じである。

搬送波トラッキングはスカラー相関アレーのパイロット出力値に対して作動する２次ループ経由で達成される。位相検出器出力はスカラー相関アレーの（複素数）パイロット出力信号とＶＣＯ出力信号との積の直交成分の厳格限定出力である。ループフィルタは比例および積分構成を備える。ＶＣＯは純粋に加算累計された位相φを伴い、この誤差はメモリ中の参照テーブルにより複素位相ｃｏｓφ＋ｊｓｉｎφに変換される。

捕捉およびトラッキングアルゴリズムに関する上述の説明は、捕捉の期間中はＡＭＦ、パイロットＡＶＣ、ＡｕｘＡＶＣ、およびＤＰＬＬが平衡状態になるまでコヒーレント基準が得られないため非コヒーレントトラッキングによる非コヒーレント捕捉追従を捕捉およびトラッキングアルゴリズムが必要とするので非コヒーレント手法に絞っている。しかし、この技術分野で周知のとおり、非コヒーレントトラッキングおよび非コヒーレント合成においては各パイロットＡＶＣフィンガーの出力位相情報がなくなるのでコヒーレントトラッキングおよびコヒーレント合成が常に最適である。したがって、本発明のもう一つの実施例は二段階捕捉およびトラッキングシステム、すなわち上述の非コヒーレントトラッキング手法に切り換える二段階捕捉およびトラッキングシステムを採用している。コヒーレント合成およびトラッキング手法はトラックずみの誤差信号が次の式で表される形をとることを除き上述のものと同じである。すなわち、
ε＝ｙ^TＡｙ （４０）
ただし、ｙはパイロットＡＶＣ１７１１の１１の複素出力レベル値を表す縦ベクトルを表し、ＡはコヒーレントパイロットＡＶＣ出力ｙで動作を最適化するための予め定めた値を有する１１×１１対称実数値係数マトリクスを表す。マトリクスＡの例を次に示す。

本発明を複数の実施例について説明してきたが、本発明が請求の範囲記載の本発明の範囲から逸脱することなく上記実施例への改変を伴って実施され得ることは当業者には理解されよう。

ＣＤＭＡによる第三世代セルラー無線電話方式のシステム容量の拡大に利用できる。

１０１ 基地局（ＢＳ）
１０２ 無線分配ユニット（ＲＤＵ）
１０３ 加入者線交換機（ＬＥ）
１０４、１０５、１１０ 無線搬送波局（ＲＣＳ）
１１１、１１２、１１５ 固定加入者局ユニット
１１７、１１８ 移動加入者局ユニット
１６１−１６５ 無線リンク
２０１ ３６段線形帰還シフトレジスタ（ＬＦＳＲ）
２０２ フィードフォワード（ＦＦ）回路
２１３−２２０ 二進法加算器
３０１ 整合フィルタ
３０２ サンプリング回路
３０３ チップ符号発生器
３０４ トラッキング回路
４０１、５０１ Ａ−Ｄ変換機
４０２、４０３、５０２、５０３ 相関バンク適応整合フィルタ
４０４、４０５、５０４、５０５ 加算／ダンプバンク
４０６、４０７、５０６、５０７ 計算器バンク
４０８、４０９、５１０、５１１ 加算器
４１０、５１２ 減算器
５０８、５０９ 重みづけバンク
６０１ 相関器
６０２ 逆拡散器
６０３ 補正手段
６０４ チャネル評価手段
６０５ 加算器
６０６ 捕捉判定手段
６０７ トラッキング回路
６０８ ローカルパイロット符号発生器
７０１、７０２、７０３、８０１、８０２、８０３ 相関器
７０４、７０５、７０６、８０４、８０５、８０６ 乗算器
７０８、７０９、７１０、８０８、８０９、８１０ 加算／ダンプ回路
７１１、７１２、７１３ 低域フィルタ
７１４−７１９、８１７、８１８、８１９乗算器
７２０、８２０ 主加算器
８３０ 符号系列発生器
８３１ シフトレジスタ
８４０ 加算回路
８４１ 乗算器
８４２ 加算／ダンプ回路
８５０ 位相同期ループ
８７０ Ａ−Ｄ変換器
８７２ Ｌ段遅延線
８７４ 乗算器バンク
８７６ 加算器
８７８ 乗算器
９２０ 無線アクセスコントローラ（ＷＡＣ）
９３１、９３２、９３３ モデムインタフェースユニット（ＭＩＵ）
９４０ ビデオ分配回路（ＶＤＣ）
１２１０−１２１５ ＣＤＭＡモデム
１２３０ ＭＩＵコントローラ
１２３２ 送信データ合成器
１２３３ ＩおよびＱマルチプレクサ
１２３４ 受信データ入力回路（ＲＤＩ）
１２３５ 自動利得制御分配回路（ＡＧＣ）
１３０４ 符号発生手段
１４１０ モデム入力信号受信装置（ＭＩＳＲ）
１４１１−１４１４ 畳込み符号化装置
１４２０−１４２４ 拡散装置
１４３０ 被変調データ合成器
１６０１ ７ビットシフトレジスタ
１６０２、１６０３ 排他的論理和回路

Claims (5)

1. 符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）加入者ユニットにおいて、
   基地局から、第１の符号分割多重（ＣＤＭ）信号を受信するよう構成された回路であって、前記ＣＤＭ信号は第１のトラフィックチャネルおよび第２のトラフィックチャネルを含み、前記第１のトラフィックチャネルおよび前記第２のトラフィックチャネルのデータレートは異なる、回路を備え、
   前記回路は、前記第１のトラフィックチャネルおよび前記第２のトラフィックチャネルからトラフィックデータを再生するようさらに構成されており、
   前記回路は、第２のＣＤＭ信号を前記基地局へ送信するようさらに構成されており、前記第２のＣＤＭ信号は、第３のトラフィックチャネル、第４のトラフィックチャネルおよび第５のチャネルを含み、前記第３のトラフィックチャネルおよび前記第４のトラフィックチャネルのデータレートは異なり、前記第５のチャネルはパイロットビットを含むこと を特徴とするＣＤＭＡ加入者ユニット。
2. 前記回路は、前記第３のトラフィックチャネルに第１のゲインを適用し、前記第５のチャネルに第２のゲインを適用するようさらに構成されていることを特徴とする請求項１に記載のＣＤＭＡ加入者ユニット。
3. 前記第１のゲインおよび前記第２のゲインは異なることを特徴とする請求項２に記載のＣＤＭＡ加入者ユニット。
4. 前記回路は、制御情報を含む第６のチャネルを送信するようさらに構成されていることを特徴とする請求項１に記載のＣＤＭＡ加入者ユニット。
5. 前記回路は、前記第１のトラフィクチャネルおよび前記第２のトラフィクチャネルに関連付けられたデータレートの表示を受信するようさらに構成されていることを特徴とする請求項１に記載のＣＤＭＡ加入者ユニット。

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